Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik LTC3784 Multiphase Mehrphasen Boost-Wandler


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von ChristianW. (Gast)


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Hallo zusammen,

zu einem Projekt, einem 4 phasigem Boost-Converter auf Basis des LTC3784 
hätte ich ein paar Fragen zu den Gate/Switchnode-Signalen.

Im allgemeinen läuft der Wandler, allerdings ergeben sich auf einem 
Switchnode ein paar Auffälligkeiten.

Der Wandler ist so konfiguriert, dass er ohne Last im Pulse-Skip-Mode 
läuft. Dies ist für den Master als auf für den Slave so eingestellt. Der 
Slave bekommt seinen Takt vom Master.

Nachfolgende Diagramme sind gegen GND gemessen. Vin=12V, Vout=51V

Für die Switchnodes ergeben sich hierbei

SWNode 1 & 2 -> sw1_2_idle.png
SWNode 3 -> sw3_idle.png
SWNode 4 -> sw4_idle.png

Wie man an SWNode3 sieht, scheint die das einzige Node zu sein, welches 
bei Leerlauf in irgendeiner Weise schaltet. Auch auch SWNode4 passiert 
etwas.

Hängt man eine Last an den Ausgang, verändert sich die Wellenform an 
SWNode3 entsprechend den Bildern:

1.0A: sw3_1.0A.png

1.5A: sw3_1.5A.png

2.5A: sw3_2.5A.png

Soweit, so gut/schlecht. Allerdings wird der SchaltFET ab 2.7A um 
ca.20°C wärmer als die SchaltFETs der anderen 3 Phasen. Das Gate vom 
SyncFET der Phase 3 zeigt erstmal keine Auffälligkeiten, ausser die 
Stufe in der Wellenform - diese ist aber bei allen 4 SyncFETs zu sehen.

SyncFET Phase 3 bei 2.7A: ch3_gate_syncfet_2.7A.png


Jemand eine Idee?

SchaltFET für Phase 3 rot markiert.

Beste Grüße

Christian

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Nachtrag, des Board ist ein 4-Lagen-Aufbau.

1: POWER VIN/VOUT/GND
2: POWER GND/VBIAS
3: POWER/SIGNAL VIN/VOUT/SWITCH/KelvinSense
4: POWER GND

Gruß Christian

von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Kannst du ein Foto von der Platine posten? Vermutung: zu wenig Lötzinn 
unter dem FET.
Kannst du die Bestückung mit einem falschen FET ausschließen?
Kannst du alle 4 Gate-Signale in einem Scope-Screenshot zeigen?
Bitte poste auch ein Bild von dem Schaltplan, Zumindest vom 
Leistungsteil.
Hat der betreffende FET vielleicht einen viel zu großen Gate-Widerstand 
aus Versehen bekommen?

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Nabend Kevin,

Kevin K. schrieb:
> Kannst du ein Foto von der Platine posten? Vermutung: zu wenig Lötzinn
> unter dem FET.

Anbei, zu wenig Lötzinn kann ich erstmal ausschliessen.

> Kannst du die Bestückung mit einem falschen FET ausschließen?

Ja, Fets sind alle Toshiba TPH2R506PL.

> Kannst du alle 4 Gate-Signale in einem Scope-Screenshot zeigen?

Derzeit nicht, aber ich habe da heute noch was gemessen, was das 
Verhalten ab 2.7A zumindest bildlich darstellt. Dieses "Schwingen" ist 
auf allen 4 Gateleitungen der SyncFETs, nur bei Phase 3 eben auch im 
Leerlauf.


> Bitte poste auch ein Bild von dem Schaltplan, Zumindest vom
> Leistungsteil.

Anbei für die Phasen 1/2. Phasen 3/4 sind identisch und laufen als 
Slave.

> Hat der betreffende FET vielleicht einen viel zu großen Gate-Widerstand
> aus Versehen bekommen?

Nein, alle haben 0R.

Ich habe mal Phase 3 jeweils die Gates vom SchaltFET und SyncFET für 
verschiedene Lastströme angesehen, bei 2.7A kommt es dann offensichtlich 
zum "Durchschuss". Auf Phase 1 ist bei gleichen Strom noch "Luft", 
eventuell ergibt sich das aus dem DCR-Sense-Netzwerk und Abweichungen im 
DCR der einzelnen Spulen..

Phase 3:

1.0A: ch3g_1a.png

1.5A: ch3g_1a5.png

2.0A: ch3g_2a.png

2.5A: ch3g_2a5.png

2.7A: ch3g_2a7.png


Im Detail:

 ch3g_2a7on.png

 ch3g_2a7off.png


Dagegen auf Phase 1 bei 2.7A:

 ch1g_2a7.png


Beste Grüße

Christian

von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Wenn dein QR-FET in Phase 3 20K mehr Erwärmung zeigt, als die anderen 
FETs, über welche Temperatur sprechen wir hier für die "kalten" FETs und 
den einen warmen? Bei dem Aufbau sollte bei nur 2,7A selbst eine 
einzelne Phase nur wenig Erwärmung zeigen.

Was mich an dem LTC etwas stört ist, dass die Spannung für den 
Gatetreiber nur knapp über 5 V liegt. Für SJ-Transistoren hätte ich 
gerne 2-3 V mehr Treiberspannung. Das ist noch immer wenig genug, um 
unnötig Verluste beim Umladen zu vermeiden.

Tip am Rande: Eingangs / Ausgangskondensatoren sind 
Eingangs/Ausgangskondensatoren nicht für die komplette Platine, sondern 
für einen Schaltungsteil, für den diese explizit wirken sollen. Daher 
zeichne die Kondensatoren auch im Schaltplan dort, an denen sie ihre 
Wirkung entfalten sollen. Wenn du einmal einehn Schaltplan an einen 
externen Layouter übergibst, ist das auch immer ein guter Hinweis, wo 
dieser die Kondensatoren auf der Platine zu verteilen hat.

von ChristianW. (Gast)


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Wir sprechen hier von 30degC zu 50degC.

2.7A sind ausgangsseitig um 135W, da sollte eigentlich nichts warm 
werden, ja.

Die Erwärmung ergibt sich wohl dadurch, dass es „shootthrough“ gibt, wie 
man im Bild ch3g_2a7off sehen kann. Es läuft da bereits in den nächsten 
Zyklus. Auf Phase eins bspw. ist dem nicht so, vgl.

ch3g_2a7.png mit ch1g_2a7.png

Ich verstehe hierbei nicht, warum die Schaltzeit des Syncfet nicht 
kürzer ausfällt.

Bei 2.6A ist alles wieder im Lot, da am Ende des Zyklus noch „Luft“ 
bzgl. Tot-Zeit ist.


Danke für den Tip den Kondensatoren, diese sind anderer Stelle 
kontextbezogen eingezeichnet. :)

Gruß Christian

von Solidify (Gast)


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Nein, die 20K sind definitiv eine Folge des Problemes, und nicht im 
Vergleich zu den anderen schlechterer Hitzeabfuhr. Also:

Du erwartest Slave-Funktion trotz Pulse-Skipping...

Vermutung a.) Pulse-Skipping (keine Festfrequenz wie bei forced 
continuous) führt zu einem Problem. Der Slave könnte zwar selbst 
Pulse-Skipping, kann sich aber nur mangelhaft auf die variablen Signale 
vom Master synchronisieren - Slave Betrieb erfordert Festfrequenz/forced 
cont.

Verstehe ich richtig, daß Du zwei parallele 2phasige Module hast, und 
eins davon als Slave läuft? Also kein 1/4 Periode Taktsignal am Eingang 
beider 2phasigen (1/2 Versatz zwische je 2 Phasen machen die je selbst, 
besagte 1/4 Periode führte also zu 1/4 Versatz zw. allen 4 Phasen - und 
damit 4phasigem Interleaving)?

Vermutung b.) Alleine schon der Slave Betrieb ist so ein Problem. Die 
Endstufe 3 funktioniert nicht sauber wegen der falschen Konditionen 
(U/I), die durch das Zusammenspiel bei Parallelbetrieb ohne 
Phasenversatz erzeugt werden.

Vermutung c.) Eine Kombination aus a und oder b und oder mangelnder 
Entkopplung zw. den Leistungspfaden

von Solidify (Gast)


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Hätte man hier zeitgleiche Ansichten von U/Gate und U/Node + I/Node 
aller Endstufen (ich sage mit Absicht nicht Phasen - weil es den von mir 
erwähnten 1/4 Phasenversatz nicht gibt) - und das dann auch noch bei 
Leerlauf, Minimal- und Halblast, käme man der Sache wohl auf die Spur.

Oder Du versucht mal alles auf forced continuous (Festfrequenz / alle 
Endstufen im Dauerbetrieb) zu setzen. Das täte ich wohl als erstes, aber 
ich bin zugegeben kein Fachmann dafür, Kevin schon eher.

von Solidify (Gast)


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Solidify schrieb:
> Verstehe ich richtig, daß Du zwei parallele 2phasige Module hast, und
> eins davon als Slave läuft? Also kein 1/4 Periode Taktsignal am Eingang
> beider 2phasigen (1/2 Versatz zwische je 2 Phasen machen die je selbst,
> besagte 1/4 Periode führte also zu 1/4 Versatz zw. allen 4 Phasen - und
> damit 4phasigem Interleaving)?

Da würde dann nämlich ein HiLo Gate Treiber (Gatesignale generiert aus 
den Ausgängen des einen LTC) mit integr. OC Protection auch einen 
ähnlichen Zweck erfüllen (bis auf die propagation delays) - und es 
brauchte keinen 2ten Regler.

Das nur nebenbei.

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Laut Datenblatt laufen die Phasen/Nodes schon passend auf 1/4.

Master hat 0/180 Grad, Clk-Out für Slave auf 90 Grad - macht für den 
Slave also 90/270.

Somit zumindest für FCC 1/4 interleaving.

Das Konstrukt ist auf PS konfiguriert, da die Drosseln ob des hohen 
Ripplestroms bereits im Leerlauf ordentlich heizen. Die XAL-Drosseln 
sind dafür eigentlich nicht gemacht. Nach Coilcraft wie rd alles besser 
bei Frwquenzen über 500kHz, aber das ist noch eine andere Baustelle.

Nen Kollege meinte gerade, dass es so aussieht, als ob der Conteoller 
bei 2.7A den kuckenden Betrieb verlässt, aber dann den SyncFET nicht 
lange genug eingeschaltet lässt. Eventuell sind die 
Bootstrap-Kondensatoren zu klein für das zu schaltende Qg.

Nach DB:
https://toshiba.semicon-storage.com/info/docget.jsp?did=55522&prodName=TPH2R506PL

Ist Ciss ca. 4200pF, Cb soll 100x größer sein [nach LTC3784 DB Seite 
23]*. Somit wären 100nF als BS-Cap wohl zu wenig, nicht? Da gibts ja nun 
einige Formeln zu genauen Berechnung.

Die Frage nach PS als Slave mit PS beim Master ist eine interessante. 
Derzeit ist es so, dass ohne Last, die Node 1/2 gar nicht schalten.

Gruß Christian

Edit: Es ist also auch mal zu prüfen, was genau auf dem CLK-Ausgang 
anliegt, wenn das Teil im Leerlauf ist. (Bei Pulse-Skip)

*: 
https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/3784fb.pdf

: Bearbeitet durch User
von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Die Bootstrapkondensatoren sind mit 100 nF recht klein. Bei 6V kommst du 
auf 1,8 µJ gespeicherte Energie, um die Gate aufzuladen benötigst du ca. 
40 nC bei 6 V, also 200 nJ. Zusätzlich verheizt du noch 200 nJ im 
Gatetreiber und auf dem Gate-Widerstand im MOSFET. Die Spannung bricht 
also auf rund 5,3 V durch das Laden der Gate ein. Da wären 470 nF 
besser.

Welchen Strom soll diese Stufe denn in Summe bei welcher Eingangs / 
Ausgangsspannung maximal bringen und welche Möglichkeiten hast du, die 
Last einzustellen?

von Klaus R. (klara)


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Kevin K. schrieb:
> Da wären 470 nF
> besser.

Und man sollte die tatsächlich wirksamme Kapazität der KerKos überprüfen 
Murata und Kemet stellen da Tools zur Verfügung.

http://ds.murata.co.jp/simsurfing/index.html?lcid=en-us

Es kommt dabei nicht nur auf das Dielektrikum an, sondern auch auf das 
Package. Aber das sollte hier in der Runde bekannt sein.
mfg Klaus

von ChristianW. (Gast)


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Vin-Bereich 1:
9-15V (SLA Klassisch Blei)

Vin-Bereich 2:
28-43V (10s LiIon)

Vout: 51V
Ioutmax: 23A

Kompensation muss für die Bereiche dann separat optimiert werden.

Das Teil "soll" 1200W Spitze bringen. Dauerleistung wird man sehen, was 
das Layout hergibt. Anwendung mit Class-D Audio. Der Amp bringt max. 
600Wrms. Mit Crest-Faktor 6:1 also im Mittel 100Wrms abgerufene Leistung 
-> 200W

Drosseln und Feta sind noch zu diskutieren, 4u7 müssen nicht zwingend 
sein, hier kann man mit 6u8 oder 8u2 auch ans Ziel kommen, solange der 
Crest-Faktor passt. Fets u.U. Infineon BSC065... die sind bis 600W 
umschaltverlustärmer.

Das ganze dient dann mit einem TPA3255 der Fahrradbeschallung zur 
Critical Mass. Die Amps sind auf 360customs.de zu sehen.

Gruss Christian

von ChristianW. (Gast)


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Nachtrag:
Last kann ich derzeit nur bis 150W einstellen, da kommt die Tage aber 
noch Material für mehr (rein resistive) Last.

Eingangsseitig habe ich

12V 66A ausm Netzteil
10s4p LiIon
Und klassische 30V 5A Labornetzteil

@Klaus, ja das ist bekannt, kann aber nicht oft genug betont werden. 
Danke für den Einwand. :)

von Purzel (Gast)


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So rein zum Debuggen.. Master und slave sind ja eine 
konfigurationssache. Also schauen, wie es sich verhaelt wenn man Master 
und Slave vertauscht. Ist es nun derselbe, oder der gegengleiche FET, 
der warm wird ?

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Das lässt sich im Layout nicht umsetzen, da Master/Slave verschieden 
hart verdrahtet sind.

Gruß Christian

von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Ich kann mir vorstellen, dass es tatsächlich ein Timing-Problem ist an 
der Grenze zum lückenden Betrieb. Das sollte dann deutlich besser 
werden, wenn deine Last deutlich größer wird, als aktuell. Zumindest 
hast du nicht das Problem, dass der Transistor sich spontan auslöten 
möchte. Daher kannst du mit am besten einer Wärmebildkamera zuschauen, 
was beim Einstellen höherer Ströme passiert.
Wenn sich herausstellt, dass deine hier zu sehende Erwärmung ein Effekt 
ausschließlich im hier vorliegenden Niedriglastbetrieb ist, und sich 
unter steigender last die Wärmeverteilung wieder gleichmäßig anpasst und 
auch bei Vollast und worst-case Umgebungsbedingungen, kannst du 
möglicherweise mit dem Effekt leben.
Nur so am Rande: Wenn du mit diesem Netzteil einen Audioverstärker 
befeuern möchtest: Was für Lastsprünge wird denn dein Netzteil sehen, 
wenn z.B. bei maximaler Lautstärke ein Bassschlag kommt? Also wirklich, 
was zwischen dem Ausgangskondensator vom Netzteil und dem 
Eingangskondensator vom Verstärker an dI/dt erwartet wird? Ich habe das 
Gefühl, dass an deinem Netzteil sowohl die Eingangs- wie auch 
Ausgangskondensatoren zu klein sind. Auch Batterien haben ein Limit im 
Stromanstieg. Am Ausgang hätte ich eine Batterie von vielleicht 20 Elkos 
erwartet, ungefähr diese Kategorie: 
https://www.digikey.de/product-detail/de/united-chemi-con/EGPD800ELL162MM40H/565-3823-ND/4843633.
Welche XAL-Spulen verwendest du? 6 A/Phase klingt erst einmal recht 
gemütlich. Bei 2,7/4 A sollten korrekt ausgelegte Spulen Raumtemperatur 
haben.

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Wenn du nicht ab 100mF aufwärts als „Puffer“ bereitstellt, bringt dir 
die Kapazität nicht viel im Bassbereich. Ein Sag von 10% war früher zu 
Zeiten von Class-AB auch im Rahmen.

Der TPA3255 läuft hier mit 450kHz, ich verwende auf meinem Layout 
tatsächlich diese GPD-Caps. Hier zählt einzig der wirklich gute ESR der 
Teile um im mittleren Audiofrequenzbereich den Klirr zu deckeln.

Die Caps rund um die Nodes des Wandlers sind einzig für die 
Reglerauslegung bzgl. Bandbreite und Pahsenreserve, hier ist weniger 
sicher auch noch ausreichend. Man darf ja nicht vergessen, dass die Caps 
fSW*4 als Ripple sehen und sich der Bedarf durch das Interleaving stark 
reduziert. Der Class-D läuft normal (und hier speziell im Bass) in 
Vollbrücke, etwaige Schwankungen symmetrieren sind weg.

Viel hilft viel ist m.E. bei Schaltnetzteilen kontraindiziert, vor Allem 
wenn die Regelung hinreichend schnell sein soll.

di/dT im Bassbereich ist eigentlich überschaubar und wird ja schon 
allein durch das Chassis begrenzt.

Ich sag mal so, selbst kleinere „China-Wandler“ bekommen das ohne 
größere Probleme hin.

Rückblickend lässt sich sagen, dass der hier gezeigte Systemaufbau nicht 
wirtschaftlich ist. Reine Materialkosten ohne Platine um 90€ netto.

Der Lerneffekt aber, zumindest für mich, unbezahlbar.

Bezüglich der Drosseln sollte nicht der Ripple vergessen werden. Bei 10V 
auf 51V und 230kHz mit 4u7 sind das um 12Apkpk die einfach nur heizen im 
Leerlauf pro Drossel. Da die XAL eisenpulverartig sind, hat man hier 
nicht unerhebliche Verluste. Fertig geht, was die Leerlaufverluste 
angeht, besser, baut aber auch wesentlich größer und hat harte Sättigung 
mit starken Temperaturdrift.

Ich habe dazu ausführliche Betrachtungen zur Auslegung durchgeführt, 
warte aber nich auf die Samples. Wenn du dahingehend Interesse hast, 
kann ich dir die Ausarbeitung zukommen lassen.

Drosseln sind XAL1510.

Gruß Christian

von Klaus R. (klara)


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ChristianW. schrieb:
> Jemand eine Idee?

Hast Du schon mal die Schaltung mit LTspice simuliert?
In der in LTspice vorliegenden Simulation werden 24 V an 2,4 Ohm 
erzeugt, also 10 A.

Die Fets Q2, Q3 (in der Simu sind es Q2, Q4) werden jeweils mit 4 W 
belastet. Die beiden anderen nur mit jeweils 1,2 W.
mfg Klaus

von ChristianW. (Gast)


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Ja, hatte ich in der Vergangenheit, da war alles schön symmetrisch. Ich 
hänge mein Modell mal später hier dran.

Gruss Christian

von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Christian W. schrieb:
> Wenn du nicht ab 100mF aufwärts als „Puffer“ bereitstellt, bringt dir
> die Kapazität nicht viel im Bassbereich. Ein Sag von 10% war früher zu
> Zeiten von Class-AB auch im Rahmen.
Daher die Frage nach dem dI/dt, das dein Netzteil liefern muss. Da gibt 
es einmal den Ausgangskondensator, dessen Innenwiderstand und 
Induktivität bestimmt, danach die Spule, deren Stromanstieg ebenfalls 
beschränkt ist, wobei in der Regel nach 2-5 Takten der Strom um ein 
Vielfaches angestiegen ist. Ist auch eine Frage des Regelkreises. Wenn 
du für einen Audioverstärker hohe dynamische Lasten im Bereich bis 
vielleicht 1 kHz erwartest, ist bei deinen >400 kHz hoffentlich der 
Regler schnell genug, um aus dem Eingangskondensator und dem 
Primärnetzteil Energie in den Ausgang zu schieben. Dann gebe ich dir 
Recht, wird kein großer Ausgangskondensator bewnötigt, aber das dI/dt 
wird an den Eingang weitergereicht. Dort muss dann Kapazität und 
Impedanz angemessen sein.
> Viel hilft viel ist m.E. bei Schaltnetzteilen kontraindiziert, vor Allem
> wenn die Regelung hinreichend schnell sein soll.
Man muss halt zu Anfang wissen, ob das Netzteil schnell, oder langsam 
reagieren muss.
> Ich sag mal so, selbst kleinere „China-Wandler“ bekommen das ohne
> größere Probleme hin.
Können und Können ist Ansichtssache. Wenn die Ausgangsspannung um 30% 
einbrechen darf, reichen kleine Kondensatoren. Wenn einem EMI egal ist, 
kann man sich die beiden Innanlagen sparen. Wenn die Elektronik nur 
mindestens 14 Tage halten soll, dürefen Elkos auch 90 °C warm werden.
> Rückblickend lässt sich sagen, dass der hier gezeigte Systemaufbau nicht
> wirtschaftlich ist. Reine Materialkosten ohne Platine um 90€ netto.
> Der Lerneffekt aber, zumindest für mich, unbezahlbar.
Zum Glück sind wir in einer Zeit angekommen, in der enagierte 
Hobbybastler und auch professionelle Entwickler mit verhältnismäßig 
geringem Aufwand hochwertige Elektroniken entwickeln, aufbauen und 
testen können.
> Bezüglich der Drosseln sollte nicht der Ripple vergessen werden. Bei 10V
> auf 51V und 230kHz mit 4u7 sind das um 12Apkpk die einfach nur heizen im
> Leerlauf pro Drossel. Da die XAL eisenpulverartig sind, hat man hier
> nicht unerhebliche Verluste. Fertig geht, was die Leerlaufverluste
> angeht, besser, baut aber auch wesentlich größer und hat harte Sättigung
> mit starken Temperaturdrift.
12 A p-p kommt muir bei 6A/Phase etwas zu viel vor. Damit bist du ja 
auch bei Vollast an der Lückgrenze. Ich kenne aus Designvorschlägen eher 
so 30% des Nennstroms, bei dir also 1,8 A. Extrapoliert würdest du da 
eher bei einer 32 µA-Spule landen.

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Eventuell berechnen wir den Ripple unterschiedlich?

Anbei die Parameter aus LTPowerCAD und mein Berechnungssheet. Zusätzlich 
noch einige LTSpice Projekte zum Thema. (Aus 2016, da sollte es noch der 
LTC3787 sein)

Der Rippelstrom berechnet sich doch vom Gesamtausgangsstrom und wird 
nicht durch die Anzahl der Nodes geteilt - im Gegensatz zum Laststrom. 
Nicht?

Die Grundlage meines Berechnungssheets ist:

https://www.ti.com/seclit/wp/slup323/slup323.pdf

Kurz nochmal durchrechnen:

(42) Iin_avg_phase = Pin/Vin*n

mit n=4 und Pin = Pout / Efficiency = 1200W/0.9 = 1340W ud Vin=10V

Iin_avg_phase = 1340W/10V*4 = 33,5A

Wenn man Gleichung 5 umstellt für dIL:

dIL = Vin*D/L*fSW

mit Vin=10V, D = (Vout-Vin)/Vout = (51V-10V)/51V = 0.8, fsw=230kHz und L 
= 4u7H ergibt sich

dIL = 10V*0.8/4u7H*230kHz = 7.4Apkpk

Die genannten 12Apkpk galten für 3uH, mein Fehler.

Mein Sheet nutzt für D eine andere Formel:

D = 1-Vin*Efficency/Vout

Gruss Christian

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Ahoi,

hier mal die Messungen für Phase3 von BottomGate (SchaltFET) und TopGate 
(SyncFET).

Ohne Last: Vin_10V_Vout_51V_fsw_230kHz_NoLoad.png
Bei 2.6A: Vin_10V_Vout_51V_fsw_230kHz_2.6A.png
Bei 2.7A: Vin_10V_Vout_51V_fsw_230kHz_2.7A.png
Umschaltung bei 2.7A: Vin_10V_Vout_51V_fsw_230kHz_2.7A_Switch.png

Das TopGate-Signal ist über die Math-Funktion gezogen, deren Auflösung 
offensichtlich begrenzt ist.

Der der SyncFET bei weniger Strom auch zu früh abschaltet, wird es 
sicher nicht an den BS-Kondensatoren liegen. Dies betrifft auch die 
anderen Phasen.

Gruß Christian

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von Kevin K. (nemon) Benutzerseite


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Kannst du die Totzeit von den beiden FET beeinflussen, so dass du ihn 
etwas schneller ausschaltest und etwas langsamer einschaltest? 
Verglichen mit dem Datenblatt bist du recht nah am shoot-through. Im 
Datenblatt sind nur typische Werte für trise/fall und delay angegeben, 
aber keine maximalen Werte.

von ChristianW. (Gast)


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Leider nicht, die Zeiten sind fix. Nur Gatewiderstände sind zu 
bestücken. (Derzeit alle 0R)

Gruss Christian

von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Neuigkeiten von der Werkbank..

Mit passender Last konnte ich nun bei 250/500/750W Ausgangsleistung 
testen - mehr gibt meine Versorgung nicht her. (12V 66A)

Bild: PCBTOP.jpg

Bild: Testaufbau_750W.jpg

Interessant hierbei waren die Temperaturen auf dem Board, weniger die 
Signalformen der Ansteuerung.


Umgebungstemperatur: 22°C

Gemessen wurde die Temperatur der Schalt-FET, es zeigt sich einen 
homogene Temperaturverteilung über alle 4 Phasen. Das im Vorfeld an der 
Schwelle zum CCM auftretende Phänomen ist nicht erkennbar. Die 
Temperaturen wurden jeweils nach 20 Sekunden Einschaltdauer gemessen, 
die Senke muss noch ohne aktive Kühlung arbeiten.

Bild: 750W_Resistor_3R3.jpg



Bei 250W: 42°C
Bei 500W: 61°C Bild: FETTemp_500W.jpg
Bei 750W: 80°C Bild: FETTemp_750W.jpg


Sieht doch erstmal zuversichtlich aus, nun muss ein stärkeres Netzteil 
am Eingang her. Der Ausgangsripple ergibt sich zu 130mV bei 50V und 750W 
mit ca. 1MHz.  (**)

Bild: Outputripple_1Mhz_750W.jpg

Die Peaks/Glitches kommen wohl vom Messaufbau, das Scope ist mit dem 
normalen Kabelsatz (und Massepeitsche) draufgeklemmt.

Bezüglich der Werte der BS-Kondensatoren habe ich mal eine Simulation in 
LTSpice laufen lassen. Hier zeigt sich, dass 100n doch etwas knapp sein 
können, zumindest in der simulierten Konstellation mit BSC028N06LS3 für 
alle FET. Ein Unterschied von knapp 0.5V, das macht sich im RdsON 
bemerkbar.

Bild: bs_cap_100n_470n.png

Simulationsdaten: LTC3787_SLA_3251_4u7h.asc

Gruß Christian

: Bearbeitet durch User
von Christian W. (Firma: www.360customs.de) (doctormord)


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Update:

1200W, gar kein Problem.. :D

In einen Kurzschluss schiebt er bei 11.8V Eingangsspannung am Board 33A 
(mit dIL) pro Phase, respektive 27A zur Laststromwandlung. Die FETs 
bleiben dabei unter 75°C, interessanterweise weniger als bei 750W 
Ausgangsleistung.

Gruß Christian

von ChristianW. (Gast)


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Inzwischen laufen 2 Boards ohne Probleme mit nur minimalen Anpassungen. 
Bei 750W Ausgangslast und 11.5V Eingangsspannung liegt der Wirkungsgrad 
um 94-95%. Abschliessend werde ich die Projektdokumentation hier 
veröffentlichen:

http://www.360customs.de/2019/03/ltc3784-1200w-polyphase-boost-converter/

Gruß Christian

von Purzel H. (hacky)


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So ganz nebenbei kannst du Materiel sparen, wenn du anstelle einer 
Spule, dh Boostwandlers, einen Trafowandler verwendest. Und eine 
ungerade Anzahl Pulse ist besser wie eine Gerade

von Al3ko -. (al3ko)


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Name H. schrieb:
> Und eine ungerade Anzahl Pulse ist besser wie eine Gerade

Warum?

Gruß,

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