Hallo, ist es praktischerweise möglich oder überhaupt sinnvoll, einen VCO reproduzierbar diskret im 4 GHz (sollte ca. 200 MHz mgl. linear abdecken)-Bereich aufzubauen (z.B. BFP420-Transistor), oder ist man besser beraten, einen fertigen MMIC-Baustein zu kaufen (leider sind die nicht so günstig in diesem Frequenzbereich)? (bisher habe ich mit einem Frequenzverdoppler gearbeitet, da habe ich aber viel Dämpfung und muss verstärken...) Auf folgender Seite habe ich ein Design eines Push-Push-VCOs gefunden: https://www.qsl.net/va3iul/High_Frequency_VCO_Design_and_Schematics/High_Frequency_VCO_Design_and_Schematics.htm Einen zweiten Aufbau, den ich im Auge habe, ist ein negative-resistance-VCO. Welchen Aufbau würdet ihr dann favorisieren?
Ich würde den ADF4351 vorziehen, weil er reproduzierbare Frequenzen liefert. (Derzeit bin ich gerade mit so einem Baustein beschäftigt, der von einem STM32L4 angesteuert werden soll.)
Daniel R. schrieb: > Auf folgender Seite habe ich ein Design eines Push-Push-VCOs gefunden: > https://www.qsl.net/va3iul/High_Frequency_VCO_Design_and_Schematics/High_Frequency_VCO_Design_and_Schematics.htm Das wird nicht funktionieren, und schon gar nicht reproduzierbar. Bei 4GHz kannst du als Frequenz bestimmende Bauteile keine Spulen und Kondensatoren mehr verwenden. Dort verwendet man offene oder kurzgeschlossene Leitungsstücke, oder Hohlraumresonatoren. Damit man aber eine hohe Leerlaufgüte (=geringes Rauschen) solcher Resonatoren erreicht, scheidet FR4 als Basismaterial aus, sondern man verwendet für die Platine exotischere und deutlich teurere Materialien, wie die Rogers Laminate oder Keramik.
Da du nur einen kleinen Sweepbereich brauchst, kann ein Cavity-Oszillator Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2017)" eine Lösung sein. Dieser kann einen ADF oder andere Lösungen problemlos in den Schatten stellen, was Phasenrauschen, Ausgangsleistung und spektrale Reinheit anbelangt. Der Nachteil ist, dass er im Vergleich zum ADF klobig und 'schwer' ist. Der oben gezeigte Cavity Oszillator bringt ca. 13 dBm bei 2.2 GHz. Das gezeigte Modell hat zwar keine Varaktoren drauf, aber diese liessen sich nachrüsten. Jedenfalls kann der Oszillator um gut 500 MHz gezogen werden. Harmonische < -60 dBc. Da in diesem Fall die frequenzbestimmenden Resonatoren nicht auf FR4 und die Leitungen kurz sind, gibt es keinen Grund, warum der Aufbau nicht auch genau so bei 4 GHz funktionieren sollte. Gruss Tobias
http://lea.hamradio.si/~s53mv/spectana/vco.html Ich habe seinen Vortrag vor vielen Jahren in Weinheim gehört. Das Verfahren, Kapazitätsdioden nicht mehr als variable Kapazität sondern als veränderliche Leitung zu sehen scheint zu funktionieren. Ab Fig.6 bis 4,5 GHz mit dem schon genannten Ge-Si Transistor BFP420 und Varicaps aus dem Satellitentunerbereich.
Tobias P. schrieb: > Da du nur einen kleinen Sweepbereich brauchst, kann ein > Cavity-Oszillator Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2017)" > eine Lösung sein. HF-technisch schon, aber oftmals nicht technologisch. Nicht jeder hat eine passend ausgerüstete Werkstatt in Reichweite - und für den Durchschnitts-Elektroniker ist der Griff zum ADF4350 (den ADF4351 braucht man hierfür nicht) die weitaus bessere Lösung als gar keine oder eine falsch berechnete oder eine unzureichend gefertigte Kavität zu haben. W.S.
Danke für die bisherigen Antworten. DH1AKF W. schrieb: > Ich würde den ADF4351 vorziehen, weil er reproduzierbare > Frequenzen > liefert. (Derzeit bin ich gerade mit so einem Baustein beschäftigt, der > von einem STM32L4 angesteuert werden soll.) Ich habe mich intensiv mit dem ADF4350 auseinandergesetzt -> ich bin zum Schluss zum Ergebnis gekommen, dass das mit diesen PLL+VCO-Bausteinen whschl. nicht funktionieren wird. (Warte noch auf eine Antwort aus der Analog Devices EngineerZone) Ich nehme an, der ADF4351 wird nicht anders sein: 3 VCOs, mit 16 Subbändern (jeweilige Vtune-range ca. 0,5V-2,5 V - damit werden dann etwa 90 MHz abgedeckt bei der im Datenblatt beschriebenen VCO-Sensititvity von im Bestenfall 45 MHz/V, und das auch nur, wenn meine Center-Frequenz zufällig bei einer Vtune von 1,5V liegt und ich darum aussteuern kann) und dann das Problem an sich: Subband-Switch der Band-select-logic braucht ca. 40us + Registerbeschreibung dann zusammen über 100us. Wenn mir jemand sagen/erklären kann, wie ich damit eine saubere Frequenzrampe ausgehend von einem definierten Center-Frequenz erzeugen kann (die Rampe sollte mit bis zu 1kHz erzeugt werden können), wäre ich demjenigen ja höchst dankbar. Die günstigen VCO+PLL für diesen Frequenzbereich haben immer einen Breitband-VCO mit Selektionslogik der Bänder und sind für so etwas meiner Meinung nach wohl nicht zu gebrauchen. Daher war ich dann zum Schluss gekommen, eine PLL (von AD) + externem (Narrowband-)VCO (und den aus Kostengründen eben als diskreten Aufbau) aufzubauen. Tobias P. schrieb: > Da du nur einen kleinen Sweepbereich brauchst, kann ein > Cavity-Oszillator Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2017)" > eine Lösung sein. Dieser kann einen ADF oder andere Lösungen problemlos > in den Schatten stellen, was Phasenrauschen, Ausgangsleistung und > spektrale Reinheit anbelangt. Der Nachteil ist, dass er im Vergleich zum > ADF klobig und 'schwer' ist. > Der oben gezeigte Cavity Oszillator bringt ca. 13 dBm bei 2.2 GHz. Das > gezeigte Modell hat zwar keine Varaktoren drauf, aber diese liessen sich > nachrüsten. Jedenfalls kann der Oszillator um gut 500 MHz gezogen > werden. > > Harmonische < -60 dBc. > > Da in diesem Fall die frequenzbestimmenden Resonatoren nicht auf FR4 und > die Leitungen kurz sind, gibt es keinen Grund, warum der Aufbau nicht > auch genau so bei 4 GHz funktionieren sollte. > > Gruss > Tobias Gefällt mir sehr gut, aber zu "schwer". Christoph db1uq K. schrieb: > http://lea.hamradio.si/~s53mv/spectana/vco.html > Ich habe seinen Vortrag vor vielen Jahren in Weinheim gehört. Das > Verfahren, Kapazitätsdioden nicht mehr als variable Kapazität sondern > als veränderliche Leitung zu sehen scheint zu funktionieren. Ab Fig.6 > bis 4,5 GHz mit dem schon genannten Ge-Si Transistor BFP420 und Varicaps > aus dem Satellitentunerbereich. Der tolle slowenische Professor ;-) Dank ihm und seinen Messergebnissen habe ich mich nicht davon abbringen lassen, meinen Coupled-Line-Bandpass mit 4 GHz auf FR-4-Material zu fertigen :-) Das klingt sehr interessant und überzeugend, das werde ich tatsächlich probieren. Danke für den Link!
zB https://ww2.minicircuits.com/WebStore/modelSearch.html?model=ROS-4000-419R%2B https://ww2.minicircuits.com/WebStore/modelSearch.html?model=ROS-4650-119%2B Mndestbestellmenge ist allerdings 10 Stueck, heisst 400$
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Daniel R. schrieb: > Die günstigen VCO+PLL für diesen Frequenzbereich haben immer einen > Breitband-VCO mit Selektionslogik der Bänder und sind für so etwas > meiner Meinung nach wohl nicht zu gebrauchen. Richtig, die ADFxxxx mit integriertem VCO sind etwas träge. Daniel R. schrieb: > Daher war ich dann zum Schluss gekommen, eine PLL (von AD) + externem > (Narrowband-)VCO (und den aus Kostengründen eben als diskreten Aufbau) > aufzubauen. Da bist du auch meiner Meinung nach auf dem richtigen Weg ... denn ... Daniel R. schrieb: > Wenn mir jemand sagen/erklären kann, wie ich damit eine saubere > Frequenzrampe ausgehend von einem definierten Center-Frequenz erzeugen > kann (die Rampe sollte mit bis zu 1kHz erzeugt werden können), wäre ich > demjenigen ja höchst dankbar. ... du musst nur noch einen Schritt weitergehen. Ein von dir geplanter VCO in einer PLL mit festen Teilerfaktor gelockt. Nicht diesen solltest du verstimmen sondern die Referenzfrequenz die du ja sowieso liefern musst. Die Referenzfrequenz muss im Teilungsfaktor der RF zur Vergleichfrequenz verstimmt werden. Wie macht man das? Mit einem DDS! Der kann so programmiert werden dass er einen definierten Sweep generiert. Beispiel: RF 4000MHz, Phasendetektorfrequenz 50MHz (ergibt Teilerfaktor 80) RF Hub 200 MHz ---> DDS Frequenzhub 200Mhz/80 --> 2.5MHz Dafür ist nur ein einmaliger Programmiervorgang erforderlich, dann läuft der Sweep von alleine.
HF Pfuscher schrieb: > > Daniel R. schrieb: >> Wenn mir jemand sagen/erklären kann, wie ich damit eine saubere >> Frequenzrampe ausgehend von einem definierten Center-Frequenz erzeugen >> kann (die Rampe sollte mit bis zu 1kHz erzeugt werden können), wäre ich >> demjenigen ja höchst dankbar. > > ... du musst nur noch einen Schritt weitergehen. Ein von dir > geplanter VCO in einer PLL mit festen Teilerfaktor gelockt. > Nicht diesen solltest du verstimmen sondern die Referenzfrequenz > die du ja sowieso liefern musst. Die Referenzfrequenz muss im > Teilungsfaktor der RF zur Vergleichfrequenz verstimmt werden. > Wie macht man das? Mit einem DDS! Der kann so programmiert > werden dass er einen definierten Sweep generiert. > > Beispiel: RF 4000MHz, Phasendetektorfrequenz 50MHz > (ergibt Teilerfaktor 80) > > RF Hub 200 MHz ---> DDS Frequenzhub 200Mhz/80 --> 2.5MHz > > Dafür ist nur ein einmaliger Programmiervorgang erforderlich, > dann läuft der Sweep von alleine. Genau, dafür hatte ich schon den ADF4158 im Visier, der kann auch die Rampen gleich miterzeugen. Oder kennst du einen anderen günstigen PLL-Baustein, dann würde ich noch einen DDS-Sweep-Generator (z.B. AD5932) dem Referenztakt spendieren?
Daniel R. schrieb: > Oder kennst du einen anderen günstigen PLL-Baustein Für 4 GHz funktioniert z.B. der ADF4106, ADF4108 und ADF4113. Der ADF4158 hat ja Fraktionalteiler, braucht es für deinen Zweck eigerntlich nicht ... Daniel R. schrieb: > der kann auch die Rampen gleich miterzeugen. Aber auf der Referenz-Seite haben die ADFs da nichts. Bei Fraktional-Synthese muss man schon wissen was man tut, Stichwort trägernahe Nebenlinien.
HF Pfuscher schrieb: > Daniel R. schrieb: >> Oder kennst du einen anderen günstigen PLL-Baustein > > Für 4 GHz funktioniert z.B. der ADF4106, ADF4108 und ADF4113. > > Der ADF4158 hat ja Fraktionalteiler, braucht es für deinen > Zweck eigerntlich nicht ... > > Daniel R. schrieb: >> der kann auch die Rampen gleich miterzeugen. > > Aber auf der Referenz-Seite haben die ADFs da nichts. Bei > Fraktional-Synthese muss man schon wissen was man tut, > Stichwort trägernahe Nebenlinien. Aus dem Datenblatt: The ADF4158 is capable of generating four types of waveforms in the frequency domain: single ramp burst, single sawtooth burst, sawtooth ramp, and triangular ramp. Figure 31 through Figure 34 show the types of waveforms available.
Daniel R. schrieb: > Aus dem Datenblatt: habe es nicht gelesen, aber ich spekuliere dass diese Frequenz- Rampen mit der Hauptschleife erledigt werden, nicht mit Verstimmen der Referenzfrequenz. Daher: HF Pfuscher schrieb: > Aber auf der Referenz-Seite haben die ADFs da nichts.
HF Pfuscher schrieb: > Daniel R. schrieb: >> Aus dem Datenblatt: > > habe es nicht gelesen, aber ich spekuliere dass diese Frequenz- > Rampen mit der Hauptschleife erledigt werden, nicht mit > Verstimmen der Referenzfrequenz. > > Daher: > > HF Pfuscher schrieb: >> Aber auf der Referenz-Seite haben die ADFs da nichts. Achso (habs falsch verstanden), ja, damit hast du recht.
Die Simulationsergebnisse des VCO mit BFP420 und Interdigital Feedback Filter (auf FR-4-Substrat) schauen gut aus :-) Jetzt werde ich eine Testreihe fertigen, da der Frequenzbereich auch stark von der parasitären Induktivität der Kapazitätsdiode abhängt (für SOD523/SC-79-Gehäuse habe ich mal 0,6 nH angenommen), dann muss die Fingerlänge nachjustiert werden. Ich komme auf einen Sweepbereich von annähernd linearen 300MHz im 4-GHz-Bereich. Nun habe ich gerade ADIsimPLL offen. Ich frage mich nun, welche Loop-Bandwidth ich für den Schleifenfilter der PLL verwenden soll. Bei max. 1kHz-Sweep müssten doch 100kHz mehr als reichen, oder was sollte ich in diesem Fall als Bandbreite annehmen? Frequenzsprünge sind keine geplant.
Daniel R. schrieb: > Bei max. 1kHz-Sweep Bitte erkläre das genauer. Was ist ein 1kHz-Sweep? Daniel R. schrieb: > müssten doch 100kHz mehr als reichen Bandbreite so hoch wie möglich um schnell zu sein. Aber es gibt womöglich andere Randbedingungen die die Bandbreite eingeschränkt erfordern: die gewünschte Signalqualität und die Qualität der Referenzfrequenz. Daniel R. schrieb: > Frequenzsprünge sind keine geplant. Sweeps sind auch "viele Frequenzsprünge" da es hier kein analoges Vorgehen gibt. Wenn man es richtig macht bleibt die PLL gelockt, wird also nur "verschoben". Du hast nicht beschrieben wie du den Sweep jetzt machen willst (auch wenn wir schon darüber gesprochen haben). Auch nicht welchen Chip du verwenden willst. In deinem Kopf mag das alles schon fertig sein, nur wissen wir nichts davon ....
HF Pfuscher schrieb: > Aber > es gibt womöglich andere Randbedingungen die die Bandbreite > eingeschränkt erfordern: die gewünschte Signalqualität und > die Qualität der Referenzfrequenz. Vergessen: und die Phasendetektor-Frequenz, diese sollte durch eine "niedrige" Bandbreite des Loopfilters gut unterdrückt sein.
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HF Pfuscher schrieb: > Daniel R. schrieb: >> Bei max. 1kHz-Sweep > > Bitte erkläre das genauer. Was ist ein 1kHz-Sweep? 1KHz ist die Rampen-Wiederholfrequenz (also wie oft der ca. 200MHz-Sweep pro Sekunde durchlaufen wird). - dreieckförmig, nicht sägezahnmäßig! > Daniel R. schrieb: >> müssten doch 100kHz mehr als reichen > > Bandbreite so hoch wie möglich um schnell zu sein. Aber > es gibt womöglich andere Randbedingungen die die Bandbreite > eingeschränkt erfordern: die gewünschte Signalqualität und > die Qualität der Referenzfrequenz. > > Daniel R. schrieb: >> Frequenzsprünge sind keine geplant. > > Sweeps sind auch "viele Frequenzsprünge" da es hier > kein analoges Vorgehen gibt. Wenn man es richtig macht > bleibt die PLL gelockt, wird also nur "verschoben". > > Du hast nicht beschrieben wie du den Sweep jetzt machen > willst (auch wenn wir schon darüber gesprochen haben). > Auch nicht welchen Chip du verwenden willst. In deinem > Kopf mag das alles schon fertig sein, nur wissen wir > nichts davon .... AD5932 mit 50MHz-Oscillator-Referenz (der Baustein muss nach jeder Rampe neu beschrieben werden - für Rampe up/down) - der digitale Ausgang des AD5932 ist der Referenzeingang für die PLL, ich brauch etwas Delay zwischen den Rampen um keine "Interferenzen" bei der Auswertung nach dem Mixer zu erhalten, von daher ist das von meiner Seite sogar gewünscht - das Problem bei einem kontinuerlichen Dreiecksignal habe ich nämlich bei der Signal-Auswertung von meinem 24GHz-Radar-Modul beobachtet - ein kontinuierliches Dreiecksignal war im Ergebnis wesentlich schlechter. Aber ich weiß, dass es auch den AD5930 gibt. ADF4160 als PLL (siehe Bild - ich bin aber noch nicht fertig). HF Pfuscher schrieb: > HF Pfuscher schrieb: >> Aber >> es gibt womöglich andere Randbedingungen die die Bandbreite >> eingeschränkt erfordern: die gewünschte Signalqualität und >> die Qualität der Referenzfrequenz. > > Vergessen: und die Phasendetektor-Frequenz, diese sollte > durch eine "niedrige" Bandbreite des Loopfilters gut > unterdrückt sein. Die liegt bei 20 MHz.
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PLL Generatoren zu wobbeln istt immer ziemlich schwierig bis kontraproduktiv. Tobias P. schrieb: > Da du nur einen kleinen Sweepbereich brauchst, kann ein > Cavity-Oszillator Beitrag "Re: Zeigt her eure Kunstwerke (2017)" > eine Lösung sein. Dieser kann einen ADF oder andere Lösungen problemlos > in den Schatten stellen, was Phasenrauschen, Ausgangsleistung und > spektrale Reinheit anbelangt. Der Nachteil ist, dass er im Vergleich zum > ADF klobig und 'schwer' ist. da muss ich dem Tobias absolut beipflichten. Diese ADF43XX Generatoren sind richtige Rauschgeneratoren dessen Rauschen man nur erträglich bekommt, wenn das Schleifenfilter der PLL extrem langsam ausgelegt wird. Es liegt einfach daran das man auf einen Chip keine Schwingkreise hoher Güte realisieren kann, welches das Phasenrauschen minimieren könnte. Da ist der Cavity-Oszillator mit seinen relativ hohen Schwingkreisgüten einfach besser. Es muss ja weiterhin auch berücksichtigt werden in wie kleinen Frequenzschritten gewobbelt werden soll. Tobias Lösung mit dem Cavity Oszillator wäre der richtige Ansatz da analog gewobbelt wird und man eine eventuelle PLL Schleife so langsam auslegen kann, das das Wobbelsignal noch nicht ausgeregelt wird, sondern nur ein langsames driften der Frequenz. Ähnlich wie man eine ganze Zeit lang FM Funkgeräte moduliert hat. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > PLL Generatoren zu wobbeln istt immer ziemlich schwierig bis > kontraproduktiv. Käse. Du hast das Prinzip nicht verstanden. Weder in der Version eines gesteppten Sweeps mit der Hauptscheife + Referenz-Verschiebung, noch in der Versio des TO mittels gesweepter Referenz. Ralph B. schrieb: > Diese ADF43XX Generatoren sind richtige Rauschgeneratoren dessen > Rauschen man nur erträglich bekommt, wenn das Schleifenfilter der PLL > extrem langsam ausgelegt wird. Käse. Das Phasenrauschen wird entscheidend mitbestimmt von der Qualität der Referenz die in den Phasendetektor-Referenzzweig eingespeist wird. Gerade bei niedriger Loop-Bandbreite dominiert das Phasen- rauschen des VCO und das Gesamtergebnis wird schlechter als wenn man die (gute) Referenz dominieren lässt. Da möchte ich doch gerne von dir wissen wann das Phasenrauschen man "nur erträglich" ist, wieviel PhN soll das denn sein? Dann gibt es vom TO auch noch keine Angaben zu erforderlichen Werten des Phasenrauschen. Da kann man lange behaupten dass es nicht gut genug ist. Ralph B. schrieb: > und man eine eventuelle PLL Schleife so langsam > auslegen kann, das das Wobbelsignal noch nicht ausgeregelt wird, sondern > nur ein langsames driften der Frequenz. Genau das nicht. Du hast schon wieder keine Ahnung und verstehst das Prinzip nicht welches angedacht ist.
HF Puscher schrieb: > Genau das nicht. Du hast schon wieder keine Ahnung und verstehst > das Prinzip nicht welches angedacht ist. na dann ist ja alles in Ordnung und ich klinke mich hier aus. > Da möchte ich doch gerne von dir wissen wann das Phasenrauschen > man "nur erträglich" ist, wieviel PhN soll das denn sein? > Dann gibt es vom TO auch noch keine Angaben zu erforderlichen > Werten des Phasenrauschen. Da kann man lange behaupten dass > es nicht gut genug ist. Nur soviel am Rande. Ich habe in meinen Swob5 für Schmalbandwobbeln ein ADF4351. Das Phasenrauschen war in der Originalbestückung so hoch das die Flanken eines gewobbelten Quarzfilters vor lauter Jitter nicht mehr auszumachen war. Das hat sich erst durch eine große Zeitkonstante der PLL nachhatig verbessert. Der Phasenrauschabstand hat sich bei mir von 70dbc in 10KHz Abstand auf knapp 100dbc verbessert, nach dem ich das Filter geändert habe. Allerdings wobbel ich den ADF auch nicht. Der dient nur zur Einstellung der Mittenfrequenz im 100KHz Raster. Gewobbelt wird bei mir ein Quarz-VCO so ich klink mich jetzt hier aus, und überlasse das diekutieren mit dir anderen. Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > na dann ist ja alles in Ordnung und ich klinke mich hier aus. Ja das ist auch besser so, denn du willst es anscheinend auch gar nicht verstehen sonst würdest du nicht dauernd von deinen Quarzfilter reden. Zu geplanten Funktionalität des TO und meines Vorschlags (vs deiner Analog-Wobblerei) hast du kein Wort verloren, ganz offensichtlich weil du es nicht verstanden hast oder nicht verstehen willst. Du hast eine fertige PLL von der China-Stange gekauft und jammerst darüber dass sie nicht deinen Ansprüchen gerecht wird. Dabei wäre es angebracht gewesen deine eigene PLL zu dimensionieren und bei Ahnungs-Armut (-losigkeit?) erst mal hier im Forum zu fragen wohin es denn gehen soll. Nicht nur wegen Phasenrauschen sondern auch bezüglich Sweep. Siehe Vorbild TO.
Daniel R. schrieb: > ADF4160 als PLL (siehe Bild - ich bin aber noch nicht fertig). Vorab soviel: 1) du wirst ja zum Verstimmen einen odere mehrere Varaktoren brauchen. Diese brauchen oft höhere Abstimmspannungen als es die Charge Pump des ADF4xxx hergibt (max 5V). Das bedeuted dass man mit einem OpAmp im Loopfilter arbeiten muss um die höhere Spannung für den/die Varaktor(en) liefern zu können. 2) Du wirst am Ausgang des DDS ein Tiefpass-Filter brauchen damit der Referenz-Eingang des ADFxxxx eine eindeutige und saubere Referenz "sieht". Sonst könnte der Phasendetektor sich hie und da mal gestört fühlen. 3) Stelle sicher dass dein Tuning-Bereich sicher oberhalb von ca 1.5V Varaktorspannung beginnt da unterhalb die Oszillator- Spannung den Varaktor evtl. in den leitenden Bereich bringt und die Oszillation zum Abreissen bringen kann (hamma alles in der Serie schon erlebt). Puuuhh, ob mir diese Märchen irgend jemand glaubt .....
HF Puscher schrieb: > Du hast eine fertige PLL von der China-Stange gekauft und > jammerst darüber dass sie nicht deinen Ansprüchen gerecht > wird. toll was du alles über meine Projekte weist.
Beitrag #5915521 wurde von einem Moderator gelöscht.
HF Puscher schrieb: > Daniel R. schrieb: >> ADF4160 als PLL (siehe Bild - ich bin aber noch nicht fertig). > > Vorab soviel: > > 1) du wirst ja zum Verstimmen einen odere mehrere Varaktoren > brauchen. Diese brauchen oft höhere Abstimmspannungen als es > die Charge Pump des ADF4xxx hergibt (max 5V). Das bedeuted > dass man mit einem OpAmp im Loopfilter arbeiten muss um die > höhere Spannung für den/die Varaktor(en) liefern zu können. Hab ich berücksichtigt. 0-4V ist der Tuning Range des Oszillators. VP wird 5V erhalten. > 2) Du wirst am Ausgang des DDS ein Tiefpass-Filter brauchen > damit der Referenz-Eingang des ADFxxxx eine eindeutige und > saubere Referenz "sieht". Sonst könnte der Phasendetektor > sich hie und da mal gestört fühlen. Danke für die Info, den baue ich noch ein. > 3) Stelle sicher dass dein Tuning-Bereich sicher oberhalb von > ca 1.5V Varaktorspannung beginnt da unterhalb die Oszillator- > Spannung den Varaktor evtl. in den leitenden Bereich bringt > und die Oszillation zum Abreissen bringen kann (hamma alles > in der Serie schon erlebt). OK, danke für den Tipp. Ich schau mir aber noch in der Simulation an, welche Spannungen am Varaktor so ankommen werden.
Jörg W. schrieb: > Bitte sachlich bleiben Die Sachlichkeit spiegelt sich in der dem "Käse" folgenden Begründung wieder.
HF Pfuscher schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Bitte sachlich bleiben > > Die Sachlichkeit spiegelt sich in der dem "Käse" folgenden > Begründung wieder. Nein. Es geht hier nicht um Inhalte, sondern um deine Ausdrucksweise. Die ist schlicht und ergreifend unsachlich, nicht nur des "Käses" wegen. Wenn du nicht in der Lage bist, dein Fachwissen auch in einem vernünftigen Ton herüberzubringen, solltest du auf Kommentare in einem Forum verzichten.
Daniel R. (sparker) schrieb: > 0-4V ist der Tuning Range des Oszillators. Sicher? Eher ungewöhnlich ... aber ich kenne deine Schaltung ja nicht ... Im allgemeinen muss man bei seinem selbst-designten Oszillaor sehen wie weit man 'runter kommt. Hängt sehr davon ab wie stark der Varaktor von der Schwingkreisspannung ausgesteuert wird. Jedenfalls gibt es in der Nähe der Null Volt die "lustigsten" Effekte.
Jörg W. schrieb: > in einem vernünftigen Ton Die Tonlage ändert sich vielleicht deswegen geringfügig weil auf Begündungen von mir nicht eingegangen wird. Aber ich höre lieber ganz auf bevor ich mir dauernd das Nichtverstehen eines Mitlesers (der auch nicht mal zugibt dass er es nicht verstanden hat) anlesen muss. Bis jetzt hat meinen Anmerkungen niemand mit Argumenten widersprochen. Entweder stimmen meine Anmerkungen (die zu Beiträgen des TO immer in einem vernünftigen Ton gehalten waren) ode es finden sich hier keine Fachleute die widersprechen könnten.
HF Pfuscher schrieb: > Bis jetzt hat meinen Anmerkungen niemand mit Argumenten > widersprochen. Das liegt allerdings auch daran, dass bei einer bestimmten Tonlage andere Leute einfach keine Lust mehr haben, überhaupt noch mit dir zu reden. Dann kannst du dich dann natürlich ganz toll fachlich überlegen fühlen … Bleib einfach vernünftig im Ton, auch wenn du der Meinung bist, dass jemand anders fachlich schief liegt.
HF Pfuscher schrieb: > Daniel R. (sparker) schrieb: >> 0-4V ist der Tuning Range des Oszillators. > > Sicher? Eher ungewöhnlich ... aber ich kenne deine Schaltung > ja nicht ... > > Im allgemeinen muss man bei seinem selbst-designten Oszillaor > sehen wie weit man 'runter kommt. Hängt sehr davon ab wie stark > der Varaktor von der Schwingkreisspannung ausgesteuert wird. > Jedenfalls gibt es in der Nähe der Null Volt die "lustigsten" > Effekte. Low Voltage Varicap - BB145B
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Habe das soeben mal in ADS geplottet. Ich habe ab einer Vtune von ca. 300mV immer eine Vr von über 0 Volt an der Diode. Vfinger=Vcathode
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Daniel R. schrieb: > Ich habe ab einer Vtune von ca. 300mV immer eine Vr von über 0 Volt an > der Diode. Simulierst du mit dem Programm (ich kenne es nicht) linear? Ein (gut funktionierender) Oszillator lebt davon dass er sicher anschwingt, das ("Anschwingsicherheit") hat zu Folge dass er im stationären Betrieb oft in die Begrenzung fährt und damit den Schwingkreis deutlich stärker aussteuert als linear angenommen. Dann hast du natürlich auch mehr Spannung am Varaktor und die Gefahr ist höher dass er leitend wird. Wenn du dir eine Varaktor- Kennlinie anschaust dass wirst du in der Nähe von -0V keine sinnvollen Werte bzw gar keine finden. Also diesen Bereich würde ich auf jeden Fall vermeiden. Habe leider keine Erfahrungen mit solchen Low Voltage Varaktoren und weiss nicht wie weit man herunter gehen kann. Einfachste Methode um die "Gefahr" zu verringern ist zwei Varaktoren anti- seriell zu schalten. Dann hat man schon mal nur die halbe "drohende" Spannung. Ich denke (Spekulation) das wird in Tunern häufig bzw. fast immer so gemacht.
HF Pfuscher schrieb: > Daniel R. schrieb: >> Ich habe ab einer Vtune von ca. 300mV immer eine Vr von über 0 Volt an >> der Diode. > > Simulierst du mit dem Programm (ich kenne es nicht) linear? Es ist eine Harmonic Balance Simulation + in diesem Fall speziell erweitert für Oszillatorsimulationen ausgelegt. Eine kleine Transienten-Ausgabe kann im Zuge dieser Simulation ausgegeben werden, dieser ist halt hier abgebildet. HF Pfuscher schrieb: > Einfachste > Methode um die "Gefahr" zu verringern ist zwei Varaktoren anti- > seriell zu schalten. Dann hat man schon mal nur die halbe > "drohende" Spannung. Ich denke (Spekulation) das wird in Tunern > häufig bzw. fast immer so gemacht. OK, schau ich mir mal an, danke.
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Falls es irgendjemanden interessiert: Ich habe mal einen Screenshot von meinem ersten Design gemacht. Verbesserungsvorschläge sind gerne willkommen.
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Daniel R. schrieb: > Verbesserungsvorschläge sind gerne willkommen. --> Sehr <-- viel mehr Durckontaktierungen zur Massefläche! (habe mal blaue Punkte reingemalt) Sonst werden deine freischwebenden Masseflächen zu Resonatoren. Die Pads des Varaktors müssen/sollen in den Flächen liegen, jede Längsinduktivität am Varaktor ist Gift.
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Hallo, HF Pfuscher schrieb: > Daniel R. schrieb: >> Verbesserungsvorschläge sind gerne willkommen. > > --> Sehr <-- viel mehr Durckontaktierungen zur Massefläche! > (habe mal blaue Punkte reingemalt) > > Sonst werden deine freischwebenden Masseflächen zu Resonatoren. > > Die Pads des Varaktors müssen/sollen in den Flächen liegen, > jede Längsinduktivität am Varaktor ist Gift. Ich habe nun einige VIAS hinzugefügt. Aber bei der Anode des Varaktors: Wie weit soll ich mit dem VIA ins PAD reingehen, ich habe mal etwa 50% des PADS angenommen? - und soll ich ich nicht einen großen VIA verwenden oder (wie du angedeutet hast) doch eher zwei kleinere.
Daniel R. schrieb: > Wie weit soll ich mit dem VIA ins PAD reingehen, ich habe mal etwa 50% > des PADS angenommen? Ja ist schon Ok. Daniel R. schrieb: > und soll ich ich nicht einen großen VIA verwenden > oder (wie du angedeutet hast) doch eher zwei kleinere. An dieser Frage scheitere ich immer wieder da ich keine eindeutige Antwort finde. Es ist bei diesen ("niedrigen") Frequenzen wohl eher entscheidend ob es die Leiterplatten- Technologie erlaubt oder nicht. Bei noch höheren Frequenzen wird man wohl eher zu mehr tendieren. Fast eine Glaubensfrage. Wer es eindeutig vormessen kann vor dem habe ich grossen Respekt. Vielleicht kann man es auch simulieren. Allerdings bezweifle ich dass man die Rauhig- keit eine DK mit simulieren kann. An der Masseseite der Diode darf auch oben noch zur Fläche verbunden werden. Die DC Leitung für die Diode darf noch etwas von der Kathode wegrücken (zusätzliche Kapazität vermeiden).
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HF Pfuscher schrieb: > An der Masseseite der Diode darf auch oben noch zur Fläche > verbunden werden. Den Satz habe ich leider nicht verstanden, wo "oben" und welche "Fläche" (die PAD-Fläche der Diode?) (an der Masseseite habe ich zwei VIAS, "oben" habe ich kaum Platz wegen der DC-Leitung, es sei denn, ich mache die VIAS noch kleiner) > Die DC Leitung für die Diode darf noch etwas von der Kathode > wegrücken (zusätzliche Kapazität vermeiden). Du meinst doch die Anode, oder? - ansonsten habe ich das auch falsch verstanden. Falls du doch die Kathode meinst, bitte kurz skizzieren, wie ich die DC-Leitung verlegen soll.
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Daniel R. schrieb: > Den Satz habe ich leider nicht verstanden, wo "oben" und welche "Fläche" Die Massefläache links davon (oben= Oberseite) darf auch noch mit genutzt werden ("kostenlose Zusatz-Masse"). Daniel R. schrieb: > Du meinst doch die Anode, oder? - ansonsten habe ich das auch falsch > verstanden. > > Falls du doch die Kathode meinst, bitte kurz skizzieren, wie ich die > DC-Leitung verlegen soll. Die Pfeile zeigen dir wo parasitäre Kapazitäten auftreten die man vermeiden sollte. Also einfach Abstand vergössern.
Daniel R. schrieb: > Du meinst doch die Anode, oder? Die Anode/Kathode kennst nur du da ich die Polarität deiner Tuning-Spannung nicht kenne.
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