Guten Morgen alle, Ich bastel gerade an einer kleinen I/O Karte und möchte damit 55V / 10A max. schalten. Dazu verwende ich einen P-Mosfet (IRF5210). Unter anderem habe ich dafür hier im Forum eine Schaltung gefunden (Siehe Anhang). Angetrieben wird der Transistor von einem Pin eines ATmega328P. Nun verstehe ich die Auswahl der beiden Widerstände um den BCX41 noch nicht ganz: 1) Basiswiderstand 18K? Über den Spannungsteiler für den P-Mosfet fließen doch I(CE) = U/R = 55V/(18K + 4K7)= 0,0024 A = 2.4mA Wenn ich dann anhand dieses Artikels: https://www.mikrocontroller.net/articles/Basiswiderstand den Basiswiderstand ausrechne, komme ich auf: I(B) = I(CE) / hFe = 0.0024A / 30 = 0.08mA R(B) = (U - 0.7V) / I(B) = (5V - 0.7V) / 0.00008A = 53750 Ohm Also ein Basiswiderstand von 53K. Wobei der Wert für hFE geschätzt ist... (BCX41: https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-BCX41-DS-v01_01-en.pdf?fileId=db3a30431441fb5d011449afa8490233) Wenn man jetzt den Pulldown-Widerstand von 100K mit einbezieht, dann ergibt sich aus R(B) und dem Pulldown-R ein Spannungsteiler, der die Basisspannung am Transistor noch weiter verringert. R(B) = (U - 0.7V) / I(B) = (4.2V - 0.7V) / 0.00008A = 43750 Ohm Ist der Widerstand in dem Screenshot falsch dimensioniert? Hab ich vielleicht einen Denkfehler? (Mache das zum ersten Mal ;)) 2) Pulldown 100K? Ist der nicht viel zu hoch? Wenn jemand etwas Zeit hat, sich das anzusehen, würde ich mich freuen. Vielen Dank, Guido
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Hallo, es geht hier nicht um exakte Widerstandswerte, sondern die Transistoren sollen nur sicher durchgeschaltet werden können. Vermutlich sind die 18k ein universell in der Vorlage häufig eingesetzter Wert von der 1000er Rolle SMD-Teile, denn die 1% braucht da auch niemand. Außerdem schaltet der uC-Pin doch sowieso wieder auf GND zurück, es ist kein open Kollektor-Ausgang. Die 100 K sind für schnelles Schalten zu hoch, richtig. Brauchst Du das bei den 10A? mfG
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> Wobei der Wert für hFE geschätzt ist...
Solche Werte sind nicht geschaetzt sondern stehen im Datenblatt.
Ausserdem kannst du sehen das dort oftmals erstaunlich grosse
Wertebereiche angegeben sind. Dann nimmst man natuerlich den
unguenstigsten.
Ausserdem willst du nicht verstaerken sondern moeglichst schnell
schalten. Es schadet also nicht den Strom so gross wie moeglich zu
machen. Allerdings nur so gross das deine MCU und dein Transistor nicht
beschaedigt wird.
Damit hast du letztlich zwei Grenzen vorgegeben. Vermutlich wuerde alles
zwischen 1k und 47k funktionieren. Dann nimmst du halt irgendeinen Wert
dazwischen. Zum Beispiel einen den es noch aus anderen Gruenden auf der
Platine gibt. Oder einen von dem du durch zufall 1000Stk da hast. Ich
nehme z.B gerne fuer Anwendungen wo man geneigt ist 10k zu verwenden 12k
weil ich noch ganz viele davon hab und meine Kiste fuer 10k langsam leer
wird. .-)
Olaf
> Rolle SMD-Teile, denn die 1% braucht da auch niemand.
Mittlerweile ist 1% Standard. Das was man immer da hat und immer nimmt.
Olaf
Der Pulldown mit 100 k soll vermutlich nur im Zusammenspiel mit einer Steckverbindung nützlich sein. Sonst wäre er überflüssig. mfG
Christian S. schrieb: > Der Pulldown mit 100 k soll vermutlich nur im Zusammenspiel mit einer > Steckverbindung nützlich sein. Sonst wäre er überflüssig. Auch wegen Tri-State.
Olaf schrieb: >> Rolle SMD-Teile, denn die 1% braucht da auch niemand. > > Mittlerweile ist 1% Standard. Das was man immer da hat Das ist aber kein Grund, es in den Schaltplan zu schreiben. Denn wenn da "1%" steht, dann gilt das als Anforderung. Die es hier aber eben gar nicht gibt. Wenn man keine Toleranz dran schreibt, dann kann man ja trotzdem 1% bestücken, wenn man die gerade hat. Sonst vielleicht 5%ige.
Christian S. schrieb: > Vermutlich sind die 18k > ein universell in der Vorlage häufig eingesetzter Wert von der 1000er > Rolle SMD-Teile, denn die 1% braucht da auch niemand. 1% Widerstände braucht man nur in seltenen Fällen. Trotzdem habe ich in meinem ganzen Entwicklerleben nur 1%er eingesetzt, egal zu welchem Zweck. Einfach deshalb, weil es die Standardserie in der Firma ist. Und auch 18k ist ein Wert aus der E12-Reihe, also nichts besonderes. Olaf schrieb: > Ich > nehme z.B gerne fuer Anwendungen wo man geneigt ist 10k zu verwenden 12k > weil ich noch ganz viele davon hab und meine Kiste fuer 10k langsam leer > wird. .-) Zu Hause mache ich das auch so, in der Firma nehme ich den Wert, der sowieso schon mehrfach auf der Platine verbaut ist. Und wenn irgendwo ein 9k1 zwingend notwendig sein sollte, dann werden alle 10k-PUs einfach zu 9k1: einen Wert/Tray bei der Bestückung eingespart. In seltenen Fällen erspart das einen Traywechsel und zweiten Bestückungsdurchlauf ... Gizmo schrieb: > 1) Basiswiderstand 18K? Siehe oben: warum nicht. Bedenke auch, man übersteuert den Transistor im Betrieb als Schalter üblicherweise um Faktor 2...5. Bei den kleinen Kollektorströmen macht es auch nichts aus, wenn die Basis 10 mal soviel bekommt als notwendig. Gerade bei der Schaltung ist das aber auch nicht notwendig, denn auch wenn der Transistor nicht vollständig in die Sättigung kommt, schaltet er den MOSFET noch problemlos durch. Selbst deine gerechneten 53k (die du gar nicht kaufen kannst), hätten natürlich funktioniert. Hier darf man also ruhig ein wenig pragmatisch vorgehen. An solchen Stellen rechne ich nicht mal groß, sondern überschlage nur ein wenig. 5k oder 10k wären genau so gut nutzbar gewesen. Noch weniger wäre einfach Stromverschwendung. Genauer gerechnet wird erst dann, wenn der Treiber (z.B. ein µC-Ausgang) bereits an die Grenze seiner Strombelastbarkeit käme. Gizmo schrieb: > 2) Pulldown 100K? > > Ist der nicht viel zu hoch? Am bipolaren Transistor braucht man den eigentlich gar nicht. Hier hat der Entwickler bei offenem Kontakt zur Treiberschaltung einfach ein wenig Sicherheit eingebaut. Mit schnellem Schalten hat das nichts zu tun, wenn die Ansteuerung dieser Basis sowieso ein Push-Pull-Ausgang ist.
Hallo Guido, huch - wo hast Du die Schaltung denn ausgebuddelt. Ich bin mir ziemlich sicher, dass sie von mir ist. ;) In meiner Anwendung wird die Last ca. einmal täglich ein- und wieder ausgeschaltet. Da spielen Schaltzeiten eine eher untergeordnete Rolle. Daher sind die 100K als Pulldown für mich auch ausreichend. Insofern habe ich die Widerstände tatsächlich nach Verfügbarkeit gewählt bzw. weil auf der Platine bereits mehrere 18K und 100K verwendet werden. Und die Toleranzen stehen nur drin, damit sie beim generieren der BOM für den Bestücker nicht einzeln aufgeführt werden. Mit dem Spannungsteiler hast Du schon Recht. Aber bedenke, dass der Transistor kein TTL Logikgatter ist. Du brauchst keine 5V damit der Transistor schaltet... genaugenommen ist 5V bei diesem Transistor auch schon die max. Obergrenze. Der Schwellwert ist hier 0.7V. Mit 3.5V an der Basis kommt der Transistor gut zurecht.
Gizmo schrieb: > Ich bastel gerade an einer kleinen I/O Karte und möchte damit 55V / 10A > max. schalten. Dazu verwende ich einen P-Mosfet (IRF5210). Ich nehme an, das sind jeweils die Maximalwerte? Gibt es denn auch einen Nominal- und Minimalwert für die Spannung? Die 10A gehen nicht ohne Kühlung. Der MOSFET hat auch voll durchgeschaltet noch 60mΩ. Bei 10A werden da schon 6W am MOSFET in Form von Wärme frei. > Unter anderem habe ich dafür hier im Forum eine Schaltung gefunden > (Siehe Anhang). Die Schaltung wird ziemlich sicher nicht funktionieren. Das Problem ist, daß die Gate-Source Spannung mit einem Spannungsteiler (18K : 4.7K) aus der zu schaltenden Spannung abgeleitet wird. Das funktioniert dann nur für einen engen Spannungsbereich. Denn einerseits möchte der MOSFET wenigstens 10V zwischen G und S sehen → U >= 10V·(18K+4.7K)/4.7K = 48V. Andererseits dürfen es nicht mehr als 20V werden → U <= 96V. OK, zumindest die Obergrenze paßt, weil der MOSFET selber ja auch nur 100V verkraftet. Aber die Untergrenze ist kritisch. Wenn du da nur z.B. 24V hast, dann bekommt der MOSFET gerade mal 5V und ist dann nur halb durchgeschaltet. Entsprechend fällt mehr Spannung an ihm ab, es entsteht mehr Leistung (Wärme) und - peng - ist er kaputt. Wenn du mit weniger als 55V leben kannst, würde ich für diese Anwendung zu einem Smart Highside Switch, z.B. PROFET raten. Ein BTS432 z.B. geht bis 42V und kann mindestens 11A schalten. Gesteuert wird er direkt mit Logikpegel und er hat alle möglichen Schutzschaltungen eingebaut, wodurch er nahezu unkaputtbar ist. Es gibt noch mehr Typen und auch von anderen Herstellern.
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Wie wärs damit? Die Schaltung ist invertierend. Die Gatespannung ab 15V konstant. Allerdings wird der PMOS, wie bei Deiner Schaltung, nur mit 2mA bzw. 4k7 angesteuert. Gerhard
Andi schrieb: > Ich bin mir ziemlich sicher, dass sie von mir ist. Uff, damit hätten wir wenigstens den Schuldigen. Du siehst also, was dein Gebastel für Verwirrungen auslösen kann. Andi schrieb: > Mit 3.5V an der Basis kommt der Transistor gut zurecht. Uff, dann ist er kaputt. 3.5V nur VOR dem Basisvorwiderstand. Gerhard schrieb: > Wie wärs damit? Die wesentlich bessere Schaltung.
MaWin schrieb: > Gerhard schrieb: >> Wie wärs damit? > > Die wesentlich bessere Schaltung. Die verstehe ich nu' nicht ganz. V1 = Betriebsspannung (55V) Aber was hat es mit V2 und V3 auf sich? Ist V2 der Pin des uC? High = off, Low = On? Holt man sich dann nicht die vollen 55V auf den uC Pin, wenn er LOW gesetzt wird?
Andi schrieb:
> Ist V2 der Pin des uC? High = off, Low = On?
Ja.
V3 ist die Versorgungsspannung der Mikrokontrollers.
Bei GPIO des µC == High sperrt Q1, die 55V liegen daher am Collektor von
Q1 und nicht am µC.
Gerhard
Interessant... das werde ich mal ausprobieren. Diese Variante ist mir gänzlich neu. Ein Basiswiderstand wird dann gar nicht mehr gebraucht? Und der 100K Pulldown in der Ausgangsschaltung (oben) sollte ja eigentlich dafür sorgen, dass der Mosfet beim Einschalten des Controllers sicher ausgeschaltet bleibt. Das würde nun ein Pullup am GPIO übernehmen? Was passiert denn, wenn die die 55V da sind, bevor die 5V da sind? Denn die werden aus den 55V per Schaltregler erzeugt... Danke auf jeden Fall erstmal für diese Alternative. War mir so noch nicht bekannt.
In den von Dir geschilderten Fällen ist der GPIO sehr hochohmig, es kann also nur der Collektor-Basis Reststrom fließen. Ein Basis-Emitter Widerstand ist eigentlich unnötig. Du kannst ja trotzdem, wenn Bedenken bestehen, einen 10k Widerstand vorsehen. Gerhard
Andi schrieb: > Ein Basiswiderstand wird dann gar nicht mehr gebraucht? Nein, zusammen mit R2 hast du ja eine Kollektorschaltung. Der Basisstrom, der fließen wird, berechnet sich bei GPIO=0V zu (5V-0.7V)/R2)/h_FE. Also ≈ 2mA/h_FE, das sind dann höchstens wenige zig µA.
Andi schrieb: > Was passiert denn, wenn die die 55V da sind, bevor die 5V da sind? Nichts, die Spannung am GPIO folgt der 5V-Versorgung. Solange der GPIO hochohmig oder HIGH ist, wird der Transistor sperren und damit der FET auch. Bleibt aber der GPIO niederohmig auf LOW, dann wird der FET eingeschaltet.
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Vielen Dank für die Erklärungen. So habe ich das echt noch nie gemacht. Wenn ich meine alte Schaltung nochmal überarbeiten sollte, werde ich das definitiv so übernehmen. Im Anhang mal der aktualisierte Schaltplan. R3 wäre aus Sicherheitsgründen dann NICHT erforderlich? Wonach müsste ich denn suchen, wenn ich mit dieser Schaltung Berechnungen anstellen will? Also bspw.: Wie rechne ich aus, wie groß die Widerstände gewählt werden müssen, wenn V+ nominal 80V wäre. Bzw. wie rechne ich die Grenzen aus, in denen sich die gezeigte Schaltung bewegen darf? Besten Dank für die Hilfe und sorry an den TO für das Kapern seines Threads ;)
Das entspricht im Wesentlichen der Schaltung von Lippy: Beitrag "Re: Wie Ugs (p-FET) sinnvoll begrenzen?" Es hat das auch im weiteren Verlauf sehr gut erklärt.
Andi schrieb: > Also bspw.: > Wie rechne ich aus, wie groß die Widerstände gewählt werden müssen, wenn > V+ nominal 80V wäre. Der Transistor T1 fungiert mit R2 quasi als Stromquelle. Der Transistor steuert soweit durch, bis an seinem Emitter genau soviel weniger Spannung wie an der Basis liegt, dass gerade noch der notwendige Basisstrom fliesst um den Transistor eben durchzusteuern. Also kannst du rechnen Ic1 = (Vcc-0,7V)/R2 Genau dieser Strom fliesst auch zwangsläufig durch R1. Also ist Ur1 = Ic1*R1. Der Rest der Spannung fällt an dem Transistor ab, der als Emitterfolger nicht in der Sättigung betrieben wird. Wie man an dem Simulationsergebnis sieht ist Ur1 praktisch unabhängig von der zu schaltenden Lastspannung, damit ist Ugs des Mosfets quasi unabhängig von der Eingangsspannung.
Andi schrieb: > Wie rechne ich aus, wie groß die Widerstände gewählt werden müssen, wenn > V+ nominal 80V wäre. Den R3 würde ich auf Enable legen. Der kann auch 50k sein. Zur Berechnung: Interessant ist der Zustand Enable=0. Dann fließt durch den R2 der Strom (VCC-0.7V)/R2. Und der fließt (zu 99%) auch durch R1. Hier sind das etwas mehr als 2mA. Das heißt letztlich, dass U_R4 = R1/R2 * U_R2 ist, unabhängig von der Versorgungsspannung (55V oder 80V). Damit ist die Schaltung auch bei 80V verwendbar, ohne Änderung. Da der Strom aber auch durch den Transistor (CE) fließt, dort aber die restliche Spannung abfällt (U_CE=VCC-U_R2-U_R4), muss man nachschauen, ob die Verlustleistung vom T dadurch nicht überschritten wird. Die ist natürlich bei 80V größer als bei 55V. Der BCX hält ja die höhere Spannung aus, den muss man dann auch nehmen (oder einen vergleichbaren). Die Schaltung liefert nur unterhalb 10-15V weniger Gatespannung, wie auch Gerhard schon angemerkt hatte. Aber dann braucht man diese Schaltung auch normalerweise nicht.
> Wie man an dem Simulationsergebnis sieht ist Ur1 praktisch unabhängig > von der zu schaltenden Lastspannung, damit ist Ugs des Mosfets quasi > unabhängig von der Eingangsspannung. Nur der Vollständigkeit halber: Das erkauft man sich dadurch, dass Vcc als Spannungsreferenz eingesetzt wird - Ugs ist nun von Vcc abhängig[1]. Ist nichts schlimmes, da eine gut stabilisierte Versorgungsspannung meist gegeben ist, muß aber berü¢ksichtigt werden, wenn nicht. [1] Ugs ~= R1/R2 * (Vcc - 0.7V)
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