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Hallo, ich habe die im Anhang gezeigte Schaltung simuliert (und auch aufgebaut). Wenn ich in LTSpice AD712 für beide OpAmps verwende, dann sehe ich in der Ausgangsspannung in der Simulation einen deutlichen Überschwinger (mehrere Perioden bis die Schwingung abklingt). Verwende ich hingegen AD8031, dann gibt es dieses Problem nicht. Kann mir jemand erklären, welcher Parameter des OpAmps hierfür relevant ist? Will vor allem die Theorie dahinter verstehen. Praktisch aufgebaut habe ich die Schaltung mit AD712 und TL081 und sehe in beiden Fällen ein ähnliches Verhalten wie in der Simulation. Wie wähle ich hierfür einen geeigneten OpAmp in der Praxis aus? Worauf muss man achten? Vielen Dank für Tipps!
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Mir fällt auf, dass U1 eine unendlich hohe DC Verstärkung hat (da kein Widerstand in der Gegenkoppelung). Dann solltest du immer bedenken, dass deine Gegenkoppelung durch die beiden OP-Amps immer einer gewissen Verzögerung unterliegt. Dadurch provozierst du die Schwingung. Du brauchst eine Gegenkoppelung, die bei jeder Frequenz schneller ist, als die Verstärkung.
Paul M. schrieb: > Wie wähle ich hierfür einen geeigneten OpAmp in der Praxis aus? Worauf > muss man achten? Du hast hier ein grundsätzliches regelungstechnisches Poblem vor Dir, eine I Strecke (Integrator) U1 schwingt (fast) immer mit einem P-Regler (proportional Regler U2, sprich nur Verstärkung) Da helfen spezielle OPV Daten nur sehr bedingt, das ist ein Grundsatzproblem! eric1
Viel Schwachsinn in einer einzigen Schaltung! - ein Ausgang, der direkt auf "Masse"="L-GND" gelegt ist, alsokurzgeschlossen ist. - Mosfets entgegengesetzter Dotierung, deren Eingänge parallel geschaltet sind. Bei jeder Halbwelle der Steuerspannung (bis zu 15 Volt) liegt diese für jeweils einen der beiden Endstufentransistoren im verbotenen, weil "negativen" Bereich. - Ein Strom-Messwiderstand namens 0,1 Ohm-Widerstand, an dem gar nicht "gemessen" wird. - Endstufentransistoren für 20 bis 30 Ampere mit Eingangskapazitäten bis 2nF. Zum treiben eines Kopfhörers, ah ja... - ein invertierender OP im Gegenkopplungspfad (FB-Inv), der dann am invertierenden Eingang des Eingangsverstärkers liegt. Prima Mitkopplung!
Weitere satter Fehler: Der untere Ausgangstransistor sieht immer "verpolte" Betriebsspannung, einen Teil der unipolaren V3. Seine "intrinsic" ( unumgänglich vorhandene) Antiparalleldiode über Drain-Source wird dauernd leiten und schliesst erneut den Ausgang kurz. Deine Schaltung hat noch nie funktioniert.
Nichtverzweifelter schrieb: > Viel Schwachsinn in einer einzigen Schaltung! Genau...und genau deshalb erlaube ich mir hier jetzt, Mario Adorf in einem seiner schönsten Filme zu zitieren: "Warum leckt sich der Hund die Eier?? Weil er es kann!" Genauso ist das mit einem Operationsverstärker... Gruß Rainer
Nichtverzweifelter schrieb: > ein Ausgang, der direkt auf "Masse"="L-GND" gelegt ist DAS sehe ich jetzt erst. Das alleine reicht schon um die Schaltung als Nonsens zu entlarven.
L_GND ist nicht Masse, sondern die Mittenspannung des "Floating Power Supply". Trotzdem stimmt die Schaltung hinten und vorne nicht, und ich verstehe auch nicht, warum man hier eine schwimmende Versorgung braucht.
Stefan ⛄ F. schrieb: > Mir fällt auf, dass U1 eine unendlich hohe DC Verstärkung hat (da kein > Widerstand in der Gegenkoppelung). Hallo Stefan, vielen Dank für Deinen Tipp. Daran lag es wohl habe 100k parallel zu C1 eingebaut und nun klappt es sowohl in der Simulation als auch in der aufgebauten Schaltung. Ganz klar ist mir zwar immer noch nicht, warum es nun funktioniert, denn über den anderen OpAmp gibt es ja auch bei DC eine Rückkopplung. Die Schaltung hier: https://www.mikrocontroller.net/articles/Konstantstromquelle#Konstantstromquelle_mit_Operationsverst.C3.A4rker_und_Transistor macht das ja auch so ähnlich...
Hallo Nichtverzweifelter, Danke für Deine Antwort. Nichtverzweifelter schrieb: > Viel Schwachsinn in einer einzigen Schaltung! Bei jedem der unten genannten Punkte habe ich mir aber tatsächlich etwas gedacht und ich antworte Dir unten darauf. > - ein Ausgang, der direkt auf "Masse"="L-GND" gelegt ist, > alsokurzgeschlossen ist. Nein. L_GND ist nur ein Netzname. Ist vielleicht nicht so glücklich gewählt, aber hat nichts mit GND zu tun. > - Mosfets entgegengesetzter Dotierung, deren Eingänge parallel > geschaltet sind. Bei jeder Halbwelle der Steuerspannung (bis zu 15 Volt) > liegt diese für jeweils einen der beiden Endstufentransistoren im > verbotenen, weil "negativen" Bereich. Die Eingangsspannung ist ja ebenfalls auf L_GND bezogen und floatet also mit dem Ausgangsknoten mit. Daher bewegen sich die V_gs der beiden MOSFETs stets zw. -15V..+15V. Max. rating ist hier laut Datenblatt -20V..20V. > - Ein Strom-Messwiderstand namens 0,1 Ohm-Widerstand, an dem gar nicht > "gemessen" wird. Um die Schaltung zu vereinfachen, habe ich den Teil weggelassen, denn es ging hier um das Problem, dass die Schaltung schwingt. > - Endstufentransistoren für 20 bis 30 Ampere mit Eingangskapazitäten bis > 2nF. Zum treiben eines Kopfhörers, ah ja... Ein Kopfhörer? Woher nimmst Du diese Information? Um Audio-Anwendungen geht es hier nicht... > - ein invertierender OP im Gegenkopplungspfad (FB-Inv), der dann am > invertierenden Eingang des Eingangsverstärkers liegt. Prima Mitkopplung! Nein, es ist eine Gegenkopplung. Da der Spannungsteiler aus R4 und R5 nach GND geht und die Spannungsversorgung der OpAmps aber an L_GND floatet, ist die Spannung im Knoten "FB" stets <= 0V. Der OpAmp U2 invertiert diese, sodass man wieder ein positives Feedback-Signal hat, welches dann in den negativen Eingang des U1 geht. Passt also. Schwachsinn habe ich nicht verbaut, man muss aber genau hinschauen.
Yalu X. schrieb: > L_GND ist nicht Masse, sondern die Mittenspannung des "Floating Power > Supply". Genau so ist es. > Trotzdem stimmt die Schaltung hinten und vorne nicht, Was stimmt denn noch nicht? > und ich verstehe auch nicht, warum man hier eine schwimmende Versorgung braucht. Weil die Hauptspannung aus V3 später mal auf bis zu 40V hoch soll. Auf diese Weise kann ich die OpAmps trotzdem mit +/-15V versorgen.
Mohandes H. schrieb: > Nichtverzweifelter schrieb: >> ein Ausgang, der direkt auf "Masse"="L-GND" gelegt ist > > DAS sehe ich jetzt erst. Das alleine reicht schon um die Schaltung als > Nonsens zu entlarven. Hallo Mohandes, wie bereits an anderer Stelle vermerkt, ist L_GND nur ein Netzname. Da hast Du Dich wohl vom Nichtverzweifler verleiten lassen.... ;-)
Lüge! :-) Direkt parallel zum Kopfhörer liegt immer noch die Antiparalleldiode im IRF9640. Du speist also den Kopfhörer mit 1. DC in variabler Höhe statt AC 2. mit gekappten Halbwellen, begrenzt durch die Flussspannung der leistungsfähigen Intrinsic Diode des unteren Mosfets. Der Ausgang treibt direkt L-GND. Der andere GND mit dem Dreieckssymbol hat welche galvanische Verbindung zum Rest der Schaltung? Der untere Fet wird invers betrieben...
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Paul M. schrieb: > Daran lag es wohl habe 100k parallel zu C1 eingebaut und nun klappt es > sowohl in der Simulation als auch in der aufgebauten Schaltung. Bist du sicher, dass du die richtige Schaltung angehängt hast? Bei mir macht sie keine Überschwinger, sondern schwingt dauerhaft mit voller Amplitude. Auch der zusätzliche 100k-Widerstand ändert daran nichts.
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Yalu X. schrieb: > Paul M. schrieb: >> Daran lag es wohl habe 100k parallel zu C1 eingebaut und nun klappt es >> sowohl in der Simulation als auch in der aufgebauten Schaltung. > > Bist du sicher, dass du die richtige Schaltung angehängt hast? Bei mir > macht sie keine Überschwinger, sondern schwingt dauerhaft mit voller > Amplitude. Auch der zusätzliche 100k-Widerstand ändert daran nichts. Hallo Yalu, ja, habe nur diese Schaltung und bei mir klappt es damit nun. Den leichten Überschwinger habe ich auch noch wegbekommen, indem ich C1 = 220pF gewählt habe.
Nichtverzweifelter schrieb: > Der Ausgang treibt direkt L-GND. Der andere GND mit dem Dreieckssymbol > hat welche galvanische Verbindung zum Rest der Schaltung? L_GND und GND sind eben nicht direkt verbunden, sondern L_GND ist der Netzname vom "Schaltknoten", also der Ausgang. Sorry, ist kein guter Name, das stimmt. Somit passt das ganz gut. Schaltung tut ja nun auch in der Praxis das, was sie soll. Einen Kopfhörer gibt es ja hier nicht :D
Paul M. schrieb: > wie bereits an anderer Stelle vermerkt, ist L_GND nur ein Netzname. Hmm ... vielleicht mache ich einen Denkfehler? Daß L_GND und Masse verschieden sind sehe ich. Aber L_GND ist das gemeinsame Potential von V5/V6 (+/-15V) und V1 (U1in). Und liegt zwischen den FETs. Da die Spannungsquellen niederohmig sind, ist doch überall dasselbe Potential.
Himmel noch mal, wie kann mans nur l-GND nennen... Das implzierte für mich halt Ground... Kopfhörer? Muss Wunschdenken gewesen sein, haha, sorry. Na gut. Jetzt wird tatsächlich die Ausgangsspannung geteilt mit den Widerständen, dem Inverter zugeführt, der an seinem anderen Eingang... o.k., o.k. Funzt. Liefert aber nur positive Ausgangsspannungen. Kann bspw. einen DC-Motor treiben, "auch" bremsen. Es handelt sich also um einen Leistungstreiber, der halt nicht 4 Quadranten kann. Mit auf der Ausgangsspannung "fliegendem" Gate-Treiber. Braucht also eingangsseitig wiederum "massefrei".... . . . Wo zum Teufel sitzt der Kopfhörer, also wirklich :-)
Nichtverzweifelter schrieb: > Himmel noch mal, wie kann mans nur l-GND nennen... > > Das implzierte für mich halt Ground... > > Kopfhörer? Muss Wunschdenken gewesen sein, haha, sorry. > > Na gut. Jetzt wird tatsächlich die Ausgangsspannung geteilt mit den > Widerständen, dem Inverter zugeführt, der an seinem anderen Eingang... > o.k., o.k. > > Funzt. Liefert aber nur positive Ausgangsspannungen. > > Kann bspw. einen DC-Motor treiben, "auch" bremsen. > > Es handelt sich also um einen Leistungstreiber, der halt nicht 4 > Quadranten kann. Mit auf der Ausgangsspannung "fliegendem" Gate-Treiber. > > Braucht also eingangsseitig wiederum "massefrei".... > . > . > . > Wo zum Teufel sitzt der Kopfhörer, also wirklich :-) Hallo Nichtverzweifler, Jaaaa, jetzt verstehen wir uns. Genau so war es gedacht. Genau, negative Spannungen kann er nicht - brauche ich aber auch nicht. Sorry noch mal wegen dem Namen L_GND, weiß auch nicht mehr, wie ich darauf gekommen bin.... Gute Nacht.
Schon mal "Gute Nacht". Da die Schaltung aber "noch" ganz analog funktioniert, hätte ich noch eine Frage dazu: Wie "isolierst" Du das (so überhaupt) analoge Eingangssignal? Dessen "Ground" fliegt ja mit dem Ausgang mit.
Konnte doch noch nicht schlafen, weil die Schaltung jetzt funktioniert und ich so happy bin. Daher antworte ich Dir jetzt. Nichtverzweifelter schrieb: > Schon mal "Gute Nacht". > > Da die Schaltung aber "noch" ganz analog funktioniert, hätte ich noch > eine Frage dazu: > > Wie "isolierst" Du das (so überhaupt) analoge Eingangssignal? Dessen > "Ground" fliegt ja mit dem Ausgang mit. Die Spannung am nicht-invertierenden Eingang von OpAmp U1 wird von einem DAC bereit gestellt. Der DAC floatet ebenfalls (er sieht als Masse auch L_GND) und ist mit einem ADuM162N isoliert am Mikrocontroller angeschlossen. Es gibt außerdem noch einen ADC, welcher die Ausgangsspannung (und Strom über den Shunt) erfasst. Der Mikrocontroller kann damit dann die Ausgangsspannung/Strom setzen.
Mohandes H. schrieb: > Aber L_GND ist das gemeinsame Potential von > V5/V6 (+/-15V) und V1 (U1in). Hallo Mohandes, Ja, V5 und V6 erzeugen Spannungen +/-15V um die OpAmps zu versorgen. Diese Spannungsquellen floaten, denn das Netz mit dem ungeschickt gewählten Namen L_GND hängt ja am Ausgang und an dem Punkt, wo die beiden Quellen zusammen kommen. V5 forciert eine Spannung +15V über L_GND und V6 macht eine Spannung -15V (also unter L_GND). So klar geworden?
Paul M. schrieb: > Der Mikrocontroller kann damit dann die Ausgangsspannung/Strom setzen. Und sogar regeln... Klappt nun!!!! Vielen Dank an alle für die Tipps!
Paul M. schrieb: > So klar geworden? Hi Paul, alles klar, ich hab's verstanden. Das mit dem floated ground war mir nicht klar. Werde trotzdem morgen mal die Schaltung durch LTSpice jagen und mir die einzelnen Signale ansehen. Good night, Mohandes
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Kleine Anmerkung: "...praktisch aufgebaut ...mit TL081" Jene "alte Garde" von OPs klirrt, begrenzt bei Last kleiner 2kOhm, deutlicher unter 1k. Als Last sieht der OP (falls 081) vor allem eine kapazitive, zwei parallele G-S-Strecken, mit nur 10 Ohm davor. Grössenordnung 1...2nF. Guck mal ins Datenblatt, auch da beginnt erfahrungsgemäss eine Neigung zu "ringing", wenigstens overshoot. Gemildert wird das zwar durch die mittels Integrator-C verlangsamte Ansteuerung, aber bevor Dir die FETs abrauchen... Ausserdem, wäre doch schade, hihi, um den Kopfhörer. Wie, zum Teufel, kam ich nur auf den??? MfG
Nichtverzweifelter schrieb: > Jene "alte Garde" von OPs klirrt, begrenzt bei Last kleiner 2kOhm, > deutlicher unter 1k. Als Last sieht der OP (falls 081) vor allem eine > kapazitive, zwei parallele G-S-Strecken, mit nur 10 Ohm davor. > Grössenordnung 1...2nF. Guck mal ins Datenblatt, auch da beginnt > erfahrungsgemäss eine Neigung zu "ringing", wenigstens overshoot. Guten Morgen Nichtverzweifler, genau in diese Richtung zielte meine Frage ursprünglich ab. Wie wähle ich den für diese Anwendung besten OpAmp aus? Welchen Parameter soll ich im Datenblatt anschauen?
Paul M. schrieb: > genau in diese Richtung zielte meine Frage ursprünglich ab. Wie wähle > ich den für diese Anwendung besten OpAmp aus? Welchen Parameter soll ich > im Datenblatt anschauen? Der Parameter ist die Bandbreite oder Unity-Gain-Frequency. Du musst dir die Schleifenverstärkung anschauen. Wenn die Schleifenvestärkung 1 ist, dann muss die Phasendrehung für geringes Überschwinges <120 Grad sein, bei 180 Grad schwingt dass dann. Die Schaltung, so wie du sie jetzt aufgebaut hast, mit 10k und 100k||220pF hat eine DC Verstärkung von 10, und eine -3 dB Frequenz von ca. 80 kHz. Der Opamp muss damit mindestens eine BAndbreite von 80 kHz 10 10 haben, also ca. 8 MHz. Du hast aber zwei Opamps, der zweite spielt auch noch eine Rolle, ist aber unkritisch, weil deine Schaltung die gesammte Verstärkung mit einem Opamp macht. Aber wehe, wenn du an den Ausgang ein C hängst...
hmm... die Forensoftware macht aus dem Multiplizierzeichen Fettschrift... ob das sinnvoll ist?
Jedenfalls, wenn das irgendwas in Richtung einstellbares Labornetzteil werden soll, dann ist die Schaltung so ziemlich praxisfern. Schau dir doch mal einige Schaltungen an, die funktionieren.
udok schrieb: > hmm... die Forensoftware macht aus dem Multiplizierzeichen > Fettschrift... > ob das sinnvoll ist? So ist es in der Bedienungsanleitung beschrieben. Aber es gibt Abhlife: lass die Leerzeichen weg. So etwa: 80kHz*10*10 Oder verwende die [pre] Tags zum umrahmen von vorformatiertem Text...
Paul M. schrieb: > Schwachsinn habe ich nicht verbaut, man muss aber genau hinschauen. Guten Morgen allerseits! Stimmt, man sollte schon genau hinschauen. Das mit den 'floated Spannungsquellen' (alias L_GND) V5/V6 + Signal V1 verstehe ich jetzt erst so richtig. Also kein Kopfhörer sondern das geht an einen µC. Was macht eigentlich das Ganze? Nur Simulation oder baust Du das auch auf, Die Schaltung ist ein schönes Beispiel für Analogtechnik. Und lohnt einen 2. Blick!
Paul M. schrieb: > Ganz klar ist mir zwar immer noch nicht Unendlich hohe Verstärkung treibt den OP-Amp in die Sättigung, das macht ihn sehr träge.
udok schrieb: > Der Opamp hat ja eine Rückkopplung... Jetzt ja. Im ersten Schaltplan hatte U1 noch keine DC Gegenkoppelung (nur AC über den Kondensator).
.. das ist sogar die bessere Schaltung. Der 100k Widerstand haut doch die Genauigkeit zusammen, weil ein Fehler in der Ausgangsspannung nur mehr um den Faktor 10 verringert wird. Ohne den 100 k wird ein DC Fehler um mindestens 1e6 verringert.
Ich habe aber jetzt nochmal geschaut... die Schaltung hat doch keine Gegenkopplung, sondern eine Mitkopplung? Der erste Opamp sollte doch einfach das Ausgangssignal buffern, und nicht invertieren.
udok schrieb: > Ohne den 100 k wird ein DC Fehler um mindestens 1e6 verringert. Was maßlos viel ist und darum Überschwinger auslöst. Als er den Widerstand hinzufügte hörte die Schwingung auch prompt auf. Stelle dir vor, dein Kind verliert das Gleichgewicht und fängst es nicht auf, sondern stößt es mit aller Gewalt schnellstmöglich von dir weg. Damit bewirkst du nichts gutes. In solchen Regelkreisen ist es nicht anders. Anderes Beispiel: Das Zimmer ist Kalt, also zünde ich ein Inferno um es aufzuwärmen. Danach ist mir zu warm, also werfe ich einen riesigen Schockfroster an, um zu kühlen. Danach ist mir zu kalt. Erfolgreich funktioniert so eine Regelung nur, wenn man nicht zu extrem reagiert. Deswegen kannst du bei jeder Heizung die Vorlauftemperatur und den Durchfluss für jeden einzelnen Heizkörper einstellen. Wenn Leute nach einem schreckhaften Moment die Kontrolle über ihr völlig intaktes Auto verlieren, dann sind es die überzogenen Reaktionen (Lenk-Bewegungen), die zum Verhängnis führen.
Parameter wären beim TL081: Der kann sinnvoll nur Lasten grösser 600 Ohm treiben und Kapazitäten kleiner 500pF. Ausgangsstrom kleiner 20mA Erhöhe also R-Gate auf 200 Ohm, auch wenn das scheinbar die Eigenschaften der Schaltung verschlechtert. Jener R-Gate trennt, engl. "isolates", den OP von der "heavily capacitive load". C max wird gelegentlich in den data sheets angegeben. Der ebenso uralte RC4556 kann bereits mit 50mA "umladen" ohne zu murren. Für den Inverter ist wichtig, dass der "unity gain stable" ist. Er muss für eine Verstärkung von "nur" eins geeignet sein. Gegenbeispiel: LF357, Minimum Av=5.
udok schrieb: > Ich habe aber jetzt nochmal geschaut... > die Schaltung hat doch keine Gegenkopplung, > sondern eine Mitkopplung? > Der erste Opamp sollte doch einfach das > Ausgangssignal buffern, und nicht invertieren. Hallo udok, Doch, es ist Gegenkopplung: Der Spannungsteiler (R4 und R5) teilt die Ausgangsspannung runter, aber weil die OpAmps auf der Ausgangsspannung floaten, ist die Spannung am Knoten FB negativ! U2 invertiert dann. Und damit passt es dann wieder, weil FB_inv dann wieder auf den invertierenden Eingang von U1 geht.
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Yalu X. schrieb: > Bei mir macht sie keine Überschwinger, sondern schwingt dauerhaft mit > voller Amplitude. Interessanterweise verschwindet die Dauerschwingung, wenn ich L_GND als Spice-GND nehme und dafür das Spice-GND der Originalschaltung schwimmen lasse (Push_Pull_feedback_dual_opAmp1.*). Ich habe dazu einfach L_GND durch GND und GND durch R_GND ersetzt und damit nur das Bezugspotential geändert, was in der realen Welt nicht das Geringste am Verhalten der Schaltung ändern würde, in der simulierten Welt aber offensichtlich schon. Dein Screenshot vom 28.09.2020 22:05 legt die Vermutung nahe, dass dein AD712-Modell ein anderes als das von mir verwendete ist, was die unterschiedlichen Simulationsergebnisse erklären könnte. Es scheint u.a. eine deutlich höhere Slewrate zu haben, und wahrscheinlich sind noch weitere Parameter anders. Welche LTspice-Version verwendest du? Bei mir ist es 17.0.0.11 (die aktuelle). Den Invertierer (und damit einen der schwingungsverstärkenden Tiefpässe) kannst du aus der Schleife herausnehmen, wenn du die Gegenkopplung über den nichtinvertierenden Eingang von U1 machst. Da das Eingangssignal nun am invertierenden Eingang anliegen muss, muss es vorher invertiert werden. Des Weiteren scheint der P-Mosfet M1 ohne Funktion zu sein, da er nie leitend wird. Das muss er auch nicht, da du ja nur positive Ausgangsspannungen brauchst. Durch das Weglassen dieses Mosfets entfällt auch dessen Gate-Kapazität, was die Stabilität der Schaltung weiter verbessert. Zusammen mit diesen Änderungen habe ich – passend zum geänderten Bezugspotential – die Schaltungskomponenten teilweise neu angeordnet (Push_Pull_feedback_dual_opAmp2.*). Wenn der Eingang nicht hochohmig sein muss, kann mit einer weiteren Änderung der Invertierer sogar komplett entfallen. R5 habe ich dabei so angepasst, dass die Gesamtverstärkung der Schaltung (21) erhalten bleibt (Push_Pull_feedback_dual_opAmp3.*). Durch die geänderte Anordnung der Schaltungskomponenten wird auch (besser als in der Originalschaltung) deutlich, dass der Mosfet in Source-Schaltung betrieben wird und damit zusätzliche Verstärkung in die Schleife bringt. Diese beträgt bei einer Eingangsspannung von 0,5 V etwa 34 und führt dazu, dass trotz des Spannungsteilers aus R5 und R4 der Gegenkopplungsfaktor k > 1 ist. Die meisten Opamps sind aber nur für k ≤ 1 kompensiert. Durch die Lead-Compensation mit C1 lässt sich das aber beheben. Zu beachten ist dabei allerdings, dass die Verstärkung durch den Mosfet mit dem Lastwiderstand steigt. Du solltest also C1 für den größten zu erwartenden Lastwiderstand dimensionieren.
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Paul Ma (Gast) >Doch, es ist Gegenkopplung: >Der Spannungsteiler (R4 und R5) teilt die Ausgangsspannung runter, aber >weil die OpAmps auf der Ausgangsspannung floaten, ist die Spannung am >Knoten FB negativ! ... gegenüber L_GND, speziell am +Eingang des U2 Sollte schon noch dazu gesagt werden, sonst verzweifeln die Leute immer noch, weil sie geistig die zwei Massen nicht auseinander halten können.
Yalu X. schrieb: > Durch die Lead-Compensation mit C1 lässt sich das > aber beheben. Kleiner Tip aus der Praxis: in Reihe mit sowas wie dem C1 hier sollte man immer einen kleinen Widerstand schalten. Und ob ein OpV gegen einen Lastwiderstand von nur 10 Ohm (R_gate) sauber arbeiten kann oder nicht (was ich für viel wahrscheinlicher halte) hat der TO auch bloß nicht geklärt. W.S.
R gate vergrössern, schrieb ich schon. Den "unteren" FET hat er drin, um auch "bremsen" zu können, falls er damit einen DC-Bürstenmotor antreibt.
Jens G. schrieb: > ... gegenüber L_GND, speziell am +Eingang des U2 > > Sollte schon noch dazu gesagt werden, sonst verzweifeln die Leute immer > noch, weil sie geistig die zwei Massen nicht auseinander halten können. ... und offensichtlich behandelt LTSpice sein internes Gnd anders als einen anderen, willkürlich gewählten Gnd (L_GND).
Nichtverzweifelter schrieb: > R gate vergrössern, schrieb ich schon. Tatsächlich. Hatte statt R_load nun mal eine kapazitive Last angeschlossen und erst mit R_gate = 36kOhm wurde die Sache stabil....
@ Yalu: Danke für die umfangreiche Untersuchung und Weiterentwicklung. Weiß jemand, wie man sich in LTSpice das Bode-Diagramm anzeigen lassen könnte, um die Phasenreserve zu ermitteln? Geht das per AC-Simulation?
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