Hallo Forum, wir arbeiten zu zweit daran ein Photovoltaik-Messgerät zu bauen. Wir sind beide relativ neu in der Elektonik-Selberbauen-Welt und entschuldigen uns deshalb schon im Vorhinein für Fragen, die für manche von euch ggf. trivial erscheinen. Wir sind in jedem Fall sehr dankbar für eure Hilfe und möchten gerne dazulernen. Wir arbeiten schon eine ganze Weile an dem Messgerät und haben nach viel Recherche und Testen einen Schaltplan entwickelt, den ihr im Anhang findet. Wir wollen den folgenden Text in zwei Teile teilen. Im ersten Teil beschreiben wir allgemein die Funktionsweise des Messgeräts und die elementaren Überlegungen, die damit einhergehen. Der erste Teil soll nur dem allgemeinen Verständnis dienen, aber wir freuen uns natürlich auch hier über jegliches (konstruktives) Feedback von euch. Im zweiten Teil gehen wir dann auf explizite Fragen ein. TEIL 1: Die grundlegende Idee besteht darin, ein PV-Messgerät, das die U-I Kennlinie eines PV-Moduls aufzeichnet, mit Hilfe eines Raspberry Pis selbst zu bauen. Die grundlegenden Komponenten sind das PV-Modul, ein Kondensator (variabler Widerstand), ein Messwiderstand/Shunt (Spannungsmessung, um auf Strom zu schließen), MOSFETs (als Schalter), Raspberry Pi,Spannungsteiler, AD-Wandler, Hochlastwiderstand (zum Entladen des Kondensators), sowie Temperatur- und solarer Einstrahlungssensor. Die Messung der U-I-Kennlinie läuft folgendermaßen ab: #Vor dem Start der Messung 1. Kondensator wird über Hochlastwiderstand entladen (Schalter 3 ist geschlossen, Schalter 1 und 2 sind offen) 2. Kondensator wird kurzgeschlossen (um vollständige Entladung sicherzustellen, Schalter 2 ist geschlossen, Schalter 1 und 3 sind offen) 3. Messung wird gestartet (Schalter 1 ist geschlossen, Schalter 2 und 3 sind offen) #Während der Messung 1. Zu Beginn der Messung Kondensator leer: Kurzschlussstrom 2. Messung der Spannung: Messung über Spannungsteiler, AD-Wandler und Pi 3. Strommessung: Messung der Spannung, die über Messwiderstand abfällt, um darüber den Strom zu bestimmen 4. am Ende der Messung: Kondensator entspricht Spannung am Modul: Leerlaufspannung Ein paar Hard-Facts zum Modul: Die ausgelegte Schaltung ist für ein bestimmtes Modul ausgelegt. Möglichst alle potentiellen Betriebspunkte sollen mit der Schaltung gemessen werden - Spannung: 0V-40V - Strom: 0A-10A Frage: Sieht die Schaltung für euch schlüssig aus? Habt ihr Anmerkungen zur Schaltung? ### TEIL 2: Wir haben die dargestellte Schaltung teilweise bereits umgesetzt. Dabei ist uns aufgefallen, dass wir bei der Auslegung der Schalter (MOSFETs) Dinge grundlegend falsch verstanden haben. Nach ausgiebiger Recherche im Forum und in verschiedenster Literatur haben wir einige Dinge leider immer noch nicht verstanden. Aktuell ist in der Schaltung für alle 3 Schalter der gleiche MOSFET verbaut, nämlich dieser hier: IRF3205 (Link zum Datenblatt: https://asset.conrad.com/media10/add/160267/c1/-/en/000158712DS01/datenblatt-158712-infineon-technologies-irf3205-mosfet-1-n-kanal-200-w-to-220ab.pdf). Dies ist ein selbstsperrender N-Kanal-MOSFET. Wenn wir das Datenblatt richtig verstanden haben, leitete der MOSFET ab einer Gatespannung V_GS(th) von 4V. Aus der Abbildung 1 des Datenblattes haben wir uns hergeleitet, dass mit steigender Gatespannung der Innenwiderstand des MOSFETs R_DS(on) sinkt (zumindest im linken Teil der Abbildungen, in dem ein linearer Zusammenhang zwischen I_D und V_DS gegeben ist). Da wir einen möglichst geringen Spannungsabfall V_DS über dem MOSFET anstreben, um die Spannungsmessung nicht zu verfälschen, ist es demnach ratsam, eine möglichst hohe Gatespannung V_GS anzulegen (ca. 15V bzw. laut Datenblatt maximal 20V). Haben wir das soweit richtig verstanden? Falls ja, ergibt sich daraus ein Problem, da die GPIO-Pins des RPi, mit welchen die Gates der MOSFETs aktuell gesteuert werden, nur 3,3V liefern. Wie können wir die Spannung am geschicktesten erhöhen? Müssen wir dazu einen Operationsverstärker zwischen den RPi und den Gate-Pins der MOSFETS einbauen oder gibt es eine einfachere/bessere Lösung? Unsere letze Frage bezüglich der Schaltung bezieht sich ebenfalls auf die verwendeten MOSFETs. Uns ist bewusst, dass es prinzipiell vier verschiedene Bauarten von MOSFETs gibt (selbstsperrend/selbstleitend; P-Kanal/N-Kanal) und man zwischen "high side-" und "low side"-Position der MOSFETS unterscheidet, je nachdem ob er im Schaltkreis vor oder nach der Last sitzt. Wenn wir das richtig verstanden haben, gibt es bei einer high side-Schaltung grundsätzlich das Problem, dass die Steuerspannung V_GS über der maximal auftretenden Spannung im Schaltkreis liegen muss (das Modul liefert wie oben beschrieben maximal 40V). Leider haben wir das aber erst verstanden, nachdem wir die Schaltung wie im Bild gezeigt umgesetzt und bei Testmessungen gemerkt haben, dass sie nicht wie erwartet funktioniert. Unsere Frage ist nun, ob wir den MOSFET "Schalter 1" austauschen sollten gegen einen geeigneten MOSFET, oder ob wir den Schalter hinter den Kondensator verschieben sollten, um eine low side-Schaltung zu erreichen. Leider ist uns in dem Fall nicht klar, ob unsere Schaltung (insbesondere der Entladevorgang des Kondensators) dann überhaupt noch funktionieren würde. Wir danken euch vielmals für eure Hilfe und freuen uns sehr darauf von euch zu hören. Liebe Grüße und schönes Wochenende! P.S.: Nun sind auch 2 Fotos angehängt, nur so, um einen Eindruck von der Schaltung zu bekommen.
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Ja, grandiose Idee nen 68000µ Elko mittels FET kurzzuschließen. An dieser Stelle kann man eigentlich schon aufhören sich mit dem Quatsch weiter zu beschäftige. Zurück ans Reißbrett. p.s. satt kurzgeschlossen wird er mangels Vgs wohl nicht, aber trotzdem...
Hi ist vielleicht ganz gut, dass eure Schaltung nicht funktioniert, da insbesondere der Schalter 2 sehr selbstmordgefährdet ist. Aber wie ihr schon erkannt habt, muss beim N-Kanal-Mosfet die gatespannung positiver als die Source sein, damit man den einschalten kann. Also braucht ihr sowas wie nen Highside-treiber, der mindestens 40 Volt als versorgungsspannung verträgt, wenn das eeure maximale Spannung ist. Gruß
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Halte dir vor Augen, das der MOSFet keine Ahnung hat, wo Masse und Plus ist. Das einzige, was für ihn zählt, ist die Spannung, die zwischen Gate und Source liegt. Schaltest du den MOSFet durch, dann steht an der Source mehr Spannung, das verringert die Gate Source Spannung und der MOSFet regelt wieder ab. Um das zu lösen, gibt es mehrere Ansätze. Die bauteilsparendste ist, P-Kanal MOSFets zu benutzen, deren Gate man zum Durchschalten auf Masse zieht. Das kann ein einfacher NPN Transistor erledigen, siehe die Beilage. Eine weitere Lösung ist, das Gate mit einer Spannung durchzuschalten, die in jedem Fall Ugs erfüllt. Bei einer geschalteten Spannung von z.B. 12V nimmt man 20V am Gate und hat 8V Ugs, selbst bei Source auf 12V Potenzial.
Dann ersschliesst sich mir nicht ganz, wie ihr die UI-Kennlinie ermitteln wollt, wenn ihr die MOS-FETs als Schalter verwendet. Denn das ganze ist ja eher analog. Aber dafür soll wohl der Elko herhalten. Da müsst ihr dann aber beim Messen ganz schön flott sein. U=I*t/C; Gruß
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Mit einem Mosfet oder Transistor, der noch Linearbetrieb hoher Leistung zuläßt, wird zugleich U und I gemessen, während man in einer Zeitspanne von unter einer Sekunde die Kennlinie vom Leerlauf bis zum Kurzschluss durchfährt. Man kann das als x-y-Bild auf ein Oszi geben oder digital aufnehmen.
Tim B. schrieb: > Sieht die Schaltung für euch schlüssig aus? Habt ihr Anmerkungen zur > Schaltung Nein. Funktioniert so nicht. Das habt ich aber schon selbst erkannt. Und der MOSFET geht beim Entladen kaputt weil ein Widerstand zur Strombegrenzung fehlt. Tim B. schrieb: > ist es demnach ratsam, eine möglichst hohe Gatespannung V_GS anzulegen > (ca. 15V bzw. laut Datenblatt maximal 20V). Ja, dafür gibt es MOSFET Treiber wie PM8841 oder MC34151. Oder man nimmt LogicLevel MOSFETs die mit den 5V eines Arduinoausgangs schon voll durchgesteuert sind wie IRLZ34. Tim B. schrieb: > Wenn wir das richtig verstanden haben, gibt es bei einer high > side-Schaltung grundsätzlich das Problem, dass die Steuerspannung V_GS > über der maximal auftretenden Spannung im Schaltkreis liegen muss (das > Modul liefert wie oben beschrieben maximal 40V) Richtig. Da helfen high side Driver doch noch einen N-Kanal MOSFET durchzusteuern wie LT1910 (für bis zu 60V, mit Kurzschlussschutz).
Und was macht der Onewire DS18B20 am ADC? Müsste der nicht an einem GPIO oder Onewire Interface hängen?
smpsson schrieb: > Ja, grandiose Idee nen 68000µ Elko mittels FET kurzzuschließen. An > dieser Stelle kann man eigentlich schon aufhören sich mit dem Quatsch > weiter zu beschäftige. Lies einfach den Eröffnungsbeitrag (noch) mal durch. Der Kondensator wird über einen Hochlastwiderstand entladen (R1). Es fließen maximal 10A. Der Widerstand muss natürlich so gestaltet sein, dass er die Energie des Kondensators tatsächlich wegheizen kann, dann passt das. Der FET2 soll nur danach den bereits leeren Kondensator kurzschließen. Das ist eigentlich unnötig (man könnte einfach weiter FET3 ansteuern), aber ein Problem ist es auch nicht. Franko P. schrieb: > Dann ersschliesst sich mir nicht ganz, wie ihr die UI-Kennlinie > ermitteln wollt, wenn ihr die MOS-FETs als Schalter verwendet. Durch die Aufladekurve des Kondensators: das ist bei PV-Testern ein üblicher Weg. Wenn der leere Kondensator ans Modul geschaltet wird, wirkt er (fast) als Kurzschluss. Es fließt (fast) der Kurzschlussstrom der Module (nur durch den Strommesswiderstand und durch "parasitäre" Widerstände etwas gebremst). Dann lädt sich der Kondensator immer weiter auf, und entsprechend fährt man die U-I Kurve des Solarmoduls zu immer höheren Spannungen durch. Am Ende ist der Kondensator auf die Leerlaufspannung aufgeladen, und es wird kein Strom mehr vom Modul entnommen. Während des Aufladevorgangs von Kurzschluss bis Leerlauf hat man zwischendurch jeden Punkt der Modulkennlinie mal durchlaufen und kann so die gesamte Kennlinie messen. Wenn das Modul wirklich 10A liefert hat man mit einem Lastkondensator von 68mF die gesamte Kennlinie in rund 68ms durchlaufen (in Wahrheit dauert es ein bisschen länger). Zum Entladen des Kondensators muss man sich dann deutlich mehr Zeit lassen, damit die Bauteile nicht zu heiß werden. @TO: euer eigentliches Problem habt ihr ja schon verstanden. Ihr habt die Gate-Spannung relativ zu GND betrachtet. Interessant wäre aber die Gate-Spannung relativ zu Source. Und außerdem reicht es nicht, die V_GS knapp über den Schwellwert einzustellen (also z.B. nur 5V). Sondern mann muss bei euerm FET sowas wie 10-15V zwischen Gate und Source einstellen, damit er sauber durchschaltet. Damit das klappt, müsst ihr bei den Highside-Schaltern jeweils Gate-Treiber einsetzen, die damit klarkommen, dass die Source auf bis zu 40V angehoben wird. Einfach anwendbar (aber auch ein wenig teurer) wäre für euch z.B. ein ADuM6132 https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADuM6132.pdf Der treibt nicht nur das Gate, sondern erzeugt auch noch aus der 5V-Versorgung gleich die nötige galvanisch isolierte Versorgungsspannung um den High-Side FET einzuschalten. FET3 könntet Ihr auf die Low-Side setzen (als nach dem Hochlastwiderstand statt davor), dann braucht ihr nicht unbedingt einen speziellen Treiber dafür. Aber mehr als 5V (oder sogar nur 3,3V vom RaspPi) braucht ihr schon, um diesen FET durchzuschalten - auch wenn er "unterhalb" von R1 eingesetzt wird. FET2 ist wie schon geschrieben überflüssig - ihr könnt den Kondensator auch über FET3 entladen halten. Achtet auch unbedingt darauf, die FETs richtigrum anzuschließen. Die Source muss beim nFET als Schalter jeweils auf das niedrigere Potential. Euer Schalter 2 ist richtig (auch wenn er unnötig ist), euer Schalter 3 ist falschrum. Und bei eurem Schalter 1 kommt es darauf an, ob man nach dem Schaltbild oder nach der Pinnummerierung geht. (wieso habt ihr unterschiedliche Schaltsymbole für den dreimal gleichen FET?) Und überlegt euch, ob ihr den Lastwiderstand zur Entladung nicht etwas höherohmig wählen wollt oder zwei davon in Serie nehmt. Es ist ok und üblich, sich für den Entladevorgang mehrere/viele Sekunden Zeit zu lassen. Ein größerer Entladewiderstand begrenzt den Entladestrom auf einen kleineren Wert, die Entladung dauert länger. Damit wird das Aufheizen auf eine längere Zeit verteilt, der Widerstand kann etwas Wärme an die Umgebung abgeben und wird nicht so heiß. Ein Kühlkörper für den Entladewiderstand hilft ebenfalls.
@Achim: hast dir richtig Mühe gegeben. Nur die Zeitberechnung stimmt nicht. Wenn man davon ausgeht, dass das Modul 10A schafft, dann entspräche das einem Innenwiderstand von 4 Ohm. Nach der Faustformel Pi=R*C, und Ladezeit bei konstanter Spannung von 5Pi wären das etwa 1,36Sekunden bis der Elko voll ist. Würde man konstanten Strom von 10A vorraussetzen wären es immer noch bei t=U*C/I : 0,272s. Die erste Berechnung dürfte dem aber näher kommen. Gruß Gerhard
Franko P. schrieb: > Würde man konstanten Strom von 10A vorraussetzen wären es immer noch bei > t=U*C/I : 0,272s stimmt: ich habe fälschlicherweise nur die Zeit angegeben, um den Kondensator um 10V aufzuladen. (und auch nur, wenn das Modul seinen Maximalstrom abgibt)
Einen Elektrolytkondensator als Meßkondensator? Das einzige was dabei konstant bleibt, sind die mechanischen Abmessungen.
Werner H. schrieb: > Einen Elektrolytkondensator als Meßkondensator? > Das einzige was dabei konstant bleibt, sind die mechanischen > Abmessungen. die genauen Parameter des Elkos sind egal - er muss nur die Energie aufnehmen können. wenn z.B. die Kapazität des Elkos um 30% variiert, dann variiert halt die Messzeit auch um 30%. sonst passiert deswegen nichts schlimmes.
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Hallo Forum, vielen Dank für die zahlreichen und ausführlichen Antworten! Sie haben uns viele neue Denkanstöße gegeben und uns gezeigt, an welchen Stellen wir nachbessern müssen. Wir sind jetzt soweit, dass wir glauben, zumindest einige der Probleme mit der alten Schaltung gelöst zu haben, daher möchten wir euch die aktualisierte Schaltung zeigen und euch um eure Einschätzung der neuen Schaltung bitten. Veränderung 1: OneWire-Leitung des Temperatursensors war fälschlicherweise mit dem AD-Wandler verbunden, ist nun in der Schaltung angepasst und mit einem RPi GPIO-Pin verbunden. Vielen Dank Markus Beitrag "Re: PV Messgerät: Fragen zur Schaltung und der verwendeten MOSFETs" Veränderung 2: Der Schalter 2 wurde ersatzlos gestrichen, da die Umsetzung schwierig erscheint und er nicht unbedingt nötig ist, wie Achim netterweise ausführlich erklärt hat (Vielen Dank auch für deine weiteren Kommentare!) Beitrag "Re: PV Messgerät: Fragen zur Schaltung und der verwendeten MOSFETs" Veränderung 3: Um Schalter 1 zu realisieren, wurde der ursprünglich geplante MOSFET gegen einen selbstsperrenden P-Kanal-MOSFET getauscht (IRF4905, Datenblatt: https://www.infineon.com/dgdl/irf4905pbf.pdf) und die Verschaltung gemäß des Schaltbilds in Matthias' Beitrag Beitrag "Re: PV Messgerät: Fragen zur Schaltung und der verwendeten MOSFETs" umgesetzt. Der RPi liefert nun also mittels GPIO-Pin 3,3V an den NPN-Transistor BC547, welcher dadurch leitend wird und somit das Gate des MOSFETs mit Masse verbindet, wodurch letztlich der MOSFET selbst leitend wird und Strom zwischen Source- und Drain-Pin fließen kann. Wir wollten uns es hier einfach machen, wissen aber nicht, ob es vielleicht ein Problem gibt, wenn an Source 40V liegen (maximale Solarmodulspannung) und Gate mit Masse verbunden ist, wodurch ein Potentialunterschied von 40V besteht? Im Datenblatt des MOSFETs gibt es die Limitierung V_GS = +-20 V. Ist das ein Problem oder haben wir einen Denkfehler bezüglich der maximal auftretenden Gate-Source-Spannung? Veränderung 4: Um Schalter 3 zu vereinfachen, wurde er wie von Achim vorgeschlagen auf lowside umplatziert. Um zu vermeiden, dass wir eine Spannung von 10-15 V einsetzen müssen, um den MOSFET zu schalten, soll der MOSFET ausgetauscht werden gegen den IRLZ34 https://www.mikrocontroller.net/part/IRLZ34 wie von MaWin vorgeschlagen (Beitrag "Re: PV Messgerät: Fragen zur Schaltung und der verwendeten MOSFETs"). Gleichzeitig soll der Wert des Hochlastwiderstands R1 auf 10Ohm vergrößert werden. Die Hoffnung dahinter ist, dass die 3,3V des RPi nun ausreichen, um den MOSFET zu schalten. Außerdem wurde dies ja auch von Achim vorgeschlagen, um den Entladestrom zu begrenzen und den Widerstand zu schützen. Der Kondensator hat im voll geladenen Zustand ja maximal 40V Spannung, der Entladestrom wäre mit dem neuen Widerstand also maximal 4A. Aus der Abbildung 1 im Datenblatt lässt sich ablesen, dass bei einem V_GS von 3,3V und Strom vo 4A ca. 0,3-0,4V am MOSFET abfallen. Das bedeutet eine anfängliche Verlustleistung am MOSFET von 1,2-1,6W, die innerhalb weniger Sekunden mit sinkender Kondensatorspannung absinkt. Hält der MOSFET das ohne Kühlkörper aus? Der neue Schaltkreis ist als Detail- und Übersichtszeichnung angehängt. Danke für eure Kommentare!
Was soll der Quark eigentlich, das mit einer Kondensator-Aufladung zu messen? Schon mal ausgerechnet, wie lange ein 300W-Solarmodul für einen 68000µF-Kondensator braucht? Vermutlich dauert blinzeln länger. Es wäre meiner Meinung nach wesentlich leichter, das Modul an eine Stromsenke anzuschließen und damit eine linear ansteigende Spannung durchzufahren, ggf. auch nur Messpunkte mit 0.1V Auflösung oder so, und dabei den Modulstrom zu messen. Das kann man auch über einen längeren Zeitraum wiederholen, um z.B. den Leistungsverlust durch die Erwärmung zu bestimmen. Einziger Nachteil: Die Stromsenke muss die bis zu 400W vertragen und verheizen können. Sollte aber mit ein paar parallelen FETs zu schaffen sein. Lieber einer zuviel als einer zu wenig, die Exemplarstreuung bei FETs ist recht groß, aber dafür haben steigt ihr Innenwiderstand mit der Erwärmung an und nicht andersrum wie bei parallelgeschalteten Bipolartransistoren.
Ben B. schrieb: > Was soll der Quark eigentlich, das mit einer Kondensator-Aufladung zu > messen? Das ist eine Standardmethode bei der Vermessung von Solarzellen. Eben weil man nicht unbedingt Lust darauf hat, im Messgerät Leistungen im kW-Bereich zu verbraten. Ben B. schrieb: > Schon mal ausgerechnet, wie lange ein 300W-Solarmodul für einen > 68000µF-Kondensator braucht? Vermutlich dauert blinzeln länger. Das war sogar schon Thema im Thread. Es ergibt sich eine Messdauer im Sekundenbereich (je nach tatsächlicher Einstrahlung auf das Modul). Die kurze Messdauer ist von Vorteil, weil sich damit während der Messung die Temperatur des Moduls kaum ändert (was beim langsamen Durchfahren der Kennlinie der Fall wäre). @Tim: einen echten Fehler habt Ihr noch bei der Ansteuerung des pFET. Betrachte die Schaltung mal bei den beiden Grenzfällen (Kondensator leer - Kurschlussstrom, und Kondensator voll - Leerlaufspannung). Die Gate-Source-Spannung des pFET läuft bei euch bis zur Leerlaufspannung des Moduls hoch. Der pFET hält aber nur 20V aus - eure Messung bis 40V würde ihn zerstören. Und wenn der Kondensator recht leer ist, dann wird auch das Modul auf 0V runtergezogen (Kurzschluss halt). In dem Moment ginge aber auch die Gate-Source-Spannung des pFET gegen Null und er würde sperren. Tatsächlich würde sich damit zu Beginn der Messung nur ein "Beinahe-Kurzschluss" ergeben und gehörig Spannung am pFET abfallen, die ihr nicht mitmesst. Und am Ende der Messung nahe der Leerlaufspannung würde das Gate des pFET durchschlagen.
Achim S. schrieb: > bis 40V würde ihn zerstören. ... Das sind noch Maengel, die richtierweise Achim auflistet.
Messdauer im Sekundenbereich? Bei bis zu 10A auf einen 68000µF Kondensator? Na da bin ich ja mal gespannt. Und 400W verheizen ist nun wirklich kein so großes Problem, zumal das beim Messen mit wenig Spannung noch deutlich weniger wird. Naja egal, ihr werdet das schon machen!
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Ben B. schrieb: > Messdauer im Sekundenbereich? Bei bis zu 10A auf einen 68000µF > Kondensator? Na da bin ich ja mal gespannt. Da brauchst du nicht gespannt zu sein. Einfach nachrechnen. Oder weiter oben im Thread nachlesen. Oder - wenn dir das besser gefällt - simulieren (siehe Anhang). Bei den genannten Maximalwerten von Tim dauert die Messung ca. 0,7s. Dabei wird der (eher langweilige) Teil der Kurve, in dem der Modulstrom ziemlich konstant ist, schnell durchlaufen. Sobald die Kennlinie "abknickt" und interessant wird, ergeben sich automatisch mehr Messpunkte. Ist doch praktisch, oder? Die hier gezeigte Simu gilt für den Maximalstrom. Wenn die Sonne mal nur halb so stark scheint, dauert die Messung natürlich doppelt so lange. Ben B. schrieb: > Und 400W verheizen ist nun wirklich kein so großes Problem, zumal das > beim Messen mit wenig Spannung noch deutlich weniger wird. Klar könnte man die auch verheizen. Aber die Profis machen es nun mal anders. https://www.gmc-instruments.de/produkte/mess-und-prueftechnik/prueftechnik/pruefung-elektrischer-installationen-und-anlagen/pruefung-von-photovoltaik-anlagen-pv-solartechnik/profitest-pv-1500/ Das Gerät kann übrigens Spitzenleistungen von einigen 10kW, und mit ohmscher Belastung würde spätestens das nicht mehr in diesen Koffer passen. Und ich finde es eine gute Idee, dass sich Tim und sein Kollege an der Standard-Messmethode orientieren. Klar war ihr erster Versuch naiv was die Ansteuerung der FETs angeht. Aber genau deswegen fragen Sie ja hier im Forum nach, nehmen Kritik und Vorschläge an, melden sich zurück und versuchen es besser umzusetzen. Insgesamt mal ein erfreuliches Beispiel für einen Thread hier im Forum.
Danke für die schnellen Antworten! Uns ist klar, dass ein Kondensator mit mehr Kapazität zu besseren/genaueren Messergebnissen führen würde aufgrund der längeren Ladezeit. Aktuell ist der größte vorhandene aber eben der mit 68000µF. Wenn ihr auf das Foto im ersten Beitrag schaut, seht ihr auch, dass es kein Problem ist, den Kondensator zu tauschen - wenn die Schaltung funktioniert und die ersten Messungen zeigen, dass die Kapazität des Kondensators das Nadelöhr für genauere Messungen ist, dann würden wir ihn gegen einen größeren tauschen. Es gibt ja auch noch andere potentielle Verbesserungsmöglichkeiten wie z.B. ein schnellerer AD-Wandler. Die Kapazität des Kondensators ist also nicht auf alle Zeit in Stein gemeißelt.
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Hallo Forum, nochmals Danke für die hilfreichen Antworten! Wir haben uns nun aus den oben beschriebenen Gründen vom P-Kanal-MOSFET verabschiedet. Stattdessen sind in der aktuellen Schaltung wieder 2 N-MOSFETs verbaut (die ursprünglich eingesetzten, da schon vorhanden, IRF3205 https://www.infineon.com/dgdl/irf3205pbf.pdf?fileId=5546d462533600a4015355def244190a), wobei Schalter1 highside und Schalter3 lowside gesetzt sind und beide von einem half bridge gate driver IR2104 (https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IR2104-DS-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d462533600a4015355c7c1c31671) gesteuert werden. Die Beschaltung der einzelnen Pins des Treibers wurde sich hier: https://www.pcbway.com/blog/technology/A_Powerful_30A_DC_Motor_Driver_using_Power_Mosfets_[PWM_Controlled__Half_Bridge].html abgeschaut. Die Anordnung der Bauteile wurde auch angepasst, damit es mehr der "üblichen" Zeichnung einer Halbbrücke entspricht @Achim: Wir scheuen uns davor, den ADuM6132 einzusetzen, weil es den ja nur(?) als SMD-Bauteil gibt. Außerdem wird ja sowieso schon ein Step-Up-Modul eingesetzt, um den Einstrahlungssensor mit 12V zu versorgen, daher kann damit auch der IR2104 direkt mitversorgt werden (hoffentlich). Ist die Schaltung denn aktuell so in Ordnung? Eine (von vielen) offene Frage ist aktuell auch noch, was denn zum Start der Messung (also Kondensator komplett leer) passiert, wenn Schalter1 angesteuert wird. Dann entsteht ja ein Kurzschluss, also V_DS = 0V. Schaut man im Datenblatt des MOSFETs z.B. in die Abbildung 1 sieht man, dass die X-Achse ja erst bei 0,1V beginnt, aber es sieht so aus, als würden die Graphen alle Richtung Nullpunkt laufen. Heißt das dann also für diesen Fall I_DS = 0A? Falls ja, könnte das dann zu Schwingungen in Form von hochfrequentem Ein-/Ausschalten von Schalter1 führen? Schöne Grüße!
Tim B. schrieb: > Wir scheuen uns davor, den ADuM6132 einzusetzen, weil es den ja > nur(?) als SMD-Bauteil gibt. Wenn Ihr kein SMD verwenden wollt, verbaut Ihr euch damit die Verwendung von vielen schönen Bauteilen. Tim B. schrieb: > daher kann damit auch der IR2104 direkt mitversorgt werden > (hoffentlich). Ein bisschen mehr Spannung für den IR2104 wäre nicht schlecht. Denn: euer Treiber (IR2104) funktioniert nach dem Bootstrap-Prinzip: während der Entladephase (Schalter 3 leitet, der Messkondensator hat 0V) wird C3 über D1 aufgeladen (auf knapp 12V). Wenn dann die Transistoren umgeschalten werden, dient C3 als Energiespeicher, um den Treiber des oberen FET zu versorgen. Dieser Energiespeicher "läuft aber im Lauf der Zeit leer". Die Versorgung des High-Side Treibers benötigt im Ruhezustand bis zu 55µA (Parameter IQBS im Datenblatt, rechnen wir der Einfachheit halber mit 50µA). Da der Kondensator C3 den Wert 10µF hat, sinkt seine Spannung mit 50µA/10µF=5V/s ab. Zu Beginn der Messung würde euer Highside-FET also mit ca. 11,5V angesteuert. Aber 1s später wären es nur noch 6,5V - zu wenig, um den FET sauber anzuschalten. Dieses Bootstrap-Prinzip funktioniert prima, wenn der High-Side FET nur ein paar µs angeschaltet werden soll. Während der paar µs sinkt die Spannung an C3 nur sehr wenig ab - das stört niemand. Und danach wird C3 gleich wieder neu aufgeladen. Aber wenn der High-Side FET lange durchschalten soll (mehrere Sekunden), dann sind diese Bootstrap-Treiber problematisch (deshalb hatte ich euch den ADuM6132 vorgeschlagen, der dieses Problem nicht hat). Wenn Ihr trotzdem mit einem Bootstrap-Treiber wie dem IR2104 arbeiten wollt müsst ihr - C3 deutlich größer machen - auf geringe Leckströme aus dem VB-Netz achten. (Das betrifft den Leckstrom von C3 und von D1 - die addieren sich zum Versorgungsstrom ) - mit der Versorgung des IR2104 möglichst auf höhere Spannungen gehen. Denn wenn C3 zu Beginn der Messung z.B. 15V hat, dann kann der High-Side FET immer noch sauber angesteuert werden, wenn die Spannung um ein paar V abgesunken ist. Wenn Ihr schon mit der "Minimalspannung" startet, dann habt ihr keine Reserve, und die Steuerspannung für Schalter 1 wird schnell zu klein. Tim B. schrieb: > Dann entsteht ja ein Kurzschluss, also V_DS = 0V. > Schaut man im Datenblatt des MOSFETs z.B. in die Abbildung 1 sieht man, > dass die X-Achse ja erst bei 0,1V beginnt, aber es sieht so aus, als > würden die Graphen alle Richtung Nullpunkt laufen. Heißt das dann also > für diesen Fall I_DS = 0A? Fig. 1 zeigt eine doppellogarithmische Auftragung. Auf einer log-Achse kann man die 0 nicht einzeichnen, die läge "im Unendlichen". Ihr müsst euch diesbezüglich aber keine Sorgen machen: direkt nach dem Einschalten des oberen Transistors fließt der Kurzschlussstrom I_K des Moduls (hängt vom Modul und der Beleuchtung ab). Und am FET fällt die Spannung I_K*R_DSon ab. (also bei maximaler Beleuchtung 10A*8mOhm)
Interessantes Projekt... verstehe aber auch nicht ganz, warum das so aufwendig sein muss. Ich habe mir selbst auch so ein Messgerät für meine PV-Basteleien gebaut. Alles in einem praktischen Gehäuse für unterwegs, um mal eben ein Modul zu messen. Aufbau wie folgt, da ich das noch immer viel einfacher als eure Lösung finde, evt als Denkansatz: Arduino Mega als Basis. Daran Spannungsmessung und Strommessung (shunt) über die Analogeingänge. Außerdem eine elektronische Last mit 4 Mosfets auf einem kleinen Kühlkörper mit Temperatursensor. Die Last wird von 0A bis 10A kontinuierlich erhöht. Dabei wird permanent Strom und Spannung gemessen, um daraus die Kennlinie zu erstellen. Anhand der Messwerte lässt sich einfach alles errechnen. Leerlaufspannung, max. messbare Spannung ohne Last. Kurzschlussstrom, max. messbarer Strom, wenn Spannung Null, sonst Fehler MPP lässt sich aus den Daten auswerten. Außerdem Überspannungsabschaltung (>100V) und Überstromabschaltung (>10A), sowie Leistungsabschaltung bei 500W. Damit ist das Teil in meinen Augen durch Messbetrieb unzerstörbar. Außerdem wird die Kühlkörpertemperatur gemessen, eine zu hohe Temp. lässt kein Starten des Messvorgangs zu. Die Messung dauert wenige Sekunden, ich habe nichteinmal Kühlöffnungen im Gehäuse und konnte noch keine Abschaltung erreichen. (auch mal 15 Module gemessen nacheinander mit wenigen Minuten Pausen fürs Umklemmen dazwischen.) Nach vollendeter Messung werden die Messwerte sowie der Graph (auf Max-Werte korrekt skaliert) auf einem 240x128 Display direkt angezeigt. MfG
Achim S. schrieb: > > Wenn Ihr trotzdem mit einem Bootstrap-Treiber wie dem IR2104 arbeiten > wollt müsst ihr > - C3 deutlich größer machen > - auf geringe Leckströme aus dem VB-Netz achten. (Das betrifft den > Leckstrom von C3 und von D1 - die addieren sich zum Versorgungsstrom ) > - mit der Versorgung des IR2104 möglichst auf höhere Spannungen gehen. > Denn wenn C3 zu Beginn der Messung z.B. 15V hat, dann kann der High-Side > FET immer noch sauber angesteuert werden, wenn die Spannung um ein paar > V abgesunken ist. Wenn Ihr schon mit der "Minimalspannung" startet, dann > habt ihr keine Reserve, und die Steuerspannung für Schalter 1 wird > schnell zu klein. > Hallo Achim, vielen vielen Dank für deine wieder mal sehr ausführliche und interessante Antwort, die uns wieder sehr weitergeholfen hat! Glücklicherweise kann der Einstrahlungssensor mit 12-24V versorgt werden, daher können wir die Versorgungsspannung des IR2104 ohne Probleme erhöhen - aber wir haben trotzdem auch noch einmal C3 vergrößert, dank deiner Beispielrechnung. Insgesamt sind wir jetzt ganz zufrieden mit der Schaltung, aber haben sie noch nicht umgesetzt, das wird auch noch eine Weile dauern. Im Hinterkopf nagt auch immernoch der Gedanke, ob wir nicht doch den ADuM6132 einsetzen sollten, aber erstmal schreiben wir jetzt alles ordentlich auf.
bassstler schrieb: > Ich habe mir selbst auch so ein Messgerät für meine PV-Basteleien > gebaut. > Alles in einem praktischen Gehäuse für unterwegs, um mal eben ein Modul > zu messen. > > Aufbau wie folgt, da ich das noch immer viel einfacher als eure Lösung > finde, evt als Denkansatz: Hallo bassstler, vielen Dank für den Denkansatz, das klingt auch interessant - wir sind am Anfang der Recherche mal über eine ähnliche Idee gestolpert, haben uns dann aber für den Kondensator entschieden, da das so in den Lehrbüchern stand. Hast du denn einen Schaltplan für dein Messgerät? Falls ja, würdest du ihn teilen wollen? Wenn nicht, kennst du Quellen, wo so eine Schaltung genauer beschrieben wird? Das wäre schon interessant, sich das mal genauer anzuschauen - allein schon aus Übungszwecken! :) Schöne Grüße!
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