1500V Linearverstärker

Garnicht.
Kaskodenschaltung, wenn überhaupt.

https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/

Falk B. schrieb:
> https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/
Sehr gut, sowas meinte ich  mit "Kaskode".
Frage beantwortet?

Nimm Röhren dafür. Die gab es in allen Formen und Größen.


Beitrag "Literatur für Verstärker Design für 1kV und aufwärts"


Mfg

Alfred J. schrieb:
> Mal eine generelle Frage wie man an ein Design für einen
> Linearverstärker für hohe Spannungen heran geht.

Man legt erstmal alle weiteren Parameter fest, wie Maximalstrom, 
Bandbreite, Slew-Rate, Ripple usw.

https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf
ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt:
Hier noch ne kaskodenschaltung...
Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren?

Dennis E. schrieb:
> Wenn ich den mist noch einmal sehe flippe ich aus.

Dieses Schaltungsprinzip funktioniert durchaus, aber das Schaltbild ist 
nicht vollständig. Es gibt auch noch einen Artikel dazu, der auch noch 
zwei markante Fehler in dem Schaltbild beschreibt, zum Beispiel die 
Verbindungen beim Gate des obersten und untersten Mosfet.

https://www.eevblog.com/forum/metrology/how-a-precision-dmm-have-a-high-input-impedance-in-the-gohm-rang/msg1040273/#msg1040273

Michael B. schrieb:
> Was haben wir mal wieder gelacht.

https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/
Kommentare vom April 2014. Davon hatte ich einige mit in die 
Suchmaschine gepackt.

Im Forum hatte ich noch einen Beitrag gefunden, der es auch simuliert 
hatte, aber beim Aufbau mit nur ein paar hundert Volt sind ihm immer die 
Mosfet kaputt gegangen. Naja, Überspannung zwischen Gate und Source. Das 
hat der Simulator nicht gewußt.

Beitrag "Re: 1500V Linearverstärker"

<Nähkästchen>
Diese  Grundschalting nutzen wir seit gut 10 Jahren in der Firma, um 
eine lineare Ausgangsstufe mit +/-60kV aufzubauen. Ja, 60.000V. 
Allerdings sind da noch ein paar wichtige Details, die in der Schaltung 
fehlen. Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle 
MOSFETs.
</Nähkästchen>

Falk B. schrieb:
> Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle
> MOSFETs.

Ich hab dann auch noch 2 Transzorbs 440V über D-S der 1000V FETs.
Was mich immer nervt, ist der geringe Abstand D-G bei den üblichen 
TO-220.
Es gibt erst wenige Hersteller, die auch an das Layout denken, z.B. 
SMD-Bauformen ohne den Drain-Stummel.

https://www.manualslib.com/manual/1299589/Keithley-236.html?page=137#manual

Peter D. schrieb:
> Ich hab dann auch noch 2 Transzorbs 440V über D-S der 1000V FETs.
> Was mich immer nervt, ist der geringe Abstand D-G bei den üblichen
> TO-220.
> Es gibt erst wenige Hersteller, die auch an das Layout denken, z.B.
> SMD-Bauformen ohne den Drain-Stummel.

Die meisten Hochvolt MOSTETs/IGBTs in TO220 oder TO247 haben drei 
normale Anschlüsse für GDS bzw. GCE. Das ist halt so. Auch wenn das so 
gut wie nirgendwo explizit steht, sind solche Bauteile nicht zwingend 
für maximale Kriechwege mit maximaler Verschmutzung ausgelegt, sondern 
eher für saubere Umgebungen oder gekapselte Gehäuse oder sogar 
vergossene Bauteile. Bei noch höheren Spannungen, z.B. 3kV 
SMD-Kondensatoren in Bauform 1808 oder ähnlich ist das genau so. Die 
erreichen ihre spezifizierte Spannungsfestigkeit nur im Ölbad oder 
Verguß.

Alfred J. schrieb:
> Ich nehme immer TVS Dioden aber das würde ich jetzt auch annehmen, dass
> man Ugs im Limit halten muss. Gibt dein Nähkästchen vielleicht noch ein
> paar Details her ohne deine Firma zu schädigen?

Naja, weiß nicht. Frag einfach mal ein paar konkrete Fragen, die ich mit 
ja oder nein beantworten kann, ala Robert Lemke "Wer bin ich" ;-)

Bei unseren 60kV "Schaltern" (die praktisch Konstantstromquellen 
sind), besteht der Optokoppler aus einem PoF Empfänger, der 
logischerweise über ein längeren PoF LWL angesteuert wird.

Falk B. schrieb:
> Die meisten Hochvolt MOSTETs/IGBTs in TO220 oder TO247 haben drei
> normale Anschlüsse für GDS bzw. GCE. Das ist halt so.

Es gibt neuerdings auch Hersteller, die mitdenken. Ich hab z.B. für 
+/-700V den SCT2H12NYTB eingesetzt (Long creepage distance with no 
center lead).

MaWin schrieb:
> 
https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_MOSFET_CoolMOS_Electrical_safety_and_Isolation-AN-v01_00-EN.pdf

Der Link scheint nicht zu funktionieren.

MaWin schrieb:
> Braucht man bei 700V aber noch nicht

+/-700V sind 1400V, mit Regelreserve 100V dann max 1600V. Am TO-220 
würde es da britzeln.

geb schrieb:
> Es gibt auch ein Manual, wo die Funktionsweise näher beschrieben wird.
> Häng ich mal an.

Dass die Schaltpläne fehlen hättest Du dazuschreiben können...

Jakob schrieb:
> Ich habe mal irgendwo eine Schaltung gesehen mit einem Optokoppler im
> Analogbetrieb im Feedback-Loop eines Operationsverstärkers. Kann mich
> leider nicht mehr erinnern in welchem Zusammenhang das war.

Im Tietze-Schenk (achte Auflage) findet sich etwas im Kapitel 
„Meßschaltungen“, dort zeigt Abb. 25.6 die „Optische Übertragung eines 
Analogwertes“ mit zwei Optokopplern, einer vorwärts zur galvanischen 
Trennung, der zweite im Gegenkopplungszweig des treibenden Op-Amps zur 
Linearisierung.

IL300 Seite 10 z.B. http://www.farnell.com/datasheets/2047031.pdf

Alfred J. schrieb:
> Durch weiteres ausprobieren bin ich zu der Erkenntnis gelangt, dass
> diese Schaltung nicht simulierbar ist.

Welche denn? Wir hatten hier 2.

Die hier?

https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/

> Jedenfalls läuft nicht mal DC
> ohne massive konvergenzprobleme. Die Rückkoppelung verstehe ich da nicht
> so ganz. Positiv rückkoppeln ist doch eine schlechte Idee.

Naja, da ist IMO noch mindestens 1 Fehler drin, Siehe Anhang. Dort darf 
keine Verbindung sein, das ist ein Kreuzung ohne Verbindung für die 
Rückkopplung. Dafür fehlen die Verbindungen an den +/-1000V.
R12 müsste an -12V gehen, denn die Schaltung ist symmetrisch zu 0V 
aufgebaut.
Das mit der "falschen", positiven Rückkopplung könnte trotzdem stimmen. 
Warum? Weil die Treiberstrufe invertiert. Sprich, wenn der Ausgang vom 
LF356 positiv wird, wird Q12 in gateschaltung zugesteuert. Damit wieder 
wird auch Q11 geschlossen und das Potential vom Gate von Q1 (P-Kanal!) 
geht auch hoch, was ihn zusteuert! Damit sinkt die Ausgangsspannung! 
Wenn das passiert, sinkt auch die Spannung an der Rückkopplung über R5 + 
R4 und damit die Eingansspannung an + Eingang. Damit wird der Ausgang 
des LF357 wieder nach unten bewegt. Könnte passen.
Die Rückkopplung mit 3+2M zu 20k macht einen Spannungsteiler von 250:1. 
Der OPV arbeitet aber mit Verstärkung +2, bezogen auf den + Eingang. Das 
müsste in Summe 125, wenn ich das auf die Schnelle mal aus der Hüfte 
schieße (???)
CP07 ist nur ein Inverter mit V=-2.

Noch ein paar Fehler ergänzt. Siehe grüne Markierungen.

Alfred J. schrieb:
> Meinst du da kommt nun eine Verbindung hin oder nicht?

Unten ist die Verbindung zu viel.

D1 ist eine ZD 10V. An der Stelle fehlt die zweite ZD 10V. Stattdessen 
kann auch eine Supressordiode 10V verwendet werden. Diese fehlen bei 
allen Mosfet.

Dieter D. schrieb:
> Unten ist die Verbindung zu viel.

Nö. Oben fehlt sie.
R35 und R25 sind überflüssig.

Falk B. schrieb:
> R35 und R25 sind überflüssig.

Falsch, wenn dann R35 und R26.

Es gibt zwei Varianten, die beide hier abgebildet sind. Einmal die 
Variante  mit und ohne die Verbindung, dafür 2x die hochohmigen 
Widerstände in Reihe, oder die Mitkopplung des Kaskodenarmes über den 
Spannungsteiler R25:R24 von zirka 15%. Das bewirkt eine kleine Änderung 
der Kennlinie. Könnte sein das dieser Effekt den kleinen Unterschied 
zwischen p und n Typ einebnet.

Der Hauptnachteil dieser Schaltung ist, daß sie keine vernünftige 
Arbeitspunkteinstellung ermöglicht. Der Ruhestrom hängt von den 
zufälligen Gateschwellspannungen ab und die sind exemplar- und 
temperaturabhängig. D.h. bei Erwärmung geht der Ruhestrom schnell durch 
die Decke.
Die komplett fehlende Schutzbeschaltung wurde ja schon genannt. Gerade 
bei Hochspannung muß man immer damit rechnen, daß auf der Lastseite 
Kurzschlüsse (Überschläge) auftreten können.
Auch da P-FETs nur wenig spannungsfest sind, ist die Schaltung kaum 
praxistauglich.

Sooo, ich hab dann mal ein schon SEHR lange anstehendes "Projekt" 
umgesetzt und bin von meinem URALTEN PSpice 9.2 Student Edition endlich 
mal auf LTSpice XVII umgestiegen. Und es lief auf Anhieb relativ 
reibungsarm. OK, der Schaltplaneditor ist etwas gewöhnungsbedürftig, 
aber das ist OK.

Also hab ich mal den chinesischen HV-Verstärker simuliert.

https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/

Logisch, am Anfang ging kaum was gescheit. Also erstmal den Regler 
abgeklemmt und nur die Endstufe im Stellbetrieb angesteuert. Da erstmal 
die Kennlinie gemssen, viel zu steil und nichtlinear! Da braucht man 
eine Gegenkopplung. Also Stromgegenkopplung rein. Dann noch den 
Arbeitspunkt der beiden Polaritäten eingestellt, sodaß bei 0V 
Steuerspannung ca. 0,5mA Querstrom fließen. Dann den Regler wieder 
angeklemmt. Die Verdrahtung mit dem Sollwert am +Eingang ist korrekt, 
der Rest nicht so ganz. Denn damit ist die Spannungsverstärkung noch 
recht lastabhängig. Das ist nicht sinnvoll. Also auch hier leicht 
umgebaut. Und siehe da, Das Ding funktioniert zumindest in der 
Simulation recht passabel! Auch die Bandbreite ist mit ~1ms Anstiegszeit 
für den 1. Schuß ganz brauchbar. Wie die Chinesen auf angebliche 200kHz 
total power bandwidth kommen bleibt fraglich. Vermutlich meinen die eher 
Verstärkung-Bandbreiten-Produkt von 200kHz. Das ist bei einer 
Verstärkung von 100 und ~300Hz Bandbreite schon realistischer!
Man kann die Schaltung sicher noch schneller machen. Dazu müßte man die 
Ansteuerung niederohmiger machen, sprich, R1-R8 verringern, ggf. auch 
R11, R12, R21 und R24.

Wie funktioniert die Schaltung?

Fangen wir bei vcon an. Das ist die Steuerspannung für die Endstufe. 
Diese wird über R11 in einen Strom gewandelt. M9 und M10 arbeiten in 
Gateschaltung, Source-Strom = Drainstrom, quasi als stromgesteuerte 
Stromquelle mit hoher Spannungsfestigkeit. Mit dem Strom wird an R12 ein 
Spannungsabfall erzeugt, welcher M5 steuert. R37 ist die 
Stromgegenkopplung, damit wird die Kennlinie linearisiert und flacher 
gemacht. M6-M8 arbeiten auch in Gateschaltung.  Durch R5-R8 Wird die 
Spannung perfekt auf die 4 MOSFETs aufgeteilt (Symmetrierung). Die 
Endstufe ist invertierend, d.h. wenn die Steuerspannung nach oben geht, 
wird die MOSFET-Kette geschlossen und die Ausgangsspannung sinkt.

Die negative Hälfte funktioniert identisch, nur mit umgekehrter 
Polarität.

Diese Endstufe wird von U1 angesteuert. Das ist der Regler, welcher für 
die stabile Ausgangsspannung sorgt. Er arbeitet als invertierender 
Integrator, quasi als PI-Regler. Der IST-Wert der Ausgangsspannung wird 
über R25 und R27 im Verhältnis 100:1 geteilt, damit wird auch die 
Verstärkung definiert. Im eingeschwungenen Zustand liegen die beiden 
Eingänge von U1 auf 0V. U2 arbeitet als einfacher Inverter. Dessen 
Ausgangsspannung liegt invertiert links an R27 an, recht ist der 
virtuelle Massepunkt des OPV-Eingangs.

Viel Spaß mit der Schaltung beim Simulieren und ggf. Nachbauen. Dazu 
braucht man aber noch mindestens an jedem MOSFET eine leckstromarme 
Z-Diode, denn sonst überlebt die Schaltung nicht mal das Einschalten. 
Eine PESD12VS1UA oder ähnlich wird empfohlen. Der maximale Ausgangsstrom 
wird durch R36 und R37 definiert. Der Ruhestrom wird über die 
Gatespannung von M9 und M11 eigestellt.

https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/

Diese Schaltung ist trotzdem besser.

- nur N-Kanal MOSFETS, die gibt es mit deutlich mehr Sperrspannung und 
deutlich größerer Auswahl

- deutlich einfacherer Pegelwandler für die Ansteuerung, dadurch 
nahzu beliebig oft kaskadierbar, nur begrenzt durch die 
Spannungsfestigkeit des Optokopplers (bei größeren Spannungen >>1kV 
nimmt man Kunststoff-LWL, aka POF mit passenden Sendern und Empfängern, 
Z.B. SFH756 und SFH350)

Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden! Die sind 
WICHTIG, wenn das Ding in der realen Welt ne Weile überleben soll! Ob 
die Arbeitspunkteinstellung mit den beiden Potis gut funktioniert, weiß 
ich nicht.

Siehe Anhang.

Falk B. schrieb:
> Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden!

Diese würden direkt zwischen Gate und Source liegen. Wenn die 15V 
ausfallen knallt aber der Verstärker durch. Drum hast Du die ZD 
anscheinend hinter den Sourcewiderstand gehängt als Strombegrenzung.

Jaja, die lieben "Experten" und ihre Meinungen . . .

Christoph B. schrieb:
> Vermutlich. Falk ist nicht auf drift im Ruhestrom eingegangen. Das
> knallt zwar nicht beim einschalten aber mit etwas Last und Zeit.

Mag sein, das ist noch eine Baustelle. Aber anstatt zu Jammern und zu 
Motzen sollte man sich eher mal um Lösungsansätze bemühen. Siehe Anhang!

Alfred J. schrieb:
> Die Gegenkoppelung der LTspice Schaltung mit dem 100 Ohm würde meiner
> Meinung nach schon vor zu hohem Drift schützen, denn wird der Ruhestrom
> größer wird aus der Spannungsabfall größer und Ugs kleiner und damit der
> Ruhestrom wieder kleiner.

Das ist eine Möglichkeit.

> Gibt es dazu vielleicht noch eine elegantere
> Lösung als Widerstände zu benutzen um den Strom später mal höher
> auszulegen und nicht so viel in Widerständen zu verheizen?

Das ist eine lineare Endstufe, die verheizt so oder so genug an den 
Transistoren, da spielen die paar Volt Spannungsabfall an der 
Gegenkopplung keine Rolle.

In der Simulation funktioniert die MOSFET-Kette bis runter auf knapp 15V 
Klemmenspannung, d.h. man bekommt aus 1000V Versorgung 985V 
Ausgangsspannung (98,5%), und das bei 100mA Ausgangsstrom. Das soll ein 
Rail to Rail OPV erstmal nachmachen!

;-)

Falk B. schrieb:
> sollte man sich eher mal um Lösungsansätze bemühen.

Dieter D. schrieb:
> Wenn die 15V ausfallen knallt aber der Verstärker durch.

Zur Beschreibung das Glas wäre halb leer hier die Variante das Glas ist 
halbvoll:
Daraus folgt, diese Spannung (+/-15V) muss immer zuerst eingeschaltet 
werden und zuletzt ausgeschaltet werden gegenüber der Hochspannung.

Wie ist das eigentlich mit den LTSpice Modellen? Die stecken ja nicht in 
den .asc Dateien. In meinerm Verstärker habe ich einen MOSFET mit 1000V 
U_DS definiert. Das Modell hat aber niemand, der nur meine .asc Datei 
runterlädt. Wie kann man das sinnvoll transportieren? Meine gesamte Lib 
hier reinkopieren, wo 99% die vordefinierten Standardbauteile sind, ist 
eher sinnlos.

... schrieb:
> Dessen wird sich allerdings auch @Falk bewußt sein - und z.B. eine
> Kaskade für 60kV am liebsten nur digital ansteuern... um sich nicht
> unnötigerweise ein Ei zu legen damit.

Erwischt ;-) Aber es ist trotzdem ein Optoempfänger und kein 
neumodischer indukiver oder kapazitiver Digitalkoppler, denn für 60kV 
gibt es die nicht.
SFH250 rulez!

Gibt es wirklich keine Zündtrafos für >60 kV?
Bei einem weiten und langem UI-Kern könnte man doch die Sekundärwicklung 
so dick isolieren, daß sie durchschlagsfest ist.
Bei einem Radar hat man doch auch Anodenpulse von >20 kV.
Ich bitte um Aufklärung.

Falk B. schrieb:
> https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/

Bei solchen Schaltungen rollen sich mir die Fußnägel auf. Die kann doch 
nie einer aufgebaut haben.
Sobald ein Optokoppler sperrt, geht die U_gs des FETs ab durch die Decke 
und der schlägt durch. Ohne Deine roten Dioden überleben die nichtmal 
das Einschalten.
Und wenn die +/-15V nicht rechtzeitig anliegen oder ausfallen, geht 
alles in Überstrom.

Mit 2 Optokopplern in Gegentakt habe ich auch experimentiert. Das 
Problem ist die große Streuung und temperaturabhängigkeit. Entweder 
sperren beide Zweige, d.h. man hat Zacken im Nulldurchgang oder beide 
Zweige leiten zu sehr, d.h. man hat Überstrom und thermisches 
Durchgehen.

Ich hab daher nur einen Optokoppler für den unteren Zweig und eine 
spezielle Stromquellenschaltung im oberen. Damit stellt sich der 
optimale Arbeitspunkt für den Optokoppler automatisch ein.

Werner H. schrieb:
> Gibt es wirklich keine Zündtrafos für >60 kV?

Die gibt es, besser gab es, in HVDC-Anlagen zum Zünden der Thyristoren 
bevor es die Methode über das optische Zündverfahren mit LWL gab. Aber 
willst Du Dir wirklich so ein großes Ungetüm in Deine Werkstatt stellen?

reihaus schrieb:
> ein bischen überarbeitet

Wäre nett, wenn Du für Jene ohne LTSpice (Mitleser am Tablet, 
Smartphone, usw.) einen Screenshot der aktuellen Schaltung hochladen 
könntest.

Ich bin gerade auf diesen Thread gestoßen und bin an einem ähnlichen Problem. Ich möchte eine Quelle bauen, die mir 400Vpp erzeugt. Nun schaffe ich es aber selbst mit idealen Modellen nicht genügend Strom am Ausgang zu liefern.

Anbei einmal die Schaltung und die DC Simulation. Kann mir vielleicht jemand einen Tipp geben was ich ändern könnte. Ich würde gerne bis 0.5A liefern können.

20 Stück HF-Power-Units kaskadiert - keine Raketentechnik mehr. Nur ans Schaltbild kommt man nicht so leicht. https://broadcasteurope.de/upload_dir/shop/Nautel-NX50_ss_1.5.pdf

ciao gustav

Karl B. schrieb:

20 Stück HF-Power-Units kaskadiert - keine Raketentechnik mehr. Nur ans Schaltbild kommt man nicht so leicht.

Ich denke nicht, dass ich mit dem Gerät weiter komme.

Kaskode mit SiC-Halbleitern vielleicht?

Gustav G. schrieb:

einen Tipp

1. Der Urspungs-Thead ist schon 3 Jahre alt. Mach einen neuen auf mit Link auf diesen.
2. Bei Apex ist einiges zu finden (nicht billig PA94) z.B. https://de.rs-online.com/web/p/operationsverstarker/7165974

reihaus schrieb:

Kann man aber noch optiemieren.

Gute Optimierung, 400V UGS - kommt sicherlich gut :-)

K. F. schrieb:

nbei einmal die Schaltung und die DC Simulation

Deiner Schaltung fehlt die linearisierende Rückkopplung zum OPV.

Nö, der OP hat nur unnötigerweise anstatt einer direkten Verbindung den Netznamen "out" benutzt, siehe R10 oben. Kann man machen, ist aber dämlich.