Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik 1500V Linearverstärker


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von Alfred J. (Gast)


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Mal eine generelle Frage wie man an ein Design für einen 
Linearverstärker für hohe Spannungen heran geht. Also +-1500V. Mosfet 
Typen für die dann 3000V DC zwischen Drain Source sind schon schwer zu 
finden. Die Realisierung der Gatesteuerung würde ja ebenfalls 
Transistoren für solche Spannungen erfordern. Würde mich daher generell 
gerne einlesen wie man eventuell kleinere Transistoren nimmt um damit 
den erforderlichen Spannungsbereich zu realisieren.

von Axel R. (axlr)


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Garnicht.
Kaskodenschaltung, wenn überhaupt.

von MaWin (Gast)


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Alfred J. schrieb:
> wie man eventuell kleinere Transistoren nimmt um damit den
> erforderlichen Spannungsbereich zu realisieren

Eher nicht, alles Aufwand.

Da du NATÜRLICH nicht schreibst um welchen Strom es geht, IXTT1N300P3HV 
hält 100mA bei 2000V aus, man versorgt mit 1600V und baut 2 Class A 
Halbbrücken (ein Transistor regelt, ein zweiter bildet die Stromquelle 
nach plus) und schliesst die Last als BTL dazwischen an.

von Sly_marbo (Gast)


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Oder hochtransformieren. Welcher Leistungsbereich? Welche Bandbreite? 
Mosfets gehen für Linearverstärker auch bei kleineren Spannungen nicht 
so gut. Aber Class-D Schalten und Hochtransformieren geht super.

von Alfred J. (Gast)


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Ich meine schon ungeschaltet in klassischen Ab betrieb oder ähnliches.

von Einer (Gast)


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von Falk B. (falk)


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von Axel R. (axlr)


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Falk B. schrieb:
> https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/
Sehr gut, sowas meinte ich  mit "Kaskode".
Frage beantwortet?

von Christian S. (roehrenvorheizer)


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Nimm Röhren dafür. Die gab es in allen Formen und Größen.


Beitrag "Literatur für Verstärker Design für 1kV und aufwärts"


Mfg

: Bearbeitet durch User
von Peter D. (peda)


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Alfred J. schrieb:
> Mal eine generelle Frage wie man an ein Design für einen
> Linearverstärker für hohe Spannungen heran geht.

Man legt erstmal alle weiteren Parameter fest, wie Maximalstrom, 
Bandbreite, Slew-Rate, Ripple usw.

von Alfred J. (Gast)


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Es ging mir gerade erstmal darum eine generelle Einführung in sowas zu 
haben.

Die generellen Parameters sind:
Slew Rate: 0.5V/us
Maximaler Ausgangsstrom (Sink/Source): 40mA
Ripple: 50mV max.

Nur mal so als Übersicht.

von Axel R. (axlr)


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https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf
ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt:
Hier noch ne kaskodenschaltung...
Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren?

von Egon D. (egon_d)


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Axel R. schrieb:
> Falk B. schrieb:
>> https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/
> Sehr gut, sowas meinte ich  mit "Kaskode".

Das ist aber keine Kask o de, sondern eine Kask a de.

Eine Kask o de ist eine Kombination aus einer Emitter-
stufe, die mit konstanten Kollektorpotenzial betrieben
wird, mit einer Basisschaltung.

von Dennis E. (Gast)


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Axel R. schrieb:
> https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf
> ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt:
> Hier noch ne kaskodenschaltung...
> Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren?

Und alle Jahre wieder haben wir dann, dass diese Schaltung absolut 
disfunktionaler schrott ist wie vieles, was man so auf EDN findet. Also 
packt diese Schaltung endgültig weg. Wenn ich den mist noch einmal sehe 
flippe ich aus.

von ths (Gast)


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powerampdesign.net

apexanalog.com

Wenn man sowas nicht oft macht, würde ich erstmal zukaufen.

Vor urdenklichen Zeiten wollte ich mal einen Elektrostaten befeuern. 
Röhrenbetrieb, mit PWM angesteuert. Im Nachhinein bin ich dankbar, dass 
Shackman damals nicht liefern konnte.

von Michael B. (Gast)


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Axel R. schrieb:
> https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf
> ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt:
> Hier noch ne kaskodenschaltung...
> Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren?

Hat diesen mist jemals jemand gebaut?

von Äxl (Gast)


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Huch. Danke für den Hinweis.
Kaskade / Kaskode
Hab mich da eben auch nochmal belesen ...

Das die von mir gezeigte Schaltung Schrott ist, kann ich mangels 
Erfahrung nicht einschätzen.
Dann: löschen. Ist vllt. besser.
Wofür ist das Ganze nun?
Für diesen Bändchen-Hochtöner?

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Dennis E. schrieb:
> Wenn ich den mist noch einmal sehe flippe ich aus.

Dieses Schaltungsprinzip funktioniert durchaus, aber das Schaltbild ist 
nicht vollständig. Es gibt auch noch einen Artikel dazu, der auch noch 
zwei markante Fehler in dem Schaltbild beschreibt, zum Beispiel die 
Verbindungen beim Gate des obersten und untersten Mosfet.

von Steffen I. (echo)


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von Michael B. (Gast)


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Dieter D. schrieb:
> Dennis E. schrieb:
>
>> Wenn ich den mist noch einmal sehe flippe ich aus.
>
> Dieses Schaltungsprinzip funktioniert durchaus, aber das Schaltbild ist
> nicht vollständig. Es gibt auch noch einen Artikel dazu, der auch noch
> zwei markante Fehler in dem Schaltbild beschreibt, zum Beispiel die
> Verbindungen beim Gate des obersten und untersten Mosfet.

Was haben wir mal wieder gelacht. Selbst die Einträge im forum sind 
völliger bullshit. EDN eben. Da wird was rausgehustet und fresst. Wo 
findet man deiner Meinung nach alle Korrekturen?

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Michael B. schrieb:
> Was haben wir mal wieder gelacht.

https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/
Kommentare vom April 2014. Davon hatte ich einige mit in die 
Suchmaschine gepackt.

Im Forum hatte ich noch einen Beitrag gefunden, der es auch simuliert 
hatte, aber beim Aufbau mit nur ein paar hundert Volt sind ihm immer die 
Mosfet kaputt gegangen. Naja, Überspannung zwischen Gate und Source. Das 
hat der Simulator nicht gewußt.

: Bearbeitet durch User
von Michael B. (Gast)


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Dieter D. schrieb:
> Michael B. schrieb:
>
>> Was haben wir mal wieder gelacht.
>
> https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/
> Kommentare vom April 2014. Davon hatte ich einige mit in die
> Suchmaschine gepackt.
> Im Forum hatte ich noch einen Beitrag gefunden, der es auch simuliert
> hatte, aber beim Aufbau mit nur ein paar hundert Volt sind ihm immer die
> Mosfet kaputt gegangen. Naja, Überspannung zwischen Gate und Source. Das
> hat der Simulator nicht gewußt.

Du meinst diese ebenfalls falschen Kommentare? Seht es ein diese 
Schaltung hat nie jemand funktionierende aufgebaut.

von Falk B. (falk)


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Beitrag "Re: 1500V Linearverstärker"

<Nähkästchen>
Diese  Grundschalting nutzen wir seit gut 10 Jahren in der Firma, um 
eine lineare Ausgangsstufe mit +/-60kV aufzubauen. Ja, 60.000V. 
Allerdings sind da noch ein paar wichtige Details, die in der Schaltung 
fehlen. Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle 
MOSFETs.
</Nähkästchen>

von Peter D. (peda)


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Falk B. schrieb:
> Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle
> MOSFETs.

Ich hab dann auch noch 2 Transzorbs 440V über D-S der 1000V FETs.
Was mich immer nervt, ist der geringe Abstand D-G bei den üblichen 
TO-220.
Es gibt erst wenige Hersteller, die auch an das Layout denken, z.B. 
SMD-Bauformen ohne den Drain-Stummel.

: Bearbeitet durch User
von Alfred J. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Beitrag "Re: 1500V Linearverstärker"
>
> <Nähkästchen>
> Diese  Grundschalting nutzen wir seit gut 10 Jahren in der Firma, um
> eine lineare Ausgangsstufe mit +/-60kV aufzubauen. Ja, 60.000V.
> Allerdings sind da noch ein paar wichtige Details, die in der Schaltung
> fehlen. Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle
> MOSFETs.
> </Nähkästchen>

Ich nehme immer TVS Dioden aber das würde ich jetzt auch annehmen, dass 
man Ugs im Limit halten muss. Gibt dein Nähkästchen vielleicht noch ein 
paar Details her ohne deine Firma zu schädigen?

von Thomas W. (goaty)


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von Falk B. (falk)


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Peter D. schrieb:
> Ich hab dann auch noch 2 Transzorbs 440V über D-S der 1000V FETs.
> Was mich immer nervt, ist der geringe Abstand D-G bei den üblichen
> TO-220.
> Es gibt erst wenige Hersteller, die auch an das Layout denken, z.B.
> SMD-Bauformen ohne den Drain-Stummel.

Die meisten Hochvolt MOSTETs/IGBTs in TO220 oder TO247 haben drei 
normale Anschlüsse für GDS bzw. GCE. Das ist halt so. Auch wenn das so 
gut wie nirgendwo explizit steht, sind solche Bauteile nicht zwingend 
für maximale Kriechwege mit maximaler Verschmutzung ausgelegt, sondern 
eher für saubere Umgebungen oder gekapselte Gehäuse oder sogar 
vergossene Bauteile. Bei noch höheren Spannungen, z.B. 3kV 
SMD-Kondensatoren in Bauform 1808 oder ähnlich ist das genau so. Die 
erreichen ihre spezifizierte Spannungsfestigkeit nur im Ölbad oder 
Verguß.

von Falk B. (falk)


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Alfred J. schrieb:
> Ich nehme immer TVS Dioden aber das würde ich jetzt auch annehmen, dass
> man Ugs im Limit halten muss. Gibt dein Nähkästchen vielleicht noch ein
> paar Details her ohne deine Firma zu schädigen?

Naja, weiß nicht. Frag einfach mal ein paar konkrete Fragen, die ich mit 
ja oder nein beantworten kann, ala Robert Lemke "Wer bin ich" ;-)

Bei unseren 60kV "Schaltern" (die praktisch Konstantstromquellen 
sind), besteht der Optokoppler aus einem PoF Empfänger, der 
logischerweise über ein längeren PoF LWL angesteuert wird.

von MaWin (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Bei unseren 60kV "Schaltern

Schalten ist natürlich einfacher als linear regeln.

Und die Konstantstromquelle am einfachsten.

Daher hatte ich die Kombination auch vorgeschlagen, bei der nur die 
Gateansteuerung auf  Höhe der Masseversorgung bleibt, wollte Alfred  ja 
nicht und ist bei den sich später herausstellenden 60mA auch 
grenzwertig.

von WaMin (Gast)


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Bezüglich der Nutzung eines Operationsverstärkers zur Produktion von 
großen Ausgangsspannungen wie z.B. +-1kV:
Was ist der konkrete Vorteil einer solchen komplexen bipolaren Kaskode 
gegenüber 2 isolierten Kleinspannungsnetzteilen (z.B. +-12V passend zum 
jeweiligen OP) welche sich direkt zwischen OP-Ausgang und 
OP-Versorgungspins befindet und diesen floatend versorgt?

von Peter D. (peda)


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Falk B. schrieb:
> Die meisten Hochvolt MOSTETs/IGBTs in TO220 oder TO247 haben drei
> normale Anschlüsse für GDS bzw. GCE. Das ist halt so.

Es gibt neuerdings auch Hersteller, die mitdenken. Ich hab z.B. für 
+/-700V den SCT2H12NYTB eingesetzt (Long creepage distance with no 
center lead).

von MaWin (Gast)


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Peter D. schrieb:
> Long creepage distance with no center lead

Braucht man bei 700V aber noch nicht, der CTI von Gehäuse-Epoxy ist 
hoch, 400-600, nicht 175 wie bei Leiterplatten.


https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_MOSFET_CoolMOS_Electrical_safety_and_Isolation-AN-v01_00-EN.pdf

von Falk B. (falk)


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von Peter D. (peda)


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MaWin schrieb:
> Braucht man bei 700V aber noch nicht

+/-700V sind 1400V, mit Regelreserve 100V dann max 1600V. Am TO-220 
würde es da britzeln.

von MaWin (Gast)


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von hauspapa (Gast)


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Alfred J. schrieb:
> Also +-1500V

Alfred J. schrieb:
> Die generellen Parameters sind:
> Slew Rate: 0.5V/us
> Maximaler Ausgangsstrom (Sink/Source): 40mA
> Ripple: 50mV max.

50mV bei 1500V sind so etwa 90dB oder 15Bit. Machbar, wenn man weis was 
man tut, aber sicher kein Spaziergang.

viel Erfolg
hauspapa

von geb (Gast)


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Ich hab so ein Ding bei mir herumstehen: FLUKE5205A 1100Vrms bei 200mA 
und gute 50kg schwer.
Es gibt auch ein Manual, wo die Funktionsweise näher beschrieben wird. 
Häng ich mal an.
Einfach ist so was sicher nicht zu bauen,auch wenn es mittlerweile schon 
recht brauchbare Halbleiter für sowas gibt. Aber über 1000V wird die 
Luft schon dünn.
Grüsse

von Michael B. (Gast)


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WaMin schrieb:
> Bezüglich der Nutzung eines Operationsverstärkers zur Produktion
> von großen Ausgangsspannungen wie z.B. +-1kV:
> Was ist der konkrete Vorteil einer solchen komplexen bipolaren Kaskode
> gegenüber 2 isolierten Kleinspannungsnetzteilen (z.B. +-12V passend zum
> jeweiligen OP) welche sich direkt zwischen OP-Ausgang und
> OP-Versorgungspins befindet und diesen floatend versorgt?

Noch einmal, das ist keine kaskode, sondern eine Kaskade.

von Armin X. (werweiswas)


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geb schrieb:
> Es gibt auch ein Manual, wo die Funktionsweise näher beschrieben wird.
> Häng ich mal an.

Dass die Schaltpläne fehlen hättest Du dazuschreiben können...

von Jakob (Gast)


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Ich habe mal irgendwo eine Schaltung gesehen mit einem Optokoppler im 
Analogbetrieb im Feedback-Loop eines Operationsverstärkers. Kann mich 
leider nicht mehr erinnern in welchem Zusammenhang das war. Könnte die 
Schaltungstechnik vereinfachen, wenn der Operationsverstärker mit 
Kleinspannung (nach einem Spannungsteiler) die gewünschte Spannung 
regelt und dann per Optokoppler das Gate des HV-Mosfets (auf einem ganz 
anderen Potential) steuert. Ist aber auch nicht trivial, so ein 
Optokoppler bringt ja auch etwas Verzögerung/Phasenverschiebung und das 
hat Auswirkungen auf die Stabilität der Schaltung (Gefahr von 
Schwingungen), eine SPICE-Simulation vor dem Aufbau der Schaltung ist 
wahrscheinlich sinnvoll (falls man denn ein halbwegs verlässliches 
SPICE-Modell zu dem Optokoppler findet).

von Martin H. (horo)


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Jakob schrieb:
> Ich habe mal irgendwo eine Schaltung gesehen mit einem Optokoppler im
> Analogbetrieb im Feedback-Loop eines Operationsverstärkers. Kann mich
> leider nicht mehr erinnern in welchem Zusammenhang das war.

Im Tietze-Schenk (achte Auflage) findet sich etwas im Kapitel 
„Meßschaltungen“, dort zeigt Abb. 25.6 die „Optische Übertragung eines 
Analogwertes“ mit zwei Optokopplern, einer vorwärts zur galvanischen 
Trennung, der zweite im Gegenkopplungszweig des treibenden Op-Amps zur 
Linearisierung.

von Steffen I. (echo)


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von Alfred J. (Gast)


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Ich habe das gestern mal in einer ersten Variante mit spice simuliert. 
Bisher ein schöner Oszillator. Denke da ist noch irgendwas in meinem 
feedback nicht richtig. Habe allerdings auch nur 300V für den Anfang für 
v+ v- genommen.

Generell wäre noch zusätzlich für den einschaltmoment der 
Versorgungslage zu überlegen ob alle mosfets noch in ihrer Spezifikation 
arbeiten.

von Alfred J. (Gast)


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Durch weiteres ausprobieren bin ich zu der Erkenntnis gelangt, dass 
diese Schaltung nicht simulierbar ist. Jedenfalls läuft nicht mal DC 
ohne massive konvergenzprobleme. Die Rückkoppelung verstehe ich da nicht 
so ganz. Positiv rückkoppeln ist doch eine schlechte Idee.

von Falk B. (falk)


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Alfred J. schrieb:
> Durch weiteres ausprobieren bin ich zu der Erkenntnis gelangt, dass
> diese Schaltung nicht simulierbar ist.

Welche denn? Wir hatten hier 2.

Die hier?

https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/

> Jedenfalls läuft nicht mal DC
> ohne massive konvergenzprobleme. Die Rückkoppelung verstehe ich da nicht
> so ganz. Positiv rückkoppeln ist doch eine schlechte Idee.

Naja, da ist IMO noch mindestens 1 Fehler drin, Siehe Anhang. Dort darf 
keine Verbindung sein, das ist ein Kreuzung ohne Verbindung für die 
Rückkopplung. Dafür fehlen die Verbindungen an den +/-1000V.
R12 müsste an -12V gehen, denn die Schaltung ist symmetrisch zu 0V 
aufgebaut.
Das mit der "falschen", positiven Rückkopplung könnte trotzdem stimmen. 
Warum? Weil die Treiberstrufe invertiert. Sprich, wenn der Ausgang vom 
LF356 positiv wird, wird Q12 in gateschaltung zugesteuert. Damit wieder 
wird auch Q11 geschlossen und das Potential vom Gate von Q1 (P-Kanal!) 
geht auch hoch, was ihn zusteuert! Damit sinkt die Ausgangsspannung! 
Wenn das passiert, sinkt auch die Spannung an der Rückkopplung über R5 + 
R4 und damit die Eingansspannung an + Eingang. Damit wird der Ausgang 
des LF357 wieder nach unten bewegt. Könnte passen.
Die Rückkopplung mit 3+2M zu 20k macht einen Spannungsteiler von 250:1. 
Der OPV arbeitet aber mit Verstärkung +2, bezogen auf den + Eingang. Das 
müsste in Summe 125, wenn ich das auf die Schnelle mal aus der Hüfte 
schieße (???)
CP07 ist nur ein Inverter mit V=-2.

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Noch ein paar Fehler ergänzt. Siehe grüne Markierungen.

von Alfred J. (Gast)


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Dieter D. schrieb:
> Noch ein paar Fehler ergänzt. Siehe grüne Markierungen.

Die meisten Fehler hatte ich schon behoben. Die Verbindung vom Feedback 
Pfad war relativ klar. D1 hat da auch nichts zu suchen. Beim Gate von Q1 
und Q10 bin ich mir gerade wegen deiner grünen Kästen unsicher. Meinst 
du da kommt nun eine Verbindung hin oder nicht?

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Alfred J. schrieb:
> Meinst du da kommt nun eine Verbindung hin oder nicht?

Unten ist die Verbindung zu viel.

D1 ist eine ZD 10V. An der Stelle fehlt die zweite ZD 10V. Stattdessen 
kann auch eine Supressordiode 10V verwendet werden. Diese fehlen bei 
allen Mosfet.

von Falk B. (falk)


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Dieter D. schrieb:
> Unten ist die Verbindung zu viel.

Nö. Oben fehlt sie.
R35 und R25 sind überflüssig.

: Bearbeitet durch User
von Alfred J. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Dieter D. schrieb:
>
>> Unten ist die Verbindung zu viel.
>
> Nö. Oben fehlt sie.
> R35 und R25 sind überflüssig.

Wieso ist R35 überflüssig und R26 dann wieder nicht?

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Falk B. schrieb:
> R35 und R25 sind überflüssig.

Falsch, wenn dann R35 und R26.

Es gibt zwei Varianten, die beide hier abgebildet sind. Einmal die 
Variante  mit und ohne die Verbindung, dafür 2x die hochohmigen 
Widerstände in Reihe, oder die Mitkopplung des Kaskodenarmes über den 
Spannungsteiler R25:R24 von zirka 15%. Das bewirkt eine kleine Änderung 
der Kennlinie. Könnte sein das dieser Effekt den kleinen Unterschied 
zwischen p und n Typ einebnet.

von Peter D. (peda)


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Der Hauptnachteil dieser Schaltung ist, daß sie keine vernünftige 
Arbeitspunkteinstellung ermöglicht. Der Ruhestrom hängt von den 
zufälligen Gateschwellspannungen ab und die sind exemplar- und 
temperaturabhängig. D.h. bei Erwärmung geht der Ruhestrom schnell durch 
die Decke.
Die komplett fehlende Schutzbeschaltung wurde ja schon genannt. Gerade 
bei Hochspannung muß man immer damit rechnen, daß auf der Lastseite 
Kurzschlüsse (Überschläge) auftreten können.
Auch da P-FETs nur wenig spannungsfest sind, ist die Schaltung kaum 
praxistauglich.

von Alfred J. (Gast)


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Jetzt wäre die frage, ob man dieses Prinzip mit common source 
realisieren könnte aber trotzdem kaskadieren.

von hauspapa (Gast)


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Steffen I. schrieb:
> IL300

Aus dem Vishay Datenblatt: Maximum repetitive peak isolation voltage 
890V. Ich erinnere mich an Probleme mit Temperaturdrift, Alterung und 
hochohmigem Design.
Lass den IL300 bitte in seinem wohlverdienten Ruhestand. Da gibt es mit 
AMC1300 und den Verwandten des gleichen oder anderer Hersteller 
inzwischen wirklich besseres.

viel Erfolg
hauspapa

Beitrag #6627042 wurde vom Autor gelöscht.
von Falk B. (falk)


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Sooo, ich hab dann mal ein schon SEHR lange anstehendes "Projekt" 
umgesetzt und bin von meinem URALTEN PSpice 9.2 Student Edition endlich 
mal auf LTSpice XVII umgestiegen. Und es lief auf Anhieb relativ 
reibungsarm. OK, der Schaltplaneditor ist etwas gewöhnungsbedürftig, 
aber das ist OK.

Also hab ich mal den chinesischen HV-Verstärker simuliert.

https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/

Logisch, am Anfang ging kaum was gescheit. Also erstmal den Regler 
abgeklemmt und nur die Endstufe im Stellbetrieb angesteuert. Da erstmal 
die Kennlinie gemssen, viel zu steil und nichtlinear! Da braucht man 
eine Gegenkopplung. Also Stromgegenkopplung rein. Dann noch den 
Arbeitspunkt der beiden Polaritäten eingestellt, sodaß bei 0V 
Steuerspannung ca. 0,5mA Querstrom fließen. Dann den Regler wieder 
angeklemmt. Die Verdrahtung mit dem Sollwert am +Eingang ist korrekt, 
der Rest nicht so ganz. Denn damit ist die Spannungsverstärkung noch 
recht lastabhängig. Das ist nicht sinnvoll. Also auch hier leicht 
umgebaut. Und siehe da, Das Ding funktioniert zumindest in der 
Simulation recht passabel! Auch die Bandbreite ist mit ~1ms Anstiegszeit 
für den 1. Schuß ganz brauchbar. Wie die Chinesen auf angebliche 200kHz 
total power bandwidth kommen bleibt fraglich. Vermutlich meinen die eher 
Verstärkung-Bandbreiten-Produkt von 200kHz. Das ist bei einer 
Verstärkung von 100 und ~300Hz Bandbreite schon realistischer!
Man kann die Schaltung sicher noch schneller machen. Dazu müßte man die 
Ansteuerung niederohmiger machen, sprich, R1-R8 verringern, ggf. auch 
R11, R12, R21 und R24.

Wie funktioniert die Schaltung?

Fangen wir bei vcon an. Das ist die Steuerspannung für die Endstufe. 
Diese wird über R11 in einen Strom gewandelt. M9 und M10 arbeiten in 
Gateschaltung, Source-Strom = Drainstrom, quasi als stromgesteuerte 
Stromquelle mit hoher Spannungsfestigkeit. Mit dem Strom wird an R12 ein 
Spannungsabfall erzeugt, welcher M5 steuert. R37 ist die 
Stromgegenkopplung, damit wird die Kennlinie linearisiert und flacher 
gemacht. M6-M8 arbeiten auch in Gateschaltung.  Durch R5-R8 Wird die 
Spannung perfekt auf die 4 MOSFETs aufgeteilt (Symmetrierung). Die 
Endstufe ist invertierend, d.h. wenn die Steuerspannung nach oben geht, 
wird die MOSFET-Kette geschlossen und die Ausgangsspannung sinkt.

Die negative Hälfte funktioniert identisch, nur mit umgekehrter 
Polarität.

Diese Endstufe wird von U1 angesteuert. Das ist der Regler, welcher für 
die stabile Ausgangsspannung sorgt. Er arbeitet als invertierender 
Integrator, quasi als PI-Regler. Der IST-Wert der Ausgangsspannung wird 
über R25 und R27 im Verhältnis 100:1 geteilt, damit wird auch die 
Verstärkung definiert. Im eingeschwungenen Zustand liegen die beiden 
Eingänge von U1 auf 0V. U2 arbeitet als einfacher Inverter. Dessen 
Ausgangsspannung liegt invertiert links an R27 an, recht ist der 
virtuelle Massepunkt des OPV-Eingangs.

Viel Spaß mit der Schaltung beim Simulieren und ggf. Nachbauen. Dazu 
braucht man aber noch mindestens an jedem MOSFET eine leckstromarme 
Z-Diode, denn sonst überlebt die Schaltung nicht mal das Einschalten. 
Eine PESD12VS1UA oder ähnlich wird empfohlen. Der maximale Ausgangsstrom 
wird durch R36 und R37 definiert. Der Ruhestrom wird über die 
Gatespannung von M9 und M11 eigestellt.

von Falk B. (falk)


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https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/

Diese Schaltung ist trotzdem besser.

- nur N-Kanal MOSFETS, die gibt es mit deutlich mehr Sperrspannung und 
deutlich größerer Auswahl

- deutlich einfacherer Pegelwandler für die Ansteuerung, dadurch 
nahzu beliebig oft kaskadierbar, nur begrenzt durch die 
Spannungsfestigkeit des Optokopplers (bei größeren Spannungen >>1kV 
nimmt man Kunststoff-LWL, aka POF mit passenden Sendern und Empfängern, 
Z.B. SFH756 und SFH350)

Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden! Die sind 
WICHTIG, wenn das Ding in der realen Welt ne Weile überleben soll! Ob 
die Arbeitspunkteinstellung mit den beiden Potis gut funktioniert, weiß 
ich nicht.

Siehe Anhang.

von Stefan B. (Gast)


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Falk deine erste Schaltung gefällt mir besser. Optokoppler sind gartige 
Dinger und die altern. Würde ich wirklich nur benutzen wollen wenn es 
nicht anders geht. Beide Schaltungen driften allerdings heftig im 
Ruhestrom. Wie man das wegbekommt weiß ich auch nicht wäre aber 
interessant. Noch zu klären wäre der maximalstrom, der möglich ist.

Irgendwie sind beide Schaltungen komische Lösungen wo absolut kein 
stabiler Arbeitspunkt möglich ist und somit real vermutlich alles nach 
20 min in Rauch aufgeht. Das ist meiner Meinung nach bei EDN Schaltungen 
üblich.

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Falk B. schrieb:
> Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden!

Diese würden direkt zwischen Gate und Source liegen. Wenn die 15V 
ausfallen knallt aber der Verstärker durch. Drum hast Du die ZD 
anscheinend hinter den Sourcewiderstand gehängt als Strombegrenzung.

von Stefan B. (Gast)


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Dieter D. schrieb:
> Falk B. schrieb:
>
>> Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden!
>
> Diese würden direkt zwischen Gate und Source liegen. Wenn die 15V
> ausfallen knallt aber der Verstärker durch. Drum hast Du die ZD
> anscheinend hinter den Sourcewiderstand gehängt als Strombegrenzung.

Das ding knallt eh durch.

von Falk B. (falk)


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Jaja, die lieben "Experten" und ihre Meinungen . . .

von Christoph B. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Jaja, die lieben "Experten" und ihre Meinungen . . .

Vermutlich. Falk ist nicht auf drift im Ruhestrom eingegangen. Das 
knallt zwar nicht beim einschalten aber mit etwas Last und Zeit.

von Falk B. (falk)


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Christoph B. schrieb:
> Vermutlich. Falk ist nicht auf drift im Ruhestrom eingegangen. Das
> knallt zwar nicht beim einschalten aber mit etwas Last und Zeit.

Mag sein, das ist noch eine Baustelle. Aber anstatt zu Jammern und zu 
Motzen sollte man sich eher mal um Lösungsansätze bemühen. Siehe Anhang!

von Alfred J. (Gast)


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Die Gegenkoppelung der LTspice Schaltung mit dem 100 Ohm würde meiner 
Meinung nach schon vor zu hohem Drift schützen, denn wird der Ruhestrom 
größer wird aus der Spannungsabfall größer und Ugs kleiner und damit der 
Ruhestrom wieder kleiner. Gibt es dazu vielleicht noch eine elegantere 
Lösung als Widerstände zu benutzen um den Strom später mal höher 
auszulegen und nicht so viel in Widerständen zu verheizen?

von Alfred J. (Gast)


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Nachtrag: Ansonsten ein guter Thread und besonderen Dank an Falk, der 
hier mal eine simulierbare LTSpice Schaltung zur Verfügung gestellt hat.

von Falk B. (falk)


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Alfred J. schrieb:
> Die Gegenkoppelung der LTspice Schaltung mit dem 100 Ohm würde meiner
> Meinung nach schon vor zu hohem Drift schützen, denn wird der Ruhestrom
> größer wird aus der Spannungsabfall größer und Ugs kleiner und damit der
> Ruhestrom wieder kleiner.

Das ist eine Möglichkeit.

> Gibt es dazu vielleicht noch eine elegantere
> Lösung als Widerstände zu benutzen um den Strom später mal höher
> auszulegen und nicht so viel in Widerständen zu verheizen?

Das ist eine lineare Endstufe, die verheizt so oder so genug an den 
Transistoren, da spielen die paar Volt Spannungsabfall an der 
Gegenkopplung keine Rolle.

In der Simulation funktioniert die MOSFET-Kette bis runter auf knapp 15V 
Klemmenspannung, d.h. man bekommt aus 1000V Versorgung 985V 
Ausgangsspannung (98,5%), und das bei 100mA Ausgangsstrom. Das soll ein 
Rail to Rail OPV erstmal nachmachen!

;-)

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Falk B. schrieb:
> sollte man sich eher mal um Lösungsansätze bemühen.

Dieter D. schrieb:
> Wenn die 15V ausfallen knallt aber der Verstärker durch.

Zur Beschreibung das Glas wäre halb leer hier die Variante das Glas ist 
halbvoll:
Daraus folgt, diese Spannung (+/-15V) muss immer zuerst eingeschaltet 
werden und zuletzt ausgeschaltet werden gegenüber der Hochspannung.

von Falk B. (falk)


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Wie ist das eigentlich mit den LTSpice Modellen? Die stecken ja nicht in 
den .asc Dateien. In meinerm Verstärker habe ich einen MOSFET mit 1000V 
U_DS definiert. Das Modell hat aber niemand, der nur meine .asc Datei 
runterlädt. Wie kann man das sinnvoll transportieren? Meine gesamte Lib 
hier reinkopieren, wo 99% die vordefinierten Standardbauteile sind, ist 
eher sinnlos.

von ... (Gast)


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Stefan B. schrieb:
> Optokoppler sind gartige Dinger und die altern.

Vor allem aber sind die digit. Isolationsverst. (wie oben genannt)
auch schon von Anfang an im Vorteil bzgl. Störunempfindlichkeit u.
dank heutiger Fertigungsprozesse auch allem anderen.

Dessen wird sich allerdings auch @Falk bewußt sein - und z.B. eine
Kaskade für 60kV am liebsten nur digital ansteuern... um sich nicht
unnötigerweise ein Ei zu legen damit.

Stefan B. schrieb:
> Irgendwie sind beide Schaltungen komische Lösungen wo absolut kein
> stabiler Arbeitspunkt möglich ist und somit real vermutlich alles nach
> 20 min in Rauch aufgeht. Das ist meiner Meinung nach bei EDN Schaltungen
> üblich.

Hmja, nicht ganz falsch. Obwohl der Redaktör Dir wohl entgegnen würde:

"Sie wissen doch nur >>Design Ideas<< nicht korrekt zu deuten, werter
Herr. Das ist von Zufallsusern für Zufallsfinder, und muß mit Vorsicht
wie auch Sachkunde als reine Ideenquelle betrachtet werden - die auch
mal Schrott enthalten könnte ... was natürlich seltenst vorkommt."

Und was will man da noch sagen/dagegen machen...?

von Falk B. (falk)


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... schrieb:
> Dessen wird sich allerdings auch @Falk bewußt sein - und z.B. eine
> Kaskade für 60kV am liebsten nur digital ansteuern... um sich nicht
> unnötigerweise ein Ei zu legen damit.

Erwischt ;-) Aber es ist trotzdem ein Optoempfänger und kein 
neumodischer indukiver oder kapazitiver Digitalkoppler, denn für 60kV 
gibt es die nicht.
SFH250 rulez!

von Werner H. (werner45)


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Gibt es wirklich keine Zündtrafos für >60 kV?
Bei einem weiten und langem UI-Kern könnte man doch die Sekundärwicklung 
so dick isolieren, daß sie durchschlagsfest ist.
Bei einem Radar hat man doch auch Anodenpulse von >20 kV.
Ich bitte um Aufklärung.

von Peter D. (peda)


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Falk B. schrieb:
> https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/

Bei solchen Schaltungen rollen sich mir die Fußnägel auf. Die kann doch 
nie einer aufgebaut haben.
Sobald ein Optokoppler sperrt, geht die U_gs des FETs ab durch die Decke 
und der schlägt durch. Ohne Deine roten Dioden überleben die nichtmal 
das Einschalten.
Und wenn die +/-15V nicht rechtzeitig anliegen oder ausfallen, geht 
alles in Überstrom.

Mit 2 Optokopplern in Gegentakt habe ich auch experimentiert. Das 
Problem ist die große Streuung und temperaturabhängigkeit. Entweder 
sperren beide Zweige, d.h. man hat Zacken im Nulldurchgang oder beide 
Zweige leiten zu sehr, d.h. man hat Überstrom und thermisches 
Durchgehen.

Ich hab daher nur einen Optokoppler für den unteren Zweig und eine 
spezielle Stromquellenschaltung im oberen. Damit stellt sich der 
optimale Arbeitspunkt für den Optokoppler automatisch ein.

von reihaus (Gast)


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Habe die Spice Schaltung von Falk, danke für das Eingeben, ein bischen 
überarbeitet

von Dieter D. (Firma: Hobbytheoretiker) (dieter_1234)


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Werner H. schrieb:
> Gibt es wirklich keine Zündtrafos für >60 kV?

Die gibt es, besser gab es, in HVDC-Anlagen zum Zünden der Thyristoren 
bevor es die Methode über das optische Zündverfahren mit LWL gab. Aber 
willst Du Dir wirklich so ein großes Ungetüm in Deine Werkstatt stellen?

reihaus schrieb:
> ein bischen überarbeitet

Wäre nett, wenn Du für Jene ohne LTSpice (Mitleser am Tablet, 
Smartphone, usw.) einen Screenshot der aktuellen Schaltung hochladen 
könntest.

von reihaus (Gast)


Angehängte Dateien:

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Kann man aber noch optiemieren.

von ... (Gast)


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Falk B. schrieb:
> für 60kV gibt es die nicht.

Das hatte ich zwar auch nicht gedacht, aber es klang danach, ja.


Ich formuliere um:

"Falk steuert seine 60kV Kaskade vermutlich mit lauter LWL an."

Genau das ist ja der Riesenvorteil der Kaskadierung: Die Kaskaden
-und deren Ansteuerungen- können exakt identisch aufgebaut sein.

Näher an GND was anderes zu verwenden (aus best. Gründen) würde
ich bei "meinem" xx kV Konstrukt tunlichst vermeiden wollen.

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