Mal eine generelle Frage wie man an ein Design für einen Linearverstärker für hohe Spannungen heran geht. Also +-1500V. Mosfet Typen für die dann 3000V DC zwischen Drain Source sind schon schwer zu finden. Die Realisierung der Gatesteuerung würde ja ebenfalls Transistoren für solche Spannungen erfordern. Würde mich daher generell gerne einlesen wie man eventuell kleinere Transistoren nimmt um damit den erforderlichen Spannungsbereich zu realisieren.
Alfred J. schrieb: > wie man eventuell kleinere Transistoren nimmt um damit den > erforderlichen Spannungsbereich zu realisieren Eher nicht, alles Aufwand. Da du NATÜRLICH nicht schreibst um welchen Strom es geht, IXTT1N300P3HV hält 100mA bei 2000V aus, man versorgt mit 1600V und baut 2 Class A Halbbrücken (ein Transistor regelt, ein zweiter bildet die Stromquelle nach plus) und schliesst die Last als BTL dazwischen an.
Oder hochtransformieren. Welcher Leistungsbereich? Welche Bandbreite? Mosfets gehen für Linearverstärker auch bei kleineren Spannungen nicht so gut. Aber Class-D Schalten und Hochtransformieren geht super.
Falk B. schrieb: > https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/ Sehr gut, sowas meinte ich mit "Kaskode". Frage beantwortet?
Nimm Röhren dafür. Die gab es in allen Formen und Größen. Beitrag "Literatur für Verstärker Design für 1kV und aufwärts" Mfg
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Alfred J. schrieb: > Mal eine generelle Frage wie man an ein Design für einen > Linearverstärker für hohe Spannungen heran geht. Man legt erstmal alle weiteren Parameter fest, wie Maximalstrom, Bandbreite, Slew-Rate, Ripple usw.
Es ging mir gerade erstmal darum eine generelle Einführung in sowas zu haben. Die generellen Parameters sind: Slew Rate: 0.5V/us Maximaler Ausgangsstrom (Sink/Source): 40mA Ripple: 50mV max. Nur mal so als Übersicht.
https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt: Hier noch ne kaskodenschaltung... Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren?
Axel R. schrieb: > Falk B. schrieb: >> https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/ > Sehr gut, sowas meinte ich mit "Kaskode". Das ist aber keine Kask o de, sondern eine Kask a de. Eine Kask o de ist eine Kombination aus einer Emitter- stufe, die mit konstanten Kollektorpotenzial betrieben wird, mit einer Basisschaltung.
Axel R. schrieb: > https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf > ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt: > Hier noch ne kaskodenschaltung... > Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren? Und alle Jahre wieder haben wir dann, dass diese Schaltung absolut disfunktionaler schrott ist wie vieles, was man so auf EDN findet. Also packt diese Schaltung endgültig weg. Wenn ich den mist noch einmal sehe flippe ich aus.
powerampdesign.net apexanalog.com Wenn man sowas nicht oft macht, würde ich erstmal zukaufen. Vor urdenklichen Zeiten wollte ich mal einen Elektrostaten befeuern. Röhrenbetrieb, mit PWM angesteuert. Im Nachhinein bin ich dankbar, dass Shackman damals nicht liefern konnte.
Axel R. schrieb: > https://www.mikrocontroller.net/attachment/427547/High_Voltage_amplifier.pdf > ein oder zweimal im jahr wird die Frage hier im Forum gestellt: > Hier noch ne kaskodenschaltung... > Was wollt ihr alle jahre wieder aufs neue basteln und probieren? Hat diesen mist jemals jemand gebaut?
Huch. Danke für den Hinweis. Kaskade / Kaskode Hab mich da eben auch nochmal belesen ... Das die von mir gezeigte Schaltung Schrott ist, kann ich mangels Erfahrung nicht einschätzen. Dann: löschen. Ist vllt. besser. Wofür ist das Ganze nun? Für diesen Bändchen-Hochtöner?
Dennis E. schrieb: > Wenn ich den mist noch einmal sehe flippe ich aus. Dieses Schaltungsprinzip funktioniert durchaus, aber das Schaltbild ist nicht vollständig. Es gibt auch noch einen Artikel dazu, der auch noch zwei markante Fehler in dem Schaltbild beschreibt, zum Beispiel die Verbindungen beim Gate des obersten und untersten Mosfet.
Dieter D. schrieb: > Dennis E. schrieb: > >> Wenn ich den mist noch einmal sehe flippe ich aus. > > Dieses Schaltungsprinzip funktioniert durchaus, aber das Schaltbild ist > nicht vollständig. Es gibt auch noch einen Artikel dazu, der auch noch > zwei markante Fehler in dem Schaltbild beschreibt, zum Beispiel die > Verbindungen beim Gate des obersten und untersten Mosfet. Was haben wir mal wieder gelacht. Selbst die Einträge im forum sind völliger bullshit. EDN eben. Da wird was rausgehustet und fresst. Wo findet man deiner Meinung nach alle Korrekturen?
Michael B. schrieb: > Was haben wir mal wieder gelacht. https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/ Kommentare vom April 2014. Davon hatte ich einige mit in die Suchmaschine gepackt. Im Forum hatte ich noch einen Beitrag gefunden, der es auch simuliert hatte, aber beim Aufbau mit nur ein paar hundert Volt sind ihm immer die Mosfet kaputt gegangen. Naja, Überspannung zwischen Gate und Source. Das hat der Simulator nicht gewußt.
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Dieter D. schrieb: > Michael B. schrieb: > >> Was haben wir mal wieder gelacht. > > https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/ > Kommentare vom April 2014. Davon hatte ich einige mit in die > Suchmaschine gepackt. > Im Forum hatte ich noch einen Beitrag gefunden, der es auch simuliert > hatte, aber beim Aufbau mit nur ein paar hundert Volt sind ihm immer die > Mosfet kaputt gegangen. Naja, Überspannung zwischen Gate und Source. Das > hat der Simulator nicht gewußt. Du meinst diese ebenfalls falschen Kommentare? Seht es ein diese Schaltung hat nie jemand funktionierende aufgebaut.
Beitrag "Re: 1500V Linearverstärker" <Nähkästchen> Diese Grundschalting nutzen wir seit gut 10 Jahren in der Firma, um eine lineare Ausgangsstufe mit +/-60kV aufzubauen. Ja, 60.000V. Allerdings sind da noch ein paar wichtige Details, die in der Schaltung fehlen. Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle MOSFETs. </Nähkästchen>
Falk B. schrieb: > Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle > MOSFETs. Ich hab dann auch noch 2 Transzorbs 440V über D-S der 1000V FETs. Was mich immer nervt, ist der geringe Abstand D-G bei den üblichen TO-220. Es gibt erst wenige Hersteller, die auch an das Layout denken, z.B. SMD-Bauformen ohne den Drain-Stummel.
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Falk B. schrieb: > Beitrag "Re: 1500V Linearverstärker" > > <Nähkästchen> > Diese Grundschalting nutzen wir seit gut 10 Jahren in der Firma, um > eine lineare Ausgangsstufe mit +/-60kV aufzubauen. Ja, 60.000V. > Allerdings sind da noch ein paar wichtige Details, die in der Schaltung > fehlen. Allen voran eine Z-Diode zwischen Gate und Source für alle > MOSFETs. > </Nähkästchen> Ich nehme immer TVS Dioden aber das würde ich jetzt auch annehmen, dass man Ugs im Limit halten muss. Gibt dein Nähkästchen vielleicht noch ein paar Details her ohne deine Firma zu schädigen?
Peter D. schrieb: > Ich hab dann auch noch 2 Transzorbs 440V über D-S der 1000V FETs. > Was mich immer nervt, ist der geringe Abstand D-G bei den üblichen > TO-220. > Es gibt erst wenige Hersteller, die auch an das Layout denken, z.B. > SMD-Bauformen ohne den Drain-Stummel. Die meisten Hochvolt MOSTETs/IGBTs in TO220 oder TO247 haben drei normale Anschlüsse für GDS bzw. GCE. Das ist halt so. Auch wenn das so gut wie nirgendwo explizit steht, sind solche Bauteile nicht zwingend für maximale Kriechwege mit maximaler Verschmutzung ausgelegt, sondern eher für saubere Umgebungen oder gekapselte Gehäuse oder sogar vergossene Bauteile. Bei noch höheren Spannungen, z.B. 3kV SMD-Kondensatoren in Bauform 1808 oder ähnlich ist das genau so. Die erreichen ihre spezifizierte Spannungsfestigkeit nur im Ölbad oder Verguß.
Alfred J. schrieb: > Ich nehme immer TVS Dioden aber das würde ich jetzt auch annehmen, dass > man Ugs im Limit halten muss. Gibt dein Nähkästchen vielleicht noch ein > paar Details her ohne deine Firma zu schädigen? Naja, weiß nicht. Frag einfach mal ein paar konkrete Fragen, die ich mit ja oder nein beantworten kann, ala Robert Lemke "Wer bin ich" ;-) Bei unseren 60kV "Schaltern" (die praktisch Konstantstromquellen sind), besteht der Optokoppler aus einem PoF Empfänger, der logischerweise über ein längeren PoF LWL angesteuert wird.
Falk B. schrieb: > Bei unseren 60kV "Schaltern Schalten ist natürlich einfacher als linear regeln. Und die Konstantstromquelle am einfachsten. Daher hatte ich die Kombination auch vorgeschlagen, bei der nur die Gateansteuerung auf Höhe der Masseversorgung bleibt, wollte Alfred ja nicht und ist bei den sich später herausstellenden 60mA auch grenzwertig.
Bezüglich der Nutzung eines Operationsverstärkers zur Produktion von großen Ausgangsspannungen wie z.B. +-1kV: Was ist der konkrete Vorteil einer solchen komplexen bipolaren Kaskode gegenüber 2 isolierten Kleinspannungsnetzteilen (z.B. +-12V passend zum jeweiligen OP) welche sich direkt zwischen OP-Ausgang und OP-Versorgungspins befindet und diesen floatend versorgt?
Falk B. schrieb: > Die meisten Hochvolt MOSTETs/IGBTs in TO220 oder TO247 haben drei > normale Anschlüsse für GDS bzw. GCE. Das ist halt so. Es gibt neuerdings auch Hersteller, die mitdenken. Ich hab z.B. für +/-700V den SCT2H12NYTB eingesetzt (Long creepage distance with no center lead).
Peter D. schrieb: > Long creepage distance with no center lead Braucht man bei 700V aber noch nicht, der CTI von Gehäuse-Epoxy ist hoch, 400-600, nicht 175 wie bei Leiterplatten. https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_MOSFET_CoolMOS_Electrical_safety_and_Isolation-AN-v01_00-EN.pdf
MaWin schrieb: > https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_MOSFET_CoolMOS_Electrical_safety_and_Isolation-AN-v01_00-EN.pdf Der Link scheint nicht zu funktionieren.
MaWin schrieb: > Braucht man bei 700V aber noch nicht +/-700V sind 1400V, mit Regelreserve 100V dann max 1600V. Am TO-220 würde es da britzeln.
Falk B. schrieb: > Der Link scheint nicht zu funktionieren. https://www.google.com/url?sa=t&source=web&rct=j&url=https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_MOSFET_CoolMOS_Electrical_safety_and_Isolation-AN-v01_00-EN.pdf%3FfileId%3Ddb3a30433d1d0bbe013d20e0cbf017fe
Alfred J. schrieb: > Also +-1500V Alfred J. schrieb: > Die generellen Parameters sind: > Slew Rate: 0.5V/us > Maximaler Ausgangsstrom (Sink/Source): 40mA > Ripple: 50mV max. 50mV bei 1500V sind so etwa 90dB oder 15Bit. Machbar, wenn man weis was man tut, aber sicher kein Spaziergang. viel Erfolg hauspapa
Ich hab so ein Ding bei mir herumstehen: FLUKE5205A 1100Vrms bei 200mA und gute 50kg schwer. Es gibt auch ein Manual, wo die Funktionsweise näher beschrieben wird. Häng ich mal an. Einfach ist so was sicher nicht zu bauen,auch wenn es mittlerweile schon recht brauchbare Halbleiter für sowas gibt. Aber über 1000V wird die Luft schon dünn. Grüsse
WaMin schrieb: > Bezüglich der Nutzung eines Operationsverstärkers zur Produktion > von großen Ausgangsspannungen wie z.B. +-1kV: > Was ist der konkrete Vorteil einer solchen komplexen bipolaren Kaskode > gegenüber 2 isolierten Kleinspannungsnetzteilen (z.B. +-12V passend zum > jeweiligen OP) welche sich direkt zwischen OP-Ausgang und > OP-Versorgungspins befindet und diesen floatend versorgt? Noch einmal, das ist keine kaskode, sondern eine Kaskade.
geb schrieb: > Es gibt auch ein Manual, wo die Funktionsweise näher beschrieben wird. > Häng ich mal an. Dass die Schaltpläne fehlen hättest Du dazuschreiben können...
Ich habe mal irgendwo eine Schaltung gesehen mit einem Optokoppler im Analogbetrieb im Feedback-Loop eines Operationsverstärkers. Kann mich leider nicht mehr erinnern in welchem Zusammenhang das war. Könnte die Schaltungstechnik vereinfachen, wenn der Operationsverstärker mit Kleinspannung (nach einem Spannungsteiler) die gewünschte Spannung regelt und dann per Optokoppler das Gate des HV-Mosfets (auf einem ganz anderen Potential) steuert. Ist aber auch nicht trivial, so ein Optokoppler bringt ja auch etwas Verzögerung/Phasenverschiebung und das hat Auswirkungen auf die Stabilität der Schaltung (Gefahr von Schwingungen), eine SPICE-Simulation vor dem Aufbau der Schaltung ist wahrscheinlich sinnvoll (falls man denn ein halbwegs verlässliches SPICE-Modell zu dem Optokoppler findet).
Jakob schrieb: > Ich habe mal irgendwo eine Schaltung gesehen mit einem Optokoppler im > Analogbetrieb im Feedback-Loop eines Operationsverstärkers. Kann mich > leider nicht mehr erinnern in welchem Zusammenhang das war. Im Tietze-Schenk (achte Auflage) findet sich etwas im Kapitel „Meßschaltungen“, dort zeigt Abb. 25.6 die „Optische Übertragung eines Analogwertes“ mit zwei Optokopplern, einer vorwärts zur galvanischen Trennung, der zweite im Gegenkopplungszweig des treibenden Op-Amps zur Linearisierung.
Ich habe das gestern mal in einer ersten Variante mit spice simuliert. Bisher ein schöner Oszillator. Denke da ist noch irgendwas in meinem feedback nicht richtig. Habe allerdings auch nur 300V für den Anfang für v+ v- genommen. Generell wäre noch zusätzlich für den einschaltmoment der Versorgungslage zu überlegen ob alle mosfets noch in ihrer Spezifikation arbeiten.
Durch weiteres ausprobieren bin ich zu der Erkenntnis gelangt, dass diese Schaltung nicht simulierbar ist. Jedenfalls läuft nicht mal DC ohne massive konvergenzprobleme. Die Rückkoppelung verstehe ich da nicht so ganz. Positiv rückkoppeln ist doch eine schlechte Idee.
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Alfred J. schrieb: > Durch weiteres ausprobieren bin ich zu der Erkenntnis gelangt, dass > diese Schaltung nicht simulierbar ist. Welche denn? Wir hatten hier 2. Die hier? https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/ > Jedenfalls läuft nicht mal DC > ohne massive konvergenzprobleme. Die Rückkoppelung verstehe ich da nicht > so ganz. Positiv rückkoppeln ist doch eine schlechte Idee. Naja, da ist IMO noch mindestens 1 Fehler drin, Siehe Anhang. Dort darf keine Verbindung sein, das ist ein Kreuzung ohne Verbindung für die Rückkopplung. Dafür fehlen die Verbindungen an den +/-1000V. R12 müsste an -12V gehen, denn die Schaltung ist symmetrisch zu 0V aufgebaut. Das mit der "falschen", positiven Rückkopplung könnte trotzdem stimmen. Warum? Weil die Treiberstrufe invertiert. Sprich, wenn der Ausgang vom LF356 positiv wird, wird Q12 in gateschaltung zugesteuert. Damit wieder wird auch Q11 geschlossen und das Potential vom Gate von Q1 (P-Kanal!) geht auch hoch, was ihn zusteuert! Damit sinkt die Ausgangsspannung! Wenn das passiert, sinkt auch die Spannung an der Rückkopplung über R5 + R4 und damit die Eingansspannung an + Eingang. Damit wird der Ausgang des LF357 wieder nach unten bewegt. Könnte passen. Die Rückkopplung mit 3+2M zu 20k macht einen Spannungsteiler von 250:1. Der OPV arbeitet aber mit Verstärkung +2, bezogen auf den + Eingang. Das müsste in Summe 125, wenn ich das auf die Schnelle mal aus der Hüfte schieße (???) CP07 ist nur ein Inverter mit V=-2.
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Noch ein paar Fehler ergänzt. Siehe grüne Markierungen.
Dieter D. schrieb: > Noch ein paar Fehler ergänzt. Siehe grüne Markierungen. Die meisten Fehler hatte ich schon behoben. Die Verbindung vom Feedback Pfad war relativ klar. D1 hat da auch nichts zu suchen. Beim Gate von Q1 und Q10 bin ich mir gerade wegen deiner grünen Kästen unsicher. Meinst du da kommt nun eine Verbindung hin oder nicht?
Alfred J. schrieb: > Meinst du da kommt nun eine Verbindung hin oder nicht? Unten ist die Verbindung zu viel. D1 ist eine ZD 10V. An der Stelle fehlt die zweite ZD 10V. Stattdessen kann auch eine Supressordiode 10V verwendet werden. Diese fehlen bei allen Mosfet.
Dieter D. schrieb: > Unten ist die Verbindung zu viel. Nö. Oben fehlt sie. R35 und R25 sind überflüssig.
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Falk B. schrieb: > Dieter D. schrieb: > >> Unten ist die Verbindung zu viel. > > Nö. Oben fehlt sie. > R35 und R25 sind überflüssig. Wieso ist R35 überflüssig und R26 dann wieder nicht?
Falk B. schrieb: > R35 und R25 sind überflüssig. Falsch, wenn dann R35 und R26. Es gibt zwei Varianten, die beide hier abgebildet sind. Einmal die Variante mit und ohne die Verbindung, dafür 2x die hochohmigen Widerstände in Reihe, oder die Mitkopplung des Kaskodenarmes über den Spannungsteiler R25:R24 von zirka 15%. Das bewirkt eine kleine Änderung der Kennlinie. Könnte sein das dieser Effekt den kleinen Unterschied zwischen p und n Typ einebnet.
Der Hauptnachteil dieser Schaltung ist, daß sie keine vernünftige Arbeitspunkteinstellung ermöglicht. Der Ruhestrom hängt von den zufälligen Gateschwellspannungen ab und die sind exemplar- und temperaturabhängig. D.h. bei Erwärmung geht der Ruhestrom schnell durch die Decke. Die komplett fehlende Schutzbeschaltung wurde ja schon genannt. Gerade bei Hochspannung muß man immer damit rechnen, daß auf der Lastseite Kurzschlüsse (Überschläge) auftreten können. Auch da P-FETs nur wenig spannungsfest sind, ist die Schaltung kaum praxistauglich.
Jetzt wäre die frage, ob man dieses Prinzip mit common source realisieren könnte aber trotzdem kaskadieren.
Steffen I. schrieb: > IL300 Aus dem Vishay Datenblatt: Maximum repetitive peak isolation voltage 890V. Ich erinnere mich an Probleme mit Temperaturdrift, Alterung und hochohmigem Design. Lass den IL300 bitte in seinem wohlverdienten Ruhestand. Da gibt es mit AMC1300 und den Verwandten des gleichen oder anderer Hersteller inzwischen wirklich besseres. viel Erfolg hauspapa
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Sooo, ich hab dann mal ein schon SEHR lange anstehendes "Projekt" umgesetzt und bin von meinem URALTEN PSpice 9.2 Student Edition endlich mal auf LTSpice XVII umgestiegen. Und es lief auf Anhieb relativ reibungsarm. OK, der Schaltplaneditor ist etwas gewöhnungsbedürftig, aber das ist OK. Also hab ich mal den chinesischen HV-Verstärker simuliert. https://www.edn.com/high-voltage-amplifier-uses-simplified-circuit/ Logisch, am Anfang ging kaum was gescheit. Also erstmal den Regler abgeklemmt und nur die Endstufe im Stellbetrieb angesteuert. Da erstmal die Kennlinie gemssen, viel zu steil und nichtlinear! Da braucht man eine Gegenkopplung. Also Stromgegenkopplung rein. Dann noch den Arbeitspunkt der beiden Polaritäten eingestellt, sodaß bei 0V Steuerspannung ca. 0,5mA Querstrom fließen. Dann den Regler wieder angeklemmt. Die Verdrahtung mit dem Sollwert am +Eingang ist korrekt, der Rest nicht so ganz. Denn damit ist die Spannungsverstärkung noch recht lastabhängig. Das ist nicht sinnvoll. Also auch hier leicht umgebaut. Und siehe da, Das Ding funktioniert zumindest in der Simulation recht passabel! Auch die Bandbreite ist mit ~1ms Anstiegszeit für den 1. Schuß ganz brauchbar. Wie die Chinesen auf angebliche 200kHz total power bandwidth kommen bleibt fraglich. Vermutlich meinen die eher Verstärkung-Bandbreiten-Produkt von 200kHz. Das ist bei einer Verstärkung von 100 und ~300Hz Bandbreite schon realistischer! Man kann die Schaltung sicher noch schneller machen. Dazu müßte man die Ansteuerung niederohmiger machen, sprich, R1-R8 verringern, ggf. auch R11, R12, R21 und R24. Wie funktioniert die Schaltung? Fangen wir bei vcon an. Das ist die Steuerspannung für die Endstufe. Diese wird über R11 in einen Strom gewandelt. M9 und M10 arbeiten in Gateschaltung, Source-Strom = Drainstrom, quasi als stromgesteuerte Stromquelle mit hoher Spannungsfestigkeit. Mit dem Strom wird an R12 ein Spannungsabfall erzeugt, welcher M5 steuert. R37 ist die Stromgegenkopplung, damit wird die Kennlinie linearisiert und flacher gemacht. M6-M8 arbeiten auch in Gateschaltung. Durch R5-R8 Wird die Spannung perfekt auf die 4 MOSFETs aufgeteilt (Symmetrierung). Die Endstufe ist invertierend, d.h. wenn die Steuerspannung nach oben geht, wird die MOSFET-Kette geschlossen und die Ausgangsspannung sinkt. Die negative Hälfte funktioniert identisch, nur mit umgekehrter Polarität. Diese Endstufe wird von U1 angesteuert. Das ist der Regler, welcher für die stabile Ausgangsspannung sorgt. Er arbeitet als invertierender Integrator, quasi als PI-Regler. Der IST-Wert der Ausgangsspannung wird über R25 und R27 im Verhältnis 100:1 geteilt, damit wird auch die Verstärkung definiert. Im eingeschwungenen Zustand liegen die beiden Eingänge von U1 auf 0V. U2 arbeitet als einfacher Inverter. Dessen Ausgangsspannung liegt invertiert links an R27 an, recht ist der virtuelle Massepunkt des OPV-Eingangs. Viel Spaß mit der Schaltung beim Simulieren und ggf. Nachbauen. Dazu braucht man aber noch mindestens an jedem MOSFET eine leckstromarme Z-Diode, denn sonst überlebt die Schaltung nicht mal das Einschalten. Eine PESD12VS1UA oder ähnlich wird empfohlen. Der maximale Ausgangsstrom wird durch R36 und R37 definiert. Der Ruhestrom wird über die Gatespannung von M9 und M11 eigestellt.
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https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/ Diese Schaltung ist trotzdem besser. - nur N-Kanal MOSFETS, die gibt es mit deutlich mehr Sperrspannung und deutlich größerer Auswahl - deutlich einfacherer Pegelwandler für die Ansteuerung, dadurch nahzu beliebig oft kaskadierbar, nur begrenzt durch die Spannungsfestigkeit des Optokopplers (bei größeren Spannungen >>1kV nimmt man Kunststoff-LWL, aka POF mit passenden Sendern und Empfängern, Z.B. SFH756 und SFH350) Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden! Die sind WICHTIG, wenn das Ding in der realen Welt ne Weile überleben soll! Ob die Arbeitspunkteinstellung mit den beiden Potis gut funktioniert, weiß ich nicht. Siehe Anhang.
Falk deine erste Schaltung gefällt mir besser. Optokoppler sind gartige Dinger und die altern. Würde ich wirklich nur benutzen wollen wenn es nicht anders geht. Beide Schaltungen driften allerdings heftig im Ruhestrom. Wie man das wegbekommt weiß ich auch nicht wäre aber interessant. Noch zu klären wäre der maximalstrom, der möglich ist. Irgendwie sind beide Schaltungen komische Lösungen wo absolut kein stabiler Arbeitspunkt möglich ist und somit real vermutlich alles nach 20 min in Rauch aufgeht. Das ist meiner Meinung nach bei EDN Schaltungen üblich.
Falk B. schrieb: > Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden! Diese würden direkt zwischen Gate und Source liegen. Wenn die 15V ausfallen knallt aber der Verstärker durch. Drum hast Du die ZD anscheinend hinter den Sourcewiderstand gehängt als Strombegrenzung.
Dieter D. schrieb: > Falk B. schrieb: > >> Allerdings fehlen in der Schaltung auch wieder die Z-Dioden! > > Diese würden direkt zwischen Gate und Source liegen. Wenn die 15V > ausfallen knallt aber der Verstärker durch. Drum hast Du die ZD > anscheinend hinter den Sourcewiderstand gehängt als Strombegrenzung. Das ding knallt eh durch.
Falk B. schrieb: > Jaja, die lieben "Experten" und ihre Meinungen . . . Vermutlich. Falk ist nicht auf drift im Ruhestrom eingegangen. Das knallt zwar nicht beim einschalten aber mit etwas Last und Zeit.
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Christoph B. schrieb: > Vermutlich. Falk ist nicht auf drift im Ruhestrom eingegangen. Das > knallt zwar nicht beim einschalten aber mit etwas Last und Zeit. Mag sein, das ist noch eine Baustelle. Aber anstatt zu Jammern und zu Motzen sollte man sich eher mal um Lösungsansätze bemühen. Siehe Anhang!
Die Gegenkoppelung der LTspice Schaltung mit dem 100 Ohm würde meiner Meinung nach schon vor zu hohem Drift schützen, denn wird der Ruhestrom größer wird aus der Spannungsabfall größer und Ugs kleiner und damit der Ruhestrom wieder kleiner. Gibt es dazu vielleicht noch eine elegantere Lösung als Widerstände zu benutzen um den Strom später mal höher auszulegen und nicht so viel in Widerständen zu verheizen?
Nachtrag: Ansonsten ein guter Thread und besonderen Dank an Falk, der hier mal eine simulierbare LTSpice Schaltung zur Verfügung gestellt hat.
Alfred J. schrieb: > Die Gegenkoppelung der LTspice Schaltung mit dem 100 Ohm würde meiner > Meinung nach schon vor zu hohem Drift schützen, denn wird der Ruhestrom > größer wird aus der Spannungsabfall größer und Ugs kleiner und damit der > Ruhestrom wieder kleiner. Das ist eine Möglichkeit. > Gibt es dazu vielleicht noch eine elegantere > Lösung als Widerstände zu benutzen um den Strom später mal höher > auszulegen und nicht so viel in Widerständen zu verheizen? Das ist eine lineare Endstufe, die verheizt so oder so genug an den Transistoren, da spielen die paar Volt Spannungsabfall an der Gegenkopplung keine Rolle. In der Simulation funktioniert die MOSFET-Kette bis runter auf knapp 15V Klemmenspannung, d.h. man bekommt aus 1000V Versorgung 985V Ausgangsspannung (98,5%), und das bei 100mA Ausgangsstrom. Das soll ein Rail to Rail OPV erstmal nachmachen! ;-)
Falk B. schrieb: > sollte man sich eher mal um Lösungsansätze bemühen. Dieter D. schrieb: > Wenn die 15V ausfallen knallt aber der Verstärker durch. Zur Beschreibung das Glas wäre halb leer hier die Variante das Glas ist halbvoll: Daraus folgt, diese Spannung (+/-15V) muss immer zuerst eingeschaltet werden und zuletzt ausgeschaltet werden gegenüber der Hochspannung.
Wie ist das eigentlich mit den LTSpice Modellen? Die stecken ja nicht in den .asc Dateien. In meinerm Verstärker habe ich einen MOSFET mit 1000V U_DS definiert. Das Modell hat aber niemand, der nur meine .asc Datei runterlädt. Wie kann man das sinnvoll transportieren? Meine gesamte Lib hier reinkopieren, wo 99% die vordefinierten Standardbauteile sind, ist eher sinnlos.
Stefan B. schrieb: > Optokoppler sind gartige Dinger und die altern. Vor allem aber sind die digit. Isolationsverst. (wie oben genannt) auch schon von Anfang an im Vorteil bzgl. Störunempfindlichkeit u. dank heutiger Fertigungsprozesse auch allem anderen. Dessen wird sich allerdings auch @Falk bewußt sein - und z.B. eine Kaskade für 60kV am liebsten nur digital ansteuern... um sich nicht unnötigerweise ein Ei zu legen damit. Stefan B. schrieb: > Irgendwie sind beide Schaltungen komische Lösungen wo absolut kein > stabiler Arbeitspunkt möglich ist und somit real vermutlich alles nach > 20 min in Rauch aufgeht. Das ist meiner Meinung nach bei EDN Schaltungen > üblich. Hmja, nicht ganz falsch. Obwohl der Redaktör Dir wohl entgegnen würde: "Sie wissen doch nur >>Design Ideas<< nicht korrekt zu deuten, werter Herr. Das ist von Zufallsusern für Zufallsfinder, und muß mit Vorsicht wie auch Sachkunde als reine Ideenquelle betrachtet werden - die auch mal Schrott enthalten könnte ... was natürlich seltenst vorkommt." Und was will man da noch sagen/dagegen machen...?
... schrieb: > Dessen wird sich allerdings auch @Falk bewußt sein - und z.B. eine > Kaskade für 60kV am liebsten nur digital ansteuern... um sich nicht > unnötigerweise ein Ei zu legen damit. Erwischt ;-) Aber es ist trotzdem ein Optoempfänger und kein neumodischer indukiver oder kapazitiver Digitalkoppler, denn für 60kV gibt es die nicht. SFH250 rulez!
Gibt es wirklich keine Zündtrafos für >60 kV? Bei einem weiten und langem UI-Kern könnte man doch die Sekundärwicklung so dick isolieren, daß sie durchschlagsfest ist. Bei einem Radar hat man doch auch Anodenpulse von >20 kV. Ich bitte um Aufklärung.
Falk B. schrieb: > https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/ Bei solchen Schaltungen rollen sich mir die Fußnägel auf. Die kann doch nie einer aufgebaut haben. Sobald ein Optokoppler sperrt, geht die U_gs des FETs ab durch die Decke und der schlägt durch. Ohne Deine roten Dioden überleben die nichtmal das Einschalten. Und wenn die +/-15V nicht rechtzeitig anliegen oder ausfallen, geht alles in Überstrom. Mit 2 Optokopplern in Gegentakt habe ich auch experimentiert. Das Problem ist die große Streuung und temperaturabhängigkeit. Entweder sperren beide Zweige, d.h. man hat Zacken im Nulldurchgang oder beide Zweige leiten zu sehr, d.h. man hat Überstrom und thermisches Durchgehen. Ich hab daher nur einen Optokoppler für den unteren Zweig und eine spezielle Stromquellenschaltung im oberen. Damit stellt sich der optimale Arbeitspunkt für den Optokoppler automatisch ein.
Habe die Spice Schaltung von Falk, danke für das Eingeben, ein bischen überarbeitet
Werner H. schrieb: > Gibt es wirklich keine Zündtrafos für >60 kV? Die gibt es, besser gab es, in HVDC-Anlagen zum Zünden der Thyristoren bevor es die Methode über das optische Zündverfahren mit LWL gab. Aber willst Du Dir wirklich so ein großes Ungetüm in Deine Werkstatt stellen? reihaus schrieb: > ein bischen überarbeitet Wäre nett, wenn Du für Jene ohne LTSpice (Mitleser am Tablet, Smartphone, usw.) einen Screenshot der aktuellen Schaltung hochladen könntest.
Falk B. schrieb: > für 60kV gibt es die nicht. Das hatte ich zwar auch nicht gedacht, aber es klang danach, ja. Ich formuliere um: "Falk steuert seine 60kV Kaskade vermutlich mit lauter LWL an." Genau das ist ja der Riesenvorteil der Kaskadierung: Die Kaskaden -und deren Ansteuerungen- können exakt identisch aufgebaut sein. Näher an GND was anderes zu verwenden (aus best. Gründen) würde ich bei "meinem" xx kV Konstrukt tunlichst vermeiden wollen.
Ich bin gerade auf diesen Thread gestoßen und bin an einem ähnlichen Problem. Ich möchte eine Quelle bauen, die mir 400Vpp erzeugt. Nun schaffe ich es aber selbst mit idealen Modellen nicht genügend Strom am Ausgang zu liefern. Anbei einmal die Schaltung und die DC Simulation. Kann mir vielleicht jemand einen Tipp geben was ich ändern könnte. Ich würde gerne bis 0.5A liefern können.
20 Stück HF-Power-Units kaskadiert - keine Raketentechnik mehr. Nur ans Schaltbild kommt man nicht so leicht. https://broadcasteurope.de/upload_dir/shop/Nautel-NX50_ss_1.5.pdf ciao gustav
Karl B. schrieb: > 20 Stück HF-Power-Units kaskadiert - keine Raketentechnik mehr. > Nur ans Schaltbild kommt man nicht so leicht. Ich denke nicht, dass ich mit dem Gerät weiter komme.
Gustav G. schrieb: > einen Tipp 1. Der Urspungs-Thead ist schon 3 Jahre alt. Mach einen neuen auf mit Link auf diesen. 2. Bei Apex ist einiges zu finden (nicht billig PA94) z.B. https://de.rs-online.com/web/p/operationsverstarker/7165974
Axel R. schrieb: > Kaskodenschaltung, wenn überhaupt. Auch in den Leistungshalbleitern, die scheinbar als Einzelbauteil hohe Spannungen ab können, sind oft bereits Kaskaden verbaut. Eine von uns entwickelte Hochvolt-Einheit geht bis 2kV, aufgeteilt auf 16 Einheiten mit jeweils 125V mit Reserve 25V, um bis zu 2 defekte Teile zu brücken und zu ersetzen. (14 x 145).
reihaus schrieb: > Kann man aber noch optiemieren. Gute Optimierung, 400V UGS - kommt sicherlich gut :-)
Gustav G. schrieb: > nbei einmal die Schaltung und die DC Simulation Deiner Schaltung fehlt die linearisierende Rückkopplung zum OPV.
:
Bearbeitet durch User
K. F. schrieb: >> nbei einmal die Schaltung und die DC Simulation > > Deiner Schaltung fehlt die linearisierende Rückkopplung zum OPV. Nö, der OP hat nur unnötigerweise anstatt einer direkten Verbindung den Netznamen "out" benutzt, siehe R10 oben. Kann man machen, ist aber dämlich.
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