Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Rauscharme JFETs im SOT23-Gehäuse


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von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Hi, kennt jemand, wie im Betreff, rauscharme JFETs im SOT23-Gehäuse, die 
noch aktuell produziert werden? Es gab mal die BF862 mit 1 nV/(sqrt(Hz), 
die sind leider nicht mehr lieferbar (oder kennt jemand noch eine 
Quelle?). Auch rauscharme JFETs im TO92-Gehäuse, wie der 2SK369 oder 
2SK170 scheint es nicht mehr zu geben (und die brauche ich auch nicht). 
Da stellt sich mir die Frage, ob die Welt keine rauscharmen JFETs mehr 
braucht :-(

InterFET hat meines Wissens nach noch welche - zu absurden Preisen...

DZDZ

von H. H. (hhinz)


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Für was für eine Anwendung?

von Alexander S. (alesi)


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Hallo,

https://www.segor.de/ hat JFETs. Ob da auch rauscharme dabei sind, 
müsstest Du selber schauen (in der Suche "jfet" eingeben und dann bis zu 
den Transistoren blättern).

von Heiner (Gast)


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2SK932. Ist aber auch abgekündigt und demnächst nicht mehr erhältlich.

https://www.mouser.de/datasheet/2/308/1/EN2841_D-2311052.pdf

von Clemens L. (c_l)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Da stellt sich mir die Frage, ob die Welt keine rauscharmen JFETs mehr
> braucht :-(

Anscheinend verkaufen sie sich nicht gut. Selbst für verbreitete OpAmps 
wie TL072 ist der "verbesserte" Nachfolger TL072H CMOS, natürlich mit 
mehr Rauschen.

Aber, ganz frisch: JFE150 (0.8 nV/√Hz), im SC70-Gehäuse.

von MaWin (Gast)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Hi, kennt jemand, wie im Betreff, rauscharme JFETs im SOT23-Gehäuse, die
> noch aktuell produziert werden

https://audioxpress.com/article/measurements-rate-new-smt-low-voltage-jfets-under-consistent-conditions-an-update-using-modern-jfets

von mitlesa (Gast)


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MMBF4416 aka 2n4416

Ob er noch produziert wird weiss ich nicht aber er ist in
Mengen verfügbar.

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Heiner schrieb:
> 2SK932

Genial, vielen Dank! Das war die Information, auf die ich ich nicht zu 
hoffen gewagt hatte. Lt. Datenblatt könnte der sogar noch etwas 
rauschärmer als der BF862 sein. Er ist sogar noch in verschiedenen 
Versionen ab Lager lieferbar. Von einer Abkündigung steht bei Mouser 
nichts und bei Onsemi sehe ich auch keinen Hinweis. Da wäre sogar die 
mittelfristige Zukunft gesichert 😃!

MMBF4416: Da finde ich keine Angaben zum Rauschen im Datenblatt. Lässt 
sich aber aus der Noise Figure berechnen - in der Annahme, dass bei 400 
MHz das gleiche wie im NF-Bereich gilt. Leider nicht Pin-kompatibel (ist 
halt ein HF-Transistor).

von mitlesa (Gast)


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Dann gäbe es noch den BF861.

von Alex (Gast)


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Moin,

Evtl. der CPH3910 ?

schönen Gruß,
Alex

von swl (Gast)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Da stellt sich mir die Frage, ob die Welt keine rauscharmen JFETs mehr
> braucht :-(

Aber klar braucht das die Welt. Texas Instruments hat 2021, also gerade 
kürzlich, zwei neue low-noise Audio JFETS vorgestellt

JFE150 - Ultra-Low Noise, Low Gate Current, Audio, N-Channel JFET
https://www.ti.com/lit/gpn/jfe150

JFE2140 - Ultra-Low Noise, Matched, Dual, Low-Gate Current, Discrete, 
Audio, N‑Channel JFET
https://www.ti.com/lit/gpn/jfe2140

nicht ganz billig, aber verfügbar.

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Lauter gute und interessante Tipps. Nur mit ein bisschen "aber":

BF861 kannte ich nicht. Abgekündigt, noch lieferbar, scheint ein BF862 
mit geringerer Cut-Off-Spannung und damit geringerem IDrain @ UGS = 0 zu 
sein, was zu etwas höherem Rauschen führt.

CPH3910 ist, wie der MMBF4416, als HF-Transistor nur mit einer 
Rauschzahl spezifiziert, von der ich nicht weiß, ob ich sie mit gutem 
Gewissen in die nV/sqrt(Hz) für den NF-Bereich, um den es mir geht, 
umrechnen kann.

JFE150 ist wirklich gut - nur beim Preis muss ich mehrfach trocken 
schlucken.

JFE2140 ist als gepaarter JFET sehr interessant, zurzeit (bei Mouser) 
nicht lieferbar, und nur als Reel (2500) bestellbar. Die Eigenschaften 
würden den hohen Preis rechtfertigen, wenn man sie braucht und was für 
mich auch der Fall werden könnte.

Bleibt mein Favorit der 2SK932, bei dem ich zumindest noch kein "Aber" 
gefunden habe.

Leider gibt es bei den Parametersuchen den Parameter "Noise" nicht, oft 
wird nur "Low Noise" geschrieben, aber nicht im Datenblatt spezifiziert 
- warum auch, es sind dann Schalttransistoren. Also hilft mir, außer 
tausende von Datenblättern nur Fragen und Hoffen auf Erfahrungen - und 
ich habe mich über die Antworten gefreut. Danke!

von Peter D. (peda)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> JFE150 ist wirklich gut - nur beim Preis muss ich mehrfach trocken
> schlucken.

2,84€ ist doch nicht teuer für sowas exotisches.

von Uwe B. (Firma: TU Darmstadt) (uwebonnes)


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Meine Notizen:
BF862 Ersatz: 2SK2394, CPH3910

BF862        20V             35mS min 45mS typ  ciss=10pF Crss=1.9pF S/D 
interchangeable

2SK2394      15V  6 to 32 mA  38 mS ciss=10pF  Crss=2.9pF CP package
NSVJ 2394SA3 15V 10 to 32mA   38 mS ciss=10pF  Crss=2.9pF soll der neue 
rauscharme sein.
NSVJ 3557SA3 15V 10 to 32 mA  35 mS ciss=10pF  Crss=2.9pF
CPH 3910     25V 20 to 40 mA  40 mS                       CPH3-Gehäuse
NSVJ 3910SB3 25V 20 to 40 mA  40 mS ciss=6pF   Crss=2.3pF
MCH 3914     15V 16 to 50mA   29 mS ciss=4.9pF Crss=1.4pF MCPH3-Gehäuse, 
klein

von H. H. (hhinz)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> NF-Bereich, um den es mir geht

Doch noch...

Dann auch BSR57 und BSR58 von Onsemi nicht vergessen.

von Arno H. (arno_h)


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Auf Seite 3 des 2SK932-DB ist ein Diagramm des Rauschverlaufs. Für NF 
scheint mir das Knie zwischen 500 und 1000Hz kein tolles Merkmal zu 
sein. Berauschend passt da eher.

Arno

von Developer (Gast)


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von Hannes (Gast)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> kennt jemand, wie im Betreff, rauscharme JFETs im SOT23-Gehäuse, die
> noch aktuell produziert werden? Es gab mal die BF862 mit 1 nV/(sqrt(Hz),
> die sind leider nicht mehr lieferbar

Welcher Frequenzbereich ist für Dich interessant? Die voltage noise 
density bei 1kHz muss nicht die gleiche sein wie bei 1Hz.

Fantastische nV/sqrt(Hz)-Werte bringen Dir wenig, wenn der flicker noise 
unter 10kHz dominiert.

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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H. H. schrieb:
> Doch noch...
Ja, das hätte ich vorher erwähnen sollen.
> Dann auch BSR57 und BSR58 von Onsemi nicht vergessen.
Wenn ich nichts übersehen habe(!), steht im Datenblatt nichts zu 
diesbezüglichen Daten. Weder Rauschzahl noch Spektrum.
NXP: "The transistors are intended for low-power, chopper or switching 
applications in industrial service."
Onsemi: "This device is designed for low−power chopper or switching 
application sourced from process 51"

Arno H. schrieb:
> das Knie zwischen 500 und 1000Hz kein tolles Merkmal
und:
Hannes schrieb:
> Fantastische nV/sqrt(Hz)-Werte bringen Dir wenig, wenn der flicker noise
> unter 10kHz dominiert.
Ja, das ist mir bekannt. Üblicherweise geht es bei unter ~1000 Hz 
aufwärts, sowohl bei JFETs als auch bei JFET-Op-Amps. Bei Audio ist das 
nicht schön, aber auch nicht tragisch, denn bei unbewertetem (20 Hz - 20 
kHz) Rauschen ändert sich an der Rauschleistung nur wenig  und bei 
A-bewertetem eher gar nichts. Höher als 1 kHz habe ich noch nicht 
gesehen.

Interessante, aber teure und exotische Ausnahme: Der LSK170 hat lt. 
Datenblatt seinen Knick bei ~100 Hz. Beim 2SK170 liegt eher bei 1000 Hz. 
Schummelt da jemand? Oder ist da ein Super-Geheimtipp für Anwendungen 
bei tiefen Frequenzen?

Uwe B. schrieb:
> NSVJ 2394SA3 ... soll der neue rauscharme sein.
Wie bei allen HF-JFETs ist nur eine Rauschzahl angegeben. Allerdings 
auch ein Spektrum der Rauschzahl, also lässt es sich prinzipiell in ein 
Rauschspannungsspektrum umrechnen. Dabei komme ich allerdings auf keinen 
besonders guten Wert:
NF = bei 1000 Ohm entspricht ~2,1 nV/sqrt(Hz)  (wenn ich mich nicht 
verrechnet habe).

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Korrektur:

Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> NF = bei 1000 Ohm entspricht ~2,1 nV/sqrt(Hz)  (wenn ich mich nicht
> verrechnet habe).
NF = 1 dB bei 1000 Ohm entspricht ~2,1 nV/sqrt(Hz)  (wenn ich mich nicht 
verrechnet habe).

von H. H. (hhinz)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
>> Dann auch BSR57 und BSR58 von Onsemi nicht vergessen.
> Wenn ich nichts übersehen habe(!), steht im Datenblatt nichts zu
> diesbezüglichen Daten. Weder Rauschzahl noch Spektrum.

Ja, das ist ärgerlich. Die sind aber in der Tat rauscharm (bzgl Audio), 
BTDT.

von Rainer V. (a_zip)


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H. H. schrieb:
> Für was für eine Anwendung?

Ja, das würde mich auch interessieren. Die ganzen Vorverstärker, die mit 
Parallelschaltung arbeiten, egal ob JFet oder BJT, bringen doch nur 
weitere Probleme rein. Und wenn du bei einem 
(Selbstbau)-Präzisionsverstärker tatsächlich Rauschen messen (!) willst, 
dann hast du doch ganz andere Sorgen, als einen rauscharmen JFet zu 
finden.
Gruß Rainer

von Cartman (Gast)


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> Es gab mal die BF862

Wer schlau war, hat welche eingelagert.
Die Steilheit ist auch schwer zu uebertreffen!

von Hannes (Gast)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Interessante, aber teure und exotische Ausnahme: Der LSK170 hat lt.
> Datenblatt seinen Knick bei ~100 Hz. Beim 2SK170 liegt eher bei 1000 Hz.
> Schummelt da jemand? Oder ist da ein Super-Geheimtipp für Anwendungen
> bei tiefen Frequenzen?

Ich hatte in die Richtung mal recherchiert, ist aber schon viele Jahre 
her. Ich meine mich dunkel zu erinnern, dass ich was mit SK170 auf'm 
Schirm hatte. Stellte sich dann raus, dass das Teil irre 
Eingangskapazitäten aufwies ...

BJT's hatten sich dann für meiner Anwendung als mehr geeignet 
herausgestellt. Bin damals am LM394 (Supermatch Pair) hängen geblieben 
wegen f < 1Hz.

Metal Can war besser als Molded - hab nie raus gefunden wieso. Heute 
absolut obsoletes Teil. Sollten dir welche zulaufen, bitte lieb 
behandeln.

Rauschmessung ist einfacher als man denkt, sofern du einen brauchbaren 
FFT-Analyzer hast. Ich hatte damals 'nen hp 3582A. Heute tut's wohl eine 
bessere 16bit ADC-Karte - und ocatve ist dein Freund.

Und nicht vergessen, über'm Daumen: 128pV*sqrt(R) ...

von Rainer V. (a_zip)


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Hannes schrieb:
> sofern du einen brauchbaren
> FFT-Analyzer hast. Ich hatte damals 'nen hp 3582A. Heute tut's wohl eine
> bessere 16bit ADC-Karte - und ocatve ist dein Freund.

Firlefanz...Ja, jede "bessere" Soundkarte...man oh man, jede Soundkarte 
macht über 20KHz zu! Und das paßt ja auch zum HP...und bevor du jetzt 
schreist...auch jeder 16bit-AD-Wandler holt da keine Kuh vom Eis!! Bevor 
du überhaupt 2Bit digital gewandelt hast, ist deine Rauschmessung schon 
Geschichte! Was immer du damals auch mit deinem HP gemacht hast...ich 
will jetzt nicht mal raten.
Rainer

von Gerhard H. (ghf)


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Cartman schrieb:
>> Es gab mal die BF862
>
> Wer schlau war, hat welche eingelagert.
> Die Steilheit ist auch schwer zu uebertreffen!

Die Steilheit ist sicher leicht zu übertreffen, das
Verhältnis Steilheit zu Eingangskapazität ist aber
sehr ordentlich.

Die Kennlinien habe ich am letzten Wochenende gemessen.

(Wer den Locky-Z curve tracer kauft, kann sich beim
User-Interface auf Chinesisch + Google-Übersetzung freuen.)

Ich hab' mal ein gutes Dutzend IF3602 gekauft, das war
der absolute Schuss in den Ofen. Eine Menge € versenkt für nix.
Es gibt so seit 1-2 Jahren ein neues Datenblatt, das ist immer
noch recht optimistisch.

Mit 16 * CPH3910 (oder NSVJ3910, ist anscheinend das gleiche
wie im etwas dickeren CPH-Gehäuse, beide praktisch SOT-23)
komme ich so auf 320 pV/rtHz, etwas schlechter als die Simulation.
Die sagt 270 pv/rt Hz.

n * cph3810 schwingt gerne > 650 MHz, Ferrit & Collector
abblocken ist Dein Freund.

Die neuen von TI finde ich nicht so interessant. Zuviel Ciss
für das gm, das geboten wird. Digikey hat 1600 auf lager, Stand
letzte Woche. Aber wie beim Interfet stimmt Preis/Leistung nicht,
wenn auch nicht ganz so schlimm.

CPH3910 ist für mich zur Zeit der sweet spot.

: Bearbeitet durch User
von Gerhard H. (ghf)


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Rainer V. schrieb:
> H. H. schrieb:
>> Für was für eine Anwendung?
>
> Ja, das würde mich auch interessieren. Die ganzen Vorverstärker, die mit
> Parallelschaltung arbeiten, egal ob JFet oder BJT, bringen doch nur
> weitere Probleme rein.

Nein, die Parallelschaltung bringt nur mehr gm und weniger Rauschen.
Das Problem ist die übliche Rückkopplung über einen lahmen Op-amp in
die Source. Wenn man die Rückkopplung aufmacht, dann werden die
Verstärker handzahm.

Die übliche Rückkopplungsarchitektur erzeugt einen negativen Realteil
der Eingangsimpedanz bei ~100 KHz, und mit geeigneter induktiver
Quelle schwingt das Ganze. Bei 100 KHz hilft auch kein Ferrit am Gate.


> Und wenn du bei einem
> (Selbstbau)-Präzisionsverstärker tatsächlich Rauschen messen (!) willst,
> dann hast du doch ganz andere Sorgen, als einen rauscharmen JFet zu
> finden.

Nein, das bringt einen schon mal ein ganzes Stück weiter.

: Bearbeitet durch User
von Rainer V. (a_zip)


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Gerhard H. schrieb:
> Nein, das bringt einen schon mal ein ganzes Stück weiter.

Ja, und abgesehen, das du nicht der TO bist, ist das alles jetzt 
Geschwurbel..
Rainer

von Gerhard H. (ghf)


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Rainer V. schrieb:
> Gerhard H. schrieb:
>> Nein, das bringt einen schon mal ein ganzes Stück weiter.
>
> Ja, und abgesehen, das du nicht der TO bist, ist das alles jetzt
> Geschwurbel..
> Rainer

Hast DU nicht nur raines Geschwurbel abgesetzt? Ohne jegliche
harte Fakten? Was hat das damit zu tun, ob ich der TO bin?
Hast du jemals was gebaut auf dem Sektor?
Glaubst du im Ernst, dass ein Agilent 89441A das Rauschen "verpasst"
bevor er auch nur 2 Bit konvertiert hat?

----
@DZDZ: der LSK170 gilt gemeinhin eher als nicht ganz gelungener
Nachbau des Toshiba 2sk170 und ist wohl auch nicht wirklich
zu haben.  Aber auch die Toshibas bekommt man nur noch aus nicht
sehr vertrauenswürdigen Quellen.
Disclaimer: LSK170 hatte ich bisher selber noch nicht.

Pic: 16 * CPH3910, 330 pV/rtHz

16*Zetex BJT, 70 pV/rtHz nach ArtOfElectronics III, 70 pV/rt Hz,
aber halt bipolar mit Rauschstrom, was bei Kreuzkorrelation stört.

: Bearbeitet durch User
von Rainer V. (a_zip)


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Gerhard H. schrieb:
> Glaubst du im Ernst, dass ein Agilent 89441A das Rauschen "verpasst"
> bevor er auch nur 2 Bit konvertiert hat?

Ja, mein lieber Freund...das was dich diskreditiert ist, dass du hier 
aufschlägst und völlig außer der Reihe "tolle Meßtechnik" zeigst! Aber 
wofür! Ich habe ja nicht bestritten, dass JFets gebraucht werden 
könnten...die Hersteller sehen das aber ganz offensichtlich anders!! Und 
Meßtechnik wofür ... wobei?!
Gruß Rainer

von Abdul K. (ehydra) Benutzerseite


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Rainer V. schrieb:
> man oh man, jede Soundkarte macht über 20KHz

Du hast diesbezüglich keine Ahnung! Such mal nach EMU0202 und ASIO...

von Mark S. (voltwide)


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Auch von anderen Dingen hat er keine Ahnung. Aber immer erst mal ne 
große Klappe.

: Bearbeitet durch User
von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Ach Kinder, beruhigt euch doch mal. Jeder hat so seiner Erfahrungen, und 
niemand ist allwissend. Aber prinzipiell ist die Diskussion interessant.

Auch ich betreibe die BF862 parallel, 6 Stück (mehr möglich, aber noch 
nicht versucht), mit weiteren Bipolaren und einem Op-Amp im Ausgang. Ich 
komme auf 0,41 nV/sqrt(Hz) und eine Kleinsignal-Bandbreite von > 1 MHz 
bei 60 dB, und > 4 MHz bei 40 dB Verstärkung.

Weil die Gegenkopplung auch bei mir auf die Sourcen geht und in den 
Drains eine Kaskoden-Stufe liegt, bleibt die (komplexe) 
Eingangskapazität im niederfrequenten Bereich sehr klein. Im 
Audio-Bereich bei ~5 pF(!).

Meine ADCs samplen bis 192 kHz, also kann ich FFTs bis knapp 100 kHz 
machen. Wobei, typisch für die meisten Audio-ADCs, das Wandlerrauschen 
ab ~40 kHz drastisch ansteigt (Noise Shaping). Das stört allerdings in 
den seltensten Fällen. (Und wenn ich so einen ADC übertakte, was nicht 
immer funktioniert, geht das auch erst bei ~80 kHz los.)

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Ich war ja anfänglich vom Tipp zum 2SK932 begeistert und dachte, dass 
der < 1 nV/Sqrt(Hz) liefert. Jetzt muss ich aber erkennen, das ich in 
meiner Euphorie überstehen habe, dass das Diagramm auch nicht UNoise, 
sondern nur die NF zeigt. Wenn ich daraus UNoise versuche zu berechnen, 
komme ich auf eher die doppelte Rauschspannung, und das auch noch 
abhängig von der angegebenen Quellimpedanz. Das passt gar nicht.
Rechnung: UNoiseFET = sqrt((UNoiseRg * 10^(NF/20))^2 - UNoiseRg^2)

Zum CPH3910 finde ich nur eine NF ohne Angabe, auf welche Quellimpedanz 
das bezogen ist. 2,1 dB wäre sehr gut bei 50 Ohm (~0,7 nV/sqrt(Hz)). 
Oft wird die NF aber bei 1000 Ohm angegeben, da wäre es lausig (~3,2 
nV/sqrt(Hz)). Die 0,33 nV/sqrt(Hz), die Gerhard mit 16 Stück erreicht 
hat, wären dann auch nicht möglich. Theoretisch wäre das nur mit ~1,3 
nV/sqrt(Hz) erreichbar, in der Praxis muss es weniger sein.

Sofern ich mich nicht geirrt habe oder es neue Informationen gibt, 
bliebe da nur noch der teure JFE150.

von Peter D. (peda)


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Gerhard H. schrieb:
> Pic: 16 * CPH3910, 330 pV/rtHz
>
> 16*Zetex BJT, 70 pV/rtHz nach ArtOfElectronics III, 70 pV/rt Hz,
> aber halt bipolar mit Rauschstrom, was bei Kreuzkorrelation stört.

Ich muß da auch mal fragen, wofür verwendet Ihr sowas?

Wenn ich mal an meine Tonbandzeit zurück denke, war das Rauschen eines 
gelöschten Bandes höher, als das der NF-Stufe und das war nur ein 
simpler BC239. Später mit Dolby hat man ja eh getrickst und das Rauschen 
einfach abgeregelt.
Und heute für die digitale Wiedergabe braucht man keine rauscharmen 
Vorverstärker, die DACs liefern genug Spannung.

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Na ja, wenn man nur mit Audio und nur mit hochpegeligen Signalen zu tun 
hat, braucht man es natürlich nicht. In der modernen Heimelektronik gibt 
es keine niedrigpegeligen Signale mehr - nicht von einer Antenne und 
auch nicht von irgendeinem Speichermedium.

Aber du kannst dir doch sicherlich vorstellen, dass es in der Welt der 
Elektronik auch sehr viel kleine Signale gibt, bei denen durch einen 
Verstärker hinzugefügtes Rauschen möglichst zu vermeiden ist.

Aber auch in der Audiotechnik kann ich dir Beispiele nennen: Moving-Coil 
Tonabnehmer haben eine sehr kleine Ausgangsimpedanz, die leicht unter 
0,5 nV/sqrt(Hz) liefert, und die Signale sind auch klein und müssen hoch 
verstärkt werden. Normale Entzerrerverstärker schaffen das nicht, 
deswegen werden gerne Trafos dazwischen geschaltet, um wenigstens mehr 
Spannung zu bekommen. Aber auch Trafos haben Nachteile. Ja, nach deiner 
Argumentation hat das eh keinen Sinn, weil das Rauschen der Platte 
selber höher ist (stimmt) und wer hört überhaupt noch Schallplatten! Ok. 
In dem Sinne darf der Störabstand auch noch kleiner sein, weil meistens 
hört man das Rauschen der Platte oder sonst wo her sowieso nicht.

Die Leute in den Studios sehen das ganz anders. Und die möchten, dass 
die Signale von dem Mikrofonen wenig verfälscht werden und geben viel 
Geld dafür aus. Ein dynamisches Mikrofon erzeugt mehr Rauschen (~1,4 
nV/sqrt(Hz)) als ein guter Vorverstärker , aber bei einem 
Bändchenmikrofon sieht das schon ganz anders aus. Dennoch freut sich der 
Toningenieur, wenn der Vorverstärker auch bei dynamischen Mikrofonen in 
nicht nennenswerten Maße eigenes Rauschen hinzufügt.

Das war jetzt nur Audio, aber die Welt der Elektronik ist viel größer. 
Da lief mir z. B. eine Anwendung über den Weg, bei der beim Hersteller 
das Strom-bedingte Spannungsrauschen auch von niederohmigen Widerständen 
bestimmt werden sollte. Da hätte man gerne Vorverstärker mit 0,0 
nV/sqrt(Hz) Rauschspannung. Geht aber nicht.

von Gerhard H. (ghf)


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Win Hill hat den Zetex-Verstärker für ein Bändchen-Mikrophon 
vorgeschlagen, allerdings zur Vermeidung des riesigen 
Eingangskondensators als Differenzverstärker, was dann allerdings 
insgesamt 64 Transistoren erfordert. Ich habe mich mit single-ended 
begnügt und den grossen Eingangskondensator in Kauf genommen. Der muss 
viel größer sein als man es für den unteren f-3dB-Punkt gewohnt ist. Bei 
f-6dB ist Xc = Rin, wobei Rin in erster Näherung das Transistor-Bias 
Netzwerk ist.

Das rauscht aber viel mehr als der Transistor selbst, typ. 10 KOhm.
Andererseits muss das DUT bei diesen Rauschspannungen schon sehr 
niederohmig sein. Bereits ein 60-Ohm-Widerstand erzeugt selber bei 
Raumtemperatur 1nV/rtHz. Die Idee ist, das Biasrauschen durch das 
niederohmige DUT kurzzuschließen. Der Eingangskondensator muss dann 
unglaublich groß sein.

Das hat die unangenehme Folge, dass es gefühlt Monate dauert bis sich 
der Kondensator aufgeladen hat und dass man die BE-Sperrschicht der 
Eingangstransistoren zer-zenern kann wenn man bei geladenem Kondensator 
den Eingang an Masse legt. Das war's dann für die Transistoren mit gutem 
Beta und der Rauscharmut. Funktionieren tun sie immer noch, nur 
schlechter, so dass man das meist nicht mal gleich merkt.

Da ist man mit JFETs besser bedient. Die Gates halten meist -20 V aus
und 10 mA in Vorwärtsrichtung. Zusammen mit einem 10uF-Kondensator ist 
das harmlos, schon gerade beim geteilten Leid für ein Dutzend FETs. Das 
Spannungsrauschen des 10Meg-Eingangswiderstandes sieht im 1. Moment 
erschreckend aus, lässt sich aber um so einfacher durch das DUT 
kurzschliessen.

OK, an die 70 pV/rtHz wird man mit FETs nicht rankommen, aber 330 
pV/rtHz sind auch schon deutlich besser als die meisten Messobjekte, so 
dass man sich beim Messen von Versorgungs- oder Steuerspannungen für 
uWellen-VCOs o.ä. keinen Gedanken mehr über den Rauschbeitrag des 
Messgerätes mehr machen muss. Oder beim Phasenrauschen-Messen mit 
Ringmischern. Das wird erst mit Kreuzkorrelation gut, da will man nicht 
schon davor auf der Strecke bleiben.

Gerhard

ps
Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?

: Bearbeitet durch User
von Rainer V. (a_zip)


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Gerhard H. schrieb:
> Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?

ach ja...bist du TO??

von Gerhard H. (ghf)


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noch ein paar factoids:

Wenn beim FET-Verstärker unangemessen viel Spannung über dem 
10Meg-Bias-R abfällt, dann schwingt die Stufe vermutlich. Das scope & 
Tastkopf ist dann zu langsam um das zu sehen.

Ich habe bei meinem Verstärker einen Fensterkomparator, um den 
Arbeitspunkt zu checken. Wenn man 12V an den Eingang des Verstärkers 
klemmt, dann stimmt der AP bei weitem nicht und ich reduziere die 10 Meg 
temporär per Reed-Relais auf 10K. Dann geht das Aufladen der 
Eingangskondensators zumindest am Anfang wesentlich schneller.

Ich habe am Eingang des Verstärkers einen zuschaltbaren 
60-Ohm-Widerstand. Der liefert bei Raumtemperatur 1nV/sqrt Hz. Damit 
kann man sich ganz gut orientieren, ohne auch nur die Verstärkung 
richtig genau zu wissen oder einen zugesetzten bekannten Sinus auf die 
Bandbreite zu normalisieren.

Jemand bei MaxPlank/Philips (?) hat was veröffentlicht über 400 
parallele BF862 in einem Computertomographen. Das dürfte wohl der 
vorläufige Rekord sein.

: Bearbeitet durch User
von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Gerhard H. schrieb:
> Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?
Hmmm - welche Art Meldungen meinst du? Ich weiß, du bist sehr erfahren, 
ich schätze deine Antworten, sie sind m. E. sehr qualifiziert und ich 
habe mich auch schon darauf bezogen.

Allerdings das habe ich nicht verstanden:
Gerhard H. schrieb:
> Da ist man mit JFETs besser bedient. Die Gates halten meist -20 V aus
> und 10 mA in Vorwärtsrichtung.
Meintest du, dass einen Koppel-Elko beim JFET-VV erforderlich ist? Der 
JFET rauscht bekanntlich am wenigsten, wenn die UGS = 0 ist, so dass im 
Gegensatz zum BJT der Eingang auf 0 V liegen kann. Ich hatte mal einen 
Versuch mit richtig dicken Elkos im Source gemacht, also die übliche 
Gegenkopplung, aber das war Mist. Jetzt ist die Vorstufe DC-gekoppelt, 
die Gegenkopplung für den Arbeitspunkt erfolgt erst dahinter während die 
Gegenkopplung, die die Verstärkung bestimmt, nach wie vor an den Sourcen 
erfolgt. Bei unteren Grenzfrequenzen im Hz-Bereich ist mein größter Elko 
22 µF.

Wenn schon ein "großer" Elko, dann doch in der Source-Gegenkopplung, 
aber nicht im eher hochohmigen Eingang?

VY73, DZDZ

von Gerhard H. (ghf)


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Wenn man hier wirklich eingeloggt ist und nicht nur Gast, dann bekommt 
man auf Wunsch eine email geschickt wenn in einem "beobachtetem" thread 
jemand was postet. Dann kann man flüssig drauf antworten und nicht erst, 
wenn man in 14 Tagen zufällig wieder vorbeischaut.

Dem Max Plank weiter oben kaufe ich noch ein "c", sorry.

--

Das Rauschen eines FETs wird weitgehend vom Verhältnis von gm 
(Steilheit) zu Eingangskapazität bestimmt. Zuzüglich gibt es Rauschen 
aus Dreckeffekten wie avalanche ionization im Kanal. Das ist beim BF862 
zum Beispiel ziemlich schlimm wenn Vds > 5V ist. Eine Cascode verhindert 
das zuverlässig.

gm steigt beim FET etwa mit der Wurzel des Stroms im Kanal und das 
Spannungsrauschen des FETs wird besser mit der Wurzel aus gm.
Das Spannungsrauschen des FETs wird also besser mit der 4. Wurzel des
Drainstroms. Das ist nicht gerade ein deutlicher Effekt.

Bei Gatespannung = 0V stellt sich üblicherweise der höchstmögliche Strom
IDss ein. Das wäre dann tatsächlich der Arbeitspunkt mit dem besten 
Rauschen, aber der Preis beim Arbeitsstrom ist unangemessen. Man kommt 
besser weg, wenn man mehr Transistoren parallelschaltet weil sich die 
Steilheiten dann addieren, und man bekommt mit 16 Transistoren 4-mal 
besseres Spannungsrauschen.

Das Rauschen der Sourcewiderstände für die Arbeitspunkteinstellung 
addiert
sich geometrisch zu dem des Transistors. Wenn man das unterdrücken will, 
dann werden die Überbrückungs-Kondensatoren auch schnell unhandlich.
---

Für einen Messverstärker braucht man eben Eingangskondensatoren weil die 
wenigsten interessanten Messobjekte auf 0V zentriert sind. Wenn das noch 
mit Folienkondensatoren abgeht, dann braucht man sich wenigstens keine 
Gedanken um die Polarität machen.

--
Ich habe übrigens mal versucht, für einen gegenkopplungsfreien 
Verstärker
den Sourcestrom einzuprägen, damit mir nicht die Verstärkung über der 
Temperatur wegläuft. Die gates etwa auf GND+-Signal, die Stromquelle in 
die Source erzwingt dann seine Sourcespannung von -0.5V bis es passt. 
Man braucht eben fette Kondensatoren um AC-mäßig die Sourcen an Masse zu 
haben.
Das war ein Fiasko. Man sieht am Ausgang des Verstärkes jedes Elektron 
das sich mit dem Reststrom durch den Elko davonmacht. Das ergibt einen 
Rauschanstieg zu tiefen Frequenzen hin mit 1/f**3 oder 1/f**4.

Das Theater geht bei Organic Polymer Elkos schon bei > 1 KHz Eckfrequenz 
los, bei richtig guten 20V-Alu-Elkos bei 100 Hz und bei wet slug Tantal 
(100€ für 4700uF/25V) unter 10 Hz. Das ging garnicht. :-(

--

Die Einzelheiten zum FET stehen in "Cobbold: Theory and Applictions of 
Field-Effect Transistors", Wiley-Interscience. So genau will das 
unsereiner gar nicht wissen; das ist wie Trinken aus dem Hydranten.

: Bearbeitet durch User
von Jens G. (jensig)


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Rainer V. schrieb:
> Gerhard H. schrieb:
>> Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?
>
> ach ja...bist du TO??

Dümmer geht's nimmer - auch ich beobachte den Thread, bin kein TO, und 
bekomme Meldungen ...

von Gerhard H. (ghf)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Wenn schon ein "großer" Elko, dann doch in der Source-Gegenkopplung,
> aber nicht im eher hochohmigen Eingang?

Nein, nein, schon im Eingang. Man muss das Rauschen des Bias-Netzwerks 
(10K typ.) durch das niederohmige DUT (device under test) 
kurzschliessen. Wenn man 1nV/rtHz messen will, dann muss die Quelle < 60 
Ohm sein, sonst rauscht sie thermisch schon mehr. Und das Xc des 
Koppelkondensators muss nochmal deutlich kleiner sein, sonst klappt das 
mit dem Kurzschließen nicht.

Auf dem Bild weiter oben mit den 16 Zetex-Transistoren auf Lochraster 
kannst Du 10 Stk. 1000uF-Kondensatoren im Eingang zählen.

Nur für den -3 dB-Punkt reicht ein Kondensator mit einem Xc von ca 10K. 
Das ist 2-3 Größenordnungen weniger C. Mir hat das Scott Wurcer 
klargemacht (der hat den AD797 bei AD gemacht). Ich habe ihn auf einer 
Audiowebsite getroffen und ihm ist auf den 1. Blick aufgefallen, dass an 
meinem Verstärker mit den 20 parallelen ADA4898 was faul war. Das 
Rauschen stieg unten steiler als 1/f an, weil ich nur ~ 100 uF Folie im 
Eingang hatte. Leider war er zu dezent; ich habe erst Monate später 
gecheckt was er gemeint hatte. Deshalb reite ich jetzt hier etwas drauf 
rum.

Das ist der Unterschied, wenn man das thermische Rauschen eines 
50/60-Ohm Widerstandes vor oder nach dem Koppelkondensator misst:
< 
https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/24995279273/in/album-72157662535945536/ 
>
Rauschanstieg 10 dB/Dekade oder 30 dB/Dekade.

: Bearbeitet durch User
von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Hallo Gerhard, erst mal nur eine kurze Antwort. Nicht alles, was du 
schriebst war mir klar, aber fast alles. Ganz so tief stecke ich nicht 
in den Details. Ich fürchte, dass wir vielleicht aneinander vorbei reden 
(bzw. schreiben). Deswegen lasse ich dir mal die Schaltung und 
Beschreibung meines VVs zukommen. Ich weiß ja, wie ich dich erreichen 
kann (GHF).

VY73 de DZDZ

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


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Gerhard H. schrieb:
> noch ein paar factoids ...

Sehr interessant.

Für alle die nicht ganz so tief in der Materie stecken, hier ein guter 
Bericht, der die Grundlagen parallel geschalteter JFETs samt Rauschen, 
Eingangskapazitäten, Kaskadierung, usw. am Beispiel 2SK170/246 
beleuchtet:

https://audioxpress.com/article/JFETs-The-New-Frontier-Part-1

(1st published in Audio Electronics, 1999)

Auch eine gute Übersicht über das Rauschen bei Bipolartransistoren und 
JFETs:

http://www.elektronikinfo.de/strom/transistorrauschen.htm

von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> lasse ich dir mal die Schaltung und Beschreibung meines VVs zukommen.

Würde die Allgemeinheit sicher auch interessieren, wirst Du vermutlich 
nicht im Detail veröffentlichen wollen? Aber vielleicht ein paar 
Eckdaten,

von Matthias S. (Firma: matzetronics) (mschoeldgen)


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Für den Verstärker in meinem Gibson Bass habe ich übrigens mal aus einer 
Schütte mit rund 200 Stück originaler Toshiba 2SK30A einige Exemplare 
ausgemessen. Am meisten erstaunte mich die riesige Streuung bei 
Steilheit und Rauschen, obwohl die alle aus dem gleichen Lot stammten. 
Also obacht, es kann streuen.
Gibt es wirklich Bändchen Mikrofone ohne eingebauten Übertrager?

von Mark S. (voltwide)


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Bei den alten Generationen aus der Zeit der BF245, BC264 etc kenne ich 
auch enorme Streuungen und auch eher geringe Steilheiten. Die 2SK170 
sind da schon mal ne ganze Klasse besser.

von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Mohandes H. schrieb:
> Würde die Allgemeinheit sicher auch interessieren, wirst Du vermutlich
> nicht im Detail veröffentlichen wollen? Aber vielleicht ein paar
> Eckdaten

Richtig, nicht so gerne, aber das Prinzip kann ich ja mal zeigen. Einige 
wichtige Teile sind nicht beschrieben, so z. B. die DC-Versorgung, 
Eingangsschaltung, Ausgangsschaltung, Umschaltung der Verstärkung und 
mehr.

Wesentlich ist, dass bei diesem Prinzip trotz niedriger Grenzfrequenz 
und niedrigen Source-Widerständen keine großen Elkos bei den 
Source-Widerständen erforderlich sind.

Matthias S. schrieb:
> Gibt es wirklich Bändchen Mikrofone ohne eingebauten Übertrager?
Wahrscheinlich nicht - kann ich mir jedenfalls nicht vorstellen. Aber 
außer im meiner Jugend habe ich eigentlich nie wieder was von 
Bändchen-Mikrofonen gelesen - gibt es die denn noch? (Wahrscheinlich...)

von Gerhard H. (ghf)


Angehängte Dateien:

Lesenswert?

Bezüglich der Stabilität der Anordnung habe ich mich bereits hier
und anderswo ausgelassen:

< 
https://www.eevblog.com/forum/beginners/jfet-frontend-amplifier-stability/new/#new 
>

und jetzt gegenseitig verlinkt.

Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man 
glaubt,
wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source betrieben.
Werden sie aber nicht. Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung 
an den Sourcen der Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem 
Sourcefolger.

Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine 
Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem 
kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen 
gut.

Mit einer VCVS ist in der Simulation alles gut, die kann man aber nicht 
kaufen. Ein 3 GHz-Opamp von TI hat es auch stabil hinbekommen, der hat
aber so viel 1/f-Rauschen, dass es trotz der vorherigen FET-Stufe den 
ganzen Verstärker verdirbt.

Ich glaube, ich schreibe das über die Feiertage ein für alle mal 
zusammen.

Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den 
Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern 
Geiz.

Ich hatte mal einen Eingangs-Kondensator im Verdacht warum das Rauschen 
bei meinem Verstärker über 500 KHz so zunahm. Das war nebenbei das dünne 
Layout der Verteilung der Eingangsspannung zusammen mit dem Skin-Effekt. 
Ein Gitter hat das weggemacht.

Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen und als ich 2 
Wochenenden später das Rauschen eines Lithiumakkus messen wollte, da hat 
es in der zugeschraubten Hammond-Box unglaublich gerummst und es kam 
massenhaft der magische schwarze Rauch raus.

-----
Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..

: Bearbeitet durch User
von Dieter (Gast)


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Gerhard H. schrieb:
> Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..

Gar nicht. Du kannst den Beitrag neu erstellen und dann für diesen 
Beitrag auf löschen drücken.

von Gerhard H. (ghf)


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Dieter schrieb:
> Gerhard H. schrieb:
>> Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..
>
> Gar nicht. Du kannst den Beitrag neu erstellen und dann für diesen
> Beitrag auf löschen drücken.

Auf löschen kann ich schon drücken, wird aber abgewiesen.
Problem elegant verdoppelt.

------------


Bezüglich der Stabilität der Anordnung habe ich mich bereits hier
und anderswo ausgelassen:

<
https://www.eevblog.com/forum/beginners/jfet-frontend-amplifier-stability/new/#new
>

und jetzt gegenseitig verlinkt.

Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man
glaubt,
wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source betrieben.
Werden sie aber nicht. Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung
an den Sourcen der Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem
Sourcefolger.

Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine
Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem
kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen
gut.

Mit einer VCVS ist in der Simulation alles gut, die kann man aber nicht
kaufen. Ein 3 GHz-Opamp von TI hat es auch stabil hinbekommen, der hat
aber so viel 1/f-Rauschen, dass es trotz der vorherigen FET-Stufe den
ganzen Verstärker verdirbt.

Ich glaube, ich schreibe das über die Feiertage ein für alle mal
zusammen.

Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den
Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern
Geiz.

Ich hatte mal einen Eingangs-Kondensator im Verdacht warum das Rauschen
bei meinem Verstärker über 500 KHz so zunahm. Das war nebenbei das dünne
Layout der Verteilung der Eingangsspannung zusammen mit dem Skin-Effekt.
Ein Gitter hat das weggemacht.

Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen und als ich 2
Wochenenden später das Rauschen eines Lithiumakkus messen wollte, da hat
es in der zugeschraubten Hammond-Box unglaublich gerummst und es kam
massenhaft der magische schwarze Rauch raus.

: Bearbeitet durch User
von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Gerhard H. schrieb:
> Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man
> glaubt, wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source
> betrieben. Werden sie aber nicht.
Hmmmm... Wenn alle Sourcen zusammengeschaltet sind, ist das nicht 
Common Source?

> Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung an den Sourcen der
> Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem Sourcefolger.
Und in jeder anderen üblichen Verstärkerschaltung, bei denen ein Teil 
der Ausgangsspannung auf den negativen Eingang, also bei OpAmp auf -In, 
oder wenn diskret auf Emitter bzw. Source, auch. Nur: Hier geht zwar die 
geteilte Ausgangsspannung auch auf die Sourcen, bewirkt aber keine 
Änderung des DC-Pegels (= Arbeitspunktes) am Ausgang Op-Amps.

> Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine
> Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem
> kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen
> gut.
Verlass' dich drauf, dass es in meiner praktischen Ausführung weder bei 
wechselnden Last- noch Eingangsimpedanzen Schwingneigung gibt, nicht mal 
Überschwingen. Allerdings: Es war nicht trivial, das zu erreichen.

> Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den
> Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern
> Geiz.
Du hast entweder meine E-Mail nicht bekommen oder gelesen(?). Natürlich 
habe ich einen Koppelkondensator (Folie) und noch mehr im Eingang. Und 
mit dem beobachte ich absolut keine Effekte, die nicht zu erwarten bzw. 
gewollt sind.

> Ich hatte mal einen Eingangs-Kondensator im Verdacht warum das Rauschen
> bei meinem Verstärker über 500 KHz so zunahm. Das war nebenbei das dünne
> Layout der Verteilung der Eingangsspannung zusammen mit dem Skin-Effekt.
Skin-Effekt bei hohen Impedanzen und so kurzen Leitungen? Und das schon 
bei 500 kHz? Ich habe viel Erfahrungen mit Skin-Effekten bei Kabeln. Um 
den bei 500 kHz zu beobachten, braucht man z. B. schon eher mehrere 100 
Meter Koaxkabel. Das passt doch nicht zu einigen cm und einigen 100 
kOhm.

> Ein Gitter hat das weggemacht.
Das verstehe ich in diesem Zusammenhang nicht. Ein Gitter gegen den 
Skin-Effekt?

> Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen...
Ist damit das Gitter gemeint?

> Wochenenden später das Rauschen eines Lithiumakkus messen wollte, da hat
> es in der zugeschraubten Hammond-Box unglaublich gerummst und es kam
> massenhaft der magische schwarze Rauch raus.
Mein Beileid ;-) Sind das beim Verstärker auf den Fotos Dual-FETs oder 
parallel geschaltete Op-Amps?

> Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..
Vermutlich den gesamten Text in die Zwischenablage und eine neue Antwort 
und neu angefügten Bildern aufsetzen...

von Ulrich (Gast)


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Ein DC gekoppelter Verstärker geht in einigen Fällen, hat aber auch so 
seine Probleme:  Der Widerstand im Feedback muss klein (z.B. < 20 Ohm) 
sein um nicht stark zu rauschen damit hat man nur eine relative kleine 
Bereich den man damit abdecken kann. Viel mehr als 100 mV offset sind 
nur schwer möglich und dass benötigt dann schon einen relative guten 
Abgleich. Bei einfach nur JFETs an einer Seite hat man dann ggf. einiges 
an Temperaturdrift dazu. Der Strom beinflusst halt sowohl den offset und 
die Drift. Um beides zusammen klein zu bekommen, braucht man schon etwas 
Glück oder gut ausgensuchte FETs. Da braucht man dann ggf. eine Mischung 
aus 2 Typen, oder eine extra kompensation der Drift, etwa mit einer 
Temperaturabhängigen Stromquelle.

von Gerhard H. (ghf)



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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Gerhard H. schrieb:
>> Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man
>> glaubt, wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source
>> betrieben. Werden sie aber nicht.
> Hmmmm... Wenn alle Sourcen zusammengeschaltet sind, ist das _nicht_
> Common Source?

Nein. Das ist nur ein FET mit 6-facher Fläche. CE und CS bedeuten,
dass Emitter oder Source für die Ein- und die Ausgangsseite gemeinsam
sind, also im Sinn von "Emitterschaltung".



>> Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung an den Sourcen der
>> Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem Sourcefolger.
> Und in jeder anderen üblichen Verstärkerschaltung, bei denen ein Teil
> der Ausgangsspannung auf den negativen Eingang, also bei OpAmp auf -In,
> oder wenn diskret auf Emitter bzw. Source, auch. Nur: Hier geht zwar die
> geteilte Ausgangsspannung auch auf die Sourcen, bewirkt aber keine
> Änderung des DC-Pegels (= Arbeitspunktes) am Ausgang Op-Amps.
>
>> Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine
>> Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem
>> kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen
>> gut.

> Verlass' dich drauf, dass es in meiner praktischen Ausführung weder bei
> wechselnden Last- noch Eingangsimpedanzen Schwingneigung gibt, nicht mal
> Überschwingen. Allerdings: Es war nicht trivial, das zu erreichen.

Das sagen alle. Hab' ich auch schon. ;-)
Versuch mal die Simulation im Bild. Wo die gelbe Kurve des Realwerts der
Eingangsimpedanz den 180° Phasensprung hat ist der Realwert negativ.
Die Schaltung stammt aus Art Of Electronics III, DAS Muss-Haben-Buch.
Und Winfield Hill ist nun wirklich kein Dummer.

Der Networkanalyzer zeigt das Problem auch. An den 3 Markerstellen
wird S11 nach RLC ausdecodiert.
Für einen Messverstärker geht das gar nicht, wenn er mit der passenden 
Spule am Eingang schwingt. Der Typ im ELV-Blog hat das sogar in der 
Zeitsimulation mit LTspice nachgewiesen.

Das Problem ist schwierig und hat eigentlich jeden getroffen, bei dem 
ichs überprüft habe. Sogar bei Win Hill und Scott W.
Ich hab's aufgegeben und eine feedback-freie Eingangsstufe gemacht.
Die ist sogar thermisch unbedenklich, ich hatte mich schon mit einem 
Thermostaten abgefunden. Die Cascode ist gefaltet weil ich eigentlich 
mit 2*2 Lithiumzellen auskommen wollte. Die Simulation ist bezüglich des 
Rauschens etwas optimistisch wie sich gezeigt hat.

>> Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den
>> Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern
>> Geiz.
> Du hast entweder meine E-Mail nicht bekommen oder gelesen(?). Natürlich
> habe ich einen Koppelkondensator (Folie) und noch mehr im Eingang. Und
> mit dem beobachte ich absolut keine Effekte, die nicht zu erwarten bzw.
> gewollt sind.

Hier kann ich nur diskutieren was hier veröffentlicht wird.

> Skin-Effekt bei hohen Impedanzen und so kurzen Leitungen? Und das schon
> bei 500 kHz? Ich habe viel Erfahrungen mit Skin-Effekten bei Kabeln. Um
> den bei 500 kHz zu beobachten, braucht man z. B. schon eher mehrere 100
> Meter Koaxkabel. Das passt doch nicht zu einigen cm und einigen 100
> kOhm.

Wenn die Leiterbahn 35um dick und 12 mil breit ist, dann sieht das schon 
anders aus. Der Verstärker hat < 220 pV/rtHz. Das ist das thermische 
Rauschen eines 3-Ohm-Widerstands. Ich habe auch gedacht, dass das 
bisschen Leiterbahn nix tut. Das Netz aus Wrapdrähten, das man auf dem 
Bild vom abgebrannten Verstärker noch sehen kann hat die Rauscherhöhung 
um WIMRE 50 pV weggeputzt. 50 pV Differenz sind etwa 0.2 Ohm zusätzlich 
in Serie.

Wenn ein Verstärker von 220 auf 280 pV/rtHz im Passband ansteigt, dann 
sollte man das schon untersuchen. Der Unterschied ist einige OpAmps 
wert.

Es geht um rauschende Widerstände IN SERIE zum Eingangssignal, nicht um 
eine parallele Last am Eingang.



>> Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen...
> Ist damit das Gitter gemeint?

Nein, die Brücke über den Wet slug tantal.

> Mein Beileid ;-) Sind das beim Verstärker auf den Fotos Dual-FETs oder
> parallel geschaltete Op-Amps?

Nein, das sind 10 ADA4898-2 dual op amps.
Aber der NSVJ5908DSG5 von On Semi ist auch ein interessantes Teil.

: Bearbeitet durch User
von Der Zahn der Zeit (🦷⏳) (Gast)


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Wir müssen aufpassen, das wird alles tldr.

Gerhard H. schrieb:
> Das ist nur ein FET mit 6-facher Fläche.
Ja, natürlich. Das ist das Ziel bzw. der Weg zum Ziel. CS oder nicht, 
scheint mir eine Frage der Begriffsdefinition zu sein. Ist mir egal. Ich 
sehe halt gemeinsame Sourcen.

> Versuch mal die Simulation im Bild.
Das kann ich nicht nachvollziehen. Verstehe ich das richtig: Soll die 
Simulation nachweisen, dass das mein Konzept nicht funktionieren kann 
und deswegen schwingen muss?

Nebenbei, ich habe die Schaltung auch simuliert und bin nur mit der 
Simulation auf die Details der Lösung gekommen, mit denen es geklappt 
hat.

> Hier kann ich nur diskutieren was hier veröffentlicht wird.
Aber deswegen musst du gegen dein Wissen nicht etwas unterstellen. 
Zumindest habe ich es so empfunden.

> Wenn die Leiterbahn 35um dick und 12 mil...
Das gibt mir zu denken. Ja, es geht ja tatsächlich um sehr kleine 
Widerstände, selbst wenn damit "nur" eine hochohmige Eingangsimpedanz 
nach Masse geschaltet wird. Ich nehme das jetzt mal als tatsächlich zu 
erwartenden Effekt. Meine ~0,4 nV/sqrt(Hz) entsprechen ja nur ~10 Ohm.

> feedback-freie Eingangsstufe:
Treibst du damit nicht den Teufel mit dem Belze-Bub aus? Unkritisches 
Verhalten vs. undefinierte Verstärkung und erheblich größere 
Eingangskapazität?

NSVJ5908DSG5 (Dual-JFET): Mindestens die NF-Diagramme sind identisch mit 
dem des 2SK2394 (Single-JFET). Bei beiden kann m.E. Fig.11 nur ein 
Irrtum sein (NF unabhängig von RG???).

ADA4898-2: Doppel-Op-Amp mit < 1 nV/sqrt(Hz) kannte ich noch nicht. 👍 
Und kostet sogar weniger, als der Single AD797!

von Gerhard H. (ghf)


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Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Wir müssen aufpassen, das wird alles tldr.
>
> Gerhard H. schrieb:
>> Das ist nur ein FET mit 6-facher Fläche.
> Ja, natürlich. Das ist das Ziel bzw. der Weg zum Ziel. CS oder nicht,
> scheint mir eine Frage der Begriffsdefinition zu sein. Ist mir egal. Ich
> sehe halt gemeinsame Sourcen.

Ja, aber ich sehe auch gemeinsame Gates und gemeinsame Drains.
Sourceschaltung bedeutet eben, dass Source hart an Masse/Bezugs-
potential liegt und dass da eben kein Korrektursignal eingespeist
wird, das bis auf Nichtlinearitäten dank der großen Schleifen-
verstärkung wie das Eingangssignal aussieht.


>> Versuch mal die Simulation im Bild.
> Das kann ich nicht nachvollziehen. Verstehe ich das richtig: Soll die
> Simulation nachweisen, dass das mein Konzept nicht funktionieren kann
> und deswegen schwingen muss?

Nein, das Konzept ist absolut üblich. Wenn man 1 oder 2 MHz Bandbreite 
haben will, dann liefert das Konzept genauso üblich eine 
Eingangsimpedanz
die aus ein paar pF in Serie mit einem negativen Widerstand besteht,
zumindest für einen Frequenzbeich um typ. 100 KHz.
Wenn die Signalquelle passend induktiv ist, hat man einen entdämpften
Serien-Resonanzkreis. Wenn man sagt, dass die Quelle resistiv oder
kapazitiv ist, dann ist eh alles klar.

>> Wenn die Leiterbahn 35um dick und 12 mil...
> Das gibt mir zu denken. Ja, es geht ja tatsächlich um sehr kleine
> Widerstände, selbst wenn damit "nur" eine hochohmige Eingangsimpedanz
> nach Masse geschaltet wird. Ich nehme das jetzt mal als tatsächlich zu
> erwartenden Effekt. Meine ~0,4 nV/sqrt(Hz) entsprechen ja nur ~10 Ohm.

Das ist ein echter Wirkwiderstand in Serie zur Signalquelle, auch wenn
er ziemlich klein ist. Mit der hochohmigen Eingangsimpedanz hat der
erst mal nix zu tun. Bei dem Aufwand, den man bei <300 pV/rtHz treiben
muss sind die extra 50 pV ein teurer Fehler.

>> feedback-freie Eingangsstufe:
> Treibst du damit nicht den Teufel mit dem Belze-Bub aus? Unkritisches
> Verhalten vs. undefinierte Verstärkung und erheblich größere
> Eingangskapazität?

Wie man bei der Simulation sehen kann, macht 20-60°C im Passband
praktisch nichts aus. JFets haben einen positiven und einen negativen TK
die sich durchaus kompensieren können. Die Datenblätter schweigen
diesbez, aber FET-Datenblätter sind sowieso meist nur 1 DIN-A-4-Seite.

Ich hatte schon mal prophylaktisch einen Thermostaten vorgesehen.
BD138/BD139, einer als Sensor, der andere als Heizer.
War nicht nötig. (Bild)


> NSVJ5908DSG5 (Dual-JFET): Mindestens die NF-Diagramme sind identisch mit
> dem des 2SK2394 (Single-JFET). Bei beiden kann m.E. Fig.11 nur ein
> Irrtum sein (NF unabhängig von RG???).
>
> ADA4898-2: Doppel-Op-Amp mit < 1 nV/sqrt(Hz) kannte ich noch nicht. 👍
> Und kostet sogar weniger, als der Single AD797!

Oh, wieder billiger! Zwischendurch hatte ich den Eindruck, dass
sie das korrigiert hätten. Ich mag ihn. Etwas heiß, das thermal pad
ist Pflicht, aber flott und rauscharm.

: Bearbeitet durch User
von Mohandes H. (Firma: مهندس) (mohandes)


Lesenswert?

Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:
> Richtig, nicht so gerne, aber das Prinzip kann ich ja mal zeigen.

Danke, auch an Gerhard, das ist interessant. Sehr erhellende Diskussion, 
bin gerade dabei mich in die Thematik einzulesen (auch über die 
gefaltete Kaskode, wozu es leider kaum Literatur gibt).

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