Hi, kennt jemand, wie im Betreff, rauscharme JFETs im SOT23-Gehäuse, die
noch aktuell produziert werden? Es gab mal die BF862 mit 1 nV/(sqrt(Hz),
die sind leider nicht mehr lieferbar (oder kennt jemand noch eine
Quelle?). Auch rauscharme JFETs im TO92-Gehäuse, wie der 2SK369 oder
2SK170 scheint es nicht mehr zu geben (und die brauche ich auch nicht).
Da stellt sich mir die Frage, ob die Welt keine rauscharmen JFETs mehr
braucht :-(
InterFET hat meines Wissens nach noch welche - zu absurden Preisen...
DZDZ
Hallo,
https://www.segor.de/ hat JFETs. Ob da auch rauscharme dabei sind,
müsstest Du selber schauen (in der Suche "jfet" eingeben und dann bis zu
den Transistoren blättern).
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Da stellt sich mir die Frage, ob die Welt keine rauscharmen JFETs mehr> braucht :-(
Anscheinend verkaufen sie sich nicht gut. Selbst für verbreitete OpAmps
wie TL072 ist der "verbesserte" Nachfolger TL072H CMOS, natürlich mit
mehr Rauschen.
Aber, ganz frisch: JFE150 (0.8 nV/√Hz), im SC70-Gehäuse.
Heiner schrieb:> 2SK932
Genial, vielen Dank! Das war die Information, auf die ich ich nicht zu
hoffen gewagt hatte. Lt. Datenblatt könnte der sogar noch etwas
rauschärmer als der BF862 sein. Er ist sogar noch in verschiedenen
Versionen ab Lager lieferbar. Von einer Abkündigung steht bei Mouser
nichts und bei Onsemi sehe ich auch keinen Hinweis. Da wäre sogar die
mittelfristige Zukunft gesichert 😃!
MMBF4416: Da finde ich keine Angaben zum Rauschen im Datenblatt. Lässt
sich aber aus der Noise Figure berechnen - in der Annahme, dass bei 400
MHz das gleiche wie im NF-Bereich gilt. Leider nicht Pin-kompatibel (ist
halt ein HF-Transistor).
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Da stellt sich mir die Frage, ob die Welt keine rauscharmen JFETs mehr> braucht :-(
Aber klar braucht das die Welt. Texas Instruments hat 2021, also gerade
kürzlich, zwei neue low-noise Audio JFETS vorgestellt
JFE150 - Ultra-Low Noise, Low Gate Current, Audio, N-Channel JFET
https://www.ti.com/lit/gpn/jfe150
JFE2140 - Ultra-Low Noise, Matched, Dual, Low-Gate Current, Discrete,
Audio, N‑Channel JFET
https://www.ti.com/lit/gpn/jfe2140
nicht ganz billig, aber verfügbar.
Lauter gute und interessante Tipps. Nur mit ein bisschen "aber":
BF861 kannte ich nicht. Abgekündigt, noch lieferbar, scheint ein BF862
mit geringerer Cut-Off-Spannung und damit geringerem IDrain @ UGS = 0 zu
sein, was zu etwas höherem Rauschen führt.
CPH3910 ist, wie der MMBF4416, als HF-Transistor nur mit einer
Rauschzahl spezifiziert, von der ich nicht weiß, ob ich sie mit gutem
Gewissen in die nV/sqrt(Hz) für den NF-Bereich, um den es mir geht,
umrechnen kann.
JFE150 ist wirklich gut - nur beim Preis muss ich mehrfach trocken
schlucken.
JFE2140 ist als gepaarter JFET sehr interessant, zurzeit (bei Mouser)
nicht lieferbar, und nur als Reel (2500) bestellbar. Die Eigenschaften
würden den hohen Preis rechtfertigen, wenn man sie braucht und was für
mich auch der Fall werden könnte.
Bleibt mein Favorit der 2SK932, bei dem ich zumindest noch kein "Aber"
gefunden habe.
Leider gibt es bei den Parametersuchen den Parameter "Noise" nicht, oft
wird nur "Low Noise" geschrieben, aber nicht im Datenblatt spezifiziert
- warum auch, es sind dann Schalttransistoren. Also hilft mir, außer
tausende von Datenblättern nur Fragen und Hoffen auf Erfahrungen - und
ich habe mich über die Antworten gefreut. Danke!
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> JFE150 ist wirklich gut - nur beim Preis muss ich mehrfach trocken> schlucken.
2,84€ ist doch nicht teuer für sowas exotisches.
Meine Notizen:
BF862 Ersatz: 2SK2394, CPH3910
BF862 20V 35mS min 45mS typ ciss=10pF Crss=1.9pF S/D
interchangeable
2SK2394 15V 6 to 32 mA 38 mS ciss=10pF Crss=2.9pF CP package
NSVJ 2394SA3 15V 10 to 32mA 38 mS ciss=10pF Crss=2.9pF soll der neue
rauscharme sein.
NSVJ 3557SA3 15V 10 to 32 mA 35 mS ciss=10pF Crss=2.9pF
CPH 3910 25V 20 to 40 mA 40 mS CPH3-Gehäuse
NSVJ 3910SB3 25V 20 to 40 mA 40 mS ciss=6pF Crss=2.3pF
MCH 3914 15V 16 to 50mA 29 mS ciss=4.9pF Crss=1.4pF MCPH3-Gehäuse,
klein
Auf Seite 3 des 2SK932-DB ist ein Diagramm des Rauschverlaufs. Für NF
scheint mir das Knie zwischen 500 und 1000Hz kein tolles Merkmal zu
sein. Berauschend passt da eher.
Arno
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> kennt jemand, wie im Betreff, rauscharme JFETs im SOT23-Gehäuse, die> noch aktuell produziert werden? Es gab mal die BF862 mit 1 nV/(sqrt(Hz),> die sind leider nicht mehr lieferbar
Welcher Frequenzbereich ist für Dich interessant? Die voltage noise
density bei 1kHz muss nicht die gleiche sein wie bei 1Hz.
Fantastische nV/sqrt(Hz)-Werte bringen Dir wenig, wenn der flicker noise
unter 10kHz dominiert.
H. H. schrieb:> Doch noch...
Ja, das hätte ich vorher erwähnen sollen.
> Dann auch BSR57 und BSR58 von Onsemi nicht vergessen.
Wenn ich nichts übersehen habe(!), steht im Datenblatt nichts zu
diesbezüglichen Daten. Weder Rauschzahl noch Spektrum.
NXP: "The transistors are intended for low-power, chopper or switching
applications in industrial service."
Onsemi: "This device is designed for low−power chopper or switching
application sourced from process 51"
Arno H. schrieb:> das Knie zwischen 500 und 1000Hz kein tolles Merkmal
und:
Hannes schrieb:> Fantastische nV/sqrt(Hz)-Werte bringen Dir wenig, wenn der flicker noise> unter 10kHz dominiert.
Ja, das ist mir bekannt. Üblicherweise geht es bei unter ~1000 Hz
aufwärts, sowohl bei JFETs als auch bei JFET-Op-Amps. Bei Audio ist das
nicht schön, aber auch nicht tragisch, denn bei unbewertetem (20 Hz - 20
kHz) Rauschen ändert sich an der Rauschleistung nur wenig und bei
A-bewertetem eher gar nichts. Höher als 1 kHz habe ich noch nicht
gesehen.
Interessante, aber teure und exotische Ausnahme: Der LSK170 hat lt.
Datenblatt seinen Knick bei ~100 Hz. Beim 2SK170 liegt eher bei 1000 Hz.
Schummelt da jemand? Oder ist da ein Super-Geheimtipp für Anwendungen
bei tiefen Frequenzen?
Uwe B. schrieb:> NSVJ 2394SA3 ... soll der neue rauscharme sein.
Wie bei allen HF-JFETs ist nur eine Rauschzahl angegeben. Allerdings
auch ein Spektrum der Rauschzahl, also lässt es sich prinzipiell in ein
Rauschspannungsspektrum umrechnen. Dabei komme ich allerdings auf keinen
besonders guten Wert:
NF = bei 1000 Ohm entspricht ~2,1 nV/sqrt(Hz) (wenn ich mich nicht
verrechnet habe).
Korrektur:
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> NF = bei 1000 Ohm entspricht ~2,1 nV/sqrt(Hz) (wenn ich mich nicht> verrechnet habe).
NF = 1 dB bei 1000 Ohm entspricht ~2,1 nV/sqrt(Hz) (wenn ich mich nicht
verrechnet habe).
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:>> Dann auch BSR57 und BSR58 von Onsemi nicht vergessen.> Wenn ich nichts übersehen habe(!), steht im Datenblatt nichts zu> diesbezüglichen Daten. Weder Rauschzahl noch Spektrum.
Ja, das ist ärgerlich. Die sind aber in der Tat rauscharm (bzgl Audio),
BTDT.
H. H. schrieb:> Für was für eine Anwendung?
Ja, das würde mich auch interessieren. Die ganzen Vorverstärker, die mit
Parallelschaltung arbeiten, egal ob JFet oder BJT, bringen doch nur
weitere Probleme rein. Und wenn du bei einem
(Selbstbau)-Präzisionsverstärker tatsächlich Rauschen messen (!) willst,
dann hast du doch ganz andere Sorgen, als einen rauscharmen JFet zu
finden.
Gruß Rainer
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Interessante, aber teure und exotische Ausnahme: Der LSK170 hat lt.> Datenblatt seinen Knick bei ~100 Hz. Beim 2SK170 liegt eher bei 1000 Hz.> Schummelt da jemand? Oder ist da ein Super-Geheimtipp für Anwendungen> bei tiefen Frequenzen?
Ich hatte in die Richtung mal recherchiert, ist aber schon viele Jahre
her. Ich meine mich dunkel zu erinnern, dass ich was mit SK170 auf'm
Schirm hatte. Stellte sich dann raus, dass das Teil irre
Eingangskapazitäten aufwies ...
BJT's hatten sich dann für meiner Anwendung als mehr geeignet
herausgestellt. Bin damals am LM394 (Supermatch Pair) hängen geblieben
wegen f < 1Hz.
Metal Can war besser als Molded - hab nie raus gefunden wieso. Heute
absolut obsoletes Teil. Sollten dir welche zulaufen, bitte lieb
behandeln.
Rauschmessung ist einfacher als man denkt, sofern du einen brauchbaren
FFT-Analyzer hast. Ich hatte damals 'nen hp 3582A. Heute tut's wohl eine
bessere 16bit ADC-Karte - und ocatve ist dein Freund.
Und nicht vergessen, über'm Daumen: 128pV*sqrt(R) ...
Hannes schrieb:> sofern du einen brauchbaren> FFT-Analyzer hast. Ich hatte damals 'nen hp 3582A. Heute tut's wohl eine> bessere 16bit ADC-Karte - und ocatve ist dein Freund.
Firlefanz...Ja, jede "bessere" Soundkarte...man oh man, jede Soundkarte
macht über 20KHz zu! Und das paßt ja auch zum HP...und bevor du jetzt
schreist...auch jeder 16bit-AD-Wandler holt da keine Kuh vom Eis!! Bevor
du überhaupt 2Bit digital gewandelt hast, ist deine Rauschmessung schon
Geschichte! Was immer du damals auch mit deinem HP gemacht hast...ich
will jetzt nicht mal raten.
Rainer
Cartman schrieb:>> Es gab mal die BF862>> Wer schlau war, hat welche eingelagert.> Die Steilheit ist auch schwer zu uebertreffen!
Die Steilheit ist sicher leicht zu übertreffen, das
Verhältnis Steilheit zu Eingangskapazität ist aber
sehr ordentlich.
Die Kennlinien habe ich am letzten Wochenende gemessen.
(Wer den Locky-Z curve tracer kauft, kann sich beim
User-Interface auf Chinesisch + Google-Übersetzung freuen.)
Ich hab' mal ein gutes Dutzend IF3602 gekauft, das war
der absolute Schuss in den Ofen. Eine Menge € versenkt für nix.
Es gibt so seit 1-2 Jahren ein neues Datenblatt, das ist immer
noch recht optimistisch.
Mit 16 * CPH3910 (oder NSVJ3910, ist anscheinend das gleiche
wie im etwas dickeren CPH-Gehäuse, beide praktisch SOT-23)
komme ich so auf 320 pV/rtHz, etwas schlechter als die Simulation.
Die sagt 270 pv/rt Hz.
n * cph3810 schwingt gerne > 650 MHz, Ferrit & Collector
abblocken ist Dein Freund.
Die neuen von TI finde ich nicht so interessant. Zuviel Ciss
für das gm, das geboten wird. Digikey hat 1600 auf lager, Stand
letzte Woche. Aber wie beim Interfet stimmt Preis/Leistung nicht,
wenn auch nicht ganz so schlimm.
CPH3910 ist für mich zur Zeit der sweet spot.
Rainer V. schrieb:> H. H. schrieb:>> Für was für eine Anwendung?>> Ja, das würde mich auch interessieren. Die ganzen Vorverstärker, die mit> Parallelschaltung arbeiten, egal ob JFet oder BJT, bringen doch nur> weitere Probleme rein.
Nein, die Parallelschaltung bringt nur mehr gm und weniger Rauschen.
Das Problem ist die übliche Rückkopplung über einen lahmen Op-amp in
die Source. Wenn man die Rückkopplung aufmacht, dann werden die
Verstärker handzahm.
Die übliche Rückkopplungsarchitektur erzeugt einen negativen Realteil
der Eingangsimpedanz bei ~100 KHz, und mit geeigneter induktiver
Quelle schwingt das Ganze. Bei 100 KHz hilft auch kein Ferrit am Gate.
> Und wenn du bei einem> (Selbstbau)-Präzisionsverstärker tatsächlich Rauschen messen (!) willst,> dann hast du doch ganz andere Sorgen, als einen rauscharmen JFet zu> finden.
Nein, das bringt einen schon mal ein ganzes Stück weiter.
Gerhard H. schrieb:> Nein, das bringt einen schon mal ein ganzes Stück weiter.
Ja, und abgesehen, das du nicht der TO bist, ist das alles jetzt
Geschwurbel..
Rainer
Rainer V. schrieb:> Gerhard H. schrieb:>> Nein, das bringt einen schon mal ein ganzes Stück weiter.>> Ja, und abgesehen, das du nicht der TO bist, ist das alles jetzt> Geschwurbel..> Rainer
Hast DU nicht nur raines Geschwurbel abgesetzt? Ohne jegliche
harte Fakten? Was hat das damit zu tun, ob ich der TO bin?
Hast du jemals was gebaut auf dem Sektor?
Glaubst du im Ernst, dass ein Agilent 89441A das Rauschen "verpasst"
bevor er auch nur 2 Bit konvertiert hat?
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@DZDZ: der LSK170 gilt gemeinhin eher als nicht ganz gelungener
Nachbau des Toshiba 2sk170 und ist wohl auch nicht wirklich
zu haben. Aber auch die Toshibas bekommt man nur noch aus nicht
sehr vertrauenswürdigen Quellen.
Disclaimer: LSK170 hatte ich bisher selber noch nicht.
Pic: 16 * CPH3910, 330 pV/rtHz
16*Zetex BJT, 70 pV/rtHz nach ArtOfElectronics III, 70 pV/rt Hz,
aber halt bipolar mit Rauschstrom, was bei Kreuzkorrelation stört.
Gerhard H. schrieb:> Glaubst du im Ernst, dass ein Agilent 89441A das Rauschen "verpasst"> bevor er auch nur 2 Bit konvertiert hat?
Ja, mein lieber Freund...das was dich diskreditiert ist, dass du hier
aufschlägst und völlig außer der Reihe "tolle Meßtechnik" zeigst! Aber
wofür! Ich habe ja nicht bestritten, dass JFets gebraucht werden
könnten...die Hersteller sehen das aber ganz offensichtlich anders!! Und
Meßtechnik wofür ... wobei?!
Gruß Rainer
Ach Kinder, beruhigt euch doch mal. Jeder hat so seiner Erfahrungen, und
niemand ist allwissend. Aber prinzipiell ist die Diskussion interessant.
Auch ich betreibe die BF862 parallel, 6 Stück (mehr möglich, aber noch
nicht versucht), mit weiteren Bipolaren und einem Op-Amp im Ausgang. Ich
komme auf 0,41 nV/sqrt(Hz) und eine Kleinsignal-Bandbreite von > 1 MHz
bei 60 dB, und > 4 MHz bei 40 dB Verstärkung.
Weil die Gegenkopplung auch bei mir auf die Sourcen geht und in den
Drains eine Kaskoden-Stufe liegt, bleibt die (komplexe)
Eingangskapazität im niederfrequenten Bereich sehr klein. Im
Audio-Bereich bei ~5 pF(!).
Meine ADCs samplen bis 192 kHz, also kann ich FFTs bis knapp 100 kHz
machen. Wobei, typisch für die meisten Audio-ADCs, das Wandlerrauschen
ab ~40 kHz drastisch ansteigt (Noise Shaping). Das stört allerdings in
den seltensten Fällen. (Und wenn ich so einen ADC übertakte, was nicht
immer funktioniert, geht das auch erst bei ~80 kHz los.)
Ich war ja anfänglich vom Tipp zum 2SK932 begeistert und dachte, dass
der < 1 nV/Sqrt(Hz) liefert. Jetzt muss ich aber erkennen, das ich in
meiner Euphorie überstehen habe, dass das Diagramm auch nicht UNoise,
sondern nur die NF zeigt. Wenn ich daraus UNoise versuche zu berechnen,
komme ich auf eher die doppelte Rauschspannung, und das auch noch
abhängig von der angegebenen Quellimpedanz. Das passt gar nicht.
Rechnung: UNoiseFET = sqrt((UNoiseRg * 10^(NF/20))^2 - UNoiseRg^2)
Zum CPH3910 finde ich nur eine NF ohne Angabe, auf welche Quellimpedanz
das bezogen ist. 2,1 dB wäre sehr gut bei 50 Ohm (~0,7 nV/sqrt(Hz)).
Oft wird die NF aber bei 1000 Ohm angegeben, da wäre es lausig (~3,2
nV/sqrt(Hz)). Die 0,33 nV/sqrt(Hz), die Gerhard mit 16 Stück erreicht
hat, wären dann auch nicht möglich. Theoretisch wäre das nur mit ~1,3
nV/sqrt(Hz) erreichbar, in der Praxis muss es weniger sein.
Sofern ich mich nicht geirrt habe oder es neue Informationen gibt,
bliebe da nur noch der teure JFE150.
Gerhard H. schrieb:> Pic: 16 * CPH3910, 330 pV/rtHz>> 16*Zetex BJT, 70 pV/rtHz nach ArtOfElectronics III, 70 pV/rt Hz,> aber halt bipolar mit Rauschstrom, was bei Kreuzkorrelation stört.
Ich muß da auch mal fragen, wofür verwendet Ihr sowas?
Wenn ich mal an meine Tonbandzeit zurück denke, war das Rauschen eines
gelöschten Bandes höher, als das der NF-Stufe und das war nur ein
simpler BC239. Später mit Dolby hat man ja eh getrickst und das Rauschen
einfach abgeregelt.
Und heute für die digitale Wiedergabe braucht man keine rauscharmen
Vorverstärker, die DACs liefern genug Spannung.
Na ja, wenn man nur mit Audio und nur mit hochpegeligen Signalen zu tun
hat, braucht man es natürlich nicht. In der modernen Heimelektronik gibt
es keine niedrigpegeligen Signale mehr - nicht von einer Antenne und
auch nicht von irgendeinem Speichermedium.
Aber du kannst dir doch sicherlich vorstellen, dass es in der Welt der
Elektronik auch sehr viel kleine Signale gibt, bei denen durch einen
Verstärker hinzugefügtes Rauschen möglichst zu vermeiden ist.
Aber auch in der Audiotechnik kann ich dir Beispiele nennen: Moving-Coil
Tonabnehmer haben eine sehr kleine Ausgangsimpedanz, die leicht unter
0,5 nV/sqrt(Hz) liefert, und die Signale sind auch klein und müssen hoch
verstärkt werden. Normale Entzerrerverstärker schaffen das nicht,
deswegen werden gerne Trafos dazwischen geschaltet, um wenigstens mehr
Spannung zu bekommen. Aber auch Trafos haben Nachteile. Ja, nach deiner
Argumentation hat das eh keinen Sinn, weil das Rauschen der Platte
selber höher ist (stimmt) und wer hört überhaupt noch Schallplatten! Ok.
In dem Sinne darf der Störabstand auch noch kleiner sein, weil meistens
hört man das Rauschen der Platte oder sonst wo her sowieso nicht.
Die Leute in den Studios sehen das ganz anders. Und die möchten, dass
die Signale von dem Mikrofonen wenig verfälscht werden und geben viel
Geld dafür aus. Ein dynamisches Mikrofon erzeugt mehr Rauschen (~1,4
nV/sqrt(Hz)) als ein guter Vorverstärker , aber bei einem
Bändchenmikrofon sieht das schon ganz anders aus. Dennoch freut sich der
Toningenieur, wenn der Vorverstärker auch bei dynamischen Mikrofonen in
nicht nennenswerten Maße eigenes Rauschen hinzufügt.
Das war jetzt nur Audio, aber die Welt der Elektronik ist viel größer.
Da lief mir z. B. eine Anwendung über den Weg, bei der beim Hersteller
das Strom-bedingte Spannungsrauschen auch von niederohmigen Widerständen
bestimmt werden sollte. Da hätte man gerne Vorverstärker mit 0,0
nV/sqrt(Hz) Rauschspannung. Geht aber nicht.
Win Hill hat den Zetex-Verstärker für ein Bändchen-Mikrophon
vorgeschlagen, allerdings zur Vermeidung des riesigen
Eingangskondensators als Differenzverstärker, was dann allerdings
insgesamt 64 Transistoren erfordert. Ich habe mich mit single-ended
begnügt und den grossen Eingangskondensator in Kauf genommen. Der muss
viel größer sein als man es für den unteren f-3dB-Punkt gewohnt ist. Bei
f-6dB ist Xc = Rin, wobei Rin in erster Näherung das Transistor-Bias
Netzwerk ist.
Das rauscht aber viel mehr als der Transistor selbst, typ. 10 KOhm.
Andererseits muss das DUT bei diesen Rauschspannungen schon sehr
niederohmig sein. Bereits ein 60-Ohm-Widerstand erzeugt selber bei
Raumtemperatur 1nV/rtHz. Die Idee ist, das Biasrauschen durch das
niederohmige DUT kurzzuschließen. Der Eingangskondensator muss dann
unglaublich groß sein.
Das hat die unangenehme Folge, dass es gefühlt Monate dauert bis sich
der Kondensator aufgeladen hat und dass man die BE-Sperrschicht der
Eingangstransistoren zer-zenern kann wenn man bei geladenem Kondensator
den Eingang an Masse legt. Das war's dann für die Transistoren mit gutem
Beta und der Rauscharmut. Funktionieren tun sie immer noch, nur
schlechter, so dass man das meist nicht mal gleich merkt.
Da ist man mit JFETs besser bedient. Die Gates halten meist -20 V aus
und 10 mA in Vorwärtsrichtung. Zusammen mit einem 10uF-Kondensator ist
das harmlos, schon gerade beim geteilten Leid für ein Dutzend FETs. Das
Spannungsrauschen des 10Meg-Eingangswiderstandes sieht im 1. Moment
erschreckend aus, lässt sich aber um so einfacher durch das DUT
kurzschliessen.
OK, an die 70 pV/rtHz wird man mit FETs nicht rankommen, aber 330
pV/rtHz sind auch schon deutlich besser als die meisten Messobjekte, so
dass man sich beim Messen von Versorgungs- oder Steuerspannungen für
uWellen-VCOs o.ä. keinen Gedanken mehr über den Rauschbeitrag des
Messgerätes mehr machen muss. Oder beim Phasenrauschen-Messen mit
Ringmischern. Das wird erst mit Kreuzkorrelation gut, da will man nicht
schon davor auf der Strecke bleiben.
Gerhard
ps
Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?
noch ein paar factoids:
Wenn beim FET-Verstärker unangemessen viel Spannung über dem
10Meg-Bias-R abfällt, dann schwingt die Stufe vermutlich. Das scope &
Tastkopf ist dann zu langsam um das zu sehen.
Ich habe bei meinem Verstärker einen Fensterkomparator, um den
Arbeitspunkt zu checken. Wenn man 12V an den Eingang des Verstärkers
klemmt, dann stimmt der AP bei weitem nicht und ich reduziere die 10 Meg
temporär per Reed-Relais auf 10K. Dann geht das Aufladen der
Eingangskondensators zumindest am Anfang wesentlich schneller.
Ich habe am Eingang des Verstärkers einen zuschaltbaren
60-Ohm-Widerstand. Der liefert bei Raumtemperatur 1nV/sqrt Hz. Damit
kann man sich ganz gut orientieren, ohne auch nur die Verstärkung
richtig genau zu wissen oder einen zugesetzten bekannten Sinus auf die
Bandbreite zu normalisieren.
Jemand bei MaxPlank/Philips (?) hat was veröffentlicht über 400
parallele BF862 in einem Computertomographen. Das dürfte wohl der
vorläufige Rekord sein.
Gerhard H. schrieb:> Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?
Hmmm - welche Art Meldungen meinst du? Ich weiß, du bist sehr erfahren,
ich schätze deine Antworten, sie sind m. E. sehr qualifiziert und ich
habe mich auch schon darauf bezogen.
Allerdings das habe ich nicht verstanden:
Gerhard H. schrieb:> Da ist man mit JFETs besser bedient. Die Gates halten meist -20 V aus> und 10 mA in Vorwärtsrichtung.
Meintest du, dass einen Koppel-Elko beim JFET-VV erforderlich ist? Der
JFET rauscht bekanntlich am wenigsten, wenn die UGS = 0 ist, so dass im
Gegensatz zum BJT der Eingang auf 0 V liegen kann. Ich hatte mal einen
Versuch mit richtig dicken Elkos im Source gemacht, also die übliche
Gegenkopplung, aber das war Mist. Jetzt ist die Vorstufe DC-gekoppelt,
die Gegenkopplung für den Arbeitspunkt erfolgt erst dahinter während die
Gegenkopplung, die die Verstärkung bestimmt, nach wie vor an den Sourcen
erfolgt. Bei unteren Grenzfrequenzen im Hz-Bereich ist mein größter Elko
22 µF.
Wenn schon ein "großer" Elko, dann doch in der Source-Gegenkopplung,
aber nicht im eher hochohmigen Eingang?
VY73, DZDZ
Wenn man hier wirklich eingeloggt ist und nicht nur Gast, dann bekommt
man auf Wunsch eine email geschickt wenn in einem "beobachtetem" thread
jemand was postet. Dann kann man flüssig drauf antworten und nicht erst,
wenn man in 14 Tagen zufällig wieder vorbeischaut.
Dem Max Plank weiter oben kaufe ich noch ein "c", sorry.
--
Das Rauschen eines FETs wird weitgehend vom Verhältnis von gm
(Steilheit) zu Eingangskapazität bestimmt. Zuzüglich gibt es Rauschen
aus Dreckeffekten wie avalanche ionization im Kanal. Das ist beim BF862
zum Beispiel ziemlich schlimm wenn Vds > 5V ist. Eine Cascode verhindert
das zuverlässig.
gm steigt beim FET etwa mit der Wurzel des Stroms im Kanal und das
Spannungsrauschen des FETs wird besser mit der Wurzel aus gm.
Das Spannungsrauschen des FETs wird also besser mit der 4. Wurzel des
Drainstroms. Das ist nicht gerade ein deutlicher Effekt.
Bei Gatespannung = 0V stellt sich üblicherweise der höchstmögliche Strom
IDss ein. Das wäre dann tatsächlich der Arbeitspunkt mit dem besten
Rauschen, aber der Preis beim Arbeitsstrom ist unangemessen. Man kommt
besser weg, wenn man mehr Transistoren parallelschaltet weil sich die
Steilheiten dann addieren, und man bekommt mit 16 Transistoren 4-mal
besseres Spannungsrauschen.
Das Rauschen der Sourcewiderstände für die Arbeitspunkteinstellung
addiert
sich geometrisch zu dem des Transistors. Wenn man das unterdrücken will,
dann werden die Überbrückungs-Kondensatoren auch schnell unhandlich.
---
Für einen Messverstärker braucht man eben Eingangskondensatoren weil die
wenigsten interessanten Messobjekte auf 0V zentriert sind. Wenn das noch
mit Folienkondensatoren abgeht, dann braucht man sich wenigstens keine
Gedanken um die Polarität machen.
--
Ich habe übrigens mal versucht, für einen gegenkopplungsfreien
Verstärker
den Sourcestrom einzuprägen, damit mir nicht die Verstärkung über der
Temperatur wegläuft. Die gates etwa auf GND+-Signal, die Stromquelle in
die Source erzwingt dann seine Sourcespannung von -0.5V bis es passt.
Man braucht eben fette Kondensatoren um AC-mäßig die Sourcen an Masse zu
haben.
Das war ein Fiasko. Man sieht am Ausgang des Verstärkes jedes Elektron
das sich mit dem Reststrom durch den Elko davonmacht. Das ergibt einen
Rauschanstieg zu tiefen Frequenzen hin mit 1/f**3 oder 1/f**4.
Das Theater geht bei Organic Polymer Elkos schon bei > 1 KHz Eckfrequenz
los, bei richtig guten 20V-Alu-Elkos bei 100 Hz und bei wet slug Tantal
(100€ für 4700uF/25V) unter 10 Hz. Das ging garnicht. :-(
--
Die Einzelheiten zum FET stehen in "Cobbold: Theory and Applictions of
Field-Effect Transistors", Wiley-Interscience. So genau will das
unsereiner gar nicht wissen; das ist wie Trinken aus dem Hydranten.
Rainer V. schrieb:> Gerhard H. schrieb:>> Ich beobachte den thread, bekomme aber trotzdem keine Meldungen?>> ach ja...bist du TO??
Dümmer geht's nimmer - auch ich beobachte den Thread, bin kein TO, und
bekomme Meldungen ...
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Wenn schon ein "großer" Elko, dann doch in der Source-Gegenkopplung,> aber nicht im eher hochohmigen Eingang?
Nein, nein, schon im Eingang. Man muss das Rauschen des Bias-Netzwerks
(10K typ.) durch das niederohmige DUT (device under test)
kurzschliessen. Wenn man 1nV/rtHz messen will, dann muss die Quelle < 60
Ohm sein, sonst rauscht sie thermisch schon mehr. Und das Xc des
Koppelkondensators muss nochmal deutlich kleiner sein, sonst klappt das
mit dem Kurzschließen nicht.
Auf dem Bild weiter oben mit den 16 Zetex-Transistoren auf Lochraster
kannst Du 10 Stk. 1000uF-Kondensatoren im Eingang zählen.
Nur für den -3 dB-Punkt reicht ein Kondensator mit einem Xc von ca 10K.
Das ist 2-3 Größenordnungen weniger C. Mir hat das Scott Wurcer
klargemacht (der hat den AD797 bei AD gemacht). Ich habe ihn auf einer
Audiowebsite getroffen und ihm ist auf den 1. Blick aufgefallen, dass an
meinem Verstärker mit den 20 parallelen ADA4898 was faul war. Das
Rauschen stieg unten steiler als 1/f an, weil ich nur ~ 100 uF Folie im
Eingang hatte. Leider war er zu dezent; ich habe erst Monate später
gecheckt was er gemeint hatte. Deshalb reite ich jetzt hier etwas drauf
rum.
Das ist der Unterschied, wenn man das thermische Rauschen eines
50/60-Ohm Widerstandes vor oder nach dem Koppelkondensator misst:
<
https://www.flickr.com/photos/137684711@N07/24995279273/in/album-72157662535945536/>
Rauschanstieg 10 dB/Dekade oder 30 dB/Dekade.
Hallo Gerhard, erst mal nur eine kurze Antwort. Nicht alles, was du
schriebst war mir klar, aber fast alles. Ganz so tief stecke ich nicht
in den Details. Ich fürchte, dass wir vielleicht aneinander vorbei reden
(bzw. schreiben). Deswegen lasse ich dir mal die Schaltung und
Beschreibung meines VVs zukommen. Ich weiß ja, wie ich dich erreichen
kann (GHF).
VY73 de DZDZ
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> lasse ich dir mal die Schaltung und Beschreibung meines VVs zukommen.
Würde die Allgemeinheit sicher auch interessieren, wirst Du vermutlich
nicht im Detail veröffentlichen wollen? Aber vielleicht ein paar
Eckdaten,
Für den Verstärker in meinem Gibson Bass habe ich übrigens mal aus einer
Schütte mit rund 200 Stück originaler Toshiba 2SK30A einige Exemplare
ausgemessen. Am meisten erstaunte mich die riesige Streuung bei
Steilheit und Rauschen, obwohl die alle aus dem gleichen Lot stammten.
Also obacht, es kann streuen.
Gibt es wirklich Bändchen Mikrofone ohne eingebauten Übertrager?
Bei den alten Generationen aus der Zeit der BF245, BC264 etc kenne ich
auch enorme Streuungen und auch eher geringe Steilheiten. Die 2SK170
sind da schon mal ne ganze Klasse besser.
Mohandes H. schrieb:> Würde die Allgemeinheit sicher auch interessieren, wirst Du vermutlich> nicht im Detail veröffentlichen wollen? Aber vielleicht ein paar> Eckdaten
Richtig, nicht so gerne, aber das Prinzip kann ich ja mal zeigen. Einige
wichtige Teile sind nicht beschrieben, so z. B. die DC-Versorgung,
Eingangsschaltung, Ausgangsschaltung, Umschaltung der Verstärkung und
mehr.
Wesentlich ist, dass bei diesem Prinzip trotz niedriger Grenzfrequenz
und niedrigen Source-Widerständen keine großen Elkos bei den
Source-Widerständen erforderlich sind.
Matthias S. schrieb:> Gibt es wirklich Bändchen Mikrofone ohne eingebauten Übertrager?
Wahrscheinlich nicht - kann ich mir jedenfalls nicht vorstellen. Aber
außer im meiner Jugend habe ich eigentlich nie wieder was von
Bändchen-Mikrofonen gelesen - gibt es die denn noch? (Wahrscheinlich...)
Bezüglich der Stabilität der Anordnung habe ich mich bereits hier
und anderswo ausgelassen:
<
https://www.eevblog.com/forum/beginners/jfet-frontend-amplifier-stability/new/#new>
und jetzt gegenseitig verlinkt.
Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man
glaubt,
wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source betrieben.
Werden sie aber nicht. Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung
an den Sourcen der Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem
Sourcefolger.
Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine
Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem
kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen
gut.
Mit einer VCVS ist in der Simulation alles gut, die kann man aber nicht
kaufen. Ein 3 GHz-Opamp von TI hat es auch stabil hinbekommen, der hat
aber so viel 1/f-Rauschen, dass es trotz der vorherigen FET-Stufe den
ganzen Verstärker verdirbt.
Ich glaube, ich schreibe das über die Feiertage ein für alle mal
zusammen.
Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den
Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern
Geiz.
Ich hatte mal einen Eingangs-Kondensator im Verdacht warum das Rauschen
bei meinem Verstärker über 500 KHz so zunahm. Das war nebenbei das dünne
Layout der Verteilung der Eingangsspannung zusammen mit dem Skin-Effekt.
Ein Gitter hat das weggemacht.
Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen und als ich 2
Wochenenden später das Rauschen eines Lithiumakkus messen wollte, da hat
es in der zugeschraubten Hammond-Box unglaublich gerummst und es kam
massenhaft der magische schwarze Rauch raus.
-----
Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..
Gerhard H. schrieb:> Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..
Gar nicht. Du kannst den Beitrag neu erstellen und dann für diesen
Beitrag auf löschen drücken.
Dieter schrieb:> Gerhard H. schrieb:>> Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..>> Gar nicht. Du kannst den Beitrag neu erstellen und dann für diesen> Beitrag auf löschen drücken.
Auf löschen kann ich schon drücken, wird aber abgewiesen.
Problem elegant verdoppelt.
------------
Bezüglich der Stabilität der Anordnung habe ich mich bereits hier
und anderswo ausgelassen:
<
https://www.eevblog.com/forum/beginners/jfet-frontend-amplifier-stability/new/#new>
und jetzt gegenseitig verlinkt.
Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man
glaubt,
wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source betrieben.
Werden sie aber nicht. Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung
an den Sourcen der Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem
Sourcefolger.
Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine
Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem
kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen
gut.
Mit einer VCVS ist in der Simulation alles gut, die kann man aber nicht
kaufen. Ein 3 GHz-Opamp von TI hat es auch stabil hinbekommen, der hat
aber so viel 1/f-Rauschen, dass es trotz der vorherigen FET-Stufe den
ganzen Verstärker verdirbt.
Ich glaube, ich schreibe das über die Feiertage ein für alle mal
zusammen.
Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den
Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern
Geiz.
Ich hatte mal einen Eingangs-Kondensator im Verdacht warum das Rauschen
bei meinem Verstärker über 500 KHz so zunahm. Das war nebenbei das dünne
Layout der Verteilung der Eingangsspannung zusammen mit dem Skin-Effekt.
Ein Gitter hat das weggemacht.
Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen und als ich 2
Wochenenden später das Rauschen eines Lithiumakkus messen wollte, da hat
es in der zugeschraubten Hammond-Box unglaublich gerummst und es kam
massenhaft der magische schwarze Rauch raus.
Gerhard H. schrieb:> Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man> glaubt, wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source> betrieben. Werden sie aber nicht.
Hmmmm... Wenn alle Sourcen zusammengeschaltet sind, ist das nicht
Common Source?
> Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung an den Sourcen der> Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem Sourcefolger.
Und in jeder anderen üblichen Verstärkerschaltung, bei denen ein Teil
der Ausgangsspannung auf den negativen Eingang, also bei OpAmp auf -In,
oder wenn diskret auf Emitter bzw. Source, auch. Nur: Hier geht zwar die
geteilte Ausgangsspannung auch auf die Sourcen, bewirkt aber keine
Änderung des DC-Pegels (= Arbeitspunktes) am Ausgang Op-Amps.
> Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine> Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem> kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen> gut.
Verlass' dich drauf, dass es in meiner praktischen Ausführung weder bei
wechselnden Last- noch Eingangsimpedanzen Schwingneigung gibt, nicht mal
Überschwingen. Allerdings: Es war nicht trivial, das zu erreichen.
> Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den> Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern> Geiz.
Du hast entweder meine E-Mail nicht bekommen oder gelesen(?). Natürlich
habe ich einen Koppelkondensator (Folie) und noch mehr im Eingang. Und
mit dem beobachte ich absolut keine Effekte, die nicht zu erwarten bzw.
gewollt sind.
> Ich hatte mal einen Eingangs-Kondensator im Verdacht warum das Rauschen> bei meinem Verstärker über 500 KHz so zunahm. Das war nebenbei das dünne> Layout der Verteilung der Eingangsspannung zusammen mit dem Skin-Effekt.
Skin-Effekt bei hohen Impedanzen und so kurzen Leitungen? Und das schon
bei 500 kHz? Ich habe viel Erfahrungen mit Skin-Effekten bei Kabeln. Um
den bei 500 kHz zu beobachten, braucht man z. B. schon eher mehrere 100
Meter Koaxkabel. Das passt doch nicht zu einigen cm und einigen 100
kOhm.
> Ein Gitter hat das weggemacht.
Das verstehe ich in diesem Zusammenhang nicht. Ein Gitter gegen den
Skin-Effekt?
> Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen...
Ist damit das Gitter gemeint?
> Wochenenden später das Rauschen eines Lithiumakkus messen wollte, da hat> es in der zugeschraubten Hammond-Box unglaublich gerummst und es kam> massenhaft der magische schwarze Rauch raus.
Mein Beileid ;-) Sind das beim Verstärker auf den Fotos Dual-FETs oder
parallel geschaltete Op-Amps?
> Ich finde nirgendwo, wie ich das riesige Bild wieder wegmachen kann..
Vermutlich den gesamten Text in die Zwischenablage und eine neue Antwort
und neu angefügten Bildern aufsetzen...
Ein DC gekoppelter Verstärker geht in einigen Fällen, hat aber auch so
seine Probleme: Der Widerstand im Feedback muss klein (z.B. < 20 Ohm)
sein um nicht stark zu rauschen damit hat man nur eine relative kleine
Bereich den man damit abdecken kann. Viel mehr als 100 mV offset sind
nur schwer möglich und dass benötigt dann schon einen relative guten
Abgleich. Bei einfach nur JFETs an einer Seite hat man dann ggf. einiges
an Temperaturdrift dazu. Der Strom beinflusst halt sowohl den offset und
die Drift. Um beides zusammen klein zu bekommen, braucht man schon etwas
Glück oder gut ausgensuchte FETs. Da braucht man dann ggf. eine Mischung
aus 2 Typen, oder eine extra kompensation der Drift, etwa mit einer
Temperaturabhängigen Stromquelle.
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Gerhard H. schrieb:>> Das Problem bei dieser gängigen Verstärkerarchitektur ist, dass man>> glaubt, wegen der 2.5 Ohm nach GND würden die FETs Common source>> betrieben. Werden sie aber nicht.> Hmmmm... Wenn alle Sourcen zusammengeschaltet sind, ist das _nicht_> Common Source?
Nein. Das ist nur ein FET mit 6-facher Fläche. CE und CS bedeuten,
dass Emitter oder Source für die Ein- und die Ausgangsseite gemeinsam
sind, also im Sinn von "Emitterschaltung".
>> Sobald man R12 = 2K5 einlötet, läuft die Spannung an den Sourcen der>> Eingangsspannung nach, ganz wie bei einem Sourcefolger.> Und in jeder anderen üblichen Verstärkerschaltung, bei denen ein Teil> der Ausgangsspannung auf den negativen Eingang, also bei OpAmp auf -In,> oder wenn diskret auf Emitter bzw. Source, auch. Nur: Hier geht zwar die> geteilte Ausgangsspannung auch auf die Sourcen, bewirkt aber keine> Änderung des DC-Pegels (= Arbeitspunktes) am Ausgang Op-Amps.>>> Leider ist der OpAmp im Vergleich langsam, so dass es eine>> Phasenverschiebung gibt. Aus Sicht der FETs arbeiten sie in einem>> kapazitiv belasteten Sourcefolger, und die sind allemal für Schwingungen>> gut.> Verlass' dich drauf, dass es in meiner praktischen Ausführung weder bei> wechselnden Last- noch Eingangsimpedanzen Schwingneigung gibt, nicht mal> Überschwingen. Allerdings: Es war nicht trivial, das zu erreichen.
Das sagen alle. Hab' ich auch schon. ;-)
Versuch mal die Simulation im Bild. Wo die gelbe Kurve des Realwerts der
Eingangsimpedanz den 180° Phasensprung hat ist der Realwert negativ.
Die Schaltung stammt aus Art Of Electronics III, DAS Muss-Haben-Buch.
Und Winfield Hill ist nun wirklich kein Dummer.
Der Networkanalyzer zeigt das Problem auch. An den 3 Markerstellen
wird S11 nach RLC ausdecodiert.
Für einen Messverstärker geht das gar nicht, wenn er mit der passenden
Spule am Eingang schwingt. Der Typ im ELV-Blog hat das sogar in der
Zeitsimulation mit LTspice nachgewiesen.
Das Problem ist schwierig und hat eigentlich jeden getroffen, bei dem
ichs überprüft habe. Sogar bei Win Hill und Scott W.
Ich hab's aufgegeben und eine feedback-freie Eingangsstufe gemacht.
Die ist sogar thermisch unbedenklich, ich hatte mich schon mit einem
Thermostaten abgefunden. Die Cascode ist gefaltet weil ich eigentlich
mit 2*2 Lithiumzellen auskommen wollte. Die Simulation ist bezüglich des
Rauschens etwas optimistisch wie sich gezeigt hat.
>> Und ja, wenn man nur Spannungen um 0 V misst dann kann man oben den>> Eingangskondensator weglassen. Das ist dann aber kein Vorteil sondern>> Geiz.> Du hast entweder meine E-Mail nicht bekommen oder gelesen(?). Natürlich> habe ich einen Koppelkondensator (Folie) und noch mehr im Eingang. Und> mit dem beobachte ich absolut keine Effekte, die nicht zu erwarten bzw.> gewollt sind.
Hier kann ich nur diskutieren was hier veröffentlicht wird.
> Skin-Effekt bei hohen Impedanzen und so kurzen Leitungen? Und das schon> bei 500 kHz? Ich habe viel Erfahrungen mit Skin-Effekten bei Kabeln. Um> den bei 500 kHz zu beobachten, braucht man z. B. schon eher mehrere 100> Meter Koaxkabel. Das passt doch nicht zu einigen cm und einigen 100> kOhm.
Wenn die Leiterbahn 35um dick und 12 mil breit ist, dann sieht das schon
anders aus. Der Verstärker hat < 220 pV/rtHz. Das ist das thermische
Rauschen eines 3-Ohm-Widerstands. Ich habe auch gedacht, dass das
bisschen Leiterbahn nix tut. Das Netz aus Wrapdrähten, das man auf dem
Bild vom abgebrannten Verstärker noch sehen kann hat die Rauscherhöhung
um WIMRE 50 pV weggeputzt. 50 pV Differenz sind etwa 0.2 Ohm zusätzlich
in Serie.
Wenn ein Verstärker von 220 auf 280 pV/rtHz im Passband ansteigt, dann
sollte man das schon untersuchen. Der Unterschied ist einige OpAmps
wert.
Es geht um rauschende Widerstände IN SERIE zum Eingangssignal, nicht um
eine parallele Last am Eingang.
>> Leider habe ich vergessen, die Brücke wieder zu entfernen...> Ist damit das Gitter gemeint?
Nein, die Brücke über den Wet slug tantal.
> Mein Beileid ;-) Sind das beim Verstärker auf den Fotos Dual-FETs oder> parallel geschaltete Op-Amps?
Nein, das sind 10 ADA4898-2 dual op amps.
Aber der NSVJ5908DSG5 von On Semi ist auch ein interessantes Teil.
Wir müssen aufpassen, das wird alles tldr.
Gerhard H. schrieb:> Das ist nur ein FET mit 6-facher Fläche.
Ja, natürlich. Das ist das Ziel bzw. der Weg zum Ziel. CS oder nicht,
scheint mir eine Frage der Begriffsdefinition zu sein. Ist mir egal. Ich
sehe halt gemeinsame Sourcen.
> Versuch mal die Simulation im Bild.
Das kann ich nicht nachvollziehen. Verstehe ich das richtig: Soll die
Simulation nachweisen, dass das mein Konzept nicht funktionieren kann
und deswegen schwingen muss?
Nebenbei, ich habe die Schaltung auch simuliert und bin nur mit der
Simulation auf die Details der Lösung gekommen, mit denen es geklappt
hat.
> Hier kann ich nur diskutieren was hier veröffentlicht wird.
Aber deswegen musst du gegen dein Wissen nicht etwas unterstellen.
Zumindest habe ich es so empfunden.
> Wenn die Leiterbahn 35um dick und 12 mil...
Das gibt mir zu denken. Ja, es geht ja tatsächlich um sehr kleine
Widerstände, selbst wenn damit "nur" eine hochohmige Eingangsimpedanz
nach Masse geschaltet wird. Ich nehme das jetzt mal als tatsächlich zu
erwartenden Effekt. Meine ~0,4 nV/sqrt(Hz) entsprechen ja nur ~10 Ohm.
> feedback-freie Eingangsstufe:
Treibst du damit nicht den Teufel mit dem Belze-Bub aus? Unkritisches
Verhalten vs. undefinierte Verstärkung und erheblich größere
Eingangskapazität?
NSVJ5908DSG5 (Dual-JFET): Mindestens die NF-Diagramme sind identisch mit
dem des 2SK2394 (Single-JFET). Bei beiden kann m.E. Fig.11 nur ein
Irrtum sein (NF unabhängig von RG???).
ADA4898-2: Doppel-Op-Amp mit < 1 nV/sqrt(Hz) kannte ich noch nicht. 👍
Und kostet sogar weniger, als der Single AD797!
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Wir müssen aufpassen, das wird alles tldr.>> Gerhard H. schrieb:>> Das ist nur ein FET mit 6-facher Fläche.> Ja, natürlich. Das ist das Ziel bzw. der Weg zum Ziel. CS oder nicht,> scheint mir eine Frage der Begriffsdefinition zu sein. Ist mir egal. Ich> sehe halt gemeinsame Sourcen.
Ja, aber ich sehe auch gemeinsame Gates und gemeinsame Drains.
Sourceschaltung bedeutet eben, dass Source hart an Masse/Bezugs-
potential liegt und dass da eben kein Korrektursignal eingespeist
wird, das bis auf Nichtlinearitäten dank der großen Schleifen-
verstärkung wie das Eingangssignal aussieht.
>> Versuch mal die Simulation im Bild.> Das kann ich nicht nachvollziehen. Verstehe ich das richtig: Soll die> Simulation nachweisen, dass das mein Konzept nicht funktionieren kann> und deswegen schwingen muss?
Nein, das Konzept ist absolut üblich. Wenn man 1 oder 2 MHz Bandbreite
haben will, dann liefert das Konzept genauso üblich eine
Eingangsimpedanz
die aus ein paar pF in Serie mit einem negativen Widerstand besteht,
zumindest für einen Frequenzbeich um typ. 100 KHz.
Wenn die Signalquelle passend induktiv ist, hat man einen entdämpften
Serien-Resonanzkreis. Wenn man sagt, dass die Quelle resistiv oder
kapazitiv ist, dann ist eh alles klar.
>> Wenn die Leiterbahn 35um dick und 12 mil...> Das gibt mir zu denken. Ja, es geht ja tatsächlich um sehr kleine> Widerstände, selbst wenn damit "nur" eine hochohmige Eingangsimpedanz> nach Masse geschaltet wird. Ich nehme das jetzt mal als tatsächlich zu> erwartenden Effekt. Meine ~0,4 nV/sqrt(Hz) entsprechen ja nur ~10 Ohm.
Das ist ein echter Wirkwiderstand in Serie zur Signalquelle, auch wenn
er ziemlich klein ist. Mit der hochohmigen Eingangsimpedanz hat der
erst mal nix zu tun. Bei dem Aufwand, den man bei <300 pV/rtHz treiben
muss sind die extra 50 pV ein teurer Fehler.
>> feedback-freie Eingangsstufe:> Treibst du damit nicht den Teufel mit dem Belze-Bub aus? Unkritisches> Verhalten vs. undefinierte Verstärkung und erheblich größere> Eingangskapazität?
Wie man bei der Simulation sehen kann, macht 20-60°C im Passband
praktisch nichts aus. JFets haben einen positiven und einen negativen TK
die sich durchaus kompensieren können. Die Datenblätter schweigen
diesbez, aber FET-Datenblätter sind sowieso meist nur 1 DIN-A-4-Seite.
Ich hatte schon mal prophylaktisch einen Thermostaten vorgesehen.
BD138/BD139, einer als Sensor, der andere als Heizer.
War nicht nötig. (Bild)
> NSVJ5908DSG5 (Dual-JFET): Mindestens die NF-Diagramme sind identisch mit> dem des 2SK2394 (Single-JFET). Bei beiden kann m.E. Fig.11 nur ein> Irrtum sein (NF unabhängig von RG???).>> ADA4898-2: Doppel-Op-Amp mit < 1 nV/sqrt(Hz) kannte ich noch nicht. 👍> Und kostet sogar weniger, als der Single AD797!
Oh, wieder billiger! Zwischendurch hatte ich den Eindruck, dass
sie das korrigiert hätten. Ich mag ihn. Etwas heiß, das thermal pad
ist Pflicht, aber flott und rauscharm.
Der Zahn der Zeit (🦷⏳) schrieb:> Richtig, nicht so gerne, aber das Prinzip kann ich ja mal zeigen.
Danke, auch an Gerhard, das ist interessant. Sehr erhellende Diskussion,
bin gerade dabei mich in die Thematik einzulesen (auch über die
gefaltete Kaskode, wozu es leider kaum Literatur gibt).
