Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Optimierung und Schutz eines mehrkanaligen Phasenabschnittdimmers


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von AMDFreak (amdfreak2006)


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Hallo zusammen,

zum Thema Phasenabschnittsdimmer gibts hier im Forum bereits viele Posts 
und ich denke ich habe die meisten davon bereits gelesen.
Mir geht es daher konkret um ein paar Detailfragen:

Kurz zum Hintergrund, ich habe mir vor mehreren Jahren bereits ein 
eigenes, mikrocontrollergesteuertes Lichteffektgerät gebaut. Dieses 
steuert mittels PhasenANschnitt und entsprechend TRIAC-basierten SSRs 
die am Netz hängenden Glühlampen.

Ich möchte nun vom PhasenANschnitt zum PhasenABschnitt wechseln. Hierfür 
möchte ich aus Gründen der Effizienz und Wärmeentwicklung die Variante 
mit 2 antiseriellen MOSFETs nutzen.
Da die Schaltung, wie auch die bisherige, mehrkanalig aufgebaut werden 
soll, ist pro Kanal eine galvanisch getrennte Gate-Stromversorgung 
erforderlich. Auf diese Weise bleibt der Microcontroller zudem "normal" 
erdbar und kann so bspw. auch ganz regulär mittels serieller 
Schnittstelle ferngesteuert werden oder mit anderen Geräten bspw. via 
USB verbunden werden.

Meine Schaltung sieht bislang wie im angehängten Screenshot aus.

Hierzu folgende Ergänzungen:
- Nulldurchgangserkennung und Microcontroller existieren schon, sind 
daher nicht noch mal eingezeichnet
- Die verwendeten MOSFETS (IRL3803) sind Platzhalter! Ich habe da an 
sowas wie STFH24N60M2 gedacht, bei 2 A Schaltstrom sollten mit diesen 
etwa 0,8 W Verlustleistung pro MOSFET anfallen. Teurere MOSFETs können 
die Verlustleistung bei Bedarf noch mal um Faktor 8-10 dank kleinerem 
RDSon verkleinern.
- Die Schalter S1 und S2 sind in Realität jeweils Transistor-basierte 
Optokoppler, die per Microcontroller gesteuert werden.
- Gate-Vorwiderstände sind im Screenshot noch nicht enthalten. Hängt vom 
konkreten Optokoppler ab, aber ich peile so ca. 40-50 mA maximalen 
Gatestrom an (teilt sich ja auf beide MOSFETs auf), folglich bei 10 V 
etwa 250 Ohm Vorwiderstand.
- die Gate-Spannungsquellen V2 und V3 im Screenshot stellen in der 
Realität die besagten isolierten DC-DC-Wandler dar.

Da die Schaltung nur etwa die Steilflankigkeit von ca. 1 kHz Pulsen 
haben muss, um innerhalb der 100 Hz Netz-Halbwellen zu beliebigen 
Zeitpunkten Abschalten zu können, habe ich einen normalen BJT-Transitor 
basierten Optokoppler dafür eingeplant. Klar, mit nem dedizierten 
isolierten Gate-Treiber wäre die Steilflankigkeit noch höher und die 
Verluste somit geringer, aber ich denke das ist erst mal nicht 
erforderlich.

Simuliert habe ich die Schaltung schon, sollte soweit funktionieren. Es 
sei denn euch fällt etwas auf, was dem widerspricht?

Zudem habe ich wie angekündigt folgende Detailfragen:

1.) Welche Möglichkeiten gibt es alternativ zu AC-DC-Wandler + isolierte 
DC-DC-Wandler pro Kanal für die Spannungsversorgung der MOSFET-Gates? 
Gibt es hier eine kostengünstigere Möglichkeit die isolierten 
Gatespannungen aus der Netzspannung zu gewinnen? Wichtig: Auch ein 100% 
statisches Einschalten sowie Ausschalten der Lasten soll möglich sein. 
Alles mit kleinen AC-DC-Wandler zu machen ist interessanterweise 
kostspieliger als einen "fetteren" AC-DC-Wandler zu nehmen und dem dann 
mehrere kleine isolierte DC-DC-Wandler hinter zu schalten..

2.) Welche Schutzmaßnahmen sind für die MOSFETs erforderlich? Genügt es 
pro Kanal einen 400V Varistor parallel zu den 2 MOSFETs zu schalten? 
Oder sind noch RC-Snubberglieder erforderlich?

3.) Falls RC-Snubberglieder erforderlich sind, wie legt man diese am 
besten aus? Die Last pro Kanal kann von 3W 230V dimmbaren LEDs bis 500 W 
Glühlampen alles sein. Ein RC-Glied über den MOSFETs würde somit ggf. 
bei den LEDs bereits für zu hohe Ströme im abgeschalteten Zustand sorgen 
und diese dennoch leuchten lassen. Wie löst man sowas? RC-Glied über der 
Last statt über dem Schalter? Dann wird die ja hauptsächlich von der 
Zuleitung stammende Induktivität ja nicht mit abgedeckt!?

3.) Welche EMV-Maßnahmen sollten getroffen werden?

4.) Kann ich innerhalb der Schaltung auf EMV-Entstörmaßnahmen 
verzichten, wenn ich am Geräteeingang einen Netzfilter verwende, wie 
bspw. diesen: 
https://www.conrad.de/de/p/schaffner-fn2090-16-06-fn2090-16-06-entstoerfilter-250-v-ac-16-a-4-mh-l-x-b-x-h-113-5-x-57-5-x-45-4-mm-1-st-554095.html?refresh=true

5.) Viele auf dem freien Markt käufliche "Universaldimmer" sind in der 
Lage auf Basis der Art der angehängten Last eigenständig zu entscheiden 
ob sie per PhasenAN- oder PhasenABschnitt ansteuern. Weiß jemand wie 
diese Erkennungslogik dort genau realisiert wird? Zu irgendeinem 
Zeitpunkt muss das Teil ja irgendwie den Phasenversatz zwischen Strom 
und Spannung bei 100% Einschalten detektieren oder wird das anders 
gelöst?

Danke schon mal :)

: Bearbeitet durch User
von Carsten-Peter C. (carsten-p)


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Moin, ich finde Deine Schaltung sehr interessant. Ich habe einen 
Brückengleichrichter und nur einen Mosfet genommen. Fertige Treiber wie 
der LUD12 sind teuren, lassen sich aber gut ansteuern. Als Optokoppler 
habe ich den TLP250 genommen, weil der schon Treiber am Ausgang hat. Da 
ich nur kleine Lasten schalte, habe ich auf EMV-Entstörmaßnahmen 
verzichten. Nicht ganz einfach fand ich, das „flacker und 
schwebungsfrei“ zu dimmen.
Viel Erfolg
Carsten

von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:

> - Die verwendeten MOSFETS (IRL3803) sind Platzhalter! Ich habe da an
> sowas wie STFH24N60M2 gedacht,

> bei 2 A Schaltstrom sollten mit diesen
> etwa 0,8 W Verlustleistung pro MOSFET anfallen.

Ja.

> Teurere MOSFETs können
> die Verlustleistung bei Bedarf noch mal um Faktor 8-10 dank kleinerem
> RDSon verkleinern.

Wozu? 0,8W sind nix, die kriegt ein TO220 auch ohne Kühlkörper weg.

> - Gate-Vorwiderstände sind im Screenshot noch nicht enthalten. Hängt vom
> konkreten Optokoppler ab, aber ich peile so ca. 40-50 mA maximalen
> Gatestrom an (teilt sich ja auf beide MOSFETs auf), folglich bei 10 V
> etwa 250 Ohm Vorwiderstand.

Kann man machen. Langsamer schalten ist gut für die EMV und hier 
vollkommen ausreichend. Auch mit 50mA schalten die Dinger noch deutlich 
unter 100ns. Hier könnte man über eine Schaltung nachdenken, welche das 
auf sichere 200-500ns erhöht.

>Da die Schaltung nur etwa die Steilflankigkeit von ca. 1 kHz Pulsen
>haben muss, um innerhalb der 100 Hz Netz-Halbwellen zu beliebigen
>Zeitpunkten Abschalten zu können, habe ich einen normalen BJT-Transitor
>basierten Optokoppler dafür eingeplant.

Ja, aber

> Klar, mit nem dedizierten
>isolierten Gate-Treiber wäre die Steilflankigkeit noch höher und die
>Verluste somit geringer, aber ich denke das ist erst mal nicht
>erforderlich.

Ein isolierter Gate-Treiber hat auch den Vorteil, deutlich weniger Strom 
zu brauchen, denn der hat einen Push-Pull Ausgang. Ein einfacher 
Optokoppler mit Transistorausgang hat das nicht und man braucht einen 
Arbeitswiderstand, der je nach Polarität dauerhaft recht viel Strom 
braucht. Wenn man das aus einem Kondensatornetzteil speisen will, ist 
das ungünstig.

> Simuliert habe ich die Schaltung schon, sollte soweit funktionieren. Es
> sei denn euch fällt etwas auf, was dem widerspricht?

> Gibt es hier eine kostengünstigere Möglichkeit die isolierten
> Gatespannungen aus der Netzspannung zu gewinnen?

Kondensatornetzteil.

> 2.) Welche Schutzmaßnahmen sind für die MOSFETs erforderlich? Genügt es
> pro Kanal einen 400V Varistor parallel zu den 2 MOSFETs zu schalten?

Ja.

> Oder sind noch RC-Snubberglieder erforderlich?

Der Varistor reicht. Aber der sollte bei 400V WIRKLICH schon anfangen zu 
klemmen! Dazu muss man einen Typen mit ca. 250V Nennspannung nehmen. Da 
sollte man messen, wo der Wert wirklich liegt.

> 3.) Welche EMV-Maßnahmen sollten getroffen werden?

Eine Längsdrossel.

> 4.) Kann ich innerhalb der Schaltung auf EMV-Entstörmaßnahmen
> verzichten, wenn ich am Geräteeingang einen Netzfilter verwende, wie
> bspw. diesen:
> 
https://www.conrad.de/de/p/schaffner-fn2090-16-06-fn2090-16-06-entstoerfilter-250-v-ac-16-a-4-mh-l-x-b-x-h-113-5-x-57-5-x-45-4-mm-1-st-554095.html?refresh=true

Kann sein.

von Johannes T. F. (jofe)


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AMDFreak schrieb:
> Hierfür
> möchte ich aus Gründen der Effizienz und Wärmeentwicklung die Variante
> mit 2 antiseriellen MOSFETs nutzen.

Ich weiß nicht, ob sich der Aufwand wirklich lohnt?

Ich habe vor kurzem den DI300 von ELV 
(https://web.archive.org/web/20050122181507/http://www.elv-downloads.de/service/manuals/DI300/37378-DI300.pdf) 
leicht modifiziert aufgebaut (bisher nur Hardware, Software ist noch 
nicht fertig), sodass 100 % Ein- und Ausschalten möglich sind: siehe 
Anhang. Bis 300 W sollen damit laut ELV gedimmt werden können, bei 
besserem MOSFET und etwas größerem Kühlkörper sicher auch 500 W.

Zum Schutz des MOSFETs habe ich eine TVS-Diode eingebaut; vielleicht ist 
ein Varistor besser, der verträgt mehr Impulsleistung, ist aber auch 
langsamer.

Falk B. schrieb:
> Langsamer schalten ist gut für die EMV und hier
> vollkommen ausreichend.

Genau das hat ELV gemacht: RC-Glied vor dem Gate, um die EMV-Emissionen 
soweit zu reduzieren, dass keine Drossel mehr nötig ist.

von H. H. (Gast)


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Johannes F. schrieb:
> Genau das hat ELV gemacht: RC-Glied vor dem Gate, um die EMV-Emissionen
> soweit zu reduzieren, dass keine Drossel mehr nötig ist.

Man muss aber aufpassen innerhalb der SOA des MOSFET zu bleiben!

von Falk B. (falk)


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Johannes F. schrieb:
> Genau das hat ELV gemacht: RC-Glied vor dem Gate, um die EMV-Emissionen
> soweit zu reduzieren, dass keine Drossel mehr nötig ist.

Jain. Ein einfaches RC-Glied am Gate verlangsamt zwar die Schaltung, ist 
aber nicht optimal, um den Schaltvorgang definiert zu verlangsamen. Denn 
im Schaltmoment liegt die Gatespannung auf einem Plateau und ändert sich 
nur minimal. Da wirkt der Kondensator kaum.

Der C sollte besser zwischen Drain und Gate liegen. Der muss dann zwar 
die volle Spannung aushalten, kann aber deutlich kleiner sein. Damit 
erhöht man künstlich die Millerkapazität und verlangsamt den 
Schaltvorgang. Mit der zusätzlichen Drain-Gate Kapazität hat man einen 
Sensor direkt am Drain, den man ja verlangsamt schalten will.

von Johannes T. F. (jofe)


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Hmm, dann ist die ELV-Schaltung also „suboptimal“?
Ich hab den Kondensator am Gate noch gar nicht eingebaut, dann werde ich 
den einfach erstmal weglassen und hoffen, dass es nicht zu viel 
EMV-Störungen verursacht. Messgeräte habe ich dafür leider nicht.

von Peter D. (peda)


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H. H. schrieb:
> Man muss aber aufpassen innerhalb der SOA des MOSFET zu bleiben!

In der Praxis habe ich noch nie gesehen, daß man einen MOSFET zusätzlich 
verlangsamt.
Man ist froh um jede µs, die der MOSFET schneller schaltet. Dann bleibt 
er kühler und lebt länger.

von H. H. (Gast)


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Peter D. schrieb:
> In der Praxis habe ich noch nie gesehen, daß man einen MOSFET zusätzlich
> verlangsamt.

Ich schon, und auch selbst gemacht, auch für Großserie.

von Johannes T. F. (jofe)


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H. H. schrieb:
> Ich schon, und auch selbst gemacht, auch für Großserie.

So wie Falk es vorgeschlagen hat, mit C zwischen Drain und Gate?

von Peter D. (peda)


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Die Hersteller geben sich doch extra Mühe, möglichst kapazitätsarme 
MOSFETs auf den Markt zu bringen.
Ich benutze z.B. den BSC146N10LS5 und der bleibt schön kalt bei 48V.

von H. H. (Gast)


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Johannes F. schrieb:
> H. H. schrieb:
>> Ich schon, und auch selbst gemacht, auch für Großserie.
>
> So wie Falk es vorgeschlagen hat, mit C zwischen Drain und Gate?

Induktivität an Source.

von Falk B. (falk)


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Peter D. schrieb:
> In der Praxis habe ich noch nie gesehen, daß man einen MOSFET zusätzlich
> verlangsamt.

Tja, du hast eben auch nicht alles auf der Welt gesehen, auch nicht der 
kleinen elektrischen Welt.

> Man ist froh um jede µs, die der MOSFET schneller schaltet. Dann bleibt
> er kühler und lebt länger.

Das allein ist nicht alles. Vor allem wenn es um EMV geht.

von Carsten-Peter C. (carsten-p)


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Peter D. schrieb:
> Man ist froh um jede µs, die der MOSFET schneller schaltet. Dann bleibt
> er kühler und lebt länger.

Hallo, das sehe ich genau so. Ich würde mein Signal auch nicht „schlecht 
machen“.

Peter D. schrieb:
> Ich benutze z.B. den BSC146N10LS5 und der bleibt schön kalt bei 48V.

Mein IRF450 (hatte ich noch liegen) wird auch nicht warm bei 
Netzspannung.
Gruß
Carsten

von H. H. (Gast)


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Carsten-Peter C. schrieb:
> Ich würde mein Signal auch nicht „schlecht
> machen“.

Wozu Schalldämpfer? Da verbraucht die Karre doch nur mehr Sprit...

von Carsten-Peter C. (carsten-p)


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Bei manchen Karren ist der Schalldämpfer außen angebracht – besonders 
bei den alten Teilen mit Triac-Motor.

Beitrag #7386197 wurde vom Autor gelöscht.
von AMDFreak (amdfreak2006)


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Hallo zusammen, danke für eure Antworten.

Falk B. schrieb:
> Wozu? 0,8W sind nix, die kriegt ein TO220 auch ohne Kühlkörper weg.
Falls größere Lasten geschaltet werden sollen, würde das Sinn ergeben, 
bei 2 A, hast du natürlich vollkommen recht.

> Hier könnte man über eine Schaltung nachdenken, welche das
> auf sichere 200-500ns erhöht.
Ich hab in einem Versuchsaufbau bei 12 V Wechselspannung und 2 A Last 
bei MOSFETs mit deutlich größerer Total Gate Charge Qc (IRL3803) mit 
lediglich 5 mA Gatestrom gearbeitet und auch das hat performanceseitig 
für gute Dimmergebnisse dicke gereicht und warm sind die MOSFETs da auch 
nicht geworden. Denke das ist also recht unkritisch.

> Ein isolierter Gate-Treiber hat auch den Vorteil, deutlich weniger Strom
> zu brauchen, denn der hat einen Push-Pull Ausgang. Ein einfacher
> Optokoppler mit Transistorausgang hat das nicht und man braucht einen
> Arbeitswiderstand, der je nach Polarität dauerhaft recht viel Strom
> braucht. Wenn man das aus einem Kondensatornetzteil speisen will, ist
> das ungünstig.
Den Punkt verstehe ich nicht. Sowohl am Ausgang vom Transistor-basierten 
Optokoppler als auch an einem mit Logik-Ausgang (Push-Pull-Stufe) muss 
ich doch einen Gatevorwiderstand anschließen, um den Optokoppler 
stromseitig nicht zu überlasten. Die Polarität ist zudem immer gleich, 
da das Entladen des Gates über den 1k bis 10k großen Pulldown-Widerstand 
erfolgt. Bei Push-Pull könnte letzter natürlich entfallen. Aber wo soll 
hier beim Standard-Optokoppler also ein höherer Strom erforderlich sein?

> Kondensatornetzteil.
Hast du dafür mal eine Beispielschaltung? Soweit ich mich eben kurz 
eingelesen habe, erzeugt man damit auf jeden Fall potentialfreie 
Spannungen, sodass Mehrkanaligkeit damit ja möglich wäre.
Wie verhindert man aber, dass bei statisch eingeschaltetem MOSFETs 
(Gates geladen) die bereitgestellte Spannung nicht beliebig hoch 
aufgrund Nichtbelastung steigt? Identische Frage wenn der Optokoppler 
offen ist -> Wie verhindert man dann einen Spannungsanstieg, damit die 
Sperrspannung vom Optokopplertransistor nicht überschritten wird?
Genügt da ein L7810 am Ausgang oder ne Zenerdiode?
X2-Kondensatoren, 4 Gleichrichterdioden, einige Widerstände und co 
machen die Schaltung zudem doch platzbedarfsmäßig recht groß und die 
X2-Kondensatoren sind ja mit ca. 1 € pro Stück auch nicht gerade 
günstig.
Ich vermute fast, ein DC-DC-Wandler wie bspw. ein CRE1S0515SC ist die 
kompaktere und kostenseitig (kostet ca. 3 € das Teil) fast gleichwertige 
Lösung? Dank galvanischer Trennung von der Netzspannung wäre es zudem 
etwas sicherer.

> Der Varistor reicht. Aber der sollte bei 400V WIRKLICH schon anfangen zu
> klemmen! Dazu muss man einen Typen mit ca. 250V Nennspannung nehmen. Da
> sollte man messen, wo der Wert wirklich liegt.
Inwieweit muss das ein 250V-Typ sein? Die Netzspannung darf von 207 bis 
253 V RMS schwanken. Der Varistor muss doch bestimmt auf die 
Peakspannung sprich ca. 325V bei 230V RMS ausgelegt sein, oder? Zudem 
können die MOSFETS 600V Sperrspannung ab, ist ein 400V Varistor da nicht 
ausreichend?
>
>> 3.) Welche EMV-Maßnahmen sollten getroffen werden?
>
> Eine Längsdrossel.
Wie würde man die dimensionieren? Ohne EMV-Messung im Labor -> Gibt es 
da Richtwerte auf welche Anstiegszeit man da den Strom begrenzen muss, 
damit es keine Störungen verursacht?
>
>> 4.) Kann ich innerhalb der Schaltung auf EMV-Entstörmaßnahmen
>> verzichten, wenn ich am Geräteeingang einen Netzfilter verwende, wie
>> bspw. diesen:
>>
> 
https://www.conrad.de/de/p/schaffner-fn2090-16-06-fn2090-16-06-entstoerfilter-250-v-ac-16-a-4-mh-l-x-b-x-h-113-5-x-57-5-x-45-4-mm-1-st-554095.html?refresh=true
>
Kann das jemand beurteilen?
Datenblatt und internen Aufbau des Filters habe ich mal angehangen.

Parallel wurden ja nun zig verschiedene Varianten zur EMV-Entstörung 
vorgeschlagen. Welche davon taugt denn nun wirklich?

- Längsdrossel, hierunter verstehe ich eine Spule in Reihe zur Last (die 
sollte Einschalt- und Ausschaltgeschwindigkeit ja gleichermaßen 
reduzieren?)
- Kondensator zwischen Gate und Source (ich würde sagen, der reduziert 
die Einschaltgeschwindigkeit?)
- Kondensator zwischen Gate und Drain (der dürfte doch eher die 
Abschaltgeschwindigkeit senken?)
- Spule an Source (ist hier in Reihe zur zu schaltenden Last gemeint 
(siehe Längsdrossel) oder eine Spule zwischen Gate und Source? Letztere 
dürfte ja nur das Ausschaltverhalten verlangsamen können?)
- Wenn ein Kondensator zwischen Gate und Drain besser ist als einer 
zwischen Gate und Source, trifft das dann auch für eine Spule zu? Also 
Spule zwischen Gate und Drain besser als zwischen Gate und Source?

: Bearbeitet durch User
von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:

>> Ein isolierter Gate-Treiber hat auch den Vorteil, deutlich weniger Strom
>> zu brauchen, denn der hat einen Push-Pull Ausgang. Ein einfacher
>> Optokoppler mit Transistorausgang hat das nicht und man braucht einen
>> Arbeitswiderstand, der je nach Polarität dauerhaft recht viel Strom
>> braucht. Wenn man das aus einem Kondensatornetzteil speisen will, ist
>> das ungünstig.
> Den Punkt verstehe ich nicht. Sowohl am Ausgang vom Transistor-basierten
> Optokoppler als auch an einem mit Logik-Ausgang (Push-Pull-Stufe) muss
> ich doch einen Gatevorwiderstand anschließen, um den Optokoppler
> stromseitig nicht zu überlasten.

Nicht wirklich. So ein Gate können die auch ohne Widerstand schadlos 
treiben. IM Grenzfall begrenzen die ihren Strom selber.

> Die Polarität ist zudem immer gleich,
> da das Entladen des Gates über den 1k bis 10k großen Pulldown-Widerstand
> erfolgt.

Das ist das Problem. Dieser Widerstand braucht bei HIGH Strom. Und je 
schneller man schalten will, umso kleiner muss der sein und umso mehr 
Strom braucht der. 1K sind schon 12mA an 12V. Ein Push-Pull Treiber 
braucht weniger als 1mA für sich selber!

> Bei Push-Pull könnte letzter natürlich entfallen.

EBEN!

> Aber wo soll
> hier beim Standard-Optokoppler also ein höherer Strom erforderlich sein?

Siehe oben!

>> Kondensatornetzteil.
> Hast du dafür mal eine Beispielschaltung?

Google kaputt?

https://www.mikrocontroller.net/articles/Controller_an_230V#Versorgung_%C3%BCber_Vorwiderstand/Kondensator

> Soweit ich mich eben kurz
> eingelesen habe, erzeugt man damit auf jeden Fall potentialfreie
> Spannungen,

Nö.

> sodass Mehrkanaligkeit damit ja möglich wäre.

Nö. Man braucht für jeden Kanal ein getrenntes Kondensatornetzteil. Da 
das aber relativ klein ist und wenig Bauteile benötigt, ist das OK. Aber 
große Ströme will man damit nicht treiben.

> Wie verhindert man aber, dass bei statisch eingeschaltetem MOSFETs
> (Gates geladen) die bereitgestellte Spannung nicht beliebig hoch
> aufgrund Nichtbelastung steigt?

Mit einer Z-Diode.

> X2-Kondensatoren, 4 Gleichrichterdioden, einige Widerstände und co
> machen die Schaltung zudem doch platzbedarfsmäßig recht groß

Was für ein Gejammer! Und dein 5V USB-Netzteil ist kleiner und billiger?

> und die
> X2-Kondensatoren sind ja mit ca. 1 € pro Stück auch nicht gerade
> günstig.

Darum will man den Stromverbrauch des Gatetreibers minimieren, um mit 
einem möglichst kleinen und damit auch billigeren X2 Kondensator 
auszukommen!

> Ich vermute fast, ein DC-DC-Wandler wie bspw. ein CRE1S0515SC ist die
> kompaktere und kostenseitig (kostet ca. 3 € das Teil) fast gleichwertige
> Lösung? Dank galvanischer Trennung von der Netzspannung wäre es zudem
> etwas sicherer.

Was bringt dir die "Sicherheit"? Der MOSFET leigt auf Netzportential, 
dort darf man so oder so nicht afassen und kann auch nicht so ohne 
weiteres messen.

>> Der Varistor reicht. Aber der sollte bei 400V WIRKLICH schon anfangen zu
>> klemmen! Dazu muss man einen Typen mit ca. 250V Nennspannung nehmen. Da
>> sollte man messen, wo der Wert wirklich liegt.
> Inwieweit muss das ein 250V-Typ sein?

Weil der die passende Klemmspannung hat? Ein 250V Varistor hält 250V AC 
aus, OHNE zu klemmen, das sind ca. 350V Up. Der klemmt dann bei ca. 
400V. Muss man mal messen.

> Die Netzspannung darf von 207 bis
> 253 V RMS schwanken. Der Varistor muss doch bestimmt auf die
> Peakspannung sprich ca. 325V bei 230V RMS ausgelegt sein, oder? Zudem
> können die MOSFETS 600V Sperrspannung ab, ist ein 400V Varistor da nicht
> ausreichend?

Nö, denn der klemmt je nach Typ bei deutlich über 600V. Er muss aber 
deutlich UNTER 600V klemmen, damit die Sperrspannung des MOSFETs niemals 
auch nur angekratzt wird. Da will und MUSS man eine Reserve von 100-200V 
lassen.

>> Eine Längsdrossel.
> Wie würde man die dimensionieren? Ohne EMV-Messung im Labor -> Gibt es
> da Richtwerte auf welche Anstiegszeit man da den Strom begrenzen muss,
> damit es keine Störungen verursacht?

Puh, gute Frage. Keine Ahnung. Ich würde mal so in der Größenordnung 
100-1000uH schauen.

> - Längsdrossel, hierunter verstehe ich eine Spule vor dem Gate, korrekt?

NEIN! Längs zu Last!

> (die sollte Einschalt- und Ausschaltgeschwindigkeit ja gleichermaßen
> reduzieren?)

Macht man nicht mit einer Drossel, auch wenn das hier jemand 
vorgeschlagen hat. Das kann im Ausnahmefall OK sein, wenn man weiß was 
man tut. Allgemein eher nicht.

> - Kondensator zwischen Gate und Source (ich würde sagen, der reduziert
> die Einschaltgeschwindigkeit?)

Beides. Siehe Simulation!

> - Kondensator zwischen Gate und Drain (der dürfte doch eher die
> Abschaltgeschwindigkeit senken?)

Beides!

> - Spule an Source (ist hier in Reihe zur zu schaltenden Last gemeint
> oder eine Spule zwischen Gate und Source? Letztere dürfte ja nur das
> Ausschaltverhalten verlangsamen können?)

Nein, die brauchst du nicht.

> - Wenn ein Kondensator zwischen Gate und Drain besser ist als einer
> zwischen Gate und Source, trifft das dann auch für eine Spule zu? Also
> Spule zwischen Gate und Drain besser als zwischen Gate und Source?

Du verkomplizierst das Thema.

von Max M. (Gast)


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AMDFreak schrieb:
> Spule zwischen Gate und Drain besser als zwischen Gate und Source?

Beides ist dann ein Kurzschluss. Spule != Kondensator.

H. H. schrieb:
> Induktivität an Source.
Und Ringing an der Induktivität macht dann das Gate auf und zu?

Falks Vorschlag mit der Gate Drain Kapazität ist die eleganteste und 
wirksamste Methode wenn man den Fet langsam haben will, weil der Drain 
Spannungsverlauf auf das Gate negativ rückkoppelt. Je schneller Drain 
steigen will um so stärker wird Gate gegengesteuert.

Aber warum überhaupt extrem langsam schalten?
Phasenabschnitt macht man bei kapazitiven Lasten.
Steuert man eine induktive Last damit wird die klingeln das die 
Varistoren dampfen und der Fet müsste die gespeicherte Energie in Wärme 
verbraten, im Linearbetrieb den er so garnicht gut kann.

Der Einschaltmoment ist unkritisch weil U+I=0. Völlig egal wie schnell 
der Fet da aufmacht, die Halbwelle ist bei null.
Im Ausschaltmoment macht ein kapazitive Last keine Mucken und eine 
Induktive bekommt man so oder so nicht in den Griff mit Phasenabschnitt.

EMI Messung geht bei 150Khz los, der Fet schaltet mit 100Hz.
Also wenn man da was tun will gegen hochfreqente Störungen, dann ein RC 
Snubber über DS.
Sollte da etwas bis in den HF Bereich klingeln, ist das kein Problem des 
Dimmers, sondern eines der Last.

Bei Phasenabschnitt würde ich IGBT bevorzugen.

von AMDFreak (amdfreak2006)


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Falk B. schrieb:
> Nicht wirklich. So ein Gate können die auch ohne Widerstand schadlos
> treiben. IM Grenzfall begrenzen die ihren Strom selber.
Wie erfolgt diese Strombegrenzung? Große MOSFETs können ja durchaus auch 
mit mehreren Ampere an Gateladeleistung versorgt werden. Benötigt es 
dafür spezielle Logic-Optokoppler, bspw. welche bei denen die 
Push-Pull-Stufe ebenfalls mit MOSFETs ausgestattet ist? Dann könnte ich 
es mir so erklären, dass wenn diese doch unerwartet warm werden, ihr 
RDSon steigt und sie sich somit selbst regulieren. Bei Push-Pull-Stufen 
mit Bipolartransistoren im Optokoppler, sehe ich aber keine automatische 
Strombegrenzung!?
>
>>> Kondensatornetzteil.
>> Soweit ich mich eben kurz
>> eingelesen habe, erzeugt man damit auf jeden Fall potentialfreie
>> Spannungen,
>
> Nö.
So, wars nicht gemeint, wir sprechen tatsächlich vom Gleichen ;)
Dass ich pro Kanal natürlich weiterhin ein separates Kondensatornetzteil 
benötige, ist mir klar. Mir ging es darum, dass zumindest ein 
mehrkanaliger Aufbau (mit mehreren Kondensatornetzteilen) möglich ist. 
Mit nicht-isolierten-DC-DC-Wandlern, die mit ihrem Eingang bspw. eine 
gemeinsame Ausgangsmasse teilen, wäre auch bei Nutzung mehrerer dieser 
nicht-isolierten Wandler keine Mehrkanaligkeit machbar.

> Was für ein Gejammer! Und dein 5V USB-Netzteil ist kleiner und billiger?
Naja zwecks Stromversorgung weiterer Teile im Gerät ist ein 5V 
AC-DC-Wandler (5V 2A) sowieso bereits vorhanden.
Der genannte CRE1S0515SC isolierte DC-DC-Wandler würde mit nur 4 Pins 
(im 2,54mm-Raster) und 11mm x 6mm Platinenfläche schon sehr kompakt 
sein. Immerhin würde das Kondensatornetzteil (ebenso wie alternativ der 
Wandler) ja pro Kanal benötigt. Je nach Anzahl der Kanäle kann der Platz 
dafür also schon eng werden und ich behaupte (lasse mich aber gern eines 
besseren belehren) ein Kondensatornetzteil kriegt man nicht mal in die 
Nähe von 11mm x 6mm Fläche.

> Was bringt dir die "Sicherheit"? Der MOSFET leigt auf Netzportential,
> dort darf man so oder so nicht afassen und kann auch nicht so ohne
> weiteres messen.
Hast ja recht, durch den Optokoppler ist der Microcontroller ja bereits 
vor Bauteil-Fehlern im Lastteil geschützt...
>
>>> Der Varistor reicht. Aber der sollte bei 400V WIRKLICH schon anfangen zu
>>> klemmen! Dazu muss man einen Typen mit ca. 250V Nennspannung nehmen. Da
>>> sollte man messen, wo der Wert wirklich liegt.
>> Inwieweit muss das ein 250V-Typ sein?
>
> Weil der die passende Klemmspannung hat? Ein 250V Varistor hält 250V AC
> aus, OHNE zu klemmen, das sind ca. 350V Up. Der klemmt dann bei ca.
> 400V. Muss man mal messen.
OK, also ein 250V Varistor, verstanden.

>>> Eine Längsdrossel.
Eine Induktivität längst zur Last erzeugt beim Abschalten dann doch aber 
sicher massiv Störungen, die einen RC-Snubber über die Schalter zwecks 
Freilauf dann doch fast zwingend erfordern, oder?
>
>> (die sollte Einschalt- und Ausschaltgeschwindigkeit ja gleichermaßen
>> reduzieren?)
>
> Macht man nicht mit einer Drossel, auch wenn das hier jemand
> vorgeschlagen hat. Das kann im Ausnahmefall OK sein, wenn man weiß was
> man tut. Allgemein eher nicht.
OK, also lieber keine Längsdrossel, wenn ich dich recht verstehe.

>> - Kondensator zwischen Gate und Source (ich würde sagen, der reduziert
>> die Einschaltgeschwindigkeit?)
>
> Beides. Siehe Simulation!
Von welcher Simulation sprichst du? Fehlt hier ein Link oder gings darum 
dass ich mir das selbst simuliere?
>
>> - Kondensator zwischen Gate und Drain (der dürfte doch eher die
>> Abschaltgeschwindigkeit senken?)
>
> Beides!

Ist das Optimum dann ggf. sogar ein Kondensator von Drain nach Gate und 
ein weiterer von Gate nach Source?

Ich sprach ja auch das Thema Universaldimmer schon an. Mit den 
antiseriellen MOSFETs ist es ja möglich sowohl per PhasenAB- als auch 
PhasenANschnitt zu dimmen.

Taugt die Lösung mit dem Kondensator zwischen Drain und Gate auch für 
Phasenanschnitt hinsichtlich EMV?

Max M. schrieb:
> Aber warum überhaupt extrem langsam schalten?
> Phasenabschnitt macht man bei kapazitiven Lasten.
> Steuert man eine induktive Last damit wird die klingeln das die
> Varistoren dampfen und der Fet müsste die gespeicherte Energie in Wärme
> verbraten, im Linearbetrieb den er so garnicht gut kann.
>
> Der Einschaltmoment ist unkritisch weil U+I=0. Völlig egal wie schnell
> der Fet da aufmacht, die Halbwelle ist bei null.
> Im Ausschaltmoment macht ein kapazitive Last keine Mucken und eine
> Induktive bekommt man so oder so nicht in den Griff mit Phasenabschnitt.
>
> EMI Messung geht bei 150Khz los, der Fet schaltet mit 100Hz.

Wenn EMI-Messungen erst bei 150 kHz losgehen, wundert mich, dass viele 
Dimmer auf dem Markt die Stromanstiegsgeschwindigkeit (meist über 
Längsdrossel zur Last) begrenzen. Die arbeiten ja alle netzsynchron mit 
100 Hz, eine Entstörung wäre ja dann aus deiner Sicht überhaupt nicht 
nötig??

> Also wenn man da was tun will gegen hochfreqente Störungen, dann ein RC
> Snubber über DS.

RC-Glied über Drain-Source als Snubber erzeugt wie gesagt Probleme bei 
sehr kleinen Lasten wie dimmbaren LEDs, die flackern dann oder leuchten 
schwach, weil sie im ausgeschaltetn Zustand über den Snubber mit Strom 
versorgt werden. Die Variante sollte also aus meiner Sicht vermieden 
werden.

> Sollte da etwas bis in den HF Bereich klingeln, ist das kein Problem des
> Dimmers, sondern eines der Last.
>
> Bei Phasenabschnitt würde ich IGBT bevorzugen.

IGBT hat den Nachteil, dass sie im Gegensatz zum MOSFET den Strom nicht 
bidirektional leiten können. Das heißt im Gegensatz zu nem 
eingeschalteten MOSFET fließt (geringen RDSon beim MOSFET vorausgesetzt) 
der Großteil der negativen Halbwelle nicht über die Drain-Source-Strecke 
sondern über die beim IGBT zwingend extern erforderliche Bypass-Diode. 
Das erzeugt somit wieder mehr Verluste, weil bspw. bei 2A und 190 mOhm 
RDSon dann nicht 0,4V am MOSFET abfallen sondern min. 0,7V an der 
Bypassdiode vom IGBT und somit also knapp doppelt so viel Abwärme 
erzeugt wird.

Dass auch beim MOSFET bei der negativen Halbwelle immer die Bypassdiode 
den Strom leitet, wie in vielen Webseiten und Application Notes 
dargestellt, halte ich für falsch. Das ist meines Erachtens erst dann zu 
einem nennenswerten Anteil der Fall, wenn die RDSon-basierte 
Drain-Source-Strecke mehr Spannungsfall erzeugen würde als die 
Bypassdiode. Bei nem RDSon von 190 mOhm also beispielsweise erst ab 4 A 
Laststrom. Werden bessere MOSFETs mit geringerem RDSon verwendet (bspw. 
20 mOhm) sollte die Bypassdiode sogar erst ab 35A Laststrom gerade mal 
50% des Laststroms tragen müssen.

AMDFreak schrieb:
> 5.) Viele auf dem freien Markt käufliche "Universaldimmer" sind in der
> Lage auf Basis der Art der angehängten Last eigenständig zu entscheiden
> ob sie per PhasenAN- oder PhasenABschnitt ansteuern. Weiß jemand wie
> diese Erkennungslogik dort genau realisiert wird? Zu irgendeinem
> Zeitpunkt muss das Teil ja irgendwie den Phasenversatz zwischen Strom
> und Spannung bei 100% Einschalten detektieren oder wird das anders
> gelöst?

Hierzu noch jemand ne Idee wie das realisiert wird?
Ne manuelle Umschaltung in Software zwischen PhasenAB- und 
PhasenANschnitt lässt sich ja leicht realisieren, eine automatische 
Erkennung der Last-Art wäre aber auch eine interessante Geschichte.

AMDFreak schrieb:
> 4.) Kann ich innerhalb der Schaltung auf EMV-Entstörmaßnahmen
> verzichten, wenn ich am Geräteeingang einen Netzfilter verwende, wie
> bspw. diesen:
> 
https://www.conrad.de/de/p/schaffner-fn2090-16-06-fn2090-16-06-entstoerfilter-250-v-ac-16-a-4-mh-l-x-b-x-h-113-5-x-57-5-x-45-4-mm-1-st-554095.html?refresh=true
>>
> Kann das jemand beurteilen?
> Datenblatt und internen Aufbau des Filters habe ich mal angehangen.

Hierauf gabs auch noch keine Rückmeldung.
Diese Art Filter ist häufig auch direkt in Kaltgerätebuchsen-Anschlüssen 
von fertigen Geräten verbaut. So schlecht sind die dann vermutlich 
nicht.

Laut Datenblatt unterdrückt dieser Netzfilter sowohl Gleichtakt- als 
auch Gegentaktstörungen und sollte damit ja eigentlich alles filtern 
können, was der mehrkanalige Dimmer auch nur ansatzweise an Störungen 
verursachen könnte.

Oder übersehe ich was?

Ist die Filterwirkung abhängig vom gezogenen Strom oder legt man den 
einfach aufs theoretische Maximum aus (bspw. 10A oder 16A 
Schuko-Steckdosen-Strom)?

von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:
>> Nicht wirklich. So ein Gate können die auch ohne Widerstand schadlos
>> treiben. IM Grenzfall begrenzen die ihren Strom selber.
> Wie erfolgt diese Strombegrenzung?

Durch die Abschnürung des Ladungskanals in den AusgangsMOSFETs des 
Treibers. Der wird dann zur Konstantstromquelle.

> Große MOSFETs können ja durchaus auch
> mit mehreren Ampere an Gateladeleistung versorgt werden. Benötigt es
> dafür spezielle Logic-Optokoppler, bspw. welche bei denen die
> Push-Pull-Stufe ebenfalls mit MOSFETs ausgestattet ist?

Ja.

> Dann könnte ich
> es mir so erklären, dass wenn diese doch unerwartet warm werden, ihr
> RDSon steigt und sie sich somit selbst regulieren.

Nein, damit hat das wenig zu tun.

> Bei Push-Pull-Stufen
> mit Bipolartransistoren im Optokoppler, sehe ich aber keine automatische
> Strombegrenzung!?

Auch die haben ein ähnliches Verhalten. Der Gatewiderstand wird im 
Allgemeinen NICHT zur Strombegrenzung des Treibers genutzt, sondern zur 
Dämpfung parasitärer Schwingungen am Gate.

>>>> Eine Längsdrossel.
> Eine Induktivität längst zur Last erzeugt beim Abschalten dann doch aber
> sicher massiv Störungen,

Nö.

> die einen RC-Snubber über die Schalter zwecks
> Freilauf dann doch fast zwingend erfordern, oder?

Ja.

>> Macht man nicht mit einer Drossel, auch wenn das hier jemand
>> vorgeschlagen hat. Das kann im Ausnahmefall OK sein, wenn man weiß was
>> man tut. Allgemein eher nicht.
> OK, also lieber keine Längsdrossel, wenn ich dich recht verstehe.

Du verstehst nicht. U.a. weil du keinen Schaltplan hat! Die Leute und du 
reden von verschiedenen Drosseln an verschiedenen Stellen im Schaltplan.
Zeichne einen gescheiten Schaltplan, dann kann man darüber reden.

>>> - Kondensator zwischen Gate und Source (ich würde sagen, der reduziert
>>> die Einschaltgeschwindigkeit?)
>>
>> Beides. Siehe Simulation!
> Von welcher Simulation sprichst du? Fehlt hier ein Link oder gings darum
> dass ich mir das selbst simuliere?

Meine Simulation.

Beitrag "Re: Optimierung und Schutz eines mehrkanaligen Phasenabschnittdimmers"

>>> - Kondensator zwischen Gate und Drain (der dürfte doch eher die
>>> Abschaltgeschwindigkeit senken?)
>>
>> Beides!
>
> Ist das Optimum dann ggf. sogar ein Kondensator von Drain nach Gate und
> ein weiterer von Gate nach Source?

Nein. Gate-Drain reicht.

> Taugt die Lösung mit dem Kondensator zwischen Drain und Gate auch für
> Phasenanschnitt hinsichtlich EMV?

Ja

>> EMI Messung geht bei 150Khz los, der Fet schaltet mit 100Hz.
>
> Wenn EMI-Messungen erst bei 150 kHz losgehen, wundert mich, dass viele
> Dimmer auf dem Markt die Stromanstiegsgeschwindigkeit (meist über
> Längsdrossel zur Last) begrenzen.

Weil es notwendig ist und der gute Max scheinbar das Problem der 
Oberwellen ignoriert.

> Die arbeiten ja alle netzsynchron mit
> 100 Hz, eine Entstörung wäre ja dann aus deiner Sicht überhaupt nicht
> nötig??

Doch, und das weiß der Max auch!

von Max M. (Gast)


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AMDFreak schrieb:
> dass viele
> Dimmer auf dem Markt die Stromanstiegsgeschwindigkeit (meist über
> Längsdrossel zur Last) begrenzen.
PhasenANSCHNITTdimmer tun das, weil eben nicht bei 0V angeschaltet wird, 
sonder es einen Spannungssprung Null -> High an der Last gibt und immer 
auch Kapazitäten mitgetrieben werden auch wenn die Last überwiegend L 
oder R ist.

AMDFreak schrieb:
> IGBT hat den Nachteil, dass sie im Gegensatz zum MOSFET den Strom nicht
> bidirektional leiten können.
Denk nochmal drüber nach.

Falk B. schrieb:
> Weil es notwendig ist und der gute Max scheinbar das Problem der
> Oberwellen ignoriert.
Bei einem PhasenABSCHNITTdimmer?

Die Längsdrossel eines üblichen PhasenANschnittdimmers würde beim 
PhasenABschnitt zwei Dinge tun:
1. Die wäre dort bereits längst in Sättigung, weil die so designt sind 
das sie zwar hohe Induktivitätswerte haben bei kleinem Strom, bei hohem 
aber geht der Kern in Sättigung, weil sie da garnicht mehr gebraucht 
wird und eine Drossel gigantisch groß wäre die nicht sättigt.

2. Sie würde bei ABSCHNITT eine fette Induktionsspannung erzeugen.

von AMDFreak (amdfreak2006)


Angehängte Dateien:

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So, sorry für die späte Rückmeldung. War beruflich und privat stark 
eingespannt...

Anbei mal der Schaltplan, wie ich es jetzt verstanden habe, wo die 
Kondensatoren hin sollen (jeweils Drain -> Gate), um EMV-Störungen zu 
reduzieren.

Wenn die Gate-Drain-Kondensatoren wie im Schaltplan gezeigt angeordnet 
werden, besteht auch bei offenem Schalter eine rein durch die 
Kondensatoren begrenzte Bypassstrecke, wodurch die Last kontinuierlich 
Strom erhalten würde. Mein Schaltplan muss also noch einen Fehler haben 
oder Gate-Drain-Kondensatoren eigenen sich in dieser Form nicht für 
Wechselspannungs-Schaltgeschwindigkeits-Reduzierung??

Koppelt man sich durch die Drain-Gate-Kondensatoren nicht auch 
Netzstörungen aufs Gate ein?

Falls es doch eine funktionierende Variante mit Gate-Drain-Kondensatoren 
gibt, wie muss diese aussehen und wie legt man die aus (Kapazitätsgröße) 
und welchen Typ nimmt man da X2?

Zudem die Frage: Wo gibt es zu diesem Thema noch mehr Informationen? Wo 
kann man nachlesen, wie diese Kondensatoren die Schaltgeschwindigkeit 
reduzieren können?

Falk B. schrieb:
>> Wie erfolgt diese Strombegrenzung?
>
> Durch die Abschnürung des Ladungskanals in den AusgangsMOSFETs des
> Treibers. Der wird dann zur Konstantstromquelle.

Gibt es hier zu irgendwo mehr Informationen zum Nachlesen? Ist das eine 
Eigenart von Photo-MOSFETs in Optokopplern? Habe dazu bislang leider 
nichts finden können..

Falk B. schrieb:
>> Bei Push-Pull-Stufen
>> mit Bipolartransistoren im Optokoppler, sehe ich aber keine automatische
>> Strombegrenzung!?
>
> Auch die haben ein ähnliches Verhalten. Der Gatewiderstand wird im
> Allgemeinen NICHT zur Strombegrenzung des Treibers genutzt, sondern zur
> Dämpfung parasitärer Schwingungen am Gate.

OK, das wusste ich nicht. Habe bislang nur mit Logic-Level-MOSFETs 
gearbeitet und da diente der Gatewiderstand insbesondere als 
Strombegrenzung für den Microcontroller. Hat die Strombegrenzung bei den 
Bipolartranistoren dann mit dem Übertragungsfaktor CTR zu tun?

Welche isolierten MOSFET-Treiber/Logik-Optokoppler sind empfehlenswert 
und gut  erhältlich? Optimal wäre was, was nicht nur via Mouser und 
Digikey sondern bspw. auch bei Reichelt, RS-online, Conrad etc. 
verfügbar wäre. Der oben in einer der Antworten genannte HCP-250 ist 
leider bereits wieder veraltet und schon abgekündigt (wenn auch noch in 
Restbeständen erhältlich).

Nehmen wir mal an, mir ist die Effizienz auf Ansteuerseite egal und mir 
geht es nur darum, die Laststrecke möglichst verlustarm zu schalten 
(daher die Lösung mit 2 MOSFETs statt 1 MOSFET + Brückengleichrichter). 
Spräche dann etwas gegen die Variante mit herkömmlichem Optokoppler als 
Highside-Schalter und Pulldown-Widerstand?

Max M. schrieb:
 > AMDFreak schrieb:
>> IGBT hat den Nachteil, dass sie im Gegensatz zum MOSFET den Strom nicht
>> bidirektional leiten können.
> Denk nochmal drüber nach.

Was ist an meiner Erläuterung falsch? MOSFETs leiten bidirektional über 
die Drain Source Strecke. IGBTs können dies nur unidirektional und 
müssen negative Ströme über eine Bypassdiode vorbeileiten. Diese (bei 
MOSFETs quasi immer vorhandene Diode) wird bei MOSFETs aber nur dann 
nennenswert beansprucht, wenn die resultierende Verlustspannung über 
Drain-Source bei gegebenem Laststrom und gegebenem RDSon höher ist, als 
die Durchflussspannung der Diode. Was ist daran aus deiner Sicht nicht 
zutreffend?

Zudem habe ich leider noch keine Rückmeldung darauf bekommen, wie
a) eine Lastarterkennung realisiert werden könnte
b) ob ich mir die ganzen EMV-Maßnahmen sparen kann, wenn ich den bereits 
oben mehrfach verlinkten Netzfilter einsetzen würde.

von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:

> Anbei mal der Schaltplan, wie ich es jetzt verstanden habe, wo die
> Kondensatoren hin sollen (jeweils Drain -> Gate), um EMV-Störungen zu
> reduzieren.

Naja, aber 10 uF (Mikrofarad) sind "etwas" viel ;-)
Meine Simulation und Empfehlung waren 100pF (Picofarad), das ist Faktor 
100.000 weniger  . . .

> Wenn die Gate-Drain-Kondensatoren wie im Schaltplan gezeigt angeordnet
> werden, besteht auch bei offenem Schalter eine rein durch die
> Kondensatoren begrenzte Bypassstrecke, wodurch die Last kontinuierlich
> Strom erhalten würde.

Ja, aber bei 100pF ist das praktisch nix.

> Koppelt man sich durch die Drain-Gate-Kondensatoren nicht auch
> Netzstörungen aufs Gate ein?

Ja, aber nichts ist perfekt.

> Falls es doch eine funktionierende Variante mit Gate-Drain-Kondensatoren
> gibt, wie muss diese aussehen und wie legt man die aus (Kapazitätsgröße)

Vielleicht mal meine Beiträge und die Anhänge betrachten?

Beitrag "Re: Optimierung und Schutz eines mehrkanaligen Phasenabschnittdimmers"

> und welchen Typ nimmt man da X2?

Keramik.

> Zudem die Frage: Wo gibt es zu diesem Thema noch mehr Informationen? Wo
> kann man nachlesen, wie diese Kondensatoren die Schaltgeschwindigkeit
> reduzieren können?

google Millereffekt, Millerkapazität

>>> Wie erfolgt diese Strombegrenzung?
>>
>> Durch die Abschnürung des Ladungskanals in den AusgangsMOSFETs des
>> Treibers. Der wird dann zur Konstantstromquelle.
>
> Gibt es hier zu irgendwo mehr Informationen zum Nachlesen?

Grundlagen der Halbleiter.

> Ist das eine
> Eigenart von Photo-MOSFETs in Optokopplern?

Nein, das machen alle MOSFETs so.

> OK, das wusste ich nicht. Habe bislang nur mit Logic-Level-MOSFETs
> gearbeitet und da diente der Gatewiderstand insbesondere als
> Strombegrenzung für den Microcontroller. Hat die Strombegrenzung bei den
> Bipolartranistoren dann mit dem Übertragungsfaktor CTR zu tun?

Nicht direkt.

> Welche isolierten MOSFET-Treiber/Logik-Optokoppler sind empfehlenswert
> und gut  erhältlich?

Gute Frage. Keine Ahnung. Es gibt viele.

> Nehmen wir mal an, mir ist die Effizienz auf Ansteuerseite egal und mir
> geht es nur darum, die Laststrecke möglichst verlustarm zu schalten
> (daher die Lösung mit 2 MOSFETs statt 1 MOSFET + Brückengleichrichter).
> Spräche dann etwas gegen die Variante mit herkömmlichem Optokoppler als
> Highside-Schalter und Pulldown-Widerstand?

Sagte ich das nicht bereits?

>>> IGBT hat den Nachteil, dass sie im Gegensatz zum MOSFET den Strom nicht
>>> bidirektional leiten können.
>> Denk nochmal drüber nach.
>
> Was ist an meiner Erläuterung falsch? MOSFETs leiten bidirektional über
> die Drain Source Strecke. IGBTs können dies nur unidirektional und
> müssen negative Ströme über eine Bypassdiode vorbeileiten.

Stimmt.

von H. H. (Gast)


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Statt Kondensator einfach ein oder zwei Ferritperlen über den 
Source-Anschluss schieben.

von AMDFreak (amdfreak2006)



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Falk B. schrieb:
> Vielleicht mal meine Beiträge und die Anhänge betrachten?
>
> Beitrag "Re: Optimierung und Schutz eines mehrkanaligen Phasenabschnittdimmers"

Ich habe das jetzt auch mal simuliert.
Dabei sind mir folgende Punkte aufgefallen:

1.) Ob die Kondensatoren eine Verlangsamung der Gateladung erreichen 
hängt hochgradig davon ab, welcher Spannungspegel gerade an der 
Drain-Source-Strecke bzw. über der Last anliegt. Das sieht man, wenn man 
statt deiner DC-Quelle eine AC-Quelle nimmt und zu verschiedenen 
Zeitpunkten an- und abschaltet (siehe Screenshots).

Seltsamerweise ist die Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit umso 
größer, je höher die aktuelle Drain-Source-Spannung ist. Wie kommt das 
zustande? Ich hätte erwartet, dass es genau umgekehrt ist -> Je 
niedriger die Drain-Source-Spannung, desto langsamer die 
Schaltgeschwindigkeit, weil die zusätzlichen Kondensatoren vom 
Gate-Treiber erst aufgeladen werden müssen? Was passiert da 
physikalisch? Rein vom Miller-Effekt kann ich es mir nicht erklären, was 
die Kondensatoren da genau zwischen Drain und Gate tun.

2.) Einen viel stärkeren Einfluss auf die Schaltgeschwindigkeit hat 
(erwartungsgemäß und laut Simulation) der Gatevorwiderstand. Bei 100 Ohm 
anstelle von 1 kOhm Vorwiderstand ist die Verlangsamsungswirkung der 100 
pF Kondensatoren quasi 0.
Inwiefern würden die Kondensatoren also bei der "Luxus-Lösung" mit 
Gate-Treiber (und somit hohen Gate-Strömen) anstelle von (großem) 
Gatevorwiderstand überhaupt eine Wirkung entfalten? Ich vermute sie 
haben dann keinerlei Wirkung (analog Verkleinerung Gatevorwiderstand)?

H. H. schrieb:
> Statt Kondensator einfach ein oder zwei Ferritperlen über den
> Source-Anschluss schieben.

Diese Ferritperlen wirken doch induktiv auf den Laststrom. Würde man 
damit nicht wieder Probleme beim Abschalten (starker Spannungssprung) 
der Last erhalten analog einer Entstördrossel/induktivität im Lastpfad?

von H. H. (Gast)


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AMDFreak schrieb:
> H. H. schrieb:
>> Statt Kondensator einfach ein oder zwei Ferritperlen über den
>> Source-Anschluss schieben.
>
> Diese Ferritperlen wirken doch induktiv auf den Laststrom. Würde man
> damit nicht wieder Probleme beim Abschalten (starker Spannungssprung)
> der Last erhalten analog einer Entstördrossel/induktivität im Lastpfad?

Probiers doch einfach mal aus. Das geht sogar mit LTspice...

von Falk B. (falk)


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H. H. schrieb:
>> Diese Ferritperlen wirken doch induktiv auf den Laststrom. Würde man
>> damit nicht wieder Probleme beim Abschalten (starker Spannungssprung)
>> der Last erhalten analog einer Entstördrossel/induktivität im Lastpfad?
>
> Probiers doch einfach mal aus. Das geht sogar mit LTspice...

Theoretisch ja, praktisch ist das komplizierter als die meisten glauben. 
Denn so eine Ferritperle ist ziemlich nichtlinear und frequenzabhängig. 
Da braucht man erst mal ein gescheites Modell. Hast du eins?

von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:

> 1.) Ob die Kondensatoren eine Verlangsamung der Gateladung erreichen
> hängt hochgradig davon ab, welcher Spannungspegel gerade an der
> Drain-Source-Strecke bzw. über der Last anliegt.

Stimmt.

> Seltsamerweise ist die Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit umso
> größer, je höher die aktuelle Drain-Source-Spannung ist. Wie kommt das
> zustande?

Miller-Effekt. Die Drain-Gate Kapazität muss mit mehr Spannung umgeladen 
werden. So lange das passiert, bremst sie den Schaltvorgang am Gate.

https://de.wikipedia.org/wiki/Millereffekt

> 2.) Einen viel stärkeren Einfluss auf die Schaltgeschwindigkeit hat
> (erwartungsgemäß und laut Simulation) der Gatevorwiderstand. Bei 100 Ohm
> anstelle von 1 kOhm Vorwiderstand ist die Verlangsamsungswirkung der 100
> pF Kondensatoren quasi 0.

Logisch. Wenn dein Gatetreiber viel Strom liefern kann, kann er die 
Kondensatoren schnell umladen.

> Inwiefern würden die Kondensatoren also bei der "Luxus-Lösung" mit
> Gate-Treiber (und somit hohen Gate-Strömen) anstelle von (großem)
> Gatevorwiderstand überhaupt eine Wirkung entfalten?

Gar keine.

>> Statt Kondensator einfach ein oder zwei Ferritperlen über den
>> Source-Anschluss schieben.
>
> Diese Ferritperlen wirken doch induktiv auf den Laststrom.

Ja, aber nichtlinear, sprich, die gehen schnell in Sättigung und sind 
dann "unsichtbar".

> Würde man
> damit nicht wieder Probleme beim Abschalten (starker Spannungssprung)
> der Last erhalten analog einer Entstördrossel/induktivität im Lastpfad?

Kommt drauf an. Ferritperlen werden immer als Geheimwaffe gegen 
EMV-Probleme aller Art gehandelt, aber so einfach ist das alles nicht. 
Da braucht es viel Erfahrung und Tests, um die richtige Perle an der 
richtigen Stelle der Schaltung zu platzieren.

von H. H. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> praktisch ist das komplizierter als die meisten glauben.

Die meisten haben kein Problem eine Ferritperle über den Anschluss zu 
schieben.


> Denn so eine Ferritperle ist ziemlich nichtlinear und frequenzabhängig.
> Da braucht man erst mal ein gescheites Modell. Hast du eins?

Das ist nicht so kompliziert wie du dir einredest.

von H. H. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Da braucht es viel Erfahrung und Tests, um die richtige Perle an der
> richtigen Stelle der Schaltung zu platzieren.

Du hast sowas also noch nie gemacht.

von Falk B. (falk)


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H. H. schrieb:
>> Da braucht es viel Erfahrung und Tests, um die richtige Perle an der
>> richtigen Stelle der Schaltung zu platzieren.
>
> Du hast sowas also noch nie gemacht.

Weiß du so alles zu wissen glaubst . . .
Ich hab schon mehrfach solche Ferritperlen benutzt, und dabei eben wie 
schon geschrieben festgestellt, daß sie keine Wundermittel sind, die man 
einfach so irgendwo drauf schiebt! Ok, der mechanische Vorgang ist 
einfach, das elektrische Ergebnis aber des Öfteren nicht so wie 
gewünscht!

von Rüdiger B. (rbruns)


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AMDFreak schrieb:
> Alles mit kleinen AC-DC-Wandler zu machen ist interessanterweise
> kostspieliger

Die 10Mbit Ethernet Karten hatten alle einen 5V zu 9V DC-DC Wandler 
drauf. In der Schrottkiste suchen !

: Bearbeitet durch User
von Falk B. (falk)


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Rüdiger B. schrieb:
> Die 10Mbit Ethernet Karten hatten alle einen 5V zu 9V DC-DC Wandler
> drauf. In der Schrottkiste suchen !

Sprach ein Messi . . .

von Rüdiger B. (rbruns)


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Dann hätte ich ja ein paar angeboten.

von Falk B. (falk)


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Rüdiger B. schrieb:
> Dann hätte ich ja ein paar angeboten.

Was? Du hast nicht ein paar alte Ethernetkarten mit DC/DC Wandler in 
deiner Schrottkiste? Und warum gibst du dann anderen den Tip?

von H. H. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Ok, der mechanische Vorgang ist
> einfach, das elektrische Ergebnis aber des Öfteren nicht so wie
> gewünscht!

Wenn man keine Ahnung davon hat...

von Falk B. (falk)


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H. H. schrieb:
> Wenn man keine Ahnung davon hat...

Sagte ich das nicht?

"Da braucht es viel Erfahrung und Tests, um die richtige Perle an der
richtigen Stelle der Schaltung zu platzieren."

Kann es sein, daß du einfach nur stänkern willst, du armseeliger Mensch?

von H. H. (Gast)


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Falk B. schrieb:
> Kann es sein, daß du einfach nur stänkern willst, du armseeliger Mensch?

Gute Besserung!

von AMDFreak (amdfreak2006)


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Falk B. schrieb:
> AMDFreak schrieb:
>
>> 1.) Ob die Kondensatoren eine Verlangsamung der Gateladung erreichen
>> hängt hochgradig davon ab, welcher Spannungspegel gerade an der
>> Drain-Source-Strecke bzw. über der Last anliegt.
>
> Stimmt.
>
>> Seltsamerweise ist die Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit umso
>> größer, je höher die aktuelle Drain-Source-Spannung ist. Wie kommt das
>> zustande?
>
> Miller-Effekt. Die Drain-Gate Kapazität muss mit mehr Spannung umgeladen
> werden. So lange das passiert, bremst sie den Schaltvorgang am Gate.
>
> https://de.wikipedia.org/wiki/Millereffekt

Das heißt das Anlegen einer Gate->Source-Spannung und somit die 
Herbeiführung des leitenden Zustands der Drain-Source-Strecke sorgt für 
einen Entladung der Millerkapazität zwischen Drain und Gate (nämlich 
nach/via Source). Je höher die anliegende Spannung zwischen Drain und 
Source im gesperrten Zustand des MOSFETs, desto höher ist die 
Miller-Kapazität zwischen Drain und Gate spannungsseitig aufgeladen und 
desto länger dauert es folglich, diesen zu entladen bzw. auf das 
Wunschpotential (identisch mit Gate-Source-Spannung) im aktiven Zustand 
des MOSFETs zu bringen.
Quasi:

325V VDG zu 10V VDG = VGS dauert länger als

50V VDG zu 10V VDG = VGS dauert länger als

0V VDG zu 10V VDG = VGS

Habe ich das jetzt richtig verstanden?

>> 2.) Einen viel stärkeren Einfluss auf die Schaltgeschwindigkeit hat
>> (erwartungsgemäß und laut Simulation) der Gatevorwiderstand. Bei 100 Ohm
>> anstelle von 1 kOhm Vorwiderstand ist die Verlangsamsungswirkung der 100
>> pF Kondensatoren quasi 0.
>
> Logisch. Wenn dein Gatetreiber viel Strom liefern kann, kann er die
> Kondensatoren schnell umladen.
>
>> Inwiefern würden die Kondensatoren also bei der "Luxus-Lösung" mit
>> Gate-Treiber (und somit hohen Gate-Strömen) anstelle von (großem)
>> Gatevorwiderstand überhaupt eine Wirkung entfalten?
>
> Gar keine.
>

Inwiefern haben dann die zusätzlichen Gate-Drain-Kondensatoren 
irgendeinen Vorteil gegenüber schlichter Vergrößerung des 
Gate-Vorwiderstandes? Damit kann man ja schließlich auf gleiche 
Art-und-Weise sowohl Ein- als auch Abschaltzeit einstellen, ohne 
zusätzliche Bauteile zu benötigen!?

: Bearbeitet durch User
von Falk B. (falk)


Lesenswert?

AMDFreak schrieb:
>> https://de.wikipedia.org/wiki/Millereffekt

> 325V VDG zu 10V VDG = VGS dauert länger als
>
> 50V VDG zu 10V VDG = VGS dauert länger als
>
> 0V VDG zu 10V VDG = VGS
>
> Habe ich das jetzt richtig verstanden?

Ja.

>>> 2.) Einen viel stärkeren Einfluss auf die Schaltgeschwindigkeit hat
>>> (erwartungsgemäß und laut Simulation) der Gatevorwiderstand. Bei 100 Ohm
>>> anstelle von 1 kOhm Vorwiderstand ist die Verlangsamsungswirkung der 100
>>> pF Kondensatoren quasi 0.
>>
>> Logisch. Wenn dein Gatetreiber viel Strom liefern kann, kann er die
>> Kondensatoren schnell umladen.
>>
>>> Inwiefern würden die Kondensatoren also bei der "Luxus-Lösung" mit
>>> Gate-Treiber (und somit hohen Gate-Strömen) anstelle von (großem)
>>> Gatevorwiderstand überhaupt eine Wirkung entfalten?
>>
>> Gar keine.
>>
>
> Inwiefern haben dann die zusätzlichen Gate-Drain-Kondensatoren
> irgendeinen Vorteil gegenüber schlichter Vergrößerung des
> Gate-Vorwiderstandes?

Weil sie direkt auf die zu verändernde Größe Spannungsändertung am Drain 
wirken, der Durchgriff idt direkter und größer. Ein externer Gate-Source 
Kondensator schafft das deutlich schlechter, weil da auch die Steilheit 
vom Transistor reinspielt, und die ist bei modernen Typen eher groß. 
Außerdem wird nach dem Überschreiten des Miller-Plateaus das Gate bei 
einem Gate-Drain Kondensator deutlich schneller geladen, sprich, die 
Umladeverluste sind geringer. Außerdem kann man kürzere Minimalpulse 
schalten, wenn gleich das hier so oder so nicht Ziel ist.

Lange Rede, kurzer Sinn. Wenn man definiert langsam schalten will, ist 
ein passender Gate-Vorwiderstand + Gate-Drain Kondensator die beste 
Wahl.

von Dieter R. (drei)


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Hier gibt's eine lange Application Note von Infineon zum Thema:

https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_Optimizing_CoolMOSCE_based_power_supplies_for_EMI-AN-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d462584d1d4a01584ee2e19d0376

Dreht sich zwar um Sperrwandler (und damit um höhere Frequenzen), aber 
es geht um die gleichen Effekte und schaltungstechnischen Lösungen.

Falls jemand eine Application Note speziell zum Thema Dimmer kennt (mit 
ausgeführten Schaltungsbeispielen/Bauteilebemessungen/EMV-Messungen), 
würde mich das auch interessieren, ich habe aber nichts gefunden.

von Max M. (Gast)


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Dieter R. schrieb:
> Application Note von Infineon zum Thema:

Nicht wirklich.
Wenn man schlappe 100mal pro sek. den Stromfluss unterbrechen muss, kann 
ich den Halbleiter sehr langsam machen ohne das es wesentliche 
Auswirkungen auf die Verlustleistung hat. Die Störung geht auch nur 
100mal pro sek. in die Messung ein.
Ganz anders bei 50-250khz

von AMDFreak (amdfreak2006)


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Falk B. schrieb:
>> Inwiefern haben dann die zusätzlichen Gate-Drain-Kondensatoren
>> irgendeinen Vorteil gegenüber schlichter Vergrößerung des
>> Gate-Vorwiderstandes?
>
> Weil sie direkt auf die zu verändernde Größe Spannungsändertung am Drain
> wirken, der Durchgriff idt direkter und größer. Ein externer Gate-Source
> Kondensator schafft das deutlich schlechter, weil da auch die Steilheit
> vom Transistor reinspielt, und die ist bei modernen Typen eher groß.
> Außerdem wird nach dem Überschreiten des Miller-Plateaus das Gate bei
> einem Gate-Drain Kondensator deutlich schneller geladen, sprich, die
> Umladeverluste sind geringer. Außerdem kann man kürzere Minimalpulse
> schalten, wenn gleich das hier so oder so nicht Ziel ist.
>
> Lange Rede, kurzer Sinn. Wenn man definiert langsam schalten will, ist
> ein passender Gate-Vorwiderstand + Gate-Drain Kondensator die beste
> Wahl.

Wenn ich es richtig verstanden habe, wird also durch Zuhilfenahme eines 
Gate-Drain-Kondensators zusätzlich zum Gate-Vorwiderstand der thermisch 
ungünstige Übergangsbereich beim Schalten des MOSFETs vermieden, weil in 
diesem Bereich der Schaltvorgang schneller abläuft, die thermischen 
halbwegs günstigen Übergangsbereiche aber verlangsamt durchlaufen 
werden. Korrekt?

Das wäre aus meiner Sicht somit bei meiner Anwendung (PhasenAN- und 
PhasenABschnittsdimmer) der einzige Mehrwert gegenüber einer 
ausschließlichen Verwendung eines Gate-Vorwiderstandes und dessen 
Vergrößerung zur Verlangsamung des gesamten Schaltvorgangs (und somit 
auch der thermisch sehr ungünstigen Übergangsbereiche). Korrekt?

Die Verwendung eines Gate-Vorwiderstandes + Gate-Source-Kondensators 
wäre ebenfalls möglich, mit ähnlichem Vorteil (ebenfalls langsamerer 
Schaltvorgang mit Beschleunigung des Schaltvorgangs sobald der 
Kondensator vollgeladen ist und damit ebenfalls ein klein wenig besser 
als "nur Gatevorwiderstand verwenden") aber insgesamt dem 
Gate-Drain-Kondensator unterlegen, korrekt?


Wie zuvor schon festgestellt gibt es ja auch Gate-Treiber die mehrere 
Ampere an Gateladeleistung bereitstellen können. Um derart hohe 
Ladeströme überhaupt zu ermöglichen ist, ist also ein sehr niederohmiger 
Gate-Vorwiderstand erforderlich. Beide Kondensatorlösungen (Gate-Drain, 
Gate-Source) würden bei einer solchen Lösung, wie wir ja oben allesamt 
festgestellt haben, wirkungslos.
Wie würde man solche Schaltungen (solch hohe Ladeleistungen sind ja 
quasi nur bei sehr hohen Schaltfrequenzen und Leistungen erforderlich) 
also EMV-seitig entstören? Da die Kondensatorlösungen ja nicht mehr 
funktionieren, würde dort dann sowas wie das von mir vorgeschlagene 
Netzfilter zum Einsatz kommen?

von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:
> Wenn ich es richtig verstanden habe,

Hast du nicht.

> wird also durch Zuhilfenahme eines
> Gate-Drain-Kondensators zusätzlich zum Gate-Vorwiderstand der thermisch
> ungünstige Übergangsbereich beim Schalten des MOSFETs vermieden,

Nein, er wird verlängert. Aber das kann man in Kauf nehmen, wenn dadurch 
Störungen vermindert werden.

> weil in
> diesem Bereich der Schaltvorgang schneller abläuft,

Nein, langsamer.

> die thermischen
> halbwegs günstigen Übergangsbereiche aber verlangsamt durchlaufen
> werden. Korrekt?

Nein.

> Das wäre aus meiner Sicht somit bei meiner Anwendung (PhasenAN- und
> PhasenABschnittsdimmer) der einzige Mehrwert gegenüber einer
> ausschließlichen Verwendung eines Gate-Vorwiderstandes und dessen
> Vergrößerung zur Verlangsamung des gesamten Schaltvorgangs (und somit
> auch der thermisch sehr ungünstigen Übergangsbereiche). Korrekt?

Nö.

> Die Verwendung eines Gate-Vorwiderstandes + Gate-Source-Kondensators
> wäre ebenfalls möglich, mit ähnlichem Vorteil (ebenfalls langsamerer
> Schaltvorgang

Ja.

> mit Beschleunigung des Schaltvorgangs sobald der
> Kondensator vollgeladen

Nö.

> ist und damit ebenfalls ein klein wenig besser
> als "nur Gatevorwiderstand verwenden") aber insgesamt dem
> Gate-Drain-Kondensator unterlegen, korrekt?

Ja.

> Wie zuvor schon festgestellt gibt es ja auch Gate-Treiber die mehrere
> Ampere an Gateladeleistung bereitstellen können. Um derart hohe
> Ladeströme überhaupt zu ermöglichen ist, ist also ein sehr niederohmiger
> Gate-Vorwiderstand erforderlich. Beide Kondensatorlösungen (Gate-Drain,
> Gate-Source) würden bei einer solchen Lösung, wie wir ja oben allesamt
> festgestellt haben, wirkungslos.

Richtig.

> Wie würde man solche Schaltungen (solch hohe Ladeleistungen sind ja
> quasi nur bei sehr hohen Schaltfrequenzen und Leistungen erforderlich)
> also EMV-seitig entstören?

Mit möglichst guten Layouts und zusätzlichen LC-Filtern.

> Da die Kondensatorlösungen ja nicht mehr
> funktionieren, würde dort dann sowas wie das von mir vorgeschlagene
> Netzfilter zum Einsatz kommen?

So in etwa. Es gibt aber auch noch andere Methoden zur Verbesserung der 
EMV. Daber das ist eine andere, sehr lange Geschichte.

von AMDFreak (amdfreak2006)


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Falk B. schrieb:
> AMDFreak schrieb:
>> Wenn ich es richtig verstanden habe,
>
> Hast du nicht.

>> Das wäre aus meiner Sicht somit bei meiner Anwendung (PhasenAN- und
>> PhasenABschnittsdimmer) der einzige Mehrwert gegenüber einer
>> ausschließlichen Verwendung eines Gate-Vorwiderstandes und dessen
>> Vergrößerung zur Verlangsamung des gesamten Schaltvorgangs (und somit
>> auch der thermisch sehr ungünstigen Übergangsbereiche). Korrekt?
>
> Nö.
>
Magst du dann vielleicht noch mal mit anderen Worten erläutern, welchen 
Vorteil die Verwendung von Gate-Vorwiderstand + Gate-Drain-Kondensator 
gegenüber der ausschließlichen Verwendung eines Gate-Vorwiderstandes 
hat?

Letzteren kann ich ja einfach hochohmiger machen bis ich das annähernd 
identische An-Abstiegsverhalten habe wie mit Gate-Vorwiderstand + 
Gate-Drain-Kondensator.

Aus meiner Sicht:
Lediglich die Kurvenform beim An- und Abschalten ist bei Einsatz des 
Kondensators

a) etwas anders (S-Funktions-artig statt PT1-Verhalten)

b) die Filterwirkung mit Kondensator variiert mit der anliegenden 
Drain-Source-Spannung (langsamerer Anstieg bei hoher 
Drain-Source-Spannung, keine zusätzliche Verlangsamungswirkung wenn 
Drain-Source-Spannung niedrig oder 0 V)

Meine aus deinen Worten abgeleiteten Vorteile für die Lösung mit 
Drain-Gate-Kondensator, waren es ja scheinbar nicht...

: Bearbeitet durch User
von AMDFreak (amdfreak2006)


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Hat noch jemand ne Antwort auf meine letztgestellten Fragen?

Die genannte Application Note AN_201610_PL52_001 ist zwar durchaus 
hilfreich, beantwortet diese Fragen aber nicht in Gänze.

Zitat aus der Application Note:

> A ferrite bead is a passive device that filters high frequency noise
> energy over a broad frequency range. It becomes resistive over its
> intended frequency range and dissipates the noise energy in the form of
> heat. However, improper use of ferrite beads in system design can lead to
> some detrimental issues. Some examples are unwanted resonance due to
> combining the bead with a decoupling capacitor for low-pass filtering and
> the effect of dc bias current dependency that degrades the EMI suppression
> capability of the bead. With proper understanding and consideration of the
> ferrite bead’s behavior, these issues can be avoided.
>
> Higher Cds reduces the dv/dt and reduces the VDS overshoot.
>
> Higher Cgd essentially increases the duration that the MOSFET stays in the
> Miller plateau and hence slows the dv/dt. This leads to increased
> switching losses thereby reducing the efficiency and increasing the
> temperature of the MOSFET.
>
> An external Cgs capacitor can also be added at the gate, but this option
> is rarely used as increasing the gate resistor Rg is relatively simpler.
>
> A higher Rg value not only degrades the MOSFET’s working conditions by
> increasing the temperature and switching losses, it also degrades
> application efficiency and working conditions by fully modifying the
> switching behavior of the device. A higher Rg heavily affects the
> driver/PWM controller, requiring it to sustain a higher temperature, as
> well as dissipating more power to charge the MOSFET input capacitance. It
> is also potentially produces cross conduction that may cause system
> disruption due to static dv/dt.

und weiter:

> The option of adding Cds is not considered for EMI reduction. If the drain
> to source voltage spike becomes too large, then we will use an external
> Cds. For meeting the EMI requirements we will rely on Rg and an external
> Cgd

Die Application Note schlägt zudem vor in folgender Reihenfolge 
EMV-Maßnahmen zu ergreifen:
- Adding Ferrite Beads
- Adding External Cds
- Adding External Cgd
- Increase Rg,on

Es wird auf die Gefahren bei der korrekten Auslegung der Ferritperlen 
hingewiesen, da diese zu unerwünschtem Schwing- und EMV-Halten führen 
können.

Im Prinzip also all das was hier auch schon besprochen wurde mit 
Ausnahme von Drain-Source-Kapazitäten. Die kann aber scheinbar auch 
nicht immer eingesetzt werden, bzw. trägt zur EMV-Verbesserung nur wenig 
bei. Warum sie dann direkt als zweitbeste Variante nach den Ferritperlen 
genannt wird, erschließt sich mir nicht. Da widerspricht sich die 
Application Note aus meiner Sicht selbst.

Die Variante mit Gate-Source-Kapazität wird wie oben zu sehen auch als 
Möglichkeit genannt, aber von der Application Note nicht weiter 
verfolgt.

> A higher Rg heavily affects the driver/PWM controller, requiring it to
> sustain a higher temperature, as well as dissipating more power to charge
> the MOSFET input capacitance.

Diesen Part kann ich zudem nicht ganz nachvollziehen. Das 
Schaltverhalten/Effizienz verschlechtere ich mit allen Varianten zu 
Gunsten der EMV. Inwieweit ein höherer Gatevorwiderstand Rg und somit 
geringerer Lade/Entladestrom des MOSFETs den PWM-Controller mehr 
belastet und ihn auf höherer Temperatur hält, erschließt sich mir nicht.

Abseits vom Preisunterschied der verschiedenen Lösungen kann ich also 
noch keinen Unterschied im Endergebnis der verschiedenen Lösungsoptionen 
feststellen, insbesondere eben nicht zwischen reiner Vergrößerung von Rg 
gegenüber Rg + Cgd.

Um mich selbst zu zitieren:
> Welchen Vorteil hat die Verwendung von Gate-Vorwiderstand + Gate-Drain-
> Kondensator gegenüber der ausschließlichen Verwendung eines Gate-
> Vorwiderstandes?
>
> Letzteren kann ich ja einfach hochohmiger machen bis ich das annähernd
> identische An-Abstiegsverhalten habe wie mit Gate-Vorwiderstand +
> Gate-Drain-Kondensator.
>
> Aus meiner Sicht:
> Lediglich die Kurvenform beim An- und Abschalten ist bei Einsatz des
> Kondensators
>
> a) etwas anders (S-Funktions-artig statt PT1-Verhalten)
>
> b) die Filterwirkung mit Kondensator variiert mit der anliegenden
> Drain-Source-Spannung (langsamerer Anstieg bei hoher
> Drain-Source-Spannung, keine zusätzliche Verlangsamungswirkung wenn
> Drain-Source-Spannung niedrig oder 0 V)

Wer kann hier noch was zur Lösung beitragen? :)

: Bearbeitet durch User
von Falk B. (falk)


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AMDFreak schrieb:
> Hat noch jemand ne Antwort auf meine letztgestellten Fragen?

Bist du ein Freund des Echos? Deine Fragen wurden schon mehrfach 
beantwortet.

>> A ferrite bead is a passive device
>> capability of the bead. With proper understanding and consideration of the
>> ferrite bead’s behavior, these issues can be avoided.

Hab ich ja schon gesagt, auch wenn gewisse Leute meinen, daß man das 
alles aus dem Ärmel schütteln kann. Na dann mal los!

>> Higher Cds reduces the dv/dt and reduces the VDS overshoot.

Ja, macht man aber so direkt eher nicht. Wenn, dann ein RC-Snubber 
parallel zu Drain-Source, denn der vermindert nicht nur das du/dt 
sondern dämpft auch noch. Ein C allein verschiebt nur die 
Resonanzfrequenz des parasitären Schwingkreises am Drain.

>> Higher Cgd essentially increases the duration that the MOSFET stays in the
>> Miller plateau and hence slows the dv/dt. This leads to increased
>> switching losses thereby reducing the efficiency and increasing the
>> temperature of the MOSFET.

Wurde auch schon mehrfach gesagt. Nix Neues.

>> An external Cgs capacitor can also be added at the gate, but this option
>> is rarely used as increasing the gate resistor Rg is relatively simpler.

Ja, aber je größer man Rg macht, um so weicher ist die Ansteuerung des 
MOSFETs. Das kann aber zum Problem werden, wenn Schaltflanken am Drain 
oder Source am MOSFET wirken, wie z.B. in einer Halbbrücke. Dann kann es 
passieren, daß ein zu hochohmiger Rg das Gate nicht solide auf LOW oder 
HIGH halten kann und der MOSFET ungewollt halbherzig schaltet.

>> A higher Rg value not only degrades the MOSFET’s working conditions by
>> increasing the temperature and switching losses, it also degrades
>> application efficiency and working conditions by fully modifying the
>> switching behavior of the device.

Ja, ist halt ein Komprimiss, der in bestimmten Situation OK sein kann. 
Sicher nicht bei 100kHz, wohl aber 100Hz ;-)

> A higher Rg heavily affects the
>> driver/PWM controller, requiring it to sustain a higher temperature, as
>> well as dissipating more power to charge the MOSFET input capacitance.

Stimmt so nicht. Dem Controller ist es mehr oder midner egal, denn die 
Verlustleistung wandert mehr und mehr in den zusätzlichen, externen 
Gatewiderstand. Die bleibt NICHT im PWM-Treiber hängen!

> It
>> is also potentially produces cross conduction that may cause system
>> disruption due to static dv/dt.

Ja.

>> The option of adding Cds is not considered for EMI reduction.

Siehe oben. Besser mit Snubber.

> Die Application Note schlägt zudem vor in folgender Reihenfolge
> EMV-Maßnahmen zu ergreifen:
> - Adding Ferrite Beads

Wenn man weiß was man tut (MESSEN!)

> - Adding External Cds

Nö, Snubber!

> - Adding External Cgd
> - Increase Rg,on

OK.

> Im Prinzip also all das was hier auch schon besprochen wurde mit

AHA!

> Ausnahme von Drain-Source-Kapazitäten. Die kann aber scheinbar auch
> nicht immer eingesetzt werden, bzw. trägt zur EMV-Verbesserung nur wenig
> bei. Warum sie dann direkt als zweitbeste Variante nach den Ferritperlen
> genannt wird, erschließt sich mir nicht. Da widerspricht sich die
> Application Note aus meiner Sicht selbst.

Man muss nicht immer alles verstehen. Manchmal ist es auch falsch.

> Schaltverhalten/Effizienz verschlechtere ich mit allen Varianten zu
> Gunsten der EMV. Inwieweit ein höherer Gatevorwiderstand Rg und somit
> geringerer Lade/Entladestrom des MOSFETs den PWM-Controller mehr
> belastet und ihn auf höherer Temperatur hält, erschließt sich mir nicht.

Tut er nicht!

> Abseits vom Preisunterschied der verschiedenen Lösungen kann ich also
> noch keinen Unterschied im Endergebnis der verschiedenen Lösungsoptionen
> feststellen, insbesondere eben nicht zwischen reiner Vergrößerung von Rg
> gegenüber Rg + Cgd.

Dann solltest du die diversen Beiträge nochmal lesen und versuchen zu 
verstehen.

> Um mich selbst zu zitieren:
>> Welchen Vorteil hat die Verwendung von Gate-Vorwiderstand + Gate-Drain-
>> Kondensator gegenüber der ausschließlichen Verwendung eines Gate-
>> Vorwiderstandes?

Hatten wir das nicht mehrfach besprochen?

>> Letzteren kann ich ja einfach hochohmiger machen bis ich das annähernd
>> identische An-Abstiegsverhalten habe wie mit Gate-Vorwiderstand +
>> Gate-Drain-Kondensator.

Theortisch ja, praktisch wird das irgendwann mal zu "weich", sprich 
hochohmig. Denn man will den MOSFET nicht nur der Geschwindigkeit wegen 
niederohmig ansteuern, sondern auch, damit man den Schaltzustand sicher 
halten kann, auch wenn "draußen" was wackelt. Ok, bei einem einzelnen 
MOSFET wie hier ist die Gefahr geringer.

Ich sag mal ganz grob. Bei einem Rg>1k würde ich schon ins Grübeln 
kommen und das nur als Test im Labor machen wollen. Oder nach vielen 
Überlegungen und Test das so hochohmig bauen.

>> Aus meiner Sicht:
>> Lediglich die Kurvenform beim An- und Abschalten ist bei Einsatz des
>> Kondensators
>>
>> a) etwas anders (S-Funktions-artig statt PT1-Verhalten)
>>
>> b) die Filterwirkung mit Kondensator variiert mit der anliegenden
>> Drain-Source-Spannung (langsamerer Anstieg bei hoher
>> Drain-Source-Spannung, keine zusätzliche Verlangsamungswirkung wenn
>> Drain-Source-Spannung niedrig oder 0 V)
>
> Wer kann hier noch was zur Lösung beitragen? :)

Rg kann kleiner ausfallen, siehe oben.

von Dieter R. (drei)


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Frage zum Gate-Drain-Kondensator: wie ist denn die Gefahr einzuschätzen, 
dass dabei ein 4kV-Surge den FET zerschießt? Ein Gate-Source-Kondensator 
dürfte da unproblematisch sein.

von Falk B. (falk)


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Dieter R. schrieb:
> Frage zum Gate-Drain-Kondensator: wie ist denn die Gefahr einzuschätzen,
> dass dabei ein 4kV-Surge den FET zerschießt?

Der zerschießt ihn mit und ohne zusätzlichen Kondensator ;-)

> Ein Gate-Source-Kondensator
> dürfte da unproblematisch sein.

Nicht schon wieder. Es wurde alles gesagt. Macht damit was ihr für 
richtig haltet.

von Dieter R. (drei)


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Falk B. schrieb:
> Dieter R. schrieb:
>> Frage zum Gate-Drain-Kondensator: wie ist denn die Gefahr einzuschätzen,
>> dass dabei ein 4kV-Surge den FET zerschießt?
>
> Der zerschießt ihn mit und ohne zusätzlichen Kondensator ;-)
>
Tut er nicht, dagegen haben wir den Varistor (o.ä.), den hatten wir 
weiter oben schon eingeplant. Es ist aber ein Unterschied, ob am Drain 
50 Hz anliegen oder der steile Impulsanstieg des Surge, der durch den 
Drain-Gate-Kondensator zum Gate überkoppelt.

Also nochmal meine Frage: ist das bewährt ungefährlich, und wenn ja mit 
welcher Bemessung? Oder besteht dadurch ein Zerstörungsrisiko?

> Nicht schon wieder. Es wurde alles gesagt. Macht damit was ihr für
> richtig haltet.

Kannst du so sehen, tatsächlich wurde überhaupt nichts geklärt. Es gibt 
keinen Schaltungsvorschlag mit Bauteilebemessungen, und btw das Thema 
Kurzschlussschutz wurde überhaupt noch nicht angegangen. Das würde ich 
allerdings keinesfalls vernachlässigen. Irgendeine Schmelzsicherung ist 
da nicht Stand der Technik.

: Bearbeitet durch User
von Max M. (Gast)


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Dieter R. schrieb:
> Frage zum Gate-Drain-Kondensator: wie ist denn die Gefahr einzuschätzen,
> dass dabei ein 4kV-Surge den FET zerschießt? Ein Gate-Source-Kondensator
> dürfte da unproblematisch sein.

Ist doch total einfach, wenn man Fets verstanden hat.
http://fmh-studios.de/theorie/mosfet/schaltverhalten/

Ein DG Cap würde im Extremfall einen schnellen Spannungsanstieg am D auf 
G koppeln, den Fet aufsteuern und den Puls ableiten.
Sieht der Fet eine Spannung die über seine Max ratings hinausgeht, ist 
das schlecht. Wenn der Avalanchefest ist, kann der den Puls u.U. 
vernichten, wenn dessen Energie nicht zu hoch ist. Ansonsten ist der 
hin.

Einen Fet langsamer zu machen ist ein Kunstgriff. Man tauscht EMI 
Probleme gegen erhöhte Verluste.
Das kann man bei so schnarchlangsamen Schaltern am 50Hz Netz tun. Ob das 
sinnvoll ist, ob ein Schaltvorgang alle 10ms überhaupt EMI relevant ist, 
ist fraglich.

Ein großer Gate Vorwiderstand, bzw. der Gate Cap macht den kompletten 
Vorgang des Schaltes langsam.
Ein DG Cap wirkt erst in dem Moment wenn der Fet dabei ist zu schalten.
Auf dem Miller Plateau.

von Dieter R. (drei)


Angehängte Dateien:

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Nach den vielen mehr oder weniger sinnigen Meinungen mal was konkretes, 
Links zu 2 Applikationen und einem realen Produkt:

https://www.st.com/resource/en/application_note/an4717-stevalild005v1-trailing-edge-phase-control-rotary-wall-dimmer-based-on-stf17n62k3-power-mosfet-stmicroelectronics.pdf

ST AN4717, 2015

STEVAL-ILD005V1: Trailing edge phase control rotary wall dimmer based on 
STF17N62K3 power MOSFET

EMI und 2kV Surge bestanden

FET STF17N62K3, Gates gemeinsam angesteuert, jeweils eigenes R-Netzwerk 
mit 22k Vorwiderstand, ca. 13 V am Gate. Begrenzung der 
Schaltgeschwindigkeit durch hohen Gate-Vorwiderstand.

TO220, typ. 0,34 Ω, Eingangskapazität 3.100 pF, Gate-Ladung 105 nC
EOL, 100 Stück Mouser € 3,76


https://www.onsemi.com/download/data-sheet/pdf/fl5150-d.pdf

Onsemi/Fairchild FL5150/5160 Mosfet Dimmer Controller , 2016

Keine Aussage zu EMI

IGTB NGTB10N60FG, Gates direkt gemeinsam angesteuert, gemeinsamer 
Gate-Widerstand 1k, Kondensator 22nF, ca. 17V am Gate (für 110V gleiche 
Beschaltung mit FET FDPF33N25). Begrenzung der Schaltgeschwindigkeit 
durch Gate-Vorwiderstand und Kondensator ca. 7 x Gate-Kapazität.

NGTB10N60FG: TO220, Eingangskapazität 1440 pF, Gate-Ladung 55 nC
EOL, Preis nicht verfügbar

FDPF33N25: TO220, typ. 0,077 Ω, Eingangskapazität 1.640 pF, Gate-Ladung 
37 nC
100 Stück Mouser € 1,69


https://www.eltako.com/fileadmin/downloads/de/datenblatt/Datenblatt_EUD61NPL-230V.pdf

Eltako EUD61NPL Dimmer, aktuelles Produkt

Auf Board vorhanden (siehe Schaltungsauszug, selbst aufgenommen, daher 
teilweise keine Bauteilwerte) FET SPB20N60S5, getrennte Ansteuerung 
jeweils mit Gate-Vorwiderstand 47k, RC-Glied am Gate, Gate-Treiber an 
12V, Gate-Spannung begrenzt durch Z-Diode, Überstrom-Abschaltung jeweils 
durch Pull-Down-Transistor mit 100R am Gate. Begrenzung der 
Schaltgeschwindigkeit durch Kombination aus Gate-Vorwiderstand, RC-Glied 
und Z-Diode.

SPB20N60S5, D2PAK, typ. 0,16 Ω, Eingangskapazität 3.000 pF, Gate-Ladung 
79 nC

NRND, 100 Stück Mouser € 4,58

Zum Vergleich aktueller FET, IPD60R180P7SAUMA1, DPAK, typ. 0,145 Ω, 
Eingangskapazität 1.081 pF, Gate-Ladung 25 nC
100 Stück Mouser € 1,22

Leider habe ich keine Applikation mit einem modernen schnellschaltenden 
FET gefunden (wie der zum Vergleich aufgeführte IPD60R180P7 oder der 
oben genannte STFH24N60M2). Ich habe auch keine Applikation gefunden, 
die einen in diesem Thread propagierten Drain-Gate-Kondensator benutzt. 
Meine Frage nach einer praktischen Bemessung blieb leider unbeantwortet, 
vielleicht kommt ja doch noch was.

Zu Max M.: ja, es ist EMI-relevant, sogar erheblich. Selbst (labormäßig) 
gemessenes Beipiel, Dimmer eines Markenherstellers 6 dB unter Grenzwert 
(auch in dem war ein langsamer dicker alter FET), eigener Laboraufbau 
mit schnellen FETs ohne Entstörung weit über Grenzwert.

Fazit bisher: EMI ist ein Problem, durch Schaltungsmaßnahmen an der 
Gate-Ansteuerung zur Begrenzung der Schaltgeschwindigkeit lässt es sich 
lösen. Es fehlen (bisher und in dieser Diskussion) 
Applikationsunterlagen bzw. ein reales Schaltungsbeispiel für aktuelle, 
schnelle, kostengünstige FETs.

: Bearbeitet durch User
von Max M. (Gast)


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Dieter R. schrieb:
> für aktuelle,
> schnelle, kostengünstige FETs.

Also müssen es ganz neue, schnelle Fets sein, damit man die dann ganz 
langsam machen kann.
Klingt echt sinnig.

von Dieter R. (drei)


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Max M. schrieb:

> Also müssen es ganz neue, schnelle Fets sein, damit man die dann ganz
> langsam machen kann.
> Klingt echt sinnig.

Arbeite mal an deiner Lesekompetenz. Die Bemerkungen über EOL, NRND, 
Verfügbarkeit und Preise hast du offenbar übersehen. Die sind für den 
Bastler im Einzelfall vielleicht unwichtig, für die fortlaufende 
Entwicklung beim Stand der Technik ganz sicher nicht. Selbst der 
Einzelstückbastler möchte u. U. ganz gerne eine Schaltung verwenden, die 
er in ein paar Jahren noch bauen kann. Sofern er nicht nur irgendwelchen 
veralteten Krams nachbauen will, sondern echtes fachliches Interesse 
hat, sowieso.

von Dieter R. (drei)


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Ist ja ruhig geworden hier.

@AMDFreak: sind alle Fragen beantwortet? Falls nicht, hätte ich erstmal 
eine grundlegende Frage, damit man einer konkreten Schaltungsauslegung 
näher kommen kann. Du schreibst von 2A Schaltstrom. Dimmer werden 
üblicherweise für R-Last (Glühlampe) spezifiziert, Belastbarkeit für 
kapazitive/induktive Last bzw. LED-Lampen ist dann in der Regel 
niedriger und von der konkreten Last abhängig. Soll das in deinem Fall 
jetzt heißen, 2A nomineller Spitzenstrom bei Glühlampenlast (was 
erhebliche Anlaufreserve bedeutet), 2A AC-Nennstrom, also 480W 
Glühlampenlast (was noch mehr Anlaufreserve bedeutet) oder 2A 
Spitzenstrom (was dann grob geschätzt um 100W Glühlampe wäre)?

von Rainer W. (rawi)


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Carsten-Peter C. schrieb:
> EMV-Entstörmaßnahmen

Was für ein Wortungetüm:
"elektromagnetische Verträglichkeit-Entstörmaßnahme"

von Marian (phiarc) Benutzerseite


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Dieter R. schrieb:
> Links zu 2 Applikationen und einem realen Produkt:

Ein anderes reales Produkt ebenfalls mit antiseriellen MOSFETs kann man 
hier angucken: 
https://commons.wikimedia.org/wiki/File:MDT_AKD-0401.02_circuit_board.jpg

Nach Herstellerangaben ist das ganze 100% überlast- und kurzschlussfest. 
Jeder Kanal hat hier ein unabhängiges Hilfsnetzteil (siehe Rückseite der 
Platine), alle Schutzfunktionen werden offenbar in Software realisiert. 
An offensichtlichen Entstörungsmaßnahmen sehe ich hier nur die 150 nF 
zwischen L und N und das Gate scheint ziemlich hochohmig durch 33k 
angesteuert zu werden.

Insgesamt sieht das recht ähnlich aus wie die Eltako-Schaltung bei dir, 
wobei der verwendete IPB65R190CFD sehr viel schneller als der FET im 
Eltako ist und da deutlich näher an deinen "schnellen Typen" liegt.

: Bearbeitet durch User
von Dieter R. (drei)


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Marian schrieb:
> Dieter R. schrieb:
>> Links zu 2 Applikationen und einem realen Produkt:
>
> Ein anderes reales Produkt ebenfalls mit antiseriellen MOSFETs kann man
> hier angucken:
> https://commons.wikimedia.org/wiki/File:MDT_AKD-0401.02_circuit_board.jpg
>
> Nach Herstellerangaben ist das ganze 100% überlast- und kurzschlussfest.
> Jeder Kanal hat hier ein unabhängiges Hilfsnetzteil (siehe Rückseite der
> Platine), alle Schutzfunktionen werden offenbar in Software realisiert.
> An offensichtlichen Entstörungsmaßnahmen sehe ich hier nur die 150 nF
> zwischen L und N ...

Das sieht gut aus. Überlastschutz in Software ist Stand der Technik und 
nicht wirklich schwierig, wobei man in der Regel noch ein bisschen 
passende Hardware-Unterstützung braucht (mangels Schaltplan kann ich 
allerdings nur spekulieren, wie das auf dem abgebildeten Board 
realisiert sein könnte - oder gibt es dazu auch Schaltungsunterlagen?).

> ... und das Gate scheint ziemlich hochohmig durch 33k
> angesteuert zu werden.

zwischen Gate und Source ist noch Platz für ein nicht bestücktes Bauteil 
(vermutlich Kondensator), außerdem ist da ein 180k-Widerstand (erscheint 
eher überflüssig) und vermutlich eine Diode. Also ziemlich nah dran an 
der Lösung, die Eltako gewählt hat, die Ausgänge sind mit den Varistoren 
und Snubber aber besser geschützt als bei Eltako.

Es sieht aber so aus, als hätte der TE inzwischen das Interesse 
verloren, oder er meint, dass sein Design jetzt fertig ist.

von Max M. (Gast)


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Dieter R. schrieb:
> Arbeite mal an deiner Lesekompetenz.
Drücke Du Dich lieber mal exakt aus und achte auf Deinen Ton.

Statt weiter verzweifelt nach Applikationsschriften oder Hinweisen zur 
Bemessung zu suchen, entwickel doch mal selbst sowas.
Auch irgendwelche Bilder von irgendwas irgendwoher sind keine Referenz.

Das Problem ist simpel.
Zwei Fets, Spannungsfest, mit der nötigen Stromtragfähigkeit mit 
moderater Geschwindigkeit ansteuern, so das sie bei der EMI Messung min. 
10dB unter dem Limit liegen.

Was am Netz an Surge zu erwarten ist, steht in den Normen oder man tut 
was alle tun. 230VAC Varistor gegen Surge, Feinsicherung und fertig.

Du machst da ein Fass auf wegen dem Spielkram.
Ich baue u.A. Schaltnetzteile und schalte Fets bei 450VDC mit >250Khz 
>5A Peak.
Natürlich muss man abwägen wie langsam man schaltet, wieviel man noch 
über den Snubber vernichtet und was man mit LC filtert.
Aber so ein 100Hz Phasenabschnittdimmer ist doch kein Akt.
Alle 10ms eine Flanke, das wird über eine langsame 600V Fet Ansteuerung 
in Wärme verbraten und gut.
Ob nun den DG Cap (auch 600V Spannungsfest) oder einen großen Gate 
Widerstand mit / ohne Cap am Gate ist doch Latte.

von Dieter R. (drei)


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Max M. schrieb:

viel, u. a.:

> 230VAC Varistor gegen Surge, Feinsicherung und fertig.

Frage 1: Warum die Sicherung? Was soll die sichern? Den Varistor gegen 
Abbrennen?

Frage 2: Da das für dich ja alles easy-peasy ist, kannst du sicherlich 
die letzte Frage des TE beantworten, der hat sich nämlich bisher noch 
niemand gewidmet:

"Viele auf dem freien Markt käufliche "Universaldimmer" sind in der
Lage auf Basis der Art der angehängten Last eigenständig zu entscheiden
ob sie per PhasenAN- oder PhasenABschnitt ansteuern. Weiß jemand wie
diese Erkennungslogik dort GENAU realisiert wird?" (Hervorhebung von 
mir)

Interessiert bestimmt auch andere, mich übrigens auch. Ich hätte ein 
paar (unerprobte) Ideen dazu, aber dazu gefunden habe ich nichts, weder 
Applikationen noch Open-Source-Projekte noch Codebeispiele. Aber du 
kennst dich da sicher besser aus.

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