ich habe eine Schaltung die als MPPT-Buck Charger arbeitet.
Da ich jedoch zuviele Störungen durch ACS712 (mit Hall Sensor)
bei hohen Strömen (>20A) bekomme und sowieso den I2C Kram gegen SPI ersetzen will(dies ist der Hauptgrund!), habe ich nun 2 OPs zur Low-Side Strommessung eingefügt (noch nicht im Real-Life).
Die Widerstandswerte bitte IGNORIEREN, diese stimmen noch nicht!
Meine Hauptfrage zu den OPs:
Müsste der rechte OP (BATT-Ausgang) nicht "verpolte" Eingänge haben? der "echte" GND liegt ja in der Mitte zwischen den OPs, oder habe ich da einen Denkfehler?
Was nocht fehlt, ist eine Vorspannung der OPs um bei 0A eine definierte OP-Ausgangsspannung zu erzeugen. (BIAS) diesen Offset kann ich später im Programmcode als "0" definieren.
Als AD-Wandler kommt ein ADS1256 zum Einsatz.
Die Schaltung erzeugt einen PWM von 70kHz, evt. müsste noch eine Lo-Pass Filterung an die OPs?
die Betriebsspannung der OPVs wurde anscheinend nicht eingezeichnet.
Falls GND an Pin4 kommen soll, gilt:
"The input common mode voltage or either input signal voltage should not be allowed to go negative by more than 0.3 V. The upper end of
the common mode voltage range is VCC − 1.7 V."
siehe Dabla
https://www.onsemi.com/pdf/datasheet/lm358-d.pdf
Stellt man eine symmetrische Versorgungsspannung zur Verfügung, z.B. +- 7,5V hätte der OPV keine Probleme mit dem Nullduchgang an seinen Eingängen.
Wahrscheinlich soll kräftig verstärkt werden, so daß nur positive Spannungen am Ausgang erscheinen. Zusätzlich wird die Eingangs-Offsetspannung von 2 mV verstärkt.
Die 70 kHz übertragen die OPV sicherlich nicht. Ein Kondensator parallel zum Gegenkopplungswiderstand schafft da klare Verhältnisse.
Wenn der GND (Pin 4) Anschluss vom LM358 auf die linke Seite von den "Stromfühlwiderständen" verlegt wird, kann sich die Referenzspannung am GND abstützen. Falls eine 1,25V Ref. (LM385Z) zu viel ist, dann kann diese bequem durch einen 10k Trimmer passend runtergeteilt und mit dem Schleifer an Pin 3 zugeführt werden.
Wenn der GND (Pin 4) Anschluss vom LM358 auf die linke Seite von den
"Stromfühlwiderständen" verlegt wird, kann sich die Referenzspannung am
GND abstützen. Falls eine 1,25V Ref. (LM385Z) zu viel ist, dann kann
diese bequem durch einen 10k Trimmer passend runtergeteilt und mit dem
Schleifer an Pin 3 zugeführt werden.
Sorry für die späte Antwort, durch den Umstieg von Telekom auf Glasfaser hatte ich kein Internet... Nun aber umso schneller 400MBit....
Wenn die 1.25V Ref direkt am + Eingang hängt, muss doch trotzdem der Gegenkoppelwiderstand vom Ausgang zum - Eingang da sein, richtig?
demnach, wenn ich das richtig verstehe, müsste bei 0V Spannungsabfall an den Shunts eine Spannung von 1.25V am OP Ausgang anliegen, oder?
Gilt diese Schaltung mit GND-nach-links demnach nur für den rechten Teil, also dem Akku-Gnd oder auch für den Eingangsteil?
Wenn die 1.25V Ref direkt am + Eingang hängt, muss doch trotzdem der
Gegenkoppelwiderstand vom Ausgang zum - Eingang da sein, richtig?
Im Bild von Fachkraft
Enrico E. (pussy_brauser) 08.08.2023 07:32
dürfte der Gegenkopplungswiderstand vergessen worden sein.
demnach, wenn ich das richtig verstehe, müsste bei 0V Spannungsabfall an
den Shunts eine Spannung von 1.25V am OP Ausgang anliegen, oder?
Nein, ohne Gegenkopplung immer unendlich, das bedeutet Betriebsspannung, mit Gegenkopplungswiderstand der Verstärkung entsprechend oder Anschlag an die Betriebsspannung.
Ich empfehle bei solchen Zweifeln den Aufbau diverser Versuchsschaltungen auf Steckbrett, um da die Prinzipien zu erkennen. Ich habe das vor Jahrzehnten auch so gemacht.
ich hab die schaltung nun mal auf nem steckbrett aufgebaut, LM324 und als shunt nen 1Ohm.
bei 0A bekomme ich 135mV am OP Ausgang,
bei 200mA sind es am Shunt sind 200mV zu messen.
Am OP Ausgang kommen 2.05V raus.
Sieht schon sehr gut aus.
die 135mA bei 0A Stromfluss kann ich am AD Wandler als 0 definieren.
Hatte zum testen mein Netzgerät mit Strombegrenzung angeschlossen.
Nun habe ich mal einen DC Motor angeschlossen, das Ergebnis am OP Ausgang ist wild zwischen 0 und 4V.
Da die "Last" in der Schaltung später ja auch eine Induktivität hat (synchron-step-down) habe ich bedenken, daß fehlerhafte ausgangsspannungen entstehen.
Wie kann ich die Schaltung "glätten"? habe zwischen In+ und IN- des OPs mal nen 100nF angeschlossen, hat aber nix gebracht.
super! das sieht schon viel besser aus.
Wie weit könnte man den C noch vergrößern ohne das
das Ergebnis zu langsam reagiert?
100µ mal getestet... viel zu langsam (aber schön glatt)
so, habe noch einen Kondensator paralell zu R10 angeschlossen, nun ist es ein aktiver LOW-Pass mit passivem Low-Pass Filter dahinter.
Ausgangssignal ist schnell genug und schön geglättet.
Den Rest kann ich ja per Oversampling - falls nötig - filtern.
Hat jemand noch Verbesserungsvorschläge?
Für den ADS1256 habe ich zum testen eine China Platine in gebrauch,
leider ist die 2.5V Referenzspannungsquelle eher ein Longtime-Random-Generator, hab noch nicht herausgefunden ob es am Wochentag oder an der Tageshelligkeit liegt, auf jeden Fall scheinen 2.5V in China wohl eher 2.1 bis 2.5V zu bedeuten... grrrr.
Könnte man nicht auch prima mit einem OP und einer LED eine präzise Referenz erzeugen? Oder ist der Temperatur-dift zu hoch bei LEDs?
(nur für den Fall falls man keine echte Vref zur Verfügung hat)
Könnte man nicht auch prima mit einem OP und einer LED eine präzise
Referenz erzeugen?
Ja, falls noch einer von den beiden OPs frei ist.
D1 ist eine temperaturkompensierte 6V2 Z-Diode. R1 wird benötigt, falls der LM358 einen zu geringen Leckstrom aufweist (also fast immer). Gilt auch für LM324.
Auch hier kann am Ausgang mit einem 10k Trimmer die Referenzspannung passend runtergeteilt werden.
Das dürfte zu viel sein. Bei Verstärkungsfaktor zehn also 13 mV offset?
Möglicherweise wurde der Bereich der "bequemen Kommode" verletzt oder der Ausgang benötigt noch einen Widerstand gegen -Ub, um weit genug an Null heran kommen zu können.
so, habe noch einen Kondensator paralell zu R10 angeschlossen, nun ist
es ein aktiver LOW-Pass
Naja, nicht wirklich. Die Verstärkung deiner Schaltung wird nicht kleiner als ca. 0.9. Bei hohen Frequenzen arbeitet der OPV hier einfach als Spannungsfolger. Beim echten Tiefpass geht die Verstärkung hoher Frequenzen gegen Null.
die 135mA bei 0A Stromfluss kann ich am AD Wandler als 0 definieren.
Naja, der OPV kann seinen Ausgang so nicht auf 0V bringen, ist kein Rail2Rail. Da kommen die 135 mV her. Ich würde noch wenigstens 10k vom Ausgang gegen GND schalten. Steht alles im Datenblatt. Aber eigentlich taugt das so nicht, aus den 135mV können auch gerne 1V werden, erst ab da kann er richtig treiben.
Naja, der OPV kann seinen Ausgang so nicht auf 0V bringen, ist kein
Rail2Rail. Da kommen die 135 mV her. Ich würde noch wenigstens 10k vom
Ausgang gegen GND schalten. Steht alles im Datenblatt.
das ist korrekt, und steht bei TI zb. unter Abschnitt 6.5 des DaBla.
1k Widerstand nach GND und schon wird es besser Richtung Nullpunkt - aber natürlich nicht 0 .
358/324/290x sind Input bis neg. Rail,
Für in und Out gegen Pos. Rail gilt v+ minus 2v worst, , v+ minus 1.5v Typ wenn du bei Raumtemperatur oder höher bist.kurz: Tieftemperatur macht es kritischer
Steht alles im DaBla und den Applikation Hinweisen...
LM324/358 sind keine Rail2Rail OPs?
Oh, ich war davon ausgegangen.
Der NE5532 / 5534 ja auch nicht, andere habe ich nicht hier zum
probieren.
Brauchst Du hier auch nicht. Ein Lastwiderstand gegen GND sollte für die Zwecke hier reichen. Und selbst als Rail2Rail vermarktete OPV schaffen es nicht bis ganz 0. Arbeite hier gerade mit einigen MCP6496 in Integratorschaltung, da sieht man ganz deutlich an der Rundung des Dreieckssignals wenn man den Rails zu nahe kommt. Da ist auch bei ca 50mV vor dem Rail Schluss. ( Allerdings symmetisch bei + und -)
Man muss die Schaltung halt so designen das das kein Problem ist. In Deinem Fall z.B. mit einem kleinen zusätzlichen Bias am nicht invertierten Eingang des OPVs, so dass er bei Strom 0 ein leicht positives Signal erzeugen muss. z.B. mit ca 1 MOhm an die Referenz Spannung des ADCs. Oder gar mit 200k und R21 ebenfalls auf 200k. Dann kann man den Strom symmetrisch in beiden Richtungen um den 0-Punkt messen.
reicht es denn nicht, daß der OP bei 0A bereits +135mV ausgibt?
Auf wieviel mV sollte der denn vorgespannt sein?
Möchte den Messbereich nicht unbedingt verkleinern.
Ich habe einmal ein Meßwerk per Differenzverstärker mit dem LM324 angesteuert. Das Drecksteil ist dermaßen gedriftet, dass ich den LM324 nie wieder angefasst habe.
Wolfgangs Aufbau hat offenbar einen µC mit I2C, was der durchgekreuzte ADS1015 verrät. Da wäre mal ein Blick zu Texas Instruments INAxxx angesagt, da sind Differenzverstärker und A/D in einem Käfer vereint.
LM324/358 sind keine Rail2Rail OPs?
Oh, ich war davon ausgegangen.
Zu der Zeit, wo die entwickelt wurden, gabs noch keine R2R.
Allerdings kommen sie am Eingang bis an die negative Rail heran.
Am Ausgang allerdings eher nicht. Willst Du eigentlich ein
Schätzeisen bauen, oder wearum verwendest Du derart miese OPVs?
Der NE5532 / 5534 ja auch nicht, andere habe ich nicht hier zum
probieren.
Das sind eher NF-Verstärker, die sind für Deinen Zweck auch nicht
besser geeignet.
Ich habe einmal ein Meßwerk per Differenzverstärker mit dem LM324
angesteuert. Das Drecksteil ist dermaßen gedriftet, dass ich den LM324
nie wieder angefasst habe.
Naja, vor ca. 50Jahren konnte man das wohl noch nicht viel besser.
Heutzutage gibt es genügend OPVs mit deutlich kleinerer Drift.
reicht es denn nicht, daß der OP bei 0A bereits +135mV ausgibt?
Auf wieviel mV sollte der denn vorgespannt sein?
Möchte den Messbereich nicht unbedingt verkleinern.
Das Problem ist, das deine Schaltung so wie sie jetzt ist im Bereich von bei 0A bis 1.3A immer ca 135mV ausgibt. (0.135V/10/0.01Ohm) Erst am 1.3A wird sich der Ausgang Anfangen zu bewegen. Ab da wirds, auch wenn der OPV das theoretisch kann noch ordentlich nichtlinear zugehen und vermutlich auch noch sehr stark driften. Schau dir mal Figure 6-12 im TI Datenblatt an. Vermutlich wird das erst irgendwo ab 5 bis 7 A stabil linear. Ich persönlich würde das Teil nicht unter ~0.8V am Ausgang betreiben wollen.
So wie auf dem Schaltplan von Peter.D oben gezeigt kann man es machen: Dem Ausgang zunächst eine Diode seriell nachschalten oder gleich ne LED (dann hast du sogar ne optische Anzeige :-) und mit 1k gegen Masse. Dadurch muss der Ausgang des OPV um die Flusspannung der Diode positiver sein, damit "0V" Messspannung bei 0A Strom anliegen und man ist im Arbeitsbereich. Bei 0A klappt das nicht ganz exakt, aber sobald ein paar mV am Shunt abfallen passts dann. Die die Offsetspannung des OPV stört allerdings noch ein bisl. Die bekommt man dann jedoch nur mit einem kleinen Bias von ein paar mV in den Griff.
Wolfgangs Aufbau hat offenbar einen µC mit I2C, was der durchgekreuzte
ADS1015 verrät. Da wäre mal ein Blick zu Texas Instruments INAxxx
angesagt, da sind Differenzverstärker und A/D in einem Käfer vereint.
Das war mal! Es war ein ADS1115 drin, I2C LCD, INA3221.
Der ganze I2C Mist hat alles viel zu sehr ausgebremst.
Jetzt kommt nur noch SPI dran!
Mit I2C hatte ich eine Loop-Time von 120-300mS,
mit SPI ADS1256 (24Bit/8ch) sowie SPI TFT liege ich nun bei 0..8mS Loop-Time!
Da die vorher verwendeten ACS712 1.nicht mehr ausreichen vom Strom und 2. ziemlich driften, sind die nun auch entfernt und die OPVs sollen den Strom messen.
Zum weiteren Testen habe ich nun anstelle des Motors mit ordentlichen Spikes
nun einen Step-Down Wandler mit einer Last angeschlossen, so ähneln sich die Testbedingungen noch mehr der eigentlichen Schaltung.
Die Ausgangsspannung sieht gut aus, lediglich ein paar µV Schwankungen am Scope zu sehen! Werde noch eine vernünftige Vref einbauen die sowohl den ADC als auch die beiden OPVs versorgt.
Hab da noch ne Frage wegen dem Shunt:
Es gibt ja etliche Shunts die 50/100 oder mehr A verkraften können, leider sind diese alle nur zum schrauben und riesengroß.
Ob man es vernünftig hinbekommt mit mehreren SMD Shunts paralell?
Gibt es gute und schlechte? Hat jemand Erfahrungen und kann evt. Artikelbezeichnungen nennen?
Ziel ist: 0R001, max 50A/50V(PV-Input) 100A/15V(Batt-Output)
Leiterbahn oder Draht ist wohl nicht gut als Shunt...
Ob man es vernünftig hinbekommt mit mehreren SMD Shunts paralell?
Auf einer professionellen Netzteil-Platine habe ich so etwas schon zu sehen bekommen. Es bleibt die Frage der Wärmeabfuhr je nach beaufschlagter Stromzufuhr. Ganz oben steht was von > 20A.
Leiterbahn oder Draht ist wohl nicht gut als Shunt
Zu ungenau, zu hohe Temperaturdrift. Mehrere SMD Widerstände in parallel sind nix unübliches zur Strommessung. Gerne als 2512 oder noch größer. Ersterer kann typischerweise bis 3W. Ordentlich Kupfer drumherum zum Wärmeableiten.
reicht es denn nicht, daß der OP bei 0A bereits +135mV ausgibt?
Auf wieviel mV sollte der denn vorgespannt sein?
Möchte den Messbereich nicht unbedingt verkleinern.
Wähle die Rückkopplung 1k/9k und Du hast schon Mal etwas gewonnen wegen des geringeren Einfluss des Biascurrent.
Um eine 2 Punkt Kalibrierung kommst du mit dem Aufbau nicht Drumrum.
Beispiel dafür findest du in der arduino Bibliothek.
Arbeite hier gerade mit einigen MCP6496 in Integratorschaltung, da sieht
man ganz deutlich an der Rundung des Dreieckssignals wenn man den Rails
zu nahe kommt. Da ist auch bei ca 50mV vor dem Rail Schluss.
Das hängt ja wohl von der Last ab.
Wenn du so viel Strom fließen lässt, ist doch klar, dass er den Ausgang nicht runter gezogen bekommt - wohin denn?
Wenn du so viel Strom fließen lässt, ist doch klar, dass er den Ausgang
nicht runter gezogen bekommt - wohin denn?
Natürlich hängt es von der Last ab. Aber welchen Sinn macht es einen OPV unbelastet (= am Ausgang ist nichts angeschlossen) zu betreiben? Am Ausgang wird immer etwas hängen, was den irgendwie belasten wird. Da reicht es eben schon, wenn weniger als 100k zu treiben sind damit der OPV nicht mehr bis ans mV an die Rails rankommt. Zumal die Angaben im Datenblatt sowieso nur für den statischen Fall mit genügend langer Einschwingzeit gelten. Bei dynamischen Signalen gibt es schon viel früher deutliche Nichtlinearitäten.
Aber welchen Sinn macht es einen OPV
unbelastet (= am Ausgang ist nichts angeschlossen) zu betreiben?
Davon redet keiner.
Am Ausgang wird immer etwas hängen, was den irgendwie belasten wird.
Und der Spannungsabfall am DS-Kanal ist etwa proportional zum Strom.
Wenig Strom - wenig Spannungsabfall, viel Strom - viel Spannungsabfall.
Guck einfach einmal ins Datenblatt.
70kHz ist die Taktfrequenz des nachfolgenden Step-Down Wandlers.
Diese solle den OPV nicht beeinflussen, das ist mit dem Low-pass Filter
ja erfolgreich beseitigt.
Der OPV soll den DC-Strom messen, also warum sollte der OP07 das nicht packen?
Sorry aber ich verstehe das Datenblatt des INA240 nicht so richtig.
Woher weiss man, wieviel Verstärkung der macht?
Angegeben sind ein paar verschiedene Typen:
• Available Gains:
– INA240A1: 20 V/V
– INA240A2: 50 V/V
– INA240A3: 100 V/V
– INA240A4: 200 V/V
bedeutet es der 20V/V hat eine 20fache Verstärkung, der 200V/V eine
200fache?
Eigentlich lernt man das in der Schule beim Thema Bruchrechnung.
Da kann man einfach kürzen und es bleibt die vertraute nackte Zahl.
da hab ich NICHT gefehlt :-)
Jedoch habe ich so eine Angabe bisher nicht gesehen.
Deine Antwort hätte so lauten dürfen:
1
Die Angabe "20V/V" bezieht sich auf eine Verstärkung oder einen Verstärkungsfaktor in der Elektronik. In diesem Fall bedeutet es, dass ein Signal um den Faktor 20 verstärkt wird.
2
3
Die Angabe "V/V" steht für "Volt pro Volt", was bedeutet, dass die Verstärkungseinheit in Volt gemessen wird. Wenn also ein Eingangssignal von 1 Volt in das System eingespeist wird, wird das Ausgangssignal um den Faktor 20 verstärkt, und das Ausgangssignal beträgt dann 20 Volt. Es handelt sich um einen Verstärkungsfaktor von 20.
4
5
Diese Art der Angabe von Verstärkung ist in der Elektronik üblich und hilft, den Grad der Verstärkung oder Abschwächung eines Signals in einem Schaltkreis oder einer elektronischen Komponente zu beschreiben.
Demnach müsste ich beinem Shunt von 0.005 Ohm und einem Strom von 50A
eine Ausgangsspannung von 5V bekommen wenn ich richtig gerechnet habe...
allerdings bei einer Verlustleistung von 12.5W, also mindestens 7 oder besser 8x 2512 2W Shunts paralell
Dann ist wohl der 100V/V und ein Gesamtwiderstand von 0.001Ohm besser, dann entstehen nur 2.5W, dann brauche ich nur 2x 2512 mit je 0.05Ohm.
Ich glaube das wäre die beste Lösung, oder?
(Wahrscheinlich ist der A3 Typ des INA240 nicht lieferbar...)
OK, bei Mouser gibts den.
Sollte ich den nun nehmen oder doch einen R2R OP verwenden?
Was meinen die Profis unter Euch dazu?
Ja ich weiß, aber was wäre der beste Kompromiss? Viele shunts parallel
und Verstärkung niedriger wählen?
1mOhm passt schon, du willst ja keine Heizung bauen. Eher noch weniger. Für Störungen gibt ja nen Tiefpass, außerdem sind mV Verstärtkung nun auch keine Raketentechnik, MC Tonabnehmer haben auch nur 500µV und da muss das Signal oft erst noch ein paar Meter durch nen Kabel bevors an den Verstärker geht, das funktioniert nicht erst seit gestern...
Wenn du aber eh einen INA benutzen willst, dann denk bitte nochmal drüber nach, die Strommessung nicht besser an der High-Side zu machen. Dafür ist der INA gemacht. Mehrere Massen im System sind immer gefährlich.
Wenn du aber eh einen INA benutzen willst, dann denk bitte nochmal
drüber nach, die Strommessung nicht besser an der High-Side zu machen.
Dafür ist der INA gemacht. Mehrere Massen im System sind immer
gefährlich.
Ja, da kann es gemeine Dinge geben wenn man verschiedene Massen hat.
Was mich vom High-Side etwas abschreckt:
Das Ding soll später (gaaanz viel später) wenn alles prima läuft,
so erweitert werden, daß auch PV-Spannungen bis ca.450V verarbeitet werden können. Zur Zeit reichen max 80V aus, damit würde ein INA240 im High-Side betrieb ja noch klarkommen.
Daher besser GENAU aufpassen mit den 3 GNDs (PV-GND, MAIN-GND und BATT-GND)
und den im LOW-SIDE betreiben.
Genau das bedeutet das. Es heißt, dass pro angelegtem Volt am Eingang, in diesem Beispiel, 50 V am Ausgang erzeugt werden. Wenn man das vorher noch nie gesehen hat kann das verwirrend sein. Ich vermute mal, man wählte so eine Bezeichnung um zu verdeutlichen, dass der Verstärker nicht wirklich einen Strom verstärkt sondern eine Spannung ;)
Wenn man das vorher noch nie gesehen hat kann das verwirrend sein.
Auch mathematisch betrachtet ist die Bezeichnung 50V/V korrekt. Die beiden Volts kürzen sich gegenseitig aus der Formel raus und es bleibt die Zahl 50 für sich ganz alleine übrig.
Somit hat der Verstärker eine 50 fache Verstärkung:
Dann ist wohl der 100V/V und ein Gesamtwiderstand von 0.001Ohm besser,
dann entstehen nur 2.5W, dann brauche ich nur 2x 2512 mit je 0.05Ohm.
Ich glaube das wäre die beste Lösung, oder?
(Wahrscheinlich ist der A3 Typ des INA240 nicht lieferbar...)
Bla bla bla
Sollte ich den nun nehmen oder doch einen R2R OP verwenden?
Was meinen die Profis unter Euch dazu
Ich nahm dafür den 200 mikroohm shunt von isabelellemhuette oder alternativ vishay.
Was mich vom High-Side etwas abschreckt:
Das Ding soll später (gaaanz viel später) wenn alles prima läuft,
so erweitert werden, daß auch PV-Spannungen bis ca.450V verarbeitet
werden können. Zur Zeit reichen max 80V aus, damit würde ein INA240 im
High-Side betrieb ja noch klarkommen.
Und schon bei etwas über 80v. Verstirbt der INA240.
Kleine Spannung sspitze bei Schaltvorgängen im Rest deiner Schaltung genügt...
Alternativ zum INA240 gibt es den INA250. Der hat schon einen lasergetrimmten Shunt-Widerstand integriert.
Allerdings bin ich mir nicht sicher, ob der 50A verträgt.
Eine weitere Alternative wäre ein Instrumentverstärker, Ein-Chip-Varianten gibt es nicht so viele, sie sind vergleichsweise teuer und sind bandbreitenmäßig auch nicht so der Brüller.
Eine Kurzschlussschutzschaltung mit einem Hall-Sensor in der Versorgung der Endstufentransistoren einer Audioendstufe mit 6kW Impulsleistung habe ich auch schon gesehen.
Also High-Side-Sensing kann man so z.B. auch machen.
der INA253 oder 254 sieht sehr gut aus, allerdings sind die schlechter zu beschaffen. ich denke ich werde beim INA240 bleiben mit externen Shunts.
Noch ne Frage bezüglich der REF eingänge:
Habe ich es richtig verstanden, daß wenn REF1 auf GND und REF2 auf VCC verbunden sind, daß sich dann eine Ausgangsspannung von VCC/2 bei 0A einstellt? (bidirectionaler Betrieb) und das wenn beide REFs auf GND verbunden sind, der unidirectionale Betrieb ist, so daß 0V bei 0A am Ausgang anliegen? Dies wäre in meinem Fall die gewünschte Betriebsart.
Dann noch eine Frage (wegen der verschiedenen GNDs):
Mittels Spannungsteiler zwischen GND_PV und PV+ bzw. GND_BATT und BATT+
messe ich die Spannung mit dem AD-Wandler.
Wenn nun Strom fliesst, sind GND_PV und GND_MAIN ja etwas "daneben".
Kann ich ohne Ergebnis-Verfälschung den unteren Widerstand an GND_MAIN anstatt GND_PV anschliessen oder wie kann man das vernünftig lösen?
Bei magnetischen Stromsensoren muß man aber auf Magnetfelder in der Nähe aufpassen.
Ich habe mal einen CSNE151-104 verwendet. Für den Abgleich waren 2 Potis vorgesehen. Schon mit einem einfachen Schraubendreher ergab sich eine deutliche Nullpunktverschiebung. Erst mit dem Spectrol konnte ich den Abgleich durchführen. Das Poti sitzt etwa 30mm vom Sensor entfernt.
Ich hatte vorher ACS712 und ACS758 in Einsatz, ebenfalls Hall-sensoren, die wanderterten ziemlich rum wenn die Speicher Drossel hohe Ströme hatte.
Daher keine Hall Sensoren mehr.
Damit sich die Ströme auch wirklich aufteilen, müssen die Leiterzüge exakt gleich lang und dick sein und auch die Lotmenge gleich sein.
Die Sensanschlüsse kann man natürlich nur an einem Widerstand anschließen. Oder 2 Differenzverstärker nehmen und nachfolgend summmieren.
Für dauerhaft 10W brauchst Du aber beiderseits bestimmt j 5x5cm Kupferfläche.
Ich hatte mal einen Widerstand mit nur 0,5mOhm in einen Werkzeugakku eingebaut. Der war bei nur 40A nach nicht mal einer Minute ausgelötet. Gut, ich hatte auch nahezu keine Kühlfläche zur Verfügung. Und innerhalb des Gehäuses war das obendrein.
Auch mathematisch betrachtet ist die Bezeichnung 50V/V korrekt. Die
beiden Volts kürzen sich gegenseitig aus der Formel raus und es bleibt
die Zahl 50 für sich ganz alleine übrig.
Ja, ist zwar korrekt, aber redundant und überflüssig.
Warum nur lassen sie (die Amis) das dann nicht gleich weg? So, wie es normale Menschen auch tun: v=50?
Aber so sind sie mit ihren Einheiten, auch an anderer Stelle: AWG, oz/ft², cfm ...
Ja, ist zwar korrekt, aber redundant und überflüssig.
Warum nur lassen sie (die Amis) das dann nicht gleich weg? So, wie es
normale Menschen auch tun: v=50?
Da kann ich Dir ein bißchen weiterhelfen. Zumindest was Produkte von TI.com angeht.
Ich hatte zu diversen CSA einige Gespräche mit den (aktuellen) Entwicklern der CSA Versionen von TI. Unter anderem, also nebenbei, kam ich auf exakt diese Benennung (gain in xyV/V) zu sprechen.
Hintergrund aus (deren) Entwicklersicht ist, das es die Bezeichnung Strom bei "CSA" darauf verleiten läßt, das diese Teile einen Strom messen -- Erwartungshaltung "A/V" als Kenngröße. Das tun CSA (wie INA240) aber nicht, denn sie messen einen Spannungs(abfall) über einem Shunt. "V/V" soll dem HW-Entwickler klar in Erinnerung halten, das es so ist.
Inzwischen hat TI ja auch einige CSA mit intergriertem Shunt im Portfolio, z.B. INA253. Hier fließt ein Strom durch den shunt IM ina253, und folglich wird eine Spannung am Ausgang erwartet.
Und siehe da, hier heißt es folgerichtig (TI.com DaBla ina253):
"Available Gains: 100 mV/A, 200 mV/A,
and 400 mV/A "
Ich hoffe das hilft nun die "Denke" der Datenblattersteller besser zu verstehen.
BTW: Die übrigen Hersteller (Rohm, Maxim, etc.) halten es ähnlich.
ich habe eine Schaltung die als MPPT-Buck Charger arbeitet.
Da ich jedoch zuviele Störungen durch ACS712 (mit Hall Sensor)
bei hohen Strömen (>20A) bekomme und sowieso den I2C Kram gegen SPI
ersetzen will
Was für Störungen?
Der ACS ist eigentlich super robust und erste Wahl bei solchen Messungen. Vor allem die galvanische Trennung zwischen Messobjekt und Auswertung macht es störsicher.
Alles andere mit dem Strombereich wird nicht annähernd so genau.
Da ich jedoch zuviele Störungen durch ACS712 (mit Hall Sensor)
bei hohen Strömen (>20A) bekomme und sowieso den I2C Kram gegen SPI
ersetzen will
Was für Störungen?
Der ACS ist eigentlich super robust und erste Wahl bei solchen
Ich denke die "Störungen" sind letztlich nur das Ergebnis von überzogenen Genauigkeitsanforderungen. Mich wundert es, das sich hier im Thread noch niemand auf die 24-Bit A/D Wandlung gestürzt hat. Ich wäre überrascht, wenn die Schaltung in der Lage wäre mehr als 12-14 Bit effektive Genauigkeit zu liefern. Die Fehlerrechnungen im INA240 Datenblatt legen ~0,1% Messfehler nahe, das sind 10 Bit bezogen auf Vollausschlag. Einen 24Bit ADC Wandler in der Nähe eines Buck mit zweistelligen Ampere zu betreiben zu wollen....Man muss sich nur mal anschauen welcher Aufwand in guten 24 Bit Audiointerfaces betrieben wird und selbst die schaffen die 24 Bit nur auf dem Papier, 24 Bit bedeuten eine SNR von über 144dB am Wandler, bei einer 2.5V Referenz sind das ~150nV
Was für Störungen?
Der ACS ist eigentlich super robust und erste Wahl bei solchen
Messungen. Vor allem die galvanische Trennung zwischen Messobjekt und
Auswertung macht es störsicher.
Störungen einmal von der Speicherdrossel aber das schlimmste waren der (die) Drift der Midpoint-Spannung bei 0A, bei 20Grad waren nach einem Spannungsteiler 1.85V, wenn nach einiger Zeit sich alles auf ca. 45Grad aufgeheizt hat, betrug die Spannung schon 1.9-2.0V !
Sowohl mit ACS712 als auch mit ACS758.
Damals war es kein 24Bit AD Wandler sondern ein 16Bit. ADS1115.
Das ich die vollen 24Bit nicht auswerten kann ist mir schon klar,
da der ADS1256 aber superschnell durch SPI ist und mir mit seinen
8 Eingängen 4 Differenz-Eingänge bietet werde ich diesen benutzen.
Du willst alle vier Lagen zur Kühlung nutzen? Ist dir die Physik einer
Kühlung nicht klar?
Die 4 Lagen sind nicht vorrangig für die Kühlung gedacht eher für die hohen Ströme, zwangsweise wird da aber auch die Wärme weitergeleitet. Bei dem o.g. 10W/0R001 Shunt sollte jedoch nicht viel Wärme produziert werden.
Wäre eine bessere Wärmeabgabe durch "offene" Bereiche in der Lötsopmaske evt. eine Abhilfe? Vergoldete Schicht so lassen oder verzinnen? Kupfer-Bleche als Kühlkörper auflöten?
Die 4 Lagen sind nicht vorrangig für die Kühlung gedacht eher für die
hohen Ströme, zwangsweise wird da aber auch die Wärme weitergeleitet.
Achso, ich dachte nur, weil es um Kühlung ging. Ja klar kann man auch über die Innenlagen Wärme weg transportieren. Liegt aber auch auf der Hand, dass die Innenlagen dafür denkbar schlecht sind. Die Wärme muss ja irgendwo hin und in der Platine willst du die ja nicht haben ;)
Wäre eine bessere Wärmeabgabe durch "offene" Bereiche in der Lötsopmaske
evt. eine Abhilfe?
Wenn du in Bereiche kommst, wo das wirklich relevant ist, ob die Lötstopmaske für die Wärmeabgabe offen oder geschlossen ist, dann bist du auf dem völlig falschen Dampfer unterwegs.
Zunächst einmal solltest du bestimmen, wieviel Leistung im Worst Case verheizt werden wird. Wenn der Shunt 1 mOhm nur groß ist kommen da selbst bei 100A Stromfluss grad mal 10W zustande. Da kann man ja fast schon drüber nachdenken, den Shunt nur passiv zu kühlen.
Aber diese Wärmeleistung über die Innenlage abführen...das klappt nur wenn ein Kühlkörper auf der Rückseite hinter dem Shunt sitzen wird.
wer vergibt eigentlich diese "Lesenswert" Values? Tsss.
ich finde, vieles war lesenswert und auch hilfreich, warum dann soviele mit - ?
Noch ne Frage an Andrew T.
In der rauen Wirklichkeit werden die ungeschützten INA240 zügig
versterben.
Datenblatt und Applikation von TI verraten Dir sehr genau, wie Du
vorgehen musst.
Sagten wir Dir ja bereits.
DB habe ich studiert, aber was genau meinst du damit? Ich will im Low-Side Bereich die INA240 einsetzen.
was sollte denen dann zum tot verhelfen? Wenn der Shunt hält, kann doch nix passieren, oder?
mppt.png
(65 KB)
