Hallo, ich nutze einen IGBT (DG30X07T2 mit intern antiparallel geschalteter Diode zwischen Koll/Emitter), um eine PV Spannung (240VDC) , die an einer rein ohmschen Last (Ölradiator, ca. 50 Ohm) liegt zu schalten - momentan einfach nur an/aus schalten. Nachdem der IGBT einige Zeit durchgeschaltet ist, lässt er sich nicht mehr schalten, die Kollektor Emitter Strecke bildet einen Kurzschluss. Auch eine nachträgliche Messung der Kollektor/Emitter Strecke des von der Schaltung abgeklemmten IGBTs zeigt einen Kurzschluss, was vor dem Einbau in die Schaltung nicht der Fall war. Offenbar verursacht die intern im IGBT antiparellel geschaltete Diode diesen Kurzschluss ? (Der Schalter ist ein einfacher manuell bedienbarer DC Schalter ,der die Steuerspannung von 15 V auf das Gate legt) Ich habe schon 2 solcher IGBTs nun zerschossen, jeweils der gleiche Effekt - nach kurzer Laufzeit in der Schaltung stellt sich ein Kurzschluss der Kollektor/Emitter Strecke ein. Die gemessenene Werte liegen weit unter den Grenzwerten im Datenblatt des IGBTs (650 V, 30/60 A). Das einfache Schaltbild habe ich auch angehängt. Bin ratlos, warum die IGBs in dieser Anwendung den Geist aufgeben. Habt ihr eine Idee, was die Ursache sein könnte - mit der Diode ist nur eine Vermutung, aber auch wenn die Diode den Kurzschluss verursacht, weiss ich nicht wie es dazu kommen kann, da auch die Grenzwerte der Diode laut Datenblatt weit über den Werten in der Schaltung liegen.... Anlage: Schaltbild und Datenblatt Vielen Dank David
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Daniel V. schrieb: > Ich tippe mal auf fehlende Kühlung des IGBT. Daniel V. schrieb: > Ich tippe mal auf fehlende Kühlung des IGBT. Nein, definitiv nicht. Habe bewusst einen riesigen Kühlkörper, der IGBT wird nur lauwarm.
Michael B. schrieb: > 1MOhm zum Abschalten kommt mir sehr gross vor. Und weil dann noch die Miller-Kapazität mit reinspielt, braucht der sicher ewig zum Abschalten und ist so lange auuserhalb der SOA: https://recom-power.com/de/support/technical-resources/whitepaper/rec-n-designing-robust-transistor-circuits-with-igbts,-sic-mosfets-319.html?0 David schrieb: > der IGBT wird nur lauwarm. Der stirbt beim Abschalten durch einen Hotspot. Diese Wärme kommt gar nicht an den Kühlkörper. David schrieb: > Das einfache Schaltbild habe ich auch angehängt. Wie sieht der reale Schaltungsaufbau aus?
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Michael B. schrieb: > 1MOhm zum Abschalten kommt mir sehr gross vor. Der Massewiderstand sollte nur dazu dienen, die Gate-Spannung sicher beim Abschalten auf 0 Volt zu ziehen; unter 5 V sollte er laut Datenblatt schon abschlaten. Das Problem hier ist ja, dass er nach kurzer Zeit gar nicht mehr abschaltet und die Kollektor-Emitter Strecke einen Kurzschluss hat (auch im ausgebauten Zustand!). Das Ding ist danach einfach defekt.
David schrieb: > Der Massewiderstand sollte nur dazu dienen, die Gate-Spannung sicher > beim Abschalten auf 0 Volt zu ziehen; unter 5 V sollte er laut > Datenblatt schon abschlaten. Er schaltet aber eben unheimlich langsam ab.
Lothar M. schrieb: > Und weil dann noch die Miller-Kapazität mit reinspielt, braucht der > sicher ewig zum Abschalten und ist so lange auuserhalb der SOA: > https://recom-power.com/de/support/technical-resources/whitepaper/rec-n-designing-robust-transistor-circuits-with-igbts,-sic-mosfets-319.html?0 Nein, der Kollektor-Emitterwiderstand ist in beide Richtungen 0 Ohm ! Er schaltet gar nicht mehr, egal welche Spannung ich mit oder ohen Widerstand an den Gate anlege. Wie erwähnt ist die Widerstandsmessung ausserhalb der Schaltung danach 0 Ohm (Kurzschluss zw. Koll/Emitter), was vorher nicht der Fall war.
Statt des Schalters einen Treiber verwenden, dann wird das Gate zumindest symmetrische an und aus geschaltet. Taster entsprellen! Der IGBT verheizt aber auch: P_IGBT ~= 1V * (240V/50R) = 5W Hast du ihn auf einem Kühlkörper montiert? Bei diesen Spannungen würde ich auf MOSFETs setzen, die haben deutlich bessere Eigenschaften.
H. H. schrieb: > Z-Diode zwischen Gate und Emitter anbringen. Meinst du, die max. erlaubte Gate/Emitterspannung würde irgendwie überschritten ? Es ist zumindest nicht bewusst eine Induktivität im Spiel. Der Schalter ist ein ganz einfacher mechanischer Schalter. Angeschaltet, abgeschaltet, angeschlatet - funktioniert, dann ein ein paar Minuten an gelassen (IGBT die ganze Zeit nur lauwarm und an einem großen Kühlkörper) und dann schaltet der IGBT nicht mehr ab und ist defekt. Bin echt verzweifelt, weil die Werte in der Schaltung doch so weit unter den Grenzwerten im Datenblatt liegen.
Ok, wenn du einen KK verbaust hast, dürfte es auf dem Chip selsbt zu lokalen Durchlegierungen kommen, da der Linearbereich aufgrund des 1MR zu langsam durchfahren wird und es zu Hot Spots kommt.
Ingo L. schrieb: > Hast du ihn auf einem Kühlkörper montiert? Bei diesen Spannungen würde ja, s. neues Foto
Ingo L. schrieb: > Bei diesen Spannungen würde > ich auf MOSFETs setzen, die haben deutlich bessere Eigenschaften. Wollte ich zuerst, dann hat man mir im ersten Post hier einen IGBT empfohlen... 3 davon gekauft, 2 hintereinander wie oben beschrieben schon defekt... beim 3. traue ich mich gar nicht mehr
Wenn dein Schalter ein Kipp(UM)schalter ist, dann mache den derzeit freien Kontakt auf GND. so hast du dann 15V oder GND am Gate ohne den 1MOhm.
Lothar M. schrieb: > Er schaltet aber eben unheimlich langsam ab. Nein, er schaltet gar nicht mehr ab, da der Koll/Emitter- Widerstand nach kurzer Zeit 0 ist (s. neues Foto mit Widerstandsmessung im ausgebauten Zustand); ein neuer IGBT hat einen unendlich hohen in die eine Richtung, in die andere schlägt die Diode zu mit ca. 0,6 V Durchlassspannung.. beides ist bei dem eingebauten IGBT nicht mehr der Fall - einfach dauernder Kurzschluss in beide Richtungen
Lothar M. schrieb: > Wie sieht der reale Schaltungsaufbau aus? Genauso wie das Schaltbild ist der Aufbau, ganz einfach gehalten, um mal zu schauen, ob das Schalten funktioniert. Ein mechanischer Schalter , der den Gate ansteuert (mit +15V DC) und im Kollektor Emitterkreis ein Ölradiator der an eine 240 VDC PV Spannung angeschlossen ist (kein Wechselrichter o.ä. im Spiel).
David schrieb: > Nein, er schaltet gar nicht mehr ab... Du schnallst es einfach nicht, dabei ist es mehrfach gesagt worden! Durch den 1M-Widerstand wird der Transistor zu langsam zugesteuert und verbleibt dadurch zu lange in einem Strom-Spannungs-Gebiet, das ihn überlastet. Mach aus dem 1M einen 1k-Widerstand, dann geht es wohl.
David schrieb: > Nein, der Kollektor-Emitterwiderstand ist in beide Richtungen 0 Ohm ! Ja, mir ist das völlig klar: Siliziumschmelze durch Hotspot. > Er schaltet gar nicht mehr Er ging vorher beim letzten Ausschaltvorgang kaputt, weil die Entladung der Gatekapazität unheimlich laaaaannnnnngggsssaaaammmm vor sich geht und deshalb der Transistor die SOA verlässt. Kurz: deine Gatebeschaltung ist viel zu hochohmig. Mach da mal einen 470R Widerstand (der muss 1/2 W aushalten) nach GND und einen 10R in Richtung Gate. Nicht umsonst sind die Datenblattangaben bei einem Rg=15 Ohm. Und beim Abschalten hast du derzeit einen Rg von über 1 MOhm. Also 70000 mal zu hochohmig. Da wundert man sich eher, dass der nicht jedes Mal kaputtgeht.
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Michael B. schrieb: > 1MOhm zum Abschalten kommt mir sehr gross vor. Glatt übersehen, das ist natürlich eine ganz große Schnapsidee.
Lothar M. schrieb: > Er ging vorher beim letzten Ausschaltvorgang kaputt, weil die Entladung > der Gatekapazität unheimlich laaaaannnnnngggsssaaaammmm vor sich geht > und deshalb der Transistor die SOA verlässt. Kurz: deine Gatebeschaltung > ist viel zu hochohmig. Mach da mal einen 470R Widerstand (der muss 1/2 W > aushalten) nach GND und einen 10R in Richtung Gate. Ok, danke für den Tipp, das war mir völlig neu. Einen (funktionstüchtigen, neuen) IGBT hab ich noch, den riskier ich jetzt noch unter den Verbesserungsvorschlägen (werde Widerstände zum Gate und Masse deutlich reduzieren)...bin mal gespannt
Lothar, du hast das Rätsel gelöst... bis jetzt funktioniert es, mit der Änderung der Eingangswiderstände. Der 3. und letzte IGBT läuft noch, bis jetzt zumindest mal (nach ca. 10 Schaltvorgängen :-) )... Die Miller Kapa, war mir bisher echt unbekannt... Super, die Hilfe war goldwert !! Vielen Dank !!!
Hallo,
ich hatte ja kürzlich ein Problem gepostet, weil mir IGBTs beim
langsamen Schalten (mittels mechanischer Schalter) aufgrund eines zu
hohen Widerstandes im Eingangskreis des Gates kaputt gegangen sind ("Hot
Spot", hat der Moderator es genannt, der mir darauf auch die Lösung des
Problems gegeben hat).
Ganz klar ist mir der Sachverhalt leider immer noch nicht. Sorry an die
gelangweilten Experten, aber warum gibt der IGBT in diesem Kontext so
schnell den Geist auf. Ein IGBT arbeitet im Gatebereich MOS-like, also
spannungsgesteuert. Laut Datenblatt kann mit einer Gatespannung zwischen
+-20V/, einem UDS bis 650V, einem ID bis 60A etc. nichts passieren. Im
Betrieb liegt die Gatespannung bei 15 V, nun wird abgeschaltet (und
hierbei scheint sich der Transistor verabschiedet zu haben), allerdings
mit hohem Gate-Widerstand zur Masse, so dass sich die Miller Kapa nur
langsam entlädt. Aber die Gatespannung bleibt stets zwischen 0 und 15 V,
auch beim Abschaltvorgang. Damit sollte auch der ID nicht über die
zulässigen 60 A kommen (zumal die Quelle das auch gar nicht hergibt,
selbst bei Kurzschluss nicht). Also warum wird der IGBT trotzdem gekillt
?
Und kann das auch bei einem reinen MOSFET (Power Mosfet) derart
passieren (damit hatte ich das Problem noch nicht, obwohl ich da auch
mit recht großem Gate-Massewiderstand arbeite) ?
Danke
Dave
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Das kann dir mit allen Transistoren passieren. Du denkst bisher nur an die betriebszustände EIngeschaltet und Ausgeschaltet. Ausgeschaltet: Spannung D-S 650V Strom ~0A -> Leistung 0W Eingeschaltet: Spannung D-S 2V Strom 60A -> Leistung 0W Dazwischen wird der transistor bei langsamer ansteuerung auch nur langsam hochohmig. Das heißt worst case Spannung D-S 300V Strom 30A -> Verlustleistung 9000W. So, nun kann der Transistor nur 200W ab. Die 9kW kann er kurzzeitig einige microsekunden, bevor er durchbrennt. Deshalb muss die einschalt- und ausschaltdauer möglichst kurz gehalten werden. Siehe angehängtes bild, es ist eine höhere schaltleistung möglich je schneller geschaltet wird. Auch häufiges schalten durch zu hochfrequente PWM oder prellende taster können zu viel sein. In deiner anwendung mit 1MOhm lagst du über 10ms, da reichen bei 240V schon 1-2A laststrom zum durchbrennen
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David schrieb: Laut Datenblatt kann mit einer Gatespannung zwischen > +-20V/, einem UDS bis 650V, einem ID bis 60A etc. nichts passieren. Im > Betrieb liegt die Gatespannung bei 15 V, nun wird abgeschaltet (und > hierbei scheint sich der Transistor verabschiedet zu haben), allerdings > mit hohem Gate-Widerstand zur Masse, EXTREM hohem "Gatewiderstand". 1 MEGAOHM! > so dass sich die Miller Kapa nur > langsam entlädt. Die allein ist es nicht, wenn gleich sie einen hohen Anteil hat. SCHALTtransistoren wollen SCHNELL geschaltet werden! Im Normalfall im Bereich von 10-50ns, in bestimmten Fällen vielleicht auch in 1-5us. Mit 1MEGAohm Pull DOwn Widerstand als "gatetreiber" für ganz Arme,dauert das mehrere Millisekunden. > Aber die Gatespannung bleibt stets zwischen 0 und 15 V, > auch beim Abschaltvorgang. Aber der Vorgang ist zu langsam! > Damit sollte auch der ID nicht über die > zulässigen 60 A kommen Das ist gar nicht das Problem. > (zumal die Quelle das auch gar nicht hergibt, > selbst bei Kurzschluss nicht). Also warum wird der IGBT trotzdem gekillt > ? Weil beim langsamen Umschalten VIEL Verlustleistung im IGBT entsteht, denn der ist dann halt nur halb auf oder zu. > Und kann das auch bei einem reinen MOSFET (Power Mosfet) derart > passieren Sicher. >(damit hatte ich das Problem noch nicht, obwohl ich da auch > mit recht großem Gate-Massewiderstand arbeite) ? Was so oder so Murks ist. Ein IGBT/MOSFET sollte SCHNELL geschaltet werden, um die hohe Verlustleistung beim Umschalten so kurz wie möglich zu halten. Zum schnell Schalten braucht man viel Strom, sprich niederohmige Treiber. Alles über 100 Ohm ist im Normalfall zuviel, die meisten Treiber, selbst die schwachen, haben 20 Ohm und weniger!
Flip B. schrieb: > Eingeschaltet: Spannung D-S 2V Strom 60A -> Leistung 0W Um David nicht zu verwirren: in deinem Beispiel wären es nicht 0W sondern 120W.
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Siehe Anhang. Die Kurven sehen beim Ein- und Ausschalten sehr ähnlich aus, mit einer Spitzenleistung von ~3kW im MOSFET. ABER die Zeitskala ist um Größenordnungen anders! Beim Einschalten dauert es ~100ns, bei Ausschalten um die 10ms! Und das bei einer eher gemächlichen Anstiegszeit des Gatesignals von 1us. Die meisten Treiber für MOSFETs schalten in 100ns und weniger! Die Schaltverluste beim Einschalten sind hier ca. 300uJ sowie 19J(!) beim Abschalten! diese Wärme wird in der kurzen Zeit (10ms) nur auf dem kleinen Siliziumchip und teilweise auf dem Kupferträger gespeichert. Wärmeleitung findet hier nur wenig statt. Dadurch steigt die Temperatur IMMENS! Abschätzung. Ein TO220 Transistor hat einen Kupferträger mit ca. 10x15x1mm Abmessungen, macht 150mm^3 bzw. 0,15cm^3. Das ergibt mit der Dichte Kupfer rho = 8,9g/cm^3 -> 1,3g Wärmekapazität von Kupfer 385 J/kg/K -> 0,5 J/K bzw. 2 K/J bei 20J -> 40K Hmm, das kann nicht sein, 40K Temperaturerhöhung sind deutlich zu wenig, um dem MOSFET Probleme zu machen. Wo liegt mein Fehler?
Dietrich L. schrieb: > nicht 0W sondern 120W. Danke, da war ich kurz unachtsam. Falk B. schrieb: > Wo liegt mein Fehler? in 10ms findet die energie nicht ihren weg ins Kupfer. rechne nochmal mit 6x8x0,7mm Silizium.
Falk B. schrieb: > Siehe Anhang. > > Abschätzung. Ein TO220 Transistor hat einen Kupferträger mit ca. > 10x15x1mm Abmessungen, macht 150mm^3 bzw. 0,15cm^3. Das ergibt mit der > Dichte Kupfer rho = 8,9g/cm^3 -> 1,3g > Wärmekapazität von Kupfer 385 J/kg/K > -> 0,5 J/K bzw. 2 K/J > > bei 20J -> 40K > > Hmm, das kann nicht sein, 40K Temperaturerhöhung sind deutlich zu wenig, > um dem MOSFET Probleme zu machen. Wo liegt mein Fehler? Der "Transient Thermal Resistance" ist im DB angegeben. Beim IXTH88N10 z.B. sind es ca. 0,1 °C/W bei einem 10ms Impuls. Bei einer Kühlkörpertemperatur von z.B. 25°C und eine Rth von 0,1°C/W hat der Chip nach einem 10ms-Impuls mit z.B. 3kW eine Temperatur von ca. 325°C.
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Nils S. schrieb: > Bei einer Kühlkörpertemperatur von z.B. 25°C und eine Rth von 0,1°C/W > hat der Chip nach einem 10ms-Impuls mit z.B. 3kW eine Temperatur von ca. > 325°C. Vergiss Rth. Bei so kurzen Pulsen erreicht die Strecke keinen stationären Zustand. Die Wärmeenergie wird innerhalb so kurzer Zeit noch nicht einmal beim Kühlkörper angekommen sein. Bei deiner Rechnung fehlt die Tiefpasswirkung durch die spezifische Wärmekapazität.
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Super ! Vielen Dank euch allen für die tollen Erklärungen, inbesondere Falk für die super Simulation des Schaltvorgangs. Es ist also die Verlustleistung, die über relativ lange Zeit (auch wenn es nur Millisekunden sind) ansteht und der IGBT so den SOA Bereich verlässt. Boahhh... Aber es war auch die Rede, dass dies auch bei MOSFETs passieren kann. Aber MOSFETS sind doch auch als Linearregler oder Verstärker nutzbar. Ein IGBT würde als solcher (Linearregler/Verstärker) dann nicht überleben, wenn so kurzzeitige Spannungsabfälle (unter Stromfluss) so einen Einfluss haben. Wie machen es dann MOSFETS im Linearbetrieb ? Überstehen diese so hohe Verlustleistungen ? Vielen Dank nochmals, echt toll die Unterstützung hier !!! Schönes Wochenende David
David schrieb: > Aber es war auch die Rede, dass dies auch bei MOSFETs passieren kann. MOSFETs und IGBTs sind hier sehr ähnlich. > Aber MOSFETS sind doch auch als Linearregler oder Verstärker nutzbar. IGBTs auch, wenn gleich das nur selten gemacht wird. > Ein IGBT würde als solcher (Linearregler/Verstärker) dann nicht > überleben, wenn so kurzzeitige Spannungsabfälle (unter Stromfluss) so > einen Einfluss haben. Doch. >Wie machen es dann MOSFETS im Linearbetrieb ? > Überstehen diese so hohe Verlustleistungen ? So wie IGBTs. Die Verlustleistung bei linearen Spannungsreglern oder linearen Verstärkern muss halt innerhalb der SOA liegen. Und bei Dauerlasten (DC) ist das halt deutlich weniger als im Pulsbetrieb. https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#SOA_Diagramm
Flip B. schrieb: > Falk B. schrieb: >> Wo liegt mein Fehler? > > in 10ms findet die energie nicht ihren weg ins Kupfer. rechne nochmal > mit 6x8x0,7mm Silizium. 34mm^3 = 0,034cm^3 Dichte von Silizium : 2,3g/cm^3 -> m = 79mg Wärmekapazität von Siliuzium 703 J/kg/K -> 55mJ/K -> 18K/J -> 20J * 18K/J = 360°C Übertemperatur, + 25°C Umgebung = 385°C Da schmilzt zwar noch kein Silizium, aber die Halbleiterstrukturen geben auf. PUFFFF! Jetzt passen die Zahlen. Die meisten Leistungshalbleiter sind auf max. 150°C, manchmal 175°C Sperrschichttemperatur spezifiziert. Im Test halten die ach schon mal 200°C und mehr aus und löten sich selber aus. Aber irgendwann ist auch das beste Bauteil mal am Ende.
David schrieb: > ich hatte ja kürzlich ein Problem gepostet Ich habe die beiden Threads zusammengeführt. David schrieb: > Wie machen es dann MOSFETS im Linearbetrieb ? Meiner Schätzung nach werden bestenfalls 0,01% der Mosfets im linearen Bereich betrieben. Und da sind dann ganz andrre Zahlen interessant als der maximale Sttom und der Rdson. David schrieb: > Und kann das auch bei einem reinen MOSFET (Power Mosfet) derart > passieren Ja, natürlich. Mosfets und IGBT im Schaltbetrieb werden im Idealfall von einem aktiven Treiber angesteuert, damit das Umschalten in beide Richtungen schnell geht und keine zu hohen Schaltverluste auftreten. > (damit hatte ich das Problem noch nicht, obwohl ich da auch > mit recht großem Gate-Massewiderstand arbeite) ? Glück gehabt. Mein Tipp: im Datenblatt schauen welcher Gatewiderstand für die Datenblattwerte verwendet wurde.
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Rainer W. schrieb: > Nils S. schrieb: >> Bei einer Kühlkörpertemperatur von z.B. 25°C und eine Rth von 0,1°C/W >> hat der Chip nach einem 10ms-Impuls mit z.B. 3kW eine Temperatur von ca. >> 325°C. > > Vergiss Rth. Bei so kurzen Pulsen erreicht die Strecke keinen > stationären Zustand. Die Wärmeenergie wird innerhalb so kurzer Zeit noch > nicht einmal beim Kühlkörper angekommen sein. Bei deiner Rechnung fehlt > die Tiefpasswirkung durch die spezifische Wärmekapazität. Lies noch einmal meine ganze Antwort und nicht nur den letzten Satz! Und versuch zu verstehen! Ich rechne mit dem dynamischen Rth und nicht dem stationärem! Natürlich kommt die Wärme in 10ms nicht im Leadframe oder sogar im Kühlkörper an. Das geht in 10ms nicht. Daher gibt es das Diagram im Datenblatt was genau diesen Fall angibt. Zu dem Thema gibt es reichlich App-Notes. Einfach mal lesen.
Falk B. schrieb: > 34mm^3 = 0,034cm^3 > Dichte von Silizium : 2,3g/cm^3 > -> m = 79mg > Wärmekapazität von Siliuzium 703 J/kg/K > -> 55mJ/K -> 18K/J > -> 20J * 18K/J = 360°C Übertemperatur, + 25°C Umgebung = 385°C Man darf bei diesem Schaltvorgang nicht nur die Energie und die Erwärmung des Chips gleichmäßig über das Volumen bzw. die Fläche betrachten. In Falks Simu sieht man, daß die Leistungsspitze bei Ugs<7V auftritt. Damit ist man laut Datenblatt (Fig. 7) sicher im Bereich des positiven TK der Id/Ugs-Kennlinie, also dort, wo thermische Mitkopplung auftritt und sich lokale Hotspots bilden.
Hallo, nun eine neue Situation: Nachdem durch zu hohe Eingangswiderstände im Gatekreis sich 2 IGBTs verabschiedet hatten, hat es nach Verringerung der Widerstände wie berichtet funktioniert. Nun ist der 3. IGBT kaputt gegangen, und zwar derart , dass nicht nur zwischen Kollektor und Emitter ein Kurzschluss ist, sondern zwischen allen 3 Pins. Ich habe in die nun laufende Schaltung (mit niederohmiger Gateansteuerung) in den Kollektorkreis eine DC-Sicherung (Sicherungsautomat) eingebaut und diesen im laufenden Betrieb (Gatespannung konstant auf +15V, Kollektorstrom ca. 2A ) zum Test 2 Mal ein und aus geschaltet. Dabei wurde er wieder gekillt. Aber warum dieses Mal, welche Kenngröße könnte nun aus dem SOA gelaufen sein ?? (Wie erwähnt weisen nun sogar alle 3 Pins einen Schluss auf) Die Betriebssppannung (PV Spannung) lag nach wie vor bei ca. 230V DC (Leerlaufspannung) , da aber die Sonneneinstrahlung gering war, ist aber bei Lastzuschaltung (IGBT schaltet durch) auf ca. 50V abgefallen. ???????????????????????????????????? Danke David
David schrieb: > Ich habe in die nun laufende Schaltung (mit niederohmiger Wie niederohmig? > Die Betriebssppannung (PV Spannung) lag nach wie vor bei ca. 230V DC > (Leerlaufspannung) , da aber die Sonneneinstrahlung gering war, ist aber > bei Lastzuschaltung (IGBT schaltet durch) auf ca. 50V abgefallen. Und wovon speisen sich die 15V Gatespannung?
David schrieb: > weisen nun sogar alle 3 Pins einen Schluss auf Nennt sich "durchlegiert". Wie sieht die Schaltung jetzt aus? Und wie (geräumig) sieht der zugehörige reale Schaltungsaufbau aus? Was spricht dagegen, einen richtigen Gatetreiber für die Ansteuerung des IGBT zu verwenden?
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Lothar M. schrieb: > Wie sieht die Schaltung jetzt aus? Und wie (geräumig) sieht der > zugehörige reale Schaltungsaufbau aus? Was spricht dagegen, einen > richtigen Gatetreiber für die Ansteuerung des IGBT zu verwenden? Die Schaltung sieht genauso aus wie im ersten Postbeitrag - nur mit niederohmigem Gatekreis (wie von dir empfohlen). Nun aber ist im Kollektorkreis noch ein DC Sicherungsautomat eingebaut, den ich 2 Mal betätigt habe. Als der IGBT damit kaputt ging, sah die Schaltung wie folgt aus (s. Anlage). Der Schalter im Gatekreis war geschlossen, Gatespannung (15V) lag konstant an, IGBT sollte in dem Moment durchgeleitet haben, lediglich der Kollektorkreis habe ich 2 Mal mit dem DC Automaten manuell abgeschaltet. Die Betriebsspannung ist wie erwähnt um die 230 V DC (PV Panels, Leerlaufspannung bzw. starker Sonneneinstrahlung), die aber bei Belastung (Lastwiderstand im Kollektorkreis ca. 50 Ohm) auf etwa 50 V DC absackt. Danke David
Jens G. schrieb: > Und wovon speisen sich die 15V Gatespannung? Die 15 V DC Gatespannung kommen von einem externen Schaltnetzteil (kompletter Schaltplan s. meinen Post/Antwort davor). Die Schaltung ist minimal verdrahtet (2 Widerstände des Gatekreises direkt an IGBT verlötet), IGBT auf einem großen Kühlteil angeschraubt.
David schrieb: > DC Sicherungsautomat eingebaut, den ich 2 Mal > betätigt habe. Als der IGBT damit kaputt ging, Vielleicht war es einer der Klassiker in Verbindung mit prellendem Schalter (flackernder LiBo) und parasitären L&C-Kopplungen des Aufbaus.
Relais 250VDC 16A 12V Spule 13€ https://www.digikey.de/de/products/detail/omron-electronics-inc-emc-div/G5PZ-1A-X-DC12/15775905
Dieter D. schrieb: > Vielleicht war es einer der Klassiker in Verbindung mit prellendem > Schalter (flackernder LiBo) und parasitären L&C-Kopplungen des Aufbaus. Zum einen das (nicht nur Schalter, Sicherungen sind da auch nicht immer ganz sauber bei Handbetätigung), und dazu noch: David schrieb: > einer rein ohmschen Last (Ölradiator, ca. 50 Ohm) Bei sowas ist nicht selten der Widerstandsdraht gewendelt und hat garnicht so wenig Induktivität. David schrieb: > Die 15 V DC Gatespannung kommen von einem externen Schaltnetzteil > (kompletter Schaltplan s. meinen Post/Antwort davor). Nö, da ist nicht vollständig. Da ist weder die Sicherung drin, noch kann man erkenne ob du das 15V Netzteil auch darüber führst. Und es fehl, was eventuell sonst noch für Verbraucher an dem ganzen hängen. Falk B. schrieb: > Siehe Anhang. > Die Kurven sehen beim Ein- und Ausschalten sehr ähnlich aus... Interessant wäre das vielleicht auch mal mit einem typischen Prellen und zu dem R parallel auch noch etwas L:-) Dann die Berechnung mit nur einem Teil der Silizium Fläche und der Schmelzpunkt dürfte schon recht nahe sein, bzw. an Hotspots überschritten sein.
Selbst mit riesigem L hätte ihn nichts passieren dürfen da er die ganze Zeit komplett durchgeschaltet war und die Quelle nur 1A lieferte. Auch hätte er nicht warm werden dürfen als noch mehr Leistung vom Modul kahm. Vermutlich ein Fake-Typ oder falsch beschriftet? Hatten die Gate Strom?
Moin, David schrieb: > Jens G. schrieb: >> Und wovon speisen sich die 15V Gatespannung? > > Die 15 V DC Gatespannung kommen von einem externen Schaltnetzteil > (kompletter Schaltplan s. meinen Post/Antwort davor). Die Schaltung ist > minimal verdrahtet (2 Widerstände des Gatekreises direkt an IGBT > verlötet), IGBT auf einem großen Kühlteil angeschraubt. Ich würde auf die Auswirkung parasitärer Induktivitäten tippen. Also lange Leitungen und sowas. Zudem in Kombination mit parasitären Kapazitäten von irgendwelchen Schaltungsteilen auf Masse. Beim Schlagartigen Abschalten entsteht wegen der Induktivität eine Spannungsspitze über dem Schalter. In einem Stromkreis muss die Summe aller Spannungen aber Null sein. Das heißt, dass das Gegenstück zu dieser großen Spannung irgendwo anders noch mal auftritt, nur mit anderem Vorzeichen. Und das kann dazu führen, dass zumindest ein Teil dieser Spannung plötzlich zwischen Gate und Source vom IGBT anliegt. So eine kurze Spannungsspitze kann der 470Ohm-Widerstand nicht ableiten. Vielleicht das Netzteil auch nicht, weil zu weit weg (Kabelinduktivität). Oftmals verbaut man dicht beim IGBT für solche Fälle noch eine Z-Diode. Die begrenzt die Gate-Source-Spannung dann auf in deinem Fall vielleicht 20V. Also: Für eine Ergründung dieses neuerlichen Problems ist es erforderlich, die gesamte Schaltung zu kennen. Längen und Art von Kabeln, wo ist was mit Erde verbunden, ..... Z.B. hast du in deinem Schaltplan zwei Massensymbole drin. Wie sind die untereinander verbunden? Gruß, Roland
Ja scheiße, der Teufel steckt im Detail. Jetzt haben wir den Transistor mühsam dazu gebracht, schneller zu schalten damit er nicht mehr kaputt geht, und nun soll genau das schon wieder die Problemursache sein?! Leider hast Recht, das kann durchaus sein. Roland D. schrieb: > Für eine Ergründung dieses neuerlichen Problems ist es erforderlich, die > gesamte Schaltung zu kennen. Ich glaube das wird nichts mehr. Ist bestimmt wieder so ein Geheimprojekt, damit niemand die Idee klaut.
Die Schaltung ist – egal ob mit 1MΩ oder 470Ω – ein totaler Murks. Das notorische Kaputtgehen der Transistoren ist einfach nur eine passende, gerechte Antwort/Reaktion darauf und das finde ich auch völlig in Ordnung so, wenn es passiert. Auch einen reinen Leistungs-MOSFET oder -NPN würde man so niemals ansteuern. So könnte man vielleicht eine LED als Last bis 24V schalten können, aber nicht eine größere Last unter 200-300V. Was verbessert und geändert werden sollte, wurde im Thread teilweise schon gesagt, ansonsten gibt es (leider oder zum Glück) Fachbücher und – hier vermutlich der entscheidende Faktor – Erfahrung oder praktisches Wissen, um eine robuste Schaltung zu entwickeln. Sowohl das Suchen/Lesen/Studieren des Stoffs als auch die praktische Erfahrung erfordert Arbeit von den Beteiligten (sowohl der Antwortsuchenden als auch der -gebenden), die geleistet werden muss – ohne diese Dinge ist nix und wird niemals etwas sein, was Hand und Fuß hat, was ich übrigens auch nur als gerecht empfinde.
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Wenn jemand genau weiß, warum der IGBT trotz der schnelleren Ansteuerung kaputt gegangen ist, wäre es nett, wenn er das auch genau erklären würde. Mein Verdacht ist, dass auch mit 10/470R ein mehrere ms prellender Schalter zusammen mit der Gatekapazität den IGBT immer noch nicht schnell genug steuert. 240V 4,8A (50R Last) erfordert unter etwa 200µs zu bleiben, falls das das SOA vom DG30X07T2 ist: https://www.mikrocontroller.net/attachment/preview/639030.jpg Wenn es unbedingt ein IGBT statt des 13€ Relais sein soll, muss ein entprelltes Steuersignal und eine Treiberschaltung mit genügend Strom zur schnellen Gateumladung verwendet werden. Ein paar parallele 15V CMOS Gatter sollten reichen. Darf man da mit dem Treiberstrom und den 3,35nF aus dem Datenblatt rechnen, oder geht das nur über die 0,22µC Gatecharge? https://www.reichelt.com/index.html?ACTION=7&LA=3&OPEN=0&INDEX=0&FILENAME=A100%2FDG30X07T2.pdf
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Erstmal die Grundlagen lernen: https://www.elektronikpraxis.de/igbt-treiber-5-eigenschaften-die-sie-nicht-haben-sollten-a-d04843f04a85e13b71112fddd37f84f1/
Beitrag #7694987 wurde vom Autor gelöscht.
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Taster- oder Schalterprellen ist kein Mythos – je nach Aufbau, Alter und Zustand der Kontakte ist es mal mehr, mal weniger, was generiert wird, und es ist auch nicht jedes mal so schön oft wie auf dem Screenshot aus einer meiner Arbeiten. Hängt genauso vom Zufall ab wie z.B. das Fallen einer Nadel bei einem Wurf auf ein kariertes Stück Papier – mal bleibt sie nur auf einem Feld liegen, mal auf zwei, manchmal auf mehreren. Ein bloßes Entprellen wird hier aber nicht reichen – das nur so vorab als Info. Man sollte sich darüberhinaus auch mal überlegen, ob ein IGBT hier überhaupt notwendig ist und nicht eventuell durch einen Leistungs-MOSFET ersetzt werden könnte, der gewisse Nachteile nicht beinhaltet – bei IGBTs kann es nämlich zu einem Latch-UP-Effekt kommen. ------ Wolf17 schrieb: > Wenn es unbedingt ein IGBT statt des 13€ Relais sein soll, muss ein > entprelltes Steuersignal und eine Treiberschaltung mit genügend Strom > zur schnellen Gateumladung verwendet werden. Ein paar parallele 15V CMOS > Gatter sollten reichen. Ich befürchte, dass hier „ein paar parallel geschaltete CMOS-Gatter” nicht ausreichen werden – ich tippe hier eher auf einen MOSFET-Treiber, der ca. 1-2A im Peak liefern kann.
Gregor J. schrieb: > Ich befürchte, dass hier „ein paar parallel geschaltete CMOS-Gatter” > nicht ausreichen werden Oh doch, die werden das schaffen. Denn hier geht es nicht um den Schaltbetrieb mit hoher Frequenz. Der DG30X07T2 hat eine Gatekapazität von 3,5nF. Mit 6 parallel geschalteten CMOS-Gattern bekommt man locker einen Bahnwiderstand unter 100 Ohm zusammen. Damit ergibt sich eine Zeitkonstante von 350ns. Nach 3tau = 1µs ist der Gatekondensator auf über 12V aufgeladen und der IGBT leitet. Der andere Ansatz geht über die Gateladung von 0,22µC. Das sind 0,22µA, die 1s fließen müssen, um den IGBT einzuschalten. Oder eben 22µA, die 1ms fließen müssen. Oder eben 22mA, die in (der eben erwähnten) 1µs fließen müssen. Und die parallel geschalteten CMOS-Ausgänge schaffen diesen Strom locker. > einen MOSFET-Treiber, der ca. 1-2A im Peak liefern kann. Der könnte die 0,22µC dann in 110ns umladen, was für hohe Schaltfrequenzen und niedrige Schaltverluste sinnvoll ist. Hier ist das aber nicht nötig. > Taster- oder Schalterprellen ist kein Mythos – je nach Aufbau, Alter und > Zustand der Kontakte ist es mal mehr Dazu ein paar Bilder im Beitrag "Re: LM8705 gegen Rückspannung absichern". Dort sterben auch Bauteile durch derartiges Schalterprellen. Und dieses "Prellen" kommt von einem Relaiskontakt, der einigermaßen definiert und zügig einschaltet. Ein manuell betätigter Kontakt brutzelt da ganz anders vor sich hin.
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Lothar M. schrieb: > Oh doch, die werden das schaffen. Denn hier geht es nicht um den > Schaltbetrieb mit hoher Frequenz. Wir sehen, wie die IGBTs es mit Euren Ideen da oben im Thread schaffen...
Gregor J. schrieb: > Wir sehen, wie die IGBTs es mit Euren Ideen da oben im Thread > schaffen... Zu Beginn ging der IGBT beim Abschalten kaputt. Das passiert jetzt nicht mehr. Jetzt passiert was gnaz anderes. Zumindest mir ist völlig klar, dass das Problem woanders liegt als im Treiber. Enrico E. schrieb: > Lothar M. schrieb: >> Oder eben 22mA, die in (der eben erwähnten) 1µs fließen müssen. > 220mA! Stimmt, Kommafehler. Trotzdem schnell genug.
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Wolf17 schrieb: > Wenn jemand genau weiß, warum der IGBT trotz der schnelleren Ansteuerung > kaputt gegangen ist, wäre es nett, wenn er das auch genau erklären > würde. Zuviel Induktivität in der Source-Leitung. Der IGBT war ja eingeschaltet und kann damit nicht über die D-S-Strecke demoliert worden sein. Es gibt aber noch einen schnellen Schalter: Den Sicherungsautomat. Wenn der abschaltet, kann in einer langen Zuleitung zur Source eine hohe Spannung induziert werden, -100V mögen reichen-, die über den Steuerkreis das Gate-Dielektrikum durchschlägt.
Lothar M. schrieb: > Zu Beginn ging der IGBT beim Abschalten kaputt. Das passiert jetzt nicht > mehr. Jetzt passiert was gnaz anderes. Dass die IGBTs beim Abschalten kaputtgehen, war anfangs nur die Annahme und Erzählung des Eigentümers der Teile, die sich immer wieder in Schrott verwandeln. Später haben andere diese Erzählung aufgegriffen und fortgeführt – das muss nicht so sein, möglich ist ebenfalls, dass der IGBT beim Einschalten einen Durchbruch in der CE-Strecke bekommt oder generell zu diesem Zeitpunkt schon Schaden nimmt, dann den Augen nach funktioniert, weil alles schön leitet, und sich dann dementsprechend nicht abschalten lässt und man fälschlicherweise annimmt, dass der Defekt grundsätzlich beim Abschalten passierte. Was genau dort passiert, weiß man nicht und wird es nicht wissen können, solange man z.B. nicht ein Oszilloskop dranklemmt und sich das alles am Gate und Kollektor anschaut und für eine Analyse aufzeichnet, aber auf die Idee ist noch keiner hier gekommen. Ohne eine adäquate Aufbereitung des Signals vom Schalter, ohne die dafür vorgesehenen Treiber (gemeint ist nicht ein Pfusch mit Gattern) und ohne den richtigen Überspannungsschutz (auf beiden Seiten des IGBTs!) weiß man aber schon, was weiter passieren wird. Auch die Annahme, dass ein Teil kaputtgegangen ist, ist nur eine Annahme und Erzählung des Inhabers der IGBTs, die auch falsch sein kann, denn beim Messen des Teils muss man etwas beachten, aber bei diesem Schaltungsentwurf könnte diese Annahme sogar zutreffen. Ich würde sagen, ich wünsche allen Beteiligten viel Erfolg!
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Gregor J. schrieb: > Dass die IGBTs beim Abschalten kaputtgehen, war anfangs nur die Annahme > und Erzählung des Eigentümers der Teile Nein, der hat das nicht angenommen. Andere haben es gesagt und Falk hats noch ausgerechnet. > Was genau dort passiert, weiß man nicht Was denn sonst als das, was diskutiert und berechnet wurde. Das kann nan sogar simulieren. > möglich ist ebenfalls, dass der IGBT beim Einschalten einen Durchbruch > in der CE-Strecke bekommt Jaja, der Konjunktiv. Allerdings müsste zum Durchbruch eine hohe Spannung induziert werden. Und ich sehe nicht, wo das sein könnte. Im Besonderen dann, wenn ja extra langsam geschaltet wird. > ich wünsche allen Beteiligten viel Erfolg! Dir auch.
Hp M. schrieb: > Zuviel ... Steht zwar in einer verlinkten Literatur, wird aber abgelehnt, wie man erkennen kann.
Hallo zusammen, vielen Dank mal für die weiteren Antworten. Es wurde als mögliche Ursache für das Durchlegieren des IGBTs hier nun wieder die Gateansteuerung angesprochen. Das war im ersten Szenario ganz sicher so, als die Gateansteuerung zu hochohmig war und das Gate auch beschaltet wurde. Nachdem die beiden Widerstände niederohmig gemacht wurden , hat es ja auch wunderbar funktioniert.Insbesondere die Simulation von Falk hat gezeigt, dass der IGBT zu lange ausserhalb SOA verweilen musste (Kennzahl Ptot wurde zulange überschritten, weil das Gate zu langsam geschaltet hatte). Nun im 2. Szenario ist es aber so, dass die Gatespannung (+15V per separaten Schaltnetzteil) permanent anlag. Die Masse des Netzteils ist mit der (Masse-) Betriebsspannung (reine PV Spannung) galvanisch gekoppelt - es gab keinen Schaltvorgang am Gate als sich der IGBT auflöste. Im 2. Szenario hatte ich "nur" den Kollektorkreis geschaltet (via DC Sicherungsautomat). Dieser hat auch beim (Ausschalt)Schaltvorgang jeweils kurz gezischt bis die Löschung des Funkens stattgefunden hat. Lange Leitungen liegen bei der Zuführung der Betriebsspannung vor (Leerlauf PV = 230V, unter Last wegen fehlendem MPP und stark bedeckten Himmel waren es ca. 50 V Betriebsspannung). Auch die Last (Heizung) ist über eine ca. 1 Meter lange Netzleitung an die Betriebsspannung bzw. Kollektor des IGBT angeschlossen. Denkbar ist sicher, dass durch die kurzen Schaltvorgänge im Kollektorkreis zu einer Induktionsspannung führen, aber die sollten doch durch die interne Diode des IGBT am IGBT abgefangen werden. In diesem Szenario bekamen -im Gegensatz zum ersten als das Gate (falsch/zu hochohmig) geschaltet- wurde alle 3 Pins einen Schluss, was sich dadurch auch bemerkbar machte, dass der kleine 10 Ohm Widerstand am Gate beim Schalten der Sicherung durchgebrannt ist. Also, lange Leitungen an Emitter /Kollektor , ja, wie beschrieben. Aber Gateteil permanent unter 15V Spannung. Warum sollte dann immer noch der Gate bzw. falscher Gatetreiber schuld an der Durchlegierung sein ? Der Aufbau ist auch kein Geheimprojekt. Ich will nur Schritt für Schritt auf möglichst einfache Weise überschüssige PV Leistung (die nicht ins Netz eingespeist werden DARF) in geregelte Raumtemperatur umsetzen. Da Schalten via AC-Thermostat nicht möglich ist, soll ein Halbleiter dies übernehmen. Hatte mit MOSFETs mit Schaltvorgängen in der Vergangenheit unter Niederspannung (bis ca. 15 V) nie Probleme; nun bie PV Stringspannung von ca. max. 230 V diese Probleme.... Ein DC Relais wäre sicher auch eine Alternative, aber jeder, der vielleicht auch mal mit solchen Problemen zu kämpfen hatte, weiss sicherlich auch, wie gerne dann doch eine funktionierende Halbleiterlösung wäre, insbesondere das Verständnis, warum etwas so und nicht so klappt... Danke euch allen !!! David
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David schrieb: > Im 2. Szenario hatte ich "nur" den Kollektorkreis geschaltet > (via DC Sicherungsautomat). Dieser hat auch beim > (Ausschalt)Schaltvorgang jeweils kurz gezischt bis die Löschung des > Funkens stattgefunden hat. Wenn Du so eine Nummer mit einem rabiaten Abschalten ohne Überspannungsschutz machst, wo Funkenbildung entsteht, dann kein Wunder, dass da etwas plattgemacht wird – für Halbleiter ohne Schutz ist so eine Funkenbildung meistens sofort beim ersten mal tödlich. Sollte die PV-Anlage über keinen Schutz verfügen, kannst Du die damit auch erledigen – das nur so nebenbei, damit Du Dir darüber im Klaren bist, was Du da machst. ---- > Hatte mit MOSFETs mit Schaltvorgängen in der Vergangenheit > unter Niederspannung (bis ca. 15 V) nie Probleme; nun bie PV > Stringspannung von ca. max. 230 V diese Probleme Bei 15V darf man sich sehr viele Anfänger- oder Designfehler erlauben, bei 230V wird das sofort bestraft, was Du ja bereits erfahren durftest und weiterhin erfahren wirst, wenn Du nicht die drei Maßnahmen ergreifst, von denen ich gesprochen habe – 230V sind einfach eine ganz andere Hausnummer. Du müsstest hier klein anfangen und sich die besagten Effekte beim Schalten mit einem Oszilloskop anschauen, erstmal bei 24V einen Verbraucher absichtlich mit einer längeren Zuleitung schalten (z.B. zwei 21W-KfZ-Glühlampen in Reihe), dann z.B. mit entsprechend angepasstem Verbraucher auf 48V, 100V usw. gehen, bis Du bei Deiner Anlagenspannung angekommen bist. Solltest Du über kein Oszilloskop verfügen, wird es ohne langjährige Erfahrung schwierig sein, hier die Ursache zu finden, um entsprechende Gegenmaßnahmen ergreifen zu können. Ja, überhaupt zu begreifen, was da auf diesen Leitungen wirklich passiert. ---- > Ein DC Relais wäre sicher auch eine Alternative Im Anhang zwei Screenshots. Es gibt signifikante Unterschiede beim Schalten von AC und DC – für DC bei dieser Spannung und dieser Stromstärke müsstest Du zu einem sehr guten Relais greifen. Im Anhang ein Auszug aus dem Datenblatt eines Relais für ~230V 6A 1,5kW (FTR LYCA 012V) – bei Wechselspannung darf man 6A bis 250V schalten, im Gleichspannungsbetrieb (DC) mit 6A darf man das nur bis maximal ca. 30V machen! Durch die Lichtbogenbildung werden nämlich sehr schnell die Kontakte abgebrannt. Ich glaube aber, dass das am Ende für Dich die einzige Notlösung für das Jetzt und Heute sein wird, um Deinen Ölradiator zu schalten, da man aus dem, wie Du alles im Thread dargestellt hast, leider entnehmen muss, dass Du momentan anscheinend über keinerlei Kenntnisse und Erfahrung verfügst, wie man die Sache angehen sollte. Und wo keine Kenntnisse, da ist auch kein Plan, und eine planlose Vorgehensweise gleicht dem Lauf eines Huhns ohne Kopf – das wird nicht gut ausgehen.
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Moin, David schrieb: > In diesem Szenario bekamen -im > Gegensatz zum ersten als das Gate (falsch/zu hochohmig) geschaltet- > wurde alle 3 Pins einen Schluss, was sich dadurch auch bemerkbar machte, > dass der kleine 10 Ohm Widerstand am Gate beim Schalten der Sicherung > durchgebrannt ist. Das ist allerdings ein starker Hinweis. Mit regulären Gateströmen kannst du so einen Widerstand kaum rösten. Der wird erst durchgebrannt sein, nachdem das Gate mit Source schon durchlegiert war. Das Bild zeigt ein mögliches Szenario, wie das passieren kann. Die Frage ist, wie die Massenverbindung zwischen 15V-Netzteil und Lastkreis genau aussieht. Bzw. wo genau der Lastkreis geerdet ist und wo das Netzteil. Auch ein Schutzleiter hat nicht immer und überall das gleiche Potenzial, weil allein schon das Kabel Induktivität hat. Wie schon angemerkt, in solchen Fällen kann eine Z-Diode helfen, siehe zweites Bild im Anhang. Gruß, Roland
David schrieb: > Denkbar ist sicher, dass durch die kurzen Schaltvorgänge im > Kollektorkreis zu einer Induktionsspannung führen, aber die sollten doch > durch die interne Diode des IGBT am IGBT abgefangen werden. Überlege dir, wohin diese Dioden den Strom ableiten: In die Stromversorgung der Schaltung! Wie stark beeinträchtigt das ihre Stabilität und wie reagiert die Schaltun darauf? Bist du ganz sicher, dass die Leitung am Emitter zu GND keine zu hohe Induktivität hat? Hier kommt es auf Nano-Henry und Zentimeter an!
David schrieb: > Nun im 2. Szenario ist es aber so, dass die Gatespannung (+15V per > separaten Schaltnetzteil) permanent anlag. Die Masse des Netzteils ist > mit der (Masse-) Betriebsspannung (reine PV Spannung) galvanisch > gekoppelt - es gab keinen Schaltvorgang am Gate als sich der IGBT > auflöste. Trotzdem kann das Gate durch induktiv eingekoppelte Überspannung kaputt gehen. Eine Z-Diode DIREKT an Gate-Emitter ist praktisch ein MUSS! > Im 2. Szenario hatte ich "nur" den Kollektorkreis geschaltet > (via DC Sicherungsautomat). Dieser hat auch beim > (Ausschalt)Schaltvorgang jeweils kurz gezischt bis die Löschung des > Funkens stattgefunden hat. Lange Leitungen liegen bei der Zuführung der > Betriebsspannung vor Da reichen 1-2m Kabel mit 1-2uH, um bei Abschalten ausreichend Induktionsspannung aufzubauen, um den IGBT dadurch zu zerstören. Denn IGBTs sind NICHT avalanchefähig, wenn die einmal durch Überspannung in den 2. Durchbruch gehen, wa'r das. SOwas hatte ich mal in einem Testaufbau. Ein IGBT schaltete hart einen Lastwiderstand mti 12A an 400V DC ab, Das ging ein paar mal, nach ca. 20 Schaltvorgängen war der IGBT dauerhaft durchgeschaltet. Eine 400V TVS-Diode zwischen Kollektor und Emitter brachte ausreichend Schutz. > sicher, dass durch die kurzen Schaltvorgänge im Kollektorkreis zu einer > Induktionsspannung führen, aber die sollten doch durch die interne Diode > des IGBT am IGBT abgefangen werden. NEIN! Schau genau hin! Das ist eine antiparallele Diode, welche nur in einer Halbbrücke was sinnvolles machen kann! Bei einem einzelnen IGBT sowie bei dir ist sie praktisch nutzlos! Und es ist eine normale Diode, KEINE Z-Diode! Die kann so oder so keine Überspannung begrenzen! > In diesem Szenario bekamen -im > Gegensatz zum ersten als das Gate (falsch/zu hochohmig) geschaltet- > wurde alle 3 Pins einen Schluss, was sich dadurch auch bemerkbar machte, > dass der kleine 10 Ohm Widerstand am Gate beim Schalten der Sicherung > durchgebrannt ist. Schwein gehabt, denn beim Durchschlag des Gates hast du die volle Kollektorspannung dort. Das raucht ordentlich, wenn da ausreichend Last dranhängt! > Also, lange Leitungen an Emitter /Kollektor , ja, > wie beschrieben. Aber Gateteil permanent unter 15V Spannung. Statisch. > Der Aufbau ist auch kein Geheimprojekt. Ich will nur Schritt für Schritt > auf möglichst einfache Weise überschüssige PV Leistung (die nicht ins > Netz eingespeist werden DARF) in geregelte Raumtemperatur umsetzen. First World Problems. > dann doch eine funktionierende Halbleiterlösung wäre, insbesondere das > Verständnis, warum etwas so und nicht so klappt... Pack eine 15V Z-Diode dicht an Gate-Emitter dran. Pack eine 250V TVS-Diode ala 1.5KE300A zwischen Kollektor und Emitter. Dann könnte dein IGBT überleben. Ergo. Auch fette Leistungshalbleiter wollen wohldefiniert benutzt und geschützt sein, denn die kriegt man DEULICH leichter kaputt als ein vergleichbares mechanisches Relais.
Monk schrieb: > Bist du ganz sicher, dass die Leitung am Emitter zu GND keine zu hohe > Induktivität hat? Hier kommt es auf Nano-Henry und Zentimeter an! Sicher nicht bei DEN Schaltgeschwindigkeiten.
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David schrieb: > Der Aufbau ist auch kein Geheimprojekt. So stelle ich mir den Aufbau vor. Über R1, C1 und D1 kann man noch weiterdiskutieren und was passieren soll, wenn die 15V plötzlich ausfallen.
Wenn der Schalter 10ms prellt, wird es knapp!
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Wolf17 schrieb: > Wenn der Schalter 10ms prellt, wird es knapp! Man kann es ja auch einfach richtig machen.
Hallo, nochmals vielen Dank zunächst an alle hier. Bin echt beeindruckt von den Antworten und Zeit, die ihr euch nehmt, um zu helfen !!!! Die meisten sehen also wiederum eine zu hohe lang anliegende Spannung an der Gate/Emitterstrecke als Ursache für die Durchlegierung beim 2. Szenario, als nur der Kollektorkreis mechanisch/manuell geschaltet wurde. Also müsste dort irgendwie eine Induktionsspannung entstanden sein durch den Schaltvorgang. Das würden auch die Simulationen (vielen Dank an Roland !!) schön zeigen. Also wäre in beiden Fällen der vermurkste Gatetreiber der Schuldige. Abhilfe dann für alle Fälle ein entsprechender Treiber wie oben schon mehrfach sogar im Detail beschrieben (vielen Dank insbesondere an Falk und Enrico dafür !!). Werde mir sowas zusammen bauen; hilft sicher auch bei Niederspannung und im Power MOSFET Umfeld. (Mein einzigstes Bedenken -gegen eine zu hohe/lange Induktionsspannung am Gate als Schuldiger- bei dem Simulationsbeispiel von Roland und einigen Kommentaren und Rechenbeispielen oben ist, dass hierbei der dämpfende Effekt des Netzteiles (250W Schaltnetzteil von Laptop) , das sicher einen geringen Ausgangswiderstand mit spannungsstabilisierender Filterwirkung am Ausgang hat, nicht berücksichtigt wurde.) Vielen Dank also nochmals an alle Beteiligten !! Aber noch eine Bitte an ein paar Wenige hier: Bleibt bitte trotz aller dummen Fragen und Kommentaren/Bastlereien und was auch immer hier an Problemen beschrieben wird, respektvoll. Nobody ist allwissend, es sind alle (zum Glück noch) Menschen hier, die fragen, antworten und helfen und alle sitzen in einem Boot. Ich bin zwar auch vom Fach, wenn es auch oft nicht so erscheint, aber kein Experte in der (Leistungs)elektronik. Also nochmals abschließend vielen Dank!!
ich hätte auch einen Schmitt-Trigger gegen das Prellen empfohlen z.B. CD4093 dahinter könnte man auch einen Push/Pull Stufe mit 2 BCxxx schalten um etwas mehr Power fürs Gate zu haben. Als Treiber habe ich früher immer gerne den ICL7667 genommen, der hatte zwar nicht die größte Leistung war aber mit 1€ recht günstig. Gerade sehe ich das der inzwischen aber fast 6€ kostet (Reichelt). Ein Schaltnetzteil bringt aber immer ein weiteres Risiko mit rein. Edit: In diesem Radiator wird ja bestimmt eine Heizwendel drin sein, deswegen denke ich schon das da etwas Induktivität zusammenkommt. Mach doch zur Not einen Freilaufdiode antiparallel zur Heizung rein.
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