Netzteil-Regelung Stabilitätsanalyse "Loop Gain"

[Bastian K. (b0b45)]

Hallo,

ich habe mich in den letzten Wochen ein wenig mit den möglichen 
Regelungskonzepten von "Labor-" Netzteilen beschäftigt mit dem Ziel ein 
klassisch lineares Netzteil mit Strom und Spannungsregelung zu bauen. 
Hängen geblieben bin ich bei dem Konzept, welches u.a. bei dem Elektor 
Netzteil von 82 angewendet wird. Die Schaltungsdiskussionen aus diesem 
Forum sind bekannt, eines der größten Schwächen soll wohl die Stabilität 
bei größeren kapazitiven Lasten sein.

Aus diesem Grund habe ich probiert die alte Schaltung (nur die 
Spannungsregelung) mittels Loopgain-Analyse in LT-Spice zu simulieren 
(Bild 1). Es ist zu erkennen, dass die Phase der Schaltung sehr nahe an 
die -180° herankommt und es dadurch zu Instabilitäten kommen kann.

Natürlich wollte ich nicht die alte Schaltung eins zu eins nachbauen, 
sondern das Konzept mit moderneren Komponenten inkl. der im Forum 
genannten Verbesserungen übernehmen. Somit entstand die neue Schaltung 
(Bild 2). Diese Schaltung ist deutlich schneller und besitzt 
Transistoren im TO-264 Package. Auch das Regelverhalten scheint deutlich 
stabiler zu sein.

Bild 3 zeigt den aktuellen Versuchsaufbau, der erstmal problemlos 
funktioniert. (Messungen kann ich die Tage noch machen)

Meine Fragen nun an euch:
-  Ist die Methode der Loopgain Analyse hier überhaupt richtig 
angewandt?
-  Sind die Verbesserungen sinnvoll oder gibt es versteckte Nachteile, 
die ich bisher nicht erkannt habe?

Viele Grüße
Bastian

[Luca E. (derlucae98)]

Bastian K. schrieb:
> Ist die Methode der Loopgain Analyse hier überhaupt richtig
> angewandt?

Die Phasenreserve ist bei einer Schleifenverstärkung von 1 (0 dB) 
definiert. Sie ist nicht der Extremwert über den gesamten Frequenzgang.

Siehe auch: 
https://de.wikipedia.org/wiki/Stabilit%C3%A4tskriterium_von_Barkhausen

[Udo K. (udok)]

Bastian K. schrieb:

> -  Sind die Verbesserungen sinnvoll oder gibt es versteckte Nachteile,
> die ich bisher nicht erkannt habe?

Wie willst du an 0.02 Ohm den Strom genau messen?  Das gibt eine 
schlechte Stromregelung. Wenn deine OLG Analyse stimmt, dann ist die UGF 
(LoopGain=1) irgendwo bei 3-10 MHz.  Das schreit nach Problemen, da bei 
den Frequenzen etliche unbestimmte Pole lauern, und die Verkabelung 
einen grossen Einfluss hat.  Die UGF sollte eher unter 100k liegen, 
damit die Verhältnisse definiert werden.  Mit superschnellen 
Transistoren und Opamps geht vielleicht 5x mehr, aber das bringt in der 
Praxis kaum was.  Der superschnelle Opamp ist für die Katz, der wird 
doch durch die Beschaltung als Integrator eingebremmst - was auch 
sinnvoll ist.  Die alte Schaltung ist da aber auch zu vergessen.

Der Innenwiderstand der Leistungstransistoren ist in der Schaltung 
ziemlich undefiniert, da kein sinnvoller Mindeststrom fliesst.  Damit 
ist der Ausgangswiderstand der Transistoren stark Lastabhängig.

Der Aufhängepunkt der +-12 Volt Supply ist falsch gewählt, der gehört an 
den Ausgang der Leistungsstufe.  Überlege mal was passiert, wenn der 
Strom pulsiert.  Der Spannungsabfall über den Stromshunt haut dir die 
Spannungsregelung zusammen, da die Opamps mit dem Integrator viel zu 
langsam reagieren.

Du hast hier mindestens zwei Pole.  Der erste ist der Pol durch den 
Opamp bzw. dem Integrator.  Der zweite ist der Pol 1/(2 x pi x Rout x 
CLast) mit Rout=RTransistor+RShunt.  Damit du ein sauberes 
Regelverhalten bekommst, muss der zweite Pol entweder weit über der UGF 
liegen, oder du brauchst eine passende Nullstelle im Integrator 
(Dominant Pole Kompensation).  Ersteres ist schwierig, da CLast auch 10 
mF sein kann und RTransistor vom Arbeitspunkt abhängt.

Die ganze Schaltung ist viel zu nichtlinear.  Daher bringt die 
Kleinsignalanalyse nicht viel. Wozu brauchst du überhaupt 3 
Leistungstransistoren?  Nimm einen und eine umschaltbare Trafowicklung, 
dann musst du nicht 90 Watt rausblasen.

[Thomas B. (thombde)]

Und ich dachte der 0,022 Ohm Shunt ist ein Zeichnungsfehler.
Was soll der niederohmige Shunt für Verbesserungen bringen?
Niedriger Innenwiderstand?
Alleine das macht die Regelung schon instabiler.
Da würde ich eher die Emitterwiderstände verkleinern.
Da muss man halt Kompromisse eingehen, oder selektieren.
Lieber langsamer und stabil, als schnell und schwingfreudig.
Und die MJL3281 sind auch recht schnell.

Den 741 würde ich aber auch nicht mehr nehmen.
Eigentlich reicht da ein LM324 oder besser noch LT1013.

[Bastian K. (b0b45)]

Hallo,

vielen Dank für die konstriktiven Rückmeldungen, ich versuche das ganze 
mal richtig einzuordnen.

Udo K. schrieb:

> Wie willst du an 0.02 Ohm den Strom genau messen?  Das gibt eine
> schlechte Stromregelung.

Der Shunt wurde auf 0.02 Ohm reduziert, da die Strommessung für die 
Anzeige ein INA228 übernehmen soll und für den wären die 0.22 Ohm 
zuviel. Im jetztigen Aufbau liegt der Wert noch bei 0,2Ohm + 0,02Ohm. 
Bisher war meine überlegung ob ich bei nur 0.02Ohm für die Stromregelung 
noch einen Differenzverstärker für die Shuntspannung einbauen muss oder 
eine Anpassung der Widerstände reicht. Ich kann den Wert natürlich auch 
bei 0.22Ohm lassen.

> Wenn deine OLG Analyse stimmt, dann ist die UGF
> (LoopGain=1) irgendwo bei 3-10 MHz.  Das schreit nach Problemen, da bei
> den Frequenzen etliche unbestimmte Pole lauern, und die Verkabelung
> einen grossen Einfluss hat.  Die UGF sollte eher unter 100k liegen,
> damit die Verhältnisse definiert werden.  Mit superschnellen
> Transistoren und Opamps geht vielleicht 5x mehr, aber das bringt in der
> Praxis kaum was.  Der superschnelle Opamp ist für die Katz, der wird
> doch durch die Beschaltung als Integrator eingebremmst - was auch
> sinnvoll ist.  Die alte Schaltung ist da aber auch zu vergessen.

Ok, der LT1357 war auch eher der extremste den ich simuliert habe, 
akutell nutze ich den TL081 und einen NE5534 werden ich noch testen. Ich 
schau wie ich mit denen unter 100k komme.

> Der Innenwiderstand der Leistungstransistoren ist in der Schaltung
> ziemlich undefiniert, da kein sinnvoller Mindeststrom fliesst.  Damit
> ist der Ausgangswiderstand der Transistoren stark Lastabhängig.

Für den Mindeststrom besitzt die Schaltung den 4.7k Widerstand R13. Der 
gehört in der realen Schaltung natürlich vor den Shunt.

> Der Aufhängepunkt der +-12 Volt Supply ist falsch gewählt, der gehört an
> den Ausgang der Leistungsstufe.  Überlege mal was passiert, wenn der
> Strom pulsiert.  Der Spannungsabfall über den Stromshunt haut dir die
> Spannungsregelung zusammen, da die Opamps mit dem Integrator viel zu
> langsam reagieren.

Bisher lag der Ground bei allen Beispielen immer direkt am Ausgang des 
Netzteils. Ich kann mir das aber nochmal anschauen.

> Du hast hier mindestens zwei Pole.  Der erste ist der Pol durch den
> Opamp bzw. dem Integrator.  Der zweite ist der Pol 1/(2 x pi x Rout x
> CLast) mit Rout=RTransistor+RShunt.  Damit du ein sauberes
> Regelverhalten bekommst, muss der zweite Pol entweder weit über der UGF
> liegen, oder du brauchst eine passende Nullstelle im Integrator
> (Dominant Pole Kompensation).  Ersteres ist schwierig, da CLast auch 10
> mF sein kann und RTransistor vom Arbeitspunkt abhängt.
>
> Die ganze Schaltung ist viel zu nichtlinear.  Daher bringt die
> Kleinsignalanalyse nicht viel. Wozu brauchst du überhaupt 3
> Leistungstransistoren?  Nimm einen und eine umschaltbare Trafowicklung,
> dann musst du nicht 90 Watt rausblasen

Trafoumschaltung ist geplant, wie viele Transistoren letztlich verwendet 
werden ist noch offen.
Grundsetzlich: Wie größe wäre denn der Einfluss der Anzahl auf das 
Regelverhalten?

Viele Grüße

[Thomas B. (thombde)]

Bastian K. schrieb:
> Trafoumschaltung ist geplant, wie viele Transistoren letztlich verwendet
> werden ist noch offen.
> Grundsetzlich: Wie größe wäre denn der Einfluss der Anzahl auf das
> Regelverhalten?

Macht relativ wenig Einfluss.

PS:
Was ist Dein Ziel?
Schnelle Lastausregelung?

[Bastian K. (b0b45)]

Hey,

schnelle Regelung wäre ein nice-to-have aber kein muss. Vielmehr habe 
ich bei Simulieren mit schnelleren Opamps festgestellt, dass die sich 
positiv auf Phasenreserve ausgewirkt haben.

Wenn ich es richtig verstanden habe, ist nur die Phasen am Punkt 0db für 
die Stabilität entscheidend, auch wenn sie vorher schon die -180° 
unterschritten hat? War mir da unsicher, auch ob es in der Hinsicht 
Unterschiede zwischen Loopgain und Openloop Analysen gibt.

Die MJL3281 habe ich auf Grund des Gehäuses gewählt, da verfügbar und 
ich bei diesem Projekt keine TO-3 verwenden wollte.

Viele Grüße

[Udo K. (udok)]

Bastian K. schrieb:

> Udo K. schrieb:
>
>> Wie willst du an 0.02 Ohm den Strom genau messen?  Das gibt eine
>> schlechte Stromregelung.

Bleib bei ca. 0.2 Ohm. Damit hast du bei 3A 0.6 Volt und verkraftbare 
1.8 Watt.
Das ergibt ein sauberes Signal für die Stromregelung.
Wenn du etwa 10 mA einstellen willst, dann sind das 10 mA x 0.2 = 2mV, 
das liegt noch über der Offsetspannung von guten Opamps.
Ein Instrumenten Verstärker ist hier fehl am Platz, du lässt ja deshalb 
die 12 Volt Versorgung mit dem Ausgang floaten, es treten damit keine
nennenswerten Common Mode Spannungen auf.  Der Instrumenten-Amp rauscht, 
ist teuer und meist langsam.

Der Shunt setzt eine definierte Grenze für den Open-Loop 
Ausgangswiderstand der Schaltung.
Die Transistoren haben ca. 0.5 Ohm (26mV/Ic) bei 50 mA Grundlast plus 
den ca. 0.1 R für den Emitterwiderstand.
Für eine Grundlast brauchst du eine Stromquelle, der 4k7 macht nichts, 
wenn der Ausgang = 0 Volt.
Damit ist der Ausgangswiderstand Rout < 0.5+0.1+0.2=0.8 Ohm und > 
0.1+0.2=0.3 Ohm. Dieser Rout macht mit dem CLast einen Pol.

Wenn du C3=100 uF am Ausgang nimmt (das ist für 3A klein), dann wirkt 
der Rout Pol ab 3.2 kHz.
Der Integrator mit dem Opamp muss also ab 3.2 kHz eine Nullstelle haben 
- besser vorher.
Eine ideale Sprungantwort ohne Überschwinger ist ein R-C Tiefpass.

Die OLG sollte bei 3.2 kHz dann etwa 20 dB sein.  Ab 3.2 kHz übernimmt 
der C3=100uF Ausgangskondensator den Abfall der Loop-Gain.
Die UGF liegt dann bei 32 kHz. ESR(C3) muss damit kleiner als 0.5/10=50 
mOhm sein, wenn du nur mit C3 unter die UGF kommen möchtest.
Also geht da nur mehr Keramik. Sonst braucht dein Integrator da einen 
zweiten Pol.
Wenn ein externer Lastkondensator dazukommt, bist du mit 20 dB @ 3.2 kHz 
noch ziemlich
sicher unterwegs.  Wenn etwa 1 mF dran hängt, dann dreht der die Phase 
ab 320 Hz, wo die OLG 40 dB ist.
Da der 1mF aber ziemlich sicher > 50 mOhm ESR hat, kommt seine 
Nullstelle bei 3.2 kHz, wo mit den zusätzlichen 40 dB Abfall auch die 
ULG liegt, die Nullstelle des Integrators bei 3.2 kHz rettet die Phase.

Kleinere Kondensatoren als C3=100uF gehen im C3 unter, und spielen für 
die Stabilität keine Rolle.
Daher verwenden auch viele Netzteile grosse C3. Der C3 sorgt für eine 
gute "passive" Regelung, da ab der UGF von 32 kHz nur mehr der C3 
Strompulse puffert.  Da sich die aktive Regelung ab UGF=32kHz 
verabschiedet, braucht es an der Stelle auch keine schnellen Opamps.  1 
MHz ist mehr als genug.
Die Leistungstransistoren gehen auch nicht viel über 1 MHz, selbst wenn 
du die schnellen verwendest hängt die Bandbreite stark vom Strom ab.
Ein Regler, der schneller als das Stellglied ist, ist ein sicheres 
Rezept für Schwingungen.

> Ok, der LT1357 war auch eher der extremste den ich simuliert habe,
> akutell nutze ich den TL081 und einen NE5534 werden ich noch testen. Ich
> schau wie ich mit denen unter 100k komme.
Der Opamp ist unkritisch, mache den nicht zu schnell, sonst sorgt das 
für Schwindungen, bzw. musst
du mit dem Integrator die Geschwindigkeit sowieso begrenzen.
Passender ist ein OP77 oder OP206. Der TL081 ist für niedrige 
Anforderungen an die Temperaturdrift gut.


> Für den Mindeststrom besitzt die Schaltung den 4.7k Widerstand R13. Der
> gehört in der realen Schaltung natürlich vor den Shunt.
Strom = 0 bei 0 Volt am Ausgang macht die Schaltung undefiniert.

>> Der Aufhängepunkt der +-12 Volt Supply ist falsch gewählt, der gehört an
>> den Ausgang der Leistungsstufe.  Überlege mal was passiert, wenn der
>> Strom pulsiert.  Der Spannungsabfall über den Stromshunt haut dir die
>> Spannungsregelung zusammen, da die Opamps mit dem Integrator viel zu
>> langsam reagieren.
>
> Bisher lag der Ground bei allen Beispielen immer direkt am Ausgang des
> Netzteils. Ich kann mir das aber nochmal anschauen.
Ist halt ein Kompromiss, aber kein schlechter.  Bleib dabei.
Etwas besser wäre es die 12 Volt an die Transistor-Emitter zu hängen, 
und einen Buffer mit Senseleitungen für den Ausgang
zu verwenden.  Verbessert die Regelung und der Fehler durch den 
Basisstrom und den Spannungsteiler am Ausgang ist weg.

> Trafoumschaltung ist geplant, wie viele Transistoren letztlich verwendet
> werden ist noch offen.
> Grundsetzlich: Wie größe wäre denn der Einfluss der Anzahl auf das
> Regelverhalten?

Mehr Transistoren machen mehr Kapazität, das braucht mehr Strom fürs 
Umladen.  Für ein allgemeines Labornetzteil unkritisch.  Du darfst nicht 
die Grenzen gehen, sonst wirst du mit komplexen Lasten immer Probleme 
haben.  Die Schaltung ist für richtig schnelle Regelung sowieso 
ungeeignet, da sie nur in Richtung Ausgang rauf schnell regeln kann. 
Das Bootstrapping der 12 Volt macht noch mal Probleme, da damit das 
Regelverhalten deutlich komplizierter wird.  Da kommt nochmal eine 
Zeitkonstante rein, die deutlich grösser sein muss.

[Thomas B. (thombde)]

Bastian K. schrieb:
> Die MJL3281 habe ich auf Grund des Gehäuses gewählt, da verfügbar und
> ich bei diesem Projekt keine TO-3 verwenden wollte.

Der MJL3281 ist optimal für lineare Anwendung.
Schaue dir mal das Datenblatt an und vergleiche mit dem 2N3055.

Thermal Resistance, Junction−to−Case 0,65C/W.
Der 2N3055 kommt auf  1-1,5C/W.
Alleine das ist schon ein Grund für den MJL3281.
Dann noch Montagefreundlich und billiger.
Und die SOA ist hervorragend.
Aber er ist halt schneller.
Und höhere Stromverstärkung.
Nur die von CDIL oder ISCSEMI würde ich nicht kaufen.

PS:
Mache den Shunt größer.
Und den C3 am Ausgang.
Dann wird das entspannter.

[Bastian K. (b0b45)]

Hallo Udo,

ich habe mal versucht deinen Vorschlag mit dem OP77 nachzubilden. Später 
würde ich auch modernere Opamps wie ADA4522 oder OPA182/186 probieren.
Eine Lösung für den Einsatz einer Konstantstromquelle habe ich hier 
gefunden, wo wohl jemand sich auch mit dem Schaltungsprinzip auseinander 
gesetzt hat: http://pegons-web.de/2power1.html#ui8 (ab Bild 111).

Die 12V Spannungesquellen und den Ground habe ich verschoben. Wo ich mir 
nicht sicher bin, für welches Signal ich den Buffer einsetzen soll? Für 
R8?
Die Senseleitungen wie im Org. habe ich der übersichthalber für die 
Simualtionen weggelassen.

>Der Integrator mit dem Opamp muss also ab 3.2 kHz eine Nullstelle haben
>- besser vorher.
>Eine ideale Sprungantwort ohne Überschwinger ist ein R-C Tiefpass.

Müsste ich also grade bei schnelleren Opamps noch ein R-C Tiefpass 
einbauen und an welche Stelle am besten?

[Thomas B. (thombde)]

Als Mindestlast eine Stromsenke verwenden.
Nur ein Widerstand ist Mist.

Hie mal ein Link.
http://www.pegons-web.de/2power1.html

[Bastian K. (b0b45)]

Danke für den Hinweis, aber bei dem Link war ich schneller :D

[Udo K. (udok)]

Bastian K. schrieb:
> Die 12V Spannungesquellen und den Ground habe ich verschoben. Wo ich mir
> nicht sicher bin, für welches Signal ich den Buffer einsetzen soll? Für
> R8?

Lass das wie es war.  Sonst landest du bei einer ganz anderen Schaltung, 
und die kleinen Vorteile sind mit einem erheblichen Schaltungsaufwand 
verbunden.
Es kann sein, dass du mit schnelleren Opamps zu einer stabileren 
Regelung kommst, da die ganze Open Loop Gain Kurve um 10-20 dB nach oben 
wandert, und dadurch grosse Lastkondensatoren weniger Einfluss haben. 
Lastkondensatoren drehen dir die Phase in Richtung 180 Grad 
(=Schwingung), aber kritisch ist nur die Stelle wo die Open-Loop Gain 
gleich 1 ist. Soweit runter wandert die OLG nicht, da vorher die 
Phasendrehung aufhört (ESR macht eine Nullstelle). Die schnelleren 
Leistungstransistoren ermöglichen da sicher mehr Spielraum nach oben. 
Die Stromquelle wird oft mit einem LM317 gemacht, wenn du eine negative 
Spannung hast.  Oder mit der einfachen Schaltung im Bild.

Ich wünsche dir ein schönes Weihnachtsfest,
Udo

[Udo K. (udok)]

Bastian K. schrieb:
>>Eine ideale Sprungantwort ohne Überschwinger ist ein R-C Tiefpass.
>
> Müsste ich also grade bei schnelleren Opamps noch ein R-C Tiefpass
> einbauen und an welche Stelle am besten?

Den Integrator macht der Kondensator C1, der vom Minus Eingang zum 
Ausgang geht gemeinsam mit dem Widerstand R8 davor.  Der macht den Opamp 
langsamer. Du hast in der Schaltung auch noch C2=1 nF und R9=1k, die die 
OLG zurechtstutzen.
Idealerweise soll die Open-Loop Gain der gesamten Regelschaltung wie ein 
RC Tiefpass ausschauen.  Da sind alle Komponenten wie die Opamps, die 
Kompensation der Opamps (durch die verschiedenen Rx/Cx) und der 
zusätzliche Pol durch die Lastkondensatoren drinnen, also das was du 
ursprünglich in LTSpice angeschaut hattest.  Wichtig ist die Stelle, wo 
die OLG=1 ist.  Da solltest du nie mehr als 135 Grad Phasendrehung haben 
(RC-Tiefpass hat immer 90 Grad), um Überschwinger zu vermeiden. Das ist 
aber alles Kleinsignalanalyse, und nur die halbe Miete.

[Bastian K. (b0b45)]

Hallo Zusammen und Frohe Weihnachten.

vielen Dank für die hilfreichen Tipps.
Ich habe heute die Ist-Schaltung noch einmal simuliert und auch 
vermessen, sodass ich bei Änderungen einen Vergleich habe:
(Einigen Anpassungen zu der original Schaltung sind diesem thread 
entnommen: Beitrag "Labornetzteil/Funktionsgenerator" )

Bild4_TL081 zeigt die Simulation des aktuellen Aufbaus mit dem TL081

Bild4_1A_on/off zeigt die Ausregelung bei einer zugeschalteten Last.

Bild4_ON/OFF zeigt die Ein-/Ausschaltverhalten, wenn der Steuerstrom IR6 
unterbrochen wird. Damit soll später ein Ein- und Ausschaltens des 
Outputs erfolgen.


So wie es in der Simulation aussieht, sind einige Komponenten so 
ungünstig gewählt, dass der Phasenabstand zu -180° bei 0dB sehr gering 
ist.

[Bastian K. (b0b45)]

Und so würde ich Schaltung zunächst umbauen:

TL081 wird gegen den NE5534 getauscht und Q1 durch den D44H11. Zudem 
wird der 4.7k Widerstand R18 durch eine Konstantstromquelle ersetzt. 
Zusätzlich  habe ich festgestellt, dass ein Widerstand R21 sich positiv 
auf die Phase im Bereich ab ~2Mhz auswirkt.

Viele Grüße

Bastian

[Michael B. (laberkopp)]

Bastian K. schrieb:
> Zusätzlich  habe ich festgestellt, dass ein Widerstand R21 sich positiv

Verringert halt die Schleifenverstärkung.

Ache drauf, dass du je nach Last (5 Ohm, 50 Ohm, 5000 Ohm) 
unterschiedliches Regelverhalten bekommst.

Ich bin ja nun kein Freund von 'floating HP like' Reglern, aber man kann 
bei ihnen einfach eine Konstantstromlast hin zu den -12V einbauen. Man 
muss aber überlegen, welcher Strom als Laststrom mitgemessen wird.

Und man muss überlegen, welche Kriterien einem beim Labornetzteil 
wichtig sind. Genauigkeit, also 1mA einstellen können bei einem 10A 
Netzteil ?

https://dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.9.1

[H. H. (hhinz)]

Bastian K. schrieb:
> TL081 wird gegen den NE5534 getauscht

Modell des NE5534 von TI genommen?

Dann nimm mal einen realen in der Schaltung. Du wirst dich wundern.

[Bastian K. (b0b45)]

>Modell des NE5534 von TI genommen?

Ja, NE5534AP von TI. Und er macht wirklich Probleme, wenn die 
eingestelle Spannung über Vset zu niedrig wird. Ab einem Punkt geht die 
Spannung wieder nach oben bis ich die volle Eingangsspannung am Ausgang 
habe.
Meintest du zufällig sowas?

[H. H. (hhinz)]

Bastian K. schrieb:
> Meintest du zufällig sowas?

Da wird noch einiges anderes nur so simuliert, dass es für 
Audioschaltungen so einigermaßen funktioniert.

AFAIR hat Helmut Sennewald ein besseres Modell geschrieben.

[Bastian K. (b0b45)]

Hier noch zwei Bilder mit dem LT1357.

Den Widerstand R21 habe ich erstmal wieder rausgeschmissen, da er doch 
zu einem Spannungsoffset am Ausgang führt. Auch mit der Stromquelle muss 
ich mir noch was überlegen, denn ein LM317, wie hier eingezeichnet, 
führt dazu, dass Strom über die Last im ausgeschalteten Zustand fliest.

NE5534 nochmal getestet, aber ab einer Ausgangsspannung kleiner 5V 
spinnt er rum, unabhängig der Last.

[Bastian K. (b0b45)]

Hallo zusammen,

ich hatte die Tage wieder etwas Zeit mich mit der Schaltung zu 
beschäftigen und moderne OP-Amps zu testen: ADA4523, OPA182, OPA189.

Bisher bin ich mit dem jetzigem Aufbau zufrieden, die 
Konstantstromquelle sorgt für eine stabile Spannung bei 0V auch wenn ich 
dazu die Sollspannung etwas anheben muss um keine neg. Spannung am 
Ausgang zu erhalten. Evtl. teste ich noch eine zusätzliche Stromquelle 
zur Kompensation. Dank der genauen Sollspannung mittels DAC, ist eine 
Regelung der Ausgangsspannung im mV-Bereich möglich.

Die drei Op-Amps verhalten sich in der Schaltung bei den Messungen 
gleich, daher jetzt die Frage, welchen den der drei würdet ihr empfehlen 
bzw. welche nicht.

Wenn Interesse besteht, würde ich die vollständige Schaltung als Projekt 
posten, sobald sie fertig ist.
Viele Grüße

[Arno R. (arnor)]

Bastian K. schrieb:
> Wenn ich es richtig verstanden habe, ist nur die Phasen am Punkt 0db für
> die Stabilität entscheidend, auch wenn sie vorher schon die -180°
> unterschritten hat?

Nein, das stimmt natürlich nicht. Die Schaltung schwingt, sobald die 
Schwingbedingung erfüllt ist. Wenn die Phase bei einer beliebigen 
Schleifenverstärkung >1 den Wert von 180° erreicht, dann schwingt die 
Schaltung.

Bastian K. schrieb:
> Bisher bin ich mit dem jetzigem Aufbau zufrieden

Hast denn wirklich am Ausgang über etliche Dekaden ohmsche, kapazitive 
und induktive Lasten, auch beliebig gemischt, getestet? Alles immer 
schön stabil? Das Bild Last_Ein.png zeigt auch sehr gut, daß der Regler 
nicht weit vom Oszillator weg ist. Beim Abschalten der Last ist der 
Regler ja inaktiv, deswegen ist da kein Schwingen zu sehen.

Hast du beachtet, daß beim Einschalten des Netzteils die Stromquelle I4 
erst Strom liefern darf, nachdem die OPVs und ihre schwimmende 
Versorgung arbeitsbereit sind, und beim Ausschalten umgekehrt? 
Anderenfalls liegt jeweils die volle Oberspannung am Ausgang.

Wo sind jetzt eigentlich deine Verbesserungen gegenüber den bekannten 
(und eher nicht so guten) Konzepten?

[Udo K. (udok)]

Bastian K. schrieb:
> Die drei Op-Amps verhalten sich in der Schaltung bei den Messungen
> gleich, daher jetzt die Frage, welchen den der drei würdet ihr empfehlen
> bzw. welche nicht.

Deine LTSpice Analyse der Schleifenverstärker schaut nicht plausibel 
aus.
Ich würde bei der Schaltung eher um die 100 kHz erwarten, keinesfalls 
irgendwas im MHz Bereich.  Der Shuntwiderstand ist 0.22, das macht mit 
den 47uF einen Pol bei ca. 15 kHz.  Da der ESR bei ca. 0.2 Ohm liegt, 
macht das ca 6 dB Abfall bei 45 kHz.  Der Opamp Integrator hat 4.7k * 
81pF = 0.4 us oder 400kHz.  Bei 400 kHz hat der Integrator also 
Verstärkung von 1.  Die Einstellung der Spannung über den DAC macht dir 
bei hohen Frequenzen ca. einen Faktor 2. Also ist die UGF ca. 400 kHz / 
2 (für DAC) / 2 (für die 47uF) = 100 kHz.

Daraus siehst du, das es völlig egal ist, welchen OPV die verwendest, 
solange er eine Bandbreite von deutlich grösser als 400 kHz hat.  Die 
Geschwindigkeit wird durch den Integrator sowieso reduziert. Was für die 
Genauigkeit wichtig ist, sind die Offset und Drift Werte, die spielen 
aber bei den vielen Fehlerquellen der Schaltung auch nicht wirklich eine 
Rolle.  Daher nimm das günstigste was du bekommst, etwa einen TL072H.

Den 47uF Elko kannst du eigentlich weglassen, da der auch keinen 
nennenswerten Einfluss auf die OLG hat (81 pF dann auf 220 pF erhöhen). 
Nur wenn du deine Last mit Kabeln > 30 cm  anhängst, dann macht der 47 
uF direkt an den Buchsen Sinn, da er die Schwingung durch die 
Kabelinduktivität dämpft.

[Udo K. (udok)]

Arno R. schrieb:
> Nein, das stimmt natürlich nicht. Die Schaltung schwingt, sobald die
> Schwingbedingung erfüllt ist. Wenn die Phase bei einer beliebigen
> Schleifenverstärkung >1 den Wert von 180° erreicht, dann schwingt die
> Schaltung.

Beides muss erfüllt sein.  Schaltungen mit -12 dB / Oktave (= 180 Grad 
Phasendrehung) Abfall der Verstärkung sind stabil solange die 
Verstärkung grösser 1 ist.

[Bastian K. (b0b45)]

Hallo,

ich habe heute die Schaltung nochmal mit verschiedenen 
Ausgangskapazitäten und Lasten (10 Ohm Schiebewiderstand) gemessen.
Verwendet wurde der ADA4523 Op-amp.


Bild 1: Ausgangsspannung bei ca. 10 Ohm Last
Bild 2: Ausgangsspannung bei ca. 5 Ohm Last
Bild 3: Ausgangsspannung bei ca. 1 Ohm Last
Bild 4: Ausgangsspannung bei ca. 5Ohm + 4.700µF Last

Bild 5: Ausgangselko auf 10µ geändert bei ca. 5Ohm Last
Bild 6: Ausgangselko auf 47µ ultra-low ESR bei ca. 5Ohm Last

Bild 7: Aktive Strombegrenzung
Bild 8: Aktive Strombegrenzung Einschaltvorgang

Bisher habe ich nicht den Eindruck, dass der Überschwinger im Bereich 
von 5Ohm Probleme bereitet.

Den Elko am Ausgang kann ich nicht weglassen, denn dann schwingt die 
Schaltung.

[Bastian K. (b0b45)]

Ok, vergesst die letzten Messungen. Hier hat der Mosfet für die 
Schaltung der Last nicht voll durchgesteuert. Auch die beiden Diagramme 
vom 23.01. sind falsch.

Hier das ganze nochmal:
Bild 1: TL081  an 5Ohm Last
Bild 2: ADA4523 an 5Ohm Last
Bild 3: OPA189  an 5Ohm Last

Ein zusätzlicher Kondensator von 4700µF führt jetzt zum Einsatz der 
Strombegrenzung, wie es auch zur erwarten ist.