Hallo, warum wird bei der Mini Whip Antenne von Fumkamateur für 10 kHz - 30 MHz in der Eingangsstufe ein MOSFET BF998 statt einem jFET verwendet (wobei beim MOSFET G1 und G2 zusammengeschaltet sind)? Und bringt die 10uH-Spule L2 wirklich etwas bei der Unterdrückung höherer Frequenzen? Hier der Link zum Schaltbild: https://www.box73.de/images/product_images/popup_images/4802_2.png Und hier der Link zum Produkt: https://www.box73.de/product_info.php?products_id=4802 Viele Grüße
Daniel schrieb: > warum wird bei der Mini Whip Antenne von Fumkamateur für 10 kHz - 30 MHz > in der Eingangsstufe ein MOSFET BF998 statt einem jFET verwendet (wobei > beim MOSFET G1 und G2 zusammengeschaltet sind)? Ich denke, das hängt damit zusammen, dass der J310 und der 2N5109 nicht mehr gebaut werden. Ich denke jede Ersatzbestückung mit nicht China nachbauten ist besser als die Fakes.
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Dann verwende die SMD-Version MMBFJ310. Die gibt es noch etliche 10.000 Mal z.B bei Mouser von Onsemi.
Zwei Source- bzw Emitterfolger hintereinander?! Vielleicht kennt jemand den Sinn dahinter.
Wenn man sich etwas mit den Grundlagen der Schaltungstechnik eines FET auskennt, wird der Sinn schnell klar. Die Spannungs-Verstärkung V eines FET Sourcefolgers (Drainschaltung) ist immer kleiner 1 und hängt von der Steilheit S des FET und dem Widerstand am Source (Sourcewiderstand // Lastwiderstand) ab. vereinfacht ermittelt sich die Verstärkung nach: V = S x Rs Wären am Source direkt 50 Ohm angeschlossen, würde das wegen des kleinen Rs eine negative Verstärkung (Dämpfung) von über 10 dB ergeben. Darum setzt man einen bipolaren Emitterfolger dahinter. Dessen hochohmiger Eingangswiderstand sorgt dafür, dass der Sourcewiderstand nicht belastet wird und die Dämpfung des FET nur noch bei wenigen dB liegt. Damit dieser Emitterfolger im A-Betrieb linear und intermodulationsarm arbeitet, braucht er zudem recht viel Ruhestrom. Üblich sind ca. 30...60 mA.
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Einverstanden! Aaaber: Q1 wird hier ja sogar mit ca. 28 Ohm am Source abgeschlossen. Die Frage war eher, warum man den Q1 nicht direkt mit seiner Source das Antennenkabel und den Empfängereingang treiben lässt, sondern noch einen weiteren Emitterfolger spendiert inkl. schlechterer Anpassung mit 235 Ohm? Ich glaube, die "Minus-dB über alles" spielen hier eh keine große Rolle, weil die E-Feld-Sonde eh schon so einen schlechten Wirkungsgrad hat. Mich stürt R9 mit 30 Ohm viel mehr! Selbst bei einer 15 V-Versorgung werden an der Basis von Q2 keine 30 mV erreicht und dieser somit gar nicht aufgesteuert. Irgendwas ist das faul. Die originale Mini-Whip von PA0RDT hat z.B. zur Arbeitspunkteinstellung einen Basisteiler von 2k2 zu 10k und somit eine Vorspannung von ca. 10...12 V.
Marek N. schrieb: > Ich glaube, die "Minus-dB über alles" spielen hier eh keine große Rolle, > weil die E-Feld-Sonde eh schon so einen schlechten Wirkungsgrad hat. Das ist nicht richtig. Wirkungsgrad ist ein Leistungsverhältnis und spielt nur bei einer Sendeantenne eine Rolle. Bei einer aktiven Empfangsantenne ist es die die Rauschzahl, die eine maßgebliche Rolle spielt für die Empfindlichkeit. Und jedes dB Dämpfung ist eine Verschlechterung der Rauschzahl / Empfindlichkeit. Etwas Stoff zum Nachlesen über die Grundlagen und Praxis von E-Feldantennen: https://www.dl4zao.de/_downloads/Miniwhip-Kompendium_dl4zao.pdf
Wulf D. schrieb: > Zwei Source- bzw Emitterfolger hintereinander?! > Vielleicht kennt jemand den Sinn dahinter. Das frage ich mich auch. Die Schaltung hat keinerlei Spannungsverstärkung, nur eine Impedanzwandlung. Der FET sieht mit R9 eh schon 30R als Last, was soll der BJT noch dahinter? Ich hätte eher eine Anpassung an das Koaxkabel vorgesehen.
Peter D. schrieb: > Der FET sieht mit R9 eh schon 30R als Last, was soll der BJT noch > dahinter? Dann rechne mal mit der Steilheit des FET aus, was bei 30 Ohm Souce Last an Übertragungs-Dämpfung (S21) rauskommt. FET Grundlagen sollte man schon beherrschen, sonst käme die Frage erst gar nicht auf.
Helmut -. schrieb: > Dann verwende die SMD-Version MMBFJ310. Die gibt es noch etliche 10.000 > Mal z.B bei Mouser von Onsemi. So siehts aus. Peter D. schrieb: > Der FET sieht mit R9 eh schon 30R als Last, was soll der BJT noch > dahinter? Mein Verdacht ist, dass es sich bei R9 in Wahrheit um 30K handelt. Dann läge der Arbeitspunkt von Q2 auch deutlich besser. Al schrieb: > Dann rechne mal mit der Steilheit des FET aus, was bei 30 Ohm Souce Last > an Übertragungs-Dämpfung (S21) rauskommt. FET Grundlagen sollte man > schon beherrschen, sonst käme die Frage erst gar nicht auf. Rechne doch mal vor, um uns alle zu erhellen.
Daniel schrieb: > Hier der Link zum Schaltbild: > https://www.box73.de/images/product_images/popup_images/4802_2.png Ich könnte mir vorstellen dass R9 ein 30k Widerstand sein soll, nicht 30 Ohm.
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Daniel schrieb: > Rechne doch mal vor, um uns alle zu erhellen. bitte, zu besseren Übersicht von LTSpice exakt aus den Daten des MMBFJ310 gerechnet die Spannungs-übertragungsdämpfung. Am 50 Ohm Ausgang (R5) über 12 dB Verlust. als Sourcewiderstand wirken die Parallelschaltung von R1 und der Last R5. oder als Überschlagsformel zur Abschätzung: Spannungsverstärkung V = S x R1//R5 die Steilheit S eines MMBFJ310 beträgt typisch zwischen 10 und 20 mS
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Daniel schrieb: > Mein Verdacht ist, dass es sich bei R9 in Wahrheit um 30K handelt. Dann > läge der Arbeitspunkt von Q2 auch deutlich besser. Herr schick Hirn. Bei so viel gedankenlos hingeplappertem Zeugs kann man sich nur noch am Kopf kratzen.
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Das ist ein Tipfehler, R9 sollte vermutlich 30 kOhm haben.
Außerdem kommt mir der R6 mit 330 Ohm ziemlich hoch vor,
da würden 33 Ohm auch besser passen.
>Herr schick Hirn. Bei so viel gedankenlos hingeplappertem Zeugs..
??? Immer noch Kopf kratz
B e r n d W. schrieb: > Das ist ein Tipfehler, R9 sollte vermutlich 30 kOhm haben. > Außerdem kommt mir der R6 mit 330 Ohm ziemlich hoch vor, > da würden 33 Ohm auch besser passen. Der R6 stört nicht mit den 330 Ohm, der Emitterfolger ist schon recht hochohmig. Mal wieder doof, wie sich einzelne mit dämlichen Sprüchen daneben benehmen. Hab die Schaltung von ganz oben in LT-Spice gepackt. Natürlich den Typo R9 auf 30k korrigiert. Das Ding war erst mal ein kräftiger Störsender auf knapp 40 MHz. Lag an L2 (10uH), also weggelassen. Lief dann ordentlich mit einer Verstärkung von -2,9dB an einem 50 Ohm Abschluß bei 1 MHz. Zum Vergleich einige Alternativen bezüglich Verstärkung getestet, mit den notwendigen Arbeitspunktanpassungen.
1 | BF998 + BJT : -2,9dB |
2 | nur BF998 : -7,0dB |
3 | nur SST310 : -8,0dB |
4 | nur BJT : -0,4dB |
Der SST310 ist ein J-FET. Der BJT performt allein am besten, um den Preis eines etwas geringeren Eingangswiderstands. So schlimm ist der Emitterfolger aber auch nicht, so etwa 4k. Keine Ahnung ob das die Feldsonde beeinflusst. Bei Bedarf hänge ich die LT-Spice hier rein, incl BF998-Modell von NXP. * Werte korrigiert
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Wulf D. schrieb: > Hab die Schaltung von ganz oben in LT-Spice gepackt. Prima! > Bei Bedarf hänge ich die LT-Spice hier rein, incl BF998-Modell von NXP. Ja, sehr gerne! > Das Ding war erst mal ein kräftiger Störsender > auf knapp 40 MHz. Lag an L2 (10uH), also weggelassen. Die Whip vom Uni Twente SDR benutzt da einen BN43-2402 mit 5 Windungen. Eventuell spielt das Kernmaterial für Schwingneigungsdämpfung eine Rolle. > Der R6 stört nicht mit den 330 Ohm, der Emitterfolger ist schon recht > hochohmig. Gibt es da keine Probleme mit der parasitären Eingangskapazität des Emitterfolgers an der Basis? Wulf D. schrieb: > BF998 + BJT : -1,4dB > nur BF998 : -7,0dB > nur SST310 : -8,0dB > nur BJT : -0,4dB Also 1. BF998 + BJT : -1,4dB -> jFET + Bipo 2. nur BF998 : -7,0dB -> nur jFET 3. nur SST310 : -8,0dB -> nur jFET 4. nur BJT : -0,4dB -> nur Bipo ? Ist bei 4. dann die Eingangsimpedanz ausreichend hoch zum Betrieb mit so einer kleinen e-Feld-Sonde? Ich kann mir das gar nicht vorstellen. Wie hast du die e-Feld-Sonde simuliert?
Wulf D. schrieb: > So schlimm ist der > Emitterfolger aber auch nicht, so etwa 4k. > Keine Ahnung ob das die Feldsonde beeinflusst. Eine E-Feld-Sonde mit 10 pF Kapazität hätte bei 100 kHz eine Impedanz von 160 kOhm. Mit 4 kOhm belastet bleibt vom Signal nicht viel übrig.
Daniel schrieb: > 2. nur BF998 : -7,0dB -> nur jFET Der BF998 ist ein MOSFET, kein Sperrschicht-FET. Sonst ist das richtig wiedergegeben, nur hatte ich die Werte nochmal etwas korrigiert. > Ist bei 4. dann die Eingangsimpedanz ausreichend hoch zum Betrieb mit so > einer kleinen e-Feld-Sonde? Ich kann mir das gar nicht vorstellen. > Wie hast du die e-Feld-Sonde simuliert? Mario M. schrieb: > Eine E-Feld-Sonde mit 10 pF Kapazität hätte bei 100 kHz eine Impedanz > von 160 kOhm. Mit 4 kOhm belastet bleibt vom Signal nicht viel übrig. Ok, die Frage wäre damit beantwortet. Geht nicht ohne FET. Ob MOSFET oder J-FET besser ist, könnte man noch in der Simulation herausfinden. Ich hatte zur Abschätzung des Eingangswiderstands einfach R5 so weit hochgefahren, bis die Verstärkung um 6dB abgefallen war. Habe übrigens beim Anbieter von Feldsonden die Übertragungsfunktion über der Frequenz gefunden. Also wirklich, da kommt es auf die 4dB, die der BJT zusätzlich bringt, nicht mehr an. In den Simulationen ist Transientenanalyse voreingestellt. Damit fand ich die unbeabsichtigte Schwingneigung. Mit angepasster Spice-Direktive bei Bedarf auf AC-Simu umstellen. Vorher den BF998 in den Ordnern /LTspiceXVII/lib bzw /lib/sym kopieren. Bei den "nur xyz" ist noch quick&dirty die zweite Transistorstufe z.T. noch leer drin, bei Bedarf löschen.
Das Verhalten von Source- und Emitterfolger ist deutlich komplizierter als man denkt. Aber dafür gibt es ja genügend Literatur im Internet (inclusive mögliches wildes Schwingen dieser Schaltungen). Bei einem BF982 mit einer Steilheit von ca. 15mA/V (--> Ri~65 Ohm) habe ich bei einer Belastung mit 50 Ohm eine "Verstärkung" von -9db gemessen. Selbst bei der höheren Steilheit von ca. 20-25mA/V des BF998 dürften das dann immer noch so um -7db sein. Mit einem Eingangswiderstand des Emitterfolgers von ca. 10kOhm liegt die Verstärkung eher bei -2db. Die Ausgangsimpedanz eines Emitterfolgers liegt bei wenigen Ohm (meist <5 Ohm). Für eine Ausgangsimpedanz von 50 Ohm wird daher meistens ein Serienwiderstand von 43-47 Ohm eingefügt. Ist aber hier überflüssig, da es nur weitere db an Verlust bedeutet. Die 30 Ohm sind, wie schon oben erwähnt, auf jeden Fall falsch. Ich tippe auch auf 30kOhm. Edit: Ups, da war einer schneller... Die wilden Schwingungen können durch die unvermeidbaren Kapazitäten des FET/Transistors plus Streukapazitäten entstehen, die dann einen schönen Colpitts-Oszillator ergeben.
Horst S. schrieb: > Die 30 Ohm sind, wie schon oben erwähnt, auf jeden Fall falsch. Ja klar, die sind falsch. Das ist der Basisspannungsteiler für den A-Betrieb Ruhestrom des Emitterfolgers. Das fällt sofort ins Auge, dass 30 Ohm da nicht passen können. Ohne lange Diskussion. Abgesehen davon ist der Ruhestrom der Ausgangsstufe für ein ausreichendes Großsignalverhalten etwas gering bemessen. Statt eines J310 oder MMBFJ310 bietet sich der CPH3910 als FET für eine E-Feld Sonde an. Den gibts seit kurzem auch bei Reichelt. Er hat eine Steilheit von 40 mS, geringes Rauschen und nur eine geringfügig ca. 1 pF höhere Eingangskapazität als ein MMBFJ310. https://www.onsemi.com/download/data-sheet/pdf/cph3910-d.pdf
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Al schrieb: > Statt eines J310 oder MMBFJ310 bietet sich der CPH3910 als FET für eine > E-Feld Sonde an. Gut zu wissen! Wulf D. schrieb: > In den Simulationen [...] Danke für die LTspice-Files! Das klingt unter dem Strich so, als könnte eine Mini Whip auch ohne den Emitterfolger auskommen, wenn man ein paar dB Einbruch in der Signalstärke hinnimmt?! Wie stark wird der Rauschpegel durch den Emitterfolger angehoben? Am Ende hat man bei einer Version nur mit jFET zwar 5dB weniger, dafür aber eine besseres SN-Ratio und kommt mit viel weniger Strom aus, was auch Batteriebetrieb oder Solarbetrieb leicht möglich machen würde???
Daniel schrieb: > Das klingt unter dem Strich so, als könnte eine Mini Whip auch ohne den > Emitterfolger auskommen, wenn man ein paar dB Einbruch in der > Signalstärke hinnimmt?! Das ist ein Nachteil, der zu verschmerzen wäre. Leider gibt es noch einen weiteren gravierenden Nachteil. Die Linearität eines Sourcefolgers bei niedrigem Sourcewiderstand von < 50 Ohm wird wegen des dabei verursachten ausgeprägten aussteuerungsabhängigen Offset zwischen Ein- und Ausgangsspannung beeinträchtig. Die dadurch hervorgerufenen unlinearen Verzerrungen verursachen Intermodulation, der IP3 wird schlechter. Und der ist ein Schlüsselparameter für eine aktive E-Feldantenne. Professionelle E-Feld Aktivantennen arbeiten daher auf eine Konstantstromquelle als Sourceimpedanz und haben vor der Gegentakt- Emitterfolger Ausgangsstufe sogar noch eine Pufferstufe. Es gab in den 90ern mal eine teuere Aktivantenne, die DX-One von RF-Systems. Die arbeitete mit 24 V und einem Hochstrom FET direkt auf 50 Ohm Last. Dennoch war ihr Großsignalverhalten nur mittelmäßig. > Wie stark wird der Rauschpegel durch den Emitterfolger angehoben? Das Rauschen des Emitterfolgers ist unwesentlich gegenüber dem Spannungsrauschen des FET Eingangs. Die hochohmigen Widerstände für die FET Vorspannung tragen mit ihrem thermischen Johnson-Nyquist Rauschen überwiegend zum Gesamtrauschen bei. Dazu kommt die von der Steilheit und der Sourceimpedanz abhängige und unvermeidliche negative Verstärkung des Sourcefolgers, die sich in dB als zusätzliche Verschlechterung der Rauschzahl auswirkt. Und dann noch die Dämpfung des Emitterfolgers und dessen Eigenrauschen, das auch noch einige dB beiträgt. Addiert man das alles, so kommt so eine einfache Miniwhip Schaltung mit FET und Emitterfolger auf überschlägig >15 dB Rauschzahl. Bei tiefen Frequenzen ist das nicht wesentlich, da das externe Rauschen höher liegt. Aber oberhalb von 10 MHz macht sich das Eigenrauschen zunehmend im SNR bemerkbar. > Am Ende hat man bei einer Version nur mit jFET zwar 5dB weniger, dafür > aber eine besseres SN-Ratio und kommt mit viel weniger Strom aus, was > auch Batteriebetrieb oder Solarbetrieb leicht möglich machen würde??? Das ist aus den vorstehend genannten Gründen leider ein Trugschluss. Wäre dem so, wären sicher schon andere vorher auch draufgekommen.
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Danke Al für die ausführliche Erklärung! Al schrieb: > Das ist ein Nachteil, der zu verschmerzen wäre. Leider gibt es noch > einen weiteren gravierenden Nachteil. Die Linearität eines Sourcefolgers > bei niedrigem Sourcewiderstand von < 50 Ohm wird wegen des dabei > verursachten ausgeprägten aussteuerungsabhängigen Offset zwischen Ein- > und Ausgangsspannung beeinträchtig. Die dadurch hervorgerufenen > unlinearen Verzerrungen verursachen Intermodulation, der IP3 wird > schlechter. Ok, alles klar, das hatte ich nicht bedacht. Dann wird auch verständlich, warum der große "Heizaufwand" am Emitterfolger betrieben wird. Eventuell fällt R6 deswegen auch relativ groß aus (330R), um solche Effekte weiter zu vermindern. https://www.box73.de/images/product_images/popup_images/4802_2.png > Professionelle E-Feld Aktivantennen arbeiten daher auf > eine Konstantstromquelle als Sourceimpedanz Solche Schaltbilder waren mir auch schon aufgefallen, jetzt wird klar, warum (z.B. bei der "Blue-Whip"). > Die hochohmigen Widerstände für die > FET Vorspannung tragen mit ihrem thermischen Johnson-Nyquist Rauschen > überwiegend zum Gesamtrauschen bei. Ist es dann überhaupt empfehlenswert, dort mit Widerständen um 10M zu hantieren? Dann wären doch die Versionen mit 1M am Gate vom Rauschen her besser!?
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Dann hätte ich noch eine Frage zu der Schaltung im Anhang, "Verbesserte Mini-Whip – verwendet am Web-SDR T". Bringt der bipolare Transistor hier eine echte Spannungsverstärkung, oder ist es auch ein reiner Impedanzwandler? (ist das eigentlich eine Kaskode?)
Daniel schrieb: > Bringt der bipolare Transistor hier eine echte Spannungsverstärkung, > oder ist es auch ein reiner Impedanzwandler? Der bipolare Emitterfolger hat nur die Aufgabe dem FET Sourcefolger einen hohen Eingangswiderstand von ca. 2 ... 10 KOhm anzubieten, damit er im linearen Bereich arbeiten kann. Der Emitterfolger hat die Aufgabe, die Leistung zu verstärken, so dass 50 Ohm Last getrieben werden können. Der Emitterfolger macht zwar eine Spannungsverstärkung von etwas kleiner als 1 aber dafür eine hohe Leistungsverstärkung. Eine Kaskode ist wieder was Anderes. Das sind meist zwei FET (früher waren es Röhren), die in Serie geschaltet sind, um die Miller Kapazität zu eliminieren und die Bandbreite dadurch zu erhöhen. Ein Dual-Gate Fet ist zum Beispiel eine Art von integrierter Kaskodenschaltung.
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Eine Kaskode ist das nicht, das wäre eine Kombination aus Emitter (Source-) und Basisschaltung. Das hier ist eine Kombination aus einer stark gegengekoppelten Source- und Kollektorschaltung. Ob die in Deiner Anwendung mehr bringt als Drain- und Kollektorschaltung wie oben ausführlich diskutiert kann ich nicht sagen. Versuchs doch auch mal mit Simulation!
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Daniel schrieb: > Dann hätte ich noch eine Frage zu der Schaltung im Anhang, "Verbesserte > Mini-Whip – verwendet am Web-SDR T". Hab mal etwas gestöbert: Diese Schaltung ist quasi ein kleiner Einfach Operationsverstärker. So wie sie in deinem weiter oben zitierten Bild gezeichnet ist, macht sie keine Verstärkung, da 100 % Gegenkopplung. Fügt man zwischen Kollektor und Source einen Widerstand ein, ergibt das mit dem 100 Ohm Widerstand gegen Masse einen Spannungsteiler für die Gegenkopplung. Werden z.B. nur noch 50 % Spannung gegengekoppelt, macht die Schaltung eine Verstärkung von 2. Mehr zu dieser Schaltung findet sich auf Seite 8 in der alten National Semiconductor (heute TI) Application Note als "High Impedance Low Capacitance Wideband Buffer": https://www.ti.com/lit/an/snoa620/snoa620.pdf?ts=1757000828402 Auszug daraus im angehängten Bild: links mit 100% Gegenkopplung, rechts mit geteilter Gegenkopplung und der Formel für die Spannungsverstärkung
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Wulf D. schrieb: > Versuchs doch auch mal mit Simulation! Danke für die Infos! Das zu Simulieren ist eine gute Idee und ich habe mir die .asc-Files, die du weiter oben netterweise gepostet hast, auch schon in LTspice angeschaut. Mir fehlt jedoch leider das Wissen, wie man dort die Intercept Points ermitteln oder anzeigen lassen kann. Ist das kompliziert? Al schrieb: > Hab mal etwas gestöbert: Diese Schaltung ist quasi ein kleiner Einfach > Operationsverstärker. So wie sie in deinem weiter oben zitierten Bild > gezeichnet ist, macht sie keine Verstärkung, da 100 % Gegenkopplung. Danke für die Schaltbilder und die gute Erklärung dazu. Mit dem Rückkopplungswiderstand R2 im rechten Schaldbild wird die Funktion deutlich. Al schrieb: > https://www.ti.com/lit/an/snoa620/snoa620.pdf?ts=1757000828402 Coole App-Note, da finden sich auch noch andere interessante FET-Schaltungen.
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Ach so, eine Frage habe ich noch zu dieser Schaltung. Warum wird dort am Ausgang explizit ein Folienkondensator verlangt? (in dem Bild links neben dem Schaltplan sieht man auch einen roten Klotz, wahrscheinlich ein MKT-Folienkondensator) So ein Folien-C mit 470nF hat doch bestimmt schon eine ziemlich hohe parasitäre Induktivität?! Normalerweise findet man an der Stelle irgendwelche Kerkos.
Daniel schrieb: > Mir fehlt jedoch leider das Wissen, wie man dort die Intercept Points > ermitteln oder anzeigen lassen kann. Ist das kompliziert? > https://www.gunthard-kraus.de/LTSwitcherCAD/LTSpice%20XVII%20_Tutorial_korr.pdf Mal Kapitel 7.3.2. durcharbeiten: das Zusammenbauen des BF998-Modells kannst du überfliegen, hatte ich schon beigelegt. Am Ende des Kapitels geht's um die Verzerrungen.
Daniel schrieb: > Ach so, eine Frage habe ich noch zu dieser Schaltung. Warum wird dort am > Ausgang explizit ein Folienkondensator verlangt? Keramikkondensatoren der Klassen 2 und 3 weisen mehr oder weniger eine aussteuerungsabhängige Unlinearität und Verluste auf. Klasse 2 Material X7R ist diesbezüglich noch am besten. Die Materialien Klasse 3 mit hoher Dielektrizitätszahl sind schlechter. Einzig Klasse 1 Keramikkondensatoren (NP0, C0G) haben diesen Nachteil nicht, die gibt es aber wegen der kleinen Dielektrizitätszahl nur für kleine Kapazitätswerte, selten über 10 nF. Verlustarme Folienkondensatoren haben diesen Nachteil nicht. Ich vermute mal, man wollte in Twente jede mögliche Quelle von Intermodulation ausschließen. Die parasitäre Kapazität eines Folienkondensators lässt sich verschmerzen, wenn die dadurch hervorgerufene Selbstresonanz oberhalb des angestrebten Nutzfrequenzbereiches liegt. Damit die nutzbare Frequenz der Aktivantenne bis runter in den kHz Bereich reicht ohne im Pegel zu sehr abzufallen, darf der kapazitive Blindwiderstand nicht zu groß sein, da der Ausgangskoppelkondensator mit der Last von 50 Ohm einen Hochpass bildet. Man braucht einen hohen Kapazitätswert, wie hier 470 nF.
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Daniel schrieb: > Das zu Simulieren ist eine gute Idee und ich habe > mir die .asc-Files, die du weiter oben netterweise gepostet hast, auch > schon in LTspice angeschaut. > Mir fehlt jedoch leider das Wissen, wie man dort die Intercept Points > ermitteln oder anzeigen lassen kann. Ist das kompliziert? Nur beim ersten mal scheint es kompliziert, man sollte allerdings die Grundlagen zum Thema IM kennen. Man muss eine zweite Signalquelle für das Zweitonsignal einfügen. Dann macht man eine Transientenanalyse des Ausgangssignals. Rechtsklick in das grafische Ergebnisfeld, es öffnet sich ein Kontextmenü. Auswählen: "View" > "FFT" Der angehängte Screenshot zeigt die FFT des Ausgangssignals bei zwei 100 mV Eingangssignalen von 5 und 7 MHz. Man sieht darin die beiden Anregungssignalen 5 und 7 MHz und in der Frequenz links und rechts daneben die durch Intermodulation entstandenen Produkte. Aus den bekannten und im Web veröffentlichten Formeln zur Umrechnung von Signalpegel und Intermodulationsabstand lässt sich der IP3 errechnen. Zum Verständnis von Intermodulation und zur Berechnng des Interceptpunkts: https://dc4ku.darc.de/Inband_Intermodulation.pdf
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Hallo, Danke! Wulf D. schrieb: > Mal Kapitel 7.3.2. durcharbeiten: das Zusammenbauen des BF998-Modells > kannst du überfliegen, hatte ich schon beigelegt. Am Ende des Kapitels > geht's um die Verzerrungen. Sicher, dass es 7.3.2 ist. Dort steht "7.3.2. Die Krönung: Erstellung eines kompletten neuen Symbols mit *.subckt als Modellbeschreibung" Meine LTspice-Version ist 24.1.9, hoffe, das Tutorial ist noch kompatibel. https://www.gunthard-kraus.de/LTSwitcherCAD/LTSpice%20XVII%20_Tutorial_korr.pdf Al schrieb: > Verlustarme Folienkondensatoren haben diesen Nachteil nicht. Ich vermute > mal, man wollte in Twente jede mögliche Quelle von Intermodulation > ausschließen. Danke für die Erklärung zu den Kondensatoren! Ich wette, die in Twente haben ganz einfach verschiedene Kondensator-Arten durchgetestet und beim Messen gesehen, dass der Folien-C die besten Ergebnisse liefert. > Der angehängte Screenshot zeigt die FFT des Ausgangssignals bei zwei 100 > mV Eingangssignalen von 5 und 7 MHz. > > Man sieht darin die beiden Anregungssignalen 5 und 7 MHz und in der > Frequenz links und rechts daneben die durch Intermodulation entstandenen > Produkte. Sehr cool, vielen Dank für das .asc-File und die Simulation!!! > Zum Verständnis von Intermodulation und zur Berechnng des > Interceptpunkts: > https://dc4ku.darc.de/Inband_Intermodulation.pdf Und Danke für den Link zum PDF. Bei Youtube gibt es auch ein paar gute Videos zum Thema. > Dann macht man eine Transientenanalyse des > Ausgangssignals. Rechtsklick in das grafische Ergebnisfeld, es öffnet > sich ein Kontextmenü. Auswählen: "View" > "FFT" Prima!
Da geht fast jeder medium Power PNP Transistor mit fT >200 MHz. Wie z. B. 2N2905, 2N2907, PZT2907, PXT2907. Es muss kein GHZ HF-Transistor sein.
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Daniel schrieb: > Hallo, Danke! > > Wulf D. schrieb: >> Mal Kapitel 7.3.2. durcharbeiten: das Zusammenbauen des BF998-Modells >> kannst du überfliegen, hatte ich schon beigelegt. Am Ende des Kapitels >> geht's um die Verzerrungen. > > Sicher, dass es 7.3.2 ist. Dort steht "7.3.2. Die Krönung: Erstellung > eines kompletten neuen Symbols mit *.subckt > als Modellbeschreibung" Doch schon: wie gesagt, am Ende des Kapitels. Musst halt nur zwei etwa gleich starke Signale ähnlicher Frequenz einspeisen, nicht nur eins. Aber da hat jetzt Almond schon eine Vorlage geliefert. Man kann das Ergebnis der FFT (die Peaks) sogar in LT-Spice automatisch verrechnen lassen, aber das habe ich jetzt nicht mehr parat. Braucht man zu selten. Daniel schrieb: > Einen BFQ149 oder einen 2N5583 aufzutreiben könnte interessant werden. Eine ähnliche Diskussion gab es schon mal hier, da werden weitere Ersatztypen genannt: Beitrag "BFG31 EOL, Ersatz?"
Wulf D. schrieb: > Eine ähnliche Diskussion gab es schon mal hier, da werden weitere > Ersatztypen genannt: > Beitrag "BFG31 EOL, Ersatz?" Der Verweis auf einen 8 Jahr alten Thread ist bei der Kurzlebigkeit des Halbleitermarktes nicht zielführend, der einzige in diesem Alt-Thread genannte Ersatztyp wäre der BFT93, der ist mittlerweile abgekündigt und auch von der Leistung her für die Anwendung als A-Betrieb Treiber für 50 Ohm nicht optimal. Daneben gibt es noch den Kleinsignal MPSH81 in TO92 und SOT23. Bitter, aber es gibt aus aktueller Fertigung fast keine diskreten HF-PNP Transistoren mit ft > 300 MHz mehr. Nur die Industriestandards wie xx2905, xx2907 xx3906 und ihre Derivate in verschiedenen Gehäusen sind noch sehr verbreitet. Das sind zwar keine dedizierten HF-Transistoren, aber für den KW-Bereich noch gut geeignet, da sie robust sind und sehr linear arbeiten. Wegen ihrer relativ hohen Eingangskapazität verlangen sie allerdings nach einer relativ niederohmigen Quelle.
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Al schrieb: > Der Verweis auf einen 8 Jahr alten Thread ist bei der Kurzlebigkeit des > Halbleitermarktes nicht zielführend, ... Entspann dich mal, für die Anwendung tut's auch 20 Jahre altes Material. Es geht um einen Si-BJT! Glaube kaum, dass sich da in den letzten 10 Jahren noch viel getan hat.
Wulf D. schrieb: > Glaube kaum, dass sich da in den letzten 10 Jahren noch viel getan hat. Da hat sich viel getan - diskrete PNP HF Transistoren sind ausgestorben; ohne Nachfolger. Es gibt keinen Markt mehr dafür.
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