Forum: HF, Funk und Felder Mini Whip Antenne FA, warum MOSFET statt jFET?


von Daniel (daniel3)


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Hallo,

warum wird bei der Mini Whip Antenne von Fumkamateur für 10 kHz - 30 MHz 
in der Eingangsstufe ein MOSFET BF998 statt einem jFET verwendet (wobei 
beim MOSFET G1 und G2 zusammengeschaltet sind)?

Und bringt die 10uH-Spule L2 wirklich etwas bei der Unterdrückung 
höherer Frequenzen?

Hier der Link zum Schaltbild:
https://www.box73.de/images/product_images/popup_images/4802_2.png

Und hier der Link zum Produkt:
https://www.box73.de/product_info.php?products_id=4802

Viele Grüße

von Herbert Z. (herbertz)


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Daniel schrieb:
> warum wird bei der Mini Whip Antenne von Fumkamateur für 10 kHz - 30 MHz
> in der Eingangsstufe ein MOSFET BF998 statt einem jFET verwendet (wobei
> beim MOSFET G1 und G2 zusammengeschaltet sind)?

Ich denke, das hängt damit zusammen, dass der J310 und der 2N5109 nicht 
mehr gebaut werden. Ich denke jede Ersatzbestückung mit nicht China 
nachbauten ist besser als die Fakes.

: Bearbeitet durch User
von Helmut -. (dc3yc)


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Dann verwende die SMD-Version MMBFJ310. Die gibt es noch etliche 10.000 
Mal z.B bei Mouser von Onsemi.

von Wulf D. (holler)


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Zwei Source- bzw Emitterfolger hintereinander?!
Vielleicht kennt jemand den Sinn dahinter.

von Al (almond)


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Wenn man sich etwas mit den Grundlagen der Schaltungstechnik eines FET 
auskennt, wird der Sinn schnell klar.

Die Spannungs-Verstärkung V eines FET Sourcefolgers (Drainschaltung) ist 
immer kleiner 1 und hängt von der Steilheit S des FET und dem Widerstand 
am Source (Sourcewiderstand // Lastwiderstand) ab.

vereinfacht ermittelt sich die Verstärkung nach: V = S x Rs

Wären am Source direkt 50 Ohm angeschlossen, würde das wegen des kleinen 
Rs eine negative Verstärkung (Dämpfung) von über 10 dB ergeben. Darum 
setzt man einen bipolaren Emitterfolger dahinter. Dessen hochohmiger 
Eingangswiderstand sorgt dafür, dass der Sourcewiderstand nicht belastet 
wird und die Dämpfung des FET nur noch bei wenigen dB liegt. Damit 
dieser Emitterfolger im A-Betrieb linear und intermodulationsarm 
arbeitet, braucht er zudem recht viel Ruhestrom. Üblich sind ca. 30...60 
mA.

: Bearbeitet durch User
von Marek N. (db1bmn)


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Einverstanden!
Aaaber: Q1 wird hier ja sogar mit ca. 28 Ohm am Source abgeschlossen.
Die Frage war eher, warum man den Q1 nicht direkt mit seiner Source das 
Antennenkabel und den Empfängereingang treiben lässt, sondern noch einen 
weiteren Emitterfolger spendiert inkl. schlechterer Anpassung mit 235 
Ohm?

Ich glaube, die "Minus-dB über alles" spielen hier eh keine große Rolle, 
weil die E-Feld-Sonde eh schon so einen schlechten Wirkungsgrad hat.

Mich stürt R9 mit 30 Ohm viel mehr!
Selbst bei einer 15 V-Versorgung werden an der Basis von Q2 keine 30 mV 
erreicht und dieser somit gar nicht aufgesteuert. Irgendwas ist das 
faul.

Die originale Mini-Whip von PA0RDT hat z.B. zur Arbeitspunkteinstellung 
einen Basisteiler von 2k2 zu 10k und somit eine Vorspannung von ca. 
10...12 V.

von Al (almond)


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Marek N. schrieb:
> Ich glaube, die "Minus-dB über alles" spielen hier eh keine große Rolle,
> weil die E-Feld-Sonde eh schon so einen schlechten Wirkungsgrad hat.

Das ist nicht richtig. Wirkungsgrad ist ein Leistungsverhältnis und 
spielt nur bei einer Sendeantenne eine Rolle. Bei einer aktiven 
Empfangsantenne ist es die die Rauschzahl, die eine maßgebliche Rolle 
spielt für die Empfindlichkeit. Und jedes dB Dämpfung ist eine 
Verschlechterung der Rauschzahl / Empfindlichkeit.

Etwas Stoff zum Nachlesen über die Grundlagen und Praxis von 
E-Feldantennen:

https://www.dl4zao.de/_downloads/Miniwhip-Kompendium_dl4zao.pdf

von Peter D. (peda)


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Wulf D. schrieb:
> Zwei Source- bzw Emitterfolger hintereinander?!
> Vielleicht kennt jemand den Sinn dahinter.

Das frage ich mich auch. Die Schaltung hat keinerlei 
Spannungsverstärkung, nur eine Impedanzwandlung.
Der FET sieht mit R9 eh schon 30R als Last, was soll der BJT noch 
dahinter?
Ich hätte eher eine Anpassung an das Koaxkabel vorgesehen.

von Al (almond)


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Peter D. schrieb:
> Der FET sieht mit R9 eh schon 30R als Last, was soll der BJT noch
> dahinter?

Dann rechne mal mit der Steilheit des FET aus, was bei 30 Ohm Souce Last 
an Übertragungs-Dämpfung (S21) rauskommt. FET Grundlagen sollte man 
schon beherrschen, sonst käme die Frage erst gar nicht auf.

von Daniel (daniel3)


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Helmut -. schrieb:
> Dann verwende die SMD-Version MMBFJ310. Die gibt es noch etliche 10.000
> Mal z.B bei Mouser von Onsemi.

So siehts aus.


Peter D. schrieb:
> Der FET sieht mit R9 eh schon 30R als Last, was soll der BJT noch
> dahinter?

Mein Verdacht ist, dass es sich bei R9 in Wahrheit um 30K handelt. Dann 
läge der Arbeitspunkt von Q2 auch deutlich besser.


Al schrieb:
> Dann rechne mal mit der Steilheit des FET aus, was bei 30 Ohm Souce Last
> an Übertragungs-Dämpfung (S21) rauskommt. FET Grundlagen sollte man
> schon beherrschen, sonst käme die Frage erst gar nicht auf.

Rechne doch mal vor, um uns alle zu erhellen.

von Georg S. (randy)


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Daniel schrieb:
> Hier der Link zum Schaltbild:
> https://www.box73.de/images/product_images/popup_images/4802_2.png

Ich könnte mir vorstellen dass R9 ein 30k Widerstand sein soll, nicht 30 
Ohm.

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Rechne doch mal vor, um uns alle zu erhellen.

bitte, zu besseren Übersicht von LTSpice exakt aus den Daten des 
MMBFJ310 gerechnet die Spannungs-übertragungsdämpfung.

Am 50 Ohm Ausgang (R5) über 12 dB Verlust.

als Sourcewiderstand wirken die Parallelschaltung von R1 und der Last 
R5.

oder als Überschlagsformel zur Abschätzung:
       Spannungsverstärkung V = S x R1//R5

die Steilheit S eines MMBFJ310 beträgt typisch zwischen 10 und 20 mS

: Bearbeitet durch User
von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Mein Verdacht ist, dass es sich bei R9 in Wahrheit um 30K handelt. Dann
> läge der Arbeitspunkt von Q2 auch deutlich besser.

Herr schick Hirn.
Bei so viel gedankenlos hingeplappertem Zeugs kann man sich nur noch am 
Kopf kratzen.

: Bearbeitet durch User
von B e r n d W. (smiley46)


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Das ist ein Tipfehler, R9 sollte vermutlich 30 kOhm haben.
Außerdem kommt mir der R6 mit 330 Ohm ziemlich hoch vor,
da würden 33 Ohm auch besser passen.

>Herr schick Hirn. Bei so viel gedankenlos hingeplappertem Zeugs..
??? Immer noch Kopf kratz

von Wulf D. (holler)


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B e r n d W. schrieb:
> Das ist ein Tipfehler, R9 sollte vermutlich 30 kOhm haben.
> Außerdem kommt mir der R6 mit 330 Ohm ziemlich hoch vor,
> da würden 33 Ohm auch besser passen.

Der R6 stört nicht mit den 330 Ohm, der Emitterfolger ist schon recht 
hochohmig.

Mal wieder doof, wie sich einzelne mit dämlichen Sprüchen daneben 
benehmen.

Hab die Schaltung von ganz oben in LT-Spice gepackt. Natürlich den Typo 
R9 auf 30k korrigiert. Das Ding war erst mal ein kräftiger Störsender 
auf knapp 40 MHz. Lag an L2 (10uH), also weggelassen. Lief dann 
ordentlich mit einer Verstärkung von -2,9dB an einem 50 Ohm Abschluß bei 
1 MHz.

Zum Vergleich einige Alternativen bezüglich Verstärkung getestet, mit 
den notwendigen Arbeitspunktanpassungen.
1
BF998 + BJT : -2,9dB
2
nur BF998   : -7,0dB
3
nur SST310  : -8,0dB
4
nur BJT     : -0,4dB

Der SST310 ist ein J-FET. Der BJT performt allein am besten, um den 
Preis eines etwas geringeren Eingangswiderstands. So schlimm ist der 
Emitterfolger aber auch nicht, so etwa 4k.
Keine Ahnung ob das die Feldsonde beeinflusst.

Bei Bedarf hänge ich die LT-Spice hier rein, incl BF998-Modell von NXP.

* Werte korrigiert

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Hab die Schaltung von ganz oben in LT-Spice gepackt.

Prima!

> Bei Bedarf hänge ich die LT-Spice hier rein, incl BF998-Modell von NXP.

Ja, sehr gerne!

> Das Ding war erst mal ein kräftiger Störsender
> auf knapp 40 MHz. Lag an L2 (10uH), also weggelassen.

Die Whip vom Uni Twente SDR benutzt da einen BN43-2402 mit 5 Windungen. 
Eventuell spielt das Kernmaterial für Schwingneigungsdämpfung eine 
Rolle.


> Der R6 stört nicht mit den 330 Ohm, der Emitterfolger ist schon recht
> hochohmig.

Gibt es da keine Probleme mit der parasitären Eingangskapazität des 
Emitterfolgers an der Basis?


Wulf D. schrieb:
> BF998 + BJT : -1,4dB
> nur BF998   : -7,0dB
> nur SST310  : -8,0dB
> nur BJT     : -0,4dB

Also
1. BF998 + BJT : -1,4dB -> jFET + Bipo
2. nur BF998   : -7,0dB -> nur jFET
3. nur SST310  : -8,0dB -> nur jFET
4. nur BJT     : -0,4dB ->  nur Bipo
?

Ist bei 4. dann die Eingangsimpedanz ausreichend hoch zum Betrieb mit so 
einer kleinen e-Feld-Sonde? Ich kann mir das gar nicht vorstellen.
Wie hast du die e-Feld-Sonde simuliert?

von Mario M. (thelonging)


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Wulf D. schrieb:
> So schlimm ist der
> Emitterfolger aber auch nicht, so etwa 4k.
> Keine Ahnung ob das die Feldsonde beeinflusst.

Eine E-Feld-Sonde mit 10 pF Kapazität hätte bei 100 kHz eine Impedanz 
von 160 kOhm. Mit 4 kOhm belastet bleibt vom Signal nicht viel übrig.

von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> 2. nur BF998   : -7,0dB -> nur jFET

Der BF998 ist ein MOSFET, kein Sperrschicht-FET. Sonst ist das richtig 
wiedergegeben, nur hatte ich die Werte nochmal etwas korrigiert.

> Ist bei 4. dann die Eingangsimpedanz ausreichend hoch zum Betrieb mit so
> einer kleinen e-Feld-Sonde? Ich kann mir das gar nicht vorstellen.
> Wie hast du die e-Feld-Sonde simuliert?

Mario M. schrieb:
> Eine E-Feld-Sonde mit 10 pF Kapazität hätte bei 100 kHz eine Impedanz
> von 160 kOhm. Mit 4 kOhm belastet bleibt vom Signal nicht viel übrig.

Ok, die Frage wäre damit beantwortet. Geht nicht ohne FET. Ob MOSFET 
oder J-FET besser ist, könnte man noch in der Simulation herausfinden.

Ich hatte zur Abschätzung des Eingangswiderstands einfach R5 so weit 
hochgefahren, bis die Verstärkung um 6dB abgefallen war.

Habe übrigens beim Anbieter von Feldsonden die Übertragungsfunktion über 
der Frequenz gefunden. Also wirklich, da kommt es auf die 4dB, die der 
BJT zusätzlich bringt, nicht mehr an.

In den Simulationen ist Transientenanalyse voreingestellt. Damit fand 
ich die unbeabsichtigte Schwingneigung.
Mit angepasster Spice-Direktive bei Bedarf auf AC-Simu umstellen.
Vorher den BF998 in den Ordnern /LTspiceXVII/lib bzw  /lib/sym kopieren.

Bei den "nur xyz" ist noch quick&dirty die zweite Transistorstufe z.T. 
noch leer drin, bei Bedarf löschen.

von Horst S. (Firma: Chaos Ltd) (hst)


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Das Verhalten von Source- und Emitterfolger ist deutlich komplizierter 
als man denkt. Aber dafür gibt es ja genügend Literatur im Internet 
(inclusive mögliches wildes Schwingen dieser Schaltungen).

Bei einem BF982 mit einer Steilheit von ca. 15mA/V (--> Ri~65 Ohm) habe 
ich bei einer Belastung mit 50 Ohm eine "Verstärkung" von -9db gemessen. 
Selbst bei der höheren Steilheit von ca. 20-25mA/V des BF998 dürften das 
dann immer noch so um -7db sein. Mit einem Eingangswiderstand des 
Emitterfolgers von ca. 10kOhm liegt die Verstärkung eher bei  -2db. Die 
Ausgangsimpedanz eines Emitterfolgers liegt bei wenigen Ohm (meist <5 
Ohm). Für eine Ausgangsimpedanz von 50 Ohm wird daher meistens ein 
Serienwiderstand von 43-47 Ohm eingefügt. Ist aber hier überflüssig, da 
es nur weitere db an Verlust bedeutet.

Die 30 Ohm sind, wie schon oben erwähnt, auf jeden Fall falsch. Ich 
tippe auch auf 30kOhm.

Edit:
Ups, da war einer schneller...

Die wilden Schwingungen können durch die unvermeidbaren Kapazitäten des 
FET/Transistors plus Streukapazitäten entstehen, die dann einen schönen 
Colpitts-Oszillator ergeben.

von Al (almond)


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Horst S. schrieb:
> Die 30 Ohm sind, wie schon oben erwähnt, auf jeden Fall falsch.

Ja klar, die sind falsch. Das ist der Basisspannungsteiler für den 
A-Betrieb Ruhestrom des Emitterfolgers. Das fällt sofort ins Auge, dass 
30 Ohm da nicht passen können. Ohne lange Diskussion. Abgesehen davon 
ist der Ruhestrom der Ausgangsstufe für ein ausreichendes 
Großsignalverhalten etwas gering bemessen.

Statt eines J310 oder MMBFJ310 bietet sich der CPH3910 als FET für eine 
E-Feld Sonde an. Den gibts seit kurzem auch bei Reichelt. Er hat eine 
Steilheit von 40 mS, geringes Rauschen und nur eine geringfügig ca. 1 pF 
höhere Eingangskapazität als ein MMBFJ310.

https://www.onsemi.com/download/data-sheet/pdf/cph3910-d.pdf

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Al schrieb:
> Statt eines J310 oder MMBFJ310 bietet sich der CPH3910 als FET für eine
> E-Feld Sonde an.

Gut zu wissen!


Wulf D. schrieb:
> In den Simulationen [...]

Danke für die LTspice-Files!


Das klingt unter dem Strich so, als könnte eine Mini Whip auch ohne den 
Emitterfolger auskommen, wenn man ein paar dB Einbruch in der 
Signalstärke hinnimmt?!
Wie stark wird der Rauschpegel durch den Emitterfolger angehoben?
Am Ende hat man bei einer Version nur mit jFET zwar 5dB weniger, dafür 
aber eine besseres SN-Ratio und kommt mit viel weniger Strom aus, was 
auch Batteriebetrieb oder Solarbetrieb leicht möglich machen würde???

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Das klingt unter dem Strich so, als könnte eine Mini Whip auch ohne den
> Emitterfolger auskommen, wenn man ein paar dB Einbruch in der
> Signalstärke hinnimmt?!

Das ist ein Nachteil, der zu verschmerzen wäre. Leider gibt es noch 
einen weiteren gravierenden Nachteil. Die Linearität eines Sourcefolgers 
bei niedrigem Sourcewiderstand von < 50 Ohm wird wegen des dabei 
verursachten ausgeprägten aussteuerungsabhängigen Offset zwischen Ein- 
und Ausgangsspannung beeinträchtig. Die dadurch hervorgerufenen 
unlinearen Verzerrungen verursachen Intermodulation, der IP3 wird 
schlechter. Und der ist ein Schlüsselparameter für eine aktive 
E-Feldantenne. Professionelle E-Feld Aktivantennen arbeiten daher auf 
eine Konstantstromquelle als Sourceimpedanz und haben vor der Gegentakt- 
Emitterfolger Ausgangsstufe sogar noch eine Pufferstufe.

Es gab in den 90ern mal eine teuere Aktivantenne, die DX-One von 
RF-Systems. Die arbeitete mit 24 V und einem Hochstrom FET direkt auf 50 
Ohm Last. Dennoch war ihr Großsignalverhalten nur mittelmäßig.

> Wie stark wird der Rauschpegel durch den Emitterfolger angehoben?

Das Rauschen des Emitterfolgers ist unwesentlich gegenüber dem 
Spannungsrauschen des FET Eingangs. Die hochohmigen Widerstände für die 
FET Vorspannung tragen mit ihrem thermischen Johnson-Nyquist Rauschen 
überwiegend zum Gesamtrauschen bei. Dazu kommt die von der Steilheit und 
der Sourceimpedanz abhängige und unvermeidliche negative Verstärkung des 
Sourcefolgers, die sich in dB als zusätzliche Verschlechterung der 
Rauschzahl auswirkt. Und dann noch die Dämpfung des Emitterfolgers und 
dessen Eigenrauschen, das auch noch einige dB beiträgt. Addiert man das 
alles, so kommt so eine einfache Miniwhip Schaltung mit FET und 
Emitterfolger auf überschlägig >15 dB Rauschzahl.

Bei tiefen Frequenzen ist das nicht wesentlich, da das externe Rauschen 
höher liegt. Aber oberhalb von 10 MHz macht sich das Eigenrauschen 
zunehmend im SNR bemerkbar.

> Am Ende hat man bei einer Version nur mit jFET zwar 5dB weniger, dafür
> aber eine besseres SN-Ratio und kommt mit viel weniger Strom aus, was
> auch Batteriebetrieb oder Solarbetrieb leicht möglich machen würde???

Das ist aus den vorstehend genannten Gründen leider ein Trugschluss. 
Wäre dem so, wären sicher schon andere vorher auch draufgekommen.

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Danke Al für die ausführliche Erklärung!

Al schrieb:
> Das ist ein Nachteil, der zu verschmerzen wäre. Leider gibt es noch
> einen weiteren gravierenden Nachteil. Die Linearität eines Sourcefolgers
> bei niedrigem Sourcewiderstand von < 50 Ohm wird wegen des dabei
> verursachten ausgeprägten aussteuerungsabhängigen Offset zwischen Ein-
> und Ausgangsspannung beeinträchtig. Die dadurch hervorgerufenen
> unlinearen Verzerrungen verursachen Intermodulation, der IP3 wird
> schlechter.

Ok, alles klar, das hatte ich nicht bedacht. Dann wird auch 
verständlich, warum der große "Heizaufwand" am Emitterfolger betrieben 
wird.

Eventuell fällt R6 deswegen auch relativ groß aus (330R), um solche 
Effekte weiter zu vermindern.
https://www.box73.de/images/product_images/popup_images/4802_2.png


> Professionelle E-Feld Aktivantennen arbeiten daher auf
> eine Konstantstromquelle als Sourceimpedanz

Solche Schaltbilder waren mir auch schon aufgefallen, jetzt wird klar, 
warum (z.B. bei der "Blue-Whip").


> Die hochohmigen Widerstände für die
> FET Vorspannung tragen mit ihrem thermischen Johnson-Nyquist Rauschen
> überwiegend zum Gesamtrauschen bei.

Ist es dann überhaupt empfehlenswert, dort mit Widerständen um 10M zu 
hantieren? Dann wären doch die Versionen mit 1M am Gate vom Rauschen her 
besser!?

von Daniel (daniel3)


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Dann hätte ich noch eine Frage zu der Schaltung im Anhang, "Verbesserte 
Mini-Whip – verwendet am Web-SDR T".

Bringt der bipolare Transistor hier eine echte Spannungsverstärkung, 
oder ist es auch ein reiner Impedanzwandler?
(ist das eigentlich eine Kaskode?)

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Bringt der bipolare Transistor hier eine echte Spannungsverstärkung,
> oder ist es auch ein reiner Impedanzwandler?

Der bipolare Emitterfolger hat nur die Aufgabe dem FET Sourcefolger 
einen hohen Eingangswiderstand von ca. 2 ... 10 KOhm anzubieten, damit 
er im linearen Bereich arbeiten kann. Der Emitterfolger hat die Aufgabe, 
die Leistung zu verstärken, so dass 50 Ohm Last getrieben werden können. 
Der Emitterfolger macht zwar eine Spannungsverstärkung von etwas kleiner 
als 1 aber dafür eine hohe Leistungsverstärkung.

Eine Kaskode ist wieder was Anderes. Das sind meist zwei FET (früher 
waren es Röhren), die in Serie geschaltet sind, um die Miller Kapazität 
zu eliminieren und die Bandbreite dadurch zu erhöhen. Ein Dual-Gate Fet 
ist zum Beispiel eine Art von integrierter Kaskodenschaltung.

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Eine Kaskode ist das nicht, das wäre eine Kombination aus Emitter 
(Source-) und Basisschaltung.

Das hier ist eine Kombination aus einer stark gegengekoppelten Source- 
und Kollektorschaltung.

Ob die in Deiner Anwendung mehr bringt als Drain- und Kollektorschaltung 
wie oben ausführlich diskutiert kann ich nicht sagen.

Versuchs doch auch mal mit Simulation!

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Dann hätte ich noch eine Frage zu der Schaltung im Anhang, "Verbesserte
> Mini-Whip – verwendet am Web-SDR T".

Hab mal etwas gestöbert: Diese Schaltung ist quasi ein kleiner Einfach 
Operationsverstärker. So wie sie in deinem weiter oben zitierten Bild 
gezeichnet ist, macht sie keine Verstärkung, da 100 % Gegenkopplung. 
Fügt man zwischen Kollektor und Source einen Widerstand ein, ergibt das 
mit dem 100 Ohm Widerstand gegen Masse einen Spannungsteiler für die 
Gegenkopplung. Werden z.B. nur noch 50 % Spannung gegengekoppelt, macht 
die Schaltung eine Verstärkung von 2.

Mehr zu dieser Schaltung findet sich auf Seite 8 in der alten National 
Semiconductor (heute TI) Application Note als "High Impedance Low 
Capacitance Wideband Buffer":
https://www.ti.com/lit/an/snoa620/snoa620.pdf?ts=1757000828402

Auszug daraus im angehängten Bild: links mit 100% Gegenkopplung, rechts 
mit geteilter Gegenkopplung und der Formel für die Spannungsverstärkung

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Versuchs doch auch mal mit Simulation!

Danke für die Infos! Das zu Simulieren ist eine gute Idee und ich habe 
mir die .asc-Files, die du weiter oben netterweise gepostet hast, auch 
schon in LTspice angeschaut.
Mir fehlt jedoch leider das Wissen, wie man dort die Intercept Points 
ermitteln oder anzeigen lassen kann. Ist das kompliziert?


Al schrieb:
> Hab mal etwas gestöbert: Diese Schaltung ist quasi ein kleiner Einfach
> Operationsverstärker. So wie sie in deinem weiter oben zitierten Bild
> gezeichnet ist, macht sie keine Verstärkung, da 100 % Gegenkopplung.

Danke für die Schaltbilder und die gute Erklärung dazu. Mit dem 
Rückkopplungswiderstand R2 im rechten Schaldbild wird die Funktion 
deutlich.

Al schrieb:
> https://www.ti.com/lit/an/snoa620/snoa620.pdf?ts=1757000828402

Coole App-Note, da finden sich auch noch andere interessante 
FET-Schaltungen.

von Daniel (daniel3)


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Ach so, eine Frage habe ich noch zu dieser Schaltung. Warum wird dort am 
Ausgang explizit ein Folienkondensator verlangt?
(in dem Bild links neben dem Schaltplan sieht man auch einen roten 
Klotz, wahrscheinlich ein MKT-Folienkondensator)

So ein Folien-C mit 470nF hat doch bestimmt schon eine ziemlich hohe 
parasitäre Induktivität?!
Normalerweise findet man an der Stelle irgendwelche Kerkos.

von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:

> Mir fehlt jedoch leider das Wissen, wie man dort die Intercept Points
> ermitteln oder anzeigen lassen kann. Ist das kompliziert?
>
https://www.gunthard-kraus.de/LTSwitcherCAD/LTSpice%20XVII%20_Tutorial_korr.pdf

Mal Kapitel 7.3.2. durcharbeiten: das Zusammenbauen des BF998-Modells 
kannst du überfliegen, hatte ich schon beigelegt. Am Ende des Kapitels 
geht's um die Verzerrungen.

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Ach so, eine Frage habe ich noch zu dieser Schaltung. Warum wird dort am
> Ausgang explizit ein Folienkondensator verlangt?

Keramikkondensatoren der Klassen 2 und 3 weisen mehr oder weniger eine 
aussteuerungsabhängige Unlinearität und Verluste auf. Klasse 2 Material 
X7R ist diesbezüglich noch am besten. Die Materialien Klasse 3 mit hoher 
Dielektrizitätszahl sind schlechter. Einzig Klasse 1 
Keramikkondensatoren  (NP0, C0G) haben diesen Nachteil nicht, die gibt 
es aber wegen der kleinen Dielektrizitätszahl nur für kleine 
Kapazitätswerte, selten über 10 nF.

Verlustarme Folienkondensatoren haben diesen Nachteil nicht. Ich vermute 
mal, man wollte in Twente jede mögliche Quelle von Intermodulation 
ausschließen. Die parasitäre Kapazität eines Folienkondensators lässt 
sich verschmerzen, wenn die dadurch hervorgerufene Selbstresonanz 
oberhalb des angestrebten Nutzfrequenzbereiches liegt.

Damit die nutzbare Frequenz der Aktivantenne bis runter in den kHz 
Bereich reicht ohne im Pegel zu sehr abzufallen, darf der kapazitive 
Blindwiderstand nicht zu groß sein, da der Ausgangskoppelkondensator mit 
der Last von 50 Ohm einen Hochpass bildet. Man braucht einen hohen 
Kapazitätswert, wie hier 470 nF.

: Bearbeitet durch User
von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Das zu Simulieren ist eine gute Idee und ich habe
> mir die .asc-Files, die du weiter oben netterweise gepostet hast, auch
> schon in LTspice angeschaut.
> Mir fehlt jedoch leider das Wissen, wie man dort die Intercept Points
> ermitteln oder anzeigen lassen kann. Ist das kompliziert?


Nur beim ersten mal scheint es kompliziert, man sollte allerdings die 
Grundlagen zum Thema IM kennen. Man muss eine zweite Signalquelle für 
das Zweitonsignal einfügen. Dann macht man eine Transientenanalyse des 
Ausgangssignals. Rechtsklick in das grafische Ergebnisfeld, es öffnet 
sich ein Kontextmenü. Auswählen: "View" > "FFT"

Der angehängte Screenshot zeigt die FFT des Ausgangssignals bei zwei 100 
mV Eingangssignalen von 5 und 7 MHz.

Man sieht darin die beiden Anregungssignalen 5 und 7 MHz und in der 
Frequenz links und rechts daneben die durch Intermodulation entstandenen 
Produkte.

Aus den bekannten und im Web veröffentlichten Formeln zur Umrechnung von 
Signalpegel und Intermodulationsabstand lässt sich der IP3 errechnen.

Zum Verständnis von Intermodulation und zur Berechnng des 
Interceptpunkts:
https://dc4ku.darc.de/Inband_Intermodulation.pdf

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Hallo, Danke!

Wulf D. schrieb:
> Mal Kapitel 7.3.2. durcharbeiten: das Zusammenbauen des BF998-Modells
> kannst du überfliegen, hatte ich schon beigelegt. Am Ende des Kapitels
> geht's um die Verzerrungen.

Sicher, dass es 7.3.2 ist. Dort steht "7.3.2. Die Krönung: Erstellung 
eines kompletten neuen Symbols mit *.subckt
als Modellbeschreibung"

Meine LTspice-Version ist 24.1.9, hoffe, das Tutorial ist noch 
kompatibel.
https://www.gunthard-kraus.de/LTSwitcherCAD/LTSpice%20XVII%20_Tutorial_korr.pdf


Al schrieb:
> Verlustarme Folienkondensatoren haben diesen Nachteil nicht. Ich vermute
> mal, man wollte in Twente jede mögliche Quelle von Intermodulation
> ausschließen.

Danke für die Erklärung zu den Kondensatoren! Ich wette, die in Twente 
haben ganz einfach verschiedene Kondensator-Arten durchgetestet und beim 
Messen gesehen, dass der Folien-C die besten Ergebnisse liefert.


> Der angehängte Screenshot zeigt die FFT des Ausgangssignals bei zwei 100
> mV Eingangssignalen von 5 und 7 MHz.
>
> Man sieht darin die beiden Anregungssignalen 5 und 7 MHz und in der
> Frequenz links und rechts daneben die durch Intermodulation entstandenen
> Produkte.

Sehr cool, vielen Dank für das .asc-File und die Simulation!!!


> Zum Verständnis von Intermodulation und zur Berechnng des
> Interceptpunkts:
> https://dc4ku.darc.de/Inband_Intermodulation.pdf

Und Danke für den Link zum PDF. Bei Youtube gibt es auch ein paar gute 
Videos zum Thema.


> Dann macht man eine Transientenanalyse des
> Ausgangssignals. Rechtsklick in das grafische Ergebnisfeld, es öffnet
> sich ein Kontextmenü. Auswählen: "View" > "FFT"

Prima!

von Daniel (daniel3)


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Einen BFQ149 oder einen 2N5583 aufzutreiben könnte interessant werden.

von Al (almond)


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Da geht fast jeder medium Power PNP Transistor mit fT  >200 MHz.  Wie z. 
B.  2N2905, 2N2907, PZT2907, PXT2907. Es muss kein GHZ HF-Transistor 
sein.

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> Hallo, Danke!
>
> Wulf D. schrieb:
>> Mal Kapitel 7.3.2. durcharbeiten: das Zusammenbauen des BF998-Modells
>> kannst du überfliegen, hatte ich schon beigelegt. Am Ende des Kapitels
>> geht's um die Verzerrungen.
>
> Sicher, dass es 7.3.2 ist. Dort steht "7.3.2. Die Krönung: Erstellung
> eines kompletten neuen Symbols mit *.subckt
> als Modellbeschreibung"

Doch schon: wie gesagt, am Ende des Kapitels. Musst halt nur zwei etwa 
gleich starke Signale ähnlicher Frequenz einspeisen, nicht nur eins. 
Aber da hat jetzt Almond schon eine Vorlage geliefert.

Man kann das Ergebnis der FFT (die Peaks) sogar in LT-Spice automatisch 
verrechnen lassen, aber das habe ich jetzt nicht mehr parat. Braucht man 
zu selten.

Daniel schrieb:
> Einen BFQ149 oder einen 2N5583 aufzutreiben könnte interessant werden.
Eine ähnliche Diskussion gab es schon mal hier, da werden weitere 
Ersatztypen genannt:
Beitrag "BFG31 EOL, Ersatz?"

von Al (almond)


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Wulf D. schrieb:
> Eine ähnliche Diskussion gab es schon mal hier, da werden weitere
> Ersatztypen genannt:
> Beitrag "BFG31 EOL, Ersatz?"

Der Verweis auf einen 8 Jahr alten Thread ist bei der Kurzlebigkeit des 
Halbleitermarktes nicht zielführend, der einzige in diesem Alt-Thread 
genannte Ersatztyp wäre der BFT93, der ist mittlerweile abgekündigt und 
auch von der Leistung her für die Anwendung als A-Betrieb Treiber für 50 
Ohm nicht optimal. Daneben gibt es noch den Kleinsignal MPSH81 in TO92 
und SOT23. Bitter, aber es gibt aus aktueller Fertigung fast keine 
diskreten HF-PNP Transistoren mit ft > 300 MHz mehr.

Nur die Industriestandards wie xx2905, xx2907 xx3906 und ihre Derivate 
in verschiedenen Gehäusen sind noch sehr verbreitet. Das sind zwar keine 
dedizierten HF-Transistoren, aber für den KW-Bereich noch gut geeignet, 
da sie robust sind und sehr linear arbeiten. Wegen ihrer relativ hohen 
Eingangskapazität verlangen sie allerdings nach einer relativ 
niederohmigen Quelle.

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Al schrieb:
> Der Verweis auf einen 8 Jahr alten Thread ist bei der Kurzlebigkeit des
> Halbleitermarktes nicht zielführend, ...

Entspann dich mal, für die Anwendung tut's auch 20 Jahre altes Material. 
Es geht um einen Si-BJT!
Glaube kaum, dass sich da in den letzten 10 Jahren noch viel getan hat.

von Al (almond)


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Wulf D. schrieb:
> Glaube kaum, dass sich da in den letzten 10 Jahren noch viel getan hat.

Da hat sich viel getan - diskrete PNP HF Transistoren sind ausgestorben; 
ohne Nachfolger. Es gibt keinen Markt mehr dafür.

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Doch schon: wie gesagt, am Ende des Kapitels. Musst halt nur zwei etwa
> gleich starke Signale ähnlicher Frequenz einspeisen, nicht nur eins.

Da war ich wegen der Überschrift etwas verwirrt, jetzt habe ich es, 
Danke.


Al schrieb:
> Da hat sich viel getan - diskrete PNP HF Transistoren sind ausgestorben;
> ohne Nachfolger. Es gibt keinen Markt mehr dafür.

Die Preise sagen alles, wenn man mal bei Ebay und Co guckt.

> Da geht fast jeder medium Power PNP Transistor mit fT  >200 MHz.

Im Bastelschrank habe ich noch ein paar Exemplare BF451 gefunden.
BF451:  300mW 25mA 40V 350MHz
Der BFQ149 vom Twente SDR hat eine Ptot von 1W.
Da liegt sozusagen der Faktor 3,3 dazwischen.

Der weiter oben vorgeschlagene BFT93 hat aber auch nur 300mW.
Eventuell wäre der BF451 einen Versuch wert, was sagt ihr?

von Al (almond)


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Wie oben schon vorgeschlagen:
PXT2207 (SOT223, 2W)
oder PZT2207 (SOT89, 1,5 W)

von Daniel (daniel3)


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Für PXT2207 und PZT2207 finde ich keine Bezugsquelle und 2N2905, 2N2907 
haben etwas große Eingangskapazitäten, wobei das ja wie oben gesagt 
nicht unbedingt eine Rolle spielen muss.
Ich überlege mal, was ich da mache.

Vielen Dank für eure Hilfe!

von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> Im Bastelschrank habe ich noch ein paar Exemplare BF451 gefunden.
> BF451:  300mW 25mA 40V 350MHz
> Der BFQ149 vom Twente SDR hat eine Ptot von 1W.
> …
> Eventuell wäre der BF451 einen Versuch wert, was sagt ihr?

Mit nur 25mA wird es am 50 Ohm Abschluss eng. Den würde ich nicht 
nehmen.

Gibt noch uralt-Kleinleistungsransistoren wie BD140 mit einer 
Transitfrequenz von 160 MHz. Die sind noch überall für wenige ct 
erhältlich.

Aber auch das würde ich eher nicht verbauen. Dann schon eher einen 
P-Kanal FET, ohne dir jetzt einen Typ ad hoc nennen zu können.

von Wulf D. (holler)


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Wenn du jetzt unbedingt diese Schaltung aus gegengekoppelter Source- und 
einer Kollektorschaltung verwenden willst, und die alternativen 
PNP-HF-Treibertransistoren nicht mehr auftreiben kannst, geht auch ein 
NPN-Transistor für die Kollektorschaltung.

Ist nicht so elegant wie mit der direkten DC-Kopplung, aber dann nimm 
halt zwei Widerstände mehr für den Basisspannungsteiler und einen 
Kondensator für die Kopplung.

Ist praktisch das gleiche in grün.

von Al (almond)


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Wulf D. schrieb:
> Wenn du jetzt unbedingt diese Schaltung aus gegengekoppelter
> Source- und
> einer Kollektorschaltung verwenden willst, und die alternativen
> PNP-HF-Treibertransistoren nicht mehr auftreiben kannst, geht auch ein
> NPN-Transistor für die Kollektorschaltung.

> Ist praktisch das gleiche in grün.

Das Gleiche in Grün könntest du uns am praktischen Beispiel zeigen, wie 
das aussehen soll. Am besten als LT-Spice Sim gezeichnet, du bist ja 
offenbar damit vertraut. Damit könnte man bequem nachprüfen, ob es sich 
auch gleich verhält.

Daniel schrieb:
> Ich überlege mal, was ich da mache.

Die Schaltung hat gerade mal zwei Handvoll Bauelemente. In der Zeit in 
der du mal überlegst, könntest du sie schon lange mit Standard Typen aus 
der Bastelkiste im Manhattan-Style oder auf dem Steckbrett aufgebaut und 
ausprobiert haben. Genug Information hast du ja mittlerweile bekommen.

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Al schrieb:
> Das Gleiche in Grün könntest du uns am praktischen Beispiel zeigen, wie
> das aussehen soll.

Das würde mich jetzt auch interessieren. Landet man dann nicht 
automatisch bei der (mehr oder weniger) Urversion der Mini Whip?
https://www.dl4zao.de/_downloads/Miniwhip_reloaded.pdf

Al schrieb:
> Die Schaltung hat gerade mal zwei Handvoll Bauelemente. In der Zeit in
> der du mal überlegst, könntest du sie schon lange mit Standard Typen aus
> der Bastelkiste im Manhattan-Style oder auf dem Steckbrett aufgebaut und
> ausprobiert haben. Genug Information hast du ja mittlerweile bekommen.

Sorry, dass ich nicht direkt mit Ergebnissen aufwarten kann. Die Platine 
selber ist im Manhattan-Style sicher schnell aufgebaut. Die Ferrite sind 
aber noch nicht eingetroffen und der Leistungstransistor ist noch nicht 
klar.
Für einen Kurztest kann man die Whip wahrscheinlich (hoffentlich) 
einfach an einem Stock aus dem Fenster halten (eventuell plus 
Mantelwellensperre am Empfängereingang), der geerdete Mastaufbau nimmt 
wahrscheinlich die meiste Zeit in Anspruch.

Diese drei PNP-Leistungstypen habe ich noch im Regal gefunden:

1. BD140-16 (ST)  - C(be) = 128pF
2. KF517B (Tesla) - C(be) =  41pF
3. SF117A (RFT)   - C(be) =  20pF

(Die Kapazitäten von Hand mit C-Meter ermittelt)

Die werden dann einfach in der Praxis durch Umlöten durchgetestet, so 
der Plan.

(auch könnte man versuchen, zwei selektierte und parallel geschaltete 
BF451 zu testen)

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> Al schrieb:
>> Das Gleiche in Grün könntest du uns am praktischen Beispiel zeigen, wie
>> das aussehen soll.
>
> Das würde mich jetzt auch interessieren. Landet man dann nicht
> automatisch bei der (mehr oder weniger) Urversion der Mini Whip?

So ähnlich, allerdings bei einer Source- und nicht Drain-Schaltung beim 
ersten Transistor. Man muss sorgfältiger dimensionieren, sonst fängt man 
sich unerwünscht viele Mischprodukte ein.
Die obige Schaltung mit FET und PNP ist da völlig unkritisch, der 
Arbeitspunkt stellt sich optimal ein. Zumindest in der Version im Bild 
hat die aber auch nur Dämpfung und keine Verstärkung.

Ist die Frage, was Du eigentlich suchst?

Möchtest Du einen Sondenverstärker mit Spannungsverstärkung?
Oder nur einen möglichst einfachen Impedanzwandler mit möglichst 
geringen Oberwellenprodukten?

Nehme an letzteres: da könnte ich die FFTs bei Speisung mit zwei gleich 
starken Quellen ähnlicher Frequenz der hier diskutierten Schaltungen 
zeigen, falls gewünscht.

von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Oder nur einen möglichst einfachen Impedanzwandler mit möglichst
> geringen Oberwellenprodukten?

Ganz kurz, genau, einfacher, zuverlässiger Impedanzwandler mit wenig 
Oberwellenprodukten.

Wulf D. schrieb:
> Nehme an letzteres: da könnte ich die FFTs bei Speisung mit zwei gleich
> starken Quellen ähnlicher Frequenz der hier diskutierten Schaltungen
> zeigen, falls gewünscht.

Das wäre natürlich super! Könntest du das eventuell direkt mit einem 
BD140-16 simulieren (ich vermute, dass das Ergebnis auch andere 
HF-Bastler interessieren würde - sind die 130pF Cbe noch akzeptabel oder 
nicht)?

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Al schrieb:
> Einzig Klasse 1 Keramikkondensatoren  (NP0, C0G) haben diesen Nachteil
> nicht, die gibt es aber wegen der kleinen Dielektrizitätszahl nur für
> kleine Kapazitätswerte, selten über 10 nF.

Naja, kann man schon auch bekommen, sind halt dann nicht ganz so winzig:

https://pim.murata.com/en-global/pim/details/?productCategoryId=ceramicCapacitorSMD&partNum=GRM31C5C1E474GE01%23

(Hatte mich jetzt selbst mal interessiert.)

von Al (almond)


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> Wulf D. schrieb:
>> Wenn du jetzt unbedingt diese Schaltung aus gegengekoppelter
>> Source- und
>> einer Kollektorschaltung verwenden willst, und die alternativen
>> PNP-HF-Treibertransistoren nicht mehr auftreiben kannst, geht auch ein
>> NPN-Transistor für die Kollektorschaltung.
>
>> Ist praktisch das gleiche in grün.

Al schrieb:
> Das Gleiche in Grün könntest du uns am praktischen Beispiel zeigen, wie
> das aussehen soll. Am besten als LT-Spice Sim gezeichnet, du bist ja
> offenbar damit vertraut.


Dachte ich mir, dass da nichts Konkretes rumkommt. War mal wieder nur 
heiße Luft.

Macht mal weiter Jungs.

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Al schrieb:
>> Wulf D. schrieb:
>>> Wenn du jetzt unbedingt diese Schaltung aus gegengekoppelter
>>> Source- und
>>> einer Kollektorschaltung verwenden willst, und die alternativen
>>> PNP-HF-Treibertransistoren nicht mehr auftreiben kannst, geht auch ein
>>> NPN-Transistor für die Kollektorschaltung.
>>
>>> Ist praktisch das gleiche in grün.
>
> Al schrieb:
>> Das Gleiche in Grün könntest du uns am praktischen Beispiel zeigen, wie
>> das aussehen soll. Am besten als LT-Spice Sim gezeichnet, du bist ja
>> offenbar damit vertraut.
>
>
> Dachte ich mir, dass da nichts Konkretes rumkommt. War mal wieder nur
> heiße Luft.
>
> Macht mal weiter Jungs.

Bist schon ein echter Schwätzer.
Der Kollege interessiert sich nicht für den Spannungsverstärker.

von Al (almond)


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An die Arbeit. Der "Kollege" wartet auf deine Simulation.

von Wulf D. (holler)



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Geht klar, soweit ich Modelle fand. Leider keine vom KF517B und SF117A.
Den 2N2905 liefert LT-Spice frei Haus, den BD140 gibts im Netz. 
Vielleicht auch die beiden oben genannten bei intensiverer Suche. Wenn's 
jemand findet, her damit oder selbst einbauen.

Bei der "Twente-Schaltung" hatte ich erst nicht richtig hingesehen und 
einen Emitterfolger gesehen. Ist tatsächlich eine Emitterschaltung und 
so ist die Verstärkung über alles ziemlich genau 1. Also etwas mehr 
Pegel als die genannte im Eröffnungspost.

Zu den Simulationen:
- links die Schaltung der Eröffnung
- Mitte Twente mit 2N2905A
- rechts Twente mit BD140

Oben die FFT mit Anregung 1MHz + 1,1MHz, unten der Frequenzgang 
0,1-30MHz.
Seitens Mischprodukte geben sich die Schaltungen kaum etwas, sind alle 
sehr, sehr ordentlich.

Beim Frequenzgang sieht man, dass der BD140 hier keinen Sinn macht.

-6db im Frequenzgang ergeben sich aus dem jeweils 1k Innenwiderstand der 
Generatoren, also ein 1:1 Spannungsteiler. Ich hatte die aus 
Bequemlichkeit bei der AC-Analyse drin gelassen, stören sonst nicht. War 
auch so schon ein ziemlicher Aufwand.

von Wulf D. (holler)


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Fast vergessen: die Variante mit gegengekoppelter Drainschaltung und 
NPN-Emitterfolger. Obwohl die in dieser Dimensionierung rund 3dB 
Spannungsverstärkung hat, würde ich die aus den schon oben genannten 
Gründen nicht verwenden.

Die Dimensionierung ist etwas kritisch und so noch nicht optimiert.

von Al (almond)


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Keine Äpfel mit Birnen vergeleichen. Das ist nicht die Twente Schaltung. 
Man kann nicht einfach einen PNP Transistor in Emitterschaltung durch 
einen NPN Emitterfolger ersetzen und glauben, das wäre das Gleiche. Da 
darf man sich nicht wundern, wenn das nicht richtig geht.

Die FFT zeigt zudem einen sehr schlechten IP3 von um die 0 dBm. Die 
Simulation ist suboptimal, denn man sollte nicht einfach zwei 
Spannungsquellen mit einem künstlichen Innenwiderstand von 1 K Ohm 
parallel schalten, um ein Zweitonsignal zu simulieren. Der Ri der 
zweiten Quelle belasttt die erste Quelle. Eine Spannungsquelle in Spice 
hat 0 Ohm Inenwiderstand, die kann man in übereinander in Serie 
schalten.

Bei LTSpice gilt: Garbage in - Garbage out. Das mit dem Intermodulation 
simulieren üben wir noch.

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Da kommt exakt das gleiche raus. Da fehlen wohl ein paar theoretische 
Grundlagen der Elektrotechnik.

Aber egal, da liegt wohl noch was anderes bei dir im Argen.

von Al (almond)


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Wulf D. schrieb:
> Da kommt exakt das gleiche raus. Da fehlen wohl ein paar theoretische
> Grundlagen der Elektrotechnik.

Macht nichts, die bringst du uns bei.

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Könntet ihr bitte eure gegenseitigen Belehrungen offline durchführen? 
Die gehören nicht in den Thread.

von Daniel (daniel3)


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Hallo Leute!

Erst mal großen Dank an Wulf für die Mühe mit den vielen Simulationen!

Jörg W. schrieb:
> Könntet ihr bitte eure gegenseitigen Belehrungen offline durchführen?
> Die gehören nicht in den Thread.

Ansonsten schließe ich mich Jörg an.

Ich wundere mich ein bisschen, dass es überhaupt dazu gekommen ist. Das 
hier ist ja ein Forum für den Austausch über Elektronikthemen und 
Artverwandtes. Da kann jeder erst mal seine Ansichten zum 
Elektronik-Thema posten und dann kann das kontrovers diskutiert werden. 
Manchmal kommt man zu einem Konsens, manchmal nicht, manchmal werden 
suboptimale Lösungen als beste Lösungen präsentiert, kann alles sein und 
manchmal muss man das wider besseren Wissens aushalten. Aber letztlich 
geht es doch darum, Horizonte zu erweitern und das braucht seine Zeit 
und manchmal auch verschlungene Pfade.


Zu den Kondensatoren:

Jörg W. schrieb:
> Naja, kann man schon auch bekommen, sind halt dann nicht ganz so winzig:
>
> 
https://pim.murata.com/en-global/pim/details/?productCategoryId=ceramicCapacitorSMD&partNum=GRM31C5C1E474GE01%23

Das geht ja fast noch von der Größe her.

Zu der Twente-Whip ist mir noch aufgefallen, dass es mit dem einen 
Folien-C an der Whip selber nicht getan ist. Man braucht ja noch einen 
weiteren Folien-C zum Auskoppeln der 12V am Empfängereingang. Und dann 
ist die nächste Frage, was für Kondensatoren im HF-Signalweg des 
Empfängers sitzen.

Man kann das noch weiter spinnen: ich habe hier nur recht große, rote 
0,22uF 400V MKP Kondensatoren, soll ich da nun jeweils zwei von 
parallelschalten? Oder lieber im Vergleich dazu winzigkleine Folien-Cs 
nehmen mit 470nF und 100V?

(beim Testaufbau nehme ich erst mal die roten 220nF einzeln)

Ein bisschen steht nun auch die Frage im Raum, ob X7R-Cs bessere 
Übertragungseigenschaften haben, wenn man sie vorspannt (erinnert ein 
wenig an diverse ElKo-Diskussionen).

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Daniel schrieb:
> Oder lieber im Vergleich dazu winzigkleine Folien-Cs nehmen mit 470nF
> und 100V?

Kleinere dürften weniger Eigeninduktivität haben.  Die MKPs sind ja für 
ganz andere Dinge gut.

von Al (almond)


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Da musst du mal überlegen.

von Daniel (daniel3)


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Noch mal Danke für die Simulationen, das glaube ich gerne, dass das viel 
Arbeit war!

Wulf D. schrieb:
> Oben die FFT mit Anregung 1MHz + 1,1MHz, unten der Frequenzgang
> 0,1-30MHz.
> Seitens Mischprodukte geben sich die Schaltungen kaum etwas, sind alle
> sehr, sehr ordentlich.
>
> Beim Frequenzgang sieht man, dass der BD140 hier keinen Sinn macht.

Habe mir das auch noch mal genauer angeschaut. Der BD140 läuft ja 
eigentlich super, aber nur bis 10MHz.
In einer Tabelle von 1990 habe ich gesehen, dass der BD140 dort eine fT 
von 60MHz hat (leider ist dort keine Cbe vermerkt).

Eventuell haben die neueren Exemplare wie meins eine deutlich höhere fT 
(beim Googlen findet man Angaben bis zu 160MHz).

Weißt Du zufällig, welcher Kapazitätswert für Cbe im verwendeten Modell 
für den BD140 angegeben ist?
(bei meinem sind es gemessen ca. 130pF)


Die nächste Frage ist, ob man so eine Mini Whip nicht auch einfach mit 
einem Nano-VNA durchmessen kann?!

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Die nächste Frage ist, ob man so eine Mini Whip nicht auch einfach mit
> einem Nano-VNA durchmessen kann?!

Man kann.

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Fast vergessen: die Variante mit gegengekoppelter Drainschaltung und
> NPN-Emitterfolger. Obwohl die in dieser Dimensionierung rund 3dB
> Spannungsverstärkung hat, würde ich die aus den schon oben genannten
> Gründen nicht verwenden.

Das ist auf jeden Fall ein interessanter Ansatz! Man könnte mit einem 
zusätzlichen T auch über einen White-Folger nachdenken. Erinnert ein 
bisschen an Pseudo-Gegentakt-Endstufen. Die haben allerdings etwas mehr 
"Klirr".

> Die Dimensionierung ist etwas kritisch und so noch nicht optimiert.

Da könnte man sicher noch was rausholen. Die Hauptfrage ist 
wahrscheinlich, ob der T als "Kollektorfolger" nun noch in der Lage ist, 
50 Ohm sicher zu treiben.


Gibt es eigentlich brauchbare p-jFETs? Wenn ja, könnte man die 
Twente-Whip-Schaltung auch einfach umpolen und die Halbleiter tauschen:
n-jFET -> p-jFET
PNP -> NPN
Das führt aber noch weiter weg und p-jFET sind wahrscheinlich ein 
schwieriges Thema...

von Daniel (daniel3)


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Al schrieb:
>> Die nächste Frage ist, ob man so eine Mini Whip nicht auch einfach mit
>> einem Nano-VNA durchmessen kann?!
>
> Man kann.

Hättest du das früher gesagt, dann hätte ich direkt mit Löten anfangen 
können ;)

Ausgang anschließen ist klar, aber wie verschaltet man zweckmäßigerweise 
dabei den Eingang?
Einfach über 50-Ohm-Abschluss und 10pF ins Gate einkoppeln?

von Daniel (daniel3)


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Al schrieb:
> Die FFT zeigt zudem einen sehr schlechten IP3 von um die 0 dBm.

Kannst du mal zeigen, woran man das sehen soll bzw. sieht?

von Al (almond)


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Daniel schrieb:
> Kannst du mal zeigen, woran man das sehen soll bzw. sieht?

Das errechnet sich aus dem weiter oben vom Spezialisten geposteten 
LT-Spice FFT Diagramm.

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> Weißt Du zufällig, welcher Kapazitätswert für Cbe im verwendeten Modell
> für den BD140 angegeben ist?
> (bei meinem sind es gemessen ca. 130pF)
>
Stecke nicht so in den Spice-Modellen drin, aber die 
Sperrschichtkapazität CJE=1e-11
Deute das als 10pF. Nehme aber an, dass die Diffusionskapazität mit 
TF=1e-9 = 1nF relevanter ist.

Daniel schrieb:
> Da könnte man sicher noch was rausholen. Die Hauptfrage ist
> wahrscheinlich, ob der T als "Kollektorfolger" nun noch in der Lage ist,
> 50 Ohm sicher zu treiben.
Ist ein Emitterfolger und der treibt die 50 Ohm. Wurde in der Simulation 
auch so verwendet. Wie gesagt, wegen mehr "Gras" und empfindlicherer 
Dimensionierung würde ich die Schaltung nur verwenden, wenn du mit 
geeignetem Messgerät gegenprüfen kannst.

von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Stecke nicht so in den Spice-Modellen drin, aber die
> Sperrschichtkapazität CJE=1e-11
> Deute das als 10pF. Nehme aber an, dass die Diffusionskapazität mit
> TF=1e-9 = 1nF relevanter ist.

Danke! CJE hätte ich jetzt auch gesagt.
Bei Tf muss ich passen. Wenn du recht hast, könnten die neueren BD140 
mit ihrer geringeren Kapazität tatsächlich funktionieren.

Wenn alles klappt, versuche ich mich gleich an einem Testaufbau, dann 
wird man sehen.


> Ist ein Emitterfolger und der treibt die 50 Ohm. Wurde in der Simulation
> auch so verwendet. Wie gesagt, wegen mehr "Gras" und empfindlicherer
> Dimensionierung würde ich die Schaltung nur verwenden, wenn du mit
> geeignetem Messgerät gegenprüfen kannst.

Da hast du völlig recht, mein Fehler.
Um das zu überprüfen, benötigt man wahrscheinlich einen entsprechenden 
SA.

Ich teste erst mal die Twenteschaltung mit den mittlerweile 
eingetroffenen Ferriten (also "Originalspulen").

von Daniel (daniel3)


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Hallo Leute,

habe die Schaltung mittlerweile aufgebaut und vermessen.
Der Schaltplan ist im Anhang zu sehen, alle Bauteile genau beschrieben 
wie bei dem Testaufbau verwendet.

Der BD140-16 von ST scheint hier gut zu funktionieren. Er wird übrigens 
bei 12V nur wenig warm. Die Stromaufnahme liegt bei etwa 75mA.

Schwingen tut nichts. Eventuell kann man die 100R am Gate deutlich 
verkleinern und die Ferritperle über der Basis probeweise weglassen.

Diagramme folgen gleich.

von Daniel (daniel3)


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Bei diesem Diagramm ist L einfach eine Brücke.

von Daniel (daniel3)


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Hier ist L eine Spule von etwa 1,5uH (22 Wdg. auf T37-6).

Man sieht deutlich die Überhöhung im unteren Frequenzbereich.

von Daniel (daniel3)


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Hier ist L auf eine Anhebung bei 30MHz optimiert (5 Wdg. auf T37-6).

Die Überhöhung im unteren Frequenzbereich ist verschwunden.

von Daniel (daniel3)


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Dass der Frequenzgang ab etwa 10MHz abfällt, scheint normal zu sein, 
zumindest ist das bei der Twente-SDR-Whip auch so beschrieben. Dort wird 
als L eine Spule mit ca. 22 Wdg. auf einem T37-6-Kern (o.ä., so genau 
kann man das auf dem Foto dort nicht erkennen) eingesetzt, was bei ca. 
30MHz zu einer guten Anhebung führen soll. Das hat so bei meinem Aufbau 
keine guten Ergebnisse gebracht, s. hier:
https://www.mikrocontroller.net/attachment/679796/Twente_SDR_L_22wdg.png

Noch eine Sache fällt auf:
Am Ausgang habe ich einen R von 51 Ohm angebracht. Die Dämpfung durch 
diesen R beträgt aber nur ca. 1,5dB. D.h., der Ausgangs-R der Schaltung 
ist deutlich kleiner als 50 Ohm, sonst hätte die Dämpfung größer 
ausfallen müssen (bei 50 Ohm 6dB).

Die 39pF am Eingang habe ich einfach geschätzt.

Ob der Frequenzgang ohne die Ferritperle weniger steil nach unten gehen 
würde, wäre eine Überlegung wert.

Ansonsten war die Spule (5 Wdg. auf BN43-2402) direkt am Eingang (also 
zwischen Probe und Gate) bei diesen Tests noch nicht eingeschliffen. Sie 
soll ja f > 30MHz noch extra dämpfen.
https://www.mikrocontroller.net/attachment/677885/pic.png

von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> Dass der Frequenzgang ab etwa 10MHz abfällt, scheint normal zu sein,

Na ja, 10 dB Abfall bei 30 MHz hat die Simulation mit dem BD140 auch 
ergeben, in so fern keine Überraschung. Die Gegenkopplung über die Spule 
bringt in deinen Messungen 2dB. Wesentlich mehr brächte ein anderer 
Transistor, also der 2N2905A statt BD140.

von Daniel (daniel3)


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Wulf D. schrieb:
> Wesentlich mehr brächte ein anderer
> Transistor, also der 2N2905A statt BD140.

Werde ich testen.

von Robert M. (r0bm)


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Daniel schrieb:
> Der BD140-16 von ST scheint hier gut zu funktionieren. Er wird übrigens
> bei 12V nur wenig warm. Die Stromaufnahme liegt bei etwa 75mA.

Der BD140 hat eine recht hohe Eingangskapazität, die mit dem 100 Ohm 
Drainwiderstand einen schönen Tiefpass bildet und die Bandbreite 
einengt.

Dem BD140 würde vielleicht eine DC Gegenkopplung gut tun, damit 
vernünftigere Arbeitspunkte für beide Transistoren eingestellt werden 
können. Aktuell müssen  beide Transistoren, bei einer Stromaufnahme von 
75mA, mit bzw. weniger als 4,5V auskommen.

Weil das hier im Thread mehrere Male beschrieben und gezeigt wurde, der 
PNP lässt sich hier nicht ohne Weiteres mit einem NPN ersetzen.

Daniel schrieb:
> Schwingen tut nichts. Eventuell kann man die 100R am Gate deutlich
> verkleinern und die Ferritperle über der Basis probeweise weglassen.

Der streckenweise negative Eingangswiderstand, der auch noch mitten in 
den Nutzbereich fällt, lässt sich nicht wirklich vermeiden. 100 Ohm als 
Gatewiderstand reichen wahrscheinlich aus um diesen zu kompensieren. 
Sobald die Last einen kapazitiven Anteil bekommt, könnte durchaus ein 
höherer Wert notwendig sein.

Daniel schrieb:
> Die 39pF am Eingang habe ich einfach geschätzt.

Ein dicker, 1m langer Antennenstab wird üblicherweise mit 25 Ohm + 10 pF 
modelliert.

von Al (almond)


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> Ein dicker, 1m langer Antennenstab wird üblicherweise mit 25 Ohm + 10 pF
> modelliert.

Bei tiefen Frequenzen wie Lang und Mittelwelle eher 25 Milliohm in Serie 
zu 10 pF. Der Strahlungswiderstand eines Monopols ist frequenzabhängig 
und wird sehr klein, wenn die mechanische Länge klein gegen die 
Wellenlänge ist.

Berechnung Impedanz eines kurzen Strahlers L<<Lambda:
https://www.leobaumann.de/antennenimpedanz.htm#Roshd

von Robert M. (r0bm)


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Al schrieb:
> Bei tiefen Frequenzen wie Lang und Mittelwelle eher 25 Milliohm in Serie
> zu 10 pF.

Es ist unerheblich ob es 25 Ohm oder 25 mOhm sind. Die Impedanz des 1m 
Antennenstabes wird von den 10pF bestimmt. Zum Testen des Verstärkers 
ist ein 25 Ohm Realanteil praktisch da sehr einfach zu realisieren.

von Al (almond)


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Stimmt, zum Testen ist der Realteil unerheblich, da das jXC bei Weitem 
dominiert. Darum sind auch die 25 Ohm nicht zwingend. Man misst die 
Übertragung genausogut mit normalem Ri = 50 Ohm Equipment aber in jedem 
Fall mit einem 10 pF Kondensator in Serie als Antennennachbildung. Ohne 
das, erhält man geschönte Ergebnisse. Die Reaktanz des Antennenstabes 
ergibt nämlich mit der Eingangskapizät des FET Verstärkers einen 
kapazitiven Spannungsteiler, der zu berücksichtigen ist. Nur das gibt 
eine realistische Aussage über den Frequenzgang.

Und es beantwortet auch die Eingangsfrage, warum JFET und nicht MOSFET 
am Eingang. Weil die Gate Kapazität eines MOSFET höher ist und einen 
höheren Spannungsverlust durch die kapazitive Spannungsteilung 
verursacht, der die Grenzempfindlichkeit aka Rauschzahl verschlechtert.

: Bearbeitet durch User
von Al (almond)


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Die Kapazität des Strahlers einer kurzen Antenne ergibt zusammen mit der 
Eingangskapazität und dem Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung 
einen Spannungsteiler, der die Verstärkung reduziert.

Dies muss man auch bei der Messung eines hochohmigen MiniWhip 
Verstärkers auf dem Labortisch berücksichtigen, in dem man den VNA oder 
Tracking Generator mit 50 Ohm belastet und eine Ersatzkimpedanz in Höhe 
der Stahlerkapazität in Serie dazu einfügt. Ohne diese Maßnahme ergeben 
sich unrealistische, geschönte Ergebnisse, die nicht dem tatsächlichen 
Verhalten der Aktivantenne entsprechen.

: Bearbeitet durch User
von Daniel (daniel3)


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Danke für die Antworten!

Al schrieb:
> Man misst die
> Übertragung genausogut mit normalem Ri = 50 Ohm Equipment aber in jedem
> Fall mit einem 10 pF Kondensator in Serie als Antennennachbildung. Ohne
> das, erhält man geschönte Ergebnisse.

Also im Grunde wie bei meinem alten Aufbau, nur mit 10pF statt 39pF.
https://www.mikrocontroller.net/attachment/679794/uni_twente_whip_im_testaufbau.png


> Und es beantwortet auch die Eingangsfrage, warum JFET und nicht MOSFET
> am Eingang. Weil die Gate Kapazität eines MOSFET höher ist und einen
> höheren Spannungsverlust durch die kapazitive Spannungsteilung
> verursacht, der die Grenzempfindlichkeit aka Rauschzahl verschlechtert.

Lach, die Frage war genau umgekehrt, "Warum MOSFET statt jFET?"
Dann war im Umkehrschluss anscheinend die Frage falsch rum gestellt.


Robert M. schrieb:
> Dem BD140 würde vielleicht eine DC Gegenkopplung gut tun, damit
> vernünftigere Arbeitspunkte für beide Transistoren eingestellt werden
> können. Aktuell müssen  beide Transistoren, bei einer Stromaufnahme von
> 75mA, mit bzw. weniger als 4,5V auskommen.

Kannst du mal skizzieren, wie du das meinst bzw. wie das in der Praxis 
aussehen müsste?

https://www.mikrocontroller.net/attachment/680106/kurzer_Strahler_Ersatzimpedanz.png
Danke für das Bild!

So ist es auch aufgebaut, allerdings mit 51 Ohm und die 39p werden noch 
gegen 10p getauscht.

Morgen kommt wahrscheinlich der 2N2905A und mit ihm kommt die Stunde der 
Wahrheit :)

: Bearbeitet durch User
von Wulf D. (holler)


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Daniel schrieb:
> Kannst du mal skizzieren, wie du das meinst bzw. wie das in der Praxis
> aussehen müsste?
>
Weiss nicht, was Robert vorschwebt, aber ich würde einfach mal den 100 
Ohm Source-Widerstand auf 220 Ohm erhöhen. Das ändert nichts am 
DC-Arbeitspunkt, aber dann sparst du schon mal mehr als die Hälfte der 
Energie :-)

Am Frequenzgang ändert das praktisch nichts.

von Robert M. (r0bm)


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Daniel schrieb:
> Lach, die Frage war genau umgekehrt, "Warum MOSFET statt jFET?"
> Dann war im Umkehrschluss anscheinend die Frage falsch rum gestellt.

Es handelt sich ja nicht um einen schnöden MOSFET sondern um einen 
Dual-Gate MOSFET dessen Eingangskapazität unterhalb der eines JFET 
angesiedelt ist.

Daniel schrieb:
> Kannst du mal skizzieren, wie du das meinst bzw. wie das in der Praxis
> aussehen müsste?

Siehe Anhang. Einmal mit zusätzlicher DC + AC Gegenkopplung für den PNP 
und ein zweites Mal nur mit DC Gegenkopplung und verminderter 
Leistungsaufnahme bei nur geringen IM-Einbußen. Die Gatevorspannung für 
den JFET wurde angepasst. Der Ausgangswiderstand beträgt jeweils 50 Ohm. 
Spannungsverstärkung liegt bei  0,5 im gesamten HF-Bereich. IP-Werte 
gelten für 2 x 0 dBm am Ausgang.

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