Stromsenke

Vor ca. 2 Jahren habe im in einem Projekt eine Stromsenke realisiert, die spezielle Anforderungen erfüllen musste. Einsatzbereich der Stromsenke war die Überstromerkennung im abschließenden Funktionstest in der Produktion von Netzgeräten, die Bestandteil eines Gesamtgerätes waren.

Einleitung

Die Stromsenke musste wie oben erwähnt spezielle Anforderungen erfüllen hinsichtlich der galvanischen Trennung, der Ansteuerung und der Zuverlässigkeit.

Features:

• galvanische Trennung von Steuersignal und Last
• Verpolschutz
• Soll-/Ist-Vergleich
• lineare PWM-Ansteuerung
• Übertemperaturabschaltung
• selbstregelnd

Daten:

• 0 bis 5A, auch höher möglich
• max. Leistungsaufnahme je nach Kühlung bis 150W möglich
• für Spannungen bis 40V geeignet
• Auflösung je Prozentpunkt der PWM 50 mA (also 50mA Schritte)

Aufbau

Die Stromsenke besteht aus folgenden Einzelkomponenten

• Verpolschutz
• galvanische Trennung Steuersignal [math]\displaystyle{ \leftrightarrow }[/math] Last
• galvanische Trennung der Versorgungsspannung vom Lastkreis
• Tiefpassfilter 2. Ordnung
• Spannungsteiler mit Abschaltfunktion
• Regel- und Ansteuerstufe
• Leistungsstufe
• Spannungsverstärker für Messgerät (Kontrolle)
• Temperaturüberwachung
• Spannungsstabilisierung

Schaltplan

Verpolschutz

Der Verpolschutz besteht aus den drei Bauteilen T1 (N-Kanal MOSFET, IRF530), Z-Diode D1 und Vorwiderstand R5. Bei richtiger Polung ist immer ein Stromfluss möglich. Dieses geschieht durch die immer vorhandene parasitäre Diode innerhalb des MOSFET, die für ca. 2A ausgelegt ist. Daher muss bei höheren Strom auch die Spannung höher sein um die Source-Drain-Strecke durchzuschalten. Je nach Typ liegt die Mindestspannung bei ca. 3,5V (BUK754R3) bzw. 4,5V (IRF1404). In entgegengesetzter Richtung ist Diode gesperrt und auch wird über die Gate-Spannung der MOSFET nicht durchgeschaltet. Bei Spannungen unter diesen Werten empfiehlt es sich, den Verpolschutz durch eine entsprechende (Shottky-)Leistungsdiode zu ersetzen. Allerdings muß diese dann gekühlt werden. Die Verlustleistung am MOSFET-Verpolschutz beträgt nur einige Milliwatt.

Sollte die Spannung am Eingang über 15V steigen, wird durch den Vorwiderstand und der Z-Diode sichergestellt, dass die maximale Gate-Source-Spannung von +/-20V nicht überschritten wird.

galvanische Trennung Steuersignal [math]\displaystyle{ \leftrightarrow }[/math] Last

Die Trennung der beiden Potentiale wird durch den Optokoppler CNY17F realisiert. Der Eingang ist mit einem 470R Widerstand so ausgelegt, dass eine PWM mit einem Spannungshub von 0 bis 5V ausreicht. Der Ausgang mit dem Widerstand R2 (2,1k) ist so ausgelegt, dass die Spannung hier für den nachgeschalteten Tiefpassfilter passend ist.

Sallen-Key Tiefpassfilter

Die eingehende PWM wird am Sallen-Key-Filter, ein aktiver Tiefpass 2. Ordung, geglättet. Selbst beim kritischen duty-cycle von 50% sind am Ausgang keine nennenswerten Schwankungen sichtbar (s. Messwerte), sofern die PWM-Frequenz über 2kHz liegt. Die Ausgangsspannung des Filters steigt linear von 0V bis ca. 8,2V an. Die obere Grenzfrequenz des Filters liegt bei 160Hz. Die Grenzfrequenz errechnet sich aus

[math]\displaystyle{ f_o = \frac{1}{2 \pi R C} }[/math] mit R = R3 = R4 und C = C1 = C2.

Die Gesamtverstärkung des Filters liegt bei eins. Werte höher drei bringen den Tiefpass zum schwingen.

Spannungsteiler mit Schaltfunktion

Nach dem Tiefpass muss die Ausgangsspannung auf das Niveau abgesenkt werden, die auch die Regel- und Ansteuerstufe als Feedback über die Shuntwiderstände erhält. Daher wird mit dem Spannungsteiler aus R6 und R7 parallel mit R8 auf 250mV +/-5mV abgesenkt. Die beiden parallelgeschalteten Widerstände R7 und R8 sind zusätzlich noch mit einem MOSFET überbrückt. Dieser schaltet die Widerstände kurz, sollte die Temperatur am Kühlkörper zu hoch werden. Dann beträgt die Eingangsspannung der Regel- und Ansteuerstufe 0V und die Leistungsstufe wird abgeschaltet.

Sollte aufgrund von Toleranzen die Spannung des Spannungsteilerausgang nicht auf 250mV kommen, kann Widerstand (R22) zu R6 parallel geschaltet werden.

Regel- und Ansteuerstufe

An dieser Stufe werden höhere Anforderungen gestellt als an den Tiefpass, weswegen ein höherwertiger OP zum Einsatz kommt (IC2A, LT1013). Diese Stufe steuert zum einen den Leistungs-MOSFET an und zum anderen wird der Soll- und Istwert verglichen und ggf. nachgeregelt. Dazu steht am nicht-invertierenden Eingang die Sollspannung an. Daraus bildet sich dann die Ausgangsspannung, die noch abhängig ist von der Ist-Spannung am invertierenden Eingang. Steuert der Ausgang die Endstufe auf ein bestimmtes Niveau an, wird der MOSFET soweit durchgesteuert, dass an den im Source-Kreis liegenden Shuntwiderständen die gleiche Spannung abfällt wie am nicht-invertierenden Eingang anliegt. Daraus ergibt sich auch das Regelverhalten, sollte der Laststrom schwanken durch z. B. schwankende Übergangswiderstände in der Peripherie oder Spannungsswankungen vom zu testenden Netzteil. Geht der Strom zurück, verringert sich am invertierenen Eingang ebenfalls die Spannung. Durch die Invertierung wird eine höhere Ausgangsspanung generiert, die den sinkenden Strom entgegen wirkt. Daher ist die Differenzspannung an den beiden OP-Eingängen bei Null, bei dem verwendeten OP im µV-Bereich, beim einem LM324 einige mV, wodurch die Linearität beeinträchtigt wird.

Um Schwingungen zwischen OP-Ausgang und den Gate des MOSFET zu verhindern ist hier ein Widerstand zwischengeschaltet (R10). Vermutlich verursacht die Restwelligkeit des Tiefpasses ein ständiges auf- und entladen des Gate, wodurch die Schwingungen im Frequenzbereich von einigen hundert Kilohertz entstehen. Um die gesamte Regelung nicht zum Schwingen zu bringen, ist zusätzlich noch der Kondensator C3 vorhanden.

Leistungsstufe

Die Leistungsstufe ist mit einem MOSFET (T3) realisiert um eine möglichst genaue Einstellung zu bekommen. Bei bipolaren Transistoren käme noch der Störfaktor des Basisstroms dazu. Auch bei Darlington-Transistoren ist der Strom durch den letzten Transistor nicht zu vernachlässigen. Der Basisstrom, der über den Emitter und damit über die Shuntwidestände fließt, würde die Genauigkeit und Linearität beeinflussen. Allerdings haben bipolare Transistoren den Vorteil, dass diese für größere Ströme bzw. Leistungen parallel geschaltet werden können. Nachteilig wäre aber eine zusätzliche Treiberstufe, da der Ausgangsstrom des OP nicht ausreicht um mehrer Transistoren anzusteuern. Mit MOSFETs ist das nicht möglich, da schon geringste Abweichungen in der Ansteuercharakteristik, d. h. die Übertragungsfunktion aus dem Spannungsverhältnis [math]\displaystyle{ U_{GS} }[/math] und [math]\displaystyle{ U_{DS} }[/math] nur einen von mehreren MOSFET zum durchschalten bringt. Diese minimalen Spannungsdifferenzen zwischen zwei MOSFETs sind auch nicht kompensierbar. Vorteilhaft ist aber der nicht vorhandene Gate-Strom, der sich nicht auf die Linearität und Präzision auswirkt. Zwischen Source und GND befinden sich die beiden Shuntwiderstände R11 und R12 von jeweils 0,1R. Bei einem Strom von 5A fallen hier dann 0,25V ab, was einer Gesamtleistung von 1,25 Watt entspricht.

Spannungsverstärker für Messgerät

Zur Kontrolle des tatsächlichen Stromflusses erfolgt über den Shuntwiderständen der Abgriff zur indirekten Strommessung. Die am Shunt abfallende Spannung wird um den Faktor 20 verstärkt. Damit ergibt sich bei 50mR und 20-facher Verstärkung eine Strom-Spannung-Zuordnung von 1:1, d. h. ein Strom von 5A verursacht eine Ausgangsspannung von

[math]\displaystyle{ U_{A_{DMM}} = 5V }[/math]

Kühlkörper-Temperaturüberwachung

Eine Überhitzung des Leistungs-MOSFET ist gerade unter den knappen räumlichen Bedingungen gut möglich, weil der notwendige Kühlkörper mit entsprechender Ventilation kaum Platz hat. Bei einem kleineren Kühlkörper würde daher eine Überhitzung möglich werden. Ein Kühlkörper mit einem Wärmewiderstand von ca. 8K/W erwärmt sich bei 63 Watt abzuführender Leistung (4,54A bei 14V Klemmenspannung) innerhalb von ca. 27 Sekunden um ca. 60K, was einer Endtemperatur von 85°C entspricht. Bei mehr Leistung ist daher innerhalb von Sekunden die max. Temperatur des MOSFET erreicht (Halbleitertemperatur 175°C).

Als Temperaturfühler dient ein KTY81-122, der zusammen mit den Leistungs-MOSFET auf den Kühlkörper montiert wird. Erreicht der Temperaturfühler eine Temperatur von ca. 85°C schaltet der Schmitt-Trigger über T2 den unteren Teil des Spannungsteiler kurz und die Ansteuerspannung des Leitsungs-MOSFET geht auf Null und damit ist kein Stromfluss mehr vorhanden. Hat sich der Temperaturfühler auf ca. 58°C abgekühlt, wird der Leistungs-MOSFET wieder angesteuert. Die Temperaturgrenzen und die Hysterese errechnen sich folgendermaßen:

[math]\displaystyle{ U_{aus} = U_{A_{max}} \frac{R18}{R18 + R19} }[/math]

[math]\displaystyle{ U_{ein} = U_{A_{min}} \frac{R18}{R18 + R19} }[/math]

[math]\displaystyle{ U_{hyst} = \Delta U_e = (U_{A_{max}} - U_{A_{min}}) \frac{R18}{R18 + R19} }[/math]

[math]\displaystyle{ U_{aus} }[/math] ist die Ausschaltspannung des Komparators, [math]\displaystyle{ U_{ein} }[/math] die Einschaltspannung und [math]\displaystyle{ U_{hyst} }[/math] die Hysterese (Spannungs- bzw. Temperaturdifferenz der Ein- und Ausschaltschwellen). Die Angaben [math]\displaystyle{ U_{A_{min}} }[/math] und [math]\displaystyle{ U_{A_{max}} }[/math] sind die maximale und minimale Ausgangsspannungen des Komparators. Bei 10V Versorgungsspannung liegt die maximale Ausgangsspannung des TLC272P bei ca. 8,5V.

galvanische Trennung der Versorgungsspannung vom Lastkreis

Damit der Lastkreis keine Verbindung zur Versorgung und damit zum Rest des Equipments hat, muss diese durch einen DC/DC-Wandler entkoppelt werden. Durch die hohen Schaltfrequenzen ergeben sich am Ausgang kurze Spannungsspitzen. Durch das Snubber-Gleid, bestehend aus R20 und C6 werden diese minimiert. Dadurch, dass die gesamte Schaltung eine Stromaufnahme nur im mA-Bereich hat, reicht ein DC/DC-Wandler von einem Watt Leistung völlig aus.

Spannungsstabilisierung

Die Versorgungsspannung hat einen essentiellen Einfluss auf die Funktionsfähigkeit. Eine Spannungsänderung beeinflusst die Ausgangsspanung des Optokopplers, unabhängig davon auch die Ansteuerspannung der Treiberstufe und die Schaltschwellen des Schmitt-Trigger. Mit einem Standard-Linearregler vom Typ 78L10 ist die Stabilität ausreichend.

Messwerte

Übertemperaturabschaltung

Bei 14V Klemmenspannung und 4,54A (= 63 Watt) und ca. 1cm über der Befestigungsschraube des Transistors schaltet die Übertemperatursicherung nach ca. 27 Sekunden ab. Wärmewiderstand des Kühlkörpers [math]\displaystyle{ R_{th} = 8 K/W }[/math] (z. B. SK104, R_th = 8 K/W)

Restwelligkeit des Tiefpasses

Vergleich der Ausgangsspannung (Restwelligkeit) des Tiefpasses bei 1,5kHz und 4kHz.

Die größte Restwelligkeit entsteht bei einem duty-cycle von 50%. Bei ca. 1,5kHz beträgt die Restwelligkeit am Filterausgang 126mV bei einer Ausgangsspannung von ca. 4,35V. Das entspricht einer Restwelligkeit von ca. 2,9%.

Bei ca. 4kHz beträgt die Restwelligkeit am Filterausgang nur noch 15,3mV bei einer Ausgangsspannung von ca. 4,35V. Das entspricht einer Restwelligkeit von ca. 0,35%.

Bei Frequenzen über 4kHz sinkt die Ausgangsspannung ab. Grund ist die Trägheit des OP's. Daher sollte die PWM-Frequenz im Bereich 2kHz bis 4kHz liegen.

Linearität

Die Abhängigkeit der Ausgangsspannung [math]\displaystyle{ U_{A_{TP}} }[/math] des Tiefpasses vom PWM-Verhältnis.

Das Übertragungsverhalten des Tiefpassfilter. Die Y-Werte sind die Spannungen direkt am Ausgang des Tiefpasses ohne Spannungsteiler. Je nach verwendeten OP können sich hier andere Werte ergeben. Hier wurde der LM324 (4-fach OP) verwendet.

Die Abhängigkeit des Stroms [math]\displaystyle{ I_{Last} }[/math] und der Ausgangsspannung [math]\displaystyle{ U_{A_{DMM}} }[/math] vom PWM-Verhältnis.

Die Linearität der Laststufe bzw. des Gesamtsystems. Die vereinzelten roten Punkte sind die Messwerte der Ausgangsspannung [math]\displaystyle{ U_{A_{DMM}} }[/math] zur Kontrolle bzw. zum gegenmessen des tatsächlichen Stroms. Die Punkte mit Y-Werten von 0 sind nicht gemessen worden.

Die Messwerte in Zahlen:

Duty- cycle [%]	Strom [A]	Tiefpass [V]	Ausgang [V]
0	0,000	0,096	0,013
4,5	0,262	0,423	0,261
8,4	0,420	0,676
10,6	0,613	0,936	0,613
15,0	0,836	1,342
19,6	1,12	1,793
24,5	1,36	2,163	1,36
30,0	1,66	2,66
35,6	1,98	3,17
40,6	2,21	3,56
45,5	2,51	4,03
50,5	2,765	4,42	2,76
55,4	2,99	4,80
60,4	3,25	5,22
64,6	3,455	5,55
70,1	3,74	6,00
75,0	3,96	6,36	3,97
80,4	4,24	6,81
85,4	4,45	7,15
90,4	4,68	7,52
95,3	4,95	7,91	4,95
100,0	5,08	8,18	5,09

Funktionskontrolle

Für eine einwandfreie Funktion bietet sich folgende Vorgehensweise an.

1. Der PWM-Eingang bleibt offen = duty-cycle 0%
2. am DC/DC-Konverter Versorgungsspannung anlegen, am Ausgang des DC/DC-Konverters müssen min. 13V gemessen werden, nach dem Spannungsregler 10,0V
3. am Spannungsteilerausgang müssen 0V zu messen sein
4. den Lastkreis mit einem Netzgerät verbinden, Einstellung 5V und mind. 6A (kleinere Spannungen könnten den Verpolschutz nicht ausreichend durchschalten)
5. der Stromfluss im Lastkreis muß bei 0mA liegen
6. folgende Punkte sollten zügig durchgeführt werden:
   1. am Eingang des Optokopplers eine Gleichspannung von 5V anlegen oder den Ausgang des Optokopplers überbrücken = duty-cycle 100%
   2. der Strom im Lastkreis sollte im Bereich von 5A liegen
   3. die Spannung am Spannungsteilerausgang messen, Sollwert 250mV +/-5mV
   4. die Spannungsdifferenz am Eingang des IC2A (LT1013) messen, Sollwert 0mV (nur im Lastfall)
   5. Netzgerät trennen
7. bei ausreichendem Kühlkörper sollte die Übertemperaturabschaltung nicht aktiviert werden (Leistungsaufnahme 30 Watt)
8. sollte die Spannung am Spannungsteiler bei 100% PWM nicht 250mV +/-5mV betragen, den Spannungsteiler anpassen; dies kann ohne Laststrom erfolgen
9. der Test der Linearität wird mit PWM-Generator durchgeführt, dazu gerade die Endwerte 0 bis 20% und 80% bis 100% kontrollieren durch Messung der Spannung am Spannungsteilerausgang,
10. sollte die Linearregler unzureichend sein, ggf. den Widerstand R2 am Optokoppler ändern
11. Netzgerät wieder zuschalten, Einstellung 14V und mind. 6A
12. PWM duty-cycle liegt noch bei 100% d. h. der Stromfluss beträgt ca. 5,0A +/-100mA
13. je nach Kühlkörpergröße sollte sich dieser schnell erhitzen und nach einer Zeit sollte die Übertemperaturabschaltung aktiviert werden, Netzteilstrom geht auf 0mA zurück
14. Richtwert zur Dauer bis zum Abschalten: ca. 30 Sek. bei einem Kühlkörper mit einem Wärmewiderstand von 8K/W

Schaltplan

Lochraster-Layout :D

Das "Dink" lass ich mal weg. Den losen Aufbau baut eh keiner nach.

Siehe auch

• Diskussion zum Projekt