Hallo, gibt es eine Schaltung, um eine Spannung, die für ungefähr eine Sekunde an einem Eingang anliegt, für ungefähr eine Minute zu halten. Ich stelle mir das ungefähr so vor, dass ein Kondensator am Anfang mit einer Spannung gefüttert wird, und dann ein OpAmp die Selbstentladung durch Rückkopplung verhindert, oder gibt es da elegantere Lösungen. Ich hab mal nach einer Sample&Hold-Schaltung gesucht, aber da gibt es ja auch das Problem mit dem Kondensator. Ich würde mich freuen, wenn ihr mir helfen könntet. Valentin Buck
Sample & Hold ist nicht verkehrt, größerer Kondensator und Op-Amps mit FET-Eingängen und dann klappt das auch mit der Minute.
Valentin Buck schrieb: > gibt es eine Schaltung, um eine Spannung, die für ungefähr eine > Sekunde an einem Eingang anliegt, für ungefähr eine Minute zu halten. Mit einem guten Kondensator (kein Elko), einem guten Analogschalter und einem FET-OpAmp ist das — bei nicht allzu überzogenen Genauigkeitanfor- derungen — mit einer S&H-Schaltung schon möglich. Alternative: ADC — Digitalspeicher — DAC
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Also ich hab mal versucht, eine Schaltung in LTSpice zu entwickeln, die das schafft. Als Kondensator hab ich mal 200µF mit 300kOhm Parrallelwiederstand(realistisch???) genommen. Die Schaltung besteht aus einem OpAmp, an dessen nicht invertierendem Eingang der Kondensator hängt. Der wird mit einem Stromstoß geladen. Dann ist noch der Ausgang auf den invertierenden Eingang zurückgekoppelt, um einen Spannungsfolger aufzubauen. Der Ausgang geht zudem noch mit 100 Ohm an den Kondensator. Ich stelle mir das so vor: der Spannungsfolger gibt die Eingangspannung am Ausgang aus und verhindert damit, dass sich der Kondensator entlädt. In der Simulation ist es nun aber so, dass sich der Kondensator nur langsamer entlädt, entladen tut er sich aber immer noch ziemlich schnell (ca 0,1 V pro Sekunde). Kann man die Schaltung noch verbessern, sodass sich der Kondensator noch langsamer entlädt? Danke für eure guten Ideen! Valentin Buck
Klatsch an den Kondensator mal einen Impedanzwandler mit einem LT1462. Dieser Op-Amp "verbraucht" an den Eingängen nur wenige Picoampere.
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Naja, der Hit ist der LT1462 zu dem sogenannten universal opamp nun gerade nicht. Andererseits scheint dieser Mangel alle OpAmps zu betreffen. Ist der Strom, der durch die Eingänge fließt, wirklich so groß? Laut Simulation sind das zwischen 50 und 100 pA, wenn man nicht-invertierenden und invertierenden Eingang addiert. Gibt es da eine Lösung? mit freundlichen Grüßen, Valentin Buck
Such bei Linear-Technology mal nach "Sample and Hold", da kommst du zum Beispiel bei LF198 raus. Genau das was du suchst würde ich sagen...
@ Valentin Buck (nitnelav) Verstehe dein Problem nicht, da 100pA * 60s / 10µF gerade mal 0,6mV ergibt. Du musst nur die Spannung am geladenen Kondensator mit einem guten OP puffern. Und keinen Elko verwenden. Eventuell den Kondensator mit einem JFET als Analogschalter laden, da dessen Sperrströme sehr gering sind. Grüße, Peter
Valentin Buck schrieb: > Als Kondensator hab ich mal 200µF mit 300kOhm > Parrallelwiederstand(realistisch???) genommen. Realistisch vielleicht für einen mäßig guten Elko :) Ich habe hier mal etwas anderes herausgepickt, da gibt es aber sicher noch besseres, wenn man gezielter sucht: http://www.wima.com/EN/mkp4.htm Der größte Kondensator dieser Serie hat 33µF und eine Zeitkonstante von typisch 10⁵s, das entspricht einem Parallelwiderstand von 3GΩ, also dem Zehntausendfachen von dem was du angenommen hast. Setze also den Parallelwiderstand von C1 auf 3GΩ, dann wird das Ergebnis gleich besser aussehen. > Der Ausgang geht zudem noch mit 100 Ohm an den Kondensator. Das geht nicht, da an R1 die Offsetspannung des OpAmp anliegt und somit ein Strom von Uoff/R1 in C1 hinein bzw. aus diesem heraus fließt. In deiner Simulation funktioniert dieser Trick nur deswegen, weil du als OpAmp den "UniversalOpamp2" genommen hast. Das ist kein OpAmp, den man kaufen kann, sondern einer, dessen interne Parameter zu Simulationszwe- cken geändert werden können. Der Parameter für die Offsetspannung hat den Defaultwert 0, deswegen merkst du von obigem Problem nichts. Lass also R1 einfach weg. Das zweite Bild (Entladekurve_ohne_Schaltung.png) kann nicht stimmen. Selbst mit 300kΩ Parallelwiderstand müsste sich der 220µF-Kondensator deutlich langsamer entladen. Entweder du hast versehentlich 3kΩ statt 300kΩ eingetragen, oder der Kondensator hat nur 2µF statt 220µF. > Naja, der Hit ist der LT1462 zu dem sogenannten universal opamp nun > gerade nicht. Der LT1462 schon, aber deine Beschaltung nicht ;-) Der LT1462 ist kein Rail-to-Rail-OpAmp, er kann also die anfänglichen 4,3V am Ausgang gar nicht aufbringen. Weil die Ausgangsspannung niedriger ist, entlädt er den Kondensator über R1. Der UniversalOpamp2 ist defaultmäßig als Rail-to-Rail parametriert, deswegen hast du dort dieses Problem nicht. Erhöhe die positive Versorgungsspannung des OpAmps (aber nicht die Signalspannung V2) von 5V auf 7V, und erniedrige am besten auch gleich die negative Versorgungsspannung von 0V auf -2V, dann fühlt sich der LT1462 in der Schaltung gleich viel wohler. Also: Parallelwiderstand von C1 auf 3GΩ erhöhen, R1 weglassen, OpAmp durch etwas Reales wie den LT1462 ersetzen, Versorgungsspannung erhöhen und noch einmal simulieren. Dann werden die Ergebniss ganz anders aussehen :)
Ist schon niedlich! LTSpice ist hilfreich, aber 5 Minuten Augen und Ohren im Physikunterricht geöffnet, wären es auch gewesen: 220 µF an 300 kOhm haben nun mal ein tau = 66 s. Und: Wie kommt man auf die Idee 200 µF zu nehmen? Ist nur E24 - aber bei ELKOs????? Gute Nacht, Ralli
Ralli schrieb: > Und: Wie kommt man auf die Idee 200 µF zu nehmen? > > Ist nur E24 - aber bei ELKOs????? Gute Nacht, Ralli: 220 ist sogar E3! http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/1109071.htm
Ein ganz anderer Ansatz wäre, mit einem kleinen µC per ADC den Wert einzulesen und so lange per DAC auszugeben, bis ein neuer Wert eingelesen werden soll. Vorteil: Es genügt ein Sample und danach kann der Spannungswert beliebig lange gesepichert werden. Der Bauteileaufwand dürfte gegenüber der analogen Lösung geringer ausfallen. Die Kosten sind aber ggf. ein bisschen höher. Vielleicht findest du auch einen ADC mit parallelem Ausgang und kannst diesen direkt an ein R2R-Netzwerk anschließen und würdest dir so sogar den µC sparen.
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So, ich habe mal noch ein paar Experimente gemacht. Der Tipp mit den 9V war schon mal gut, aber ohne Wiederstand spinnt die Schaltung total. Sie gibt dann was bei 7.8V aus. Der gleiche Effekt bei einem Parrallelwiederstand von 3GOhm. Hat jemand eine Idee? Ich würde hier gerne analog bleiben, da ich den Wert dann später mit höherer Genauigkeit und einer guten stabilisierten Referenzspannung digitalisieren kann. Ich hätte maximal Platz und Vorraussetzungen für einen Tiny13 oder ähnliches. Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und das Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer Flugbahn zu messen. Als Energieversorgung hätte ich übrigens ca. 8V aus zwei LiPoly Zellen des Funksenders zur Pfeilortung. Da darf ich etwa 100mA ziehen. Zu den 200µF: Da hatte ich ich im Beitrag verschrieben: Das sind 220µF. Wenn die Schaltung gut funktioniert wären ja vielleicht auch weniger möglich, das war nur der erste Anhaltswert. mit freundlichen Grüßen, Valentin Buck
> Der Tipp mit den 9V war schon mal gut, aber ohne Wiederstand spinnt > die Schaltung total. Mit "R1 weglassen" meinte ich so sehr weglassen, dass keine Verbindung zwischen dem OpAmp-Ausgang und dem Kondensator mehr besteht :) Der Kondensator kann dann nur noch über seinen Parallelwiderstand, den OpAmp-Eingang und die Diode entladen werden. > Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und > das Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer > Flugbahn zu messen. Also ein Spitzenwertdetektor (in wahrsten Sinne des Wortes :)). Dafür gibt es übrigens auch Schaltungen, bei denen die Flussspannung an der Diode kompensiert wird, so dass du am Ausgang tatsächlich den maximalen Sensorwert erhältst und nicht ungefähre 0,7V weniger.
Danke für den Tipp mit dem Wiederstand, aber im Grunde genommen war es so gedacht, dass der Kondensator über Wiederstand den selben Strom erhält, den er durch seinen Parrallelwiederstand verliert. Wie geht das mit der Diodenspannung kompensieren? Im Augenblick denke ich mir den Spitzenwertdetektor übrigens so: 1. Kondensator wird über Diode aufgeladen 2. OpAmp hindert Kondensator an der Selbstenladung (lädt nach) 3. Wenn höhere Spannung am Eingang anliegt, wird auch die Spannung am C höher, da dann ja Strom durch die Diode fließt. 4. Wenn niedrigere Spannung anliegt, blockt die Diode den Rückfluss. Was mache ich denn falsch, sodass der OpAmp den C nicht nachlädt? mit freundlichen Grüßen, Valentin Buck
Valentin Buck schrieb: > Wie geht das mit der Diodenspannung kompensieren? > 1. Kondensator wird über Diode aufgeladen > 2. OpAmp hindert Kondensator an der Selbstenladung (lädt nach) Der OPAMP wird aber genauso zu verhindern versuchen, dass der Kondensator aufgeladen wird. Außerdem fließt durch den 100 Ohm-Widerstand, (der hier sowieso nichts verloren hat), ein Strom entsprechend der Offsetspannung des OP. Also 0,5mV/100 Ohm = 5µA. Im Verhältnis zum OPAMP-Eingangsstrom von 1pA ganz schön viel. Ohne 100 Ohm hast du einen Impedanzwandler, den du eigentlich wolltest. > Was mache ich denn falsch, sodass der OpAmp den C nicht nachlädt? Dein Ansatz sollte ein anderer sein, du hast es selbst schon genannt: ein Peak-Detektor soll es werden. Gibt es im Internet jede Menge Schaltungen. Grüße, Peter
Valentin Buck schrieb: > aber im Grunde genommen war es so gedacht, > dass der Kondensator über Wiederstand den selben Strom erhält, > den er durch seinen Parrallelwiederstand verliert. Das geht aber nicht, weil du nicht weißt wieviel Strom durch den virtuellen Widerstand abfließt. > Wie geht das mit der Diodenspannung kompensieren? Bau die Schaltung, die in diesem Beitrag beschrieben ist nach und alle deine Probleme sind gelöst: Beitrag "Re: Gibt es ein solches Glied und wie heißt es" > Bernd: >> Ich benutzte sein Jahren eine Schaltung mit einem FET-OP TL084. >> Die Peakholdschaltung hat aber 2 Speicherstufen, die erste ist >> schnell(220Ohm und 10..15nF) und die zweite Stufe mit 1uF ist langsam. >> 1. OP = 1 zu 1 Buffer >> 2. OP Eingang an + Ausgang Diode( Pikoampere Diode J50) auf - Eingang >> zurückgekoppelt. Hinter der Diode dann der Widerstand, Kondensator nach >> Masse. >> Die Spannung wieder auf den 3. OP. Gleiche Schaltung. >> 4. OP Buffer.
Valentin Buck schrieb: > So, ich habe mal noch ein paar Experimente gemacht. Das ist immernoch KEIN Impedanzwandler. Dazu hättest du nur den Widerstand R1 entfernen müssen, so wie dir schon mal aufgetragen wurde. Übrig bleibt die wohl simpelste Grundschaltung überhaupt: http://de.wikipedia.org/wiki/Operationsverst%C3%A4rker#Impedanzwandler
> 2. OpAmp hindert Kondensator an der Selbstenladung (lädt nach)
Vergiss das nachladen einfach. Wähle Kondensator und Opamp wie vorher
schon vorgeschlagen. ca. 1mV Abfall pro Minute sollte eigentlich
reichen.
Wenn nicht, dann halt auf nen ADC und digital speichern.
Außerdem: Die echte Selbstentladung kennst du gar nicht.
Abhängig von der Umgebungstemperatur, Bauteilalterung, Messwert, etc.
wird der Opamp z.B. 1-500pA entnehmen.
Der 3GOhm Parallelwiderstand für den Kondensator ist bei 3V 1nA. Auch
temperatur-/alterungsabhängig, Bauteilstreuung, etc.
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Danke für die guten Vorschläge und Ideen: Es funktioniert! Ich habe über 30 sec. nur noch 0.115 Volt Abfall! Ich hab jetzt den Kondensator auf 3GOhm gesetzt. Jetzt muss ich nur noch mal gucken, welchen OpAmp ich nehme: Den 1462 habe ich nicht da, und eigentlich sollte es eine Bastelaktion mit Teilen, die noch da sind werden. Ich habs mal mit dem LM324 probiert, doch laut Simulation ist da alles krumm und schief, und nach wenigen Sekunden ist schon viel zu viel Spannung weg. Ich hab noch den TL072, den TL084 und den LM1458 da. Welchen würdet ihr nehmen? Ich habe leider zu keinem von denen ein Spice-Modell, sodass ich nicht einfach durchsimulieren kann. Mit freundlichen Grüßen, Valentin Buck
Das war aber eine schwere Geburt ;-) Zu den OPs, schau dir http://www.mikrocontroller.net/articles/Standardbauelemente#Operationsverst.C3.A4rker an, da sind die Parameter beschrieben. Nimm halt aus deinen Vorräten den mit den kleinsten Eingangsstrom und Vorsicht wegen dem Eingangsspannungsbereich, der oft erst bei 1,5V über V- anfängt. Grüße, Peter
> Ich habe über 30 sec. nur noch 0.115 Volt Abfall! Im Diagramm (linkes Bild) sind das aber deutlich weniger. > Ich habs mal mit dem LM324 probiert, doch laut Simulation ist da alles > krumm und schief, und nach wenigen Sekunden ist schon viel zu viel > Spannung weg. Der LM324 hat in diesem Fall einen Vorteil und zwei Nachteile: Der Vorteil ist, dass er ein Single-Supply-Typ ist, d.h. bei einfacher Versorgungsspannung (7V und GND) geht der Eingangs- und Ausgangsspan- nungsbereich bis 0V hinunter. Das ist dann wichtig, wenn dein Luftdruck- sensor auch Ausgangssignale <1,5V liefert. Nachteil 1 ist, dass er keine FET-Eingänge hat, was einen größeren Eingangsstrom zur Folge hat. Nachteil 2 ist, dass bei Übersteuerung der Eingangsstrom noch deutlich ansteigt. Der linke OpAmp ist aber immer dann übersteuert, wenn die Eingangsspannung kleiner als das bisherige Maximum ist. Aber gerade in diesem Fall sollte der Eingangsstrom möglichst gering sein, damit der Kondensator den Maximalwert lange hält. > Ich hab noch den TL072, den TL084 und den LM1458 da. > Welchen würdet ihr nehmen? Einen der beiden TLs, da diese FET-Eingänge haben. Die kleinste Signal- spannung ist aber auch hier etwa 1,5V. Wenn das nicht reicht, musst du Einkaufen gehen und bspw. einen TLC272 oder einen TS912 besorgen.
Danke für eure Tipps. Wie heißt denn der Parameter in den Datenblättern, mit dem der Strom durch die Eingänge beschrieben wird? Und warum kein LM1458, der ist doch sonst fast schon Standard. mit freundlichen Grüßen, Valentin Buck
Valentin Buck schrieb: > Wie heißt denn der Parameter in den Datenblättern, mit dem der Strom > durch die Eingänge beschrieben wird? Input Bias Current, Input Resistance > Und warum kein LM1458, der ist doch sonst fast schon Standard. Vielleicht solltest du doch endlich mal überlegen, was die wichtigste Eigenschaft deines OPs sein muss (Tipp: 80% der Antworten handeln davon) und dann einen Blick in die Datenblätter werfen. Grüße, Peter
Peter Roth schrieb: > Input Bias Current, Input Resistance Genau richtig, wobei vor allem der "Input Bias Current" (Eingangsruhe- strom) die für diese Anwendung maßgebliche Größe ist. Die "Common Mode Input Resistance" (Gleichtakteingangswiderstand) liegt selbst bei schlechten OpAmps im GΩ-Bereich und stört deswegen kaum. Meistens ist sie deswegen im Datenblatt gar nicht angegeben. Die "Differential Input Resistance" (Differenzeingangswiderstand) kann deutlich darunter liegen (z.B. 1MΩ), was sich in der Schaltung beim linken OpAmp störend auswirkt (daher auch das extrem schlechte Abschnei- den des LM324). Dies kann aber dadurch umgangen werden, dass dessen Feedback nicht direkt am Kondensator, sondern am Ausgang des rechten OpAmps abgegriffen wird¹. Damit wird der Kondensator nur noch über die Diode und den rechten OpAmp entladen. Beim rechten OpAmp macht sich der Differenzeingangswiderstand kaum bemerkbar, da dort die Differenzein- gangsspannung und sehr gering ist². Ohne lange die Tabellen in den Datenblättern zu durchforsten, kannst du aber auch einfach nachschauen, ob im Titel eines der Wörter FET, JFET, BiFET, MOSFET, CMOS, LinCMOS o.ä. auftaucht. Das sind diejenigen mit den vernachlässigbaren Eingangsströmen und -widerständen. Das liegt daran, dass FETs im Gegensatz zu Bipolartransistoren per Spannung und nicht per Strom gesteuert werden. ¹) Das macht die ganze Schaltung nebenbei sogar noch etwas genauer. ²) Sie entspricht etwa der Offsetspannung, die auch bei schlechten OpAmps im mV-Bereich liegt.
Irgendwie vermisse ich einen Hinweis auf den Rückwärtsstrom der Diode
(oder ich habs überlesen). Hier sollte man zumindest darauf achten, dass
es eine einigermaßen gute ist (z.B. BAS70). Oder du nimmst gleich einen
NPN als Diode, der ist nochmal um größenordungen besser.
"A" --o-- ---- "K"
| \ ^
| -------
|_____|
Stichwort "Folien-C" ist sicher schon gefallen, FET OPV mit kleinem
Offset und kleinem I_BIAS (z.B. OPA336). Ist letztendlich nur ein
Schätzwert, die Diodenspannung bekommst du mit dieser Schaltung immer
mit rein (ich glaube yalu schrieb es schon).
Yalu X. schrieb: > Dies kann aber dadurch umgangen werden, dass dessen > Feedback nicht direkt am Kondensator, sondern am Ausgang des rechten > OpAmps abgegriffen wird¹. Damit wird der Kondensator nur noch über die > Diode und den rechten OpAmp entladen. Dann ist die Spannung am Kondensator aber nicht mehr um die Diodenflussspannung bereinigt. Dann ist der Teufel mit dem Belzebub ausgetrieben. Pothead schrieb: > Oder du nimmst gleich einen NPN als Diode, > > "A" --o-- ---- "K" > | ^ / > | ------- > |_____| Doch wohl eher so!
Alexander Schmidt schrieb: > Yalu X. schrieb: >> Dies kann aber dadurch umgangen werden, dass dessen >> Feedback nicht direkt am Kondensator, sondern am Ausgang des rechten >> OpAmps abgegriffen wird¹. Damit wird der Kondensator nur noch über die >> Diode und den rechten OpAmp entladen. > > Dann ist die Spannung am Kondensator aber nicht mehr um die > Diodenflussspannung bereinigt. Wieso nicht? Die Ausgangsspannung des rechten OpAmps ist doch praktisch gleich der Kondensatorspannung (Spannungsfolger). Es wird dadurch nicht nur die Diode, sondern zusätzlich die Offsetspannung des rechten OpAmps kompensiert. >> Oder du nimmst gleich einen NPN als Diode, >> >> "A" --o-- ---- "K" >> | ^ / >> | ------- >> |_____| > > Doch wohl eher so! Hätte ich auch gesagt. In einem Transistor ist die BC-Diode ist die "bessere".
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Ich habe es mir so vorgestellt. Die Zweite Stufe um sehr kurze Pulse abzufangen.
Alexander Schmidt schrieb: > Meintest du so wie im angehängten Bild? Ja, genau. Geht das so nicht? Ich hab's weder ausprobiert noch simuliert, es könnte also durchaus ein Denkfehler drin stecken ;-) > Ich habe es mir so vorgestellt. Die Zweite Stufe um sehr kurze Pulse > abzufangen. Meinst du mit "kurze Impulse abfangen" kurze Störimpulse unterdrücken oder kurze Nutzimpulse erfassen? Wahrscheinlich letzteres, denn dafür bringt die kaskadierte Schaltung mit dem kleinen Kondensator links (kurze Ladezeit) und dem großen rechts (lange Haltezeit) sicher Vorteile. Ob der TE das unbedingt braucht, muss er entscheiden. Er schrieb > Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und > das Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer > Flugbahn zu messen. was eher auf langsame Änderungen der Eingangsspannung schließen lässt. Aber auf jeden Fall ist das ein guter Ansatz, und es gibt ja genügend Anwendungen, wo tatsächlich kurze Impulse über längere Zeit gespeichert werden müssen.
Valentin Buck schrieb: > Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und das > Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer > Flugbahn zu messen. Egal welchen Aufwand du in die Elektronik steckt, ich denke, da wird nichts sinnvolles bei rauskommen. Höhenmessung durch Druckmessung und schnelle (Luft-)Bewegung passen nicht wirklich gut zusammen, Stichwort Bernoulli. An/in der Pfeilspitze einen Punkt zu finden, an dem der Luftdruck nicht durch die Bewegung verfälscht wird, dürfte nahezu unmöglich sein. Selbst unter optimalen Bedingungen bräuchtest du zur Korrektur des Fehlers die Geschwindigkeit des Pfeils. Wenn du aber die (Abschuss-)Geschwindigkeit kennst, brauchst du nur Schussweite, Windgeschwindigkeit und -richtung (Winkel zur Flugrichtung des Pfeils) zu messen, und kannst dann die Flugbahn und damit die erreichte Höhe ausrechnen (ein paar einmalig zu ermittelnde Parameter wie z.B. der Luftwiderstand des Pfeils sind natürlich auch noch nötig). Andreas
Yalu X. schrieb: > kurze Nutzimpulse erfassen? Dieses. > Die "Differential Input Resistance" (Differenzeingangswiderstand) kann > deutlich darunter liegen (z.B. 1MΩ), was sich in der Schaltung beim > linken OpAmp störend auswirkt (daher auch das extrem schlechte Abschnei- > den des LM324). Mhh. Warum wird dieser Wert dann in praktisch keinem Datenblatt angegeben. Jedenfalls fand ich auf die schnell keins in dem es drin ist. Wie kann man diesen messen?
Yalu X. schrieb: >>> Oder du nimmst gleich einen NPN als Diode, >>> >>> "A" --o-- ---- "K" >>> | ^ / >>> | ------- >>> |_____| >> >> Doch wohl eher so! > > Hätte ich auch gesagt. In einem Transistor ist die BC-Diode ist die > "bessere". Diese pauschale Behauptung hält einer Überprüfung nicht stand. Es hängt nämlich von der Sperrspannung ab welche Version besser ist - am Beispiel eines BC847A ist es laut Simulation günstiger unter 8V die BE-Strecke zu verwenden (wie gesagt, es ist nur eine Simulation). Aber das ist Haarspalterei. So oder so ist es besser als eine 08/15-Diode.
Vielen Dank für eure guten Ideen und Antworten!!! Zu der Flughöhe: Die wird auch gar nicht gemessen. Der Drucksensor steckt in einem Staurohr, um die Fulggeschwindigkeit zu messen. Das hatte ich damals vergessen, zu schreiben. Da das Staurohr zu Anfang auch immer kalibriert wird, spielen Temperatureinflüsse kaum eine Rolle. Die Höhe spielt bei einem Pfeilschuss nicht wirklich eine Rolle, da es ja auf die am Ende übertragene Energie ankommt. Das Staurohr habe ich schon getestet, dabei ist mir aufgefallen, das der ADC der µC in einer Schleife die Angewohnheit hat, immer zur falschen Zeit zu messen. Außerdem kann ich bei einem Parabolschuss mit dieser Anordnung auch die Maximalgeschwindigkeit beim Abstieg messen kann. Dabei resete ich den Peak-Detector mit einem Tiny13 sobald der Beschleunigungssensor einen Fall meldet. Vorher wird natürlich noch gemessen. Leider ist der Beschleunigungssensor sehr, sehr grob (2Bit, weiß auch nicht wo ich den herhab...). Warum sind die Dioden bei Transistoren eigentlich besser? mit freundlichen Grüßen, Valentin Buck
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Pothead schrieb: >> Hätte ich auch gesagt. In einem Transistor ist die BC-Diode ist die >> "bessere". > > Diese pauschale Behauptung hält einer Überprüfung nicht stand. Es hängt > nämlich von der Sperrspannung ab welche Version besser ist Bei praktisch allen Transistoren ist die CB-Sperrspannung deutlich größer als die EB-Sperrspannung. Deswegen ist es naheliegend, dass der CB-Sperrstrom kleiner ist. > am Beispiel eines BC847A ist es laut Simulation günstiger unter 8V die > BE-Strecke zu verwenden (wie gesagt, es ist nur eine Simulation). Ich habe das eben auch mit LTSpice simuliert und kann dein Ergebnis bestätigen. Ich glaube aber nicht, dass das dort verwendete Modell das Sperrverhalten der BE-Diode richtig abbildet. So fehlt bspw. auch der Durchbruch bei höheren Spannungen. Die Kennlinie im negativen Spannungs- bereich scheint einfach nur eine Gerade durch den Nullpunkt, also die gleiche wie die eines Widerstands zu sein. Ich kenne mich allerdings mit dem in Spice verwendeten BJT-Modell zu wenig aus, um Genaueres dazu sagen zu können. Einen besseren Anhaltspunkt liefert das Datenblatt des BC547 (Philips/ NXP). Dort sind zwar nur Maximalwerte angegeben, aber man sieht schon einen deutlichen Unterschied zwischen Icbo und Iebo (s. Anhang). Ich habe auch mal exemplarisch einen realen BC547C vermessen. Mangels besserer Ausrüstung habe ich für die Strommessung ein gewöhnliches Multimeter im Spannungbereich benutzt. Das Gerät hat 10MΩ Innenwider- stand, d.h. 1V entspricht 100nA. Den Spannungsabfall am Gerät habe ich bei der Messung natürlich berücksichtigt. Hier sind die Ergebnisse für unterschiedliche Spannungen, zum Vergleich eine 1N4148: 5 8 8,5 20 60 V ------------------------------------------ BC547C BC <0,3¹ 0,3 0,3 0,8 1,1 nA BC547C BE <0,3¹ 4 32 -² -² nA 1N4148 5 6 6 10 16 nA ------------------------------------------ ¹) Der Strom kann mit dem Multimeter nicht mehr gemessen werden, da die Anzeige zu sehr zappelt. ²) Keine Messung, weil die Spannung oberhalb der BE-Durchbruchspannung liegt. Man sieht, dass der Sperrstrom BC-Diode des BC547 mindestens eine Größenordnung unter dem der 1N4148 liegt. Die BE-Diode schneidet bei den Spannungen, wo eine Messung möglich war, schlechter als die BC-Diode ab. Valentin Buck schrieb: > Warum sind die Dioden bei Transistoren eigentlich besser? Die sind nicht generell besser. Es gibt auch Dioden, die speziell für gutes Sperrverhalten optimiert wurden. Die BAS716 hat bspw. bei 75V nur typ. 0,2nA (max. 5nA), das ist noch ein gutes Stück besser als die BC-Diode des BC547. Im Vergleich zur 1N4148 hat die BAS716 aber eine sehr viel höhere Sperrerholzeit (max. 3µs vs. 8ns). Alles kann man eben nicht haben :)
Yalu X. schrieb: > 5 8 8,5 20 60 V > ------------------------------------------ > BC547C BC <0,3¹ 0,3 0,3 0,8 1,1 nA > BC547C BE <0,3¹ 4 32 -² -² nA > 1N4148 5 6 6 10 16 nA > ------------------------------------------ Ein Mann der Praxis. Ausgezeichnet! Dass es bei 8V ziemlich abgeht war klar, Durchbruchverhalten. Auch so ist der Unterschied zwischen BC/BE recht ordentlich, das hätte ich so nicht erwartet. Wie gesagt, die Simulation fand ich auch nicht besonders gehaltvoll, aber nun herrscht ja Klarheit.
Hey, danke! Jetzt funktioniert alles. Ich hab die Schaltung aufgebaut. Als Diode hab ich jetzt die BC-Strecke eines BC547 genommen. Ich bekomme saubere Werte der Geschwindigkeit! Vielen Dank an alle! Valentin Buck
Yalu X. schrieb: > Mangels besserer Ausrüstung habe ich für die Strommessung ein gewöhnliches > Multimeter im Spannungsbereich benutzt. Das Gerät hat 10MΩ Innenwider- > stand, d.h. 1V entspricht 100nA. Den Spannungsabfall am Gerät habe ich > bei der Messung natürlich berücksichtigt. Ich habe gestern Abend auch noch einig Messungen gemacht, wie du mit einem Multimeter (1Mohm Eingangswiderstand) auf Spannungsmessung im 200mV-Bereich. Ob man die Volt hier einfach mit I=U/R=10mV/1Mohm= 1nA umrechnen kann glaube ich nicht ganz, daher sind meine Ergebnisse mit einem Fragezeichen statt einer Einheit versehen. Welchen Spannungsabfall hast du wie berücksichtigt? Auf der BC-Strecke bei einem BC549 konnte ich überhaupt keinen Strom messen. > 5 8 8,5 20 60 V > ------------------------------------------ > BC547C BC <0,3¹ 0,3 0,3 0,8 1,1 nA > BC547C BE <0,3¹ 4 32 -² -² nA > 1N4148 5 6 6 10 16 nA > ------------------------------------------ 5 8 20 30 V ------------------------------------------ 1N4148 4,0 4,9 6,8 8,5 ?? BC546C BC 0,0 0,1 0,3 0,6 ?? BC547C BC 0,0 0,0 0,0 0,1 ?? BC549C BC 0,0 0,0 0,0 0,0 ?? ------------------------------------------ Gezappelt hat mein Multimeter nicht, allerdings kann man jede Bewegung der der Hände in der Nähe der Schaltung an der Anzeige sehen.
> Ob man die Volt hier einfach mit I=U/R=10mV/1Mohm= 1nA umrechnen kann > glaube ich nicht ganz Stimmt ja auch nicht ganz, da 10mV/1MΩ=10nA sind ;-) > Welchen Spannungsabfall hast du wie berücksichtigt? Das Einbauinstrument im Netzgerät misst die Gesamtspannung U1 an der Reihenschaltung von Transistor/Diode und Strommessvoltmeter, welches seinerseits den Spannungsabfall U2 am eigenen Innenwiderstand Ri misst:
1 | ,——————————+—————————————, |
2 | | | | |
3 | +| | Ri=10MΩ (V) U2 |
4 | ,———————————, | | |
5 | | Netzgerät | (V) U1 --- |
6 | '———————————' | / \ |
7 | -| | --- |
8 | | | | |
9 | '——————————+—————————————' |
Die Spannung am Transistor ist U1-U2. Ich habe also das Netzgerät jeweils so weit hochgedreht, dass dessen Ausgangsspannung abzüglich der vom Strommessvoltmeter angezeigten Spannung der gewünschten Spannung am Transistor entspricht. Bei höheren Gesamtspannungen und geringen Strömen ist aber U2 gegenüber U1 fast vernachlässigbar. Die Überlegung, dass der Strom durch den Transistor U2/Ri ist, sollte eigentlich schon stimmen, da man das reale Voltmeter als Parallelschal- tung eines idealen Voltmeters mit dem Innenwiderstand Ri denken kann. Die Richtigkeit des Innenwiderstand deines Voltmeters kannst du dadurch überprüfen, dass du einen bekannten 1MΩ-Widerstand (bei mir waren es 10MΩ) in Reihe dazu schaltest und an beides zusammen unterschiedliche Spannungen anlegst. Das Voltmeter sollte dabei immer die Hälfte der angelegten Spannung anzeigen. > 5 8 20 30 V > ------------------------------------------ > 1N4148 4,0 4,9 6,8 8,5 ?? > BC546C BC 0,0 0,1 0,3 0,6 ?? > BC547C BC 0,0 0,0 0,0 0,1 ?? > BC549C BC 0,0 0,0 0,0 0,0 ?? > ------------------------------------------ So arg weit auseinander liegen unsere Messungen ja gar nicht, vor allem vor der Tatsache, dass die Sperrströme von Halbleitern sehr stark exemplar- und auch temperaturabhängig sind. > Gezappelt hat mein Multimeter nicht, Vielleicht lag das bei mir an dem höheren Innenwiderstand, der die Messung empfindlicher gegenüber kapazitiven Einstreuungen macht. Ich sollte vielleicht auch mal ein 1MΩ-Meter ausprobieren. > allerdings kann man jede Bewegung der der Hände in der Nähe der > Schaltung an der Anzeige sehen. Das hatte ich auch. Erst dachte ich, dass das Transistorgehäuse das Umgebungslicht vielleicht nicht vollständig absperrt, bin der Sache dann aber nicht weiter nachgegangen.
Yalu X. schrieb: >> Ob man die Volt hier einfach mit I=U/R=10mV/1Mohm= 1nA umrechnen kann > Stimmt ja auch nicht ganz, da 10mV/1MΩ=10nA sind ;-) Da ist mir allerdings ein Lapsus unterlaufen. Die Werte in der Tabelle stimmen allerdings. > Die Spannung am Transistor ist U1-U2. Ich habe also das Netzgerät > jeweils so weit hochgedreht, dass dessen Ausgangsspannung abzüglich der > vom Strommessvoltmeter angezeigten Spannung der gewünschten Spannung am > Transistor entspricht. Das ist mir jetzt nicht ganz klar. Wenn U1=30V und U2=5mV, dann ist U2 doch vernachlässigbar. > Die Überlegung, dass der Strom durch den Transistor U2/Ri ist, sollte > eigentlich schon stimmen, da man das reale Voltmeter als Parallelschal- > tung eines idealen Voltmeters mit dem Innenwiderstand Ri denken kann. Da bin ich mir eben nicht so sicher, ob man dies einfach so annehmen kann. Näherungsweise sollte es aber stimmen. > Die Richtigkeit des Innenwiderstand deines Voltmeters Ich habe mit einem zweiten Multimeter die 1Mohm nachgemessen. > So arg weit auseinander liegen unsere Messungen ja gar nicht, vor allem > vor der Tatsache, dass die Sperrströme von Halbleitern sehr stark > exemplar- und auch temperaturabhängig sind. Die Tendenzen, vor allem bei der 1N4148 sind schon gut erkennbar. >> Gezappelt hat mein Multimeter nicht, > > Vielleicht lag das bei mir an dem höheren Innenwiderstand, Das ist gut möglich. > Erst dachte ich, dass das Transistorgehäuse das > Umgebungslicht vielleicht nicht vollständig absperrt, bin der Sache dann > aber nicht weiter nachgegangen. Auf die Idee bin ich gar nicht gekommen, aber das ist gar nicht so verkehrt, vor allem da meine Diode im klassischen Glasgehäuse ist, evtl. lässt die rote Farbe etwas Licht hindurch.
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