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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Analogwert festnageln


Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Hallo,
gibt es eine Schaltung,
um eine Spannung, die für ungefähr eine Sekunde an einem Eingang 
anliegt,
für ungefähr eine Minute zu halten.
Ich stelle mir das ungefähr so vor, dass ein Kondensator am Anfang mit 
einer Spannung gefüttert wird, und dann ein OpAmp die Selbstentladung 
durch Rückkopplung verhindert, oder gibt es da elegantere Lösungen.
Ich hab mal nach einer Sample&Hold-Schaltung gesucht, aber da gibt es ja 
auch das Problem mit dem Kondensator.
Ich würde mich freuen, wenn ihr mir helfen könntet.
Valentin Buck

Autor: Andreas K. (derandi)
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Sample & Hold ist nicht verkehrt, größerer Kondensator und Op-Amps mit 
FET-Eingängen und dann klappt das auch mit der Minute.

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Valentin Buck schrieb:
> gibt es eine Schaltung, um eine Spannung, die für ungefähr eine
> Sekunde an einem Eingang anliegt, für ungefähr eine Minute zu halten.

Mit einem guten Kondensator (kein Elko), einem guten Analogschalter und
einem FET-OpAmp ist das — bei nicht allzu überzogenen Genauigkeitanfor-
derungen — mit einer S&H-Schaltung schon möglich.

Alternative: ADC — Digitalspeicher — DAC

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Also ich hab mal versucht, eine Schaltung in LTSpice zu entwickeln, die 
das schafft. Als Kondensator hab ich mal 200µF mit 300kOhm 
Parrallelwiederstand(realistisch???) genommen.
Die Schaltung besteht aus einem OpAmp, an dessen nicht invertierendem 
Eingang der Kondensator hängt. Der wird mit einem Stromstoß geladen.
Dann ist noch der Ausgang auf den invertierenden Eingang 
zurückgekoppelt,
um einen Spannungsfolger aufzubauen. Der Ausgang geht zudem noch mit 100 
Ohm
an den Kondensator.

Ich stelle mir das so vor: der Spannungsfolger gibt die Eingangspannung 
am Ausgang aus und verhindert damit, dass sich der Kondensator entlädt.

In der Simulation ist es nun aber so, dass sich der Kondensator nur 
langsamer entlädt, entladen tut er sich aber immer noch ziemlich schnell
(ca 0,1 V pro Sekunde).
Kann man die Schaltung noch verbessern, sodass sich der Kondensator noch 
langsamer entlädt?
Danke für eure guten Ideen!
Valentin Buck

Autor: Andreas K. (derandi)
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Klatsch an den Kondensator mal einen Impedanzwandler mit einem LT1462.
Dieser Op-Amp "verbraucht" an den Eingängen nur wenige Picoampere.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Naja, der Hit ist der LT1462 zu dem sogenannten universal opamp nun 
gerade nicht.
Andererseits scheint dieser Mangel alle OpAmps zu betreffen.
Ist der Strom, der durch die Eingänge fließt, wirklich so groß?
Laut Simulation sind das zwischen 50 und 100 pA, wenn man 
nicht-invertierenden und invertierenden Eingang addiert.
Gibt es da eine Lösung?
mit freundlichen Grüßen,
Valentin Buck

Autor: Andreas K. (derandi)
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Such bei Linear-Technology mal nach "Sample and Hold", da kommst du zum 
Beispiel bei LF198 raus. Genau das was du suchst würde ich sagen...

Autor: Peter Roth (gelb)
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@  Valentin Buck (nitnelav)

Verstehe dein Problem nicht, da 100pA * 60s / 10µF gerade mal 0,6mV 
ergibt.
Du musst nur die Spannung am geladenen Kondensator mit einem guten OP 
puffern. Und keinen Elko verwenden.

Eventuell den Kondensator mit einem JFET als Analogschalter laden, da 
dessen Sperrströme sehr gering sind.

Grüße, Peter

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Valentin Buck schrieb:
> Als Kondensator hab ich mal 200µF mit 300kOhm
> Parrallelwiederstand(realistisch???) genommen.

Realistisch vielleicht für einen mäßig guten Elko :)

Ich habe hier mal etwas anderes herausgepickt, da gibt es aber sicher
noch besseres, wenn man gezielter sucht:

  http://www.wima.com/EN/mkp4.htm

Der größte Kondensator dieser Serie hat 33µF und eine Zeitkonstante von
typisch 10⁵s, das entspricht einem Parallelwiderstand von 3GΩ, also dem
Zehntausendfachen von dem was du angenommen hast. Setze also den
Parallelwiderstand von C1 auf 3GΩ, dann wird das Ergebnis gleich besser
aussehen.

> Der Ausgang geht zudem noch mit 100 Ohm an den Kondensator.

Das geht nicht, da an R1 die Offsetspannung des OpAmp anliegt und somit
ein Strom von Uoff/R1 in C1 hinein bzw. aus diesem heraus fließt. In
deiner Simulation funktioniert dieser Trick nur deswegen, weil du als
OpAmp den "UniversalOpamp2" genommen hast. Das ist kein OpAmp, den man
kaufen kann, sondern einer, dessen interne Parameter zu Simulationszwe-
cken geändert werden können. Der Parameter für die Offsetspannung hat
den Defaultwert 0, deswegen merkst du von obigem Problem nichts. Lass
also R1 einfach weg.

Das zweite Bild (Entladekurve_ohne_Schaltung.png) kann nicht stimmen.
Selbst mit 300kΩ Parallelwiderstand müsste sich der 220µF-Kondensator
deutlich langsamer entladen. Entweder du hast versehentlich 3kΩ statt
300kΩ eingetragen, oder der Kondensator hat nur 2µF statt 220µF.

> Naja, der Hit ist der LT1462 zu dem sogenannten universal opamp nun
> gerade nicht.

Der LT1462 schon, aber deine Beschaltung nicht ;-)

Der LT1462 ist kein Rail-to-Rail-OpAmp, er kann also die anfänglichen
4,3V am Ausgang gar nicht aufbringen. Weil die Ausgangsspannung
niedriger ist, entlädt er den Kondensator über R1. Der UniversalOpamp2
ist defaultmäßig als Rail-to-Rail parametriert, deswegen hast du dort
dieses Problem nicht.

Erhöhe die positive Versorgungsspannung des OpAmps (aber nicht die
Signalspannung V2) von 5V auf 7V, und erniedrige am besten auch gleich
die negative Versorgungsspannung von 0V auf -2V, dann fühlt sich der
LT1462 in der Schaltung gleich viel wohler.

Also: Parallelwiderstand von C1 auf 3GΩ erhöhen, R1 weglassen, OpAmp
durch etwas Reales wie den LT1462 ersetzen, Versorgungsspannung erhöhen
und noch einmal simulieren. Dann werden die Ergebniss ganz anders
aussehen :)

Autor: Ralli (Gast)
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Ist schon niedlich!

LTSpice ist hilfreich, aber 5 Minuten Augen und Ohren im
Physikunterricht geöffnet, wären es auch gewesen:

   220 µF an 300 kOhm haben nun mal ein tau = 66 s.

Und:  Wie kommt man auf die Idee 200 µF zu nehmen?

Ist nur E24 - aber bei ELKOs?????

Gute Nacht,
Ralli

Autor: HildeK (Gast)
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Ralli schrieb:
> Und:  Wie kommt man auf die Idee 200 µF zu nehmen?
>
> Ist nur E24 - aber bei ELKOs?????

Gute Nacht, Ralli: 220 ist sogar E3!
http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/1109071.htm

Autor: Schrotty (Gast)
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Ein ganz anderer Ansatz wäre, mit einem kleinen µC per ADC den Wert 
einzulesen und so lange per DAC auszugeben, bis ein neuer Wert 
eingelesen werden soll.
Vorteil: Es genügt ein Sample und danach kann der Spannungswert beliebig 
lange gesepichert werden.
Der Bauteileaufwand dürfte gegenüber der analogen Lösung geringer 
ausfallen. Die Kosten sind aber ggf. ein bisschen höher.

Vielleicht findest du auch einen ADC mit parallelem Ausgang und kannst 
diesen direkt an ein R2R-Netzwerk anschließen und würdest dir so sogar 
den µC sparen.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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So, ich habe mal noch ein paar Experimente gemacht.
Der Tipp mit den 9V war schon mal gut, aber ohne Wiederstand spinnt die 
Schaltung total.
Sie gibt dann was bei 7.8V aus.
Der gleiche Effekt bei einem Parrallelwiederstand von 3GOhm.
Hat jemand eine Idee?
Ich würde hier gerne analog bleiben, da ich den Wert dann später mit 
höherer Genauigkeit und einer guten stabilisierten Referenzspannung 
digitalisieren kann.
Ich hätte maximal Platz und Vorraussetzungen für einen Tiny13 oder 
ähnliches.
Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und das 
Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer 
Flugbahn zu messen. Als Energieversorgung hätte ich übrigens ca. 8V aus 
zwei LiPoly Zellen des Funksenders zur Pfeilortung. Da darf ich etwa 
100mA ziehen.
Zu den 200µF: Da hatte ich ich im Beitrag verschrieben: Das sind 220µF. 
Wenn die Schaltung gut funktioniert wären ja vielleicht auch weniger 
möglich, das war nur der erste Anhaltswert.
mit freundlichen Grüßen,
Valentin Buck

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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> Der Tipp mit den 9V war schon mal gut, aber ohne Wiederstand spinnt
> die Schaltung total.

Mit "R1 weglassen" meinte ich so sehr weglassen, dass keine Verbindung
zwischen dem OpAmp-Ausgang und dem Kondensator mehr besteht :)

Der Kondensator kann dann nur noch über seinen Parallelwiderstand, den
OpAmp-Eingang und die Diode entladen werden.

> Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und
> das Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer
> Flugbahn zu messen.

Also ein Spitzenwertdetektor (in wahrsten Sinne des Wortes :)). Dafür
gibt es übrigens auch Schaltungen, bei denen die Flussspannung an der
Diode kompensiert wird, so dass du am Ausgang tatsächlich den maximalen
Sensorwert erhältst und nicht ungefähre 0,7V weniger.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Danke für den Tipp mit dem Wiederstand,
aber im Grunde genommen war es so gedacht,
dass der Kondensator über Wiederstand den selben Strom erhält,
den er durch seinen Parrallelwiederstand verliert.
Wie geht das mit der Diodenspannung kompensieren?
Im Augenblick denke ich mir den Spitzenwertdetektor übrigens so:
1. Kondensator wird über Diode aufgeladen
2. OpAmp hindert Kondensator an der Selbstenladung (lädt nach)
3. Wenn höhere Spannung am Eingang anliegt, wird auch die Spannung am C 
höher, da dann ja Strom durch die Diode fließt.
4. Wenn niedrigere Spannung anliegt, blockt die Diode den Rückfluss.
Was mache ich denn falsch, sodass der OpAmp den C nicht nachlädt?
mit freundlichen Grüßen,
Valentin Buck

Autor: Peter Roth (gelb)
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Valentin Buck schrieb:

> Wie geht das mit der Diodenspannung kompensieren?

> 1. Kondensator wird über Diode aufgeladen
> 2. OpAmp hindert Kondensator an der Selbstenladung (lädt nach)

Der OPAMP wird aber genauso zu verhindern versuchen, dass der 
Kondensator
aufgeladen wird.

Außerdem fließt durch den 100 Ohm-Widerstand, (der hier sowieso nichts 
verloren hat), ein Strom entsprechend der Offsetspannung des OP. Also 
0,5mV/100 Ohm = 5µA. Im Verhältnis zum OPAMP-Eingangsstrom von 1pA ganz 
schön viel. Ohne 100 Ohm hast du einen Impedanzwandler, den du 
eigentlich wolltest.

> Was mache ich denn falsch, sodass der OpAmp den C nicht nachlädt?

Dein Ansatz sollte ein anderer sein, du hast es selbst schon genannt: 
ein Peak-Detektor soll es werden. Gibt es im Internet jede Menge 
Schaltungen.

Grüße, Peter

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Valentin Buck schrieb:
> aber im Grunde genommen war es so gedacht,
> dass der Kondensator über Wiederstand den selben Strom erhält,
> den er durch seinen Parrallelwiederstand verliert.

Das geht aber nicht, weil du nicht weißt wieviel Strom durch den 
virtuellen Widerstand abfließt.


> Wie geht das mit der Diodenspannung kompensieren?

Bau die Schaltung, die in diesem Beitrag beschrieben ist nach und alle 
deine Probleme sind gelöst:

Beitrag "Re: Gibt es ein solches Glied und wie heißt es"
> Bernd:
>> Ich benutzte sein Jahren eine Schaltung mit einem FET-OP TL084.
>> Die Peakholdschaltung hat aber 2 Speicherstufen, die erste ist
>> schnell(220Ohm und 10..15nF) und die zweite Stufe mit 1uF ist langsam.
>> 1. OP = 1 zu 1 Buffer
>> 2. OP Eingang an +  Ausgang Diode( Pikoampere Diode J50) auf - Eingang
>> zurückgekoppelt. Hinter der Diode dann der Widerstand, Kondensator nach
>> Masse.
>> Die Spannung wieder auf den 3. OP. Gleiche Schaltung.
>> 4. OP Buffer.

Autor: Andreas K. (derandi)
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Valentin Buck schrieb:
> So, ich habe mal noch ein paar Experimente gemacht.

Das ist immernoch KEIN Impedanzwandler.
Dazu hättest du nur den Widerstand R1 entfernen müssen, so wie dir schon 
mal aufgetragen wurde.
Übrig bleibt die wohl simpelste Grundschaltung überhaupt:
http://de.wikipedia.org/wiki/Operationsverst%C3%A4...

Autor: Stephan (Gast)
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> 2. OpAmp hindert Kondensator an der Selbstenladung (lädt nach)

Vergiss das nachladen einfach. Wähle Kondensator und Opamp wie vorher 
schon vorgeschlagen. ca. 1mV Abfall pro Minute sollte eigentlich 
reichen.
Wenn nicht, dann halt auf nen ADC und digital speichern.

Außerdem: Die echte Selbstentladung kennst du gar nicht.
Abhängig von der Umgebungstemperatur, Bauteilalterung, Messwert, etc. 
wird der Opamp z.B. 1-500pA entnehmen.
Der 3GOhm Parallelwiderstand für den Kondensator ist bei 3V 1nA. Auch 
temperatur-/alterungsabhängig, Bauteilstreuung, etc.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Danke für die guten Vorschläge und Ideen:
Es funktioniert!
Ich habe über 30 sec. nur noch 0.115 Volt Abfall!
Ich hab jetzt den Kondensator auf 3GOhm gesetzt.
Jetzt muss ich nur noch mal gucken, welchen OpAmp ich nehme:
Den 1462 habe ich nicht da, und eigentlich sollte es eine Bastelaktion 
mit Teilen, die noch da sind werden.
Ich habs mal mit dem LM324 probiert, doch laut Simulation ist da alles 
krumm und schief, und nach wenigen Sekunden ist schon viel zu viel 
Spannung weg.
Ich hab noch den TL072, den TL084 und den LM1458 da.
Welchen würdet ihr nehmen?
Ich habe leider zu keinem von denen ein Spice-Modell,
sodass ich nicht einfach durchsimulieren kann.
Mit freundlichen Grüßen,
Valentin Buck

Autor: Peter Roth (gelb)
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Das war aber eine schwere Geburt  ;-)

Zu den OPs, schau dir 
http://www.mikrocontroller.net/articles/Standardba... 
an, da sind die Parameter beschrieben.
Nimm halt aus deinen Vorräten den mit den kleinsten Eingangsstrom und 
Vorsicht wegen dem Eingangsspannungsbereich, der oft erst bei 1,5V über 
V- anfängt.

Grüße, Peter

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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> Ich habe über 30 sec. nur noch 0.115 Volt Abfall!

Im Diagramm (linkes Bild) sind das aber deutlich weniger.

> Ich habs mal mit dem LM324 probiert, doch laut Simulation ist da alles
> krumm und schief, und nach wenigen Sekunden ist schon viel zu viel
> Spannung weg.

Der LM324 hat in diesem Fall einen Vorteil und zwei Nachteile:

Der Vorteil ist, dass er ein Single-Supply-Typ ist, d.h. bei einfacher
Versorgungsspannung (7V und GND) geht der Eingangs- und Ausgangsspan-
nungsbereich bis 0V hinunter. Das ist dann wichtig, wenn dein Luftdruck-
sensor auch Ausgangssignale <1,5V liefert.

Nachteil 1 ist, dass er keine FET-Eingänge hat, was einen größeren
Eingangsstrom zur Folge hat.

Nachteil 2 ist, dass bei Übersteuerung der Eingangsstrom noch deutlich
ansteigt. Der linke OpAmp ist aber immer dann übersteuert, wenn die
Eingangsspannung kleiner als das bisherige Maximum ist. Aber gerade in
diesem Fall sollte der Eingangsstrom möglichst gering sein, damit der
Kondensator den Maximalwert lange hält.

> Ich hab noch den TL072, den TL084 und den LM1458 da.
> Welchen würdet ihr nehmen?

Einen der beiden TLs, da diese FET-Eingänge haben. Die kleinste Signal-
spannung ist aber auch hier etwa 1,5V. Wenn das nicht reicht, musst du
Einkaufen gehen und bspw. einen TLC272 oder einen TS912 besorgen.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Danke für eure Tipps.
Wie heißt denn der Parameter in den Datenblättern, mit dem der Strom 
durch die Eingänge beschrieben wird?
Und warum kein LM1458, der ist doch sonst fast schon Standard.
mit freundlichen Grüßen,
Valentin Buck

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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input current

Autor: Peter Roth (gelb)
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Valentin Buck schrieb:

> Wie heißt denn der Parameter in den Datenblättern, mit dem der Strom
> durch die Eingänge beschrieben wird?

Input Bias Current, Input Resistance

> Und warum kein LM1458, der ist doch sonst fast schon Standard.

Vielleicht solltest du doch endlich mal überlegen, was die wichtigste 
Eigenschaft deines OPs sein muss (Tipp: 80% der Antworten handeln davon) 
und dann einen Blick in die Datenblätter werfen.

Grüße, Peter

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Peter Roth schrieb:
> Input Bias Current, Input Resistance

Genau richtig, wobei vor allem der "Input Bias Current" (Eingangsruhe-
strom) die für diese Anwendung maßgebliche Größe ist.

Die "Common Mode Input Resistance" (Gleichtakteingangswiderstand) liegt
selbst bei schlechten OpAmps im GΩ-Bereich und stört deswegen kaum.
Meistens ist sie deswegen im Datenblatt gar nicht angegeben.

Die "Differential Input Resistance" (Differenzeingangswiderstand) kann
deutlich darunter liegen (z.B. 1MΩ), was sich in der Schaltung beim
linken OpAmp störend auswirkt (daher auch das extrem schlechte Abschnei-
den des LM324). Dies kann aber dadurch umgangen werden, dass dessen
Feedback nicht direkt am Kondensator, sondern am Ausgang des rechten
OpAmps abgegriffen wird¹. Damit wird der Kondensator nur noch über die
Diode und den rechten OpAmp entladen. Beim rechten OpAmp macht sich der
Differenzeingangswiderstand kaum bemerkbar, da dort die Differenzein-
gangsspannung und sehr gering ist².

Ohne lange die Tabellen in den Datenblättern zu durchforsten, kannst du
aber auch einfach nachschauen, ob im Titel eines der Wörter FET, JFET,
BiFET, MOSFET, CMOS, LinCMOS o.ä. auftaucht. Das sind diejenigen mit den
vernachlässigbaren Eingangsströmen und -widerständen. Das liegt daran,
dass FETs im Gegensatz zu Bipolartransistoren per Spannung und nicht per
Strom gesteuert werden.

¹) Das macht die ganze Schaltung nebenbei sogar noch etwas genauer.
²) Sie entspricht etwa der Offsetspannung, die auch bei schlechten
   OpAmps im mV-Bereich liegt.

Autor: Pothead (Gast)
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Irgendwie vermisse ich einen Hinweis auf den Rückwärtsstrom der Diode 
(oder ich habs überlesen). Hier sollte man zumindest darauf achten, dass 
es eine einigermaßen gute ist (z.B. BAS70). Oder du nimmst gleich einen 
NPN als Diode, der ist nochmal um größenordungen besser.


"A" --o--       ---- "K"
      |  \     ^
      |  -------
      |_____|

Stichwort "Folien-C" ist sicher schon gefallen, FET OPV mit kleinem 
Offset und kleinem I_BIAS (z.B. OPA336). Ist letztendlich nur ein 
Schätzwert, die Diodenspannung bekommst du mit dieser Schaltung immer 
mit rein (ich glaube yalu schrieb es schon).

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Yalu X. schrieb:
> Dies kann aber dadurch umgangen werden, dass dessen
> Feedback nicht direkt am Kondensator, sondern am Ausgang des rechten
> OpAmps abgegriffen wird¹. Damit wird der Kondensator nur noch über die
> Diode und den rechten OpAmp entladen.

Dann ist die Spannung am Kondensator aber nicht mehr um die 
Diodenflussspannung bereinigt.
Dann ist der Teufel mit dem Belzebub ausgetrieben.


Pothead schrieb:
> Oder du nimmst gleich einen NPN als Diode,
>
> "A" --o--       ---- "K"
>       |  ^     /
>       |  -------
>       |_____|

Doch wohl eher so!

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Alexander Schmidt schrieb:
> Yalu X. schrieb:
>> Dies kann aber dadurch umgangen werden, dass dessen
>> Feedback nicht direkt am Kondensator, sondern am Ausgang des rechten
>> OpAmps abgegriffen wird¹. Damit wird der Kondensator nur noch über die
>> Diode und den rechten OpAmp entladen.
>
> Dann ist die Spannung am Kondensator aber nicht mehr um die
> Diodenflussspannung bereinigt.

Wieso nicht? Die Ausgangsspannung des rechten OpAmps ist doch praktisch
gleich der Kondensatorspannung (Spannungsfolger). Es wird dadurch nicht
nur die Diode, sondern zusätzlich die Offsetspannung des rechten OpAmps
kompensiert.

>> Oder du nimmst gleich einen NPN als Diode,
>>
>> "A" --o--       ---- "K"
>>       |  ^     /
>>       |  -------
>>       |_____|
>
> Doch wohl eher so!

Hätte ich auch gesagt. In einem Transistor ist die BC-Diode ist die
"bessere".

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Meintest du so wie im angehängten Bild?

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Ich habe es mir so vorgestellt. Die Zweite Stufe um sehr kurze Pulse 
abzufangen.

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Alexander Schmidt schrieb:
> Meintest du so wie im angehängten Bild?

Ja, genau. Geht das so nicht? Ich hab's weder ausprobiert noch
simuliert, es könnte also durchaus ein Denkfehler drin stecken ;-)

> Ich habe es mir so vorgestellt. Die Zweite Stufe um sehr kurze Pulse
> abzufangen.

Meinst du mit "kurze Impulse abfangen" kurze Störimpulse unterdrücken
oder kurze Nutzimpulse erfassen? Wahrscheinlich letzteres, denn dafür
bringt die kaskadierte Schaltung mit dem kleinen Kondensator links
(kurze Ladezeit) und dem großen rechts (lange Haltezeit) sicher
Vorteile.

Ob der TE das unbedingt braucht, muss er entscheiden. Er schrieb

> Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und
> das Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer
> Flugbahn zu messen.

was eher auf langsame Änderungen der Eingangsspannung schließen lässt.

Aber auf jeden Fall ist das ein guter Ansatz, und es gibt ja genügend
Anwendungen, wo tatsächlich kurze Impulse über längere Zeit gespeichert
werden müssen.

Autor: Andreas Ferber (aferber)
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Valentin Buck schrieb:
> Die Schaltung soll später mal in der Spitze eines Pfeils sitzen und das
> Signal eines Drucksensors auswerten, um den höchsten Punkt einer
> Flugbahn zu messen.

Egal welchen Aufwand du in die Elektronik steckt, ich denke, da wird 
nichts sinnvolles bei rauskommen. Höhenmessung durch Druckmessung und 
schnelle (Luft-)Bewegung passen nicht wirklich gut zusammen, Stichwort 
Bernoulli. An/in der Pfeilspitze einen Punkt zu finden, an dem der 
Luftdruck nicht durch die Bewegung verfälscht wird, dürfte nahezu 
unmöglich sein.

Selbst unter optimalen Bedingungen bräuchtest du zur Korrektur des 
Fehlers die Geschwindigkeit des Pfeils. Wenn du aber die 
(Abschuss-)Geschwindigkeit kennst, brauchst du nur Schussweite, 
Windgeschwindigkeit und -richtung (Winkel zur Flugrichtung des Pfeils) 
zu messen, und kannst dann die Flugbahn und damit die erreichte Höhe 
ausrechnen (ein paar einmalig zu ermittelnde Parameter wie z.B. der 
Luftwiderstand des Pfeils sind natürlich auch noch nötig).

Andreas

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Yalu X. schrieb:
> kurze Nutzimpulse erfassen?
Dieses.


> Die "Differential Input Resistance" (Differenzeingangswiderstand) kann
> deutlich darunter liegen (z.B. 1MΩ), was sich in der Schaltung beim
> linken OpAmp störend auswirkt (daher auch das extrem schlechte Abschnei-
> den des LM324).

Mhh. Warum wird dieser Wert dann in praktisch keinem Datenblatt 
angegeben. Jedenfalls fand ich auf die schnell keins in dem es drin ist.

Wie kann man diesen messen?

Autor: Pothead (Gast)
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Yalu X. schrieb:
>>> Oder du nimmst gleich einen NPN als Diode,
>>>
>>> "A" --o--       ---- "K"
>>>       |  ^     /
>>>       |  -------
>>>       |_____|
>>
>> Doch wohl eher so!
>
> Hätte ich auch gesagt. In einem Transistor ist die BC-Diode ist die
> "bessere".

Diese pauschale Behauptung hält einer Überprüfung nicht stand. Es hängt 
nämlich von der Sperrspannung ab welche Version besser ist - am Beispiel 
eines BC847A ist es laut Simulation günstiger unter 8V die BE-Strecke zu 
verwenden (wie gesagt, es ist nur eine Simulation). Aber das ist 
Haarspalterei. So oder so ist es besser als eine 08/15-Diode.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Vielen Dank für eure guten Ideen und Antworten!!!

Zu der Flughöhe: Die wird auch gar nicht gemessen. Der Drucksensor 
steckt in einem Staurohr, um die Fulggeschwindigkeit zu messen. Das 
hatte ich damals vergessen, zu schreiben.
Da das Staurohr zu Anfang auch immer kalibriert wird, spielen 
Temperatureinflüsse kaum eine Rolle.
Die Höhe spielt bei einem Pfeilschuss nicht wirklich eine Rolle, da es 
ja auf die am Ende übertragene Energie ankommt.
Das Staurohr habe ich schon getestet, dabei ist mir aufgefallen, das der 
ADC der µC in einer Schleife die Angewohnheit hat, immer zur falschen 
Zeit zu messen. Außerdem kann ich bei einem Parabolschuss mit dieser 
Anordnung auch die Maximalgeschwindigkeit beim Abstieg messen kann. 
Dabei resete ich den Peak-Detector mit einem Tiny13 sobald der 
Beschleunigungssensor einen Fall meldet. Vorher wird natürlich noch 
gemessen.
Leider ist der Beschleunigungssensor sehr, sehr grob (2Bit, weiß auch 
nicht wo ich den herhab...).
Warum sind die Dioden bei Transistoren eigentlich besser?
mit freundlichen Grüßen,
Valentin Buck

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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Pothead schrieb:
>> Hätte ich auch gesagt. In einem Transistor ist die BC-Diode ist die
>> "bessere".
>
> Diese pauschale Behauptung hält einer Überprüfung nicht stand. Es hängt
> nämlich von der Sperrspannung ab welche Version besser ist

Bei praktisch allen Transistoren ist die CB-Sperrspannung deutlich
größer als die EB-Sperrspannung. Deswegen ist es naheliegend, dass der
CB-Sperrstrom kleiner ist.

> am Beispiel eines BC847A ist es laut Simulation günstiger unter 8V die
> BE-Strecke zu verwenden (wie gesagt, es ist nur eine Simulation).

Ich habe das eben auch mit LTSpice simuliert und kann dein Ergebnis
bestätigen. Ich glaube aber nicht, dass das dort verwendete Modell das
Sperrverhalten der BE-Diode richtig abbildet. So fehlt bspw. auch der
Durchbruch bei höheren Spannungen. Die Kennlinie im negativen Spannungs-
bereich scheint einfach nur eine Gerade durch den Nullpunkt, also die
gleiche wie die eines Widerstands zu sein. Ich kenne mich allerdings mit
dem in Spice verwendeten BJT-Modell zu wenig aus, um Genaueres dazu
sagen zu können.

Einen besseren Anhaltspunkt liefert das Datenblatt des BC547 (Philips/
NXP). Dort sind zwar nur Maximalwerte angegeben, aber man sieht schon
einen deutlichen Unterschied zwischen Icbo und Iebo (s. Anhang).

Ich habe auch mal exemplarisch einen realen BC547C vermessen. Mangels
besserer Ausrüstung habe ich für die Strommessung ein gewöhnliches
Multimeter im Spannungbereich benutzt. Das Gerät hat 10MΩ Innenwider-
stand, d.h. 1V entspricht 100nA. Den Spannungsabfall am Gerät habe ich
bei der Messung natürlich berücksichtigt.

Hier sind die Ergebnisse für unterschiedliche Spannungen, zum Vergleich
eine 1N4148:

               5    8   8,5  20   60     V
------------------------------------------
BC547C BC    <0,3¹ 0,3  0,3  0,8  1,1   nA
BC547C BE    <0,3¹  4   32    -²   -²   nA
1N4148         5    6    6   10   16    nA
------------------------------------------

¹) Der Strom kann mit dem Multimeter nicht mehr gemessen werden, da die
   Anzeige zu sehr zappelt.
²) Keine Messung, weil die Spannung oberhalb der BE-Durchbruchspannung
   liegt.

Man sieht, dass der Sperrstrom BC-Diode des BC547 mindestens eine
Größenordnung unter dem der 1N4148 liegt. Die BE-Diode schneidet bei den
Spannungen, wo eine Messung möglich war, schlechter als die BC-Diode ab.


Valentin Buck schrieb:
> Warum sind die Dioden bei Transistoren eigentlich besser?

Die sind nicht generell besser. Es gibt auch Dioden, die speziell für
gutes Sperrverhalten optimiert wurden. Die BAS716 hat bspw. bei 75V nur
typ. 0,2nA (max. 5nA), das ist noch ein gutes Stück besser als die
BC-Diode des BC547. Im Vergleich zur 1N4148 hat die BAS716 aber eine
sehr viel höhere Sperrerholzeit (max. 3µs vs. 8ns). Alles kann man eben
nicht haben :)

Autor: Pothead (Gast)
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Yalu X. schrieb:
>                5    8   8,5  20   60     V
> ------------------------------------------
> BC547C BC    <0,3¹ 0,3  0,3  0,8  1,1   nA
> BC547C BE    <0,3¹  4   32    -²   -²   nA
> 1N4148         5    6    6   10   16    nA
> ------------------------------------------

Ein Mann der Praxis. Ausgezeichnet! Dass es bei 8V ziemlich abgeht war 
klar, Durchbruchverhalten. Auch so ist der Unterschied zwischen BC/BE 
recht ordentlich, das hätte ich so nicht erwartet. Wie gesagt, die 
Simulation fand ich auch nicht besonders gehaltvoll, aber nun herrscht 
ja Klarheit.

Autor: Valentin Buck (nitnelav) Benutzerseite
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Hey, danke!
Jetzt funktioniert alles.
Ich hab die Schaltung aufgebaut.
Als Diode hab ich jetzt die BC-Strecke eines BC547 genommen.
Ich bekomme saubere Werte der Geschwindigkeit!
Vielen Dank an alle!
Valentin Buck

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Yalu X. schrieb:
> Mangels besserer Ausrüstung habe ich für die Strommessung ein gewöhnliches
> Multimeter im Spannungsbereich benutzt. Das Gerät hat 10MΩ Innenwider-
> stand, d.h. 1V entspricht 100nA. Den Spannungsabfall am Gerät habe ich
> bei der Messung natürlich berücksichtigt.

Ich habe gestern Abend auch noch einig Messungen gemacht, wie du mit 
einem Multimeter (1Mohm Eingangswiderstand) auf Spannungsmessung im 
200mV-Bereich. Ob man die Volt hier einfach mit I=U/R=10mV/1Mohm= 1nA 
umrechnen kann glaube ich nicht ganz, daher sind meine Ergebnisse mit 
einem Fragezeichen statt einer Einheit versehen.
Welchen Spannungsabfall hast du wie berücksichtigt?

Auf der BC-Strecke bei einem BC549 konnte ich überhaupt keinen Strom 
messen.

>                5    8   8,5  20   60     V
> ------------------------------------------
> BC547C BC    <0,3¹ 0,3  0,3  0,8  1,1   nA
> BC547C BE    <0,3¹  4   32    -²   -²   nA
> 1N4148         5    6    6   10   16    nA
> ------------------------------------------
                 5    8        20   30     V
  ------------------------------------------
  1N4148        4,0  4,9       6,8  8,5   ??
  BC546C BC     0,0  0,1       0,3  0,6   ??
  BC547C BC     0,0  0,0       0,0  0,1   ??
  BC549C BC     0,0  0,0       0,0  0,0   ??
  ------------------------------------------

Gezappelt hat mein Multimeter nicht, allerdings kann man jede Bewegung 
der der Hände in der Nähe der Schaltung an der Anzeige sehen.

Autor: Yalu X. (yalu) (Moderator)
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> Ob man die Volt hier einfach mit I=U/R=10mV/1Mohm= 1nA umrechnen kann
> glaube ich nicht ganz

Stimmt ja auch nicht ganz, da 10mV/1MΩ=10nA sind ;-)

> Welchen Spannungsabfall hast du wie berücksichtigt?

Das Einbauinstrument im Netzgerät misst die Gesamtspannung U1 an der
Reihenschaltung von Transistor/Diode und Strommessvoltmeter, welches
seinerseits den Spannungsabfall U2 am eigenen Innenwiderstand Ri misst:

      ,——————————+—————————————,
      |          |             |
     +|          |    Ri=10MΩ (V) U2
,———————————,    |             |
| Netzgerät |   (V) U1        ---
'———————————'    |            / \
     -|          |            ---
      |          |             |
      '——————————+—————————————'

Die Spannung am Transistor ist U1-U2. Ich habe also das Netzgerät
jeweils so weit hochgedreht, dass dessen Ausgangsspannung abzüglich der
vom Strommessvoltmeter angezeigten Spannung der gewünschten Spannung am
Transistor entspricht. Bei höheren Gesamtspannungen und geringen Strömen
ist aber U2 gegenüber U1 fast vernachlässigbar.

Die Überlegung, dass der Strom durch den Transistor U2/Ri ist, sollte
eigentlich schon stimmen, da man das reale Voltmeter als Parallelschal-
tung eines idealen Voltmeters mit dem Innenwiderstand Ri denken kann.

Die Richtigkeit des Innenwiderstand deines Voltmeters kannst du dadurch
überprüfen, dass du einen bekannten 1MΩ-Widerstand (bei mir waren es
10MΩ) in Reihe dazu schaltest und an beides zusammen unterschiedliche
Spannungen anlegst. Das Voltmeter sollte dabei immer die Hälfte der
angelegten Spannung anzeigen.

>                 5    8        20   30     V
>  ------------------------------------------
>  1N4148        4,0  4,9       6,8  8,5   ??
>  BC546C BC     0,0  0,1       0,3  0,6   ??
>  BC547C BC     0,0  0,0       0,0  0,1   ??
>  BC549C BC     0,0  0,0       0,0  0,0   ??
>  ------------------------------------------

So arg weit auseinander liegen unsere Messungen ja gar nicht, vor allem
vor der Tatsache, dass die Sperrströme von Halbleitern sehr stark
exemplar- und auch temperaturabhängig sind.

> Gezappelt hat mein Multimeter nicht,

Vielleicht lag das bei mir an dem höheren Innenwiderstand, der die
Messung empfindlicher gegenüber kapazitiven Einstreuungen macht.
Ich sollte vielleicht auch mal ein 1MΩ-Meter ausprobieren.

> allerdings kann man jede Bewegung der der Hände in der Nähe der
> Schaltung an der Anzeige sehen.

Das hatte ich auch. Erst dachte ich, dass das Transistorgehäuse das
Umgebungslicht vielleicht nicht vollständig absperrt, bin der Sache dann
aber nicht weiter nachgegangen.

Autor: Alexander Schmidt (esko) Benutzerseite
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Yalu X. schrieb:
>> Ob man die Volt hier einfach mit I=U/R=10mV/1Mohm= 1nA umrechnen kann
> Stimmt ja auch nicht ganz, da 10mV/1MΩ=10nA sind ;-)

Da ist mir allerdings ein Lapsus unterlaufen. Die Werte in der Tabelle 
stimmen allerdings.


> Die Spannung am Transistor ist U1-U2. Ich habe also das Netzgerät
> jeweils so weit hochgedreht, dass dessen Ausgangsspannung abzüglich der
> vom Strommessvoltmeter angezeigten Spannung der gewünschten Spannung am
> Transistor entspricht.

Das ist mir jetzt nicht ganz klar. Wenn U1=30V und U2=5mV, dann ist U2 
doch vernachlässigbar.


> Die Überlegung, dass der Strom durch den Transistor U2/Ri ist, sollte
> eigentlich schon stimmen, da man das reale Voltmeter als Parallelschal-
> tung eines idealen Voltmeters mit dem Innenwiderstand Ri denken kann.

Da bin ich mir eben nicht so sicher, ob man dies einfach so annehmen 
kann.
Näherungsweise sollte es aber stimmen.


> Die Richtigkeit des Innenwiderstand deines Voltmeters

Ich habe mit einem zweiten Multimeter die 1Mohm nachgemessen.


> So arg weit auseinander liegen unsere Messungen ja gar nicht, vor allem
> vor der Tatsache, dass die Sperrströme von Halbleitern sehr stark
> exemplar- und auch temperaturabhängig sind.

Die Tendenzen, vor allem bei der 1N4148 sind schon gut erkennbar.

>> Gezappelt hat mein Multimeter nicht,
>
> Vielleicht lag das bei mir an dem höheren Innenwiderstand,

Das ist gut möglich.


> Erst dachte ich, dass das Transistorgehäuse das
> Umgebungslicht vielleicht nicht vollständig absperrt, bin der Sache dann
> aber nicht weiter nachgegangen.

Auf die Idee bin ich gar nicht gekommen, aber das ist gar nicht so 
verkehrt, vor allem da meine Diode im klassischen Glasgehäuse ist, evtl. 
lässt die rote Farbe etwas Licht hindurch.

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