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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Brauche Orientierungshilfe


Autor: Old-Man (Gast)
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Hallo!

Ich suche eine Möglichkeit eine Vollbrücke für einen ungeregelten 
Gegentaktwandler anzusteuern, bei den Angeboten und Möglichkeiten blicke 
ich ncht mehr durch. ^^

Als Mosfets sind IRLU 2908, wenn bei Reichelt wieder verfügbar IRLU 
3110Z, beides N-Channel, vorgesehen.
Die Eingangkapazität liegt bei beiden zwischen ca 3000 -4000pF und sie 
haben Logiklvl.
Als Eingangsspannung möchte ich verwenden 2sLipo 7,4-8,4V , notfalls 
werden es halt 3sLipo 11,1-12,6V .

Ich suche nun einen Treiber der in der Lage ist die Kapazitäten der 
Mosfets schnell umzuladen und das möglichst ab einer Spannung von 5-6 
Volt und in DIP , ob PDIP oder CDIP ist egal, nach Möglichkeit Push-Pull 
Ausgang.^^

Bei den Möglichkeiten per High und Low-Sidetreibern über Halbbrücken- 
und Vollbrückentreibern habe ich die Orientierung verloren.

Eventuell verwendet jemand von Euch das was ich suche und kann mir einen 
Tip geben, sonst bleibt mir nur der diskrete Aufbau.


MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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Für die Low-Side Transistoren könntest du einfach ein paar CMOS-Gatter 
(z.B. 74ACTxx) parallelschalten, die sind auf jeden Fall ziemlich 
schnell und den Strom bekommst Du über die Parallelschaltung.

Für die High-Side wird es schwieriger, die normalen Treiber brauchen 
meistens eine Versorgunsspannung > 10V.

Beschreib doch mal die ganze Anwendung. Evtl. wäre auch ein 
Halbbrücken-Gegentaktwandler eine Lösung, da brauchst du nur zwei 
Transistoren ansteuern, die beide auf Massepotential liegen und du hast 
in den Transistoren weniger Verlustleistung. Dafür wird der Übertrager 
etwas größer.
Speziell bei niedriger Versorgungsspannung und Logic-Level ist das 
meiner Meinung nach die sinnvollere Variante.

Autor: Johannes (Gast)
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> Evtl. wäre auch ein Halbbrücken-Gegentaktwandler eine Lösung,

Ich meinte natürlich Gegentakt-Wandler mit Parallelspeisung:
http://de.wikipedia.org/wiki/Gegentaktflusswandler...

Autor: Old-Man (Gast)
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Hallo Johannes!

Danke für deine Antwort!

Vergessen habe ich die Taktfrequenz, sollte zwischen 50-100khz liegen.
Ich benötige den Übertrager so klein wie möglich, aber auch nicht so 
klein, das ich mit der Taktfrequenz Probleme bekomme.

Eventuell sollte ich die Frage mal etwas anders stellen:

Wieviel Leistung benötigt der Treiber, um bei oben genannten Frequenzen 
ausreichend schnell die Mosfets umzuladen/zu schalten.
Wenn wir die Frage mal klären könnten, klärt sich der Rest 
möglicherweise allein?


MfG Old-Man

Autor: Old-Man (Gast)
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Nachtrag:

Der Strom für die Mosfets beträgt ca 6A , wenn ich ihn begrenze.

Autor: Old-Man (Gast)
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Nachtrag:

Der Strom durch die Mosfets beträgt ca 6A , wenn ich ihn begrenze.

Autor: Old-Man (Gast)
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http://www.mikrocontroller.net/articles/Treiber#Bo...

Ist das Meiste der Fragen ausreichend erklärt! ;)

Habe mich für einen DC-DC-Wandler entschieden und werde 2x IR2184 
verwenden.
Jetzt sind auch Mosfets mit 10V Vgs möglich.^^


MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Ich benötige den Übertrager so klein wie möglich, aber auch nicht so
> klein, das ich mit der Taktfrequenz Probleme bekomme.

> Der Strom für die Mosfets beträgt ca 6A , wenn ich ihn begrenze.

Ist nur die Größe des Übertragers wichtig oder auch die Größe der 
gesamten Schaltung? Bei einem Vollbrücken-Wandler brauchst du immerhin 
doppelt so viele MOSFETs und doppelt so viele Treiber, da ist der 
Platzvorteil durch den kleineren Übertrager schnell wieder verbraucht.

Und mit vier Mosfets braucht man auch ungefähr doppelt so viel 
Treiberleistung, so dass der Wirkungsgrad möglicherweise schlechter 
wird.

6A bei 8V Eingangsspannung sind gerade mal 48W. Da ist eine 
Vollbrückenschaltung nach meinem Gefühl nicht sinnvoll.

Wenn es wirklich klein werden soll, geh lieber mit der PWM-Frequenz nach 
oben (z.B. 300 kHz). Das ist für moderne MOSFETs eigentlich kein Problem 
und dann wird der Übertrager deutlich kleiner.

Und wenn du dann noch einen PWM-Controller wie den UT3525 verwendest, 
hast du die beiden Gate-Treiber auch schon integriert, spart nochmal 
Platz.

Schau die mal diese Beispiele an:

http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap8_2/Kapite...

Vielleicht kannst Du da noch ein paar Ideen mitnehmen...

Autor: Johannes (Gast)
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> Und wenn du dann noch einen PWM-Controller wie den UT3525 verwendest,

Das sollte UC3525 heisen...

Autor: Old-Man (Gast)
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Hallo Johannes!

Danke für deine Antwort!

Die Seite von Jörg Rehrmann ist mir bekannt, daher auch die Idee mit dem 
ungeregelten Gegentaktwandler, kannte bisher nur die Geregelten aus dem 
Buch:
Schaltnetzteile und ihre Peripherie und der Schmidt-Walter Seite.

Als PWM-Controller verwendete ich bisher den TL494 bei Sperrwandlern.
Als Kern verwende Ich den ETD29, bei Sperrwandlern mit 0,5mm Spalt, für 
den Gegentaktwandler ohne Spalt und N67 Kern.
Was auffällt ist, das bei Gegentaktwandler die Kerngröße nicht beliebig 
klein wird mit höherer Frequenz, denn die Drahtquerschnitte werden 
größer bei steigender Frequenz, somit müssen die Wicklungen auf den 
Spulenkörper passen. ^^

Beim entsprechenden Sperrwandler ist die Kerngröße nun auf einen 
E20/10/6 Kern geschrumpft, mir ist die Belastung des einzelnen 
Fets(IRLU2908) zu hoch, gibt nach mehr als 5Minuten Rauchzeichen ohne 
Eingangsstrombegrenzung, mit läufts nicht schlecht, aber die Leistung 
könnte besser sein. Temperatur des Fets unter 30°C.

Eingangsspannung 2sLipo-> Ausgangsspannung 350V!Angesteuert wurde der 
Fet über eine Push-Pullstufe.

MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Beim entsprechenden Sperrwandler ist die Kerngröße nun auf einen
> E20/10/6 Kern geschrumpft, mir ist die Belastung des einzelnen
> Fets(IRLU2908) zu hoch, gibt nach mehr als 5Minuten Rauchzeichen ohne
> Eingangsstrombegrenzung, mit läufts nicht schlecht, aber die Leistung
> könnte besser sein. Temperatur des Fets unter 30°C.

Schreib doch mal, was du eigentlich brauchst, also welche 
Ausgangsspannung (Bereich), Ausgangsstrom bzw. Leistung. Muss der 
Ausgang potentialfrei sein?

Vermutlich ist ein Sperrwandler die richtige Lösung; wenn der Transistor 
abraucht, sind entweder die Spannungsspitzen zu groß (-> Snubber 
niederohmiger machen) oder die Kühlung nicht ausreichend (-> anderen 
Transistor nehmen bzw. 2 Transistoren parallel betreiben oder besser 
kühlen).

Dein Transistor ist nicht besonders schnell und nicht besonders 
niederohmig; du könntest z.B. den Si4110 nehmen, der müsste deutlich 
kühler bleiben.

Autor: MaWin (Gast)
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> ungeregelten Gegentaktwandler

Schön wäre, wenn er mit 50% Tasteverhältnis mit kleiner Totzeit 
angesteuert wird.

Neben dem SG3525 der auch regeln kann, wäre der IR2151 ein Kandidate, 
enthält Oszillator und Totzeit und Treiber, denn man muss bie ihm
die high side nicht auf hohe Spannungen legen, sondern kann sie mit
der normaln Betriebsspannung verbinden. Leider mag er unter 9.2V wegen 
undervoltage lockout nicht.

Autor: Old-Man (Gast)
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Hallo ihr Zwei!

Old-Man schrieb:
> Eingangsspannung 2sLipo-> Ausgangsspannung 350V!


Den IR2151 bzw den IR2153 hatte ich bereits ins Auge gefasst, steht doch 
die fertige Schaltung bereits beim Jörg Rehrmann auf der HP, müsste 
lediglich der Wandler angepasst werden.
Leider mit wenig bis keine Möglichkeiten zur Regelung des 
Eingangsstromes über die Einschaltzeit ti, lediglich das Brücken des 
Timerkondensators wäre möglich.

MaWin schrieb:
> Neben dem SG3525 der auch regeln kann,
Den schau ich mir mal an.

Johannes schrieb:
> Schreib doch mal, was du eigentlich brauchst, also welche
> Ausgangsspannung (Bereich), Ausgangsstrom bzw. Leistung.


Im Prinzip benötige ich lediglich eine 
Kondensatorladeschaltung(100-470nF) für eine Zündung(HKZ). Die Zündung 
wird von einer Microsquirt angesteuert. Normale Zündspulen sind zu groß 
und zu schwer, daher der Zwischenschritt.
Also ein Zündungsmodul ohne Prozessor, weil die MS den Prozessor bereits 
enthält, von der MS kommt nur die Vorgabe des Zündzeitpunktes.
Daher lege ich auch Wert auf geringe EMV-Störungen, denn die sollen sich 
den Akku teilen, soll der Gegentaktwandler bieten.^^

Johannes schrieb:
> Vermutlich ist ein Sperrwandler die richtige Lösung; wenn der Transistor
> abraucht, sind entweder die Spannungsspitzen zu groß (-> Snubber
> niederohmiger machen) oder die Kühlung nicht ausreichend (-> anderen
> Transistor nehmen bzw. 2 Transistoren parallel betreiben oder besser
> kühlen).

Auf meinem DSO sind keine Spannungsspitzen erkennbar. Es gibt Leute die 
schreiben, das ein Sperrwandler(galvanische Trennung) für solche 
Ausgangsspannungen nicht geeignet ist.^^
Was ist nun korrekt?
Der Eingangsstrom des Sperrwandlers liegt begrenzt bei max. 12A, 
Ausgangsstrom waren 50mA, das allein kann der Gegentaktwandler bereits 
besser mit niedrigerem Eingangstrom 4A mit 3sLipo und größerem 
Ausgangsstrom 100mA, 6A bei 2sLipo.
Alle Modellbauzündungen laufen mit max. 2sLipo und ohne zusätzliche 
Kühlung.

Johannes schrieb:
> du könntest z.B. den Si4110 nehmen

Bei 3SLipo könnte ich jeden nehmen der besser ist, nur finde ich zum 
Si4110 alles mögliche, nur kein Datenblatt. ;)

MfG Old_Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Auf meinem DSO sind keine Spannungsspitzen erkennbar.

Bei einem Sperrwandler hat man am Drain-Anschluss immer irgendwelche 
Spitzen (Direkt am Drain-Anschluss messen!); die entstehen, wenn der 
Mosfet abschaltet. Je langsamer der Mosfet ist, um so niedriger sind 
diese Spitzen, allerdings wird dann mehr Wärme im Mosfet erzeugt.

Um diese Spizten zu begrenzen, wird ein Snubber-netzwerk verwendet, also 
eine Diode und eine RC-Kombination, der Kondensator lädt sich dabei 
ungefähr auf den Spitzenwert der Spannungsspitze auf. Wenn du die 
Spitzen mit deinem DSO nicht messen kannst, könntest du auch am 
Snubber-Kondensator messen, das ist dann auch ein Anhaltspunkt für die 
Höhe der Spannungssitzen.

> Es gibt Leute die schreiben, das ein Sperrwandler(galvanische Trennung)
> für solche Ausgangsspannungen nicht geeignet ist.
> Was ist nun korrekt?

Das ist nicht korrekt, ich hab schon Sperrwandler für wesentlich größere 
Spannungen gebaut. Wichtig ist die Übertrager-Dimensionierung, weil mit 
dem Übersetzungsverhältnis des Übertragers die Ausgangsspannung 
heruntertransformiert wird.
Bei 1:30 erhält man ungefähr 12V (350V / 30), diese Spannung addiert 
sich auf die Eingangsspannung während der Sperrzeit des Mosfets. Mit 12V 
Eingangsspannung sind das dann 24V. Bei einem 75V Mosfet hat man dann 
noch ca. 50V Reserve für die Entmagnetisierung.
Wie hast du denn deinen Übertrager gewickelt? Ganz wichtig ist, dass man 
wenig Streuinduktivität hat. Ideal wäre, zuerst eine Hälfte der 
Sekundärwicklung zu wickeln, dann die Primärwicklung und darauf die 
zweite Hälfte der Sekundärwicklung.

Bei 300 kHz müsste da ein EP13-Kern ausreichend groß sein, für die 
Sekundärwicklung brauchst du aber einen sehr dünnen Draht, damit er auf 
den Spulenkörper passt.

> Der Eingangsstrom des Sperrwandlers liegt begrenzt bei max. 12A,
> Ausgangsstrom waren 50mA, das allein kann der Gegentaktwandler bereits
> besser mit niedrigerem Eingangstrom 4A mit 3sLipo und größerem
> Ausgangsstrom 100mA, 6A bei 2sLipo.

Ja, die Strombelastung des Transistors ist beim Sperrwandler größer.

Für einen Ausgangsstrom von 100 mA (35 W) ist der Spitzenwert auf der 
Primärseite etwa 12A (Bei 12V Eingangsspannug), wenn man die minimale 
Kerngröße auswählt. Mit einem etwas größeren Kern und weniger Luftspalt 
(und damit größerer Induktivität) kann man den Strom noch ein Stück weit 
senken.

Aber braucht die Zündung wirklich 35 W? Ich könnte mir vorstellen, dass 
10W auch ausreichend sind?

> Als PWM-Controller verwendete ich bisher den TL494 bei Sperrwandlern.

Nimm doch einen UC3843/TL3843, die sind ideal für Sperrwandler, 
wesentlich kleiner und haben einen integrierten Push-Pull Gate-Treiber.

> nur finde ich zum Si4110 alles mögliche, nur kein Datenblatt. ;)

http://www.vishay.com/product?docid=68766&query=Si4110

Zeig doch mal deinen Schaltplan, vielleicht hast du ja einen 
prizipiellen Fehler drin.

Autor: Old-Man (Gast)
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Linkadresse für Schaltplan: 
http://wiki.rc-network.de/images/1/1f/Zeichnung_2.JPG, leider JPG, nimmt 
dieser Server nicht an und der andere nicht die hier gewünschten.:(

Übertrager: N1=9Wdg , N2=430 Wdg, Übertragungsverhältnis über 1:40.^^ 
Alles nach Schmidt-Walter ausgelegt. N1 hat aber nur 0,8mm 
Drahtdurchmesser, N2 hat 0,2mm Durchmesser. Widerstand von N2 ist 9,5 
Ohm, Induktivität=9,5µH primär und 20,6µH sekundär, die Wicklungen sind 
gegensinnig gewickelt. Luftspalt=0,5mm.
Der Wandler wurde von Menting-Microelektronik im Auftrag gewickelt, war 
mir zuviel Fummelarbeit.

Zum Schaltplan:

Snubber ist nicht eingezeichnet, ich weis auch erst seit kurzem, das er 
bei DS nur die Schwinger auf dem positiven Rechtecksignal glätten soll. 
müsste ich mal antesten. Ein Snubber parallel zum Wandler gegen Plus 
bringt nichts, keine Änderung. Ein 1µF ohne R parallel zu Drain-Masse 
lässt den Wandler pfeifen, mit zusätzlichem R abgestimmt auf die 
Frequenz der Oberschwinger, habe ich noch nicht getestet. 
Applicationnote dafür ist mittlererweile vorhanden.;)

Die Masseverbindungen des PWM-Erzeugerkreises, der Treiberstufe und der 
Hochspannungsteil sind getrennt und laufen erst am 2200µF Kondensator 
zusammen. Alles nach der Sekundärseite ist zwar eingezeichnet aber noch 
nicht betrieben worden.

Johannes schrieb:
> Für einen Ausgangsstrom von 100 mA (35 W) ist der Spitzenwert auf der
> Primärseite etwa 12A (Bei 12V Eingangsspannug), wenn man die minimale
> Kerngröße auswählt.

Jupp, da der Kondensator ohne Ladung einen Kurzschluß darstellt, ändert 
sich der Ausgangsstrom und die Ausgangsspannung. Begrenze ich hier 
primärseitig nicht, steigt der Eingangsstrom ins Nirwana.^^
Meiner Ansicht nach komme ich nur über eine höhere Eingangsleistung ans 
Ziel einer schnelleren Ladung, oder? Als Kondensator verwende ich einen 
WIMA 100nF Impulskondensator mit 630VDC, beim Epcos 100nF 1250VDC( noch 
über von den ersten Versuchsreihen ohne Abschaltung) ging der Fet das 
letzte Mal kaputt. Meine Vermutung ist , das er zu lange in der 
Hochstromladephase lief, der Wima passt besser?
Mein Ursprungsgedanke war, t=RxC beim idealen Kondensator und t=5xRxC 
beim Realen, nach t1 ist der Kondensator zu ca 2 drittel voll und Q=UxC, 
wenn also der Kondensator mit max 630VDC geladen werden kann , ich ihn 
aber mit max 350V lade, müsste t=RxC anwendbar sein oder liege ich da 
falsch mit meiner Annahme? Immer vorausgesetzt der Wandler liefert die 
Leistung.



Ok, ich gebe dem Sperrwandler noch eine letzte Chance und werde zum WE 
nochmals ausprobieren.

Danke bis hierhin!

MfG Old_Man

Autor: Old-Man (Gast)
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Ups, der Schaltplan enthält noch einen Fehler!

Der Pin8 vom TL494 liegt nich an Vref sondern am Ausgang des 78S05!^^

Autor: Johannes (Gast)
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> Induktivität=9,5µH primär und 20,6µH sekundär

Du meinst vermutlich 20.6 mH sekundär... Aber das passt trotzdem nicht 
so richtig, bei 9 Wdg und 0,5 mm Luftspalt (Al=200nH) sollten das eher 
16 µH sein. Die Induktivitätswerte kommen mir auch ziemlich groß vor, 
das würde eher für 20 kHz passen. Für welche Frequenz hast du denn das 
berechnet?

> Snubber ist nicht eingezeichnet, ich weis auch erst seit kurzem, das er
> bei DS nur die Schwinger auf dem positiven Rechtecksignal glätten soll.

Ja, das ist lebensnotwendig für den Mosfet...

> müsste ich mal antesten. Ein Snubber parallel zum Wandler gegen Plus
> bringt nichts, keine Änderung.

Das solltest du auch nicht machen, weil du sonst beim Einschaltvorgang 
auch noch Verluste im Mosfet produzierst.

> Ein 1µF ohne R parallel zu Drain-Masse
> lässt den Wandler pfeifen, mit zusätzlichem R abgestimmt auf die
> Frequenz der Oberschwinger, habe ich noch nicht getestet.
> Applicationnote dafür ist mittlererweile vorhanden.;)

Das darf man auf keinen Fall machen. Der Trick beim Sperrwandler ist, 
dass der Mosfet möglichst schnell abschalten soll, so dass möglichst die 
gesamte im Kern gespeicherte Energie auf der Sekundärseite entladen 
wird. Dafür ist kurzzeitig eine hohe Drain-Spannung notwendig. Es ist 
also nicht sinnvoll, diese mit einem Snubber auf einen kleinen Wert zu 
dämpfen.
Man muss nur aufpassen, dass diese Spannung nicht größer als die 
maximale Sperrspannung des Transistors wird, deshalb wird das 
Snubber-Netzwerk mit einer Diode angekoppelt, so dass nur die zu hohen 
Spannungspitzen gekappt werden.

Wenn der Snubber richtig ausgelegt ist, dann sollte die Spannung am 
Snubberkondensator bei maximalem Ausgangsstrom gerade so knapp unterhalb 
der erlaubten Drain-Spannung liegen, also bei einem 75V-Mosfet im 
Bereich 60..70V.

> Die Masseverbindungen des PWM-Erzeugerkreises, der Treiberstufe und der
> Hochspannungsteil sind getrennt und laufen erst am 2200µF Kondensator
> zusammen.

Die Masse des TL494 sollte möglichst nahe am Shunt-Widerstand liegen, so 
dass es hier keine Verschiebung gibt.

Ich kenn mich mit dem TL494 nicht wirklich aus, aber mir kommt die 
Beschaltung des Pin 8 etwas verdächtig vor, muss der tatsächlich mit dem 
Pin 14 (Ref) verbunden sein? Wo hast Du denn diese Schaltung her?

> Jupp, da der Kondensator ohne Ladung einen Kurzschluß darstellt, ändert
> sich der Ausgangsstrom und die Ausgangsspannung. Begrenze ich hier
> primärseitig nicht, steigt der Eingangsstrom ins Nirwana.^^

Ja, das ist normal. Dazu hast du ja den Shunt-Widerstand für die 
Strombegrenzung.

> Meiner Ansicht nach komme ich nur über eine höhere Eingangsleistung ans
> Ziel einer schnelleren Ladung, oder? Als Kondensator verwende ich einen
> WIMA 100nF Impulskondensator mit 630VDC

Wie schnell muss das denn sein? Bei 350V und 100 nF ist die ca. Energie 
6 mJ, mit 10W dauert der Ladevorgang theoretisch ca. 0,6 ms. Wird der 
Kondensator bei jedem Zündvorgang komplett entladen? Und mit welcher 
Wiederholrate kommen die Zündimpulse?


Ich habe den Eindruck, dass der TL494 Controller für Sperrwandler nicht 
wirklich ideal ist. Mit einem UC8345 wäre die Schaltung um einiges 
einfacher, der Nachteil ist, dass er mindestens 9V braucht.
Um den mit 2 LiPo-Zellen zu betreiben, könnte man eine kleine 
Ladungspumpe für den Start nehmen und im Betrieb die Versorgung mit 
einer zweiten Sekundärwicklung erzeugen.

Autor: Johannes (Gast)
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> Der Pin8 vom TL494 liegt nich an Vref sondern am Ausgang des 78S05!^^

Mir erscheint das trotzdem nicht so optimal; beim Sperrwandler muss vor 
allem der Abschaltvorgang am Mosfet schnell sein. Fehlt da vielleicht 
noch ein Pull-Down Widerstand? Oder sollte man das nicht so beschalten, 
dass die Basis von T2/T4 nach GND geschaltet werden und die steigende 
Flanke mit einem Pull-Up, die darf nämlich langsamer sein?

Autor: Old-Man (Gast)
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Muss mich kurz fassen!

Johannes schrieb:
> Du meinst vermutlich 20.6 mH sekundär... Aber das passt trotzdem nicht
> so richtig, bei 9 Wdg und 0,5 mm Luftspalt (Al=200nH) sollten das eher
> 16 µH sein. Die Induktivitätswerte kommen mir auch ziemlich groß vor,
> das würde eher für 20 kHz passen. Für welche Frequenz hast du denn das
> berechnet?

Jupp 20,6mH, waren die Finger wieder schneller und haben die Alttaste 
gedrückt. ^^
Wie gesagt, Berechnung über die Schmidt-Walter-Seite bei 50khz.

AL-Wert des Kerns 103nH N27.

Johannes schrieb:
> Man muss nur aufpassen, dass diese Spannung nicht größer als die
> maximale Sperrspannung des Transistors wird, deshalb wird das
> Snubber-Netzwerk mit einer Diode angekoppelt, so dass nur die zu hohen
> Spannungspitzen gekappt werden.
>
> Wenn der Snubber richtig ausgelegt ist, dann sollte die Spannung am
> Snubberkondensator bei maximalem Ausgangsstrom gerade so knapp unterhalb
> der erlaubten Drain-Spannung liegen, also bei einem 75V-Mosfet im
> Bereich 60..70V.

Die Spitzenspannung an Drain-Source lag zu Beginn der Versuche bei ca 
20V und wuchs nach einigen änderungen auf 40V ohne Last, mit 70mA Last 
auf ca 50V, alles ohne Snubber.

Johannes schrieb:
> Wie schnell muss das denn sein? Bei 350V und 100 nF ist die ca. Energie
> 6 mJ, mit 10W dauert der Ladevorgang theoretisch ca. 0,6 ms. Wird der
> Kondensator bei jedem Zündvorgang komplett entladen? Und mit welcher
> Wiederholrate kommen die Zündimpulse?

Bei 8000 U/min alle 7,5ms eine Zündung!
Nur mit Multimeter und Messchaltung für die Abschaltung belastet, wird 
alle 6ms für 12 Takte nachgeladen.

So , muss ins Bett!

MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> AL-Wert des Kerns 103nH N27.

Dann ist es aber kein ETD29, oder doch?

> Die Spitzenspannung an Drain-Source lag zu Beginn der Versuche bei ca
> 20V und wuchs nach einigen änderungen auf 40V ohne Last, mit 70mA Last
> auf ca 50V, alles ohne Snubber.

Dann hast Du entweder nicht richtig gemessen oder der Mosfet schaltet 
extrem langsam ab, so dass sich die primärseitige Streuinduktivität nur 
langsam entmagnetisiert.

Dadurch bekommt man einen ziemlich schlechten Wirkungsgrad und der 
Mosfet wird ziemlich warm.

Hast du mal gemessen wie steil die Abschaltflanke am Gate-Anschluss des 
Mosfets ist? Die Gate-Spannung sollte innerhalb von einigen 10 ns 
abfallen.

> Bei 8000 U/min alle 7,5ms eine Zündung!

Dazu brauchst du aber keinen Ausgangsstrom mit 100mA bzw. 35 Watt; 5 W 
sollten hier absolut ausreichend sein.

Das könnte man sogar mit einem integrierten Schaltregler (z.B. LT1170) 
machen, bei dem der Mosfet auch mit drin ist. Da braucht man fast keine 
externen Bauteile mehr und man bekommt auch nicht so viel Probleme mit 
der Masseführung.

Autor: Old-Man (Gast)
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Morgen Johannes!

Johannes schrieb:
>> AL-Wert des Kerns 103nH N27.
>
> Dann ist es aber kein ETD29, oder doch?

Old-Man schrieb:
> Beim entsprechenden Sperrwandler ist die Kerngröße nun auf einen
> E20/10/6 Kern geschrumpft,

  ;)

Johannes schrieb:
> Hast du mal gemessen wie steil die Abschaltflanke am Gate-Anschluss des
> Mosfets ist? Die Gate-Spannung sollte innerhalb von einigen 10 ns
> abfallen.

Wenn mein DSO die Flanken korrekt misst, sind es bei beiden Flanken 
80-120ns, variiert leicht und ist unabhängig von den bisher eingesetzten 
Mosfets. Bei der DSO-Messung war die Flanke gezoomt.
Die Push-Pullstufe besteht aus BC327 und BC337. Mir scheint die 
Kollektorschaltung beim TL494 der begrenzende Faktor zu sein.

Hier mal eine Schaltung eines niederländischen Modellbaukollegen:

http://www.modelbouw.gompy.net/newcdi/cdi-a.jpg
Ein selbstschwingender Eintaktflusswandler mit PIC. Einfach kopieren ist 
nicht mein Ding. Desweiteren lege ich Wert auf geringe EMV-Emissionen, 
da hat der Gegentaktwandler mit Vollbrücke die besseren Karten und 
hartes Abschalten wäre nach meinem biherigen Wissensstand nur 
Kontraproduktiv. ^^

MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Autor: Old-Man (Gast)
> Datum: 13.11.2010 04:10

Du brauchst anscheinend nicht viel Schlaf ;-)

> Die Push-Pullstufe besteht aus BC327 und BC337. Mir scheint die
> Kollektorschaltung beim TL494 der begrenzende Faktor zu sein.

Di Kollektorschaltung kann die Basis der BCxxx-Transistoren ja nur nach 
oben ziehen, die steigende Flanke ist also vermutlich schon schnell.
Beim Abschalten sind die Ausgangstransistoren im TL494 hochohmig und der 
Eingang der Push-Pull-Stufe hängt frei in der Luft.

Dass der Mosfet überhaupt abschaltet ist eher Zufall und die fallende 
Flanke kann eigentlich auf keinen Fall schnell sein, wenn du es genau so 
wie im Schaltplan aufgebaut hast...

> Desweiteren lege ich Wert auf geringe EMV-Emissionen,
> da hat der Gegentaktwandler mit Vollbrücke die besseren Karten

Du musst halt entscheiden, ober dir die "möglicherweise" geringeren 
EMV-Emissionen wichtiger als der Platzverbrauch sind. Bei einem Wandler 
mit so geringer Leistung dürfte der Unterschied bei den Störaussendungen 
nicht so groß sein.

> ... und hartes Abschalten wäre nach meinem biherigen Wissensstand nur
> Kontraproduktiv. ^^

Nein, beim Sperrwandler ist es wichtig, dass man möglichst hart 
abschaltet. Die Spannungsspitzen am Drain müssen für einen guten 
Wirkungsgrad möglichst groß sein, damit der Strom möglichst schnell von 
der Primär- auf die Sekundärwicklung "springt" (aber nicht größer als 
die maximale Sperrspannung des Mosfets).

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
> ist eher Zufall und die fallende
> Flanke kann eigentlich auf keinen Fall schnell sein, wenn du es genau so
> wie im Schaltplan aufgebaut hast...

Ich kann dir nur schreiben, was mein DSO darstellt, möglicherweise 
bezieht der TL494 daher die Masse->Dauermessung, ohne schalte ich nicht 
ein.
Du bist also der Meinung, das von der Ausgangsstufe des Mosfets noch ein 
Widerstand gegen Masse gehört?

Wenn ich von Spät- auf Frühschicht wechsel, sieht es manchmal so aus, 
als bräuchte ich keinen oder nur sehr wenig Schlaf.;)


MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Du bist also der Meinung, das von der Ausgangsstufe des Mosfets noch ein
> Widerstand gegen Masse gehört?

Also so wie in deinem Schaltbild gezeichnet dürfte es eigentlich gar 
nicht funktionieren... Bist Du sicher, dass es genau so aufgebaut ist?

Die Beschaltung mit den beiden Transistoren gefällt mir nicht wirklich. 
Wo hast Du die denn her?

Wenn die Ausgangstransistoren im TL494 abschalten, werden sie hochohmig 
und die Transistoren T2 und T4 sperren. Das Mosfet-Gate muss jetzt 
irgendwie entladen werden, dazu sollte der Transistor T2 eingeschaltet 
werden. Mit einem zusätzlichen Pull-Down Widerstand von Basis T2 nach 
Masse müsste das funktionieren.

Ich würde den NPN-Transistor und den 5V Regler komplett weglassen und 
direkt die Batteriespannung auf das Mosfet-Gate schalten (direkt aus dem 
TL494). Dann brauchst Du evtl. auch keinen Logic-Level Mosfet.

Ich hab dir mal einen Schaltungsvorschlag gezeichnet, wie es meiner 
Meinung besser wäre, s. Anhang. Der PNP-Transistor hat die Aufgabe, das 
Mosfet-Gate zu entladen, wenn vom TL494 kein High-Pegel mehr rauskommt.

Autor: Old-Man (Gast)
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Ich denke es ist einfacher die letzte DSO-Aufzeichnung zu posten:

http://wiki.rc-network.de/images/b/bb/MAP033.JPG

Blau ist das Gatesignal, gelb ist Drain-Source.

Zu Testzwecken war am Kollektor von T4 zu Masse ein 100nF Kerko gegen 
Masse geschaltet, ältere Aufzeichnungen zeigen auch kein wesentlich 
anderes Verhalten. ^^
ti wurde über die Deadtimecontroll auf 9,5µs begrenzt, ansonsten nur 
über die Regelfunktion der Ausgangsspannungsmessung geregelt. Imax war 
nicht begrenzt.

Die Push-Pullstufe(T4 u. T2) schaltet die volle Akkuspannung, nicht 5V.

Autor: Johannes (Gast)
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Man sieht in deiner Messung, dass die Gatespannung tatsächlich ziemlich 
schnell abfällt, aber ich kann mir mit deinem Schaltplan nicht erklären, 
warum das so ist. Ich hab das gerade mal simuliert und da hat es auch 
nicht funktioniert. Also irgend etwas muss an deinem Aufbau im Vergleich 
zum Schaltplan unterschiedlich sein. Kann es vielleicht sein, dass du 
Emitter und Kollektor vertauscht hast? Normalerweise ist Pin 1 der 
Emitter und Pin 3 der Kollektor.

Der langsame Anstieg der Drainspannung kommt mir auch verdächtig vor, 
die müsste ungefähr gleich schnell ansteigen wie die Gatespannung fällt. 
Kann es sein, dass du da noch irgendwo einen Kondensator drin hast?

> Die Push-Pullstufe(T4 u. T2) schaltet die volle Akkuspannung, nicht 5V.

Nicht wirklich.
Der obere Transistor (T4) wird in Kollektorschaltung, also als 
Spannungsfolger betrieben. Da die Kollektor-Anschlüsse im TL494 (Pin 8 + 
11) auf 5V liegen, kommt aus der Push-Pull Stufe nur etwas mehr als 4V 
raus, das sieht man ja auch in deiner Messung.

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
>> Die Push-Pullstufe(T4 u. T2) schaltet die volle Akkuspannung, nicht 5V.
>
> Nicht wirklich.
> Der obere Transistor (T4) wird in Kollektorschaltung, also als
> Spannungsfolger betrieben. Da die Kollektor-Anschlüsse im TL494 (Pin 8 +
> 11) auf 5V liegen, kommt aus der Push-Pull Stufe nur etwas mehr als 4V
> raus, das sieht man ja auch in deiner Messung.

Ok, ich überprüfe morgen mal die Schaltung im Vergleich zum Schaltplan, 
habe nicht alle Änderungen mehr im Kopf, weil ich das Konzept bereits 
verworfen hatte. Möglich das T4 nur die 5V vom 78S05 durchschaltet.

Danke bis hierhin!

MfG Old-Man

Autor: Old-Man (Gast)
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Zwischenstand:

Von Pin 9+10 des TL494 wurde ein 1kOhm Widerstand gegen Masse 
geschaltet, jetzt ist das Ausgangssignal symmetrisch, aber nur solange 
ich die Deadtimecontrol auf ein Tastverhältnis von 50% stehen 
lasse(Messfehler?).Die Eingangsspannung von Pin8 + 11 wurden auf 
Akkuspannung geändert.
Erreicht werden +-3V, nicht genug um meinen Mosfet ausreichend 
durchzusteuern, brennt durch.^^

Schaltzeiten der positiven Flanke 96ns,die negative schwankt zwischen 
96-112ns, ebenfalls im Zoommodus und Ausgang Push-Pull gemessen, ohne 
Mosfet.

Da sich die Symmetrie der Ausgangsspannung bei Änderung der Deadtime 
ändert, wäre das absoluter Käse, weil ich darüber bisher die 
Strombegrenzung gesteuert habe, ebenso die Ausgangsspannung.^^

Verändere ich die Deadtime, ti größer, sinkt die Spannung des positiven 
Rechtecks und die Spannung des negativen Rechtecks wird negativer, ti 
kleiner, ist es umgekehrt proportional.

Noch ein Schaltungsfehler falscher Messpunkt oder falsche 
Masseverlegung?


MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Von Pin 9+10 des TL494 wurde ein 1kOhm Widerstand gegen Masse
> geschaltet, jetzt ist das Ausgangssignal symmetrisch, aber nur solange
> ich die Deadtimecontrol auf ein Tastverhältnis von 50% stehen
> lasse(Messfehler?).

Was meinst Du mit "symmetrisch"? Und welcher Ausgang? Bitte versuch mal, 
dich etwas präziser auszudrücken.

> Erreicht werden +-3V, nicht genug um meinen Mosfet ausreichend
> durchzusteuern, brennt durch.^^

Wieso +-? Hast Du vielleicht das Oszi auf AC-Kopplung geschaltet?

> Schaltzeiten der positiven Flanke 96ns,die negative schwankt zwischen
> 96-112ns, ebenfalls im Zoommodus und Ausgang Push-Pull gemessen, ohne
> Mosfet.

Was soll "ohne Mosfet" heisen? Hast du den gar nicht bestückt? Dann ist 
die Messung der Flankensteilheit nutzlos.

Wenn du die Messung ohne Mosfet machen willst, könntest Du die 
Gate-Kapazität des Mosfets durch einen Keramik-Kondensator nachbilden, 
Kapazität z.B. 2,2 nF. Damit müsste die Anstiegszeit ungefähr 
vergleichbar sein.

> Verändere ich die Deadtime, ti größer, sinkt die Spannung des positiven
> Rechtecks und die Spannung des negativen Rechtecks wird negativer, ti
> kleiner, ist es umgekehrt proportional.

Meinst Du mit "Rechteck" die Gatespannung. Die sollte überhaupt nicht 
negativ werden. Entweder hast Du die Oszi-Masse nicht angeschlossen, das 
Oszi auf AC-Kopplung geschaltet, einen Fehler in deiner Schaltung oder 
ist dein Tastkopf defekt.

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
>> Von Pin 9+10 des TL494 wurde ein 1kOhm Widerstand gegen Masse
>> geschaltet, jetzt ist das Ausgangssignal symmetrisch, aber nur solange
>> ich die Deadtimecontrol auf ein Tastverhältnis von 50% stehen
>> lasse(Messfehler?).
>
> Was meinst Du mit "symmetrisch"? Und welcher Ausgang? Bitte versuch mal,
> dich etwas präziser auszudrücken.
>
>> Erreicht werden +-3V, nicht genug um meinen Mosfet ausreichend
>> durchzusteuern, brennt durch.^^
>
> Wieso +-? Hast Du vielleicht das Oszi auf AC-Kopplung geschaltet?

Peinlich, hatte gestern Stress! Ja, das DSO stand auf AC, warum auch 
immer, DC ist bei mir Standardeinstellung!^^

Johannes schrieb:
> Wenn die Ausgangstransistoren im TL494 abschalten, werden sie hochohmig
> und die Transistoren T2 und T4 sperren. Das Mosfet-Gate muss jetzt
> irgendwie entladen werden, dazu sollte der Transistor T2 eingeschaltet
> werden. Mit einem zusätzlichen Pull-Down Widerstand von Basis T2 nach
> Masse müsste das funktionieren.

Beide Emitter des TL494 wurden zusätzlich per Widerstand 1kOhm mit Masse 
verbunden(Pulldown).
Das Signal am Ausgang der Push-Pullstufe, T4+T2, hat 6V.
Der 78S05 ist Arbeitslos.
Ich schau mal ob ich heute Nachmittag noch weiter komme, dann pass ich 
auch den Schaltplan an . ;)

Sorry für die Verwirrung. xD


MfG Old-Man

Autor: Old-Man (Gast)
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Hallo Johannes!

Schaltplan, überarbeitete Version:

http://wiki.rc-network.de/images/thumb/4/41/Versuc...

Jetzt verstehe ich auch , warum du mit der Pinangabe nichts anfangen 
konntest.
Die Pinbelegung des Bauteils TL494 ist in Target3001 anders 
belegt/gezeichnet, als es real ist. Ich verwende die reale Pinbelegung 
wenn ich schreibe.
C4 wurde nötig, weil sich im DSO Oberwellen auf dem Rechtecksignal 
zeigten, 0,5V.^^

Autor: Old-Man (Gast)
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Hm...mal schauen ob der Schaltplan größer ist :

http://wiki.rc-network.de/images/4/41/Versuchsz%C3...

Jupp!

Autor: Johannes (Gast)
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> Die Pinbelegung des Bauteils TL494 ist in Target3001 anders
> belegt/gezeichnet, als es real ist.

Die Pin-Zuordnung der Transistoren T2 und T4 ist auch verdächtig, der 
Emitter ist normalerweise (im Datenblatt) Pin 1 und Kollektor Pin 3. 
Hängt aber davon ab, wie man die Pins nummeriert.

Aber prüf das sicherheitshalber mal nach, nicht dass hier auch noch ein 
Fehler ist.

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
> Die Pin-Zuordnung der Transistoren T2 und T4 ist auch verdächtig, der
> Emitter ist normalerweise (im Datenblatt) Pin 1 und Kollektor Pin 3.
> Hängt aber davon ab, wie man die Pins nummeriert.

Die Pinbelegung von T2 und T4 in Target3001 habe ich noch nicht mit dem 
Datenblatt verglichen, ich verwende aber das Datenblatt um zu wissen was 
was ist. ;)

Im Datenblatt stehen keine Nummern, nur C,B und E.

Autor: Old-Man (Gast)
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Angehängte Dateien:

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Angehängte Dateien des neuen Gatesignals mit IRLU2908 im Betrieb.

Autor: Old-Man (Gast)
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ti wurde auf 5µs, statt 10µs, zurückgenommen. Wenn es noch klappt, 
stelle ich gleich auch Screenshots von Drain-Source ein.

Autor: Johannes (Gast)
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> Angehängte Dateien des neuen Gatesignals mit IRLU2908 im Betrieb.

Was ist denn das Signal im linken Bild? Doch nicht das Gate-Signal? 
Schreib bitte bei den Messungen noch dazu, wie du den Sperrwandler 
betrieben hast, also bei welcher Ein-/Ausgangsspannung, Ausgangsstrom, 
...

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
> Was ist denn das Signal im linken Bild? Doch nicht das Gate-Signal?


Doch, nur andere Auflösung!
Eingangsspannung 2sLipo liegt bei etwa 7,8V. Ausgang ist unbelastet und 
es scheint als wäre die Gleichrichterdiode, BY550-800V defekt, da die 
Ausgangsspannung nicht über 40V kommt, ist noch zu langsam.^^

Heute schaffe ich nichts mehr, muss ins Bett. ;)
Screenshot von Drain-Source kommt wenn ich die Zeit dafür habe.

Autor: Johannes (Gast)
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> es scheint als wäre die Gleichrichterdiode, BY550-800V defekt, da die
> Ausgangsspannung nicht über 40V kommt, ist noch zu langsam.^^

Die ist viel zu langsam!!! Für Schaltregler müssen auf jeden Fall Dioden 
verwendet werden, die für so einen Einsatzzweck auch gemacht sind 
(Fast-Recovery, Ultra-Fast-Recovery), z.B. UF4007.

Die BY550 ist für 50 Hz Gleichrichtung geeignet. Anscheind ist das dein 
erster Schaltregler, den du aufbaust?

Hast Du jetzt eigentlich ein Snubber-Netzwerk eingebaut? Das solltest Du 
auf jeden Fall machen, sonst stirbt dein Mosfet bald wieder. Auch hier 
ist eine schnelle Diode angesagt!

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
> Die BY550 ist für 50 Hz Gleichrichtung geeignet. Anscheind ist das dein
> erster Schaltregler, den du aufbaust?

Die wurde in einem anderen Forum als ausreichend schnell empfohlen. Hier 
in Deutschland sind meist keine SIC-Schottky erhältlich und wenn, nicht 
ganz billig um die 15€. Bei Mouser gibt es sie für ca 6-7€, leider sind 
die Versandkosten nicht ganz billig. Die UF4007 hat etwa 75ns, wäre für 
Bootstrap vorgesehen gewesen, steht noch auf der Bestellliste bei 
Reichelt. Mit  Eingangstrombegrenzung hält die BY550 die Belastung aus, 
ohne nicht.
Und ja , ist mein erster Sperrwandler.

Johannes schrieb:
> Hast Du jetzt eigentlich ein Snubber-Netzwerk eingebaut? Das solltest Du
> auf jeden Fall machen, sonst stirbt dein Mosfet bald wieder. Auch hier
> ist eine schnelle Diode angesagt!

Noch keine Zeit gehabt weiter zu machen, ohne die IRLU3110Z macht es 
auch nicht wirklich Sinn, sind bei Reichelt momentan nicht erhältlich. 
:(

Autor: Johannes (Gast)
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> Die wurde in einem anderen Forum als ausreichend schnell empfohlen.

Das war auf jeden Fall falsch...

> Hier in Deutschland sind meist keine SIC-Schottky erhältlich und wenn,
> nicht ganz billig um die 15€. Bei Mouser gibt es sie für ca 6-7€, leider
> sind die Versandkosten nicht ganz billig.

Was willst Du denn damit? Solange du im Bereich 50 kHz taktest und die 
Leistung so klein ist, bringen die keinen großen Vorteil. Mit einer 
UF4007 bist du gut bedient.

> Die UF4007 hat etwa 75ns, wäre für Bootstrap vorgesehen gewesen, steht
> noch auf der Bestellliste bei Reichelt. Mit  Eingangstrombegrenzung hält
> die BY550 die Belastung aus, ohne nicht.

Es geht nicht darum, ob die Diode die Belastung aushält. Die 
Reverse-Recovery-Time gibt an, wie lang die Diode braucht, um von 
"leiten" auf "sperren" umzuschalten. Eine normale Gleichrichterdiode wie 
die BY550 braucht dafür einige µs.

Wenn der Mosfet auf der Primärseite einschaltet, kommt sekundär eine 
negative Spannung raus. Wenn die Diode dann nicht sehr schnell sperrt, 
fließt ein Strom aus dem Ausgangskondensator (C2) rückwärts, also in 
Sperr-Richtung durch die Diode. Dadurch wird der Mosfet mit einem viel 
zu großen Strom belastet und im Übertrager baut sich kein Fluss auf.

> Noch keine Zeit gehabt weiter zu machen, ohne die IRLU3110Z macht es
> auch nicht wirklich Sinn.

So schlecht ist der IRLU2908 dann auch nicht. Mit dem 3110 wird der 
Wirkungsgrad vielleicht noch etwas beser, aber zum testen ist das 
eigentlich egal.
Viel wichtiger sind die passenden Dioden und der Snubber!

Autor: Old-Man (Gast)
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Johannes schrieb:
> Wenn der Mosfet auf der Primärseite einschaltet, kommt sekundär eine
> negative Spannung raus. Wenn die Diode dann nicht sehr schnell sperrt,
> fließt ein Strom aus dem Ausgangskondensator (C2) rückwärts, also in
> Sperr-Richtung durch die Diode. Dadurch wird der Mosfet mit einem viel
> zu großen Strom belastet und im Übertrager baut sich kein Fluss auf.

Hast mich überzeugt!
Morgen sollte das Päckchen von Reichelt ankommen. Hätte auch noch eine 
Epitaxial-Diode. ^^

Autor: Old-Man (Gast)
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Angehängte Dateien:

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Hallo!

Habe etwas Zeit gefunden und ein paar Sachen geändert.
Die BY550 wurde gegen eine UF4007 getauscht. Der Mosfet IRLU2908 wurde 
gegen einen IRLU2905Z getauscht und bekam einen 680pF Kondensator 
parallel zu Drain-Source.Der Epcos 100nF 1250V wurde wieder gegen den 
Wima 100nF 630V getauscht. Die Schaltung läuft im Sollzustand, heißt, 
nur der Kondensator wird geladen.

Autor: Old-Man (Gast)
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Einschaltzeit liegt bei 100ns, Ausschaltzeit bei 76ns.
Die Schaltung läuft ohne Eingangsstrombegrenzung.

Autor: Old-Man (Gast)
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Angehängte Dateien:

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Hier nochmal der Schaltplan.

Autor: Old-Man (Gast)
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Angehängte Dateien:

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Durch Einfügen einer weiteren UF4007 von VCC zur Primärspule, soll die 
Induktionsspitzen verhindern, sieht es nun wie im Anhang aus.

Autor: Johannes (Gast)
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> Der Mosfet ... bekam einen 680pF Kondensator parallel zu Drain-Source

Wie kommst Du immer nur auf solche komischen Ideen? Das ist falsch, weil 
der Mosfet jedesmal beim Einschalten diesen Kondensator komplett 
entladen muss, es wird also die komplette gespeicherte Energie in Wärme 
umgewandelt.

Schau dir mal hier die Abbildung 7.3D an:
http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap7_2/Kapitel7_2.html

Da sieht man, wie das normalerweise gemacht wird. Den Kondensator kann 
man auch gegen Masse schalten, ist meiner Meinung nach günstiger, weil 
er dann mehr Energie speichern kann.

Die Idee dahinter ist, dass die Spannungsspitzen am Mosfet auf die 
Kondensatorspannung begrenzt werden. Wenn der Mosfet einschaltet, bleibt 
der Kondensator geladen und wird nur ganz langsam über den Widerstand 
entladen, so dass sich die Kondensatorspannung auf einem bestimmten 
Pegel stabilisiert.

Der Entlade-Widerstand sollte so bemessen werden, dass die 
Kondensatorspannung bei maximalem Laststrom etwas niedriger als die 
maximal erlaubte Drain-Source Spannung des Mosfets liegt; also so dass 
dieser gerade nicht kaputt geht.

Autor: Rolf Germes (old-man)
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Johannes schrieb:
>> Der Mosfet ... bekam einen 680pF Kondensator parallel zu Drain-Source
>
> Wie kommst Du immer nur auf solche komischen Ideen? Das ist falsch, weil
> der Mosfet jedesmal beim Einschalten diesen Kondensator komplett
> entladen muss, es wird also die komplette gespeicherte Energie in Wärme
> umgewandelt.


Darauf soll es hinauslaufen:

http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3835.pdf ,

desweiteren finde ich auch im Buch: "Schaltnetzteile und ihre 
Peripherie" einen Kondensator zwischen Drain und Source/Masse, nennt 
sich dort Umschwingkondensator. ^^ Er sorgt dafür, das der Strom im 
Ausschaltmoment zu Null wird, verringert die Ausschaltverluste. Der Fet 
bleibt nun kalt und der NPN geht nach ca 2 min hoch, danach der Fet!
Der Fehler ist auch bereits gefunden, habe die Basisspannung nicht 
begrenzt, liegt auf VCC.^^Umpf!

Ich kann nur allen empfehlen, an solche Dinge nur ran zu gehen, wenn die 
Zeit es zulässt alles in einen Rutsch zu machen, oder entsprechend zu 
dokumentieren, nicht das etwas vergessen wird. :(

MfG Old-Man

Autor: Johannes (Gast)
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> Darauf soll es hinauslaufen:
> http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3835.pdf ,

Das ist aber kein Sperrwandler...

Autor: Rolf Germes (old-man)
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Hallo Johannes!

Der Umschwingkondensator ist laut dem Buch nicht auf eine bestimmte 
Topologie begrenzt. ^^
Im Augenblick habe ich auch nur den Umschwingkondensator, ohne R.
Ich werde alles mal durchtesten, ein Snubber gegen VCC, also parallel 
zur Primärwicklung, hatte zuvor nie etwas gebracht.

Kann nun dauern!

MfG Old-Man

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