Hallo! Ich habe hier einen IGBT der in einer Impulsanwendung sein Leben ständig beendet. Der IGBT kann 700A für 1ms und 320A Dauerstrom. Ich hab ihn nun mal mit einem 500us Puls angesteuert wobei der Strom auf 150A begrenzt war. (Ordentliche Gatetreiber sind vorhanden -> 300ns und der IGBT ist an) TurnOn-Delay ist wohl 140ns laut Datenblatt.) 150A für 500us sind ein kacks. Das kann der 2x im Dauerbetrieb. Die 150A werden nach 200us erreicht und dann 300us gehalten. Ersatzscaltmäßig wird das verhalten durch eine Induktivität mit Innenwiderstand erreicht. Fakt ist: hier läuft was falsch! Ich hab die IGBTs geöffnet. Der Emitter ist 8x auf einen 1.0x1.5cm großen Chip gebondet. Das Gate ist 1x am untenren linken Rand gebondet - dort wo auch der Gate-Pin das Gehäuse verlässt. Ich hab die IGBTs geöffnet (Schraubstock...) und mir den kaputten Chip angeschaut. Die Stellen um die 2 Bonddrähte die am nächsten am Gate sind, sind durchgeschmolzen. Was ist hier los? Kühlungsproblem ist es nicht. Impulse kann man nicht Kühlen. Die werden von der Wärmekapazität des Chips gefressen. Dutycycle ist natürölich gleich 0.. Wenn jemand einen schlauen gedanken hat.... immer los. MFG
was hast du denn für einen Aufbau? Ich hatte bei mir jede Mende Überspannung und Überströme beim Einund Ausschalten meines IGBT's erzeugt und hab so auch meine zerschossen. Hast du dir deine Ausgangsspannung mal angeschaut? Stichwort: Snubber
GeSnubbt wird per 20A Spressordiode (24V) an den Gates und per 20ns Ansprechzeit Varistor für 470V (IGBT kann 600 und hat "High Avalance Ratings" - allerdings nix weiter im Datenblatt spezifiziert. Spannungen sind es also nicht. Mich wurmt es ein wenig dass die beiden Bondstellen nahe des Gaten wegbrennen. Und das bei jedem. immer nur die 2 Stellen.
Machen wir mal Brainstorming: Beim Ausschalten zuviel Verlustleistung in den Strom-Schweif bekommen?
Gute Frage. Wie stellt man das fest? ;-) Man müsste die IGBTs eifnach angeschaltet lassen und sehen was passiert. Wenn sie dann beim gleichen versuch nicht durchbrennen... hmmh Hab nicht mehr sooo viele.
> 20A Spressordiode (24V)
Die meisten IGBTs vertragen am Gate max. +-20 Volt, so wie die meisten
MOSFETs, kein Wunder, ein IGBT ist ja ein Bipolatransistor mit einem
MOSFET am Eingang, deshalb ja auch die max. 20V am GATE.
Außerdem, wie sieht es den mit dem Datenblatt aus, wenn da nicht mal die
Maxwerte stehen, dann hast du da ganz bestimmt keine IGBTs vor dir
liegen, die in dieser Leistungsklasse spezifiziert sind. Angabe können
teuschen und unvollständige erst recht.
Eine andere Möglichkeit wäre, dass deine IGBTs Fakeware sind, die
Diskussionen darüber gibt es hier auch zu hauf.
Übrigens: Schon 20V am IGBT leutet meistens schon den Tod ein, deshalb werden meist 18V Zehnerdioden zum Schutz verbaut.
Der IGBT ist ein IXGK320N60A3. Er hält 30V Transienten am Gate aus. Angesteuert wird er mit 15V.. was auch den Werten des Datenblatts entspricht.
Wäre ein durchgefueertes Gate denn der Auslößer warum gerade die beiden Bonddrähte abrauchen?
> Man müsste die IGBTs eifnach angeschaltet lassen und sehen was passiert.
Aber bitte nicht bei 150 A, ohne das die Dinger zur Kühlung in Wasser
schwimmen!! :o)
Wäre außerdem interessant zu erfahren, ob die Dinger beim Ein- oder
Ausschalten abrauchen, was aber bei den kurzen Impulsen nur schwer zu
machen wäre.
Mein Vorschlag:
Miss mal die Vce aus, müsste laut Datenblatt <= 1,25 V sein.
Versuch es mal mit einer ohmschen Last. Bei den kurzen Pulsen tun ein
Paar dicke 10W Rs || schon nen ganz guten Dienst.
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Damit hättest du schon mal induktiven Rückwirkungen größtenteils auf den
Transistor ausgeschlossen und wenn dieser trotzdem abraucht, würde ich
mich an den Hesteller wenden, sofern du auf der Arbeit damit zu tun
hast.
Und wie ich es schon sagte, kann es natürlich auch sein, dass du
gefälschte erwischt hast.
Hier einige Beispiele:
Beitrag "XTR106 - ganze Charge funktioniert nicht - ICs ggf. gefälscht?"
Beitrag "Gefälschte Transistoren!"
Mach mal ein paar Bilder, interessiert mich. Könnte es eventuell daran liegen, das der IGBT irgendwie ungleichmässig aufgebaut ist (weiss nicht wie der Die aussieht) oder ungleich gekühlt wird. Im ersten Fall würde das bei zu langsamem Gatetreiber/nicht ganz durchgeschalteter IGBT dazu führen, das Teile des Dies leiten, wogegen andere bereits nicht mehr leiten (Leistung über kleineren Querschnitt, in deinem Fall nahe der Gatekontaktierung) ==> Bondingdrähte brennen weg. Im zweiten Fall (eher unwahrscheinlich) wird der (ev. unvolltändig durchgeschaltete) Die am Gate wärmer als der Rest und leitet dadurch immer besser bis er wegbrennt
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Fotos werden gerne gemacht - ab morgen habe ich die möglichkeit dazu. Also: beim Einschalten kann der IGBT ja nicht kaputt gehen, weil durch die induktive Belastung am Anfang effektiv kein Strom fließt. Beim Ausschalten: der IGBT ist gegen Rückinduktion geschützt. Dioden leiten die überschüssige Energie wieder in die Pufferkondensatoren zurück. Das ganze ist als Asymmetrische Halbbrücke aufgebaut. Am Kollektor ist ein Widerstand eingebaut der (habe ich gerade gemssen) etwas um die 55nH aufweist. Erst dann kommt der Varistor der eventuelle Spannungskappen abknippst.. Die Dioden haben ja auch eine zuleitungsinduktivität usw... Fakt ist: 55nH und ~150A -> 0.85mJ Energie! Das ist nicht viel Avalance energie die der IGBT da verbraten muss... Mein Gate wird in nachgemessenen 400ns entladen. die TurnOff-Time liegt bei 1.5us. Wenn man mal den absolut übertriebenen Worstcase rechnet: 1.5us 320V 150A -> 75mJ Ausschaltenergie. Geht man von der Spez. WärmeKap. von Silizium aus, dürfte der Chip nur 1mg wiegen, damit er sich um 100K erhitzt. So ein dicker IGBT wiegt natürlich mehr (den Silizium anteil meine ich). Also die 75mJ (die ja schon völlig übertrieben sind) können es irgendwie auch nicht sein!? hmmh. Ich habe mal einen Schaltplan in den Anhang geschmissen. Paint. Sry. Zu erkennen ist es. die Supressordioden am Gate sind weggelassen, die Gates werden gleichzieitg mit der gleichen Flankenform angesteuert. Das Potential des obereren Gates wird natürlich angepasst.
Sorry wenn ich so dümmlich frage, aber bei dieser Anordnung brennen die Beiden gleichzeitig durch ??? Ist ja wohl mehr als seltsam ! Wie ich oben schon schrieb, ersetze mal die Induktivität durch ohmsche Last. Die Gatespannung könntest du nach Vorschlag von 'Wikinazis' auch so auf 17 V erhöhen mit 18 V Zdioden als Schutz und wenn die Teile immer noch Rauchzeichen geben, dann ist's ne Mogelpackung. Es wäre natürlich sinnvoll nur einzelne Parameter zu ändern, um die ware Ursache herauszufinden, also zunächst Gatespannug erhöhen -> testen -> Induktivität ersetzen -> testen, aber wenn du nicht mehr so viele von den Teilen hast, kann man das auf diese Weise natürlich schlecht durchführen.
>Mein Gate wird in nachgemessenen 400ns entladen. die TurnOff-Time liegt >bei 1.5us. Wenn man mal den absolut übertriebenen Worstcase rechnet: >1.5us 320V 150A -> 75mJ Ausschaltenergie. Geht man von der Spez. >WärmeKap. von Silizium aus, dürfte der Chip nur 1mg wiegen, damit er >sich um 100K erhitzt. >So ein dicker IGBT wiegt natürlich mehr (den Silizium anteil meine ich). >Also die 75mJ (die ja schon völlig übertrieben sind) können es irgendwie >auch nicht sein!? >hmmh. So einfach würde ich das aber nicht rechnen. Schließlich geht es nicht einfach nur um die Masse des Gesamtchips in dieser kurzen Zeit, sondern eher um die Scheibe, die von der Sperrschicht selber gebildet wird. In der einen µs wird der restliche Chip vermutlich noch gar nicht viel mitbekommen. Grundlage sind da eher solche Dinge wie die Bilder 9+10 im DB, die Aussagen geben über Reverse-Bias Safe Operating Area bzw. Maximum Transient Thermal Impedance. Aber wenn ich das mal so überschlage, sollte man sich trotzdem im erlaubten Bereich befinden, bzw. man kann sich paar 10kW für die gemessenen An/Abstiegszeiten erlauben.
ich würde die Eingangsspannung mal um ne 10er Potenz runter gehen und mir die Spannungs- und Stromverläufe(Strommesszange fürs Oszi) anschauen. Wenn du da Überschwinger siehts seh zu dass du das wegbekommst bevor du mit der Spannung höher gehst. Du meintest was von Supressordioden-Snubber, ich hatte da eher einen klassischen RC Snubber wie er oft in der Literatur zu finden ist.
DerAlbi schrieb: > Der IGBT kann 700A für 1ms und 320A Dauerstrom Der Chip ja, das Package nicht. ILRMS Terminal Current Limit 160 A Also brennt Dir wahrscheinlich beim Abschalten des IGBTs das Package ab.
Das Package brennt in so kurzer zeit nicht ab. Das alles ist eine Sache der Verlustleistung. Die ist sicherlich relativ hoch.. aber die Zeit ist auch extrem kurz. Damit ist die entsprechende Energie sehr gering. Egal wie, auch die 160A der Beinchen habe ich nicht überschritten. JA, es brennen beide Seiten durch. Wobei eine Seite (der untere IGBT) den typischen Schaden aufweist den ich beschrieben habe und die andere Seite (oben) Raucht richtig ab - also dort brennen die Bondingdrähte weg. Wenn ich mir das so überlege: bei dieser Brückenkonfig gibt es keinen Grund, dass die Chips zusammendurchbrennen. Wenn ein IGBT durchbrenn... meinetwegen. Aber das zerstört den anderen IGBT idR nicht.
Warum nimmst du diese Varistoren und noch Dioden als Freilaufdiode wie das üblich ist? Wenn der Varistor zu langsam schaltet, ist dein IGBT tot! Hast du mal geschaut, ob die in Ordnung sind und auch schnell genug sind?
>Wenn ich mir das so überlege: bei dieser Brückenkonfig gibt es keinen >Grund, dass die Chips zusammendurchbrennen. Wenn ein IGBT durchbrenn... >meinetwegen. Aber das zerstört den anderen IGBT idR nicht. Wieso soll der nicht durchbrennen? Es werden ja wohl beide gleichzeitig aktiviert. Und wenn die Bonddrähte wegbrennen, dann ist einer der IGBTs einen Moment vorher durchgebrochen (Kurzschluß), und hat dann den anderen durch extremen Überstrom mitgenommen.
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Ob einer von beiden durchbricht hat keinen Einfluss auf den anderen. Diese IGBTs haben nen Vcesat von <1.5V... Ob diese Spannung nun nicht abfällt bekommt der obere IGBT gar nicht mit.. ob nun 320 oder 318V über die last abfallen.. pfff. Der Varistor ist in 24ns lt Datenblatt spätestens aktiv. Ich hab jetzt mal ein ordentliches Foto gemacht. Gut dass man das in Paint dann beschriftet und dabei genauer hinschaut. Es sind nicht die 2 Bonddrähte die wegbrennen, sondern es ist der Chip der den Fehler verursacht. Ich kann leider die "Einkerbungen" (ist ja nur "farblich") nicht deuten was das ist. Aber an den Enden der 2 Einkerbungen scheint was zu rauchen. Rings ums Gate. Außerdem sind es nur 6 Bonddrähte, die der rechte Totalausfall verrät.. Der rechte IGBT sieht definitv nach Überstrom aus. Da ist auch der Die nur um die Bonddrähte geschmolzen. Die anderen zwei... hmmh. Das Gehäuse zu öffnen ohne den restlichen Chip zu beschädigen war leider nicht möglich. Ja, 600kb. Dafür kann man jetzt ordentlich ranzoomen. Hier gehts um Details.
Tja, geschmolzenes Silizium. Beim Einschalten kann es ja nicht gewesen sein, weil Last induktiv -> Strom kommt nach Spannung. Beim Abschalten ist der kurze Peak durch Gegeninduktion ebenfalls zu schwach, um solche Flächenbrände zu verursachen. Da bleibt eigentlich dieselbe Vermutung, wie ich diese schon oben Paar mal erwähnt habe: Die Transen sind nicht für solch hohe Ströme ausgelegt -> FAKE.
Zeig doch mal bitte ein Bild vom Herstellerlogo / Bezeichnung auf den Transen. Es gibt hier fast immer Experten, die anhand des Logos sofort erkennen, ob das Ding echt ist oder nach leichtem Abschliff neu gelasert / graviert wurde.
Danke, dass du das offensichtliche dargelegt hast. Der Überstrom ist nicht mein Problem. Schau mal genauer auf das Brandmuster der beiden anderen IGBTs. Das war kein Überstrom...(?) Zumindest hat Überstrom die Zerstörung nicht eingeleitet (?) Direkt neben dem Gate sind Brandflecken... und rings ums Gate... Wichtig ist: kann man aus dem Brandmuster herausfinden was exakt die Zerstörung verrsacht hat?
>Ob einer von beiden durchbricht hat keinen Einfluss auf den anderen. >Diese IGBTs haben nen Vcesat von <1.5V... Ob diese Spannung nun nicht >abfällt bekommt der obere IGBT gar nicht mit.. ob nun 320 oder 318V über >die last abfallen.. pfff. Deine Last ist eine Induktivität mit Ri=156mOhm (oder reden wir nicht mehr über Deinen handgemalten Schaltplan weiter oben?). Innerhalb von paar 10 µs findet der Strom seinen Weg über die 1000A Marke, und findet erst bei reichlich 2000A seine Grenze. Du schreibst zwar anfangs was von Begrenzung auf 150A, aber so schnell begrenzen viele / die meisten Quellen den Strom nun auch wieder nicht. Und schreibst Du noch was ersatzschaltungsmäßiger Induktivität mit Innenwiderstand. Wäre mal interessant, wie du so was ersatweise machst.
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Zugegeben, ich verheimliche, dass jeweils 16 IGBTs in jeder Schaltungsposition parallelgeschaltet sind. Der Spitzenstrom ist 1.9kA. Ausgeschaltet wird bei 1.85kA. Aber Verteilt auf jeweils 16 IGBTs. Ob die Verteilung sinnvoll funktioniert, werde ich gleich ausmessen. die 12mOhm mit den 55nH repräsentieren das Ausgleichswiderstandsnetzwerk. Ebenfalls angehängt... Bild des Gehäuses ist wie gewünscht da.
1.Behauptung: > Das war kein Überstrom...(?) 2.Frage: > Wichtig ist: kann man aus dem Brandmuster herausfinden was exakt die > Zerstörung verrsacht hat? Entschuldige, aber soll das hier ne Verar.... sein ?
Stromausgleichs/symmetrier-Rs gehören in die Source/Emitterleitung, nicht an Drain/Collector - dort gleichen die nix aus. Ursache erkannt ...
Nein, wie du siehst hat der IGBT eine spezielle Chip-Struktur. Der Überstromschaden hat einfach den Chip geschmolzen. Das sieht man gut auf dem rechten Exemplar. Rings um die Binddrähte ist alles flüssig gewesen. Die beiden anderen haben andere Muster. Ich zweifle nicht daran, dass die Brandmuster letzlich durch Überstrom entstanden sind, aber die wirkliche Frage ist doch, wie es dazu kam, den richtiger Überstrom brennt den Chip nur an den Bonddrähten durch (siehe rechts). Links sind eindeutig rings ums Gate Spuren deren Ursache nicht auf Überstrom zurückzuführen ist. Die Frage ist: wo kommen sie sonst her? Bzw was muss man ändern um das zu verhindern.... so viel zur Verarsche.. :-/
OK. Nehmen wir uns mal das Ausglewichwiderstandsnetzwerk vor: wie baut man sowas sinnvoll in den Emitter? Meine Gatetreiber pusten 15V raus. Schwellspannung ist irgendwas um die 7-8V. An den Emitterwiderständen müssten also minimum 7V abfallen bei Maximalstrom. Bei 320A würde das 21mOhm machen. OK, 16x parallel -> wunderbar niederohmig in der Gesamtheit, da kann man auch 50mOhm spendieren. Das Ausgleichwiderstandsnetzwerk funktionert auch am Kollektor. Aber tatsächlic weniger effektiv. Denkt ihr wirklich, das ist ein Versuch wert?
Meine güte bin ich ein Idiot. Ich habe mich damals gegen den Emitter entschieden weil ich dachte: "Wenn die Gates nicht voll aufgerissen werden, dann wird die Verlustleitung zu groß" Dabei würde es sich ja so regeln, dass die Verlustleistung höchstens so groß wird, wie bei allen anderen. Meine obrige Rechnung ist nicht korrekt bzw dumm. Das Gesamte Modul soll später 5kA schalten können. Wie berechnet man denn da die Emitterwiderstände? :-D Das würde ja die genaue Kenntnis der Kennlinie voraussetzen... mathematisch formuliert natürlich.
Gut, vielleicht bin ich auch etwas zu sehr in die Lineartechnik gerutscht, wo Ausgleichs-R's wichtiger sind. Aber die gehören eben unten rein, nicht oben. Das Problem dürfte sein, daß die IGBTs nicht wirklich zur gleichen Zeit ein/ausschalten durch Exemplarstreuungen (sind leider nur Max.-Werte im DB, läßt sich schlecht einschätzen). D.h. also einer wird der erste bzw. der letzte sein, der ein/ausschaltet, und damit den gesamten Strom kurz tragen muß. Kritischer wird die Ausschaltphase sein, denn den Einschaltmoment wird wohl die L begrenzen, zumal die Einschaltzeiten rel. kurz sind. Beim Ausschalten wird einer zum Schluß den Gesamtstrom tragen, und macht als letzter das (sein) Licht aus. Bis jetzt fällt mir nur ein Ausmessen von gleichen IGBTs ein bezüglich gleicher Ausschaltzeiten und auch Uge.
Naja bist du dir sicher, dass das kein Lineares Problem ist? ;-) Ich bin grade ziemlich verliebt in deinen Ansatz. Irgendwie macht der wesentlich mehr sinn. Ich muss nur Emitterwiderstände zurechtschneiden die den Strom auf 320A begrenzen. Was die Ausschaltzeit angeht: kann denn während der Ausschaltzeit der Strom durch den IGBT wirklich noch steigen? Das Gate ist dann leer. Geregelt wird durch die Emitterwiderstände also nix... das ist klar. Aber ob der Strom noch steigt?? Die Exemplarstreueung wird ja nicht so groß sein, dass es sich hier um Größenordnungen handelt, die gefärlich werden önnen. Der heißeste und der kälteste IGBT würden sich um 0.8us unterscheiden. Wenn man davon ausgeht, was das Datenblatt sagt. Dass es zZ heiße und klate IGBTs gibt, kann gut möglich sein. Das würde das Ausgleichswiderstandsnetzwerk am Emitter aber wesentlich besser verhindern. Ich gehe mal davon aus, dass die Exemplarstreuung nicht größer ist als das was die Temperatur verrsachen könnte. (?)
Wenn der IGBT eine FET-Bipolar-Kombinatin darstellt, dann gilt, wie bei jedem Bipolartransistor neben Imax und Umax, auch Pwtot als Grenzwert welcher nicht zu überschreiten ist. Das Wird in der Analogtechnik meines Wissens mittels SOAR-Schutz sichergestellt. Schneidet die IU - Kennlinie beim schließen oder öffnen die Pwtotkurve so wird wird der Transistor thermisch zerstört. Dafür genügen an Gesichts des Volumens und des inneren thermischen Widerstandes ns-µs. Namaste
Gut, dann sag ich mal so: Ich begrenze den Strom druch den IGBT von vorn herein auf 320A. Beim ausschalten MUSS der das überleben. Im Datenblatt ist die TurnOff-Kurve bis 320A bei 125°C definiert. Die "Reverse Bias SOA" kurve sagt mir, das ich bis 480V bei 320A Schalten dürfte. Ist da was falsch dran? Und geklärt werden muss noch: kann während der Ausschaltphase (also wenn das Gate schon leer ist) der Strom durch den IGBT noch steigen?
Du könntest vlt. auch mal einen von denen "chemisch" öfnnen (mit lösemittel oder in kolophonium kochen (geht das da? , ich kenns nur von ICs, aber da wird überall das gleiche zeug drauf sein...))
Habe mich übrigens gerade mal mit der Ausschaltenergie beschäftigt: Ich hatte ja bereits ausgerechnet: die völlig übertriebenen 0.75mJ machen 1mg Silizium um 100K heißer. 1mg Silizium bekommt man zusammen indem man um jede der Bondstellen einen Radius von 1mm annimt (was thermisch gesehen wohl gar nicht sooo dumm ist) und die resultierenden zylinder bräuchten nur eine dicke von 22.7um um auf die Gesamtmasse zu kommen. Der IGBT ist wesentlich dicker. Die Energie ist kleiner. Egal wie, die asschaltenergie kann der Fressen. Gibts Rechnungen die das Gegenteil beweseisen? :-)
1.
> ein Ausmessen
Statisch und dynamisch?
2.Ob die Schutzdioden schnell genug sind um die Abschaltspannung
abzuleiten? Wahrscheinlich wirken Deine IGBTs vorher "wie Z-Dioden"
bevor sie flüssig werden.
Wenn Du 16 Transis parallel hast, die zusammen 2kA strömen lassen, und dann schaltest Du 15 ab, und erst 50ns später (weil er evtl. einer von der späten Sorte ist) den sechzehnten, dann muß doch dieser eine Transi für 50ns den Gesamtstrom plötzlich übernehmen. Also 2kA. Das ist dann das Problem, daß man bei so einer massiven Parallelität schonmal extreme Stromspitzen für einen einzelnen reinbekommt. Ob Ausgleichs-R's da gegenwirken können - glaube ich nicht so recht (zumindest in Zusammenhang mit meiner Theorie mit der unterschiedlichen Ausschaltzeit), denn ehe so ein IGBT wirklich abschaltet, ist das Gate ja wirklich schon auf 0 - da gibt's also nix mehr auszugleichen. @Winfried J. SOA - das ist eigentlich das, was ich oben um 13.09.2011 10:44 erwähnt hatte. Da bewegen wir uns aber noch lässig drin, denke ich mal, solange wir mal die Parallelisierungseffekte weglassen würden.
Datenblatt sagt "High Avalanche Capability". Er muss es nur 24ns aushalten, dann kommt der Varistor. Sollte klappen. Die 55nH des Ausgleichnetzwerk kann bei 150A auch nur Energie im einstelligen mJ-Bereich liefern. Aber nach überspannung sieht der schaden im Foto schon irgendwie trotzdem aus.
Jens, ist das bei dir nur eine Theorie oder ein Wissen? Also wenn ich mal an das Semester denke in dem wir "Mikroelektronik" hatten, dann bestimmt folgendes die Ausschaltzeit: 1) Die Basissättigung des PNP-Transistors -> Speicherzeit. (ist das bei nem IGBT vorhanden oder ist das nur etwas, was der Ersatzschaltbil verspricht?) 2) Rekombinationszeit der N- und P+-Schichten. Dort rekombinieren die Ladungsträger nicht soo schnell und vor allem die N- Schicht ist furchtbar dick. Egal wie: 1) Sättigung der Basis kann man bei den Stömen vernachlässigen. 2) Rekombinationsphasen sind Rekombinationsphasen. Da werden keine zusätzlichen Ladungsträger beweglich. Der Strom braucht halt nur so lange zum Abklingen. Deswegen bin ich dagegen, dass der Strom während des Abschalten tatsächlich steigen kann. Aber wenn ich falsch liege, bin ich gerne bereit meine Meinung zu ändern. Btw: die Fotosache ist noch ungeklärt. Das Brandmuster um das Gate herum verwirrt mich noch immer.
Dein Varistor kommt nur bei Überspannung dran, nicht bei Überstrom. >Aber nach überspannung sieht der schaden im Foto schon irgendwie >trotzdem aus. Auf die Begründung für diese Schlußfolgeung wäre ich mal gespannt (ich will damit nicht ausschließen, daß es ein Überpsannungsschaden sein könnte).
Ich gebe zu nicht alles gelesen zu haben, aber wenn da auch noch 16 Stück parrall schalten sollen, dann sollte man die ausmessen besonders auf Gatekapzität und deren Entladekurve (Schaltzeiten einzeln vermessen und klassifizieren) hin, denn das ist ein wirklich übler Haken. eine weitere Falle Lauert dann im Layou. Das sollte keine Imedanzunterschiede in den Gate und Sourceleitung aufweisen(Sternförmig speisen) Stromschiene ist da i baba. Namaste
Schau enfach mal an, wo der Überstromschaden durchbrennt, und wo der Überspüannungsschaden durchbrennt. Übersrom schmilzt das siliziuum am Emitter, Überspannung kracht am Gate wirgendwas durch. Das ist zumindest meine Meinung. Es muss ja einen grund Geben warum nur am Gate was wegschmilzt. Ich bin leider erst ab 21:00 wieder da..
DerAlbi schrieb: > wo der Überstromschaden durchbrennt, und wo der > Überspüannungsschaden durchbrennt Das WO sagt noch wenig über den zeitlichen Verlauf bis zur Schmelze. Wenn die Ansteuerung zu langsam ist, entsteht auch viel Wärme.
400ns lautet die Zeit um das Gate zu laden oder zu entladen. Auf jeden Fall weniger als die Fall Time. Die Risetime hat damit ja nix zu tun. Da ist die Leistung auch wirklich wurst. Also nochmal fix zusammengefast: 1) Wir benötigen Hintergrundwissen über die Falltime 2) Wir müsses das Problem der Überspannng lösen (wo kommt die her?) 3) Wir brauchen eine möglichkeit den Emitterwiderstand zu berechnen.
Ich hab den Aufbau mit den Ausgleichs-Rs im Emitter-Pfad mal simuliert. Ich hab nen IGBT modell gemacht dass in der Charakteristik den Kapazitäten und der Transferkennline entspricht. Mit 20mOhm wird bei 15.2V Gatespannung der Strom auf 315A begrenzt. Soweit also alles schön und gut. Aber: ..Sollte diese Strombegrenzung mal wirklich einsetzen.. um himmels willen. das ist im 2stelligen KW-Bereich, das dann an Leistung anfällt.
@ Winfried J. (Firma: Nisch-Aufzüge) (winne) >Wenn der IGBT eine FET-Bipolar-Kombinatin darstellt, dann gilt, wie bei >jedem Bipolartransistor neben Imax und Umax, auch Pwtot als Grenzwert >welcher nicht zu überschreiten ist. Statisch bzw. bei bestimmten Pulsbreiten. Siehe SOA-Diagramm. > Das Wird in der Analogtechnik meines > Wissens mittels SOAR-Schutz sichergestellt. ;-) Man muss die SOA einhalten, damit der IC dauerhaft überlebt. WIE man das macht, ist eine andere Frage. >Schneidet die IU - Kennlinie beim schließen oder öffnen die Pwtotkurve >so wird wird der Transistor thermisch zerstört. Käse. Das würde jede digitale Leistungsstufe unmöglich machen. Die schneiden das dauernd! >Dafür genügen an >Gesichts des Volumens und des inneren thermischen Widerstandes ns-µs. Käse^3. Gerade so ein Monster-IC verträgt satte Pulsenergie. @ DerAlbi (Gast) >Zugegeben, ich verheimliche, dass jeweils 16 IGBTs in jeder >Schaltungsposition parallelgeschaltet sind. Der Spitzenstrom ist 1.9kA. >Ausgeschaltet wird bei 1.85kA. Aber Verteilt auf jeweils 16 IGBTs. Jaja, früher Ghettoblaster, dann GTI, heute schaltet man KiloAmpere ;-) >Ob die Verteilung sinnvoll funktioniert, werde ich gleich ausmessen. Allein das ist nicht trivial. Das kann man nicht rein statisch und ohmsch betrachten. Da kommt das Magnetfeld mit seiner Stromverdrängung ins Spiel. Die 16 IGBTS kann man NICHT einfach linear geometrisch anordnen, selbst wenn rein ohms alles symetrisch wäre. Durch Skin- und Proximityeffekt muss man das sternförmig aufbauen, damit wird der Strom magnetisch symetriert. Dass die Ansteuerung auch SEHR synchron erfolgen muss, sollte klar sein. Ich sag mal Pi mal Daumen kann man sich kaum 50ns Skew leisten. Wahrscheinlich ist ein Großteil deines Stroms durch EINEN IGBT geflossen, eben weil der Aufbau NICHT symetrisch ist. Das killt ihn dann, logisch. >12mOhm mit den 55nH repräsentieren das Ausgleichswiderstandsnetzwerk. >Ebenfalls angehängt... Ein PSpice Schaltplan sagt wenig. Der reale Aufbau zählt. Emitterwiderstände sind hier nicht sinnvoll, vor allem weil sie viel zuviel Leistung verbraten. MfG Falk P S Wenns nur um Pulse geht (Railgun?). Thyristoren sind hier brauchbar und liefern bisweilen "more bang for the buck". Hab ich vor einiger Zeit mal mitentwickelt. Vier Zweige mit je zwei seriellen Thyristoren, sternförmig angeordnet. Zündung per Ringkernübertrager und viel Strom (40A primär, ca 2A ins Gate). Damit schaltet man sicher 6kA. Bei knapp 10kA war dann aber Schluss ;-) IXYS CS60 ist dein Freund. P P S Bau erstmal EINEN Kanal auf, den testest du dann allein mit maximalem Strom. Dann zwei Kanäle, dort dann mal messen wie synchron das alles ist. Dann irgendwann 16 Kanäle.
Prinzipiell isses ne Coilgun. :-D Nix Railgun. Das ist zu laut. Wärst du so freundlich mal eine geometrische Anordnung zu malen, die "perfekter" wäre..? Zur Zeit liegen jeweils 4 IGBTs verschraubt aufeinander und diese Blöcke sind dann jeweils parallel nebeneinander mit 5mm Abstand Die Menge an IGBTs diktiert es dass man irgendwas baut, was aufenander liegt. Wobei ich mir 2 8er-Sterne aufeinander versetzt durchaus vorstellen könnte. Die Ansteuerung der IGBTs ist komplett gleichzeitig. Jeweils 4 Gates sind direkt verunden und haben einen Trieber. Tm unterschiede zwischen den 4 treibern auszugleichen sind die 4er-Blöcke nochmals jeweils mit 1Ohm Verbunden. Was stimmt mit den Emitterwiderständen nicht? Wenn ich 16x 20mOhm parallelschalte an Emitter und Collektor hab ich ~2.5mOhm in Serie. So schlimm ist das nicht. Das ist sogar weniger als jetzt. Ich arbeite gerade an einem WärmeModel für den IGBT. mal sehen. Dauert ein wenig.. bin leider neu bei LTSpice. Die Kennlinie klappt schon. Jetzt bin ich dabei Vcesat wärmeabh. zu machen. Ich hoffe daraus lernt man etwas. MFG
Einstellbar. Alles zwischen 40-350V. Um Spannungen geht es hier aber nicht. Zumindest nicht um Betriebsspannungen...
@ DerAlbi (Gast) >Wärst du so freundlich mal eine geometrische Anordnung zu malen, die >"perfekter" wäre..? Superlative kann man nicht steigern. Ist doch alles gesagt. Sternförmig. IN der Mitte rein, N x sternförmig nach aussen, dort auf einen Ring, der dann auch wieder sternförmig auf einen Punkt gebracht wird. Wobei man den Ring auch weglassen kann. Wichtig ist auf jeden Fall IMMER ALLES sternförmig. >Zur Zeit liegen jeweils 4 IGBTs verschraubt aufeinander und diese Blöcke >sind dann jeweils parallel nebeneinander mit 5mm Abstand Ein Bild sagt mehr als tausend Worte. >Die Ansteuerung der IGBTs ist komplett gleichzeitig. Das glauben alle ;-) > Jeweils 4 Gates >sind direkt verunden und haben einen Trieber. Hmm. > Tm unterschiede zwischen >den 4 treibern auszugleichen sind die 4er-Blöcke nochmals jeweils mit >1Ohm Verbunden. Was mal ganz sicher bei den Strömen nicht unbedingt eine gute Idee sein muss. Wenn man Pech hat, bastelt man sich eine nette Induktionsschleife, die dann über den Primärstrom ins Gate spuckt. Das würde ich lassen. >Ich arbeite gerade an einem WärmeModel für den IGBT. mal sehen. Dauert >ein wenig.. bin leider neu bei LTSpice. Man kann viel zusammensimulieren, was das dann mit der Realität zu tun hat ist eine andere Frage. Geh mal davon aus, dass das der Hersteller schon gut gemacht und getestet hat. Dein Problem löst die Simulation nicht. MFG Falk
Hallo DerAlbi, ich habe mir jetzt nicht alles durchgelesen, entschuldigt daher bitte eventuelle Dopplungen. Die Parallelschaltung halte ich für grundsätzlich für unproblematisch. Emitterwiderstände sind im Schaltbetrieb nicht nötig. Idealerweise hat jeder IGBT seinen eigenen Gatetreiber, zumindest jedoch seine eigenen Gatewiderstände. Die zeitliche Synchronisation sehe ich auch nicht so problematisch, wenn wir hier nicht über mehrere us sprechen. Ich glaube in dem hier behandelten Fall nicht, das der Strom die IGBTs zerstört. Hart schaltende IGBTs sind grundsätzlich für wenige us kurzschlußfest. Das kommt ja praktisch bei jedem Schaltvorgang vor (Spannung und Strom liegen gleichzeitig an). Der IGBT begrenzt sich seinen Kurzschlußstrom aufgrund seines Ausgangskennlinienfeldes selbst. Du solltest mal Uce direkt an den IGBT-Anschlüssen oszillografieren. Eventuell entstehen durch die parasitären Induktivitäten ja auch negative Uce-Spannungen, die der genannte IGBT aufgrund der nicht vorhandenen integrierten Freilaufdiode nicht verträgt. IGBTs sind nicht rücksperrfähig, sie vertragen nur wenige Volt Uec. Wenn das so sein sollte, dann spendiere jedem IGBT eine Freilaufdiode. Auf die Avalanchefestigkeit von IGBTs würde ich nicht vertrauen, hier sind sie deutlich empfindlicher als MOSFETs. Einen 470V-Varistor halte ich zum Schutz des IGBT für ungeeignet, schau mal ins Datenblatt, was ein 470V-Varistor bei 600V macht. Sinnvoller wären in meinen Augen bei 350V Betriebsspannung 1200V-IGBTs, um für die unvermeidlichen Überschwinger genug "Platz" zu haben. Dann würden auch die Varistoren helfen, besser natürlich direkt an den IGBT-Anschlüssen. David
Ok, Sertenförmig kann realisiert werden. Die Ausgleichswiderstände können direkt als Verbindung zur Mitte genutzt werden. Die Gatespannng sah auf dem Osziloskop meines wissens sauber aus, aber man kann sich da natürlich auch irren. Woei ich natürlich nur bei kleineren Strömen gemessen habe. Aber sehen müsste man den Effekt trotzdem. Den 1Ohm Widerstand kann ich aber mal weglassen. Das sollte nicht weiter stören. Meine Treiber streuen um ~20ns Aber ich werde auch das mal nachmessen :-) @David: Deine Meinung zur problematik Gleichtzeitig und Ausgleichswiderstand halte ich persönlich für falsch. Gleichzeitig ist beim Ausschalten definitv wichtig. Ausgleichswiderstände verteilen die Last im angeschalteten Zustand besser. Bauelemente mit neg. Temp.koeff. sind bei der Parallelschaltung IMMER problematisch. Das ist wie die Parallelschaltung von LEDs. Was die Kurzschlussfestigkeit angeht: bei 15V Gatespannng fließt so viel Strom dass intern alles verdampft. Das ist eventuelll ein paar ns Kurzschlussicher. Da sind die Emitterwiderstände effektiver, wenngleich ebenso tödlich. Das ist übrigens komisch: die SOA.. bei 315A geht bis 480V VCE. Das sind 150kW Leistung. Das kann nicht stimmen. Oder heißt das Diagramm nur, dass wenn 480V anliegen ich demnächst 320A schalten darf? Negative UCE-Spannung: wie soll es dazu kommen? Wenn man bei 5V eine Spule unter strom setzt, den Schalter öffnet, und oszilosgrafiert, dann sieht man dass die Spule Spannungsspitzen in positive Richtung abgibt. Dennoch, wenn ich diese Vorkehrungen treffel wöllte, sollte ja eine einfach 1n40.. reichen, oder doch lieber was superschnelles? Die Induktivitäten die nah am IGBT sitzen sind nicht groß. Viel Strom wird also nicht fließen. bzw viel Energie muss nicht geschluckt werden. Wenn ich mir den IGBT so ansehe, weiß ich aber nicht, wieso negative UCE spannung so schlimm sind.. eventuell würde das ja das Schadensbild oben erklären? Eine erklärung hier dran: http://en.wikipedia.org/wiki/File:IGBT_cross_section.svg wäre nett. Das mit dem 470V-Varistor hast du falsch verstanden glaube ich. Es ist ein 275V Typ - der macht laut Datenblatt ab 470V dicht.
Hallo DerAlbi, DerAlbi schrieb: > Den 1Ohm Widerstand kann ich aber mal weglassen. Das sollte nicht weiter > stören. Meine Treiber streuen um ~20ns Aber ich werde auch das mal > nachmessen :-) Ich nehme mal an, der 1Ohm Widerstand ist der Gatewiderstand. Den würde ich auf keinen Fall weglassen, eher noch auf ca. 2...3 Ohm vergrößern. Das hilft, den Schwingkreis, bestehend aus der Induktivität der Gatezuleitung und der Gatekapazität, zu bedämpfen. > @David: > Deine Meinung zur problematik Gleichtzeitig und Ausgleichswiderstand > halte ich persönlich für falsch. Gleichzeitig ist beim Ausschalten > definitv wichtig. Ein paar 100ns Unterschied sind hier kein Problem, siehe auch weiter unten. > Ausgleichswiderstände verteilen die Last im > angeschalteten Zustand besser. Bauelemente mit neg. Temp.koeff. sind bei > der Parallelschaltung IMMER problematisch. Das ist wie die > Parallelschaltung von LEDs. Nunja, laut Datenblatt ist der TempKoeff. bei 160A nicht mehr negativ. Außerdem steigt Ucesat ja mit steigendem Strom an, was eine Symmetrierung bewirkt. Auf eine perfekte Symmetrie kommt es hier nicht an. > Was die Kurzschlussfestigkeit angeht: bei 15V Gatespannng fließt so viel > Strom dass intern alles verdampft. > Das ist eventuelll ein paar ns Kurzschlussicher. Nein, ein IGBT begrenzt sich seinen Kurzschlußstrom selbst, da er durch die anliegende "hohe" Uce entsättigt wird. Das ist für wenige us erlaubt. Wenn man dann allerdings nicht reagiert, stirbt der IGBT den thermischen Tod. Siehe auch Figure 10 im Datenblatt > Das ist übrigens komisch: die SOA.. bei 315A geht bis 480V VCE. Das sind > 150kW Leistung. Das kann nicht stimmen. Natürlich stimmt das. Wie ich im meinem vorherigen Beitrag schon schrieb, sind IGBTs darauf konstruiert, ihren max. Strom und ihre max. Uce gleichzeitig für eine kurze Zeit (max. mehrere us) zu vertragen. Das passiert beim Schalten von induktiven Lasten bei jedem Schaltvorgang. In Deinem Fall beim Ausschalten. Wenn der IGBT sein Ausschaltbefehl bekommt (Gate) steigt erstmal UCE an. Der Strom fliesst aber weiterhin durch die Spule und den IGBT. Erst wenn die Freilaufdioden in Durchlassrichtung sind, können sie den Strom übernehmen. Strom und Spannung liegen am IGBT also gleichzeitig an. Ab dem Übernehmen der Dioden baut sich der Strom im IGBT dann abhängig von seinen Eigenschaften mehr oder weniger schnell ab. -> Schaltverluste > Negative UCE-Spannung: wie soll es dazu kommen? Durch parasitäre Induktivitäten/Kapazitäten und sich daraus ergebene Schwingkreise. Ist nur eine Vermutung, genaueres sagt Dir ein Oszilloskop. > Dennoch, wenn ich diese Vorkehrungen treffel wöllte, sollte ja eine > einfach 1n40.. reichen, oder doch lieber was superschnelles? Was superschnelles ist hier nicht nötig, da hier keine schnelle Umschaltung vom Durchlassen zum Sperren erfolgt. > Wenn ich mir den IGBT so ansehe, weiß ich aber nicht, wieso negative UCE > spannung so schlimm sind.. eventuell würde das ja das Schadensbild oben > erklären? Das haben mir Infineon-Physiker auf einer Messe (PCIM) erklärt, das nehme ich so hin. Ich selbst sehe mich als Anwender von IGBTs und beschäftige mich mit den Innereien der IGBTs nur soviel wie nötig. > Das mit dem 470V-Varistor hast du falsch verstanden glaube ich. Es ist > ein 275V Typ - der macht laut Datenblatt ab 470V dicht. Was heißt denn dicht? Laut Datenblatt eines z.B. S20/275V Varistors fliessen bei 600V weniger als 5A. Nicht besonders beeindruckend. http://www.epcos.com/inf/70/ds/SIOV_S20KE3K1_SuperioR_MP.pdf David
>Das ist übrigens komisch: die SOA.. bei 315A geht bis 480V VCE. Das sind >150kW Leistung. Das kann nicht stimmen. Oder heißt das Diagramm nur, >dass wenn 480V anliegen ich demnächst 320A schalten darf? Du solltest mal das Diagramm genauer anschauen - da stehen ein paar (oder (war es nur eine?) Bedingung(en). Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns oder sowas. Die 150kW haste also nur für 50ns zum Überleben ... Und das ist das Problem, wenn Du 16 Dinger parallel hast, und einer von denen zögert etwas, wegen der "Entsättigungszeit" (weis jetzt nicht mehr, wie das mal hieß) des Transistors beim Abschalten, die sicherlich lässig um paar 50ns zw. den einzelnen Exemplaren auseinander liegen kann. Würden jetzt 15 Schnelligkeitsfanatiker sich gleichzeitig ausschalten, und nur einer bummelt um 50ns zu lange beim Abschalten, sieht der plötzlich 2kA, die bis dahin flossen, für sich alleine, die er irgendwie jetzt, nach 50ns Bummelei, alleine runterfahren soll. Da muß er jetzt 1MW bewältigen (gut - es sind nur ein Viertel davon, weil bei halb an/halb aus haben wir das Maximum). Kann er eigentlich nur, wenn er es jetzt rund 7x so schnell über die Bühne bringt. Also innerhalb 7ns muß er den linearen Berich durchfahren, was sehr hart werden dürfte.
Ach ja: und deswegen meinte ich mal, die Transis alle auszumessen bezüglich Ausschaltzeit, möglichst auch Gateschwellspannung - Steilheit wird nicht so wichtig sein. Und die Treiber sollten auch möglichst gleichzeitig ausschalten. Lt. meinen Abschätzungen oben sind selbst 20ns Differenz zuviel.
Hi
>Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns oder sowas.
Da steht aber *dU/dt<10V/ns*. Das passt dann nicht so richtig zu deiner
Argumentation.
MfG Spess
Was den 1Ohm Gatewiderstand angeht: Beitrag "Re: IGBT brennt durch - Weit unter spezifkation." Falsche interpretation. Ich nutze in der Tat keine Gatewiderstände, aber meine Gates werden über ein 50Ohm-Kabel angeschlossen. Sein Innenwiderstand ist relativ klein, aber sein verhalten ist halt hauptsächhlich kapazitiv, sonst wären es nicht 50Ohm. Das Gate ist Perfekt angesteuert. Oszibild ist zum verlieben. Kein uber- oder unter-schwingen. Die Verzögerngszeiten werde ich gleich mal ausmessen. Mal sehen was die treiber so anstellen. Die 20ns waren aus dem Datenblatt. das heißt nicht dass es wirklich so ist. MFG
Hallo, Jens G. schrieb: > Du solltest mal das Diagramm genauer anschauen - da stehen ein paar > (oder (war es nur eine?) Bedingung(en). Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns > oder sowas. > Die 150kW haste also nur für 50ns zum Überleben ... Hier bringst Du aber was durcheinander. Die Angabe du/dt<10ns bedeutet, das sich im Ausschaltmoment Uce mit max 10V pro ns ansteigen darf. Diese Anstiegsgeschwindigkeit wird u.a. vom Gatewiderstand beeinflusst. Ist die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, fließt durch die Collektor-Gate-Kapazität ein zu hoher Strom, der das Gate künstlich "oben" hält, was ein definiertes Abschalten verhindert. Was diese Angabe im SOAR-Diagramm zu suchen hat, weiss wohl nur der Datenblattschreiber. Ein hart schaltender IGBT muß schon vom Prinzip her mindestens für td(off)+tf die max. Uce und den max. Ic gleichzeitig überleben. Das passiert bei jedem üblichen Schaltvorgang mit einer induktiven Last!!! Bei diesem IGBT sind das bei 125°C fast 2us. Von daher kann man davon ausgehen, das ein paar 50ns Schaltzeitunterschiede "im Rauschen untergehen". David
@spess53 >Hi >>Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns oder sowas. >Da steht aber *dU/dt<10V/ns*. Das passt dann nicht so richtig zu deiner >Argumentation. >MfG Spess Cool - also hält der auch 10V/s in der 150kW-Phase aus? Du hast scheinbar auch nicht richtig hingeguckt - Da steht nicht dU, sondern dv - das sollte jetzt mal einer interpretieren. Was ist dv? Diese ganze Bedingung ist irgendwie Mist - sollte mal erläutert werden ... (ich hatte das nur noch so im Hinterkopf, wie es mir logisch erschiehn)
@David (Gast) >Hallo, >Jens G. schrieb: >> Du solltest mal das Diagramm genauer anschauen - da stehen ein paar >> (oder (war es nur eine?) Bedingung(en). Ich glaube, bei dU/dt>10V/ns >> oder sowas. >> Die 150kW haste also nur für 50ns zum Überleben ... >Hier bringst Du aber was durcheinander. Die Angabe du/dt<10ns bedeutet, >das sich im Ausschaltmoment Uce mit max 10V pro ns ansteigen darf. Diese >Anstiegsgeschwindigkeit wird u.a. vom Gatewiderstand beeinflusst. Ist >die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, fließt durch die >Collektor-Gate-Kapazität ein zu hoher Strom, der das Gate künstlich <"oben" hält, was ein definiertes Abschalten verhindert. Das kenne ich von reinen Mosfets. Aber ist das auch so bei solchen Zwittern? Klar, sowas wie die Miller-C gibt's überall, aber ist das der Sinn dieses Diagramms im DB?
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>Ist die Anstiegsgeschwindigkeit zu hoch, fließt durch die >Collektor-Gate-Kapazität ein zu hoher Strom, der das Gate künstlich >"oben" hält, was ein definiertes Abschalten verhindert. >Was diese Angabe im SOAR-Diagramm zu suchen hat, weiss wohl nur der >Datenblattschreiber. Ist das dann nicht dennoch das scnellstmögliche abschalten? :-/ Also ich hab jetzt mal die Verzögerungszeit der Treiber gemessen. Die LowSide-Treiber sind Perfekt. Da ist kein Unterschied messbar (also < 3ns) Die Highside-Treiber sind eine Katastrophe!! Durch die Potentialtrennung nutze ich einen Optokoppler. Damit der nicht in Sättigung geht und schnell schaltet sind die Widerstände auch bei der Photodiode relativ grenzwertig designt. Es gibt also nur "analoge" high und low-pegel die nicht wirklich schnell schalten. Die HighSide hat eine Verzögerung zur LowSide von 2us. Das ist ja nicht schlimm. Aber die 2us werden durch die zu langsam steigende Flanke hinter dem Optokoppler verursacht. Die langsamen flanken verursachen bei minimal unterschiedlichen Schwellwerten der Treibereingänge eine Verzögerung von gemessenen 40ns. Uuuiii. das ist 1/10 der Rise/Fall-Time. Das passt auch zu euren Ausführungen insgesamt. Dennoch wird das IGBT-Modul redesignt. Ich bin schon dabei die 20mOhm Widerstände zurecht zu stutzen. Konstantan zu verarbeiten macht keinen Spaß. Ich hab mal ein Bild des jetzigen Moduls angehängt.
Das solltest Du mal in der Akademie der Künste ausstellen :-)
war nicht negativ gemeint, aber es sieht nach Kunstwerk aus :-)
:-D Danke. Mal sehen wie die sternkonfiguration aussehen wird. Auf jeden fall wird die massiv induktionsärmer. ich werd die Emitterkontaktflächen und die Kollektorkontaktflächen direkt in der MItte übereinander machen und die Emitter- und Kollektorwiderstände direkt nah aneinander führen. die parasiäre induktivität sollte damit auf ein minimum reduziert werden. Wie David auf ein negatives Uce kommt weiß ich aber immernoch nicht. In einer Induktiven Schaltung geht das nicht. Hat jemand einen einfachen trick, wie ich schnell und einfach die flankensteilheit des optokopplers erhöhen kann?
DerAlbi schrieb: > Hat jemand einen einfachen trick, wie ich schnell und einfach die > flankensteilheit des optokopplers erhöhen kann? Nunja, ich hatte vor längerer Zeit mal einen Optokoppler beschleunigt. Die LED des Kopplers war über einen Widerstand strombegrenzt. Da hatte ich einen kleinen Kondensator parallel geschaltet, der einen Strompeak beim Einschalten erzeugte und so den Ausgang spürbar schneller einschaltete. Nur mal so als Idee.
Hat jemand eine Idee wie man die Emitter-Collector-Spannng unter Kontrolle behält? Die parssitären Induktivitäten hauen einem ganz schön rein. Ich will nur sicher gehen. Was kann bei 400V noch sinnvoll Strom schlucken? Z-Dioden gibts bei der Spg kaum noch. Der Varistor ist in der Tat sinnlos. bei 600V gerade mal 1A. dafür bei 350V abartig hohe Leckströme. (nicht wirklich viel,. aber man sieht deutlich das er die Kondensatoren entlädt) MFG
Nicht sch"on. Weder der Aufbau noch die Vorgehensweise. Der arme Kondensator da drin, ist der zum soll der zu Tode gefoltert werden. Soll der den Strom tragen ?? Ich w"urde gern lachen, leider ist's zu traurig. Der ist vermutlich die Induktivit"at die die IGBTs mit "Uberspannung killt! Der negative Strom - den sich hier einer gar nicht vorstellen kann - entsteht so: Nach dem Abschalten tragen die Dioden den Strom und sch"utzen die IGBTs. Doch dann irgendwann geht der Induktivit"at die Luft aus und die Dioden sollen sperren. Dazu brauchen sie einen kurzen Moment - ein gegenl"aufiger Strom baut sich schon auf - und dann sperren sie diesen Strom sehr schnell. Den m"ussen dann die IGBT nehmen - und zwar dann vom Emitter zum Kollektor und schon ist das Teil fertig... Vielleicht gehen die IGBTs auch nur kaputt, weil sie sich zu Tode sch"amen. Klein anfangen, messen, verstehen, langsam steigern, kritisch beobachten. So kann man das auch angehen. Ich habe bisher nur 800A/1000V geschaltet. Aber das bekomm ich wenigstens hin ohne Massenexekution.
Wenn ich mal von dem Arroganzgetrolle absehe, finde ich folgendes interessant: >Der negative Strom - den sich hier einer gar nicht vorstellen kann - >entsteht so: Nach dem Abschalten tragen die Dioden den Strom und >sch"utzen die IGBTs. Doch dann irgendwann geht der Induktivit"at die >Luft aus und die Dioden sollen sperren. Dazu brauchen sie einen kurzen >Moment - ein gegenl"aufiger Strom baut sich schon auf - und dann sperren >sie diesen Strom sehr schnell. Den m"ussen dann die IGBT nehmen - und >zwar dann vom Emitter zum Kollektor und schon ist das Teil fertig... Aus deiner Sicht bin ich wahrscheinlich echt bescheuert, aber: Kann ich mir immer noch nicht vorstellen. Kannst du mal in LTSpice irgendwie eine Schaltung mit Transistor, diode, induktivität, und parsiäten malen? Ich würd gern sehen, wie das gehen soll. Gerne auch in paint, simulieren kann ichs dann selbst.
Bin auch frei für jede andere Erklärung der Theorie.... Hat scheinbar irgendwas mit der Reaktionszeit der Dioden zu tun!? Bzw deren Kapazität?
Genau. W"arend trr kann sich der Strom verkehrtherum aufbauen, denn die Diode will einfach nicht sperren. Simulation sollte eigentlich ganz einfach gehen: Diode an Rechtechsignal mit Induktivit"at (+ kleinem parasit"arem C) nach z.B. 1/3 Versorgungsspannung. Kleines Tastverh"altnis, damit die Schwingung auch ausklingen kann. Mit einigermassen realit"atsnahem Modell der Diode sollte sich nach dem Nulldurchgang des Stromes der Diode eine Schwingung der Spannung an der Induktivit"at zeigen. Fast jeder Schaltregler (ohne Synchrongleichrichter) zeigt diese 'netten' abklingenden Sinuskurven an der Stelle wo man in der Theorie eine gerade Linie erwartet. Gleicher Ursprung. Die Diode sperrt. Wenn sie das etwas sanfter tut nennt man sie 'soft recovery' aber immer noch schlimm genug. Sowas hat mir ein 'ne Diode gekillt, die auch 'weit unter Spec.' betrieben wurde.
Ok, das klingt jetzt nachvollziehbarer und netter. Ich werd mal guggn, was passiert. Hab mir mal 1N4007 besorgt. Mal sehen ob das reicht!?
> was passiert. Hab mir mal 1N4007 besorgt. Mal sehen ob das reicht!?
Was soll denn das jetzt werden? Das sind doch normale
Gleichrichterdioden, die froh sind, der 50Hz-Frequenz folgen zu können.
Ich: >Dennoch, wenn ich diese Vorkehrungen treffel wöllte, sollte ja eine >einfach 1n40.. reichen, oder doch lieber was superschnelles? David: >Was superschnelles ist hier nicht nötig, da hier keine schnelle >Umschaltung vom Durchlassen zum Sperren erfolgt. Jens G: >Was soll denn das jetzt werden? Das sind doch normale >Gleichrichterdioden, die froh sind, der 50Hz-Frequenz folgen zu können. Wir brauchen eine dritte Meinung. Das sinnvollste wäre es etwas zu verwenden was gleichzeitig eventuelle Spannungsspitzen in die andere Richtung (also >400V) abschneidet. 400V-Mosfet mit guten Avalance-Ratngs? GS-Kurzschluss und gut?
Diese hier könnten das Problem lösen. C4D30120D Gibts z.B. bei Mouser. Nicht ganz billig.
Ein wenig übertrieben, oder? Diese Schutzdiode muss ja nicht an jeden IGBT ran, oder? Ich hätte noch ein paar BY329 rumliegen. 2 parallel jeweils vor den Widerständen.. Also Re - IGTBT_Emitter - IGBT_Collector - Rc und darüer dann die Diode. bin ich zu optimistisch? Mein "hab ich grad da - Vorschlag" ist eine SoftRecovery-Diode 800V, trr<135ns.
Schon etwas übertrieben, aber schön. So gut wie keine Reverse Recovery Erscheinung bei Silicon Carbide. Vielleicht gibt es ja auch günstigere davon.
Ich denke jede Lösung mit einer schnellen Diode wird wesentlich besser als das was jetzt an Dioden dran ist.. Zur Zeit tun parallele "P600G" irhen dienst. Das sind quasi Gleichrichterdioden im stil der 1N4007 ;-) blos dicker. Alles nur bei 50Hz/60Hz spezifiziert. Von trr keine Spur im Datenblatt. Die BY329 ist auch eine Gleichrichterdiode. ..aber für Schaltnetzteile. MFG
> Zur Zeit tun parallele "P600G" irhen dienst. Das sind quasi > Gleichrichterdioden im stil der 1N4007 ;-) blos dicker. Alles nur bei > 50Hz/60Hz spezifiziert. Von trr keine Spur im Datenblatt. Entschuldige aber irgendwie scheinst du komplett keine Ahnung von der ganze Materie zu haben. Kein Wunder, dass dir die Dinger abrauchen wenn du bei den Schaltzeiten solch ultralahme Dioden benutzt und außerdem JAAAA es MUSS an JEDE Transe eine Diode rein und eine, die der Leistung gewachsen ist, aber das haben auch andere schon geschrieben. Und nochmal: Es lächerlich wie du eine Simulation mit deiner Schaltung vergleichst, quck dir diese doch selbst an, ist ja eine reine Katastrophe!! Ein Simulator geht meist von perfekten Bedingungen aus wie Layout usw. Mein Tipp: Etwas weniger philosophieren und möchtegernrichtigdenken und stattdessen lieber mal den einen oder anderen LOGISCHEN Tipp von Forumsmitgliedern versuchen. Mit logisch meine ich, dass man es eigentlich schon selbst wissen müsste, dass eine 1N4007 Diode zu nx mehr sinnvoll fähig ist als max 60Hz. Es ist ziemlich ungeschickt eine Frage im Forum zu posten und jede Hilfestellung von anderen zu ignorieren, so ganz nach dem Besserwisser Motto. In diesem Sinne viel Erfolg.
Falls du es gelesen hast: ich habe auf Tips der Forumsmitglieder gehört.. grml.. nur manchmal sind selbst die sich nicht einig. Ich hab nach der Geschwindigkeit gefragt, nun bin ich der Depp. War ja letzlich nicht so viel Arbeit, in die Kiste zu greifen und die blöden Dioden rauszusuchen :-D. Wie gesagt. Ich hab noch anderes da. Und solange du nur in den Raum stellst, warum an jeden Transistor eine diode ranmuss, hinterfrage ich es halt. Wenn alle Emitter-Kollektor-Strecken parallel hängen, warum kann ich die Schutzdiode dann nicht an den gemeinsamen anschluss legen? Wenn der "böse" Strom aus den Dioden kommt, brauch ich mich nur datum rümmern - dass von Schutzdiode zu Transistor noch induktivitäten sind, würde die antiparallele Diode eh nicht bbekämpfen. Was auch nett wäre: anstatt mich für dumm zu erklären, sag lieber was Nachvollziehbares, da du das Wissen zu haben scheinst. Für mich ist es so: du redest von trr. Das ist für mich die Zeit, die die Dioden brauchen, um vom leitenden Zustand in den Sperrzustand überzugehen, stimmts? (Sonst gäbs ja keine negative Spannung) Wenn ich nun die Schutzdioden an den Emitter zu Kollektor mache, dann sperren die die ganze zeit, außer die negative Spannung kommt an und will in den Transistor. Das Szenario ist also: Diode sperrt -> Diode leitet. Was hat das nun mit der trr der Schutzdioden zu tun? Von daher fand ich Davids Meinung zur Geschwindigkeit nicht abwegig. Dass eine 1N4007 nicht ausreicht, ok, aber eine schnelle Diode für Schaltnetzteile sollte es schon tun - oder nicht?
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Hier mal ein Zwischenstatus, ich mach mich grade an die Sternform. Viel Arbeit. Mal sehen was passiert. Die Drähte im Schrumpfschlauch sind Konstantan 20mOhm. Die werden sich bei 4ms Belastung bei 320A um 11°K erwärmen. Also Vernachlässigbar. Das enge Aneinanderlegen von Emitter und Kollektor wird die Induktivität minimieren. Die Anschlusspanels sind 3 Schichten Kupferblech auf jeder Seite. Unten (sieht man nicht) Emiiter, oben wird dann der Kollektor sein. Mal sehen obs was wird. Für jeden der was jetzt wieder alles blöd findet: danke fürs Lob :-) MFG
>Es ist ziemlich ungeschickt eine Frage >im Forum zu posten und jede Hilfestellung von anderen zu ignorieren, so >ganz nach dem Besserwisser Motto. Ehrlichgesagt finde ich nicht, dass er Besserwisser ist, sondern er hinterfragt die auftretenden Meinungen nach dem Warum. Wenn er das Warum nicht versteht fragt er nach. Das ist exakt das Verhalten was man in einem Forum erwartet. Was du hingegen machst in ein wenig unfreundlich.. eigentlich würde passen.. du schreibst direkt nach dem "Besserwisser Motto".. sagen was passiert, nicht gleich sagen warum, auf Nachfrage genervt reagieren und rumpöbeln. Hier ist ein ewig langer Thread und erst hier unten wird er unangnehm zu verfolgen. Ob katastrophe oder nicht, ob Layout oder nicht, beides hat parasitäre Effekte. Wenn du Simulationen in den dreck ziehst, bau doch die Parasitäten ein und wir sehen alle was wann wo und wie passiert. in dem Sinne... ich will wissen wie es weiter geht.. :-)
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hier mal ein Vergleich zw. Varistoren und Supressordioden. Bild4 und die Beschreibung dazu sind interessant. Ich vermute einen Durchbruch wegen Überspannung und danach fließt der Strom ungehindert bis der interne Magic Smoke galvanisch trennt ;-) Ich habe meine 20V Gate Fets bisher auch mit 15V Supressordioden abgesichert, was bisher immer gut ging, obwohl da ja kurzzeitig bis zu 25V durchkommen können. Weiterhin verbaue ich eine weitere Supressordiode vom Gate zum Drain Anschluss, ein Spannungsimpuls von der Last schlägt also aufs Gate durch und bewirkt ein Durchschalten des Fets wodurch die Induktionsspannung nicht weiter steigen kann und unterhalb der Durchbruchspannung der D-S Strecke bleibt, vorausgesetzt VBR der Supressordiode ist niedriger als der D-S Strecke.
Verrätst du mir, woher man an 400V-Supressordioden kommt? ;-) Das Problem ist, dass deine (elegante!) Schaltung bei mir nicht funktionert. Auch bei mir würde sich das Gate aufladen, aber der IGBT ist kein sonderlich schnelles Bauelement. Also selbst wenn man am Gate "rumzuppelt" ist der IGBT erst viele viele ns später an und erst us später wieder aus. Ich glaube diese lästige Eigenschaft haben Mosfets nicht so ausgeprägt. Aber vor Überspannung würde ich mich dennoch gerne sichern. Die Induktivität der Dioden halte ich zwar beim neuen Aufbau auch kleiner, aber verschwinden tut ja nix. Ich werde mich wohl mal nach schnellen 400V Dioden umschauen... ich benötige ja welche, die den Rückwärtsdurchbruch "gerne haben". (hat jemand einen Tip?) Muss nun an jeden IGBT eine, oder reicht es die Stelle zu sichern, wo die Über- und Negativspannung letzlich eingespeißt wird? Gesagt wurde ja, das Warum leider nicht. :-(
Ich hab ein wenig bei Digikey rumgesucht. Ich bin dort auf die Kategorie "TVS-Dioden" gestoßen. Da findet man endlich mal was ;-) http://search.digikey.com/scripts/DkSearch/dksus.dll?Detail&name=1.5KE440A-TPMSCT-ND "einfachgerichtet" sollte doch heißen, dass man in Sperrrichtung Überspannungsschutz hat und in Durchflussrichtung Schutz vor der negativen Spannung.. das ist quasi das, was ich suche. Was mir ein wenig fehlt ist die Einschätzung ob die genannte Diode auch nur annähernd schnell genug ist?
Bei Pollin gibt's immerhin welche bis 300 V: P6KE300A - 600 W - 300 V - 10 Stück 1€
Reichelt hat noch einen 440V Typen, die hatten früher mehr Auswahl http://www.reichelt.de/Ueberspannungs-schutzdioden/0/500/index.html?;ACTION=2;LA=2;GROUPID=3000 Und wenn man den Impuls von der Last nicht braucht schau mal nach Leistungsfähigen Dioden im nSek Bereich, Schweißinverter haben so etwas verbaut.
Hallo Albi, mach weiter so. Ich lese still mit, kann aber leider nicht helfen, weil mir die Erfahrung in dem Leistungsbereich fehlt. Das pdf über Transil vs Varistor war z.B. interessant und hat mich weiter gebracht. Nur eine Anmerkung zu deinen Ausgleichswiderständen aus Konstantandraht: Sind die wirklich nötig? Ich schalte n-channel FETs hart bei ~20A, 100kHz. Wenn die Masseführung da nicht wirklich excellent ist, ist es vorbei und alles fängt an zu schwingen. Selbst die Beinchen eines d2pak Gehäuses sind induktiv und resistiv. Eine "Lötschnecke" über ~5mm macht ebenfalls einen hochfrequenten Sinus aus meinem Rechtecksignal. Also: Vielleicht recht der Widerstand der Bonddrähte + Packagebeinchen + Lötung + Kupferplatte schon aus um den Strom ausreichend auf zu teilen. Dann kannst du dir die Dreckeffekte aus dem Konstantandraht sparen. Was ich übrigens gelernt habe, und was viele übersehen: Nichts leitet besser als kein Leiter. D.h. statt ein dickes Kupferrohr zum Eingangskondensator zu verwenden kann man den Eingangskondensator an Source setzen und hat exakt 0Ω. Ein Mosfet-Treiber kann auch oft direkt unter den Mosfet gesetzt werden und sich seine Masse direkt vom Source-Beinchen holen. Dann hat man zumindest kein Schwingen und keine Verschiebung auf der Masseleitung. Fazit: Bei jedem mm Leiterbahn frage ich mich "Ist diese Strecke wirklich nötig oder kann ich es anders machen?". In deinem Leistungsbereich wird das noch viel mehr nötig sein.
Hallo Anon Ymous, >Nur eine Anmerkung zu deinen Ausgleichswiderständen aus Konstantandraht: >Sind die wirklich nötig? Ich schalte n-channel FETs hart bei ~20A, >100kHz. Mosfets machen alles einfacher :-) Die haben im harten Schaltbetrieb ein Resistives verhalten. Also leitet einer Mehr strom, fgällt über diesen auch mehr Spannung ab. IGBTs sind Transistoren mit einem Gate. (Schau mal bei Wikipedia..) Hat da einer eine geringere Sättigungsspannung als ein paraller Transistor übernimmt dieser Transistor quasi (mit gewissen Grenzen) den gesamten Strom. Folge: er wird heißer. Folge: er hat noch eine niedrigere Sättigungsspannung. Folge: er übernimmt noch mehr Strom. Das ist der selbe Teufelskreis warum alle schreien: Bei Parallelschaltung von LEDs bitte jede ihren eigenen Vorwiderstand. Da nur das aufgezwungene resistive Verhalten den Teufelskreis durchbricht. @Thomas: ich denke die Reicheltdioden sehen vielversprechend aus. Ich kann ja mehrere Paralleschalten bzw wirklich an jeden Transistor eine ranmachen. Da benötige nicht derartig viel Leistung. Digikey ist ein wenig undankbar was die Lieferung angeht. Diese hier: http://www.reichelt.de/Ueberspannungs-schutzdioden/P6KE-440A/index.html?ACTION=3&GROUPID=3000&ARTICLE=42016&SHOW=1&START=0&OFFSET=500&;PROVID=2402 ist unidirektional. Ich denke die meinst du. Die selbe diode als 18V-Versio schützt auch meine Gates. Ich hätte gerne noch eine Bestätigung, ob meine Behauptung die Schaltung von Thomas O. würde bei mir nicht funktionieren, stimmt oder totaler Unfug ist. Ich sehe für mich da mehr Risiko als Nutzen. Brennt eine Diode durch sind eventuell ALLE Gates hinüber, da die ja gewissermaßen alle irgendwie verbunden sind... Hauptgrund war für mich aber die fehlende Geschwindigkeit der IGBTs. :-) MFG
>IGBTs sind Transistoren mit einem Gate.
Mosfets sind auch Transistoren mit Gate! Nich umsonst hat der MosfeT
hinten ein T dran. Wo kommt denn der Unfug her, Mosfets nicht als
Transistor betrachten zu wollen. Richtiger müsste es heisen:
IGBTs sind BJT's mit einem Gate.
(weil BJT die "normalen" npn/pnp-Transis sind)
Ansosnten würde ich auch, wie Du schon andeutest, nich diese
Diodenverschaltung benutzen, denn wenn der IGBT durch diese Schaltung
mit einem Spike wieder kurz durchschaltet, braucht der wieder ewig, bis
er wieder abschaltet. Und wenn es abschaltet, gibt's vielleicht wieder
den nächsten Peak, der ihn wieder aktiviert. Könnte mir hier einen
schönen Oszillator vorstellen, wegen der vorhandenen Zeitverzögerung bis
in den µs-Bereich beim Abschalten.
mein Vorschlag wurde früher beim Umrüsten von Unterbrecherkontakt auf Transistorzündung sehr oft verwendet, ich kann mir nicht vorstellen das hier ein weiteres Zünden beabsichtigt war. Wenn deine eigentliche Einschaltdauer weniger als 1µSek beträgt wird der Spike sehr viel kürzer ausfallen und dadurch auch kein volles Durchschalten bewirken. Was mich etwas wundert hier sollen über 100A geschaltet werden und dann gibts keine Messgeräte um festzustellen was Sache ist. Also 2 Kanal Oszi an schmeißen und aufnehmen was am Gate und am Drain Anschluss so vor sich geht, dann kann man auch über einen Lösungsvorschlag beraten.
Jens G. schrieb: > Mosfets sind auch Transistoren mit Gate! Nich umsonst hat der MosfeT > hinten ein T dran. Wo kommt denn der Unfug her, Mosfets nicht als > Transistor betrachten zu wollen. Richtiger müsste es heisen: > > IGBTs sind BJT's mit einem Gate Hast ja recht. Bist aber spitzfndig ;-) Nichtsdestotrotz sagt man meißtens Transitor zum Transistor und Mosfet zum Mosfet und nicht Transistor auch noch zum Mosfet... auch wenn er es eigentlich ist.. Da der IGBT eher dem "Transistor" im Verhalten ähnelt hab ich ihn Transistor genannt. Ich habe das Modul jetzt leider schon zerlegt. Eventuell schaff ich es bis Dienstag o Mittwoch abend mal das Stern-Design zusammenzubekommen. Dan können wir auch gerne das Oszi überall ranhalten :-) ..auch wenn ich da immer Angst hab, weil das Teil dann auf einmal Erdpotential bekommt... Ich werd mich dann wieder melden, falls zwischenzeitlich keine Reaktion von euch hier kommt. Es ist leider elend viel Arbeit das Sterndesign zusammenzubekommen. Ich werde auch meine Dioden etwas abrüsten. Die Schaffen 10kA -> das müssen die gar nicht schaffen. MFG
wieso testen du nicht erstmal einfach einen Teilstrom mit einem einem einzelnen Transistor und wenn dann alles läuft kannst du dich ans parallel schalten machen.
Weil der Aufbau eine essentielle Sache zu den parasitären Effekten beiträgt. Musst mal im Thread nach "Katastrophe" und einer Reihe von "!!" suchen... Ich gehe mal davon aus, dass die Sternenkonfig wesentlich sinnvoller ist. Ist mir auch einleuchtend. Von daher gibt es eh kenen Grund es nicht so zu machen. In die falsche Richtung gehe ich damit also nicht. MFG
ich würde erstmal das eine Problem angehen das ein Transistor heil bleibt in deinem Fall würdest du evtl. gleich mehrere opfern wo es erstmal ein Versuch mit einem getan hätte. Wie hast du deine Schaltung inzwischen erweitert?
Es gehen NIE mehere kaputt. Überstrom hat die Angewohnheit Silizium zu schmelzen. Danach ist es quasi perfekt leitend ;-) ..und schützt den rest.
Schaltungserweiterung: mal sehen, hab keine Schaltung zZ aufgemalt. Ich warte auf die 440V-Dioden. Also: 20mOhm jeweils direkt an Emitter und Kollektor. Gate-Treiber an 15.2V, 18V-Supressor-Diode (bidirektional) von Gate zu Emitter... und 440V Supressordiode von Emitter zu Kollektor, wobei diese dann nicht bidirektional ist.
Hi, mal meine Anmerkung als Vertreter der "Schwachströmerfraktion " ;-) DerAlbi schrieb: > Weil der Aufbau eine essentielle Sache zu den parasitären Effekten > beiträgt. > Musst mal im Thread nach "Katastrophe" und einer Reihe von "!!" > suchen... Natürlich hat der Aufbau bei diesen Strömen einen essentiellen Einfluss. Wenn etwas mit einem IGBT, Mosfet, oder Bipolartranistor bei 1/16 des Nennstroms läuft, ist das noch lange keine Garantie das es auch bei voller Auslastung und Endausbau sauber arbeitet. DA kommt der Aufbau zum Tragen. Wenn es aber schon mit einem IGBT nicht ordentlich läuft, dann ist die Wahrscheinlichkeit das es mit 16 von denen DOCH läuft schon sehr nahe null. Dazu müssten die parasitären Effekte durch den Aufbau schon genau deinen Konzeptionellen FEhler zufällig kompensieren... Selbst wenn das dann der Fall ist, ein sauberes Konzept ist etwas anderes. > Ich gehe mal davon aus, dass die Sternenkonfig wesentlich sinnvoller > ist. Ist mir auch einleuchtend. Von daher gibt es eh kenen Grund es > nicht so zu machen. In die falsche Richtung gehe ich damit also nicht. Sternkonfig mag besser sein vom Aufbau her. Im Moment ist aber doch noch nicht einmal klar "WO" überhaupt dein Problem genau steckt... Und mit nur einem IGBT lässt sich nun einmal wesentlich einfacher Messen. Wenn das dann läuft, dann kommt der nächste Schritt. DerAlbi schrieb: > Es gehen NIE mehere kaputt. Überstrom hat die Angewohnheit Silizium zu > schmelzen. Danach ist es quasi perfekt leitend ;-) ..und schützt den > rest. Eine Garantie ist DAS bei diesen Leitungen aber noch alnge nicht. Zudem: Steht "Überstrom" als Schadensursache jetzt absolut Zweifelsfrei fest? Also ERST sicherstellen das es im kleinen läuft, dann hochskalieren. läuft es dann sowohl bei 1/2/4 IGBTs sauber, aber bei 8 nicht mehr, dann ist zumindest klar das es am Aufbau liegt. DerAlbi schrieb: > Hast ja recht. Bist aber spitzfndig ;-) Nichtsdestotrotz sagt man > meißtens Transitor zum Transistor und Mosfet zum Mosfet und nicht > Transistor auch noch zum Mosfet... auch wenn er es eigentlich ist.. Da > der IGBT eher dem "Transistor" im Verhalten ähnelt hab ich ihn > Transistor genannt. Hhhmmm. Denk noch einmal in Ruhe darüber nach... Transistoren sind definitiv alles. Man sagt es bei den "normalen" Bipolar Typen nur deshalb als "Wort" weil es im gegensatz zum Mosfet oder IGBT NICHT schon im Namen steckt. IGBT steht für "insulated-gate bipolar TRANSISTOR", MOSFET steht für "metal oxide semiconductor field-effect TRANSISTOR". Würde man MOSFET Transistor sagen, so hätte man ja ZWEIMAL Transistor... Gruß Carsten
ja Charsten hat es besser beschrieben. Ich bin sogar der Meinung in so einer Beschreibung einer solchen Zündschaltung gelesen zu haben, das die Supressordiode von Gate zum Drain Geschwindigkeitvorteile brachte. Vielleicht kann das jemand erklären.
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Schneller kanns eigentlich nicht werden. Die Diode verursacht durch ihre Kapazität hauptsächlich einen Miller-Effekt durch den höchstens alles langsamer wird... andererseits hat man dann eventuell den Gatewiderstand verkleinert (da es ei der Ansteuerung weniger überschwinger gab) und sich gefreut das sich jetzt theoretisch das Gate schneller lädt(?) Nur eine Theorie :-D Was die Parallelscaltung angeht: auch wenn zukünftige Probleme am Aufbau liegen würden, dieser Aufbau ist jetzt wesentlic besser als der alte. Egal wie, ich sehe nicht viel Potential zur Verbesserung. Die Widerstandsinduktivität wurde Minimiert. Es gibt Emitter und KollektorWiderstand und die Schutzdioden.. (sind noch nicht drin) sind auch neu. Im Foto das voll bestücke Modul. Die Supressordioden fehlen noch.
DerAlbi schrieb: > Mosfets machen alles einfacher :-) Die haben im harten Schaltbetrieb ein > Resistives verhalten. Also leitet einer Mehr strom, fgällt über diesen > auch mehr Spannung ab. Ich meine IGBTs haben genau dieses Verhalten bei hohen Impulsströmen. Ich weiß aber leider nicht mehr, wo ich das her habe. Ein Indiz ist figure 1 im Datasheet. Da steigt V_CE_sat mit dem Strom. Das wäre ein ausgleichendes Verhalten. Schlag das vielleicht mal nach. Dann könntest du dir deinen induktiven Ausgleichswiderstand sparen. Und viel Glück mit deinem neuen Aufbau ;)
Tendenziell hast du recht. Aber vergleiche mal die 2. Grafik mit der ersten. Da siehst du den Unterschied zwischen 25° und 125°. Ich persönlich gehe von höheren Temperaturen als 125° aus. Impulsströme nutzen nicht zwangläufig den ganzen Chip. Gleichzeitg werden die heißesten Stellen beliebter für den Strom innerhalb der IGBTs (und werden deswegen noch heißer). Impulsströme müsses aufgrund der hohen Temperaturen (deswegen gibt es auch potentiell hohe Temperaturunterschiede) außerhalb nochmals ausgeglichen werden. Es ist wirlich analog zu LEDs. Auch deren Spannung wird unter höherem Strom größer. Dennoch können LEDs in Parallelschaltung sterben. Tendenziell hast du aber recht: meine 20mOhm sind sehr sehr viel. Andererseits: je größer der Widerstand, destro früher fängt er an zu wirken. Emitter- und Kollektorwiderstand in Reihe ergeben 2.5mOhm, wenn man die gesamte Parallelschaltung ansieht. Das ist völlig ok. Die "induktiven" Widerstände sind, wie die Leute her dargelegt haben, auch nicht das einzige Problem. MFG
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nunja, der mechanische Aufbau dieser Anordnung bringt einige Schwierigkeiten mit sich. Es ist jetzt an jedem Gate eine 18V-Supressor-Diode zum (gemeinsamen) Emitter und jeder Transistor hat direkt an seinem Emitter und Collektor-Anschluss eine unidirektionale 440V-Supressordiode. Die Hauptdioden die die überschüssige Energie wieder in die Versorgung zurückspeißen habe ich ein weniig schlanker gemacht. Es sind nur noch 10 anstatt 18 Dioden. Die sind ja jeweils für 400A für 8.3ms spezifiziert. Das schaffen die schon. Aber die parasitären Ströme sollten geringer werden. Allerdings weiß ich nicht, wie und wo ich die Dioden sinnvoll anbringe, damit man das Modul im kommenden Schadensfall wieder auseinandernehmen kann. Ich habe vor nachher zum Conrad zu rennen und mir kleine Schraubösen zu holen. Jeweils 4 Stück für M4 sollten als Schalrubanschluss genügen. Ich muss ja auch darauf achten, dass man die Anschlusskabel noch montieren kann.. und die Induktivitär sollte ja auch hier gering gehalten werden. Zumndest ist das laut Simulation die Induktivität die später für bösartige überspannngen sorgt. Je kleiner, desto besser im Griff.
also bin mal gespannt und häng bitte das Oszi dran würde mich interesserien wie das aussieht was da rauskommt.
Mal eine blöde Frage: Bei den Kosten für einen Hügel Einzel-IGBTs mit schwer vorhersagbarem Schaltverhalten, wärest Du nicht besser beraten mit einem Fix-und-Fertig IGBT Modul?? http://www.semikron.com/products/data/cur/assets/SKM400GAL176D_21915590.pdf .Da wäre die Stromverteilung kein Problem .Exemplarstreuungen der Parameter (Uce, Uge, Schaltzeiten) .Aufbaubedingte Streuinduktivitäten .Du hättest auch eine Reverse Diode im Package Mal ein blöder Vorschlag: Thyristoren haben meist ein viel größeres I²t. Kannst Du den DC-Link Kondensator nicht drastisch viel kleiner machen, so dass der Schalter nicht abschalten muss? Die Energie aus dem Kondensator würde dann in deiner Zeit von 1us größtenteils umgesetzt. Das ist vermutlich deutlich robuster!
Wenn ich die Dioden untergebracht habe, muss noch der Treiber überarbeitet werden. Ich hoffe ich bekomm in die Highside hinter den Optokoppler noch einen Transistor reingepatcht. Die Syncronität der Treiber war ja eine Katastrophe. Danach kann ich Oszi "ranhalten" Was den Fortschritt der Dioden angeht: ich habe heute Nacht die Diodenanordnng gebaut. Ich habe jetzt jeweils 10 Dioden direkt antiparallel nebeneinander liegen. Die Kontaktflächen liegen parallel zueinander. Wenn das Modul fertig ist, werd ich mal ein foto reinstellen. Die Arbeit mit den Ausgleichswiderständen ist auch hier nochmal echt ätzend. Ich vermute Montag abend die erste Probe des Moduls. Was die anderen IGBTs angeht: nö. Die Dinger sind zwar Robuster, aber nicht Leistungsfähiger spezifiziert. Meine können 700A für 1ms. Deine können es halt im Dauerbetrieb ;-) Parallelschalten müsste ich auch diese Module. (für 5kA) Gutmachen tue ich dabei nix. Thristoren werde ich verbauen, aber nur in Reihe zu den Spulen. Da man sie nicht abschalten kann eignen sie sich nicht zum Einsatz in einer Brücke. Ein Aufbau mit nur einer Spule ist so furchtbar langweilig.. ;-)
Hier noch ein AppNote von Semikron für die Parallelschaltung von IGBTs. http://www.semikron.com/skcompub/de/SID-97516750-1EA1C219/deu_3_7_1.pdf Aber wenn Du die 6kA nur durch massenweise Parallelschaltung schaffst, warum erhöhst Du die Spannung nicht? Mit einer größeren Induktivität passt auch der Stromanstieg wieder, aber du könntest direkt eine Halbbrücke finden, die den Strom schafft. Beispiel: http://www.infineon.com/dgdl/DS_FD16001200R17HP4_B2_2_1.pdf?folderId=db3a304412b407950112b408e8c90004&fileId=db3a304330f6860601313cb2c4e0147c
Finden ist gut. Bezahlen nicht. Ich finde es auch nicht weiter sinnvoll im jetzigen Projektstatus nochmal die Auswahl der Transistoren zu diskutieren :-D Ich habe Pulsströme mit Anzeiten <1ms. Ich habe IGBTs, die 320A dauerhaft können, für 1ms auch gerne 700A. Ich habe ein Modul, dass durch die Parallelschaltung die Transistoren nur bis 320A ausreizt. Ich habe mehr als das doppelte Luft nach oben. Ich habe Schäden sie meiner Meinung nach durch Überspannung entstanden sind (wobei das niemand bestätigt hat.. sie Bild oben -> punkte am Gate). Eigentlich ist alles toll mit den Transistoren. Andere Module würden ebenso an Überspannung sterben, dabei aber pro Transitor wesentlich mehr kosten. Bis jetzt ist mir nie mehr als ein Transistor gleichzeitig kaputt gegangen. Das Konzept ist billig und hat Chancen zu funktionieren. Hoffentlich.
Ich habe zwinschendurch eine Frage: es geht um die Gate-Zuleitungen. Die Kabel sind 50Ohm-Koaxkabel und bei vorherigen Aufbau haben sie ein "perfektes" Verhalten gezeigt (kein induktives Überschwingen usw) Ich habe natürlich immer Stromlos geschaltet (aber nicht Spannungslos!). Meine Frage ist jetzt ob ich bei den Kabeln irgendwas beachten muss, oder ob ihr abgeschirmter Charakter das "Verlegen" der Kabel unproblemeatisch macht? Ich frage, weil die Brandflecken rings ums Gate ja irgendwo her kommen müssen (hat natürlich potentiell viele Gründe.. aber man kann ja soviel wie möglich von vornherein vermeiden). Wenn es ein induktives Problem der Gatezuleitungen ist... möchte ich dem gleich aus dem Weg gehen. Bei viel Strom sind ja auch starke Magnetfelder am Werken.... MFG
Geeigneter wäre eine geschirmte Twistes-Pair-Leitung.
Kurze Frage, geht die anfallende Wärme in deine plexiglasscheiben oder produzieren die fet's keine ?
Die Transistoren produzieren keine Wärme, die abtransportiert werden müsste. Was das Twisted Pair angeht: Warum? Welches Potential hat der Schild? Emitterpotential? Hätte eine Leitung innen dann auch. Warum ist das besser? Liegt es daran, dass die Induktionsströme dann erst ans Ende des Kabels müssen, um zum echten Emitteranschluss zu kommen? Ich gehe davon aus, dass der Schild nur an einer Seite angeschlossen ist (?). Ginge theoretisch auch 2 parallele Koax-Leitungen?
Hab jetzt das Modul fertig... Dioden sind montiert. Nicht sehr schön, aber wohl funktionierend. Heute habe ich mich an die Treiber-Zeitdifferenz der HighSide gemacht. Ich hab den Optokoppler (zur Potentialtrennung) durch einen selbstbau ersetzt (IR-Diode mit Photodiode im schwarzen Schrumpfschlauch Photodiode speißt diret einen Transistor.. fertig) Die Streuung der Highside ist nun maximal 15-20ns. Ich denke das ist völlig ok. Die Gates werden in 400-500ns entladen.. und die TurnOff-Zeit ist weit weit größer (1500ns).
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Schön warm schrieb: > Kurze Frage, geht die anfallende Wärme in deine plexiglasscheiben oder > produzieren die fet's keine ? 1. Den Kühlkörper-Verdacht hatte ich auch schon. Wäre interessant was das Datenblatt dazu sagt. Falls der Hitzestau erst nach einigen Sekunden eintritt kann es nicht am KK gelegen haben. "Es war ja keiner da." :-) Komisch, daß einfache Schaltnetzteile schon KK haben. Bsp.: http://pitts-electronics-home.de/electron/schplsnnt.htm 2. Der Stütz-Elko in dem "Kunstwerk" ganz oben sollte wohl ziemlich viel Strom aushalten. Das wird nur ein Wunsch bleiben (auch, falls er aus der LowESR-Kiste war). Da würde ich lieber eine Hand voll am rechten Fleck verteilen (was sicher leichter gesagt als getan ist).
ich hatte mal ein paar Epcos Datenblätter gewühlt der beste Elko war für 50A Stoßbelastung geeignet. Für deine Ströme wirst da da wirklich einige Verteiler müssen damit die auch länger durchhalten. Jetzt bin ich mal auf die ersten Versiche gespannt und mal mal einen Schaltplan auf.
Das Gerede über Hitzestau ist hinfällig... Es gibt keinen. In der Zeit wo die Wärme wirklich nach außen kriechen könnte, ist der Stomfluss schon längst Vergangenheit. In dem Sinne gibt es schon einen itzestau, aber nix, was man mit Kühlkörper verhindern könnte. Was den Kondensator angeht: Meine Hauptkondensatoren haben 3x 18mF @350V insgesamt mit einem ESR von 9mOhm jeweils. Die Teile sind parallelgeschaltet. Bei den Dimmensionen braucht man zwangsläufig lange Kabel. Jeder Kondensator ist besser als nix wenn es darum geht Induktivitäten zu bekämpfen. Der Soll bei weitem nicht den Hauptstrom liefern... Sonst bräuchte das "kunstwerk" keine Stromanschlüsse für 25mm² ;-) Ich muss mich noch um die Gate-Leitungen kümmern. Das kann eventuell ein wenig dauern.
DerAlbi schrieb: > Jeder Kondensator ist besser als nix wenn es darum geht Induktivitäten > zu bekämpfen. Das halte ich für eine gewagte Aussage. Um Induktivitäten zu bekämpfen braucht man in erster Linie den richtigen Kondensator, der entsprechend geringe Verluste (dieelektrisch, ESR) und eine kleine Eigeninduktivität aufweist und an der richtigen Stelle platziert ist.
> den richtigen Kondensator
... und möglichst wartungsfreundlich montiert, da geplatze Elkos
durchaus möglich sind.
Albi, eigenlich braucht man für solche Experimente eine ziemlich robuste
"Plexi-Käseglocke" gegen herumfliegende Teile aller Art!
Du solltest die Gates nicht direkt parallel schalten, sondern über Widerstände entkoppeln. siehe: http://documentation.renesas.com/eng/products/transistor/apn/rej05g0001_pmf.pdf
Was für ein Beitrag. PERFEKT! Von der Sache her erklärt das vieles...
So. Ich hab jetzt an jedem Gate 10 Ohm dran. Ich hab das Modul jetzt mal angeschlossen... insgesamt scheint es zu funktionieren. Bei 300V und 500us Zündungg ist irgendwas explodiert. Ich kann den Fehler aber nicht ausmachen. Entweder es war ne Überspannung zu ner Abstehenden Litze oder eine Z-Diode ist den Bach runter gegangen oder es war tatsächlich wieder ein IGBT. Nirgends Brandspuren. Sehr enttäuschend. Ich habs leider auch nicht gesehen, weil ich mich zum Auslößezeitpunkt hinter einer Holzplatte versteckt habe (zumindest das Gesicht ;-) ) Zur Sache: Ich hab die Gate-Waveform gemessen: siehr sehr fein aus. Weder über noch Unterspannung, keine Spikes - perfekt. Was mir nicht gefällt ist die Waveform über Emitter->Collector. 1) Beim Einschalten mess ich keinen "mittelhohen" Spike. 2) Danach geht die Spannung runter auf Ucesat 3) Die Spannung steigt ein wenig an (klar, der Strom wird auch mehr) 4) Ausschalten 5) Es gibt nen Wahnsinns Spike, der per Oszi leider ncht mehr erfassbar ist. (Er geht über den Bildschrim hinaus, wobei der Bildschrim mit nur 350V anzeigen kann) Ich vermute der Spike wird von den Z-Dioden gefressen. 6) Es stellt sich eine relativ schnell abklingende Schwingung mit 2.5MHz ein. Das ist wohl irgendeine Kapazität und eine Leitung. 7) Danach ist alles ruhig. Spannung bleibt also konstaqnt. Was mir nicht gefällt ist 5). Die Z-Dioden sind doch eigentlich ein Schutzmechanismus. Mir gefällt ehrlichgesagt nicht, dass sie derartig beansprucht werden. Was tun? Ich würde euch bitten Wünsche zu äußern, was ich alles mal oszillosgrafieren soll. Ich kann versuchen das morgen noch hinzubekommen... Ich mach auch erstmal selbst ein paar Grund-Schnappschüsse. Die jetzigen Aufnahnmen z.B. ;) Aus Sicherheitsgründen würde ich lieber nur die HighSide vermessen, sonst muss ich das Modul aus dem Kasten nehmen. Wenn ihr von mir heute nix mehr hört, wirds leider erst Montag abend wieder. MFG
>funktionieren. Bei 300V und 500us Zündungg ist irgendwas explodiert. Ich
Vielleicht wars nur irgendwo eine feine Zinnbrücke, die jetzt nicht mehr
brückt. Der erste Fehler wäre somit erstmal repariert. ;-)
Ich hoffe es. Überbrückt war zwar nix direkt, sonst wärs nicht erst bei 300V passiert... aber wenns eine Z-Diode war.. wärs nicht schön. die kann man aber so schlecht überprüfen... Mich stört die Beanspruchung der Supressor-Dioden immernoch. Ich bin bei weitem noch nicht beim "Endstrom" und die Supressor-Dioden "glühen". Snubber? Wie simmensionieren?
Ist die Schaltung noch immer so wie vom "13.09.2011 05:53" ? Wenn die oberen und unteren IGBT gleichzeitig sperren, baut sich wegen der Induktiven Last eine hohe Spannung auf, die dann an den Schutzdioden "vernichtet" werden muss. Wenn man den oberen IGBT jetzt ein bisschen länger leiten lässt, sollte die Induktionsspg. eigentlich über den oberen IGBT und dessen Paralleldiode in Vorwärtsrichtung, also geringerer Spannungsabfall, abgebaut werden. Der Abbau der Induktionsenergie wird wohl so länger dauern, aber wegen der fehlenden Kühlung, muss man sowiso nach jedem Puls eine Pause einlegen.
Mit Paralleldiode meinte ich eigentlich die obere rechte Diode in der "Zeichnung" ...
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Wieso hast du 2 Transistoren in der Schaltung? Wenn der erste sperrt kann ja die Induktionsspitze nicht abgebaut werden. Ich habe dir das mal um gezeichnet. Die zur Last anti parallele Diode baut die Induktionsspitze ab die Supressordiode zum Gate beruhigt dann nur noch das Gewissen und wird gar nicht zum Einsatz kommen. Ich habe es einfach als Z-Diode eingezeichnet. Ich wünsche dir das es nur einen Transistor gekillt hat und nicht alle.
Thomas, deine Schaltung verheizt die Energie in der Spule in der Diode und im ESR, das passiert dann auch noch "nur" abfallend exponentiell. Bei mir machst die Spule eine hohe Spannung nach dem Ausschalten und es werden die beiden Dioden leitend. Da die negativere Spulenseite auf einmal negativer wird als die Betriebsspannung und die poisitive Spulenseite auf einemal poisitiver wird als die Betriebsspannung geht die Überschüssige Engerie wieder in die Energieversorung zurück. (Der Strom baut sich sogar schneller (also linear) ab.) Grund der Überspannung die an den Suprtessordioden anfällt ist die parasitäre Induktivität in den "Rückspeiße"Diodenzuleitungen. Deswegen kann der Strom nicht so schnell entlang dieses Pfades steigen, was aber eigentlich nötig wäre. Ich kann heute nacht mal Messungen machen. Eventuell kann man dann ein Snubber designen der ein wenig die Energie frisst? Eventuell hilft auch etwas aktives... Wäre ein Mosfet mit 380V-Supressordiode zum Gate denkbar? Die Energie in diesem kurzen Puls muss halt irgendwie gefressen werden. Es geht ja "nur" um die überdimmensionale Halbwelle einer 2.4Mhz-Schwingung.
wenn du die beiden Dioden brauchst dann lass Sie drin und mach den ersten Transistor weg, sonst kann ja die eine Diode unten nicht arbeiten wenn der Transistor gesperrt ist. Diese Überspannung geht aber nicht zurück zum Kondensator sondern geht einfach nochmal durch deine Spulen/Widerstandskombi und wird durch den verheizt. Ist da jetzt alles Vermutung oder hast du das mit dem Oszi geprüft?
Ich glaube du überblickst den Zeitlichen Verlauf ver Ströme durch die einzelnen Bauteile nicht so ganz :-) Wenn du LT-Spice hast.... nützt dir eventuell der Anhang. Interessant ist dabei: a) Kondensatorspannung b) Hauptinduktivitätsstrom c) Diodenstrom c) die Spikes an L- und L+ Viel Spaß... die Induktivitäten vor den Dioden sind die Ursache allen Grauens.
Mal eine verrückte Idee: Vielleicht kann man das Prinzip des "ZCS Resonanzwandlers" zweckentfremden? Damit sind dann zwar die Stromänderungen nicht so steil, aber gerade diese sind ja die Wurzel allen Übels äh Grauens ;-) http://schmidt-walter.eit.h-da.de/snt/snt_deu/sntdeu4b.pdf lg
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Ich habe mal in LT-Spice meine Schaltung gezeichnet, mit Diode hat man zwar keinen Überspannungsimpuls aber der Strom klingt wie du gesagt hast viel zu langsam ab. Eine Supressordiode vom Gate zum Kollektor des Transistors tut den Überspannungsimpuls schon ziemlich eindämpfen (aber immer noch zu hoch) aber das Abschaltverhalten verändert sich kaum. Man wird hier aber noch etwas tunen müssen weil etwas später trotzdem ein Impuls auftritt. Du schriebst doch erst du willst einen Impuls durch eine Induktivität jagen, willst du das in beide Richtungen können oder wieso Transistoren in der High- und Lowside?
Thomas O. schrieb: > Du schriebst doch erst du willst einen Impuls durch eine Induktivität > jagen, willst du das in beide Richtungen können oder wieso Transistoren > in der High- und Lowside? Ich tippe mal auf Minimierung der Spannungsfestigkeit der IGBTs. Möchte man bei einem einfachen Reihenschaltung mit einem Transistor und Induktivität die gleiche Geschwindigkeit für Anstiegs wie Abfallzeit haben, muss über der Induktivität beim Abmagnetisieren die gleiche Spannung wie beim Aufmagnetisieren anliegen - jedoch mit anderem Vorzeichen. Damit liegt die Transistorspannung minimal bei der doppelten Versorgungsspannung. (Bei einem FlyBack z.B. muss der Schalter auch mehr als die doppelte Schaltspannung abkönnen. ) In deiner Simulation hast Du wahrscheinlich eine zu große Induktivität eingezeichnet, er erreicht die 150A/Transistor nach 200us. Klar ist, wenn man schneller abmagnetisieren will muss die Spannung der Induktion nach dem Abschalten steigen. @derAlbi Hast Du mal versucht langsamer abzuschalten (solange Du in der SOA bleibst)? Deine Schaltzeiten liegen im 300 ns - Bereich, die Einschaltdauer im 500us Bereich. Jede schnelle Abschaltaktion erhöht die Überspannung durch parasitären Elemente. (der IGBT hat auch keine Inversdiode) Bist Du sicher, dass Du keinen Überstrom erzeugst? Mach mal kürzere Einschaltzeiten (geringerer Spitzenstrom) mit der aktuellen Induktivität oder vergrößere die Induktivität so dass der Strom sich langsamer aufbaut.
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@DerAlbi: Ich habe den Widerstand der Quelle entsprechend geändert damit ich die gleichen Stromwerte 2,2kA wie in deiner Simulation erreiche. Wenn ich aber die Quelle so auslegen das durch die Induktivität nur die 150A fließen wie du im ersten Beitrag geschrieben hast, bleiben auch die Induktionsspitzen im erträglichen Bereich <600V komischerweise geht dies bei 2 parallelen Dioden auf <500 zurück.
Hallo Leute, ich war länger nicht da, sry fü die Vernachlässigng! Der Sinn meiner Halbbrücke ist, dass die Energie in der Spule wieder in die Versorgung zurückgespeißt werden kann. keiner der von euch gezeichneten Schaltungen kann dies bewerkstelligen, so wie ich das sehe. Das ist auch der Grund für warum ich "2 Transistoren in Reihe" nehme. Mit Spannungsestigkeit hat das nichts zu tun. Die ist duch die Dioden nicht mehr als die Ursprüngliche Kondensatorspannung. Was die TVS-Diode am Gate angeht: beim Mosfet mag das alles klappen... beim IGBT wirds da gefährlicher. Das konzept ist nicht testbar außer mit nem verdammt guten Modell eines realen IGBT mit abschaltzeiten usw... Was ich zur Zeit überlege: Ich hab das Modul inzwischen wieder geschrottet. Es liegf alles bis 330V und der Versuch bei 350V verursachte leichtes Ohenklingeln. Das Konzept der jetzigen Parallelschaltung scheint mist zu sein. Egal wie, diese IGBTs wollten nicht parallelgeschaltet werden und schon gar nicht in so einem Aufbau. Ich versuche gerade einfach ein anderes konzept... Es gibt IGBTs die extra für parallelschaltung kozipiert sind... die gibt es auch im kleinen TO220 gehäuße und sind verdammt fix... (irgs30b60k) Ich will einfach 72 Stück a 85A parallelschalten und dafür eine odentliche Platinenkonstruktion bauen. Dabei sollen 2 Platinen zum einsatz kommen: 1) eine dicke 210um Kupfer Platine, an der oben alle Emitter unten alle Kollektoren zusammen angelötet sind und eine normale Platinen die nochmals an die Emitter und Gate-Pns kommt. das ganze wird dann einfach aufeinander gesteckt und dann sitzt die ansteuerung direkt an den Gate-Pins und das Verhalten zwischen Emitter und Kollektor ist vorranig Kapazitiv, duch die große Fläche zwischen E und C auf der Hochstomplatine. Durch die großen Ströme wird sich aber auch bei 210u Kupfer das Potential innerhalb der Platine gehöig verschieben. Ich versuche gerade mit einem Field-Solver die optimale Verteilung der Transistoren und Einspeißungen zu finden. Ich denke auf dauer hat das mehr Sicherheit. Auch bei den IGBTs mit jeweils 85A bin ich auf der sichereren Seite. Ein paar samples hab ich mit bis zu 200A belasten können (impuls 500us) Erst durch absichtliche Erwärmung mit dem Lötkolben auf etwas über Handtemperatur, waren die 200A denen zu viel. Eventuell müsste man mal Testen die Spikes mit Hochspannungsmosfets zu killen. Die TVS-Dioden sind ne tolle sache, aber eine Prallelschaltung auf einer Platine ist auch irgendwie mukrs, da das übliche "dioden-parallelschalt-Problem" besteht, auch wenn die Kennlinie im Rückwätsmodus flacher ausfällt. Ein dicker Mosfet sollte da einen guten Teil des Stesses abnehmen können. benötigt man also nur noch einen Mosfet mit 600V und niedrigem Rsdon... haha. MFG
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