Hallo, die oben gezeigte Schaltung ist bei dem Versuch entstanden, durch Spannungsmessungen mit dem Oszilloskop (Tek TDS2024B) die Ersatzschaltung aus Generator (ideal) und Ausgangsimpedanz des Oszillators ab Übergabepunkt hinter C4 zu ermitteln. (Dies wollte ich machen, um einmal die Leistungsabgabe so eines Oszillators abschätzen zu können). Jedenfalls war die Idee, C7 zu variieren und den Spannungsabfall über R4 mit dem Oszilloskop zu messen (Probe P2220, Masse oben an R8, Prüfklemmhaken oben an R4). Aus drei Messungen sollte man U0, ZgRe, ZgIm ermitteln können (U0 ideale Generatorspannung, Zg = ZgRe+ j ZgIm Generatorimpedanz bei f= 90MHz). Mit weiteren Messungen kann man dann genauer anpassen. Ursprünglich war die Schaltung anders, anstelle von R8 war eine selbstgewickelte Induktivität eingefügt, weil ich zunächst dachte, daß die Messungen mit einem Widerstand keine so große Variabilität haben würden (und auch irgendwie glaubte, daß ein Bauteil mit s-Abhängigkeit auch für das Anfitten an die Meßwerte besser ist). Ich habe im Fall der Induktivität auch entsprechende Rückrechnungen versucht, aber die Ergebnisse waren teilweise unbefriedigend und es blieb immer Unsicherheit durch die selbstgewickelte Spule (Theoretisch hätte man mit 5 Messungen, die ich gemacht habe, auch den Wert der Spule anfitten können, aber leider versagte da wieder die Numerik von Maple). Letztlich war mir der Aufbau mit der Spule auf dem Steckbrett (sic!) dann doch zu "wackelig" und ich habe dann eben mal versucht, statt der Spule einen Widerstand zu verwenden. R5 ist auch eine nachträgliche Idee, simulieren und messen klappt auch ohne, aber leider ändert R5 nichts an der schon im Beitext zur Schaltungsgrafik erwähnten Meßabweichung. Kurz gesagt: Spannungsabfall an R4: gemessen ~ 675 mV pk/pk bei ~90MHz (Grundwelle) simuliert ~120mV pk/pk bei ~90MHz (bis 200us, maxTimestep 1e-10, Gear, modified Trap kein Unterschied) Ich habe auch schon mal versucht ein korrektes Modell der Probe einschließlich Modell des Koaxmeßkabels als Lossy Transmission Line in LTSpice (mit R' = 228 Ohm/Meter Widerstandsbelag und 50 Ohm Wellenwiderstand) einzubauen, aber dies brachte keine wesentlichen Besserungen. (Lediglich die Simulationszeiten wuchsen aus irgendeinem Grund ins Astronomische (hat dieses Problem bei Rechnungen mit ltline auch sonst schon mal jemand bemerkt?)). Würde mich freuen, wenn jemand eine Idee beitragen könnte, wie man hier Simulation und Wirklichkeit doch noch zur Übereinstimmung bringen kann. Grüße Jürgen
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Über die Problematik der Steckbretter bei diesen Frequenzen bin ich schon ein wenig im Bilde (daher mein (sic!) in meinem Posting). Dennoch denke ich, daß ein Faktor 5 doch einer genaueren Erklärung bedarf. Man könnte sich zum Beispiel fragen, wo die berühmten Streukapazitäten der Steckbretter in das obige Schaltungsmodell eingefügt werden müssen/können, um den Fehler zu reparieren. Ich habe an einigen Stellen probiert, aber nichts passendes gefunden. Anbei übrigens mal ein Foto von dem Aufbau, allerdings noch ohne den Anbau mit C4 und dahinter.
den Aufbau mit dem gelben, weißen und braunen kabel würde ich so verkürzen, dass nur noch ein minimum an leitungslänge der bauteile zueinander vorliegt. auf jeden fall würde ich dem steckbrett noch eine masse-fläche unterlegen, z.b. alufolie. BC547B ist eigentlich nur "nominal" für 90MHz geeignet, ein echter HF-transistor wäre besser (z.b. aus altem radio, wenn nicht in der bastelkiste vorrätig). masse sternförmig zusammenführen, dort sollte auch der abblock-C direkt angeschlossen sein. nach meinen erfahrungen können steckbrettaufbauten schon bei f < 30MHz schwierigkeiten bereiten. der aufbau von HF-platinen ist denkbar einfach, entweder "lötinseltechnik" oder "quadratsägetechnik". schneller geht nimmer... kann es sein, dass du an R8 statt an R4 misst?
Jürgen B. schrieb: > Man > könnte sich zum Beispiel fragen, wo die berühmten Streukapazitäten der > Steckbretter in das obige Schaltungsmodell eingefügt werden > müssen/können, um den Fehler zu reparieren. Überall. :-) Im Ernst: bei solchen Frequenzen kann man einfach mal "freifliegend" aufbauen. Und dann vielleicht wirklich einen Transistor nehmen, der für höhere Frequenzen konzipiert ist. Nicht, dass der BC547 unbedingt bei UKW schon schlapp macht, aber es ist sehr zweifelhaft, ob das für die Simulation benutzte Modell eines NF-Transistors für diese Frequenzen auch nur noch halbwegs die Realität widerspiegelt. Ansonsten war mein erster Gedanke beim Lesen der Subject-Zeile: "was denn, nur bei einem Oszillator?". ;-)
Deine Tastkopfmasse (mit allem, was noch an Scope dranhängt) an R8 (heißes Ende) schließt den R8 schlicht kurz. Das Scope mit seiner Anbindung an den Rest der Welt, selbst wenn man es aus einer Batterie betreibt, muss erst mal in die Simulation mit hinein. Und der Tastkopf hat ja auch eine Eingangskapazität (dann parallel zu R4), die mit C7 einen Spannungsteiler bildet, usw usf. Ich wüsste nicht, wie man das vernünftig simulieren sollte. Auf jeden Fall garantiert und generiert die Messmethode so floatend diverse Fehler. Frage: Wieso misst du an einem 100-Ohm-R in Reihe mit 10 kOhm? Die praktische Last hinter C7 ist doch etwas unter 5 kOhm gegen Masse...
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Günter Richter schrieb > Deine Tastkopfmasse (mit allem, was noch an Scope dranhängt) an R8: > (heißes Ende) schließt den R8 schlicht kurz. Ist das nicht nur dann zutreffend, wenn Masse(Schaltung)=Masse(Oszi) ist, also z.B. die Schaltung über ein Netzgerät versorgt wird? Ich benutze aber eine (9V Block-)Batterie. Damit sollte dann lediglich eine Parallelkapazität zu R8 entstehen, die durch die kapazitive Ankopplung der Schaltung und ihrer Masse an die Umgebungsmasse entsteht. Ich habe mal angenommen, daß diese Kapazität aufgrund der Distanz zu den nächsten Masseflächen eher klein ist (~1 pF habe ich mal gerechnet, hat aber nicht wesentlich verbessert). > Das Scope mit seiner > Anbindung an den Rest der Welt, selbst wenn man es aus einer Batterie > betreibt, muss erst mal in die Simulation mit hinein. Und der Tastkopf > hat ja auch eine Eingangskapazität (dann parallel zu R4), die mit C7 > einen Spannungsteiler bildet, usw usf. Ich wüsste nicht, wie man das > vernünftig simulieren sollte. Die Schaltung mit Tastkopf+Oszieingang-Modell habe ich oben beigefügt, das Modell ist rechts im Schaltbild. Leider bringt es auch keine Verbesserung, nur andere Werte, die genausowenig passen. Außerdem sehr lange Rechenzeiten, die auf das Benutzen der lossy transmission line zurückgehen. (Hat das auch schon mal jemand sonst beobachtet? Gibt es Abhilfen?) >Auf jeden Fall garantiert und generiert > die Messmethode so floatend diverse Fehler. Frage: Wieso misst du an > einem 100-Ohm-R in Reihe mit 10 kOhm? Die praktische Last hinter C7 ist > doch etwas unter 5 kOhm gegen Masse... Stimmt natürlich. aber es kommt ja erstmal nur darauf an, daß gemessene und simulierte Schaltung identisch sind, was ja der Fall war. Die Schaltung oben verzichtet jetzt auf allen "Zierrat" und behält nur den austauschbaren Kondensator C7 und mißt über R8 mit 1k (damit der Oszillator nicht zu stark belastet wird). Übrigens habe ich heute die Oszillatorgrundschaltung (also von links bis C4) doch mal auf Lochrasterplatine aufgebaut (für ugly construction habe ich keine Werkzeuge). Es war für mich fast eine Premiere (das erste Mal wieder löten seit fast 25 Jahren) und der Lötrauch hängt mir jetzt noch in der Nase (mußte extrem dicht ran an die Schaltung, da ich mittlerweile kurz- und weitsichtig bin und zur Zeit keine passende Nahbrille für so kurze Distanz und so kleine Teile habe). Beim Aufbau habe ich (außer bei der Plazierung der überschaubar wenigen Teile) alles erdenkliche falsch gemacht, vor allem erst alle Bauteile eingesteckt, fixiert durch Klebeband oder Abbiegen der Beine, dann Platine gedreht, in den Platinenhalter und dann versucht diesen "Igel" zu löten. Mußte also Beinchen wieder kürzen, Ergebnis: Teile hielten nicht mehr gut beim Umdrehen => noch mehr Klebeband. Nächstes Problem: Hilfe, die Unterseite sieht ja ganz anders aus als die Oberseite, welche Pins muß ich jetzt noch mal gleich mit einer Lötzinnspur verbinden? (oh je, was für eine armselige Technik, aber ich hatte keinen passenden Draht für die Platinenunterseite da usw. usf. Erstaunlicherweise lief die Schaltung aber sofort und lieferte natürlich komplett andere Werte als vorher auf dem Breadboard. Warum die Frequenz und Amplitude aber immer so "wackelt" während das Oszilloskop "beobachtet" ist mir auch nicht ganz klar. Immerhin gehe ich dann immer einen Schritt zurück und halte mich ruhig um jeden "Theremin-Effekt" auszuschließen - na ja. Fazit: In theory there is no difference between theory and practice. In practice there is!
Ich muß mir mal selbst antworten, um noch einen Nachtrag anzubringen: Beim nochmaligen Überprüfen der Platine ist mir noch ein happiger Lötfehler aufgefallen, natürlich bei den auf der Unterseite planmäßig gezogenen Zinnspuren. Das obere Beinchen von C6 war mit der Basis von Q1 verbunden (oh je.. C6 und C3 lagen so ordentlich nebeneinander und wurden einfach gleich behandelt..). Ein Wunder das die Schaltung überhaupt funktionierte. Ich habe dann erneut gemessen und gerechnet und komme der Wirklichkeit langsam näher. Wichtig finde ich die Beobachtung, wie stark bei gleichen Bauteilwerten die Oszillatorfrequenz beim Lochrasteraufbau gegenüber dem Steckbrettaufbau gestiegen ist. Es müssen also wirklich extrem große parasitäre Kapazitäten im Spiel gewesen sein - daß dies solche Verfälschungen bewirken kann, hätte ich nie gedacht (hatte höchstens mit 10-15% Abweichung z.B. für die Frequenz gerechnet (oder besser geraten..).
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Also mit deinem dir selbst auferlegten Crash-Kurs "HF-Labor" bist du nicht zu beneiden. Du machst gerade die Erfahrung, dass nur in seltenen Grenzfällen (<1 x pro Jahr in praxi) Theorie (= Simulation) und Praxis übereinstimmen. Wenn man aber alle Störfaktoren mit einbezieht, können Simulationen aber durchaus bis auf so 10% oder 1 dB der Praxis nahekommen (deswegen brauchst du auch nicht mit der lossy_TL im Tastkopf zu rechnen). (Und der schlimmste Störfaktor ist der unsichtbar im Hintergrund mitarbeitende Kollege Murphy). Beispiel im Bild der blaue C6 auf dem Steckbrett: der hat mit seinen Beinen alleine schon 30...40 nH Streu-L (bei dünnen Leitungen ca. 1 nH/mm). Das ist also kein C (wie das Simulationsprogramm annimmt), sondern ein schlechter Serienresonanzkreis bei ca 5 MHz, der bei 100 MHz durchaus schon 10 Ohm induktiv ist, von seinen ohmschen Verlusten nicht zu reden. Das Gleiche gilt für die restliche Verdrahtung genauso. Deswegen ist der möglichst kleine "Igel" in solchen Fällen optimal. Für den C6 reicht 1 nF, damit er sich mehr dem Kondensatorverhalten nähert, bei höchstens 5 mm Beinlänge insgesamt, noch besser SMD. Die Masse des Scopes ist praktisch Ground, alle anderen Annahmen sind bei HF > 2...5 MHz nahezu bis sicher falsch, selbst wenn die Kiste aus einer Batterie gespeist wird. Alleine die 1-m-Tastkopfleitung mit dem dicken Scope als kapazitiv/strahlender Endlast ist bei 100 MHz nicht mehr sauber einzukalkulieren. Ich arbeite auch mit Steckbrettern, habe z.B. eins (s.Bild) auf eine einseitig kaschierte FR4-Platte geklebt und auf der anderen Seite viele Lötnägel als Masse zur Verfügung. Eine von den Steckzungen hat etwa 4 pF gegen die Masse und auch etwa 4 pF gegen die beiden benachbarten, geschätzte 5 nH in Einzellänge. Wenn man das weiß und noch zusätzlich in Igel-Technik arbeitet, geht das aber bis etwa 10 MHz ganz gut. Zu Simulationen aller Art: --Essentially, all models are wrong, but some are useful.--(E.P.Box zugeschrieben)
Hinweis: Bei HF-Transistoren ist die geringe Kollektor-Basis-Kapazität das was sie zu HF-Transistoren macht, und nicht nur die Transitfrequenz... Um die FT vom BC547 tatsächlich im HF-Bereich in Emitterschaltung zu nutzen müsste man das ganze brachial niederohmig ansteuern damit nach dem Millereffekt noch etwas übrigbleibt. Hat bei mir auch lange gebraucht bis ich kapiert habe dass man zu der Faustregel "<1/10 lambda ist diskretes Bauelement" noch hinzufügen muss "ein dünnes Stück Draht ist mitnichten ein diskretes Element in der Hinsicht". Auch gemerkt wurden dann irgendwann: "Ein 1:10 Tastkopf hat so um die 10pF, das entspricht bei 100MHz 160 Ohm!" und "Ob Kupferdraht, Messingdraht, Blumendraht ... als Spulendraht: die paar Milliohm Unterschied... - denkste!"
Oh ja, wie nur zu wahr, allen Simulatoren ins Stammbuch zu schreiben... Noch zumm Tastkopf: Die lossy-TR ist an der Stelle auch deswegen nicht sinnvoll, weil die ja abseits jeder Anpassung betrieben wird. Normalerweise ist die Tastkopfleitung extrem kapazitätsarmes Koax, dessen Kapazität in den frequnezkompensierten Spannungsteiler aus R4 und R5 so eingeht, dass τ(R4*C5) = τ[(R5 || Re_scope)*(C_kabel + C_e_scope)] ist. Und - wie Andy schon sagte - ein ziemlich niederohmiger Tastkopf, dessen Kapazität natürlich auch deinen Oszillator verstimmt.
Günter Richter schrieb: > Noch zumm Tastkopf: Die lossy-TR ist an der Stelle auch deswegen nicht > sinnvoll, weil die ja abseits jeder Anpassung betrieben wird. > Normalerweise ist die Tastkopfleitung extrem kapazitätsarmes Koax, > dessen Kapazität in den frequnezkompensierten Spannungsteiler aus R4 > und R5 so eingeht, dass τ(R4*C5) = τ[(R5 || Re_scope)*(C_kabel + > C_e_scope)] ist. Und - wie Andy schon sagte - ein ziemlich niederohmiger > Tastkopf, dessen Kapazität natürlich auch deinen Oszillator verstimmt. Die Schlußfolgerung im letzten Satz ist sicher nur zu wahr, aber bei der Transmission Line bin ich mir nicht so ganz sicher: Zunächst einmal ist in meinem Modell R5 || C8 einfach das Modell des Scope-Eingangs (laut Datenblatt des Oszilloskops). C9 ist der Abstimmkondensator, der im Tastkopf liegt (bei mir in den BNC-Anschluß integriert und dort zu verstellen). Den Wert R4 habe ich gemessen und C5=16pF steht wieder im Datenblatt. Nun ist R4*C5 ~ 143e-6 und (C9 || C8) * R5 =10e-6. Die Impedanztransformation durch die Transmissionline des Kabels wird also gebraucht, um die Prinzipformel R1*C1 = R2*C2 zu realisieren. Anders gesagt: Zunächst mal braucht man die Kabelkapazität. Ich rechne momentan mit 50pF/m, weiß aber nicht ob das realistisch ist. Sehr wichtig ist aber (zur Bedämpfung der Reflexionen bei der normalen Fehlanpassung des Kabels), daß die Seele des Kabels aus einem speziellen Widerstandsdraht mit angeblich folgenden Werten besteht: Yalu X. schrieb: > Ich habe gerade mal nachgemessen: > > Tek P2220: 343Ω, ca. 1,3m lang, das ergibt 264Ω/m. Das Kabel ist mit > "0264-11-05" beschriftet. Eine Transmissionline ist eben kein Tiefpass und hat nicht einmal eine Transferfunktion, die als gebrochenrationale Funktion in s ausdrückbar ist, sondern hat im s-Bereich so etwas wie exp(sqrt(a*s+b*s^2)) als Transferfunktion, wobei a und b aus R', L', C', G', also Widerstandsbelag, Induktivitätsbelag usw. berechnet werden (wird aber hier wohl jeder besser wissen als ich, also deshalb nur kurz erwähnt). Ich habe auch mal mit Hilfe der Vierpoltheorie der Transmissionline für eine feste Frequenz eine Ersatzschaltung aus dem ganzen Komplex Tastkopfspitze+TMLine+Oszieingang ausgerechnet. Damit kann man dann natürlich schneller simulieren, aber es kommen wieder neue Fehlermöglichkeiten ins Spiel. Und da es ja zum Glück ein parametrisierbares ltline Modell in LTSpice gibt, habe ich es dann doch verwandt. Noch ein schönes Zitat aus dem Meinke/Gundlach [I5] in dessen üblicher lakonischer Form: "Eine Tastkopfleitung von 1.5m hat bei 13.2MHz die elektrische Länge lambda/10 und bei 33MHz l/4. Die transformierende Wirkung der Leitung ist dann nicht mehr vernachlässigbar und macht Absolutmessungen der Amplitude bei unbekannter Signalquellenimpedanz unmöglich." "..die transformierende Wirkung der Leitung..": dazu wird selbst im Tietze-Schenk (13.Aufl.) drei Seiten lang gerechnet, bis man zur Vierpoldarstellung der allgemeinen Leitung kommt. Danach versteht man aber, was der Meinke/Gundlach eigentlich meint. Ich glaube ein gutes nächstes Projekt für mich wäre, mir einen Testaufbau auszudenken, mit dem sich R', L', C' (und evtl., falls vorhanden G') für das verwendete Kabel real bestimmen lassen.
Da sieht man wieder, wie ein HFler wie ich halt betriebsblind und schmalbandig denkt (nur an deine 90 MHz). Bloß ist der Tastkopf natürlich nicht des Instrument des HFlers, der nimmt den Spektrum/Netzwerk-Analysator und werkelt in 50-Ω-Technik (oder symmetrisch 200 Ohm). Du hast mit deinem Einwand absolut recht, insbesondere bei Breitband-Messungen. (Habe mal eben meine ca.-2-m-Leitung einer P6022 gemessen: 48 pF und 250 Ohm längs, eine 1 m lange P6106 hat 57 pF und 129 Ohm). Induktivitätsbelag zu bestimmen stelle ich mir schwieriger vor, könnte man aus der Geometrie bestimmen, aber ein dünner Leiter in der Nähe des gutleitenden Koaxschirmes lässt sich eher theoretisch anfassen und bestimmen. Man müsste aber auch den Verlauf des ε(f) kennen und so weiter, alles ein verdammt dickes Brett, das zu deembedden). Und jeder wird das Phänomen kennen, dass man mit der Korrektur-Schraube am Tastkopf mit einem richtig guten Rechteck (sagen wir mal T_r < 100 ps) den nie vernünftig kompensiert bekommt, weil einem sofort Dispersion und Gruppenlaufzeit in die Suppe spucken und die Schultern des Rechtecks wellig aussehen wie Hund. Aber auch die Tastkopfleitung mit einem Z um die 400 Ohm herum findet weder an der Quelle im Tastkopf noch am Scope-Eingang ein passendes Z. Ich vermute, dass man die mit Absicht so lossy macht, damit die Reflexionen an den Enden beim Hin-und Herlaufen sich nicht noch weiter auftürmen. Bei DC und 1 MΩ ist der Längswiderstand egal. Daher tendiere ich eben mehr zur Tiefpasstheorie. Wenn sich dann ein Gauß- oder cos²-Frequenzgang zusammen mit dem Scope-Y-Amp einstellt, reicht es. So ein Scope ist letztlich ein Schätzeisen, nur in der Zeit recht schnell ;-) Man muss ziemliche Kompromisse eingehen. In praxi für die richtig schnellen Sachen nimmmt man den FET-Tastkopf (und hofft, dass man ihn beim Abrutschen nicht irgendwo an 12...24 V zerschießt).
Am besten ein Stück RG58 nehmen, am Oszilloskopende mit 50 Ohm abschliessen und am Breadboardende mit zwei möglichst kurzen Stiften (10-15mm oder so) abschliessen, und in einen der Stifte einen 470 Ohm Widerstand und einen 100nF Kondensator als SMD einlöten. Einmal nahe dem aufnehmenden Ende durch einen Ferritkern ziehen. Das funktioniert schon zehnmal besser als jeder günstige Tastkopf.... ist leider sehr zerbrechlich aber schnell repariert.
Zum Thema Tastkopf habe ich einen sehr schönen Artikel im Web gefunden: http://www.dfad.com.au/links/THE%20SECRET%20WORLD%20OF%20PROBES%20OCt09.pdf Wenn ich jetzt noch die genauen Werte meines P2220 Tek-Probes kennen würde, könnte ich, glaube ich, in der Frage "Anpassung von Simulation und Wirklichkeit" den "Sack zu machen". (Habe zuletzt mit plausiblen Schätzungen für die Werte des Kabels gearbeitet und mit ein bißchen Feintuning komme ich jetzt auf 260mVpp gemessen zu 220 mVpp simuliert (bei C7=4.7p). Dann auch noch die Batteriespannung der Simulation an die Messung angepaßt und der Induktivität L1 einen Serienwiderstand verpaßt (@Andy: "..Kupferdraht..Blumendraht.." war ein guter Tip, ich habe versucht, auch noch den Skin-Effekt zu berücksichtigen). Nochmal vielen Dank für die guten Tips (auch die Sache mit dem HF-Transistor habe ich im Hinterkopf behalten, generell war mir der Fakt mit den Kapazitäten schon bekannt, hatte aber leider kein BF-Modell griffbereit. Was ist denn eigentlich der "beste" HF-(Kleinleistungs-)Transistor in nicht-SMD-Technik? In SMD kenne ich jetzt schon ein paar gute Typen, die sich in der Simulation sehr bewährt haben, BFS17, BFP405, BFP520 und einige mehr. Aber die kann ich momentan nicht verarbeiten, da ich keinen Reflow-Ofen habe. Bei den klassischen TO-92 kenne ich mich nicht so aus. Habe bei meinen Simulationen auch meist auf VCOs mit einer Oktave Regelbarkeit und mind. 500MHz untere Grenzfrequenz abgezielt. Warum? ..der Traum irgendwann mal einen halbwegs brauchbaren Spektrumanalysator selbst zu bauen. Ähnlich wie der folgende: http://norbert.old.no/extra/extra1.html aber vielleicht mit digitaler Filterung in einem FPGA nach dem ersten Lokaloszillator.
Für HF ist SMD aufgrund der geringen Zuleitungsinduktivitäten die erste Wahl. Einen Reflow-Ofen braucht man dafür nicht, den braucht man höchstens für BGA (bei DFN/QFN erleichtert er die Arbeit auch schon mächtig). Einfache SOT-23-Gehäuse lassen sich problemlos mit dem Lötkolben löten, das "Hühnerfutter" (Kondensatoren und dergleichen) ebenfalls. "Feld, Wald und Wiese" bei den bedrahteten HF-Transistoren dürfte ein BFR96 sein. Sollte man aber auch schon schön kurz auflöten.
Auch für mich war die Auffrischung meiner Kenntnisse zur lossy-Line-Wirkung in der Impulsmesstechnik sehr nützlich (auch wenn man sich als HFler, den von p selten das σ, sondern meist nur ω betrachtet (und das schmalbandig), ja bequem auf den Frequenzgang des Tastkopfes zurückziehen darf -- und dessen Misteffekte duch kapazitive Zusatzlast). Glücklicherweise habe ich auch von HP noch einen 500Ω:50Ω-Kopf genügender Bandbreite, aber der Hinweis von Andy ist auch sehr gut. Ich habe heute auch mal versucht, durch Messung und Simulation meine beiden Tektronix-Leitungen zu 'deembedden', aber das gelingt genügend genau wohl nur, wenn man ein Stück Kabel zerlegt. Während sich die Kapazität noch genügend genau bestimmen lässt, bin ich bei der Induktivität wegen des hohen Längswiderstandes gescheitert. Durch Herumprobieren findet man aber dann in der Situation einen plausiblen Wert, der sich den Herstellerdaten nähert, wenn die Anstiegszeiten des Ausgangs optimal werden und die Überschwinger fast auf Null trimmbar sind. Das ließe sich sicher einfach und sinnvoll mit einem TDR-Verfahren erschlagen, dazu fehlen mir aber die Messgeräte. Danke für den Link auf den Artikel aus Australien. Der Schlussbemerkung kann man sich wohl anschließen: << It was the invention of John Kobbe, from the halcyon days of Tektronix in the early years. His patent is long expired. I take my hat off to this gentleman who would have been working without the benefit of PCs and simulator software.>>
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