Hallo, ich habe meinen ersten class ab verstärker entworfen und wollte mal einen blick darüber werfen lassen. Ich würde mich über ein paar Kommentare freuen. In ltspice simuliert scheint der untere überstromschutztransistor (Q 15) keine Wirkung zu haben. Was habe ich da falsch gemacht? Außerdem bin ich mir nicht sicher, welche Transistoren ich im Detail verwenden sollte. Ist das weitgehend unkritisch, solange ich die BE-Einsetzspannungen berücksichtige und den zulässigen Maximalstrom/die zulässige Maximalleistung bei den Ausgangstransistoren? Danke im Voraus
Leider sind nicht alle "Simulanten". Hast Du den Schaltplan auch noch in einer optisch lesbaren Form? Das könnte die Zahl der Helfer etwas erhöhen.
Hier der Schaltplan, zusätzlich etwas bereinigt. edit: dort unten links beim stromspiegel, wo die emitterstufe angeschlossen ist, soll eine verbindung sein (gekrezute leitungen, auf der linken seite des spiegels). in der simulationsdatei ist das korrekt.
> In ltspice simuliert scheint der untere überstromschutztransistor (Q 15) > keine Wirkung zu haben Na ja, ist Q5 stärker oder Q15, kann man dazu sagen. Ich seh noch nicht mal woram Q5 angeschlossen ist. > Außerdem bin ich mir nicht sicher, welche Transistoren ich im Detail > verwenden sollte Das liegt daran, was du erreichen willst. Sie sollten zumindest spannungsfest, stromfest und verlustleistungsfest (auch SOA) genug sein. Ansonsten möchte man ein möglichst rauscharmes und klirrfaktorfreies Design, also wird man Transistoren verwenden, die beim vorgesehenen Kollektorstrom im Rauschminimum arbeiten. Vielleicht möchte man acuh ein möglichst billiges 'chinesisches' Design, dann tun es BC547 :-) Man kann viel rechnen: http://www.hifi-forum.de/viewthread-103-71.html
Auch bei Gegenkopplung des NPN-Stromspiegels hätte ich bedenken, dass die Spiegel mit diskreten Transistoren richtig funktioniert, gewünschtes Spiegelverhältnis ist wohl eher Glückssache. Wahrscheinlich sollte man für die Stromspiegel Transistorarrays benutzen, dann sind die wenigstens einigermaßen gleich. Genauso beim Differenzpaar Q6, Q7, dort führt das gewiss zu Offsetproblemen. Aber dort kann man bestimmt am einfachsten noch ein Poti zur Offsetkompensation spendieren.
Danke für den Link! Die Basis von Q5 hängt am Kollektor von Q7. Er macht noch ein bisschen Spannungsverstärkung.. Bei hohem Strom soll Q15 leitend werden und das Signal ableiten. Bei Q14 geht das gut, bei Q15 seltsamerweise nicht.
Nunja, die Gegenkopplung kann ich ja weglassen, das wäre sicher nicht so tragisch. Bei den Differenzeingängen bin ich zuversichtlich, dass sich das ausgleichen lässt.
Adrian Figueroa schrieb: > Außerdem bin ich mir nicht sicher, welche Transistoren ich im Detail http://www.mikrocontroller.net/articles/Transistor-%C3%9Cbersicht Falls die üblichen Typen nicht einsetzbar sind, sollte man auch an den Kühlkörper und die schnelle Verfügbarkeit denken. Ein Schiff aus Japan kann 4 Wochen brauchen.
Wenn schon aktive Last mit Stromspiegel, dann würde ich auf jeden Fall gegenkoppeln, auch den PNP-Spiegel. Als Spannung über den Gegenkoppelwiderständen reicht auch ca. 2..3*UT, danach bringts kaum noch was.
Adrian Figueroa schrieb: > ich habe meinen ersten class ab verstärker entworfen und wollte mal > einen blick darüber werfen lassen. Ich würde mich über ein paar > Kommentare freuen. Den Stromspiegel Q12/Q13 wirst du nicht wirklich brauchen. Eine simple Diode an Stelle von Q12 wird reichen, die BE-Strecke von Q5 ist das Äquivalent im Kollektorkreis von Q7. Es ist ein typischer Anfänger- fehler, erst möglichst viel Verstärkung zu realisieren und die dann durch die Gegenkopplung totzulegen. Du hast eine Verstärkung um ca. 20 eingestellt. Da bringen Q5-Q7 schon mehr als genug Spannungsverstärkung, zumal Q5 auf eine Stromquelle arbeitet. Bauchschmerzem macht mir der Stromspiegel Q11/Q4. Nicht nur daß der ohne Emitterwiderstände nicht funktionieren wird (mit realen Transistoren) - viel gravierender ist IMNSHO, daß er symmetrisch ausgelegt ist. Der Strom fließt dann gleichermaßen in die Emitter des Eingangsdifferenz- verstärkers und in den Kollektor von Q5. Damit darf Q5 nur noch eine nominale Stromverstärkung von 2 haben, wenn sich im Ruhezustand der Strom im Differenzverstärker gleich aufteilen soll. Real würde man den Spiegel stark asymmetrisch machen, etwa I_Q4 ~= 10*I_Q11. Dann darf nicht nur Q5 eine Stromverstärkung von ~20 haben, es werden auch andere Designkriterien berührt. Z.B. braucht man einen Mindeststrom I_Q4, weil der ja die Endstufe Q9/Q1 aufsteuern können muß (incl. parasitäre Kapazitäten). Für eine Endstufe mit +/-30V, also in der Klasse 50-100W würde man da ca. 5-10mA ansetzen. Oberste Priorität hat aber die gleichmäßige Stromaufteilung im Differenzverstärker. Andererseits will man die Transistoren im Eingangsdifferenzverstärker möglichst im Rauschoptimum betreiben. Der optimale Kollektorstrom liegt dann für gängige Transistoren aber eher bei 100..500µA. Noch ein paar Klopse: - an Q1 und Q2 fehlen Widerstände zwischen Basis und Emitter, ohne die wird die Endstufe unnötig langsam - R3/R4 sind fehldimensioniert. Es sind 4 BE-Strecken zu kompensieren, das Verhältnis sollte also R4=3*R3 sein - die Stromquelle um Q8 ist grenzwertig. Sowohl dahingehend wo sie sitzt, als auch in der Dimensionierung. So fließen z.B. durch D5/D6 schon knapp 3mA, genauso viel wie die Stromquelle liefern soll. XL
ok, habe ein bisschen optimiert. Immernoch die Frage zu Q15, dem Transistor für die Kurzschlusssicherung: Mir ist klar, dass Q15 den Basisstrom von Q10 nur dann ableiten kann, wenn er "stärker" als Q5 wird. Mit Emitterwiderstand an Q5 wird das ganze besser, aber nicht toll. Was kann man da machen? Symmetrische Stromquellen "oben" und "unten"?
Axel Schwenke schrieb: > Noch ein paar Klopse: Vielen Dank für die Hinweise und guten Erklärungen, ich werde dann mal ein wenig verändern..
Ein neuer versuch: Ich habe mich der Stromspiegel entledigt und bin auf zwei Stromquellen umgestiegen. Leider (zum Glück?) ist der DC-Offset am Ausgang stark vom Kollektorwiderstand von Q7 abhängig. Die Ausgangstransistoren haben jetzt eine Verbindung von Basis nach Emitter und der Ube Vervielfacher ist auf 4*Ube eingestellt.
Damit die Strombegrenzung durch Q15 (in der alten Schaltung) geht, muss man den Strom von Q5 begrenzen. Das geht schon ganz gut mit einem Emitterwiderstand und einer zusätzlichen Begrenzung der Spannung an der Basis von Q5, etwa durch 2 Dioden. Das mehr an Verstärkung durch den Stromspiegel am Differenzverstärker war eigentlich nicht so schlecht, zumindest wenn man eher hohe Ansprüche hat. Die neue, vereinfachte Version geht aber auch, ist aber in der Auslegung etwas schwieriger weil R5 passend gewählt werden muss (der aktuelle Wert kommt mir schon recht groß vor im Vergleich zu R10). Bei R13 und R17 könnte man wohl auch mit einem Widerstand auskommen, ohne die Verbindung zum Ausgang, direkt zwischen den Basen - der Unterschied ist aber nicht groß. Wenn es einfach sein soll, und keine DC Performance gebraucht wird, könnte man statt der aktiven Stromquelle um Q11+Q12 auch einfach Bootstrapping mit 2 Widerständen und einem Elko nutzen: das ist einfacher und hätte sogar den Vorteil dass man noch etwas dichter an die positive Rail ran kommt. Der Ausgang könnte zur HF Entkopplung noch ein R/L Glied zur Entkopplung gebrauchen, damit der Verstärker auch bei ungünstiger Last nicht schwingt. Ob das nötig ist, hängt auch von der Verwendung ab: in einer Aktivbox könnte man darauf verzichten, bei einem separaten Verstärker eher nicht. Etwas kritisch ist ggf. noch die thermische Stabilität. Die hängt vom thermischn Kontakt zwischen Q3 und Q1/Q2/Q9/Q10 ab. Da ist die einfache Simulation ggf. nicht ausreichend um das zu erkennen. R3 (oder R4) wird man im realen Aufbau wohl einstellbar machen müssen, um den Ruhestrom einzustellen.
Adrian schrieb: > Ich habe mich der Stromspiegel entledigt und bin auf zwei Stromquellen > umgestiegen. Ist auch besser so. Aber warum gerade diese Schaltung? Und sind R9/R11 nicht etwas zu hochohmig? Was sagt die Simulation zu den jeweiligen Strömen? > Leider (zum Glück?) ist der DC-Offset am Ausgang stark vom > Kollektorwiderstand von Q7 abhängig. Gleichstrommäßig sieht das gut aus. Die Stromquelle für die Differenz- Stufe liefert ca. 600µA, also je 300µA für Q6/Q7. Q5 arbeitet auf eine Stromquelle mit ~10mA. Bei einem angenommenen \beta von 100 braucht er dann 100µA Basisstrom. Über R5 liegen ca. 0.6V, dann fließen also ca. 200µA durch R5 und 100µA in Q5. Paßt soweit. Bestätigt die Simulation diese Zahlen? > Die Ausgangstransistoren haben jetzt eine Verbindung von Basis nach > Emitter Gut. > und der Ube Vervielfacher ist auf 4*Ube eingestellt. Das ist in der Simulation kritisch (heißt: der Effekt hängt stark von den verwendeten Modellen ab). In der Praxis hat man da ein Poti. In der Simulation würde man den Ruhestrom durch Q1/Q2 messen und das Teilerverhältnis anpassen bis der stimmt. Ich schlage vor, du verwendest jetzt mal realistische Transistormodelle. Etwa BC560 für Q6/Q7. BD139/140 für Q3, Q5, Q9, Q10, Q11. 2N2955/3055 für Q1/Q2. Und BC546/556 für den Rest. XL
Ich schlage auch vor, mal einen Blick auf diesen Thread Beitrag "Re: Mosfet Verstärker" zu werfen. Die Kollektorwiderstände der Differenzstufe sind dort etwas zu groß (2.5K wäre passender). Und die Frequenzkompensation ist zumindest diskussionswürdig. Wenn du auf Nummer sicher gehen willst, entferne den 68pF Kondensator und vergrößere den mit 18pF entsprechend. XL
Axel Schwenke schrieb: > Ist auch besser so. Aber warum gerade diese Schaltung? Und sind R9/R11 > nicht etwas zu hochohmig? Was sagt die Simulation zu den jeweiligen > Strömen? Die ströme sind ok, ich hab das noch ein wenig umgebaut. Axel Schwenke schrieb: > Bestätigt die Simulation > diese Zahlen? Ja! Hier die aktualisierte Version, ich habe einige Ratschläge einbezogen und die DC-offset einstellung geklaut. R4 wird variabel sein und R21/22 ebenso. Sollte ich auch R5 als Potentiometer auslegen? Die Strombegrenzung ist jetzt auf ca. 9A eingestellt. Ich denke nicht, dass sie klanglich Einfluss hat, immerhin sägt sie das Signal sehr abrupt ab. Ich habe nicht sehr viele Transistormodelle gefunden, also habe ich die vorgeschlagenen durch halbwegs ähnliche ersetzt. Dabei sind die Ausgangstransistoren absolut ungleich.. ;)
Adrian schrieb: > und die DC-offset einstellung geklaut. Die wirst du auch bitter nötig haben, weil die Schaltung DC-mäßig extrem schief liegt. Mit R6 stellst du in Q11 einen Strom von 15mA ein, also muss auch Q5 11mA führen. Dazu müssten an R5 0,87V liegen. Wenn durch den aber der halbe Kollektorstrom von Q8 (1/2*700µA=350µA) fließt, sind es 1,65V. Der Diff arbeitet also sehr unsymmetrisch und hat dabei eine große Offsetspannung, da nützen auch die gleichen DC-Widerstände an den Eingängen nichts.
ArnoR schrieb: > also muss auch Q5 11mA führen. Dazu müssten an R5 0,87V liegen. K.A. wo da plötzlich die 11mA her kommen, ich meinte natürlich 15mA und die Spannung an R5 ist dann 0,94V. Da ändert aber nichts am geschilderten Problem. Wenn man den Diff schön symmetrisch betreibt, kann man normalerweise auf die Offsetkorrektur verzichten, weil die DC-Verstärkung solcher Schaltungen nur 1 ist.
Adrian schrieb: > Hier die aktualisierte Version, ich habe einige Ratschläge einbezogen > und die DC-offset einstellung geklaut. Das Ziel sollte sien, zumindest in der Simulation ohne auszukommen. In der Praxis gleicht man damit dann nur Bauteilstreuung aus. > Sollte ich auch R5 als Potentiometer auslegen? Entweder das Bias-Netzwerk um R21/R22 oder R5 als Trimmer (aber dann mit Begrenzungswiderstand). Beides braucht man nicht. > Die Strombegrenzung ist jetzt auf ca. 9A eingestellt. Ich denke nicht, > dass sie klanglich Einfluss hat, immerhin sägt sie das Signal sehr > abrupt ab. Dann hänge mal eine komplexe Last dran. > Ich habe nicht sehr viele Transistormodelle gefunden, also habe ich die > vorgeschlagenen durch halbwegs ähnliche ersetzt. Dabei sind die > Ausgangstransistoren absolut ungleich.. ;) In der Realität sind npn- und pnp-Komplementärtypen auch ungleich. Und was die anderen Transistoren angeht: wenn die Modelle nicht halbwegs realistisch sind, dann ist die Simulation für die Katze. Tatsächlich würde ich für jede halbwegs gute Schaltung erwarten, daß sie in der Simulation mit idealen Bauelementen (100% gematcht, rauschfrei, lineare parasitäre Elemente (wenn überhaupt)) einen idealen DC-Arbeitspunkt, schnurgeraden Frequenzgang und Linearität jenseits der Meßbarkeit zeigt. Die Herausforderung beim Schaltungsentwurf besteht aber darin, das auch mit realen Bauelementen hinzubekommen. XL
Axel Schwenke schrieb: > Und was die anderen Transistoren angeht: wenn die Modelle nicht halbwegs > realistisch sind, dann ist die Simulation für die Katze. Nunja, ich habe ja reale Transistoren eingesetzt. Nur eben andere als vorgeschlagen, allerdings recht ähnliche. So sehr sollte die Schaltung ja durch die Rückkopplung nicht von denen abhängig sein. ArnoR schrieb: > Die wirst du auch bitter nötig haben, weil die Schaltung DC-mäßig extrem > schief liegt. Du hast recht, ich habe mal R5 angepasst, sodass der Spiegel symmetrisch ist. Ohne DC-Korrektur habe ich, wenn ich R5 nicht auf viele Nachkommastellen optimiere, einen DC-Offset von ca. 8 mV, die Ströme im Spiegel liegen bei ca. 382 und 383 uA. Axel Schwenke schrieb: > Dann hänge mal eine komplexe Last dran. Probiere ich mal aus.. Hier nochmal eine neue version.
Mit einer Last (induktiv/resistiv, 6Ohm, .8mH, aus dem Datenblatt eines Tieftöners) habe ich bei großen Eingangsauslenkungen tatsächlich äußerst hässliche Signalverläufe. Es war wohl abzusehen, dass das Quasirechteck durch die Strombegrenzung durch die Spule ausgeschliffen wird.
Noch ein kleines update, jetzt mit neuer stromquelle und kleineren änderungen. ;)
Der vorherige Plan hatte leider Fehler, hier die vorläufige Endversion mit Ausgangsbeschaltung. Ich hoffe ich überschwemme das hier nicht unnötig mit Schaltplänen.
Hallo Adrian, einen Verstärker diskret aufzubauen mag ja einen gewissen und interessanten Lerneffekt haben. Man kann es sich aber auch einfacher machen. Der Rest ist dann noch reichlich anspruchsvoll. http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/204138/NSC/LME49810.html Gruss Klaus.
Das ist sicher richtig, tatsächlich brauche ich den Verstärker aber nicht und baue ihn nur aus Interesse an der Schaltungstechnik. Nun zum Netzteil: Ich nehme vermutlich 2x18Vac -> ~25Vdc nach Gleichrichtung. Bei 4 Ohm Last bekomme ich dann (sinussignal) 25^2 / (2 * (Rl + Re)) = ~70W. Bei angenommen 70% Wirkungsgrad brauche ich also 100W DC-Leistung. Mit ein bisschen Sicherheitsreserve, ist dieser geeignet? http://www.reichelt.de/Ringkerntrafos/RKT-12018/3/index.html?&ACTION=3&LA=2&ARTICLE=15264&GROUPID=3321&artnr=RKT+12018 Gibt es sowas auch günstiger? ;) Zu den Endtransistoren: Mein Spitzenstrom liegt um 5,5A am Ausgang, dann nehme ich zur Sicherheit 7A Icmax. Uce0 liegt bei 50V, zur Sicherheit ca. 63V. Ptot beträgt pro Transistor bei ca. 15W, zur Sicherheit hier ca. 25W. Der 2n3005/MJ2955 passt hier ziemlich gut rein und bietet große Reserven. Ist es sehr wichtig die zu matchen? Ich möchte ja nicht von jedem Typen 20 Stück bestellen müssen.. Wie vorgeschlagen nehme ich BC560 für Q6/Q7. BD139/140 für Q3, Q5, Q9, Q10, Q11 und BC546/556 für Q4, Q8, Q12. Diese Modelle habe ich nicht für die Simulation zur Verfügung gehabt, kann ich das trotzdem so machen? Hier noch eine vereinfachte Version ohne Stromschutzschaltung und mit 25V Versorgung.
> Zu den Endtransistoren: Mein Spitzenstrom liegt um 5,5A am Ausgang
Achte bei den Transistoren auf den SOA, die Spannung ist 50V, der Strom
5.5A, und die Verlustleistung. Ein 3055 schafft das zwar, liegt aber
nicht im SOA (und ist kein Wunder was Rauschfreiheit anlangt)
Und wenn ein Transistor durchlegiert, kommt volle Versorgungsspannung an
den Lautsprecher.
>Ist es sehr wichtig die zu matchen? Ich möchte ja nicht von jedem Typen >20 Stück bestellen müssen.. Doch genau so, 20 Stück bestellen und durchackern. Außerdem sollte man immer Reserven für die Zukunft bilden, einzelne Transis zu bestellen ist da zu kurzfristig gedacht - du wirst sie sicher später mal als Ersatz oder änliches gebrauchen können :D Gruß Jonas
Hallo Adrian, L2 und R29 ist in Reihe geschaltet. Damit wirst Du nicht viel Leistung erzeugen können. Ich denke mal, Du wolltest die für eine Phasenkorrektur parallel schalten. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > L2 und R29 ist in Reihe geschaltet. Oh richtig, das ist falsch. Danke. MaWin schrieb: > Achte bei den Transistoren auf den SOA, die Spannung ist 50V, der Strom > 5.5A, und die Verlustleistung. Ein 3055 schafft das zwar, liegt aber > nicht im SOA (und ist kein Wunder was Rauschfreiheit anlangt) Wenn 5,5A fließen, liegen doch keine 50V an, immerhin leitet der Transistor dann ideal..? Der 2N6488 kann z.B. 5,5A bei 50V für 1ms ertragen. Was schlägst du als Transistor vor?
Hallo, ich habe mal vor einigen Jahren Endstufen für eine Aktivbox mit den MJ15003 und MJ15004 gebaut. Ich bin erst leider danach auf LTSpice gestossen. Das hätte die Entwicklung vereinfacht. Ich habe Dir mal die LIBs dazugefügt. http://www.reichelt.de/NDS-MAT-MJ-MPSA-Trans-/MJ-15003-ONS/3/index.html?&ACTION=3&LA=2&ARTICLE=51110&GROUPID=2886&artnr=MJ+15003+ONS http://www.reichelt.de/NDS-MAT-MJ-MPSA-Trans-/MJ-15004-ONS/3/index.html?&ACTION=3&LA=2&ARTICLE=51114&GROUPID=2886&artnr=MJ+15004+ONS Schon etwas vom "Leach Amp" gehört? http://users.ece.gatech.edu/mleach/lowtim/ Den hat ein Prof aus den USA zusammen mit seinen Studenten entwickelt. Gut, das geht für einen Anfänger etwas zu weit. Ich habe Dir mal die LTSpice - Simulation dabeigefügt. Da sind auch die Modelle der verwendeten Transistoren mit eingebunden. Man verwendet dort auch die MJ15003 und MJ15004. Ein beliebter Transistor bei Elektor war auch der BD249C / BD250C. Schau es Dir mal in Ruhe an. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Schon etwas vom "Leach Amp" gehört? > http://users.ece.gatech.edu/mleach/lowtim/ Der ist tatsächlich ein ganzes Stück umfangreicher, das schau ich mir mal an. Ich habe schon lange nach einem Projekt gesucht, das gut dokumentiert ist.
Ist der vorgeschlagene Transistor denn nicht maßlos überdimensioniert? Ich sehe zwar, dass bei 5,5A / 50V der Punkt innerhalb des sicheren Arbeitsbereiches liegt, aber ich bin immernoch der Meinung, dass dieser Punkt nie erreicht wird. Verstehe ich da etwas falsch?
Adrian schrieb: > Ist der vorgeschlagene Transistor denn nicht maßlos > überdimensioniert? Welchen meinst Du? > Ich sehe zwar, dass bei 5,5A / 50V der Punkt innerhalb des sicheren > Arbeitsbereiches liegt, aber ich bin immernoch der Meinung, dass dieser > Punkt nie erreicht wird. Verstehe ich da etwas falsch? Ich meine auch das MaWin etwas übertrieben hat. Bei einer Gegentaktstufe dürfte eigentlich nur jeweils max. +UB bzw. -UB als Uce mit hohem Strom auftreten. Es ist ja so, dass ohne Querstrom entweder nur der positive oder negative Teil Strom führt. Uce kann zwar den Wert +UB + (-UB) annehmen, aber dann sollte dieser Transistor sperren. Man muss, so denke ich, bei der Beachtung der SOA - Grenzen in Deinem Entwurf nur von 25V ausgehen, wenn Du dabei bleiben möchtest. Meine Aktivboxen-Verstärker mit MJ15003 und MJ15004 habe ich für 8 Ohm ausgelegt, UB +/- 70V. Bei totaler Übersteuerung, d.h. Rechteck, habe ich 350W an 8 Ohm erreicht. Also die BD249C/250C vertragen ca. 4A Dauerstrom bei 25V, ft ca. 3 MHz. Der 2N6488 verträgt ca. 2,6A Dauerstrom bei bei 25V, ft ca. 5 MHz. Die MJ15003/MJ15004 vertragen ca. 8A Dauerstrom bei 25V, ft ca. 2 MHz. Für einen robusten Verstärker würde ich die BD249C/250C nehmen, aber jeweils 2 parallel (wie im LEACH AMP). Bei dem Einsatz vom 2N6488 müsste man so drei parallel schalten. Die MJ15003/MJ15004 können auch in Deinem Fall einzeln eingesetzt werden. Ich bin gespannt was MaWin dazu sagt. Gruss Klaus.
Adrian schrieb: > Ich sehe zwar, dass bei 5,5A / 50V der Punkt innerhalb des sicheren > Arbeitsbereiches liegt, aber ich bin immernoch der Meinung, dass dieser > Punkt nie erreicht wird. Verstehe ich da etwas falsch? Ich habs schon mal gesagt: komplexe Last. Im schlimmsten Fall sind Spannung und Strom 90° phasenverschoben. Dann liegt bei vollem Ausgangsstrom die halbe Betriebsspannung an einem Transistor. Bzw. es kann (fast) die volle Spannung an einem Transistor liegen und immer noch (etwas) Strom fließen. XL
Axel Schwenke schrieb: > Im schlimmsten Fall sind > Spannung und Strom 90° phasenverschoben. Oh alles klar, hab ich nicht dran gedacht! Jetzt mal das ganze mit den echten Transistoren.
Wenn keine Einwände mehr vorhanden sind, würde ich den verstärker wie angehängt bauen, mit 2x18V/120VA Trafo und 10mF Kondensatoren nach Gleichrichtung. Ist es wichtig die Ausgangstransistoren zu matchen? Sie haben auf den DC-Offset ja keinen Einfluss und die Regelung/Feedback sollte sie hinreichend angleichen.
Hallo Adrian, Du hast R29 gegen Masse geschaltet. R29 sollte aber parallel zu L2 liegen. Ich habe mal die berichtigte Simu angehangen. Klar, der Lautsprecher ist ein komplexer Widerstand- Ich habe in der Simu einfach mal entsprechend Deiner Annahme zu 4 Ohm 0,8 mH dazugeschaltet. Im Plot habe ich Uce und Ie von Q2 wiedergeben, dazu die Leistung. Die Leistungsspitze liegt trotz Phasenverschiebung bei 25V, der Strom "nur" bei 2,4 A. Aber Vorsicht! Das war nur ein Schnellschuss. Ich müsste mich erst einmal in das Thema "Impedanz des Lautsprechers" etwas einlesen. So banal ist es nicht, ich vermute mal die Last könnte auch kapazitiv werden. Im Moment habe ich leider keine Zeit. Aber ich würde gerne mal einige Tests mit extremen aber realen Impedanzen machen. Kennt jemand Quellen zum Thema? Gruss Klaus.
> Wenn keine Einwände mehr vorhanden sind
Warum hast du R19/R20 jetzt um den Faktor 15 vergrößert? Ist dir nicht
klar was das bewirkt?
Adrian schrieb: > Ist es wichtig die Ausgangstransistoren zu matchen? Sie haben auf den > DC-Offset ja keinen Einfluss und die Regelung/Feedback sollte sie > hinreichend angleichen. DC-Offset ist nicht der einzige Grund, Transistoren zu matchen. Für gewöhnlich bekommt man die besten Ergebnisse, wenn auch die Endstufe schön symmetrisch ist. Da allerdings schon die Ansteuerung unsymmetrisch ist, spielt das nicht so die große Rolle. Außerdem kann man bei den Darlington-Päärchen ja auch mit der Kombination spielen (man hat ja mehrere BD139/140). XL
Klaus Ra. schrieb: > Kennt jemand Quellen zum Thema? Kapazitive Anteile kommen wahrscheinlich vor allem aus der Frequenzweiche. Meine Lautsprecher im speziellen sind bestückt wie im Bild. Der Hochtöner (oben) hat einen Gleichstromwiderstand von 3Ohm und eine Induktivität von .03 mH, der Tieftöner 5,8Ohm und 0,35mH. Von kapazitiven Ersatzschaltelementen ist in den Datenblättern nicht die Rede. Klaus Ra. schrieb: > Du hast R29 gegen Masse geschaltet. R29 sollte aber parallel zu L2 > liegen. Ich habe mal die berichtigte Simu angehangen. Das ist mir auch noch aufgefallen, danke trotzdem. ArnoR schrieb: > Warum hast du R19/R20 jetzt um den Faktor 15 vergrößert? Ist dir nicht > klar was das bewirkt? Die Gegenkopplung wird die Verstärkung reduzieren, solange die groß genug ist, sehe ich nur Vorteile darin.
Adrian schrieb: > Die Gegenkopplung wird die Verstärkung reduzieren, solange die groß > genug ist, sehe ich nur Vorteile darin. Welche Vorteile denn? Was ist denn groß genug? Die GK reduziert die Leerlaufverstärkung der Schaltung, d.h. sie verschiebt die Kurve im Bode-Diagramm nach unten. Damit wir sowohl die Schleifenverstärkung als auch die Bandbreite reduziert. Daher steigt der Klirrfaktor nicht nur einfach an, sondern der frequenzabhängige Anstieg setzt auch schon bei niedrigeren Frequenzen ein. Diese Klirrvergrößerung wird durch die partielle GK im Diff nicht kompensiert, weil dort nicht die Hauptquelle für Klirr ist.
Adrian schrieb: > Klaus Ra. schrieb: >> Kennt jemand Quellen zum Thema? > > Kapazitive Anteile kommen wahrscheinlich vor allem aus der > Frequenzweiche. Nein, nicht wirklich! Das elektrische Ersatzschaltbild eines Lautsprecher-Chassis (also nicht das einer Mehr-Wege-Box inkl. Weiche) kann man z.B. samt Erklärung hier (http://www.selfmadehifi.de/tsp.htm) nachlesen. Chassis, die nach dem elektrodynamischen Prinzip (Spule in Magnetfeld) angetrieben werden haben fast immer eine mehr oder weniger ausgeprägte Resonanzspitze. Ein Chassis ist grob gesagt ein (bedämpftes) Masse-Feder-System. Hat man erst einmal die nötigen Umrechnungen durchgeführt, d.h. die Thiele-Small-Parameter in die elektrischen Komponenten des Ersatzschaltbildes umgerechnet, kann man sogar mit (LT)Spice entsprechend Weichen, Gehäuse, etc. simulieren. Übrigens, steigt die Impedanz(kurve) mit der Frequenz ist der induktive Anteil ausgeprägter, fällt die Impedanz(kurve) mit der Frequenz ist der kapazitive Anteil höher. > Meine Lautsprecher im speziellen sind bestückt wie im > Bild. Mit Weiche wird das Ganze natürlich noch wesentlich 'wilder'! > Der Hochtöner (oben) hat einen Gleichstromwiderstand von 3Ohm und eine > Induktivität von .03 mH, der Tieftöner 5,8Ohm und 0,35mH. Von > kapazitiven Ersatzschaltelementen ist in den Datenblättern nicht die > Rede. Tieftöner, insbesondere die mit den großen Schwingspulen, haben auch schon mal Induktivitäten von >5mH. Häufig gerade die als besonders potente(?!) und tiefreichende Auto-Subwoofer-Chassis mit sehr niedrigen Wirkungsgraden sind da zu nennen. Ich hatte mal einen zum Durchmessen auf meinem Tisch mit mehr als 10mH Schwingspuleninduktivität. Für eine gescheite HiFi-Wiedergabe hätte er ein Volumen von mehr als 1000 Liter gebraucht, was nicht jeder PKW unter der z.B. Kofferraumabdeckung aufweisen kann. Aber wen interessiert schon HiFi im Auto, gelle? ;-) Das aber nur mal so nebenbei.
Raimund Rabe schrieb: > ... Das ist interessant, wusste ich nicht. ArnoR schrieb: > Welche Vorteile denn? Weniger Temperaturempfindlichkeit? ArnoR schrieb: > Was ist denn groß genug? tja das weiß ich nicht ;) ArnoR schrieb: > Damit wir sowohl die > Schleifenverstärkung als auch die Bandbreite reduziert. Das macht Sinn! Ich erinnere mich an Regelkreise.. Eine Frage zum Kühlkörper! Ich muss ja maximal 15W von den Leistungstransistoren abführen. nach: Rthj-transistor + RthÜbergang + RthKühlkörper = DeltaT / P Mit DeltaT = (200 - 35) * 0,8 K (20% Sicherheit) und RthÜbergang = 0,35 K/W (Wärmeleitpad) und Rthj-transistor = 0,7 K/W (max.) -> RthK. = dT/P - Rthj-T - RthÜ = 132/15 - 0,35 - 0,7 = 7,75 W/K Angenommen ich möchte etwas Sicherheit, dann nehme ich 6 W/K, zum Beispiel: http://www.reichelt.de/Finger-Aufsteckkuehlkoerper/V-4554D/3/index.html?&ACTION=3&LA=2&ARTICLE=22231&GROUPID=3379&artnr=V+4554D Der kommt mir ziemlich klein vor, hab ich mich vertan?
Zwecks thermischer Kopplung lieber dieser hier für die beiden Leistungstransistoren und die drei qbd139/140: http://www.reichelt.de/Leistungs-Kuehlkoerper/V-PR127-94-M3/3/index.html?&ACTION=3&LA=2&ARTICLE=35380&GROUPID=3382&artnr=V+PR127%2F94-M3
Adrian schrieb: > Ich muss ja maximal 15W von den Leistungstransistoren abführen. > nach: > Rthj-transistor + RthÜbergang + RthKühlkörper = DeltaT / P > Mit DeltaT = (200 - 35) * 0,8 K (20% Sicherheit) > und RthÜbergang = 0,35 K/W (Wärmeleitpad) > und Rthj-transistor = 0,7 K/W (max.) Im Leben nicht. Die Sperrschicht sollte höchstens auf 150°C kommen (nicht 200) und 35°C als Umgebungstemperatur ist auch optimistisch (das hatten wir diesen Sommer im Schatten). Rechne da mal lieber mit 50°C. Bleiben 100K Temperaturdifferenz. Bei 15W pro Transistor also 6.7K/W gesamt. 0.7K/W hat der Transistor selber (oder auch nicht, s.u.). Für die Montage solltest du eher 1K/W ansetzen. Schließlich mußt du die Transistoren vom Kühlkörper isolieren. Dann bleiben dir 5K/W für den nackten Kühlkörper. Bzw, weil du die Endstufen, Treiber und U_be-Multiplier ja thermisch koppeln willst, eher ein gemeinsamer Kühlkörper mit maximal 2.5K/W. Zu den 0.7K/W - das ist ein Spitzenwert, der eigentlich nur von TO-3 Gehäusen erreicht wird. Auf den von dir gewählten Kühlkörper von Reichelt kriegst du aber gar kein TO-3 montiert. TO-220 hat eher 2K/W intern. Den Rest der Rechnung darfst du gerne selber machen. XL
Nochwas zum Thema Kühlkörper: wenn man alles in ein Gehäuse verpacken will, muß der Kühlkörper da ja irgendwie rausgucken damit er seine Wärme los wird. Man nimmt also sinnvollerweise einen KK mit Rippen nur auf einer Seite. Z.B. V 7331E oder V 4511H (Reichelt) letzterer wäre perfekt, wenn er mit Lochung für 2x TO-3 erhältlich wäre. Andererseits bietet es sich an, die beiden Haupttransistoren ungefähr da zu montieren, wo die "Flügel" an der Grundplatte ansetzen. Dazwischen ist dann Platz für Treiber und U_be-Multiplier. So habe ich das mehrfach im Einsatz (Profil mit 75mm Länge weil im Gehäuse) allerdings mit IRF540/IRF9540. XL
Hallo Adrian, ich habe die SOA - Grenzen mit induktiver Last (4 Ohm / 3 mH bei 50 Hz) und kapazitiver Last (4 Ohm / 100 µF bei 5 KHz) getestet. Siehe Anhäge. Die Lastspitze liegt induktiver Last bei Uce 15V und Ie = 3 A. Bei kapazitiver Last Uce = 20V und Ie = 2,8A . Der Bodeplot hat eine Grenzfrequenz von ca. 34 KHz ergeben. Wenn C3 verringert wird, z.B. auf 47p dann steigt fg auf ca. 41 KHz. Bei 10 Ohm Last, C3 = 100p, steigt fg auf 36 KHz. Die Sprungantwort zeigt absolut kein Überschwingen, auch nicht bei kapazitiver oder induktiver Last. Das zeigt, man hat Spielraum um Bandbreite und Klirrfaktor zu beeinflussen. ArnoR schrieb: > Die GK reduziert die Leerlaufverstärkung der Schaltung, d.h. sie > verschiebt die Kurve im Bode-Diagramm nach unten. Damit wir sowohl die > Schleifenverstärkung als auch die Bandbreite reduziert. Daher steigt der > Klirrfaktor nicht nur einfach an, sondern der frequenzabhängige Anstieg > setzt auch schon bei niedrigeren Frequenzen ein. Das ist natürlich relativ. > Diese Klirrvergrößerung > wird durch die partielle GK im Diff nicht kompensiert, weil dort nicht > die Hauptquelle für Klirr ist. Dies habe ich auch schon einmal anders gelesen. Zum Thema Gegenkopplung bietet die Doku zum LEACH AMP interessante Aspekte. Man setzt dort ganz bewusst auf eine verringerte Gesamtgegenkopplung und erhöht sie dafür in den einzelnen Stufen. Nebenbei, der Klirrfaktor selber verringert sich merklich wenn man in der Eingangsstufe FETs einsetzt. Dies wurde im Tietze/Schenk eingehend nachgewiesen. Ich würde damit aber noch warten. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Nebenbei, der Klirrfaktor selber verringert sich merklich wenn man in > der Eingangsstufe FETs einsetzt. Dies wurde im Tietze/Schenk eingehend > nachgewiesen. Ich würde damit aber noch warten. macht man bei der symasym auch (optional). ist nur schwierig genügend spannungsfeste typen zu finden. ich habe daher pipolare 2sa970 genommen. die sind außerdem für sowas gemacht worden.
Klaus Ra. schrieb: > Dies wurde im Tietze/Schenk eingehend > nachgewiesen. tja theorie und praxis beißen sich halt immer mal wieder da kann der tieze/schenk noch so viel nachweisen und gute ratschläge geben. wenn die bauteile nicht beschaffbar sind --> tonne. und bezahlbar sollte es auch noch sein was die sache meistens zusätzlich einschränkt.
Axel Schwenke schrieb: > Im Leben nicht. Da war ich wohl zu optimistisch. Meine Transistoren gibt es scheinbar nur in TO-3, damit wäre der Kühlkörper wohl ohnehin schlecht nutzbar gewesen. Ich hatte aber auch an ein Aluprofil gedacht. Kann ich die TO-3 auch "auf dem Kopf" montieren oder haben sie dann zu wenig Kontakt? Klaus Ra. schrieb: > Die Lastspitze liegt induktiver Last bei Uce 15V und Ie = 3 A. Bei > kapazitiver Last Uce = 20V und Ie = 2,8A . Das ist schön, das ist ja kein Problem für die Transistoren, vor allem weil sie sogar bei 5A/50V stabil arbeiten. Klaus Ra. schrieb: > Die Sprungantwort zeigt absolut kein Überschwingen, auch nicht bei > kapazitiver oder induktiver Last. Das zeigt, man hat Spielraum um > Bandbreite und Klirrfaktor zu beeinflussen. Ich erinnere mich da an die Faustformel: Überschwingen/% = 70 - Phasenreserve/° Man kann also die Bandbreite noch stark erhöhen? Davon hat man ja erstmal nichts. Wie hängt das nun mit dem Klirrfaktor zusammen/Wo kommt der Klirrfaktor her? Nur von Signalfehlern durch nichtlinearitäten der Transistorkennlinien? Klaus Ra. schrieb: > Zum Thema Gegenkopplung bietet die Doku zum LEACH AMP interessante > Aspekte. Man setzt dort ganz bewusst auf eine verringerte > Gesamtgegenkopplung und erhöht sie dafür in den einzelnen Stufen. Den Teil habe ich auch gelesen und deshalb die Widerstände vergrößert.
Adrian schrieb: > Wie hängt das nun mit dem Klirrfaktor zusammen/Wo kommt der Klirrfaktor > her? Nur von Signalfehlern durch nichtlinearitäten der > Transistorkennlinien? Es sind in erster Linie die Nichtlinearitäten. Je höher die Aussteuerung eines Bauteils, je höher der Klirrfaktor. Auch die Beschaltung spielt eine Rolle. Die Basisschaltung soll klirrarm sein. Eine Differenzstufe ist noch besser und hat noch andere Vorteile. Wie gesagt, der Tietze/Schenk zeigt da einiges. Gruss Klaus.
Adrian schrieb: > Kann ich die TO-3 auch "auf dem Kopf" montieren Selbstverständlich nicht %-/ Der Transistor-Kristall ist auf der Bodenplatte aufgelötet und die ist aus extra dickem, extra wärmeleitfähigem Kupfer gemacht. Das Hütchen oben drauf ist wenig mehr als eine Staubschutzkappe ;) Allerdings werden heute nur noch wenige Halbleiter in TO-3 gemacht. Sehr viel ist TO-220, was aber wegen der kleinen Fläche nicht so viel Wärme transportieren kann. TO-247 ist ein guter Kompromiß. Größer als TO-220, aber einfacher zu montieren als TO-3. XL
Hallo Adrian, hast Du schon einmal mit LTSpice den Klirrfaktor bestimmt? Es sieht bei Deiner Schaltung noch nicht gut aus. Bei ue = 0,9V und 1 KHz wird ein Klirr von 0,52% erzielt. Ich habe selbst noch einmal Googlen müssen um zu schauen wie es geht. http://preamp.org/elektronik/klirrfaktor-simulieren-mit-ltspice Folgende Direktiven erleichtern das Vorgehen. Mit ".param freq=1k" wird hier die Frequenz auf 1KHz gesetzt. Sie kann dann entsprechend geändert werden. Dadurch werden die .four und die .tran - Anweisungen folgerichtig angepasst. .option plotwinsize=0 .param freq=1k .param fft=2*pi**11 .four {freq} V(out_plus) .tran 0 {10/freq} 0 {10/freq/fft} Nach dem Start des Run dauert es etwas länger. Der Plot wird mit hoher Auflösung ausgeführt um die fft mit der nötigen Auflösung zu versorgen. Ich der Plot fertig, dann mit der Maus und rechte Taste das Menü aufklappen und ganz unten View wählen. Unter FFT klickst Du nur noch auf OK und erhälst das FFT-Diagramm. Zur Interpretation findest Du etwas im oben stehenden Link. Unter View -> Spice Error Log ist dann die Klirrfaktorbestimmung zu finden. Jetzt kannst Du mal R19 und R20 wieder ändern und prüfen wie sich der Klirrfaktor ändert. Er sollte unter 0,1% gedrückt werden können. Gruss Klaus.
Hallo Adrian, Du hast noch einen Fehler in der Schaltung. Was sollen D5 und D6 bewirken? Ursprünglich sollte das wohl mit Q5 eine Stromquelle sein. Aber jetzt sind die Dioden absolut überflüssig. Nimm sie mal weg. Die Stromquelle wird in diesem Zweig ja schon von Q11 realisiert. Und setze mal R19 und R20 wieder auf 20 Ohm. Jetzt liest man: "Total Harmonic Distortion: 0.149646%". Schon besser. Aber es sollte noch mehr drin sein. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Aber jetzt sind die Dioden absolut überflüssig. Nimm sie mal weg. Die sind eigentlich für die Spannungsbegrenzung, damit meine Schutzschaltung läuft. Ich habe jetzt die Spannungsverstärkung erhöht (aktive last) und komme auf 0,059% Klirr. Die Schutzschaltung habe ich nun komplett entsorgt.
Ich weiß nicht, ob das sinnvoll ist, ich wollte aber die Eingangsstufe noch weniger belasten und habe eine Darlington-Emitterstufe angehängt. Der Klirr sinkt auf 0,023%.
Habe noch ein bisschen mit Widerstandswerten gespielt und komme bei 0,0145% heraus. Das sollte genügen.
Adrian schrieb: > Ich weiß nicht, ob das sinnvoll ist, ich wollte aber die Eingangsstufe > noch weniger belasten und habe eine Darlington-Emitterstufe angehängt. > Der Klirr sinkt auf 0,023%. Nein, ist es nicht. Natürlich kann man versuchen, durch immer höhere Leerlaufverstärkung den Klirrfaktor zu verringern. Dann bekommt man aber sehr bald Probleme mit der dynamischen Stabilität und TIM-Verzerrungen. Ihr macht genau die selben Fehler wie die ganzen Generationen vor euch auch und ignoriert auch genauso hartnäckig die Grundlagen. Der bessere Weg ist, die Verzerrungen erst gar nicht entstehen zu lassen. Im Anhang kann man sehen, dass der gleiche Klirrfaktor ohne den ganzen Zinnober erreicht werden kann.
ArnoR schrieb: > Ihr macht genau die selben Fehler wie die ganzen Generationen vor euch > auch und ignoriert auch genauso hartnäckig die Grundlagen. Sehr freundlich ;) Fehler sind wichtig und ch habe nunmal keine Erfahrung. ArnoR schrieb: > Der bessere Weg ist, die Verzerrungen erst gar nicht entstehen zu > lassen. Im Anhang kann man sehen, dass der gleiche Klirrfaktor ohne den > ganzen Zinnober erreicht werden kann. Es wurden doch eigentlich nur andere Eingangstransistoren/Transistoren für die Emitterstufe verwendet? Noch dazu ist der Strom für den Differenzverstärker jetzt höher..
Ich habe den Plan mal nachgebaut, es scheint ja vor allem am bd139 gelegen zu haben! Hätte nicht gedacht, dass der "so" viel weniger linear ist als der 2n2219. Welches Programm verwendest du da?
> Es wurden doch eigentlich nur andere Eingangstransistoren/Transistoren > für die Emitterstufe verwendet? Noch dazu ist der Strom für den > Differenzverstärker jetzt höher.. Die Eingangstransistoren haben (in vernünftigen Grenzen) keinen nenneswerten Einfluss auf den Klirrfaktor (Grundlagen lernen!). Ich hab in meiner Simulation mal den BC560C eingesetzt, Ergebnis unverändert. Der Endstufen-Ruhestrom (bei mir 24mA) ist wichtig wegen der Übernahmeverzerrungen. Mit noch größerem Strom sinken die Verzerrungen weiter. Die partielle Gegenkopplung in der Emitterstufe wurde vergrößert (56R) und die dadurch bedingte Abnahme der Schleifenverstärkung durch einen Transistor mit höherer Stromverstärkung (2N2219a) kompensiert. Wenn du erklären kannst wie das genau funktioniert, bist du schon einen Schritt weiter.
> es scheint ja vor allem am bd139 > gelegen zu haben! Hätte nicht gedacht, dass der "so" viel weniger linear > ist als der 2n2219. Genau das meine ich mit Grundlagen lernen, es liegt nicht an der Nichtlinearität des BD139, der ist genauso nichtlinear wie der 2N2219.
ArnoR schrieb: > Der bessere Weg ist, die Verzerrungen erst gar nicht entstehen zu > lassen. Gib mal paar konkrete Tipps. Gruss Klaus.
ArnoR schrieb: > Die partielle Gegenkopplung in der Emitterstufe wurde vergrößert (56R) > und die dadurch bedingte Abnahme der Schleifenverstärkung durch einen > Transistor mit höherer Stromverstärkung (2N2219a) kompensiert. Wenn du > erklären kannst wie das genau funktioniert, bist du schon einen Schritt > weiter. Höhere Stromverstärkung erhöht doch nicht die Spannungsverstärkung? Ich habe da mal was gerechnet (Early-Effekt ignoriert).
Auch in der Simulation hat ausschließlich die Erhöhung des Endstufenstroms zur verringerung der Übernahmeverzerrungen Einfluss auf den Klirrfaktor. Eine Halbierung des Emitterwiderstands ist beispielweise nicht relevant.
> Höhere Stromverstärkung erhöht doch nicht die Spannungsverstärkung? Ich > habe da mal was gerechnet Du hast nur die Emitterstufe für sich allein gerechnet, aber in der Schaltung ist die nicht allein. Der Eingangswiderstand der Emitterschaltung belastet den Arbeitswiderstand des Diff. Z.B. BD139 B=100, Re=20R, Ic=10mA -> Rein~2,3k. Der Arbeitswiderstand war etwa 2,4k, also halbiert der Eingangswiderstand die Verstärkung. Mit Re=56 und B=200 ergibt sich ein Rein~11,7k. (Early-Effekt ignoriert). Der Early-Effekt ist hier auch wichtig. Zum Ausgangswiderstand der Emitterstufe liegt der durch die Stromverstärkung von Treiber und Endstufe rücktransformierte Lastwiderstand (~100*100*4R=40k) parallel. Auch der Ausgangswiderstand erhöht sich durch den vergrößerten Emitterwiderstand erheblich. Der Ausgangswiderstand der Emitterstufe steigt von etwa 43k (Ua=50V, Ic=10mA Re=20R) auf ~112k (Re=56R). Man erreicht also ohne Verlust an Leerlaufverstärkung eine wesentlich bessere Linearität der Stufe (durch die partielle GK mit Emitterwiderstand).
ArnoR schrieb: > Z.B. BD139 B=100, Re=20R, Ic=10mA -> Rein~2,3k. Der Arbeitswiderstand > war etwa 2,4k, also halbiert der Eingangswiderstand die Verstärkung. Verstehe! Ich hab das mal nachgerechnet, kommt gut hin. ArnoR schrieb: > wesentlich > bessere Linearität Das hab ich noch nicht verstanden. Durch den hohen Ausgangswiderstand steigt die Spannungsverstärkung, ebenso durch den Eingangswiderstand, der die Differenzstufe weniger belastet. Kommt die Linearität denn durch die höhere Verstärkung zustande, sodass die Transistoren weniger ausgelenkt werden (insb. Eingangsdiff.)?
Ich habe deinen Plan mal mit Spice nachgebaut, ich bekomme etwas mehr Klirr, aber nicht bedeutend. Ich denke ich baue deine Version nach, noch dazu, weil ich mir das TO-3 package spare. Danke an dieser Stelle für die rege Beteiligung :)
> Kommt die Linearität denn durch die höhere Verstärkung zustande, sodass > die Transistoren weniger ausgelenkt werden (insb. Eingangsdiff.)? Ja, die nun höhere Eingangsspannung an der Emitterschaltung erlaubt eine stärkere Scherung des nichtlinearen Diffusionswiderstandes mit dem Emitterwiderstand. Dadurch wird die Übertragungsfunktion stärker durch den Emitterwiderstand bestimmt, also linearer. Außerdem steigt der Lastwiderstand (Rce//RLtrans), so dass bei gegebener Steilheit eine kleinere Eingangsspannung (Auslenkung) nötig ist, was natürlich ebenfalls die Verzerrungen mindert. Der Eingangsdiff ist von den ganannten Maßnahmen aber weitgehend unbeeinflusst.
ArnoR schrieb: > Ja, die nun höhere Eingangsspannung an der Emitterschaltung erlaubt eine > stärkere Scherung des nichtlinearen Diffusionswiderstandes mit dem > Emitterwiderstand. Dadurch wird die Übertragungsfunktion stärker durch > den Emitterwiderstand bestimmt, also linearer. > > Außerdem steigt der Lastwiderstand (Rce//RLtrans), so dass bei gegebener > Steilheit eine kleinere Eingangsspannung (Auslenkung) nötig ist, was > natürlich ebenfalls die Verzerrungen mindert. Sehr interessant! Alle Achtung für Deine Beiträge. Gruss KLaus.
Noch eine Kleinigkeit: Muss ich den hier: http://www.reichelt.de/NDS-MAT-MJ-MPSA-Trans-/MJL-1302A-ISC/3/index.html?&ACTION=3&LA=5&ARTICLE=125404&GROUPID=2886&artnr=MJL+1302A+ISC isoliert montieren? Das wird nicht ganz klar.
Nichtlineare Verzerrrungen entstehen in dieser Schaltung am meisten in der Asymmetrierstufe (der BD139/2N2219 der vom symmetrischen Differenz- verstärker zur asymmetrischen Endstufe übersetzt). Gleichzeitig passiert dort auch der größte Teil der Spannungsverstärkung - zumindest dann wenn diese Stufe auf eine Stromquelle arbeitet. Sowohl eine lokale Gegen- kopplung als auch die Frequenzkompensation sollten also in dieser Stufe ansetzen. Der BD139 ist in der Tat keine ideale Besetzung an dieser Stelle - der hat generell recht wenig Stromverstärkung und bei so kleinen Strömen ganz besonders. Es hat schon seinen Grund warum ich dort anno dazumal einen SF826 hingesetzt habe. Was die Endstufen-Transen angeht - 2N3055/2955 sind halt Klassiker. Das bedeutet nicht daß sie heutzutage noch die 1. Wahl wären. Z.B. haben sie recht wenig Stromverstärkung. Der andere Klassiker ist der MJ15003. Die von Arno gewählten haben schick hohe Stromverstärkung. Bei deiner eher kleinen Leistung würden aber MJE15028/29 auch passen. Aber auch japanische Mütter haben schöne Töcht^WTransistoren. Z.B. 2SA1106/2SC2581 (aufs geradewohl bei Reichelt rausgepickt - einfach ein genehmes Gehäuse gewählt und in der dann recht kurzen Liste auf die Eckdaten geschaut). XL
Wie baue ich mir denn am besten die Kurzschlusssicherung? Ich dachte an einen Opamp, der die Spannung über den Emitterwiderständen misst und bei bedarf ein Relais schaltet. Nun brauche ich auch noch irgendwie geartete Sicherungen. Bei 100W DC komme ich am Eingang vor dem Trafo auf rund max. 0,5A. Nehme ich dann eine träge Sicherung (oder zwei) wegen des hohen Einschaltstroms? Ist eine Einschaltverzögerung mit Relais sinnvoll? :)
Habe mich nun für 2,5A träge Sicherungen entschieden und ich benutze einen Schmitt-Trigger, der ein Relais bei Überstrom schaltet.
Adrian schrieb: > Habe mich nun für 2,5A träge Sicherungen entschieden und ich > benutze > einen Schmitt-Trigger, der ein Relais bei Überstrom schaltet. Du hattest Doch schon eine Schutzschaltung getestet. Sie schützt zumindest vor kurzzeitigen Überströmen. Adrian schrieb: > Habe mich nun für 2,5A träge Sicherungen entschieden und ich benutze > einen Schmitt-Trigger, der ein Relais bei Überstrom schaltet. Das wäre der nachgelagerte Zweitschutz.
Klaus Ra. schrieb: > Du hattest Doch schon eine Schutzschaltung getestet. Sie schützt > zumindest vor kurzzeitigen Überströmen. Dafür brauche ich ja wieder die zwei Dioden an der Basis von Q5 und habe Verzerrungen nahe dem Maximalstrom. Ich stelle einfach den Operationsverstärker auf 10A Strom ein, das scheint mir sicher genug.
Hallo Adrian, siehe die Schaltung vom 27.08.2013 10:16. Siehe da Q4 und Q12. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Hallo Adrian, > siehe die Schaltung vom 27.08.2013 10:16. Siehe da Q4 und Q12. > Gruss Klaus. Ich weiß, was du meinst. Damit die Schutzschaltung auch für den unteren PNP funktioniert, muss ich den Strom durch Q5 beschränken (durch die zwei Dioden). Dadurch ist ja der Klirrfaktor scheinbar stark angestiegen, daher hab ich drauf verzichtet
Adrian schrieb: > Damit die Schutzschaltung auch für den unteren > PNP funktioniert, muss ich den Strom durch Q5 beschränken (durch die > zwei Dioden). Dadurch ist ja der Klirrfaktor scheinbar stark > angestiegen, daher hab ich drauf verzichtet Schau Dir die Simu an. Bei Kurzschluss habe ich gerade so 47 mA durch Q5. Der Strom in der Endstufe wird auf 5A begrenzt. Gruss Klaus.
Stell mal 4Ohm Lastwiderstand ein. Dann fließen noch keine 5A, das Signal ist aber ziemlich arg verzerrt..
Adrian schrieb: > Stell mal 4Ohm Lastwiderstand ein. Dann fließen noch keine 5A, das > Signal ist aber ziemlich arg verzerrt.. Ich habe mich mehr um die Begrenzung gekümmert. Ich habe jetzt die Spannungsteiler der Begrenzer so geändert das sie nicht zu früh einsetzen. Es wird jetzt auf ca. 7,5A begrenzt und der Klirr ist nur minimal erhöht. Aber bedenke, man liegt jetzt kurz vor der Klippinggrenze. Gewöhnlich steuert man den Verstärker mal zu 50-70% aus. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Ich habe mich mehr um die Begrenzung gekümmert. Danke, bau ich vermutlich so nach. Ich habe mal einen ersten Plan erstellt. Ist es schlimm, wenn sich Leitungen kreuzen, wenn die eine Leitung die Ausgangsleitung zu den Lautsprechern ist und die andere der Ausgang der Differenzstufe?
Adrian schrieb: > > Ich habe mal einen ersten Plan erstellt. Ist es schlimm, wenn sich > Leitungen kreuzen, wenn die eine Leitung die Ausgangsleitung zu den > Lautsprechern ist und die andere der Ausgang der Differenzstufe? Grundsätzlich, wenn Leitungen um 90° versetzt sind, dann wird nichts induziert, erst wenn sie parallel zueinander laufen. Ich glaube Du hast die Emitterwiderstände sehr großzügig ausgelegt. Der Plot zeigt zwar eine Spitze von 8W, das Integral zeigt aber ein Mittelwert von 2,06W. Mit 5W (25 mm) bist Du auf der sicheren Seite. http://www.reichelt.de/5-Watt-axial/5W-AXIAL-0-33/3/index.html?&ACTION=3&LA=2&ARTICLE=2578&GROUPID=3117&artnr=5W+AXIAL+0%2C33 Den R1 würde ich jedenfalls nach oben, symmetrisch zu R2 legen. Generell solltest Du auf kurze Wege achten. Deswegen würde ich die Emitterwiderstände doch eher parallel zu den Leistungstransistoren legen und in der Platinenmitte zusammenführen. Die Eingangsdifferenzstufe würde ich ungefähr dort belassen, möglichst links, mittig. Dann kann der R9 auch auf kurzem Wege zu den Emitterwiderständen. Den Rest würde ich ein bisschen mehr geordnet platzieren Gruss Klaus.
ok, ich habe mal umgebaut. Ich habe schon bestellt, daher sind die großen Widerstände kaum zu vermeiden ;)
Hallo Adrian, er sieht schon einmal aufgeräumter aus. Wichtig wäre jetzt noch die Signal-Masse und die Power-Masse vernünftig zu verlegen. Ich hätte auf dieser Platine auch noch zwei 1000µF Ladeelkos für die Powertransistoren untergebracht. Beide sollten dann auch über kurze Wege die Powerstufe unterstützen. Man sollte erst dann bestellen wenn man zumindest ein oder besser zwei Nächte darüber geschlafen hat und immer noch zufrieden ist. Ich glaube es fehlt uns, dem Forum, der letzte Schaltplan. Und zwischen R4 und C1 hat Du vermutlich noch etwas vergessen. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Wichtig wäre jetzt noch die Signal-Masse und die Power-Masse vernünftig > zu verlegen. Was meinst du damit? Klaus Ra. schrieb: > Man sollte erst dann bestellen wenn man zumindest ein oder besser zwei > Nächte darüber geschlafen hat und immer noch zufrieden ist. da hast du wahrscheinlich recht, ich war vielleicht ein bisschen ungeduldig. Hier der letzte Schaltplan.
Hallo Adrian, generell sollten die Bauteile so platziert werden, dass Leiterbahnen mit grösserer Impedanz kürzer sind als solche mit niedriger Impedanz. Insofern ist R9 gut plaziert, nahe an der Basis. R7 würde ich auch eng an R7 heranziehen. C3 auch, so dass C3 auf der Linie von R14 zu C1 gegen Masse angeschlossen wird. Zur Zeit liegen R7 und C3 sehr ungünstig in einem ausgeprägtem Halbkreis. Solche Anordnungen nehmen Einstrahlungen stärker an. Zwischen C1 und R4 muss noch die Leiterbahn angelegt werden. R12 würde ich nicht in dem Weg von "C6 +Pol" zum "T1 Kollektor" legen. Hier fliessen hohe Ströme. R12 sollte möglichst links vom Elko angeschlossen werden. Verlagere C6 näher zu T1. Q2 und Q1 benötigen sichen einen Kühlstern. Dafür sollte genügend Platz gelassen werden. Deine Signal-Masse liegt jetzt auf der Line von R14 zu C1. Diese Leiterbahn sollte man ruhig 1,27 mm breit machen. Zwischen C6 und C7 ebenfalls. Deine Power-Masse sehe ich hier nicht. Sie sollte direkt vom Netzteil aus zum Lautsprecheranschluss geführt werden. Die Leiterbahnen die 5A vertragen müssen würde ich mindestens 2,56 mm breit machen. Im Schaltplan und im Board fehlt die Spule. Du wirst den Draht sicher auf R5 aufwickeln. C6 und C7 sollen jetzt sicher die Treiberversorgungsspannung stabilisieren. 100µF sind da etwas wenig 330µF oder 470µF wären schon besser. Kondensatoren mit diesen Werten haben schon einen spürbar besseren ESR. Gruss Klaus.
Danke für die Tipps, ich stelle das noch ein wenig um. Brauche ich tatsächlich Kühlung bei so kleinen Strömen? Es fließen hier max 70mA bei Vollaussteuerung. Das ganze wird auf Lochraster aufgebaut, die Leitungen werden alle in 0.6mm Kupfer ausgeführt.
Adrian schrieb: > Brauche ich tatsächlich Kühlung bei so kleinen Strömen? Es fließen hier > max 70mA bei Vollaussteuerung. LTSpice hast 0,38W Verlustleistung errechnet. Der "thermal resistance from junction to ambient" zu freier Luft beträgt 190 K/W. Temperaturerhöhung: 190 K/W * 0,38 W = 72 °C Temperatur bei 30 °C : 72 °C + 30 °C = 102 °C Nun gut, der Transistor wird nicht gleich sterben, aber auf die Dauer sollte er gekühlt werden. Gruss Klaus.
Adrian schrieb: > Das ganze wird auf Lochraster aufgebaut, die Leitungen werden alle in > 0.6mm Kupfer ausgeführt. hat schon bei der symasym nicht funktioniert. ist murks. die beiden dioden d1 und d2 besser durch ne led in flußrichtung ersetzen. das bringt weniger rauschen und temp. gang. der widerstand für d1/d2 b.z.w. der led ist so zu bemessen das der querstrom durch die diode(n)10 * höher als der ausgangsstrom ist. q1 würde ich durch nen 2sc5171 ersetzen. t5 ebenfalls da der 5171 ein voll isoliertes gehäuse hat. t6/7 2sc970. c3 ist zu klein. 100µ. t3/t4 2sc5171/2sa1930. oder gleich passende darlington transis. bei den "darlingtons" fehlen irgendwie die basis_emitter ableitwiderstände. c6/7 1000µ
Klaus Ra. schrieb: > Nun gut, der Transistor wird nicht gleich sterben, aber auf die Dauer > sollte er gekühlt werden. na gut, dann pack ich noch was kleines drauf.
Bei der Einstellung des Ruhestromes sollte man besser R6 statt R16 variabel machen - ein fehlender Kontakt zum Schleifer hat dann einen geringeren Strom statt einem zu hohen zur Folge. Bei der Auswahl der Transistoren muss man ggf. auch bei den Vorletzten Transistoren (hier BD139/140) auch auf die SOA achten. Das wird ggf. schon knapp, auch bei Q1. Die Strombegrenzung kann man ggf. auch noch von der Spannung abhängig machen. Der Schutz folgt dann etwas mehr der SOA-Kurve. Übertreiben muss man es da aber nicht - da ist etwas Überdimensionieren bei den Endtransistoren einfacher. An sich sollte die Schutzschaltung unterhalb des Ansprechens kaum Einfluss haben. Ggf. bräuchte es 3 statt der 2 Diode, oder eine Strombegrenzung mit extra Transistor. Es gibt auch Darlington Transistoren mit Basis-Emitter-Widerstand, aber der ist oft eher klein und nur ein Widerstand zwischen den Basen ist eher besser. Auch thermisch sind Darlingtons eher schwierig zu handhaben. Mit getrennten Transistoren kann die bessere Kühlung der Vorstufen den nicht so perfekten thermischen Kontakt von der Endstufe zu T5 etwas kompensieren. Wenn man Q1 schon durch 2 Transistoren ersetzen will, dann nicht ein klassicher Darlington, sondern den ersten als Emitterfolger mit Kollektor fest auf GND oder ähnliches. Das macht ggf. auch Sinn, wenn Q1 wegen der Leistung so groß werden muss dass die Transistor interne Kapazität nicht mehr gegen C8 zu vernachlässigen ist. Die höhere Schleifenverstärkung wirkt allerdings nur im ersten Teil ohne die Endstufentransistoren, und der ist oft sowieso schon gut.
Ulrich schrieb: > sollte man besser R6 statt R16 Das hat Sinn. Ulrich schrieb: > Bei der Auswahl der Transistoren muss man ggf. auch bei den Vorletzten > Transistoren (hier BD139/140) auch auf die SOA achten. Das wird ggf. > schon knapp, auch bei Q1. Ich weiß nicht, wie du darauf kommst. Die Simulation zeigt mir Ströme bis max. 40mA bei Vollaussteuerung. Im Datenblatt steht bei 50V (und die liegen dann nicht an) ein zulässiger Dauerstrom von ca. 150mA (bei den bs139/140). Zu dem anderen finde ich keine Datenblätter mit SOA-Graphen.. Ulrich schrieb: > Wenn man Q1 schon durch 2 Transistoren ersetzen will Ist nicht unbedingt geplant ;)
Der 2 SC2581 hat ein Mindeststromverstärkung von 50. Für 5 A am Ausgang muss der Treiber da schon 100 mA liefern. Dazu kommen dann noch ca. 10 mA für den Widerstand. So abweging sind 50 V als Spannung nicht, bei einer stark komplexen Last. Die Versorgungsspannung ist in der Regel ungeregelt, d.h. es können auch einiges mehr als die nominellen +-25 V werden. So viel Reserve beim SOA ist da jedenfalls nicht, auch wenn man bei den kleineren Transistoren da oft keine extra Daten zu findet. Eine SOA Kurve habe ich z.B. im Sanyo Datenblatt zum 2SA1011 gefunden - sonst eine ähnliche, etwas größere Alternative zum BD139 gefunden: da sind bei 50 V noch knapp 200 mA (DC) erlaubt. Beim 2SA1930 (auch ähnlich dem BD139) sind es da nur 100 mA. Kritisch wird es vor allem wenn man am Ausgang andere Transistoren mit weniger Verstärkung, wie etwa TIP3055 nimmt.
Ulrich schrieb: > Beim 2SA1930 (auch ähnlich dem > BD139) sind es da nur 100 mA. > > Kritisch wird es vor allem wenn man am Ausgang andere Transistoren mit > weniger Verstärkung, wie etwa TIP3055 nimmt. bei 40v sind beim 2sa1930 mehr als 100ma ic möglich. das reicht auch für endtransis mit weniger hfe aus. bei 100w an 4 ohm braucht´s bei +-35v c.a. 7,3 a ic. bei nem hfe von 10 des endtransis sind dann 73ma an der basis des endtransis fällig. gegenüber dem bd140 hat der 2sa1930 ne deutlich höhere uce und ist mit 200mhz auch recht fix.
Mit eine hfe von nur 25, wie dem Mindestwert beim MJE15003 reicht der BD140 nicht mehr aus: Die Strombegrenzung sollte wohl erst so bei etwa 7,5 A oder mehr ansprechen - da bräuchte man dann schon 300 mA Basisstrom. Es kann eine Weile gut gehen, aber man sollte auf den Punkt achten, dass ggf. auch die Treibertransistoren das SOA Limit erreichen. Mit +-25 V als Versorgung geht es wohl noch, aber mit mehr Spannung wird der BD140 irgendwann zu klein.
Danke für die Ratschläge, ich kann ja erstmal die Begrenzung auf 5A oder so setzen. Ich werde auch nur Lautsprecher mit >6 Ohm Impedanz einsetzen.
Ich habe einen Kanal aufgebaut, der Emitterwiderstand (R8 - 56 Ohm für die Stromgegenkopplung) bekommt ganze 30V ab und raucht vor sich hin. Die Arbeitspunktströme sind doppelt so hoch wie angedacht (ca. 3mA im Differenzverstärker und ca. 28mA im Endstufenzweig), was aber noch lange nicht die 600mA im Gegenkopplungswiderstand erklärt. Der Basisstrom durch Q1 muss also enorm groß werden. Anbei mal ein Bild vom Verstärker (sieht ziemlich grausig aus) beidseitig überlagert. entschuldigt die weißen striche, die sind für mich zum abstreichen der überprüften leitungen gewesen. die seltsamen drahtwicklungen sind provisorische kühlkörper. Ich habe das Board mehrfach komplett überprüft und absolut keine Fehler gefunden, wobei natürlich irgendwo einer sein muss. Vielleicht hat ja jemand eine Idee?
adrian schrieb: > Ich habe einen Kanal aufgebaut, der Emitterwiderstand (R8 - 56 Ohm > für > die Stromgegenkopplung) bekommt ganze 30V ab und raucht vor sich hin. > Die Arbeitspunktströme sind doppelt so hoch wie angedacht (ca. 3mA im > Differenzverstärker und ca. 28mA im Endstufenzweig), was aber noch lange > nicht die 600mA im Gegenkopplungswiderstand erklärt. Der Basisstrom > durch Q1 muss also enorm groß werden. Ich denke da ist irnkwas karpott Richtung Endstufe. Evtl auch "nur" ein kurzer zwischen dem oberen Ende von R8 und dem Ausgang. Oder zwischen Basis und Kollektor von Q1. Eine solche Schaltung baut man besser schrittweise auf. Für den Anfang also mal nur die Differenzstufe samt Emitterstromquelle. Messen. Dann dazu Q1, Q2 und das Gemüse drum herum. Jetzt kann man schon die Funktion testen: Kollektoren von Q1, Q2 verbinden und an die Gegenkopplung hängen. Jetzt muß schon die Ausgangsruhespannung stehen, ein Eingangssignal muß verstärkt werden. Die Ruheströme müssen stimmen. Erst danach sollte man die Treiber + Endtransen dazu bauen. Das Ruhestrompoti auf minimalen Ruhestrom drehen. Ruhig erst mit weniger Betriebsspannung testen. Was die Schaltungstechnik angeht: beiden Potis fehlt ein Festwiderstand in Reihe zur Begrenzung des Einstellbereichs. Das Ruhestrompoti sollte mit R6 die Position tauschen, damit beim Potidefekt (Schleifer hebt ab) der Ruhestrom auf das Minimum sinkt und nicht wie jetzt durch die Decke hüpft. Das Boucherot-Glied R4 + C1 gehört direkt an den Ausgang und nicht erst hinter R5. R5 dann zwischen Ausgang und Last. XL
Ich habe nochmal versucht, den zweiten Kanal stückweise aufzubauen. Ich habe also den Differenzverstärker aufgebaut und beim Anschließen wieder qualmende Widerstände bekommen. Daran anschließend ließ ich nur noch die Stromquelle angeschlossen, die aber nicht mal für sich allein funktionieren wollte. Nach ein paar Spannungsmessungen fand ich dann heraus: Die BC560C sind alle falsch herum eingebaut. C und E waren vertauscht! Das Datenblatt auf der Reichelt-Seite zum BC560C ist also fehlerhaft. Die Pinbelegung passt nicht zum Bauteil.. -.- Nach dem Umdrehen läuft der Differenzverstärker natürlich ohne Fehler.
Tatsächlich waren es "nur" die Transistoren, die falsch herum waren. Der Verstärker ist fertig aufgebaut und verstärkt auch kräftig. Ich höre keine Verzerrungen, den Klirr messe ich aber irgendwann mal. Der DC-Offset bleibt konstant, auch nach einer Weile Betrieb, unter 1mV, soweit sehr erfreulich. Den Arbeitspunktstrom durch die Endtransistoren habe ich zu 100mA gewählt, dabei fließen 13mA durch die Treiber. Ich höre im Leerlauf kein Rauschen aus dem Lautsprecher. Wie vorgeschlagen, habe ich das Potentiometer mit dem Widerstand getauscht und die genannte RC-Kette direkt an den Ausgang verlegt. Ich brauche bei Verstärkung um Faktor 22 doch relativ viel Eingangsspannung, mit einem Handy kann man beispielweise nicht besonders laut hören (Lautsprecher mit mäßigem Wirkungsgrad). Danke an dieser Stelle für all die Ratschläge, hat insgesamt sehr gut funktioniert :)
adrian schrieb: > Tatsächlich waren es "nur" die Transistoren, die falsch herum waren. Der > Verstärker ist fertig aufgebaut und verstärkt auch kräftig. Ich höre > keine Verzerrungen, den Klirr messe ich aber irgendwann mal. Schön. > Ich brauche bei Verstärkung um Faktor 22 doch relativ viel > Eingangsspannung, mit einem Handy kann man beispielweise nicht besonders > laut hören (Lautsprecher mit mäßigem Wirkungsgrad). Dann erhöhe die Verstärkung, indem du R7 kleiner machst. Alternativ R9 größer machen, wobei dann R15 genauso mitwachsen sollte. XL
Axel Schwenke schrieb: > Dann erhöhe die Verstärkung, indem du R7 kleiner machst. Alternativ R9 > größer machen, wobei dann R15 genauso mitwachsen sollte. Hatte ich schon drüber nachgedacht, allerdings habe ich üblicherweise stärkere Quellen. Kann man hier auch ein Potentiometer (als Lautstärkeregelung) einsetzen oder ist es besser, die Lautstärkeregelung direkt am Eingang durchzuführen?
Eine etwa 20 fache Verstärkung ist schon OK für eine Endstufe. Die Lautstärkeeinstellung macht man besser vor dem Verstärker, denn sonst ändert sich die Schleifenverstärkung und damit die Stabilität mit der Lautstärke. Auch sind Verstärkungen kleiner 1 (für geringe Lautstärken) nicht so einfach einstellbar.
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