Hallo, ich suche nach einer Schaltung um kleine Temperaturdifferenzen bis etwa 5 K zu messen mit einem Fehler unter 10 mK. Die angefügte Schaltung habe ich bereits aufgebaut allerdings zeigt sie ein tieffrequentes Rauschen (f < 0,02 Hz; Amplitude: 50 mK). Ich hab die Widerstände R1 und R2 (Metallfilm 25ppm/K) im Verdacht. Hat jemand von euch Erfahrung mit solchen Schaltungen, wie baut man sowas auf? Grüße Thomas
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Thomas schrieb: > Ich hab die Widerstände R1 und R2 (Metallfilm 25ppm/K) im Verdacht. Hat > jemand von euch Erfahrung mit solchen Schaltungen, wie baut man sowas > auf? Ich wüsste nicht, warum die Widerstände bei niedrigen Frequenzen so rumzicken sollten. Beim Opamp mit seinem 1/f Rauschen kann ich es mir schon eher vorstellen. Vielleicht wäre ein Zerodrift-OpAmp (ohne 1/f Rauschanstieg) besser für dich. Ansonsten würde ich an deiner Stelle auch darüber grübeln, ob diese Temperaturfluktationen nicht vielleicht echt sind. Sind die Messobjekte und die Elektronik denn gut gegen äußere Temperaturschwankungen ("Zugluft") abgeschirmt? Thomas schrieb: > mit einem Fehler unter 10 mK Das ist natürlich sportlich. Ich hoffe, der Fehler muss nicht für die absolute Temperaturdifferenz gelten sondern nur für deren zeitliche Änderung.
Rechne erst einmal aus, wieviele µV in dieser Schaltung entstehen bei 50 mK Temperaturdifferenz. Das wird Vieles erklären. Schließe auch mal probeweise die Diagonale der Brücke kurz. Wenn dann das Rauschen entfällt ... Wenn die beiden Widerstände thermisch gekoppelt sind, dürfte das nicht die Ursache sein. (man sollte erstmal dafür sorgen) Schließlich haben sie die gleiche Spannung und den gleichen Wert, sind wahrscheinlich auch aus der gleichen Charge. Dumme Platzierung in der Wärmeströmung der Luft über der Platine kann da schon eine Wirkung haben. Bei der Arbeit mit den µV in dieser Schaltung kommt es sehr auf sorgfältig geplanten Aufbau an, Thomas schrieb: > Hat > jemand von euch Erfahrung mit solchen Schaltungen, wie baut man sowas > auf? Ich hab keine Erfahrung damit. Aber, wenn Du z.B. Bilder des Layout postest dürften Erfahrene einige nützliche Bemerkungen machen können.
Sportlich, Driften von nur 50mK. Wie hast Du das aufgebaut, komplett abgeschirmt und thermisch isoliert? Alleine eine Luftströmung oder Deine persönliche Anwesenheit (Infrarotstrahlung) reichen dafür aus... das ist schon anspruchsvolle Messtechik was Du machen möchtest. Jedes Bauteil erzeugt selber auch Wärme, die Widerstandszweige bereits 4,5mW... wenn ich da im mK-Bereich messen will...
Es gab irgendwann die letzten 2...3 Jahre in Elektor eine Schaltung, die Temperaturdifferenzen mit 5 Nachkommastellen angezeigt hat.
Harry schrieb: > Es gab irgendwann die letzten 2...3 Jahre in Elektor eine Schaltung, die > Temperaturdifferenzen mit 5 Nachkommastellen angezeigt hat. Kein Problem: gib mir ein großes Display, dann bringe ich noch mehr Nachkommastellen unter ;-) @Thomas was ist das eigentliche Ziel deiner Messung? Willst du die Temperaturdifferenz wirklich absolut messen? Dann wären die Pt1000 gar keine schlechte Wahl, aber die 10mK sind meines Erachtens illusorisch. Oder willst du nur Änderungen der Temperaturdifferenzen messen (wenn z.B. "auf der einen Seite eine Heizung ein und ausgeschaltet wird")? Dann spielt die Absolutgenauigkeit der Sensoren eine geringere Rolle, und dann würde ich an deiner Stelle zu empfindlicheren Sensoren als dem Pt1000 greifen. Peter hat es ja schon angesprochen: mit den relativ unempfindlichen Pt1000 machen 10mK in deiner Schaltung weniger als 20µV aus. Da macht sich auch die kleinste Störung schon stark bemerkbar. Wenn die Empfindlichkeit deiner Sensoren höher wäre, hättest du bessere Chancen.
Hallo, die Spannung an der Brücke liegt bei (sehr) grob 1 µV/mK. Der Opamp (MCP6042) hat laut Datenblatt 2 µV/K Drift sowie 5 µV Rauschen. Die Widerstände R1 und R2 machen etwa 110 µV/K aus und sind mit Epoxy zusammengeklebt. Die 50 mK kommen da eigentlich nicht zusammen hätte ich gedacht. Grüße Thomas
Thomas schrieb: > Der Opamp > (MCP6042) hat laut Datenblatt 2 µV/K Drift sowie 5 µV Rauschen 5µV Rauschen zwischen 0,1Hz und 10Hz und bei günstiger CommonMode-Spannung. Du gehst bis zu viel niedrigeren Frequenzen und liegst mit der Common Mode Spannung grade bei einem Wert, wo das Rauschen sprunghaft ansteigt (Fig. 2.11 im Datenblatt). Da kann das Rauschen gerne auch mal das doppelte oder mehr betragen. Aber am interessantesten finde ich immer noch die Frage: wie gut ist dein System gegen Zugluft und andere Umwelteinflüsse abgeschirmt?
Fuer ein professionelles Projekt mit etwas besserem Budget wuerde ich auch PT1000 in einer Brueckenanordnung verwenden. Dann hat man vielleicht 30mV ueber dem PT1k, macht bei einer widerstandsaenderung von 0.3%/K und 5 Grad Delta T 1.5% Aenderung, also 500uV Vollausschlag ueber einem PT1k. Unsere Aufloesung von 10mK waeren dann 1/500, waeren dann 1uV. In der Bruecke das doppelte. Da laeuft ohne Lock-in gar nichts. Aber der ist sicher im Budget. Fuer mich selbst wuerd ich's mit NTC probieren, sofern der Temperaturbereich fest ist, dann kalibieren. NTCs haben ein Viefaches an Empfindlichkeit, daher haette ich die Chance ohne Lock-in durchzukommen.
Thomas schrieb: > Hallo, > > ich suche nach einer Schaltung um kleine Temperaturdifferenzen bis etwa > 5 K zu messen mit einem Fehler unter 10 mK. Die angefügte Schaltung habe > ich bereits aufgebaut allerdings zeigt sie ein tieffrequentes Rauschen > (f < 0,02 Hz; Amplitude: 50 mK). > > Ich hab die Widerstände R1 und R2 (Metallfilm 25ppm/K) im Verdacht. Hat > jemand von euch Erfahrung mit solchen Schaltungen, wie baut man sowas > auf? > > Grüße Thomas Soll das eine Brückenschaltung sein? Nimm einen Instrumentenverstärker. Der INA333 von TI dürfte schon passend sein. http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/239865/TI/INA333.html Den INA333 kannst Du auch bei Conrad kaufen, kostet 6,22€. http://www.conrad.de/ce/de/product/1010632/Linear-IC-INA333AIDGKT-VSSOP-8-Texas-Instruments?queryFromSuggest=true Hier ein Beispiel für eine symmetrische Brückenschaltung. Für den diskret aufgebauten Instrumentenverstärker nimmst Du den INA333. https://www.mikrocontroller.net/attachment/22702/instrumentenverst_rker.jpg mfg klaus
An die Verwendung von 2 Pt1k per Messstelle als Vollbrücke hatte ich auch schon gedacht, leider wird das platzmäßig zu minderst sehr knapp. Bei der Auswertung per Lock-in-Verstärker wird die Brücke mit einer Symmetrischen Wechselspannung betrieben so dass man neben dem besseren Rauschverhalten auch alle Thermospannungen los wird? An NTCs mit hohem Temperaturkoeffizient hatte ich auch schon gedacht, allerdings war ich mir nicht sicher ob die hier wirklich den Pts überlegen sind. Die angegebenen Werte für den maximalen Drift sind oft so hoch das sie selbst im Minuten-Bereich eine Messung im 10mK-Bereich unmöglich machen. Auch die angebotenen Bauformen sind für genaue Messungen meist ungeeignet (Gehäuse mit geringem Wärmeleitkoeffizient und undefinierter Geometrie, dafür aber Anschlussdrähte aus Kupfer mit verhältnismäßig großem Querschnitt). @Achim danke für den Hinweis mit der Common Mode Spannung, ich werte es mal mit einer Halbierung der Widerstandswerte von R1 und R2 versuchen. Die Messstellen selber sind in einem dickwandigen Aluminiumgehäuse mit hoher thermischer Masse untergebracht. Die Schaltung ist nicht gegen die Einflüsse des relativ konstanten Raumklimas geschützt. Grüße Thomas
ich würde einen ganz anderen Ansatz wählen: http://www.acam.de/uploads/media/AN024_en.pdf Nicht nur das man sich den Herausforderungen der analogen Schaltungstechnik nicht zu stellen braucht, auch den ADC erspart man sich und die Daten liegen unmittelbar digital vor.
branadic schrieb: > ich würde einen ganz anderen Ansatz wählen: Zitat: "The discharge time is set typically between 100μs to 250 μs and measured with picosecond resolution." Und das soll einfacher sein? Man braucht ja nur einen µController mit einem Timer, der mit 1 GHz zählt... Da kommt ja fast jeder in Frage. Und so ganz unanalog ist die Sache auch nicht, die Schaltschwellen müssen natürlich ultrastabil sein. Georg
Georg schrieb: > Man braucht ja nur einen µController mit > einem Timer, der mit 1 GHz zählt Sorry, ich meinte natürlich 1000 GHz. Null Problemo, würde Alf sagen. Georg
Ja, das ist einfacher, weil es ein einzelner TDC-Baustein (Time-to-Digital Converter) ist, mit nur wenig Hühnerfutter um ihn herum.
Oder Du machst das Ganze gleich digital: TSYS01, TSYS02 oder ADT74xx Der TSYS01 wird meine Erachtens so wenig eingesetzt, weil der ADC-Wert in eine Formel eingesetzt werden muss, damit eine Temperatur herauskommt. Die 5 Koeffizienten muss man aus dem Chip auslesen.
1 | t = c0 + c1*adc + c2*adc^2 + c3*adc^3 + c4*adc^4 |
Wenn der Messbereich eingeschränkt ist, reichen 2 oder 3 Koeffizienten, die man allerdings selbst bestimmen / berechnen muss. Im Extremfall reicht es, die rohen ADC-Werte zu vergleichen. Bei TSYS02 und ADT7xxx ist der Rechenaufwand deutlich niedriger.
So unprobematisch ist der TDC Baustein noch. Da gehen dann nämlich plötzlich auch parasitäre Kapazitäten an den Sensoren mit ein. Auf den ersten Blick vielleicht interessant, aber wenn man genauer hinsieht doch problematisch. Ein normaler hochauflösender ADC mit Differenzeingang ist da einfacher. Die Messung per Wechselspannung hat durchaus Vorteile: Fast keine Probleme mit Offset-drift und Thermospannungen und die Unterdrückung des 1/f Rauschens. Die beiden Vergleichswiderstände könnte man ggf. durch einen passenden Transformator (exact 1:1 geteilte Wicklung) ersetzen - damit wird es dann aber schwieriger die absolute temperatur zu messen. Die Auswertung kann heute oftmals über den ADC machen - viel mehr als die Erzeugung der Wechselspannung für die Anregung und die Software im µC ändert sich also gar nicht unbedingt. Gerade für die hier gewünschte hohe Auflösung bei kleinem Bereich bietet sich die Anregung mit Wechselspannung an. Die Widerstandänderungen sind beim PT100 zwar klein, aber nicht so dass man es nicht noch gut messen kann. Die Schwierigkeit liegt mehr bei der Konstanz der Sensoren. Da ist der PT100/PT1000 eher im Vorteil gegenüber den meisten NTCs - zumindest hat man bessere Daten, mehr Erfahrung damit.
Da gab es sogar mal was von ELEKTOR 1/93. “Dynamische Temperaturmessung“. Ich hatte die Schaltung nachgebaut, funktionierte eigentlich recht gut. (liegt sogar noch verstaubt auf dem Dachboden) Man muss das ja jetzt nicht 1:1 nachbauen, aber ist mal ganz interessant wie “Die“ das damals gemacht haben. Temperaturfühler ist der gute 2N2222. MfG Thomas Edit : 2N2907,...sorry
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Achim S. schrieb: > Das ist natürlich sportlich. Ich hoffe, der Fehler muss nicht für die > absolute Temperaturdifferenz gelten sondern nur für deren zeitliche > Änderung. Warum nicht absolut? Andere bauen Kalibrierbäder mit einer Genauigkeit von 0,5mK. ("CALIBRATION" unter http://www.seabird.com/sbe3s-temperature-sensor )
Peter R. schrieb: > Schließe auch mal probeweise die Diagonale der Brücke kurz. Du Witzbold! Was meinst du, was passiert, wenn man den Summationspunkt (E- Eingang) gegen den E+ Eingang kurzschließt? Hey? W.S.
Wolfgang schrieb: > Warum nicht absolut? > Andere bauen Kalibrierbäder mit einer Genauigkeit von 0,5mK. Hehe, klar: ein halbwegs begabter Jungingenieur bastelt so was typisch an einem verregneten Wochenende. Die Tripelpunktzellen zum Kalibrieren finden sich normalerweise irgendwo im Keller ;-) Lurchi schrieb: > So unprobematisch ist der TDC Baustein noch. Da gehen dann nämlich > plötzlich auch parasitäre Kapazitäten an den Sensoren mit ein. Die TDC-Idee klingt für mich auch erst mal exotisch, ist aber nicht uninteressant. Der genaue Wert der zu ladenden Kapazität (und erst recht der parasitären Kapazitäten) darf natürlich keine Rolle spielen - deswegen wird in der AN die Entladezeit mit einem Referenzwiderstand verglichen, der "am hinteren Ende" parallel zum RTD geschalten ist. Beide sehen da die selbe Lastkapazität und parasitäre Kapazität. Am "vorderen Ende" liegen Referenzwiderstand und RTD nicht parallel, dort müsste man mit möglichst kurzen Anschlüssen ans IC. Und wenn es an dem Ende trotz möglichst kurzer Leitungen und symmetrischem Aufbau trotzdem unterschiedliche parasitäre Cs geben sollte, machen sich die aufgrund des niederohmigen IC-Ausgangs wenig in der Ladezeit bemerkbar. Was ich speziell für Thomas' Aufgabenstellung (Temperaturdifferenz) interessant finde ist, dass sich damit Widerstandsdifferenzen ziemlich direkt über die Entladezeitunterschiede bestimmen lassen. An den vier Kanälen des TDC können beide RTD im identischen Aufbau vermessen werden und ein (oder zwei) Referenzwiderstände zur Bestimmung der Kapazität und damit der (ungefähren) Absoluttemperatur. Ich kann nicht wirklich abschätzen, wie genau man die Widerstandsdifferenz (->Temperaturdifferenz) damit letztlich rauskriegt, aber einen originellen Ansatz finde ich es schon.
Achim S. schrieb: > Ich kann nicht wirklich abschätzen, wie genau man die > Widerstandsdifferenz (->Temperaturdifferenz) damit letztlich rauskriegt, > aber einen originellen Ansatz finde ich es schon. Steht im PDF. Ich finde die Lösung nicht originell, sondern vor allem auch praxistauglich ohne große Schwierigkeiten im Analogpfad. Verwendet werden kann nahezu jedes Chip von ACAM mit zwei RTDs.
branadic schrieb: >> Ich kann nicht wirklich abschätzen, wie genau man die >> Widerstandsdifferenz (->Temperaturdifferenz) damit letztlich rauskriegt, >> aber einen originellen Ansatz finde ich es schon. > > Steht im PDF. Jein: Im pdf werden 3 "typische" Module betrachtet, aber ich weiß nichts über garantierte Grenzwerte. Gainfehler durch Offsets (augrund unterschiedlicher Ausgangswiderstände und unterschiedlicher Bonddrahtlängen) werden munter rauskalibriert: prima, dass das in ihrem künstlichen Testaufbau klappt, aber was wenn ich meinen realen RTD-Aufbau nicht so nett kalibrieren kann? Ich sehe die Application Note eher als ein Beispiel, welche Genauigkeit (unter günstigen Umständen) erreicht werden kann denn als eine Spec, welche Genauigkeit ich in meinem Aufbau damit erreichen werde.
Wenn es hier wirklich nur um die Differenz zwischen zwei Messpunkten und nicht um den absoluten Wert der Temperatur geht, warum verwendest du keine Thermoelemente? Da kann man mehrere Thermopaare in Reihe schalten um die Spannung zu erhöhen und braucht bloß einen normalen OpAmp. Die Thermopaare kann man sich leicht aus Kupfer und Konstantan-Draht selber machen.
Die TDC Lösung ist originell, aber nicht einfacher als ein Hochauflösender ADC. Auch da gibt es spezielle Versionen für die RTD Messung, bei denen man dann außer dem Ref. Widerstand, den Kondensatoren an der Versorgungsspannung und ggf. welchen zum Schutz vor HF Störungen keine weiteren Teile benötigt. Da sind sogar die TDC Lösungen mit externem Schimdt trigger aufwändiger. Auch der Kondensator muss ggf. schon etwas besser sein, damit die Messung auch wirklich linear ist - für die kleine Differenz ist da aber noch kein Problem wenn man da nicht was ganz ungeeigntes (billige MLCC für kleine Spannung) nimmt. Nach dem oben Verlinkten PDF file, hat man mit den TDC Lösungen eine hohe Auflösung, aber so sonderlich gut sind die von der Drift her nicht. Bei den 3 untersuchten Modulen wurde schon bis 24 mK/K an Drift gefunden. Da wird man kaum unter die geforderten 50 mK zu kommen, ohne die Messelektronik in der Temperatur zu stabilisieren. Die Probleme mit der Kabelkapazität gibt es auch, wenn auch nicht so schlimm wie ich vermutet hatte. Die TDC Lösung ist schon gut, wenn es billig und Energiesparend sein muss. Dadurch dass die chip internen Widerstände incl. R_on der MOSFETs mit eingehen ist es aber keine wirklich präzise Lösung. Ein ganz andere Alternative wäre ggf. noch ein Thermoelement, als direkte Differenzmessung. Für mehr Auflösung ggf. mit ein paar Elementen in Reihe als eine Art Thermosäule. Auch da sind die 50 mK möglich. Bei Typ K oder Kupfer Konstantan sind das bereits knapp 2 µV an Spannung für ein Element.
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So, werde es jetzt mal mit der angehängten Schaltung probieren. Fällt jemandem noch ein Fehler auf? Ich hoffe ich hab im Degenblatt des INA333 nichts übersehen, der Ref-Pin kann auch bei single supply ruhig auf Masse liegen oder? Mit ner Thermosäule zur Messung von kleinen Differenztemperaturen hab ich vor einiger Zeit schon mal experimentiert. In der Praxis scheint mir das aber nur praktikabel realisierbar wenn man sehr viel Platz hat oder eine Hohe Wärmeleitung zwischen beiden Seiten kein Problem für die Messung darstellt. Im einfachsten Fall kann man dann ein Peltier-Element einsetzen.
Zwei Sachen fallen mir bei Deiner Schaltung auf: 1. Auf keinen Fall 0,83mA "Dauerstrom". 2. Ich würde ein Poti für den Null-Abgleich vorsehen. Aus dem Kopf weiß ich nicht wie genau die 1000 Ohm sind, aber...
Der Strom ist auf Dauer zu hoch für die meisten PT1000. Bei viel Leistung wird die thermische Leistung zunehmend kritischer. Lieber weniger Strom, oder den Strom nur jeweils für eine kurze Zeit für die Messung einschalten. Der Ref. Pin darf auf Masse liegen, allerdings kann man dann keine neg. Differenzen mehr verstärken. Es kommt halt darauf an was man als Werte Erwartet.
Thomas schrieb: > Ich hoffe ich hab im Degenblatt des INA333 > nichts übersehen, der Ref-Pin kann auch bei single supply ruhig auf > Masse liegen oder? Wenn der Signalbereich passt: ja. Fig. 21 im Datenblatt: wenn bei deiner CM-Spannung von 830mV die Ausgangsspannung des INA positiv und kleiner als 1,6V ist, klappt es. Negative Signale gehen mit single supply und Ref auf 0V natürlich nicht (auch wenn die negative Spannung sich bei dT=0 nur aufgrund der Toleranzen deiner Brückenwiderstände ergeben sollte).
Den Temperaturabfall bei den 0,7 mW hab ich durchgerechnet. Das meiste macht der <100µm Epoxyfilm von der Verklebung aus (< 5 mK). Das AlO2 Substrat des Pt1000 und das zu messende Kupferbauteil sind wegen der hohen Wärmeleitfähigkeit demgegenüber vernachlässigbar. Hinzu kommt das die Leistung und damit das delta T konstant ist. Bei Bauteilen mit geringer Wärmeleitfähigkeit oder Fluiden sieht das natürlich in der Regel anders aus. Der Nullabgleich müsste durch Handselektion der Brückenwiederstände und Opferung eines halben Bits in den Griff zu bekommen sein.
Edit: Die Rechnung stimmte so nicht. Das AlO2 Substrat macht etwa 4 mK und der Epoxyfilm wenn mit 10 µm angenommen (Sensor und Bauteil sind recht glatt) nochmal 6 mK.
Das Al2O3 Substrat wird bei den Sensoren sehr ähnlich sein, die Erwärmung da ist also unkritisch. Der Klebstoff kann aber leicht einmal 5 µm und beim anderen doch 50 µm oder ggf. mit Luftblase werden. Das lässt sich so recht schwer kontrollieren. Da wäre es wirklich gut wenn man die Versorgung der ganzen Bücke abschalten kann. Über die Transienten beim einschalten kann man so den thermischen Kontakt kontrollieren. Auf 1 Ohm oder so für die ganze Bücke sollte es nicht ankommen. Im Prinzip könnte man damit den DC Offset des Verstärkers / ADC kontrollieren, sofern der Gleichtaktbereich des Verstärkers das mit macht. Da müsste man ggf. noch was anpassen.
Thomas schrieb: > So, werde es jetzt mal mit der angehängten Schaltung probieren. > Fällt > jemandem noch ein Fehler auf? Ich hoffe ich hab im Degenblatt des INA333 > nichts übersehen, der Ref-Pin kann auch bei single supply ruhig auf > Masse liegen oder? > Mit dieser Beschaltung des INA333 hatte ich so meine Probleme. Legt man bei asymmetrischer Stromversorgung Uref auf Masse, so darf die Eingangsspannung nicht unter 0,6V, besser 0,75V fallen weil dann die Verstärkung nichtlinear wird. Im Datenblatt Seite 14, Figure 35, Ist so eine Versorgung wiedergegeben. Man achte darauf, Vref liegt auf UB/2. In meinem speziellen Fall habe ich UB = 5V und Vref ca. 1,4V verwendet. Ich gehe dann bei Ue bis auf 0,95V herunter. http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/239865/TI/INA333.html mfg klaus
Mit der Schaltung wird das nix. Ich musste so etwas vor 20 Jahren entwickelt und bin bald wahnsinnig geworden. Dabei ging es um die Messung von Temperaturdifferenzen von 1e-4 Grad in gesättigter Dampfatmosphäre. Ich hatte damals vor den OPV einen DualFet gesetzt, möglichwerweise gibt es da heute schon bessere OPVs.das ganze war dann auch ein TF-verstäker. Die Brücke war nicht dauerhaft bestromt, man konnte sonst selbst bei 100K Thermistoren ein thermisches einlaufen messen. Es gibt da auch eine IR empfindlichkeit. (Bürolampe aus mehreren metern entfernung war nachweisbar). Also unmöglich ist das nicht, man braucht nur viel viel Zeit)
erleuchteter schrieb: > Es gibt da auch eine IR empfindlichkeit. > (Bürolampe aus mehreren metern entfernung war nachweisbar). Sagte ich ja auch schon. In dem Bereich zu messen braucht es schon solide Laborbedingungen.
@ Lurchi: danke für die korrekte Summenformel von Aluminiumoxid ;) Der Wärmeübergang von den beiden Sensoren wird sicherlich voneinander abweichen. Daran die Transienten auszuwerten hab ich auch schon angedacht. Hab aber gerade mal ganz grob überschlagen: Der Quotient aus „Heizleistung“ und Wärmekapazität des Sensors liegt im Bereich von 10 mK/s. Wird also nicht so einfach. @ erleuchteter: deine geschilderte Aufgabenstellung von 1e-4 verglichen zu meinen 1e-2 und dazu die Messung in der Gasphase machen dann aber doch noch einen kleinen Unterschied. @ Klaus: Woher hast du denn die Zahlen „0,6V, besser 0,75V“? Ich hab da auch nicht ganz verstanden worauf die im Datenblatt hinaus wollen. Figure 21 bis 23 hab ich aber so interpretiert dass solange die Ausgänge der internen Verstärker A1 und A2 (für Vs = 5 V) zwischen ~0,1 und ~4,9 V liegen alles paletti ist.
Kannst Du die beiden Temperatursensoren bezüglich Gleichlauf auch mit der gewünschten Auflösung im benötigten Temperaturbereich kalibrieren? Lösungen die ich bisher gesehen habe, waren mit direkt Differenzen messenden Thermoelementen ggf. n-fach, wie schon oben mal vorgeschlagen. (plus ein PtX für die 'Kaltstellenkompensation' damit man an der richtigen Stelle der Seebeckkurve linearisiert) Der Verstärker bzgl Drift (Chopper) ist dann die Aufgabe :) Gruß Henrik
Jetzt stellt euch nicht so an. Mit einem Lock-in ist das Ganze geschenkt. Der Lock-in moduliert die Messung und macht so Thermospannungen und Offsets weg, und verschiebt die Messung aus dem 1/f Rausch Bereich. Ich musste kuerzlich auch Temperaturen messen. Der Widerstand war ein PTC, der hatte einen Bereich von 50 Ohm bis 10k, und durfte nur mit 2mV max beaufschlagt werden. Ich verwendete einen Spannungsteiler aus dem PTC und einem 1M und erregte mit 100mV. Die zu messenden Spannungen verteilten sich dann zwischen 50uV und 1mV. Modulationsfrequenz 20Hz. Auch die 50uV waren noch mit ueber 3 Stellen stabil ablesbar. Der Messwiderstand war uebrigens mit 7 signifikanten Stellen kalibriert, nicht guenstig.
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Thomas schrieb: > An NTCs mit hohem Temperaturkoeffizient hatte ich auch schon gedacht, > allerdings war ich mir nicht sicher ob die hier wirklich den Pts > überlegen sind. Je nach absoluter Temperatur sind die NTC überlegen -- oder halt nicht. Es gibt da einen schönen Fachartikel von Kamil Kraus, der im Raumtemperturbereich eine Schaltung für Auflösung besser 5mK vorstellt und diskutiert. Ganz ohne LogIn Amp, simple Weathstone Brücke mit OPV im Differenzzweig. Sowas hat schon in dne 1970er Jahren prima funktioniert. Ebenso was Schönes mit IC-Thermosensoren von Analog Devices, in den 80ern in der Zeitschrift "Elektronik". Auflösung war IMHO 2mK Usf. Kurz: Erzähl uns a bisserl mehr über die Randbedingungen Deines Aufbaues, dann suchen wir Dir sicher was aus dem (un)endlichen Fundus des Web&Bibliotheken. Pt1000 wird es sicher nicht werden, soweit ist der Thread ja schon gediehen.
>Mit ner Thermosäule zur Messung von kleinen Differenztemperaturen hab >ich vor einiger Zeit schon mal experimentiert. In der Praxis scheint mir >das aber nur praktikabel realisierbar wenn man sehr viel Platz hat oder >eine Hohe Wärmeleitung zwischen beiden Seiten kein Problem für die >Messung darstellt. Wie kommst du da drauf? Thermoelemente kann ich sehr hochohmig messen. Wenn ich die Thermosäule aus Draht mit 0,1 mm Durchmesser oder noch dünner mache, gibt es weder Platzprobleme noch Probleme mit Wärmeleitung. Die elektrische Isolation kann man mit den üblichen Isolierlacken für Kupferlackdraht machen. Aber jeder wie er glaubt.
Weshalb sollen PT1k nicht passend sein? Natuerlich kann man's mit denen machen. Die gibt es auch in kleinen geometrischen Groessen. Und die kleinen Spannungen sind auch messbar.
@ Georg, mein Aufbau sah so aus wie du beschreibst. Aber bei einem 10-fachen Element sind das schon 20 Drähte. So eine „Litze“ aus Konstantan/Kupfer ist nicht sonderlich flexibel und zudem sehr empfindlich, ein Drahtbruch und es ist vorbei. An den Enden kommen dann noch die Verbindungen der Drähte hinzu plus Isolierung. Meine Hochachtung für den der das in einem Volumen von einem Pt-Wiederstandsensor unterbringt. Das ist keine Frage des Glaubens sondern des Machens. @Andrew: wie schon angedeutet, gemessen werden die Temperaturen von Bauteilen aus Metall. Bei kleinen Temperaturdifferenzen sollte der Messfehler unter 10mK liegen wobei 1% Messgenauigkeit (der Temperaturdifferenz) immer ausreicht. Der Platz für die Sensoren ist begrenzt, etwa 3x2x4mm stehen zu Verfügung. Ein Lock-in-Verstärker scheint mir dafür nicht erforderlich, die auftretenden Thermospannungen sind klein im Vergleich zum Messsignal. Das 1/f Rauschen sollte man mit einem Chopper-OpAmp (z.B. LTC1050) in den Griff bekommen oder? Hab jetzt aber schon den INA333 vorgesehen, wie sieht es bei dem mit dem 1/f-Rauschen aus?
Thomas schrieb: > @ Georg, mein Aufbau sah so aus wie du beschreibst. Aber bei einem > 10-fachen Element sind das schon 20 Drähte. So eine „Litze“ aus > Konstantan/Kupfer ist nicht sonderlich flexibel und zudem sehr > empfindlich, ein Drahtbruch und es ist vorbei. An den Enden kommen dann > noch die Verbindungen der Drähte hinzu plus Isolierung. Meine > Hochachtung für den der das in einem Volumen von einem > Pt-Wiederstandsensor unterbringt. Das ist keine Frage des Glaubens > sondern des Machens. > > @Andrew: wie schon angedeutet, gemessen werden die Temperaturen von > Bauteilen aus Metall. Bei kleinen Temperaturdifferenzen sollte der > Messfehler unter 10mK liegen wobei 1% Messgenauigkeit (der > Temperaturdifferenz) immer ausreicht. Der Platz für die Sensoren ist > begrenzt, etwa 3x2x4mm stehen zu Verfügung. Naja, 3x2mm² entspricht 1206, da bekommt man einige Thermoelemente mittels Inkjet draufgedruckt und muss sich nicht mit Drähten herumschlagen.
Thomas schrieb: > Hab jetzt aber schon den INA333 vorgesehen, wie > sieht es bei dem mit dem 1/f-Rauschen aus? Siehe Datenblatt. mfg klaus
Der INA333 sollte von 1/f rauchen unproblematisch sein, weil chopperstabilisiert. Man hat aber weiter Thermospannungen an den Leitungen / Kontakten und ggf. auch am PT1000 sensor selber an den Anschlüssen. Das wird nicht viel sein, ist aber vermeidbar. Die modulierte Messung ist nicht mehr so auswendig: das kann man heute recht gut im µC machen. Man braucht also keinen extra LockinVerstärker als teures Gerät, sondern mehr eine etwas andere Software im µC und dann die Schaltung um die Versrogung der Brücke umzupolen und ggf. auszuschalten. Mit chopperstabiliseren OPs und gutem thermischen design kriegt man die Messung auch noch DC mäßig hin - die AC Anregung der Brücke ist aber ggf. der kleinere Aufwand und man kann die Leistung am Sensor auch kleiner wählen.
Lurchi schrieb: > Die modulierte Messung ist nicht mehr so auswendig: das kann man heute > recht gut im µC machen. Man braucht also keinen extra LockinVerstärker > als teures Gerät, sondern mehr eine etwas andere Software im µC und dann > die Schaltung um die Versrogung der Brücke umzupolen und ggf. > auszuschalten. Mit chopperstabiliseren OPs und gutem thermischen design > kriegt man die Messung auch noch DC mäßig hin - die AC Anregung der > Brücke ist aber ggf. der kleinere Aufwand und man kann die Leistung am > Sensor auch kleiner wählen. Ja, es ist mit AC machbar. Nein, nötig ist dies nicht. Die Stromrichtung umkehren und ggf. noch am ADC die Eingänge zu vertauschen läuft bei mir zumindest unter DC. Lesestoff: 3.3.2 Thermoelectric EMFs and Offset Compensation Methods in Keithleys Low Level Measurements Handbook oder SUPER-THERMOMETER: THEORY OF OPERATION Fluke ehemals Hart Scientific oder Substitutionsmessung http://microk-isotech.blogspot.de/ Passende ADCs: ADS1262, AD7124-8 oder MAX11254. Alle wären sowohl für die Methode mit PTx (u.a. integrierte Stromquellen) als auch für die Thermoelementvariante geeignet. Rauschen liegt bei allen und der hier möglichen Verstärkung bei z.B. 10 SPS im Bereich 15 nV bis 20 nV RMS
Eigenerwärmung berücksichtigen! Bei kleinen Pt100 /Pt1000 Chip-Sensoren ist die Eigenerwärmung nicht unerheblich! z.B. Pt100 mit 1kOhm an 5V habe ich schon 300mK gemessen!! Die verheizte Leistung am Pt ausrechnen!
schau dir mal das datenblatt von ref200 von TI an. 2+100uA ref Stromquelle +Stromspiegel
Nach gut 2 Jahren Pause in der Diskussion sollte das Thema erledigt sein!
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