Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung

Keksstein schrieb:
> Wie man sieht ist an der Schaltung selbst noch nichts kompensiert, ich
> muss irgendwie einen dominanten Pol schaffen denke ich. Ehrlich gesagt
> blick ich da aber noch nicht durch, habt Ihr Tipps wo man ansetzen kann?
> Ich bin sicher man kann an einem Hochimpedanzknoten geschickt die
> Millerkapazität zur Kompensation nutzen, dann bleibt die Slew Rate auch
> schön hoch. Nur wie? Was ist von der Schaltung zu halten?

Indem man die Kaskoden weglässt und die Rückwirkungskapazität von Q9/14 
durch externe Kondensatoren vergrößert und/oder die Stabilisierung durch 
die Emitterwiderstände des Diff macht. Allerdings sinkt dadurch die 
Leerlaufverstärkung, so dass man weniger Gegenkopplungsgrad hat, man 
muss da einen Kompromiss finden. Die Kaskoden schränken außerdem die 
Ausgangsaussteuerbarkeit stark ein.

R8/R11 erzeugen Spannungsverstärkung mit Millerrückwirkung auf die Basis 
von Q16A/D, was zu einem Pol in der Rückkopplung und daher verminderter 
Phasenreserve führt -> weglassen. Wenn man die Kollektoren von Q16A und 
Q16D an die Emitter von Q4/Q9 anschließt, bekommt man etwa die 
gewünschte Spannung (Early-Effekt) und zusätzlichen Stromhub in Q4/Q9.

Mosfets in der Endstufe verschärfen das Problem des Ruhestromabgleichs 
nur, weil deren Ugs viel unbestimmter ist als bei BiPos. Außerdem nimmt 
die Ausgangsaussteuerbarkeit nochmals deutlich ab.

Keksstein schrieb:
> Q1 wird nahe den Ausgangstransistoren montiert und dient der
> Temperaturstabilisierung

Sinnlos, funktioniert nicht. Q1 sieht nicht die Sperrschichttemperatur 
der Endstufentransistoren, sondern nur bestenfalls die Gehäusetemperatur 
und das auch nur mit deutlicher zeitlicher Verzögerung. Q1 kann das 
thermische Hochlaufen kaum verhindern, das machen die 
Emitterwiderstände.

Vielen Dank für Deine Antwort!

>Indem man die Kaskoden weglässt und die Rückwirkungskapazität von Q9/14
>durch externe Kondensatoren vergrößert und/oder die Stabilisierung durch
>die Emitterwiderstände des Diff macht. Allerdings sinkt dadurch die
>Leerlaufverstärkung, so dass man weniger Gegenkopplungsgrad hat, man
>muss da einen Kompromiss finden. Die Kaskoden schränken außerdem die
>Ausgangsaussteuerbarkeit stark ein.

Gibt es keinen Weg die Schaltung "schnell" zu lassen? Die Slew Rate 
intern stark zu begrenzen gefällt mir nicht, lassen sich Rückschlüsse 
auf die Phasenreserve nur mit Kompensation durch die Emitterwiderstände 
im Differenzverstärker machen? Das Konzept ist ja möglichst 
gleichbleibende Verstärkung über Frequenz (<20kHz) und hohe Bandbreite 
um mit der GK zusätzlich zu linearisieren.

>R8/R11 erzeugen Spannungsverstärkung mit Millerrückwirkung auf die Basis
>von Q16A/D, was zu einem Pol in der Rückkopplung und daher verminderter
>Phasenreserve führt -> weglassen. Wenn man die Kollektoren von Q16A und
>Q16D an die Emitter von Q4/Q9 anschließt, bekommt man etwa die
>gewünschte Spannung (Early-Effekt) und zusätzlichen Stromhub in Q4/Q9.

Habe ich im Schaltplan übernommen, ich rechne noch durch und passe die 
Widerstände an. Danke für den Tipp!

>Sinnlos, funktioniert nicht. Q1 sieht nicht die Sperrschichttemperatur
>der Endstufentransistoren, sondern nur bestenfalls die >Gehäusetemperatur
>und das auch nur mit deutlicher zeitlicher Verzögerung. Q1 kann das
>thermische Hochlaufen kaum verhindern, das machen die
>Emitterwiderstände.

Reichen die Emitterwiderstände dazu aus oder geht die Schaltung 
irgendwann "hoch"? Weil ich gerne mit SMD Bauteilen arbeiten würde ist 
eine thermische Kopplung zwischen den Emitterfolger Endtransistoren auch 
nicht so einfach machbar.

lg,
Jan

Anbei die Schaltung mit den neu berechneten Widerständen.
Ist der Aufbau so gut oder gibt es weitere Dinge die verbessert werden 
können?

Entschuldigt bitte die weitere Editierung, ich hatte gerade die Idee 
statt R17 + R18 eine weitere LED einzufügen und die Emitterwiderstände 
anzupassen. Ich erhoffe mir durch die Kennlinie der LED den Ruhestrom 
der Endstufe konstanter halten zu können. (Uf_LED - Ube_Q11 - Ube_Q12) / 
(R1 + R2) = I_Q11/12

Keksstein schrieb:
> Gibt es keinen Weg die Schaltung "schnell" zu lassen?

Die Schaltung ist doch schnell, deine 20kHz Leerlaufbandbreite sind so 
jedenfalls kein Problem. Und einen tiefliegenden dominierenden Pol 
brauchst du, damit eine hohe Phasenreserve für guten Frequenzgang und 
Impulsverhalten machbar ist. So Basteleien mit Pol-Nullstellen-Korrektur 
für etwas höhere Bandbreite würde ich nicht machen, weil dabei ein 
Bereich geringerer Phasenreserve auftritt, der letztlich das 
Impulsverhalten versaut. Das kann man sich sehr schön in den 
Datenblättern solcher OPV ansehen, z.B. LT1028/LT1128.

> lassen sich Rückschlüsse
> auf die Phasenreserve nur mit Kompensation durch die Emitterwiderstände
> im Differenzverstärker machen?

Man kann solche Schaltungen so dimensionieren, dass allein die 
Kollektor_Basis-Kapazität der Spannungsverstärkerstufen zur 
Frequenzgangkorrektur ausreicht, wenn man mit den Emitterwiderständen 
die Leerlaufverstärkung so einstellt. Mit der Leerlaufverstärkung stellt 
man doch unmittelbar auch die Schleifenverstärkung und damit die 
Verstärkungs- bzw. Phasenreserve ein.

> Das Konzept ist ja möglichst
> gleichbleibende Verstärkung über Frequenz (<20kHz) und hohe Bandbreite
> um mit der GK zusätzlich zu linearisieren.

Aus eigener Erfahrung kann ich sagen, dass man mit dem Konzept bei 20kHz 
Lerrlaufbandbreite ohne weiteres eine Schleifenverstärkung von 60dB 
hinbekommt, die dann den Leerlaufklirrfaktor von ungefähr 1% etwa um den 
Faktor 1000 reduzieren kann.

Keksstein schrieb:
> Reichen die Emitterwiderstände dazu aus oder geht die Schaltung
> irgendwann "hoch"?

Wenn der Gesamtwärmewiderstand der Endstufe kleiner als 333K/W ist, 
reichen die 10R aus.

>So Basteleien mit Pol-Nullstellen-Korrektur
>für etwas höhere Bandbreite würde ich nicht machen, weil dabei ein
>Bereich geringerer Phasenreserve auftritt, der letztlich das
>Impulsverhalten versaut. Das kann man sich sehr schön in den
>Datenblättern solcher OPV ansehen, z.B. LT1028/LT1128.

Wie würdest du dann an der Schaltung ansetzen? Wirklich die Kaskode 
rausschmeißen? Die Theorie hinter Bode Diagrammen und Phasenreserve 
fällt mir noch sehr schwer, da hebe ich noch keinen Durchblick.

>Man kann solche Schaltungen so dimensionieren, dass allein die
>Kollektor_Basis-Kapazität der Spannungsverstärkerstufen zur
>Frequenzgangkorrektur ausreicht, wenn man mit den Emitterwiderständen
>die Leerlaufverstärkung so einstellt. Mit der Leerlaufverstärkung stellt
>man doch unmittelbar auch die Schleifenverstärkung und damit die
>Verstärkungs- bzw. Phasenreserve ein.

Sowas lässt sich doch sicher in LTSpice simulieren, die Mathematik 
dahinter ist bestimmt nicht einfach?

>Aus eigener Erfahrung kann ich sagen, dass man mit dem Konzept bei >20kHz
>Lerrlaufbandbreite ohne weiteres eine Schleifenverstärkung von 60dB
>hinbekommt, die dann den Leerlaufklirrfaktor von ungefähr 1% etwa um >den
>Faktor 1000 reduzieren kann.

100dB Klirrdämpfung reichen mir mit Sicherheit :-)

Keksstein schrieb:
> Wie würdest du dann an der Schaltung ansetzen?

Hängt von den Anforderungen und deren Gewichtung ab. Vor langer Zeit 
habe ich auch solche Schaltungen wie du gemacht, von denen ich einen 
Entwurf mal angehängt habe. Einige deiner Forderungen sind wohl erfüllt.

Danke für die Mühe! Für den relativ "einfachen" Aufbau sind die Daten ja 
schon sehr gut.
Mir geht es um bestmögliche Audio Performance, sprich geringstmögliche 
Verzerrungen, keine Überschwinger bei der Rechteckantwort, Klirrfaktor 
über den Hörbereich gleichbleibend niedrig, geringes Rauschen und fähig 
auch niederohmige Lasten sauber zu treiben. Ruhestrom ist mir weitgehend 
egal. Außerdem versteht man am realen Aufbau beim Testen immer besser 
die zusammenhänge, zumindest mir geht es so.

ließt sich so als gäbe es noch "bessere" Konzepte, hast du da vielleicht 
einen Tipp?

Keksstein schrieb:
> ließt sich so als gäbe es noch "bessere" Konzepte

Ja. Man muss sich entscheiden, ob man mit dem Pegel steigende oder 
abnehmende Verzerrungen haben will. Die AB-Schaltungen machen weniger 
Verzerrungen mit steigendem Pegel (weil die Übernahmeverzerrungen bei 
großen Pegeln weniger ins Gewicht fallen), A-Schaltungen verhalten sich 
umgekehrt. Ich machte dann Gegentakt-A-Schaltungen. Wenn die 
Fourier-Analyse einen Klirr von unter 1µ% anzeigt wird einem ganz warm 
ums Herz.

>Wie kommst Du auf 100dB Klirrdämpfung, meinst Du 1% * 60dB?

1% THD bedeutet eine Klirrdämpfung von 40dB, ArnoR schreib das durch die 
GK die Verzerrungen nochmal um den Faktor 1000 (die 60dB) sinken. Macht 
gesamt 100dB (was ja auch ganz gut mit der Simulation von oben 
übereinstimmt)

Die Kompensation der Temperaturdrift über den Transistor als VBE 
multiplier ist zwar nicht perfekt, aber immer noch viel besser also sich 
auf einen konstanten Ruhestrom der Schaltung zu verlassen. Ein Problem 
der Schaltung mit NPN und PNP Differenzstufe ist nämlich gerade das 
schon der Ruhestrom der VAS Stufe nicht besonders stabil ist und wenn 
man Pech hat ggf. schon weg läuft oder je nach Wahl der Transistoren 
abgeglichen werden muss.

Ob die Schaltung stabil wird kann ich nicht so ohne weiteres 
überblicken. Eine gute Linearität würde ich aber eher nicht erwarten: 
die Bandbreite der Differenzverstärkerstufen dürfte wegen der wirksamen 
Millerkapazitäten eher gering sein und entsprechend die zulässigen GBW 
klein. D.h. ohne extra kondensatoren zu Kompensation wird es so eher 
nicht stabil werden, trotz der eher geringen open loop Verstärkung.
Da dürfte man bei THD irgendwo auf dem Niveau wie beim 741 liegen, wenn 
man Glück hat und der Ruhestrom nicht zu sehr weg läuft. Besser als ein 
LM358 wird es vermutlich aber schon werden.

>Ja. Man muss sich entscheiden, ob man mit dem Pegel steigende oder
>abnehmende Verzerrungen haben will. Die AB-Schaltungen machen weniger
>Verzerrungen mit steigendem Pegel (weil die Übernahmeverzerrungen bei
>großen Pegeln weniger ins Gewicht fallen), A-Schaltungen verhalten sich
>umgekehrt. Ich machte dann Gegentakt-A-Schaltungen. Wenn die
>Fourier-Analyse einen Klirr von unter 1µ% anzeigt wird einem ganz warm
>ums Herz.

Gerade bei kleinem Pegel sind unsere Ohren ja empfindlicher auf 
Verzerrungen, das scheint mir der bessere Weg zu sein. "Meine" Schaltung 
läuft doch an üblichen Lasten schon in Klasse A (in den Endtransistoren) 
durch den recht hohen Ruhestrom, oder nicht? Die Stufen davor (bis auf 
den Diff) bekommen ja auch schon gut Strom, lohnt es sich da nochmal 
mehr fließen zu lassen? Wie gesagt Ruhestrom ist mir ziemlich egal 
solange es nicht mehrere 100mA für eine "nicht" Endstufe sind.

>Die Kompensation der Temperaturdrift über den Transistor als VBE
>multiplier ist zwar nicht perfekt, aber immer noch viel besser also sich
>auf einen konstanten Ruhestrom der Schaltung zu verlassen. Ein Problem
>der Schaltung mit NPN und PNP Differenzstufe ist nämlich gerade das
>schon der Ruhestrom der VAS Stufe nicht besonders stabil ist und wenn
>man Pech hat ggf. schon weg läuft oder je nach Wahl der Transistoren
>abgeglichen werden muss.

Deshalb denke ich LED5 ist ein guter Weg den Ruhestrom in der Endstufe 
stabil zu halten, grüne LEDs haben nach Studium diverser Datenblätter 
oft eine relativ Steile Kennlinie. Die Idee ist dadurch den Ruhestrom in 
Q11 & Q12 stabil zu halten auch wenn die Treiberstufe davor wegdriftet.

Ich hatte am Anfang über jeder Differenzstufe einen Stromspiegel 
vorgesehen nur dann klappt der "Trick" mit der Kaskode so nicht mehr. 
Konsequenz dessen ist das matched Quad in der Diff, wie stabil das wird 
kann ich aber leider (noch) nicht abschätzen.

>Eine gute Linearität würde ich aber eher nicht erwarten:
>die Bandbreite der Differenzverstärkerstufen dürfte wegen der wirksamen
>Millerkapazitäten eher gering sein und entsprechend die zulässigen GBW
>klein.

Bekomme ich das nicht mit mehr Strom durch die Eingangsstufe (= 
niederohmiger) in den Griff? Eventuell könnte man dort die Kaskode 
verwenden, den Dominanten Pol schaffen indem die Kaskode in der 
Treiberstufe rausfällt so wie ArnoR es vorgeschlagen hat.

>Da dürfte man bei THD irgendwo auf dem Niveau wie beim 741 liegen, >wenn man 
Glück hat und der Ruhestrom nicht zu sehr weg läuft.

Das klingt nicht wirklich gut...

Keksstein schrieb:
> "Meine" Schaltung
> läuft doch an üblichen Lasten schon in Klasse A (in den Endtransistoren)
> durch den recht hohen Ruhestrom, oder nicht?

Schon, nur ist die Stufe nicht sonderlich linear, und man braucht die 
bei A-Betrieb auch überhaupt nicht.

Keksstein schrieb:
> Sowas lässt sich doch sicher in LTSpice simulieren, die Mathematik
> dahinter ist bestimmt nicht einfach?

Hallo, na klar! Und es macht deutlich mehr Spass, als nur mit dem 
Lötkolben zu hantieren. Natürlich muß man irgendwann mal an die 
Hardware, aber in der Simulation raucht einfach nichts ab.
Außerdem lohnt es sich, intensiv im Netz nach Schaltungen zu suchen. Da 
gibt es jede Menge Beispiele. Auch zu dem Problem der "hohen" 
Spannungen.
Viel Spass beim Basteln!
Gruß Rainer

PS, und die Simulation zeigt schnell, dass die meisten Schaltungen Murks 
sind!
Also Glückauf
Rainer

Guten Abend,

damit Ihr nicht denkt Eure Tipps waren umsonst, es ging weiter mit der 
Schaltung ;-)

Die ursprüngliche Schaltung wurde um Emitterfolger erweitert, je nach 
Anforderung muss nur der erste bestückt werden. Für einen ziemlich 
überdimmensionalen Kopfhörerverstärker z.B. dann alle 4. (Ursprünglich 
wollte ich 2 DPAK Transistoren oder ähnliches verwenden aber sowas gibts 
fast nicht mehr für Linearen Betrieb, deshalb 4 SOT223) Zusätzlich gibt 
es einen SOA Schutz um Q3 und Q5 damit der OPV wie die integrierten 
Schaltungen dauerhaft Kurzschlussfest ist. Fallen an den 
Emitterwiderständen des ersten Transistors über ~2,6V ab (55mA) klaut 
ihm der Schutztransistor den Basisstrom, ich habe Sicherheitsreserven 
gelassen sodass dieser primitive Schutz reichen müsste. Durch die recht 
hochohmigen Emitterwiderstände sollte der Ruhestrom auch thermisch 
stabil bleiben.

C218 und C219 sollen die Stufe im Notfall stabil machen, sind 
normalerweise nicht bestück.

Ich habe eine vergleichbare Schaltung in einem kaufbaren (Audio) 
Vorverstärker gefunden, zumindest der Differenzverstärker am Eingang ist 
ähnlich.

http://bilder.hifi-forum.de/medium/655060/vxpro-2_197197.png

Dort sind vor den Basen der Transistoren am Eingang (Bei mir THAT340) 
jeweils Vorwiderstände geschaltet. Ich kann mir das gerade nicht 
erklären, habt Ihr eine Idee?
Durch den komplett komplementären Aufbau und das Array am Eingang hoffe 
ich das ich eine Klirrdämpfung deutlich über 100dB bekomme, die 
verlinkte Schaltung schafft das scheinbar schon.
Die Probleme der Schaltung gibt es weiterhin, Hohe Ruhestromaufnahme 
wegen Klasse A im normalbetrieb und das der Ausgang nicht sehr weit an 
die Betriebsspannung ausgesteuert werden kann, die Schaltung "schluckt" 
relativ viel. Beides ist mir egal, ich hoffe bei +-35V Versorgung 20Veff 
am Ausgang erreichen zu können bei niederohmigen Lasten.
(das sollte so noch OK sein, die Endtransistoren haben eine Vce_max von 
80V. So nahe will ich da nicht ran)

Ich wollte nochmal nach Euren Meinungen fragen, die Platine würde ich 
dann in Auftrag geben und ausprobieren/optimieren. Dazu muss aber die 
Schaltung grundsätzlich passen. Ganz wichtig ist das sie bei Verstärkung 
1, also als Impedanzwandler, stabil und mit Überschwinger "freier" 
sauberen Rechteckantwort läuft. Da bin ich im Moment nicht so sicher.

Gruß,
Jan

Die Schaltung sieht nicht vielversprechend aus - eher eine schlechte 
Umsetzung. Vor allem die Leerlaufverstärkung dürfte klein sein und der 
Klirrfaktor damit eher hoch - eher nicht besser als ein 741.

Die Schaltung sollte man vor dem realen Aufbau wirklich simulieren.

Es gibt 2 erkennbare und leicht zu behebende Schwächen:
Einmal die Drift und fehlende Einstellbarkeit des Ruhestromes der 
Emitterfolger-Endstufe, weil die LEDs eher nicht passen um die 4 BE 
Übergänge zu kompensieren. Es wäre damit zu rechnen, dass der Ruhestrom 
mit steigender Temperatur recht schnell zunimmt. Normal gleicht man bei 
AB Audioverstärken den Ruhestrom so ab, dass der Klirrfaktor minimal 
wird. Diese Möglichkeit sollte man nutzen, etwa indem man den Üblichen 
VBE Verstärker nutzt.

Die 2. kleine Schwachstelle ist, dass R292 / R293 zum Ausgang gehen. 
Besser wäre es die Verbindung zu kappen, also nur einen Widerstand für 
den Ruhestrom der 1. Stufe der Darlingtonstufe. So wie gezeichnet wäre 
der Eingangsstrom relativ stark vom Ausgangsstrom abhängig. Wegen der 
sehr hochohmiger Stufe davor hätte man mit massiven Verzerrungen zu 
rechnen.

Es spricht nicht viel dafür, dass er Verstärker einen geringen 
Klirrfaktor erreichen wird. Es gibt eher Probleme mit einer geringen 
Verstärkung. An der geringen Verstärkung kann man allerdings nicht so 
einfach etwas ändern, die ist nötig, damit der Ruhestrom definiert 
bleibt.

Wenn man auf 20 V_eff = 56 V_pp zu erreichen,könnte es mit +-35 V knapp 
werden. Es gehen schon etwa 6 V (4 V von der Vorstufe, ca. 1.5-2 V vom 
Emitterfolger) an jeder Seite Verloren.

Hallo Lurchi,

>Es spricht nicht viel dafür, dass er Verstärker einen geringen
>Klirrfaktor erreichen wird. Es gibt eher Probleme mit einer geringen
>Verstärkung. An der geringen Verstärkung kann man allerdings nicht so
>einfach etwas ändern, die ist nötig, damit der Ruhestrom definiert
>bleibt.

Die selbe Eingangsstufe funktioniert ja im oben verlinkten Schaltplan 
mit wenig Klirr. Siehst Du hier einen Unterschied zu "meiner" Schaltung?

>Es gibt 2 erkennbare und leicht zu behebende Schwächen:
>Einmal die Drift und fehlende Einstellbarkeit des Ruhestromes der
>Emitterfolger-Endstufe, weil die LEDs eher nicht passen um die 4 BE
>Übergänge zu kompensieren. Es wäre damit zu rechnen, dass der Ruhestrom
>mit steigender Temperatur recht schnell zunimmt. Normal gleicht man bei
>AB Audioverstärken den Ruhestrom so ab, dass der Klirrfaktor minimal
>wird. Diese Möglichkeit sollte man nutzen, etwa indem man den Üblichen
>VBE Verstärker nutzt.

Es ist ja nur ein Leistungs-OPV, die Emitterwiderstände müssen deshalb 
nicht so niederohmig wie möglich sein. Ich hätte erwartet das das den 
Ruhestrom stabil genug hält, in der Simulation sehe ich das halt leider 
nicht. Lässt sich das nachrechnen?
Normalerweise nehmen die Verzerrungen doch mit steigendem Ruhestrom ab, 
man bekommt nur ein thermisches Problem irgendwann. Ich habe deshalb 
einfach einen ziemlich hohen Ruhestrom genommen, damit läuft die Stufe 
bei den meisten Lasten in Klasse A. Ich sehe in Bezug auf den 
Klirrfaktor keinen Grund den Ruhestrom Abgleichbar zu machen, nur falls 
die Stufe thermisch wegläuft. Würde ich aber gerne vermeiden Abgleichen 
zu müssen ;-)

>Die Schaltung sollte man vor dem realen Aufbau wirklich simulieren.

Habe ich gestern Abend schon erledigt, daher kommen C218/C219. ;-)
Simulation ist angehängt, ich bekomme leider die richtigen Transistoren 
nicht in Spice importiert. Kann mir jemand sagen wie ich den Klirrfaktor 
der Schaltung und das Rauschen am Ausgang richtig simulieren kann?

>Die 2. kleine Schwachstelle ist, dass R292 / R293 zum Ausgang gehen.
>Besser wäre es die Verbindung zu kappen, also nur einen Widerstand für
>den Ruhestrom der 1. Stufe der Darlingtonstufe. So wie gezeichnet wäre
>der Eingangsstrom relativ stark vom Ausgangsstrom abhängig. Wegen der
>sehr hochohmiger Stufe davor hätte man mit massiven Verzerrungen zu
>rechnen.

Das muss ich mir in der Simulation ansehen, verstehe ich im Moment nicht 
warum die Verzerrungen steigen sollen. Danke schonmal für den Hinweis!

Gruß,
Jan

Ich habe es geschafft die Verzerrungen der Schaltung zu simulieren. 
Error Log spuckt folgendes aus:

-> Total Harmonic Distortion: 0.000099%

Über 120dB Klirrdämpfung. Wenn das stimmt sagenhaft, so genau bekomme 
ich das nicht gemessen. (Soundkarte)
Der Generator am Eingang wurde mit 0.000001% (-160dB) simuliert.

Verstärkung 1 ist kein Problem, keine Überschwinger zu sehen.

Einziges Problem: Das Transistor Array packt die +-35V nicht, da muss 
ich suchen oder diskrete Bauteile verwenden.
Das Offsetproblem löse ich im Notfall extern.

Gruß,
Jan

Keksstein schrieb:
> Ich hätte erwartet das das den
> Ruhestrom stabil genug hält, in der Simulation sehe ich das halt leider
> nicht. Lässt sich das nachrechnen?

Ja. Die Emitterwiderstände müssen dieser Gleichung genügen:
RE>RthjU*Uce*TKUbe
dann ist die Endstufe ruhestromstabil.

Keksstein schrieb:
> daher kommen C218/C219

Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs.
Die Leerlaufbandbreite der Schaltung ist nichtmal 200Hz. 
Leerlauffrequenzgang und Leerlaufphasengang sehen sehr seltsam aus.

Was ist von deinen oben aufgestellten Forderungen übrig geblieben?

Hallo ArnoR,

>Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs.
>Die Leerlaufbandbreite der Schaltung ist nichtmal 200Hz.
>Leerlauffrequenzgang und Leerlaufphasengang sehen sehr seltsam aus.

Das war mir entgangen, war so natürlich nicht geplant. Ich kämpfe gerade 
noch mit Spice.
Wo kann ich ansetzen damit die Schaltung schnell bleibt und stabil wird?
Mich fragt wie die Simulation dann auf den niedrigen Klirrfaktor 
gekommen ist.

>Ja. Die Emitterwiderstände müssen dieser Gleichung genügen:
>RE>RthjU*Uce*TKUbe
>dann ist die Endstufe ruhestromstabil.

Danke!

Gruß,
Jan

Den Ruhestrom der Endstufe kriegt man einigermaßen stabil mit einem VBE 
Mulitpier statt der festen Spannung. Wegen der relativ großen 
Emitterwiderstände ist die Einstellung nicht so kritisch, das könnten 
ggf. auch einfach 2 feste Widerstände sein. Solange man im Klasse A 
Bereich bleibt ist der genaue Wert auch nicht so kritisch. Das kommt 
erst wenn der Übergang zur Klasse B kommt - da kann man mit dem 
passenden Strom ggf. schon noch etwas gewinnen.

Ein erster Schritt um sich die Verzerrungen anzusehen ist es sich die 
Differenz über den Eingang des Differenzverstärkers anzusehen. Da kann 
man dann auch gleich die Verstärkung abschätzen. Das geht ggf. besser 
mit einem Sinussignal, weil man so nicht durch die zu erwartende 
Phasenverschiebung irritiert wird. Zumindest in der Simulation und im 
Klasse A Bereich sieht es  gut aus. Die Verstärkung ist mit ca. 15000 
fach bei 1 kHz auch nicht so schlecht wie befürchtet, aber auch nicht 
super gut. Wenn man in den Klasse B Bereich kommt sieht man ein paar 
Abweichungen vom Sinus, aber auch nicht schlimm. Die Frage ist ggf. ein 
wenig wie gute die Modelle sind - bei der Syymetrischen Eingangsstufe 
fällt ggf. der Erste nichtlineare Term größtenteils weg, und ob der 
nächste mit im Modell drin ist, ist die Frage.
Bei der relativ hohen Verlustleistung kommen ggf. thermische Effekte mit 
rein, die so nicht in der Simulation sind.


Der Vorgesehene Ruhestrom der Endstufe ist reichlich hoch - damit läuft 
der Verstärker schon richtig heiß.

Das Rauschen kann man einfach mit LTspice simulieren, für die meisten 
Transistoren passen die Rauschwerte einigermaßen. Wichtig ist auch 
sowieso vor allem die Eingangsstufe. Beim Rauschen sollte man auch auf 
das Stromrauschen achten - so wie gezeigt ist der Eingang gut beim 
Spannungsrauschen, aber mit hohem Stromrauschen. Damit ist der 
Verstärker nur gut für niederohmige Quellen (z.B. < 500 Ohm). Je nach 
Quelle sollte man die Eingangsstufen mit deutlich (z.B. Faktor 10) 
weniger Strom betreiben, was leider auch Rückwirkungen auf die 
Geschwindigkeit hat.

ArnoR schrieb:
> Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs.

Obwohl bei V3 tfall=0 und trise=0 gesetzt ist, liefert die Quelle die 
100µs-Flanken. K.A. wieso das so ist.

ArnoR schrieb:
> Die Leerlaufbandbreite der Schaltung ist nichtmal 200Hz.
> Leerlauffrequenzgang und Leerlaufphasengang sehen sehr seltsam aus.

Das muss ich korrigieren, irgend ein blöder Fehler mit dem blöden 
LTSpice ist mir da passiert. Nachdem ich nochmal die Datei runtergeladen 
und ac-simuliert habe, gibt es ganz andere Ergebnisse. Nun ist Frequenz- 
und Phasengang normal, Vo=90dB mit -3dB bei etwa 400Hz.

>Den Ruhestrom der Endstufe kriegt man einigermaßen stabil mit einem VBE
>Mulitpier statt der festen Spannung. Wegen der relativ großen
>Emitterwiderstände ist die Einstellung nicht so kritisch, das könnten
>ggf. auch einfach 2 feste Widerstände sein. Solange man im Klasse A
>Bereich bleibt ist der genaue Wert auch nicht so kritisch. Das kommt
>erst wenn der Übergang zur Klasse B kommt - da kann man mit dem
>passenden Strom ggf. schon noch etwas gewinnen.

Das mit den Widerständen hatte ich auch überlegt, dann ist der Ruhestrom 
aber meiner Meinung nach wirklich sehr abhängig von der Eingangsstufe. 
Die LEDs haben durch ihre Kennlinie ja schon einen Stabilisierenden 
Effekt.

>Ein erster Schritt um sich die Verzerrungen anzusehen ist es sich die
>Differenz über den Eingang des Differenzverstärkers anzusehen. Da kann
>man dann auch gleich die Verstärkung abschätzen. Das geht ggf. besser
>mit einem Sinussignal, weil man so nicht durch die zu erwartende
>Phasenverschiebung irritiert wird. Zumindest in der Simulation und im
>Klasse A Bereich sieht es  gut aus. Die Verstärkung ist mit ca. 15000
>fach bei 1 kHz auch nicht so schlecht wie befürchtet, aber auch nicht
>super gut. Wenn man in den Klasse B Bereich kommt sieht man ein paar
>Abweichungen vom Sinus, aber auch nicht schlimm. Die Frage ist ggf. >ein
>wenig wie gute die Modelle sind - bei der Syymetrischen Eingangsstufe
>fällt ggf. der Erste nichtlineare Term größtenteils weg, und ob der
>nächste mit im Modell drin ist, ist die Frage.
>Bei der relativ hohen Verlustleistung kommen ggf. thermische Effekte >mit rein, 
die so nicht in der Simulation sind.

Ich muss dazu nochmal erwähnen, die Transistoren in der Simulation sind 
komplett andere als später in der Schaltung. Ich bekomme die Modelle für 
THA340, BC850/960 und BCP56/BCP53 nicht importiert. In echt sieht es 
wohl besser aus.

>Der Vorgesehene Ruhestrom der Endstufe ist reichlich hoch - damit >läuft der 
Verstärker schon richtig heiß.

Ja, das weiß ich. Die Kühlfläche ist aber relativ groß und im Notfall 
kann man einen Kühlkörper von hinten aufsetzen. Der SOA Schutz passt 
noch nicht, im Kurzschlussfall sind es bis zu 3W pro Transistor. Das 
kann SOT223 nicht.

>Das Rauschen kann man einfach mit LTspice simulieren, für die meisten
>Transistoren passen die Rauschwerte einigermaßen. Wichtig ist auch
>sowieso vor allem die Eingangsstufe. Beim Rauschen sollte man auch auf
>das Stromrauschen achten - so wie gezeigt ist der Eingang gut beim
>Spannungsrauschen, aber mit hohem Stromrauschen. Damit ist der
>Verstärker nur gut für niederohmige Quellen (z.B. < 500 Ohm). Je nach
>Quelle sollte man die Eingangsstufen mit deutlich (z.B. Faktor 10)
>weniger Strom betreiben, was leider auch Rückwirkungen auf die
>Geschwindigkeit hat.

Die Quellen werden ziemlich niederohmig sein, das Stromrauschen ist 
deshalb nicht so wichtig.

>Obwohl bei V3 tfall=0 und trise=0 gesetzt ist, liefert die Quelle die
>100µs-Flanken. K.A. wieso das so ist.

Ja, das habe ich auch gesehen. Ich kämpfe seit heute morgen daran 
vernünftige Steile Flanken am Eingang zu bekommen um die Schaltung ein 
wenig zu "kitzeln".

Ich habe nochmal etwas daran geändert, die Kaskode ist rausgeflogen. 
Dadurch kann man mit relativ kleinen Cs kompensieren (4,7pF) eventuell 
reicht die parasitäre Kapazität vom Transistor ja. Dafür geht der 
BC860/850 hier nicht mehr wegen der Verlustleistung. Und der Klirrfaktor 
ist wesentlich höher (107dB Klirrdämpfung. Gut aber verbesserungswürdig)
ArnoR, wie hast Du den Leerlaufphasengang / Frequenzgang in Spice 
simuliert? Ich wüsste gerne welche Schaltung dynamisch besser ist.

Keksstein schrieb:
> wie hast Du den Leerlaufphasengang / Frequenzgang in Spice
> simuliert?

R21 mit einem 1kF-Kondensator überbrückt.
Aber so oft ich das nun mit der Originaldatei auch versuche, ich bekomme 
jetzt immer wieder den verkorksten Frequenzgang. LTSpice ich echt das 
Letzte.

Ich bekomme es im Moment nicht hin mir das Bode-Diagramm anzeigen zu 
lassen, bin noch am versuchen.
Eventuell muss man die Sachen die ich über Spice Directive eingegeben 
habe rauswerfen, das war nötig um eine Klirrarme AC Quelle zu bekommen.
Welche Schaltung ist vorzuziehen? Kaskode oder ohne? Die Idee ohne 
Kaskode hattest Du oben eingebracht, ich frage mich nun welches die 
bessere Schaltung ist.

Mir ist es gelungen einen Ersatz für die 4 Transistorpaare zu finden, ON 
Semi bietet den MJD243/MJD253 im DAPK, da sollte jeweils einer reichen. 
Damit arbeitet der SOA Schutz wie gewünscht, bei 260mA ist Schluss. Im 
Kurzschlussfall muss er maximal ~9W verheizen, das geht.

Keksstein schrieb:
> Ich wüsste gerne welche Schaltung dynamisch besser ist.

Dynamisch besser ist die Schaltung, die die höhere zweite Polfrequenz 
fp2 hat, denn die legt die Transitfrequenz ft<=1/2fp2 (für >60° 
Phasenreserve) bzw. das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt, also die Lage 
der grünen Kurve in Bild 1
Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"
fest.

Keksstein schrieb:
> Ich bekomme es im Moment nicht hin mir das Bode-Diagramm anzeigen zu
> lassen

Du musst für V3 im Spannungsquellen-Dialog rechts ein AC-Signal 
aktivieren und eine Simulationsdirektive .ac .... hinzufügen.

>1n oder 1p nehmen, dann geht es. Bei 0 tritt der genannte Effekt auf.

Oh super, danke für den Tipp!

Slew Rate von der Originalen Schaltung sieht mit den 220pF auch nicht so 
übel aus, siehe Anhang. Den Überschwinger bekommt man beim Betrieb als 
Impedanzwandler nicht weg, stören tut er wohl nicht. Durch den 
Symmetrischen Aufbau ist er bei Steigender und Fallender Flanke gleich.

>Du musst für V3 im Spannungsquellen-Dialog rechts ein AC-Signal
>aktivieren und eine Simulationsdirektive .ac .... hinzufügen.

Danke! Das Ergebnis sieht komisch aus, im Anhang. (Inv Eingang gegen 
Masse, R21 mit 1MF gebrückt. Ich würde behaupten da stimmen meine 
Einstellungen nicht.

Keksstein schrieb:
> Den Überschwinger bekommt man beim Betrieb als
> Impedanzwandler nicht weg, stören tut er wohl nicht.

Aua. Das ist nicht ein Überschwinger, sondern schon richtiges Klingeln, 
es zeigt eine geringe Phasenreserve an. Die Schaltung hat auch keinen 
guten Frequenzgang am oberen Ende. Hören wirst du den nicht, aber das 
Rauschen ist etwas größer und es ist nicht mehr weit bis zum Oszillator. 
Simuliere mal mit variablen Temperaturen und Parameterschwankungen der 
Transistoren.

Keksstein schrieb:
> Ich würde behaupten da stimmen meine
> Einstellungen nicht.

"Type of Sweep" auf dec stellen.

>Aua. Das ist nicht ein Überschwinger, sondern schon richtiges Klingeln,
>es zeigt eine geringe Phasenreserve an. Die Schaltung hat auch keinen
>guten Frequenzgang am oberen Ende. Hören wirst du den nicht, aber das
>Rauschen ist etwas größer und es ist nicht mehr weit bis zum Oszillator.
>Simuliere mal mit variablen Temperaturen und Parameterschwankungen der
>Transistoren.

Nicht weit zum Oszillator klingt nicht gut, was oszillieren kann tut das 
irgendwann auch. Hätte das nicht als so kritisch eingestuft, eher als 
unschön. Den Überschwinger kann ich in  beiden Schaltungen abschwächen 
indem ich die Kompensations Cs erheblich vergrößere, ob das so klever 
ist dort 1nF einzubauen? Schön sieht es am Ausgang nicht aus, siehe 
Anhang.
Gibt es einen Anderen Punkt wo man zum kompensieren ansetzen kann?

>"Type of Sweep" auf dec stellen.

Das Bild wurde so gemacht, die Einstellung ist "dec".

Keksstein schrieb:
> ob das so klever ist dort 1nF einzubauen?

Nein, die Slew Rate wird entsprechend kleiner.

> Gibt es einen Anderen Punkt wo man zum kompensieren ansetzen kann?

Du könntest die Leerlaufverstärkung (Emitterwiderstände des Diff) 
reduzieren.

Keksstein schrieb:
> die Einstellung ist "dec".

Dann musst du die X-Achsenskalierung unter "Manual Limits" auf 
logarithmic umstellen.

Keksstein schrieb:
> Schön sieht es am Ausgang nicht aus, siehe Anhang.

Ich kann damit nichts anfangen. Deine letzte Schaltung liefert bei mir 
diese katastrophalen Ergebnisse: siehe Anhang.

Habe ich versucht, sieht besser aus, siehe Anhang. (mit Simulation)
Der rot markierte Widerstand verhindert einen "Buckel" in der 
Verstärkung/Phasengang. Der Überschwinger ist mit 470 Ohm 
Emitterwiderständen im Diff sehr viel kleiner geworden. Ich muss 
langsamere Transistoren am Ausgang versuchen, die momentan eingebauten 
sind unrealistisch schnell. (Außerdem nicht für Linearbetrieb optimiert)

>Ich kann damit nichts anfangen. Deine letzte Schaltung liefert bei mir
>diese katastrophalen Ergebnisse: siehe Anhang.

komisch, das sehe ich nicht in meiner Simulation. So heftiges klingeln 
hatte ich nicht, bei mir sind das minimale "Nadeln" bei der letzten 
Schaltung geworden.

Keksstein schrieb:
> komisch, das sehe ich nicht in meiner Simulation.

Ich habe an deiner Schaltung nichts geändert, nur das Timing der V3 auf 
10ns-Flanken und 10µs-Periode geändert, außerdem die ac-Analyse 
dazugeschrieben. Datei im Anhang.

Keksstein schrieb:
> Ich muss langsamere Transistoren am Ausgang versuchen,

Dann werden die Probleme noch größer, der zweite Pol (der alles 
bestimmt) sinkt dann ab.

>Ich habe an deiner Schaltung nichts geändert, nur das Timing der V3 auf
>10ns-Flanken und 10µs-Periode geändert, außerdem die ac-Analyse
>dazugeschrieben. Datei im Anhang.

Die Simulation die ich oben zuletzt angehängt habe läuft wesentlich 
besser.

>Dann werden die Probleme noch größer, der zweite Pol (der alles
>bestimmt) sinkt dann ab.

Sollte ja machbar sein ein Transistorpärchen mit hoher Transitfrequenz
lässt sich sicher finden. Der momentan verbaute liegt halt bei 300Mhz, 
in einem anderen Package das mehr Verlustwärme abgeben kann habe ich 
noch keinen so "schnellen" gefunden.

Keksstein schrieb:
> Die Simulation die ich oben zuletzt angehängt habe läuft wesentlich
> besser.

Da sind wieder die Kaskoden drin, die eine Schaltung weiter oben gerade 
rausgenommen wurden. So langsam weiß ich nicht mehr was du eigentlich 
willst.

Keksstein schrieb:
> Sollte ja machbar sein ein Transistorpärchen mit hoher Transitfrequenz
> lässt sich sicher finden. Der momentan verbaute liegt halt bei 300Mhz

Die 300MHz sind nur mittelbar wichtig, der zweite Pol entsteht durch die 
kapazitive Last an den Kollektoren von Q9/Q10. Deutlich kleinere, aber 
etwas langsamere Transistoren als die 2SCR554 könnten da besser sein.

>Da sind wieder die Kaskoden drin, die eine Schaltung weiter oben gerade
>rausgenommen wurden. So langsam weiß ich nicht mehr was du eigentlich
>willst.

Es ging darum zu simulieren ob dieser Aufbau bezüglich Stabilität im 
Vergleich zur Kaskode Vorteile bringt. Das entspricht mehr deiner 
Simulation von oben.

Ich möchte die Schaltung bei Verstärkung 1 Stabil bekommen und die 
Bandbreite erhalten sodass ich über den gesamten Audio Bereich sehr 
niedrige Verzerrungen bekomme. Denke im Moment daran einen sehr guten 
Kopfhörerverstärker daraus zu machen für meinen Sennheiser HD800. 
(erstmal, später auch andere Anwendungen bei denen ein OPV Probleme 
bekommt)

>Die 300MHz sind nur mittelbar wichtig, der zweite Pol entsteht durch die
>kapazitive Last an den Kollektoren von Q9/Q10. Deutlich kleinere, aber
>etwas langsamere Transistoren als die 2SCR554 könnten da besser sein.

Ich habe mit BD139 / BD140 dort und in der Endstufe Simuliert, die sind 
langsamer. (oder was meinst du mit "kleiner"? In Bezug auf welche 
Werte?) Da kann ich die Kapazität zwischen Kollektor und Basis erhöhen 
wie ich will, das schwingt immer. Vielleicht sind die lib. Files nicht 
passend eingebunden?

>Mir tun R5 und R309 leid, die jeweils 0,8W verbraten müssen, was für
>solche kleinen SMD-Widerstände ohne anständige Entwärmung doch reichlich
>viel ist.

Das stimmt, in der aktuellen Version gibt es die aus dem Grund auch 
nicht mehr. Ersetzt durch eine (primitive) KSQ mit 2 Transistoren, damit 
ist die Versorgungsspannung noch unkritischer geworden.

Guten Abend,

irgendwie wird das so nichts. Ich habe die Schaltung jetzt stabil 
"simuliert", die Probleme hingen mit fehlerhaften Modellen der 
Transistoren zusammen.

Mein Problem ist, damit die Schaltung stabil läuft muss ich entweder so 
massiv mit Kondensatoren kompensieren das die Slew Rate extrem gering 
wird oder die Verstärkung im Diff senken. In der Oben angehängten 
Simulation gibt es ein schönes Rechteck mit verwendbaren Transistoren, 
auch das Bode Diagramm sieht so schlecht nicht aus. (denke ich)
Gebe ich nun aber einen 1mVpp Sinus auf den Eingang, klemme den anderen 
Eingang gegen Masse und messe am Ausgang bekomme ich 2Vpp -> 
Leerlaufverstärkung ca. 2000. Extrem mies, das wird verzerren ohne Ende.

Die Schaltung scheint nicht wirklich gut zu sein, zumindest nicht als 
Impedanzwandler. Wo kann ich denn ansetzen damit das was wird?
Mein Respekt vor den Entwicklern moderner OPVs steigt jede Minute die 
ich mich damit beschäftige.

Danke nochmals!

Keksstein schrieb:
> damit die Schaltung stabil läuft muss ich entweder so
> massiv mit Kondensatoren kompensieren das die Slew Rate extrem gering
> wird oder die Verstärkung im Diff senken.

Das Problem ist der zu niedrige 2.Pol im Verstärker. Das erzwingt einen 
um die doppelte Leerlaufverstärkung niedrigeren 1.Pol, also entweder 
wenig Verstärkung (große Emitterwiderstände im Diff) oder irre 
Kondensatoren (kleine SlewRate).

Keksstein schrieb:
> Leerlaufverstärkung ca. 2000. Extrem mies, das wird verzerren ohne Ende.

Du darfst nicht vor allem auf hohe Gegenkopplung setzen. Man kann die 
Schaltung so bauen, dass die Leerlaufverzerrungen sehr klein sind, dann 
braucht man nur wenig Gegenkopplung. Mit den jetzt eingebauten 
Transistoren ist das eher ungünstig, der MJD253 hat nur die halbe 
Stromverstärkung des MJD243.

Ich hab gerade mal nachgeschaut: mein KHV hat auch nur 62dB 
Leerlaufverstärkung und 20dB Betriebsverstärkung, also 42dB 
Gegenkopplung, schafft aber (in der Simu) bei Ua=400mVpp einen 
Klirrfaktor von 0,000`000`8% an 250Ohm.

Danke ArnoR.

>Das Problem ist der zu niedrige 2.Pol im Verstärker. Das erzwingt einen
>um die doppelte Leerlaufverstärkung niedrigeren 1.Pol, also entweder
>wenig Verstärkung (große Emitterwiderstände im Diff) oder irre
>Kondensatoren (kleine SlewRate).

Du meintest ja der 2. Pol hängt von der Kapazitiven Last an den 
Kollektoren von den (großen) Transistoren der Kaskode ab. (also an der 
Millerkapazität vom Treibertransistor vor den Endtransistoren?) Ob ich 
da jetzt mit massiv C kompensiere oder langsamere Transistoren nehme, 
das kommt doch aufs gleiche raus?
Die Entscheidung scheint zu sein "Pest oder Cholera", so richtig toll 
läuft das nicht. Gibt es da keinen besseren Weg die Schaltung stabil zu 
bekommen sodass die verwendeten Transistoren auch unkritischer werden?
Aus irgend einem Grund Arbeitet meine Spice AC Quelle nicht mehr 
klirrarm. Ich würde mal gerne sehen ob der "langsame" Verstärker mit 
geringerer Slew Rate oder jener mit kleinerer Verstärkung im Diff 
Klirrarmer läuft.

>Du darfst nicht vor allem auf hohe Gegenkopplung setzen. Man kann die
>Schaltung so bauen, dass die Leerlaufverzerrungen sehr klein sind, >dann
>braucht man nur wenig Gegenkopplung. Mit den jetzt eingebauten
>Transistoren ist das eher ungünstig, der MJD253 hat nur die halbe
>Stromverstärkung des MJD243.
>
>Ich hab gerade mal nachgeschaut: mein KHV hat auch nur 62dB
>Leerlaufverstärkung und 20dB Betriebsverstärkung, also 42dB
>Gegenkopplung, schafft aber (in der Simu) bei Ua=400mVpp einen
>Klirrfaktor von 0,000`000`8% an 250Ohm.

Dann muss deine Schaltung von sich aus im Leerlauf schon wesentlich 
verzerrungsärmer sein als meine. (irgendwo bei -120dB richtig?)
Sehr beeindruckend, in der Praxis wird sich das leider nie nachmessen 
lassen weil die Messgeräte viel schlechter sind.
Meine Ursprügliche Idee war es die Schaltung so "linear" wie möglich zu 
machen (deshalb der Komplementäre Aufbau) und zusätzlich mit 
Gegenkopplung den klirrfaktor zu senken. Ich hätte aber nie gedacht das 
sich so eine hohe Klirrdämpfung ohne GK erreichen lässt.
Eventuell ist das auch eine gute Richtung für mich, Schaltung "linearer" 
machen und auf Verstärkung verzichten. In der Praxis reichen mir später 
0-12dB Gain komplett. Wenn es dazu >120dB Klirrdämpfung sind bin ich 
überglücklich :-)

Zur Stromverstärkung, wie kommst du darauf? Laut Datenblatt ist hFE bei 
beiden gleich, das sind 2 Komplementäre. (und die schnellsten im DAPK 
die ich bisher finden konnte)

Keksstein schrieb:
> also an der
> Millerkapazität vom Treibertransistor vor den Endtransistoren?

Nein. Die bestimmt den eingangsseitigen Pol, den ersten im Frequenzgang. 
Ich meine die Lastkapazität durch die nachfolgenden Stufen.

Keksstein schrieb:
> Ich hätte aber nie gedacht das
> sich so eine hohe Klirrdämpfung ohne GK erreichen lässt.

Es ist sogar noch deutlich weniger Klirr, als oben angegeben. Ich hatte 
den Zeitschritt in der Transientenanalyse vor ewigen Zeiten mal auf 
große Werte gestellt, um die Rechenzeit kurz zu halten (hab nur ein 10 
Jahre altes 13Zoll-Celeron-Notebook). Aber egal, in der Praxis kommt eh 
viel mehr Klirr raus.

Keksstein schrieb:
> Zur Stromverstärkung, wie kommst du darauf? Laut Datenblatt ist hFE bei
> beiden gleich, das sind 2 Komplementäre.

Die typischen Kurven in diesem DB:

https://www.onsemi.com/pub/Collateral/MJD243-D.PDF

Seite 4, Fig. 4 sagen aber was anderes.

Keksstein schrieb:
> Meine Ursprügliche Idee war es die Schaltung so "linear" wie möglich zu
> machen (deshalb der Komplementäre Aufbau)

Komplementärer Aufbau macht eine Schaltung zunächst nur symmetrisch, 
nicht zwangsläufig linear. Sieht man doch an den Übernahmeverzerrungen 
bei AB-Endstufen im Vergleich zu A-Endstufen.

Die Linearität lässt sich übrigens schön einfach mit einem DC-Sweep am 
Eingang des nicht gegengekoppelten Verstärkers ermitteln.

Darf ich fragen was du an der Schaltung ändern würdest um sie gut zu 
machen? Oder ob du ganz anders an das Problem gehen würdest? Im Moment 
stochere ich zu sehr im Dunkeln, da sind mir momentan zu vielen 
Kompromisse drin. Wobei es ja nicht so arg viele Möglichkeiten für 
komplett symmetrische Schaltungen gibt, kann ja eigentlich nicht so 
schwer sein.

>> also an der
>> Millerkapazität vom Treibertransistor vor den Endtransistoren?
>
>Nein. Die bestimmt den eingangsseitigen Pol, den ersten im Frequenzgang.
>Ich meine die Lastkapazität durch die nachfolgenden Stufen.

Verstehe ich nicht so ganz, die Stufe kommt ja direkt nach der Kaskode, 
Treiber + Endstufe. Meinen wir das gleiche? (vorallem Q15 & Q16 siehe 
Anhang)

>Komplementärer Aufbau macht eine Schaltung zunächst nur symmetrisch,
>nicht zwangsläufig linear. Sieht man doch an den Übernahmeverzerrungen
>bei AB-Endstufen im Vergleich zu A-Endstufen.

So ausgedrückt stimmt das natürlich, ich meinte etwas anderes. Um so 
symmetrischer um so Klirrärmer ohne GK. (Denkfehler?)

>Die Linearität lässt sich übrigens schön einfach mit einem DC-Sweep am
>Eingang des nicht gegengekoppelten Verstärkers ermitteln.

Ich habe bisher einfach die GK getrennt, den inv. Eingang gegen Masse 
gelegt und am Eingang einen Generator mit ein paar µV-mV gelegt. So 
super funktioniert das nicht weil die Verzerrungen stark von der 
Aussteuerung des Ausgangs abhängen, zusätzlich macht der Offset Probleme 
weil er ja um die Leerlaufverstärkung verstärkt wird. Wie geht das mit 
dem DC-Sweep?

>Die Frage ist ja auch wieviel Ruhestromverbrauch man pro Ausgangswatt
>und Klirrfaktorabsenkung hat.

Da will ich dran "spielen" wenn die Schaltung mal stabil läuft und es 
sich in Bezug auf den klirr lohnt. Habe aber auch kein Problem ein paar 
W zu verheizen.

Keksstein schrieb:
> Verstehe ich nicht so ganz, die Stufe kommt ja direkt nach der Kaskode,
> Treiber + Endstufe. Meinen wir das gleiche? (vorallem Q15 & Q16 siehe
> Anhang)

Ich hatte die normale Schaltungsart ohne Kaskode gemeint, also so wie 
ich oben gezeigt hatte und die du auch oben mal verwendet hattest.

Wozu eigentlich die Kaskoden? Die machen nur Ärger und die 
Millerkapazität an der VAS wird doch gebraucht.

Keksstein schrieb:
> Darf ich fragen was du an der Schaltung ändern würdest um sie gut zu
> machen? Oder ob du ganz anders an das Problem gehen würdest?

Was ich gemacht habe, habe ich vor 6 Monaten schon gesagt.

Keksstein schrieb:
> Wie geht das mit dem DC-Sweep?

Du musst unter Simulate/Edit Simulation Cmd/DCSweep deiner 
Eingangsquelle die nötigen Werte verpassen.

Bei meiner oben gezeigten Schaltung sieht das dann wie im Anhang aus.

Keksstein schrieb:
> Um so symmetrischer um so Klirrärmer ohne GK. (Denkfehler?)

Ja, Denkfehler. Auch ein 50%-Rechteck ist symmetrisch, aber nicht 
sonderlich klirrarm. Wie Abdul schon andeutete, mit richtig viel Strom 
bekommt man auch unsymmetrische Schaltungen linear.

>Was ich gemacht habe, habe ich vor 6 Monaten schon gesagt.

Du meinst die Schaltung im Anhang denke ich (mit anderen Transistoren, 
nicht über Q5/7 wundern wollte nochmal den Stromspiegel probieren, ist 
ja aber gebrückt)
So viel Unterschied gibt es doch nicht, das Konzept ist das gleiche. Bei 
mir sind die beiden 4k7 Widerstände im Diff Stromquellen, Ein 
Stromspiegel und die Endstufe anders gewesen. Genau da "hänge" ich ja 
auch gerade mit "meiner" Version.

Die Schaltung ist bei Verstärkung 1 auch nicht stabil, genau an den 
gleichen Punkten muss ich ansetzen (C1 & C2 sowie Emitterwiderstände)

>Ja, Denkfehler. Auch ein 50%-Rechteck ist symmetrisch, aber nicht
>sonderlich klirrarm. Wie Abdul schon andeutete, mit richtig viel Strom
>bekommt man auch unsymmetrische Schaltungen linear.

OK, das wusste ich so nicht.

Dieser.

ArnoR schrieb:
> Indem man die Kaskoden weglässt und die Rückwirkungskapazität von Q9/14
> durch externe Kondensatoren vergrößert und/oder die Stabilisierung durch
> die Emitterwiderstände des Diff macht. Allerdings sinkt dadurch die
> Leerlaufverstärkung, so dass man weniger Gegenkopplungsgrad hat, man
> muss da einen Kompromiss finden.

Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"

Abdul K. schrieb:
> Welcher Thread war das vor 6 Monaten? Danke

Ich meinte diesen Thread hier, aber nicht den von nfc zitierten Beitrag, 
sondern diesen:

Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"

Keksstein schrieb:
> Du meinst die Schaltung im Anhang denke ich

Nein, Gegentakt-A-Schaltungen.

Abdul K. schrieb:
> Die meisten SPICE-Modelle sind
> mangelhaft und meist ist es noch nicht einmal sofort erkennbar. Da kann
> der Simulator natürlich nichts für.

Ja, stimmt. Ich habe allerdings nur millionenfach bewährten und 
geprüften Standardkram eingebaut.

Abdul K. schrieb:
> Und warm wirds mir erst ums Herz, wenn es real gemessen ist. Der Sim
> kann man da nicht wirklich glauben.

Doch man kann, nämlich mit der Simu von Bekanntem und Vermessenem 
vergleichen.

Abdul K. schrieb:
> Wie wäre es mit kombinierter AB- und A-Schaltung?

Was willst du mit AB? Man muss ja irgendwie die Übernahmeverzerrungen 
loswerden. Also betreibt man die AB-Schaltung mit so viel Ruhestrom, 
dass es eine A-Schaltung ist. Da kann man gleich auf den AB-Teil 
verzichten. Was nicht drin ist, stört auch nicht.

Keksstein schrieb:
> wollte nochmal den Stromspiegel probieren,

Du schreibst immer wieder von einem Stromspiegel, da ist aber keiner. 
Wie ein Stromspiegel aussieht, habe ich im fiktiven Schaltungsausschnitt 
rot hervorgehoben.

Die Schaltung läuft doch schon mit sehr hohem Ruhestrom in jeder Stufe, 
das ist doch Klasse A. Die 4mA in der Eingangsstufe sind für die Bauform 
sogar schon sehr grenzwertig. An welcher Stelle genau sollte man den 
Ruhestrom erhöhen, ich komme nicht mehr mit?

>Du schreibst immer wieder von einem Stromspiegel, da ist aber keiner.
>Wie ein Stromspiegel aussieht, habe ich im fiktiven Schaltungsausschnitt
>rot hervorgehoben.

Doch, 2 Stück bei den Differenzverstärkern. Nur in der letzten Schaltung 
ist einer der Transistoren gebrückt, da ist es natürlich keine mehr.

Gruß

Abdul K. schrieb:
> Das interpretiere ich so, daß man eigentlich beides brauch. AB und A.

Du meinst man braucht Gegentakt-AB für Strom, Aussteuerbarkeit und 
geringe Verzerrungen bei großen Pegeln und (Eintakt-) A für geringe 
Verzerrungen bei kleinen Pegeln? Genau deshalb ja Gegentakt-A.

Abdul K. schrieb:
> Kannst du mir nochmal diese Schaltung von dir zeigen, die schon von sich
> aus erstaunlich linear war ohne die aufzusetzende Gegenkopplung?

Da weiß ich jetzt auch nicht welche du meinst. Meine Schaltungen sind 
doch alle so ;-)

Keksstein schrieb:
> Doch, 2 Stück bei den Differenzverstärkern. Nur in der letzten Schaltung
> ist einer der Transistoren gebrückt, da ist es natürlich keine mehr.

Du irrst Dich. Schau Dir meine kleine Zeichnung doch mal an.

der schreckliche Sven schrieb:
> Du schreibst immer wieder von einem Stromspiegel, da ist aber keiner.

Doch das sind Stromspiegel und zwar welche mit Stromgegekopplung. Das 
Spiegelverhältnis entspricht dem 1/Verhältnis der Widerstände. Das geht 
bei diskreten Transistoren wegen der fehlenden thermischen Kopplung und 
den Exemplardifferenzen gar nicht anders.

Keksstein schrieb:
> An welcher Stelle genau sollte man den
> Ruhestrom erhöhen, ich komme nicht mehr mit?

Die Rede war von der Endstufe. Die Auswirkungen siehst du in dem Bild 
vom DCSweep. Dahabe ich mal 100R als Last angehägt, was zu der Krümmung 
der Kurve oberhalb von Ua=+-2V führt, denn ab da ist der Ausgangsstrom 
größer als der Ruhestrom.

>Die Rede war von der Endstufe. Die Auswirkungen siehst du in dem Bild
>vom DCSweep. Dahabe ich mal 100R als Last angehägt, was zu der Krümmung
>der Kurve oberhalb von Ua=+-2V führt, denn ab da ist der Ausgangsstrom
>größer als der Ruhestrom.

Ah, jetzt weiß ich was du meinst. Danke!
Ich habe den Ruhestrom erhöht (jeweils 65mA) und auf 2 Transistoren 
aufgeteilt, den Treiber brauche ich sowieso. Interessant ist das meine 
Schutzschaltung eine negative Auswirkung auf die Linearität der Stufe 
hat auch bevor sie richtig eingreifen muss. Das ist nicht gut.
Der Knick ist auch noch da, allerdings sollte er nicht stören. Bis die 
Stufe in AB-Betrieb wechselt braucht es selbst bei 100 Ohm eine weile. 
(~1,8W, das wird niemand niemals hören können, egal welcher Kopfhörer)
Selbst ein Magnetostat (Hifiman) macht bei der Lautstärke die Ohren 
kaputt.

Die Schaltung allerdings ist nicht Verstärkung 1 stabil, siehe Anhang. 
Ich probiere es mit BD139/BD140 wie in deiner Schaltung. Mit Kühlkörper 
kann der die ~2,3W verbraten.

Aktuelle Simulation noch im Anhang.

Und die Version mit BD139 / BD140. Ich kann mit den Werten von den 
Kompensations Cs oder der Verstärkung spielen wie ich will, bei 
Verstärkung 1 gibt es böse Überschwinger. Das ist ein neues Verhalten 
das ich der Schaltung in der Simulation nicht abgewöhnen kann.

ArnoR schrieb:
> Ich meinte diesen Thread hier, aber nicht den von nfc zitierten Beitrag

Oh je... sorry, Abdul. Nicht richtig aufgepaßt.

Abdul K. schrieb:
> Das Eingangssignal darf nicht schneller sein als die Regelbandbreite des
> Verstärkers.

Meine komplementären lateral-FET-Verstärker (allerdings keine KHV, 
sondern schon kräftigst) haben dafür sogar einen TP am Eingang. Das 
finde ich als Absicherung gar nicht so schlecht.

Die Schaltung ist doch stabil. Ich hab nur grad in LTSpice folgendes 
gemacht: nicht-inv. Eingang an eine AC-Quelle, inv. Eingang auf Masse, 
dann AC-Analysis und den Knoten fb geplottet. Bei 180° 
Phasenverschiebung beträgt die Verstärkung -16dB. Und das bei einer 
Verstärkung von 1 -> die ist überkompensiert.

Die rise/fall Time deines Eingangssignals ist unrealistisch (1 
Pikosekunde!).
So ein Signal wird der Verstärker in der Realität niemals zu sehen 
kriegen. Mach doch mal einen realistischen Eingangs RC-Filter davor 
(z.B. 2.2K, 270pF nach Masse). So einen Filter sollte immer da sein 
damit der Verstärker nichts zu sehen kriegt was er von der slew-rate her 
nicht verarbeiten kann. Dann wird der Überschwinger auch weg sein.

>Das sieht nach kapazitivem Durchgriff aus. Wenn du C1 und C2 entfernst,
>ist der Peak weg.

Bei mir schwingt die Schaltung dann leider.

>Meine komplementären lateral-FET-Verstärker (allerdings keine KHV,
>sondern schon kräftigst) haben dafür sogar einen TP am Eingang. Das
>finde ich als Absicherung gar nicht so schlecht.

Den bekommt die Schaltung auch, im Prinzip ist es OK wenn sie nicht von 
selbst schwingen kann. Ich habe am Eingang mit 470 Ohm + 470pF den 
Überschwinger am Ausgang wegbekommen. (Und so würde ich das auch 
verbauen)

>Die Schaltung ist doch stabil. Ich hab nur grad in LTSpice folgendes
>gemacht: nicht-inv. Eingang an eine AC-Quelle, inv. Eingang auf Masse,
>dann AC-Analysis und den Knoten fb geplottet. Bei 180°
>Phasenverschiebung beträgt die Verstärkung -16dB. Und das bei einer
>Verstärkung von 1 -> die ist überkompensiert.

ich komme hier auf -6dB, siehe Anhang. Würde gerne die Widerstände im 
Diff niederohmiger machen weil sich das sehr positiv auf das Rauschen 
auswirkt, dann bin ich aber nurnoch bei ~-1dB mit wieder starkem 
überschwingen. Die Frage ist halt, was passiert wenn die Last z.B. 
leicht Kapazitiv ist? Das klaut ja wieder Phasenreserve und die 
Schaltung schwingt sofort. Die -16dB sind da auch nicht so gut oder 
täusche ich mich?

Gruß,
Jan

>Die Frage ist halt, was passiert wenn die Last z.B.
>leicht Kapazitiv ist? Das klaut ja wieder Phasenreserve und die
>Schaltung schwingt sofort.

Auf den Impedanzwandler bezogen, also mit Gegenkopplung. (Eine 
Induktivität + Parallelwiderstand zum bedämpfen sind geplant sodass man 
Kapazitive Lasten entkoppelt hat)

>Es war ja auch nur der Test! Sozusagen schauen ob der EMP durchkommt...

Ach so :-)
Leider hat es nicht geklappt.

>Die max. kapazitive Last am Ausgang muß man eben definieren.

Ein paar 100pF können das in der Praxis immer werden, deshalb will ich 
mit L+C entkoppeln. Aber 1dB Phasenreserve (oder 6dB) ist meiner Meinung 
nach viel zu knapp. Wer weiß ob das nicht alleine durch 
Bauteiltoleranzen schwingt.

Keksstein schrieb:
>>Das sieht nach kapazitivem Durchgriff aus. Wenn du C1 und C2 entfernst,
>>ist der Peak weg.
>
> Bei mir schwingt die Schaltung dann leider.

Natürlich.
Du willst möglichst hohe Leerlaufverstärkung und dabei hohe Verstärkung 
im Diff (kleine Emitterwiderstände für wenig Rauschen) und dann noch 
hohe Verstärkung in der VAS. Aber gleichzeitig willst du den Verstärker 
als Spannungsfolger stabil beschalten können. Dazu musst du aber die 
Leerlaufverstärkung mit einem TP 1.Ordnung bis auf 1 absenken. Das 
heißt, an der Stelle, an der der TP wirkt (an der Basis der VAS), muss 
die gesamte Leerlaufverstärkung abgebaut werden. Das funktioniert nicht. 
Sobald die Dämpfung an der Stelle groß genug ist umgeht das Signal die 
Stelle einfach kapazitiv, wie Abdul oben schon schrieb.

Du kannst noch versuchen, den Verstärkungsabbau auf 2 Tiefpässe und eine 
Nullstelle zu verteilen, das hat man z.B. beim µA709 so gemacht.

Na gut, also nun ein Vorschlag wie es gehen könnte, sonst geht ja hier 
so weiter wie bei den Labornetzteilen.

Im Anhang eine Schaltung, die bei 70dB Schleifenverstärkung 1-stabil 
ist, den 1.Pol bei 10kHz hat und somit eine Bandbreite von ~30MHz 
liefert. Die SlewRate ist etwa 30V/µs und der Klirrfaktor bei 1kHz und 
2Vpp ist etwa 0,0002%.

In der Endstufe sind 3 Transistoren parallel, eigentlich sollten da 
2SB772/2SD882 rein, mit den Modellen läuft die Transientenanalyse aber 
nicht.

>Du hast es schlicht nicht verstanden. Sieht man ja an deinen 1ps.

Sieht so aus, ich bemühe mich aber es zu verstehen.

>Im Anhang eine Schaltung, die bei 70dB Schleifenverstärkung 1-stabil
>ist, den 1.Pol bei 10kHz hat und somit eine Bandbreite von ~30MHz
>liefert. Die SlewRate ist etwa 30V/µs und der Klirrfaktor bei 1kHz und
>2Vpp ist etwa 0,0002%.

Danke dafür, letzte Frage zum Thema: Warum hast du 2N2905 und 2N2219 
statt noch einem BD137 / BD138 verwendet?

Abdul K. schrieb:
> Zu gut um wahr zu sein??

Typisch Abdul. Die Schaltung ist nicht mal optimiert, nur schnell 
hingepinselt.

Abdul K. schrieb:
> Huch, nirgends ein Kondi.

Doch, aber unsichtbar. Die Endstufe macht´s. Sollte die Phasenreserve zu 
groß oder zu klein sein, die Emitterwiderstände des Diff ändern.

Keksstein schrieb:
> letzte Frage zum Thema

Bist du jetzt etwa zufrieden oder was ist los?

> Warum hast du 2N2905 und 2N2219
> statt noch einem BD137 / BD138 verwendet?

Die 2N2xxx sind einfach besser als die BD13x und ich habe sozusagen eine 
Vorliebe für die, und außerdem hatte ich wenig Zeit und hab einfach auf 
die Schnelle meine ganz oben gezeigte Schaltung genommen und etwas 
umgebaut und dabei so wenig wie möglich geändert. Du kannst natürlich 
auch andere Transistoren einsetzen, aber denke dran: Alles hängt mit 
Allem zusammen und die Wahl der Transistoren muss sich nach den 
Anforderungen an der Schaltungsposition richten.

Keksstein schrieb:
> statt noch einem BD137 / BD138 verwendet?

Nochwas vergessen:

Da sind eigentlich überhaupt keine BD13x drin, ich hab doch extra 
geschrieben:

ArnoR schrieb:
> In der Endstufe sind 3 Transistoren parallel, eigentlich sollten da
> 2SB772/2SD882 rein, mit den Modellen läuft die Transientenanalyse aber
> nicht.

Damit soll das Verhalten der 2SB/2SD nachgebildet werden. Ich dachte das 
wäre klar geworden.

Hi,
 die 1,7 ist eine Spannungsquelle mit 1,7 Volt

Abdul K. schrieb:
> Welche Werte haben
> die Spannungsquellen und die Stromquelle soll wohl 1,7m sein. Wieso
> zeigt TINA da 1,7 ?

Die Spannungsquellen haben 2V, so wie`s dransteht. Die "Stromquelle" ist 
auch eine Spannungsquelle, mit 1,7V, das ist die Vorspannung für die 
Endstufe (der Vbe-Multiplizierer). TINA hat mehrere Spannungsquellen, 
das blöde Symbol ist noch aus alten Zeiten hängengeblieben.

Die Modelle muss ich erst irgendwie aus TINA extrahieren, es sind 
Interne, nichts Eingebundenes. Darf ich die überhaupt hier hochladen?

Abdul K. schrieb:
> Natürlich darfst du das, hast meine Absolution. Klingelbeutel ist hier:

Naja, wenn schon, dann für alle, ist doch nicht unser beider 
Privatforum.

Aber noch lieber wäre mir: benutzt doch einfach TINA. Ich nehme 
praktisch immer die TI-Version. LTSpice ist im Vergleich dazu einfach 
nur schrecklich und ich bin immer gezwungen das auch zu nehmen oder die 
Schaltungen in TINA nachzubauen, wenn ich mitreden will oder soll. Das 
frisst zu viel Zeit und Nerven.

Also hier die von TINA exportieren Modelle.

>Bist du jetzt etwa zufrieden oder was ist los?

Nö! Ich hatte aber das Gefühl langsam ist die Luft raus bzw. es hängt zu 
sehr an meinem Verständnis der Hintergründe. Was ich über Analogtechnik 
weiß habe ich mir selbst aus Tietze & Schenk + Internet zusammen 
gelesen. Wenn noch Interesse am Thema besteht mache ich sehr gerne 
weiter, bin nämlich auch sehr daran interessiert eine super Schaltung zu 
bekommen und was dabei zu lernen. Wenn wir eine sehr gute Schaltung 
haben werde ich auf jeden Fall eine Platine dazu machen und das ganze 
durchmessen, ausprobieren und verwenden.

>Da sind eigentlich überhaupt keine BD13x drin, ich hab doch extra
>geschrieben:

Ja, das ist klar geworden. Sorry, zu schnell geschrieben. Mein Problem 
liegt darin, warum im Treiber nicht auch 2SB772/2SD882? Ist es schlecht 
dort die gleichen Bauteile wie in der Endstufe zu nehmen?
Ziel war es ja 20Veff für besonders Hochohmige Kopfhörer zu bekommen, 
sonst könnte man gleich einen LME49600, BUF634 oder LT1010 verwenden. 
Die Transistoren in deiner Schaltung können das nicht ab, da bräuchte 
man schon +-35V Versorgungsspannung. (UCEmax von 60V ist da zu knapp 
finde ich) Sowas wie 2SC3324/2SA131 passen in der Vorstufe besser, für 
die Endstufe fehlt mir noch was.

>Aber noch lieber wäre mir: benutzt doch einfach TINA. Ich nehme
>praktisch immer die TI-Version. LTSpice ist im Vergleich dazu einfach
>nur schrecklich und ich bin immer gezwungen das auch zu nehmen oder >die
>Schaltungen in TINA nachzubauen, wenn ich mitreden will oder soll. Das
>frisst zu viel Zeit und Nerven.

Mit TINA habe ich nie was gemacht, liegt daran das Spice zum einsteigen 
leichter ist weil man mehr im netz findet. Kannst du eventuell deine 
Simulation von der Obigen Schaltung hochladen. Dann "spiele" ich mit 
TINA.

Keksstein schrieb:
> Mein Problem liegt darin, warum im Treiber nicht auch 2SB772/2SD882?

Die Frage ist hoffentlich nicht ernst gemeint, oder doch? Warum wohl 
wird überhaupt mehr als ein Transistortyp hergestellt? Du kannst nicht 
einfach irgendwas irgendwo einbauen. Jede Position hat bestimmte 
Forderungen an das Bauelement. Danach muss man es auswählen. Überhaupt 
was soll der Treiber in der Schaltung sein? (Kleiner Tipp: es gibt 
keinen)

Keksstein schrieb:
> sonst könnte man gleich einen LME49600, BUF634 oder LT1010 verwenden.

Die können aber nicht über 1 verstärken, mein aber Vorschlag schon, und 
das wolltest du doch wohl. Sonst hätte ich die auch schon genannt.

Keksstein schrieb:
> Ziel war es ja 20Veff für besonders Hochohmige Kopfhörer zu bekommen

Soweit ich weiß, sind die 2N5551 und der komplementäre ganz gut. Die 
würde ich probieren wenn ich dein Ziel hätte.

>Die Frage ist hoffentlich nicht ernst gemeint, oder doch? Warum wohl
>wird überhaupt mehr als ein Transistortyp hergestellt? Du kannst nicht
>einfach irgendwas irgendwo einbauen.

Du hast mich falsch verstanden. Die Frage war ob 2SB772 & 2SD882 an der 
Stelle genauso funktionieren oder nach welchen Werten du die momentan 
verwendeten Transistoren ausgesucht hast.

>Die können aber nicht über 1 verstärken, mein aber Vorschlag schon, und
>das wolltest du doch wohl. Sonst hätte ich die auch schon genannt.

In der Gegenkopplung von einem OPV schon, dafür sind die ja gemacht.

Abdul K. schrieb:
> Aber Arno scheint es nicht zu stören.

Einiges stört mich schon, aber ich kann den Jan verstehen, war früher 
selbst auch so. Und ich weiß auch wie schwer es war, sich da 
durchzubeißen. Was man aber auch machen muss, denn servierte Dinge 
bleiben nicht "hängen".

Keksstein schrieb:
> Du hast mich falsch verstanden. Die Frage war ob 2SB772 & 2SD882 an der
> Stelle genauso funktionieren oder nach welchen Werten du die momentan
> verwendeten Transistoren ausgesucht hast.

Du musst also wirklich fragen, ob man dort, wo nichtmal 10mA fließen, 
einen 3A-Transistor einbauen sollte?

Keksstein schrieb:
> In der Gegenkopplung von einem OPV schon, dafür sind die ja gemacht.

Dann mach es doch, nur eben hast du noch gesagt die können die Spannung 
nicht. Willst du mich verarschen?

>Ich finde das Angebot an selbstentwickelten Verstärkerschaltungen
>unübersehbar. Und ich bin wirklich schon lange dabei. Wenngleich nicht
>auf Audio spezialisiert.

Das Internet wimmelt davon, nur das meiste ist halt irgendwie Schrott. 
Wirklich durchdachte Projekte gibt es sehr sehr wenige. Die beste Lösung 
zum nachbauen für einen KHV ist momentan die fertige von TI (z.B. OPV 
nach Wahl + BUF634)

>Wenn dann ein Newcomer wieder mal seinen unausgegorenen Entwurf
>präsentiert und die Experten damit 'belästigt'. Hm. Aber Arno scheint es
>nicht zu stören.

Wüsste jeder alles bräuchten wir keinen Foren mehr. Das ist nunmal eine 
der Königsdisziplinen der Analogtechnik.
Und ein Elektronik Newcomer bin ich bestimmt nicht, mach du doch mal 
einen funktionierenden Entwurf davon, dann darfst du mich gerne 
belehren.

>Einiges stört mich schon, aber ich kann den Jan verstehen, war früher
>selbst auch so. Und ich weiß auch wie schwer es war, sich da
>durchzubeißen. Was man aber auch machen muss, denn servierte Dinge
>bleiben nicht "hängen".

Ja, ich beiße mich da gerade durch. Fürs Verständnis hat mir das ganze 
hier schon sehr geholfen, genau deshalb simuliere ich parallel um die 
zusammenhänge besser zu verstehen. Analogtechnik ist "out", es ist nicht 
so einfach an Informationen zu kommen und sie auch zu verstehen. In 
meiner Beruflichen Ausbildung war das schon kein Thema mehr, was ich 
weiß musste ich mir selber aneignen.
Ich schrieb ja das ich das Gefühl habe die Luft ist raus, kann mir 
vorstellen das du besseres zu tun hast als mir zu helfen. Das heißt aber 
nicht das ich undankbar darüber bin, im Gegenteil.

>Du musst also wirklich fragen, ob man dort, wo nichtmal 10mA fließen,
>einen 3A-Transistor einbauen sollte?

Bei +-35V ist die Verlustleistung aber an der Stelle ein Problem. TO-92 
oder SOT-23 bekommt das nicht verheizt, unter anderem deshalb hast du ja 
den TO-39 eingebaut oder?

>Dann mach es doch, nur eben hast du noch gesagt die können die >Spannung nicht. 
Willst du mich verarschen?

Nein, natürlich nicht! Die ICs erreichen keine 20Veff am Ausgang, mit 
mehr als +-18V kann man sie nicht Versorgen. Genau da liegt ja das 
Problem.

Keksstein schrieb:
> Und ein Elektronik Newcomer bin ich bestimmt nicht, mach du doch mal
> einen funktionierenden Entwurf davon, dann darfst du mich gerne
> belehren.

Es genügt, die Versorgung auf +-35V zu erhöhen, die 2k2 durch 4k3 und 
die 6 kleinen Transistoren durch 2N5551/2N5401 zu ersetzen. Für die 
Endstufe darfst du selbst was geeignetes (!) suchen. Feintrimmen dann 
mit den Emitterwiderständen des Diff. Die Schaltung ist dynamisch sogar 
sehr Lastunempfindlich, soll heißen daß sich zwar die Polfrequenz und 
die Verstärkung ändert, jedoch nicht das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
Aber ich bin sicher, du wirst schon das passende Problem zu der Lösung 
finden.

Keksstein schrieb:
> es ist nicht
> so einfach an Informationen zu kommen und sie auch zu verstehen

Leider.

Keksstein schrieb:
> Analogtechnik ist "out"

Hoffentlich NEIN. Finde den Faden hochinteressant.

>Übrigens habe ich für dich mehrere Sachen korrigiert, du hat aber für
>mich bislang praktisch nichts getan. Kannst dich also schlecht
>beschweren.

Ich wollte mich auch nicht beschweren, nur nicht angreifen lassen.

>Aber es soll kein Streit aufkommen. Ich finde es gut, wenn du es selbst
>versuchst.

Danke, Streit will ich auch vermeiden. Ich hoffe keine sehr große 
Nervensäge zu sein :-)

>Keksstein schrieb:
>> Und ein Elektronik Newcomer bin ich bestimmt nicht, mach du doch mal
>> einen funktionierenden Entwurf davon, dann darfst du mich gerne
>> belehren.
>
>Es genügt, die Versorgung auf +-35V zu erhöhen, die 2k2 durch 4k3 und
>die 6 kleinen Transistoren durch 2N5551/2N5401 zu ersetzen. Für die
>Endstufe darfst du selbst was geeignetes (!) suchen. Feintrimmen dann
>mit den Emitterwiderständen des Diff. Die Schaltung ist dynamisch sogar
>sehr Lastunempfindlich, soll heißen daß sich zwar die Polfrequenz und
>die Verstärkung ändert, jedoch nicht das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
>Aber ich bin sicher, du wirst schon das passende Problem zu der Lösung
>finden.

Vorab: "belehren" war nicht auf dich bezogen, bin mir nicht sicher ob 
das rübergekommen ist.

Ich baue die Schaltung gerade in Spice nach, weiß ja jetzt ungefähr wie 
ich die Stabilität der Schaltung (in Spice) bewerten kann.

>Hoffentlich NEIN. Finde den Faden hochinteressant.

Das freut mich, ich nämlich auch :-)

Abdul K. schrieb:
> Was ist denn der Quellwiderstand

Wenn nichts dran steht, ist es 0.

> Und wie erzeugst du beide Kurvenpaare?

Ja, TINA halt ;-)

TINA speichert (im Gegensatz zu LTSpice?) alle Simulationen. Man kann da 
eine Simu mit totaler Gegenkopplung machen und eine ohne Gegenkopplung 
und dann die Ergebnisse in ein Diagramm kopieren oder die Ergenbisse der 
zweiten Simu direkt mit der "Probe" aus der zweiten Simu in dem ersten 
Diagramm hinzufügen. Betrag und Phase werden dabei automatisch beide 
übernommen.

In diesem Fall musste ich das so umständlich machen, da mehrere Bauteile 
zu ändern/löschen usw. waren. Wenn nur 1 Teil zu ändern ist, mache ich 
natürlich eine parametrische Analyse, da ist dann gleich alles in einem 
Diagramm.

Abdul K. schrieb:
> und was für Unterschiede in der Schaltung sind es nun

Hier die beiden Schaltungen.

Abdul K. schrieb:
> Ich denke ich habe einen Workaround für LTspice.

Man kann auch beide Schaltungen gleichzeitig in einem Blatt simulieren, 
dann sind die Ergebisse auch sofort in einem Diagramm. Bei meinem 
kleinen Monitor mache ich das aber nur bei kleinen Schaltungen, weil ich 
sonst nicht gleichzeitig Schaltung und Diagramm sehen kann und immer 
zwischen den Fenstern hin- und herschalten muss.

Abdul K. schrieb:
> Die Kurven sehen allerdings nicht ganz gleich
> aus.

Ja, der Pol liegt zu hoch. Hast du auch je 3 Endstufentransistoren 
parallel geschaltet (Area=3)?

>Ja, also hier die Sim.

Ich habs auch schnell nachgebastelt in Spice, allerdings noch mit 
falschen Transistoren. (BC557/547)

Wenn man R34 und R12 durch eine KSQ ersetzt (8mA) sinken die THD um 
18dB.
(sind dann -137dB) Erstaunlich und der beweis wie schlecht meine 
Auslegung mit niedriger Leerlaufverstärkung war. :-)

Danke an Arno für die Schaltung und an Abdul fürs anhängen der 
Simulation!

Gruß,
Jan

Ach ja, Eingangsspannung 1Vp, Last 100 Ohm.
Fehlt nurnoch der SOA Schutz für den Notfall, das probiere ich gerade.

Abdul K. schrieb:
> Nö, stand ja nicht in deinem Schaltplan.

Aber hier!:
Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"

>Jan, welches SPICE benutzt du?

XVII

Keksstein schrieb:
> Wenn man R34 und R12 durch eine KSQ ersetzt (8mA) sinken die THD um
> 18dB.
> (sind dann -137dB) Erstaunlich und der beweis wie schlecht meine
> Auslegung mit niedriger Leerlaufverstärkung war. :-)

Du glaubst wohl immer noch an die universell heilende Wirkung von 
starker Gegenkopplung. Hier wird das wegen dem hochliegenden 1.Pol auch 
funktionieren, aber nicht bei niedrigem 1.Pol wie bei OPVs mit 10Hz oder 
so. Bei schnellen Eingangssignaländerungen kann nämlich das 
Ausgangssignal nicht schnell genug folgen und es entsteht kurzzeitig 
eine große Eingangsdifferenzsspannung die die Eingangsstufe stark 
übersteuert. Daraus resultieren dann TIM-Verzerrungen. Das war das große 
Problem der 70er. Damals hat Matti Otala die Sache ans Licht gebracht 
und heute kann man das noch beim Leach nachlesen.

Abdul K. schrieb:
> Öhem, die Emitterwiderstände auch entsprechend,
> also 3 parallel mit 10 Ohm?

Nein.

ArnoR schrieb:
> von starker Gegenkopplung

gemeint ist hier ausdrücklich: "starke Über-Alles-Gegenkopplung".

Abdul K. schrieb:
> Und in real würdest du die drei Transen dann auch einfach parallel
> schalten

Nun stell dich doch nicht so an:

Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"

Abdul K. schrieb:
> Mit area=3 siehts dann so aus.

Ist doch genau wie in TINA. Wer hätte das gedacht!

>Du glaubst wohl immer noch an die universell heilende Wirkung von
>starker Gegenkopplung.

Nein, das hattest du mir ja schon erklärt. Es war aber wohl mit ein 
Grund warum die THD bei meiner Schaltung so schlecht war. (Von den 
Stabilitätsproblemen abgesehen)

>Bei schnellen Eingangssignaländerungen kann nämlich das
>Ausgangssignal nicht schnell genug folgen und es entsteht kurzzeitig
>eine große Eingangsdifferenzsspannung die die Eingangsstufe stark
>übersteuert. Daraus resultieren dann TIM-Verzerrungen.

Hatte man das nicht irgendwann weitgehend "gelöst" indem einfach am 
Eingang mit einem Tiefpass die hohen Frequenzen abgehalten hatte?

Ich habe mal meine Simulation mit Stromquelle am Diff + SOA Schutz 
(Begrenz den Strom auf ca. 170mA/Transistor also unter 5W) angehängt. 
Transistoren sind weiterhin die falschen.

Keksstein schrieb:
> Hatte man das nicht irgendwann weitgehend "gelöst" indem einfach am
> Eingang mit einem Tiefpass die hohen Frequenzen abgehalten hatte?

Ja, die Anführungszeichen sind da richtig. Eine echte Lösung ist das 
nicht.

Keksstein schrieb:
> Es war aber wohl mit ein
> Grund warum die THD bei meiner Schaltung so schlecht war.

Naja, die damaligen Schaltungen hatten auch nur Klirrfaktoren im 
tausendstel-%-Bereich, klangen aber katastrophal schlecht.

>Naja, die damaligen Schaltungen hatten auch nur Klirrfaktoren im
>tausendstel-%-Bereich, klangen aber katastrophal schlecht.

Aus Interesse:
Wie kann das passieren wenn man den Eingang auf ein paar Dutzend bzw. 
100kHz begrenzt hatte? Die Schaltungen waren ja sicher schnell genug in 
dem Frequenzbereich das die von dir beschriebenen Probleme nicht 
auftreten hätten sollen?

Aber so etwas ähnliches habe ich selber auch schon beobachtet. Besonders 
günstige Japanischen Verstärkern der 70er und 80er Jahre klingen 
scheußlichst. Pioneer SA-506 oder Technics SU-7700 z.B.
Dafür ein Klein + Hummel A-120 aus den 60er Jahren mit 
Quasikomplementärendstufe, der klingt ganz gut. (bis auf den miesen 
Fremdspannungsabstand, der brummt ein wenig)

Keksstein schrieb:
> Quasikomplementärendstufe

Die einen sagen, für Audio indiskutabel. Die anderen meinen, man kann 
auch diese Topologie sauber hinkriegen. Wieder andere sagen: Das geht, 
aber besser mit Modifikation (da sonst im unteren Zweig "etwas fehlt") - 
siehe Anhang.

(Frage mich bitte keiner, wie man das exakt dimensionieren sollte.)

Ich überlege schon länger, mit 600V-Vertikal-(N-Ch-)FETs (600V, um 
mittels relativ niedriger Betriebsspannung dem Spirito-Effekt fern zu 
bleiben) einige solche zu bauen.

Leider kann ich mich aber (noch) nicht entscheiden, ob ich eher auf hohe 
Stromtragfähigkeit setzen (1 oben 1 unten, dafür weniger oder gar kein 
Bedarf an Source-Widerständen --> etwas effizienter(*)), oder aber nach 
(vermutl. hochohmigeren) 600V-FETs mit besser I(D) vs. V(GS) - 
Charakteristik suchen sollte.

(Unter diesem Gesichtspunkt ist - bei Verwendung o.g. FETs - für die 
mangelnde Aussteuerfähigkeit des positiven Zweiges natürlich auch 
Abhilfe zu schaffen. Vor der Endstufe 10-15V (natürlich nur leicht 
belastet) zusätzlich "drauf zu setzen", ist eine Möglichkeit.)

Ob Dir das bei Deinem Vorhaben etwas brächte, zwei BJTs gleicher 
Polarität in der Endstufe anzustreben, wage ich aber doch zu bezweifeln. 
(?)

Keksstein schrieb:
> Wie kann das passieren wenn man den Eingang auf ein paar Dutzend bzw.
> 100kHz begrenzt hatte? Die Schaltungen waren ja sicher schnell genug

Nein, das waren die eben nicht. Wenn die Schaltung schnell ist bekommt 
das Musiksignal die gar nicht dynamisch übersteuert. Die damaligen 
Schaltungen waren eher vergleichbar mit langsamen Standard-OPV und 
hatten in den Endstufen "Gleichstrom-Transistoren" wie 2N3055 oder so.

nfc schrieb:
>> Quasikomplementärendstufe
>
> Die einen sagen, für Audio indiskutabel.

Ja, sehe ich auch so. Das Verhalten der Seiten ist sowohl statisch wie 
auch dynamisch vollkommen anders, keine gute Voraussetzung für guten 
Qualität. Die gezeigte Modifikation soll die interne Verstärkung des 
Sziklai reduzieren (R) aber die etwas geringere obere Grenzfrequenz 
erhalten (C). Die Diode sorgt mit dem parallelen 100R außerdem für eine 
etwa gleiche Eingangscharakteristik der Anordnung wie beim normalen 
Darlington oben.

>Die einen sagen, für Audio indiskutabel. Die anderen meinen, man kann
>auch diese Topologie sauber hinkriegen. Wieder andere sagen: Das geht,
>aber besser mit Modifikation (da sonst im unteren Zweig "etwas fehlt") -
>siehe Anhang.

In der von mir erwähnten Endstufe stecken BD317, die Kiste stammt aus 
der Zeit als PNP und NPN noch schwer komplementär zu machen waren. Die 
hätten die Schaltung sicher anders entworfen nur ging das 1965 halt 
nicht, trotzdem ist das teil schon relativ "modern". (Symmetrische 
Versorgung)  Die meisten haben da noch mit Röhren gespielt.

>Nein, das waren die eben nicht. Wenn die Schaltung schnell ist bekommt
>das Musiksignal die gar nicht dynamisch übersteuert. Die damaligen
>Schaltungen waren eher vergleichbar mit langsamen Standard-OPV und
>hatten in den Endstufen "Gleichstrom-Transistoren" wie 2N3055 oder so.

Danke fürs Erklären!

Ich bastel gerade am Layout für die Schaltung. Die Spannungsquellen sind 
wieder LEDs, das bietet sich wegen der Durchlassspannung um die 2V 
(grün) einfach an. Durch die die den Ruhestrom der Endstufe bestimmt 
fließen laut Simulation 5mA, perfekt für eine LED.

Ja, na klar. Aber für "normale" Lautsprecher ist die Schaltung ja nicht 
gedacht, eher für Kopfhörer.
Ich habe ein bisschen erweitert, man kann jetzt per Jumper auch bei 
Bedarf verstärken lassen und ein OPV als Integrierverstärker regelt den 
Offset am Ausgang weg. Die SOA-Protektion ist natürlich auch drin, 
selbst bei einem Kurzschluss am Ausgang (man zieht den Stecker vom 
Köpfhörer im Betrieb) passiert der Schaltung nichts. Der Ausgang ist 
auch niederohmig und mit LR Entkoppelt, das klingt wesentlich besser als 
ein Hochohmiger Ausgang. Ein Relais für eine Einschaltverzögerung gibt 
es auch. Das ganze gibt eine Mischung aus SMD/THT Bauteilen, die 
Transistoren sind alle THT. Ich hätte gerne den Kleinsignalkram durch 
SMDs ersetzt aber da wird die Verlustleistung ein Problem. Das kleinste 
SMD ist 0805, kann also jeder löten :-)

>Veröffentlichst du die Projektunterlagen?

Das Projekt ist sowieso hier im Forum öffentlich diskutiert, also open 
Source. Eagle Layout kann ich gerne hochladen, brauche halt ein paar 
Tage bis ich dazu komme es abzuschließen. Netzteil gibt es mehr oder 
weniger auch schon.

>Gibts auch eine Zusammenstellung der technischen Daten? Was ist der
>Eingangswiderstand des Verstärkers?

Du hast doch selber die Simulation gemacht, an den "inneren" Werten der 
Schaltung ändert sich da nichts mehr. (außer den Stromquellen am 
Eingang)
Wie gut es in der Praxis wird zeigt sich dann, mal schauen wie gut man 
mit Audio Interface + RAA messen kann.
Der Eingangswiderstand liegt momentan bei 10k, der kann aber dank dem 
Integrationsverstärker auch größer werden. Ich habe die Schaltung halt 
auf meine Bedürfnisse angepasst, es gibt kein Poti zur Regelung der 
Lautstärke, das macht mein PGA2311 Vorverstärker. Lässt sich aber 
natürlich einfach nachrüsten.

Er hatte 2N5551 erwähnt, wer nicht mit +-35V Versorgen will kann aber 
sicher auch den BC550/560 verwenden. In der Endstufe stecken 
BD139/BD140.

Ich hatte 2SC2240 erwähnt, meinst du die? Die währen auch meine erste 
Wahl gewesen, sind aber leider abgekündigt.

Mein Layout wird auf jeden Fall doppelseitig wegen Massefläche, das 
werde ich ätzen lassen. Dank Platinenbelichter.de oder Bilex muss man 
sich das Gelöte mit Lochraster nicht mehr antun ;-)

Beim Gehäuse dachte ich an sowas in der Art:

http://www.ctx.eu/fileadmin/_processed_/csm_Gehaeuse_Profil_09eda76b31.png

Ich stehe auf das Kühlkörper Design, da kann man die Platine direkt 
anschrauben und hat seine Kühlfläche. (die ist natürlich größer als 
nötig, sieht aber besser aus und schadet nicht)

Schaltplan hänge ich dann an, kann jeder selber entscheiden wie er das 
Layout macht. Die Frage ist halt ob man auf Lochraster die Masseführung 
gut hinbekommt.

Abdul K. schrieb:
> Gibts auch eine Zusammenstellung der technischen Daten? Was ist der
> Eingangswiderstand des Verstärkers?

Dazu müsste man erstmal die zu verwendenden Transistoren und die 
Dimensionierung festlegen. Die Arbeitspunkte der Stufen sind ja 
veränderbar. Manch Einer will vielleicht mehr SlewRate und nimmt dafür 
geringeren Eingangswiderstand in Kauf oder umgekehrt.
Der Eingangswiderstand ist etwa 450kOhm (Schaltung und Dimensionierung 
in meinem Vorschlag oben).

Abdul K. schrieb:
> optional auch mal als besseren TDA2030.
> Da könntest du die richtigen Transen beisteuern.

So einfach ist das nicht. Der TDA2030 kann einige A Ausgangsstrom. In 
meinem Vorschlag steuern die Diffs direkt die Endstufe. Da gibt es nur 
ein paar mA Hub. Es gibt keine 
Universalsuperduperalleserschlagen-Schaltung.

Abdul K. schrieb:
> Und warum haben wir nun Ampere-Transen drin?

Für die Frequenzgangkorrektur, damit man die Kondensatoren nicht sieht.

>Dazu müsste man erstmal die zu verwendenden Transistoren und die
>Dimensionierung festlegen. Die Arbeitspunkte der Stufen sind ja
>veränderbar.

Genau da bin ich gerade dran. Es ist nicht mehr so leicht einen TO-92 
der über 80V zwischen Kollektor und Emitter verträgt zu finden, wenig 
rauschen soll er natürlich auch. (sollte sich doch lohnen bei den 
niederohmigen Emitterwiderständen im Diff? Mit BC547 in meiner 
Simulation sieht das nicht so toll aus) Die ganzen modernen Low Noise > 
80V CE Teile sind in SOT23 verpackt und vertragen nur 150mW. Macht es 
irgendwelche Probleme den Strom durch die Transistoren im Diff auf 
1-1,5mA pro Transitor zu senken? Dann könnte man z.B. 2SA1312 einbauen. 
(in der Simulation konnte ich nichts negatives erkennen, aber vielleicht 
übersehe ich was?) Die Anderen Transistoren (Bis auf die Endstufe) 
könnte man mit SOT223 bestücken. Ich hoffe mich jetzt nicht zu blamieren 
aber durch den niedrigeren Strom im Diff müsste sich die Open loop 
Verstärkung doch verringern weil der Stromhub an den 150 Ohm 
Widerständen einen niedrigeren (AC) Spannungsabfall verursacht. Bei DC 
fließt einfach mehr Richtung Endstufe.

>So einfach ist das nicht. Der TDA2030 kann einige A Ausgangsstrom. In
>meinem Vorschlag steuern die Diffs direkt die Endstufe. Da gibt es nur
>ein paar mA Hub.

Ich bin gestern Abend auch noch darauf gekommen, die Schaltung kann ja 
maximal ~5mA in die Basen der Endtransistoren treiben. Die BD139/140 
haben eine Gleichspannungsstromverstärkung von 25 im worst case, ist das 
nicht sehr knapp? für 170mA Kurschlussbegrenzung Pro Transisotr?
Für die Endstufe habe ich den KSA1220 gefunden, der passt denke ich 
genau deswegen besser.

Gruß,
Jan

Keksstein schrieb:
> Es ist nicht mehr so leicht einen TO-92
> der über 80V zwischen Kollektor und Emitter verträgt zu finden

Doch es ist leicht. Ich nannte oben 2N5401/2N5551.

> Macht es irgendwelche Probleme den Strom durch die Transistoren im Diff > auf 
1-1,5mA pro Transitor zu senken?

Die Slew Rate und die Leerlaufverstärkung sinken ab.

> Ich hoffe mich jetzt nicht zu blamieren
> aber durch den niedrigeren Strom im Diff müsste sich die Open loop
> Verstärkung doch verringern weil der Stromhub an den 150 Ohm
> Widerständen einen niedrigeren (AC) Spannungsabfall verursacht.

Hmm, ja, doch. Bei geringerem Strom in den Diffs nimmt deren Steilheit 
ab, d.h. bei gleichem Eingangssignal kommt weniger Stromänderung aus den 
Diffs. Die gefaltete Kaskode reicht das einfach nur zur Endstufe durch.

> die Schaltung kann ja
> maximal ~5mA in die Basen der Endtransistoren treiben. Die BD139/140
> haben eine Gleichspannungsstromverstärkung von 25 im worst case, ist das
> nicht sehr knapp? für 170mA Kurschlussbegrenzung Pro Transisotr?

Es ist sogar noch weniger, wenn du die Ströme im Diff auf 1mA 
einstellst. Und bei den BDs gibt es Stromverstärkungsgruppen, man muss 
ja nicht die schlechtesten nehmen. Außerdem habe ich oben schon mehrfach 
gesagt, dass ich gar keine BD13x einbauen würde, sondern eher die 
2SB/2SD, die sind da viel besser. Die BD13x mit area=3 waren nur eine 
Hilfskonstruktion für den Ersatz der nicht funktionierenden 
2SB/2SD-Modelle.

So langsam wird das hier ermüdent, da man Alles mehrfach wiederholen 
muss und nichtmal die einfachsten Zusammenhänge klar sind.

>Doch es ist leicht. Ich nannte oben 2N5401/2N5551.

Ja, die rauschen aber wesentlich mehr als die BC550/560 in deinem 
Entwurf. Ich habe deshalb nach was wirklich rauscharmen gesucht 
zumindest für den Diff.

>Bei geringerem Strom in den Diffs nimmt deren Steilheit
>ab, d.h. bei gleichem Eingangssignal kommt weniger Stromänderung aus den
>Diffs. Die gefaltete Kaskode reicht das einfach nur zur Endstufe durch.

Sorry, ja klar. Die Spannung an den 150 Ohm Widerständen bleibt im 
Optimalfall ja immer gleich.

>Es ist sogar noch weniger, wenn du die Ströme im Diff auf 1mA
>einstellst.

Ja, natürlich wenn man die 150 Ohm entsprechend erhöht damit die 
Steilheit gleich wie davor ist. Behält man die 150 bei steigt der Strom 
Richtung Endstufe ja weil der Spannungsabfall am Widerstand gleich 
bleiben muss, ich konnte bisher in der Simulation noch keinen 
gravierenden Nachteil sehen deshalb frage ich nach. Dafür wäre das 
Rauschen wohl deutlich näher an deinem Originalen Entwurf, das wäre also 
eine gute Änderung, so viel zum Hintergrund.

>Außerdem habe ich oben schon mehrfach
>gesagt, dass ich gar keine BD13x einbauen würde, sondern eher die
>2SB/2SD, die sind da viel besser. Die BD13x mit area=3 waren nur eine
>Hilfskonstruktion für den Ersatz der nicht funktionierenden
>2SB/2SD-Modelle.

Ja, hast du das weiß ich. Ich habe versucht selber daran zu rechnen und 
bin auf das Problem mit den BDs gestoßen, deshalb frage ich zum 
Verständnis nach. Egal ob diese nachher in der Endstufe stecken oder 
nicht, eine reine Theorie Frage. Ich habe jetzt den KSA1220 + KSC2690 
gewählt, die sollten keine Probleme machen.

>So langsam wird das hier ermüdent, da man Alles mehrfach wiederholen
>muss und nichtmal die einfachsten Zusammenhänge klar sind.

Das tut mir leid wenn du das Gefühl hast, ich kann dir aber bisher 
weitgehend folgen und verstehe was wir hier machen. Ich frage aber genau 
nach wenn etwas unklar ist damit ich es verstehe sonst bringt das alles 
hier nichts. Ich werde versuchen den Rest mit Spice zu verstehen und 
mache dann mal endlich eine Leiterplatte.

Den Strom der Differenzstufe am Eingang sollte  man nicht so hoch 
wählen. Schon 1 mA je Transistor ist da eher auf der hohen Seite und der 
Verstärker dann nur für niederohmige Quellen (ideal < 10 Ohm) passend.

Abdul K. schrieb:
> Ich dachte, in dieser Schaltung mit diesen Bauelementen
> werden die einzelnen Chips optimal genutzt. Stattdessen kommt dann
> irgendwann raus, daß das nur Ballastkondensatoren sind, damit das Schiff
> nicht schaukelt. Fühle mich etwas verarscht.

Eigentlich wollte ich ja nichts mehr schreiben, aber das muss ich doch 
noch zurückweisen.

Du glaubst doch wohl nicht etwa, dass ich nur aus Spaß und um dich am 
Ende zu verarschen, mich hier etliche Stunden hinsetze und mir Gedanken 
mache, zig Sachen immer wieder erkläre und auch für Dich Sachen immer 
wiederhole, eine passende Schaltung vorschlage usw.? Dann ist das wohl 
eher deine Denkweise, die du mir da unterstellst.

Und die 2SB/2SD sind auch nicht nur zur Frequenzgangkorrektur da drin, 
ihre Stromverstärkungskurven sind flacher als die der BD13x, sie bringen 
somit weniger Verzerrungen und sie haben höhere Stromverstärkung. Ist 
doch schön, wenn das alles zusammenpasst.

Keksstein schrieb:
>>Es ist sogar noch weniger, wenn du die Ströme im Diff auf 1mA
>>einstellst.
>
> Ja, natürlich wenn man die 150 Ohm entsprechend erhöht damit die
> Steilheit gleich wie davor ist. Behält man die 150 bei steigt der Strom
> Richtung Endstufe ja weil der Spannungsabfall am Widerstand gleich
> bleiben muss

Alles falsch, aber nun darf jemand anders weiter erklären.

>Die beiden extra Kondis wären doch nicht das Problem. Behindern aber die
>Topologie immer in irgendeinem Aspekt. Deswegen will man sie ja auch
>loswerden. Ich dachte, in dieser Schaltung mit diesen Bauelementen
>werden die einzelnen Chips optimal genutzt. Stattdessen kommt dann
>irgendwann raus, daß das nur Ballastkondensatoren sind, damit das Schiff
>nicht schaukelt. Fühle mich etwas verarscht.
>Schaukelt hier nicht mit Schwingem verwechseln.

Du brauchst in jeder Schaltung irgendwas zur Kompensation, die von Arno 
ist halt so geschickt gewählt das die (nicht zu vermeidende) interne 
(Miller) Kapazität vom Bauteil ausreicht. Bei meiner schlechten 
Schaltung vom Anfang hatten die zusätzlichen Kondensatoren einen sehr 
negativen Einfluss, in der von Arno könnte man vielleicht was vorsehen 
das man im Notfall bestücken kann. Je nachdem welche Transistoren in der 
Schaltung landen.

>Ich verstehe ja, das man wegen der hohen Betriebsspannung die Transen
>strommäßig überdimensionieren muß. Scheint mir aber übers Ziel hinaus.
>Oder?

Dafür kann die Schaltung gewaltig viel Strom am Ausgang treiben, genau 
deswegen sind die drin. Die Bauform wurde gewählt um die Verlustleistung 
sauber abführen zu können.

Das einzige was mich gerade noch vom Layout abhält ist die Frage die ich 
oben gestellt hatte mit der hFE der Transistoren in der Endstufe. Spice 
rechnet wohl ziemlich genau mit dem höchsten Wert für die 
Stromverstärkung der Endtransistoren, (250 habe ich rückgerechnet, genau 
das sagt auch das Datenblatt al maximum für BD139) in der Praxis 
erreichen die das nicht. Man kommt irgendwann in einen Bereich in dem 
die gefaltete Kaskode mehr als 5mA in die Endtöpfe bringen müsste aber 
nicht kann, ganz besonders weil ja 3 parallel sein sollen. (oder war 
beim 2SB/2SD nur jeweils einer geplant, das ging aus dem Text nicht ganz 
hervor?)

>So wie ich die Sachlage sehe, ist es zu früh für Platinen. Mit jedem
>neuen Transistor ändert sich ja mal wieder die Bauform.

Ich habe in Spice mit verschiedenen Transistoren simuliert, es ist 
schwer das wirklich unstabil zu bekommen, zumindest mit Bauteilen die 
Sinn ergeben.

>Ziel war ja, daß der Thread zu einem Design führt, daß man eben nicht
>billig für ein paar Euro schon komplett integriert kaufen kann. So >hatte
>ich das zumindest verstanden.

Genau das war (ist) das Ziel.

>Den Strom der Differenzstufe am Eingang sollte  man nicht so hoch
>wählen. Schon 1 mA je Transistor ist da eher auf der hohen Seite und >der
>Verstärker dann nur für niederohmige Quellen (ideal < 10 Ohm) passend.

Wegen dem Stromrauschen?

>Alles falsch, aber nun darf jemand anders weiter erklären.

Nicht falsch, geht so auch aus der Simulation hervor. Ohne Signal (!) 
steigt der (Ruhe!)Strom durch die Kaskode bei sinkendem Strom durch den 
Diff, kann ja nicht anders sein. Der (Signal) Strom durch die Kaskode 
sinkt dabei aber, du hattest das als abnehmen der Steilheit beschrieben. 
(Also die Stromänderung bei Signal wird kleiner)

>mich hier etliche Stunden hinsetze und mir Gedanken
>mach

Dafür nochmal von meiner Seite vielen Dank! Das wird vielen Leuten 
helfen die das in Zukunft lesen. Ein paar haben sich ja auch schon 
gemeldet.

Keksstein schrieb:
> Nicht falsch, geht so auch aus der Simulation hervor. Ohne Signal (!)
> steigt der (Ruhe!)Strom durch die Kaskode bei sinkendem Strom durch den
> Diff, kann ja nicht anders sein. Der (Signal) Strom durch die Kaskode
> sinkt dabei aber

Das ist auch richtig, aber das hattest du nicht geschrieben, sondern 
das:

> Ja, natürlich wenn man die 150 Ohm entsprechend erhöht damit die
> Steilheit gleich wie davor ist. ...

Die 150Ohm ändern nichts an der Steilheit des Diff nur die der Kaskode, 
da die aber deutlich größer als die Steilheit der Diff ist, spielt das 
kaum eine Rolle. Aber vor allem ändern die geänderten 150R den 
Ausgangswiderstand der Kaskode und somit die am Kollektor wirksame 
Spannungsverstärkung. Der Stromhub nimmt aber trotzdem ab, er wird nur 
von der Steilheit des Diff bestimmt.

Hallo Keksstein,

das mit den Polen ist ganz simpel. Ein Pol ist einfach ein Tiefpass, 
also ein R seriell und ein C gegen Masse. Bau mal einen in LTSpice und 
mach eine Vquelle mit AC=1 dran und plotte zwischen 10Hz und 100MHz. Die 
Phasenverschiebung erreicht maximal 90°. Dann mach einen zweiten Pol 
dahinter. Jetzt erreicht sie maximal 180°. Die Phasenverschiebung steigt 
mit der Frequenz! Die Ausgangsamplitude sinkt mit der Frequenz.

Solche R+C's finden sich in jeder Verstärkerstufe (parasitäre C's im 
Transistor: dort hast Du z.B. bei der B-E und B-C Diode eine 
Potenzialdifferenz über einem mehr oder weniger gesperrten PN-Übergang, 
also ein Potenzial über einem Dieelektrikum = Kondensator). Die R's 
finden sich immer als Widerstand der Signalquelle.
Aufgrund der Pole sinkt die Ausgangsamplitude eines jeden Verstärkers 
mit steigender Frequenz, und das bestimmt seine Bandbreite.

Damit ein Verstärker oszilliert, muss die Phasenverschiebung zwischen 
Ein- und Ausgang 180° betragen. Bei einem Sinus (und alle Signale 
bestehen laut Fourier aus einer Summe von verschiedenen Sinus-Signalen, 
daher gilt das für beliebige Signale!) bedeuten 180° 
Phasenverschiebung, dass sich das Vorzeichen des Signals ändert. 
Eigentlich will man ja das Signal mit 0° Phasenverschiebung gegenkoppeln 
(beim nicht-invertierenden Verstärker: wird die Ausgangsspannung höher, 
muss auch das Signal am invertierenden Eingang höher werden um dem 
gegenzuwirken). Ist die Phasenverschiebung nun 180°, wird am 
invertierenden Eingang das invertierte Signal gegengekoppelt. Der 
invertierende Eingang wird im Verstärker durch die Differenzenstufe vom 
nicht-inv. abgezogen. Zieht man hier ein Signal mit negativem Vorzeichen 
ab, wird es aber addiert. Geht also die Ausgangsspannung hoch denkt der 
Verstärker, er müsse den Ausgang noch weiter ansteigen lassen. Aus der 
negativen wird eine positive Rückkopplung -> der Verstärker schwingt.

Das kann erst ab 2 Polen passieren, weil nur 1 Pol nicht auf die dazu 
nötigen 180° Phasenverschiebung kommt. Das heisst aber auch, dass es 
schon ab der 2. Transistorstufe passieren kann. Also eigentlich in jeder 
realistischen OP-Schaltung. Üblich sind 3-stufige Verstärker: 
Differenzenstufe, Spannungsverstärkerstufe, und Ausgangsstufe (meist 
Emitterfolger = Impedanzwandler).

So ein Verstärker erreicht bei irgendeiner Frequenz IMMER die 180°. 
Daran kann man wenig ändern. Man muss nun dafür sorgen, dass er bei 
dieser Frequenz kein Verstärker mehr ist, d.h. dass er nicht mehr 
verstärkt.
Am einfachsten geht das mit einem dominanten Pol, den man künstlich, 
d.h. mit diskretem C, hinzufügt. Bei der üblichen 
Spannungsverstärkerstufe wo der Eingang an die Basis gelegt wird und das 
invertierte & verstärkte Signal am Kollektor erscheint, kann man einfach 
einen Kompensations-C zwischen Basis und Kollektor legen. Der wird mit 
steigender Frequenz immer niederohmiger und koppelt immer mehr des 
invertierten Ausgangssignals auf die Basis zurück (b.Z. klaut ihr den 
nötigen Basis-Strom!) Ab einer gewissen Frequenz verstärkt die Stufe 
dann gar nicht mehr -> Basis und Kollektor sind durch den niederohmig 
gewordenen Kondensator praktisch kurzgeschlossen. Diese Frequenz muss da 
liegen, wo die gesamte Phasenverschiebung durch alle Stufen 180° 
beträgt. Man legt sie in der Praxis noch etwas tiefer (Phasenreserve) 
weil die Verstärkung durch Temperatur und Bauteiltoleranzen schwankt und 
in der Praxis höher liegen konnte als berechnet.

Also nochmal: Das am invertierenden Eingang rückgekoppelte Signal 
erreicht bei irgendeiner Frequenz 180° Phasenverschiebung, und bei 
dieser Frequenz (eher noch deutlich darunter) muss die Verstärkung 
gleich 1 sein (0dB), also der Verstärker muss sich da verhalten wie ein 
Stück Draht (keine Verstärkung mehr). Dann kann auch nichts oszillieren.

Abdul K. schrieb:
> Ich denke auch nicht, daß man mir im Allgemeinen alles mehrfach erklären
> muß. Ich verstehe die meisten Dinge recht schnell.

Ich hatte in deine Richtung auch nicht fachliche Wiederholungen gemeint 
(ich weiß, dass du kein Depp bist), sondern einfach nur sachliche, die 
"übersehen" wurden, was aber auch unheimlich nervt.

Hallo Abdul,
mein Betrag war an Keks gerichtet. Hast Du eine Schaltung vom 709? Hab 
nur die  von 741  gefunden. Tut mir leid mit deiner Frau. Meine ist mit 
schwerer Depression auf der Psychiatrie... ja das Leben kann ein 
Riesenspass sein.

Ben schrieb:
> Hast Du eine Schaltung vom 709?

µA709.
Google: ca 17300 Ergebnisse in 0,48 Sekunden.

Achja Google... da war doch was :)

Der 709 ist gar nicht kompensiert, den C muss man extern dran machen. 
Der ist vermutlich also auch nicht "unity-gain stable". Die 
Spannungsverstärkerstufe ist "beta-enhanced", also ein Emitterfolger mit 
common-emitter (gelb markiert). Der C zwischen A und B klaut einfach mit 
steigender Frequenz Basisstrom (der fließt von B nach A).

Für heutige Maßstäbe ein gruseliges IC. Hat mein Onkel von erzählt, der 
hatte damals damit gebastelt als die auf den Markt kamen, die Dinger 
waren in Null komma nix kaputt weil keinerlei Kurzschluss-Sicherung.

@Abdul: Glioblastom, auch schön. Bei mir in der Familie wars ein 
Medulloblastom (lebt, erblindet) und ALS (inzwischen tot). Das Leben 
geht einfach weiter, das ist das einzig positive was man zu so einer 
Mega-Schxxxxx sagen kann.

Der Strom in der Eingangsstufe sollte deutlich kleiner sein, wegen dem 
Stromrauschen. Das Stromrauschen nimmt etwa mit der Wurzel des 
Basisstromes zu. Damit ein Verstärker zu einer Quelle mit 1 KOhm passt 
sollte der Kollektor-Strom so irgendwo im Bereich 0.1 mA - 0.5 mA sein. 
Mit 2 mal 4 mA, wäre man bei einem Idealen Eingangswiderstand irgendwo 
in Bereich 10-50 Ohm, sofern der Rest nicht viel zusätzliches / 
vermeidbares Spannungsrauschen erzeugt. Bei den Kleinsignaltransistoren 
wird das Spannungsrauschen über etwa 1 mA oft auch nicht mehr viel 
besser.

Ein Puffer, der nicht gut bei mehr als 1 K Quellimpedanz funktioniert 
ist nur begrenzt sinnvoll.

Abdul K. schrieb:
> und meine Frage nach dem Arno-Verstärker. Den fand ich doch glatt
> wieder:
> Beitrag "Re: Endstufe: Phasengang korrigieren"

Da muss ich dich wieder enttäuschen. Auch da machen die Kapazitäten der 
Transistoren die Frequenzgangkorrektur. Es geht nicht ohne, wenn man 
über Alles gegenkoppelt.

Beim µA709 hat man (wenn ich das richtig in Erinnerung habe; habe den 
gehasst und weitgehend ignoriert) eine geteilte Korrektur gemacht, ein 
Pol-Nullstelle-Glied und einen Pol, der dann nach der Nullstelle 
übernommen hat.

Was die Gesundheit betrifft, willkommen im Club, Leute.