Guten Abend, ich möchte einen diskreten OPV aufbauen mit kräftiger Ausgangsstufe und geringsten Verzerrungen. (THD, IMD) Das ganze gibt eine kleine SMD Leiterplatte die in meine Audio Projekte eingeplant werden kann für Anwendungen in denen ein OPV seine Probleme hat: -> Hohe Betriebsspannung, weit aussteuerbar (+/-15V bis +/-30V) -> Niederohmige Lasten -> Leerlaufverstärkung gleichbleibend über 20-20kHz (für gleichmäßigen THD bei allen Hörbaren Frequenzen) Die Anwendungen gehen von niederohmigen Filtern, negative Impedanzwandler für Trafosymmetrische Ausgänge über Kopfhörerverstärker und Line Out Treibern. Das bedingt das die Stufe bei Verstärkung 1 stabil ohne Überschwingen sein muss. Notfalls mit einem auflötbaren C. Vielleicht lässt es sich irgendwann zu einer Lautsprecher Endstufe aufbohren. Das ist meine erste diskrete Verstärkerschaltung, die Theorie habe ich mir versucht in den letzten Wochen anzulesen. Falls grobe Fehler drin sein sollten seit nachsichtig. ;-) Wie funktionierts, was habe ich mir gedacht? De Q3 bildet in Verbindung mit R4 und den LEDs eine Konstantstromquelle, C3 schließt das Rauschen der LEDs kurz. Q16A & B bilden den ersten Differenzverstärker, ich wollte die Schaltung mit 2 Differenzverstärkern um schon ohne GK so linear wie möglich zu sein. Q16 ist ein 4 Fach Transistor Array. (2x NPN 2x PNP) Q8 bildet mit Q4 zusammen einen Stromspiegel, Q14 mit Q4 eine Kaskode damit die Bandbreite der Stufe hoch ist. Q1 wird nahe den Ausgangstransistoren montiert und dient der Temperaturstabilisierung, über R18 wird der Ruhestrom der Endstufe abgeglichen. Bedenken habe ich weil der Offset am Ausgang von der Symmetrie im Differenzverstärker abhängig ist, ob man das stabil bekommt? (deshalb auch das Array auf einem DIE) Wie man sieht ist an der Schaltung selbst noch nichts kompensiert, ich muss irgendwie einen dominanten Pol schaffen denke ich. Ehrlich gesagt blick ich da aber noch nicht durch, habt Ihr Tipps wo man ansetzen kann? Ich bin sicher man kann an einem Hochimpedanzknoten geschickt die Millerkapazität zur Kompensation nutzen, dann bleibt die Slew Rate auch schön hoch. Nur wie? Was ist von der Schaltung zu halten? Es wäre schön auf den Abgleich durch R18 verzichten zu können, eventuell lässt sich da was machen wenn man Mosfets in der Endstufe verwendet? Danke! lg, Jan
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Keksstein schrieb: > Wie man sieht ist an der Schaltung selbst noch nichts kompensiert, ich > muss irgendwie einen dominanten Pol schaffen denke ich. Ehrlich gesagt > blick ich da aber noch nicht durch, habt Ihr Tipps wo man ansetzen kann? > Ich bin sicher man kann an einem Hochimpedanzknoten geschickt die > Millerkapazität zur Kompensation nutzen, dann bleibt die Slew Rate auch > schön hoch. Nur wie? Was ist von der Schaltung zu halten? Indem man die Kaskoden weglässt und die Rückwirkungskapazität von Q9/14 durch externe Kondensatoren vergrößert und/oder die Stabilisierung durch die Emitterwiderstände des Diff macht. Allerdings sinkt dadurch die Leerlaufverstärkung, so dass man weniger Gegenkopplungsgrad hat, man muss da einen Kompromiss finden. Die Kaskoden schränken außerdem die Ausgangsaussteuerbarkeit stark ein. R8/R11 erzeugen Spannungsverstärkung mit Millerrückwirkung auf die Basis von Q16A/D, was zu einem Pol in der Rückkopplung und daher verminderter Phasenreserve führt -> weglassen. Wenn man die Kollektoren von Q16A und Q16D an die Emitter von Q4/Q9 anschließt, bekommt man etwa die gewünschte Spannung (Early-Effekt) und zusätzlichen Stromhub in Q4/Q9. Mosfets in der Endstufe verschärfen das Problem des Ruhestromabgleichs nur, weil deren Ugs viel unbestimmter ist als bei BiPos. Außerdem nimmt die Ausgangsaussteuerbarkeit nochmals deutlich ab. Keksstein schrieb: > Q1 wird nahe den Ausgangstransistoren montiert und dient der > Temperaturstabilisierung Sinnlos, funktioniert nicht. Q1 sieht nicht die Sperrschichttemperatur der Endstufentransistoren, sondern nur bestenfalls die Gehäusetemperatur und das auch nur mit deutlicher zeitlicher Verzögerung. Q1 kann das thermische Hochlaufen kaum verhindern, das machen die Emitterwiderstände.
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Vielen Dank für Deine Antwort! >Indem man die Kaskoden weglässt und die Rückwirkungskapazität von Q9/14 >durch externe Kondensatoren vergrößert und/oder die Stabilisierung durch >die Emitterwiderstände des Diff macht. Allerdings sinkt dadurch die >Leerlaufverstärkung, so dass man weniger Gegenkopplungsgrad hat, man >muss da einen Kompromiss finden. Die Kaskoden schränken außerdem die >Ausgangsaussteuerbarkeit stark ein. Gibt es keinen Weg die Schaltung "schnell" zu lassen? Die Slew Rate intern stark zu begrenzen gefällt mir nicht, lassen sich Rückschlüsse auf die Phasenreserve nur mit Kompensation durch die Emitterwiderstände im Differenzverstärker machen? Das Konzept ist ja möglichst gleichbleibende Verstärkung über Frequenz (<20kHz) und hohe Bandbreite um mit der GK zusätzlich zu linearisieren. >R8/R11 erzeugen Spannungsverstärkung mit Millerrückwirkung auf die Basis >von Q16A/D, was zu einem Pol in der Rückkopplung und daher verminderter >Phasenreserve führt -> weglassen. Wenn man die Kollektoren von Q16A und >Q16D an die Emitter von Q4/Q9 anschließt, bekommt man etwa die >gewünschte Spannung (Early-Effekt) und zusätzlichen Stromhub in Q4/Q9. Habe ich im Schaltplan übernommen, ich rechne noch durch und passe die Widerstände an. Danke für den Tipp! >Sinnlos, funktioniert nicht. Q1 sieht nicht die Sperrschichttemperatur >der Endstufentransistoren, sondern nur bestenfalls die >Gehäusetemperatur >und das auch nur mit deutlicher zeitlicher Verzögerung. Q1 kann das >thermische Hochlaufen kaum verhindern, das machen die >Emitterwiderstände. Reichen die Emitterwiderstände dazu aus oder geht die Schaltung irgendwann "hoch"? Weil ich gerne mit SMD Bauteilen arbeiten würde ist eine thermische Kopplung zwischen den Emitterfolger Endtransistoren auch nicht so einfach machbar. lg, Jan
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Anbei die Schaltung mit den neu berechneten Widerständen. Ist der Aufbau so gut oder gibt es weitere Dinge die verbessert werden können?
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Entschuldigt bitte die weitere Editierung, ich hatte gerade die Idee statt R17 + R18 eine weitere LED einzufügen und die Emitterwiderstände anzupassen. Ich erhoffe mir durch die Kennlinie der LED den Ruhestrom der Endstufe konstanter halten zu können. (Uf_LED - Ube_Q11 - Ube_Q12) / (R1 + R2) = I_Q11/12
Keksstein schrieb: > Gibt es keinen Weg die Schaltung "schnell" zu lassen? Die Schaltung ist doch schnell, deine 20kHz Leerlaufbandbreite sind so jedenfalls kein Problem. Und einen tiefliegenden dominierenden Pol brauchst du, damit eine hohe Phasenreserve für guten Frequenzgang und Impulsverhalten machbar ist. So Basteleien mit Pol-Nullstellen-Korrektur für etwas höhere Bandbreite würde ich nicht machen, weil dabei ein Bereich geringerer Phasenreserve auftritt, der letztlich das Impulsverhalten versaut. Das kann man sich sehr schön in den Datenblättern solcher OPV ansehen, z.B. LT1028/LT1128. > lassen sich Rückschlüsse > auf die Phasenreserve nur mit Kompensation durch die Emitterwiderstände > im Differenzverstärker machen? Man kann solche Schaltungen so dimensionieren, dass allein die Kollektor_Basis-Kapazität der Spannungsverstärkerstufen zur Frequenzgangkorrektur ausreicht, wenn man mit den Emitterwiderständen die Leerlaufverstärkung so einstellt. Mit der Leerlaufverstärkung stellt man doch unmittelbar auch die Schleifenverstärkung und damit die Verstärkungs- bzw. Phasenreserve ein. > Das Konzept ist ja möglichst > gleichbleibende Verstärkung über Frequenz (<20kHz) und hohe Bandbreite > um mit der GK zusätzlich zu linearisieren. Aus eigener Erfahrung kann ich sagen, dass man mit dem Konzept bei 20kHz Lerrlaufbandbreite ohne weiteres eine Schleifenverstärkung von 60dB hinbekommt, die dann den Leerlaufklirrfaktor von ungefähr 1% etwa um den Faktor 1000 reduzieren kann. Keksstein schrieb: > Reichen die Emitterwiderstände dazu aus oder geht die Schaltung > irgendwann "hoch"? Wenn der Gesamtwärmewiderstand der Endstufe kleiner als 333K/W ist, reichen die 10R aus.
>So Basteleien mit Pol-Nullstellen-Korrektur >für etwas höhere Bandbreite würde ich nicht machen, weil dabei ein >Bereich geringerer Phasenreserve auftritt, der letztlich das >Impulsverhalten versaut. Das kann man sich sehr schön in den >Datenblättern solcher OPV ansehen, z.B. LT1028/LT1128. Wie würdest du dann an der Schaltung ansetzen? Wirklich die Kaskode rausschmeißen? Die Theorie hinter Bode Diagrammen und Phasenreserve fällt mir noch sehr schwer, da hebe ich noch keinen Durchblick. >Man kann solche Schaltungen so dimensionieren, dass allein die >Kollektor_Basis-Kapazität der Spannungsverstärkerstufen zur >Frequenzgangkorrektur ausreicht, wenn man mit den Emitterwiderständen >die Leerlaufverstärkung so einstellt. Mit der Leerlaufverstärkung stellt >man doch unmittelbar auch die Schleifenverstärkung und damit die >Verstärkungs- bzw. Phasenreserve ein. Sowas lässt sich doch sicher in LTSpice simulieren, die Mathematik dahinter ist bestimmt nicht einfach? >Aus eigener Erfahrung kann ich sagen, dass man mit dem Konzept bei >20kHz >Lerrlaufbandbreite ohne weiteres eine Schleifenverstärkung von 60dB >hinbekommt, die dann den Leerlaufklirrfaktor von ungefähr 1% etwa um >den >Faktor 1000 reduzieren kann. 100dB Klirrdämpfung reichen mir mit Sicherheit :-)
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Keksstein schrieb: > Wie würdest du dann an der Schaltung ansetzen? Hängt von den Anforderungen und deren Gewichtung ab. Vor langer Zeit habe ich auch solche Schaltungen wie du gemacht, von denen ich einen Entwurf mal angehängt habe. Einige deiner Forderungen sind wohl erfüllt.
Keksstein schrieb: > 100dB Klirrdämpfung reichen mir mit Sicherheit Wie kommst Du auf 100dB Klirrdämpfung, meinst Du 1% * 60dB?
Danke für die Mühe! Für den relativ "einfachen" Aufbau sind die Daten ja schon sehr gut. Mir geht es um bestmögliche Audio Performance, sprich geringstmögliche Verzerrungen, keine Überschwinger bei der Rechteckantwort, Klirrfaktor über den Hörbereich gleichbleibend niedrig, geringes Rauschen und fähig auch niederohmige Lasten sauber zu treiben. Ruhestrom ist mir weitgehend egal. Außerdem versteht man am realen Aufbau beim Testen immer besser die zusammenhänge, zumindest mir geht es so. ließt sich so als gäbe es noch "bessere" Konzepte, hast du da vielleicht einen Tipp?
Keksstein schrieb: > ließt sich so als gäbe es noch "bessere" Konzepte Ja. Man muss sich entscheiden, ob man mit dem Pegel steigende oder abnehmende Verzerrungen haben will. Die AB-Schaltungen machen weniger Verzerrungen mit steigendem Pegel (weil die Übernahmeverzerrungen bei großen Pegeln weniger ins Gewicht fallen), A-Schaltungen verhalten sich umgekehrt. Ich machte dann Gegentakt-A-Schaltungen. Wenn die Fourier-Analyse einen Klirr von unter 1µ% anzeigt wird einem ganz warm ums Herz.
>Wie kommst Du auf 100dB Klirrdämpfung, meinst Du 1% * 60dB?
1% THD bedeutet eine Klirrdämpfung von 40dB, ArnoR schreib das durch die
GK die Verzerrungen nochmal um den Faktor 1000 (die 60dB) sinken. Macht
gesamt 100dB (was ja auch ganz gut mit der Simulation von oben
übereinstimmt)
Die Kompensation der Temperaturdrift über den Transistor als VBE multiplier ist zwar nicht perfekt, aber immer noch viel besser also sich auf einen konstanten Ruhestrom der Schaltung zu verlassen. Ein Problem der Schaltung mit NPN und PNP Differenzstufe ist nämlich gerade das schon der Ruhestrom der VAS Stufe nicht besonders stabil ist und wenn man Pech hat ggf. schon weg läuft oder je nach Wahl der Transistoren abgeglichen werden muss. Ob die Schaltung stabil wird kann ich nicht so ohne weiteres überblicken. Eine gute Linearität würde ich aber eher nicht erwarten: die Bandbreite der Differenzverstärkerstufen dürfte wegen der wirksamen Millerkapazitäten eher gering sein und entsprechend die zulässigen GBW klein. D.h. ohne extra kondensatoren zu Kompensation wird es so eher nicht stabil werden, trotz der eher geringen open loop Verstärkung. Da dürfte man bei THD irgendwo auf dem Niveau wie beim 741 liegen, wenn man Glück hat und der Ruhestrom nicht zu sehr weg läuft. Besser als ein LM358 wird es vermutlich aber schon werden.
>Ja. Man muss sich entscheiden, ob man mit dem Pegel steigende oder >abnehmende Verzerrungen haben will. Die AB-Schaltungen machen weniger >Verzerrungen mit steigendem Pegel (weil die Übernahmeverzerrungen bei >großen Pegeln weniger ins Gewicht fallen), A-Schaltungen verhalten sich >umgekehrt. Ich machte dann Gegentakt-A-Schaltungen. Wenn die >Fourier-Analyse einen Klirr von unter 1µ% anzeigt wird einem ganz warm >ums Herz. Gerade bei kleinem Pegel sind unsere Ohren ja empfindlicher auf Verzerrungen, das scheint mir der bessere Weg zu sein. "Meine" Schaltung läuft doch an üblichen Lasten schon in Klasse A (in den Endtransistoren) durch den recht hohen Ruhestrom, oder nicht? Die Stufen davor (bis auf den Diff) bekommen ja auch schon gut Strom, lohnt es sich da nochmal mehr fließen zu lassen? Wie gesagt Ruhestrom ist mir ziemlich egal solange es nicht mehrere 100mA für eine "nicht" Endstufe sind.
>Die Kompensation der Temperaturdrift über den Transistor als VBE >multiplier ist zwar nicht perfekt, aber immer noch viel besser also sich >auf einen konstanten Ruhestrom der Schaltung zu verlassen. Ein Problem >der Schaltung mit NPN und PNP Differenzstufe ist nämlich gerade das >schon der Ruhestrom der VAS Stufe nicht besonders stabil ist und wenn >man Pech hat ggf. schon weg läuft oder je nach Wahl der Transistoren >abgeglichen werden muss. Deshalb denke ich LED5 ist ein guter Weg den Ruhestrom in der Endstufe stabil zu halten, grüne LEDs haben nach Studium diverser Datenblätter oft eine relativ Steile Kennlinie. Die Idee ist dadurch den Ruhestrom in Q11 & Q12 stabil zu halten auch wenn die Treiberstufe davor wegdriftet. Ich hatte am Anfang über jeder Differenzstufe einen Stromspiegel vorgesehen nur dann klappt der "Trick" mit der Kaskode so nicht mehr. Konsequenz dessen ist das matched Quad in der Diff, wie stabil das wird kann ich aber leider (noch) nicht abschätzen. >Eine gute Linearität würde ich aber eher nicht erwarten: >die Bandbreite der Differenzverstärkerstufen dürfte wegen der wirksamen >Millerkapazitäten eher gering sein und entsprechend die zulässigen GBW >klein. Bekomme ich das nicht mit mehr Strom durch die Eingangsstufe (= niederohmiger) in den Griff? Eventuell könnte man dort die Kaskode verwenden, den Dominanten Pol schaffen indem die Kaskode in der Treiberstufe rausfällt so wie ArnoR es vorgeschlagen hat. >Da dürfte man bei THD irgendwo auf dem Niveau wie beim 741 liegen, >wenn man Glück hat und der Ruhestrom nicht zu sehr weg läuft. Das klingt nicht wirklich gut...
Keksstein schrieb: > "Meine" Schaltung > läuft doch an üblichen Lasten schon in Klasse A (in den Endtransistoren) > durch den recht hohen Ruhestrom, oder nicht? Schon, nur ist die Stufe nicht sonderlich linear, und man braucht die bei A-Betrieb auch überhaupt nicht.
Keksstein schrieb: > Sowas lässt sich doch sicher in LTSpice simulieren, die Mathematik > dahinter ist bestimmt nicht einfach? Hallo, na klar! Und es macht deutlich mehr Spass, als nur mit dem Lötkolben zu hantieren. Natürlich muß man irgendwann mal an die Hardware, aber in der Simulation raucht einfach nichts ab. Außerdem lohnt es sich, intensiv im Netz nach Schaltungen zu suchen. Da gibt es jede Menge Beispiele. Auch zu dem Problem der "hohen" Spannungen. Viel Spass beim Basteln! Gruß Rainer
PS, und die Simulation zeigt schnell, dass die meisten Schaltungen Murks sind! Also Glückauf Rainer
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Guten Abend, damit Ihr nicht denkt Eure Tipps waren umsonst, es ging weiter mit der Schaltung ;-) Die ursprüngliche Schaltung wurde um Emitterfolger erweitert, je nach Anforderung muss nur der erste bestückt werden. Für einen ziemlich überdimmensionalen Kopfhörerverstärker z.B. dann alle 4. (Ursprünglich wollte ich 2 DPAK Transistoren oder ähnliches verwenden aber sowas gibts fast nicht mehr für Linearen Betrieb, deshalb 4 SOT223) Zusätzlich gibt es einen SOA Schutz um Q3 und Q5 damit der OPV wie die integrierten Schaltungen dauerhaft Kurzschlussfest ist. Fallen an den Emitterwiderständen des ersten Transistors über ~2,6V ab (55mA) klaut ihm der Schutztransistor den Basisstrom, ich habe Sicherheitsreserven gelassen sodass dieser primitive Schutz reichen müsste. Durch die recht hochohmigen Emitterwiderstände sollte der Ruhestrom auch thermisch stabil bleiben. C218 und C219 sollen die Stufe im Notfall stabil machen, sind normalerweise nicht bestück. Ich habe eine vergleichbare Schaltung in einem kaufbaren (Audio) Vorverstärker gefunden, zumindest der Differenzverstärker am Eingang ist ähnlich. http://bilder.hifi-forum.de/medium/655060/vxpro-2_197197.png Dort sind vor den Basen der Transistoren am Eingang (Bei mir THAT340) jeweils Vorwiderstände geschaltet. Ich kann mir das gerade nicht erklären, habt Ihr eine Idee? Durch den komplett komplementären Aufbau und das Array am Eingang hoffe ich das ich eine Klirrdämpfung deutlich über 100dB bekomme, die verlinkte Schaltung schafft das scheinbar schon. Die Probleme der Schaltung gibt es weiterhin, Hohe Ruhestromaufnahme wegen Klasse A im normalbetrieb und das der Ausgang nicht sehr weit an die Betriebsspannung ausgesteuert werden kann, die Schaltung "schluckt" relativ viel. Beides ist mir egal, ich hoffe bei +-35V Versorgung 20Veff am Ausgang erreichen zu können bei niederohmigen Lasten. (das sollte so noch OK sein, die Endtransistoren haben eine Vce_max von 80V. So nahe will ich da nicht ran) Ich wollte nochmal nach Euren Meinungen fragen, die Platine würde ich dann in Auftrag geben und ausprobieren/optimieren. Dazu muss aber die Schaltung grundsätzlich passen. Ganz wichtig ist das sie bei Verstärkung 1, also als Impedanzwandler, stabil und mit Überschwinger "freier" sauberen Rechteckantwort läuft. Da bin ich im Moment nicht so sicher. Gruß, Jan
Die Schaltung sieht nicht vielversprechend aus - eher eine schlechte Umsetzung. Vor allem die Leerlaufverstärkung dürfte klein sein und der Klirrfaktor damit eher hoch - eher nicht besser als ein 741. Die Schaltung sollte man vor dem realen Aufbau wirklich simulieren. Es gibt 2 erkennbare und leicht zu behebende Schwächen: Einmal die Drift und fehlende Einstellbarkeit des Ruhestromes der Emitterfolger-Endstufe, weil die LEDs eher nicht passen um die 4 BE Übergänge zu kompensieren. Es wäre damit zu rechnen, dass der Ruhestrom mit steigender Temperatur recht schnell zunimmt. Normal gleicht man bei AB Audioverstärken den Ruhestrom so ab, dass der Klirrfaktor minimal wird. Diese Möglichkeit sollte man nutzen, etwa indem man den Üblichen VBE Verstärker nutzt. Die 2. kleine Schwachstelle ist, dass R292 / R293 zum Ausgang gehen. Besser wäre es die Verbindung zu kappen, also nur einen Widerstand für den Ruhestrom der 1. Stufe der Darlingtonstufe. So wie gezeichnet wäre der Eingangsstrom relativ stark vom Ausgangsstrom abhängig. Wegen der sehr hochohmiger Stufe davor hätte man mit massiven Verzerrungen zu rechnen. Es spricht nicht viel dafür, dass er Verstärker einen geringen Klirrfaktor erreichen wird. Es gibt eher Probleme mit einer geringen Verstärkung. An der geringen Verstärkung kann man allerdings nicht so einfach etwas ändern, die ist nötig, damit der Ruhestrom definiert bleibt. Wenn man auf 20 V_eff = 56 V_pp zu erreichen,könnte es mit +-35 V knapp werden. Es gehen schon etwa 6 V (4 V von der Vorstufe, ca. 1.5-2 V vom Emitterfolger) an jeder Seite Verloren.
Hallo Lurchi, >Es spricht nicht viel dafür, dass er Verstärker einen geringen >Klirrfaktor erreichen wird. Es gibt eher Probleme mit einer geringen >Verstärkung. An der geringen Verstärkung kann man allerdings nicht so >einfach etwas ändern, die ist nötig, damit der Ruhestrom definiert >bleibt. Die selbe Eingangsstufe funktioniert ja im oben verlinkten Schaltplan mit wenig Klirr. Siehst Du hier einen Unterschied zu "meiner" Schaltung? >Es gibt 2 erkennbare und leicht zu behebende Schwächen: >Einmal die Drift und fehlende Einstellbarkeit des Ruhestromes der >Emitterfolger-Endstufe, weil die LEDs eher nicht passen um die 4 BE >Übergänge zu kompensieren. Es wäre damit zu rechnen, dass der Ruhestrom >mit steigender Temperatur recht schnell zunimmt. Normal gleicht man bei >AB Audioverstärken den Ruhestrom so ab, dass der Klirrfaktor minimal >wird. Diese Möglichkeit sollte man nutzen, etwa indem man den Üblichen >VBE Verstärker nutzt. Es ist ja nur ein Leistungs-OPV, die Emitterwiderstände müssen deshalb nicht so niederohmig wie möglich sein. Ich hätte erwartet das das den Ruhestrom stabil genug hält, in der Simulation sehe ich das halt leider nicht. Lässt sich das nachrechnen? Normalerweise nehmen die Verzerrungen doch mit steigendem Ruhestrom ab, man bekommt nur ein thermisches Problem irgendwann. Ich habe deshalb einfach einen ziemlich hohen Ruhestrom genommen, damit läuft die Stufe bei den meisten Lasten in Klasse A. Ich sehe in Bezug auf den Klirrfaktor keinen Grund den Ruhestrom Abgleichbar zu machen, nur falls die Stufe thermisch wegläuft. Würde ich aber gerne vermeiden Abgleichen zu müssen ;-) >Die Schaltung sollte man vor dem realen Aufbau wirklich simulieren. Habe ich gestern Abend schon erledigt, daher kommen C218/C219. ;-) Simulation ist angehängt, ich bekomme leider die richtigen Transistoren nicht in Spice importiert. Kann mir jemand sagen wie ich den Klirrfaktor der Schaltung und das Rauschen am Ausgang richtig simulieren kann? >Die 2. kleine Schwachstelle ist, dass R292 / R293 zum Ausgang gehen. >Besser wäre es die Verbindung zu kappen, also nur einen Widerstand für >den Ruhestrom der 1. Stufe der Darlingtonstufe. So wie gezeichnet wäre >der Eingangsstrom relativ stark vom Ausgangsstrom abhängig. Wegen der >sehr hochohmiger Stufe davor hätte man mit massiven Verzerrungen zu >rechnen. Das muss ich mir in der Simulation ansehen, verstehe ich im Moment nicht warum die Verzerrungen steigen sollen. Danke schonmal für den Hinweis! Gruß, Jan
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Ich habe es geschafft die Verzerrungen der Schaltung zu simulieren. Error Log spuckt folgendes aus: -> Total Harmonic Distortion: 0.000099% Über 120dB Klirrdämpfung. Wenn das stimmt sagenhaft, so genau bekomme ich das nicht gemessen. (Soundkarte) Der Generator am Eingang wurde mit 0.000001% (-160dB) simuliert. Verstärkung 1 ist kein Problem, keine Überschwinger zu sehen. Einziges Problem: Das Transistor Array packt die +-35V nicht, da muss ich suchen oder diskrete Bauteile verwenden. Das Offsetproblem löse ich im Notfall extern. Gruß, Jan
Keksstein schrieb: > Ich hätte erwartet das das den > Ruhestrom stabil genug hält, in der Simulation sehe ich das halt leider > nicht. Lässt sich das nachrechnen? Ja. Die Emitterwiderstände müssen dieser Gleichung genügen: RE>RthjU*Uce*TKUbe dann ist die Endstufe ruhestromstabil. Keksstein schrieb: > daher kommen C218/C219 Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs. Die Leerlaufbandbreite der Schaltung ist nichtmal 200Hz. Leerlauffrequenzgang und Leerlaufphasengang sehen sehr seltsam aus. Was ist von deinen oben aufgestellten Forderungen übrig geblieben?
Hallo ArnoR, >Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs. >Die Leerlaufbandbreite der Schaltung ist nichtmal 200Hz. >Leerlauffrequenzgang und Leerlaufphasengang sehen sehr seltsam aus. Das war mir entgangen, war so natürlich nicht geplant. Ich kämpfe gerade noch mit Spice. Wo kann ich ansetzen damit die Schaltung schnell bleibt und stabil wird? Mich fragt wie die Simulation dann auf den niedrigen Klirrfaktor gekommen ist. >Ja. Die Emitterwiderstände müssen dieser Gleichung genügen: >RE>RthjU*Uce*TKUbe >dann ist die Endstufe ruhestromstabil. Danke! Gruß, Jan
Den Ruhestrom der Endstufe kriegt man einigermaßen stabil mit einem VBE Mulitpier statt der festen Spannung. Wegen der relativ großen Emitterwiderstände ist die Einstellung nicht so kritisch, das könnten ggf. auch einfach 2 feste Widerstände sein. Solange man im Klasse A Bereich bleibt ist der genaue Wert auch nicht so kritisch. Das kommt erst wenn der Übergang zur Klasse B kommt - da kann man mit dem passenden Strom ggf. schon noch etwas gewinnen. Ein erster Schritt um sich die Verzerrungen anzusehen ist es sich die Differenz über den Eingang des Differenzverstärkers anzusehen. Da kann man dann auch gleich die Verstärkung abschätzen. Das geht ggf. besser mit einem Sinussignal, weil man so nicht durch die zu erwartende Phasenverschiebung irritiert wird. Zumindest in der Simulation und im Klasse A Bereich sieht es gut aus. Die Verstärkung ist mit ca. 15000 fach bei 1 kHz auch nicht so schlecht wie befürchtet, aber auch nicht super gut. Wenn man in den Klasse B Bereich kommt sieht man ein paar Abweichungen vom Sinus, aber auch nicht schlimm. Die Frage ist ggf. ein wenig wie gute die Modelle sind - bei der Syymetrischen Eingangsstufe fällt ggf. der Erste nichtlineare Term größtenteils weg, und ob der nächste mit im Modell drin ist, ist die Frage. Bei der relativ hohen Verlustleistung kommen ggf. thermische Effekte mit rein, die so nicht in der Simulation sind. Der Vorgesehene Ruhestrom der Endstufe ist reichlich hoch - damit läuft der Verstärker schon richtig heiß. Das Rauschen kann man einfach mit LTspice simulieren, für die meisten Transistoren passen die Rauschwerte einigermaßen. Wichtig ist auch sowieso vor allem die Eingangsstufe. Beim Rauschen sollte man auch auf das Stromrauschen achten - so wie gezeigt ist der Eingang gut beim Spannungsrauschen, aber mit hohem Stromrauschen. Damit ist der Verstärker nur gut für niederohmige Quellen (z.B. < 500 Ohm). Je nach Quelle sollte man die Eingangsstufen mit deutlich (z.B. Faktor 10) weniger Strom betreiben, was leider auch Rückwirkungen auf die Geschwindigkeit hat.
ArnoR schrieb: > Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs. Obwohl bei V3 tfall=0 und trise=0 gesetzt ist, liefert die Quelle die 100µs-Flanken. K.A. wieso das so ist.
ArnoR schrieb: > Die Leerlaufbandbreite der Schaltung ist nichtmal 200Hz. > Leerlauffrequenzgang und Leerlaufphasengang sehen sehr seltsam aus. Das muss ich korrigieren, irgend ein blöder Fehler mit dem blöden LTSpice ist mir da passiert. Nachdem ich nochmal die Datei runtergeladen und ac-simuliert habe, gibt es ganz andere Ergebnisse. Nun ist Frequenz- und Phasengang normal, Vo=90dB mit -3dB bei etwa 400Hz.
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>Den Ruhestrom der Endstufe kriegt man einigermaßen stabil mit einem VBE >Mulitpier statt der festen Spannung. Wegen der relativ großen >Emitterwiderstände ist die Einstellung nicht so kritisch, das könnten >ggf. auch einfach 2 feste Widerstände sein. Solange man im Klasse A >Bereich bleibt ist der genaue Wert auch nicht so kritisch. Das kommt >erst wenn der Übergang zur Klasse B kommt - da kann man mit dem >passenden Strom ggf. schon noch etwas gewinnen. Das mit den Widerständen hatte ich auch überlegt, dann ist der Ruhestrom aber meiner Meinung nach wirklich sehr abhängig von der Eingangsstufe. Die LEDs haben durch ihre Kennlinie ja schon einen Stabilisierenden Effekt. >Ein erster Schritt um sich die Verzerrungen anzusehen ist es sich die >Differenz über den Eingang des Differenzverstärkers anzusehen. Da kann >man dann auch gleich die Verstärkung abschätzen. Das geht ggf. besser >mit einem Sinussignal, weil man so nicht durch die zu erwartende >Phasenverschiebung irritiert wird. Zumindest in der Simulation und im >Klasse A Bereich sieht es gut aus. Die Verstärkung ist mit ca. 15000 >fach bei 1 kHz auch nicht so schlecht wie befürchtet, aber auch nicht >super gut. Wenn man in den Klasse B Bereich kommt sieht man ein paar >Abweichungen vom Sinus, aber auch nicht schlimm. Die Frage ist ggf. >ein >wenig wie gute die Modelle sind - bei der Syymetrischen Eingangsstufe >fällt ggf. der Erste nichtlineare Term größtenteils weg, und ob der >nächste mit im Modell drin ist, ist die Frage. >Bei der relativ hohen Verlustleistung kommen ggf. thermische Effekte >mit rein, die so nicht in der Simulation sind. Ich muss dazu nochmal erwähnen, die Transistoren in der Simulation sind komplett andere als später in der Schaltung. Ich bekomme die Modelle für THA340, BC850/960 und BCP56/BCP53 nicht importiert. In echt sieht es wohl besser aus. >Der Vorgesehene Ruhestrom der Endstufe ist reichlich hoch - damit >läuft der Verstärker schon richtig heiß. Ja, das weiß ich. Die Kühlfläche ist aber relativ groß und im Notfall kann man einen Kühlkörper von hinten aufsetzen. Der SOA Schutz passt noch nicht, im Kurzschlussfall sind es bis zu 3W pro Transistor. Das kann SOT223 nicht. >Das Rauschen kann man einfach mit LTspice simulieren, für die meisten >Transistoren passen die Rauschwerte einigermaßen. Wichtig ist auch >sowieso vor allem die Eingangsstufe. Beim Rauschen sollte man auch auf >das Stromrauschen achten - so wie gezeigt ist der Eingang gut beim >Spannungsrauschen, aber mit hohem Stromrauschen. Damit ist der >Verstärker nur gut für niederohmige Quellen (z.B. < 500 Ohm). Je nach >Quelle sollte man die Eingangsstufen mit deutlich (z.B. Faktor 10) >weniger Strom betreiben, was leider auch Rückwirkungen auf die >Geschwindigkeit hat. Die Quellen werden ziemlich niederohmig sein, das Stromrauschen ist deshalb nicht so wichtig. >Obwohl bei V3 tfall=0 und trise=0 gesetzt ist, liefert die Quelle die >100µs-Flanken. K.A. wieso das so ist. Ja, das habe ich auch gesehen. Ich kämpfe seit heute morgen daran vernünftige Steile Flanken am Eingang zu bekommen um die Schaltung ein wenig zu "kitzeln". Ich habe nochmal etwas daran geändert, die Kaskode ist rausgeflogen. Dadurch kann man mit relativ kleinen Cs kompensieren (4,7pF) eventuell reicht die parasitäre Kapazität vom Transistor ja. Dafür geht der BC860/850 hier nicht mehr wegen der Verlustleistung. Und der Klirrfaktor ist wesentlich höher (107dB Klirrdämpfung. Gut aber verbesserungswürdig) ArnoR, wie hast Du den Leerlaufphasengang / Frequenzgang in Spice simuliert? Ich wüsste gerne welche Schaltung dynamisch besser ist.
Keksstein schrieb: > wie hast Du den Leerlaufphasengang / Frequenzgang in Spice > simuliert? R21 mit einem 1kF-Kondensator überbrückt. Aber so oft ich das nun mit der Originaldatei auch versuche, ich bekomme jetzt immer wieder den verkorksten Frequenzgang. LTSpice ich echt das Letzte.
Ich bekomme es im Moment nicht hin mir das Bode-Diagramm anzeigen zu lassen, bin noch am versuchen. Eventuell muss man die Sachen die ich über Spice Directive eingegeben habe rauswerfen, das war nötig um eine Klirrarme AC Quelle zu bekommen. Welche Schaltung ist vorzuziehen? Kaskode oder ohne? Die Idee ohne Kaskode hattest Du oben eingebracht, ich frage mich nun welches die bessere Schaltung ist. Mir ist es gelungen einen Ersatz für die 4 Transistorpaare zu finden, ON Semi bietet den MJD243/MJD253 im DAPK, da sollte jeweils einer reichen. Damit arbeitet der SOA Schutz wie gewünscht, bei 260mA ist Schluss. Im Kurzschlussfall muss er maximal ~9W verheizen, das geht.
ArnoR schrieb: > ArnoR schrieb: >> Und daher kommt eine lächerlich geringe Slew Rate von 40V/100µs=0,4V/µs. > > Obwohl bei V3 tfall=0 und trise=0 gesetzt ist, liefert die Quelle die > 100µs-Flanken. K.A. wieso das so ist. 1n oder 1p nehmen, dann geht es. Bei 0 tritt der genannte Effekt auf.
Keksstein schrieb: > Ich wüsste gerne welche Schaltung dynamisch besser ist. Dynamisch besser ist die Schaltung, die die höhere zweite Polfrequenz fp2 hat, denn die legt die Transitfrequenz ft<=1/2fp2 (für >60° Phasenreserve) bzw. das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt, also die Lage der grünen Kurve in Bild 1 Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung" fest.
Keksstein schrieb: > Ich bekomme es im Moment nicht hin mir das Bode-Diagramm anzeigen zu > lassen Du musst für V3 im Spannungsquellen-Dialog rechts ein AC-Signal aktivieren und eine Simulationsdirektive .ac .... hinzufügen.
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>1n oder 1p nehmen, dann geht es. Bei 0 tritt der genannte Effekt auf.
Oh super, danke für den Tipp!
Slew Rate von der Originalen Schaltung sieht mit den 220pF auch nicht so
übel aus, siehe Anhang. Den Überschwinger bekommt man beim Betrieb als
Impedanzwandler nicht weg, stören tut er wohl nicht. Durch den
Symmetrischen Aufbau ist er bei Steigender und Fallender Flanke gleich.
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>Du musst für V3 im Spannungsquellen-Dialog rechts ein AC-Signal >aktivieren und eine Simulationsdirektive .ac .... hinzufügen. Danke! Das Ergebnis sieht komisch aus, im Anhang. (Inv Eingang gegen Masse, R21 mit 1MF gebrückt. Ich würde behaupten da stimmen meine Einstellungen nicht.
Keksstein schrieb: > Den Überschwinger bekommt man beim Betrieb als > Impedanzwandler nicht weg, stören tut er wohl nicht. Aua. Das ist nicht ein Überschwinger, sondern schon richtiges Klingeln, es zeigt eine geringe Phasenreserve an. Die Schaltung hat auch keinen guten Frequenzgang am oberen Ende. Hören wirst du den nicht, aber das Rauschen ist etwas größer und es ist nicht mehr weit bis zum Oszillator. Simuliere mal mit variablen Temperaturen und Parameterschwankungen der Transistoren.
Keksstein schrieb: > Ich würde behaupten da stimmen meine > Einstellungen nicht. "Type of Sweep" auf dec stellen.
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>Aua. Das ist nicht ein Überschwinger, sondern schon richtiges Klingeln, >es zeigt eine geringe Phasenreserve an. Die Schaltung hat auch keinen >guten Frequenzgang am oberen Ende. Hören wirst du den nicht, aber das >Rauschen ist etwas größer und es ist nicht mehr weit bis zum Oszillator. >Simuliere mal mit variablen Temperaturen und Parameterschwankungen der >Transistoren. Nicht weit zum Oszillator klingt nicht gut, was oszillieren kann tut das irgendwann auch. Hätte das nicht als so kritisch eingestuft, eher als unschön. Den Überschwinger kann ich in beiden Schaltungen abschwächen indem ich die Kompensations Cs erheblich vergrößere, ob das so klever ist dort 1nF einzubauen? Schön sieht es am Ausgang nicht aus, siehe Anhang. Gibt es einen Anderen Punkt wo man zum kompensieren ansetzen kann? >"Type of Sweep" auf dec stellen. Das Bild wurde so gemacht, die Einstellung ist "dec".
Keksstein schrieb: > ob das so klever ist dort 1nF einzubauen? Nein, die Slew Rate wird entsprechend kleiner. > Gibt es einen Anderen Punkt wo man zum kompensieren ansetzen kann? Du könntest die Leerlaufverstärkung (Emitterwiderstände des Diff) reduzieren. Keksstein schrieb: > die Einstellung ist "dec". Dann musst du die X-Achsenskalierung unter "Manual Limits" auf logarithmic umstellen.
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Keksstein schrieb: > Schön sieht es am Ausgang nicht aus, siehe Anhang. Ich kann damit nichts anfangen. Deine letzte Schaltung liefert bei mir diese katastrophalen Ergebnisse: siehe Anhang.
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Habe ich versucht, sieht besser aus, siehe Anhang. (mit Simulation) Der rot markierte Widerstand verhindert einen "Buckel" in der Verstärkung/Phasengang. Der Überschwinger ist mit 470 Ohm Emitterwiderständen im Diff sehr viel kleiner geworden. Ich muss langsamere Transistoren am Ausgang versuchen, die momentan eingebauten sind unrealistisch schnell. (Außerdem nicht für Linearbetrieb optimiert) >Ich kann damit nichts anfangen. Deine letzte Schaltung liefert bei mir >diese katastrophalen Ergebnisse: siehe Anhang. komisch, das sehe ich nicht in meiner Simulation. So heftiges klingeln hatte ich nicht, bei mir sind das minimale "Nadeln" bei der letzten Schaltung geworden.
Keksstein schrieb: > komisch, das sehe ich nicht in meiner Simulation. Ich habe an deiner Schaltung nichts geändert, nur das Timing der V3 auf 10ns-Flanken und 10µs-Periode geändert, außerdem die ac-Analyse dazugeschrieben. Datei im Anhang. Keksstein schrieb: > Ich muss langsamere Transistoren am Ausgang versuchen, Dann werden die Probleme noch größer, der zweite Pol (der alles bestimmt) sinkt dann ab.
>Ich habe an deiner Schaltung nichts geändert, nur das Timing der V3 auf >10ns-Flanken und 10µs-Periode geändert, außerdem die ac-Analyse >dazugeschrieben. Datei im Anhang. Die Simulation die ich oben zuletzt angehängt habe läuft wesentlich besser. >Dann werden die Probleme noch größer, der zweite Pol (der alles >bestimmt) sinkt dann ab. Sollte ja machbar sein ein Transistorpärchen mit hoher Transitfrequenz lässt sich sicher finden. Der momentan verbaute liegt halt bei 300Mhz, in einem anderen Package das mehr Verlustwärme abgeben kann habe ich noch keinen so "schnellen" gefunden.
Keksstein schrieb: > Die Simulation die ich oben zuletzt angehängt habe läuft wesentlich > besser. Da sind wieder die Kaskoden drin, die eine Schaltung weiter oben gerade rausgenommen wurden. So langsam weiß ich nicht mehr was du eigentlich willst. Keksstein schrieb: > Sollte ja machbar sein ein Transistorpärchen mit hoher Transitfrequenz > lässt sich sicher finden. Der momentan verbaute liegt halt bei 300Mhz Die 300MHz sind nur mittelbar wichtig, der zweite Pol entsteht durch die kapazitive Last an den Kollektoren von Q9/Q10. Deutlich kleinere, aber etwas langsamere Transistoren als die 2SCR554 könnten da besser sein.
>Da sind wieder die Kaskoden drin, die eine Schaltung weiter oben gerade >rausgenommen wurden. So langsam weiß ich nicht mehr was du eigentlich >willst. Es ging darum zu simulieren ob dieser Aufbau bezüglich Stabilität im Vergleich zur Kaskode Vorteile bringt. Das entspricht mehr deiner Simulation von oben. Ich möchte die Schaltung bei Verstärkung 1 Stabil bekommen und die Bandbreite erhalten sodass ich über den gesamten Audio Bereich sehr niedrige Verzerrungen bekomme. Denke im Moment daran einen sehr guten Kopfhörerverstärker daraus zu machen für meinen Sennheiser HD800. (erstmal, später auch andere Anwendungen bei denen ein OPV Probleme bekommt) >Die 300MHz sind nur mittelbar wichtig, der zweite Pol entsteht durch die >kapazitive Last an den Kollektoren von Q9/Q10. Deutlich kleinere, aber >etwas langsamere Transistoren als die 2SCR554 könnten da besser sein. Ich habe mit BD139 / BD140 dort und in der Endstufe Simuliert, die sind langsamer. (oder was meinst du mit "kleiner"? In Bezug auf welche Werte?) Da kann ich die Kapazität zwischen Kollektor und Basis erhöhen wie ich will, das schwingt immer. Vielleicht sind die lib. Files nicht passend eingebunden?
Mir tun R5 und R309 leid, die jeweils 0,8W verbraten müssen, was für solche kleinen SMD-Widerstände ohne anständige Entwärmung doch reichlich viel ist.
>Mir tun R5 und R309 leid, die jeweils 0,8W verbraten müssen, was für >solche kleinen SMD-Widerstände ohne anständige Entwärmung doch reichlich >viel ist. Das stimmt, in der aktuellen Version gibt es die aus dem Grund auch nicht mehr. Ersetzt durch eine (primitive) KSQ mit 2 Transistoren, damit ist die Versorgungsspannung noch unkritischer geworden.
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Guten Abend, irgendwie wird das so nichts. Ich habe die Schaltung jetzt stabil "simuliert", die Probleme hingen mit fehlerhaften Modellen der Transistoren zusammen. Mein Problem ist, damit die Schaltung stabil läuft muss ich entweder so massiv mit Kondensatoren kompensieren das die Slew Rate extrem gering wird oder die Verstärkung im Diff senken. In der Oben angehängten Simulation gibt es ein schönes Rechteck mit verwendbaren Transistoren, auch das Bode Diagramm sieht so schlecht nicht aus. (denke ich) Gebe ich nun aber einen 1mVpp Sinus auf den Eingang, klemme den anderen Eingang gegen Masse und messe am Ausgang bekomme ich 2Vpp -> Leerlaufverstärkung ca. 2000. Extrem mies, das wird verzerren ohne Ende. Die Schaltung scheint nicht wirklich gut zu sein, zumindest nicht als Impedanzwandler. Wo kann ich denn ansetzen damit das was wird? Mein Respekt vor den Entwicklern moderner OPVs steigt jede Minute die ich mich damit beschäftige. Danke nochmals!
Keksstein schrieb: > damit die Schaltung stabil läuft muss ich entweder so > massiv mit Kondensatoren kompensieren das die Slew Rate extrem gering > wird oder die Verstärkung im Diff senken. Das Problem ist der zu niedrige 2.Pol im Verstärker. Das erzwingt einen um die doppelte Leerlaufverstärkung niedrigeren 1.Pol, also entweder wenig Verstärkung (große Emitterwiderstände im Diff) oder irre Kondensatoren (kleine SlewRate). Keksstein schrieb: > Leerlaufverstärkung ca. 2000. Extrem mies, das wird verzerren ohne Ende. Du darfst nicht vor allem auf hohe Gegenkopplung setzen. Man kann die Schaltung so bauen, dass die Leerlaufverzerrungen sehr klein sind, dann braucht man nur wenig Gegenkopplung. Mit den jetzt eingebauten Transistoren ist das eher ungünstig, der MJD253 hat nur die halbe Stromverstärkung des MJD243. Ich hab gerade mal nachgeschaut: mein KHV hat auch nur 62dB Leerlaufverstärkung und 20dB Betriebsverstärkung, also 42dB Gegenkopplung, schafft aber (in der Simu) bei Ua=400mVpp einen Klirrfaktor von 0,000`000`8% an 250Ohm.
Danke ArnoR. >Das Problem ist der zu niedrige 2.Pol im Verstärker. Das erzwingt einen >um die doppelte Leerlaufverstärkung niedrigeren 1.Pol, also entweder >wenig Verstärkung (große Emitterwiderstände im Diff) oder irre >Kondensatoren (kleine SlewRate). Du meintest ja der 2. Pol hängt von der Kapazitiven Last an den Kollektoren von den (großen) Transistoren der Kaskode ab. (also an der Millerkapazität vom Treibertransistor vor den Endtransistoren?) Ob ich da jetzt mit massiv C kompensiere oder langsamere Transistoren nehme, das kommt doch aufs gleiche raus? Die Entscheidung scheint zu sein "Pest oder Cholera", so richtig toll läuft das nicht. Gibt es da keinen besseren Weg die Schaltung stabil zu bekommen sodass die verwendeten Transistoren auch unkritischer werden? Aus irgend einem Grund Arbeitet meine Spice AC Quelle nicht mehr klirrarm. Ich würde mal gerne sehen ob der "langsame" Verstärker mit geringerer Slew Rate oder jener mit kleinerer Verstärkung im Diff Klirrarmer läuft. >Du darfst nicht vor allem auf hohe Gegenkopplung setzen. Man kann die >Schaltung so bauen, dass die Leerlaufverzerrungen sehr klein sind, >dann >braucht man nur wenig Gegenkopplung. Mit den jetzt eingebauten >Transistoren ist das eher ungünstig, der MJD253 hat nur die halbe >Stromverstärkung des MJD243. > >Ich hab gerade mal nachgeschaut: mein KHV hat auch nur 62dB >Leerlaufverstärkung und 20dB Betriebsverstärkung, also 42dB >Gegenkopplung, schafft aber (in der Simu) bei Ua=400mVpp einen >Klirrfaktor von 0,000`000`8% an 250Ohm. Dann muss deine Schaltung von sich aus im Leerlauf schon wesentlich verzerrungsärmer sein als meine. (irgendwo bei -120dB richtig?) Sehr beeindruckend, in der Praxis wird sich das leider nie nachmessen lassen weil die Messgeräte viel schlechter sind. Meine Ursprügliche Idee war es die Schaltung so "linear" wie möglich zu machen (deshalb der Komplementäre Aufbau) und zusätzlich mit Gegenkopplung den klirrfaktor zu senken. Ich hätte aber nie gedacht das sich so eine hohe Klirrdämpfung ohne GK erreichen lässt. Eventuell ist das auch eine gute Richtung für mich, Schaltung "linearer" machen und auf Verstärkung verzichten. In der Praxis reichen mir später 0-12dB Gain komplett. Wenn es dazu >120dB Klirrdämpfung sind bin ich überglücklich :-) Zur Stromverstärkung, wie kommst du darauf? Laut Datenblatt ist hFE bei beiden gleich, das sind 2 Komplementäre. (und die schnellsten im DAPK die ich bisher finden konnte)
Keksstein schrieb: > also an der > Millerkapazität vom Treibertransistor vor den Endtransistoren? Nein. Die bestimmt den eingangsseitigen Pol, den ersten im Frequenzgang. Ich meine die Lastkapazität durch die nachfolgenden Stufen. Keksstein schrieb: > Ich hätte aber nie gedacht das > sich so eine hohe Klirrdämpfung ohne GK erreichen lässt. Es ist sogar noch deutlich weniger Klirr, als oben angegeben. Ich hatte den Zeitschritt in der Transientenanalyse vor ewigen Zeiten mal auf große Werte gestellt, um die Rechenzeit kurz zu halten (hab nur ein 10 Jahre altes 13Zoll-Celeron-Notebook). Aber egal, in der Praxis kommt eh viel mehr Klirr raus. Keksstein schrieb: > Zur Stromverstärkung, wie kommst du darauf? Laut Datenblatt ist hFE bei > beiden gleich, das sind 2 Komplementäre. Die typischen Kurven in diesem DB: https://www.onsemi.com/pub/Collateral/MJD243-D.PDF Seite 4, Fig. 4 sagen aber was anderes.
Keksstein schrieb: > Meine Ursprügliche Idee war es die Schaltung so "linear" wie möglich zu > machen (deshalb der Komplementäre Aufbau) Komplementärer Aufbau macht eine Schaltung zunächst nur symmetrisch, nicht zwangsläufig linear. Sieht man doch an den Übernahmeverzerrungen bei AB-Endstufen im Vergleich zu A-Endstufen. Die Linearität lässt sich übrigens schön einfach mit einem DC-Sweep am Eingang des nicht gegengekoppelten Verstärkers ermitteln.
Die Frage ist ja auch wieviel Ruhestromverbrauch man pro Ausgangswatt und Klirrfaktorabsenkung hat.
Darf ich fragen was du an der Schaltung ändern würdest um sie gut zu machen? Oder ob du ganz anders an das Problem gehen würdest? Im Moment stochere ich zu sehr im Dunkeln, da sind mir momentan zu vielen Kompromisse drin. Wobei es ja nicht so arg viele Möglichkeiten für komplett symmetrische Schaltungen gibt, kann ja eigentlich nicht so schwer sein. >> also an der >> Millerkapazität vom Treibertransistor vor den Endtransistoren? > >Nein. Die bestimmt den eingangsseitigen Pol, den ersten im Frequenzgang. >Ich meine die Lastkapazität durch die nachfolgenden Stufen. Verstehe ich nicht so ganz, die Stufe kommt ja direkt nach der Kaskode, Treiber + Endstufe. Meinen wir das gleiche? (vorallem Q15 & Q16 siehe Anhang)
>Komplementärer Aufbau macht eine Schaltung zunächst nur symmetrisch, >nicht zwangsläufig linear. Sieht man doch an den Übernahmeverzerrungen >bei AB-Endstufen im Vergleich zu A-Endstufen. So ausgedrückt stimmt das natürlich, ich meinte etwas anderes. Um so symmetrischer um so Klirrärmer ohne GK. (Denkfehler?) >Die Linearität lässt sich übrigens schön einfach mit einem DC-Sweep am >Eingang des nicht gegengekoppelten Verstärkers ermitteln. Ich habe bisher einfach die GK getrennt, den inv. Eingang gegen Masse gelegt und am Eingang einen Generator mit ein paar µV-mV gelegt. So super funktioniert das nicht weil die Verzerrungen stark von der Aussteuerung des Ausgangs abhängen, zusätzlich macht der Offset Probleme weil er ja um die Leerlaufverstärkung verstärkt wird. Wie geht das mit dem DC-Sweep? >Die Frage ist ja auch wieviel Ruhestromverbrauch man pro Ausgangswatt >und Klirrfaktorabsenkung hat. Da will ich dran "spielen" wenn die Schaltung mal stabil läuft und es sich in Bezug auf den klirr lohnt. Habe aber auch kein Problem ein paar W zu verheizen.
Keksstein schrieb: > Verstehe ich nicht so ganz, die Stufe kommt ja direkt nach der Kaskode, > Treiber + Endstufe. Meinen wir das gleiche? (vorallem Q15 & Q16 siehe > Anhang) Ich hatte die normale Schaltungsart ohne Kaskode gemeint, also so wie ich oben gezeigt hatte und die du auch oben mal verwendet hattest. Wozu eigentlich die Kaskoden? Die machen nur Ärger und die Millerkapazität an der VAS wird doch gebraucht. Keksstein schrieb: > Darf ich fragen was du an der Schaltung ändern würdest um sie gut zu > machen? Oder ob du ganz anders an das Problem gehen würdest? Was ich gemacht habe, habe ich vor 6 Monaten schon gesagt.
Arno hatte mal ne Schaltung mit natürlich niedrigem Klirrfaktor gepostet. Finde es aber auf die Schnelle nicht mehr. Die Schaltung seines sagenumwobenen KHV war auch schon mal erwähnt irgendwo. Diese wollte er damals nicht veröffentlichen.
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Keksstein schrieb: > Wie geht das mit dem DC-Sweep? Du musst unter Simulate/Edit Simulation Cmd/DCSweep deiner Eingangsquelle die nötigen Werte verpassen. Bei meiner oben gezeigten Schaltung sieht das dann wie im Anhang aus.
Keksstein schrieb: > Um so symmetrischer um so Klirrärmer ohne GK. (Denkfehler?) Ja, Denkfehler. Auch ein 50%-Rechteck ist symmetrisch, aber nicht sonderlich klirrarm. Wie Abdul schon andeutete, mit richtig viel Strom bekommt man auch unsymmetrische Schaltungen linear.
Keksstein schrieb: > So ausgedrückt stimmt das natürlich, ich meinte etwas anderes. Um so > symmetrischer um so Klirrärmer ohne GK. (Denkfehler?) Jein. Je symmetrischer, desto weniger geradzahlige Oberschwingungen.
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>Was ich gemacht habe, habe ich vor 6 Monaten schon gesagt. Du meinst die Schaltung im Anhang denke ich (mit anderen Transistoren, nicht über Q5/7 wundern wollte nochmal den Stromspiegel probieren, ist ja aber gebrückt) So viel Unterschied gibt es doch nicht, das Konzept ist das gleiche. Bei mir sind die beiden 4k7 Widerstände im Diff Stromquellen, Ein Stromspiegel und die Endstufe anders gewesen. Genau da "hänge" ich ja auch gerade mit "meiner" Version. Die Schaltung ist bei Verstärkung 1 auch nicht stabil, genau an den gleichen Punkten muss ich ansetzen (C1 & C2 sowie Emitterwiderstände) >Ja, Denkfehler. Auch ein 50%-Rechteck ist symmetrisch, aber nicht >sonderlich klirrarm. Wie Abdul schon andeutete, mit richtig viel Strom >bekommt man auch unsymmetrische Schaltungen linear. OK, das wusste ich so nicht.
Welcher Thread war das vor 6 Monaten? Danke
Dieser. ArnoR schrieb: > Indem man die Kaskoden weglässt und die Rückwirkungskapazität von Q9/14 > durch externe Kondensatoren vergrößert und/oder die Stabilisierung durch > die Emitterwiderstände des Diff macht. Allerdings sinkt dadurch die > Leerlaufverstärkung, so dass man weniger Gegenkopplungsgrad hat, man > muss da einen Kompromiss finden.
Abdul K. schrieb: > Welcher Thread war das vor 6 Monaten? Danke Ich meinte diesen Thread hier, aber nicht den von nfc zitierten Beitrag, sondern diesen: Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung" Keksstein schrieb: > Du meinst die Schaltung im Anhang denke ich Nein, Gegentakt-A-Schaltungen.
Hm. Da kann ich nur antworten: Wie wäre es mit kombinierter AB- und A-Schaltung? Oder ist das schlicht unrealisierbar? Und warm wirds mir erst ums Herz, wenn es real gemessen ist. Der Sim kann man da nicht wirklich glauben. Die meisten SPICE-Modelle sind mangelhaft und meist ist es noch nicht einmal sofort erkennbar. Da kann der Simulator natürlich nichts für.
Abdul K. schrieb: > Die meisten SPICE-Modelle sind > mangelhaft und meist ist es noch nicht einmal sofort erkennbar. Da kann > der Simulator natürlich nichts für. Ja, stimmt. Ich habe allerdings nur millionenfach bewährten und geprüften Standardkram eingebaut. Abdul K. schrieb: > Und warm wirds mir erst ums Herz, wenn es real gemessen ist. Der Sim > kann man da nicht wirklich glauben. Doch man kann, nämlich mit der Simu von Bekanntem und Vermessenem vergleichen. Abdul K. schrieb: > Wie wäre es mit kombinierter AB- und A-Schaltung? Was willst du mit AB? Man muss ja irgendwie die Übernahmeverzerrungen loswerden. Also betreibt man die AB-Schaltung mit so viel Ruhestrom, dass es eine A-Schaltung ist. Da kann man gleich auf den AB-Teil verzichten. Was nicht drin ist, stört auch nicht.
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Keksstein schrieb: > wollte nochmal den Stromspiegel probieren, Du schreibst immer wieder von einem Stromspiegel, da ist aber keiner. Wie ein Stromspiegel aussieht, habe ich im fiktiven Schaltungsausschnitt rot hervorgehoben.
Das bezog sich auf dein Statement im Link: Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung" Das interpretiere ich so, daß man eigentlich beides brauch. AB und A. Aber ich bin da nicht der große Meister. Da mußt du ran. Kannst du mir nochmal diese Schaltung von dir zeigen, die schon von sich aus erstaunlich linear war ohne die aufzusetzende Gegenkopplung?
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Die Schaltung läuft doch schon mit sehr hohem Ruhestrom in jeder Stufe, das ist doch Klasse A. Die 4mA in der Eingangsstufe sind für die Bauform sogar schon sehr grenzwertig. An welcher Stelle genau sollte man den Ruhestrom erhöhen, ich komme nicht mehr mit? >Du schreibst immer wieder von einem Stromspiegel, da ist aber keiner. >Wie ein Stromspiegel aussieht, habe ich im fiktiven Schaltungsausschnitt >rot hervorgehoben. Doch, 2 Stück bei den Differenzverstärkern. Nur in der letzten Schaltung ist einer der Transistoren gebrückt, da ist es natürlich keine mehr. Gruß
Abdul K. schrieb: > Das interpretiere ich so, daß man eigentlich beides brauch. AB und A. Du meinst man braucht Gegentakt-AB für Strom, Aussteuerbarkeit und geringe Verzerrungen bei großen Pegeln und (Eintakt-) A für geringe Verzerrungen bei kleinen Pegeln? Genau deshalb ja Gegentakt-A. Abdul K. schrieb: > Kannst du mir nochmal diese Schaltung von dir zeigen, die schon von sich > aus erstaunlich linear war ohne die aufzusetzende Gegenkopplung? Da weiß ich jetzt auch nicht welche du meinst. Meine Schaltungen sind doch alle so ;-)
Keksstein schrieb: > Doch, 2 Stück bei den Differenzverstärkern. Nur in der letzten Schaltung > ist einer der Transistoren gebrückt, da ist es natürlich keine mehr. Du irrst Dich. Schau Dir meine kleine Zeichnung doch mal an.
der schreckliche Sven schrieb: > Du schreibst immer wieder von einem Stromspiegel, da ist aber keiner. Doch das sind Stromspiegel und zwar welche mit Stromgegekopplung. Das Spiegelverhältnis entspricht dem 1/Verhältnis der Widerstände. Das geht bei diskreten Transistoren wegen der fehlenden thermischen Kopplung und den Exemplardifferenzen gar nicht anders.
Keksstein schrieb: > An welcher Stelle genau sollte man den > Ruhestrom erhöhen, ich komme nicht mehr mit? Die Rede war von der Endstufe. Die Auswirkungen siehst du in dem Bild vom DCSweep. Dahabe ich mal 100R als Last angehägt, was zu der Krümmung der Kurve oberhalb von Ua=+-2V führt, denn ab da ist der Ausgangsstrom größer als der Ruhestrom.
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>Die Rede war von der Endstufe. Die Auswirkungen siehst du in dem Bild >vom DCSweep. Dahabe ich mal 100R als Last angehägt, was zu der Krümmung >der Kurve oberhalb von Ua=+-2V führt, denn ab da ist der Ausgangsstrom >größer als der Ruhestrom. Ah, jetzt weiß ich was du meinst. Danke! Ich habe den Ruhestrom erhöht (jeweils 65mA) und auf 2 Transistoren aufgeteilt, den Treiber brauche ich sowieso. Interessant ist das meine Schutzschaltung eine negative Auswirkung auf die Linearität der Stufe hat auch bevor sie richtig eingreifen muss. Das ist nicht gut. Der Knick ist auch noch da, allerdings sollte er nicht stören. Bis die Stufe in AB-Betrieb wechselt braucht es selbst bei 100 Ohm eine weile. (~1,8W, das wird niemand niemals hören können, egal welcher Kopfhörer) Selbst ein Magnetostat (Hifiman) macht bei der Lautstärke die Ohren kaputt. Die Schaltung allerdings ist nicht Verstärkung 1 stabil, siehe Anhang. Ich probiere es mit BD139/BD140 wie in deiner Schaltung. Mit Kühlkörper kann der die ~2,3W verbraten.
Und die Version mit BD139 / BD140. Ich kann mit den Werten von den Kompensations Cs oder der Verstärkung spielen wie ich will, bei Verstärkung 1 gibt es böse Überschwinger. Das ist ein neues Verhalten das ich der Schaltung in der Simulation nicht abgewöhnen kann.
Das sieht nach kapazitivem Durchgriff aus. Wenn du C1 und C2 entfernst, ist der Peak weg. Und natürlich realistische slew-rate für das Eingangssignal angeben. 1 Ohm Source ist doch auch unrealistisch. Das Eingangssignal darf nicht schneller sein als die Regelbandbreite des Verstärkers.
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Bearbeitet durch User
ArnoR schrieb: > Ich meinte diesen Thread hier, aber nicht den von nfc zitierten Beitrag Oh je... sorry, Abdul. Nicht richtig aufgepaßt. Abdul K. schrieb: > Das Eingangssignal darf nicht schneller sein als die Regelbandbreite des > Verstärkers. Meine komplementären lateral-FET-Verstärker (allerdings keine KHV, sondern schon kräftigst) haben dafür sogar einen TP am Eingang. Das finde ich als Absicherung gar nicht so schlecht.
Die Schaltung ist doch stabil. Ich hab nur grad in LTSpice folgendes gemacht: nicht-inv. Eingang an eine AC-Quelle, inv. Eingang auf Masse, dann AC-Analysis und den Knoten fb geplottet. Bei 180° Phasenverschiebung beträgt die Verstärkung -16dB. Und das bei einer Verstärkung von 1 -> die ist überkompensiert. Die rise/fall Time deines Eingangssignals ist unrealistisch (1 Pikosekunde!). So ein Signal wird der Verstärker in der Realität niemals zu sehen kriegen. Mach doch mal einen realistischen Eingangs RC-Filter davor (z.B. 2.2K, 270pF nach Masse). So einen Filter sollte immer da sein damit der Verstärker nichts zu sehen kriegt was er von der slew-rate her nicht verarbeiten kann. Dann wird der Überschwinger auch weg sein.
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>Das sieht nach kapazitivem Durchgriff aus. Wenn du C1 und C2 entfernst, >ist der Peak weg. Bei mir schwingt die Schaltung dann leider. >Meine komplementären lateral-FET-Verstärker (allerdings keine KHV, >sondern schon kräftigst) haben dafür sogar einen TP am Eingang. Das >finde ich als Absicherung gar nicht so schlecht. Den bekommt die Schaltung auch, im Prinzip ist es OK wenn sie nicht von selbst schwingen kann. Ich habe am Eingang mit 470 Ohm + 470pF den Überschwinger am Ausgang wegbekommen. (Und so würde ich das auch verbauen) >Die Schaltung ist doch stabil. Ich hab nur grad in LTSpice folgendes >gemacht: nicht-inv. Eingang an eine AC-Quelle, inv. Eingang auf Masse, >dann AC-Analysis und den Knoten fb geplottet. Bei 180° >Phasenverschiebung beträgt die Verstärkung -16dB. Und das bei einer >Verstärkung von 1 -> die ist überkompensiert. ich komme hier auf -6dB, siehe Anhang. Würde gerne die Widerstände im Diff niederohmiger machen weil sich das sehr positiv auf das Rauschen auswirkt, dann bin ich aber nurnoch bei ~-1dB mit wieder starkem überschwingen. Die Frage ist halt, was passiert wenn die Last z.B. leicht Kapazitiv ist? Das klaut ja wieder Phasenreserve und die Schaltung schwingt sofort. Die -16dB sind da auch nicht so gut oder täusche ich mich? Gruß, Jan
>Die Frage ist halt, was passiert wenn die Last z.B. >leicht Kapazitiv ist? Das klaut ja wieder Phasenreserve und die >Schaltung schwingt sofort. Auf den Impedanzwandler bezogen, also mit Gegenkopplung. (Eine Induktivität + Parallelwiderstand zum bedämpfen sind geplant sodass man Kapazitive Lasten entkoppelt hat)
Keksstein schrieb: >>Das sieht nach kapazitivem Durchgriff aus. Wenn du C1 und C2 entfernst, >>ist der Peak weg. > > Bei mir schwingt die Schaltung dann leider. > Es war ja auch nur der Test! Sozusagen schauen ob der EMP durchkommt... Die max. kapazitive Last am Ausgang muß man eben definieren. Arno hat dafür bestimmt auch ne schicke Formel. Oder ein Verstärker ohne Rückkopplung.
>Es war ja auch nur der Test! Sozusagen schauen ob der EMP durchkommt... Ach so :-) Leider hat es nicht geklappt. >Die max. kapazitive Last am Ausgang muß man eben definieren. Ein paar 100pF können das in der Praxis immer werden, deshalb will ich mit L+C entkoppeln. Aber 1dB Phasenreserve (oder 6dB) ist meiner Meinung nach viel zu knapp. Wer weiß ob das nicht alleine durch Bauteiltoleranzen schwingt.
Keksstein schrieb: >>Es war ja auch nur der Test! Sozusagen schauen ob der EMP durchkommt... > > Ach so :-) > Leider hat es nicht geklappt. > Du hast es schlicht nicht verstanden. Sieht man ja an deinen 1ps. >>Die max. kapazitive Last am Ausgang muß man eben definieren. > > Ein paar 100pF können das in der Praxis immer werden, deshalb will ich > mit L+C entkoppeln. Aber 1dB Phasenreserve (oder 6dB) ist meiner Meinung > nach viel zu knapp. Wer weiß ob das nicht alleine durch > Bauteiltoleranzen schwingt. Erfahrungssache oder Monte-Carlo anwenden.
Keksstein schrieb: >>Das sieht nach kapazitivem Durchgriff aus. Wenn du C1 und C2 entfernst, >>ist der Peak weg. > > Bei mir schwingt die Schaltung dann leider. Natürlich. Du willst möglichst hohe Leerlaufverstärkung und dabei hohe Verstärkung im Diff (kleine Emitterwiderstände für wenig Rauschen) und dann noch hohe Verstärkung in der VAS. Aber gleichzeitig willst du den Verstärker als Spannungsfolger stabil beschalten können. Dazu musst du aber die Leerlaufverstärkung mit einem TP 1.Ordnung bis auf 1 absenken. Das heißt, an der Stelle, an der der TP wirkt (an der Basis der VAS), muss die gesamte Leerlaufverstärkung abgebaut werden. Das funktioniert nicht. Sobald die Dämpfung an der Stelle groß genug ist umgeht das Signal die Stelle einfach kapazitiv, wie Abdul oben schon schrieb. Du kannst noch versuchen, den Verstärkungsabbau auf 2 Tiefpässe und eine Nullstelle zu verteilen, das hat man z.B. beim µA709 so gemacht.
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Na gut, also nun ein Vorschlag wie es gehen könnte, sonst geht ja hier so weiter wie bei den Labornetzteilen. Im Anhang eine Schaltung, die bei 70dB Schleifenverstärkung 1-stabil ist, den 1.Pol bei 10kHz hat und somit eine Bandbreite von ~30MHz liefert. Die SlewRate ist etwa 30V/µs und der Klirrfaktor bei 1kHz und 2Vpp ist etwa 0,0002%. In der Endstufe sind 3 Transistoren parallel, eigentlich sollten da 2SB772/2SD882 rein, mit den Modellen läuft die Transientenanalyse aber nicht.
Arno beliebt zu scherzen ? Huch, nirgends ein Kondi. Zu gut um wahr zu sein??
>Du hast es schlicht nicht verstanden. Sieht man ja an deinen 1ps. Sieht so aus, ich bemühe mich aber es zu verstehen. >Im Anhang eine Schaltung, die bei 70dB Schleifenverstärkung 1-stabil >ist, den 1.Pol bei 10kHz hat und somit eine Bandbreite von ~30MHz >liefert. Die SlewRate ist etwa 30V/µs und der Klirrfaktor bei 1kHz und >2Vpp ist etwa 0,0002%. Danke dafür, letzte Frage zum Thema: Warum hast du 2N2905 und 2N2219 statt noch einem BD137 / BD138 verwendet?
Abdul K. schrieb: > Zu gut um wahr zu sein?? Typisch Abdul. Die Schaltung ist nicht mal optimiert, nur schnell hingepinselt. Abdul K. schrieb: > Huch, nirgends ein Kondi. Doch, aber unsichtbar. Die Endstufe macht´s. Sollte die Phasenreserve zu groß oder zu klein sein, die Emitterwiderstände des Diff ändern. Keksstein schrieb: > letzte Frage zum Thema Bist du jetzt etwa zufrieden oder was ist los? > Warum hast du 2N2905 und 2N2219 > statt noch einem BD137 / BD138 verwendet? Die 2N2xxx sind einfach besser als die BD13x und ich habe sozusagen eine Vorliebe für die, und außerdem hatte ich wenig Zeit und hab einfach auf die Schnelle meine ganz oben gezeigte Schaltung genommen und etwas umgebaut und dabei so wenig wie möglich geändert. Du kannst natürlich auch andere Transistoren einsetzen, aber denke dran: Alles hängt mit Allem zusammen und die Wahl der Transistoren muss sich nach den Anforderungen an der Schaltungsposition richten.
Keksstein schrieb: > statt noch einem BD137 / BD138 verwendet? Nochwas vergessen: Da sind eigentlich überhaupt keine BD13x drin, ich hab doch extra geschrieben: ArnoR schrieb: > In der Endstufe sind 3 Transistoren parallel, eigentlich sollten da > 2SB772/2SD882 rein, mit den Modellen läuft die Transientenanalyse aber > nicht. Damit soll das Verhalten der 2SB/2SD nachgebildet werden. Ich dachte das wäre klar geworden.
Ich habe deine hidden Kondis schon gesehen, danke. Bin ein fleißiger Leser deiner Posts und versuche im Rahmen meiner bescheidenen Möglichkeiten dir zu folgen äh zu verstehen. Natürlich habe ich nicht ALLE deine jemaligen Posts gelesen. Dafür habe ich dann doch keine Zeit. Werde deine Schaltung mal in LTspice transferieren. Welche Werte haben die Spannungsquellen und die Stromquelle soll wohl 1,7m sein. Wieso zeigt TINA da 1,7 ? Häng mal die Modelle der Transen mit rein. Danke.
Hi, die 1,7 ist eine Spannungsquelle mit 1,7 Volt
Abdul K. schrieb: > Welche Werte haben > die Spannungsquellen und die Stromquelle soll wohl 1,7m sein. Wieso > zeigt TINA da 1,7 ? Die Spannungsquellen haben 2V, so wie`s dransteht. Die "Stromquelle" ist auch eine Spannungsquelle, mit 1,7V, das ist die Vorspannung für die Endstufe (der Vbe-Multiplizierer). TINA hat mehrere Spannungsquellen, das blöde Symbol ist noch aus alten Zeiten hängengeblieben. Die Modelle muss ich erst irgendwie aus TINA extrahieren, es sind Interne, nichts Eingebundenes. Darf ich die überhaupt hier hochladen?
Natürlich darfst du das, hast meine Absolution. Klingelbeutel ist hier: leapfrogs klammeraffe arcor.de
Abdul K. schrieb: > Natürlich darfst du das, hast meine Absolution. Klingelbeutel ist hier: Naja, wenn schon, dann für alle, ist doch nicht unser beider Privatforum. Aber noch lieber wäre mir: benutzt doch einfach TINA. Ich nehme praktisch immer die TI-Version. LTSpice ist im Vergleich dazu einfach nur schrecklich und ich bin immer gezwungen das auch zu nehmen oder die Schaltungen in TINA nachzubauen, wenn ich mitreden will oder soll. Das frisst zu viel Zeit und Nerven.
Ja leider. Gibt kein Austauschformat. Das wäre mal was für einen Softwerker. Ich habe sogar TINA Professional. Benutze es aber nie. Finde es umständlich. Wohl Gewöhnungssache.
>Bist du jetzt etwa zufrieden oder was ist los? Nö! Ich hatte aber das Gefühl langsam ist die Luft raus bzw. es hängt zu sehr an meinem Verständnis der Hintergründe. Was ich über Analogtechnik weiß habe ich mir selbst aus Tietze & Schenk + Internet zusammen gelesen. Wenn noch Interesse am Thema besteht mache ich sehr gerne weiter, bin nämlich auch sehr daran interessiert eine super Schaltung zu bekommen und was dabei zu lernen. Wenn wir eine sehr gute Schaltung haben werde ich auf jeden Fall eine Platine dazu machen und das ganze durchmessen, ausprobieren und verwenden. >Da sind eigentlich überhaupt keine BD13x drin, ich hab doch extra >geschrieben: Ja, das ist klar geworden. Sorry, zu schnell geschrieben. Mein Problem liegt darin, warum im Treiber nicht auch 2SB772/2SD882? Ist es schlecht dort die gleichen Bauteile wie in der Endstufe zu nehmen? Ziel war es ja 20Veff für besonders Hochohmige Kopfhörer zu bekommen, sonst könnte man gleich einen LME49600, BUF634 oder LT1010 verwenden. Die Transistoren in deiner Schaltung können das nicht ab, da bräuchte man schon +-35V Versorgungsspannung. (UCEmax von 60V ist da zu knapp finde ich) Sowas wie 2SC3324/2SA131 passen in der Vorstufe besser, für die Endstufe fehlt mir noch was. >Aber noch lieber wäre mir: benutzt doch einfach TINA. Ich nehme >praktisch immer die TI-Version. LTSpice ist im Vergleich dazu einfach >nur schrecklich und ich bin immer gezwungen das auch zu nehmen oder >die >Schaltungen in TINA nachzubauen, wenn ich mitreden will oder soll. Das >frisst zu viel Zeit und Nerven. Mit TINA habe ich nie was gemacht, liegt daran das Spice zum einsteigen leichter ist weil man mehr im netz findet. Kannst du eventuell deine Simulation von der Obigen Schaltung hochladen. Dann "spiele" ich mit TINA.
Keksstein schrieb: > Mein Problem liegt darin, warum im Treiber nicht auch 2SB772/2SD882? Die Frage ist hoffentlich nicht ernst gemeint, oder doch? Warum wohl wird überhaupt mehr als ein Transistortyp hergestellt? Du kannst nicht einfach irgendwas irgendwo einbauen. Jede Position hat bestimmte Forderungen an das Bauelement. Danach muss man es auswählen. Überhaupt was soll der Treiber in der Schaltung sein? (Kleiner Tipp: es gibt keinen) Keksstein schrieb: > sonst könnte man gleich einen LME49600, BUF634 oder LT1010 verwenden. Die können aber nicht über 1 verstärken, mein aber Vorschlag schon, und das wolltest du doch wohl. Sonst hätte ich die auch schon genannt. Keksstein schrieb: > Ziel war es ja 20Veff für besonders Hochohmige Kopfhörer zu bekommen Soweit ich weiß, sind die 2N5551 und der komplementäre ganz gut. Die würde ich probieren wenn ich dein Ziel hätte.
TINA ist SPICE, aber SPICE ist leider nicht gleich SPICE. Ich finde das Angebot an selbstentwickelten Verstärkerschaltungen unübersehbar. Und ich bin wirklich schon lange dabei. Wenngleich nicht auf Audio spezialisiert. Wenn dann ein Newcomer wieder mal seinen unausgegorenen Entwurf präsentiert und die Experten damit 'belästigt'. Hm. Aber Arno scheint es nicht zu stören.
>Die Frage ist hoffentlich nicht ernst gemeint, oder doch? Warum wohl >wird überhaupt mehr als ein Transistortyp hergestellt? Du kannst nicht >einfach irgendwas irgendwo einbauen. Du hast mich falsch verstanden. Die Frage war ob 2SB772 & 2SD882 an der Stelle genauso funktionieren oder nach welchen Werten du die momentan verwendeten Transistoren ausgesucht hast. >Die können aber nicht über 1 verstärken, mein aber Vorschlag schon, und >das wolltest du doch wohl. Sonst hätte ich die auch schon genannt. In der Gegenkopplung von einem OPV schon, dafür sind die ja gemacht.
Abdul K. schrieb: > Aber Arno scheint es nicht zu stören. Einiges stört mich schon, aber ich kann den Jan verstehen, war früher selbst auch so. Und ich weiß auch wie schwer es war, sich da durchzubeißen. Was man aber auch machen muss, denn servierte Dinge bleiben nicht "hängen".
Keksstein schrieb: > Du hast mich falsch verstanden. Die Frage war ob 2SB772 & 2SD882 an der > Stelle genauso funktionieren oder nach welchen Werten du die momentan > verwendeten Transistoren ausgesucht hast. Du musst also wirklich fragen, ob man dort, wo nichtmal 10mA fließen, einen 3A-Transistor einbauen sollte? Keksstein schrieb: > In der Gegenkopplung von einem OPV schon, dafür sind die ja gemacht. Dann mach es doch, nur eben hast du noch gesagt die können die Spannung nicht. Willst du mich verarschen?
>Ich finde das Angebot an selbstentwickelten Verstärkerschaltungen >unübersehbar. Und ich bin wirklich schon lange dabei. Wenngleich nicht >auf Audio spezialisiert. Das Internet wimmelt davon, nur das meiste ist halt irgendwie Schrott. Wirklich durchdachte Projekte gibt es sehr sehr wenige. Die beste Lösung zum nachbauen für einen KHV ist momentan die fertige von TI (z.B. OPV nach Wahl + BUF634) >Wenn dann ein Newcomer wieder mal seinen unausgegorenen Entwurf >präsentiert und die Experten damit 'belästigt'. Hm. Aber Arno scheint es >nicht zu stören. Wüsste jeder alles bräuchten wir keinen Foren mehr. Das ist nunmal eine der Königsdisziplinen der Analogtechnik. Und ein Elektronik Newcomer bin ich bestimmt nicht, mach du doch mal einen funktionierenden Entwurf davon, dann darfst du mich gerne belehren.
Entschuldige, du hast gerade mit Tietze angefangen. Ich bin wie gesagt dafür kein Experte. Würde entweder einen Entwurf nehmen, den andere für gut befunden haben und es Leute sind, die ich für gut befand. Bzw. gleich die integrierte Lösung. Übrigens habe ich für dich mehrere Sachen korrigiert, du hat aber für mich bislang praktisch nichts getan. Kannst dich also schlecht beschweren. Aber es soll kein Streit aufkommen. Ich finde es gut, wenn du es selbst versuchst.
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>Einiges stört mich schon, aber ich kann den Jan verstehen, war früher >selbst auch so. Und ich weiß auch wie schwer es war, sich da >durchzubeißen. Was man aber auch machen muss, denn servierte Dinge >bleiben nicht "hängen". Ja, ich beiße mich da gerade durch. Fürs Verständnis hat mir das ganze hier schon sehr geholfen, genau deshalb simuliere ich parallel um die zusammenhänge besser zu verstehen. Analogtechnik ist "out", es ist nicht so einfach an Informationen zu kommen und sie auch zu verstehen. In meiner Beruflichen Ausbildung war das schon kein Thema mehr, was ich weiß musste ich mir selber aneignen. Ich schrieb ja das ich das Gefühl habe die Luft ist raus, kann mir vorstellen das du besseres zu tun hast als mir zu helfen. Das heißt aber nicht das ich undankbar darüber bin, im Gegenteil. >Du musst also wirklich fragen, ob man dort, wo nichtmal 10mA fließen, >einen 3A-Transistor einbauen sollte? Bei +-35V ist die Verlustleistung aber an der Stelle ein Problem. TO-92 oder SOT-23 bekommt das nicht verheizt, unter anderem deshalb hast du ja den TO-39 eingebaut oder? >Dann mach es doch, nur eben hast du noch gesagt die können die >Spannung nicht. Willst du mich verarschen? Nein, natürlich nicht! Die ICs erreichen keine 20Veff am Ausgang, mit mehr als +-18V kann man sie nicht Versorgen. Genau da liegt ja das Problem.
Keksstein schrieb: > Und ein Elektronik Newcomer bin ich bestimmt nicht, mach du doch mal > einen funktionierenden Entwurf davon, dann darfst du mich gerne > belehren. Es genügt, die Versorgung auf +-35V zu erhöhen, die 2k2 durch 4k3 und die 6 kleinen Transistoren durch 2N5551/2N5401 zu ersetzen. Für die Endstufe darfst du selbst was geeignetes (!) suchen. Feintrimmen dann mit den Emitterwiderständen des Diff. Die Schaltung ist dynamisch sogar sehr Lastunempfindlich, soll heißen daß sich zwar die Polfrequenz und die Verstärkung ändert, jedoch nicht das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt Aber ich bin sicher, du wirst schon das passende Problem zu der Lösung finden.
Keksstein schrieb: > es ist nicht > so einfach an Informationen zu kommen und sie auch zu verstehen Leider. Keksstein schrieb: > Analogtechnik ist "out" Hoffentlich NEIN. Finde den Faden hochinteressant.
>Übrigens habe ich für dich mehrere Sachen korrigiert, du hat aber für >mich bislang praktisch nichts getan. Kannst dich also schlecht >beschweren. Ich wollte mich auch nicht beschweren, nur nicht angreifen lassen. >Aber es soll kein Streit aufkommen. Ich finde es gut, wenn du es selbst >versuchst. Danke, Streit will ich auch vermeiden. Ich hoffe keine sehr große Nervensäge zu sein :-)
>Keksstein schrieb: >> Und ein Elektronik Newcomer bin ich bestimmt nicht, mach du doch mal >> einen funktionierenden Entwurf davon, dann darfst du mich gerne >> belehren. > >Es genügt, die Versorgung auf +-35V zu erhöhen, die 2k2 durch 4k3 und >die 6 kleinen Transistoren durch 2N5551/2N5401 zu ersetzen. Für die >Endstufe darfst du selbst was geeignetes (!) suchen. Feintrimmen dann >mit den Emitterwiderständen des Diff. Die Schaltung ist dynamisch sogar >sehr Lastunempfindlich, soll heißen daß sich zwar die Polfrequenz und >die Verstärkung ändert, jedoch nicht das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt >Aber ich bin sicher, du wirst schon das passende Problem zu der Lösung >finden. Vorab: "belehren" war nicht auf dich bezogen, bin mir nicht sicher ob das rübergekommen ist. Ich baue die Schaltung gerade in Spice nach, weiß ja jetzt ungefähr wie ich die Stabilität der Schaltung (in Spice) bewerten kann. >Hoffentlich NEIN. Finde den Faden hochinteressant. Das freut mich, ich nämlich auch :-)
Was ist denn der Quellwiderstand, Arno? Und wie erzeugst du beide Kurvenpaare?
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Abdul K. schrieb: > Was ist denn der Quellwiderstand Wenn nichts dran steht, ist es 0. > Und wie erzeugst du beide Kurvenpaare? Ja, TINA halt ;-) TINA speichert (im Gegensatz zu LTSpice?) alle Simulationen. Man kann da eine Simu mit totaler Gegenkopplung machen und eine ohne Gegenkopplung und dann die Ergebnisse in ein Diagramm kopieren oder die Ergenbisse der zweiten Simu direkt mit der "Probe" aus der zweiten Simu in dem ersten Diagramm hinzufügen. Betrag und Phase werden dabei automatisch beide übernommen. In diesem Fall musste ich das so umständlich machen, da mehrere Bauteile zu ändern/löschen usw. waren. Wenn nur 1 Teil zu ändern ist, mache ich natürlich eine parametrische Analyse, da ist dann gleich alles in einem Diagramm.
Scheint ne Funktion zu sein, die LTspice nicht bietet. Gut, und was für Unterschiede in der Schaltung sind es nun für die beiden Messungen? Ich möchte am Ende gleiche Kurven wie bei dir sehen in LTspice. Danach poste ich das LTspice-Projekt für alle.
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Abdul K. schrieb: > und was für Unterschiede in der Schaltung sind es nun Hier die beiden Schaltungen.
Ich denke ich habe einen Workaround für LTspice. Dauert noch einen Moment...
Abdul K. schrieb: > Ich denke ich habe einen Workaround für LTspice. Man kann auch beide Schaltungen gleichzeitig in einem Blatt simulieren, dann sind die Ergebisse auch sofort in einem Diagramm. Bei meinem kleinen Monitor mache ich das aber nur bei kleinen Schaltungen, weil ich sonst nicht gleichzeitig Schaltung und Diagramm sehen kann und immer zwischen den Fenstern hin- und herschalten muss.
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Du bist so begabt, aber keiner zahlt dir genug für solche Gimmicks wie ne ordentliche Hardware? Bedauerlich. Und die Augen werden ja auch nicht besser. Ja, also hier die Sim. Die Kurven sehen allerdings nicht ganz gleich aus. In den Voreinstellungen habe ich die LTspice eigenen Libs deaktiviert, da die bereits teils die Transen drinnen haben (und ich nicht weiß ob die gleich sind) und auf Alternate solver gestellt wegen dem Dynamikbereich, der sich durch die große Multiplikation des Parameters x ergibt.
Abdul K. schrieb: > Die Kurven sehen allerdings nicht ganz gleich > aus. Ja, der Pol liegt zu hoch. Hast du auch je 3 Endstufentransistoren parallel geschaltet (Area=3)?
>Ja, also hier die Sim. Ich habs auch schnell nachgebastelt in Spice, allerdings noch mit falschen Transistoren. (BC557/547) Wenn man R34 und R12 durch eine KSQ ersetzt (8mA) sinken die THD um 18dB. (sind dann -137dB) Erstaunlich und der beweis wie schlecht meine Auslegung mit niedriger Leerlaufverstärkung war. :-) Danke an Arno für die Schaltung und an Abdul fürs anhängen der Simulation! Gruß, Jan
Ach ja, Eingangsspannung 1Vp, Last 100 Ohm. Fehlt nurnoch der SOA Schutz für den Notfall, das probiere ich gerade.
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Hier noch einfacher mit Parameternsets. R darf nicht 0 werden, da LTspice sonst meckert.
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Die Kurven sehen allerdings nicht ganz gleich >> aus. > > Ja, der Pol liegt zu hoch. Hast du auch je 3 Endstufentransistoren > parallel geschaltet (Area=3)? Nö, stand ja nicht in deinem Schaltplan.
Abdul K. schrieb: > Nö, stand ja nicht in deinem Schaltplan. Aber hier!: Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"
Sei nicht so streng. Öhem, die Emitterwiderstände auch entsprechend, also 3 parallel mit 10 Ohm? Jan, welches SPICE benutzt du?
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Keksstein schrieb: > Wenn man R34 und R12 durch eine KSQ ersetzt (8mA) sinken die THD um > 18dB. > (sind dann -137dB) Erstaunlich und der beweis wie schlecht meine > Auslegung mit niedriger Leerlaufverstärkung war. :-) Du glaubst wohl immer noch an die universell heilende Wirkung von starker Gegenkopplung. Hier wird das wegen dem hochliegenden 1.Pol auch funktionieren, aber nicht bei niedrigem 1.Pol wie bei OPVs mit 10Hz oder so. Bei schnellen Eingangssignaländerungen kann nämlich das Ausgangssignal nicht schnell genug folgen und es entsteht kurzzeitig eine große Eingangsdifferenzsspannung die die Eingangsstufe stark übersteuert. Daraus resultieren dann TIM-Verzerrungen. Das war das große Problem der 70er. Damals hat Matti Otala die Sache ans Licht gebracht und heute kann man das noch beim Leach nachlesen.
Abdul K. schrieb: > Öhem, die Emitterwiderstände auch entsprechend, > also 3 parallel mit 10 Ohm? Nein.
Und in real würdest du die drei Transen dann auch einfach parallel schalten, mit gemeinsamen Emitterwiderstand? Oder besser aufteilen auf 3x30 Ohm?
ArnoR schrieb: > von starker Gegenkopplung gemeint ist hier ausdrücklich: "starke Über-Alles-Gegenkopplung".
Abdul K. schrieb: > Und in real würdest du die drei Transen dann auch einfach parallel > schalten Nun stell dich doch nicht so an: Beitrag "Re: Diskreter Audio OPV Pole Splitting + Bewertung"
Abdul K. schrieb: > Mit area=3 siehts dann so aus. Ist doch genau wie in TINA. Wer hätte das gedacht!
Hatte ich vergessen. Mit der neuen Art Parameterverwendung ist der Alternate Solver auch nicht mehr nötig.
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Mit area=3 siehts dann so aus. > > Ist doch genau wie in TINA. Wer hätte das gedacht! Sorry, ich bin ein mißtrauischer Mensch!! Aus Erfahrung.
>Du glaubst wohl immer noch an die universell heilende Wirkung von >starker Gegenkopplung. Nein, das hattest du mir ja schon erklärt. Es war aber wohl mit ein Grund warum die THD bei meiner Schaltung so schlecht war. (Von den Stabilitätsproblemen abgesehen) >Bei schnellen Eingangssignaländerungen kann nämlich das >Ausgangssignal nicht schnell genug folgen und es entsteht kurzzeitig >eine große Eingangsdifferenzsspannung die die Eingangsstufe stark >übersteuert. Daraus resultieren dann TIM-Verzerrungen. Hatte man das nicht irgendwann weitgehend "gelöst" indem einfach am Eingang mit einem Tiefpass die hohen Frequenzen abgehalten hatte? Ich habe mal meine Simulation mit Stromquelle am Diff + SOA Schutz (Begrenz den Strom auf ca. 170mA/Transistor also unter 5W) angehängt. Transistoren sind weiterhin die falschen.
Keksstein schrieb: > Hatte man das nicht irgendwann weitgehend "gelöst" indem einfach am > Eingang mit einem Tiefpass die hohen Frequenzen abgehalten hatte? Ja, die Anführungszeichen sind da richtig. Eine echte Lösung ist das nicht. Keksstein schrieb: > Es war aber wohl mit ein > Grund warum die THD bei meiner Schaltung so schlecht war. Naja, die damaligen Schaltungen hatten auch nur Klirrfaktoren im tausendstel-%-Bereich, klangen aber katastrophal schlecht.
>Naja, die damaligen Schaltungen hatten auch nur Klirrfaktoren im >tausendstel-%-Bereich, klangen aber katastrophal schlecht. Aus Interesse: Wie kann das passieren wenn man den Eingang auf ein paar Dutzend bzw. 100kHz begrenzt hatte? Die Schaltungen waren ja sicher schnell genug in dem Frequenzbereich das die von dir beschriebenen Probleme nicht auftreten hätten sollen? Aber so etwas ähnliches habe ich selber auch schon beobachtet. Besonders günstige Japanischen Verstärkern der 70er und 80er Jahre klingen scheußlichst. Pioneer SA-506 oder Technics SU-7700 z.B. Dafür ein Klein + Hummel A-120 aus den 60er Jahren mit Quasikomplementärendstufe, der klingt ganz gut. (bis auf den miesen Fremdspannungsabstand, der brummt ein wenig)
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Keksstein schrieb: > Quasikomplementärendstufe Die einen sagen, für Audio indiskutabel. Die anderen meinen, man kann auch diese Topologie sauber hinkriegen. Wieder andere sagen: Das geht, aber besser mit Modifikation (da sonst im unteren Zweig "etwas fehlt") - siehe Anhang. (Frage mich bitte keiner, wie man das exakt dimensionieren sollte.) Ich überlege schon länger, mit 600V-Vertikal-(N-Ch-)FETs (600V, um mittels relativ niedriger Betriebsspannung dem Spirito-Effekt fern zu bleiben) einige solche zu bauen. Leider kann ich mich aber (noch) nicht entscheiden, ob ich eher auf hohe Stromtragfähigkeit setzen (1 oben 1 unten, dafür weniger oder gar kein Bedarf an Source-Widerständen --> etwas effizienter(*)), oder aber nach (vermutl. hochohmigeren) 600V-FETs mit besser I(D) vs. V(GS) - Charakteristik suchen sollte. (Unter diesem Gesichtspunkt ist - bei Verwendung o.g. FETs - für die mangelnde Aussteuerfähigkeit des positiven Zweiges natürlich auch Abhilfe zu schaffen. Vor der Endstufe 10-15V (natürlich nur leicht belastet) zusätzlich "drauf zu setzen", ist eine Möglichkeit.) Ob Dir das bei Deinem Vorhaben etwas brächte, zwei BJTs gleicher Polarität in der Endstufe anzustreben, wage ich aber doch zu bezweifeln. (?)
Keksstein schrieb: > Wie kann das passieren wenn man den Eingang auf ein paar Dutzend bzw. > 100kHz begrenzt hatte? Die Schaltungen waren ja sicher schnell genug Nein, das waren die eben nicht. Wenn die Schaltung schnell ist bekommt das Musiksignal die gar nicht dynamisch übersteuert. Die damaligen Schaltungen waren eher vergleichbar mit langsamen Standard-OPV und hatten in den Endstufen "Gleichstrom-Transistoren" wie 2N3055 oder so.
nfc schrieb: >> Quasikomplementärendstufe > > Die einen sagen, für Audio indiskutabel. Ja, sehe ich auch so. Das Verhalten der Seiten ist sowohl statisch wie auch dynamisch vollkommen anders, keine gute Voraussetzung für guten Qualität. Die gezeigte Modifikation soll die interne Verstärkung des Sziklai reduzieren (R) aber die etwas geringere obere Grenzfrequenz erhalten (C). Die Diode sorgt mit dem parallelen 100R außerdem für eine etwa gleiche Eingangscharakteristik der Anordnung wie beim normalen Darlington oben.
>Die einen sagen, für Audio indiskutabel. Die anderen meinen, man kann >auch diese Topologie sauber hinkriegen. Wieder andere sagen: Das geht, >aber besser mit Modifikation (da sonst im unteren Zweig "etwas fehlt") - >siehe Anhang. In der von mir erwähnten Endstufe stecken BD317, die Kiste stammt aus der Zeit als PNP und NPN noch schwer komplementär zu machen waren. Die hätten die Schaltung sicher anders entworfen nur ging das 1965 halt nicht, trotzdem ist das teil schon relativ "modern". (Symmetrische Versorgung) Die meisten haben da noch mit Röhren gespielt. >Nein, das waren die eben nicht. Wenn die Schaltung schnell ist bekommt >das Musiksignal die gar nicht dynamisch übersteuert. Die damaligen >Schaltungen waren eher vergleichbar mit langsamen Standard-OPV und >hatten in den Endstufen "Gleichstrom-Transistoren" wie 2N3055 oder so. Danke fürs Erklären! Ich bastel gerade am Layout für die Schaltung. Die Spannungsquellen sind wieder LEDs, das bietet sich wegen der Durchlassspannung um die 2V (grün) einfach an. Durch die die den Ruhestrom der Endstufe bestimmt fließen laut Simulation 5mA, perfekt für eine LED.
Bestellst du dafür Teile? Vielleicht sollte ich das mitbauen. Einmal im Leben muß man doch ne diskrete Audio-Endstufe gebaut haben ;)
Ja, na klar. Aber für "normale" Lautsprecher ist die Schaltung ja nicht gedacht, eher für Kopfhörer. Ich habe ein bisschen erweitert, man kann jetzt per Jumper auch bei Bedarf verstärken lassen und ein OPV als Integrierverstärker regelt den Offset am Ausgang weg. Die SOA-Protektion ist natürlich auch drin, selbst bei einem Kurzschluss am Ausgang (man zieht den Stecker vom Köpfhörer im Betrieb) passiert der Schaltung nichts. Der Ausgang ist auch niederohmig und mit LR Entkoppelt, das klingt wesentlich besser als ein Hochohmiger Ausgang. Ein Relais für eine Einschaltverzögerung gibt es auch. Das ganze gibt eine Mischung aus SMD/THT Bauteilen, die Transistoren sind alle THT. Ich hätte gerne den Kleinsignalkram durch SMDs ersetzt aber da wird die Verlustleistung ein Problem. Das kleinste SMD ist 0805, kann also jeder löten :-)
Veröffentlichst du die Projektunterlagen? Ich brauch halt ein ArnoR-Design im Schrank. Andere haben einen Porsche vor der Tür ;-) Also einen Verstärker ohne Kondensator. Das ist ja was besonderes. Gibts auch eine Zusammenstellung der technischen Daten? Was ist der Eingangswiderstand des Verstärkers?
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Und vielleicht sollte man Arno seine Favoriten einbauen. Hab aber gerade die Übersicht verloren. Naja, irgendeiner wird mich schon aufklären...
>Veröffentlichst du die Projektunterlagen? Das Projekt ist sowieso hier im Forum öffentlich diskutiert, also open Source. Eagle Layout kann ich gerne hochladen, brauche halt ein paar Tage bis ich dazu komme es abzuschließen. Netzteil gibt es mehr oder weniger auch schon. >Gibts auch eine Zusammenstellung der technischen Daten? Was ist der >Eingangswiderstand des Verstärkers? Du hast doch selber die Simulation gemacht, an den "inneren" Werten der Schaltung ändert sich da nichts mehr. (außer den Stromquellen am Eingang) Wie gut es in der Praxis wird zeigt sich dann, mal schauen wie gut man mit Audio Interface + RAA messen kann. Der Eingangswiderstand liegt momentan bei 10k, der kann aber dank dem Integrationsverstärker auch größer werden. Ich habe die Schaltung halt auf meine Bedürfnisse angepasst, es gibt kein Poti zur Regelung der Lautstärke, das macht mein PGA2311 Vorverstärker. Lässt sich aber natürlich einfach nachrüsten.
Er hatte 2N5551 erwähnt, wer nicht mit +-35V Versorgen will kann aber sicher auch den BC550/560 verwenden. In der Endstufe stecken BD139/BD140.
Er hatte auch noch Japaner erwähnt. Wie man die alle mit ihren Daten im Kopf behalten kann. Erstaunlich. Na ich bin da halt nicht der Experte. Ich habe dafür Schaltpläne für PSK-Demodulatoren in SPICE im Kopf :-) Mit Eagle kann ich persönlich nix anfangen. Das Enddesign bitte in pdf. Was für ein Gehäuse hast du dir vorgestellt? Im Zweifel halt immer Eurokarte.
Ich hatte 2SC2240 erwähnt, meinst du die? Die währen auch meine erste Wahl gewesen, sind aber leider abgekündigt. Mein Layout wird auf jeden Fall doppelseitig wegen Massefläche, das werde ich ätzen lassen. Dank Platinenbelichter.de oder Bilex muss man sich das Gelöte mit Lochraster nicht mehr antun ;-) Beim Gehäuse dachte ich an sowas in der Art: http://www.ctx.eu/fileadmin/_processed_/csm_Gehaeuse_Profil_09eda76b31.png Ich stehe auf das Kühlkörper Design, da kann man die Platine direkt anschrauben und hat seine Kühlfläche. (die ist natürlich größer als nötig, sieht aber besser aus und schadet nicht) Schaltplan hänge ich dann an, kann jeder selber entscheiden wie er das Layout macht. Die Frage ist halt ob man auf Lochraster die Masseführung gut hinbekommt.
Abdul K. schrieb: > Gibts auch eine Zusammenstellung der technischen Daten? Was ist der > Eingangswiderstand des Verstärkers? Dazu müsste man erstmal die zu verwendenden Transistoren und die Dimensionierung festlegen. Die Arbeitspunkte der Stufen sind ja veränderbar. Manch Einer will vielleicht mehr SlewRate und nimmt dafür geringeren Eingangswiderstand in Kauf oder umgekehrt. Der Eingangswiderstand ist etwa 450kOhm (Schaltung und Dimensionierung in meinem Vorschlag oben).
Ursprünglich waren wir bei einem diskreten OpAmp, den man als Leistungs-OpAmp bezeichnen könnte, für hohe Betriebsspannung. Ich fände die Option unter genau diesem Gesichtspunkt auch gut, daß Ding nicht nur als überdimensionierten KHV zu betreiben, sondern optional auch mal als besseren TDA2030. Da könntest du die richtigen Transen beisteuern.
Abdul K. schrieb: > optional auch mal als besseren TDA2030. > Da könntest du die richtigen Transen beisteuern. So einfach ist das nicht. Der TDA2030 kann einige A Ausgangsstrom. In meinem Vorschlag steuern die Diffs direkt die Endstufe. Da gibt es nur ein paar mA Hub. Es gibt keine Universalsuperduperalleserschlagen-Schaltung.
Und warum haben wir nun Ampere-Transen drin?
Abdul K. schrieb: > Und warum haben wir nun Ampere-Transen drin? Für die Frequenzgangkorrektur, damit man die Kondensatoren nicht sieht.
>Dazu müsste man erstmal die zu verwendenden Transistoren und die >Dimensionierung festlegen. Die Arbeitspunkte der Stufen sind ja >veränderbar. Genau da bin ich gerade dran. Es ist nicht mehr so leicht einen TO-92 der über 80V zwischen Kollektor und Emitter verträgt zu finden, wenig rauschen soll er natürlich auch. (sollte sich doch lohnen bei den niederohmigen Emitterwiderständen im Diff? Mit BC547 in meiner Simulation sieht das nicht so toll aus) Die ganzen modernen Low Noise > 80V CE Teile sind in SOT23 verpackt und vertragen nur 150mW. Macht es irgendwelche Probleme den Strom durch die Transistoren im Diff auf 1-1,5mA pro Transitor zu senken? Dann könnte man z.B. 2SA1312 einbauen. (in der Simulation konnte ich nichts negatives erkennen, aber vielleicht übersehe ich was?) Die Anderen Transistoren (Bis auf die Endstufe) könnte man mit SOT223 bestücken. Ich hoffe mich jetzt nicht zu blamieren aber durch den niedrigeren Strom im Diff müsste sich die Open loop Verstärkung doch verringern weil der Stromhub an den 150 Ohm Widerständen einen niedrigeren (AC) Spannungsabfall verursacht. Bei DC fließt einfach mehr Richtung Endstufe. >So einfach ist das nicht. Der TDA2030 kann einige A Ausgangsstrom. In >meinem Vorschlag steuern die Diffs direkt die Endstufe. Da gibt es nur >ein paar mA Hub. Ich bin gestern Abend auch noch darauf gekommen, die Schaltung kann ja maximal ~5mA in die Basen der Endtransistoren treiben. Die BD139/140 haben eine Gleichspannungsstromverstärkung von 25 im worst case, ist das nicht sehr knapp? für 170mA Kurschlussbegrenzung Pro Transisotr? Für die Endstufe habe ich den KSA1220 gefunden, der passt denke ich genau deswegen besser. Gruß, Jan
Keksstein schrieb: > Es ist nicht mehr so leicht einen TO-92 > der über 80V zwischen Kollektor und Emitter verträgt zu finden Doch es ist leicht. Ich nannte oben 2N5401/2N5551. > Macht es irgendwelche Probleme den Strom durch die Transistoren im Diff > auf 1-1,5mA pro Transitor zu senken? Die Slew Rate und die Leerlaufverstärkung sinken ab. > Ich hoffe mich jetzt nicht zu blamieren > aber durch den niedrigeren Strom im Diff müsste sich die Open loop > Verstärkung doch verringern weil der Stromhub an den 150 Ohm > Widerständen einen niedrigeren (AC) Spannungsabfall verursacht. Hmm, ja, doch. Bei geringerem Strom in den Diffs nimmt deren Steilheit ab, d.h. bei gleichem Eingangssignal kommt weniger Stromänderung aus den Diffs. Die gefaltete Kaskode reicht das einfach nur zur Endstufe durch. > die Schaltung kann ja > maximal ~5mA in die Basen der Endtransistoren treiben. Die BD139/140 > haben eine Gleichspannungsstromverstärkung von 25 im worst case, ist das > nicht sehr knapp? für 170mA Kurschlussbegrenzung Pro Transisotr? Es ist sogar noch weniger, wenn du die Ströme im Diff auf 1mA einstellst. Und bei den BDs gibt es Stromverstärkungsgruppen, man muss ja nicht die schlechtesten nehmen. Außerdem habe ich oben schon mehrfach gesagt, dass ich gar keine BD13x einbauen würde, sondern eher die 2SB/2SD, die sind da viel besser. Die BD13x mit area=3 waren nur eine Hilfskonstruktion für den Ersatz der nicht funktionierenden 2SB/2SD-Modelle. So langsam wird das hier ermüdent, da man Alles mehrfach wiederholen muss und nichtmal die einfachsten Zusammenhänge klar sind.
>Doch es ist leicht. Ich nannte oben 2N5401/2N5551. Ja, die rauschen aber wesentlich mehr als die BC550/560 in deinem Entwurf. Ich habe deshalb nach was wirklich rauscharmen gesucht zumindest für den Diff. >Bei geringerem Strom in den Diffs nimmt deren Steilheit >ab, d.h. bei gleichem Eingangssignal kommt weniger Stromänderung aus den >Diffs. Die gefaltete Kaskode reicht das einfach nur zur Endstufe durch. Sorry, ja klar. Die Spannung an den 150 Ohm Widerständen bleibt im Optimalfall ja immer gleich. >Es ist sogar noch weniger, wenn du die Ströme im Diff auf 1mA >einstellst. Ja, natürlich wenn man die 150 Ohm entsprechend erhöht damit die Steilheit gleich wie davor ist. Behält man die 150 bei steigt der Strom Richtung Endstufe ja weil der Spannungsabfall am Widerstand gleich bleiben muss, ich konnte bisher in der Simulation noch keinen gravierenden Nachteil sehen deshalb frage ich nach. Dafür wäre das Rauschen wohl deutlich näher an deinem Originalen Entwurf, das wäre also eine gute Änderung, so viel zum Hintergrund. >Außerdem habe ich oben schon mehrfach >gesagt, dass ich gar keine BD13x einbauen würde, sondern eher die >2SB/2SD, die sind da viel besser. Die BD13x mit area=3 waren nur eine >Hilfskonstruktion für den Ersatz der nicht funktionierenden >2SB/2SD-Modelle. Ja, hast du das weiß ich. Ich habe versucht selber daran zu rechnen und bin auf das Problem mit den BDs gestoßen, deshalb frage ich zum Verständnis nach. Egal ob diese nachher in der Endstufe stecken oder nicht, eine reine Theorie Frage. Ich habe jetzt den KSA1220 + KSC2690 gewählt, die sollten keine Probleme machen. >So langsam wird das hier ermüdent, da man Alles mehrfach wiederholen >muss und nichtmal die einfachsten Zusammenhänge klar sind. Das tut mir leid wenn du das Gefühl hast, ich kann dir aber bisher weitgehend folgen und verstehe was wir hier machen. Ich frage aber genau nach wenn etwas unklar ist damit ich es verstehe sonst bringt das alles hier nichts. Ich werde versuchen den Rest mit Spice zu verstehen und mache dann mal endlich eine Leiterplatte.
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Und warum haben wir nun Ampere-Transen drin? > > Für die Frequenzgangkorrektur, damit man die Kondensatoren nicht sieht. Finde ich blöd, wenn du dich über uns lustig machst. Oder ist da ein innerer Sinn drin, den ich nicht erkenne? Die Transistoren werden also ineffektiv genutzt. Die ganze Schaltung ist Mist und den Aufbau nicht wert? Das ist zwar wirklich ermüdend hier, aber so ist Schule nun mal. Da muß man durch. So wie ich die Sachlage sehe, ist es zu früh für Platinen. Mit jedem neuen Transistor ändert sich ja mal wieder die Bauform.
Das war doch eine ordentliche Antwort. Er hat doch seine Philosophie erklärt: So wenig Bauteile wie nötig bei guten Werten. Der Transistor hat eine brauchbare Transitfrequenz, eine brauchbare Verstärkung und die Millerkapazität passt zur Treiberstufe. Beim BD139/40 müßtest du zwischen C-B Kondensatoren einbauen.
Die beiden extra Kondis wären doch nicht das Problem. Behindern aber die Topologie immer in irgendeinem Aspekt. Deswegen will man sie ja auch loswerden. Ich dachte, in dieser Schaltung mit diesen Bauelementen werden die einzelnen Chips optimal genutzt. Stattdessen kommt dann irgendwann raus, daß das nur Ballastkondensatoren sind, damit das Schiff nicht schaukelt. Fühle mich etwas verarscht. Schaukelt hier nicht mit Schwingem verwechseln. Ich verstehe ja, das man wegen der hohen Betriebsspannung die Transen strommäßig überdimensionieren muß. Scheint mir aber übers Ziel hinaus. Oder? Ziel war ja, daß der Thread zu einem Design führt, daß man eben nicht billig für ein paar Euro schon komplett integriert kaufen kann. So hatte ich das zumindest verstanden. Bitte komme jetzt niemand mit Apex ;-)
Den Strom der Differenzstufe am Eingang sollte man nicht so hoch wählen. Schon 1 mA je Transistor ist da eher auf der hohen Seite und der Verstärker dann nur für niederohmige Quellen (ideal < 10 Ohm) passend.
Abdul K. schrieb: > Ziel war ja, daß der Thread zu einem Design führt, daß man eben nicht > billig für ein paar Euro schon komplett integriert kaufen kann. So hatte > ich das zumindest verstanden. Bitte komme jetzt niemand mit Apex ;-) Die Vorgaben haben sich immer wieder mal geändert. Jetzt müssen 20Veff am Ausgang anliegen um sich die Ohren wegpusten zu können. Es gibt 2 Strategien: Entweder man passt die Schaltung an die Erfordernisse an oder die Erfordernisse an die Schaltung. Zusammenfassend finde ich den Strang hier recht informativ. Was vielleicht fürs Grundverständnis etwas fehlt ist der sweet spot den die jeweiligen Topologien haben. Mit dem Wissen und Verständnis könnte man die Schaltungen entsprechend anpassen. Aktuell ist es immer ein Schuss ins blaue der die Eigenschaften nicht unbedingt verbessert.
Abdul K. schrieb: > Ich dachte, in dieser Schaltung mit diesen Bauelementen > werden die einzelnen Chips optimal genutzt. Stattdessen kommt dann > irgendwann raus, daß das nur Ballastkondensatoren sind, damit das Schiff > nicht schaukelt. Fühle mich etwas verarscht. Eigentlich wollte ich ja nichts mehr schreiben, aber das muss ich doch noch zurückweisen. Du glaubst doch wohl nicht etwa, dass ich nur aus Spaß und um dich am Ende zu verarschen, mich hier etliche Stunden hinsetze und mir Gedanken mache, zig Sachen immer wieder erkläre und auch für Dich Sachen immer wiederhole, eine passende Schaltung vorschlage usw.? Dann ist das wohl eher deine Denkweise, die du mir da unterstellst. Und die 2SB/2SD sind auch nicht nur zur Frequenzgangkorrektur da drin, ihre Stromverstärkungskurven sind flacher als die der BD13x, sie bringen somit weniger Verzerrungen und sie haben höhere Stromverstärkung. Ist doch schön, wenn das alles zusammenpasst.
Keksstein schrieb: >>Es ist sogar noch weniger, wenn du die Ströme im Diff auf 1mA >>einstellst. > > Ja, natürlich wenn man die 150 Ohm entsprechend erhöht damit die > Steilheit gleich wie davor ist. Behält man die 150 bei steigt der Strom > Richtung Endstufe ja weil der Spannungsabfall am Widerstand gleich > bleiben muss Alles falsch, aber nun darf jemand anders weiter erklären.
>Die beiden extra Kondis wären doch nicht das Problem. Behindern aber die >Topologie immer in irgendeinem Aspekt. Deswegen will man sie ja auch >loswerden. Ich dachte, in dieser Schaltung mit diesen Bauelementen >werden die einzelnen Chips optimal genutzt. Stattdessen kommt dann >irgendwann raus, daß das nur Ballastkondensatoren sind, damit das Schiff >nicht schaukelt. Fühle mich etwas verarscht. >Schaukelt hier nicht mit Schwingem verwechseln. Du brauchst in jeder Schaltung irgendwas zur Kompensation, die von Arno ist halt so geschickt gewählt das die (nicht zu vermeidende) interne (Miller) Kapazität vom Bauteil ausreicht. Bei meiner schlechten Schaltung vom Anfang hatten die zusätzlichen Kondensatoren einen sehr negativen Einfluss, in der von Arno könnte man vielleicht was vorsehen das man im Notfall bestücken kann. Je nachdem welche Transistoren in der Schaltung landen. >Ich verstehe ja, das man wegen der hohen Betriebsspannung die Transen >strommäßig überdimensionieren muß. Scheint mir aber übers Ziel hinaus. >Oder? Dafür kann die Schaltung gewaltig viel Strom am Ausgang treiben, genau deswegen sind die drin. Die Bauform wurde gewählt um die Verlustleistung sauber abführen zu können. Das einzige was mich gerade noch vom Layout abhält ist die Frage die ich oben gestellt hatte mit der hFE der Transistoren in der Endstufe. Spice rechnet wohl ziemlich genau mit dem höchsten Wert für die Stromverstärkung der Endtransistoren, (250 habe ich rückgerechnet, genau das sagt auch das Datenblatt al maximum für BD139) in der Praxis erreichen die das nicht. Man kommt irgendwann in einen Bereich in dem die gefaltete Kaskode mehr als 5mA in die Endtöpfe bringen müsste aber nicht kann, ganz besonders weil ja 3 parallel sein sollen. (oder war beim 2SB/2SD nur jeweils einer geplant, das ging aus dem Text nicht ganz hervor?) >So wie ich die Sachlage sehe, ist es zu früh für Platinen. Mit jedem >neuen Transistor ändert sich ja mal wieder die Bauform. Ich habe in Spice mit verschiedenen Transistoren simuliert, es ist schwer das wirklich unstabil zu bekommen, zumindest mit Bauteilen die Sinn ergeben. >Ziel war ja, daß der Thread zu einem Design führt, daß man eben nicht >billig für ein paar Euro schon komplett integriert kaufen kann. So >hatte >ich das zumindest verstanden. Genau das war (ist) das Ziel. >Den Strom der Differenzstufe am Eingang sollte man nicht so hoch >wählen. Schon 1 mA je Transistor ist da eher auf der hohen Seite und >der >Verstärker dann nur für niederohmige Quellen (ideal < 10 Ohm) passend. Wegen dem Stromrauschen? >Alles falsch, aber nun darf jemand anders weiter erklären. Nicht falsch, geht so auch aus der Simulation hervor. Ohne Signal (!) steigt der (Ruhe!)Strom durch die Kaskode bei sinkendem Strom durch den Diff, kann ja nicht anders sein. Der (Signal) Strom durch die Kaskode sinkt dabei aber, du hattest das als abnehmen der Steilheit beschrieben. (Also die Stromänderung bei Signal wird kleiner) >mich hier etliche Stunden hinsetze und mir Gedanken >mach Dafür nochmal von meiner Seite vielen Dank! Das wird vielen Leuten helfen die das in Zukunft lesen. Ein paar haben sich ja auch schon gemeldet.
Keksstein schrieb: > Nicht falsch, geht so auch aus der Simulation hervor. Ohne Signal (!) > steigt der (Ruhe!)Strom durch die Kaskode bei sinkendem Strom durch den > Diff, kann ja nicht anders sein. Der (Signal) Strom durch die Kaskode > sinkt dabei aber Das ist auch richtig, aber das hattest du nicht geschrieben, sondern das: > Ja, natürlich wenn man die 150 Ohm entsprechend erhöht damit die > Steilheit gleich wie davor ist. ... Die 150Ohm ändern nichts an der Steilheit des Diff nur die der Kaskode, da die aber deutlich größer als die Steilheit der Diff ist, spielt das kaum eine Rolle. Aber vor allem ändern die geänderten 150R den Ausgangswiderstand der Kaskode und somit die am Kollektor wirksame Spannungsverstärkung. Der Stromhub nimmt aber trotzdem ab, er wird nur von der Steilheit des Diff bestimmt.
Arno, kein Mensch kann aus der Ferne erkennen wie lange du da dran rumbastelst, simulierst, usw. Das hier ist ja alles extrem offline. Ich antworte machmal auch erst nach Tagen, selbst wenn ich schon lange vorher den Text im Kopf habe. Mein Eindruck ist, daß du das alles locker aus dem Ärmeln schüttelst. So wie du auch bestimmt alle wichtigen Daten von bestimmt 200 Transen im Kopf hast. Und wenn du da keinen Spaß dran hast, dann lasse es bzw. lasse es dir bezahlen. Wir möchten auch nicht einen zweiten MaWin züchten. Ich denke auch nicht, daß man mir im Allgemeinen alles mehrfach erklären muß. Ich verstehe die meisten Dinge recht schnell. Es gibt allerdings Sachen, die gehen mir nicht in den Kopf. Das sage ich auch gerne ganz offen und vermutlich hast du das auch bei mir schon längst bemerkt: Die Sache mit den Polen. Ich habe z.B. keinerlei Ahnung, warum in deinen Schaltungen immer 2 Pole vorkommen. Gottseidank, hat das für mich in der Praxis auch noch nie ne Rolle gespielt. Ich schaue mir Bandbreite und Pulsantwort an und kriege damit alles stabil. In der Praxis! Klar, da wird dann mangels Theoriefestigkeit bestimmt nicht ganz das Optimum erreicht. Zusammen mit den eh Bauelementtoleranzen wische ich das einfach unter den Tisch. Ist nicht meine Kernkompetenz, daher kann ich damit leben. Ich mache mehr Datenübertragung bzw. die Schnittstelle zur Analogwelt. Gerne, würde ich das verstehen was du kannst. Und ja, wenn ichs bräuchte, frage ich einfach jemanden der es bestimmt kann. Das ist die richtige Strategie. Sonst würde ich solche Threads wie den hier auch gar nicht lesen. Sei gegrüßt und zieh ein Bier. Prost
Hallo Keksstein, das mit den Polen ist ganz simpel. Ein Pol ist einfach ein Tiefpass, also ein R seriell und ein C gegen Masse. Bau mal einen in LTSpice und mach eine Vquelle mit AC=1 dran und plotte zwischen 10Hz und 100MHz. Die Phasenverschiebung erreicht maximal 90°. Dann mach einen zweiten Pol dahinter. Jetzt erreicht sie maximal 180°. Die Phasenverschiebung steigt mit der Frequenz! Die Ausgangsamplitude sinkt mit der Frequenz. Solche R+C's finden sich in jeder Verstärkerstufe (parasitäre C's im Transistor: dort hast Du z.B. bei der B-E und B-C Diode eine Potenzialdifferenz über einem mehr oder weniger gesperrten PN-Übergang, also ein Potenzial über einem Dieelektrikum = Kondensator). Die R's finden sich immer als Widerstand der Signalquelle. Aufgrund der Pole sinkt die Ausgangsamplitude eines jeden Verstärkers mit steigender Frequenz, und das bestimmt seine Bandbreite. Damit ein Verstärker oszilliert, muss die Phasenverschiebung zwischen Ein- und Ausgang 180° betragen. Bei einem Sinus (und alle Signale bestehen laut Fourier aus einer Summe von verschiedenen Sinus-Signalen, daher gilt das für beliebige Signale!) bedeuten 180° Phasenverschiebung, dass sich das Vorzeichen des Signals ändert. Eigentlich will man ja das Signal mit 0° Phasenverschiebung gegenkoppeln (beim nicht-invertierenden Verstärker: wird die Ausgangsspannung höher, muss auch das Signal am invertierenden Eingang höher werden um dem gegenzuwirken). Ist die Phasenverschiebung nun 180°, wird am invertierenden Eingang das invertierte Signal gegengekoppelt. Der invertierende Eingang wird im Verstärker durch die Differenzenstufe vom nicht-inv. abgezogen. Zieht man hier ein Signal mit negativem Vorzeichen ab, wird es aber addiert. Geht also die Ausgangsspannung hoch denkt der Verstärker, er müsse den Ausgang noch weiter ansteigen lassen. Aus der negativen wird eine positive Rückkopplung -> der Verstärker schwingt. Das kann erst ab 2 Polen passieren, weil nur 1 Pol nicht auf die dazu nötigen 180° Phasenverschiebung kommt. Das heisst aber auch, dass es schon ab der 2. Transistorstufe passieren kann. Also eigentlich in jeder realistischen OP-Schaltung. Üblich sind 3-stufige Verstärker: Differenzenstufe, Spannungsverstärkerstufe, und Ausgangsstufe (meist Emitterfolger = Impedanzwandler). So ein Verstärker erreicht bei irgendeiner Frequenz IMMER die 180°. Daran kann man wenig ändern. Man muss nun dafür sorgen, dass er bei dieser Frequenz kein Verstärker mehr ist, d.h. dass er nicht mehr verstärkt. Am einfachsten geht das mit einem dominanten Pol, den man künstlich, d.h. mit diskretem C, hinzufügt. Bei der üblichen Spannungsverstärkerstufe wo der Eingang an die Basis gelegt wird und das invertierte & verstärkte Signal am Kollektor erscheint, kann man einfach einen Kompensations-C zwischen Basis und Kollektor legen. Der wird mit steigender Frequenz immer niederohmiger und koppelt immer mehr des invertierten Ausgangssignals auf die Basis zurück (b.Z. klaut ihr den nötigen Basis-Strom!) Ab einer gewissen Frequenz verstärkt die Stufe dann gar nicht mehr -> Basis und Kollektor sind durch den niederohmig gewordenen Kondensator praktisch kurzgeschlossen. Diese Frequenz muss da liegen, wo die gesamte Phasenverschiebung durch alle Stufen 180° beträgt. Man legt sie in der Praxis noch etwas tiefer (Phasenreserve) weil die Verstärkung durch Temperatur und Bauteiltoleranzen schwankt und in der Praxis höher liegen konnte als berechnet. Also nochmal: Das am invertierenden Eingang rückgekoppelte Signal erreicht bei irgendeiner Frequenz 180° Phasenverschiebung, und bei dieser Frequenz (eher noch deutlich darunter) muss die Verstärkung gleich 1 sein (0dB), also der Verstärker muss sich da verhalten wie ein Stück Draht (keine Verstärkung mehr). Dann kann auch nichts oszillieren.
Abdul K. schrieb: > Ich denke auch nicht, daß man mir im Allgemeinen alles mehrfach erklären > muß. Ich verstehe die meisten Dinge recht schnell. Ich hatte in deine Richtung auch nicht fachliche Wiederholungen gemeint (ich weiß, dass du kein Depp bist), sondern einfach nur sachliche, die "übersehen" wurden, was aber auch unheimlich nervt.
Na, liegt wohl daran das ich diverse Dinge gleichzeitig im Kopf halten muß und auch Uhu mittlerweile bin. Die Krebserkrankung meiner Frau frißt auch bei mir unmerklich. Nur in anderer Form eben. Hatte ich vergessen: Deine Abhandlung über die Japse von vorhin, ist genau das was ich mir wünsche. Kurz und knapp das wesentliche. Danke!
Ben, danke für deinen Beitrag. Das ist mir bekannt. Ich weiß nicht wie das bei Keksstein ist, Verwechslung mit meine Frage?? Na egal. Wie funktioniert das dann beim uA709 ? Vielleicht erbarmt sich Arno ja nochmal. Und die Sache mit den TIM-Verzerrungen. Da ist die Wissenschaft seit diesem Beitrag der 70er Jahre auch am Ende, oder kommt da noch was?
Hallo Abdul, mein Betrag war an Keks gerichtet. Hast Du eine Schaltung vom 709? Hab nur die von 741 gefunden. Tut mir leid mit deiner Frau. Meine ist mit schwerer Depression auf der Psychiatrie... ja das Leben kann ein Riesenspass sein.
Ja danke Ben. Glioblastom halt. Nette Wesensveränderungen... uA709 hab ich nicht. Aber Arno hatte das erwähnt, da wird er es auch genauer darstellen können. Ansonsten müßte ich mal wühlen.
Angehängte Dateien:
-
ua709.PNG
38 KB
Achja Google... da war doch was :) Der 709 ist gar nicht kompensiert, den C muss man extern dran machen. Der ist vermutlich also auch nicht "unity-gain stable". Die Spannungsverstärkerstufe ist "beta-enhanced", also ein Emitterfolger mit common-emitter (gelb markiert). Der C zwischen A und B klaut einfach mit steigender Frequenz Basisstrom (der fließt von B nach A). Für heutige Maßstäbe ein gruseliges IC. Hat mein Onkel von erzählt, der hatte damals damit gebastelt als die auf den Markt kamen, die Dinger waren in Null komma nix kaputt weil keinerlei Kurzschluss-Sicherung. @Abdul: Glioblastom, auch schön. Bei mir in der Familie wars ein Medulloblastom (lebt, erblindet) und ALS (inzwischen tot). Das Leben geht einfach weiter, das ist das einzig positive was man zu so einer Mega-Schxxxxx sagen kann.
Eben. Gestern wäre ich fast überfahren worden. War knapp. So, zwischenzeitlich bisserl gesucht und nette Threads gefunden: Beitrag "Re: Wieso ist Unity Gain bei OpAmps so anspruchsvoll?" Beitrag "Re: OPV ~ Bj. 1972" Beitrag "Erklärung dieser Analogendstufe benötigt." und meine Frage nach dem Arno-Verstärker. Den fand ich doch glatt wieder: Beitrag "Re: Endstufe: Phasengang korrigieren"
Der Strom in der Eingangsstufe sollte deutlich kleiner sein, wegen dem Stromrauschen. Das Stromrauschen nimmt etwa mit der Wurzel des Basisstromes zu. Damit ein Verstärker zu einer Quelle mit 1 KOhm passt sollte der Kollektor-Strom so irgendwo im Bereich 0.1 mA - 0.5 mA sein. Mit 2 mal 4 mA, wäre man bei einem Idealen Eingangswiderstand irgendwo in Bereich 10-50 Ohm, sofern der Rest nicht viel zusätzliches / vermeidbares Spannungsrauschen erzeugt. Bei den Kleinsignaltransistoren wird das Spannungsrauschen über etwa 1 mA oft auch nicht mehr viel besser. Ein Puffer, der nicht gut bei mehr als 1 K Quellimpedanz funktioniert ist nur begrenzt sinnvoll.
Abdul K. schrieb: > und meine Frage nach dem Arno-Verstärker. Den fand ich doch glatt > wieder: > Beitrag "Re: Endstufe: Phasengang korrigieren" Da muss ich dich wieder enttäuschen. Auch da machen die Kapazitäten der Transistoren die Frequenzgangkorrektur. Es geht nicht ohne, wenn man über Alles gegenkoppelt. Beim µA709 hat man (wenn ich das richtig in Erinnerung habe; habe den gehasst und weitgehend ignoriert) eine geteilte Korrektur gemacht, ein Pol-Nullstelle-Glied und einen Pol, der dann nach der Nullstelle übernommen hat. Was die Gesundheit betrifft, willkommen im Club, Leute.
ArnoR schrieb: > Beim µA709 hat man (wenn ich das richtig in Erinnerung habe; habe den > gehasst und weitgehend ignoriert) Ja, verglichen mit heutigen OP war das eine Krücke. Differenzspannung am Eingang maximal +/-5V, Latchup, externe Frequenzkompensation mit 3 Bauteilen ... aber in der Not frißt der Teufel Fliegen. Und für einen kleinen Synthie (VCO, Moog-Filter, diverse Summierer) hat er getan. > Was die Gesundheit betrifft, willkommen im Club, Leute. Das Publikum wird wohl langsam alt. Der Thread-Titel muß ja auch maximal abschreckend wirken auf die Arduino-Generation.
ArnoR schrieb: > Abdul K. schrieb: >> und meine Frage nach dem Arno-Verstärker. Den fand ich doch glatt >> wieder: >> Beitrag "Re: Endstufe: Phasengang korrigieren" > > Da muss ich dich wieder enttäuschen. Auch da machen die Kapazitäten der > Transistoren die Frequenzgangkorrektur. Es geht nicht ohne, wenn man > über Alles gegenkoppelt. > Ja, so war meine Erwähnung ja auch gedacht. Wieder mal aneinander vorbeigeredet. Ich benutze das schon seit ein paar Jahren für CMOS-Verstärker. Kann man Filter und Verstärker in einem haben. Das funzt hier mit einem Ultraschall-Eingangsverstärker und auch mit einem Langwellen-Empfänger. Bei CMOS ist es auch offensichtlicher. Am besten man koppelt jede Stufe einzeln gegen. Könnte sein, daß man allerdings so die Verzerrungen nicht ganz so weit runterkriegt wie bei einer Überalles Gegenkopplung. > Beim µA709 hat man (wenn ich das richtig in Erinnerung habe; habe den > gehasst und weitgehend ignoriert) eine geteilte Korrektur gemacht, ein > Pol-Nullstelle-Glied und einen Pol, der dann nach der Nullstelle > übernommen hat. > Äh was? Klingt für mich nach Zverev/Filtersynthese und Mathestudium. > Was die Gesundheit betrifft, willkommen im Club, Leute. Ich gebe dann mal ne Runde Windeln aus.
Axel S. schrieb: > ArnoR schrieb: > >> Beim µA709 hat man (wenn ich das richtig in Erinnerung habe; habe den >> gehasst und weitgehend ignoriert) > > Ja, verglichen mit heutigen OP war das eine Krücke. Differenzspannung am > Eingang maximal +/-5V, Latchup, externe Frequenzkompensation mit 3 > Bauteilen ... aber in der Not frißt der Teufel Fliegen. Und für einen > kleinen Synthie (VCO, Moog-Filter, diverse Summierer) hat er getan. > Klingt schräg. Vielleicht sollten wir den 709 einfach begraben. >> Was die Gesundheit betrifft, willkommen im Club, Leute. > > Das Publikum wird wohl langsam alt. Der Thread-Titel muß ja auch maximal > abschreckend wirken auf die Arduino-Generation. Och, "Bewertung" mußte nur übersetzen. Da fühlen die sich wohl.
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