wir möchte für einen Uni-Projekt einen 24V 3A Motor PWM steuern. Dazu wurde von unserem Vorgänger die angehängte Schaltung entworfen. Wir sind uns nun nicht sicher, ob diese überhaupt funktioniert und ob die Widerstände richtig ausgelegt sind. Wir würden auch gerne verstehen, wie die Schaltung funktioniert.
R1/R2 bilden einen Spannungsteiler, sodass 12V am Gate des Mosfets anliegen und dieser voll durchsteuert.
Der MOSFET ist richtig ausgelegt was ID und UDS angeht.
Die abfallende Leistung am MOSFET sind 3A^2 * 0.077Ohm = 0.63W
Kann man das auf die Platine abführen oder braucht man eine externe Kühlung?
Der Transistor schaltet die geteilete Spannung (UDS) gegen GND und schaltet, den MOSFET vollständig damit aus.
Wie kommt man auf die 10kOhm bei R3? Wurde da ca. 3,3V minus den Abfall am Transistor von ca. 0.8V (bei voller Sättigung) = 2,5V. 2,5V / 1kOhm = 2,5mA (IB). Daraus würde bei einer Verstärkung von 180 ja folgen, dass IC = 450mA ist. Macht das Sinn? IC ist im Datenblatt mit 100mA max angegeben. Es werden ja über die 10kOhm an R1 eh nicht 450mA fließen. Also ist das gut wenn an IB mehr anliegt, als an IC eigentlich benötigt wird?
R4 ist 10kOhm als Pull-Up sinnvoll? Wie berechnet man einen Pull-Up im Allgemeinen?
Wie könnte man die max. PWM Frequenz berechnen. Im Datenballt des Transistor hab ich folgendes gefunden: transition frequency = 100Mhz,
beim MOSFET sind dort Ein-Ausschalt-Zeiten von 10-50ns(=20MHz) angeben. Heißt das man könnte das theoretisch mit 20MHz betreiben? Es kommt mir sehr viel vor. Wir planen etwas um die 10kHz, wäre das machbar? Wo ist die Grenze? Wie wird die berechnet?
Schon lange keine so schlimme Schaltung gesehen. Und nein, die funktioniert nie und nimmer! Schon der erste Transistor sperrt nie mit diesen lustigen Widerstandswerten...
Q2 mit einem Emitterwiderstand versehen, an dem im durchgestalteten Zustand von Q2 1V am Emitterwiderstand abfallen (der FET schaltet bei 1 V noch nicht durch). Damit wird verhindert, dass Q2 in die Sättigung gesteuert wird und sich damit die Schaltzeiten erhöhen
statt der Freilaufdiode würde ich ein Snubber oder Clamping Netzwerk vorsehen um die Selbstinduktionsspannung am Motor rascher abzubauen https://www.electronics-tutorials.ws/de/transistoren/mosfet-als-schalter.html#Einfacher_Leistungs-MOSFET-Motor-Controller, auch kann es notwenig sein eine Diode zwischen Motor und FET zu schalten, da sonst die Induktionsspannung von der Substratdiode des FETs geklammert wird. Die Zenerdiode kann nach der maximalen Drain/Sourcespannung dimensioniert werden.
Ich würde vom Motor die Induktivität und den Serienwiderstand messen und die Schaltung mit LTSpice simulieren.
R1/R2 bilden einen Spannungsteiler, sodass 12V am Gate des Mosfets
anliegen und dieser voll durchsteuert.
Ja, vor allem das Gate nicht 24V abbekommt denn es hält nur 20V aus.
Leider ist die Losung mit dem hochohmigen Spannungsteiler nicht besonders gut. Besser eine 18V Z-Diode parallel zum Widerstand nach Masse.
Der MOSFET ist richtig ausgelegt was ID und UDS angeht.
Halt grosse Bauform und uralt, was sich in hohem Leitwiderstand und damit Verlusten ausdrückt.
Die abfallende Leistung am MOSFET sind 3A^2 * 0.077Ohm = 0.63W
Kann man das auf die Platine abführen oder braucht man eine externe
Kühlung?
Ein TO220 wird bei 0.63W spürbar warm geht aber nicht kaputt.
Der Transistor schaltet die geteilete Spannung (UDS) gegen GND und
schaltet, den MOSFET vollständig damit aus.
Ja
Wie kommt man auf die 10kOhm bei R3?
Ich sehe da 1k. Und 1k nach 3.3V. Fer Bipolarzransistor wird nie ausschalten.
Wurde da ca. 3,3V minus den Abfall
am Transistor von ca. 0.8V (bei voller Sättigung) = 2,5V. 2,5V / 1kOhm =
2,5mA (IB). Daraus würde bei einer Verstärkung von 180 ja folgen, dass
IC = 450mA ist. Macht das Sinn?
Nein.
Mehr als 24V/10k=24mA muss er eh nicht schalten.
IC ist im Datenblatt mit 100mA max
angegeben. Es werden ja über die 10kOhm an R1 eh nicht 450mA fließen.
Eben.
Also ist das gut wenn an IB mehr anliegt, als an IC eigentlich benötigt
wird?
Nein. IB sollte schon geringer als IC sein. Aber nicht um die ominöse Stromverstärkung hFE die nämlich meist bei 5V zwischen C und E gemessen wird und den analogen Bereich des Transistors kennzeichnet, sondern mit der bei UCEsat angegebenen die den Schaltbetrieb kennzeichnet, meist IC=10xIB, bei besseren Transistoren IC=20xIB.
R4 ist 10kOhm als Pull-Up sinnvoll? Wie berechnet man einen Pull-Up im
Allgemeinen?
Wie schnell du die Kapazität am Ausgang umladen willst. Wurde hier nicht getan.
Im Datenballt des
Transistor hab ich folgendes gefunden: transition frequency = 100Mhz,
beim MOSFET sind dort Ein-Ausschalt-Zeiten von 10-50ns(=20MHz) angeben.
Heißt das man könnte das theoretisch mit 20MHz betreiben?
Nein, bremsend ist die Kapazität des IRF540 mit 1.7nF die über 10k aufgeladen wird.
Es kommt mir
sehr viel vor. Wir planen etwas um die 10kHz, wäre das machbar?
Nicht mit der 1N4007, du brauchst eine schnellere Diode. Dann schon.
Wo ist
die Grenze?
Manche Schaltregler arbeiten inzwischen mit über 1MHz.
Wie wird die berechnet?
siehe oben. Passende Bauteile und nicht die murksige Schaltung.
Ich würde erst mal messen, was der Motor braucht wen er blockiert, das werden mehr als 3A sein, eher 30A, und die Elektronik darauf auslegen.
Dann suchst du, ob du einen N-Kanal MOSFET findest der das direkt mit 3.3V angesteuert schalten kann. PH2925U hält allerdings nur 25V aus, bei 24V Versorgung etwas knapp. Der 30V STC6NF30V schaltet nur 12A. Mit 30V oder 40V gibt es kaum MOSFETs die bei unter 3V Gate-Spannung über 30A durchschalten können.
Also suchst du moderne normale MOSFETs und akzeptierst, dass du einen Gate-Treiber brauchst.
Nehmen wir statt dem steinalten IRF530 mal was moderneres aber ebenfalls im grobmotorischen TO220
PSMN1R9-40PL
Der hat 1.7mOhm und bei 30A gerade mal 1.5W Verlust, das hält der ohne Kühlung aus, bei 3A quasi gar keinen Verlust.
Er braucht einen MOSFET Treiber der zwischen 9 und 18V ans Gate legt, 12V wäre ok.
Der TPS2811 macht das dank internem Spannungsregler direkt an 24V. Man könnte die 24V auch erst mit einem normalen Spannungsregler auf 12V runterregeln und dann ein kommerzielles Gate-Treiber-IC wie MC34151 nehmen.
Aber ich folge mal deinem Spannungsteileransatz:
1
+24V-------+-------+-------+----+
2
| | _|_ |
3
10k |SB540 /_\ Motor
4
| Q3 | | |
5
+------|< BC338 +----+
6
| |E |
7
+---+--|<|--+------|I PSMN1R9-40P
8
BC338 | _|_1N4148 Q1 |S
9
--1k--|< /_\ ZD10 |
10
Q2 |E | |
11
GND----+---+---------------+
Warum ist diese Schaltung so viel besser als eure ?
Es gibt keinen R4 der die Funktion verhindert.
Q2 bekommt nach wie vor 2mA Basisstrom und kann damit das MOSFET Gate mit vielen hundert Milliampere schalten um ihn auf 0V zu entladen.
Aber das Gate wird nicht mehr über 10k mit ca. 2mA langsam geladen, sondern Q3 verstärkt den Strom um seine Stromverstärkung, also eher 200mA Gate-Ladestrom und damit 100 x schnellere Umschaltzeit, damit gehen nicht nur 10kHz sondern auch 100kHz.
Und die Spannung am Gate wird nicht durch einen Spanungsteiler, sondern mit der ZD10 Zenerdiode daran gehindert, über 10(20)V zu bekommen. Die 1N4148 würde jede höhere Spannung ableiten.
Der MOSFET schaltet so niederohmig, das er keine Kühlung braucht.
Und die SB540 als Freilaufdiode verträgt auch hohe Schaltfrequenzen und genug Strom.
R1/R2 bilden einen Spannungsteiler, sodass 12V am Gate des Mosfets
anliegen und dieser voll durchsteuert.
Der Grund ist eher, dass das Gate keine 24V verträgt. Der Teiler begrenzt es auf 12V und wenn der Q2 leitet, sind 0V am Gate.
Für zügiges Schalten (PWM) sollten sie etwas niederohmiger gewählt werden.
Der MOSFET ist richtig ausgelegt was ID und UDS angeht.
Ja, der kann viel auch viel mehr. Etwas besser wäre einer mit kleinerem R_DS_on. Das entspannt auch den nächsten Punkt.
Die abfallende Leistung am MOSFET sind 3A^2 * 0.077Ohm = 0.63W
Kann man das auf die Platine abführen oder braucht man eine externe
Kühlung?
Wie schon gesagt, 0.077Ω sind für einen MOSFET nicht gerade wenig. Es gibt welche, die kommen auf Werte unter 10mΩ. Aber das alleine macht noch nicht die Verlustleistung aus. PWM heißt häufiges Ein-/Ausschalten und wenn der Übergang nicht schnell genug erfolgt, dann bringt das zusätzlich Verlustleistung.
Frei stehend würde ich ihn nicht betreiben, aber auf eine Platinenfläche mit einigen cm² geschraubt wird es gehen. Er darf ja auch warm werden - Sperrschicht bis max. 175°C. Das sollte man aber schon vermeiden: unter 100°C bleiben!
Wenn er stehend betrieben werden soll: es gibt kleine Aufsteckkühlköper.
Der Transistor schaltet die geteilete Spannung (UDS) gegen GND und
schaltet, den MOSFET vollständig damit aus.
Ja.
Wie kommt man auf die 10kOhm bei R3? Wurde da ca. 3,3V minus den
Abfall am Transistor von ca. 0.8V (bei voller Sättigung) = 2,5V. 2,5V /
1kOhm = 2,5mA (IB). Daraus würde bei einer Verstärkung von 180 ja
folgen, dass IC = 450mA ist. Macht das Sinn? IC ist im Datenblatt mit
100mA max angegeben. Es werden ja über die 10kOhm an R1 eh nicht 450mA
fließen. Also ist das gut wenn an IB mehr anliegt, als an IC eigentlich
benötigt wird?
R3 hat in deinem Bild 1kΩ. Das ändert aber nichts an deiner nicht ganz richtigen Betrachtung. Die 2.5mA Basisstrom könnten den Transistor zu 50-100mA Kollektorstrom veranlassen, deshalb müssen die aber noch lange nicht fließen. Es sind höchstens 24V/R1, also gerade mal 2.4mA, die hier fließen können. Allerdings: die geladene Gatekapazität liefert ganz kurz einen höheren Strom. Und das kann dann schon für µs die 100mA erreichen.
R4 ist 10kOhm als Pull-Up sinnvoll? Wie berechnet man einen Pull-Up
im Allgemeinen?
Ob du R4 brauchst (im Bild auch nur 1k) oder nicht hängt davon ab, welche Art Quelle 'PWM_3V3' liefert. Ein normaler Push-Pull-Ausgang eines µC braucht R4 überhaupt nicht. Und hat der Treiber einen Open-Collector-Ausgang, dann bestimmt R4 den Basisstrom und R3 kann entfallen.
So jedenfalls hast du an der Basis immer einen Strom und Q2 wird nie ausschalten.
Wie könnte man die max. PWM Frequenz berechnen. Im Datenballt des
Transistor hab ich folgendes gefunden: transition frequency = 100Mhz,
beim MOSFET sind dort Ein-Ausschalt-Zeiten von 10-50ns(=20MHz) angeben.
Heißt das man könnte das theoretisch mit 20MHz betreiben? Es kommt mir
sehr viel vor. Wir planen etwas um die 10kHz, wäre das machbar? Wo ist
die Grenze? Wie wird die berechnet?
Du wirst es kaum schaffen, auch nicht mit allen bekannten Tricks um die Sättigung zu vermeiden, den BC847 auf über 10MHz Schaltfrequenz zu bekommen. Und beim FET müsstest du es auch schaffen, die Gatekapazität entsprechend schnell zu laden und zu entladen.
die Gatekapazität liegt bei 1.7nF und deine Ansteuerung hat einen Quellwiderstand von 10kΩ (beim Einschalten). Rechne selber die Zeitkonstante aus - und die mal 3 genommen gibt in etwa die Flanke fürs Einschalten. Ausschalten geht schneller, weil der Q2 eben die genannten ca. 40-100mA fließen lässt.
Außerdem sind die Transitfrequenzangaben nur für den Kleinsignal-Linearbetrieb angegeben, wobei die Verstärkung dann auf 1 gefallen ist. Aber du betreibst es im Schaltbetrieb und mit großen Signalen.
Für eine Motoransteuerung sind dir oben viele Hinweise gegeben worden. Grob habe ich entnommen, dass man da eher maximal 100Hz als PWM-Frequenz nimmt.
Ob 10kHz gehen? Nimm einen Pulsgenerator und gib auf den FET die 10kHz mit 12V Amplitude, 5kΩ Innenwiderstand (Mittelwert) und schau, was raus kommt.
Du meinst, durch Parallelschaltung eines Widerstandes zum Kondensator
geht das Aufladen des Kondensators schneller ?
Nein, bestimmt nicht. Meine Aussage oben: "Ansteuerung hat einen
Quellwiderstand von 10kΩ" stimmt damit nicht. Zu schnell gedacht 🙄.
Aber:
Entweder hätte ich ohne R2 24V mit 10k = 2.4mA oder mit R2 sind es 12V mit 5k Innenwiderstand. Sind irgendwie auch wieder 2.4mA 😀.
Nur: ohne R2 geht das Gate kaputt.
Also, einfach Ersatzquelle mit Innenwiderstand heranziehen.
Das Abschalten geht natürlich schneller.
Gewinnen kann man was beim gleichen Teilerverhältnis R1/R2, wenn man einen FET nimmt, der bei <5V schon voll leitet und trotzdem eine hohe Gatespannung verträgt. Die Spannung wird dann schneller erreicht und auch der Übergangsbereich ist damit schneller durchlaufen, denn die RC e-Kurve ist da noch steiler und der Bereich zwischen Aus und Ein enger.
Oder bei dem gegebenen FET den R1 kleiner wählt, z.B. um auf 18V Teilerspannung zu kommen. Der Strom ins Gate wird größer und ich bin schneller bei >10V angekommen.
Oder eben eine Kombination der beiden Varianten.
beim MOSFET sind dort [Anm.: im Datenblatt] Ein-Ausschalt-Zeiten von
10-50ns(=20MHz) angeben.
Heißt das man könnte das theoretisch mit 20MHz betreiben?
Nein, bremsend ist die Kapazität des IRF540 mit 1.7nF die über 10k
aufgeladen wird.
Tatsächlich werden die 1.7nF über den Innenwiderstand des Teilers (5k) geladen, entsprechend einer Zeitkonstante von 8.5ns. Ob diese Zeitkonstante sich „bremsend“ auswirkt entscheidet letztlich die Höhe der Schaltfrequenz.
Danke, Michael B.
Der Unterschied ist nicht mehr wirklich groß, wenn man den R4 auf 3k3 verkleinert. Gibt dann max. 18V am Gate und wie ich schon überlegt hatte: an der Last wird die Ausschaltflanke damit deutlich verbessert.
Imho rentiert sich der Aufwand mit dem zweiten Transistor nicht.
Wir sind uns nun nicht sicher, ob diese überhaupt funktioniert
Ich bin mir sicher, dass sie es nicht tut, falls das PWM-Signal zwischen 0V und 3.3V schalten sollte. Das würde schon an der Ansteuerung von Q2 scheitern.
Wir sind uns nun nicht sicher, ob diese überhaupt funktioniert
Ich bin mir sicher, dass sie es nicht tut, falls das PWM-Signal zwischen
0V und 3.3V schalten sollte. Das würde schon an der Ansteuerung von Q2
scheitern.
Bei 0V am Eingang, hast du einen niederohmigen Spannungsteiler (näherungsweise unbelastet), d.h. am BJT liegen ca. 1,65V an. Der BJT schaltet gar nicht ab.
Hier ist alles mundgerecht serviert. Mit für dich passendem Beispiel.
Motoransteuerung mit PWM
In der Tat. Einen wiklich schnellen Schalter mit üblichen diskreten Bauteilen findet man beim 1 Quadrantensteller. Diese Stufe habe ich erfolgreich in meiner Ingenieurarbeit im Jahr 1979 eingesetzt. Es ging dabei um einen Sperrwandler der aus 12 V 300 V für ein Mini-Röhrenfernsehen erzeugen sollte, nebst 2000 V für die Fernsehröhre. Der Power - Schalttransistor war ein 2N6079 von RCA. Die deutschen Leistungstransistoren waren noch nicht so weit.
Der Kniff bei dieser Schaltung ist, den Treiber nicht in die Sättigung zu bringen. Dafür sorgt die BAT42. Simpel, aber sehr wirksam!
Bei 0V am Eingang, hast du einen niederohmigen Spannungsteiler
(näherungsweise unbelastet), d.h. am BJT liegen ca. 1,65V an.
Oh, oh - da fehlen ein paar gehörige Grundlagen.
Ein BJT ist stromgesteuert und der Spannungsteiler wird ganz kräftig belastet, weil die BE-Diode des BJT ganz fürchterlich unwillig ist, einen Wert für V_f von 1.65V anzunehmen. Dafür müsste an ganz gehöriger Strom fließen, den der Transistor mit schnellstem Ableben quittieren würde.
Bei 0V am Eingang, hast du einen niederohmigen Spannungsteiler
(näherungsweise unbelastet), d.h. am BJT liegen ca. 1,65V an.
Oh, oh - da fehlen ein paar gehörige Grundlagen.
Ein BJT ist stromgesteuert und der Spannungsteiler wird ganz kräftig
belastet, weil die BE-Diode des BJT ganz fürchterlich unwillig ist,
einen Wert für V_f von 1.65V anzunehmen. Dafür müsste an ganz gehöriger
Strom fließen, den der Transistor mit schnellstem Ableben quittieren
würde.
Okay stimmt mit (3,3-1.65)/500 = 3,3mA würde nicht hinhauen. 3,3mA an Basisstrom fließen nicht bei U_BE=1,65V :D
Okay stimmt mit (3,3-1.65)/500 = 3,3mA würde nicht hinhauen. 3,3mA an
Basisstrom fließen nicht bei U_BE=1,65V :D
Sieh es einmal umgekehrt:
Eine U_BE von 1,65V wirst du bei einem einfachen BJT mit sinnvollem Basisstrom nie und nimmer erreichen.
Was ist in der Schaltung überhaupt der tiefere Sinn von R4?
Unbenannt2.PNG
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