Hallo Leute, ich habe die Threads zum Thema Induktionsofen gelesen und mache einfach mal einen frischen Thread mit den oben genannten Thema auf. Also hier mein Beitrag: Vor ca. 12 Monaten habe ich auch mit dem Bau eines Induktionsofens angefangen. Nach einigen Misserfolgen mit nachgeregelter Frequenzgenerierung hier einige Fakten von meinem jetzigen funktionsfähigen Ofen: -ca. 150 kHz -Vollbrückenoszillator mit IRFP350 MosFets und FAN7387 als Gatetreiber -Leistung bis 1,2 kW mit Reserve nach oben. -gleichgerichtete Netzspannung, nicht galvanisch getrennt (nicht die feine englische Art), ohne Glättkondensatoren -Spule aus 12 mm Kupferrohr von der Rolle (siehe Bild) Die Seite von Herr Burnett (http://www.richieburnett.co.uk/indheat.html) ist sehr gut. Ich habe vieles mit QUCS simuliert. An dieser Stelle Werbung für das freie QUCS. Es würde mich freuen, wenn ich mit jemandem fachsimpeln kann, der auch Erfahrung mit dem Bau solcher Öfen hat, speziell >1kW Nächste Schritte: Drehstrom und stw25nm60n Transistoren -> Richtung 3..4..5? kW Beste Grüße Silvio
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Ist das nun funktionale Kunst oder künstlerische Elektrotechnik? Wow. Was macht man damit? Außer sich umzubringen. Was mich wirklich interessiert: Was für Erfahrungen hast du mit QUCS gemacht? Hast du es z.B. mit LTspice vergleichen können? Die Webseite sieht ja schonmal nett aus: http://qucs.sourceforge.net/screenshots.html Aber wohl noch sehr unfertig. Viel Spaß - Abdul
@ Silvio K. (exh) >-ca. 150 kHz Sehr hoch für die Leistungsklasse. -Vollbrückenoszillator mit IRFP350 MosFets und FAN7387 als Gatetreiber Wieviele MOSFETs? Voll oder Halbbrücke? >-Leistung bis 1,2 kW mit Reserve nach oben. Wei gemessen? Primär oder Sekundär? >-gleichgerichtete Netzspannung, nicht galvanisch getrennt (nicht die >feine englische Art), ohne Glättkondensatoren Hmmm. >-Spule aus 12 mm Kupferrohr von der Rolle (siehe Bild) Nett ;-) Wieviel Kapazität soll das sein? >Es würde mich freuen, wenn ich mit jemandem fachsimpeln kann, der auch >Erfahrung mit dem Bau solcher Öfen hat, speziell >1kW Muss ich leider passen :-( > Drehstrom und stw25nm60n Transistoren -> Richtung 3..4..5? kW Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher so 20..30kHz. MfG Falk
>Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher
so 20..30kHz.
Wenn mit IGBTs dann mit deutlich niedriger Frequenz.
150kHz ist doch OK - gerade mit MOSFETs kein Problem. Gibt einen
kompakten Aufbau.
Allerdings ist die Frage was man nur mit 1kW da anfangen möchte....
Bei uns am Institut gab es mal eine modulare 70kW Induktionsdemo-Anlage.
Da konnte man eine Dose Würstchen (850g einwage plus Flüssigkeit) in ca.
30 Sekunden zum Kochen bringen....
Mit 1kW kann man vermutlich noch nicht einmal Metall aufschmelzen.
Michael O. schrieb: >>Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher > so 20..30kHz. > Wenn mit IGBTs dann mit deutlich niedriger Frequenz. Mittlerweile gibts auch deutlich schnellere IGBTs die für >100kHz bei Softswitching spezifiziert sind, von daher wären IGBTs schon die richtige Wahl bei diesen Leistungen. z.B. IRGP4063D, HGTG20N60A4D oder HGT1N40N60A4D. Such z.B. mal nach DRSSTC, da werden Mosfets mit ein paar 100A bei Frequenzen um die 100kHz gequält.
Softswitching ist ja nicht das Problem, da hier ein Resonanzkreis betrieben wird und die Ansteuerung für ein entlastetes Ausschalten sorgen kann. Wichtiger bei IGBTs ist der lästige Tailstrom, dass nach Abschalten noch ein kleiner Reststrom fließt während die volle Sperrspannung anliegt und dieser Strom recht lange benötigt. Für die Leistungsklasse kannst Du meiner Meinung nach beides nehmen. Wenn es eher Richtung 5-10kW geht, wird es nicht ohne IGBTs laufen.
Michael O. schrieb: > Wichtiger bei IGBTs ist der lästige Tailstrom, dass nach Abschalten noch > ein kleiner Reststrom fließt während die volle Sperrspannung anliegt und > dieser Strom recht lange benötigt. Fließt der Tailstrom immer in voller Amplitude, auch wenn der Strom beim Abschalten recht gering ist (da sinusförmig im Schwingkreis, im Idealfall also 0 zum Schaltzeitpunkt)? (Sorry für das Offtopic, aber darauf suche ich schon seit länger eine Antwort, denn nahezu alle Messungen die man findet beziehen sich auf eine rein induktive Last, also einem Abschalten beim maximalen Strom.)
Michael O. schrieb: >>Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher > so 20..30kHz. > Wenn mit IGBTs dann mit deutlich niedriger Frequenz. > > 150kHz ist doch OK - gerade mit MOSFETs kein Problem. Gibt einen > kompakten Aufbau. > Allerdings ist die Frage was man nur mit 1kW da anfangen möchte.... > Bei uns am Institut gab es mal eine modulare 70kW Induktionsdemo-Anlage. > Da konnte man eine Dose Würstchen (850g einwage plus Flüssigkeit) in ca. > 30 Sekunden zum Kochen bringen.... Miserabele Demoanlage. Da würde ja ein Induktionskochfeld (wäre es so schlecht) mit seinen 1.2 kW-1.8kW Leistung mindestens 0,3 h benötigen. Also mein Neff-Indu-Feld schafft das in weniger als 6 Minuten. > > Mit 1kW kann man vermutlich noch nicht einmal Metall aufschmelzen. Es kommt auf das Metall und die Menge an. Laboröfen reichen dafür locker mit 1 bis 1.5 kW. Siehe dazu auch den Parallelthread zum Thema.
Das Buch ist gut, aber leider blöd zu lesen. Hier das Kapitel über das harte Abschalten von MOSFET und IGBT: http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/applica_help/e/1_2_3.pdf Figure 1.11 a) zeigt am Ende des Abschaltvorgangs den Tailstrom vom IGBT im Vergleich zum MOSFET Abschaltvorgang. Zitat:"Since this tail current will fade away within some μs only with already increased collectoremitter voltage, the hard turn-off power losses in the IGBT are mainly determined by the tail current waveform (see chapter 2.3.2, 3.1.3) and are considerably higher than those in MOSFETs." Im Prinzip ist das Problem hoher Schaltfrequenzen, dass die IGBTs dann zu lange benötigen umd komplett aus zu gehen. Gerne wird hier mit Abschaltenergien gerechnet, da die Ausschaltverluste stark vom Strom abhängen. Diese Energie muss man nur mit der Anzahl Ausschaltvorgängen pro Sekunge multiplizieren und hat schnell eine Ahnung wieviel Leistung verbraten werden muss. Es gibt Unterschiede zwischen den NPT und PT (Non-Punched-Through und Punched-Through) IGBTs. Semikron und Infineon gehen da teilweise unterschiedliche Wege und haben ihre eigenen Marketingstrategien. Fakt ist aber, dass die IGBTs in ihrem PN-Übergang die volle Nennspannung sperren können müssen. Zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit wird teilweise ein Isolationsschicht eingebaut um die Feldstärke mit einer längere Strecke möglichst gering zu halten. Problem aller dieser Bauteile ist, dass die Ladungsträger nach dem Abschalten aus der Diffusionszone (ich hoffe das ist richtig) abgesogen werden müssen. Nur das dauert halt was länger bis der Strom komplett abgeschaltet ist. Die Softswitching Bausteine müssen die Last nicht hart (also auf volle Nennspannung bei vollem Nennstrom) abschalten, sondern haben in irgend einer Form eine Kommutierungshilfe. In der Regel wird der Baustein ausgeschaltet, während der Strom durch den Schalter nahe null ist, dadurch sinken die Abschaltverluste. Dafür fallen Verluste im Entlastungskreis an, die aber häufig niedriger sind.
Sorry Benedikt, hier kann man es sehen in Figure 8: http://www.fairchildsemi.com/ds/HG/HGTG11N120CND.pdf Die Ausschaltenergie ist bei gleicher Spannung relativ proportional zum Ice. Da man die Verlustmechanismen nicht mal eben so trennen kann, wird im Fall von IGBTs die typische Ausschaltenergie bei einer Gatetreiberkonfiguration angegeben. Schaltest Du langsamer ab, wird die Verlustleistung noch steigen. Bei MOSFETs gibt es die Angabe nicht, hier dominieren die Leitverluste bei großem Strom (I² x R) und die Gatekapazität als Begrenzer der Schaltgeschwindigkeit. Der Tailstrom verschwindet, wenn alle Löcher rekombiniert sind. Das dauert je nach Konfiguration eine Zeitspanne im Bereich von 50 bis einige hundert us.
Michael O. schrieb: > Sorry Benedikt, hier kann man es sehen in Figure 8: > > http://www.fairchildsemi.com/ds/HG/HGTG11N120CND.pdf > > Die Ausschaltenergie ist bei gleicher Spannung relativ proportional zum > Ice. Das gilt aber für Hard Switching, also eine induktive Last. Was mich aber interessieren würde, wie die Verluste und ganz besonders, der Tail Current bei Softswitching in einer ZCS Schaltung, was solche resonanten Induktionsöfen meist sind, aussieht. Da der Strom beim Abschalten in einer ZCS Schaltung nahezu 0 ist, hätte man so kein Umschaltverluste, ganz klar für IGBTs in solchen Anwendungen sprechen würde, denn deren Verluste sind vor allem die Schaltverluste. Daher meine Frage nach dem Tailcurrent bei Softswitching.
Hallo Silvio, gratuliere, damit bist Du weiter als ich ;-( Wäre es bitte möglich den kompletten Stromlaufplan hier hochzuladen? Gruß Gerd
Ja, aber was ist denn der Unterschied zwischen Strom = 0A in einer Hard-Switching Anordnung und ZCS in einer weichschaltenen Anordnung? Natürlich ist das Abschalten im entlasteten Fall mit sehr niedrigen Verlusten verbunden. Aus diesen Gründen macht man gerade Weichschaltende Anordnungen. Du musst den Schalter nich nur Aus- sondern auch Einschalten, dabei entstehen dann ebenfalls Verluste. Insbesondere bei der induktiven Erwärmung kann sich die Güte des Schwingkreises schnell ändern. Der Controller regelt den Schwingkreis (im Idealfall knapp über) seine Resonanzfrequenz aus. Sofern Du aber nicht exakt auf der Resonanz bist, enstehen für die Dauer der Abweichung mindestens eine der zwei Verluste (Einschalt- oder Ausschaltverluste). Ist der Umrichter knapp ausgelegt, kann die Kurzzeitige Abweichung schon zu drastischen Erhöhungen der Verluste führen. Wir haben damals passend zu dem Tiefsetzsteller einen galvanisch getrennten bidirektionalen DC/DC Wandler aufgebaut. Der arbeitete mit einer B6 Brücke IGBTs, dreiphasig und mit einem Resonanzkreis für den Trafo. fsw = 12,5kHz Udc,in = 850V P = 45kW Da war aufgrund der Schaltverluste bei 14kHz ganz schnell Schicht im Schacht.
@ Abdul Mit Qucs habe ich sehr gute Erfahrungen gemacht. DC,AC, S-Parameter und transiente Simulationen gehen sehr gut. Harmonics Balance nicht. Teile des Ofens wie Lastschwingkreis, Phasenbedingung des Oszillator etc. sowie das vereinfachte Gesamtsystems habe ich simuliert. Mit LTSpice habe ich es nicht verglichen, da ich noch keinen Kontakt mit Spice hatte. Es ist sehr ähnlich zum ADS. @ Falk -Es ist ein Vollbrückenoszillator mit insgesamt 4 Leistungs-Transistoren. -Die Leistung ist Spannung*Strom hinterm Stelltrafo (nicht Trenntrafo, deshalb keine galv. Trennung). Da direkt der Gleichrichter kommt, muss es Wirkleistung sein. Wirkungsgrad weiß ich nicht. -Die Spule ist 2 µH groß, das beantworte indirekt die Frage nach der Kapazität. Die Frage, was ich damit machen möchte, war auch gefallen: Härten, Anlassen und hoffentlich auch schmelzen von Stahl. Aber da kommen noch andere Probleme wie: Tiegel? Thermische Isolation. Weil das strahlt wie Hölle und ist natürlich schade um die teuer erkämpfte Leistung. Temperaturmessung. Bin also auf der Suche nach einem Pyrometer. Leider kosten die guten (nicht die China-) Dinger um 1k€. Bin für jede Idee dankbar. Beste Grüße Silvio
Danke Silvio. Dann werde ich mir QUIC mal genauer ansehen. Vielleicht ist es ja eine Alternative zu LTspice. APLAC scheint auch interessant, aber die Lizenzen :-( Strahlung: Hm. Mylar-Folie weiße Seite strahlt wohl gute 99% zurück. Da ist das nahe Infrarot mit eingeschlossen. Also wäre blankes Al vielleicht ne Idee. Schmelzpunkt und Wärmekapazität sind hoch. Gruß - Abdul
Michael O. schrieb: > Das Buch ist gut, aber leider blöd zu lesen. > Hier das Kapitel über das harte Abschalten von MOSFET und IGBT: > http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/applica_help/e/1_2_3.pdf > Wie wärs mit deutsch? http://www.semikron.com/internet/index.jsp?language=de&sekId=229 Arno
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@ Gerd Den Schaltplan habe ich noch nicht komplett als Datei. Der letzte Versuch mit vollständigem Plan hat natürlich nicht funktioniert. Danach wurde umgebastet. Ich musste mir alles erkämpfen, also lass den Kopf nicht hängen und bleib dran. Der Schaltplan ist aber recht einfach: Vollbrücke mit 2 FAN7387 Halbbrückentreiber die nicht in der selbstschwingenden Konfiguration geschaltet sind. Also nur Treiber für die jeweiligen low und high side Transistoren. Dann wird von den Stelle zurückgekoppelt, andem sich die Phase in Abhängigkeit von der Last nicht ändert (siehe Anhang und die Seite von Herrn Burnett). Phasenschieber+Verstärker+Gleichtaktunterdrückung und fertig. Natürlich ging das nicht so problemlos. Viel Erfolg @ all Die Frequenz ist übrigens deshalb so hoch gewählt um kleine Stahl-Werkstücke auch bei hohen Temperaturen (Verhältnis Skintiefe Werkstückgröße) noch effektiv zu heizen. Beste Grüße Silvio
Bei der Frequenz dürfte die Eindringtiefe nur noch Bruchteile eines Millimeters sein. Ausserdem stelle ich mal die Theorie in den Raum, das die Hystereseverluste sehr viel höher sind als die Wirbelstromverluste, bei meiner kleinen Anlage kam mir die Curie-Temperatur wie ein Deckel vor, danach gings nicht mehr viel weiter. Und meine größeren Versuche zeichneten sich vor allem dadurch aus das sehr oft Rauch aus dem Leistungsteil entwich...
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Hallo Silvio K.! Schön, daß sich mal wieder jemand mit Induktionsöfen beschäftigt. Mein Projekt(s.Thread "Induktionsheizung (nicht) ganz einfach") lag jetzt lange auf Reede. Erstmal habe auch ich mich mit der Simulation(LTSpice) beschäftigt, das spart Bauteile... Derzeitiger Stand(s. Schaltplan): Der reine Oszillator mit der mittenangezapften Luftspule war mir zu gefährlich, deshalb habe ich nun doch einen Ferritkerntrafo gewickelt. Ansonsten ist es die kaum veränderte Schaltung von Jörg R. Die Simulation sowie die Wirklichkeit zeigen das selbe Problem, daß im Leerlauf (ohne Eisen in der Spule) die Spannung zu hoch für die IGBTs wird. Mit Einweggleichrichtung verschenkt man wiederum Leistung und der Elko C4 wird heiß, aber die IGBTs halten durch. Immer noch suche ich nach der idealen Bauteildimensionierung, die mir eine Regelung komplett erspart. Der vom Netz gezogene Strom ist schön abhängig vom Eisenquerschnitt. >Vor ca. 12 Monaten habe ich auch mit dem Bau eines Induktionsofens angefangen. Da sollte doch auch ein Schaltplan entstanden sein, in dem man die Änderungen einzeichnen kann... Also bitte mal die Karten auf den Tisch, damit man weiß, wovon man spricht. >Härten, Anlassen und hoffentlich auch Schmelzen von Stahl. Aber da kommen noch andere Probleme wie: Curie- Temperatur. Die erreicht man schnell, und ab dann sind nur noch die Wirbelströme zur Erwärmung zur Verfügung. >Thermische Isolation. Weil das strahlt wie Hölle und ist natürlich schade um die teuer erkämpfte Leistung. Bis zur schnell erreichten Rotglut des Stahles ist es eher wichtig, die Spule selbst zu kühlen. Bin gespannt auf die Entwicklung... ulf.
@ Andreas, ich habe mal ein Diagramm gesehen, in dem die Eindringtiefe bei Stahl und 1000 °C und 100 kHz mit um die 3 mm eingetragen war. Beim Nachrechnen bin ich auf die gleiche Größenordung gekommen. Der Widerstand des Stahl nimmt ab und das µ_r wird 1. Die liebe Currie-Temperatur wirkt sich also auch bei mir negativ aus. Frage: bei welcher Frequenz hast du gearbeitet und welche Leistung schätzt du? Die hohe Frequenz hat aber auch Vorteile, z.B. eine kleineres C im Schwingkreis. Zu deiner Beruhigung: Mein Oszillator hat gerade vor 10 min. die Hufe hoch gemacht. Da war ich auch überm AC2-Punkt. 200V,6A. Passiert eben. Hat aber lange gut funktioniert. @ ulf Ja, dein Thead hat mich animiert das Thema nochmal aufzugreifen. Die Einweggleichrichtung bei dir erzeugt sehr hohe Stromspitzen. Ich denke das mag dein Gleichrichter und dein Kondensator nicht. Deshalb habe ich keinen ausgesprochenen Glättkondensator und auch keine gute Gleichspannung. Das Problem mit der Werkstück-Strom-Abhängigkeit habe ich auch. Kann das aber über die Matching-Induktivität (siehe Burnett) einigermaßen einstellen. Ich muss mir jetzt eine verstellbare Induktivität basteln, um unter der Currie-Temperatur ordentlich Leistung hinein zu bekommen und darüber. In der Art Ferrit-E-Schalen mechanisch auseinanderziehen oder so ähnlich. Meine Spule ist Wassergekühlt. Keine Probleme soweit. Bei welcher Frequenz arbeitet deine Schaltung? In meiner Schaltung waren normale Dioden 1N4004 zu langsam (für den FAN7387-Betrieb). Das Ferrit würde ich rausnehmen, da kriegt man keine Leistung rüber, oder es ist einfach groß. Schicke mal ein Foto vom Aufbau. Ich werde Morgen auch mal ein Schönes machen ;-) Mal sehen was kaputt ist. Beste Grüße Silvio
Ach ja, die meisten Schaltpläne haben wenig getaugt. Ich werde mal sehen... Silvio
Noch ein Hinweis Ulf, bei dir muss die ganze Blindleistung durch das Ferrit. Das senkt den Wirkungsgrad erheblich. Mach denn Kondensator direkt an die Arbeitsspule. Das finde ich wichtig. Silvio
Ich frage mich gerade, warum alle bei Lasten mit stark wechselnden Eigenschaften den Royer-Converter nehmen, während hier im letzten Schaltplan ein selbstbestimmender astabiler Multivibrator seinen Dienst tut, dem so wie ich das sehe, die Last primär erstmal scheißegal ist. Bis es eben die Endstufentransistoren durchbeißt. Hm. Kannst du mal das Patent/Gebrauchsmuster posten? Was ist das tolles? Das ist für mich ein normaler Oszillator. Naja, der Fortschrittsbalken wurde ja auch anstandslos patentiert. Und ist es nicht so, daß über der Curie-Temperatur das Material dann tiefer penetriert wird? Die äußeren heißen Schichten verlieren ja die ferromagnetischen Verluste. Gruß - Abdul
Silvio K. schrieb: > In meiner Schaltung waren > normale Dioden 1N4004 zu langsam (für den FAN7387-Betrieb). Für den Highside Bootstrap? Die 1N400x benötigen einige µs zum Sperren, das ist viel zu langsam. UF400x sind da deutlich schneller. Die habe ich auch schon für 500kHz bei einem IR2110 eingesetzt. Wo greifst du die Phase ab, die du regeln willst? Ich hatte recht gute Ergebnisse indem ich per PLL die Phasenlage des Last Stroms mit der der Ausgangsspannung der Brücke verglichen habe. Wenn die PLL sauber einrastet, garantiert das ein ZCS und somit geringe Schaltverluste bei den Halbleitern, selbst bei hohen Frequenzen. Abdul K. schrieb: > Ich frage mich gerade, warum alle bei Lasten mit stark wechselnden > Eigenschaften den Royer-Converter nehmen, Weil dort der LC Kreis die Frequenz bestimmt. Somit ist dieser immer auf Resonanz, ein Abstimmen ist nicht notwendig. > während hier im letzten > Schaltplan ein selbstbestimmender astabiler Multivibrator seinen Dienst > tut, dem so wie ich das sehe, die Last primär erstmal scheißegal ist. Das dürfte auch der Royer-Converter sein, der so erweitert wurde, dass er seine Gatesignale aus dem Schwingkreis entnimmt. > Hm. Kannst du mal das Patent/Gebrauchsmuster posten? Was ist das tolles? Schau mal hier: Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"
Hier nochmal. Hatte es in den falschen alten Thread gesetzt: - Ah ja. Ich zitiere mal Beitrag "Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" von wegen Frequenz und Last. Man müßte mal bei einer Energiesparlampe mit Vorheizung die Frequenz vor- und nachher messen. Gruß - Abdul
Hallo Benndikt, >Wo greifst du die Phase ab, die du regeln willst? Die Phase greife ich direkt am Lastschwingkreis ab. Aber ich regele sie nicht nach. Ich steuere direkt die Vollbrücke. Also ein Großsignal-Oszillator, keine Regelung. Die Frequenz ändert sich immer so, dass die Phasenbedingung erfühlt ist. Und glücklicherweise ist dann bei f0 die Last rein reell. Mit Nachregelungen habe ich da schlechte Erfahrungen gemacht, weil unter anderem meine genutzten RC-Oszillatoren einen zu hohen Jitter hatten und die Last nun mal eben resonant ist und da keinen Spaß versteht. >Für den Highside Bootstrap? Ja, nutzte jetzt eine USB260 Diode. Geht super. Danke für den Tip mit UF400x Beste Grüße Silvio
Silvio K. schrieb: > Ich steuere direkt die Vollbrücke. Also ein > Großsignal-Oszillator, keine Regelung. Die Frequenz ändert sich immer > so, dass die Phasenbedingung erfühlt ist. Und glücklicherweise ist dann > bei f0 die Last rein reell. Ich habe bei sowas bei höheren Frequenzen immer Bedenken wegen der Laufzeiten durch die Treiberstufe: Der Treiber alleine hat schon eine Verzögerung von rund 300ns, das sind etwa 16° Phasenverschiebung. Funktioniert das dennoch problemlos? Weiterhin würde mich bei dem Treiber die Deadtime etwas stören: 2x 600ns Deadtime pro Periode sind bei 6,7µs Periodendauer immerhin 20%. In dieser Zeit sind beide Mosfets abgeschaltet und der Strom muss sich einen anderen Weg suchen. Dieser führt dann meist über die Bodydioden der Mosfets, die meist nicht die schnellsten sind. Von daher ist es bei diesen Frequenzen sinnvoll extern schnelle Diode parallel zu schalten, falls du das nicht hast. Sowas hat zumindest bei mir die Verluste reduziert und die Lebenserwartung der Mosfets stark erhöht. http://richieburnett.co.uk/sstate3.html
Hallo Benedikt, über die Dead-Time habe ich noch gar nicht nachgedacht. Sollte ich mal machen. Zum Glück liegt sie um den Nulldurchgang des Stromes herum. Die Phaseverschiebung, die konstant ist, stellt überhaupt kein Problem dar, da ich die Phase stufenlos verschieben und einstellen kann. Relativer Shift. Sogar im Betrieb. Die Verzögerung der Gatetreiber von 0.5 µs werden einfach kompensiert. Ohne Korrektur ist das natürlich unvorstellbar die richtige Frequenz einzustellen. >Von daher ist es bei diesen Frequenzen sinnvoll extern schnelle Diode >parallel zu schalten,falls du das nicht hast. Nein, habe ich nicht. Welche Dioden kannst du empfehlen? Müssten ja 600 V und einige Ampere abkönnen. Gruß Silvio
Ideale Anwendung für SiC-Dioden.
Ich verwende gerne die BYT79 mit 500V, 14A, 50ns, da diese leicht erhältlich ist (Reichelt). Alternativ könnte man auch diesen IGBT als Diode missbrauchen (Gate und Emitter kurzschließen so dass nur die eingebaute Diode aktiv ist): http://www.pollin.de/shop/detail.php?pg=NQ==&a=NDkwOTY4OTk= Die kann 600V, 20A, 45ns. Es gibt noch etliche andere in der Richtung, die sind meist aber nicht ganz so einfach erhältlich wie z.B. die MUR1660. Und die Schottkydiode in Reihe zum Mosfet nicht vergessen, die verhindert, dass die Mosfet Diode leitend wird. Wie gesagt: Diese Dioden sind wirklich wichtig, denn die im IRFP350 hat 350ns. Solange leitet der jeweils andere Mosfets weiter und verursacht so einen heftigen Strom der die Mosfets zusätzlich belastet, vor allem wenn die Dioden durch die große Deadtime erstmal ordentlich durchgesteuert wurden.
Hallo Benedikt, >Und die Schottkydiode in Reihe zum Mosfet nicht vergessen, die >verhindert, dass die Mosfet Diode leitend wird. die Schottkydiode verbrät doch auch ne Menge Energie. Und die Lösung ist trotzdem besser als die ohne? Silvio
Ja, es verlängert definitiv die Lebensdauer der Halbleiter. Die Verluste in der Schottkydiode sind noch akzeptabel, da die Flussspannung relativ gering ist (max. etwa 1V). Das ergibt insgesamt etwa 10-20W. Dafür reduziert sich aber auch die Verlustleistung in den Mosfets, da diese nun nicht mehr für eine so lange Zeit einen hohen Strom durch die Dioden treiben müssen, damit diese sperrt.
Man muß die Dioden aber direkt neben die MOSFETs setzen, sonst hat man einen prächtigen Schwingkreis.
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Hallo Silvio! So sieht der Spaß mit dem Ferritkern aus. Im Vordergrund ein "etwas kleinerer" Gleichrichter zum Experimentieren mit Einweggleichrichtung, ist nicht mit im Schaltplan. Die fette Spule wird ordentlich heiß, trotz der knappen Windung sekundär scheint da ordentlich Strom zu fließen. Die Frequenz liegt so bei 38kHz. >bei dir muss die ganze Blindleistung durch das Ferrit. Das senkt den Wirkungsgrad erheblich. Mach denn Kondensator direkt an die Arbeitsspule. Wenn ich den C an die Arbeitsspule anschließen soll, müßten es schon ein kapitales Paket sein, bei der kleinen Windungszahl. Die rauskommende Leistung ist für mich eigentlich ausreichend, problematisch ist nur der Leerlauf. Der ausgebremste Wirkungsgrad kommt mir da wahrscheinlich eher zugute. >Nächste Schritte: Drehstrom und stw25nm60n Transistoren -> Richtung 3..4..5? kW Da sehe ich schwarz für die Transistoren. Schon bei 230V sind 1200V Typen notwendig, um mit den induktiv erzeugten Spitzenspannungen klarzukommen. Die Diskussion mit den Bodydioden und den parallel ausgeführten schnelleren Dioden(klasse Darstellung bei Mr. Burnett) ist interessant, aber ich glaube, daß es bei meiner bescheidenen Frequenz keinen Handlungsbedarf gibt. Zumindest habe ich thermisch keine Probleme mit meinen IGBTs- trotz der kleinen Kühlkörper und des fehlenden Ventilators. Muß mal fleißig weitersimulieren... ulf. (gespannt auf den Schaltplan wartend...)
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Ulf schrieb: > Da sehe ich schwarz für die Transistoren. Schon bei 230V sind 1200V > Typen notwendig, um mit den induktiv erzeugten Spitzenspannungen > klarzukommen. Du bringst da etwas durcheinander: Bei deiner Schaltung arbeiten die Transistoren auf einen Übertrager mit Mittelanzapfung. Daher sieht jeder Transistor in der Ausschaltphase die doppelte Spannung, also über 600V, dazu kommt dann noch die zusätzlich erzeugte Spannung durch die Induktivität davor. Wenn man dagegen, so wie Silvio, eine H-Brücke baut, sieht jeder Transistor maximal die Eingangsspannung. 1,2kV Bauteile würden für Drehstrom also reichen. > aber ich glaube, daß es bei meiner bescheidenen Frequenz keinen > Handlungsbedarf gibt. Zumindest habe ich thermisch keine Probleme mit > meinen IGBTs- trotz der kleinen Kühlkörper und des fehlenden > Ventilators. Das liegt daran, dass IGBTs keine Bodydioden haben. Daher kann man schnelle Zusatzdioden dazubauen (oft direkt schon im selben Gehäuse, wie auf dem Foto: Links der eigentliche IGBT, rechts die Reste der Diode).
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) >Du bringst da etwas durcheinander: Bei deiner Schaltung arbeiten die >Transistoren auf einen Übertrager mit Mittelanzapfung. Daher sieht jeder >Transistor in der Ausschaltphase die doppelte Spannung, also über 600V, >dazu kommt dann noch die zusätzlich erzeugte Spannung durch die >Induktivität davor. Der Uwe hat einen Royer Converter, dort sieht jeder Transistor so ziemlich genau Pi*U_in, bei 230V Netzspannung also mehr als 1kV. Das sind 1200V IGBTs schon knapp dimensioniert. 1600V sind deutlich besser. > Wenn man dagegen, so wie Silvio, eine H-Brücke baut, >sieht jeder Transistor maximal die Eingangsspannung. 1,2kV Bauteile >würden für Drehstrom also reichen. Ja. >Das liegt daran, dass IGBTs keine Bodydioden haben. Braucht man beim Royer Converter auch nicht. Bei Vollbrücken schon. MfG Falk
@Silvio Du verwendest doch den Aufbau so wie Richie Burnett und hast alles schon simuliert. Wenn ich das in meiner Simulation richtig sehe, dann ist der Laststrom im Resonanzfall ein Sinus, aber um 90° in der Phase gegenüber der Ansteuerspannung verschoben. Die Mosfets schalten also jeweils im Strommaximum. Stimmt das? Falls ja, wird die Erweiterung hin zu höheren Spannungen mittels IGBTs nicht ganz so einfach wie ich anfangs dachte, da dieser dann hart Schalten müsste, daher maximale Verluste hätte. Was verwendest du eigentlich als Anpassspule zwischen Mosfets und Schwingkreis, bzw. hast du schonmal den Strom in dieser gemessen?
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Hallo nochmal. Wieder was dazugelernt, danke für die Geduld mit mir Halb- Laien. Schöne Explosivdarstellung eines IGBT, anbei das eGrab meiner Halbleiter seit Beginn der Induktionsofen- Experimente. Guten Abend! ulf. (ab in die Kneipe...)
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Hallo Ulf, danke für das Foto und für das Foto "eGrab". Sieht doch ganz nett aus. Anbei auch mein Aufbau. Benedikt hat übrigens recht mit der Aussage, dass die Spannung sich nicht verdoppelt. Ich bin der Meinung, dass ich mit den 600 V Transistoren gleichgerichteten Drehstrom nutzen kann. Wird zwar eng, aber wird gehen. Ich nutze ja jetzt auch schon 250 Veff mit ~350 V Spitze an den IRFP350 (400V) Transistoren. @ Benedikt >Wenn ich das in meiner Simulation richtig sehe, dann ist der >Laststrom im Resonanzfall ein Sinus, aber um 90° in der >Phase gegenüber der Ansteuerspannung verschoben. Die >Mosfets schalten also jeweils im Strommaximum. Stimmt das? Zum Glück nicht. Die Spannung der Vollbrücke und der Laststrom sind in Phase. Die Anpass-Spule ist mit dem LC-Parallelkreis in Resonanz. Der Parallelkreis ist dann kapazitiv für sich, d.h. ein bißchen über f0. Die Brücke sollte bei I=0 schalten. Als Matching-Induktivität nutzt ich einen ETD39-Kern mit Pappe als Spalt. Ist aber schon an der Grenze. Werde demnächt 2 Kernpaare nehmen. Der NE555 ist nur am Anfang wichtig, um den Großsignaloszillator anzustoßen. Denn er schwing ja nicht alleine an. Habe sozusagen einen Start-Knopf. Gruß Silvio
Silvio K. schrieb: > Zum Glück nicht. Die Spannung der Vollbrücke und der Laststrom sind in > Phase. Stimmt, ich war mit der Frequenz leicht zu hoch. Dummerweise ist der Phasenübergang von -90° über 0° nach +90° sehr steil.
>von -90° über 0° nach +90° sehr steil
Sehr steil und daher schlecht nachregelbar. Für einen Oszillator, der
den Lastschwingkreis mit umfasst, kein Problem :-)
Ich versuche gerade deine Schaltung nachzubauen. Was ich nicht ganz verstehe: Wie machst du die Phasenverschiebung um die Verzögerung der Treiberstufe auszugleichen? Die Frequenz ändert sich mit der Belastung und somit auch die Phasenverschiebung des Phasenschiebers. Daher erzeugt ein einfacher RC Phasenschieber doch auch nur bei einer Frequenz die wirklich exakt passende Phasenlage.
Hallo Benedikt, >Daher erzeugt ein einfacher RC Phasenschieber doch auch nur >bei einer Frequenz die wirklich exakt passende Phasenlage. da hast du wohl recht. RC ist schlecht, weil frequenzabhängig. Versuche mal Spannung am LC-Kreis, verpolte Spannung (180°) und jeweils um 90° verschobene Spannung. Aus den 4 Komponenten kannst du jede Phase generieren, bzw. den kompletten Phasengang relativ verschieben. Stichwort: Superposition. Viel Spaß bei Rätseln Silvio
Ok, damit erreicht man eine frequenzunabhängige Phasenverschiebung. Allerdings ist doch eine konstante Verzögerung notwendig, um die Verzögerung des Gatetreibers zu kompensieren. Mal eine andere Frage: Bei dir schwingt das ganze immer auf Resonanz. Ohne Last geht die Spannung im Schwingkreis dann allerdings gegen unendlich, ebenso der Strom. Wie hast du dieses Problem gelöst?
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) >Mal eine andere Frage: Bei dir schwingt das ganze immer auf Resonanz. >Ohne Last geht die Spannung im Schwingkreis dann allerdings gegen >unendlich, Nana, gegen Unendlich geht da nix. Die Güte des Schwingkreises bestimmt die Spannung/Strom. Dass die auch im Leerlauf sehr hoch sind, ist nun mal die Eigenschaft eines guten Schwingkreises, man will ja wenig Energie dort verlieren. MFG Falk
Falk Brunner schrieb: > Dass die auch im Leerlauf sehr hoch sind, ist nun > mal die Eigenschaft eines guten Schwingkreises, man will ja wenig > Energie dort verlieren. Ja, nur ist es etwas dumm, wenn gerade im Leerlauf mehr Energie dort verheizt wird, als bei Belastung je in die Last wechseln wird. Mit anderen Worten: Je stärker man den Schwingkreis belastet, desto geringer wird die Leistung die die Schaltung aufnimmt. Und das ist irgendwie nicht ganz das was man möchte. Daher wundert es mich, dass es bei Silvio so gut funktioniert.
>Allerdings ist doch eine konstante Verzögerung notwendig, >um die Verzögerung des Gatetreibers zu kompensieren. Das verstehe ich nicht ganz. Ich denke mit weiteren Verzögerungen wird es nur komplizierter, aber ohne Gewinn für die Schaltung. Ich habe nur die Phase korrigiert und denke das ist ok. >dann allerdings gegen unendlich, ebenso der Strom. >Wie hast du dieses Problem gelöst? Leider gar nicht. Man kann die Anpass-Spule vergößern, um den Wirkwiderstand zu erhöhen. Das geht aber nur begrenzt. Man verheizt die Energie in den Verlusten. Das merke ich besonders, wenn ich versuche sehr kleine Werkstücke zu erhitzen (klein gegenüber dem Spulenquerschnitt) oder aber Kupfer oder Aluminium. Dann wird die Arbeitsspule und die Kondensatorbank warm. Daran merke ich, dass größere Ströme fließen. Ich habe ja meinen Stelltrafo, damit kann ich langsam hochdrehen und auf den Strom gucken. Am Verhältnis Spannung/Strom sehe ich wie gut das System koppelt, im Vergleich zum Leerlauf. (Erfahrung :-) ). Bei größeren Werkstücken koppelts wunderbar. Die Spule wird zwar auch warm, aber durch die thermische Stahlung. Die Cs bleiben kalt. Wenn ich dann auf Drehstrom umsattle, geht das Hochdrehen nicht mehr mit meinem Trafo. Könnte dann öfter knallen. Irgend ein Idee zum langsamen Hochdrehen mit Drehstrom? Vielleicht PWM und mit LC glätten. Da wäre ein IGBT angebracht oder? So könnte man schön von 0 bis Maximum die Spannung variieren. Eine wichtige Frage bleibt noch: Wie geht es effektiv hinter der Currie-Grenze weiter? Da kommt das oben besprochene Problem der geringen Verluste/Kopplung zum tragen. Beste Grüße Silvio
Silvio K. schrieb: > Ich habe nur > die Phase korrigiert und denke das ist ok. Ok, du hast die Laufzeit des Gatetreibers also nicht wirklich kompensiert, sondern nur grob eine zusätzliche Phasenverschiebung eingebaut, damit das ganze einigermaßen im Nulldurchgang schaltet. Genau das wollte ich wissen. > Wenn ich dann auf Drehstrom umsattle, geht das Hochdrehen nicht mehr mit > meinem Trafo. Könnte dann öfter knallen. Irgend ein Idee zum langsamen > Hochdrehen mit Drehstrom? Bevor du auf die Idee kommst: PWM bei der Brücke geht nicht gut, denn dann schaltest du nicht mehr im Nulldurchang, was die Transistoren stark belastet. Du könntest aber einen Impulspaket Steuerung machen indem du z.B. nur jeden 2. Zyklung die Transistoren aktivierst. Das geht recht gut wenn die Gatetreiber einen Enable Eingang haben, dessen Freigabesignal wird über ein D-Flipflop mit dem Takt synchronisiert, so dass immer im Nulldurchgang die Transistoren ein oder aus geschaltet werden. Im Prinzip ist das ganze ja ohne Last ein Serienschwingkreis den die H-Brücke sieht. Wenn man sich den Strom in dem Schwingkreis ansieht, dann steigt dieser nicht sprunghaft an, sondern der Kreis schaukelt sich langsam auf. In dieser Zeit steigt der Strom in etwa linear an. Im einfachsten Fall würde eine Strombegrenzung reichen: Ist der Strom über dem Maximalwert, wird die Brücke im nächsten Takt (wenn das Latch den Zustand übernimmt) ausgeschaltet bis der Strom wieder unter den Maximalwert fällt. In den abgeschalteten Takten schwingt der Schwingkreis weiter, nur diesmal speist der Schwingkreis Energie zurück in den Zwischenkreis, man benötigt daher dann Elkos im Zwischenkreis und entsprechend starke Dioden parallel zu den Transistoren über die der Strom fließt.
>PWM bei der Brücke geht nicht gut, denn >dann schaltest du nicht mehr im Nulldurchang, was die Transistoren >stark belastet. Oh, da habe ich mich unglücklich ausgedrückt. Sorry. PWM möchte ich nicht bei der Oszillatorbrücke machen. Mir geht es darum die DC-Spannung, mit der die Brücke betrieben wird, langsam hochfahren zu können. D.h. 3~Spannung gleichrichten-> IGBT-Halbbrücke -> LC-Glättfilter -> DC-Spannung -> Vollbrücke für Oszillator. Sozusagen variable DC-Zwischenkreisspannung. Jetzt habe ich noch den Stelltrafo, mit Drehstrom dann aber nicht mehr. Die "Nur jeden 2. Takt"-Idee ist sehr interessant. Muss ich drüber nachdenken. Danke für die ausführliche Beschreibung. Ist vielleicht eine Alternative. Gruß
Zum Thema Leistungsregelung ist mir noch ein Gedanke gekommen. Man kann ja die Vollbrücke zur Halbbrücke drosseln. Eine der beiden Halbbrücken ist also starr auf High oder Low gesetzt. Dann hat man nur die halbe Spannung und ein Viertel der Leistung. Ein Block-C ist eh im Pfad. Ist ein Anfang. 25% H1:01010101010 H2:00000000000 denkbar ist auch die Idee von Benedikt kombiniert mit diesem Ansatz, Allerdings ist die 2. Halbbrücke nicht hochohmig sondern starr: H1:01010101010 H2:10001000100 Ist nicht gerade symetrisch aber eine Idee. Muss ich mal simulieren. 100% H1:01010101010 H2:10101010101 @Ulf: Hast du mal Spannung und Strom an/zw. deinem Lastschwingkreis/IGBTs gemessen? Vielleicht läuft dein Oszillator gar nicht auf der gewünschten Frequenz(Lastimpedanz).. Wie nennt sich dein Ferritkern? Ist ja ein großes Teil. Innendurchmesser Spule? Induktivität? Wo hast du 6 mm Kupferrohr her? ... meinen Schaltplan habe ich nicht vergessen...kommt noch Gruß
@ Ulf, 3 Anmerkungen zu deinem Schaltplan. 1. Inkonsistenz Foto <-> Schaltplan: 1 Windung <-> 1/2 Windung, aber egal 2. Warum sitzt L1 an genau dieser Stelle? Gefahr hoher Selbstinduktionsspannungen an den IGBTs, wenn sich deine Schaltung verschlucken sollte und der Strom nicht mehr weiß wohin. Stichwort: eGrab.jpg 3. Ich nehme mal an, dass die IGBTs im Gegentakt schalten. Die Oberwellen sehen dann deinen Kondensator (880n) -> hohe Ströme bei den Flanken. Denke mal darüber nach, die Spule L1 in zwei Ls aufzuteilen und zwischen IGBTs und Lastschwingkreis zu setzen. Siehts du das auch so? Silvio
Silvio K. schrieb: > 2. Warum sitzt L1 an genau dieser Stelle? Gefahr hoher > Selbstinduktionsspannungen an den IGBTs, wenn sich deine Schaltung > verschlucken sollte und der Strom nicht mehr weiß wohin. Stichwort: > eGrab.jpg > > 3. Ich nehme mal an, dass die IGBTs im Gegentakt schalten. Die > Oberwellen sehen dann deinen Kondensator (880n) -> hohe Ströme bei den > Flanken. > > Denke mal darüber nach, die Spule L1 in zwei Ls aufzuteilen und zwischen > IGBTs und Lastschwingkreis zu setzen. > > Siehts du das auch so? Nein, das ist alles so ok, denn genau das erfordert der Oszillator. L1 muss die Differenz zwischen dem Sinus am Schwingkreis und dem Rechteck das die Transistoren erzeugen bewältigen. Als Nebeneffekt erhöht die auch noch die Spannung um den Faktor PI. Aus 320V DC werden daher rund 1kV Spitzenamplitude im Schwingkreis und somit an den IGBTs. L1 kann man auch aufspalten und je eine an einen Transistor anschließen, allerdings wird diese dann auch von dem HF Strom durchlossen, was nicht der Fall ist, wenn diese am Mittelpunkt des Schwingkreises angeschlossen ist. Die IGBTs schalten sauber im Nulldurchgang und da es sich um einen Parallelschwingkreis handelt, ist die Stromaufnahme im Leerlauf minimal, bzw. lediglich auf die Verluste im Schwingkreis begrenzt. Da der LC Kreis auch gleichzeitig das frequenzbestimmende Bauteil ist, ist die Schaltung immer auf Resonanz. Das einzige Problem ist eben die hohe Spannung die 1200 bzw. besser 1500V Transistoren erfordert. Dadurch dass es sich sowohl um eine ZVS und um eine ZCS Schaltung handelt, sind die Schaltverluste nahezu 0. Daher sind die IGBTs auch für höhere Frequenzen geeignet.
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) >Die IGBTs schalten sauber im Nulldurchgang der Spannung . . . >Dadurch dass es sich sowohl um eine ZVS und um eine ZCS Schaltung >handelt, sind die Schaltverluste nahezu 0. Nana, gaaaanz so edel ist die Schaltung nicht. Sie schaltet im Nulldurchgang der Spannung, also ZVS (Zero Voltage Switch), aber NICHT im Nulldurchgang des Stroms (KEIN ZCS, Zero Current Switch). Miss es nach. MFG Falk
Stimmt, L1 arbeitet ja quasi als Stromquelle und daher ist der Strom durch die Transistoren nahezu konstant -> nur ZVS.
Die Spannung ist also sinusförmig und um den Faktor pi größer. Ok, dass habe ich nicht gewusst. Der Faktor pi schrängt den Leistungsbereich erheblich ein. Eine Frage noch. Ihr sagt: ZVS aber nicht ZCS. Das sagt mir wiederum Transistor-Strom und Spannung sind nicht in Phase -> und widerspricht dem "immer in Resonanz sein". Wie dramatisch ist die Phasendifferenz? >Stimmt, L1 arbeitet ja quasi als Stromquelle und daher ist >der Strom durch die Transistoren nahezu konstant -> nur ZVS. Strom konstant und Spannung sinusförmig. Hört sich auf den ersten Blick nach hohen Schaltverlusten an. Der Gesamtstrom ist konstant (wenn L1 groß genug ist) aber wie sieht der Strom durch die IGBTs aus? Ist das on/off-Verhältnis des IGBTs nahe 50/50 oder anders?
@ Silvio K. (exh) >habe ich nicht gewusst. Der Faktor pi schrängt den Leistungsbereich >erheblich ein. Wieso? >Eine Frage noch. Ihr sagt: ZVS aber nicht ZCS. Das sagt mir wiederum >Transistor-Strom und Spannung sind nicht in Phase -> und widerspricht >dem "immer in Resonanz sein". Wie dramatisch ist die Phasendifferenz? Bitte? Zeig mir den Schwingkreis, bei dem Strom und Spannung in Phase sind. >Strom konstant und Spannung sinusförmig. Hört sich auf den ersten Blick >nach hohen Schaltverlusten an. Dann mach dich doch einfach mal vorher etwas schlau, bevor du hier komische Sachen erzählst. Stichwort Royer Converter. Ist in dem anderen Thread lang und breit diskutiert. > Der Gesamtstrom ist konstant (wenn L1 >groß genug ist) aber wie sieht der Strom durch die IGBTs aus? Ist das >on/off-Verhältnis des IGBTs nahe 50/50 Sicher, ist ein einfacher Gegentaktoszillator im C-Betrieb ;-) MFG Falk
Silvio K. schrieb: > Strom konstant und Spannung sinusförmig. Hört sich auf den ersten Blick > nach hohen Schaltverlusten an. Ganz im Gegenteil, denn dadurch dass man ohne Spannung schaltet, entstehen kaum Verluste, siehe die kleinen Kühlkörper in der Schaltung von Ulf. Der Wirkungsgrad der Schaltung ist hervorragend, in der Simulation liefern zwei IRF530 rund 40W in eine Last und verheizen dabei je nur etwa 0,4W. Das entspricht etwa 98% Wirkungsgrad. Das einzige Problem ist eben die Spule mit Mittelanzapfung, sowie die hohe Spannung an den Transistoren.
Schön, dass es hier vorangeht. Auf den ersten Blick ist die Funktion eines Royers schwer verständlich, vor allem die Phasenverhältnisse. Simuliere einfach mal, dann wird es schnell klar. an Ulf: besser die Primärspule in deinem Kern auf beide Seiten der Sekundären verteilen, dann braucht nicht alle Leistung über den Außenmantel des Kernes fließen (auch weniger Streuinduktivität). Außerdem den Wickelraum besser ausfüllen, da hat noch viel Kupfer Platz ;-) Im Schaltplan steht, die Sek. hat 1/2 Windung. Das wäre der Fall, wenn Du die Leitung durch den Kern durchstecken würdest (so dass sie auf der anderen Öffnung herauskäme). So wie auf dem Foto hat die Wicklung genau eine Windung. an Silvio: welche Daten hat Dein MMC (Kondensatorbank)? Anzahl, Verschaltung, Einzelwert, Gesamtwert >Wie geht es effektiv hinter der Currie-Grenze weiter? bitte, das Ehepaar hieß Curie (mit einem r). > Wie nennt sich dein Ferritkern? Ist ja ein großes Teil. Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" > Wo hast du 6 mm Kupferrohr her? Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" Vielleich mal den alten Thread ganz durchlesen... an Falk: >>Das liegt daran, dass IGBTs keine Bodydioden haben. >Braucht man beim Royer Converter auch nicht. Bei Vollbrücken schon. Meine Erfahrung war allerdings, dass ohne Dioden die Spannung deutlich unter Null ging und die Schaltung sich ein klein wenig anders verhielt. Muss ich nochmal weiterforschen, warum das so war (Streuinduktivität?) Ich werde auch wieder einsteigen, und zwar mit einer "Folien"-Spule. d.h. 10cm breites isoliert aufgewickeltes 0,3-0,6mm Cu-Blech. Als Schaltung die bereits von mir beschriebene ganz einfache mit der symmetrischen Hilfsspule, ohne Steuerdioden etc. Ich frage mich, ob so große Schwingkreis-Cs sein müssen, denn (bei idealer Kopplung) ist das ganze ja ein Trafo und es kommen nur reelle Lasten vor.
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PIC_0075-2.jpg
58 KB
Hallo eProfi,
wofür steht MMC? Multi M... Capacitor?
Danke für die Infos zum teuren Kern und zum Cu-Rohr.
Hier die Antworten:
120 x 4,7nF MKP 2000V parallel siehe Foto.
-->1/(2*%pi*sqrt(120*4.7e-9*2e-6))
ans =
149853.05
Blechspulen: Kühlung? Proximityeffekt?
Überlege es dir noch mal.
>Ich frage mich, ob so große Schwingkreis-Cs sein müssen, denn (bei
>idealer Kopplung) ist das ganze ja ein Trafo und es kommen nur reelle
>Lasten vor.
Was ist im Leben schon ideal?
>das Ehepaar hieß Curie (mit einem r).
Ok, aber wie geht es nun über der Curie-Temperatur effektiv weiter?
@ Falk >Wieso? Gute Frage eigentlich. Ich sage mal so, baust du eine Vollbrücke, nutzt du max. Spannung und max. Strom des Transistors besser aus. Oder siehst du das etwa anders? >Bitte? Zeig mir den Schwingkreis, bei dem Strom und Spannung in >Phase sind. Der Lastschwingkreis in Resonanz zeigt sich nach außen als realer Widerstand. Klares Missverständnis, kein weiterer Kommentar :-) > Sicher, ist ein einfacher Gegentaktoszillator im C-Betrieb ;-) Jetzt ist mir alles klar :-) Silvio
eProfi schrieb: > an Ulf: > besser die Primärspule in deinem Kern auf beide Seiten der Sekundären > verteilen, dann braucht nicht alle Leistung über den Außenmantel des > Kernes fließen (auch weniger Streuinduktivität). > Außerdem den Wickelraum besser ausfüllen, da hat noch viel Kupfer Platz > ;-) Die Streuinduktivität ist beim Royer-Oszillator durchaus notwendig, da er sonst bei hoher sekundärer Last instabil werden oder sogar ganz aussetzen kann und dann knallts ziemlich sicher. > Im Schaltplan steht, die Sek. hat 1/2 Windung. Das wäre der Fall, wenn > Du die Leitung durch den Kern durchstecken würdest (so dass sie auf der > anderen Öffnung herauskäme). So wie auf dem Foto hat die Wicklung genau > eine Windung. 1/2 Windung ist bei geschlossenen Trafokernen sowieso unzulässig (kann zu unerwünschen Nebenwirkungen wie exorbitante Streuinduktivität oder Sättigungseffekten führen). Windungszahlen in Trafos mit geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein. >>Braucht man beim Royer Converter auch nicht. Bei Vollbrücken schon. > > Meine Erfahrung war allerdings, dass ohne Dioden die Spannung deutlich > unter Null ging und die Schaltung sich ein klein wenig anders verhielt. > Muss ich nochmal weiterforschen, warum das so war (Streuinduktivität?) Das liegt einmal daran, dass die Transistoren beim Royer-Oszillator im Gegentaktbetrieb keine Totzeit haben und sich die Einschaltzeiten sogar geringfügig überschneiden können. Wenn der Transistor, der im Nulldurchgang der Schwingkreisspannung sperren sollte, immer noch leitend ist, sinkt die C-E-Spannung des jeweils anderen Transistors kurzzeitig unter null. Weiterhin können kapazitive Blindströme von Kondensatoren, die der Gate-Ansteuerung dienen, ebenfalls negative C-E-Spannungen verursachen. Es sollten also beim Royer-Leistungsoszillator tatsächlich Dioden parallel zu den Transistoren vorgesehen werden. Allerdings müssen die keine hohen Ströme aushalten können. > Ich frage mich, ob so große Schwingkreis-Cs sein müssen, denn (bei > idealer Kopplung) ist das ganze ja ein Trafo und es kommen nur reelle > Lasten vor. Die großen Kondensatoren brauchst Du, um eine möglichst große Feldstärke zu erzeugen. Da die Kopplung zwischen Feldspule und Werkstück sehr schlecht ist, mußt Du sehr viel Blindleistung in das Magnetfeld der Feldspule stecken, um ein ein kleinen Bruchteil an nutzbarer Wirkleistung ins Werkstück zu bringen. Die hohe Blindleistung läßt sich am einfachsten und effektivsten mit einem dämpfungsarmen LC-Schwingkreis erzeugen. Rechne doch mal aus, wie groß der Blindstrom in der Spule vom Schwingkreis ist und überlege, welchen Aufwand Du treiben müßtest, um solche Ströme direkt mit Halbleitern zu schalten. Jörg
Hallo zusammen..., Ein schönes Thema, wollte ich mich vor Jahren auch mal mit beschäftigen. Ich heiße Ralf und hab eine Zeit lang an einem I-Ofen gearbeitet. Hierdurch bin ich zum Hobbymäßigen Bronzegießen gekommen. Bisher hab ich das immer mit Gas hinbekommen, aber immer ein Auge Richtung der E-Variante geworfen. Da ich nie etwas für mich brauchbares(bin Schlosser und krieg mein Moped ausm Handgelenk verdrahtet, weis auch was ein Transistor ist, dann wirds aber schon schwieriger) im Net fand, hab ich das alles vor Jahren auf Eis gelegt. Gearbeitet hab ich einerseits an einem 30KW mit Ofen wenigen KHz für bis 7-10Kg Edelstahl, und in meiner derzeitigen Firma haben wir einen 800KW Netzfrequenzofen. Der kleine hat den Edelstahl in ca. 15-20 aufgeschmolzen und war auch bei Kupfer und Bronze nicht langsamer(wenn die kleinen Bruchstücke gut angekoppelt hatten) Bei den dort Niedrigen Frequenzen (paar KHz) waren die Kondensatoren recht weit entfernt von der Spule, in einem Schaltschrank untergebracht, Ca. 2M, und beides mit Wasser-Kühlschläuchen verbunden. Wenn man die Lehrlinge kurz mit Arbeitsschuhen auf den Schlauch hat treten lassen, kriegten die nach wenigen Minuten "warme" Füße. Glaube das ich von damals irgendwo noch kopierte Pläne hab, muss ich mal suchen gehen und könnte dann mal das gefundene rüberschicken. Wollte das ganze damals dazu verwenden ein paar 100 Gram Bronze zu schmelzen und in verlorenen Formen oder Sandguss abzugießen. Frohes Basteln Ralf
Hallo Ralf, wir sind alle auf den Schaltplan gespannt. Das Schmelzen von Bronze wird sicherlich nicht die einfachste Aufgabe werden. 2-3 kw braucht man bestimmt, vorausgesetzt guter thermischer Isolierung. Und Bronze als Legierung von Kupfer wird sicherlich auch elektrisch nicht der schlechteste Leiter sein. Ich würde dich bitte die technischen Daten wie Frequenz von dem erwähnten "kleinen Ofen" in Erfahrung zu bringen. Die Leitfähigkeit von deiner bevorzugten Bronze-Legierung wäre auch von Vorteil. Aus welchem Material war der Tiegel? Schreibe alles was dir noch einfällt Beste Grüße Silvio
Hallo! Kaum ist man mal ein paar Tage unterwegs, hat man eine Menge Fragen verpaßt und Andere haben sie bereits bestens beantwortet, DANKE! Die Sekundärwicklungszahl in meiner Bastelanordnung ist was für Mathematiker, vielleicht 0.7358 Windungen. Das wollte ich nicht so auf die Goldwaage legen. Es sind auch nur an die Klemmen gemalte Kringel zur Verdeutlichung des Sinns von LSP1..3. Immerhin habe ich einen Schaltplan gepostet, um meinen Worten ein erklärendes Bild beizufügen. Mit der mittig angeordneten Sekundärwicklung habe ich so meine Bedenken wegen der komplizierteren Isolation. Das ist so schon nicht ganz koscher mit 3mm Pertinax und etwas Gelbgrünschutzleiterplastikummantelung(!) um die aufgepeitschte Primärspule. Wenn ich die Schaltung "für gut" aufbaue, kommt natürlich alles an Leiterquerschnitt in den Trafo, was Platz hat ohne zu funken... Bei meinen Simulationsexperimenten zeigt sich, daß die Ringkernspule L1 wirklich nicht zu sauber sein darf. Die Maximalspannung an den beiden Primärspulen ist damit wahrscheinlich in den Griff zu bekommen. Die momentan verwendete Spule(ca.290µH) stammt aus dem Induktionskochfeld und sollte dort 230V 2000W aushalten. Sicherlich ist die Simulation bei mir noch nicht allzu repräsentativ(LTspice) mit IRFP90N20D Mosfets statt der IGBTs. Bin aber trotzdem erstaunt, was das Programm mit wenig Einarbeitung zu leisten vermag. Vielleicht steige ich irgendwann mal dahinter, wie man den richtigen IGBT als Modell eingebunden bekommt. ulf.
Ja, hier rührt sich was! an Ulf: beim Simulieren kann man gut Ströme potentialfrei messen. LTspice ist ein Programm, mit dem man sehr viel einstellen und erreichen kann, wenn man weiß, wo und wie. Du hast Recht, dennoch bekommt man am Anfang auch mit wenig Erfahrung schnelle Ergebnisse. Übung (und Probieren und Lesen) macht dem Meister. > Die Sekundärwicklungszahl in meiner Bastelanordnung > ist was für Mathematiker, vielleicht 0.7358 Windungen. > Das wollte ich nicht so auf die Goldwaage legen. Nein, die Wicklung hat genau eine Windung, sobald (bei deinem Kern) die Anschlüsse auf einer Öffnung herauskommt. Schlecht ist nur, dass der Rest der Windung (1,00-0,73=0,27) so weit vom Hauptfluss entfernt ist. Dadurch wird das magnetische Gleichgewicht gestört. > Bei meinen Simulationsexperimenten zeigt sich, daß die > Ringkernspule L1 wirklich nicht zu sauber sein darf. Verstehe ich nicht, was heißt zu sauber? Das muss eine hochwertige Speicherspule sein, keine Entstördrossel. Ihr Strom fließt mit der doppelten Schwingkreis-Frequenz. Ihre Aufgabe ist, den Schwingkreis-Mittelpunkt HF-mäßig abzukoppeln (ähnlich einer Saug-Drossel). Also nur DC einzukoppeln. Da ihre Induktivität nicht unendlich ist, beeinflusst sie (bei hoher ohmischer Last) die Oszillatorfrequenz. > Die Maximalspannung an den beiden Primärspulen ist > damit wahrscheinlich in den Griff zu bekommen. ??? Die Spannung an den beiden Schwingkreis-Enden ist pi * Versorgungsspannung. Da gibt es nichts zu rütteln. an Jörg: > Die großen Kondensatoren brauchst Du, um eine möglichst große > Feldstärke zu erzeugen. Da die Kopplung zwischen Feldspule und > Werkstück sehr schlecht ist, mußt Du sehr viel Blindleistung > in das Magnetfeld der Feldspule stecken, um ein ein kleinen > Bruchteil an nutzbarer Wirkleistung ins Werkstück zu bringen. Ja, genau so denke ich auch, mein Gedanke war, dass ich z.B. bei 20% Kopplung auch die zugehörigen 20% Cs einsparen kann. > Es sollten also beim Royer-Leistungsoszillator tatsächlich Dioden > parallel zu den Transistoren vorgesehen werden. Allerdings müssen > die keine hohen Ströme aushalten können. Da bin ich mir noch nicht so sicher. Ob es nicht besser ist, dem unteren Ende die Freiheit zu lassen, unter Null ausweichen zu können (d.h. keine Diode), wenn der obere T (zu früh) leitend wird? Werde dem noch nachgehen. Auf jeden Fall vielen Dank für Deine fundierten erfahrungsreichen Beiträge. an Silvio: > Blechspulen: Kühlung? Proximityeffekt? > Überlege es dir noch mal. Hast Du da Erfahrung? Ich hatte bisher den Eindruck, dass gerade Folienwicklungen bei besonders hochwertigen Trafos verwendet werden (z.B. Geafol Leistungstrafos, Schaltnetzteile). Ist das bei Luftspulen anders? Auch hiermit muss ich mich nochmal beschäftigen. Ich dachte, je geringer die radiale Ausdehnung des Leiters, umso geringer die Wirbelströme. Bei den dicken Rohr-Spulen glaube ich, dass die Spule selbst schon zu sehr zum Werkstück ( = durch Wirbelströme erhitzt) wird. Literaturtipp: Transformer and Inductor Design for Optimum Circuit Performance Lloyd H. Dixon (Texas Instr.) pdf werde ich mir demnächst zu Gemüte führen... Zur Kühlung: Beachte mal den Querschnitt (100mm * 0,6mm = 60mm²) Das sollte kalt bleiben. > Danke für die Infos zum teuren Kern und zum Cu-Rohr. Ulf hat aber nicht den größten Kern (den ich angegeben habe), sondern eine Nummer kleiner: PM87/70-Kernsätze Typ Epcos B65713.. (D120.835) nach IEC 61247, für Leistungsübertrager und Speicherdrosseln in getakteten Stromversorgungsgeräten mit hoher Leistung, aus Siferrit-Werkstoffen, deren Daten in einer Tabelle am Ende des Abschnittes Kerne beschrieben sind. Grundmaße eines fertigen Trafos bzw. Übertragers: L 101, B 87, h 72 mm, Ausführung: ohne Luftspalt. Tabellenangaben: Typ, AL-Wert, Werkstofftyp. Typ Bestell-Nr. Stückpreis ab 1 10 50 100 B65713AR27, 12000 nH, N27 {83 D 374} 45,50 36,90 34,50 32,— > wofür steht MMC? Multi M... Capacitor? gut geraten: Multi Mini Capacitor, also viele kleine (meist mehrfach parallel und/oder seriell verschaltet). > Ok, aber wie geht es nun über der Curie-Temperatur effektiv weiter? Mit satter Feldstärke, niedriger Frequenz (--> hohe Eindringtiefe) und wenig Abstrahlungverlusten (verspiegelte Isolatoren?) ... ;-) Man muss die Spule möglichst eng an das Werkstück bringen / um das Werkstück legen. > 120 x 4,7nF MKP 2000V das sind 564nF. Früher habe ich auch viel mit so kleinen Cs gemacht, inzwischen bin ich auf Wima Snubber-FKPs und Snubber-MKPs, u.a. 680nF 2000V, umgestiegen. Die sind einfach kompakter und nicht mal so teuer (gibt's z.B. beim Spoerle, ab und zu sind welche lagernd). Oder die MKP-Kunststoffkondensatoren Typ Wima GTO MKP (D102.180) induktionsarme Ausführung, Merkmale: Stirnkontaktierung, hohe Impulsbelastbarkeit, nahezu unbegrenzte Lebensdauer, ausheilfähig. Anschlüsse: M 6 und M 8, Dielektrikum: Polypropylen-Folie, Belag: metallisiert, Gehäuse: Kunststoff UL 94 V-0 mit PU-Verguss, Kapazitätstoleranz: ±20 %, IEC-Klimakategorie: 55/085/56, Temperaturbereich: –55 bis +85 °C. Die Lieferung erfolgt ohne Schraube, Sechskantmutter und Zahnscheibe. Tabellenangaben: Nennkapazität, Maße D x L, Gewinde. z.B. Ausführung mit Nennspannung 1500 VDC Typ Bestell-Nr. Stückpreis ab 1 10 50 1,5 µF, 60 x 49 mm, M 6 {30 D 572} 27,00 23,70 21,20 2,0 µF, 60 x 49 mm, M 6 (30 D 574} 27,40 24,00 21,60 2,5 µF, 60 x 49 mm, M 6 {30 D 576} 27,70 24,30 21,80 3,0 µF, 60 x 49 mm, M 6 {30 D 578} 27,90 24,50 22,00 3,5 µF, 60 x 49 mm, M 6 {30 D 580} 28,30 24,90 22,30 4,5 µF, 70 x 49 mm, M 6 {30 D 584} 29,00 25,50 22,90 5,0 µF, 70 x 49 mm, M 6 {30 D 586} 29,30 25,80 23,10 6,0 µF, 80 x 49 mm, M 8 {30 D 588} 31,40 27,60 24,70 15 µF, 90 x 97 mm, M 8 {30 D 594} 32,00 28,10 25,20 20 µF, 90 x 97 mm, M 8 {30 D 596} 46,70 42,20 36,80 > Wenn ich die Schaltung "für gut" aufbaue, kommt natürlich alles an > Leiterquerschnitt in den Trafo, was Platz hat ohne zu funken... Ich würde so verfahren: eine Lage Primär, dann die sekundäre als Flachwicklung = Folienwicklung über die ganze Kernbreite, dann noch eine Primär-Lage, evtl. parallel zur ersten. Diese Anordung habe ich zumindest bei einigen Schaltnetzteilen schon gesehen. Ergibt eine gute homogene Durchflutung. Leichter herauszuführen ist die Folienwicklung, wenn sie außen liegt. Da gibt es ein Siemens-Patent, nach dem die Folie an den Enden geschickt geschnitten, gefaltet und voneinander isoliert wird, damit auch dort keine Wirbelströme entstehen. ___ | | | O /| Anschluss | / | hier keine Zwischen-Isolierung nötig _____________________| / /| ....................................... | _/ / /| | Folienleiter _/ Streifen innerhalb des Magnetfeldes voneinander isoliert übereinandergefaltet _/ / / ______________________/ ......................................... | | | das andere Wicklungsende evtl. | O | nach unten herausführen | | ------- Ich hätte auch noch eine Frage: ich möchte Hufeisen erhitzen. Wie wäre dafür die optimale Spulenform? Mäander?
@ eProfi (Gast) >beim Simulieren kann man gut Ströme potentialfrei messen. Kann man auch real. Wenn es nur um den Wechselanteil geht, gibt es bei RS & Co Stromwandler, welche bis 500kHz arbeiten für ein kleines Geld (3EUR). >> ist was für Mathematiker, vielleicht 0.7358 Windungen. Wie bereits gesagt, es gibt keine halben Windungen, schau dir mal den GESAMTEN Stromfluss an. >> Werkstück sehr schlecht ist, mußt Du sehr viel Blindleistung >> in das Magnetfeld der Feldspule stecken, um ein ein kleinen >> Bruchteil an nutzbarer Wirkleistung ins Werkstück zu bringen. Was aber eigentlich kein Problem ist. Es ist BLINDLEISTUNG, sie geht nicht als Wärme (sprich Wirkleistung) verloren, sondern pendelt "nur" im Schwingkreis. >Ja, genau so denke ich auch, mein Gedanke war, dass ich z.B. bei 20% >Kopplung auch die zugehörigen 20% Cs einsparen kann. ???? Was hat die Kopplung mit dem C zu tun? So gut wie gar nichts! >Hast Du da Erfahrung? Ich hatte bisher den Eindruck, dass gerade >Folienwicklungen bei besonders hochwertigen Trafos verwendet werden >(z.B. Geafol Leistungstrafos, Schaltnetzteile). Ja, aber das ist eben nur die halbe Wahrheit. > Ist das bei Luftspulen anders? Jain. >geringer die Wirbelströme. Bei den dicken Rohr-Spulen glaube ich, dass >die Spule selbst schon zu sehr zum Werkstück ( = durch Wirbelströme >erhitzt) wird. Dort liegt IMO das Problem. Die meisten Hobbybastler nehmen Kuferrohr aus dem Baumarkt. Das ist aber AFAIK KEIN E-Kupfer, sprich es ist NICHT elektrolytisch gereinigt. D.h. aber auch, dass der Widerstand gut um Faktor 10(?) über dem von richtigem E-Kupfer liegt. Mit den entsprechenden Verlusten im Schwingkreis. http://de.wikipedia.org/wiki/Kupfer#Physikalische_Eigenschaften Ausserdem hat so ein Rohr den riesigen Vorteil, dass man es auf kleinstem Raum sehr einfach kühlen kann. Wasser durchleiten! >> Ok, aber wie geht es nun über der Curie-Temperatur effektiv weiter? >Mit satter Feldstärke, niedriger Frequenz (--> hohe Eindringtiefe) Ein weiteres Argument gegen 150 kHz. >Man muss die Spule möglichst eng an das Werkstück bringen / um das >Werkstück legen. Machen quasi alle Induktionsöfen so. >Ich hätte auch noch eine Frage: ich möchte Hufeisen erhitzen. Wie wäre >dafür die optimale Spulenform? Mäander? ??? Was spricht gegen die normale Tauchsiederspule? Man könnte darüber nachdenken, zwei Spulen parallel anzuordnen und dann die Schenkel des Hufeisens dort reinstecken. Hmmm. MFG Falk
Moin, hab da schon mal was für die "oldschool" Fans in meinen Ordnern gefunden. Das was eigendlich gesucht habe ist noch nicht aufgetaucht, wir dann aber nachgeliefert. "Flachspulen...?" alles was ich bisher gesehen habe waren I-Spulen aus Cu-Rohr, bei den größeren Anlagen mit 4-Kantprofil und auch fest verschraubt, da sich die Spulen durch das Magnetfeld ausdehnen wollen. Allesamt sind die Wassergekühlt, ist garkein Problem da das Cu ja der bessere Leiter ist. Ein Monteur meinte mal, "Haupsache 20-50CM Schlauch zwischen Spule und Kühlung", glaub ich, mit Leitungswasser. Der Tiegel den wir verwendet hatten war wohl aus Aluminium-oder Siliciumoxid, und die Gußtemperaturen lagen jenseits der 1500°C. Ich wollte nun aber Graphittiegel wie sie bei den Goldschmieden benutzt werden nehmen. Gruß Ralf
man man man es geht voran. eProfi: >Hast Du da Erfahrung? Nein, nicht wirklich. Der Proximityeffekt könnte dir aber den großen Querschnitt kaputt machen. Und um die Kühlung wird man nicht herumkommen. Die Spule wird auf jeden Fall durch das heiße Werkstück erhitzt und dann sinkt der Leitwert...und so weiter > Bei den dicken Rohr-Spulen glaube ich, dass >die Spule selbst schon zu sehr zum Werkstück ( = durch >Wirbelströme erhitzt) wird. Hmm. Ich denke folgendes: Strom und Feld sind natürlich 1:1 gekoppelt. Hier aber erzeugt der Strom das mag. Feld. Der (Wirbel)-Strom ist ja schon da, nur ohne Wirbel. Quasi Spulenstrom. Ich habe erst auch so gedacht, denke aber inzwischen anders. Was interessantes zum Thema Spulendesign: http://www.stanleyzinn.com/pdf/coil_design.pdf Danke auch für die Kondensator-Empfehlung. Wird mir eine Menge Arbeit ersparen. Habe damals nur Celem in Betracht gezogen und wäre sehr teuer gewesen. >Mit satter Feldstärke, niedriger Frequenz (--> hohe Eindringtiefe) Das wäre ein Argument für 50 Hz aber zu tief ist auch ineffektiv. Habe gelesen: Werkstückgröße >= 4*Skintiefe ist effektiv. Ist wohl eine Faustregel. Bei 10 kHz, Stahl und 1000°C ist die Tiefe 20 mm. Werkstück müsste dann >80 mm sein. Hmm. Ist mir zu groß. Und mit steigender Temperatur nimmt die Eindringtiefe natürlich noch zu. Darum habe ich die Frequenz so hoch gewählt. @ Falk >Ein weiteres Argument gegen 150 kHz. Es kommt also darauf an was man will. Ich möchte halt kleine Mengen Stahl schmelzen und keine Zentner. Ein Argument für 150 kHz ;-) Vielleicht möchte man ja auch einen Gegentaktoszillator im C-Betrieb ;-) dann wäre man aber hier falsch. Übrigens steigt bei gleichem B die Induktionsspannung (potentielle Wirbelströme) mit der Frequenz: Maxwellsche Gleichungen / Induktionsgesetz Oh, schon wieder ein Argument für 150 kHz. ;-) Ich überlege gerade die Windungsanzahl meiner Arbeitsspule von 5 auf 4 oder 3 zu senken. Ich erstem Moment könnte man denken, damit senkt man das B-Feld. Aber bei gleicher(!) Spannung ergibt sich ein höheres B-Feld. Dann wäre noch mehr Blindleistung im Spiel. Prinzip Trafo: Die Primärseite ist ja die Arbeitspule. An der Sekundärspule kann man dagegen wenig ändern, außer Spulenform ,Abstand, etc..Die Sekundärspannung wird thermische Leistung. Für das Hufeisen würde ich einen Hufeisenquerschnitt wählen. Was spricht dagegen? Vielleicht die Herstellung. @ Ralf Graphit-Tiegel ist die Lösung für Kupfer, Alu und Bronze. Der Ofen erhitzt dann aber den Tiegel und nur indirekt das Werkstück. Da dauert lange. Wenn du damit leben kannst, wird das bestimmt gehen. Wo kriegt man die Tiegel her und sind sie bezahlbar? Eigentlich sollten die fast nicht kosten, aber wir kennen es auch anders. Gruß und freue mich über die zahlreichen Beiträge Silvio
Hi, ich habe mich auch mal vor 3 monaten damit beschäftigt. jedoch nach 2 Rückschlägen und mehren verkolten mosfets erstmal aufs glatteis gelegt. es handelt sich bei meinem nachbau um den beitrag von Induktionsheizung (nicht) ganz einfach allerdings habe ich nen Schweißtrafo und Brückengleichrichter benutzt mit glättungs Elko... und jetzt meine frage, klappt das generell damit ?? oder ist es an der Trafowahl schon gescheitert? @ Ulf: wieviel windungen hat denn deine doppelspule ? also die Prim. seite .. und wie genau haust du sie gewickelt ? mfg Fl4sh3r
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Hallo!
Erstmal eine etwas korrigierte Version des Schaltplanes. Sec hat 1
Windung,
die unnützen Z- Dioden sind weg, der Elko aus einem Frequenzumrichter
hat 220µ usw...
Was mir auffällt: Die IGBTs knallen immer beim Einschalten(Netzstecker
rein...) durch. Vielleicht sollte ich als Einschalter ein Solid State
Relais verwenden, das im Nulldurchgang der Netzspannung schaltet. Das
bringt einen "Softstart", der sicher besser ist als das Schalten über
den Netzstecker.
25A-SSR liegen von einem anderen Projekt reichlich im Schubkasten.
Eine Frage habe ich zum Thema Luftspalt:
Was sind bei dem verwendeten Ferritkern praktikable Spaltmaße?
(PM87/70-Kernsätze Typ Epcos B65713.. (D120.835) )
@eProfi
>Das muss eine hochwertige Speicherspule sein, keine Entstördrossel.
In der Simulation steigt jedenfalls die Spannung an den Primärspulen
ziemlich an, wenn die Spule als reine Induktivität gesetzt ist. Wenn man
die Spule "schlechter" macht(z.B. Serienwiderstand 1 Ohm, Parallelwid.
10 Ohm), sind die Spannungen sowohl an der Mittelanzapfung als auch an
den Spulenenden geringer und der Oszillator schwingt sauberer an.
Momentan muß ich sowieso mit der vorhandenen Spule auskommen.
@ Fl4sh3r
Dem kryptischen Paßwort-Namen klare Daten:
Primär 6 Windungen als 1. Lage auf 32mm Stab gewickelt(Linksgewinde),
dann 2. Lage zurück wieder 6 Windungen zum Spulenanfang(Rechtsgewinde).
Das Ganze wurde im langsamsten Gang meiner Drehbank als schön kompakte
Spule gewickelt. Schutzleiterdraht ca3,5mm Durchmesser, also ca 10mm².
Ein Schweißtrafo als Netztrafo hat Vor- u. Nachteile:
Relativ niedrige Betriebsspannung bringt bessere Auswahl an Mosfets,
allerdings müssen die Ströme dann auch höher sein.
Die Schaltung ist galvanisch vom Netz getrennt- sehr gut zum
Messen(z.B.Oszi!) und Experimentieren.
Nachteilig ist die Streueigenschaft des Trafos. Sobald die
Induktionsheizung was zu tun bekommt, sinkt die Betriebsspannung und
damit auch die Leistung.
Eigentlich wäre ein umgekehrtes Verhalten ideal: Im Leerlauf hat man
geringe Netzspannung, und sobald die Arbeitsspule heizen muß, steigt die
Netzspannung an;-)
ulf.
Danke für die schnelle antwort... und die klaren Fakten ;-) also brauche ich einen spannungsharten trafo, wenn ich das richtig verstanden hab. und ich hab noch nen paar fragen zu deinem neuen schaltbild. - was ist das für ne Drossel (L1 50 - 200 µH) Typ? - Hast du den schutzleiter vom Nym oder H07V-k genommen? - warum sind die IGBTs unterschiedlich 1x 125 und 1x 120 (funktioniert das auch mit 2 identischen ? das selbe mit Q1 und Q2) - Was meinst du mit dem kleinen Satz "GND nicht an Schutzleiter oder N!" GND muss doch ans "- Beinchen" vom Brückengleichrichter oder ? - Funktioniert die Schaltung ? was hast du bisher schon erhitzt und wie lange dauert es ? mfg Fl4sh3r P.s. find ich super das sich noch mehr Bastler für sowas Interessieren.
Ulf schrieb: > Was mir auffällt: Die IGBTs knallen immer beim Einschalten(Netzstecker > rein...) durch. Das dürfte das typische Anschwingproblem sein, was die hochohmigen Widerstände eigentlich verhindern sollten. Dieses Problem hatte ich auch schon ein paarmal. Wichtig ist, dass die 18V Hilfsspannung schnell da ist. Mir ist aufgefallen, dass wenn diese Spannung zu langsam hochkommt, es knallt. Pass mal R11/12 bzw. R31/32 etwas an, so dass die IGBTs nicht so stark durch steuern. Es reicht wenn ein minimaler Strom fließt, damit sich die beiden Transistoren gegenseitig hochschaukeln. Das hat zumindest bei mir geholfen. Jörg dürfte sich da allerdings besser auskennen und hat vielleicht die perfekte Lösung für das Problem (dazu stand glaube ich auch etwas im Patent).
achja, was hast du für ne Netzspannung ?! 230V ?? danke Fl4sh3r
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So, nach langem Warten hier mein Schaltplan. Ich hoffe ich habe nichts vergessen. Wie gesagt, es ist ein Bastel-Aufbau der sich häufig geändert hat. Aber das jetzige System funktioniert ziemlich gut. Mit der Konstruktion sind mir erst 4 Transistoren kaputt gegangen. 2 mal eine Halbbrücke, aber Wochen auseinander. Waren thermische Probleme. Die FETs sind aber noch die schwächeren IRFP350. Habe Ströme von 6 A bei 200 V locker verbraucht. Dabei ist das ja der Effektivwert bei 50 Hz. Hätte ich Gleichstrom in Höhe des Spitzenwertes zur Verfügung, wäre es mal locker die doppelte Leistung. 1.41*6A*1.41*200V. Das ist doch schon was, oder? Dann kommen aber sicherlich noch andere Probleme. Noch ein Wort an den Leihen: Das ist doch ein wenig gefährlich. Also aufpassen, denn ihr haftet mit eurem Leben. Ein Wort an den Profi: Viel Spaß! Silvio
Benedikt K. schrieb: > Ulf schrieb: > >> Was mir auffällt: Die IGBTs knallen immer beim Einschalten(Netzstecker >> rein...) durch. > > Das dürfte das typische Anschwingproblem sein, was die hochohmigen > Widerstände eigentlich verhindern sollten. Dieses Problem hatte ich auch > schon ein paarmal. Wichtig ist, dass die 18V Hilfsspannung schnell da > ist. Mir ist aufgefallen, dass wenn diese Spannung zu langsam hochkommt, > es knallt. Pass mal R11/12 bzw. R31/32 etwas an, so dass die IGBTs nicht > so stark durch steuern. Es reicht wenn ein minimaler Strom fließt, damit > sich die beiden Transistoren gegenseitig hochschaukeln. Das hat > zumindest bei mir geholfen. > Jörg dürfte sich da allerdings besser auskennen und hat vielleicht die > perfekte Lösung für das Problem (dazu stand glaube ich auch etwas im > Patent). In diesem Fall ist der niederohmige Schwingkreis sicher ein Problem. Es wird wohl viele Perioden dauern, bis der Schwingkreis "aufgeladen" ist und sich ein stationärer stabiler Schwingungszustand einstellt. Bis das soweit ist, liegt an der Drossel ein Gleichspannungsanteil an, d.h., Strom steigt stetig -> Drosselkern sättigt -> Strom steigt enorm -> Bumm Man kann also sicher noch viel durch die richtige Dimensionierung der Drossel herausholen. Ich hatte auch in diesem Thread etwas dazu geschrieben: Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" Um die Suche zu erleichtern, hier das Zitat: "Die Schaltung wurde ursprünglich für einen Schweiß-Ladeinverter entwickelt, der direkt an der ungesiebten Netzgleichspannung arbeitet. Da die Schwingung bei jedem Nulldurchgang abreisen kann und trotzdem 100-%-ig zuverlässig wieder einsetzen muß, bevor die Netzspannung so hoch wird, dass sich ein Zustand einstellen kann, bei dem beide IGBTs voll leitend sind, mußte eine Anschwinghilfe vorgesehen werden. Die kapazitive Kopplung sorgt dafür, dass sich die IGBTs bei anliegender Betriebsspannung und nicht vorhandener Schwingung in einem halboffenen Zustand befinden und so als analoge Verstärker arbeiten. Wegen der sehr starken Mitkopplung ist so ein sicheres Anschwingen auch bei niedrigen Spannungen gewährleistet. Bei direkter Kopplung vom Kollektor (Drain) zum Drain des Steuer-MOSFETs kann es passieren, dass beim Anlegen der Betriebsspannung beide Leistungsschalter eingeschaltet sind und bleiben da sie die volle Gatespannung bekommen. Da bei übersteuertem Gate keine Verstärkung mehr möglich ist, kann die Schwingung nicht einsetzen. Sie kann z.B. einsetzen, wenn die Betriebsspannung soweit zusammenbricht, dass die Leistungsschalter nicht mehr voll durchschalten können. Diese Betriebsweise ist bei Netzspannung nicht empfehlenswert ;-) Alternativ kann man auch die Betriebsspannung hochfahren, während die Gatespannung der Steuer-MOSFETs bereits anliegt." Zitat Ende Jörg
Danke für die Antworten. - was ist das für ne Drossel (L1 50 - 200 µH) Typ? Ringkernspule aus dem Kochherd, s.o. - Hast du den schutzleiter vom Nym oder H07V-k genommen? Keine Ahnung, lag mal im Schrott... - warum sind die IGBTs unterschiedlich 1x 125 und 1x 120 (funktioniert das auch mit 2 identischen ? das selbe mit Q1 und Q2) Pardon- Schusselfehler in EAGLE. Sind beide IRFBC30 - Was meinst du mit dem kleinen Satz "GND nicht an Schutzleiter oder N!" GND muss doch ans "- Beinchen" vom Brückengleichrichter oder ? Eben. Und wenn ich versuchen sollte, den GND der Schaltung zusätzlich an GND oder N der Netzspannung anzuschließen, wie man es gern sonst tut, schließe ich einen Teil des Brückengleichrichters kurz. Netzspannung ist bei mir so 230V. - Funktioniert die Schaltung ? was hast du bisher schon erhitzt und wie lange dauert es ? 8x30 Flacheisen ca 40mm langer rotglühender Bereich nach 10 sec! Die Schaltung funktioniert bestens- bis auf das Durchknallen beim Einschalten, besonders ohne Eisen in der Arbeitsspule. >Wichtig ist, dass die 18V Hilfsspannung schnell da ist. Mal sehen, vielleicht kann man die 18V Hilfsspannung auch mit einem kleinen Netzteil erzeugen und die 230V dann mit dem SSR später zuschalten. Da steht es ja schon: >Alternativ kann man auch die Betriebsspannung hochfahren, während die Gatespannung der Steuer-MOSFETs bereits anliegt." Dank nochmals an Jörg R. für die Geduld beim Erklären! ulf.
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Hallo, hab noch was wiedergefunden.War ein großer Plan den ich damals nur in Einzerseiten scannen konnte. Stammt von einer älteren 30Kw Anlage. Das was ich davor reingestellt hatte war wenn ich mich richtig erinnene von einer 5Kw Gußschleuder für Golschmiede. Zum Tiegel... Die gibt es im Goldschmiedebedarf in Ton-Graphit und Graphit in Stück. Da der Graphittiegel aus gepresstem Kohlenstoff/Graphit besteht, könnte ich mir vorstellen das er sich wie ein Ferrit verhält, der ja auch in HF nicht wegglüht, und das Metall im inneren besser ankoppeln sollte. Hat sich schon einer Gedanken über eine Leistungsregelung gemacht, da der "Digitalbetrieb" zwischen ganz oder garnicht, grade beim schmelzen sehr unglücklich ist. Gruß Ralf
...so... Das ist glaub ich erstmal alles, was ich an kopirten Plänen hab. Vielleicht könnt ihr ja was damit anfangen. Glaub die Anlagen hatten um die 10KHz. Gruß Ralf
> Die > Schaltung funktioniert bestens- bis auf das Durchknallen beim > Einschalten, besonders ohne Eisen in der Arbeitsspule. könnte da nicht nen widerstand parallel zur Arbeitsspule abhilfe verschaffen ??
wo bekommt man IGBT FGA25N125 und FGA25N120 her ?? hab die bisher nur bei nem chinesischen anbieter gefunden :-/
Hallo Fl4sh3r! Mist- noch so ein Tippfehler in der Schaltung, die Puristen mögen mich steinigen. Das kommt davon, wenn man in Eagle ein baugleiches Bauteil einzeichnet und unkonzentriert den Typ ändert. Es sind natürlich 2 Stück FGA25N120ANTD eingebaut, die Schaltung soll ja schön symmetrisch arbeiten. Lieferant ist der Anbieter aus Hongkong, der in der Bucht als sarah775088 eingetragen ist. Es kommt ein Din A6 Polsterbriefchen mit Zollzettel(als "Gift" deklariert), Lieferzeit knapp 2 Wochen. Der scheint sich nicht dafür zu interessieren, zumindest habe ich schon zweimal unbehelligt ein 10er Pack von den IGBTs dort bestellt. Die Hälfte davon schlummert im eGrab- Preis der Erkenntnis. ulf. (Nein, ich mache keine Werbung.)
Juhu hab nen deutschen Lieferanten gufunden ! ist nur ca. 50 km von mir entfernt... http://darisusgmbh.de/shop/index.php der Preis ist auch OK. gruß Fl4sh3r
Ich habe da noch eine Frage zu ZCS und ZVS: beim Betrieb einer Halbbrücke wobei der Strom ungefähr in Phase mit der Rechteckspannung ist, sollte doch auch ZCS und ZVS gleichzeitig möglich sein. Ich hoffe, das ist keine Laien-Frage. Dazu folgende These: Der erste Transistor schaltet im Stromnulldurchgang aus (ZCS). Dann steigt der Strom wieder (bedingt durch die resonante Last) an und weil der Gate-Halbbrückentreiber eine gewisse Totzeit hat, kann das Potential von ganz alleine (durch den erwähnten Strom) auf die andere Seite überwechseln. Der zweite Transistor der Halbbrücke schaltet dann bei 0-Spannung ein (ZVS). Für die Effizienz gibt es doch nicht besseres... Oder schließt sich ZCS und ZVS immer gegenseitig aus? Oder ist sowas gang und gäbe in der Leistungselektronik? Gruß Silvio
@ Silvio K. (exh)
>Oder schließt sich ZCS und ZVS immer gegenseitig aus?
AFAIK ja. Man kann nicht alles haben. Ist wie im wahren Leben ;-)
MFG
Falk
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Silvio K. schrieb:
> Ich glaube die Stromrichtung stimmt nicht.
Exakt, siehe Bild.
Es handelt sich dabei um einen Reihenschwingkreis der zunächst
angesteuert wird und am Ende werden die Mosfets im Nulldurchgang (ab
etwa der 3. div im Bild) nicht mehr angesteuert. Die grüne Kurve ist das
Enable Signal das synchron mit den steigenden Flanken übernommen wird.
Man sieht dass die Spannung nach dem Abschalten unten bleibt, bzw. sogar
eine Flusspannung der Dioden ins negative geht.
Es ist also nur ZCS. Afaik kann man aber durch eine leicht zu hohe
Frequenz ein induktives Verhalten und somit ZVS erreichen. Allerdings
hat man dann kein echtes ZCS mehr, da der Strom nicht ganz 0 ist.
Allerdings nimmt man diesen minimalen Strom in Kauf, denn vor allem bei
hohen Frequenzen und hohen Spannungen ist der Energiebedarf um alleine
die parasitären Kapazititäten innerhalb der Mosfets zu laden nicht zu
unterschätzen. Wenn die Schaltung das durch einen Blindstrom übernimmt
spart man oft >10W ein, die nicht in den Mosfets verheizt werden müssen
Wie Falk schon schrieb: ZCS und ZVS schließen sich aus, denn irgendein
Strom ist notwendig um die parasitären Kapazitäten der Mosfets zu laden
damit die ZVS machen können.
Hallo Falk und Benedikt, danke für die schnellen Antworten und das schöne Oszillogramm. Mein erstes Bauchgefühl sagte mir auch, dass es nicht so einfach sein kann. Also merken: Leicht induktiv erspart den Transistoren Verluste. So ist ZVS möglich. Bezogen auf den Oszillator, leicht über die Schleifenumlaufphase (-> Frequenz) einstellbar. Gruß Silvio
Habe gerade den aktuellen Media-Markt-Flyer gesehen: Induktionskochfeld für 29 Euro, 2000 W. Da bin ich am überlegen. Man könnte da übrigens schön ein Hufeisen drauf legen.
> Induktionskochfeld für 29 Euro, 2000 W. Für 35,00 habe ich solche schon letztes Jahr gesehen (siehe alten Thread). Problem bei diesen Dingern ist die Sicherheitsabschaltung (Kochtopferkennung), manchmal schaltet sie zu spät ab --> defekt. Ob ein Hufeisen eine Last ist, die eine solche Platte akzeptiert? Wenn jemand ein solches Gerät kaufen sollte, bitte berichten! > Oder schließt sich ZCS und ZVS immer gegenseitig aus? Na ja, man kann schon erreichen, dass z.B. beim Einschalten die Spannung null ist und der Strom von 0 weg linear ansteigt. Beim Ausschalten fließt der Strom maximal. Danach steigt die Spannung von null weg an. > In der Simulation steigt jedenfalls die Spannung an den > Primärspulen ziemlich an, auf welchen Wert? Könntest Du bitte die Simulation (.asc-file) hier hochladen? > könnte da nicht nen widerstand parallel zur Arbeitsspule abhilfe > verschaffen ?? Durch Verschlechterung der Schwingkreisgüte dauert das Anschwingen ja noch länger. Ob das gut ist?? Hat schonmal jemand versucht, mit 50 Hz induktiv zu heizen? Am WE habe ich nämlich mal resistiv geheizt (ca. 4V 8000A - alles was die Drehstromsteckdose hergab - auf ein 20x20x200-er Eisenstab). Diesen Strom könnte man auch in eine Spule schicken. Ich weiß, es gibt Induktionsschmelzöfen, da ist die Schmelzrinne die Sekundäre (= eine Windung). Da geht halt ein Eisenkern durch das Zentrum der Rinne. >Wie bereits gesagt, es gibt keine halben Windungen, schau dir > mal den GESAMTEN Stromfluss an. Doch, gibt es schon, die sollte man nur tunlichst vermeiden (siehe o.g. inductordesign.pdf S.22 Punkt 3). Dort steht auch, dass Wicklungen nicht nebeneinander, sondern übereinander, am besten interleaved liegen sollen. Und dass man der Versuchung widerstehen soll, den Wickelraum ganz auszufüllen, wenn es nicht nötig ist (S.15). > - Hast du den schutzleiter vom Nym oder H07V-k genommen? > Keine Ahnung, lag mal im Schrott... Die Frage war vermutlich, ob Massivdraht oder Litze. Da Du eine Drehbank zum Wickeln verwendet hast, denke ich eher an Massivdraht. > 1/2 Windung ist bei geschlossenen Trafokernen sowieso unzulässig > (kann zu unerwünschen Nebenwirkungen wie exorbitante Streuinduktivität > oder Sättigungseffekten führen). Windungszahlen in Trafos mit > geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein. es geht schon, aber ist mit großem Aufwand verbunden: pdf S.22 Punkt 3 Die Literaturliste des PDFs ist recht interessant. Suchmaschinenfutter: Ferritkern Trafo Transformator berechnen Berechnung dimensionieren Windungszahl Größe EDT E-Kern
eProfi schrieb: >> 1/2 Windung ist bei geschlossenen Trafokernen sowieso unzulässig >> (kann zu unerwünschen Nebenwirkungen wie exorbitante Streuinduktivität >> oder Sättigungseffekten führen). Windungszahlen in Trafos mit >> geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein. > es geht schon, aber ist mit großem Aufwand verbunden: pdf S.22 Punkt 3 > > Die Literaturliste des PDFs ist recht interessant. Damit ich nachsehen kann, gib doch mal den Link an. Der Thread ist zu groß, um da etwas wiederzufinden. Jörg
Hallo eProfi,
>Hat schonmal jemand versucht, mit 50 Hz induktiv zu heizen?
Ich nicht, weil ich denke 50 Hz scheiden aus:
Weil man wenige Windungen auf der Arbeitsspule braucht (Trafoprinzip) um
ein gutes N1/N2 Verhältnis zu haben. Und (!) man braucht hohe
Arbeitsspulenspannung, um genügend hohe Induktionsspannungen
sekundärseitig zu erzeugen. Das Problem sind die wenigen Windungen. Das
bedeutet nähmlich wenig Induktivität und bei 50 Hz reichen da leider
8000A nicht aus, obwohl 8kA wirklich schon eine Menge ist. Wenn du die
Windungsanzahl erhöchst, um die Induktivität hoch zu kriegen, dann
schadest du dem Windungsverhältnis.
Ich habe mal 2µH, 50 Hz und 100 V angenommen und den nötigen Strom
berechnet:
-->100/(2*%pi*50*2e-6)
ans =
159154.94
160kA !
Also wenn du 100 V an diese Spule legst und die ohmschen Verluste der
Spule im Griff hast, dann wird es was. Ist bestimmt unmöglich. Außerdem
kann man leider nicht ohne weiteres so viel Blindleistung aus dem
Stromnetz ziehen.
Eine Frage an dich: Welche Kondensatoren nutzt dein Aufbau?
Du hattest Wima Snubber-FKPs, Snubber-MKPs, Wima GTO MKP für mich
vorgeschlagen. Welchen sind am ehesten für hohe Dauerströme geeignet?
FKP, MKP sagt nicht nicht so viel. Das sind die verschiedensten
Techniken, metallisierte Folien etc. Aber ich kann den Techniken nicht
allgemein die Dauerstrombelastung und Verlust zuordnen.
Ich möchte in wenigen Wochen auf Drehstrom gehen und/oder die
Windungszahl herabsetzen wegen dem N1/N2-Verhältnisses. Curie soll mich
nicht stoppen :-)
Gruß
Silvio
Silvio K. schrieb: > Aber ich kann den Techniken nicht > allgemein die Dauerstrombelastung und Verlust zuordnen. Von den Verlusten und der Strombelastbarkeit her sieht die Reihenfolge von schlecht geeignet bis gut geeignet so aus: MKS (=MKT), MKP, FKP MKS sind eher für DC und NF geeignet (z.B. zur Stabilisierung des Zwischenkreises). MKP sind verlustarm und für normale Schwingkreise geeignet, FKP ist für extreme Belastungen ausgelegt, quasi die robuste Variante von MKP. z.B. für die Royer Converter braucht man mit MKS garnicht erst anzufangen, selbst bei wenigen Ampere werden die schon gut warm. Die MKP/FKP schlucken das problemlos. Die Snubber und GTO Familien sind dann nochmal bessere Versionen davon.
an Jörg: Transformer and Inductor Design for Optimum Circuit Performance Lloyd H. Dixon http://focus.ti.com/lit/ml/slup205/slup205.pdf The Unitrode / TI Magnetics Design Handbook http://focus.ti.com/docs/training/catalog/events/event.jhtml?sku=SEM401014 hier alle Kapitel gezippt: http://www-s.ti.com/sc/techzip/slup222.zip weitere Links: http://www.rfcafe.com/references/design-data/inductor-design.htm http://www.smps.us/Unitrode.html an Silvio: > FKP ist für extreme Belastungen ausgelegt, quasi die > robuste Variante von MKP. Die haben zusätzlich zur Metallbedampfung der Folie noch Alufolie. Dadurch sind sie extrem impulsbelastbar, aber voluminöser. MKP reicht eigentlich. Wir könnten ja eine Sammelbestellung für GTOs und IGBTs machen. 100V 160kA kann ich aus dem Stegreif nicht erzeugen. Danke für die Berechnung, ich hatte schon so etwas befürchtet. > Ich überlege gerade die Windungsanzahl meiner Arbeitsspule > von 5 auf 4 oder 3 zu senken. Das ist vor allem über der Curie-Temperatur gut, sozusagen "in den 2. Gang" zu schalten. an Falk: >>Ja, genau so denke ich auch, mein Gedanke war, dass ich z.B. bei 20% >>Kopplung auch die zugehörigen 20% Cs einsparen kann. >???? >Was hat die Kopplung mit dem C zu tun? So gut wie gar nichts! Bei 20% Kopplung werden ja 20% der hin- und her-schwingenden Energie resistiv verheizt, die schwingen nicht mehr zurück und brauchen nicht von einem Kondensator gespeichert werden. >>Hast Du da Erfahrung? Ich hatte bisher den Eindruck, dass gerade >>Folienwicklungen bei besonders hochwertigen Trafos verwendet werden >>(z.B. Geafol Leistungstrafos, Schaltnetzteile). >Ja, aber das ist eben nur die halbe Wahrheit. >> Ist das bei Luftspulen anders? >Jain. Lieber Falk, hilf mir doch etwas auf die Sprünge und führe das ein wenig mehr aus. an Alle: Kupfer wird doch in Laser-Anlagen als Spiegel für IR verwendet. Noch ein Argument für die Folien-Wicklung, sie dient gleichzeitig als Reflektor.
>Wir könnten ja eine Sammelbestellung für GTOs und IGBTs machen. Ich habe mal ins Datenblatt der GTOs geguckt, leider gehen sämtliche Frequenzangaben nur bis 10 kHz. Mein Ofen spielt höher. Manche meinen der Bereich wäre zu hoch gewählt, aber ich denke er ist richtig. Da bleiben die Snubber-Typen übrig. Ich meine auch, dass die Folienspule geht vielleicht nicht so gut wie gedacht, aber versuche es einfach und berichte über die deine Erfahrung. Ich bin gespannt. Das Wickelbild in Ascii-Zeichen habe ich übrigens nicht verstanden. Kannst ja das erwähnte Patent mal schicken. >MKP reicht eigentlich. Ich nehme an, dass du diese Typen benutzt. ?! Beste Grüße
hier eine Liste der Stückzahlen aller großen Folien-Cs, die ich habe,
wenn Du welche brauchst, schicke ich sie Dir.
---------------------------------------------------
SnubberMKP Snubber Cap MKP
630 1000 1600 2000 VDC
0,068 3+3
0,100 3
0,150 7 3
0,220 5 3 3+3
0,330 3+3 3 3
0,470 3 3+3 3 3+3
0,680 3 3+3 26
1,000 3 8+3
1,500 6+3 3+3
2,200 3 3
3,300 3
Summe 24 + 44 + 21 + 47 = 136
---------------------------------------------------
FKP1
630 1000 1600 2000 VDC
0,0033 ~ 500
0,012 349
0,012 (3000)
0,033 (550) geholt am 22.05.2009
0,047 270
(xxx) kann auf Anfrage besorgt werden
---------------------------------------------------
SnubberFKP Snubber Cap FKP
630 1000 1600 2000 VDC
0,010 3
0,015 3 3
0,022 3+3?
0,033 3 3 3
0,047 3 3
0,068 3 3 3
0,100 7+3 3
0,150 3 3 7+3
0,220 3 3 7+3 3
0,330 3 7 3 3
0,470 3 3
0,680 3 3
1,000 3
1,500
2,200 3
Summe 15 25 51 30 121
---------------------------------------------------
Die GTO-Datenblätter schaue ich mir nochmal genauer an.
Wima's neueste Cs heißen DC-Link-HC-Caps Zwischenkreiskondensatoren.
Sie sollen (z.B. in Umrichtern) die ZK-Elkos ersetzen.
> Das Wickelbild in Ascii-Zeichen habe ich übrigens
> nicht verstanden.
Das ist leider durch die Ersetzung der Slashes etwas verzerrt worden.
(Slashe werden hier im Forum als Steuerzeichen für Kursivschrift
verwendet.)
Das Patent suche ich Dir noch heraus.
Danke für das Angebot, bin leider die nächsten Tage verhindert, daher wird meine Reaktionzeit im Forum zunehmen. Aber danach geht es weiter mit neuer kleinerer Spule, Spule vermessen, Kondensatoren suchen, Leistung und Temperatur erhöhen, glücklich sein :-) Gruß Silvio
Hier das Siemens-Patent - wie so etwas einfaches ein Patent werden konnte? http://www.freepatentsonline.com/EP0782755.pdf die FIG1 und folgende zeigen den Aufbau gut zu den Kondensatoren: der kleinste 1500VDC 550VAC GTO, den Bürklin hat, (1,5µF) hält 590A aus. Theoretisch halten selbst die 4000V FKP nur 700VAC (je nach Größe bis 30kHz) aus, aber wie die Tesla-bauer berichten, kann man die Cs kurzzeitig extrem überlasten. Dann halten sie zwar keine 300000 Stunden, aber wer will denn so lange heizen? Deshalb denke ich, dass die GTOs durchaus brauchbar sind. Evtl. zwei in Reihe schalten. >> MKP reicht eigentlich. > Ich nehme an, dass du diese Typen benutzt. Da die Auswahl groß ist, nehme ich, was da ist. Die 680nF 2000V MPK bleiben bei 40A (pro C) kalt. Mehr habe ich noch nicht probiert.
>bleiben bei 40A (pro C) kalt
Das ist doch mal eine interessante Aussage. Meine Kondensatoren (120
parallel) werden mitunter doch warm. Gerade bei schlechter Kopplung,
d.h. Alu oder Cu in Spule. Und ich rechne höchstens mit Größenordnungen
1-2 A (pro C).
Ich habe jetzt übrigens so einen Media-Markt-Ofen, aber eigentlich keine
Zeit im Moment.
Bericht folgt, wird aber ein paar Tage dauern..
Silvio K. schrieb: > Meine Kondensatoren (120 > parallel) werden mitunter doch warm. Gerade bei schlechter Kopplung, > d.h. Alu oder Cu in Spule. Und ich rechne höchstens mit Größenordnungen > 1-2 A (pro C). Welche Kondensatoren hast du verwendet, also welchen Typ genau? > Ich habe jetzt übrigens so einen Media-Markt-Ofen, aber eigentlich keine > Zeit im Moment. Könntest du davon mal ein Foto machen (falls du das Teil aufschraubst). Vom Aufbau her würde ich auf eine Class E Endstufe tippen, also ein IGBT nach Masse, LC Kreis zwischen Kollektor und Betriebsspannung. Bei deren Regelung ist die Schwierigkeit die Einschaltdauer so zu verändern, dass die Spannung nicht über die 1200V schwingt wenn die Last fehlt.
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So, ich konnte die Finger nicht vom gekauften Ofen lassen und habe in meiner Mittagspause mal was gemessen. Versuchsaufbau wie folgt: Stahlplatte (kein Edelstahl) (ca. 2 cm x 10 cm x 20 cm) auf Ofen. Wird als Topf erkannt. Dann Tastkopf Signal an Masse (Drahtschlaufe) und in die Nähe des Ofens. Im Anhang das Oszillogramm und die Messdaten. 100 Hz Einhüllende und ca. 24 kHz mit starken Oberwellen. Das sagt uns keine stabilisierte Zwischenkreis-Spannung. Class E denke ich nicht, weil Leistungregelung schwierig ist (nur über Betriebsspannung) und sehr Lastabhängig. Puls-Pause könnte aber sein. Aber lassen wir uns überraschen.
Silvio K. schrieb: > Das sagt uns keine stabilisierte Zwischenkreis-Spannung. Ja, meist werden nur ein paar kleine Folienkondensatoren als HF Filter verbaut, ansonsten laufen die direkt an der gleichgerichteten Netzspannung. > Class E denke ich nicht, weil Leistungregelung schwierig ist (nur über > Betriebsspannung) und sehr Lastabhängig. Ja, daher ist die Überwachung der Ströme und Spannungen sehr wichtig. Es gibt da glaube ich hauptsächlich 2 Varianten die zum Einsatz kommt, die eine ist Class E (siehe hier: http://www.eetasia.com/ARTICLES/2006NOV/PDF/EEOL_2006NOV01_POW_TA.pdf?SOURCES=DOWNLOAD) und das andere weiß ich nicht auswendig, irgendwo habe ich eine AppNote dazu. Die Regelung läuft afaik über den Strom der in die Spule geladen wird, also die Einschaltdauer des IGBTs.
Mal ne ganz dumme frage: Wieso schwingt die schaltung (von Ulf) überhaupt ?? schalten die FATs nur durch,wegen dem Brum auf der Gleichspannung ?!
@ Nörb (Gast) >Wieso schwingt die schaltung (von Ulf) überhaupt ?? Tja, das ist ein wenig tricky. >schalten die FATs nur durch,wegen dem Brum auf der Gleichspannung ?! Welche FATs? Ach die MOSF_E_Ts!! ;-) Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung (Streuung der MOSFET-Kennlinie) an. Wäre die Schaltung absolut symetrisch, würde sie nicht anschwingen. MFG Falk
> Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung
für mich sieht das alles sehr symetrisch aus :-S
R1 und R2 machen die unsymetrisch ?
und wofür ist die drossel ?
ist die gröse der induk. entscheident ?
@ Nörb (Gast) >> Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung >für mich sieht das alles sehr symetrisch aus :-S >R1 und R2 machen die unsymetrisch ? Wer lesen (und zitieren) kann ist klar im Vorteil. "Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung (Streuung der MOSFET-Kennlinie)" >und wofür ist die drossel ? Die sorgt dafür, dass der Trafo mit Mittelanzapfung mit konstantem Wechselstrom versorgt wird. Denn schliesslich schwingt die Spannung der Mittleanzapfung mit doppelter Frequenz, quasi wie ein Zweiwegegleichrichter. Die Betriebsspannung ist aber konstant. Die Drossel muss die Differenz puffern. >ist die gröse der induk. entscheident ? Ach wo, da kann man och ne olle Gurke für nehmen. Leute gibts . . . http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm MFG Falk
Falk Brunner schrieb: >>ist die gröse der induk. entscheident ? > > Ach wo, da kann man och ne olle Gurke für nehmen. Naja, ganz egal ist die Größe nicht, die Induktivität sollte zumindest so groß sein, dass der Strom nicht 0 oder gar negativ wird. Als grober Anhaltspunkt also eine höhere Induktivität haben, als die Spule im Schwingkreis selbst.
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) >> Ach wo, da kann man och ne olle Gurke für nehmen. >Naja, ganz egal ist die Größe nicht, die Induktivität sollte zumindest >so groß sein, dass der Strom nicht 0 oder gar negativ wird. Ist dein Ironiedetektor kaputt? Mfg Falk
Hier die Simulationsschaltung. Leider fehlen mir die Modelle für die eigentlich verwendeten IRFBC30 und FGA25N120, so daß ich mit den in LTspice verfügbaren Mosfets rummurksen muß. Der IRFP90N20(ich weiß, daß der nur Vds=200V hat) zeigte bei der Simulation das störrischste Verhalten beim Einschwingen. Den Einfluß von Hilfsspannung, Drosselspule etc. auf den Einschwingvorgang kann man damit schön ausprobieren. ulf.
@ eProfi,
hast du einen fotogenen Aufbau?
@ Benedikt
>Welche Kondensatoren hast du verwendet, also welchen Typ genau?
MKP. Oder meinst du was anderes?
Silvio K. schrieb: >>Welche Kondensatoren hast du verwendet, also welchen Typ genau? > > MKP. Oder meinst du was anderes? Ich meine Kapazität und Spannung, sowie Hersteller bzw. Serie. Irgendeinen Grund muss es ja haben, wieso die bei dir so warm werden, obwohl du diese kaum belastest.
Für eine einfache Induktionsquelle bietet sich folgendes an: -Reihenschwingkreis L-C -Je nach Leistung ein Trafo zur Reduktion des Stroms, so dass die Halbleiter diesen verkraften -Eine IGBT oder FET Halbbrücke -Virtuelle Masse hergestellt aus 2 in Reihe geschalteten Kondensatoren im Zwischenkreis -Leistungsregelung durch Frequenzmodulation. Hohe Frequenz=hohe wirksame induktivität des Schwingkreises=geringer Induktorstrom. Niedrigere Frequenz recht nahe an Resonanz: Impedanz geht gegen ohmschen Anteil, Strom steigt massiv an. Aufgrund der steilen Impedanzkurve gut regelbar. -Netzversorgung: über ungesteuerte B6-Brücke direkt auf den Zwischenkreis. -Zwischenkreis: nur so groß, dass die virtuelle Masse nicht zu sehr Ripple hat.
>Ich meine Kapazität und Spannung, sowie Hersteller bzw. Serie. >Irgendeinen Grund muss es ja haben, wieso die bei dir so warm werden, >obwohl du diese kaum belastest. Ich suche den Kondensator raus. Bin zur Zeit sehr reaktionsträge. Stichwort Umzug. Der Grund für das Warmwerden könnte doch die hohe Frequenz sein. Und 2 A pro C ist doch recht viel für eine Dauerbestromung. Oder etwa nicht? Die Beinchen des Cs sind so 0.8 mm im Durchmesser + Skineffekt. Naja, das Warmwerden hat mich nicht verwundert. Apropos Zwischenkreis: Ich überlege einen Drehstrom-Thyristorgleichrichter für die Zwischenkreiserzeugung zu nutzen. Hat jemand Erfahrung mit 3~Thyristorphasenanschnitt? Ich würde gern mit der ZK-Spannung die Leistung steuern und vor allen Dingen auch die Impedanz des gesamten Oszillators (V_DC/I_DC) leichter verfolgen. Das heißt im Klartext, wenn die Kopplung der Induktionspule suboptimal ist und ich direkt die 550 V hart an den Oszillator schalte, wird es wohl häufig knallen, weil sich ein zu hoher Strom einstellen kann. Und bei 7 Euro / Transistor möchte ich das nicht beliebig oft machen ;-) Das würde ich aber verhindern können, wenn ich beim Hochdrehen der Spannung sehe: ach moment mal, der Strom steigt aber sehr schnell, dann gehe ich mal nicht höher in der Spannung. Und bei der Curie-Temperatur steigt der DC-Strom meines Oszillators sowieso an. Ein weitere Grund für die stellbare ZK-Spannung.
Hallo Silvio!
Mit der (nicht) harten Zuschaltung der Zwischenkreisspannung liegst Du
auf alle Fälle richtig. Bei mir hat es in der Realität jedenfalls immer
nur geknallt, wenn ich den Netzstecker reingesteckt habe, nie bei Last
oder Leerlaufbetrieb.
Auch in meiner Simulation fängt der Schwingkreis mit einer Art Urknall
an zu schwingen, wenn man die Spannungsquelle als 230V DC einstellt. Die
Spannung an den Primärspulen geht weit über 1 kV und schwingt sich dann
erst langsam auf ca.720 V ein. Die Drosselspule "moduliert" auf die 24
kHz ca. 4 kHz auf, mit ordentlichen Spitzen.
Wenn die Spannungsquelle auf 230VAC 50Hz eingestellt ist, fängt der
Schwingkreis sauber zu schwingen an, bereits bei ca. 25 V
Zwischenkreisspannung, also ca. 0,5ms nach dem ersten Nulldurchgang der
Netzspannung.
Interessant finde ich, daß auch bei heftiger Last(0,1 Ohm Lastwiderstand
parallel zur Arbeitsspule in der Simulation und ohne ELKO im
Zwischenkreis) der Schwingkreis nicht neu anschwingen muß, wenn die
Netzspannung ihren Nulldurchgang hat. Der Primärschwingkreis bricht nie
ganz zusammen.
Habe übrigens ein FGL40N120AND Modell für LTspice im Netz gefunden und
damit (fast) den richtigen IGBT in der Simulation.
In den nächsten Tagen startet der Aufbau der Schaltung mit SSR zum
Einschalten und einem Ventilator usw. - mal sehen...
>Und bei der Curie-Temperatur steigt der
DC-Strom meines Oszillators sowieso an.
Wie jetzt? Bei mir sinkt der Strom(in Spannungsquelle bzw.
Zwischenkreis) merklich, wenn das Eisen zu glühen beginnt. Ist ja auch
eigentlich klar, da die magnetischen Verluste geringer werden und der
el. Widerstand im Eisen steigt.
Viel Spaß beim Kistenpacken!
ulf.
Diesen erheblichen Aufwand betreibt man bei Umrichtern für Parallelkreise. Der Inverter arbeitet dauerhaft, die Leistung wird mittels ZK-Spannung gesteuert. Für viele Applikationen ist der Serienkreis einfacher und passender.
>Wie jetzt? Bei mir sinkt der Strom Das ist der Unterschieden zwischen beiden Konzepten. Du nutzt einen parallelen Schwingkreis und ich "eigentlich" einen Reihenschwingkreis. "Eigentlich" bedeutet Reihe aus Matching-Spule und Parallel-LC-Arbeitskreis. Der Arbeitskreis wird leicht über Resonanz betrieben, also kapazitiv. Und dann kommt ja die Spule in Reihe. Ich denke, beide Konzepte haben Vor- und Nachteile und sollten weiterhin verfolgt werden. Ich bin sehr gespannt über deine Fortschritte. Habe letztens über Reichelt neue Transistoren bekommen: IRFPC 50, 600V, 11 A, 1,85€ Damit werde ich (wenn sich wieder ein wenig Zeit findet) erste 3~Erfahrungen machen :-) obwohl 11 A nicht wirklich viel ist. Ich muss mal gucken ob QUCS ein IGBT-Modell hat. Zur Not nehme ich einen Fet. Der Royer ist gar nicht so schlecht. Nur schreckt mich der große Kern ein wenig ab. Muss ich mal simulieren. >..die Leistung wird mittels ZK-Spannung gesteuert. Bezieht sich das auf die Idee mit dem Thyristorsteller? Gruß Silvio
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So Benedikt, jetzt bis du gefragt. Anbei der gescannte Kondensator. Der ist 25 mm lang. Es sind ja dann 120 parallel. Wenn du auch noch andere Kondensatoren vorschlagen kannst, wäre ich sehr dankbar. Du weißt ja, 150 kHz, 100A. Die meisten Cs machen schon vor 100 kHz schlapp. Gerade auch die Großen von Wima. Gruß Silvio
Das sind Kondensatoren von Vishay: http://www.vishay.com/capacitors/list/product-28134/ Vom Datenblatt her sind diese von den Verlustfaktoren her ähnlich Wima Typen: http://www.wima.de/DE/mkp10.htm http://www.wima.de/DE/fkp1.htm Nur bei dem maximalen Anstiegsgeschwindigkeit sind die Wima Typen deutlich besser. 120 x 4,7nF = 564nF -> 2µH um auf die 150kHz zu kommen. Dies ergibt einen Widerstand von etwa 1,9Ohm für den Schwingkreis. Bei 100A dürften es dann rund 200V am Schwingkreis sein. Die Blindleistung liegt also bei etwa 20kvar. Bei einem Verlustfaktor von 0,001 ergibt das rund 20W Verlustleistung, bzw. pro Kondensator 0,167W, was denke ich noch im verträglichen Rahmen ist, wenn selbst Standardwiderstände 0,25W abkönnen. Ich persönlich tendiere zu Wima Kondensatoren, da ich diese für etwas besser halte, auch wenn ich es anhand des Datenblatts nicht belegen kann. Irgendeinen Grund muss es aber haben, dass die Wima Kondensatoren meist deutlich teurer sind als die von Vishay.
Hallo Benedikt, danke für die Information über den Hersteller. Ich habe diesen Kondensator (natürlich in meiner Mittagspause) mal Impedanzmäßig vermessen (D.h. mit einem VNA im 50 Ohm-System als Abschluss). Die Frequenz, bei der er aus dem kapazitiven Verhalten in das Induktive wechselt liegt bei sage und schreibe 14 MHz. Da habe ich echt gestaunt, weil ich gedacht habe, dass diese Resonanz viel früher kommt. Und auch die Verluste sehen sehr gut aus (Kurve komplett auf dem Einheitskreis des Smithdiagramms). Auch in der Nähe der Resonanz. Das heißt, ich sollte mir einen Wima Hochstromer (niedrigere Frequenzen) besorgen und mal durchmessen. Ich denke ich kann ihn dann auch bei 150 kHz nutzen. Das wäre schön. Bis 1/3 Resonanzfrequenz geht das bestimmt schon, je nach Verluste. @eProfi: Ich glaube ich werde auf dein Angebot zurückkommen ;-) Gruß Silvio
Nur zu, sag, was Du brauchst, Lieferung erfolgt umgehend. Die Cs warten seit Monaten auf Arbeit. Zur Leistungsregelung: Ich würde den ZK lassen (möglichst mit nur kleinen Puffer-Cs wg. des Stromflußwinkels). Eher über disablen der FETs (Gate auf Gnd ziehen). Ich habe am WE mal meine einfachst-Schaltung simuliert (wie oben beschrieben ohne Dioden, nur Konststantspannungsquelle und zwei Hilfsspulen), das schaut ziemlich gut aus. Ich habe auch einen Effekt gefunden, den ich mir vorher nicht erklären konnte: den oben beschrieben Fall, dass wenn die FETs nicht nahtlos schalten, die Spannung an beiden kurz sehr stark ansteigt. Bisher habe ich vermutet, dass die Überschneidung zu groß sei. Das .asc-file sende ich demnächst. Fröhliches Glühen...
Ich habe gerade auch ein bisschen simuliert: Damit die Schaltung gut anschwingt ist es hilfreich, wenn man die Schaltung minimal unsymmetrisch macht, z.B. den einen Gate Pullup-Widerstand ein paar % größer als den anderen. Wenn die Schaltung nicht anschwingt, dann scheint sich die Schaltung in eine Art Sperrschwinger zu verwandeln: Zunächst leiten beide Mosfets bis der Strom derart ansteigt, dass die Spannung zusammenbricht, danach schaltet einer der Mosfets ab und die Schaltung beginnt mit einem ordentlichen Spike zu schwingen.
Benedikt K. schrieb: > Ich habe gerade auch ein bisschen simuliert: Damit die Schaltung gut > anschwingt ist es hilfreich, wenn man die Schaltung minimal > unsymmetrisch macht, z.B. den einen Gate Pullup-Widerstand ein paar % > größer als den anderen. Hast Du auch das Transistorrauschen mit "eingeschaltet" ? Wie die meisten Oszillatorschaltungen schwingen LC-Oszillatoren eigentlich durch die Mitkopplung des Rauschsignales an und nicht durch Asymmetrien. Einfache asymmetrische Oszillatorschaltungen schwingen ja auch nicht so einfach an, nur weil sie asymmetrisch sind. Die verwendete Royer-Schaltung zeichnet sich gerade durch eine sehr starke Mitkopplung auch im Kleinsignalbereich aus und schwingt deshalb auch bei symmetrischen Aufbau sehr zuverlässig an, vorausgesetzt, die Gatevorspannungen liegen bereits an. > Wenn die Schaltung nicht anschwingt, dann scheint sich die Schaltung in > eine Art Sperrschwinger zu verwandeln: Zunächst leiten beide Mosfets bis > der Strom derart ansteigt, dass die Spannung zusammenbricht, danach > schaltet einer der Mosfets ab und die Schaltung beginnt mit einem > ordentlichen Spike zu schwingen. In der Realität entsteht der Spike eher dadurch, dass die Betriebsspannung schneller ansteigt als die Schwingkreisspannung nachkommt. Dass Problem sollte nicht auftreten, wenn zuerst die Gatevorspannungen eingeschaltet und die Betriebsspannung im nächsten Nulldurchgang zugeschaltet wird. Jörg
Jörg R. schrieb: > Hast Du auch das Transistorrauschen mit "eingeschaltet" ? Wie die > meisten Oszillatorschaltungen schwingen LC-Oszillatoren eigentlich durch > die Mitkopplung des Rauschsignales an und nicht durch Asymmetrien. Keine Ahnung wie das in LTSpice geht. Ich probiers mal mit einer zusätzlichen Spannung von ein paar mV um dem nachzuhelfen. > In der Realität entsteht der Spike eher dadurch, dass die > Betriebsspannung schneller ansteigt als die Schwingkreisspannung > nachkommt. Dass Problem sollte nicht auftreten, wenn zuerst die > Gatevorspannungen eingeschaltet und die Betriebsspannung im nächsten > Nulldurchgang zugeschaltet wird. Es war die einfache Version nur mit Dioden und Pullups am Gate.
>Nur zu, sag, was Du brauchst, Lieferung erfolgt umgehend. >Die Cs warten seit Monaten auf Arbeit. Oh, das hört sich gut an. Die 0.068µ (68n) Snubber-Typen favorisiere ich. Vielleicht schickst du erstmal einen einzigen per Brief, den ich dann vermessen kann. Bzw. kannst du noch mehrere besorgen? Bräuchte dann für einen neuen Aufbau mit kleinerer Spule so 10-12-14 Stück. Habe heute auch überlegt auf 120 kHz runter zu gehen. Mal sehen. Überlege dir was du haben willst... Wo hast du die Cs eigentlich her? Die Bezeichnung "Gast" in "eProfi (Gast)" lässt vermuten, dass du keinen Account hast und ich dir keine private Nachricht schicken kann. PS: Bin am WE noch internetlos, kann also nicht sofort reagieren. >Fröhliches Glühen... Gleichfalls ;-)
Gerade den Thread aufgeholtgelesen. Ich habe vor Jahren mal mit Wima MKS oder wars MKT, wohl 4,7u/50V gespielt. Attraktiv fand ich den vermuteten niedrigen ESR, die Kapazität hatte mir geradeso gereicht und die Induktivität ist gut. Die Frequenz war Rechteck bei ca. 200kHz. Aber leider haben diese Folienkondis ein massives Problem mit "hoher" Verlustleistung, denn sie können diese nur schlecht nach außen ableiten. Ist eben alles Plastik und das bißchen Metallisierung bringt nicht genug Querschnitt. Also sind mir die Kondis einfach weggeschmolzen. Die anderen Wima-Typen waren mir damals viel zu voluminös und kamen daher nicht in Betracht. Snubber und GTO gabs bei Wima glaube ich noch nicht. Dann hatte ich vor ca. 3 Jahren eine andere Schaltung im unteren MHz-Bereich Sinus ausprobiert. Diesmal FKP irgendwas. Mittlerweile hatte ich Kontakt mit LTspice und das erste Problem ist, daß Wima unfähig ist eine Library für SPICE zur Verfügung zu stellen. Und das bei den Preisen! Meine email wurde freundlich beantwortet mit einer extra Messung. Nur ging die dann irgendwie nur bis 100kHz. lol Begründung: Kein passendes Meßgerät. Die Datenblätter von Wima beziehen sich nur auf den Verlustfaktor tangens irgendwas mit nur Maximalwerten. Also schlecht in einen typischen ESR umzurechnen - zumal der frequenzabhängig ist. Letztens habe ich mal wieder nach einer Lib gegoogelt. Scheinbar gibt es immer noch keine zum Finden, obwohl Wima gerade bei kuriosen und teuren Designs oftmals favorisiert wird. Daher die Frage: Hat jemand sowas eventuell auch nur für ein paar Typen? Ich habe nicht so den Plan, wie ich Frequenzabhängigkeit in einem Modell unterbringen soll. Deswegen setze ich momentan nur C und ESR pimaldaumen ein. Zum Anschwingen: Ist immer gut bei anderen nachzuschauen, wie sie es machen. Royer-Converter werden in Energiesparlampen benutzt und die Start-Asymmetrie wird dort anscheinend durch einen DIAC erzeugt. Ich gehe mal davon aus, daß die Transis auch wirklich beim Einschalten kaputtgehen und nicht bereits beim Abschalten in der letzten Sitzung über den Jordan rannten. Wie schon erwähnt, ist bei völliger Symmetrie ein Anschwingen nicht möglich. Es kann aber bereits eine feine Bewegung des Werkstücks eine Induktionsspannung induzieren, die dann alles startet. Ansonsten muß sich die Schaltung mit dem [asymmetrischen] Eigenrauschen und Koppeleffekten aus der Umgebung begnügen. Bis das dann aber schwingt, kann die thermische Kapazität der Transistoren bereits weit erschöpft sein ->TILT. Eingang: Den Eingangs-[Einschalt]-strom sollte man schon begrenzen. Von EMV reden wird hier erstmal nicht und deklarieren das als reinen Versuchsbetrieb. Für die Simulation kannst du von ca. 1,5mH Netzzuleitungsinduktivität ausgehen. Das ist der Durchschnitt einer typischen Leitung in DE.
Silvio, Du hast Post. Fotos gib es noch keine, ist alles noch in der Entwurfsphase. An Abdul: Die MKS oder MKT sind nicht mit FKP zu vergleichen. >Die anderen Wima-Typen waren mir damals viel >zu voluminös und kamen daher nicht in Betracht. Die zusätzliche Alufolie bedingt das Volumen, das Ergebnis sind wesentlich bessere Werte. Gestern habe ich weiter simuliert, ich tendiere ebenfalls dazu, eine aktive Anschwinghilfe vorzusehen, neben einem echten FET-Treiber. .asc-file folgt später. Zum oben genannten .asc von Ulf: bei 5.44 ms stockt die Simulation, das liegt an den Netzgleichrichterdioden (sie gehen in den nichtleitenden Zustand über). Abhilfe: parallel zu jeder Diode einen C mit 10nf und 10 Ohm ESR. Oder eine Spannungsquelle, mit 100 Hz 162VAC und 162VDC Offset. Hat zwar eine andere Signalform, tut aber viel schneller. Die Spannung der Netzquelle muss nicht 230, sondern 325V sein. Im Anhang meine Einfachst-Version ohne Dioden, mit Hilfsspule. Die Hilfsspannung moduliere ich ein wenig, damit der Anschwingstrom niedrig ist + bei maximalem Strom genug Gatespannung vorhanden ist.
Angehängte Dateien:
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ind_heat_30V_5A.jpg
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eProfi schrieb: > Die zusätzliche Alufolie bedingt das Volumen, das Ergebnis sind > wesentlich bessere Werte. Ja, das ist mir in den letzten Tagen auch aufgefallen als ich etwas gebastelt habe. Die Alufolie bei den FKP scheint mit den hohen Strömen deutlich besser zurecht zu kommen als die Metallisierung bei den MKP. Zumindest haben bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (= 16Aeff pro Kondensator!). Sie werden zwar leicht warm, aber das kommt großteils von der Spule die deutlich stärker heizt. Die Spule besteht allerdings auch nur aus 6x 2 Windungen 2,5mm² parallel. Dies ergibt rund 450kHz Resonanzfrequenz. Der Royeroszillator mit der Zusatzmosfet als Diodenersatz Modifikatioen hat aber keine Probleme mit den hohen Frequenz, selbst bei großen Mosfets mit viel Gatekapazität. Wie weiter oben in diesem und auch in dem anderen Thread schon mehrfach geschrieben: Wichtig zum Anschwingen ist, dass die Hilfsmosfets vor den Hauptmosfets ihre Gatespannung bekommen. Ansonsten knallt es. Das konnte ich auch bei dieser stark vereinfachten Version wieder schön erkennen. Eventuell könnte man die Betriebsspannung der Mosfets zunächst über einen Lastwiderstand zuschalten, der den Strom begrenzt und sobald die Amplitude am Schwingkreis einen bestimmten Wert überschritten hat, wird dieser von einem Relais überbrückt. Auch wenn die simulierten Ergebnisse sehr gut mit den Messungen in der Praxis übereinstimmen, das Nicht-Anschwingen wenn die Hilfs-Gatespannung nach der Betriebsspannung zugeschaltet wird, konnte ich bisher in der Simulation nicht erkennen: Sobald die Hilfsspannung da ist, startet der Oszillator sofort.
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) >Die Alufolie bei den FKP scheint mit den hohen Strömen deutlich besser >zurecht zu kommen als die Metallisierung bei den MKP. Logisch, da ist viel mehr Querschnitt vorhanden. > Zumindest haben >bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (= >16Aeff pro Kondensator!). Wie hast du das gemessen? @ Abdul K. (ehydra) Benutzerseite >Ich habe vor Jahren mal mit Wima MKS oder wars MKT, wohl 4,7u/50V >gespielt. Attraktiv fand ich den vermuteten niedrigen ESR, die Kapazität MKS != MKT SEHR grosser Unterschied!!!! MKS = Polyesterfolie mit Metallbedampfung, hoher Verlustfaktor, kleine Bauform MKP = Polypropylenfolie mit Metallbedampfung, geringer Verlustfaktor, grössere Bauform. FKP = Polypropylenfolie mit Alufolie, geringer Verlustfaktor, grösste Bauform. Der Verlustfaktor von MKS (PET) und MKP/FKP (PP) unterscheidet sich fast um den Faktor 100!!! http://upload.wikimedia.org/wikipedia/de/8/83/Folko-Kurven-tan-d-5.png http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator#Polyester-Folienkondensator MFG Falk
Falk Brunner schrieb: > Wie hast du das gemessen? Die Spannung am Schwingkreis kann man messen, die Frequenz ebenso, auch die Stromaufnahme. Die Kapazität der Kondensatoren ist sowieso bekannt. Die Induktivität, deren Widerstand und somit der Strom in der Spule lässt sich damit berechnen. > MKS != MKT > > SEHR grosser Unterschied!!!! In dem von dir geposteten Link steht aber was anderes: http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator#Normbezeichnungen Vermutlich verwechselst du gerade MKT mit MKP.
Falk Brunner schrieb: >>Die Alufolie bei den FKP scheint mit den hohen Strömen deutlich besser >>zurecht zu kommen als die Metallisierung bei den MKP. > > Logisch, da ist viel mehr Querschnitt vorhanden. Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. Größeres Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Ein Teufelskreis der nicht durch Material sondern durch Technik durchbrochen werden muß. > @ Abdul K. (ehydra) Benutzerseite > >>Ich habe vor Jahren mal mit Wima MKS oder wars MKT, wohl 4,7u/50V >>gespielt. Attraktiv fand ich den vermuteten niedrigen ESR, die Kapazität > > MKS != MKT > > SEHR grosser Unterschied!!!! > > MKS = Polyesterfolie mit Metallbedampfung, hoher Verlustfaktor, kleine > Bauform > MKP = Polypropylenfolie mit Metallbedampfung, geringer Verlustfaktor, > grössere Bauform. > FKP = Polypropylenfolie mit Alufolie, geringer Verlustfaktor, grösste > Bauform. > > Der Verlustfaktor von MKS (PET) und MKP/FKP (PP) unterscheidet sich fast > um den Faktor 100!!! > > http://upload.wikimedia.org/wikipedia/de/8/83/Folko-Kurven-tan-d-5.png > > http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator#Polyester-Folienkondensator > Danke für deine Ausführung. Bei mir ist das fast 15 Jahre her und da muß man mir vergeben, wenn ich die Details nicht mehr kenne. Ich hatte damals eine ganze Schublade diverser Hersteller zum Test. LTspice gab es noch nicht. Viel Rechnen ist bei einer oberwellenreichen Schaltung nicht. Also endlos getestet. Genau genommen ca. 1 Jahr und am Ende durfte ich mich als Kondensatorexperte bezeichnen. Am Ende wurden es dann TCNQ-Kondis. Die waren damals ganz neu am Markt und allen anderen Kondensatoren mit Abstand überlegen in Bezug auf die Eigenschaften der Schaltung. Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch am Markt halten kann. Eure HV-Geschichten werden sie jedenfalls als ideale Anwendung sehr glücklich lesen. Wenn dann ein X/Y/-1/2-Kondi eines anderen Herstellers genauso viel kostet, wie ein nicht zertifizierter Kondi gleicher Kapazität/Spannungsklasse bei Wima, kommen Fragen auf.
eProfi schrieb: > Zum oben genannten .asc von Ulf: bei 5.44 ms stockt die Simulation, das > liegt an den Netzgleichrichterdioden (sie gehen in den nichtleitenden > Zustand über). > > Abhilfe: parallel zu jeder Diode einen C mit 10nf und 10 Ohm ESR. Oder > eine Spannungsquelle, mit 100 Hz 162VAC und 162VDC Offset. Hat zwar > eine andere Signalform, tut aber viel schneller. > LTspice hat immer dann ein Problem, wenn der Steigungsgrad/Tangente sich schlagartig ändert. Insbesondere dann, wenn der Zeitmaßstab für die Simulation eigentlich Zehnerpotenzen langsamer ist. Abhilfe kann da die Verschlechterung der Flankensteilheit bringen. In deinem Falle würde ich mal einen kleinen Widerstand in Reihe zu den Dioden versuchen. Das ändert nicht viel am Ergebnis, aber an der Simulationszeit ganz erheblich. Daß die Verschiebung des Bezugspotentials was bringen kann, hast du ja schon bemerkt.
>16Aeff pro Kondensator >450kHz Resonanzfrequenz Da staune ich wieder! Ein riesiger Strom bei hoher Frequenz. Habe gerade bei Wikipedia-Skineffekt noch mal geschaut. 500 kHz -> ~0.1 mm. Also viel Querschnitt im Beinchen des Kondensators bleibt da nicht und trotzdem scheint es sehr gut zu funktionieren. Wenn ich den Namen des Bildes richtig interpretiere (30V, 5A) , dann ist das Glühen der Schraube ein gute Leistung. Wie warm werden die FETs dabei? Viel ist an der Schaltung ja wirklich nicht dran. Schön, weiter so!
Da die Beschichtung der Folien auch nicht viel dicker ist, paßt es doch ;-) Übrigens ist der Skineffekt auch in der Spule! Vielleicht mal isolierte Litze probieren. Proximity-Effekt gibt es auch noch. Kann man durch spezielle gegenläufige Wickeltechnik minimieren. Details gibt es bei den Funkern.
Abdul K. schrieb: > Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch > am Markt halten kann. Afaik war Wima in der Fernsehindustrie nicht allzu weit vertreten. Roederstein (ERO, ROE) waren da deutlich stärker beteiligt ehe sie von Vishay geschluckt wurden. Allerdings muss ich zugeben, dass mir spontan kein Anwendungsgebiet einfällt in denen regelmäßig Wima Kondensatoren verbaut werden. Silvio K. schrieb: > Wenn ich den Namen des > Bildes richtig interpretiere (30V, 5A) , dann ist das Glühen der > Schraube ein gute Leistung. Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in die Spule (liegt wohl auch daran, dass mein Netzteil nur 5A schafft, eine höhere Spannung macht momentan aber auch keinen Sinn, da sich die Spule nach rund 10 Minuten selbst auslötet). > Wie warm werden die FETs dabei? Kaum. Die Aluplatte als Kühlkörper wird ungekühlt vielleicht 30-40°C warm (der Lüfter ist eigentlich nur für die Spule notwendig). Die IRF3415 mit 42mOhm produzieren bei 5A kaum Leitungsverluste und Schaltverluste gibt es dank dem ZVS auch kaum. Ich ziele damit in Richtung 500-1000W bei rund 24-40V Eingangsspannung. Wie weiter oben schon geschrieben ist dieser Royer Konverter vermutlich ideal für solche Sachen, das einzige Problem ist nur die hohe Spannung von rund 1kV beim Betrieb mit 230V, was 1,2kV, besser 1,5kV IGBTs erfordert. Das Hauptproblem ist die Spule. Diese hat grob rund 4mOhm. Für niedrigere Verluste müsste ich diesen Wert mindestens halbieren, was nicht einfach ist. Mittlerweile habe ich 10 von den FKP Kondensatoren an eine 2mm starke Kupferplatte gelötet, um nicht bei jedem Spulenwechseln alle einzeln ablöten zu müssen (bei soviel Kupfer muss ich nämlich mit dem Gasbrenner nachhelfen, da der 80W Lötkolben das nicht mehr schafft). Die Spule (1 Windung aus 40x2mm Kupfer) wollte ich anschrauben, nur hatte ich den Übergangswiderstand vergessen. Die Schraubverbindung wird innerhalb kürzester Zeit extrem heiß. Ich muss mir wohl doch mal ein paar Kupferrohre besorgen.
@Abdul K. (ehydra) Benutzerseite >Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. Größeres >Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Ein Teufelskreis >der nicht durch Material sondern durch Technik durchbrochen werden muß. Nun mach mal halblang! Ich behaupte mal ganz kess, dass sie Induktivität zwischen MKS und MKT sich nicht nennenswert unterscheidet. Wir reden hier nicht von Kondensatoren im Würfelzuckerformat vs. Schuhkarton. Und der Preis ist nun mal so. You get what you pay for. Immer dieses Gejammer! >LTspice gab es noch nicht. Wird bisweilen auch überschätzt. Eine Simulation ist nur die halbe Wahrheit. Und ein realistische Simulation kann man nur machen, wenn man die Relaität schon sehr gut kennt. >Ende durfte ich mich als Kondensatorexperte bezeichnen. Der Einäugige unter den Blinden . . .?!? >Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch >am Markt halten kann. Eure HV-Geschichten werden sie jedenfalls als >ideale Anwendung sehr glücklich lesen. Ich glaub kaum, dass das DER riesige Markt ist. Ich tippe mal eher auf Motoren, Umrichter, Netzteile und ähnliches. >Wenn dann ein X/Y/-1/2-Kondi eines anderen Herstellers genauso viel >kostet, wie ein nicht zertifizierter Kondi gleicher >Kapazität/Spannungsklasse bei Wima, kommen Fragen auf. Ja. Z.B. ob die anderen Kondensatoren sich auch an ihr Datenblatt halten. Und das auch in 100k Stückzahlen und nach Jahren rauer Umgebungsbedingungen. @ Abdul K. (ehydra) Benutzerseite >LTspice hat immer dann ein Problem, wenn der Steigungsgrad/Tangente sich >schlagartig ändert. Insbesondere dann, wenn der Zeitmaßstab für die >Simulation eigentlich Zehnerpotenzen langsamer ist. Für sowas kann man die Schrittweite der Zeitauflösung begrenzen un zur Not halt alles mit 10ns und weniger simulieren. Dauert länger, ist aber genauer bzw. realistischer. Und die Kurven sehen deutlich besser aus ;-) MFG Falk
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) Nochmal die Frage. > Zumindest haben >bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (= >16Aeff pro Kondensator!). Wie hast du das gemessen? MFG Falk
Falk Brunner schrieb: > Nochmal die Frage. > >> Zumindest haben >>bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (= >>16Aeff pro Kondensator!). > > Wie hast du das gemessen? Wie oben schon geschrieben: Ich habe Spannung und Frequenz gemessen. Da die Frequenz nur von L und C (und etwas von R) abhängt, kann man somit L berechnen. Da I und U bei einem Schwingkreis von dessen Kennwiderstand abhängen, kann man somit I berechnen.
@ Benedikt K. (benedikt) (Moderator) >Wie oben schon geschrieben: Ich habe Spannung und Frequenz gemessen. Reicht nicht. > Da >die Frequenz nur von L und C (und etwas von R) abhängt, kann man somit L >berechnen. Ja. > Da I und U bei einem Schwingkreis von dessen Kennwiderstand >abhängen, kann man somit I berechnen. Und du kennst die Güte deines Schwingkreises WIRKLICH? Da kann man sich mal fix um den Faktor 10 vertun. Ich hab da so meine Zweifel. Die Kondensatoren sind gut, aber 130A bei 450kHz sind FETT! MFG Falk Versuch mal ne Stromzange oder einen Stromwandler aufzutreiben, z.B. sowas hier http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAction.html?method=getProduct&R=3997339 Dann kann man mal wirklich messen.
Falk Brunner schrieb: > Und du kennst die Güte deines Schwingkreises WIRKLICH? Da kann man sich > mal fix um den Faktor 10 vertun. Ich messe die Stromaufnahme im Leerlauf. Das ist denke ich ein recht gutes Abbild für die Güte. Zumindest hat das bei kleineren Schwingkreisen bis auf rund 25% Unterschied zwischen Simulation und Messung gepasst. Selbst wenn ich den Widerstand der Spule in der Simulation um mehr als Faktor 2 ändere, ändert sich der Strom nur um wenige 10%. Obs jetzt 130A, 100A oder 150A sind, darauf möchte ich mich nicht festlegen, aber um den den Dreh rum muss es sein, denn alleine mit der Kapazität und der Frequenz kann man die Induktivität recht gut berechnen. Der kleine Widerstand der Spule ändert da nicht viel. Und bei bekannten Spannung und gegebener Frequenz muss nunmal ein entsprechender Strom fließen um die Kondensatoren umzuladen. > Versuch mal ne Stromzange oder einen Stromwandler aufzutreiben, z.B. > sowas hier > > http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAction.html?method=getProduct&R=3997339 > > Dann kann man mal wirklich messen. Sowas habe ich sogar hier liegen, nur bekommt man eine 40mm breiten Kupferschiene schlecht durch ein 5mm Loch...
Ich denke auch, Spannung und Frequenz am Kondensator verraten schon die Größenordnung des Stromes. (Eigentlich ganz genau). Und ob nun ein paar Milliohm in Reihe noch dazukommen, welches die Verluste des Kondensator widerspiegeln, ändert am Strom kaum etwas. >Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in >die Spule Die Leistung wandert in die Spule, und genau das ist das Problem. Die Leistung sollte vielmehr in das Werkstück laufen und nicht in die Verluste der Spule. Hier an dieser Stelle ist die Güte wirklich wichtig. Aber wenn ich das richtig in Erinnerung habe, ist die Leerlaufgüte meines Schwingkreises auch nicht besonders hoch. So Q=30. Damals hätte ich auch mehr gedacht, aber die Realität ist eben hart.
Silvio K. schrieb: >>Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in >>die Spule > > Die Leistung wandert in die Spule, und genau das ist das Problem. Die >Leistung sollte vielmehr in das Werkstück laufen und nicht in die > Verluste der Spule. Äh ja, eigentlich wollte ich auch Werkstück schreiben. Man unterschätzt leider die hohen Ströme: Wie oben geschrieben habe ich rund 4mOhm für die Spule ausgerechnet: Bei 130A sind das 0,52V Spannungsabfall (ein vernachlässigbar kleiner Anteil bei rund 60Veff im Schwingkreis), aber dennoch sind dies 68W Verlustleistung... Mein Schwingkreis müsste eine Güte von etwa 90-100 haben, was denke ich nichtmal schlecht ist. Wenn ich mit deinen Werten rechne, (Q=30, 564nF, 2µH), dann komme ich auf rund 60mOhm für Spule + Kondensatoren, was mir relativ viel vorkommt. Das Hauptproblem bei unseren Spulen gegenüber den in den Industrie verwendeten ist vermutlich die unpassenden Abmessungen (Spule deutlich größer als das Werkstück) was eine geringe Kopplung zur Folge hat und somit eine deutlich größere Blindleistung erfordert um etwas Energie in das Werkstück zu bekommen.
Falk Brunner schrieb: > @Abdul K. (ehydra) Benutzerseite > >>Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. Größeres >>Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Ein Teufelskreis >>der nicht durch Material sondern durch Technik durchbrochen werden muß. > > Nun mach mal halblang! > Ich behaupte mal ganz kess, dass sie Induktivität zwischen MKS und MKT > sich nicht nennenswert unterscheidet. Wir reden hier nicht von > Kondensatoren im Würfelzuckerformat vs. Schuhkarton. > Und der Preis ist nun mal so. You get what you pay for. Immer dieses > Gejammer! Ich jammere nicht. Nur um es zu testen, hatte ich Kerkos in Batterien aufgelötet. Ging, waren dann so 30uF die mit 300kHz betrieben wurden. Alle schön nebeneinander auf der freigekratzten fetten Leiterbahn versammelt. Wenn das Gerät einschaltete, haben die Kerkos geziept ;-) War aber nur ein Experiment und nicht produktionstauglich. > >>LTspice gab es noch nicht. > > Wird bisweilen auch überschätzt. Eine Simulation ist nur die halbe > Wahrheit. Und ein realistische Simulation kann man nur machen, wenn man > die Relaität schon sehr gut kennt. Damals hatte ich mir ein mathematisches Modell der Schaltung ausgearbeitet und konnte dann die Kondis und FETs nach Datenblatt-Angaben halbwegs in die fertige Spec der Schaltung umrechnen. Was mir als Zielführung half. Vor ca. 2 Jahren habe ich die Schaltung dann interessehalber in LTspice nachgebaut. Wollte es einfach wissen! Und es ist erstaunlich genau. Gott, was hätte ich damals an Zeit sparen können mit SPICE. War mir aber nicht zugänglich. Das Simulationsergebnis ist verblüffend genau!! Allerdings habe ich alle relevanten parasitären Elemente berücksichtigt. > >>Ende durfte ich mich als Kondensatorexperte bezeichnen. > > Der Einäugige unter den Blinden . . .?!? Wie soll ich das nun interpretieren? Lassen wir das lieber und bleiben Freunde. > >>Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch >>am Markt halten kann. Eure HV-Geschichten werden sie jedenfalls als >>ideale Anwendung sehr glücklich lesen. > > Ich glaub kaum, dass das DER riesige Markt ist. Ich tippe mal eher auf > Motoren, Umrichter, Netzteile und ähnliches. Mach doch einfach mal einen Grundig der vor 20 Jahren produziert wurde, auf. Überall blinkt es Bonbonfarben nach Wima. > >>Wenn dann ein X/Y/-1/2-Kondi eines anderen Herstellers genauso viel >>kostet, wie ein nicht zertifizierter Kondi gleicher >>Kapazität/Spannungsklasse bei Wima, kommen Fragen auf. > > Ja. Z.B. ob die anderen Kondensatoren sich auch an ihr Datenblatt > halten. Und das auch in 100k Stückzahlen und nach Jahren rauer > Umgebungsbedingungen. Woher soll ich das wissen? Großserien-Entwicklung treibt sich bei µC eh nicht rum. Für ein hochpreisiges Spezialgerät kann man natürlich auch die scheinbar Besten Teile wählen. Gibt aber auch nur mehr Sicherheitsgefühl. >>LTspice hat immer dann ein Problem, wenn der Steigungsgrad/Tangente sich >>schlagartig ändert. Insbesondere dann, wenn der Zeitmaßstab für die >>Simulation eigentlich Zehnerpotenzen langsamer ist. > > Für sowas kann man die Schrittweite der Zeitauflösung begrenzen un zur > Not halt alles mit 10ns und weniger simulieren. Dauert länger, ist aber > genauer bzw. realistischer. Und die Kurven sehen deutlich besser aus ;-) > Mag sein. Den Trick habe ich von Helmut. Der ist für mich maßgebend. Falk, wenn ich dich langweile dann sag es doch einfach. Ich habs nur geschrieben, damit andere draus lernen können und a bisserl Kaffeeklatsch muß auch sein.
Benedikt K. schrieb: > Silvio K. schrieb: > >>>Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in >>>die Spule >> >> Die Leistung wandert in die Spule, und genau das ist das Problem. Die >>Leistung sollte vielmehr in das Werkstück laufen und nicht in die >> Verluste der Spule. > > Äh ja, eigentlich wollte ich auch Werkstück schreiben. > Man unterschätzt leider die hohen Ströme: Wie oben geschrieben habe ich > rund 4mOhm für die Spule ausgerechnet: Bei 130A sind das 0,52V > Spannungsabfall (ein vernachlässigbar kleiner Anteil bei rund 60Veff im > Schwingkreis), aber dennoch sind dies 68W Verlustleistung... > Mein Schwingkreis müsste eine Güte von etwa 90-100 haben, was denke ich > nichtmal schlecht ist. > Du rennst hier in genau die gleichen Probleme wie die Hardcore-Antennenbastler. Dort sich diverse Lösungen erarbeitet worden. Ich würde dir mal vorschlagen, daß du Kupferlitze als Spule benutzt. Eine die locker gewebt ist, damit die Einzelleiter sich möglichst wenig berühren, weil sie sonst wegen dem Skineffekt uneffektiv als Ganzes arbeiten. Versuch mal eine Keramikkaffeetasse, die du umwickelst und eventuell mit Silikon außen die Spule befestigst. Eventuell tut es bereits Entlötlitze. Habe ich noch nicht probiert. Ein Masseband aus dem nächsten Autoshop sollte noch besser funzen. Wird im Motorraum als Verbindung zwischen Karosserie und Motorblock verwendet. Da fließt der Anlasserstrom drüber. Also heftigst. Vielleicht hast du auch Silikonschlauch. Damit kannst du Wicklungen gut zueinander isolieren. Silikon ist locker bis 200°C hitzefest. Kurzzeitig je nach Sorte bis ca. 500°C. Für höchste Güte muß die Spule in erster Näherung würfelförmig sein.
Die Güte im leerlauf ist nicht wichtig. Mit Last sollte die Güte etwa bei 4 liegen. Echte HF Litze mit Einzelisolierten Adern ist unerlässlich bei Frequenzen ab ca. 50kHz.
Hallo Nightwing,
>Mit Last sollte die Güte etwa bei 4 liegen.
Oh, eine konkrete Zahl. Ist das eine Schätzung oder Erfahrung? Die Güte
mit Last ist sicherlich sehr niedrig, ändert sich natürlich jenach
Werkstück und Temperatur. Die Güte nimmt über der Curie-Temp. wieder zu
und dann spielt die Leerlaufgüte doch eine Rolle. Das lasse ich mal so
im Raum stehen...
Grüße
Benedikt, >Wie oben geschrieben habe ich rund 4mOhm für die Spule ausgerechnet... >Mein Schwingkreis müsste eine Güte von etwa 90-100 haben, was denke >ich nichtmal schlecht ist. 4mOhm sind wirklich wenig. Stimmt das überein mit Spulendrahtlänge und effektiven Querschnitt bei 450 kHz? Ehrlich gesagt ist Q=100 zu gut für mein Bauchgefühl ;-)
Silvio K. schrieb: > > 4mOhm sind wirklich wenig. Stimmt das überein mit Spulendrahtlänge und > effektiven Querschnitt bei 450 kHz? Es sind 6x 2,5mm². Bei 450kHz sind es rund 0,1mm Eindringtiefe. 2,5mm² müssten 1,8mm Durchmesser sein, also 5,6mm Oberfläche um den Draht. Dies ergibt einen leitenden Querschnitt von etwa 0,56mm², also 3,36mm² effektiven Querschnitt für alle 6 parallelen Drähte. Die Spule hat 2 Windungen mit 50mm Durchmesser, ergibt also etwa 350mm Gesamtlänge inkl. Zuleitungen. Mit einer Leitfähigkeit von 0,0178 Ohm*mm²/m ergibt sich damit ein Widerstand von theoretisch 1,85mOhm. Wenn man den zusätzlichen Widerstand durch die Temperaturerhöhung sowie den Übergangswiderstand im Lötzinn usw. betrachtet, dann passen die 4mm meiner Meinung nach recht gut, vor allem da die Eindringtiefe auch nur eine Näherung ist. Das ist bestimmt die 10. oder gar 20. Spule die ich ausprobiert habe und mit dieser hatte ich bisher die besten Ergebnisse.
Güte 4 ist ein bewährter Erfahrungswert. Über Curie muss HF eingesetzt werden, dann bleibt die Güte deutlich unter 10. Die Ummagnetisierungsverluste fallen weg, die Wirbelstromverluste bleiben jedoch erhalten.
Hallo Nightwing, danke für die Information. >Über Curie muss HF eingesetzt werden, dann bleibt die Güte deutlich >unter 10. HF ist für mich 1 MHz bis 1 GHz. Da gehen die Definitionen weit auseinander. Welchen Frequenzbereich meinst du in diesem Fall?
An Abdul: >Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. >Größeres Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Nicht unbedingt, da die guten Cs stirnseitig schoopiert sind, d.h. der Aluwickel ist kurzgeschlossen und hat nahezu keine Induktivität. An Jörg: > Windungszahlen in Trafos mit > geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein. >Autor: Jörg R. (j_r) >Datum: 07.10.2009 15:56 >Damit ich nachsehen kann, gib doch mal den Link an. >Der Thread ist zu groß, um da etwas wiederzufinden. HOW TO DESIGN A TRANSFORMER WITH FRACTIONAL TURNS Lloyd H. Dixon, Jr. http://focus.ti.com/lit/ml/slup200/slup200.pdf G. Perica, "Elimination of Leakage Effects Related to the Use of Windings with Fractions of Turns", Proceedings of Power Electronics Specia-lists Conference (PESC), 1984, pp. 268-278 Haha: Spamfilter schlägt bei dem Wort Specia-lists Alarm, enthält cia-lis. Deshalb hier mit Bindestrich.
eProfi schrieb: > An Abdul: >>Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. >>Größeres Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. > > Nicht unbedingt, da die guten Cs stirnseitig schoopiert sind, d.h. der > Aluwickel ist kurzgeschlossen und hat nahezu keine Induktivität. > Wenn du eine 20A Ladungspumpe baust und die dir an der Seite wo die niedrigere Spannung ist, auf einmal deutlich mehr Strom liefert obwohl keinerlei Spulen in der Schaltung sind, dann verstehst du meine damaligen Beweggründe. Die Leiterbahnen aus Dickkupfer wellten sich wie schlecht verlegter Teppichboden...
@ eProfi (Gast) >Nicht unbedingt, da die guten Cs stirnseitig schoopiert sind, d.h. der Ja, aber >Aluwickel ist kurzgeschlossen und hat nahezu keine Induktivität. Da ist nix kurzgeschlossen. Der Kondensator ist nur nicht so aufgabeut, wie man es vermuten würe. Nämlich axial statt radial. MfG Falk
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Der liebe Herr eProfi hat mir ein mit Kondensatoren gefülltes Päckchen geschickt. Noch einmal vielen Dank an dieser Stelle. 2 von den gespendeten Snubber-Kondensatoren habe ich im 50 Ohm-System vermessen, um die Frage über den nutzbaren Frequenzbereichen besser abschätzen zu können und euch in Sachen Frequenzwahl zu unterstützen. In den WIMA-Datenblättern sind die Frequenzkurven nur bis maximal 100 kHz angegeben. Ich möchte ja knapp drüber arbeiten und die nutzbare Frequenz ist schwer zu schätzen. Die Kondensatoren sind ja auch ganz schöne große Klamotten. Die Verluste lassen sich theoretisch auch messen, praktisch aber nicht. Dazu liegt der reelle Reihenwiderstand, der alle Verluste nach außen hin repräsentiert, viel zu weit von 50 Ohm entfernt. Die Mikrowellentechniker wissen warum solche Messungen mit Vorsicht zu genießen sind. Da kommen also auch zum Teil negative Werte für den Reihenwiderstand raus, was natürlich Nonsens ist. Ich denke, den gezeigten 0,1 µF-Typ kann ich problemlos bei 150 kHz nutzen. Den 0,33µF-Typ vielleicht schon nicht mehr. Die gemessene Kapazität ist das Eine, aber die Verluste und die Stromverteilung auf der Folie im Kondensator ist wohl die Kehrseite der Medaille im Frequenzbereich von Eigenresonanz. Weiß jemand ob so ein Kondensator komplett linear ist, oder zeigen sich bei Vollaussteuerung noch komische Effekte wie Hysteresen, Spannungsabhänge Kapazität o.ä. Ich sollte mal mit der Firma Wima telefonieren. Vielleicht rücken die noch ein paar Kondensatoren raus. Die sind ja sonst recht teuer. Beste Grüße und Danke an eProfi Silvio
@Silvio K. (exh) >Eigenresonanz. Weiß jemand ob so ein Kondensator komplett linear ist, Naja, 100,0000% gibt es selten ;-) >oder zeigen sich bei Vollaussteuerung noch komische Effekte wie >Hysteresen, Spannungsabhänge Kapazität Da du wahrscheinlich von MKP/FPK Kondensatoren mit Polypropylen als Dielektrikum redest, sollten die Effekt praktisch keine Rolle spielen, sie sind sehr klein. >Wima telefonieren. Vielleicht rücken die noch ein paar Kondensatoren >raus. Die sind ja sonst recht teuer. Ohje, schon wieder einer der nur schlauchen will. Mann, Mann, Mann!!!
>Ohje, schon wieder einer der nur schlauchen will. Mann, Mann, Mann!!! "nur schlauchen" ist falsch. Ich bin der Meinung, dass das eigene Hobby nur nicht sehr teuer sein darf. Du weißt ja was die kosten und wenn man >10 Kondensatoren braucht, dann ist das für mich doch überlegenswert. Meine kompletten Investitionen für mein Ofenprojekt hat bis jetzt vielleicht so 200 Euro verschlungen, was sehr ok ist. > Da du wahrscheinlich von MKP/FPK Kondensatoren mit Polypropylen als >Dielektrikum redest, sollten die Effekt praktisch keine Rolle spielen, >sie sind sehr klein. Also vernachlässigbar
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Nach arbeitsbedingter Bastelpause ist nun mal der ganze Kram(s.Bild) in ein Gehäuse gewandert. Oben Netzfilter u. Netzteil für div. Hilfsspannungen wie Ventilator und Solid State Relais(unten links), dann folgt die Platine mit den IGBTs und der Ferrittrafo mit der Arbeitsspule. Gehäusespender war ein defektes DDR- Schutzleiterprüfgerät. Rechts neben u. über dem Ferritkern ist noch genügend Platz für die notwendige Sekundärspulenkühlung. Um eine Wasserkühlung werde ich wohl nicht herumkommen, obwohl mir Wasser in der Nähe von den hohen Spannungen nicht gefällt. Die Einschaltung im Nulldurchgang(durch das SSR) scheint wirklich zu helfen, jedenfalls kann ich nun mit dem Stecker ein- u. ausschalten, ohne daß es die IGBTs killt. @Silvio: Wie hast Du die Kühlung gelöst, d.h. wohin geht die Plastikleitung unter Deiner Arbeitsplatte? ulf. (gespannt auf den folgenden Härtetest)
Hallo Ulf, ich habe auch Bedenken wegen dem Wasser in der Nähe der hohen Spannung gehabt. Vor allem habe ich gedacht, dass sich über den Wasserkreislauf eine neue Masche bilden könnte, praktisch ein Stromkreis vom Lastschwingkreis betrieben. Aber alles halb so schlimm. Nehme sogar normales Leitungswasser und es zeigen sich keine Probleme wie Elektrolyse oder ähnliches. Zur Not habe ich aber auch destilliertes Wasser parat. Gekühlt wird mit einem Kühler der eigentlich für PC-Prozessoren gedacht ist. http://www.globtech.de/thermaltake-bigwater-745-clw0076-pi-12510.html Diesen Doppel-Kühler habe ich benutzt, den Rest nicht (weil nicht vorhanden). Dein neuer Aufbau sieht gut aus! Ich bin gespannt.
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Ein bißchen was für die Motivation. Habe ich vor einer ganzen Weile gemacht. Testobjekt war eine 40er-Karosserieunterlegescheibe vs. 1200 W. Die Curietemperatur wurde auch weit überschritten, da die Scheibe danach angeschmolzen war. So eine Scheibe ist ja ideal. Sie fängt viel magnetisches Feld und hat wenig Masse. Beste Grüße und weiter so... Silvio
Royer-Konverter ohne Mittelanzapfung und Ferritkern. Wurde hier zur Demo vom Induktiongesetz benutzt. Im Prinzip ist der Generator ja ein Induktionsofen mit einer einzigen Windung. http://4hv.org/e107_plugins/forum/forum_viewtopic.php?74096.0 Habe die Seite über Youtube gefunden: http://www.youtube.com/watch?v=2ODW-ntPHSU Ist echt beeindruckend in welcher Entfernung die Lampe noch leuchtet. Ob die Schaltung ein echter Royer ist oder nicht, lasse ich mal im Raum stehen. Eine starke Ähnlichkeit ist zumindest aber da. Und der Aufbau ohne Mittelanzapfung und ohne Ferrit-Trafo macht ihn sehr attraktiv, auch für mich. Eine doppelte Spule für die DC-Versorgung ist vielleicht doch eine gute Alternative. Meinungen?
Silvio K. schrieb: > Ist echt beeindruckend in welcher Entfernung die Lampe noch leuchtet. Mich wundert eher, dass die Lampe in relativ großer Entfernung hell leuchtet und trotzdem in der Nähe der Senderspule nicht sofort durchbrennt. Naja, dass kann man vielleicht so dimensionieren. Auf jeden Fall kann man die Kopplung ganz wesentlich dadurch erhöhen, dass man die Empfängerspule, wie offensichtlich auch in diesem Fall, auf Resonanz abstimmt. Diese Erkenntnis stammt schon aus den Anfängen der Funktechnik, wo man ja auch einen auf die Sendefrequenz abgestimmten Schwingkreis dazu benutzte, die umgebende Feldenergie regelrecht "abzusaugen". Für den Induktionsofen hilft das aber nicht weiter. > Ob die Schaltung ein echter Royer ist oder nicht, lasse ich mal im Raum > stehen. Eine starke Ähnlichkeit ist zumindest aber da. Und der Aufbau > ohne Mittelanzapfung und ohne Ferrit-Trafo macht ihn sehr attraktiv, > auch für mich. Eine doppelte Spule für die DC-Versorgung ist vielleicht > doch eine gute Alternative. Du kannst den Versorgungsstrom wahlweise über die Mittelanzapfung, eine oder beide Spulenenden zuführen; das ist dem Oszillator relativ egal. Die Mittelanzapfung hat den Vorteil, dass da die Spannung halb und die Frequenz doppelt so groß wie an den Enden ist. Du brauchst also eine Drossel, die nur ein Bruchteil der Induktivität bei gleicher Strombelastbarkeit haben muß; Bei hohen Leistungen ein wesentlicher Kostenfaktor. Jörg > > Meinungen?
Silvio K. schrieb: > Ist echt beeindruckend in welcher Entfernung die Lampe noch leuchtet. Da steckt auch ordentlich Leistung dahinter. Ich schätze mal >20A werden im Primärkreis schon fließen. Probier es mal mit deinem Aufbau aus: Ein Windung, mit einem Kondensator passend auf Resonanz abgestimmt und eine kleine 12V 0,xW Lampe dran. >20cm sollten da denke ich auf jeden Fall drin sein, vermutlich sogar noch mehr, immerhin ist bei dir der Strom und die Windungszahl höher, so dass das erzeugte Feld bei dir mehr als 10x stärker ist.
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>Probier es mal mit deinem Aufbau aus
Das habe ich schon mal versucht. Der Ofen lief damals auf kleiner
Leistung. Ich konnte aber nicht sehr weit von der Spule weg. Die Lampe
ist schnell dunkler geworden. Es war aber auch keine 0,X W Lampe eher 55
W. Wie Jörg schon sagte, die Empfängerspule (+C) ist auf Resonanz und
saugt deshalb alle Felder auf. Da hat er bestimmt recht und das ist auch
sicherlich der große Unterschied.
Gruß
Silvio K. schrieb: > die Empfängerspule (+C) ist auf Resonanz und > saugt deshalb alle Felder auf. Da hat er bestimmt recht und das ist auch > sicherlich der große Unterschied. Ja. Ich hatte das mal simuliert mit kleiner Leistung: Bei einem Kopplungsfaktor von 0,01 (was etwa 5-10cm Entfernung entspricht), waren 1,6mW möglich. Stimmte man die Empfängerspule auf Resonanz ab, stieg die erreichbare Leistung auf 380mW. Je geringer die Kopplung ist, desto mehr bringt der Kondensator. Die Spannung bleibt durch den Kondensator auch unabhängig von der Entfernung relativ konstant (zumindest im Vergleich zum mehr als quadratischen Abfall ohne), nur der maximale Strom sinkt mit der Entfernung. Das erklärt auch warum die Lampe auf der Seite bei kurzer Entfernung nicht durchbrennt und bei großer immer noch leuchtet.
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Nur mal um das ganze Thema Energieübertragung zu vervollständigen: Die Schaltung verwendet wirklich alle Tricks um die Reichweite zu erhöhen, die leider beim Induktionsofen (außer dem ersten) nicht anwendbar sind: - hohe Ströme im Schwingkreis (geschätzt 50A) - großer Durchmesser der Spule (um eine gute Kopplung bei der großen Entfernung zu erreichen) - abgestimmter Schwingkreis beim Empfänger - Impedanzanpassung der Last (über eine Spule, daher vermutlich auch der geringe Helligkeitsunterschied beim großen Abstand der Spulen) Das ganze funktioniert wirklich gut, die Abstimmung ist aber recht kritisch. Die Frequenz liegt bei mir bei 570kHz da ich größere Kondensatoren verwendet habe, (bei der Originalschaltung lag die Frequenz bei 1,5MHz). Der Royer Oszillator kommt also auch wunderbar mit sehr hohen Frequenzen zurecht. Dank der modifizierten Schaltung angelehnt an das Patent von Jörg funktioniert das bei mir auch ohne Kühlkörper problemlos. Die MKP Kondensatoren werden deutlich warm, obwohl der Strom und die Blindleistung pro Kondensator sehr viel niedriger ist, als bei meinem Schwingkreis bei den Induktionsofen Versuchen. Die dort verbauten FKP Kondensatoren sind also sehr viel besser als die MKP.
Ulf schrieb: > Nach arbeitsbedingter Bastelpause ist nun mal der ganze Kram(s.Bild) in > ein Gehäuse gewandert. Was aus einem Tauchsieder alles werden kann ;-) Schön kompakt. > @Silvio: > Wie hast Du die Kühlung gelöst, d.h. wohin geht die Plastikleitung unter > Deiner Arbeitsplatte? > Wird so sein wie wenn Intel den neuesten Prozessor vorführt...
Mal wieder ein Zwischenbericht: >Dein neuer Aufbau sieht gut aus! Dabei bleibt es auch, mit der Funktion hapert es immer noch. Am Trenntrafo gab es keine Probleme, aber nach einigen Tests direkt am Netz hat das eGrab wieder Zuwachs(3 IGBTs, 2 Mosfets, 1 Diode). Das Einschalten mit dem SSR scheint nicht zu helfen, vielleicht sollte ich doch die Hilfsspannung mit aus dem Netzteil nehmen und das SSR etwas verzögert einschalten. Aber wenn man mal die in der Simulation auftretenden Spannungen bei Lichte betrachtet, ist das anwachsende eGrab auch kein Wunder. Die 1200V IGBTs (FGA25N120) sehen ca. 1020V von der Primärspule, auch an den 600V Steuermosfets(IRFBC30) liegen ca. 500V an. Irgendwie scheint das Ganze doch zu hart am Limit zu laufen. Nun warte ich erstmal auf neue Bauteile mit höheren Spannungswerten. Und eine Wasserkühlung Und einen Ersatzlötkolben usw. >ich habe auch Bedenken wegen dem Wasser in der Nähe der hohen Spannung gehabt. Meine Bedenken bezüglich des Wassers galten eher dem Fall einer Undichtigkeit und den damit verbundenen Kurzschlüssen. An der Sekundärwicklung und Arbeitsspule liegen nur 75V an(und auch noch bei 25kHz), das sollte im Plastikschlauch nicht mehr allzuviel Probleme verursachen. Vielleicht muß man die Pumpe nicht an eine Spannungsquelle anschließen;-) Über weitere (Miß-)Erfolge werde ich berichten. ulf.
Ulf schrieb: > Dabei bleibt es auch, mit der Funktion hapert es immer noch. Am > Trenntrafo gab es keine Probleme, aber nach einigen Tests direkt am Netz > hat das eGrab wieder Zuwachs(3 IGBTs, 2 Mosfets, 1 Diode). Das Das deutet auf einen Überstrom hin, den der Trenntrafo möglicherweise abmildert. > Einschalten mit dem SSR scheint nicht zu helfen, vielleicht sollte ich > doch die Hilfsspannung mit aus dem Netzteil nehmen und das SSR etwas > verzögert einschalten. wie ich ja schon früher schrieb, muß die Hilfsspannung bereits anliegen, wenn die Netzspannung eingeschaltet wird. > Aber wenn man mal die in der Simulation auftretenden Spannungen bei > Lichte betrachtet, ist das anwachsende eGrab auch kein Wunder. Die 1200V > IGBTs (FGA25N120) sehen ca. 1020V von der Primärspule, auch an den 600V > Steuermosfets(IRFBC30) liegen ca. 500V an. Irgendwie scheint das Ganze > doch zu hart am Limit zu laufen. Das ist eigentlich unproblematisch. Gefährlich wird es erst, wenn die Netzspannung zu hoch wird. In den Patentunterlagen ist natürlich nur das Prinzip des Oszillators beschrieben. In der Praxis werden Oszillatoren dieser Leistungsklasse sinnvollerweise mit einer Schutzschaltung betrieben, die den Oszillator bei Überspannung oder Überstrom Infolge eines unvorhergesehenen Betriebszustandes vom Netz trennt. Gerade in der Testphase reduziert das den IGBT-Verschleiß erheblich. Jörg > Nun warte ich erstmal auf neue Bauteile mit höheren Spannungswerten. > Und eine Wasserkühlung > Und einen Ersatzlötkolben > usw. > >>ich habe auch Bedenken wegen dem Wasser in der Nähe der hohen Spannung > gehabt. > > Meine Bedenken bezüglich des Wassers galten eher dem Fall einer > Undichtigkeit und den damit verbundenen Kurzschlüssen. An der > Sekundärwicklung und Arbeitsspule liegen nur 75V an(und auch noch bei > 25kHz), das sollte im Plastikschlauch nicht mehr allzuviel Probleme > verursachen. Vielleicht muß man die Pumpe nicht an eine Spannungsquelle > anschließen;-) > > Über weitere (Miß-)Erfolge werde ich berichten. > > ulf.
Hallo Ulf, in Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" hattest du geschrieben, dass du 20 A auf dem Netzkabel gemessen hast. Sehe ich Folgendes richtig?: P=220V*20A Wenn ja, dann Wow! Hatte keine Ahnung wieviel Leistung dein Ofen bringt. Zum Thema Knall beim Einschalten: Was hältst du von der Spannungsspeisung wie ich es mache, siehe: http://www.mikrocontroller.net/attachment/59636/Gesamtsystem.png Das Problem mit den Nulldurchgänge habe ich gelöst, in dem ich eine 20 V-DC-Quelle parallel am Gleichrichter habe. Das heißt, ich habe nie eine Spannung unter +20 V am Oszillator. Vielleicht kannst du das in deiner Schaltung als Starthilfe übernehmen. Also mit 20 V anschwingen lassen und dann im Nulldurchgang mit SSR das Netz dazuschalten. Gruß
Hallo zusammen, am WE wieder getüftelt: das Problem eGrab lässt sich einfach umgehen, wenn folgende Bedingungen erfüllt sind: 1. es muss immer exakt ein Transistor leiten (nicht mehr und nicht weniger). 2. ein Transistor darf nicht länger als 1 ms lang leiten, dann ist der andere dran. Im Anhang findet Ihr eine Schaltung mit bekannter Hilfsspule, daran ein Komparator mit 2 Ausgängen (2. ist invertiert). Zum Test speist er direkt die Igbts, in der Praxis gehören Gate-Treiber dazwischen. Der Gag mit den beiden Hilfsspannungen ist: eine hat eine geringe AC-Komponente, die gerade so groß ist, dass der Komparator "anspringt". Wie schonmal geschrieben wurde, reißt auch im Nulldurchgang die Schwingung nicht ganz ab, so dass es in der folgenden Halbwelle gleich richtig weitergeht. Das IGBT-Modell hat Ulf mal in einem anderen Thread veröffentlicht.
Hallo, Ihr fleißigen Helfer! @ Jörg R. >wie ich ja schon früher schrieb, muß die Hilfsspannung bereits anliegen, wenn die Netzspannung eingeschaltet wird. Daran werde ich mich nun halten, eine zusätzliche Spannungsquelle ist ja sowieso vorhanden. >In der Praxis werden Oszillatoren dieser Leistungsklasse sinnvollerweise mit einer Schutzschaltung betrieben, die den Oszillator bei Überspannung oder Überstrom Infolge eines unvorhergesehenen Betriebszustandes vom Netz trennt. Gerade in der Testphase reduziert das den IGBT-Verschleiß erheblich. Das ist aber dann auch ein erheblicher Aufwand, um schnell genug vom Netz gehen zu können. Mal sehen, was mir dazu einfällt, das SSR scheidet dafür aus... In der Praxis ist Deine Patentschaltung ja sogar schweißtauglich, mit all den Härtebedingungen. Hut ab! Die 1500V IGBTs werde ich dennoch testen, sind schon in der Hongkong Post. @Silvio >P=220V*20A Mit Phasenverschiebung zwar, aber der Zähler jubelt schon. Müßte man mal die Runden zur Stoppuhr zählen. Die Verwendung meines Trenntrafos gefällt mir eigentlich nicht, eben wegen der heftigen Leistung. Der arme Trafo will eigentlich nur 4A sehen. Die 20V Spannungsquelle wird bei mir sinnvollerweise eher als Hilfsspannungsquelle dienen. Nach der Gleichrichterbrücke sitzt der fette ELKO und hält das Kind auch am Schaukeln. @eProfi In Deiner Simulation haben mich erst einmal R3 bis R6 verwirrt, sind aber offensichtlich nur Rudimente. Der Trick mit der Spannungsquelle V1 gefällt mir, damit muß die Simulation nicht noch das Netz gleichrichten. Bei dem supersanften Anschwingen ist es auch nicht weiter störend, daß der Spannungsverlauf etwas anders ist als nach dem Brückengleichrichter. Noch ein kleiner Nachtrag zum Thema Curietemperatur: Egal, was ich in meine fette Arbeitsspule stecke, alle Probestücke haben das gleiche Verhalten. Wenn sich ein schmaler Bereich in der Spulenmitte bis zur Rotgluht erhitzt hat, breitet sich der rotglühende Streifen immer mehr aus bis fast das gesamte in der Spule befindliche Eisen gleichmäßig glüht. Die Glühtemperatur scheint überall konstant zu bleiben, wahrscheinlich ca. im Curie- Bereich. Für meine Zwecke ist diese "Schallmauer" ideal, da mir die Werkstücke nicht wegtropfen können. Wenn meine Höllenmaschine wieder mal funktioniert, muß ich mal eine fette U-Scheibe testen, vielleicht wird die etwas wärmer. Bisher hatte ich immer den Blechwinkel, ein 8x30 Flacheisen oder ein 40mm Wasserrohr als Prüflinge, alle länger als die Spule. Um eine weitere Erhitzung zu erreichen, müßte man evtl. doch höhere Frequenzen einsetzen. Guten Abend! ulf. der sich als alter Dresdner auch nach 20 Jahren noch über den 9.11. freut...
Ulf schrieb: > Habe übrigens ein FGL40N120AND Modell für LTspice im Netz gefunden und > damit (fast) den richtigen IGBT in der Simulation. Wo hast du es gefunden?
>In Deiner Simulation haben mich erst einmal R3 bis R6 verwirrt, >sind aber offensichtlich nur Rudimente. Ja, ich hatte den 100:1 Spannungsteiler verwendet, um die C-Spannung gleichzeitig mit der G-Spannung betrachten zu können (geht sonst nicht im gleichen Fenster (Pane)). >Der Trick mit der Spannungsquelle V1 gefällt mir, damit muß >die Simulation nicht noch das Netz gleichrichten. Genau, geht einfach schneller (wie oben bereits beschrieben das Nichtleitendwerden der Netz-Dioden). Und nebenbei geht die Spannung nicht unter 326-325=1 V. Mit eine Hilfe, damit die Schwingung über den "Nulldurchgang" erhalten bleibt. > Bei dem supersanften Anschwingen ist es auch nicht weiter störend, > daß der Spannungsverlauf etwas anders ist als nach dem > Brückengleichrichter. Genau, die Form folgt genau der Spannung. eProfi, der überlegt, ob er seine Tesla-Spule mal auf die Induktionsspule stellen soll.
eProfi schrieb: > eProfi, der überlegt, ob er seine Tesla-Spule mal auf die > Induktionsspule stellen soll. Das ist komplizierter als man denkt: Prinzipiell funktioniert es, aber man hat es hier mit 2 gekoppelten Schwingkreisen zu tun. Um viel Energie zu übertragen, muss man diese gut koppeln. Leider ist der Frequenzgang von zwei gut gekoppelten Schwingkreisen keine eine Spitze, sondern es sind 2 Spitzen (Stichwort überkritische Kopplung). Und das macht den praktische Nutzen ziemlich zunichte. In der Praxis führt das nämlich zu einem interessanten Effekt: Passt man die Frequenz an (z.B. über die Kapazität) steigert man die Leistung und somit die Lichtbögen. Irgendwann springt die Resonanzfrequenz dann aber in die andere Spitze, so dass man wieder in die entgegengesetzte Richtung abstimmen muss. Zum Spielen ganz nett, für echte Anwendungen unbrauchbar.
Benedikt K. schrieb: > In der Praxis führt das nämlich zu einem interessanten Effekt: Passt man > die Frequenz an (z.B. über die Kapazität) steigert man die Leistung und > somit die Lichtbögen. Irgendwann springt die Resonanzfrequenz dann aber > in die andere Spitze, so dass man wieder in die entgegengesetzte > Richtung abstimmen muss. Zum Spielen ganz nett, für echte Anwendungen > unbrauchbar. Stichwort: gekoppeltes Doppelpendel.
eProfi schrieb: > Im Anhang findet Ihr eine Schaltung mit bekannter Hilfsspule, daran ein > Komparator mit 2 Ausgängen (2. ist invertiert). Zum Test speist er > direkt die Igbts, in der Praxis gehören Gate-Treiber dazwischen. Die Netzspannung ist wie im Anhang gezeigt, einfacher zu realisieren. Ist auch genauer. LTspice stört die 'hängende Gärten'-Spannungsquelle nicht. Die Dioden und Kondi sind nur exemplarisch.
Bei Aldi gibts seit Monat eine 1800W Induktionsherdplatte für 30EUR :-) Grüße, Gast
@ Uhu Uhuhu >> Habe übrigens ein FGL40N120AND Modell >Wo hast du es gefunden? Im anmeldepflichtigen LTspice- Forum, hab's hier mal angehängt. uhuuulf.
Gast schrieb: > Bei Aldi gibts seit Monat eine 1800W Induktionsherdplatte für 30EUR :-) > Mich würde mal interessieren, ob die Herde die Temperatur im Topf genau halten. Ja, plane da Mißbrauch ;-) Hier mal ein Link: http://www.rumpeldealzchen.de/toepfe-aldi-induktionskocher-angebot/890/ Da steht: "Beim Kauf sollte man sich auch nach dem Stand-By Stromverbrauch erkundigen. Denn bei vielen Induktionsherden wird gefordert, dass sie kontinuierlich am Netz bleiben." Hä? Weiß jemand warum? Und wenn mir dann noch jemand erklären kann, wie man bei ALDI die Suchfunktion findet...
Hallo Abdul, ich habe ja vor ein paar Wochen einen solchen (ähnlichen) Herd gekauft (aber noch nicht auseinandergebaut). >Mich würde mal interessieren, ob die Herde die Temperatur im Topf >genau halten. Ja, plane da Mißbrauch ;-) Das habe ich mich auch gefragt. Die Antwort ist folgende: Mit wenig Wasser im Topf funktioniert die Temperaturregelung extrem schlecht. In meinem Versuch waren vielleicht so 3 cm Wasser im Topf und 60 Grad eingestellt. Der Herd fährt auf 90 °C hoch und merkt es erst dort. Dann fällt die Temperatur auf ca. 55 Grad ab und das Spiel beginnt von vorn. Mit mehr Wasser wird die Regelung besser, ist aber immer noch schlecht. Ich denke der Temperatursensor ist zu träge und macht die Regelstrecke instabil. Was planst du für einen Missbrauch? Gruß
Ulf schrieb:
> Im anmeldepflichtigen LTspice- Forum, hab's hier mal angehängt.
Danke, ich hatte sie mittlerweile hier in einem anderen Beitrag
gefunden.
Silvio K. schrieb: >>Mich würde mal interessieren, ob die Herde die Temperatur im Topf >>genau halten. Ja, plane da Mißbrauch ;-) > Mit wenig Wasser im Topf funktioniert die Temperaturregelung extrem > schlecht. In meinem Versuch waren vielleicht so 3 cm Wasser im Topf und > 60 Grad eingestellt. Der Herd fährt auf 90 °C hoch und merkt es erst > dort. Dann fällt die Temperatur auf ca. 55 Grad ab und das Spiel beginnt > von vorn. Mit mehr Wasser wird die Regelung besser, ist aber immer noch > schlecht. > > Ich denke der Temperatursensor ist zu träge und macht die Regelstrecke > instabil. Dank! Die Kopplung ist halt einfach schlecht. Die Regelstrecke wird für eine übliche Befüllung optimiert sein. Wenn da überhaupt was chinesisch optimiert wird ;-) Also sind diese Geräte vermutlich alle gleich schlecht. Ein normaler E-Herd ist da vermutlich erheblich besser. Zumindest meinem Kochgefühl nach. Vielleicht gibt es ja bessere Modelle mit einem echten Temperatursensor, der die Topfunterseite halbwegs messen kann?? > > Was planst du für einen Missbrauch? > Als Lötplatte. Muß aber noch einige Experimente machen.
>Die Kopplung ist halt einfach schlecht. Die thermische Kopplung durch die Glasplatte zum Sensor hin meinst du sicherlich. >Als Lötplatte. Nette sinnvolle Idee. Mit dickem Stahlblech als Arbeitsplatte und mit einer selbstgebauten Regelung wird das bestimmt was.
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>Die thermische Kopplung durch die Glasplatte zum Sensor Ein Thermofühler ist mit Wärmeleitpaste eingepappt und wird mit einem federbelasteten Plastikteil an die Glasplatte gedrückt. Je schneller die Erwärmung stattfindet, desto mehr ist die Regelung hinterm Mond. >Als Lötplatte ... wäre mir das Induktionskochfeld zu ungenau und gefährlich. 1. Stahlblech erwärmt sich sehr schnell wegen der geringen spezifischen Wärme von Blech + Platine und verzieht sich dabei 2. Regelung erfolgt verzögert und nur punktuell dort, wo der Meßfühler an die Glasplatte gedrückt wird 3. Blech und Platine haben nur unzuverlässig und ungleichmäßig Kontakt. 4. Schnelle Erwärmung der zu lötenden Platine nur bei rel. hoher Blechtemperatur 5. Gefahr durch hohe Induktionsspannungen auch in den Leiterbahnen. Pardon, jetzt habe ich nur den Plan zerredet. Aber wesentlich einfacher scheint mir der hier: http://www.elk-tronic.de/Services/Kleinserie/Kleinserie.htm abgebildete Ofen zu sein. Oder der umgebaute Baustrahler, den ich immer benutze(s. Foto). Aber das alles gehört zu einem anderen Themengebiet. ulf. (ansonsten glühender Verfechter des Induktionsprinzips überall, wo DIREKT das Werkstück bzw. der Topf erhitzt wird)
Macht nix wenn du mir meine Ideen zerreden willst. Geht bei meinem Dickkopf eh nicht ;-) Der Baustrahler ist nett. Sozusagen tiefergelegt. Haben 1x 500W nicht gereicht? Das mit der punktuellen Erwärmung und Verziehen ist in meinem speziellen Fall kein Problem, da ich mit dem Löten in einer Flüssigkeit experimentiere. So habe ich überall eine einheitliche Temperatur. Ich will nämlich auf flexible Leiterplatten löten. Also hauptsächlich SMD bestückt. Am Einfachsten wäre es ja in der Mikrowelle. Nur befürchte ich trotz vollständiger Flüssigkeitsummantelung der Platine trotzdem Bauelementeschäden durch die Mikrowellenstrahlung.
Hallo Abdul K.! Löten paßt mehr ins Platinen- Forum. Trotzdem noch einige Antworten: >Haben 1x 500W nicht gereicht? 1x500 war zu hell zum Beobachten des Schmelzens, ich habe dann mit den 4 Röhren in Reihe bzw. 2x2 Röhren in Reihe(über den 2poligen Umschalter zu wechseln) bessere Erfahrungen gemacht. Ideal wäre natürlich eine rote Scheibe für den Scheinwerfer, habe ich aber bisher nicht gefunden. >Am Einfachsten wäre es ja in der Mikrowelle. Dann müßte aber das >Löten in einer Flüssigkeit mit WASSER geschehen, sonst findet keine richtige Erwärmung statt. Aber auch dann ist es ein sicherer Tod für alle Elektronik. Probiere mal die allgemein bekannten Mikrowellen- Spielereien, z.B. eine alte Glühbirne oder eine Leuchtdiode. Auch eine olle Platine, selbst ohne Elektronik drauf, macht ein schönes Feuerwerk. Viel Spaß! ulf.
Wenn du die Strahlung mehr oder weniger vollständig reflektieren läßt, schmilzt dir das Quarzglas weg. Die Temperatur stellt sich eigentlich nur über das Wärmegefälle passend ein.
Ulf schrieb: >>Haben 1x 500W nicht gereicht? > > 1x500 war zu hell zum Beobachten des Schmelzens, ich habe dann mit den 4 > Röhren in Reihe bzw. 2x2 Röhren in Reihe(über den 2poligen Umschalter zu > wechseln) bessere Erfahrungen gemacht. Ideal wäre natürlich eine rote > Scheibe für den Scheinwerfer, habe ich aber bisher nicht gefunden. > Die rote Scheibe würde dir platzen. Da müßtest du einen dielektrisch beschichteten Spiegel benutzen, der schräg steht. Sowas ist aber sehr teuer. Höchstens aus dem Restposten-Militär-Kram besorgbar. Was machst du mit dem Strahler? Ist das dein Lötofen? >>Löten in einer Flüssigkeit > > mit WASSER geschehen, sonst findet keine richtige Erwärmung statt. Aber > auch dann ist es ein sicherer Tod für alle Elektronik. Probiere mal die > allgemein bekannten Mikrowellen- Spielereien, z.B. eine alte Glühbirne > oder eine Leuchtdiode. Auch eine olle Platine, selbst ohne Elektronik > drauf, macht ein schönes Feuerwerk. > Hm. Vermutlich wirds nicht gehen. Es muß aber nicht immer Wasser sein. Geht auch mit anderen Flüssigkeiten. Wasser ist eh in fast allen Flüssigkeiten drin.
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Habe den Ofen aus den Umzugskisten ausgepackt. Und er funktionert noch. War auch fleißig am WE und habe eine verstellbar Matching-Induktivität gebastelt. Die klemmpt am Ofen. 2 E-Kernpaare über exzenter auseinander ziehbar. Ich hänge nun bei Butto 250 Veff und 6 Aeff fest. Der nächste Schritt wird Drehstrom sein. Das zum aktuellen Stand der Dinge. Gruß
Ja, eine konstante Spannung ist deswegen verlockend, weil man mit gegebenen Transistoren (Vcemax) die maximale Leistung erzeugen kann. Aber dem Vorschalttrafo ist die Stromform nicht egal, seine Verlustleistung (P=R*I*I) steigt stark mit schlechtem Stromflusswinkel (Power Factor). Ein kleiner Kondensator verringert zwar die Durchschnittsspannung, verbessert aber den PF. Wird natürlich mit Drehstrom alles einfacher. Beim Anklemmen von 6 Dioden an 3x 400V rippelt die Spannung zwischen 486 und 561V, der Durchschnitt ist 536V. Glut ahoj! Knackt den Curiepunkt!
>Aber dem Vorschalttrafo ist die Stromform nicht egal Hallo eProfi, ich denke der Strom ist auch ein Sinus und in phase mit der Spannung. Einen expliziten Glättkondensator habe ich nicht. Ich habe nur so 0.x µF hinter dem Gleichrichter direkt an den Transistoren, um der Vollbrücke während des Schaltens eine stabile Spannung zu liefern. Die "Gleichspannung" variiert zwischen 0V (20V) und 350 V mit 100 Hz. EMV: Ich habe übrigens ein Radio in der Nähe, kann es aber im Betrieb des Ofens nicht nutzen :-) >Wird natürlich mit Drehstrom alles einfacher. Denke ich auch. Die rote Steckdose freut sich schon. PS: der St37-Zylinder wiegt ca. 0,5 kg
So, wieder mal was von mir. an Benedikt: ja, ist mir schon klar, war eher als Spaß gedacht. Die Frequenzen stimmen ja auch nicht (25kHz vs. 120kHz). Im Übrigen werde ich bei meinen nächsten Tesla-Versuchen resonante Fußpunktspeisung probieren. Bei Richie Burnett steht auch, dass ein Bekannter von ihm eine Spule sehr erfolgreich fußpunkt-speist. Mir ist nur noch nicht klar, welche Spannung man da braucht. Ob 10-30 kV reichen? Ich glaube schon, kommt sicher stark auf die Top-Kapazität an. Welchen Koppelfaktor hat man dann? Im Prinzip ist das ein angepasster Magnifier. Ich glaube ja, dass viele Tesla-Bauer ihren "Magnafier" total fehlangepasst an ihre Spule hängen. z.B. http://www.ttr.com/story.html Tut mir leid, aber schon so manches mal habe ich mich gefragt, wieviel Ahnung der Mann eigentlich hat. Er geht einfach mit dicker Leistung ran (>100kW) - na klar, dass es dann überall kracht und blitzt. Seine "heavy [D'Arsonval] type discharges about 8 feet in length, going from the transmission line to ground" überzeugen mich nicht. Kann mich aber auch täuschen, denn ich habe noch keine Versuche mit einem Magni gemacht. an Abdul (10.11.2009 19:15): Das wundert mich wirklich, dass die D in Serie zur L überhaupt keine Überschwinger zeigt. Simulation geht schön schnell - ich dachte mir, je weniger Bauteile, um so schneller und problemloser die Simulation. an Silvio: >ich denke der Strom ist auch ein Sinus und in phase mit der Spannung. >Einen expliziten Glättkondensator habe ich nicht. Ich meinte eher Ulf mit seinem dicken Elko. an Ulf: hast Du die TI-Magetic Design-Literatur gelesen? Dort stehen viele Tips zur Optimierung von Trafos. Hast Du Deine IGBTs schon bekommen? an alle: Momentan gibt es bei eba. viele (auch dicke) IGBTs und Module, suche nach igbt -endstufe -schwei* Drehstrom: ich hatte mal vor langer Zeit einen motorisch geregelten einstellbaren Drehstrom-Konstanthalter mit 15kVA (drei Ringkern-Stelltrafos im 19"-Schrank), leider jetzt nicht mehr. So ein Mist! Ab Mo. gibt es bei Lidl wieder 2000W 2kW Induktionskochplatten von Silvercrest für 29,99. Schon Versuche mit Kernen um die Spule gemacht? Suche nach Fluxtrol z.B. http://www.youtube.com/watch?v=4iePMPurV9Q Hat schon mal jemand HF-Litze für die Spule verwendet? momentan ein günstiges Angebot für 6,00+5,00: 5m Rupalit HF-Litze 60x0,355, stoffummantelt größere Menge vorhanden http://cgi.ebay.de/ws/eBayISAPI.dll?ViewItem&item=110461729445 die hat Durchm. 3,62mm 5,94mm² Kupfer 2,93mOhm/m 16m/kg n.b. der Verkäufer zhoefler hat auch sonst immer recht interessante Angebote. nicht ganz so günstig: 10m HF-Litze 250 x 0,071mm stoffummantelt Pope-Holland für 9,99 http://cgi.ebay.de/ws/eBayISAPI.dll?ViewItem&item=270473119287 die hat Durchm. 1,7mm 1mm² Kupfer 17mOhm/m 100m/kg Man kann ja immer noch mehrere parallel (bifilar) hängen, um auf die Stromfestigkeit zu kommen. Tabelle: www.pack-feindraehte.de/de/produkte/hochfrequenzlitzen/litzentabelle.pdf Fa. Pack liefert so gut wie alles - bis 1000mm² - auch rechteckig, hochtemperaturfest, speziell für Induktionsheizungen ... Ich frage mich, was der hauptsächliche Grund für die Erwärmung der Arbeitsspule ist, Ohm, Eddy oder schlechtes Kupfer (keine elektrolytisch gereinigtes E-Cu)? Zum Anschwingen: Wie Ulf (02.10.2009 19:40) schon erkannt hat, speichert die L1 bei verzögertem Anschwingen sehr viel Energie, die dann nach dem Anschwingen wieder abgibt --> kurzzeitig sehr hohe Spannung = Risiko für die Transistoren. Hat schon jemand einen Soft-Start nach meiner Idee gebaut? Es muss ja nicht über die 2 Hilfsspannungsquellen gemacht werden, sondern z.B. mit FlipFlop oder Monoflop, das von einer Überstrom-Erkennung angesteuert wird und über zwei XOR-Gates die Ausgänge des Komparators invertiert. Die von mir genannte 1ms würde ich doch kürzer wählen, etwa die Zeit einer Halbschwingung. Kennt ihr die Induktions-Lötkolben? Habe ich letztens im Baumarkt gesehen. Könnt Ihr mal bitte die IGBT-Daten in die bisher noch leere IGBT-Liste eintragen? Dann muss sich nicht jeder selbst so eine Liste erstellen. So, genug geschrieben, jetzt seid ihr wieder dran.
Falls du die Spule in meinem LTspice-File in der Netzzuleitung meinst: Die simuliert die allseits vorhandene durchschnittliche Netzinduktivität. Habe ich irgendeinem Paper über Powerline-Impedanzen entnommen. Nach meinen Messungen stimmt das auch grob. Hängt eh sehr davon ab, WO man am lokalen Trafo hängt. Sie ist also parasitär und nicht funktionell gedacht!
>Drehstrom: ich hatte mal vor langer Zeit einen motorisch geregelten einstellbaren Drehstrom-Konstanthalter mit 15kVA >(drei Ringkern-Stelltrafos im 19"-Schrank), leider jetzt nicht mehr. >So ein Mist! Ja, Schade. Ich bin kurz davor an Drehstrom zugehen. Vorher muss ich meine Transistorkühlung noch auf Kühlwasser umstellen. Auch eine Kühlung für meine Matching-Induktivität muss ich realisieren. Die Spule wird bei meiner jetzigen Leistung schon heiß. Da ist HF-Litz für Arme drauf. 3x0.5mm. Ich sollte bei eGier auch mal Litze bestellen. Eine gute Idee für einen "Softstart" ist eventuell die Netzspannung über einen Heißleiter zu realisieren. Ich möchte die 550 VDC nicht hart per Schalter an meinem Oszillator lassen. Das mit dem Heißleiter hat man wohl früher auch so gemacht. Meinungen? Werde versuchen ein neues Layout mit den 600 V-Transistoren bis WE zu erstellen. Ätzen, Bestücken, in Betriebnehmen, Durchbrennen ... Mal sehen.
Na, was ist los, gibt es nichts Neues zu erzählen? Bei mir schon: 1. Lidl-Platte gekauft (Mo. um 12:20 die letzte verfügbare) Vorbildlicher Aufbau mit sauberer Bauteilbeschriftung. Ein 24-pin-Controller hat das Geschehen im Griff. Ein dicker IGBT, auf der Platine ist ein zweiter paralleler vorgesehen. Spule hat 27 Windungen. Hat schon jemand einen detaillierten Plan gefunden? an Ulf: die verbaute Spule ist definitiv eine Entstördrossel und nicht für einen Royer geeignet. Sie liegt zwischen dem Gleichrichter + und dem 2. 8µF Blockkondensator. Der Schwingkreis-C hat 0,33µ 1250V. 2. HF-Litze 90x0,1 gekauft, eine dicke Rolle mit über 200m. Wer was braucht, einfach melden. Ich wickle gern um. Die hat zwar netto nur 0,7068mm², man muss für unsere Ströme viele parallel schalten. an Silvio: ich denke, Du wirst mit Deiner Brückenschaltung weniger ein Problem mit dem Starten haben, da ja am Anfang der Kreis noch nicht angeregt und deshalb hochohmig ist. Das ist beim Royer lästiger, wenn beide Ts leiten. wg. eGrab: ich meine, die meisten Ts sind durch Überspannung ins Silizium-Nirvana übersiedelt. Warum keine VDRs oder ZV-ZD (viele in Reihe) einbauen?
Hallo eProfi, hallo an alle, ich bin noch voll dabei. Aber leider habe ich wenig Zeit. Mein 600 V-Layout ist soweit ferig, aber weder geätzt noch bestückt. In den letzten Tagen habe ich auch öfter mit dem Oszilloskop am jetzigen Ofen geschaut, und musste feststellen, dass der sinusförmige Strom am H-Brückenausgang sich doch kapazitiv verhält. Werde Morgen ein Oszillogram reinstellen. Da so ein Oszillator als komplettes Gebilde sehr komplex ist, habe ich mir schon was Neues ausgedacht. Stichwort Impedanzmonitor. Ich möchte im Betrieb des Oszillators die Impedanz meines Netzwerkes ab Brückenausgang live sehen. Also U/I der Grundwelle. Ist leider nicht mal schnell gemacht. Ich habe aber schon eine konkrete Idee. Ich hoffe das wird was. Sowas mit Mischen und Soundkarte. Last euch überraschen. Mein Ziel ist es ein Modell für die Werkstücklast zu machen. Vielleicht ist schon die Annahme des Werkstückes als rein reeller Widerstand falsch oder nicht ganz richtig. Bei meinen Kleinsignalmessungen an der Spule habe ich auch gesehen, dass die Induktivität mit Stahl/Alu etc. abnimmt. Das sagt aber nichts wie es bei Volllast aussieht. Wie man es dreht und wendet, so ein Impedanzmonitor ist wahrscheinlich doch was Feines. Zum Glück kommt ja Weihnachten, da werde ich mir Zeit nehmen. Gruß aus Berlin / Berliner Umland
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Hallo! eProfi: >an Ulf: die verbaute Spule ist definitiv eine Entstördrossel und nicht >für einen Royer geeignet. Wahrscheinlich hat die miese Spule auch meine vielen IGBT- Tode mit zu verantworten, Stichwort Kernsättigung und zu hoher Strom. Nächster Versuch mit fettem Ringkern und 30 Windungen 1,5mm CuL füllte das eGrab weiter- zu "guter" Ferritkern. Mit Luftspalt(Flex mit dünner Scheibe, ca 2mm) schheint alles zu funktionieren, allerdings ist die Netzdrossel auch wieder in Reihe zur anderen Spule mit in der Schaltung. Immerhin wird sie nicht mehr heiß. Die 1500v IGBTs sind doch noch nicht bestellt, da ist was schiefgelaufen. Vielleicht werden sie auch nun unnötig sein. Meine Idee ist es noch, im Gleichspannungszweig eine fette Spule mit einem Reedkontakt einzufügen. Bei richtiger Dimensionierung zieht dann der Reedkontakt nur an, wenn ein Werkstück in der Arbeitsspule steckt. Nun kann man Taster und Reedkontakt parallelschalten und hat eine schöne Selbsthalteschaltung, solange der Arbeitsstrom durch das Werkstück hoch genug ist. Im 1.Foto sitzt das grüne Ferritwunder mit D=58mm H=17mm hinter dem HF-Tafo. Der Schalter vorn schaltet provisorisch das SSR ein, soll aber durch einen Taster ersetzt werden. Den kleinen schwarzen Trafo verwende ich nur noch für die Hilfsspannung und das SSR. Der Brückengleichrichter wird mit dem Kühlkörper nicht mehr warm. Das 2.Bild zeigt die zusammengestellte Bauteilsammlung, so wie sie im Gehäuse unterkommt. Links das Netzteil für Pumpe u. Ventilatoren, unten der Kupferblock, an dem die Spule ihr Wasser gereicht bekommt, rechts die Wasserpumpe mit Behälter und oben auf hohen Beinen der Kühler mit seinen Ventilatoren. Im 3. Bild sieht alles schön kompakt aus. Etwas Schlauch, eine neue Arbeits- und Sekundärspule und viel Fleiß- und schon wird's irgendwann mal funktionieren. ulf.
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Hallo Ulf, das sieht ja schon sehr schön aus. Wenn der Ofen läuft, dann miss bitte die Brutto-Leistung. Ich bin auch gespannt wie du die Wassereinspeisung in die Spule machst. Ansonsten sehr netter Aufbau. Anbei auch das versprochene Oszillogramm und mein Bockdiagramm, damit klar ist, wie und wo die Kurven gemessen wurden.
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Hallo! Das Wasser geht folgenden Weg: -rechter Schlauch Vorlauf -geradewegs durch den Kupferblock(blau gestrichelter Weg im 15x15 mm Kupfer) -gegenüber wird der Anfang der Arbeitsspule eingelötet, nachdem er durch die Frontplatte(Pertinax) geschoben wurde. -Ende der Arbeitsspule wird wieder durch die Pertinaxfront geschoben und mit dem Anfang der Sekundärspule im Trafo verlötet, evtl. kommt ein 2. Kupferblock dazwischen zur besseren Befestigung -Ende der Sekundärspule wird im Gehäuse in den Kupferblock gelötet -Wasser folgt der gestrichelten Bahn links im Bild in den Schlauch -Schläuche mit Kühler u. Pumpe verbunden, und natürlich: -Schlauch zwischen Pumpe und Kühler Für die Sekundärspule und Arbeitsspule kommt 8x1 mm CU-Rohr zum Einsatz. Der Kupferblock kommt senkrecht an die Frontplatte und gleicht den Höhenversatz der Arbeitsspule etwas mit aus. Gleichzeitig kommt noch der Schutzleiter mit an den Kupferblock, sicher ist sicher. Am meisten freut mich, daß die beiden Schlauchanschlüsse so am gleichen Potential(PE) hängen. Mal sehen, ob Weichlot bei den zu erwartenden Strömen reicht, ich kann aber auch hartlöten. Wenn mir eine geeignete Verschraubung für die CU-Rohre(Hydraulik od. Klimatechnik) über den Weg läuft, kann die Arbeitsspule auch auwechselbar gestaltet werden. Für die nächsten Wochen liegt das Projekt auf Eis und ich in der Sonne Asiens. ulf. (urlaubsreif)
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