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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Wer hat Erfahrung mit Induktionsöfen >1kW


Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Leute,
ich habe die Threads zum Thema Induktionsofen gelesen und mache einfach 
mal einen frischen Thread mit den oben genannten Thema auf.


Also hier mein Beitrag:
Vor ca. 12 Monaten habe ich auch mit dem Bau eines Induktionsofens 
angefangen. Nach einigen Misserfolgen mit nachgeregelter 
Frequenzgenerierung hier einige Fakten von meinem jetzigen 
funktionsfähigen Ofen:

-ca. 150 kHz
-Vollbrückenoszillator mit IRFP350 MosFets und FAN7387 als Gatetreiber
-Leistung bis 1,2 kW mit Reserve nach oben.
-gleichgerichtete Netzspannung, nicht galvanisch getrennt (nicht die 
feine englische Art), ohne Glättkondensatoren
-Spule aus 12 mm Kupferrohr von der Rolle (siehe Bild)

Die Seite von Herr Burnett (http://www.richieburnett.co.uk/indheat.html) 
ist sehr gut. Ich habe vieles mit QUCS simuliert. An dieser Stelle 
Werbung für das freie QUCS.

Es würde mich freuen, wenn ich mit jemandem fachsimpeln kann, der auch 
Erfahrung mit dem Bau solcher Öfen hat, speziell >1kW

Nächste Schritte:
 Drehstrom und stw25nm60n Transistoren -> Richtung 3..4..5? kW

Beste Grüße

Silvio

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ist das nun funktionale Kunst oder künstlerische Elektrotechnik?

Wow. Was macht man damit? Außer sich umzubringen.


Was mich wirklich interessiert:
Was für Erfahrungen hast du mit QUCS gemacht? Hast du es z.B. mit 
LTspice vergleichen können? Die Webseite sieht ja schonmal nett aus:
http://qucs.sourceforge.net/screenshots.html

Aber wohl noch sehr unfertig.


Viel Spaß -
Abdul

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Silvio K. (exh)

>-ca. 150 kHz

Sehr hoch für die Leistungsklasse.

-Vollbrückenoszillator mit IRFP350 MosFets und FAN7387 als Gatetreiber

Wieviele MOSFETs? Voll oder Halbbrücke?

>-Leistung bis 1,2 kW mit Reserve nach oben.

Wei gemessen? Primär oder Sekundär?

>-gleichgerichtete Netzspannung, nicht galvanisch getrennt (nicht die
>feine englische Art), ohne Glättkondensatoren

Hmmm.

>-Spule aus 12 mm Kupferrohr von der Rolle (siehe Bild)

Nett ;-)

Wieviel Kapazität soll das sein?

>Es würde mich freuen, wenn ich mit jemandem fachsimpeln kann, der auch
>Erfahrung mit dem Bau solcher Öfen hat, speziell >1kW

Muss ich leider passen :-(

> Drehstrom und stw25nm60n Transistoren -> Richtung 3..4..5? kW

Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer 
Frequenz, eher so 20..30kHz.

MfG
Falk

Autor: Michael O. (mischu)
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>Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher 
so 20..30kHz.
Wenn mit IGBTs dann mit deutlich niedriger Frequenz.

150kHz ist doch OK - gerade mit MOSFETs kein Problem. Gibt einen 
kompakten Aufbau.
Allerdings ist die Frage was man nur mit 1kW da anfangen möchte....
Bei uns am Institut gab es mal eine modulare 70kW Induktionsdemo-Anlage. 
Da konnte man eine Dose Würstchen (850g einwage plus Flüssigkeit) in ca. 
30 Sekunden zum Kochen bringen....

Mit 1kW kann man vermutlich noch nicht einmal Metall aufschmelzen.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Michael O. schrieb:
>>Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher
> so 20..30kHz.
> Wenn mit IGBTs dann mit deutlich niedriger Frequenz.

Mittlerweile gibts auch deutlich schnellere IGBTs die für >100kHz bei 
Softswitching spezifiziert sind, von daher wären IGBTs schon die 
richtige Wahl bei diesen Leistungen.
z.B. IRGP4063D, HGTG20N60A4D oder HGT1N40N60A4D.
Such z.B. mal nach DRSSTC, da werden Mosfets mit ein paar 100A bei 
Frequenzen um die 100kHz gequält.

Autor: Michael O. (mischu)
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Softswitching ist ja nicht das Problem, da hier ein Resonanzkreis 
betrieben wird und die Ansteuerung für ein entlastetes Ausschalten 
sorgen kann.
Wichtiger bei IGBTs ist der lästige Tailstrom, dass nach Abschalten noch 
ein kleiner Reststrom fließt während die volle Sperrspannung anliegt und 
dieser Strom recht lange benötigt.

Für die Leistungsklasse kannst Du meiner Meinung nach beides nehmen.
Wenn es eher Richtung 5-10kW geht, wird es nicht ohne IGBTs laufen.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Michael O. schrieb:

> Wichtiger bei IGBTs ist der lästige Tailstrom, dass nach Abschalten noch
> ein kleiner Reststrom fließt während die volle Sperrspannung anliegt und
> dieser Strom recht lange benötigt.

Fließt der Tailstrom immer in voller Amplitude, auch wenn der Strom beim 
Abschalten recht gering ist (da sinusförmig im Schwingkreis, im 
Idealfall also 0 zum Schaltzeitpunkt)?
(Sorry für das Offtopic, aber darauf suche ich schon seit länger eine 
Antwort, denn nahezu alle Messungen die man findet beziehen sich auf 
eine rein induktive Last, also einem Abschalten beim maximalen Strom.)

Autor: Andrew Taylor (marsufant)
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Michael O. schrieb:
>>Sowas macht man AFAIK eher mit IGBTs und mit DEUTLICH niedrigerer Frequenz, eher
> so 20..30kHz.
> Wenn mit IGBTs dann mit deutlich niedriger Frequenz.
>
> 150kHz ist doch OK - gerade mit MOSFETs kein Problem. Gibt einen
> kompakten Aufbau.
> Allerdings ist die Frage was man nur mit 1kW da anfangen möchte....
> Bei uns am Institut gab es mal eine modulare 70kW Induktionsdemo-Anlage.
> Da konnte man eine Dose Würstchen (850g einwage plus Flüssigkeit) in ca.
> 30 Sekunden zum Kochen bringen....


Miserabele Demoanlage. Da würde ja ein Induktionskochfeld (wäre es so 
schlecht) mit seinen 1.2 kW-1.8kW Leistung  mindestens 0,3 h benötigen.

Also mein Neff-Indu-Feld schafft das in weniger als 6 Minuten.

>
> Mit 1kW kann man vermutlich noch nicht einmal Metall aufschmelzen.

Es kommt auf das Metall und die Menge an.
Laboröfen reichen dafür locker mit 1 bis 1.5 kW.
Siehe dazu auch den Parallelthread zum Thema.

Autor: Michael O. (mischu)
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Das Buch ist gut, aber leider blöd zu lesen.
Hier das Kapitel über das harte Abschalten von MOSFET und IGBT:
http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/ap...

Figure 1.11 a) zeigt am Ende des Abschaltvorgangs den Tailstrom vom IGBT 
im Vergleich zum MOSFET Abschaltvorgang.

Zitat:"Since this tail current will fade away within some μs only with 
already increased collectoremitter voltage, the hard turn-off power 
losses in the IGBT are mainly determined by the tail current waveform 
(see chapter 2.3.2, 3.1.3) and are considerably higher than those in 
MOSFETs."

Im Prinzip ist das Problem hoher Schaltfrequenzen, dass die IGBTs dann 
zu lange benötigen umd komplett aus zu gehen. Gerne wird hier mit 
Abschaltenergien gerechnet, da die Ausschaltverluste stark vom Strom 
abhängen. Diese Energie muss man nur mit der Anzahl Ausschaltvorgängen 
pro Sekunge multiplizieren und hat schnell eine Ahnung wieviel Leistung 
verbraten werden muss.
Es gibt Unterschiede zwischen den NPT und PT (Non-Punched-Through und 
Punched-Through) IGBTs. Semikron und Infineon gehen da teilweise 
unterschiedliche Wege und haben ihre eigenen Marketingstrategien.

Fakt ist aber, dass die IGBTs in ihrem PN-Übergang die volle 
Nennspannung sperren können müssen. Zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit 
wird teilweise ein Isolationsschicht eingebaut um die Feldstärke mit 
einer längere Strecke möglichst gering zu halten. Problem aller dieser 
Bauteile ist, dass die Ladungsträger nach dem Abschalten aus der 
Diffusionszone (ich hoffe das ist richtig) abgesogen werden müssen. Nur 
das dauert halt was länger bis der Strom komplett abgeschaltet ist.

Die Softswitching Bausteine müssen die Last nicht hart (also auf volle 
Nennspannung bei vollem Nennstrom) abschalten, sondern haben in irgend 
einer Form eine Kommutierungshilfe. In der Regel wird der Baustein 
ausgeschaltet, während der Strom durch den Schalter nahe null ist, 
dadurch sinken die Abschaltverluste. Dafür fallen Verluste im 
Entlastungskreis an, die aber häufig niedriger sind.

Autor: Michael O. (mischu)
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Sorry Benedikt, hier kann man es sehen in Figure 8:

http://www.fairchildsemi.com/ds/HG/HGTG11N120CND.pdf

Die Ausschaltenergie ist bei gleicher Spannung relativ proportional zum 
Ice.

Da man die Verlustmechanismen nicht mal eben so trennen kann, wird im 
Fall von IGBTs die typische Ausschaltenergie bei einer 
Gatetreiberkonfiguration angegeben. Schaltest Du langsamer ab, wird die 
Verlustleistung noch steigen.

Bei MOSFETs gibt es die Angabe nicht, hier dominieren die Leitverluste 
bei großem Strom (I² x R) und die Gatekapazität als Begrenzer der 
Schaltgeschwindigkeit.

Der Tailstrom verschwindet, wenn alle Löcher rekombiniert sind. Das 
dauert je nach Konfiguration eine Zeitspanne im Bereich von 50 bis 
einige hundert us.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Michael O. schrieb:
> Sorry Benedikt, hier kann man es sehen in Figure 8:
>
> http://www.fairchildsemi.com/ds/HG/HGTG11N120CND.pdf
>
> Die Ausschaltenergie ist bei gleicher Spannung relativ proportional zum
> Ice.

Das gilt aber für Hard Switching, also eine induktive Last.
Was mich aber interessieren würde, wie die Verluste und ganz besonders, 
der Tail Current bei Softswitching in einer ZCS Schaltung, was solche 
resonanten Induktionsöfen meist sind, aussieht.
Da der Strom beim Abschalten in einer ZCS Schaltung nahezu 0 ist, hätte 
man so kein Umschaltverluste, ganz klar für IGBTs in solchen Anwendungen 
sprechen würde, denn deren Verluste sind vor allem die Schaltverluste.
Daher meine Frage nach dem Tailcurrent bei Softswitching.

Autor: Gerd (Gast)
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Hallo Silvio,

gratuliere, damit bist Du weiter als ich ;-(

Wäre es bitte möglich den kompletten Stromlaufplan hier hochzuladen?

Gruß
Gerd

Autor: Michael O. (mischu)
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Ja, aber was ist denn der Unterschied zwischen Strom = 0A in einer 
Hard-Switching Anordnung und ZCS in einer weichschaltenen Anordnung?

Natürlich ist das Abschalten im entlasteten Fall mit sehr niedrigen 
Verlusten verbunden. Aus diesen Gründen macht man gerade Weichschaltende 
Anordnungen.

Du musst den Schalter nich nur Aus- sondern auch Einschalten, dabei 
entstehen dann ebenfalls Verluste.
Insbesondere bei der induktiven Erwärmung kann sich die Güte des 
Schwingkreises schnell ändern. Der Controller regelt den Schwingkreis 
(im Idealfall knapp über) seine Resonanzfrequenz aus. Sofern Du aber 
nicht exakt auf der Resonanz bist, enstehen für die Dauer der Abweichung 
mindestens eine der zwei Verluste (Einschalt- oder Ausschaltverluste). 
Ist der Umrichter knapp ausgelegt, kann die Kurzzeitige Abweichung schon 
zu drastischen Erhöhungen der Verluste führen.

Wir haben damals passend zu dem Tiefsetzsteller einen galvanisch 
getrennten bidirektionalen DC/DC Wandler aufgebaut. Der arbeitete mit 
einer B6 Brücke IGBTs, dreiphasig und mit einem Resonanzkreis für den 
Trafo.
fsw =  12,5kHz
Udc,in = 850V
P = 45kW
Da war aufgrund der Schaltverluste bei 14kHz ganz schnell Schicht im 
Schacht.

Autor: Silvio K. (exh)
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@ Abdul
Mit Qucs habe ich sehr gute Erfahrungen gemacht. DC,AC, S-Parameter und 
transiente Simulationen gehen sehr gut. Harmonics Balance nicht. Teile 
des Ofens wie Lastschwingkreis, Phasenbedingung des Oszillator etc. 
sowie das vereinfachte Gesamtsystems habe ich simuliert. Mit LTSpice 
habe ich es nicht verglichen, da ich noch keinen Kontakt mit Spice 
hatte. Es ist sehr ähnlich zum ADS.
@ Falk
-Es ist ein Vollbrückenoszillator mit insgesamt 4 
Leistungs-Transistoren.
-Die Leistung ist Spannung*Strom hinterm Stelltrafo (nicht Trenntrafo, 
deshalb keine galv. Trennung). Da direkt der Gleichrichter kommt, muss 
es Wirkleistung sein. Wirkungsgrad weiß ich nicht.
-Die Spule ist 2 µH groß, das beantworte indirekt die Frage nach der 
Kapazität.

Die Frage, was ich damit machen möchte, war auch gefallen:
Härten, Anlassen und hoffentlich auch schmelzen von Stahl. Aber da 
kommen noch andere Probleme wie:

Tiegel?
Thermische Isolation. Weil das strahlt wie Hölle und ist natürlich 
schade um die teuer erkämpfte Leistung.
Temperaturmessung. Bin also auf der Suche nach einem Pyrometer. Leider 
kosten die guten (nicht die China-) Dinger um 1k€.

Bin für jede Idee dankbar.

Beste Grüße

Silvio

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Danke Silvio. Dann werde ich mir QUIC mal genauer ansehen. Vielleicht 
ist es ja eine Alternative zu LTspice. APLAC scheint auch interessant, 
aber die Lizenzen :-(

Strahlung:
Hm. Mylar-Folie weiße Seite strahlt wohl gute 99% zurück. Da ist das 
nahe Infrarot mit eingeschlossen. Also wäre blankes Al vielleicht ne 
Idee. Schmelzpunkt und Wärmekapazität sind hoch.


Gruß -
Abdul

Autor: Arno H. (arno_h)
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Michael O. schrieb:
> Das Buch ist gut, aber leider blöd zu lesen.
> Hier das Kapitel über das harte Abschalten von MOSFET und IGBT:
> http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/ap...
>

Wie wärs mit deutsch?
http://www.semikron.com/internet/index.jsp?languag...

Arno

Autor: Silvio K. (exh)
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@ Gerd
Den Schaltplan habe ich noch nicht komplett als Datei. Der letzte 
Versuch mit vollständigem Plan hat natürlich nicht funktioniert. Danach 
wurde umgebastet. Ich musste mir alles erkämpfen, also lass den Kopf 
nicht hängen und bleib dran.

Der Schaltplan ist aber recht einfach:
Vollbrücke mit 2 FAN7387 Halbbrückentreiber die nicht in der 
selbstschwingenden Konfiguration geschaltet sind. Also nur Treiber für 
die jeweiligen low und high side Transistoren. Dann wird von den Stelle 
zurückgekoppelt, andem sich die Phase in Abhängigkeit von der Last nicht 
ändert (siehe Anhang und die Seite von Herrn Burnett). 
Phasenschieber+Verstärker+Gleichtaktunterdrückung und fertig. Natürlich 
ging das nicht so problemlos.

Viel Erfolg

@ all
Die Frequenz ist übrigens deshalb so hoch gewählt um kleine 
Stahl-Werkstücke auch bei hohen Temperaturen (Verhältnis Skintiefe 
Werkstückgröße) noch effektiv zu heizen.

Beste Grüße

Silvio

Autor: Andreas K. (derandi)
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Bei der Frequenz dürfte die Eindringtiefe nur noch Bruchteile eines 
Millimeters sein. Ausserdem stelle ich mal die Theorie in den Raum, das 
die Hystereseverluste sehr viel höher sind als die Wirbelstromverluste, 
bei meiner kleinen Anlage kam mir die Curie-Temperatur wie ein Deckel 
vor, danach gings nicht mehr viel weiter.
Und meine größeren Versuche zeichneten sich vor allem dadurch aus das 
sehr oft Rauch aus dem Leistungsteil entwich...

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo  Silvio K.!

Schön, daß sich mal wieder jemand mit Induktionsöfen beschäftigt. Mein 
Projekt(s.Thread "Induktionsheizung (nicht) ganz einfach") lag jetzt 
lange auf Reede. Erstmal habe auch ich mich mit der Simulation(LTSpice) 
beschäftigt, das spart Bauteile...

Derzeitiger Stand(s. Schaltplan):
Der reine Oszillator mit der mittenangezapften Luftspule war mir zu 
gefährlich, deshalb habe ich nun doch einen Ferritkerntrafo gewickelt. 
Ansonsten ist es die kaum veränderte Schaltung von Jörg R.
Die Simulation sowie die Wirklichkeit zeigen das selbe Problem, daß im 
Leerlauf (ohne Eisen in der Spule) die Spannung zu hoch für die IGBTs 
wird.  Mit Einweggleichrichtung verschenkt man wiederum Leistung und der 
Elko C4 wird heiß, aber die IGBTs halten durch.
Immer noch suche ich nach der idealen Bauteildimensionierung, die mir 
eine Regelung komplett erspart. Der vom Netz gezogene Strom ist schön 
abhängig vom Eisenquerschnitt.

>Vor ca. 12 Monaten habe ich auch mit dem Bau eines Induktionsofens
angefangen.

Da sollte doch auch ein Schaltplan entstanden sein, in dem man die 
Änderungen einzeichnen kann... Also bitte mal die Karten auf den Tisch, 
damit man weiß, wovon man spricht.

>Härten, Anlassen und hoffentlich auch Schmelzen von Stahl. Aber da
kommen noch andere Probleme wie:

Curie- Temperatur. Die erreicht man schnell, und ab dann sind nur noch 
die Wirbelströme zur Erwärmung zur Verfügung.

>Thermische Isolation. Weil das strahlt wie Hölle und ist natürlich
schade um die teuer erkämpfte Leistung.

Bis zur schnell erreichten Rotglut des Stahles ist es eher wichtig, die 
Spule selbst zu kühlen.

Bin gespannt auf die Entwicklung...


ulf.

Autor: Silvio K. (exh)
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@ Andreas,
ich habe mal ein Diagramm gesehen, in dem die Eindringtiefe bei Stahl 
und 1000 °C und 100 kHz mit um die 3 mm eingetragen war. Beim 
Nachrechnen bin ich auf die gleiche Größenordung gekommen. Der 
Widerstand des Stahl nimmt ab und das µ_r wird 1. Die liebe 
Currie-Temperatur wirkt sich also auch bei mir negativ aus.
Frage: bei welcher Frequenz hast du gearbeitet und welche Leistung 
schätzt du?
Die hohe Frequenz hat aber auch Vorteile, z.B. eine kleineres C im 
Schwingkreis. Zu deiner Beruhigung: Mein Oszillator hat gerade vor 10 
min. die Hufe hoch gemacht. Da war ich auch überm AC2-Punkt. 200V,6A. 
Passiert eben. Hat aber lange gut funktioniert.

@ ulf
Ja, dein Thead hat mich animiert das Thema nochmal aufzugreifen.
Die Einweggleichrichtung bei dir erzeugt sehr hohe Stromspitzen. Ich 
denke das mag dein Gleichrichter und dein Kondensator nicht.  Deshalb 
habe ich keinen ausgesprochenen Glättkondensator und auch keine gute 
Gleichspannung. Das Problem mit der Werkstück-Strom-Abhängigkeit habe 
ich auch. Kann das aber über die Matching-Induktivität (siehe Burnett) 
einigermaßen einstellen. Ich muss mir jetzt eine verstellbare 
Induktivität basteln, um unter der Currie-Temperatur ordentlich Leistung 
hinein zu bekommen und darüber. In der Art Ferrit-E-Schalen mechanisch 
auseinanderziehen oder so ähnlich.

Meine Spule ist Wassergekühlt. Keine Probleme soweit.

Bei welcher Frequenz arbeitet deine Schaltung? In meiner Schaltung waren 
normale Dioden 1N4004 zu langsam (für den FAN7387-Betrieb).

Das Ferrit würde ich rausnehmen, da kriegt man keine Leistung rüber, 
oder es ist einfach groß. Schicke mal ein Foto vom Aufbau. Ich werde 
Morgen auch mal ein Schönes machen ;-) Mal sehen was kaputt ist.

Beste Grüße

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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Ach ja,
die meisten Schaltpläne haben wenig getaugt. Ich werde mal sehen...

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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Noch ein Hinweis Ulf,
bei dir muss die ganze Blindleistung durch das Ferrit. Das senkt den 
Wirkungsgrad erheblich. Mach denn Kondensator direkt an die 
Arbeitsspule. Das finde ich wichtig.

Silvio

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ich frage mich gerade, warum alle bei Lasten mit stark wechselnden 
Eigenschaften den Royer-Converter nehmen, während hier im letzten 
Schaltplan ein selbstbestimmender astabiler Multivibrator seinen Dienst 
tut, dem so wie ich das sehe, die Last primär erstmal scheißegal ist. 
Bis es eben die Endstufentransistoren durchbeißt.

Hm. Kannst du mal das Patent/Gebrauchsmuster posten? Was ist das tolles? 
Das ist für mich ein normaler Oszillator.
Naja, der Fortschrittsbalken wurde ja auch anstandslos patentiert.


Und ist es nicht so, daß über der Curie-Temperatur das Material dann 
tiefer penetriert wird? Die äußeren heißen Schichten verlieren ja die 
ferromagnetischen Verluste.


Gruß -
Abdul

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> In meiner Schaltung waren
> normale Dioden 1N4004 zu langsam (für den FAN7387-Betrieb).

Für den Highside Bootstrap? Die 1N400x benötigen einige µs zum Sperren, 
das ist viel zu langsam. UF400x sind da deutlich schneller. Die habe ich 
auch schon für 500kHz bei einem IR2110 eingesetzt.

Wo greifst du die Phase ab, die du regeln willst?
Ich hatte recht gute Ergebnisse indem ich per PLL die Phasenlage des 
Last Stroms mit der der Ausgangsspannung der Brücke verglichen habe. 
Wenn die PLL sauber einrastet, garantiert das ein ZCS und somit geringe 
Schaltverluste bei den Halbleitern, selbst bei hohen Frequenzen.

Abdul K. schrieb:
> Ich frage mich gerade, warum alle bei Lasten mit stark wechselnden
> Eigenschaften den Royer-Converter nehmen,

Weil dort der LC Kreis die Frequenz bestimmt. Somit ist dieser immer auf 
Resonanz, ein Abstimmen ist nicht notwendig.

> während hier im letzten
> Schaltplan ein selbstbestimmender astabiler Multivibrator seinen Dienst
> tut, dem so wie ich das sehe, die Last primär erstmal scheißegal ist.

Das dürfte auch der Royer-Converter sein, der so erweitert wurde, dass 
er seine Gatesignale aus dem Schwingkreis entnimmt.

> Hm. Kannst du mal das Patent/Gebrauchsmuster posten? Was ist das tolles?

Schau mal hier:
Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Hier nochmal. Hatte es in den falschen alten Thread gesetzt:
-
Ah ja. Ich zitiere mal
Beitrag "Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"
von wegen Frequenz und Last.

Man müßte mal bei einer Energiesparlampe mit Vorheizung die Frequenz
vor- und nachher messen.


Gruß -
Abdul

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Benndikt,
>Wo greifst du die Phase ab, die du regeln willst?
Die Phase greife ich direkt am Lastschwingkreis ab. Aber ich regele sie 
nicht nach. Ich steuere direkt die Vollbrücke. Also ein 
Großsignal-Oszillator, keine Regelung. Die Frequenz ändert sich immer 
so, dass die Phasenbedingung erfühlt ist. Und glücklicherweise ist dann 
bei f0 die Last rein reell.
Mit Nachregelungen habe ich da schlechte Erfahrungen gemacht, weil unter 
anderem meine genutzten RC-Oszillatoren einen zu hohen Jitter hatten und 
die Last nun mal eben resonant ist und da keinen Spaß versteht.

>Für den Highside Bootstrap?
Ja, nutzte jetzt eine USB260 Diode. Geht super. Danke für den Tip mit 
UF400x

Beste Grüße

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> Ich steuere direkt die Vollbrücke. Also ein
> Großsignal-Oszillator, keine Regelung. Die Frequenz ändert sich immer
> so, dass die Phasenbedingung erfühlt ist. Und glücklicherweise ist dann
> bei f0 die Last rein reell.

Ich habe bei sowas bei höheren Frequenzen immer Bedenken wegen der 
Laufzeiten durch die Treiberstufe: Der Treiber alleine hat schon eine 
Verzögerung von rund 300ns, das sind etwa 16° Phasenverschiebung.
Funktioniert das dennoch problemlos?

Weiterhin würde mich bei dem Treiber die Deadtime etwas stören: 2x 600ns 
Deadtime pro Periode sind bei 6,7µs Periodendauer immerhin 20%. In 
dieser Zeit sind beide Mosfets abgeschaltet und der Strom muss sich 
einen anderen Weg suchen. Dieser führt dann meist über die Bodydioden 
der Mosfets, die meist nicht die schnellsten sind. Von daher ist es bei 
diesen Frequenzen sinnvoll extern schnelle Diode parallel zu schalten, 
falls du das nicht hast.
Sowas hat zumindest bei mir die Verluste reduziert und die 
Lebenserwartung der Mosfets stark erhöht.
http://richieburnett.co.uk/sstate3.html

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Benedikt,
über die Dead-Time habe ich noch gar nicht nachgedacht. Sollte ich mal 
machen. Zum Glück liegt sie um den Nulldurchgang des Stromes herum. Die 
Phaseverschiebung, die konstant ist, stellt überhaupt kein Problem dar, 
da ich die Phase stufenlos verschieben und einstellen kann. Relativer 
Shift. Sogar im Betrieb. Die Verzögerung der Gatetreiber von 0.5 µs 
werden einfach kompensiert. Ohne Korrektur ist das natürlich 
unvorstellbar die richtige Frequenz einzustellen.

>Von daher ist es bei diesen Frequenzen sinnvoll extern schnelle Diode
>parallel zu schalten,falls du das nicht hast.

Nein, habe ich nicht. Welche Dioden kannst du empfehlen? Müssten ja 600 
V und einige Ampere abkönnen.

Gruß
Silvio

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ideale Anwendung für SiC-Dioden.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ich verwende gerne die BYT79 mit 500V, 14A, 50ns, da diese leicht 
erhältlich ist (Reichelt).
Alternativ könnte man auch diesen IGBT als Diode missbrauchen (Gate und 
Emitter kurzschließen so dass nur die eingebaute Diode aktiv ist):
http://www.pollin.de/shop/detail.php?pg=NQ==&a=NDk...
Die kann 600V, 20A, 45ns.
Es gibt noch etliche andere in der Richtung, die sind meist aber nicht 
ganz so einfach erhältlich wie z.B. die MUR1660.
Und die Schottkydiode in Reihe zum Mosfet nicht vergessen, die 
verhindert, dass die Mosfet Diode leitend wird.

Wie gesagt: Diese Dioden sind wirklich wichtig, denn die im IRFP350 hat 
350ns. Solange leitet der jeweils andere Mosfets weiter und verursacht 
so einen heftigen Strom der die Mosfets zusätzlich belastet, vor allem 
wenn die Dioden durch die große Deadtime erstmal ordentlich 
durchgesteuert wurden.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Benedikt,
>Und die Schottkydiode in Reihe zum Mosfet nicht vergessen, die
>verhindert, dass die Mosfet Diode leitend wird.

die Schottkydiode verbrät doch auch ne Menge Energie. Und die Lösung ist 
trotzdem besser als die ohne?

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ja, es verlängert definitiv die Lebensdauer der Halbleiter.
Die Verluste in der Schottkydiode sind noch akzeptabel, da die 
Flussspannung relativ gering ist (max. etwa 1V). Das ergibt insgesamt 
etwa 10-20W.
Dafür reduziert sich aber auch die Verlustleistung in den Mosfets, da 
diese nun nicht mehr für eine so lange Zeit einen hohen Strom durch die 
Dioden treiben müssen, damit diese sperrt.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Man muß die Dioden aber direkt neben die MOSFETs setzen, sonst hat man 
einen prächtigen Schwingkreis.

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo Silvio!

So sieht der Spaß mit dem Ferritkern aus. Im Vordergrund ein "etwas 
kleinerer" Gleichrichter zum Experimentieren mit Einweggleichrichtung, 
ist nicht mit im Schaltplan.
Die fette Spule wird ordentlich heiß, trotz der knappen Windung sekundär 
scheint da ordentlich Strom zu fließen. Die Frequenz liegt so bei 38kHz.

>bei dir muss die ganze Blindleistung durch das Ferrit. Das senkt den
Wirkungsgrad erheblich. Mach denn Kondensator direkt an die
Arbeitsspule.

Wenn ich den C an die Arbeitsspule anschließen soll, müßten es schon ein 
kapitales Paket sein, bei der kleinen Windungszahl.
Die rauskommende Leistung ist für mich eigentlich ausreichend, 
problematisch ist nur der Leerlauf. Der ausgebremste Wirkungsgrad kommt 
mir da wahrscheinlich eher zugute.

>Nächste Schritte:
 Drehstrom und stw25nm60n Transistoren -> Richtung 3..4..5? kW

Da sehe ich schwarz für die Transistoren. Schon bei 230V sind 1200V 
Typen notwendig, um mit den induktiv erzeugten Spitzenspannungen 
klarzukommen.

Die Diskussion mit den Bodydioden und den parallel ausgeführten 
schnelleren Dioden(klasse Darstellung bei Mr. Burnett) ist interessant, 
aber ich glaube, daß es bei meiner bescheidenen Frequenz keinen 
Handlungsbedarf gibt. Zumindest habe ich thermisch keine Probleme mit 
meinen IGBTs- trotz der kleinen Kühlkörper und des fehlenden 
Ventilators.

Muß mal fleißig weitersimulieren...

ulf.
(gespannt auf den Schaltplan wartend...)

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ulf schrieb:

> Da sehe ich schwarz für die Transistoren. Schon bei 230V sind 1200V
> Typen notwendig, um mit den induktiv erzeugten Spitzenspannungen
> klarzukommen.

Du bringst da etwas durcheinander: Bei deiner Schaltung arbeiten die 
Transistoren auf einen Übertrager mit Mittelanzapfung. Daher sieht jeder 
Transistor in der Ausschaltphase die doppelte Spannung, also über 600V, 
dazu kommt dann noch die zusätzlich erzeugte Spannung durch die 
Induktivität davor. Wenn man dagegen, so wie Silvio, eine H-Brücke baut, 
sieht jeder Transistor maximal die Eingangsspannung. 1,2kV Bauteile 
würden für Drehstrom also reichen.

> aber ich glaube, daß es bei meiner bescheidenen Frequenz keinen
> Handlungsbedarf gibt. Zumindest habe ich thermisch keine Probleme mit
> meinen IGBTs- trotz der kleinen Kühlkörper und des fehlenden
> Ventilators.

Das liegt daran, dass IGBTs keine Bodydioden haben. Daher kann man 
schnelle Zusatzdioden dazubauen (oft direkt schon im selben Gehäuse, wie 
auf dem Foto: Links der eigentliche IGBT, rechts die Reste der Diode).

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)

>Du bringst da etwas durcheinander: Bei deiner Schaltung arbeiten die
>Transistoren auf einen Übertrager mit Mittelanzapfung. Daher sieht jeder
>Transistor in der Ausschaltphase die doppelte Spannung, also über 600V,
>dazu kommt dann noch die zusätzlich erzeugte Spannung durch die
>Induktivität davor.

Der Uwe hat einen Royer Converter, dort sieht jeder Transistor so 
ziemlich genau Pi*U_in, bei 230V Netzspannung also mehr als 1kV. Das 
sind 1200V IGBTs schon knapp dimensioniert. 1600V sind deutlich besser.

> Wenn man dagegen, so wie Silvio, eine H-Brücke baut,
>sieht jeder Transistor maximal die Eingangsspannung. 1,2kV Bauteile
>würden für Drehstrom also reichen.

Ja.

>Das liegt daran, dass IGBTs keine Bodydioden haben.

Braucht man beim Royer Converter auch nicht. Bei Vollbrücken schon.

MfG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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@Silvio
Du verwendest doch den Aufbau so wie Richie Burnett und hast alles schon 
simuliert.
Wenn ich das in meiner Simulation richtig sehe, dann ist der Laststrom 
im Resonanzfall ein Sinus, aber um 90° in der Phase gegenüber der 
Ansteuerspannung verschoben. Die Mosfets schalten also jeweils im 
Strommaximum. Stimmt das? Falls ja, wird die Erweiterung hin zu höheren 
Spannungen mittels IGBTs nicht ganz so einfach wie ich anfangs dachte, 
da dieser dann hart Schalten müsste, daher maximale Verluste hätte.

Was verwendest du eigentlich als Anpassspule zwischen Mosfets und 
Schwingkreis, bzw. hast du schonmal den Strom in dieser gemessen?

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo nochmal.

Wieder was dazugelernt, danke für die Geduld mit mir Halb- Laien.
Schöne Explosivdarstellung eines IGBT, anbei das eGrab meiner Halbleiter 
seit Beginn der Induktionsofen- Experimente.

Guten Abend!

ulf.
(ab in die Kneipe...)

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Ulf,
danke für das Foto und für das Foto "eGrab". Sieht doch ganz nett aus. 
Anbei auch mein Aufbau. Benedikt hat übrigens recht mit der Aussage, 
dass die Spannung sich nicht verdoppelt. Ich bin der Meinung, dass ich 
mit den 600 V Transistoren gleichgerichteten Drehstrom nutzen kann. Wird 
zwar eng, aber wird gehen. Ich nutze ja jetzt auch schon 250 Veff mit 
~350 V Spitze an den IRFP350 (400V) Transistoren.

@ Benedikt

>Wenn ich das in meiner Simulation richtig sehe, dann ist der
>Laststrom im Resonanzfall ein Sinus, aber um 90° in der
>Phase gegenüber der Ansteuerspannung verschoben. Die
>Mosfets schalten also jeweils im Strommaximum. Stimmt das?

Zum Glück nicht. Die Spannung der Vollbrücke und der Laststrom sind in 
Phase. Die Anpass-Spule ist mit dem LC-Parallelkreis in Resonanz. Der 
Parallelkreis ist dann kapazitiv für sich, d.h. ein bißchen über f0. Die 
Brücke sollte bei I=0 schalten.

Als Matching-Induktivität nutzt ich einen ETD39-Kern mit Pappe als 
Spalt. Ist aber schon an der Grenze. Werde demnächt 2 Kernpaare nehmen.

Der NE555 ist nur am Anfang wichtig, um den Großsignaloszillator 
anzustoßen. Denn er schwing ja nicht alleine an. Habe sozusagen einen 
Start-Knopf.

Gruß Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:

> Zum Glück nicht. Die Spannung der Vollbrücke und der Laststrom sind in
> Phase.

Stimmt, ich war mit der Frequenz leicht zu hoch. Dummerweise ist der 
Phasenübergang von -90° über 0° nach +90° sehr steil.

Autor: Silvio K. (exh)
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>von -90° über 0° nach +90° sehr steil

Sehr steil und daher schlecht nachregelbar. Für einen Oszillator, der 
den Lastschwingkreis mit umfasst, kein Problem :-)

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ich versuche gerade deine Schaltung nachzubauen. Was ich nicht ganz 
verstehe: Wie machst du die Phasenverschiebung um die Verzögerung der 
Treiberstufe auszugleichen? Die Frequenz ändert sich mit der Belastung 
und somit auch die Phasenverschiebung des Phasenschiebers. Daher erzeugt 
ein einfacher RC Phasenschieber doch auch nur bei einer Frequenz die 
wirklich exakt passende Phasenlage.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Benedikt,
>Daher erzeugt ein einfacher RC Phasenschieber doch auch nur
>bei einer Frequenz die wirklich exakt passende Phasenlage.
da hast du wohl recht. RC ist schlecht, weil frequenzabhängig. Versuche 
mal Spannung am LC-Kreis, verpolte Spannung (180°) und jeweils um 90° 
verschobene Spannung. Aus den 4 Komponenten kannst du jede Phase 
generieren, bzw. den kompletten Phasengang relativ verschieben. 
Stichwort: Superposition.
Viel Spaß bei Rätseln

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ok, damit erreicht man eine frequenzunabhängige Phasenverschiebung. 
Allerdings ist doch eine konstante Verzögerung notwendig, um die 
Verzögerung des Gatetreibers zu kompensieren.

Mal eine andere Frage: Bei dir schwingt das ganze immer auf Resonanz. 
Ohne Last geht die Spannung im Schwingkreis dann allerdings gegen 
unendlich, ebenso der Strom. Wie hast du dieses Problem gelöst?

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)

>Mal eine andere Frage: Bei dir schwingt das ganze immer auf Resonanz.
>Ohne Last geht die Spannung im Schwingkreis dann allerdings gegen
>unendlich,

Nana, gegen Unendlich geht da nix. Die Güte des Schwingkreises bestimmt 
die Spannung/Strom. Dass die auch im Leerlauf sehr hoch sind, ist nun 
mal die Eigenschaft eines guten Schwingkreises, man will ja wenig 
Energie dort verlieren.

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Falk Brunner schrieb:

> Dass die auch im Leerlauf sehr hoch sind, ist nun
> mal die Eigenschaft eines guten Schwingkreises, man will ja wenig
> Energie dort verlieren.

Ja, nur ist es etwas dumm, wenn gerade im Leerlauf mehr Energie dort 
verheizt wird, als bei Belastung je in die Last wechseln wird.
Mit anderen Worten: Je stärker man den Schwingkreis belastet, desto 
geringer wird die Leistung die die Schaltung aufnimmt. Und das ist 
irgendwie nicht ganz das was man möchte.
Daher wundert es mich, dass es bei Silvio so gut funktioniert.

Autor: Silvio K. (exh)
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>Allerdings ist doch eine konstante Verzögerung notwendig,
>um die Verzögerung des Gatetreibers zu kompensieren.
Das verstehe ich nicht ganz. Ich denke mit weiteren Verzögerungen wird 
es nur komplizierter, aber ohne Gewinn für die Schaltung. Ich habe nur 
die Phase korrigiert und denke das ist ok.

>dann allerdings gegen unendlich, ebenso der Strom.
>Wie hast du dieses Problem gelöst?

Leider gar nicht. Man kann die Anpass-Spule vergößern, um den 
Wirkwiderstand zu erhöhen. Das geht aber nur begrenzt. Man verheizt die 
Energie in den Verlusten. Das merke ich besonders, wenn ich versuche 
sehr kleine Werkstücke zu erhitzen (klein gegenüber dem 
Spulenquerschnitt) oder aber Kupfer oder Aluminium. Dann wird die 
Arbeitsspule und die Kondensatorbank warm. Daran merke ich, dass größere 
Ströme fließen.
Ich habe ja meinen Stelltrafo, damit kann ich langsam hochdrehen und auf 
den Strom gucken. Am Verhältnis Spannung/Strom sehe ich wie gut das 
System koppelt, im Vergleich zum Leerlauf. (Erfahrung  :-) ). Bei 
größeren Werkstücken koppelts wunderbar. Die Spule wird zwar auch warm, 
aber durch die thermische Stahlung. Die Cs bleiben kalt.

Wenn ich dann auf Drehstrom umsattle, geht das Hochdrehen nicht mehr mit 
meinem Trafo. Könnte dann öfter knallen. Irgend ein Idee zum langsamen 
Hochdrehen mit Drehstrom? Vielleicht PWM und mit LC glätten. Da wäre ein 
IGBT angebracht oder? So könnte man schön von 0 bis Maximum die Spannung 
variieren.

Eine wichtige Frage bleibt noch: Wie geht es effektiv hinter der 
Currie-Grenze weiter? Da kommt das oben besprochene Problem der geringen 
Verluste/Kopplung zum tragen.

Beste Grüße

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> Ich habe nur
> die Phase korrigiert und denke das ist ok.

Ok, du hast die Laufzeit des Gatetreibers also nicht wirklich 
kompensiert, sondern nur grob eine zusätzliche Phasenverschiebung 
eingebaut, damit das ganze einigermaßen im Nulldurchgang schaltet. Genau 
das wollte ich wissen.

> Wenn ich dann auf Drehstrom umsattle, geht das Hochdrehen nicht mehr mit
> meinem Trafo. Könnte dann öfter knallen. Irgend ein Idee zum langsamen
> Hochdrehen mit Drehstrom?

Bevor du auf die Idee kommst: PWM bei der Brücke geht nicht gut, denn 
dann schaltest du nicht mehr im Nulldurchang, was die Transistoren stark 
belastet.

Du könntest aber einen Impulspaket Steuerung machen indem du z.B. nur 
jeden 2. Zyklung die Transistoren aktivierst. Das geht recht gut wenn 
die Gatetreiber einen Enable Eingang haben, dessen Freigabesignal wird 
über ein D-Flipflop mit dem Takt synchronisiert, so dass immer im 
Nulldurchgang die Transistoren ein oder aus geschaltet werden.
Im Prinzip ist das ganze ja ohne Last ein Serienschwingkreis den die 
H-Brücke sieht. Wenn man sich den Strom in dem Schwingkreis ansieht, 
dann steigt dieser nicht sprunghaft an, sondern der Kreis schaukelt sich 
langsam auf. In dieser Zeit steigt der Strom in etwa linear an.
Im einfachsten Fall würde eine Strombegrenzung reichen: Ist der Strom 
über dem Maximalwert, wird die Brücke im nächsten Takt (wenn das Latch 
den Zustand übernimmt) ausgeschaltet bis der Strom wieder unter den 
Maximalwert fällt.
In den abgeschalteten Takten schwingt der Schwingkreis weiter, nur 
diesmal speist der Schwingkreis Energie zurück in den Zwischenkreis, man 
benötigt daher dann Elkos im Zwischenkreis und entsprechend starke 
Dioden parallel zu den Transistoren über die der Strom fließt.

Autor: Silvio K. (exh)
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>PWM bei der Brücke geht nicht gut, denn
>dann schaltest du nicht mehr im Nulldurchang, was die Transistoren
>stark belastet.

Oh, da habe ich mich unglücklich ausgedrückt. Sorry. PWM möchte ich 
nicht bei der Oszillatorbrücke machen. Mir geht es darum die 
DC-Spannung, mit der die Brücke betrieben wird, langsam hochfahren zu 
können. D.h. 3~Spannung gleichrichten-> IGBT-Halbbrücke -> 
LC-Glättfilter -> DC-Spannung -> Vollbrücke für Oszillator. Sozusagen 
variable DC-Zwischenkreisspannung. Jetzt habe ich noch den Stelltrafo, 
mit Drehstrom dann aber nicht mehr.

Die "Nur jeden 2. Takt"-Idee ist sehr interessant. Muss ich drüber 
nachdenken. Danke für die ausführliche Beschreibung. Ist vielleicht eine 
Alternative.


Gruß

Autor: Silvio K. (exh)
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Zum Thema Leistungsregelung ist mir noch ein Gedanke gekommen. Man kann 
ja die Vollbrücke zur Halbbrücke drosseln. Eine der beiden Halbbrücken 
ist also starr auf High oder Low gesetzt. Dann hat man nur die halbe 
Spannung und ein Viertel der Leistung. Ein Block-C ist eh im Pfad. Ist 
ein Anfang.

25%
H1:01010101010
H2:00000000000

denkbar ist auch die Idee von Benedikt kombiniert mit diesem Ansatz, 
Allerdings ist die 2. Halbbrücke nicht hochohmig sondern starr:

H1:01010101010
H2:10001000100

Ist nicht gerade symetrisch aber eine Idee. Muss ich mal simulieren.

100%
H1:01010101010
H2:10101010101


@Ulf: Hast du mal Spannung und Strom an/zw. deinem 
Lastschwingkreis/IGBTs gemessen? Vielleicht läuft dein Oszillator gar 
nicht auf der gewünschten Frequenz(Lastimpedanz)..

Wie nennt sich dein Ferritkern? Ist ja ein großes Teil.
Innendurchmesser Spule? Induktivität? Wo hast du 6 mm Kupferrohr her?

... meinen Schaltplan habe ich nicht vergessen...kommt noch

Gruß

Autor: Silvio K. (exh)
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@ Ulf,

3 Anmerkungen zu deinem Schaltplan.

1. Inkonsistenz Foto <-> Schaltplan: 1 Windung <-> 1/2 Windung, aber 
egal

2. Warum sitzt L1 an genau dieser Stelle? Gefahr hoher 
Selbstinduktionsspannungen an den IGBTs, wenn sich deine Schaltung 
verschlucken sollte und der Strom nicht mehr weiß wohin. Stichwort: 
eGrab.jpg

3. Ich nehme mal an, dass die IGBTs im Gegentakt schalten. Die 
Oberwellen sehen dann deinen Kondensator (880n) -> hohe Ströme bei den 
Flanken.

Denke mal darüber nach, die Spule L1 in zwei Ls aufzuteilen und zwischen 
IGBTs und Lastschwingkreis zu setzen.

Siehts du das auch so?

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> 2. Warum sitzt L1 an genau dieser Stelle? Gefahr hoher
> Selbstinduktionsspannungen an den IGBTs, wenn sich deine Schaltung
> verschlucken sollte und der Strom nicht mehr weiß wohin. Stichwort:
> eGrab.jpg
>
> 3. Ich nehme mal an, dass die IGBTs im Gegentakt schalten. Die
> Oberwellen sehen dann deinen Kondensator (880n) -> hohe Ströme bei den
> Flanken.
>
> Denke mal darüber nach, die Spule L1 in zwei Ls aufzuteilen und zwischen
> IGBTs und Lastschwingkreis zu setzen.
>
> Siehts du das auch so?

Nein, das ist alles so ok, denn genau das erfordert der Oszillator.
L1 muss die Differenz zwischen dem Sinus am Schwingkreis und dem 
Rechteck das die Transistoren erzeugen bewältigen. Als Nebeneffekt 
erhöht die auch noch die Spannung um den Faktor PI. Aus 320V DC werden 
daher rund 1kV Spitzenamplitude im Schwingkreis und somit an den IGBTs.
L1 kann man auch aufspalten und je eine an einen Transistor anschließen, 
allerdings wird diese dann auch von dem HF Strom durchlossen, was nicht 
der Fall ist, wenn diese am Mittelpunkt des Schwingkreises angeschlossen 
ist.
Die IGBTs schalten sauber im Nulldurchgang und da es sich um einen 
Parallelschwingkreis handelt, ist die Stromaufnahme im Leerlauf minimal, 
bzw. lediglich auf die Verluste im Schwingkreis begrenzt. Da der LC 
Kreis auch gleichzeitig das frequenzbestimmende Bauteil ist, ist die 
Schaltung immer auf Resonanz. Das einzige Problem ist eben die hohe 
Spannung die 1200 bzw. besser 1500V Transistoren erfordert.
Dadurch dass es sich sowohl um eine ZVS und um eine ZCS Schaltung 
handelt, sind die Schaltverluste nahezu 0. Daher sind die IGBTs auch für 
höhere Frequenzen geeignet.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)

>Die IGBTs schalten sauber im Nulldurchgang

der Spannung . . .

>Dadurch dass es sich sowohl um eine ZVS und um eine ZCS Schaltung
>handelt, sind die Schaltverluste nahezu 0.

Nana, gaaaanz so edel ist die Schaltung nicht. Sie schaltet im 
Nulldurchgang der Spannung, also ZVS (Zero Voltage Switch), aber NICHT 
im Nulldurchgang des Stroms (KEIN ZCS, Zero Current Switch). Miss es 
nach.

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Stimmt, L1 arbeitet ja quasi als Stromquelle und daher ist der Strom 
durch die Transistoren nahezu konstant -> nur ZVS.

Autor: Silvio K. (exh)
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Die Spannung ist also sinusförmig und um den Faktor pi größer. Ok, dass 
habe ich nicht gewusst. Der Faktor pi schrängt den Leistungsbereich 
erheblich ein.

Eine Frage noch. Ihr sagt: ZVS aber nicht ZCS. Das sagt mir wiederum 
Transistor-Strom und Spannung sind nicht in Phase -> und widerspricht 
dem "immer in Resonanz sein". Wie dramatisch ist die Phasendifferenz?

>Stimmt, L1 arbeitet ja quasi als Stromquelle und daher ist
>der Strom durch die Transistoren nahezu konstant -> nur ZVS.

Strom konstant und Spannung sinusförmig. Hört sich auf den ersten Blick 
nach hohen Schaltverlusten an. Der Gesamtstrom ist konstant (wenn L1 
groß genug ist) aber wie sieht der Strom durch die IGBTs aus? Ist das 
on/off-Verhältnis des IGBTs nahe 50/50 oder anders?

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Silvio K. (exh)

>habe ich nicht gewusst. Der Faktor pi schrängt den Leistungsbereich
>erheblich ein.

Wieso?

>Eine Frage noch. Ihr sagt: ZVS aber nicht ZCS. Das sagt mir wiederum
>Transistor-Strom und Spannung sind nicht in Phase -> und widerspricht
>dem "immer in Resonanz sein". Wie dramatisch ist die Phasendifferenz?

Bitte? Zeig mir den Schwingkreis, bei dem Strom und Spannung in Phase 
sind.

>Strom konstant und Spannung sinusförmig. Hört sich auf den ersten Blick
>nach hohen Schaltverlusten an.

Dann mach dich doch einfach mal vorher etwas schlau, bevor du hier 
komische Sachen erzählst. Stichwort Royer Converter. Ist in dem anderen 
Thread lang und breit diskutiert.

> Der Gesamtstrom ist konstant (wenn L1
>groß genug ist) aber wie sieht der Strom durch die IGBTs aus? Ist das
>on/off-Verhältnis des IGBTs nahe 50/50

Sicher, ist ein einfacher Gegentaktoszillator im C-Betrieb ;-)

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:

> Strom konstant und Spannung sinusförmig. Hört sich auf den ersten Blick
> nach hohen Schaltverlusten an.

Ganz im Gegenteil, denn dadurch dass man ohne Spannung schaltet, 
entstehen kaum Verluste, siehe die kleinen Kühlkörper in der Schaltung 
von Ulf.
Der Wirkungsgrad der Schaltung ist hervorragend, in der Simulation 
liefern zwei IRF530 rund 40W in eine Last und verheizen dabei je nur 
etwa 0,4W. Das entspricht etwa 98% Wirkungsgrad. Das einzige Problem ist 
eben die Spule mit Mittelanzapfung, sowie die hohe Spannung an den 
Transistoren.

Autor: eProfi (Gast)
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Schön, dass es hier vorangeht.

Auf den ersten Blick ist die Funktion eines Royers schwer verständlich, 
vor allem die Phasenverhältnisse.

Simuliere einfach mal, dann wird es schnell klar.


an Ulf:
besser die Primärspule in deinem Kern auf beide Seiten der Sekundären 
verteilen, dann braucht nicht alle Leistung über den Außenmantel des 
Kernes fließen (auch weniger Streuinduktivität).
Außerdem den Wickelraum besser ausfüllen, da hat noch viel Kupfer Platz 
;-)

Im Schaltplan steht, die Sek. hat 1/2 Windung. Das wäre der Fall, wenn 
Du die Leitung durch den Kern durchstecken würdest (so dass sie auf der 
anderen Öffnung herauskäme). So wie auf dem Foto hat die Wicklung genau 
eine Windung.


an Silvio:
welche Daten hat Dein MMC (Kondensatorbank)? Anzahl, Verschaltung, 
Einzelwert, Gesamtwert

>Wie geht es effektiv hinter der Currie-Grenze weiter?
bitte, das Ehepaar hieß Curie (mit einem r).


> Wie nennt sich dein Ferritkern? Ist ja ein großes Teil.
Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"
Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"

> Wo hast du 6 mm Kupferrohr her?
Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"

Vielleich mal den alten Thread ganz durchlesen...


an Falk:
>>Das liegt daran, dass IGBTs keine Bodydioden haben.

>Braucht man beim Royer Converter auch nicht. Bei Vollbrücken schon.

Meine Erfahrung war allerdings, dass ohne Dioden die Spannung deutlich 
unter Null ging und die Schaltung sich ein klein wenig anders verhielt.
Muss ich nochmal weiterforschen, warum das so war (Streuinduktivität?)



Ich werde auch wieder einsteigen, und zwar mit einer "Folien"-Spule.
d.h. 10cm breites isoliert aufgewickeltes 0,3-0,6mm Cu-Blech.
Als Schaltung die bereits von mir beschriebene ganz einfache mit der 
symmetrischen Hilfsspule, ohne Steuerdioden etc.

Ich frage mich, ob so große Schwingkreis-Cs sein müssen, denn (bei 
idealer Kopplung) ist das ganze ja ein Trafo und es kommen nur reelle 
Lasten vor.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo eProfi,
wofür steht MMC? Multi M... Capacitor?

Danke für die Infos zum teuren Kern und zum Cu-Rohr.

Hier die Antworten:
120 x 4,7nF MKP 2000V parallel siehe Foto.

-->1/(2*%pi*sqrt(120*4.7e-9*2e-6))
 ans  =

    149853.05


Blechspulen: Kühlung? Proximityeffekt?
Überlege es dir noch mal.

>Ich frage mich, ob so große Schwingkreis-Cs sein müssen, denn (bei
>idealer Kopplung) ist das ganze ja ein Trafo und es kommen nur reelle
>Lasten vor.

Was ist im Leben schon ideal?

>das Ehepaar hieß Curie (mit einem r).
Ok, aber wie geht es nun über der Curie-Temperatur effektiv weiter?

Autor: Silvio K. (exh)
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@ Falk
>Wieso?
Gute Frage eigentlich. Ich sage mal so, baust du eine Vollbrücke, nutzt 
du max. Spannung und max. Strom des Transistors besser aus. Oder siehst 
du das etwa anders?

>Bitte? Zeig mir den Schwingkreis, bei dem Strom und Spannung in
>Phase sind.

Der Lastschwingkreis in Resonanz zeigt sich nach außen als realer 
Widerstand. Klares Missverständnis, kein weiterer Kommentar :-)

> Sicher, ist ein einfacher Gegentaktoszillator im C-Betrieb ;-)

Jetzt ist mir alles klar :-)


Silvio

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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eProfi schrieb:

> an Ulf:
> besser die Primärspule in deinem Kern auf beide Seiten der Sekundären
> verteilen, dann braucht nicht alle Leistung über den Außenmantel des
> Kernes fließen (auch weniger Streuinduktivität).
> Außerdem den Wickelraum besser ausfüllen, da hat noch viel Kupfer Platz
> ;-)

Die Streuinduktivität ist beim Royer-Oszillator durchaus notwendig, da 
er sonst bei hoher sekundärer Last instabil werden oder sogar ganz 
aussetzen kann und dann knallts ziemlich sicher.

> Im Schaltplan steht, die Sek. hat 1/2 Windung. Das wäre der Fall, wenn
> Du die Leitung durch den Kern durchstecken würdest (so dass sie auf der
> anderen Öffnung herauskäme). So wie auf dem Foto hat die Wicklung genau
> eine Windung.

1/2 Windung ist bei geschlossenen Trafokernen sowieso unzulässig (kann 
zu unerwünschen Nebenwirkungen wie exorbitante Streuinduktivität oder 
Sättigungseffekten führen). Windungszahlen in Trafos mit geschlossenen 
Kernen müssen immer ganzzahlig sein.

>>Braucht man beim Royer Converter auch nicht. Bei Vollbrücken schon.
>
> Meine Erfahrung war allerdings, dass ohne Dioden die Spannung deutlich
> unter Null ging und die Schaltung sich ein klein wenig anders verhielt.
> Muss ich nochmal weiterforschen, warum das so war (Streuinduktivität?)

Das liegt einmal daran, dass die Transistoren beim Royer-Oszillator im 
Gegentaktbetrieb keine Totzeit haben und sich die Einschaltzeiten sogar 
geringfügig überschneiden können. Wenn der Transistor, der im 
Nulldurchgang der Schwingkreisspannung sperren sollte, immer noch 
leitend ist, sinkt die C-E-Spannung des jeweils anderen Transistors 
kurzzeitig unter null.
Weiterhin können kapazitive Blindströme von Kondensatoren, die der 
Gate-Ansteuerung dienen, ebenfalls negative C-E-Spannungen verursachen. 
Es sollten also beim Royer-Leistungsoszillator tatsächlich Dioden 
parallel zu den Transistoren vorgesehen werden. Allerdings müssen die 
keine hohen Ströme aushalten können.

> Ich frage mich, ob so große Schwingkreis-Cs sein müssen, denn (bei
> idealer Kopplung) ist das ganze ja ein Trafo und es kommen nur reelle
> Lasten vor.

Die großen Kondensatoren brauchst Du, um eine möglichst große Feldstärke 
zu erzeugen. Da die Kopplung zwischen Feldspule und Werkstück sehr 
schlecht ist, mußt Du sehr viel Blindleistung in das Magnetfeld der 
Feldspule stecken, um ein ein kleinen Bruchteil an nutzbarer 
Wirkleistung ins Werkstück zu bringen. Die hohe Blindleistung läßt sich 
am einfachsten und effektivsten mit einem dämpfungsarmen LC-Schwingkreis 
erzeugen. Rechne doch mal aus, wie groß der Blindstrom in der Spule vom 
Schwingkreis ist und überlege, welchen Aufwand Du treiben müßtest, um 
solche Ströme direkt mit Halbleitern zu schalten.

Jörg

Autor: Falk Brunner (falk)
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Jörg, Schöne Erklärung.

MFG
Falk

Autor: boeschir (Gast)
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Hallo zusammen...,
Ein schönes Thema, wollte ich mich vor Jahren auch mal mit beschäftigen.

Ich heiße Ralf und hab eine Zeit lang an einem I-Ofen gearbeitet.
Hierdurch bin ich zum Hobbymäßigen Bronzegießen gekommen.
Bisher hab ich das immer mit Gas hinbekommen, aber immer ein Auge 
Richtung der E-Variante geworfen.
Da ich nie etwas für mich brauchbares(bin Schlosser und krieg mein Moped 
ausm Handgelenk verdrahtet, weis auch was ein Transistor ist, dann wirds 
aber schon schwieriger) im Net fand, hab ich das alles vor Jahren auf 
Eis gelegt.

Gearbeitet hab ich einerseits an einem 30KW mit Ofen wenigen KHz für bis 
7-10Kg Edelstahl, und in meiner derzeitigen Firma haben wir einen 800KW
Netzfrequenzofen.
Der kleine hat den Edelstahl in ca. 15-20 aufgeschmolzen und war auch 
bei Kupfer und Bronze nicht langsamer(wenn die kleinen Bruchstücke gut 
angekoppelt hatten)
Bei den dort Niedrigen Frequenzen (paar KHz) waren die Kondensatoren 
recht weit entfernt von der Spule, in einem Schaltschrank untergebracht, 
Ca. 2M, und beides mit Wasser-Kühlschläuchen verbunden.
Wenn man die Lehrlinge kurz mit Arbeitsschuhen auf den Schlauch hat 
treten lassen, kriegten die nach wenigen Minuten "warme" Füße.

Glaube das ich von damals irgendwo noch kopierte Pläne hab, muss ich mal 
suchen gehen und könnte dann mal das gefundene rüberschicken.

Wollte das ganze damals dazu verwenden ein paar 100 Gram Bronze zu 
schmelzen und in verlorenen Formen oder Sandguss abzugießen.

Frohes Basteln

   Ralf

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Ralf,

wir sind alle auf den Schaltplan gespannt. Das Schmelzen von Bronze wird 
sicherlich nicht die einfachste Aufgabe werden. 2-3 kw braucht man 
bestimmt, vorausgesetzt guter thermischer Isolierung. Und Bronze als 
Legierung von Kupfer wird sicherlich auch elektrisch nicht der 
schlechteste Leiter sein. Ich würde dich bitte die technischen Daten wie 
Frequenz von dem erwähnten "kleinen Ofen" in Erfahrung zu bringen. Die 
Leitfähigkeit von deiner bevorzugten Bronze-Legierung wäre auch von 
Vorteil. Aus welchem Material war der Tiegel? Schreibe alles was dir 
noch einfällt

Beste Grüße

Silvio

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo!

Kaum ist man mal ein paar Tage unterwegs, hat man eine Menge Fragen 
verpaßt und Andere haben sie bereits bestens beantwortet, DANKE!

Die Sekundärwicklungszahl in meiner Bastelanordnung ist was für 
Mathematiker, vielleicht 0.7358 Windungen. Das wollte ich nicht so auf 
die Goldwaage legen. Es sind auch nur an die Klemmen gemalte Kringel zur 
Verdeutlichung des Sinns von LSP1..3. Immerhin habe ich einen Schaltplan 
gepostet, um meinen Worten ein erklärendes Bild beizufügen.

Mit der mittig angeordneten Sekundärwicklung habe ich so meine Bedenken 
wegen der komplizierteren Isolation. Das ist so schon nicht ganz koscher 
mit 3mm Pertinax und etwas Gelbgrünschutzleiterplastikummantelung(!) um 
die aufgepeitschte Primärspule.
Wenn ich die Schaltung "für gut" aufbaue, kommt natürlich alles an 
Leiterquerschnitt in den Trafo, was Platz hat ohne zu funken...

Bei meinen Simulationsexperimenten zeigt sich, daß die Ringkernspule L1 
wirklich nicht zu sauber sein darf. Die Maximalspannung an den beiden 
Primärspulen ist damit wahrscheinlich in den Griff zu bekommen. Die 
momentan verwendete Spule(ca.290µH) stammt aus dem Induktionskochfeld 
und sollte dort 230V 2000W aushalten.

Sicherlich ist die Simulation bei mir noch nicht allzu 
repräsentativ(LTspice) mit IRFP90N20D Mosfets statt der IGBTs. Bin aber 
trotzdem erstaunt, was das Programm mit wenig Einarbeitung zu leisten 
vermag. Vielleicht steige ich irgendwann mal dahinter, wie man den 
richtigen IGBT als Modell eingebunden bekommt.

ulf.

Autor: eProfi (Gast)
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Ja, hier rührt sich was!

an Ulf:
beim Simulieren kann man gut Ströme potentialfrei messen.
LTspice ist ein Programm, mit dem man sehr viel einstellen und erreichen 
kann, wenn man weiß, wo und wie. Du hast Recht, dennoch bekommt man am 
Anfang auch mit wenig Erfahrung schnelle Ergebnisse. Übung (und 
Probieren und Lesen) macht dem Meister.

> Die Sekundärwicklungszahl in meiner Bastelanordnung
> ist was für Mathematiker, vielleicht 0.7358 Windungen.
> Das wollte ich nicht so auf die Goldwaage legen.
Nein, die Wicklung hat genau eine Windung, sobald (bei deinem Kern) die 
Anschlüsse auf einer Öffnung herauskommt. Schlecht ist nur, dass der 
Rest der Windung (1,00-0,73=0,27) so weit vom Hauptfluss entfernt ist. 
Dadurch wird das  magnetische Gleichgewicht  gestört.

> Bei meinen Simulationsexperimenten zeigt sich, daß die
> Ringkernspule L1 wirklich nicht zu sauber sein darf.
Verstehe ich nicht, was heißt zu sauber? Das muss eine hochwertige 
Speicherspule sein, keine Entstördrossel.
Ihr Strom fließt mit der doppelten Schwingkreis-Frequenz.
Ihre Aufgabe ist, den Schwingkreis-Mittelpunkt HF-mäßig abzukoppeln 
(ähnlich einer Saug-Drossel). Also nur DC einzukoppeln.
Da ihre Induktivität nicht unendlich ist, beeinflusst sie (bei hoher 
ohmischer Last) die Oszillatorfrequenz.

> Die Maximalspannung an den beiden Primärspulen ist
> damit wahrscheinlich in den Griff zu bekommen.
??? Die Spannung an den beiden Schwingkreis-Enden ist pi * 
Versorgungsspannung. Da gibt es nichts zu rütteln.


an Jörg:
> Die großen Kondensatoren brauchst Du, um eine möglichst große
> Feldstärke zu erzeugen. Da die Kopplung zwischen Feldspule und
> Werkstück sehr schlecht ist, mußt Du sehr viel Blindleistung
> in das Magnetfeld der Feldspule stecken, um ein ein kleinen
> Bruchteil an nutzbarer Wirkleistung ins Werkstück zu bringen.

Ja, genau so denke ich auch, mein Gedanke war, dass ich z.B. bei 20% 
Kopplung auch die zugehörigen 20% Cs einsparen kann.

> Es sollten also beim Royer-Leistungsoszillator tatsächlich Dioden
> parallel zu den Transistoren vorgesehen werden. Allerdings müssen
> die keine hohen Ströme aushalten können.
Da bin ich mir noch nicht so sicher. Ob es nicht besser ist, dem unteren 
Ende die Freiheit zu lassen, unter Null ausweichen zu können (d.h. keine 
Diode), wenn der obere T (zu früh) leitend wird? Werde dem noch 
nachgehen.

Auf jeden Fall vielen Dank für Deine fundierten erfahrungsreichen 
Beiträge.


an Silvio:
> Blechspulen: Kühlung? Proximityeffekt?
> Überlege es dir noch mal.
Hast Du da Erfahrung? Ich hatte bisher den Eindruck, dass gerade 
Folienwicklungen bei besonders hochwertigen Trafos verwendet werden 
(z.B. Geafol Leistungstrafos, Schaltnetzteile). Ist das bei Luftspulen 
anders? Auch hiermit muss ich mich nochmal beschäftigen.
Ich dachte, je geringer die radiale Ausdehnung des Leiters, umso 
geringer die Wirbelströme. Bei den dicken Rohr-Spulen glaube ich, dass 
die Spule selbst schon zu sehr zum Werkstück ( = durch Wirbelströme 
erhitzt) wird.

Literaturtipp: Transformer and Inductor Design for Optimum Circuit 
Performance   Lloyd H. Dixon (Texas Instr.) pdf
werde ich mir demnächst zu Gemüte führen...
Zur Kühlung: Beachte mal den Querschnitt (100mm * 0,6mm = 60mm²) Das 
sollte kalt bleiben.

> Danke für die Infos zum teuren Kern und zum Cu-Rohr.
Ulf hat aber nicht den größten Kern (den ich angegeben habe), sondern 
eine Nummer kleiner:
PM87/70-Kernsätze Typ Epcos B65713.. (D120.835)
nach IEC 61247, für Leistungsübertrager und Speicherdrosseln in 
getakteten Stromversorgungsgeräten mit hoher Leistung, aus 
Siferrit-Werkstoffen, deren Daten in einer Tabelle am Ende des 
Abschnittes Kerne beschrieben sind. Grundmaße eines fertigen Trafos bzw. 
Übertragers: L 101, B 87, h 72 mm, Ausführung: ohne Luftspalt. 
Tabellenangaben: Typ, AL-Wert, Werkstofftyp.
Typ              Bestell-Nr.  Stückpreis ab   1     10     50    100
B65713AR27, 12000 nH, N27     {83 D 374}    45,50  36,90  34,50  32,—

> wofür steht MMC? Multi M... Capacitor?
gut geraten:       Multi Mini Capacitor, also viele kleine (meist 
mehrfach parallel und/oder seriell verschaltet).


> Ok, aber wie geht es nun über der Curie-Temperatur effektiv weiter?
Mit satter Feldstärke, niedriger Frequenz (--> hohe Eindringtiefe) und 
wenig Abstrahlungverlusten (verspiegelte Isolatoren?) ... ;-)
Man muss die Spule möglichst eng an das Werkstück bringen / um das 
Werkstück legen.

> 120 x 4,7nF MKP 2000V
das sind 564nF. Früher habe ich auch viel mit so kleinen Cs gemacht, 
inzwischen bin ich auf Wima Snubber-FKPs und Snubber-MKPs, u.a. 680nF 
2000V, umgestiegen. Die sind einfach kompakter und nicht mal so teuer 
(gibt's z.B. beim Spoerle, ab und zu sind welche lagernd).
Oder die MKP-Kunststoffkondensatoren Typ Wima GTO MKP (D102.180)
induktionsarme Ausführung, Merkmale: Stirnkontaktierung, hohe 
Impulsbelastbarkeit, nahezu unbegrenzte Lebensdauer, ausheilfähig. 
Anschlüsse: M 6 und M 8, Dielektrikum: Polypropylen-Folie, Belag: 
metallisiert, Gehäuse: Kunststoff UL 94 V-0 mit PU-Verguss, 
Kapazitätstoleranz: ±20 %, IEC-Klimakategorie: 55/085/56, 
Temperaturbereich: –55 bis +85 °C. Die Lieferung erfolgt ohne Schraube, 
Sechskantmutter und Zahnscheibe. Tabellenangaben: Nennkapazität, Maße D 
x L, Gewinde.
z.B. Ausführung mit Nennspannung 1500 VDC
Typ       Bestell-Nr.  Stückpreis ab   1         10         50
1,5 µF, 60 x 49 mm, M 6  {30 D 572}   27,00     23,70     21,20
2,0 µF, 60 x 49 mm, M 6  (30 D 574}   27,40     24,00     21,60
2,5 µF, 60 x 49 mm, M 6  {30 D 576}   27,70     24,30     21,80
3,0 µF, 60 x 49 mm, M 6  {30 D 578}   27,90     24,50     22,00
3,5 µF, 60 x 49 mm, M 6  {30 D 580}   28,30     24,90     22,30
4,5 µF, 70 x 49 mm, M 6  {30 D 584}   29,00     25,50     22,90
5,0 µF, 70 x 49 mm, M 6  {30 D 586}   29,30     25,80     23,10
6,0 µF, 80 x 49 mm, M 8  {30 D 588}   31,40     27,60     24,70
15 µF, 90 x 97 mm, M 8   {30 D 594}   32,00     28,10     25,20
20 µF, 90 x 97 mm, M 8   {30 D 596}   46,70     42,20     36,80


> Wenn ich die Schaltung "für gut" aufbaue, kommt natürlich alles an
> Leiterquerschnitt in den Trafo, was Platz hat ohne zu funken...
Ich würde so verfahren:
eine Lage Primär, dann die sekundäre als Flachwicklung = Folienwicklung 
über die ganze Kernbreite, dann noch eine Primär-Lage, evtl. parallel 
zur ersten.
Diese Anordung habe ich zumindest bei einigen Schaltnetzteilen schon 
gesehen. Ergibt eine gute homogene Durchflutung.
Leichter herauszuführen ist die Folienwicklung, wenn sie außen liegt. Da 
gibt es ein Siemens-Patent, nach dem die Folie an den Enden geschickt 
geschnitten, gefaltet und voneinander isoliert wird, damit auch dort 
keine Wirbelströme entstehen.
                      ___
                     |     |
                     |  O /| Anschluss
                     |   / | hier keine Zwischen-Isolierung nötig
_____________________|  / /|  .......................................
                         |
                     _/ / /|
                         |
  Folienleiter       _/    Streifen innerhalb des Magnetfeldes
                           voneinander isoliert  übereinandergefaltet
                     _/ /
                       /
______________________/     .........................................
                           |
                     |     | das andere Wicklungsende evtl.
                     |  O  | nach unten herausführen
                     |     |
                     -------


Ich hätte auch noch eine Frage: ich möchte Hufeisen erhitzen. Wie wäre 
dafür die optimale Spulenform? Mäander?

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  eProfi (Gast)

>beim Simulieren kann man gut Ströme potentialfrei messen.

Kann man auch real. Wenn es nur um den Wechselanteil geht, gibt es bei 
RS & Co Stromwandler, welche bis 500kHz arbeiten für ein kleines Geld 
(3EUR).

>> ist was für Mathematiker, vielleicht 0.7358 Windungen.

Wie bereits gesagt, es gibt keine halben Windungen, schau dir mal den 
GESAMTEN Stromfluss an.

>> Werkstück sehr schlecht ist, mußt Du sehr viel Blindleistung
>> in das Magnetfeld der Feldspule stecken, um ein ein kleinen
>> Bruchteil an nutzbarer Wirkleistung ins Werkstück zu bringen.

Was aber eigentlich kein Problem ist. Es ist BLINDLEISTUNG, sie geht 
nicht als Wärme (sprich Wirkleistung) verloren, sondern pendelt "nur" im 
Schwingkreis.

>Ja, genau so denke ich auch, mein Gedanke war, dass ich z.B. bei 20%
>Kopplung auch die zugehörigen 20% Cs einsparen kann.

????
Was hat die Kopplung mit dem C zu tun? So gut wie gar nichts!

>Hast Du da Erfahrung? Ich hatte bisher den Eindruck, dass gerade
>Folienwicklungen bei besonders hochwertigen Trafos verwendet werden
>(z.B. Geafol Leistungstrafos, Schaltnetzteile).

Ja, aber das ist eben nur die halbe Wahrheit.

> Ist das bei Luftspulen anders?

Jain.

>geringer die Wirbelströme. Bei den dicken Rohr-Spulen glaube ich, dass
>die Spule selbst schon zu sehr zum Werkstück ( = durch Wirbelströme
>erhitzt) wird.

Dort liegt IMO das Problem. Die meisten Hobbybastler nehmen Kuferrohr 
aus dem Baumarkt. Das ist aber AFAIK KEIN E-Kupfer, sprich es ist NICHT 
elektrolytisch gereinigt. D.h. aber auch, dass der Widerstand gut um 
Faktor 10(?) über dem von richtigem E-Kupfer liegt. Mit den 
entsprechenden Verlusten im Schwingkreis.

http://de.wikipedia.org/wiki/Kupfer#Physikalische_...

Ausserdem hat so ein Rohr den riesigen Vorteil, dass man es auf 
kleinstem Raum sehr einfach kühlen kann. Wasser durchleiten!

>> Ok, aber wie geht es nun über der Curie-Temperatur effektiv weiter?
>Mit satter Feldstärke, niedriger Frequenz (--> hohe Eindringtiefe)

Ein weiteres Argument gegen 150 kHz.

>Man muss die Spule möglichst eng an das Werkstück bringen / um das
>Werkstück legen.

Machen quasi alle Induktionsöfen so.

>Ich hätte auch noch eine Frage: ich möchte Hufeisen erhitzen. Wie wäre
>dafür die optimale Spulenform? Mäander?

???
Was spricht gegen die normale Tauchsiederspule? Man könnte darüber 
nachdenken, zwei Spulen parallel anzuordnen und dann die Schenkel des 
Hufeisens dort reinstecken. Hmmm.

MFG
Falk

Autor: boeschir (Gast)
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Moin,
hab da schon mal was für die "oldschool"  Fans in meinen Ordnern 
gefunden.
Das was eigendlich gesucht habe ist noch nicht aufgetaucht, wir dann 
aber nachgeliefert.
"Flachspulen...?" alles was ich bisher gesehen habe waren I-Spulen aus 
Cu-Rohr, bei den größeren Anlagen mit 4-Kantprofil und auch fest 
verschraubt,
da sich die Spulen durch das Magnetfeld ausdehnen wollen.
Allesamt sind die Wassergekühlt, ist garkein Problem da das Cu ja der 
bessere Leiter ist. Ein Monteur meinte mal, "Haupsache 20-50CM Schlauch 
zwischen Spule und Kühlung", glaub ich, mit Leitungswasser.
Der Tiegel den wir verwendet hatten war wohl aus Aluminium-oder 
Siliciumoxid,
und die Gußtemperaturen lagen jenseits der 1500°C.
Ich wollte nun aber Graphittiegel wie sie bei den Goldschmieden benutzt 
werden nehmen.

   Gruß
   Ralf

Autor: Silvio K. (exh)
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man man man es geht voran.

eProfi:
>Hast Du da Erfahrung?
Nein, nicht wirklich. Der Proximityeffekt könnte dir aber den großen 
Querschnitt kaputt machen. Und um die Kühlung wird man nicht 
herumkommen. Die Spule wird auf jeden Fall durch das heiße Werkstück 
erhitzt und dann sinkt der Leitwert...und so weiter

> Bei den dicken Rohr-Spulen glaube ich, dass
>die Spule selbst schon zu sehr zum Werkstück ( = durch
>Wirbelströme erhitzt) wird.
Hmm. Ich denke folgendes: Strom und Feld sind natürlich 1:1 gekoppelt. 
Hier aber erzeugt der Strom das mag. Feld. Der (Wirbel)-Strom ist ja 
schon da, nur ohne Wirbel. Quasi Spulenstrom.
Ich habe erst auch so gedacht, denke aber inzwischen anders.

Was interessantes zum Thema Spulendesign:

http://www.stanleyzinn.com/pdf/coil_design.pdf

Danke auch für die Kondensator-Empfehlung. Wird mir eine Menge Arbeit 
ersparen. Habe damals nur Celem in Betracht gezogen und wäre sehr teuer 
gewesen.

>Mit satter Feldstärke, niedriger Frequenz (--> hohe Eindringtiefe)
Das wäre ein Argument für 50 Hz aber zu tief ist auch ineffektiv. Habe 
gelesen: Werkstückgröße >= 4*Skintiefe ist effektiv. Ist wohl eine 
Faustregel. Bei 10 kHz, Stahl und 1000°C ist die Tiefe 20 mm. Werkstück 
müsste dann >80 mm sein. Hmm. Ist mir zu groß. Und mit steigender 
Temperatur nimmt die Eindringtiefe natürlich noch zu. Darum habe ich die 
Frequenz so hoch gewählt.

@ Falk

>Ein weiteres Argument gegen 150 kHz.

Es kommt also darauf an was man will. Ich möchte halt kleine Mengen 
Stahl schmelzen und keine Zentner. Ein Argument für 150 kHz ;-) 
Vielleicht möchte man ja auch einen Gegentaktoszillator im C-Betrieb ;-) 
dann wäre man aber hier falsch.

Übrigens steigt bei gleichem B die Induktionsspannung (potentielle 
Wirbelströme) mit der Frequenz:
Maxwellsche Gleichungen / Induktionsgesetz

Oh, schon wieder ein Argument für 150 kHz. ;-)

Ich überlege gerade die Windungsanzahl meiner Arbeitsspule von 5 auf 4 
oder 3 zu senken. Ich erstem Moment könnte man denken, damit senkt man 
das B-Feld. Aber bei gleicher(!) Spannung ergibt sich ein höheres 
B-Feld. Dann wäre noch mehr Blindleistung im Spiel.
Prinzip Trafo: Die Primärseite ist ja die Arbeitspule. An der 
Sekundärspule kann man dagegen wenig ändern, außer Spulenform ,Abstand, 
etc..Die Sekundärspannung wird thermische Leistung.

Für das Hufeisen würde ich einen Hufeisenquerschnitt wählen. Was spricht 
dagegen? Vielleicht die Herstellung.

@ Ralf

Graphit-Tiegel ist die Lösung für Kupfer, Alu und Bronze. Der Ofen 
erhitzt dann aber den Tiegel und nur indirekt das Werkstück. Da dauert 
lange. Wenn du damit leben kannst, wird das bestimmt gehen. Wo kriegt 
man die Tiegel her und sind sie bezahlbar? Eigentlich sollten die fast 
nicht kosten, aber wir kennen es auch anders.

Gruß und freue mich über die zahlreichen Beiträge

Silvio

Autor: Fl4sh3r (Gast)
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Hi,
ich habe mich auch mal vor 3 monaten damit beschäftigt.
jedoch nach 2 Rückschlägen und mehren verkolten mosfets erstmal aufs
glatteis gelegt.

es handelt sich bei meinem nachbau um den beitrag von
  Induktionsheizung (nicht) ganz einfach
allerdings habe ich nen Schweißtrafo und Brückengleichrichter benutzt
mit glättungs Elko...

und jetzt meine frage, klappt das generell damit ??
oder ist es an der Trafowahl schon gescheitert?

@ Ulf:
wieviel windungen hat denn deine doppelspule ?  also die Prim. seite ..
und wie genau haust du sie gewickelt ?


mfg Fl4sh3r

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo!

Erstmal eine etwas korrigierte Version des Schaltplanes. Sec hat 1 
Windung,
die unnützen Z- Dioden sind weg, der Elko aus einem Frequenzumrichter 
hat 220µ usw...

Was mir auffällt: Die IGBTs knallen immer beim Einschalten(Netzstecker 
rein...) durch. Vielleicht sollte ich als Einschalter ein Solid State 
Relais verwenden, das im Nulldurchgang der Netzspannung schaltet. Das 
bringt einen "Softstart", der sicher besser ist als das Schalten über 
den Netzstecker.
25A-SSR liegen von einem anderen Projekt reichlich im Schubkasten.

Eine Frage habe ich zum Thema Luftspalt:
Was sind bei dem verwendeten Ferritkern praktikable Spaltmaße?
(PM87/70-Kernsätze Typ Epcos B65713.. (D120.835) )

@eProfi
>Das muss eine hochwertige Speicherspule sein, keine Entstördrossel.

In der Simulation steigt jedenfalls die Spannung an den Primärspulen 
ziemlich an, wenn die Spule als reine Induktivität gesetzt ist. Wenn man 
die Spule "schlechter" macht(z.B. Serienwiderstand 1 Ohm, Parallelwid. 
10 Ohm), sind die Spannungen sowohl an der Mittelanzapfung als auch an 
den Spulenenden geringer und der Oszillator schwingt sauberer an.
Momentan muß ich sowieso mit der vorhandenen Spule auskommen.

@ Fl4sh3r

Dem kryptischen Paßwort-Namen klare Daten:
Primär 6 Windungen als 1. Lage auf 32mm Stab gewickelt(Linksgewinde), 
dann 2. Lage zurück wieder 6 Windungen zum Spulenanfang(Rechtsgewinde).
Das Ganze wurde im langsamsten Gang meiner Drehbank als schön kompakte 
Spule gewickelt. Schutzleiterdraht ca3,5mm Durchmesser, also ca 10mm².
Ein Schweißtrafo als Netztrafo hat Vor- u. Nachteile:
Relativ niedrige Betriebsspannung bringt bessere Auswahl an Mosfets, 
allerdings müssen die Ströme dann auch höher sein.
Die Schaltung ist galvanisch vom Netz getrennt- sehr gut zum 
Messen(z.B.Oszi!) und Experimentieren.
Nachteilig ist die Streueigenschaft des Trafos. Sobald die 
Induktionsheizung was zu tun bekommt, sinkt die Betriebsspannung und 
damit auch die Leistung.
Eigentlich wäre ein umgekehrtes Verhalten ideal: Im Leerlauf hat man 
geringe Netzspannung, und sobald die Arbeitsspule heizen muß, steigt die 
Netzspannung an;-)

ulf.

Autor: Fl4sh3r (Gast)
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Danke für die schnelle antwort...
und die klaren Fakten ;-)

also brauche ich einen spannungsharten trafo, wenn ich das richtig 
verstanden hab.

und ich hab noch nen paar fragen zu deinem neuen schaltbild.
- was ist das für ne Drossel (L1 50 - 200 µH) Typ?
- Hast du den schutzleiter vom Nym oder H07V-k genommen?
- warum sind die IGBTs unterschiedlich 1x 125 und 1x 120 (funktioniert
  das auch mit 2 identischen ? das selbe mit Q1 und Q2)
- Was meinst du mit dem kleinen Satz "GND nicht an Schutzleiter oder N!"
  GND muss doch ans "- Beinchen" vom Brückengleichrichter oder ?
- Funktioniert die Schaltung ? was hast du bisher schon erhitzt und wie
  lange dauert es ?

mfg Fl4sh3r

P.s. find ich super das sich noch mehr Bastler für sowas Interessieren.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ulf schrieb:

> Was mir auffällt: Die IGBTs knallen immer beim Einschalten(Netzstecker
> rein...) durch.

Das dürfte das typische Anschwingproblem sein, was die hochohmigen 
Widerstände eigentlich verhindern sollten. Dieses Problem hatte ich auch 
schon ein paarmal. Wichtig ist, dass die 18V Hilfsspannung schnell da 
ist. Mir ist aufgefallen, dass wenn diese Spannung zu langsam hochkommt, 
es knallt. Pass mal R11/12 bzw. R31/32 etwas an, so dass die IGBTs nicht 
so stark durch steuern. Es reicht wenn ein minimaler Strom fließt, damit 
sich die beiden Transistoren gegenseitig hochschaukeln. Das hat 
zumindest bei mir geholfen.
Jörg dürfte sich da allerdings besser auskennen und hat vielleicht die 
perfekte Lösung für das Problem (dazu stand glaube ich auch etwas im 
Patent).

Autor: Fl4sh3r (Gast)
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achja, was hast du für ne Netzspannung ?! 230V ??

danke Fl4sh3r

Autor: Silvio K. (exh)
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So, nach langem Warten hier mein Schaltplan. Ich hoffe ich habe nichts 
vergessen. Wie gesagt, es ist ein Bastel-Aufbau der sich häufig geändert 
hat. Aber das jetzige System funktioniert ziemlich gut. Mit der 
Konstruktion sind mir erst 4 Transistoren kaputt gegangen. 2 mal eine 
Halbbrücke, aber Wochen auseinander. Waren thermische Probleme. Die FETs 
sind aber noch die schwächeren IRFP350. Habe Ströme von 6 A bei 200 V 
locker verbraucht. Dabei ist das ja der Effektivwert bei 50 Hz. Hätte 
ich Gleichstrom in Höhe des Spitzenwertes zur Verfügung, wäre es mal 
locker die doppelte Leistung. 1.41*6A*1.41*200V. Das ist doch schon was, 
oder? Dann kommen aber sicherlich noch andere Probleme.

Noch ein Wort an den Leihen: Das ist doch ein wenig gefährlich. Also 
aufpassen, denn ihr haftet mit eurem Leben.

Ein Wort an den Profi: Viel Spaß!

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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"Laie" natürlich. Mir sei vergeben.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Benedikt K. schrieb:
> Ulf schrieb:
>
>> Was mir auffällt: Die IGBTs knallen immer beim Einschalten(Netzstecker
>> rein...) durch.
>
> Das dürfte das typische Anschwingproblem sein, was die hochohmigen
> Widerstände eigentlich verhindern sollten. Dieses Problem hatte ich auch
> schon ein paarmal. Wichtig ist, dass die 18V Hilfsspannung schnell da
> ist. Mir ist aufgefallen, dass wenn diese Spannung zu langsam hochkommt,
> es knallt. Pass mal R11/12 bzw. R31/32 etwas an, so dass die IGBTs nicht
> so stark durch steuern. Es reicht wenn ein minimaler Strom fließt, damit
> sich die beiden Transistoren gegenseitig hochschaukeln. Das hat
> zumindest bei mir geholfen.
> Jörg dürfte sich da allerdings besser auskennen und hat vielleicht die
> perfekte Lösung für das Problem (dazu stand glaube ich auch etwas im
> Patent).

In diesem Fall ist der niederohmige Schwingkreis sicher ein Problem. Es 
wird wohl viele Perioden dauern, bis der Schwingkreis "aufgeladen" ist 
und sich ein stationärer stabiler Schwingungszustand einstellt. Bis das 
soweit ist, liegt an der Drossel ein Gleichspannungsanteil an, d.h., 
Strom steigt stetig -> Drosselkern sättigt -> Strom steigt enorm -> Bumm
Man kann also sicher noch viel durch die richtige Dimensionierung der 
Drossel herausholen.
Ich hatte auch in diesem Thread etwas dazu geschrieben:
Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach"

Um die Suche zu erleichtern, hier das Zitat:

"Die Schaltung wurde ursprünglich für einen Schweiß-Ladeinverter
entwickelt, der direkt an der ungesiebten Netzgleichspannung arbeitet.
Da die Schwingung bei jedem Nulldurchgang abreisen kann und trotzdem
100-%-ig zuverlässig wieder einsetzen muß, bevor die Netzspannung so
hoch wird, dass sich ein Zustand einstellen kann, bei dem beide IGBTs
voll leitend sind, mußte eine Anschwinghilfe vorgesehen werden. Die
kapazitive Kopplung sorgt dafür, dass sich die IGBTs bei anliegender
Betriebsspannung und nicht vorhandener Schwingung in einem halboffenen
Zustand befinden und so als analoge Verstärker arbeiten. Wegen der sehr
starken Mitkopplung ist so ein sicheres Anschwingen auch bei niedrigen
Spannungen gewährleistet.

Bei direkter Kopplung vom Kollektor (Drain) zum Drain des Steuer-MOSFETs
kann es passieren, dass beim Anlegen der Betriebsspannung beide
Leistungsschalter eingeschaltet sind und bleiben da sie die volle
Gatespannung bekommen. Da bei übersteuertem Gate keine Verstärkung mehr
möglich ist, kann die Schwingung nicht einsetzen. Sie kann z.B.
einsetzen, wenn die Betriebsspannung soweit zusammenbricht, dass die
Leistungsschalter nicht mehr voll durchschalten können. Diese
Betriebsweise ist bei Netzspannung nicht empfehlenswert ;-) Alternativ
kann man auch die Betriebsspannung hochfahren, während die Gatespannung
der Steuer-MOSFETs bereits anliegt."

Zitat Ende

Jörg

Autor: Ulf (Gast)
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Danke für die Antworten.





- was ist das für ne Drossel (L1 50 - 200 µH) Typ?

Ringkernspule aus dem Kochherd, s.o.

- Hast du den schutzleiter vom Nym oder H07V-k genommen?

Keine Ahnung, lag mal im Schrott...

- warum sind die IGBTs unterschiedlich 1x 125 und 1x 120 (funktioniert
  das auch mit 2 identischen ? das selbe mit Q1 und Q2)

Pardon- Schusselfehler in EAGLE. Sind beide IRFBC30

- Was meinst du mit dem kleinen Satz "GND nicht an Schutzleiter oder N!"
  GND muss doch ans "- Beinchen" vom Brückengleichrichter oder ?

Eben. Und wenn ich versuchen sollte, den GND der Schaltung zusätzlich an 
GND oder N der Netzspannung anzuschließen, wie man es gern sonst tut, 
schließe ich einen Teil des Brückengleichrichters kurz. Netzspannung ist 
bei mir so 230V.

- Funktioniert die Schaltung ? was hast du bisher schon erhitzt und wie
  lange dauert es ?

8x30 Flacheisen ca 40mm langer rotglühender Bereich nach 10 sec! Die 
Schaltung funktioniert bestens- bis auf das Durchknallen beim 
Einschalten, besonders ohne Eisen in der Arbeitsspule.

>Wichtig ist, dass die 18V Hilfsspannung schnell da
ist.
Mal sehen, vielleicht kann man die 18V Hilfsspannung auch mit einem 
kleinen Netzteil erzeugen und die 230V dann mit dem SSR später 
zuschalten. Da steht es ja schon:
>Alternativ kann man auch die Betriebsspannung hochfahren, während die 
Gatespannung
der Steuer-MOSFETs bereits anliegt."

Dank nochmals an Jörg R. für die Geduld beim Erklären!

ulf.

Autor: boeschir (Gast)
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Hallo,
hab noch was wiedergefunden.War ein großer Plan den ich damals nur in 
Einzerseiten scannen konnte.
Stammt von einer älteren 30Kw Anlage. Das was ich davor reingestellt 
hatte war wenn ich mich richtig erinnene von einer 5Kw Gußschleuder für 
Golschmiede.
Zum Tiegel... Die gibt es im Goldschmiedebedarf in Ton-Graphit und 
Graphit
in Stück. Da der Graphittiegel aus gepresstem Kohlenstoff/Graphit 
besteht,
könnte ich mir vorstellen das er sich wie ein Ferrit verhält, der ja 
auch in HF nicht wegglüht, und das Metall im inneren besser ankoppeln 
sollte.
Hat sich schon einer Gedanken über eine Leistungsregelung gemacht, da 
der "Digitalbetrieb" zwischen ganz oder garnicht, grade beim schmelzen 
sehr unglücklich ist.

Gruß
Ralf

Autor: boeschir (Gast)
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...so...
Das ist glaub ich erstmal alles, was ich an kopirten Plänen hab.
Vielleicht könnt ihr ja was damit anfangen.
Glaub die Anlagen hatten um die 10KHz.

Gruß
Ralf

Autor: Fl4sh3r (Gast)
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> Die
> Schaltung funktioniert bestens- bis auf das Durchknallen beim
> Einschalten, besonders ohne Eisen in der Arbeitsspule.

könnte da nicht nen widerstand parallel zur Arbeitsspule abhilfe 
verschaffen ??

Autor: Fl4sh3r (Gast)
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wo bekommt man IGBT FGA25N125 und FGA25N120 her ??
hab die bisher nur bei nem chinesischen anbieter gefunden :-/

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo Fl4sh3r!

Mist- noch so ein Tippfehler in der Schaltung, die Puristen mögen mich 
steinigen. Das kommt davon, wenn man in Eagle ein baugleiches Bauteil 
einzeichnet und unkonzentriert den Typ ändert.
Es sind natürlich 2 Stück FGA25N120ANTD eingebaut, die Schaltung soll ja 
schön symmetrisch arbeiten.

Lieferant ist der Anbieter aus Hongkong, der in der Bucht als 
sarah775088 eingetragen ist. Es kommt ein Din A6 Polsterbriefchen mit 
Zollzettel(als "Gift" deklariert), Lieferzeit knapp 2 Wochen.

Der scheint sich nicht dafür zu interessieren, zumindest habe ich schon 
zweimal unbehelligt ein 10er Pack von den IGBTs dort bestellt. Die 
Hälfte davon schlummert im eGrab- Preis der Erkenntnis.

ulf.

(Nein, ich mache keine Werbung.)

Autor: Fl4sh3r (Gast)
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Juhu hab nen deutschen Lieferanten gufunden !
ist nur ca. 50 km von mir entfernt...

http://darisusgmbh.de/shop/index.php


der Preis ist auch OK.


gruß Fl4sh3r

Autor: Silvio K. (exh)
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Ich habe da noch eine Frage zu ZCS und ZVS:

beim Betrieb einer Halbbrücke wobei der Strom ungefähr in Phase mit der 
Rechteckspannung ist, sollte doch auch ZCS und ZVS gleichzeitig möglich 
sein. Ich hoffe, das ist keine Laien-Frage.

Dazu folgende These:
Der erste Transistor schaltet im Stromnulldurchgang aus (ZCS). Dann 
steigt der Strom wieder (bedingt durch die resonante Last) an und weil 
der Gate-Halbbrückentreiber eine gewisse Totzeit hat, kann das Potential 
von ganz alleine (durch den erwähnten Strom) auf die andere Seite 
überwechseln. Der zweite Transistor der Halbbrücke schaltet dann bei 
0-Spannung ein (ZVS). Für die Effizienz gibt es doch nicht besseres...

Oder schließt sich ZCS und ZVS immer gegenseitig aus? Oder ist sowas 
gang und gäbe in der Leistungselektronik?

Gruß
Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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Ich glaube die Stromrichtung stimmt nicht. Hmm.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Silvio K. (exh)

>Oder schließt sich ZCS und ZVS immer gegenseitig aus?

AFAIK ja. Man kann nicht alles haben. Ist wie im wahren Leben ;-)

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> Ich glaube die Stromrichtung stimmt nicht.

Exakt, siehe Bild.
Es handelt sich dabei um einen Reihenschwingkreis der zunächst 
angesteuert wird und am Ende werden die Mosfets im Nulldurchgang (ab 
etwa der 3. div im Bild) nicht mehr angesteuert. Die grüne Kurve ist das 
Enable Signal das synchron mit den steigenden Flanken übernommen wird. 
Man sieht dass die Spannung nach dem Abschalten unten bleibt, bzw. sogar 
eine Flusspannung der Dioden ins negative geht.
Es ist also nur ZCS. Afaik kann man aber durch eine leicht zu hohe 
Frequenz ein induktives Verhalten und somit ZVS erreichen. Allerdings 
hat man dann kein echtes ZCS mehr, da der Strom nicht ganz 0 ist. 
Allerdings nimmt man diesen minimalen Strom in Kauf, denn vor allem bei 
hohen Frequenzen und hohen Spannungen ist der Energiebedarf um alleine 
die parasitären Kapazititäten innerhalb der Mosfets zu laden nicht zu 
unterschätzen. Wenn die Schaltung das durch einen Blindstrom übernimmt 
spart man oft >10W ein, die nicht in den Mosfets verheizt werden müssen
Wie Falk schon schrieb: ZCS und ZVS schließen sich aus, denn irgendein 
Strom ist notwendig um die parasitären Kapazitäten der Mosfets zu laden 
damit die ZVS machen können.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Falk und Benedikt,
danke für die schnellen Antworten und das schöne Oszillogramm. Mein 
erstes Bauchgefühl sagte mir auch, dass es nicht so einfach sein kann. 
Also merken: Leicht induktiv erspart den Transistoren Verluste. So ist 
ZVS möglich. Bezogen auf den Oszillator, leicht über die 
Schleifenumlaufphase (-> Frequenz) einstellbar.

Gruß

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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Habe gerade den aktuellen Media-Markt-Flyer gesehen:
Induktionskochfeld für 29 Euro, 2000 W. Da bin ich am überlegen. Man 
könnte da übrigens schön ein Hufeisen drauf legen.

Autor: eProfi (Gast)
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> Induktionskochfeld für 29 Euro, 2000 W.

Für 35,00 habe ich solche schon letztes Jahr gesehen (siehe alten 
Thread).
Problem bei diesen Dingern ist die Sicherheitsabschaltung 
(Kochtopferkennung), manchmal schaltet sie zu spät ab --> defekt.
Ob ein Hufeisen eine Last ist, die eine solche Platte akzeptiert?

Wenn jemand ein solches Gerät kaufen sollte, bitte berichten!


> Oder schließt sich ZCS und ZVS immer gegenseitig aus? Na ja, man kann schon 
erreichen, dass z.B. beim Einschalten die Spannung null ist und der Strom von 0 
weg linear ansteigt. Beim Ausschalten fließt der Strom maximal.
Danach steigt die Spannung von null weg an.


> In der Simulation steigt jedenfalls die Spannung an den
> Primärspulen ziemlich an,

auf welchen Wert?
Könntest Du bitte die Simulation (.asc-file) hier hochladen?


> könnte da nicht nen widerstand parallel zur Arbeitsspule abhilfe
> verschaffen ??
Durch Verschlechterung der Schwingkreisgüte dauert das Anschwingen ja 
noch länger. Ob das gut ist??



Hat schonmal jemand versucht, mit 50 Hz induktiv zu heizen?
Am WE habe ich nämlich mal resistiv geheizt (ca. 4V 8000A - alles was 
die Drehstromsteckdose hergab - auf ein 20x20x200-er Eisenstab).
Diesen Strom könnte man auch in eine Spule schicken.
Ich weiß, es gibt Induktionsschmelzöfen, da ist die Schmelzrinne die 
Sekundäre (= eine Windung). Da geht halt ein Eisenkern durch das Zentrum 
der Rinne.


>Wie bereits gesagt, es gibt keine halben Windungen, schau dir
> mal den GESAMTEN Stromfluss an.
Doch, gibt es schon, die sollte man nur tunlichst vermeiden (siehe o.g. 
inductordesign.pdf S.22 Punkt 3).

Dort steht auch, dass Wicklungen nicht nebeneinander, sondern 
übereinander, am besten interleaved liegen sollen.
Und dass man der Versuchung widerstehen soll, den Wickelraum ganz 
auszufüllen, wenn es nicht nötig ist (S.15).


> - Hast du den schutzleiter vom Nym oder H07V-k genommen?
> Keine Ahnung, lag mal im Schrott...
Die Frage war vermutlich, ob Massivdraht oder Litze.
Da Du eine Drehbank zum Wickeln verwendet hast, denke ich eher an 
Massivdraht.


> 1/2 Windung ist bei geschlossenen Trafokernen sowieso unzulässig
> (kann zu unerwünschen Nebenwirkungen wie exorbitante Streuinduktivität
> oder Sättigungseffekten führen). Windungszahlen in Trafos mit
> geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein.
es geht schon, aber ist mit großem Aufwand verbunden: pdf S.22 Punkt 3

Die Literaturliste des PDFs ist recht interessant.

Suchmaschinenfutter: Ferritkern Trafo Transformator berechnen Berechnung 
dimensionieren Windungszahl Größe EDT E-Kern

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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eProfi schrieb:

>> 1/2 Windung ist bei geschlossenen Trafokernen sowieso unzulässig
>> (kann zu unerwünschen Nebenwirkungen wie exorbitante Streuinduktivität
>> oder Sättigungseffekten führen). Windungszahlen in Trafos mit
>> geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein.
> es geht schon, aber ist mit großem Aufwand verbunden: pdf S.22 Punkt 3
>
> Die Literaturliste des PDFs ist recht interessant.

Damit ich nachsehen kann, gib doch mal den Link an. Der Thread ist zu 
groß, um da etwas wiederzufinden.

Jörg

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo eProfi,

>Hat schonmal jemand versucht, mit 50 Hz induktiv zu heizen?
Ich nicht, weil ich denke 50 Hz scheiden aus:

Weil man wenige Windungen auf der Arbeitsspule braucht (Trafoprinzip) um 
ein gutes N1/N2 Verhältnis zu haben. Und (!) man braucht hohe 
Arbeitsspulenspannung, um genügend hohe Induktionsspannungen 
sekundärseitig zu erzeugen. Das Problem sind die wenigen Windungen. Das 
bedeutet nähmlich wenig Induktivität und bei 50 Hz reichen da leider 
8000A nicht aus, obwohl 8kA wirklich schon eine Menge ist. Wenn du die 
Windungsanzahl erhöchst, um die Induktivität hoch zu kriegen, dann 
schadest du dem Windungsverhältnis.

Ich habe mal 2µH, 50 Hz und 100 V angenommen und den nötigen Strom 
berechnet:

-->100/(2*%pi*50*2e-6)
 ans  =

    159154.94

160kA !

Also wenn du 100 V an diese Spule legst und die ohmschen Verluste der 
Spule im Griff hast, dann wird es was. Ist bestimmt unmöglich. Außerdem 
kann man leider nicht ohne weiteres so viel Blindleistung aus dem 
Stromnetz ziehen.

Eine Frage an dich: Welche Kondensatoren nutzt dein Aufbau?
Du hattest Wima Snubber-FKPs, Snubber-MKPs, Wima GTO MKP für mich 
vorgeschlagen. Welchen sind am ehesten für hohe Dauerströme geeignet? 
FKP, MKP sagt nicht nicht so viel. Das sind die verschiedensten 
Techniken, metallisierte Folien etc. Aber ich kann den Techniken nicht 
allgemein die Dauerstrombelastung und Verlust zuordnen.

Ich möchte in wenigen Wochen auf Drehstrom gehen und/oder die 
Windungszahl herabsetzen wegen dem N1/N2-Verhältnisses. Curie soll mich 
nicht stoppen :-)

Gruß

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> Aber ich kann den Techniken nicht
> allgemein die Dauerstrombelastung und Verlust zuordnen.

Von den Verlusten und der Strombelastbarkeit her sieht die Reihenfolge 
von schlecht geeignet bis gut geeignet so aus:
MKS (=MKT), MKP, FKP

MKS sind eher für DC und NF geeignet (z.B. zur Stabilisierung des 
Zwischenkreises). MKP sind verlustarm und für normale Schwingkreise 
geeignet, FKP ist für extreme Belastungen ausgelegt, quasi die robuste 
Variante von MKP.
z.B. für die Royer Converter braucht man mit MKS garnicht erst 
anzufangen, selbst bei wenigen Ampere werden die schon gut warm. Die 
MKP/FKP schlucken das problemlos. Die Snubber und GTO Familien sind dann 
nochmal bessere Versionen davon.

Autor: eProfi (Gast)
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an Jörg:
Transformer and Inductor Design for Optimum Circuit Performance
Lloyd H. Dixon
http://focus.ti.com/lit/ml/slup205/slup205.pdf

The Unitrode / TI Magnetics Design Handbook
http://focus.ti.com/docs/training/catalog/events/e...
hier alle Kapitel gezippt:
http://www-s.ti.com/sc/techzip/slup222.zip

weitere Links:
http://www.rfcafe.com/references/design-data/induc...
http://www.smps.us/Unitrode.html


an Silvio:
> FKP ist für extreme Belastungen ausgelegt, quasi die
> robuste Variante von MKP.
Die haben zusätzlich zur Metallbedampfung der Folie noch Alufolie. 
Dadurch sind sie extrem impulsbelastbar, aber voluminöser.
MKP reicht eigentlich.
Wir könnten ja eine Sammelbestellung für GTOs und IGBTs machen.


100V 160kA kann ich aus dem Stegreif nicht erzeugen. Danke für die 
Berechnung, ich hatte schon so etwas befürchtet.


> Ich überlege gerade die Windungsanzahl meiner Arbeitsspule
> von 5 auf 4 oder 3 zu senken.
Das ist vor allem über der Curie-Temperatur gut, sozusagen "in den 2. 
Gang" zu schalten.


an Falk:
>>Ja, genau so denke ich auch, mein Gedanke war, dass ich z.B. bei 20%
>>Kopplung auch die zugehörigen 20% Cs einsparen kann.
>????
>Was hat die Kopplung mit dem C zu tun? So gut wie gar nichts!

Bei 20% Kopplung werden ja 20% der hin- und her-schwingenden Energie 
resistiv verheizt, die schwingen nicht mehr zurück und brauchen nicht 
von einem Kondensator gespeichert werden.


>>Hast Du da Erfahrung? Ich hatte bisher den Eindruck, dass gerade
>>Folienwicklungen bei besonders hochwertigen Trafos verwendet werden
>>(z.B. Geafol Leistungstrafos, Schaltnetzteile).
>Ja, aber das ist eben nur die halbe Wahrheit.

>> Ist das bei Luftspulen anders?
>Jain.

Lieber Falk, hilf mir doch etwas auf die Sprünge und führe das ein wenig 
mehr aus.



an Alle:
Kupfer wird doch in Laser-Anlagen als Spiegel für IR verwendet. Noch ein 
Argument für die Folien-Wicklung, sie dient gleichzeitig als Reflektor.

Autor: Silvio K. (exh)
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>Wir könnten ja eine Sammelbestellung für GTOs und IGBTs machen.

Ich habe mal ins Datenblatt der GTOs geguckt, leider gehen sämtliche 
Frequenzangaben nur bis 10 kHz. Mein Ofen spielt höher. Manche meinen 
der Bereich wäre zu hoch gewählt, aber ich denke er ist richtig. Da 
bleiben die Snubber-Typen übrig.
Ich meine auch, dass die Folienspule geht vielleicht nicht so gut wie 
gedacht, aber versuche es einfach und berichte über die deine Erfahrung. 
Ich bin gespannt. Das Wickelbild in Ascii-Zeichen habe ich übrigens 
nicht verstanden. Kannst ja das erwähnte Patent mal schicken.

>MKP reicht eigentlich.
Ich nehme an, dass du diese Typen benutzt. ?!

Beste Grüße

Autor: eProfi (Gast)
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hier eine Liste der Stückzahlen aller großen Folien-Cs, die ich habe, 
wenn Du welche brauchst, schicke ich sie Dir.

---------------------------------------------------

SnubberMKP  Snubber Cap MKP
      630  1000  1600  2000 VDC
0,068                   3+3
0,100               3
0,150         7     3
0,220         5     3   3+3
0,330       3+3     3     3
0,470   3   3+3     3   3+3
0,680   3         3+3    26
1,000   3   8+3
1,500 6+3   3+3
2,200   3     3
3,300   3
Summe  24 +  44 +  21 +  47 = 136

---------------------------------------------------

FKP1
      630  1000  1600  2000 VDC
0,0033           ~ 500
0,012                   349
0,012            (3000)
0,033                  (550)  geholt am 22.05.2009
0,047                   270

(xxx)  kann auf Anfrage besorgt werden

---------------------------------------------------

SnubberFKP  Snubber Cap FKP
      630  1000  1600  2000 VDC
0,010                     3
0,015               3     3
0,022                   3+3?
0,033         3     3     3
0,047               3     3
0,068         3     3     3
0,100             7+3     3
0,150   3     3   7+3
0,220   3     3   7+3     3
0,330   3     7     3     3
0,470   3           3
0,680         3     3
1,000         3
1,500
2,200   3
Summe  15    25    51    30   121

---------------------------------------------------


Die GTO-Datenblätter schaue ich mir nochmal genauer an.
Wima's neueste Cs heißen DC-Link-HC-Caps Zwischenkreiskondensatoren.
Sie sollen (z.B. in Umrichtern) die ZK-Elkos ersetzen.


> Das Wickelbild in Ascii-Zeichen habe ich übrigens
> nicht verstanden.

Das ist leider durch die Ersetzung der Slashes etwas verzerrt worden.
(Slashe werden hier im Forum als Steuerzeichen für Kursivschrift 
verwendet.)

Das Patent suche ich Dir noch heraus.

Autor: Silvio K. (exh)
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Danke für das Angebot,
bin leider die nächsten Tage verhindert, daher wird meine Reaktionzeit 
im Forum zunehmen. Aber danach geht es weiter mit neuer kleinerer Spule, 
Spule vermessen, Kondensatoren suchen, Leistung und Temperatur erhöhen, 
glücklich sein  :-)

Gruß

Silvio

Autor: eProfi (Gast)
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Hier das Siemens-Patent - wie so etwas einfaches ein Patent werden 
konnte?
http://www.freepatentsonline.com/EP0782755.pdf
die FIG1 und folgende zeigen den Aufbau gut


zu den Kondensatoren: der kleinste 1500VDC 550VAC GTO, den Bürklin hat, 
(1,5µF) hält 590A aus.

Theoretisch halten selbst die 4000V FKP nur 700VAC (je nach Größe bis 
30kHz) aus, aber wie die Tesla-bauer berichten, kann man die Cs 
kurzzeitig extrem überlasten. Dann halten sie zwar keine 300000 Stunden, 
aber wer will denn so lange heizen?

Deshalb denke ich, dass die GTOs durchaus brauchbar sind. Evtl. zwei in 
Reihe schalten.


>> MKP reicht eigentlich.
> Ich nehme an, dass du diese Typen benutzt.
Da die Auswahl groß ist, nehme ich, was da ist. Die 680nF 2000V MPK 
bleiben bei 40A (pro C) kalt. Mehr habe ich noch nicht probiert.

Autor: Silvio K. (exh)
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>bleiben bei 40A (pro C) kalt

Das ist doch mal eine interessante Aussage. Meine Kondensatoren (120 
parallel) werden mitunter doch warm. Gerade bei schlechter Kopplung, 
d.h. Alu oder Cu in Spule. Und ich rechne höchstens mit Größenordnungen 
1-2 A (pro C).

Ich habe jetzt übrigens so einen Media-Markt-Ofen, aber eigentlich keine 
Zeit im Moment.

Bericht folgt, wird aber ein paar Tage dauern..

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> Meine Kondensatoren (120
> parallel) werden mitunter doch warm. Gerade bei schlechter Kopplung,
> d.h. Alu oder Cu in Spule. Und ich rechne höchstens mit Größenordnungen
> 1-2 A (pro C).

Welche Kondensatoren hast du verwendet, also welchen Typ genau?

> Ich habe jetzt übrigens so einen Media-Markt-Ofen, aber eigentlich keine
> Zeit im Moment.

Könntest du davon mal ein Foto machen (falls du das Teil aufschraubst).
Vom Aufbau her würde ich auf eine Class E Endstufe tippen, also ein IGBT 
nach Masse, LC Kreis zwischen Kollektor und Betriebsspannung.
Bei deren Regelung ist die Schwierigkeit die Einschaltdauer so zu 
verändern, dass die Spannung nicht über die 1200V schwingt wenn die Last 
fehlt.

Autor: Silvio K. (exh)
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So, ich konnte die Finger nicht vom gekauften Ofen lassen und habe in 
meiner Mittagspause mal was gemessen.

Versuchsaufbau wie folgt:
Stahlplatte (kein Edelstahl) (ca. 2 cm x 10 cm x 20 cm) auf Ofen. Wird 
als Topf erkannt. Dann Tastkopf Signal an Masse (Drahtschlaufe) und in 
die Nähe des Ofens. Im Anhang das Oszillogramm und die Messdaten.

100 Hz Einhüllende und ca. 24 kHz mit starken Oberwellen.

Das sagt uns keine stabilisierte Zwischenkreis-Spannung.

Class E denke ich nicht, weil Leistungregelung schwierig ist (nur über 
Betriebsspannung) und sehr Lastabhängig. Puls-Pause könnte aber sein. 
Aber lassen wir uns überraschen.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:

> Das sagt uns keine stabilisierte Zwischenkreis-Spannung.

Ja, meist werden nur ein paar kleine Folienkondensatoren als HF Filter 
verbaut, ansonsten laufen die direkt an der gleichgerichteten 
Netzspannung.

> Class E denke ich nicht, weil Leistungregelung schwierig ist (nur über
> Betriebsspannung) und sehr Lastabhängig.

Ja, daher ist die Überwachung der Ströme und Spannungen sehr wichtig. Es 
gibt da glaube ich hauptsächlich 2 Varianten die zum Einsatz kommt, die 
eine ist Class E (siehe hier: 
http://www.eetasia.com/ARTICLES/2006NOV/PDF/EEOL_2...) 
und das andere weiß ich nicht auswendig, irgendwo habe ich eine AppNote 
dazu.
Die Regelung läuft afaik über den Strom der in die Spule geladen wird, 
also die Einschaltdauer des IGBTs.

Autor: Nörb (Gast)
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Mal ne ganz dumme frage:

Wieso schwingt die schaltung (von Ulf) überhaupt ??

schalten die FATs nur durch,wegen dem Brum auf der Gleichspannung ?!

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Nörb (Gast)

>Wieso schwingt die schaltung (von Ulf) überhaupt ??

Tja, das ist ein wenig tricky.

>schalten die FATs nur durch,wegen dem Brum auf der Gleichspannung ?!

Welche FATs? Ach die MOSF_E_Ts!!
;-)

Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung (Streuung der 
MOSFET-Kennlinie) an. Wäre die Schaltung absolut symetrisch, würde sie 
nicht anschwingen.

MFG
Falk

Autor: Nörb (Gast)
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> Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung

für mich sieht das alles sehr symetrisch aus :-S
R1 und R2 machen die unsymetrisch ?

und wofür ist die drossel ?
ist die gröse der induk. entscheident ?

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Nörb (Gast)

>> Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung

>für mich sieht das alles sehr symetrisch aus :-S
>R1 und R2 machen die unsymetrisch ?

Wer lesen (und zitieren) kann ist klar im Vorteil.

"Sie schwingen durch Asymetrien der Schaltung (Streuung der 
MOSFET-Kennlinie)"

>und wofür ist die drossel ?

Die sorgt dafür, dass der Trafo mit Mittelanzapfung mit konstantem 
Wechselstrom versorgt wird. Denn schliesslich schwingt die Spannung der 
Mittleanzapfung mit doppelter Frequenz, quasi wie ein 
Zweiwegegleichrichter. Die Betriebsspannung ist aber konstant. Die 
Drossel muss die Differenz puffern.

>ist die gröse der induk. entscheident ?

Ach wo, da kann man och ne olle Gurke für nehmen.

Leute gibts . . .

http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Falk Brunner schrieb:

>>ist die gröse der induk. entscheident ?
>
> Ach wo, da kann man och ne olle Gurke für nehmen.

Naja, ganz egal ist die Größe nicht, die Induktivität sollte zumindest 
so groß sein, dass der Strom nicht 0 oder gar negativ wird. Als grober 
Anhaltspunkt also eine höhere Induktivität haben, als die Spule im 
Schwingkreis selbst.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)

>> Ach wo, da kann man och ne olle Gurke für nehmen.

>Naja, ganz egal ist die Größe nicht, die Induktivität sollte zumindest
>so groß sein, dass der Strom nicht 0 oder gar negativ wird.

Ist dein Ironiedetektor kaputt?

Mfg
Falk

Autor: Ulf (Gast)
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Hier die Simulationsschaltung. Leider fehlen mir die Modelle für die 
eigentlich verwendeten IRFBC30 und FGA25N120, so daß ich mit den in 
LTspice verfügbaren Mosfets rummurksen muß. Der IRFP90N20(ich weiß, daß 
der nur Vds=200V hat) zeigte bei der Simulation das störrischste 
Verhalten beim Einschwingen. Den Einfluß von Hilfsspannung, Drosselspule 
etc. auf den Einschwingvorgang kann man damit schön ausprobieren.

ulf.

Autor: Silvio K. (exh)
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@ eProfi,
hast du einen fotogenen Aufbau?

@ Benedikt
>Welche Kondensatoren hast du verwendet, also welchen Typ genau?

MKP. Oder meinst du was anderes?

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:

>>Welche Kondensatoren hast du verwendet, also welchen Typ genau?
>
> MKP. Oder meinst du was anderes?

Ich meine Kapazität und Spannung, sowie Hersteller bzw. Serie. 
Irgendeinen Grund muss es ja haben, wieso die bei dir so warm werden, 
obwohl du diese kaum belastest.

Autor: Nightwing (Gast)
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Für eine einfache Induktionsquelle bietet sich folgendes an:
-Reihenschwingkreis L-C
-Je nach Leistung ein Trafo zur Reduktion des Stroms, so dass die 
Halbleiter diesen verkraften
-Eine IGBT oder FET Halbbrücke
-Virtuelle Masse hergestellt aus 2 in Reihe geschalteten Kondensatoren 
im Zwischenkreis
-Leistungsregelung durch Frequenzmodulation. Hohe Frequenz=hohe wirksame 
induktivität des Schwingkreises=geringer Induktorstrom. Niedrigere 
Frequenz recht nahe an Resonanz: Impedanz geht gegen ohmschen Anteil, 
Strom steigt massiv an. Aufgrund der steilen Impedanzkurve gut regelbar.
-Netzversorgung: über ungesteuerte B6-Brücke direkt auf den 
Zwischenkreis.
-Zwischenkreis: nur so groß, dass die virtuelle Masse nicht zu sehr 
Ripple hat.

Autor: Silvio K. (exh)
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>Ich meine Kapazität und Spannung, sowie Hersteller bzw. Serie.
>Irgendeinen Grund muss es ja haben, wieso die bei dir so warm werden,
>obwohl du diese kaum belastest.

Ich suche den Kondensator raus. Bin zur Zeit sehr reaktionsträge. 
Stichwort Umzug.

Der Grund für das Warmwerden könnte doch die hohe Frequenz sein. Und 2 A 
pro C ist doch recht viel für eine Dauerbestromung. Oder etwa nicht? Die 
Beinchen des Cs sind so 0.8 mm im Durchmesser + Skineffekt. Naja, das 
Warmwerden hat mich nicht verwundert.

Apropos Zwischenkreis: Ich überlege einen 
Drehstrom-Thyristorgleichrichter für die Zwischenkreiserzeugung zu 
nutzen. Hat jemand Erfahrung mit 3~Thyristorphasenanschnitt? Ich würde 
gern mit der ZK-Spannung die Leistung steuern und vor allen Dingen auch 
die Impedanz des gesamten Oszillators (V_DC/I_DC) leichter verfolgen. 
Das heißt im Klartext, wenn die Kopplung der Induktionspule suboptimal 
ist und ich direkt die 550 V hart an den Oszillator schalte, wird es 
wohl häufig knallen, weil sich ein zu hoher Strom einstellen kann. Und 
bei 7 Euro / Transistor möchte ich das nicht beliebig oft machen ;-) Das 
würde ich aber verhindern können, wenn ich beim Hochdrehen der Spannung 
sehe: ach moment mal, der Strom steigt aber sehr schnell, dann gehe ich 
mal nicht höher in der Spannung. Und bei der Curie-Temperatur steigt der 
DC-Strom meines Oszillators sowieso an. Ein weitere Grund für die 
stellbare ZK-Spannung.

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo  Silvio!

Mit der (nicht) harten Zuschaltung der Zwischenkreisspannung liegst Du 
auf alle Fälle richtig. Bei mir hat es in der Realität jedenfalls immer 
nur geknallt, wenn ich den Netzstecker reingesteckt habe, nie bei Last 
oder Leerlaufbetrieb.
Auch in meiner Simulation fängt der Schwingkreis mit einer Art Urknall 
an zu schwingen, wenn man die Spannungsquelle als 230V DC einstellt. Die 
Spannung an den Primärspulen geht weit über 1 kV und schwingt sich dann 
erst langsam auf ca.720 V ein. Die Drosselspule "moduliert" auf die 24 
kHz ca. 4 kHz auf, mit ordentlichen Spitzen.
Wenn die Spannungsquelle auf 230VAC 50Hz eingestellt ist, fängt der 
Schwingkreis sauber zu schwingen an, bereits bei ca. 25 V 
Zwischenkreisspannung, also ca. 0,5ms nach dem ersten Nulldurchgang der 
Netzspannung.
Interessant finde ich, daß auch bei heftiger Last(0,1 Ohm Lastwiderstand 
parallel zur Arbeitsspule in der Simulation und ohne ELKO im 
Zwischenkreis) der Schwingkreis nicht neu anschwingen muß, wenn die 
Netzspannung ihren Nulldurchgang hat. Der Primärschwingkreis bricht nie 
ganz zusammen.
Habe übrigens ein FGL40N120AND Modell für LTspice im Netz gefunden und 
damit (fast) den richtigen IGBT in der Simulation.

In den nächsten Tagen startet der Aufbau der Schaltung mit SSR zum 
Einschalten und einem Ventilator usw. - mal sehen...

>Und bei der Curie-Temperatur steigt der
DC-Strom meines Oszillators sowieso an.

Wie jetzt? Bei mir sinkt der Strom(in Spannungsquelle bzw. 
Zwischenkreis) merklich, wenn das Eisen zu glühen beginnt. Ist ja auch 
eigentlich klar, da die magnetischen Verluste geringer werden und der 
el. Widerstand im Eisen steigt.

Viel Spaß beim Kistenpacken!

ulf.

Autor: Nightwing (Gast)
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Diesen erheblichen Aufwand betreibt man bei Umrichtern für 
Parallelkreise. Der Inverter arbeitet dauerhaft, die Leistung wird 
mittels ZK-Spannung gesteuert. Für viele Applikationen ist der 
Serienkreis einfacher und passender.

Autor: Silvio K. (exh)
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>Wie jetzt? Bei mir sinkt der Strom

Das ist der Unterschieden zwischen beiden Konzepten. Du nutzt einen 
parallelen Schwingkreis und ich "eigentlich" einen Reihenschwingkreis. 
"Eigentlich" bedeutet Reihe aus Matching-Spule und 
Parallel-LC-Arbeitskreis. Der Arbeitskreis wird leicht über Resonanz 
betrieben, also kapazitiv. Und dann kommt ja die Spule in Reihe.
Ich denke, beide Konzepte haben Vor- und Nachteile und sollten weiterhin 
verfolgt werden. Ich bin sehr gespannt über deine Fortschritte.

Habe letztens über Reichelt neue Transistoren bekommen:
IRFPC 50, 600V, 11 A, 1,85€
Damit werde ich (wenn sich wieder ein wenig Zeit findet) erste 
3~Erfahrungen machen :-) obwohl 11 A nicht wirklich viel ist.

Ich muss mal gucken ob QUCS ein IGBT-Modell hat. Zur Not nehme ich einen 
Fet. Der Royer ist gar nicht so schlecht. Nur schreckt mich der große 
Kern ein wenig ab. Muss ich mal simulieren.

>..die Leistung wird mittels ZK-Spannung gesteuert.

Bezieht sich das auf die Idee mit dem Thyristorsteller?

Gruß

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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So Benedikt,
jetzt bis du gefragt. Anbei der gescannte Kondensator. Der ist 25 mm 
lang. Es sind ja dann 120 parallel. Wenn du auch noch andere 
Kondensatoren vorschlagen kannst, wäre ich sehr dankbar. Du weißt ja, 
150 kHz, 100A. Die meisten Cs machen schon vor 100 kHz schlapp. Gerade 
auch die Großen von Wima.

Gruß

Silvio

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Das sind Kondensatoren von Vishay:
http://www.vishay.com/capacitors/list/product-28134/

Vom Datenblatt her sind diese von den Verlustfaktoren her ähnlich Wima 
Typen:
http://www.wima.de/DE/mkp10.htm
http://www.wima.de/DE/fkp1.htm

Nur bei dem maximalen Anstiegsgeschwindigkeit sind die Wima Typen 
deutlich besser.

120 x 4,7nF = 564nF -> 2µH um auf die 150kHz zu kommen. Dies ergibt 
einen Widerstand von etwa 1,9Ohm für den Schwingkreis.
Bei 100A dürften es dann rund 200V am Schwingkreis sein.
Die Blindleistung liegt also bei etwa 20kvar. Bei einem Verlustfaktor 
von 0,001 ergibt das rund 20W Verlustleistung, bzw. pro Kondensator 
0,167W, was denke ich noch im verträglichen Rahmen ist, wenn selbst 
Standardwiderstände 0,25W abkönnen.

Ich persönlich tendiere zu Wima Kondensatoren, da ich diese für etwas 
besser halte, auch wenn ich es anhand des Datenblatts nicht belegen 
kann. Irgendeinen Grund muss es aber haben, dass die Wima Kondensatoren 
meist deutlich teurer sind als die von Vishay.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Benedikt,
danke für die Information über den Hersteller. Ich habe diesen 
Kondensator (natürlich in meiner Mittagspause) mal Impedanzmäßig 
vermessen (D.h. mit einem VNA im 50 Ohm-System als Abschluss). Die 
Frequenz, bei der er aus dem  kapazitiven Verhalten in das Induktive 
wechselt liegt bei sage und schreibe 14 MHz. Da habe ich echt gestaunt, 
weil ich gedacht habe, dass diese Resonanz viel früher kommt. Und auch 
die Verluste sehen sehr gut aus (Kurve komplett auf dem Einheitskreis 
des Smithdiagramms). Auch in der Nähe der Resonanz. Das heißt, ich 
sollte mir einen Wima Hochstromer (niedrigere Frequenzen) besorgen und 
mal durchmessen. Ich denke ich kann ihn dann auch bei 150 kHz nutzen. 
Das wäre schön. Bis 1/3 Resonanzfrequenz geht das bestimmt schon, je 
nach Verluste.

@eProfi: Ich glaube ich werde auf dein Angebot zurückkommen ;-)

Gruß

Silvio

Autor: eProfi (Gast)
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Nur zu, sag, was Du brauchst, Lieferung erfolgt umgehend. Die Cs warten 
seit Monaten auf Arbeit.

Zur Leistungsregelung: Ich würde den ZK lassen (möglichst mit nur 
kleinen Puffer-Cs wg. des Stromflußwinkels). Eher über disablen der FETs 
(Gate auf Gnd ziehen).

Ich habe am WE mal meine einfachst-Schaltung simuliert (wie oben 
beschrieben ohne Dioden, nur Konststantspannungsquelle und zwei 
Hilfsspulen), das schaut ziemlich gut aus.
Ich habe auch einen Effekt gefunden, den ich mir vorher nicht erklären 
konnte: den oben beschrieben Fall, dass wenn die FETs nicht nahtlos 
schalten, die Spannung an beiden kurz sehr stark ansteigt. Bisher habe 
ich vermutet, dass die Überschneidung zu groß sei.

Das .asc-file sende ich demnächst.

Fröhliches Glühen...

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Ich habe gerade auch ein bisschen simuliert: Damit die Schaltung gut 
anschwingt ist es hilfreich, wenn man die Schaltung minimal 
unsymmetrisch macht, z.B. den einen Gate Pullup-Widerstand ein paar % 
größer als den anderen.
Wenn die Schaltung nicht anschwingt, dann scheint sich die Schaltung in 
eine Art Sperrschwinger zu verwandeln: Zunächst leiten beide Mosfets bis 
der Strom derart ansteigt, dass die Spannung zusammenbricht, danach 
schaltet einer der Mosfets ab und die Schaltung beginnt mit einem 
ordentlichen Spike zu schwingen.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
Datum:

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Benedikt K. schrieb:
> Ich habe gerade auch ein bisschen simuliert: Damit die Schaltung gut
> anschwingt ist es hilfreich, wenn man die Schaltung minimal
> unsymmetrisch macht, z.B. den einen Gate Pullup-Widerstand ein paar %
> größer als den anderen.

Hast Du auch das Transistorrauschen mit "eingeschaltet" ? Wie die 
meisten Oszillatorschaltungen schwingen LC-Oszillatoren eigentlich durch 
die Mitkopplung des Rauschsignales an und nicht durch Asymmetrien. 
Einfache asymmetrische Oszillatorschaltungen schwingen ja auch nicht so 
einfach an, nur weil sie asymmetrisch sind. Die verwendete 
Royer-Schaltung zeichnet sich gerade durch eine sehr starke Mitkopplung 
auch im Kleinsignalbereich aus und schwingt deshalb auch bei 
symmetrischen Aufbau sehr zuverlässig an, vorausgesetzt, die 
Gatevorspannungen liegen bereits an.

> Wenn die Schaltung nicht anschwingt, dann scheint sich die Schaltung in
> eine Art Sperrschwinger zu verwandeln: Zunächst leiten beide Mosfets bis
> der Strom derart ansteigt, dass die Spannung zusammenbricht, danach
> schaltet einer der Mosfets ab und die Schaltung beginnt mit einem
> ordentlichen Spike zu schwingen.

In der Realität entsteht der Spike eher dadurch, dass die 
Betriebsspannung schneller ansteigt als die Schwingkreisspannung 
nachkommt. Dass Problem sollte nicht auftreten, wenn zuerst die 
Gatevorspannungen eingeschaltet und die Betriebsspannung im nächsten 
Nulldurchgang zugeschaltet wird.

Jörg

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Jörg R. schrieb:
> Hast Du auch das Transistorrauschen mit "eingeschaltet" ? Wie die
> meisten Oszillatorschaltungen schwingen LC-Oszillatoren eigentlich durch
> die Mitkopplung des Rauschsignales an und nicht durch Asymmetrien.

Keine Ahnung wie das in LTSpice geht. Ich probiers mal mit einer 
zusätzlichen Spannung von ein paar mV um dem nachzuhelfen.

> In der Realität entsteht der Spike eher dadurch, dass die
> Betriebsspannung schneller ansteigt als die Schwingkreisspannung
> nachkommt. Dass Problem sollte nicht auftreten, wenn zuerst die
> Gatevorspannungen eingeschaltet und die Betriebsspannung im nächsten
> Nulldurchgang zugeschaltet wird.

Es war die einfache Version nur mit Dioden und Pullups am Gate.

Autor: Silvio K. (exh)
Datum:

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>Nur zu, sag, was Du brauchst, Lieferung erfolgt umgehend.
>Die Cs warten seit Monaten auf Arbeit.

Oh, das hört sich gut an. Die 0.068µ (68n) Snubber-Typen favorisiere 
ich. Vielleicht schickst du erstmal einen einzigen per Brief, den ich 
dann vermessen kann. Bzw. kannst du noch mehrere besorgen? Bräuchte dann 
für einen neuen Aufbau mit kleinerer Spule so 10-12-14 Stück. Habe heute 
auch überlegt auf 120 kHz runter zu gehen. Mal sehen. Überlege dir was 
du haben willst...

Wo hast du die Cs eigentlich her?

Die Bezeichnung "Gast" in "eProfi (Gast)" lässt vermuten, dass du keinen 
Account hast und ich dir keine private Nachricht schicken kann.

PS: Bin am WE noch internetlos, kann also nicht sofort reagieren.

>Fröhliches Glühen...

Gleichfalls ;-)

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

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Gerade den Thread aufgeholtgelesen.

Ich habe vor Jahren mal mit Wima MKS oder wars MKT, wohl 4,7u/50V 
gespielt. Attraktiv fand ich den vermuteten niedrigen ESR, die Kapazität 
hatte mir geradeso gereicht und die Induktivität ist gut. Die Frequenz 
war Rechteck bei ca. 200kHz. Aber leider haben diese Folienkondis ein 
massives Problem mit "hoher" Verlustleistung, denn sie können diese nur 
schlecht nach außen ableiten. Ist eben alles Plastik und das bißchen 
Metallisierung bringt nicht genug Querschnitt. Also sind mir die Kondis 
einfach weggeschmolzen. Die anderen Wima-Typen waren mir damals viel 
zu voluminös und kamen daher nicht in Betracht. Snubber und GTO gabs bei 
Wima glaube ich noch nicht.
Dann hatte ich vor ca. 3 Jahren eine andere Schaltung im unteren 
MHz-Bereich Sinus ausprobiert. Diesmal FKP irgendwas. Mittlerweile hatte 
ich Kontakt mit LTspice und das erste Problem ist, daß Wima unfähig ist 
eine Library für SPICE zur Verfügung zu stellen. Und das bei den 
Preisen! Meine email wurde freundlich beantwortet mit einer extra 
Messung. Nur ging die dann irgendwie nur bis 100kHz. lol Begründung: 
Kein passendes Meßgerät.

Die Datenblätter von Wima beziehen sich nur auf den Verlustfaktor 
tangens irgendwas mit nur Maximalwerten. Also schlecht in einen 
typischen ESR umzurechnen - zumal der frequenzabhängig ist.

Letztens habe ich mal wieder nach einer Lib gegoogelt. Scheinbar gibt es 
immer noch keine zum Finden, obwohl Wima gerade bei kuriosen und teuren 
Designs oftmals favorisiert wird.

Daher die Frage: Hat jemand sowas eventuell auch nur für ein paar Typen? 
Ich habe nicht so den Plan, wie ich Frequenzabhängigkeit in einem Modell 
unterbringen soll. Deswegen setze ich momentan nur C und ESR pimaldaumen 
ein.


Zum Anschwingen:
Ist immer gut bei anderen nachzuschauen, wie sie es machen. 
Royer-Converter werden in Energiesparlampen benutzt und die 
Start-Asymmetrie wird dort anscheinend durch einen DIAC erzeugt. Ich 
gehe mal davon aus, daß die Transis auch wirklich beim Einschalten 
kaputtgehen und nicht bereits beim Abschalten in der letzten Sitzung 
über den Jordan rannten.

Wie schon erwähnt, ist bei völliger Symmetrie ein Anschwingen nicht 
möglich. Es kann aber bereits eine feine Bewegung des Werkstücks eine 
Induktionsspannung induzieren, die dann alles startet. Ansonsten muß 
sich die Schaltung mit dem [asymmetrischen] Eigenrauschen und 
Koppeleffekten aus der Umgebung begnügen. Bis das dann aber schwingt, 
kann die thermische Kapazität der Transistoren bereits weit erschöpft 
sein ->TILT.


Eingang:
Den Eingangs-[Einschalt]-strom sollte man schon begrenzen. Von EMV reden 
wird hier erstmal nicht und deklarieren das als reinen Versuchsbetrieb. 
Für die Simulation kannst du von ca. 1,5mH Netzzuleitungsinduktivität 
ausgehen. Das ist der Durchschnitt einer typischen Leitung in DE.

Autor: eProfi (Gast)
Datum:
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Silvio, Du hast Post.
Fotos gib es noch keine, ist alles noch in der Entwurfsphase.


An Abdul:
Die MKS oder MKT sind nicht mit FKP zu vergleichen.

>Die anderen Wima-Typen waren mir damals viel
>zu voluminös und kamen daher nicht in Betracht.
Die zusätzliche Alufolie bedingt das Volumen, das Ergebnis sind 
wesentlich bessere Werte.

Gestern habe ich weiter simuliert, ich tendiere ebenfalls dazu, eine 
aktive Anschwinghilfe vorzusehen, neben einem echten FET-Treiber.
.asc-file folgt später.


Zum oben genannten .asc von Ulf: bei 5.44 ms stockt die Simulation, das 
liegt an den Netzgleichrichterdioden (sie gehen in den nichtleitenden 
Zustand über).

Abhilfe: parallel zu jeder Diode einen C mit 10nf und 10 Ohm ESR. Oder 
eine Spannungsquelle, mit 100 Hz 162VAC und 162VDC Offset.  Hat zwar 
eine andere Signalform, tut aber viel schneller.

Die Spannung der Netzquelle muss nicht 230, sondern 325V sein.

Im Anhang meine Einfachst-Version ohne Dioden, mit Hilfsspule. Die 
Hilfsspannung moduliere ich ein wenig, damit der Anschwingstrom niedrig 
ist + bei maximalem Strom genug Gatespannung vorhanden ist.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
Datum:
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eProfi schrieb:

> Die zusätzliche Alufolie bedingt das Volumen, das Ergebnis sind
> wesentlich bessere Werte.

Ja, das ist mir in den letzten Tagen auch aufgefallen als ich etwas 
gebastelt habe.
Die Alufolie bei den FKP scheint mit den hohen Strömen deutlich besser 
zurecht zu kommen als die Metallisierung bei den MKP. Zumindest haben 
bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (= 
16Aeff pro Kondensator!). Sie werden zwar leicht warm, aber das kommt 
großteils von der Spule die deutlich stärker heizt.
Die Spule besteht allerdings auch nur aus 6x 2 Windungen 2,5mm² 
parallel. Dies ergibt rund 450kHz Resonanzfrequenz. Der Royeroszillator 
mit der Zusatzmosfet als Diodenersatz Modifikatioen hat aber keine 
Probleme mit den hohen Frequenz, selbst bei großen Mosfets mit viel 
Gatekapazität.

Wie weiter oben in diesem und auch in dem anderen Thread schon mehrfach 
geschrieben: Wichtig zum Anschwingen ist, dass die Hilfsmosfets vor den 
Hauptmosfets ihre Gatespannung bekommen. Ansonsten knallt es. Das konnte 
ich auch bei dieser stark vereinfachten Version wieder schön erkennen.

Eventuell könnte man die Betriebsspannung der Mosfets zunächst über 
einen Lastwiderstand zuschalten, der den Strom begrenzt und sobald die 
Amplitude am Schwingkreis einen bestimmten Wert überschritten hat, wird 
dieser von einem Relais überbrückt.

Auch wenn die simulierten Ergebnisse sehr gut mit den Messungen in der 
Praxis übereinstimmen, das Nicht-Anschwingen wenn die Hilfs-Gatespannung 
nach der Betriebsspannung zugeschaltet wird, konnte ich bisher in der 
Simulation nicht erkennen: Sobald die Hilfsspannung da ist, startet der 
Oszillator sofort.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)


>Die Alufolie bei den FKP scheint mit den hohen Strömen deutlich besser
>zurecht zu kommen als die Metallisierung bei den MKP.

Logisch, da ist viel mehr Querschnitt vorhanden.

> Zumindest haben
>bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (=
>16Aeff pro Kondensator!).

Wie hast du das gemessen?

@  Abdul K. (ehydra) Benutzerseite

>Ich habe vor Jahren mal mit Wima MKS oder wars MKT, wohl 4,7u/50V
>gespielt. Attraktiv fand ich den vermuteten niedrigen ESR, die Kapazität

MKS != MKT

SEHR grosser Unterschied!!!!

MKS = Polyesterfolie mit Metallbedampfung, hoher Verlustfaktor, kleine 
Bauform
MKP = Polypropylenfolie mit Metallbedampfung, geringer Verlustfaktor, 
grössere Bauform.
FKP = Polypropylenfolie mit Alufolie, geringer Verlustfaktor, grösste 
Bauform.

Der Verlustfaktor von MKS (PET) und MKP/FKP (PP) unterscheidet sich fast 
um den Faktor 100!!!

http://upload.wikimedia.org/wikipedia/de/8/83/Folk...

http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator#Pol...

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Falk Brunner schrieb:
> Wie hast du das gemessen?

Die Spannung am Schwingkreis kann man messen, die Frequenz ebenso, auch 
die Stromaufnahme. Die Kapazität der Kondensatoren ist sowieso bekannt. 
Die Induktivität, deren Widerstand und somit der Strom in der Spule 
lässt sich damit berechnen.

> MKS != MKT
>
> SEHR grosser Unterschied!!!!

In dem von dir geposteten Link steht aber was anderes:
http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator#Nor...

Vermutlich verwechselst du gerade MKT mit MKP.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Falk Brunner schrieb:

>>Die Alufolie bei den FKP scheint mit den hohen Strömen deutlich besser
>>zurecht zu kommen als die Metallisierung bei den MKP.
>
> Logisch, da ist viel mehr Querschnitt vorhanden.

Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. Größeres 
Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Ein Teufelskreis 
der nicht durch Material sondern durch Technik durchbrochen werden muß.


> @  Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
>
>>Ich habe vor Jahren mal mit Wima MKS oder wars MKT, wohl 4,7u/50V
>>gespielt. Attraktiv fand ich den vermuteten niedrigen ESR, die Kapazität
>
> MKS != MKT
>
> SEHR grosser Unterschied!!!!
>
> MKS = Polyesterfolie mit Metallbedampfung, hoher Verlustfaktor, kleine
> Bauform
> MKP = Polypropylenfolie mit Metallbedampfung, geringer Verlustfaktor,
> grössere Bauform.
> FKP = Polypropylenfolie mit Alufolie, geringer Verlustfaktor, grösste
> Bauform.
>
> Der Verlustfaktor von MKS (PET) und MKP/FKP (PP) unterscheidet sich fast
> um den Faktor 100!!!
>
> http://upload.wikimedia.org/wikipedia/de/8/83/Folk...
>
> http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator#Pol...
>

Danke für deine Ausführung. Bei mir ist das fast 15 Jahre her und da muß 
man mir vergeben, wenn ich die Details nicht mehr kenne. Ich hatte 
damals eine ganze Schublade diverser Hersteller zum Test.
LTspice gab es noch nicht. Viel Rechnen ist bei einer oberwellenreichen 
Schaltung nicht. Also endlos getestet. Genau genommen ca. 1 Jahr und am 
Ende durfte ich mich als Kondensatorexperte bezeichnen.
Am Ende wurden es dann TCNQ-Kondis. Die waren damals ganz neu am Markt 
und allen anderen Kondensatoren mit Abstand überlegen in Bezug auf die 
Eigenschaften der Schaltung.

Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch 
am Markt halten kann. Eure HV-Geschichten werden sie jedenfalls als 
ideale Anwendung sehr glücklich lesen.

Wenn dann ein X/Y/-1/2-Kondi eines anderen Herstellers genauso viel 
kostet, wie ein nicht zertifizierter Kondi gleicher 
Kapazität/Spannungsklasse bei Wima, kommen Fragen auf.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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eProfi schrieb:

> Zum oben genannten .asc von Ulf: bei 5.44 ms stockt die Simulation, das
> liegt an den Netzgleichrichterdioden (sie gehen in den nichtleitenden
> Zustand über).
>
> Abhilfe: parallel zu jeder Diode einen C mit 10nf und 10 Ohm ESR. Oder
> eine Spannungsquelle, mit 100 Hz 162VAC und 162VDC Offset.  Hat zwar
> eine andere Signalform, tut aber viel schneller.
>

LTspice hat immer dann ein Problem, wenn der Steigungsgrad/Tangente sich 
schlagartig ändert. Insbesondere dann, wenn der Zeitmaßstab für die 
Simulation eigentlich Zehnerpotenzen langsamer ist.

Abhilfe kann da die Verschlechterung der Flankensteilheit bringen. In 
deinem Falle würde ich mal einen kleinen Widerstand in Reihe zu den 
Dioden versuchen. Das ändert nicht viel am Ergebnis, aber an der 
Simulationszeit ganz erheblich.

Daß die Verschiebung des Bezugspotentials was bringen kann, hast du ja 
schon bemerkt.

Autor: Silvio K. (exh)
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>16Aeff pro Kondensator
>450kHz Resonanzfrequenz

Da staune ich wieder! Ein riesiger Strom bei hoher Frequenz. Habe gerade 
bei Wikipedia-Skineffekt noch mal geschaut. 500 kHz -> ~0.1 mm. Also 
viel Querschnitt im Beinchen des Kondensators bleibt da nicht und 
trotzdem scheint es sehr gut zu funktionieren. Wenn ich den Namen des 
Bildes richtig interpretiere (30V, 5A) , dann ist das Glühen der 
Schraube ein gute Leistung. Wie warm werden die FETs dabei?

Viel ist an der Schaltung ja wirklich nicht dran.

Schön, weiter so!

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Da die Beschichtung der Folien auch nicht viel dicker ist, paßt es doch 
;-)

Übrigens ist der Skineffekt auch in der Spule! Vielleicht mal isolierte 
Litze probieren.
Proximity-Effekt gibt es auch noch. Kann man durch spezielle 
gegenläufige Wickeltechnik minimieren. Details gibt es bei den Funkern.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Abdul K. schrieb:

> Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch
> am Markt halten kann.

Afaik war Wima in der Fernsehindustrie nicht allzu weit vertreten. 
Roederstein (ERO, ROE) waren da deutlich stärker beteiligt ehe sie von 
Vishay geschluckt wurden. Allerdings muss ich zugeben, dass mir spontan 
kein Anwendungsgebiet einfällt in denen regelmäßig Wima Kondensatoren 
verbaut werden.

Silvio K. schrieb:
> Wenn ich den Namen des
> Bildes richtig interpretiere (30V, 5A) , dann ist das Glühen der
> Schraube ein gute Leistung.

Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in die 
Spule (liegt wohl auch daran, dass mein Netzteil nur 5A schafft, eine 
höhere Spannung macht momentan aber auch keinen Sinn, da sich die Spule 
nach rund 10 Minuten selbst auslötet).

> Wie warm werden die FETs dabei?

Kaum. Die Aluplatte als Kühlkörper wird ungekühlt vielleicht 30-40°C 
warm (der Lüfter ist eigentlich nur für die Spule notwendig). Die 
IRF3415 mit 42mOhm produzieren bei 5A kaum Leitungsverluste und 
Schaltverluste gibt es dank dem ZVS auch kaum. Ich ziele damit in 
Richtung 500-1000W bei rund 24-40V Eingangsspannung. Wie weiter oben 
schon geschrieben ist dieser Royer Konverter vermutlich ideal für solche 
Sachen, das einzige Problem ist nur die hohe Spannung von rund 1kV beim 
Betrieb mit 230V, was 1,2kV, besser 1,5kV IGBTs erfordert.

Das Hauptproblem ist die Spule. Diese hat grob rund 4mOhm. Für 
niedrigere Verluste müsste ich diesen Wert mindestens halbieren, was 
nicht einfach ist.
Mittlerweile habe ich 10 von den FKP Kondensatoren an eine 2mm starke 
Kupferplatte gelötet, um nicht bei jedem Spulenwechseln alle einzeln 
ablöten zu müssen (bei soviel Kupfer muss ich nämlich mit dem Gasbrenner 
nachhelfen, da der 80W Lötkolben das nicht mehr schafft). Die Spule (1 
Windung aus 40x2mm Kupfer) wollte ich anschrauben, nur hatte ich den 
Übergangswiderstand vergessen. Die Schraubverbindung wird innerhalb 
kürzester Zeit extrem heiß.

Ich muss mir wohl doch mal ein paar Kupferrohre besorgen.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@Abdul K. (ehydra) Benutzerseite

>Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. Größeres
>Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Ein Teufelskreis
>der nicht durch Material sondern durch Technik durchbrochen werden muß.

Nun mach mal halblang!
Ich behaupte mal ganz kess, dass sie Induktivität zwischen MKS und MKT 
sich nicht nennenswert unterscheidet. Wir reden hier nicht von 
Kondensatoren im Würfelzuckerformat vs. Schuhkarton.
Und der Preis ist nun mal so. You get what you pay for. Immer dieses 
Gejammer!

>LTspice gab es noch nicht.

Wird bisweilen auch überschätzt. Eine Simulation ist nur die halbe 
Wahrheit. Und ein realistische Simulation kann man nur machen, wenn man 
die Relaität schon sehr gut kennt.

>Ende durfte ich mich als Kondensatorexperte bezeichnen.

Der Einäugige unter den Blinden . . .?!?

>Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch
>am Markt halten kann. Eure HV-Geschichten werden sie jedenfalls als
>ideale Anwendung sehr glücklich lesen.

Ich glaub kaum, dass das DER riesige Markt ist. Ich tippe mal eher auf 
Motoren, Umrichter, Netzteile und ähnliches.

>Wenn dann ein X/Y/-1/2-Kondi eines anderen Herstellers genauso viel
>kostet, wie ein nicht zertifizierter Kondi gleicher
>Kapazität/Spannungsklasse bei Wima, kommen Fragen auf.

Ja. Z.B. ob die anderen Kondensatoren sich auch an ihr Datenblatt 
halten. Und das auch in 100k Stückzahlen und nach Jahren rauer 
Umgebungsbedingungen.

@  Abdul K. (ehydra) Benutzerseite

>LTspice hat immer dann ein Problem, wenn der Steigungsgrad/Tangente sich
>schlagartig ändert. Insbesondere dann, wenn der Zeitmaßstab für die
>Simulation eigentlich Zehnerpotenzen langsamer ist.

Für sowas kann man die Schrittweite der Zeitauflösung begrenzen un zur 
Not halt alles mit 10ns und weniger simulieren. Dauert länger, ist aber 
genauer bzw. realistischer. Und die Kurven sehen deutlich besser aus ;-)

MFG
Falk

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)

Nochmal die Frage.

> Zumindest haben
>bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (=
>16Aeff pro Kondensator!).

Wie hast du das gemessen?

MFG
Falk

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Falk Brunner schrieb:
> Nochmal die Frage.
>
>> Zumindest haben
>>bei mir 8 100nF 630V FPK1 Kondensatoren mit rund 130A keine Probleme (=
>>16Aeff pro Kondensator!).
>
> Wie hast du das gemessen?

Wie oben schon geschrieben: Ich habe Spannung und Frequenz gemessen. Da 
die Frequenz nur von L und C (und etwas von R) abhängt, kann man somit L 
berechnen. Da I und U bei einem Schwingkreis von dessen Kennwiderstand 
abhängen, kann man somit I berechnen.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Benedikt K. (benedikt) (Moderator)

>Wie oben schon geschrieben: Ich habe Spannung und Frequenz gemessen.

Reicht nicht.

> Da
>die Frequenz nur von L und C (und etwas von R) abhängt, kann man somit L
>berechnen.

Ja.

> Da I und U bei einem Schwingkreis von dessen Kennwiderstand
>abhängen, kann man somit I berechnen.

Und du kennst die Güte deines Schwingkreises WIRKLICH? Da kann man sich 
mal fix um den Faktor 10 vertun.

Ich hab da so meine Zweifel. Die Kondensatoren sind gut, aber 130A bei 
450kHz sind FETT!

MFG
Falk

Versuch mal ne Stromzange oder einen Stromwandler aufzutreiben, z.B. 
sowas hier

http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAct...

Dann kann man mal wirklich messen.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Falk Brunner schrieb:
> Und du kennst die Güte deines Schwingkreises WIRKLICH? Da kann man sich
> mal fix um den Faktor 10 vertun.

Ich messe die Stromaufnahme im Leerlauf. Das ist denke ich ein recht 
gutes Abbild für die Güte. Zumindest hat das bei kleineren 
Schwingkreisen bis auf rund 25% Unterschied zwischen Simulation und 
Messung gepasst.
Selbst wenn ich den Widerstand der Spule in der Simulation um mehr als 
Faktor 2 ändere, ändert sich der Strom nur um wenige 10%. Obs jetzt 
130A, 100A oder 150A sind, darauf möchte ich mich nicht festlegen, aber 
um den den Dreh rum muss es sein, denn alleine mit der Kapazität und der 
Frequenz kann man die Induktivität recht gut berechnen. Der kleine 
Widerstand der Spule ändert da nicht viel. Und bei bekannten Spannung 
und gegebener Frequenz muss nunmal ein entsprechender Strom fließen um 
die Kondensatoren umzuladen.

> Versuch mal ne Stromzange oder einen Stromwandler aufzutreiben, z.B.
> sowas hier
>
> 
http://de.rs-online.com/web/search/searchBrowseAct...
>
> Dann kann man mal wirklich messen.

Sowas habe ich sogar hier liegen, nur bekommt man eine 40mm breiten 
Kupferschiene schlecht durch ein 5mm Loch...

Autor: Silvio K. (exh)
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Ich denke auch, Spannung und Frequenz am Kondensator verraten schon die 
Größenordnung des Stromes. (Eigentlich ganz genau). Und ob nun ein paar 
Milliohm in Reihe noch dazukommen, welches die Verluste des Kondensator 
widerspiegeln, ändert am Strom kaum etwas.

>Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in
>die Spule

Die Leistung wandert in die Spule, und genau das ist das Problem. Die 
Leistung sollte vielmehr in das Werkstück laufen und nicht in die 
Verluste der Spule. Hier an dieser Stelle ist die Güte wirklich wichtig. 
Aber wenn ich das richtig in Erinnerung habe, ist die Leerlaufgüte 
meines Schwingkreises auch nicht besonders hoch. So Q=30. Damals hätte 
ich auch mehr gedacht, aber die Realität ist eben hart.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:

>>Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in
>>die Spule
>
> Die Leistung wandert in die Spule, und genau das ist das Problem. Die
>Leistung sollte vielmehr in das Werkstück laufen und nicht in die
> Verluste der Spule.

Äh ja, eigentlich wollte ich auch Werkstück schreiben.
Man unterschätzt leider die hohen Ströme: Wie oben geschrieben habe ich 
rund 4mOhm für die Spule ausgerechnet: Bei 130A sind das 0,52V 
Spannungsabfall (ein vernachlässigbar kleiner Anteil bei rund 60Veff im 
Schwingkreis), aber dennoch sind dies 68W Verlustleistung...
Mein Schwingkreis müsste eine Güte von etwa 90-100 haben, was denke ich 
nichtmal schlecht ist.

Wenn ich mit deinen Werten rechne, (Q=30, 564nF, 2µH), dann komme ich 
auf rund 60mOhm für Spule + Kondensatoren, was mir relativ viel 
vorkommt.

Das Hauptproblem bei unseren Spulen gegenüber den in den Industrie 
verwendeten ist vermutlich die unpassenden Abmessungen (Spule deutlich 
größer als das Werkstück) was eine geringe Kopplung zur Folge hat und 
somit eine deutlich größere Blindleistung erfordert um etwas Energie in 
das Werkstück zu bekommen.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Falk Brunner schrieb:
> @Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
>
>>Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen. Größeres
>>Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität. Ein Teufelskreis
>>der nicht durch Material sondern durch Technik durchbrochen werden muß.
>
> Nun mach mal halblang!
> Ich behaupte mal ganz kess, dass sie Induktivität zwischen MKS und MKT
> sich nicht nennenswert unterscheidet. Wir reden hier nicht von
> Kondensatoren im Würfelzuckerformat vs. Schuhkarton.
> Und der Preis ist nun mal so. You get what you pay for. Immer dieses
> Gejammer!

Ich jammere nicht. Nur um es zu testen, hatte ich Kerkos in Batterien 
aufgelötet. Ging, waren dann so 30uF die mit 300kHz betrieben wurden. 
Alle schön nebeneinander auf der freigekratzten fetten Leiterbahn 
versammelt. Wenn das Gerät einschaltete, haben die Kerkos geziept ;-) 
War aber nur ein Experiment und nicht produktionstauglich.


>
>>LTspice gab es noch nicht.
>
> Wird bisweilen auch überschätzt. Eine Simulation ist nur die halbe
> Wahrheit. Und ein realistische Simulation kann man nur machen, wenn man
> die Relaität schon sehr gut kennt.

Damals hatte ich mir ein mathematisches Modell der Schaltung 
ausgearbeitet und konnte dann die Kondis und FETs nach 
Datenblatt-Angaben halbwegs in die fertige Spec der Schaltung umrechnen. 
Was mir als Zielführung half.

Vor ca. 2 Jahren habe ich die Schaltung dann interessehalber in LTspice 
nachgebaut. Wollte es einfach wissen! Und es ist erstaunlich genau. 
Gott, was hätte ich damals an Zeit sparen können mit SPICE. War mir aber 
nicht zugänglich. Das Simulationsergebnis ist verblüffend genau!! 
Allerdings habe ich alle relevanten parasitären Elemente berücksichtigt.


>
>>Ende durfte ich mich als Kondensatorexperte bezeichnen.
>
> Der Einäugige unter den Blinden . . .?!?

Wie soll ich das nun interpretieren? Lassen wir das lieber und bleiben 
Freunde.


>
>>Mich wundert eh, daß Wima sich nach Absterben der Fernsehindustrie noch
>>am Markt halten kann. Eure HV-Geschichten werden sie jedenfalls als
>>ideale Anwendung sehr glücklich lesen.
>
> Ich glaub kaum, dass das DER riesige Markt ist. Ich tippe mal eher auf
> Motoren, Umrichter, Netzteile und ähnliches.

Mach doch einfach mal einen Grundig der vor 20 Jahren produziert wurde, 
auf. Überall blinkt es Bonbonfarben nach Wima.


>
>>Wenn dann ein X/Y/-1/2-Kondi eines anderen Herstellers genauso viel
>>kostet, wie ein nicht zertifizierter Kondi gleicher
>>Kapazität/Spannungsklasse bei Wima, kommen Fragen auf.
>
> Ja. Z.B. ob die anderen Kondensatoren sich auch an ihr Datenblatt
> halten. Und das auch in 100k Stückzahlen und nach Jahren rauer
> Umgebungsbedingungen.

Woher soll ich das wissen? Großserien-Entwicklung treibt sich bei µC eh 
nicht rum.
Für ein hochpreisiges Spezialgerät kann man natürlich auch die scheinbar 
Besten Teile wählen. Gibt aber auch nur mehr Sicherheitsgefühl.


>>LTspice hat immer dann ein Problem, wenn der Steigungsgrad/Tangente sich
>>schlagartig ändert. Insbesondere dann, wenn der Zeitmaßstab für die
>>Simulation eigentlich Zehnerpotenzen langsamer ist.
>
> Für sowas kann man die Schrittweite der Zeitauflösung begrenzen un zur
> Not halt alles mit 10ns und weniger simulieren. Dauert länger, ist aber
> genauer bzw. realistischer. Und die Kurven sehen deutlich besser aus ;-)
>

Mag sein. Den Trick habe ich von Helmut. Der ist für mich maßgebend.


Falk, wenn ich dich langweile dann sag es doch einfach. Ich habs nur 
geschrieben, damit andere draus lernen können und a bisserl 
Kaffeeklatsch muß auch sein.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Benedikt K. schrieb:
> Silvio K. schrieb:
>
>>>Im Leerlauf sind es rund 3A, viel Leistung wandert also nicht in
>>>die Spule
>>
>> Die Leistung wandert in die Spule, und genau das ist das Problem. Die
>>Leistung sollte vielmehr in das Werkstück laufen und nicht in die
>> Verluste der Spule.
>
> Äh ja, eigentlich wollte ich auch Werkstück schreiben.
> Man unterschätzt leider die hohen Ströme: Wie oben geschrieben habe ich
> rund 4mOhm für die Spule ausgerechnet: Bei 130A sind das 0,52V
> Spannungsabfall (ein vernachlässigbar kleiner Anteil bei rund 60Veff im
> Schwingkreis), aber dennoch sind dies 68W Verlustleistung...
> Mein Schwingkreis müsste eine Güte von etwa 90-100 haben, was denke ich
> nichtmal schlecht ist.
>

Du rennst hier in genau die gleichen Probleme wie die 
Hardcore-Antennenbastler. Dort sich diverse Lösungen erarbeitet worden.

Ich würde dir mal vorschlagen, daß du Kupferlitze als Spule benutzt. 
Eine die locker gewebt ist, damit die Einzelleiter sich möglichst wenig 
berühren, weil sie sonst wegen dem Skineffekt uneffektiv als Ganzes 
arbeiten.
Versuch mal eine Keramikkaffeetasse, die du umwickelst und eventuell mit 
Silikon außen die Spule befestigst. Eventuell tut es bereits 
Entlötlitze. Habe ich noch nicht probiert. Ein Masseband aus dem 
nächsten Autoshop sollte noch besser funzen. Wird im Motorraum als 
Verbindung zwischen Karosserie und Motorblock verwendet. Da fließt der 
Anlasserstrom drüber. Also heftigst.
Vielleicht hast du auch Silikonschlauch. Damit kannst du Wicklungen gut 
zueinander isolieren.
Silikon ist locker bis 200°C hitzefest. Kurzzeitig je nach Sorte bis ca. 
500°C.

Für höchste Güte muß die Spule in erster Näherung würfelförmig sein.

Autor: Nightwing (Gast)
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Die Güte im leerlauf ist nicht wichtig. Mit Last sollte die Güte etwa 
bei 4 liegen. Echte HF Litze mit Einzelisolierten Adern ist unerlässlich 
bei Frequenzen ab ca. 50kHz.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Nightwing,
>Mit Last sollte die Güte etwa bei 4 liegen.

Oh, eine konkrete Zahl. Ist das eine Schätzung oder Erfahrung? Die Güte 
mit Last ist sicherlich sehr niedrig, ändert sich natürlich jenach 
Werkstück und Temperatur. Die Güte nimmt über der Curie-Temp. wieder zu 
und dann spielt die Leerlaufgüte doch eine Rolle. Das lasse ich mal so 
im Raum stehen...

Grüße

Autor: Silvio K. (exh)
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Benedikt,

>Wie oben geschrieben habe ich rund 4mOhm für die Spule ausgerechnet...
>Mein Schwingkreis müsste eine Güte von etwa 90-100 haben, was denke
>ich nichtmal schlecht ist.

4mOhm sind wirklich wenig. Stimmt das überein mit Spulendrahtlänge und 
effektiven Querschnitt bei 450 kHz?

Ehrlich gesagt ist Q=100 zu gut für mein Bauchgefühl ;-)

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
>
> 4mOhm sind wirklich wenig. Stimmt das überein mit Spulendrahtlänge und
> effektiven Querschnitt bei 450 kHz?

Es sind 6x 2,5mm². Bei 450kHz sind es rund 0,1mm Eindringtiefe.
2,5mm² müssten 1,8mm Durchmesser sein, also 5,6mm Oberfläche um den 
Draht.
Dies ergibt einen leitenden Querschnitt von etwa 0,56mm², also 3,36mm² 
effektiven Querschnitt für alle 6 parallelen Drähte.
Die Spule hat 2 Windungen mit 50mm Durchmesser, ergibt also etwa 350mm 
Gesamtlänge inkl. Zuleitungen.
Mit einer Leitfähigkeit von 0,0178 Ohm*mm²/m ergibt sich damit ein 
Widerstand von theoretisch 1,85mOhm. Wenn man den zusätzlichen 
Widerstand durch die Temperaturerhöhung sowie den Übergangswiderstand im 
Lötzinn usw. betrachtet, dann passen die 4mm meiner Meinung nach recht 
gut, vor allem da die Eindringtiefe auch nur eine Näherung ist.

Das ist bestimmt die 10. oder gar 20. Spule die ich ausprobiert habe und 
mit dieser hatte ich bisher die besten Ergebnisse.

Autor: Nightwing (Gast)
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Güte 4 ist ein bewährter Erfahrungswert. Über Curie muss HF eingesetzt 
werden, dann bleibt die Güte deutlich unter 10. Die 
Ummagnetisierungsverluste fallen weg, die Wirbelstromverluste bleiben 
jedoch erhalten.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Nightwing,
danke für die Information.

>Über Curie muss HF eingesetzt werden, dann bleibt die Güte deutlich
>unter 10.

HF ist für mich 1 MHz bis 1 GHz. Da gehen die Definitionen weit 
auseinander. Welchen Frequenzbereich meinst du in diesem Fall?

Autor: eProfi (Gast)
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An Abdul:
>Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen.
>Größeres Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität.

Nicht unbedingt, da die guten Cs stirnseitig schoopiert sind, d.h. der 
Aluwickel ist kurzgeschlossen und hat nahezu keine Induktivität.


An Jörg:
> Windungszahlen in Trafos mit
> geschlossenen Kernen müssen immer ganzzahlig sein.

>Autor: Jörg R. (j_r)
>Datum: 07.10.2009 15:56
>Damit ich nachsehen kann, gib doch mal den Link an.
>Der Thread ist zu groß, um da etwas wiederzufinden.

HOW TO DESIGN A TRANSFORMER WITH FRACTIONAL TURNS
Lloyd H. Dixon, Jr.
http://focus.ti.com/lit/ml/slup200/slup200.pdf

G. Perica, "Elimination of Leakage Effects Related to the Use of 
Windings
with Fractions of Turns", Proceedings of Power Electronics Specia-lists
Conference (PESC), 1984, pp. 268-278

Haha: Spamfilter schlägt bei dem Wort Specia-lists Alarm, enthält 
cia-lis.
Deshalb hier mit Bindestrich.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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eProfi schrieb:
> An Abdul:
>>Ja. Leider dann auch viel weniger Kapazität pro Bauvolumen.
>>Größeres Bauvolumen->höherer Preis und vor allem Induktivität.
>
> Nicht unbedingt, da die guten Cs stirnseitig schoopiert sind, d.h. der
> Aluwickel ist kurzgeschlossen und hat nahezu keine Induktivität.
>

Wenn du eine 20A Ladungspumpe baust und die dir an der Seite wo die 
niedrigere Spannung ist, auf einmal deutlich mehr Strom liefert obwohl 
keinerlei Spulen in der Schaltung sind, dann verstehst du meine 
damaligen Beweggründe. Die Leiterbahnen aus Dickkupfer wellten sich wie 
schlecht verlegter Teppichboden...

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  eProfi (Gast)

>Nicht unbedingt, da die guten Cs stirnseitig schoopiert sind, d.h. der

Ja, aber

>Aluwickel ist kurzgeschlossen und hat nahezu keine Induktivität.

Da ist nix kurzgeschlossen. Der Kondensator ist nur nicht so aufgabeut, 
wie man es vermuten würe. Nämlich axial statt radial.

MfG
Falk

Autor: Silvio K. (exh)
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Der liebe Herr eProfi hat mir ein mit Kondensatoren gefülltes Päckchen 
geschickt. Noch einmal vielen Dank an dieser Stelle. 2 von den 
gespendeten Snubber-Kondensatoren habe ich im 50 Ohm-System vermessen, 
um die Frage über den nutzbaren Frequenzbereichen besser abschätzen zu 
können und euch in Sachen Frequenzwahl zu unterstützen. In den 
WIMA-Datenblättern sind die Frequenzkurven nur bis maximal 100 kHz 
angegeben. Ich möchte ja knapp drüber arbeiten und die nutzbare Frequenz 
ist schwer zu schätzen. Die Kondensatoren sind ja auch ganz schöne große 
Klamotten. Die Verluste lassen sich theoretisch auch messen, praktisch 
aber nicht. Dazu liegt der reelle Reihenwiderstand, der alle Verluste 
nach außen hin repräsentiert, viel zu weit von 50 Ohm entfernt. Die 
Mikrowellentechniker wissen warum solche Messungen mit Vorsicht zu 
genießen sind. Da kommen also auch zum Teil negative Werte für den 
Reihenwiderstand raus, was natürlich Nonsens ist. Ich denke, den 
gezeigten 0,1 µF-Typ kann ich problemlos bei 150 kHz nutzen. Den 
0,33µF-Typ vielleicht schon nicht mehr. Die gemessene Kapazität ist das 
Eine, aber die Verluste und die Stromverteilung auf der Folie im 
Kondensator ist wohl die Kehrseite der Medaille im Frequenzbereich von 
Eigenresonanz. Weiß jemand ob so ein Kondensator komplett linear ist, 
oder zeigen sich bei Vollaussteuerung noch komische Effekte wie 
Hysteresen, Spannungsabhänge Kapazität o.ä. Ich sollte mal mit der Firma 
Wima telefonieren. Vielleicht rücken die noch ein paar Kondensatoren 
raus. Die sind ja sonst recht teuer.

Beste Grüße und Danke an eProfi

Silvio

Autor: Falk Brunner (falk)
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@Silvio K. (exh)

>Eigenresonanz. Weiß jemand ob so ein Kondensator komplett linear ist,

Naja, 100,0000% gibt es selten ;-)

>oder zeigen sich bei Vollaussteuerung noch komische Effekte wie
>Hysteresen, Spannungsabhänge Kapazität

Da du wahrscheinlich von MKP/FPK Kondensatoren mit Polypropylen als 
Dielektrikum redest, sollten die Effekt praktisch keine Rolle spielen, 
sie sind sehr klein.

>Wima telefonieren. Vielleicht rücken die noch ein paar Kondensatoren
>raus. Die sind ja sonst recht teuer.

Ohje, schon wieder einer der nur schlauchen will. Mann, Mann, Mann!!!

Autor: Silvio K. (exh)
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>Ohje, schon wieder einer der nur schlauchen will. Mann, Mann, Mann!!!

"nur schlauchen" ist falsch. Ich bin der Meinung, dass das eigene Hobby 
nur nicht sehr teuer sein darf. Du weißt ja was die kosten und wenn
man >10 Kondensatoren braucht, dann ist das für mich doch 
überlegenswert. Meine kompletten Investitionen für mein Ofenprojekt hat 
bis jetzt vielleicht so 200 Euro verschlungen, was sehr ok ist.

> Da du wahrscheinlich von MKP/FPK Kondensatoren mit Polypropylen als
>Dielektrikum redest, sollten die Effekt praktisch keine Rolle spielen,
>sie sind sehr klein.

Also vernachlässigbar

Autor: Ulf (Gast)
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Nach arbeitsbedingter Bastelpause ist nun mal der ganze Kram(s.Bild) in 
ein Gehäuse gewandert.
Oben Netzfilter u. Netzteil für div. Hilfsspannungen wie Ventilator und 
Solid State Relais(unten links), dann folgt die Platine mit den IGBTs 
und der Ferrittrafo mit der Arbeitsspule. Gehäusespender war ein 
defektes DDR- Schutzleiterprüfgerät.
Rechts neben u. über dem Ferritkern ist noch genügend Platz für die 
notwendige Sekundärspulenkühlung. Um eine Wasserkühlung werde ich wohl 
nicht herumkommen, obwohl mir Wasser in der Nähe von den hohen 
Spannungen nicht gefällt.

Die Einschaltung im Nulldurchgang(durch das SSR) scheint wirklich zu 
helfen, jedenfalls kann ich nun mit dem Stecker ein- u. ausschalten, 
ohne daß es die IGBTs killt.

@Silvio:
Wie hast Du die Kühlung gelöst, d.h. wohin geht die Plastikleitung unter 
Deiner Arbeitsplatte?

ulf.
(gespannt auf den folgenden Härtetest)

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Ulf,
ich habe auch Bedenken wegen dem Wasser in der Nähe der hohen Spannung 
gehabt. Vor allem habe ich gedacht, dass sich über den Wasserkreislauf 
eine neue Masche bilden könnte, praktisch ein Stromkreis vom 
Lastschwingkreis betrieben. Aber alles halb so schlimm. Nehme sogar 
normales Leitungswasser und es zeigen sich keine Probleme wie 
Elektrolyse oder ähnliches. Zur Not habe ich aber auch destilliertes 
Wasser parat. Gekühlt wird mit einem Kühler der eigentlich für 
PC-Prozessoren gedacht ist.

http://www.globtech.de/thermaltake-bigwater-745-cl...

Diesen Doppel-Kühler habe ich benutzt, den Rest nicht (weil nicht 
vorhanden).

Dein neuer Aufbau sieht gut aus!

Ich bin gespannt.

Autor: Silvio K. (exh)
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Ein bißchen was für die Motivation. Habe ich vor einer ganzen Weile 
gemacht. Testobjekt war eine 40er-Karosserieunterlegescheibe vs. 1200 W. 
Die Curietemperatur wurde auch weit überschritten, da die Scheibe danach 
angeschmolzen war. So eine Scheibe ist ja ideal. Sie fängt viel 
magnetisches Feld und hat wenig Masse.

Beste Grüße und weiter so...

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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Royer-Konverter ohne Mittelanzapfung und Ferritkern. Wurde hier zur Demo 
vom Induktiongesetz benutzt. Im Prinzip ist der Generator ja ein 
Induktionsofen mit einer einzigen Windung.

http://4hv.org/e107_plugins/forum/forum_viewtopic....

Habe die Seite über Youtube gefunden:

Youtube-Video "Wireless power transfer via inductive coupling"

Ist echt beeindruckend in welcher Entfernung die Lampe noch leuchtet.

Ob die Schaltung ein echter Royer ist oder nicht, lasse ich mal im Raum 
stehen. Eine starke Ähnlichkeit ist zumindest aber da. Und der Aufbau 
ohne Mittelanzapfung und ohne Ferrit-Trafo macht ihn sehr attraktiv, 
auch für mich. Eine doppelte Spule für die DC-Versorgung ist vielleicht 
doch eine gute Alternative.

Meinungen?

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Silvio K. schrieb:

> Ist echt beeindruckend in welcher Entfernung die Lampe noch leuchtet.

Mich wundert eher, dass die Lampe in relativ großer Entfernung hell 
leuchtet und trotzdem in der Nähe der Senderspule nicht sofort 
durchbrennt. Naja, dass kann man vielleicht so dimensionieren. Auf jeden 
Fall kann man die Kopplung ganz wesentlich dadurch erhöhen, dass man die 
Empfängerspule, wie offensichtlich auch in diesem Fall, auf Resonanz 
abstimmt. Diese Erkenntnis stammt schon aus den Anfängen der 
Funktechnik, wo man ja auch einen auf die Sendefrequenz abgestimmten 
Schwingkreis dazu benutzte, die umgebende Feldenergie regelrecht 
"abzusaugen".
Für den Induktionsofen hilft das aber nicht weiter.

> Ob die Schaltung ein echter Royer ist oder nicht, lasse ich mal im Raum
> stehen. Eine starke Ähnlichkeit ist zumindest aber da. Und der Aufbau
> ohne Mittelanzapfung und ohne Ferrit-Trafo macht ihn sehr attraktiv,
> auch für mich. Eine doppelte Spule für die DC-Versorgung ist vielleicht
> doch eine gute Alternative.

Du kannst den Versorgungsstrom wahlweise über die Mittelanzapfung, eine 
oder beide Spulenenden zuführen; das ist dem Oszillator relativ egal. 
Die Mittelanzapfung hat den Vorteil, dass da die Spannung halb und die 
Frequenz doppelt so groß wie an den Enden ist. Du brauchst also eine 
Drossel, die nur ein Bruchteil der Induktivität bei gleicher 
Strombelastbarkeit haben muß; Bei hohen Leistungen ein wesentlicher 
Kostenfaktor.

Jörg

>
> Meinungen?

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> Ist echt beeindruckend in welcher Entfernung die Lampe noch leuchtet.

Da steckt auch ordentlich Leistung dahinter. Ich schätze mal >20A werden 
im Primärkreis schon fließen.
Probier es mal mit deinem Aufbau aus: Ein Windung, mit einem Kondensator 
passend auf Resonanz abgestimmt und eine kleine 12V 0,xW Lampe dran.
>20cm sollten da denke ich auf jeden Fall drin sein, vermutlich sogar noch mehr, 
immerhin ist bei dir der Strom und die Windungszahl höher, so dass das erzeugte 
Feld bei dir mehr als 10x stärker ist.

Autor: Silvio K. (exh)
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>Probier es mal mit deinem Aufbau aus
Das habe ich schon mal versucht. Der Ofen lief damals auf kleiner 
Leistung. Ich konnte aber nicht sehr weit von der Spule weg. Die Lampe 
ist schnell dunkler geworden. Es war aber auch keine 0,X W Lampe eher 55 
W. Wie Jörg schon sagte, die Empfängerspule (+C) ist auf Resonanz und 
saugt deshalb alle Felder auf. Da hat er bestimmt recht und das ist auch 
sicherlich der große Unterschied.

Gruß

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Silvio K. schrieb:
> die Empfängerspule (+C) ist auf Resonanz und
> saugt deshalb alle Felder auf. Da hat er bestimmt recht und das ist auch
> sicherlich der große Unterschied.

Ja. Ich hatte das mal simuliert mit kleiner Leistung: Bei einem 
Kopplungsfaktor von 0,01 (was etwa 5-10cm Entfernung entspricht), waren 
1,6mW möglich. Stimmte man die Empfängerspule auf Resonanz ab, stieg die 
erreichbare Leistung auf 380mW. Je geringer die Kopplung ist, desto mehr 
bringt der Kondensator.

Die Spannung bleibt durch den Kondensator auch unabhängig von der 
Entfernung relativ konstant (zumindest im Vergleich zum mehr als 
quadratischen Abfall ohne), nur der maximale Strom sinkt mit der 
Entfernung. Das erklärt auch warum die Lampe auf der Seite bei kurzer 
Entfernung nicht durchbrennt und bei großer immer noch leuchtet.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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Nur mal um das ganze Thema Energieübertragung zu vervollständigen:
Die Schaltung verwendet wirklich alle Tricks um die Reichweite zu 
erhöhen, die leider beim Induktionsofen (außer dem ersten) nicht 
anwendbar sind:
- hohe Ströme im Schwingkreis (geschätzt 50A)
- großer Durchmesser der Spule (um eine gute Kopplung bei der großen 
Entfernung zu erreichen)
- abgestimmter Schwingkreis beim Empfänger
- Impedanzanpassung der Last (über eine Spule, daher vermutlich auch der 
geringe Helligkeitsunterschied beim großen Abstand der Spulen)

Das ganze funktioniert wirklich gut, die Abstimmung ist aber recht 
kritisch. Die Frequenz liegt bei mir bei 570kHz da ich größere 
Kondensatoren verwendet habe, (bei der Originalschaltung lag die 
Frequenz bei 1,5MHz). Der Royer Oszillator kommt also auch wunderbar mit 
sehr hohen Frequenzen zurecht. Dank der modifizierten Schaltung 
angelehnt an das Patent von Jörg funktioniert das bei mir auch ohne 
Kühlkörper problemlos.

Die MKP Kondensatoren werden deutlich warm, obwohl der Strom und die 
Blindleistung pro Kondensator sehr viel niedriger ist, als bei meinem 
Schwingkreis bei den Induktionsofen Versuchen. Die dort verbauten FKP 
Kondensatoren sind also sehr viel besser als die MKP.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ulf schrieb:
> Nach arbeitsbedingter Bastelpause ist nun mal der ganze Kram(s.Bild) in
> ein Gehäuse gewandert.

Was aus einem Tauchsieder alles werden kann ;-)
Schön kompakt.


> @Silvio:
> Wie hast Du die Kühlung gelöst, d.h. wohin geht die Plastikleitung unter
> Deiner Arbeitsplatte?
>

Wird so sein wie wenn Intel den neuesten Prozessor vorführt...

Autor: Ulf (Gast)
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Mal wieder ein Zwischenbericht:

>Dein neuer Aufbau sieht gut aus!

Dabei bleibt es auch, mit der Funktion hapert es immer noch. Am 
Trenntrafo gab es keine Probleme, aber nach einigen Tests direkt am Netz 
hat das eGrab wieder Zuwachs(3 IGBTs, 2 Mosfets, 1 Diode). Das 
Einschalten mit dem SSR scheint nicht zu helfen, vielleicht sollte ich 
doch die Hilfsspannung mit aus dem Netzteil nehmen und das SSR etwas 
verzögert einschalten.

Aber wenn man mal die in der Simulation auftretenden Spannungen bei 
Lichte betrachtet, ist das anwachsende eGrab auch kein Wunder. Die 1200V 
IGBTs (FGA25N120) sehen ca. 1020V von der Primärspule, auch an den 600V 
Steuermosfets(IRFBC30) liegen ca. 500V an. Irgendwie scheint das Ganze 
doch zu hart am Limit zu laufen.
Nun warte ich erstmal auf neue Bauteile mit höheren Spannungswerten.
Und eine Wasserkühlung
Und einen Ersatzlötkolben
usw.

>ich habe auch Bedenken wegen dem Wasser in der Nähe der hohen Spannung
gehabt.

Meine Bedenken bezüglich des Wassers galten eher dem Fall einer 
Undichtigkeit und den damit verbundenen Kurzschlüssen. An der 
Sekundärwicklung und Arbeitsspule liegen nur 75V an(und auch noch bei 
25kHz), das sollte im Plastikschlauch nicht mehr allzuviel Probleme 
verursachen. Vielleicht muß man die Pumpe nicht an eine Spannungsquelle 
anschließen;-)

Über weitere (Miß-)Erfolge werde ich berichten.

ulf.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Ulf schrieb:

> Dabei bleibt es auch, mit der Funktion hapert es immer noch. Am
> Trenntrafo gab es keine Probleme, aber nach einigen Tests direkt am Netz
> hat das eGrab wieder Zuwachs(3 IGBTs, 2 Mosfets, 1 Diode). Das

Das deutet auf einen Überstrom hin, den der Trenntrafo möglicherweise 
abmildert.

> Einschalten mit dem SSR scheint nicht zu helfen, vielleicht sollte ich
> doch die Hilfsspannung mit aus dem Netzteil nehmen und das SSR etwas
> verzögert einschalten.

wie ich ja schon früher schrieb, muß die Hilfsspannung bereits anliegen, 
wenn die Netzspannung eingeschaltet wird.

> Aber wenn man mal die in der Simulation auftretenden Spannungen bei
> Lichte betrachtet, ist das anwachsende eGrab auch kein Wunder. Die 1200V
> IGBTs (FGA25N120) sehen ca. 1020V von der Primärspule, auch an den 600V
> Steuermosfets(IRFBC30) liegen ca. 500V an. Irgendwie scheint das Ganze
> doch zu hart am Limit zu laufen.

Das ist eigentlich unproblematisch. Gefährlich wird es erst, wenn die 
Netzspannung zu hoch wird.
In den Patentunterlagen ist natürlich nur das Prinzip des Oszillators 
beschrieben. In der Praxis werden Oszillatoren dieser Leistungsklasse 
sinnvollerweise mit einer Schutzschaltung betrieben, die den Oszillator 
bei Überspannung oder Überstrom Infolge eines unvorhergesehenen 
Betriebszustandes vom Netz trennt. Gerade in der Testphase reduziert das 
den IGBT-Verschleiß erheblich.

Jörg

> Nun warte ich erstmal auf neue Bauteile mit höheren Spannungswerten.
> Und eine Wasserkühlung
> Und einen Ersatzlötkolben
> usw.
>
>>ich habe auch Bedenken wegen dem Wasser in der Nähe der hohen Spannung
> gehabt.
>
> Meine Bedenken bezüglich des Wassers galten eher dem Fall einer
> Undichtigkeit und den damit verbundenen Kurzschlüssen. An der
> Sekundärwicklung und Arbeitsspule liegen nur 75V an(und auch noch bei
> 25kHz), das sollte im Plastikschlauch nicht mehr allzuviel Probleme
> verursachen. Vielleicht muß man die Pumpe nicht an eine Spannungsquelle
> anschließen;-)
>
> Über weitere (Miß-)Erfolge werde ich berichten.
>
> ulf.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Ulf,
in Beitrag "Re: Induktionsheizung (nicht) ganz einfach" hattest du 
geschrieben, dass du 20 A auf dem Netzkabel gemessen hast.

Sehe ich Folgendes richtig?:

P=220V*20A

Wenn ja, dann Wow! Hatte keine Ahnung wieviel Leistung dein Ofen bringt.

Zum Thema Knall beim Einschalten:
Was hältst du von der Spannungsspeisung wie ich es mache, siehe:

http://www.mikrocontroller.net/attachment/59636/Ge...

Das Problem mit den Nulldurchgänge habe ich gelöst, in dem ich eine 20 
V-DC-Quelle parallel am Gleichrichter habe. Das heißt, ich habe nie eine 
Spannung unter +20 V am Oszillator. Vielleicht kannst du das in deiner 
Schaltung als Starthilfe übernehmen. Also mit 20 V anschwingen lassen 
und dann im Nulldurchgang mit SSR das Netz dazuschalten.

Gruß

Autor: eProfi (Gast)
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Hallo zusammen,
am WE wieder getüftelt:

das Problem eGrab lässt sich einfach umgehen, wenn folgende Bedingungen 
erfüllt sind:

1. es muss immer exakt ein Transistor leiten (nicht mehr und nicht 
weniger).
2. ein Transistor darf nicht länger als 1 ms lang leiten, dann ist der 
andere dran.

Im Anhang findet Ihr eine Schaltung mit bekannter Hilfsspule, daran ein 
Komparator mit 2 Ausgängen (2. ist invertiert). Zum Test speist er 
direkt die Igbts, in der Praxis gehören Gate-Treiber dazwischen.

Der Gag mit den beiden Hilfsspannungen ist: eine hat eine geringe 
AC-Komponente, die gerade so groß ist, dass der Komparator "anspringt".

Wie schonmal geschrieben wurde, reißt auch im Nulldurchgang die 
Schwingung nicht ganz ab, so dass es in der folgenden Halbwelle gleich 
richtig weitergeht.

Das IGBT-Modell hat Ulf mal in einem anderen Thread veröffentlicht.

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo, Ihr fleißigen Helfer!

@ Jörg R.

>wie ich ja schon früher schrieb, muß die Hilfsspannung bereits anliegen,
wenn die Netzspannung eingeschaltet wird.

Daran werde ich mich nun halten, eine zusätzliche Spannungsquelle ist ja 
sowieso vorhanden.

>In der Praxis werden Oszillatoren dieser Leistungsklasse
sinnvollerweise mit einer Schutzschaltung betrieben, die den Oszillator
bei Überspannung oder Überstrom Infolge eines unvorhergesehenen
Betriebszustandes vom Netz trennt. Gerade in der Testphase reduziert das
den IGBT-Verschleiß erheblich.

Das ist aber dann auch ein erheblicher Aufwand, um schnell genug vom 
Netz gehen zu können. Mal sehen, was mir dazu einfällt, das SSR scheidet 
dafür aus... In der Praxis ist Deine Patentschaltung ja sogar 
schweißtauglich, mit all den Härtebedingungen. Hut ab!
Die 1500V IGBTs werde ich dennoch testen, sind schon in der Hongkong 
Post.

@Silvio

>P=220V*20A

Mit Phasenverschiebung zwar, aber der Zähler jubelt schon. Müßte man mal 
die Runden zur Stoppuhr zählen.
Die Verwendung meines Trenntrafos gefällt mir eigentlich nicht, eben 
wegen der heftigen Leistung. Der arme Trafo will eigentlich nur 4A 
sehen.
Die 20V Spannungsquelle wird bei mir sinnvollerweise eher als 
Hilfsspannungsquelle dienen. Nach der Gleichrichterbrücke sitzt der 
fette ELKO und hält das Kind auch am Schaukeln.

@eProfi

In Deiner Simulation haben mich erst einmal R3 bis R6 verwirrt, sind 
aber offensichtlich nur Rudimente.
Der Trick mit der Spannungsquelle V1 gefällt mir, damit muß die 
Simulation nicht noch das Netz gleichrichten. Bei dem supersanften 
Anschwingen ist es auch nicht weiter störend, daß der Spannungsverlauf 
etwas anders ist als nach dem Brückengleichrichter.


Noch ein kleiner Nachtrag zum Thema Curietemperatur:

Egal, was ich in meine fette Arbeitsspule stecke, alle Probestücke haben 
das gleiche Verhalten. Wenn sich ein schmaler Bereich in der Spulenmitte 
bis zur Rotgluht erhitzt hat, breitet sich der rotglühende Streifen 
immer mehr aus bis fast das gesamte in der Spule befindliche Eisen 
gleichmäßig glüht. Die Glühtemperatur scheint überall konstant zu 
bleiben, wahrscheinlich ca. im Curie- Bereich. Für meine Zwecke ist 
diese "Schallmauer" ideal, da mir die Werkstücke nicht wegtropfen 
können. Wenn meine Höllenmaschine wieder mal funktioniert, muß ich mal 
eine fette U-Scheibe testen, vielleicht wird die etwas wärmer. Bisher 
hatte ich immer den Blechwinkel, ein 8x30 Flacheisen oder ein 40mm 
Wasserrohr als Prüflinge, alle länger als die Spule.
Um eine weitere Erhitzung zu erreichen, müßte man evtl. doch höhere 
Frequenzen einsetzen.

Guten Abend!

ulf.
der sich als alter Dresdner auch nach 20 Jahren noch über den 9.11. 
freut...

Autor: Uhu Uhuhu (uhu)
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Ulf schrieb:
> Habe übrigens ein FGL40N120AND Modell für LTspice im Netz gefunden und
> damit (fast) den richtigen IGBT in der Simulation.

Wo hast du es gefunden?

Autor: eProfi (Gast)
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>In Deiner Simulation haben mich erst einmal R3 bis R6 verwirrt,
>sind aber offensichtlich nur Rudimente.

Ja, ich hatte den 100:1 Spannungsteiler verwendet, um die C-Spannung 
gleichzeitig mit der G-Spannung betrachten zu können (geht sonst nicht 
im gleichen Fenster (Pane)).


>Der Trick mit der Spannungsquelle V1 gefällt mir, damit muß
>die Simulation nicht noch das Netz gleichrichten.
Genau, geht einfach schneller (wie oben bereits beschrieben das 
Nichtleitendwerden der Netz-Dioden). Und nebenbei geht die Spannung 
nicht unter 326-325=1 V.   Mit eine Hilfe, damit die Schwingung über den 
"Nulldurchgang" erhalten bleibt.


> Bei dem supersanften Anschwingen ist es auch nicht weiter störend,
> daß der Spannungsverlauf etwas anders ist als nach dem
> Brückengleichrichter.
Genau, die Form folgt genau der Spannung.


eProfi, der überlegt, ob er seine Tesla-Spule mal auf die 
Induktionsspule stellen soll.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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eProfi schrieb:

> eProfi, der überlegt, ob er seine Tesla-Spule mal auf die
> Induktionsspule stellen soll.

Das ist komplizierter als man denkt:
Prinzipiell funktioniert es, aber man hat es hier mit 2 gekoppelten 
Schwingkreisen zu tun. Um viel Energie zu übertragen, muss man diese gut 
koppeln. Leider ist der Frequenzgang von zwei gut gekoppelten 
Schwingkreisen keine eine Spitze, sondern es sind 2 Spitzen (Stichwort 
überkritische Kopplung). Und das macht den praktische Nutzen ziemlich 
zunichte.
In der Praxis führt das nämlich zu einem interessanten Effekt: Passt man 
die Frequenz an (z.B. über die Kapazität) steigert man die Leistung und 
somit die Lichtbögen. Irgendwann springt die Resonanzfrequenz dann aber 
in die andere Spitze, so dass man wieder in die entgegengesetzte 
Richtung abstimmen muss. Zum Spielen ganz nett, für echte Anwendungen 
unbrauchbar.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Benedikt K. schrieb:
> In der Praxis führt das nämlich zu einem interessanten Effekt: Passt man
> die Frequenz an (z.B. über die Kapazität) steigert man die Leistung und
> somit die Lichtbögen. Irgendwann springt die Resonanzfrequenz dann aber
> in die andere Spitze, so dass man wieder in die entgegengesetzte
> Richtung abstimmen muss. Zum Spielen ganz nett, für echte Anwendungen
> unbrauchbar.

Stichwort: gekoppeltes Doppelpendel.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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eProfi schrieb:

> Im Anhang findet Ihr eine Schaltung mit bekannter Hilfsspule, daran ein
> Komparator mit 2 Ausgängen (2. ist invertiert). Zum Test speist er
> direkt die Igbts, in der Praxis gehören Gate-Treiber dazwischen.

Die Netzspannung ist wie im Anhang gezeigt, einfacher zu realisieren. 
Ist auch genauer. LTspice stört die 'hängende Gärten'-Spannungsquelle 
nicht.

Die Dioden und Kondi sind nur exemplarisch.

Autor: Gast (Gast)
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Bei Aldi gibts seit Monat eine 1800W Induktionsherdplatte für 30EUR :-)

Grüße,
Gast

Autor: Ulf (Gast)
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@ Uhu Uhuhu

>> Habe übrigens ein FGL40N120AND Modell

>Wo hast du es gefunden?

Im anmeldepflichtigen LTspice- Forum, hab's hier mal angehängt.

uhuuulf.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Gast schrieb:
> Bei Aldi gibts seit Monat eine 1800W Induktionsherdplatte für 30EUR :-)
>

Mich würde mal interessieren, ob die Herde die Temperatur im Topf genau 
halten. Ja, plane da Mißbrauch ;-)

Hier mal ein Link:
http://www.rumpeldealzchen.de/toepfe-aldi-induktio...

Da steht:
"Beim Kauf sollte man sich auch nach dem Stand-By Stromverbrauch 
erkundigen. Denn bei vielen Induktionsherden wird gefordert, dass sie 
kontinuierlich am Netz bleiben."

Hä? Weiß jemand warum?


Und wenn mir dann noch jemand erklären kann, wie man bei ALDI die 
Suchfunktion findet...

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Abdul,
ich habe ja vor ein paar Wochen einen solchen (ähnlichen) Herd gekauft 
(aber noch nicht auseinandergebaut).

>Mich würde mal interessieren, ob die Herde die Temperatur im Topf
>genau halten. Ja, plane da Mißbrauch ;-)

Das habe ich mich auch gefragt. Die Antwort ist folgende:

Mit wenig Wasser im Topf funktioniert die Temperaturregelung extrem 
schlecht. In meinem Versuch waren vielleicht so 3 cm Wasser im Topf und 
60 Grad eingestellt. Der Herd fährt auf 90 °C hoch und merkt es erst 
dort. Dann fällt die Temperatur auf ca. 55 Grad ab und das Spiel beginnt 
von vorn. Mit mehr Wasser wird die Regelung besser, ist aber immer noch 
schlecht.

Ich denke der Temperatursensor ist zu träge und macht die Regelstrecke 
instabil.

Was planst du für einen Missbrauch?

Gruß

Autor: Uhu Uhuhu (uhu)
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Ulf schrieb:
> Im anmeldepflichtigen LTspice- Forum, hab's hier mal angehängt.

Danke, ich hatte sie mittlerweile hier in einem anderen Beitrag 
gefunden.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Silvio K. schrieb:

>>Mich würde mal interessieren, ob die Herde die Temperatur im Topf
>>genau halten. Ja, plane da Mißbrauch ;-)

> Mit wenig Wasser im Topf funktioniert die Temperaturregelung extrem
> schlecht. In meinem Versuch waren vielleicht so 3 cm Wasser im Topf und
> 60 Grad eingestellt. Der Herd fährt auf 90 °C hoch und merkt es erst
> dort. Dann fällt die Temperatur auf ca. 55 Grad ab und das Spiel beginnt
> von vorn. Mit mehr Wasser wird die Regelung besser, ist aber immer noch
> schlecht.
>
> Ich denke der Temperatursensor ist zu träge und macht die Regelstrecke
> instabil.

Dank!
Die Kopplung ist halt einfach schlecht.

Die Regelstrecke wird für eine übliche Befüllung optimiert sein. Wenn da 
überhaupt was chinesisch optimiert wird ;-)

Also sind diese Geräte vermutlich alle gleich schlecht. Ein normaler 
E-Herd ist da vermutlich erheblich besser. Zumindest meinem Kochgefühl 
nach.


Vielleicht gibt es ja bessere Modelle mit einem echten Temperatursensor, 
der die Topfunterseite halbwegs messen kann??


>
> Was planst du für einen Missbrauch?
>

Als Lötplatte. Muß aber noch einige Experimente machen.

Autor: Silvio K. (exh)
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>Die Kopplung ist halt einfach schlecht.

Die thermische Kopplung durch die Glasplatte zum Sensor hin meinst du 
sicherlich.

>Als Lötplatte.

Nette sinnvolle Idee. Mit dickem Stahlblech als Arbeitsplatte und mit 
einer selbstgebauten Regelung wird das bestimmt was.

Autor: Ulf (Gast)
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>Die thermische Kopplung durch die Glasplatte zum Sensor

Ein Thermofühler ist mit Wärmeleitpaste eingepappt und wird mit einem 
federbelasteten Plastikteil an die Glasplatte gedrückt. Je schneller die 
Erwärmung stattfindet, desto mehr ist die Regelung hinterm Mond.

>Als Lötplatte

... wäre mir das Induktionskochfeld zu ungenau und gefährlich.
1. Stahlblech erwärmt sich sehr schnell wegen der geringen spezifischen 
Wärme von Blech + Platine und verzieht sich dabei
2. Regelung erfolgt verzögert und nur punktuell dort, wo der Meßfühler 
an die Glasplatte gedrückt wird
3. Blech und Platine haben nur unzuverlässig und ungleichmäßig Kontakt.
4. Schnelle Erwärmung der zu lötenden Platine nur bei rel. hoher 
Blechtemperatur
5. Gefahr durch hohe Induktionsspannungen auch in den Leiterbahnen.

Pardon, jetzt habe ich nur den Plan zerredet. Aber wesentlich einfacher 
scheint mir der hier:

http://www.elk-tronic.de/Services/Kleinserie/Kleinserie.htm

abgebildete Ofen zu sein. Oder der umgebaute Baustrahler, den ich immer 
benutze(s. Foto). Aber das alles gehört zu einem anderen Themengebiet.

ulf.
(ansonsten glühender Verfechter des Induktionsprinzips überall, wo 
DIREKT das Werkstück bzw. der Topf erhitzt wird)

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Macht nix wenn du mir meine Ideen zerreden willst. Geht bei meinem 
Dickkopf eh nicht ;-)

Der Baustrahler ist nett. Sozusagen tiefergelegt. Haben 1x 500W nicht 
gereicht?

Das mit der punktuellen Erwärmung und Verziehen ist in meinem speziellen 
Fall kein Problem, da ich mit dem Löten in einer Flüssigkeit 
experimentiere. So habe ich überall eine einheitliche Temperatur. Ich 
will nämlich auf flexible Leiterplatten löten. Also hauptsächlich SMD 
bestückt.

Am Einfachsten wäre es ja in der Mikrowelle. Nur befürchte ich trotz 
vollständiger Flüssigkeitsummantelung der Platine trotzdem 
Bauelementeschäden durch die Mikrowellenstrahlung.

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo Abdul K.!

Löten paßt mehr ins Platinen- Forum.
Trotzdem noch einige Antworten:

>Haben 1x 500W nicht gereicht?

1x500 war zu hell zum Beobachten des Schmelzens, ich habe dann mit den 4 
Röhren in Reihe bzw. 2x2 Röhren in Reihe(über den 2poligen Umschalter zu 
wechseln) bessere Erfahrungen gemacht. Ideal wäre natürlich eine rote 
Scheibe für den Scheinwerfer, habe ich aber bisher nicht gefunden.

>Am Einfachsten wäre es ja in der Mikrowelle.

Dann müßte aber das

>Löten in einer Flüssigkeit

mit WASSER geschehen, sonst findet keine richtige Erwärmung statt. Aber 
auch dann ist es ein sicherer Tod für alle Elektronik. Probiere mal die 
allgemein bekannten Mikrowellen- Spielereien, z.B. eine alte Glühbirne 
oder eine Leuchtdiode. Auch eine olle Platine, selbst ohne Elektronik 
drauf, macht ein schönes Feuerwerk.

Viel Spaß!

ulf.

Autor: Gast (Gast)
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Wie warm werden eigentlich diese Quarzheizer?

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Wenn du die Strahlung mehr oder weniger vollständig reflektieren läßt, 
schmilzt dir das Quarzglas weg. Die Temperatur stellt sich eigentlich 
nur über das Wärmegefälle passend ein.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Ulf schrieb:
>>Haben 1x 500W nicht gereicht?
>
> 1x500 war zu hell zum Beobachten des Schmelzens, ich habe dann mit den 4
> Röhren in Reihe bzw. 2x2 Röhren in Reihe(über den 2poligen Umschalter zu
> wechseln) bessere Erfahrungen gemacht. Ideal wäre natürlich eine rote
> Scheibe für den Scheinwerfer, habe ich aber bisher nicht gefunden.
>

Die rote Scheibe würde dir platzen. Da müßtest du einen dielektrisch 
beschichteten Spiegel benutzen, der schräg steht. Sowas ist aber sehr 
teuer. Höchstens aus dem Restposten-Militär-Kram besorgbar.


Was machst du mit dem Strahler? Ist das dein Lötofen?


>>Löten in einer Flüssigkeit
>
> mit WASSER geschehen, sonst findet keine richtige Erwärmung statt. Aber
> auch dann ist es ein sicherer Tod für alle Elektronik. Probiere mal die
> allgemein bekannten Mikrowellen- Spielereien, z.B. eine alte Glühbirne
> oder eine Leuchtdiode. Auch eine olle Platine, selbst ohne Elektronik
> drauf, macht ein schönes Feuerwerk.
>

Hm. Vermutlich wirds nicht gehen. Es muß aber nicht immer Wasser sein. 
Geht auch mit anderen Flüssigkeiten. Wasser ist eh in fast allen 
Flüssigkeiten drin.

Autor: Silvio K. (Gast)
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Habe den Ofen aus den Umzugskisten ausgepackt. Und er funktionert noch. 
War auch fleißig am WE und habe eine verstellbar Matching-Induktivität 
gebastelt. Die klemmpt am Ofen. 2 E-Kernpaare über exzenter auseinander 
ziehbar. Ich hänge nun bei Butto 250 Veff und 6 Aeff fest. Der nächste 
Schritt wird Drehstrom sein. Das zum aktuellen Stand der Dinge.

Gruß

Autor: eProfi (Gast)
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Ja, eine konstante Spannung ist deswegen verlockend, weil man mit 
gegebenen Transistoren (Vcemax) die maximale Leistung erzeugen kann.

Aber dem Vorschalttrafo ist die Stromform nicht egal, seine 
Verlustleistung (P=R*I*I) steigt stark mit schlechtem Stromflusswinkel 
(Power Factor). Ein kleiner Kondensator verringert zwar die 
Durchschnittsspannung, verbessert aber den PF.

Wird natürlich mit Drehstrom alles einfacher.

Beim Anklemmen von 6 Dioden an 3x 400V  rippelt die Spannung zwischen 
486 und 561V, der Durchschnitt ist 536V.


Glut ahoj! Knackt den Curiepunkt!

Autor: Silvio K. (exh)
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>Aber dem Vorschalttrafo ist die Stromform nicht egal

Hallo eProfi,

ich denke der Strom ist auch ein Sinus und in phase mit der Spannung. 
Einen expliziten Glättkondensator habe ich nicht. Ich habe nur so 0.x µF 
hinter dem Gleichrichter direkt an den Transistoren, um der Vollbrücke 
während des Schaltens eine stabile Spannung zu liefern. Die 
"Gleichspannung" variiert zwischen 0V (20V) und 350 V mit 100 Hz.

EMV:
Ich habe übrigens ein Radio in der Nähe, kann es aber im Betrieb des 
Ofens nicht nutzen :-)

>Wird natürlich mit Drehstrom alles einfacher.

Denke ich auch. Die rote Steckdose freut sich schon.

PS: der St37-Zylinder wiegt ca. 0,5 kg

Autor: eProfi (Gast)
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So, wieder mal was von mir.
an Benedikt:
ja, ist mir schon klar, war eher als Spaß gedacht. Die Frequenzen 
stimmen ja auch nicht (25kHz vs. 120kHz).

Im Übrigen werde ich bei meinen nächsten Tesla-Versuchen resonante 
Fußpunktspeisung probieren. Bei Richie Burnett steht auch, dass ein 
Bekannter von ihm eine Spule sehr erfolgreich fußpunkt-speist. Mir ist 
nur noch nicht klar, welche Spannung man da braucht. Ob 10-30 kV 
reichen? Ich glaube schon, kommt sicher stark auf die Top-Kapazität an.
Welchen Koppelfaktor hat man dann?

Im Prinzip ist das ein angepasster Magnifier. Ich glaube ja, dass viele 
Tesla-Bauer ihren "Magnafier" total fehlangepasst an ihre Spule hängen.
z.B. http://www.ttr.com/story.html  Tut mir leid, aber schon so manches 
mal habe ich mich gefragt, wieviel Ahnung der Mann eigentlich hat. Er 
geht einfach mit dicker Leistung ran (>100kW) - na klar, dass es dann 
überall kracht und blitzt. Seine "heavy [D'Arsonval] type discharges 
about 8 feet in length, going from the transmission line to ground" 
überzeugen mich nicht. Kann mich aber auch täuschen, denn ich habe noch 
keine Versuche mit einem Magni gemacht.

an Abdul (10.11.2009 19:15):
Das wundert mich wirklich, dass die D in Serie zur L überhaupt keine 
Überschwinger zeigt. Simulation geht schön schnell - ich dachte mir, je 
weniger Bauteile, um so schneller und problemloser die Simulation.

an Silvio:
>ich denke der Strom ist auch ein Sinus und in phase mit der Spannung.
>Einen expliziten Glättkondensator habe ich nicht.
Ich meinte eher Ulf mit seinem dicken Elko.

an Ulf:
hast Du die TI-Magetic Design-Literatur gelesen? Dort stehen viele Tips 
zur Optimierung von Trafos.
Hast Du Deine IGBTs schon bekommen?

an alle:
Momentan gibt es bei eba. viele (auch dicke) IGBTs und Module, suche 
nach
igbt -endstufe -schwei*

Drehstrom: ich hatte mal vor langer Zeit einen motorisch geregelten 
einstellbaren Drehstrom-Konstanthalter mit 15kVA (drei 
Ringkern-Stelltrafos im 19"-Schrank), leider jetzt nicht mehr. So ein 
Mist!

Ab Mo. gibt es bei Lidl wieder 2000W 2kW Induktionskochplatten von 
Silvercrest für 29,99.

Schon Versuche mit Kernen um die Spule gemacht? Suche nach Fluxtrol 
z.B.
Youtube-Video "Fluxtrol Induction Heating Demonstration"

Hat schon mal jemand HF-Litze für die Spule verwendet?
momentan ein günstiges Angebot für 6,00+5,00:
5m Rupalit HF-Litze 60x0,355, stoffummantelt  größere Menge vorhanden
http://cgi.ebay.de/ws/eBayISAPI.dll?ViewItem&item=...
die hat Durchm. 3,62mm  5,94mm² Kupfer  2,93mOhm/m  16m/kg
n.b. der Verkäufer zhoefler hat auch sonst immer recht interessante 
Angebote.

nicht ganz so günstig:
10m HF-Litze 250 x 0,071mm stoffummantelt Pope-Holland   für 9,99
http://cgi.ebay.de/ws/eBayISAPI.dll?ViewItem&item=...
die hat Durchm. 1,7mm  1mm² Kupfer  17mOhm/m  100m/kg

Man kann ja immer noch mehrere parallel (bifilar) hängen, um auf die 
Stromfestigkeit zu kommen.

Tabelle:
www.pack-feindraehte.de/de/produkte/hochfrequenzlitzen/litzentabelle.pdf
Fa. Pack liefert so gut wie alles - bis 1000mm² - auch rechteckig, 
hochtemperaturfest, speziell für Induktionsheizungen ...

Ich frage mich, was der hauptsächliche Grund für die Erwärmung der 
Arbeitsspule ist, Ohm, Eddy oder schlechtes Kupfer (keine elektrolytisch 
gereinigtes E-Cu)?

Zum Anschwingen:
Wie Ulf (02.10.2009 19:40) schon erkannt hat, speichert die L1  bei 
verzögertem Anschwingen sehr viel Energie, die dann nach dem Anschwingen 
wieder abgibt --> kurzzeitig sehr hohe Spannung = Risiko für die 
Transistoren.

Hat schon jemand einen Soft-Start nach meiner Idee gebaut? Es muss ja 
nicht über die 2 Hilfsspannungsquellen gemacht werden, sondern z.B. mit 
FlipFlop oder Monoflop, das von einer Überstrom-Erkennung angesteuert 
wird und über zwei XOR-Gates die Ausgänge des Komparators invertiert. 
Die von mir genannte 1ms würde ich doch kürzer wählen, etwa die Zeit 
einer Halbschwingung.

Kennt ihr die Induktions-Lötkolben? Habe ich letztens im Baumarkt 
gesehen.

Könnt Ihr mal bitte die IGBT-Daten in die bisher noch leere 
IGBT-Liste eintragen? Dann muss sich nicht jeder selbst so eine 
Liste erstellen.

So, genug geschrieben, jetzt seid ihr wieder dran.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Falls du die Spule in meinem LTspice-File in der Netzzuleitung meinst: 
Die simuliert die allseits vorhandene durchschnittliche 
Netzinduktivität. Habe ich irgendeinem Paper über Powerline-Impedanzen 
entnommen. Nach meinen Messungen stimmt das auch grob. Hängt eh sehr 
davon ab, WO man am lokalen Trafo hängt.
Sie ist also parasitär und nicht funktionell gedacht!

Autor: Silvio K. (exh)
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>Drehstrom: ich hatte mal vor langer Zeit einen motorisch
geregelten einstellbaren Drehstrom-Konstanthalter mit 15kVA
>(drei Ringkern-Stelltrafos im 19"-Schrank), leider jetzt nicht mehr.
>So ein Mist!

Ja, Schade. Ich bin kurz davor an Drehstrom zugehen. Vorher muss ich 
meine Transistorkühlung noch auf Kühlwasser umstellen.
Auch eine Kühlung für meine Matching-Induktivität muss ich realisieren. 
Die Spule wird bei meiner jetzigen Leistung schon heiß. Da ist HF-Litz 
für Arme drauf. 3x0.5mm. Ich sollte bei eGier auch mal Litze bestellen.

Eine gute Idee für einen "Softstart" ist eventuell die Netzspannung über 
einen Heißleiter zu realisieren. Ich möchte die 550 VDC nicht hart per 
Schalter an meinem Oszillator lassen. Das mit dem Heißleiter hat man 
wohl früher auch so gemacht.

Meinungen?

Werde versuchen ein neues Layout mit den 600 V-Transistoren bis WE zu 
erstellen. Ätzen, Bestücken, in Betriebnehmen, Durchbrennen ...
Mal sehen.

Autor: eProfi (Gast)
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Na, was ist los, gibt es nichts Neues zu erzählen?

Bei mir schon:
1. Lidl-Platte gekauft (Mo. um 12:20 die letzte verfügbare)
Vorbildlicher Aufbau mit sauberer Bauteilbeschriftung. Ein 
24-pin-Controller hat das Geschehen im Griff. Ein dicker IGBT, auf der 
Platine ist ein zweiter paralleler vorgesehen.  Spule hat 27 Windungen.

Hat schon jemand einen detaillierten Plan gefunden?

an Ulf: die verbaute Spule ist definitiv eine Entstördrossel und nicht 
für einen Royer geeignet. Sie liegt zwischen dem Gleichrichter + und dem 
2. 8µF Blockkondensator. Der Schwingkreis-C hat 0,33µ 1250V.

2. HF-Litze 90x0,1 gekauft, eine dicke Rolle mit über 200m. Wer was 
braucht, einfach melden. Ich wickle gern um.
Die hat zwar netto nur 0,7068mm², man muss für unsere Ströme viele 
parallel schalten.


an Silvio:
ich denke, Du wirst mit Deiner Brückenschaltung weniger ein Problem mit 
dem Starten haben, da ja am Anfang der Kreis noch nicht angeregt  und 
deshalb hochohmig ist.
Das ist beim Royer lästiger, wenn beide Ts leiten.


wg. eGrab:  ich meine, die meisten Ts sind durch Überspannung ins 
Silizium-Nirvana übersiedelt. Warum keine VDRs oder ZV-ZD (viele in 
Reihe) einbauen?

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo eProfi, hallo an alle,
ich bin noch voll dabei. Aber leider habe ich wenig Zeit. Mein 600 
V-Layout ist soweit ferig, aber weder geätzt noch bestückt. In den 
letzten Tagen habe ich auch öfter mit dem Oszilloskop am jetzigen Ofen 
geschaut, und musste feststellen, dass der sinusförmige Strom am 
H-Brückenausgang sich doch kapazitiv verhält. Werde Morgen ein 
Oszillogram reinstellen.
Da so ein Oszillator als komplettes Gebilde sehr komplex ist, habe ich 
mir schon was Neues ausgedacht. Stichwort Impedanzmonitor. Ich möchte im 
Betrieb des Oszillators die Impedanz meines Netzwerkes ab Brückenausgang 
live sehen. Also U/I der Grundwelle. Ist leider nicht mal schnell 
gemacht. Ich habe aber schon eine konkrete Idee. Ich hoffe das wird was. 
Sowas mit Mischen und Soundkarte. Last euch überraschen. Mein Ziel ist 
es ein Modell für die Werkstücklast zu machen. Vielleicht ist schon die 
Annahme des Werkstückes als rein reeller Widerstand falsch oder nicht 
ganz richtig. Bei meinen Kleinsignalmessungen an der Spule habe ich auch 
gesehen, dass die Induktivität mit Stahl/Alu etc. abnimmt. Das sagt aber 
nichts wie es bei Volllast aussieht. Wie man es dreht und wendet, so ein 
Impedanzmonitor ist wahrscheinlich doch was Feines.

Zum Glück kommt ja Weihnachten, da werde ich mir Zeit nehmen.

Gruß aus Berlin / Berliner Umland

Autor: Ulf (Gast)
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Hallo!

eProfi:
>an Ulf: die verbaute Spule ist definitiv eine Entstördrossel und nicht
>für einen Royer geeignet.

Wahrscheinlich hat die miese Spule auch meine vielen IGBT- Tode mit zu 
verantworten, Stichwort Kernsättigung und zu hoher Strom. Nächster 
Versuch mit fettem Ringkern und 30 Windungen 1,5mm CuL füllte das eGrab 
weiter- zu "guter" Ferritkern. Mit Luftspalt(Flex mit dünner Scheibe, ca 
2mm) schheint alles zu funktionieren, allerdings ist die Netzdrossel 
auch wieder in Reihe zur anderen Spule mit in der Schaltung. Immerhin 
wird sie nicht mehr heiß.
Die 1500v IGBTs sind doch noch nicht bestellt, da ist was 
schiefgelaufen. Vielleicht werden sie auch nun unnötig sein.

Meine Idee ist es noch, im Gleichspannungszweig eine fette Spule mit 
einem Reedkontakt einzufügen. Bei richtiger Dimensionierung zieht dann 
der Reedkontakt nur an, wenn ein Werkstück in der Arbeitsspule steckt. 
Nun kann man Taster und Reedkontakt parallelschalten und hat eine schöne 
Selbsthalteschaltung, solange der Arbeitsstrom durch das Werkstück hoch 
genug ist.

Im 1.Foto sitzt das grüne Ferritwunder mit D=58mm H=17mm hinter dem 
HF-Tafo.
Der Schalter vorn schaltet provisorisch das SSR ein, soll aber durch 
einen Taster ersetzt werden. Den kleinen schwarzen Trafo verwende ich 
nur noch für die Hilfsspannung und das SSR. Der Brückengleichrichter 
wird mit dem Kühlkörper nicht mehr warm.

Das 2.Bild zeigt die zusammengestellte Bauteilsammlung, so wie sie im 
Gehäuse unterkommt. Links das Netzteil für Pumpe u. Ventilatoren, unten 
der Kupferblock, an dem die Spule ihr Wasser gereicht bekommt, rechts 
die Wasserpumpe mit Behälter und oben auf hohen Beinen der Kühler mit 
seinen Ventilatoren.

Im 3. Bild sieht alles schön kompakt aus. Etwas Schlauch, eine neue 
Arbeits- und Sekundärspule und viel Fleiß- und schon wird's irgendwann 
mal funktionieren.


ulf.

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Ulf,
das sieht ja schon sehr schön aus. Wenn der Ofen läuft, dann miss bitte 
die Brutto-Leistung. Ich bin auch gespannt wie du die Wassereinspeisung 
in die Spule machst. Ansonsten sehr netter Aufbau.

Anbei auch das versprochene Oszillogramm und mein Bockdiagramm, damit 
klar ist, wie und wo die Kurven gemessen wurden.

Autor: Ulf (Gast)
Datum:
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Hallo!

Das Wasser geht folgenden Weg:
-rechter Schlauch Vorlauf
-geradewegs durch den Kupferblock(blau gestrichelter Weg im 15x15 mm 
Kupfer)
-gegenüber wird der Anfang der Arbeitsspule eingelötet, nachdem er
 durch die Frontplatte(Pertinax) geschoben wurde.
-Ende der Arbeitsspule wird wieder durch die Pertinaxfront geschoben
 und mit dem Anfang der Sekundärspule im Trafo verlötet, evtl. kommt
 ein 2. Kupferblock dazwischen zur besseren Befestigung
-Ende der Sekundärspule wird im Gehäuse in den Kupferblock gelötet
-Wasser folgt der gestrichelten Bahn links im Bild in den Schlauch
-Schläuche mit Kühler u. Pumpe verbunden, und natürlich:
-Schlauch zwischen Pumpe und Kühler

Für die Sekundärspule und Arbeitsspule kommt 8x1 mm CU-Rohr zum Einsatz.
Der Kupferblock kommt senkrecht an die Frontplatte und gleicht den 
Höhenversatz der Arbeitsspule etwas mit aus. Gleichzeitig kommt noch der 
Schutzleiter mit an den Kupferblock, sicher ist sicher. Am meisten freut 
mich, daß die beiden Schlauchanschlüsse so am gleichen Potential(PE) 
hängen.
Mal sehen, ob Weichlot bei den zu erwartenden Strömen reicht, ich kann 
aber auch hartlöten.
Wenn mir eine geeignete Verschraubung für die CU-Rohre(Hydraulik od. 
Klimatechnik) über den Weg läuft, kann die Arbeitsspule auch 
auwechselbar gestaltet werden.

Für die nächsten Wochen liegt das Projekt auf Eis und ich in der Sonne 
Asiens.

ulf.
(urlaubsreif)

Autor: Falk Brunner (falk)
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Kann es ein, dass dein toller Kuferblock die Arbeitspule kurzschließt?

MFG
Falk

Autor: Ulf (Gast)
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@ Falk Brunner:
nö.

Hatte mir eigentlich mit der Beschreibung Mühe gegeben, nun also noch 
mal ein Bildchen in der Draufsicht.
CU- Block ist die Verbindung Arbeitsspule- Sekundärspule an einer Seite.
Die andere Seite der Spulen wird direkt verlötet oder mit einem zweiten 
Kupferblock verbunden.
Toll genug also zum Funktionieren, der Block;-)

ulf.

Autor: Silvio K. (exh)
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Der "tolle" Kupferblock ist eine nette Erfindung. Ich denke Weichlöten 
reicht da völlig aus. Selbst wenn der Widerstand an dieser Stelle erhöht 
ist, egal, es ist ja jetzt wassergekühlt. Und die beiden 
Schraubverbindungen zwischen Arbeitspule und der einzelnen 
Sekundär-Windung entfallen ja auch. Es ist allemal bester als vorher. 
Danke für die Skizze, jetzt sollte alles klar sein.

Viel Spaß in Asien

Autor: Hans G. (hansch)
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eProfi schrieb:
> Na, was ist los, gibt es nichts Neues zu erzählen?
>
> Bei mir schon:
> 1. Lidl-Platte gekauft (Mo. um 12:20 die letzte verfügbare)
> Vorbildlicher Aufbau mit sauberer Bauteilbeschriftung. Ein
> 24-pin-Controller hat das Geschehen im Griff. Ein dicker IGBT, auf der
> Platine ist ein zweiter paralleler vorgesehen.  Spule hat 27 Windungen.
>
> wg. eGrab:  ich meine, die meisten Ts sind durch Überspannung ins
> Silizium-Nirvana übersiedelt. Warum keine VDRs oder ZV-ZD (viele in
> Reihe) einbauen?

Allen einen guten Start ins neue Jahr.
Ich bin neu in diesem Forum. Ich interessiere mich auch für induktives 
Heizen und habe über Weihnachten viel in den Foren „Induktionsheizung 
(nicht) ganz einfach“, „Wer hat Erfahrung mit Induktionsöfen >1kW“ etc. 
über induktives Heizen gelesen. Meine Ausbildung ist mehr Richtung 
Mechanik und ich habe weniger Erfahrung mit Elektronik. Deshalb habe ich 
mehrere fertige Induktionsheizfelder gekauft, teilweise in China für ca. 
22 Euro pro Stück und eine von Aldi für 40 Euro. Wenn ich all die 
Probleme lese wie Überspannung, Leerlaufspannung, optimaler 
Schwingkreis, Resonanzfrequenz, Starten beim Nulldurchgang, 
Anschwinghilfe, 12V Zusatzspannung, kontrolliertes Hochfahren etc. dann 
wunderts mich nicht dass ich auch neue IGBT's benötige. Alle vier 
defekten IGBT’s meldeten sich mit Kurzschluss beim Einschalten ab und 
ich stand im Dunkeln. Ich habe Metallteile wie andere in alle Richtungen 
verschoben. Meistens mit wenig Metall, d. h. Topferkennung knapp 
akzeptiert. Ich denke der Schwingkreis arbeitet in diesem Bereich 
schlecht und mit viel Spannung.

Nun suche ich neue IGBT’s. Meine sind angeschrieben wie H20R1202. (20A, 
1200V).
Wo in Deutschland oder der Schweiz gibt es solche Typen oder kennt einer 
äquivalente Typen und wenn möglich mit noch etwas mehr Volt?
Oder muss man die in Hongkong bestellen?

Gruss
Hans

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Hans,
willkommen im Klub. Bei Reichelt kriegst du recht einfach IGBTs. Z.B.:
IGBT TO-247AC 1200V 45A 200 W für unter 4 Euro oder IGBT TO-220 1200V 
30A 198 W für 2,10 Euro. Ich denke das ist preislich ok.
Da habe ich letztens auch welche bestellt, obwohl ich eigentlich nur 
MOSFETs für mein Ofen nutze. Naja man kann ja nie wissen.


Habe es heute (gestern) mit IRFPC 50 (600V,11A) Transistoren versucht 
und muss gestehen, dass der Gradient der Erfolgskurve negativ geworden 
ist. Noch bin ich ratlos. Meine Gate-Treiber sterben wie die Fliegen, 
trotz sehr niedriger Spannungen. Ich denke der Induktionsofen wird mich 
noch viele Monate beglücken. Da man sowieso nie Zeit hat, habe ich auch 
noch den angekündigten Impedanz-Monitor angefangen. Das Ziel ist es den 
komplexen Grundwellenwiderstand den die H-Brücke "sieht" in Echtzeit zu 
messen und darzustellen. Mein gediehener Plan sieht wie folgt aus:

Signal (ca. 160 kHz) -> 200kHz-TP -> auf 10kHz heruntermischen -> 
20kHz-TP -> Line-In(PC)

und das für die Spannung und den Strom. Das ist eigentlich ein Projekt 
für sich, aber ich verspreche mir viel davon. Im Moment habe ich für die 
Anpassung des Werkstücks an die Arbeitsspule 2 wichtige Stellschrauben. 
Schraube 1 ist die verstellbare Matching-Induktivität. Schraube 2 ist 
der Phasenschieber des gesamten Oszillators. Mit diesen 2 
Einstellmöglichkeiten kann man einen wichtigen Impedanzbereich abdecken.
Wenn ich weiter träume, sehe ich eine Regelstrecke die in Abhängigkeit 
von der Impedanz die Matching-Induktivität und die Umlaufphase so 
ändert, dass der Brücken-Strom einen Maximalwert nicht überschreitet 
(wichtig für die Transistoren) und der Strom z.B. in Phase oder leicht 
induktiv mit der Spannung bleibt.

Naja genug geträumt. Morgen (Heute) werden die Mischer geätzt und 
bestückt.

Gute Nacht

Autor: Silvio K. (exh)
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Habe heute doch was anderes gemacht. Ich habe die losen Teile meines 
Aufbaues auf ein Brett geschraubt und habe einen ersten Versuch am 
Drehstromnetz gemacht. Die Ergebnisse möchte ich euch nicht 
vorenthalten. Das kurze Video umfast 2 Versuche: Beim Ersten ist der FI 
gekommen und nach erfolgreicher Beseitigung des Fehlerstromes ist die 
16A-Sicherung gekommen. Ich habe sowas schon geahnt und war mit 
Schutzbrille und Gehöhrschutz bewaffnet. Viel Spaß beim angucken.
Ein Vorteil hat die Sache, man erkennt die defekten Transistoren ohne 
Probleme.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Silvio K. (exh)

Deine Begeisterung in allen Ehren, aber wäre es nicht dringend ratsam, 
dass du

a) dich erstmal etwas mehr schlaumachst
b) erstmal bei 230V/einphasig eine WIRKLICH stabile und SICHERE 
Schaltung aufbaust?

Denn dein Wissenstand sowie Aufbau sind noch arg auf Halbwissensniveau. 
Gefährlich!!!

MFG
Falk

Autor: Silvio K. (exh)
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Hallo Falk,
ich wünsche dir ein frohes neues Jahr 2010.

Falk Brunner schrieb:
> Denn dein Wissenstand sowie Aufbau sind noch arg auf Halbwissensniveau.
> Gefährlich!!!
Beim Aufbau gehe ich mit. Beim Halbwissen auch, denn Niemand weiß alles.
Ich denke, ich schätze die Gefahren richtig ein und hoffe die anderen 
Bastler die einen solchen Ofen aufbauen auch.

> a) dich erstmal etwas mehr schlaumachst
Gilt das allgemein? Oder was meinst du speziell?

> b) erstmal bei 230V/einphasig eine WIRKLICH stabile und SICHERE
> Schaltung aufbaust?
Bis auf die letzteren Probleme hatte ich aber ein gutes Gefühl und habe 
gedacht ich kann es wagen.

PS: Du hast ganz schön schnell geantwortet :-)

Beste Grüße

Silvio

Autor: Silvio K. (exh)
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Eine mögliche Ursache könnte ein Durchschlag des Transistors zum 
Kühlkörper hin sein. Siehe Foto. Da ich nicht aus der 
Leistungselektronik-Ecke komme, habe ich nun eine direkte Frage. Zum 
Beispiel an Falk:

Wie werden die Transistoren, die ja oft das Drain auch hinten haben, zum 
Kühlkörper richtig isoliert. "Richtig" soll bedeuten gute elektrische 
Isolierung und kleiner thermischer Widerstand.

Ich habe überhaupt kein Gefühl dafür. Ich habe bei Reichelt 
Glimmerscheiben gekauft und habe mich nicht weiter damit beschäftig. Das 
(Halbwissen :-) ) hat sich vielleicht jetzt gerächt.

Es sind ja ca. 550 V über die Dicke der Glimmerscheibe. Wie dick mag die 
sein, vielleicht so 0.2 mm. -> 550V/0.2mm.

Silvio

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Silvio K. (exh)

>Wie werden die Transistoren, die ja oft das Drain auch hinten haben, zum
>Kühlkörper richtig isoliert. "Richtig" soll bedeuten gute elektrische
>Isolierung und kleiner thermischer Widerstand.

Das ist immer ein Kompromiss.

>Ich habe überhaupt kein Gefühl dafür. Ich habe bei Reichelt
>Glimmerscheiben gekauft und habe mich nicht weiter damit beschäftig. Das
>(Halbwissen :-) ) hat sich vielleicht jetzt gerächt.

Hmm, die Glimmerscheiben sind schon OK und die halten ne Menge.

>Es sind ja ca. 550 V über die Dicke der Glimmerscheibe. Wie dick mag die
>sein, vielleicht so 0.2 mm. -> 550V/0.2mm.

Eher 0,1mm, macht aber auch nur 5kV/mm, das halten die AFAIK aus. Es 
kann aber Probleme mit Kriechströmen, Verschmutzung u.ä. geben. 
Ausserdem weiss ich nicht genau ob die Bohrung im MOSFET/IGBT Gehäuse 
vollisoliert ist oder ob man da noch eine Isolierbuchse braucht.

MFG
Falk

Autor: Markus F. (5volt) Benutzerseite
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Normalerweise gehört da Wärmeleitpaste drauf, sonst ist der thermische 
Kontakt ziemlich schlecht. Das dürfte aber nicht die Ursache gewesen 
sein.

Eigentlich müsste so eine Glimmerscheibe 550V DC isolieren. Mit 550V bei 
Hochfrequenz kann das anders aussehen.
Ich habe vor einiger Zeit mal interessehalber ein Experiment gemacht: 
Zwischen 2 Kupferlackdrähte so 600V~ bei ca. 70kHz angelegt und die 
Drähte lose aufeinander gelegt.
An dem Punkt, an dem sie sich berührten gab es ein leichtes blaues 
Leuchten. 30s später ist die Lack-Isolation durchgeschlagen. Und das, 
obwohl sie ja 1000V DC problemlos isoliert. HF ist eben eine recht 
biestige Sache.

Es gibt aber auch besere Lösungen als Glimmerscheiben:
Bei Conrad gibt es Aluoxid-Isolierscheiben. Die leiten prima Wärme und 
sind 1,5mm dick. Das sollte wirklich genug sein. Ich glaube, das 
Material isoliert so 10kV/mm, also hätten die 15kV Isolationsspannung.
Und genz wichtig: Auf beide Seiten muss Wärmeleitpaste. Aber bitte die 
normale Metalloxid-Paste, kein "Arctic Silver" oder so, weil das durch 
die Metallpartikel bestimmt nicht gut isoliert...

Autor: Volker K. (powerfreak)
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Hallo Silvio,
Deine Vermutung kann ich jetzt nicht widerlegen.
Ich glaube jedoch, daß die Kühlung an sich optimierungsfähig ist.

1. Glimmerscheiben sind im Vergleich mit Folien relativ dick, UND sie 
haben eine schlechtere Wärmeleitfähigkeit.
2. Ich sehe auf Deinen Bildern keine Wärmeleitpaste.
Gerade für den PC-Bereich wurden recht schöne und bezahlbare Materialien 
entwickelt...Reichelt hat z.B. 
http://www.reichelt.de/?;ACTION=3;LA=444;GROUP=EF1...
Diese Paste gehört auf beide Seiten der Glimmerscheibe, denn Glimmer 
sorgt zwar für die Isolation bezüglich Spannung, kann aber den wenige µm 
Luftspalt Aufgrund von Unebenheiten nicht ausgleichen.
Eine Alternative zu Glimmer+Pampe sind die auch bei C erhältlichen 
Wärmeleitfolien. 
http://shop.conrad.at/ce/de/product/180346/WAeRMEL... 
oder
http://shop.conrad.at/ce/de/product/189058/WAeRMEL...
Entweder als sogenannte TIM=phase change Materialien - die schmelzen bei 
Erwärmung auf, entfalten Ihre Kühlwirkung jedoch erst nach erwärmen und 
erneutem Festschrauben oder nicht ganz so gut normale Folien, die jedoch 
auch einen gewissen Mindestanpreßdruck benötigen.
Bitte keine der im PC Bereich so beliebten doppelseitig klebenden Folien 
verwenden, die Kleber sind thermisch wirklich nicht der Hit.

Gruß

Volker

Autor: Gast? (Gast)
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Bin zwar nicht Falk, aber vielleicht hilft es trotzdem:

Bei Reichelt gibt es Kühlkörper mit so einem Montageclip. Für die 
Transistoren gibt es Isolierkappen aus eine Art Silikon.
Diese Kappen werden über den Transistor gesteckt und schließen ihn so 
bis zur Platinenoberfläche komplett ein.
Der Clip drückt dann das komplette Paket gegen den Kühlkörper.

Damit hatte ich bis jetzt noch nie Probleme, die Hüllen machen auch 
einen sehr durchschlagfesten Eindruck.

Hier eine solche Kappe: 
http://www.reichelt.de/?ACTION=3;ARTICLE=35407;PROVID=2402

Im Datenblatt stehen 10kV als Durschlagfestigkeit.
Du musst dir dann natürlich noch passende Kappen + Kühlkörper raussuchen 
;)

Eventuell kann man mit einem kleinen Tropfen Silikonöl oder 
Wärmeleitpaste den Übergang vom Transistor zur Kappe noch verbessern. 
Ich habe die Kappen bis jetzt immer "trocken" verbaut. Das Material ist 
sehr flexibel und wird durch den Clip eigentlich wunderbar angedrückt, 
das ist vergleichbar mit einer Isolierfolie aus Silikon.
Falls du mal Wärmeleitpaste + Kappe ausprobierst, würde ich mich mal 
über eine Temperaturmessung freuen.

Autor: Volker K. (powerfreak)
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Hallo Gast? (Gast)

die Kappen sind als Hochspannungs-Berührschutz bestimmt gut geeignet, 
für eine wirksame Wärmeabfuhr jedoch viel zu dick.

Autor: Falk Brunner (falk)
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Leute, die Welt hat schon vor Jahrzehnten DICKE Leistungselektronik 
gebaut, auch ohne die Segnungen der Overclocker und Conrad.

MFg
Falk

Autor: Gast? (Gast)
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Probleme bei der Wärmeabfuhr hatte ich bis jetzt noch nicht.

So große Verluste hatte ich bis jetzt auch noch nicht abzuführen, bei 
einigen Kontrollmessungen konnte ich keine großen Probleme feststellen.

Im Anhang mal ein Bild von einem etwas schlampigen Prototypen, einen 
besseren Berührungsschutz wird man kaum hinbekommen denke ich.

Sofern die Verlustleistung nicht kurz vor der Kernschmelze steht, wären 
die Kappen für Prototypen sicher ideal - damit steht wenigstens nicht 
der Kühlkörper unter Spannung...

Autor: Volker K. (powerfreak)
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Hallo Falk,

natürlich hat es schon immer Wärmeleitpasten gegeben, die man verwenden 
konnte, die englische Bezeichnung "grease" für die Paste kommt nicht von 
ungefähr.
Nur... wenns gute und bezahlbare Materialien gibt... warum nicht deren 
Vorteile nutzen?


Btw.  wo kaufst Du Deine Isolierfolien wenn Dich "C" so stört?

Gruß
Volker

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  Volker K. (powerfreak)

>Btw.  wo kaufst Du Deine Isolierfolien wenn Dich "C" so stört?

Da ich ein Schwachstromkasper bin und selten was an Netzspannung mache 
kaufe ich die Dinger nirgendwo ;-)

MFG
Falk

Autor: Markus F. (5volt) Benutzerseite
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Überhaupt sollte man die Verschlechterung der Wärmeabfuhr durch das 
Isoliermaterial nicht unterschätzen.
Wenn es nur um 10 oder 20 Watt geht, ist das ziermlich egal.
Aber mal ein Beispiel: Der bekannte Power-Mosfet IRFP460 hat ca. 0,7K/W 
an internem Wärmewiderstand und verträgt 150°C.

Bei 70°C Kührkörpertemperatur kann er also über 100W abführen, ohne zu 
überhitzen. Bei 100W würde die Sperrschicht 140°C erreichen.
Wenn man die Silikon-Wärmeleitfolie von Reichelt drunterlegt, kommen so 
0,8K/W dazu (habe ich mal ausgerechnet). Insgesamt hätte man damit 
1,5K/W.
Das bedeutet, dass der Mosfet (bei 70°C Kühlkörper-Temperatur) bereits 
bei 47 Watt Verlustleistung die 140°C erreicht.
Also sinkt die abführbare Leistung in diesem Fall auf unter die Hälfte 
ab.

Ich habe mich mit dieser Problematik mal intensiver beschäftigt, weil 
ich ein Linear-Netzteil bauen wollte. Da sollten an einem Transistor 
(oder Mosfet) bis zu 90W verheizt werden, und isolierte Montage war 
unverzichtbar.
Ich habe schnell gemerkt, dass das mit TO247-Mosfets nix wird.
Ich habe mich dann für den MJ15003 im guten alten TO3-Gehäuse 
entschieden. Der hält nämlich 200°C aus und hat einen geringen 
Wärmewiderstand. Damit war das Problem gelöst. Das Netzteil läuft 
übrigens wirklich eiwandfrei.

Autor: Silvio K. (exh)
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Vielen Dank für die schnellen Antworten!

Falk Brunner schrieb:
> Ausserdem weiss ich nicht genau ob die Bohrung im MOSFET/IGBT Gehäuse
> vollisoliert ist oder ob man da noch eine Isolierbuchse braucht.

Brauchen die nicht. Sind so 2 mm Kunststoff zum Metall.

Volker K. schrieb:
> daß die Kühlung an sich optimierungsfähig ist.

Stimmt. Werde es verbessern.

Markus F. schrieb:
> HF ist eben eine recht
> biestige Sache.
Ich erinnere mich. Ich habe erst mit ausgebauten Gate-Treiber den 
Schalter umgelegt um zu gucken ob die Transistoren wenigsten DC-mäßig 
halten und es ist nichts passiert. Die HF(MW) wird mich ab Montag wieder 
bei laune halten :-)

Markus F. schrieb:
> Normalerweise gehört da Wärmeleitpaste drauf
Habe ich schon bereitgestellt

Gast? schrieb:
> über eine Temperaturmessung freuen
Da habe ich leider keine Möglichkeit. Das würde aber viel über die 
Verluste aussagen.

Falk Brunner schrieb:
> Da ich ein Schwachstromkasper bin und selten was an Netzspannung mache
> kaufe ich die Dinger nirgendwo ;-)
Aha!

Markus F. schrieb:
> Also sinkt die abführbare Leistung in diesem Fall auf unter die Hälfte
> ab.
Da muss man drüber nachdenken.

Autor: G4st (Gast)
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Mich verwirrt da etwas:
Die Feuerkugel kommt nicht von den Transistoren sonder von woanders. 
Womöglich sind die defekten Transistoren nur ein Folgeschaden?

Autor: Silvio K. (exh)
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G4st schrieb:
> Die Feuerkugel kommt nicht von den Transistoren sonder von woanders.

Doch, ich denke die kommt aus dem Transistor. Hinter den Kugelblitz ist 
eigentlich nichts oder nichts durchgebranntes.

> Womöglich sind die defekten Transistoren nur ein Folgeschaden?
Im Video ist zusehen, dass die Schaltung eine halbe Sekunde überlebt. 
Doch was nicht passiert, aber für eine richtige Funktion spräche ist, 
dass der DC-Strom auf 5 Ampere oder so gehen sollte. Das tut er aber 
nicht.
Vielleicht hat sich der Oszillator beim Einschalten (Übergang 20V->520V) 
verschlugt. Der Schalter ist sicher auch nicht entprellt. Der Oszillator 
hat ja vorher geschwungen aber mit sehr wenig Strom bei 20 V.

Autor: G4st (Gast)
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Vielleicht ist einfach nur die Kamera zu langsam.

Autor: Silvio K. (exh)
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Das Bild direkt davor ist einfach nur weiß ;-)

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Silvio K. schrieb:
> Eine mögliche Ursache könnte ein Durchschlag des Transistors zum
> Kühlkörper hin sein. Siehe Foto. Da ich nicht aus der
> Leistungselektronik-Ecke komme, habe ich nun eine direkte Frage. Zum
> Beispiel an Falk:

Auf dem Bild ist eigentlich gut zu sehen, dass es sich nicht um einen 
Durchschlag der Isolation handelt, was bei den Spannungen auch 
unwahrscheinlich wäre, sondern um die Folgen einen Lichtbogens. Solche 
Lichtbögen werden durch die "Feuerstrahlen" gezündet, die bei der 
brachialen Zerstörung der Transistoren im TO247-Gehäuse bevorzugt aus 
dem Bereich der Anschlussdrähte herausschießen. Der Strom hat dann von 
den Anschlußdrähten über den Lichtbogen zum Kühlblech und ggf. zurück 
einen sehr kurzen Schluß gefunden.

Jörg

Autor: Silvio K. (exh)
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Jörg R. schrieb:
> Solche Lichtbögen werden durch die "Feuerstrahlen" gezündet

Das hört sich plausibel an. Dann ist der "Durchschlag" zum Kühlkörper 
nur eine Folgeerscheinung und nicht die Ursache.
Danke Jörg.

Autor: Silvio K. (exh)
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Vor ein paar Tagen flatterte eine PN ins Haus:

Der Benutzer 'hvmani' hat Ihnen die folgende Nachricht geschickt:

====================================
Hallo!

Habe mich gerade angemeldet, da ich deine Threads zu deinem
Induktionsofen gelesen habe!
Ich bin derzeit selbst dabei einen als Abschlussprojekt zu bauen.

Leistungsmäßig hab ich mir viel vorgenommen (2-2,5kW).
Das ganze soll mit einer Mosfet H-Brücke arbeiten.
Mit APT Mosfets (0,1Ohm Rdson, 47A, 500V)
Natürlich mit ordentlichen Resonanzkondensator aus 200FKP1´s von WIMA.
(Alles mit Stromschienen verschient (50²...)

Ich habe mich bis jetzt schon ziemlich mit der ganzen Problematik
befasst, trotzdem würde ich es interessant finden, vielleicht jetzt,
nachdem dein Ofen schon relativ gut läuft möglicherweise einen
Schaltplan zu erhalten.
So könnte ich ein paar mehr Anhaltspunkte sammeln, damit ich weiterkomm.

Ich würde dir meine E-mail Adresse geben, wo wir uns "unterhalten"
könnten und ich dir auch Bilder zukommenlasssen könnte, von dem was
bereits vorhanden ist.

Ich würde mich sehr freuen, wenn wir hierzu Kontaktaufnehmen würden:

?????@aon.at

liebe grüße und ein gutes neues Jahr, Manuel

====================================

Hallo Manuel,
schön, dass sich noch weitere Leute mit dem Thema beschäftigen. Der
Schaltplan ist eigentlich in:
Beitrag "Re: Wer hat Erfahrung mit Induktionsöfen >1kW"
relativ komplett dargestellt. Ich ermuntere dich deine Ergebnisse auch
im Forum darzulegen. So haben auch die anderen Kollegen was davon. Mich
würde speziell dein Resonanzkreis, Gesamttopologie und Frequenz
interessieren. Falk hat mich gerade ermahnt vorsichtig zusein. Bitte
sei das auch.
Ach ja welche Transistoren möchtest du genau nutzen? Ist das eine
Abschlussarbeit im Studium? 2.5 kW ist aber ein sehr hoch gestecktes
Ziel...

Beste Grüße

Silvio

====================================

Hallo, Freut mich von dir zu hören!
Ach, stimmt, hab den Schaltplan gerade entdeckt. Habe bei deinem Plan
gesehen, dass du direkt die Schaltsignale für die Fets über die
Rückkopplung und die, die Gleichtaktunterdrückung und dann Die Ansteuer
IC erzeugst.
In meiner Variante habe ich vorgesehen, das Rechtecksignal über eine
494er zu erzeugen und dann über eine Lowside Treiberstufe über
entsprechende Übertrager die Fets zu schalten.
Ich verwende APT 5010 Mosfets mit wie gesagt 500V Uds, 47A Ids, 5,6nF
Gatekapazität.

Der Resonanzkreis besteht aus einer Spule mit 6 Windungen aus 8mm Cu
Rohr mit 75mm Durchmesser und dem Fetten Resonanzkondensator selbst.
Werde demnächst Fotos hochladen.

Im Anhang ein kleiner Vorgeschmack auf meinen Resonanzkreis.
MMC aus rd. 150 WIMA FKP1 mit 100mm² verschient.

Wobei genau meinst du soll ich besondere Vorsicht walten lassen?
Das ist eine Abschlussarbeit (Diplomarbeit) für die HTL (Höhere
Technische).

Werde dann mal im mC Forum posten.

Lg Manuel

====================================

Hallo Manuel,

> MMC aus rd. 150 WIMA FKP1 mit 100mm² verschient.
100mm2 hört sich natürlich viel an. Nach Skinbetrachtung bleibt aber
nur ein Bruchteil übrig. Sind die Kondensatoren in Reihe? Wenn ja?:
Gibt es eine Symmetrierung?
> 494er
Der basiert auf eine RC-Oszillator. Ich hatte schlecht Ergebnisse mit
einem UC2879. Der hatte auch einen RC-Oszillator. Hat aber gejittert und
die resonante Last hat sich nicht mit diesem IC verstanden. Aber
vielleicht ist der 494 da besser.

Welche Frequenz?

So ein Ofen braucht Zeit. Ich hoffe, deine DA gibt das her. Verschätz
dich nicht in der Zeit...

Gruß

Silvio

====================================

Hallo Silvio,

Jap. Also der Kondensator besteht aus 6 einzelnen Blocks, wobei immer 2
Caps in Reihe geschaltet sind wegen der Spannungsfestigkeit. Dabei sind
alle beim Verbindungspunkt symmetriert.
Ich komm somit auf ca. 1uF. Von der Strombelastbarkeit her dürfte es
eigentlich keine Probleme geben - die FKP1 kann man ordentlich quälen
:-)
Wie bekommst du eigentlich eine Oszillation zustande? Du führst
"einfach" das Signal am Reso Kreis über Übertrager zurück und somit hält
sich das ganze immer auf Resonanz?

Mein Konzept wäre ja mit dem TL494.
Was war deiner Meinung nach das Problem mit dem RC Oszillator?

Das man da dann auch über Übertrager vom Resokreis rückführt und
entsprechend eine Phasenmessung durchführt.
Wenn Frequenz zu hoch - kapazitiv, wenn zu niedrig - induktiv.
Die Regelung "schaut" dann eben das die Frequenz so nachgestellt wird
vielleicht mithilfe eine JFETs Parallel zum Timing Widerstand des RC
Oszillators?

Zeit. Naja ich hab noch 4 - 5 Monate.
Zur Zeit macht mir das Ansteuern der Gates Probleme.
Ich bin gerade dabei eine ordentliche Treiberschaltung mit
Gatübertragern zu entwerfen und testen...

Ach ja, das ganze soll später auch in der Leistung einstellbar sein
somit hab ich bereits einen Thyristorsteller gebaut. Damit verändere ich
dann die Spannung und damit di "Stromimpulse" mit denen ich den
Resokreis speiße.

Das ganze soll auf 100kHz arbeiten!

Liebe Grüße Manuel

====================================

Hallo Manuel
Hast du was dagegen, wenn ich im Forum auf deine Fragen eingehe?
Inklusive dem Foto?

Gruß

Silvio

====================================

Hallo, nein kein Problem!

Lg Manuel

Autor: luckylu (Gast)
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hallo und ein gesundes 2010 an alle!

ich lese hier schon eine weile mit, da ich keine tippse bin, schreibe 
ich aus effizienzgründen immer klein, es sei denn etwas ist sehr 
wichtig. ich hoffe, daß ihr damit leben könnt?^^

speziell eine frage an silvio und all die, die schon etwas am "laufen" 
haben oder hatten. hat mal jemand versucht metall zu schmelzen? mir geht 
es um nichteisen metalle. zinn, blei, zink, alu, messing, kupfer, 
silber, gold palladium.
nach meinen ersten berechnungen sollen dafür 100W (50g/5min) reichen. da 
dazu eine topwärmeisolierung erforderlich wäre, gehe ich von (real) 500W 
bis 1000W generatorleistung aus. (besser mehr als zu wenig)

im letzten frühjahr baute ich dann die erste ZVS (royer?). als 
stromversorgung kam ein labornetzteil zur anwendung, da kam dann im 
werkstück gerade einmal 5W an, aus familieren gründen lag das dann bis 
jetzt auf eis. aus meiner jahrzehnte
währenden praxis und sprichwörtlich eimerweise gelynchten teilen habe 
ich wichtige erkenntnisse gewonnen, erstens nicht zu knapp 
dimensionieren, zweitens, wenn möglich, die bauteile vor zerstörung 
schützen und drittens die leistung langsam vergrößern. nach mehreren 
leistungsstufen und jeweiliger optimierung, weiss man dann worauf man zu 
achten hat und wo die reise hingehen muß. natürlich macht das zerknallen 
von transis etc. auch spaß^^ aber bei den etwas hochpreisigeren teilen 
geht das schnell ins geld und ist nach, meist erst nachfolgender, 
überlegung oft vermeidbar.

so, nun auch noch etwas konstruktives:
wer mit höheren leistungen arbeitet, den darf erst einmal der 
platzbedarf nicht die erste rolle spielen lassen, sondern 
dauerlastfähigkeit sollte angstrebt werden. moment da klingelt gerade 
das telefon.... und wenn man wiederkommt ist dann eine eigentlich 
funktionsfähige schaltung, wegen zu geringer kühlung abgeraucht.

die parallelschaltung von kondis ist ja ok, warum dann nicht ein paar 
dünne alubleche, zur kühlung dazwischenlegen? hier möchte ich mal die 
2000V
kondis einer mikrowelle versuchen.

eine zweipolsicherung mit foldback-kennlinie braucht nur wenige teile, 
schützt aber oft vor kurzschlußfolgen und kann, als fertige baugruppe, 
für spätere anwendungen aufbewahrt werden.

für die softe zuschaltung des leistungsteils kommt ein n-fet in frage, 
dieser wird in reihe zur + leitung geschaltet, zwischen gate und source 
kömmt eine z diode, ein widerstand und ein kondensator, die gatespannung 
wird über einen sehr hochohmigen widerstand zugeführt, damit der voll 
aufsteuern kann, wird direkt aus dem netz eine spannungsverdopplung 
betrieben. damit lassen sich alle gewünschten steilheiten des 
spannungsanstiegs einstellen. auch kann der fet in der minusleitung 
liegen, was dann ohne verdoppler auskommt. definierte startbedingungen 
sind mit hilfe eines relais oder zusätzlichem kontakt des netzschalters 
(schütz?) zur überbrückung von g und s möglich. dieser fet oder igbt muß 
natürlich die volle netzsannung + 20% "vertragen", doppelter nennlastrom 
und geringer Rdson + passender kühler dürften klar sein. bei sehr langer 
einschaltzeit muß zusätzlich die wärmekapazität und verlustleistung, 
beim durchfahren der kennlinie beachtet werden. ich hoffe ihr könnt 
damit etwas anfangen.

der wirkungsgrad dürfte sich durch das versilbern der cu-rohres, 
zumindest über 50kHz noch verbessern lassen, dazu benötigt man nur ein 
stückchen silber etwas silbernitrat und eine kleine gleichspannung, 
belastbar mit ein paar ampere. für mich selbst habe ich noch eine andere 
variante im auge, aus videoleitungen habe ich noch recht eng gewebte, 
versilberte umhüllung, die läßt sich leicht aufschieben (auch bei schon 
fertiger arbeitsspule) wird dann festgeklemmt und rückwärts, stramm, 
zurückgezogen, wobei die oberfläche des kupfers gut blank sein sollte. 
ob das was bringt, wird der versuch dann zeigen.

da ja irgendwo eine netztrennung erfolgen muß, habe ich mich entschieden 
nicht direkt am netz zu arbeiten! mein 1,5kw trafo (schnittband kern) 
hat etwa einen wirkungsgrad von 96-97%. mit externem stelltrafo läßt 
sich die leistung prima einstellen und das ganze ist viel leichter zu 
beherrschen als hf verluste, die erst teuer mit schlechterem 
wirkungsgrad erzeugt werden müssen. als gehäuse sind  für mich mini oder 
bigtower favorisiert, leicht zu öffnen, lüfterhalterungen vorhanden, 
leicht zu bearbeiten und überall stehen sie rum.

oh, doch etwas lang geworden, ich hoffe daß für den einen oder anderen 
eine idee dabei war.

grüße lu

Autor: Silvio K. (exh)
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luckylu schrieb:
> zinn, blei, zink, alu, messing, kupfer,
> silber, gold palladium.
Für jedes Metall eine eigene Frequenz. -> Eindringtiefe
Alu habe ich probiert, wird aber schlecht warm.
Kupfer(57*10^6/Ohm/m)
Messing (?)
Zinn(9,2*10^6/Ohm/m)
Blei(4,8*10^6/Ohm/m)
Gold (45*10^6/Ohm/m)
Palladium(9,2*10^6/Ohm/m)
Alu(38*10^6/Ohm/m)
von schlecht nach gut erwärmbar (meine These)
Kupfer,Gold,Alu,Palladium,Zinn,Blei

Blei habe ich auch da, aber noch nie versuch einzuschmelzen. Wenn mein 
Ofen wieder heile ist, dann versuch ich es mal.

luckylu schrieb:
> hier möchte ich mal die
> 2000V
> kondis einer mikrowelle versuchen.

Ist das ein eigentlich ein Elko? Für hohen Strom ist der bestimmt nicht 
gemacht und tan delta ist bestimmt auch hoch. Aber versuche es einfach 
und berichte

luckylu schrieb:
> da kam dann im
> werkstück gerade einmal 5W an

Ich habe auch mal so angefangen :-)

luckylu schrieb:
> (besser mehr als zu wenig)
Das gilt hier wirklich. Für die Effizient ist das ganz wichtig. Mit 
doppelter Leistung geht viel mehr als doppelt so schnell. Denn es bleibt 
weniger Zeit die Leistung abzustrahlen.
Das gilt wohl auch für die Blindleistung des Lastschwingkreises!

Rücke mal mit ein paar Daten rüber: Frequenz, benutzte Cs, 
Spulendurchmesser und Windungsanzahl
ach ja und Fotos ;-)

Ich muss mit freuden feststellen, dass die Fan-Gemeinde wächst.

Silvio

Autor: jacobi (Gast)
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Mikrowellenkondensatoren sind Filmkondensatoren mit PP als 
Isolationsmaterial (zumindest der, der hier liegt). Der macht laut 
Typenschild 2300 VAC. Ist also schonmal garnicht so schlecht. Allerdings 
ist bei dem Kondesator schon bei 60 Hz laut Datenblatt mit 0.3% Verlust 
zu rechnen. Daher wohl für höhere Frequenzen nicht geeignet.

Hab ihn grade mal in einen Parallelschwingkreis gehängt. Bei 10kHz und 
50V Speisung wird er nach einiger Zeit schon deutlich fühlbar warm. 
Sieht also nicht so toll aus.

Bin übrigens auch gerade an einem Iduktionsofen. Allerdings auf Basis 
von ZVS. Arbeite mich Momentan mit Stelltrafo von 15V auf 150V (DC) 
aufwärts. Klappt leider noch nicht so, mein Oszillator fängt bei ca. 50V 
unkontrolliert an zu "flackern" (schwingen kann man das eigentlich nicht 
mehr nennen). Hört sich nicht soo schön an, meine Drossel fängt dann 
auch extrem laut an zu klappern und der Stromverbrauch steigt ins 
Unermessliche. (Interessanterweise kann ein Stück "Last", welches in die 
Spule gehalten wird, den Effekt verzögern (er tritt also erst bei 
höheren Spannungen auf). Ob das mit der verringerten Frequenz (durch die 
Induktivitätszunahme der Spule), oder was anderem zu tun hat, weiß ich 
leider noch nicht.)
Da muss morgen mal Ursachenforschung betrieben werden.. Sofern sich 
einer für die Schaltung interessiert, einfach mal bei Google nach "ZVS 
induction heating" suchen. Es dürften ein paar ähnlich aussehende 
Schaltungen mit Mosfets und Z-Dioden dabei heraus kommen.

Autor: luckylu (Gast)
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danke silvio für die schnelle antwort!

ich hatte noch silber vergessen, was dann links noch vor kupfer steht, 
theoretisch ist mir das schon klar^^, allerdings haben diese metalle und 
legierungen ja auch noch verschiedene wärmekapazitäten und magnetische 
eigenschaften usw. usf.
daher wäre mir an versuchsergebnissen gelegen, damit läßt sich dann 
einiges besser abschätzen.

den anderen fred (1.) hab ich jetzt auch mal eben komplett 
durchgearbeitet.
puh, fertig, dabei hab ich festgestellt, daß einige recht kompetente 
leute mit dabei sind, die nicht, wie in einigen anderen foren, den 
besserwissenden experten mimen. sie geben tips und versuchen zu helfen. 
das ist ein großes plus für jedes forum! da ich mir auch schon bei 
vielen themen blaue flecke geholt habe, kann ich hoffentlich auch etwas 
beisteuern. einen großteil meiner bauteile stammen aus alten geräten, da 
ich seit einiger zeit elektronikschrott recycle und da ist beileibe 
nicht alles schrott!

zum thema: bei meiner suche bin ich damals auf die zvs gestoßen, die es 
mir angetan hat. dabei fand ich im wesentlichen vier varianten, die von 
jörg war die vorletzte und reizt mich schon, da ich die "richtigen" 
igbt´s hier rumliegen habe. nur möchte ich vorher mal eine andere 
optimieren. es handelt sich um die, die it einer unangezapften workcoil 
aber mit zwei zuleitungsinduktivitäten arbeitet. aus meinen versuchen 
schlußfolgere ich, daß der versuch von einem hier, im höheren 
leistungsbereich probleme macht, weil die zuleitungsinduktivität in die 
sättigung kommt und dann nicht mehr matcht. genau an diesen zuleitungs 
L´s bin ich auch gescheitert, da ich dort zwei eisenpulverringkerne 
verwandte, welche durch den recht hohen gleichstromanteil, in die 
sättigung getrieben wurden und schweineheiß wurden. ergo, lag es sicher 
nicht an den fets sondern an einer kaum zu vermeidenden unsymmetrie der 
beiden leitphasen, wodurch sich selbst geringste unterschiede 
aufsummieren und den takt unterbrechen, was man dann tatsächlich hören 
kann. beim weiteren hochfahren sterben dann irgendwann die fets, wenn 
der takt aussetzt. das wurde, wenn mein erinnerungsvermögen mich nicht 
im stich läßt, in diesem fall durch den vorwiderstand verhindert. daran 
kann man schön erkennen, daß selbst einfachste sicherungsmaßnahmen, den 
tod von leistungshalbleitern verhindern können. weiterhin läßt sich 
daraus schließen, daß der einsatz von ringkernen, auf grund des 
geschlossenen kerns und der nie ganz zu vermeidenden unsymmetrien, bei 
auf maximale leistung getrimmten schaltungen, eine denkbar schlechte 
wahl sind, es sei denn, sie sind riesengroß(soetwas hab ich auf youtube 
gesehen). für die weniger erfahrenen möchte ich noch anfügen, daß die 
wahl des kernmaterials immer
größere kompromisse einschließt! NIE ist ein kern optimal! das kann er 
in resonanzwandlern schon deswegen nicht sein, da die frequenz mit der 
belastung verändert wird. zur abschätzung der problematik möchte ich mal 
etwas mehr darauf eingehen. das mache ich nicht nur für euch sondern 
auch für mich, da einem bei erklärungen viele dinge selbst klarer 
werden.
also betrachten wir mal eine induktivität, dann gibt es zwei 
extremfälle, der erste ist ein vakuum und der zweite ein 
ferromagnetischer stoff, zb. mumetall oder neodym. bei ansonsten 
gleicher spule, ergeben sich riesige induktivitätsunterschiede. die für 
uns interessanten eckwerte sind einerseits luft und andererseits 
ferromagnetische stoffe, wobei immer auch die frequenz eine bedeutende 
rolle spielt. allgemein kann gesagt werden, daß der unterschied zu luft 
sehr viel größer ist als unter den ferromagnetischen stoffen 
untereinander. bei einer realen spule bedeutet das, daß eine luftspule 
viel mehr windungen für die gleiche induktivität benötigt als eine spule 
mit einem ferromagnetischem kern, sei er auch sehr klein. ich hole hier 
eventuell etwas weit aus, aber zum wesentlichen verständnis sind für die 
etwas neueren bastler einige zusammenhänge sicherlich interessant, die 
anderen mögen mir das verzeihen. ich mach das später weiter, da meine 
zahnzugschmerzen jetzt weg sind und der schlafsand in meinen augen 
kratzt.^^

grüße lu

Autor: luckylu (Gast)
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so, nun wollen wir mal betrachten, welche faktoren denn noch wichtig 
sind.
der widerstand des wicklungsmaterials, hier wird, im normalfall, ein 
sehr gut leitendes material eingesetzt, in der regel 
elektrolyt-kupfer(schon geringe verunreinigungen vermindern die 
leitfähigkeit schon relativ stark), aluminium kommt fast nur bei sehr 
schweren trafos oder motoren zum einsatz (reine preisfrage), silber wird 
auf grund des hohen preises nur für sehr hochwertige spulen und oder 
hochfrequenz verwendet. dabei kommt speziell dort, wo der skineffekt 
eine große rolle spielt, oft eine oberflächen versilberung in frage. da 
der widerstand des spulenmaterials (elektrisch betrachtet) mit der 
induktivität in reihe liegt, erhöht ein längerer und oder dünnerer 
leiter die nichtwirksamen verluste und bestimmen die güte entscheident 
mit. daraus erklärt sich, warum dem kernmaterial eine besondere 
bedeutung zukommt, je stärker der ferromagnetismus desto geringer die 
windungszahl also auch die drahtlänge und die ohmschen verluste. 
weiterhin spielt die drahtstärke in diesem zusammenhang eine große 
rolle.
betrachtet man eine spule im betrieb, wird klar, das ein strom fließen 
muß(in einem feldfreien raum wäre eine induktivitätsbetrachtung völlig 
sinnlos), dieser strom x verursacht, ohmsche verluste und diese wiederum 
erwärmen das leitermaterial, was, auf grund des positiven 
temperaturkoeffizienen eine erhöhung der verluste verursacht. betrachtet 
man nun eine reale spule, dann stellt man schnell fest, das sich hier 
die katze das erste mal in den schwanz beißt. erhöht man nämlich die 
drahtstärke, so verlängert sich die mittlere leitungslänge, was der 
verringerung des widerstandes entgegen wirkt. betrachtet man das 
kernmaterial genauer, so stellt man fest, das es für jedes eine maximal 
mögliche magnetisierbarkeit gibt, man spricht in diesem zusammenhang, 
von sättigung. da es keinen eindeutigen punkt für diese sättigung gibt 
(die magnetisierung ist nicht linear sondern stellt einen hyperbelast 
dar), wird diese für das entsprechende material definiert. oberhalb 
dieser grenze wird der verlustfaktor sehr schnell unverhältnismäßig 
groß, hier wird oft von aussteuerung und übersteuerung gesprochen. da 
das magnetfeld, je nach polung der anliegenden spannung einen oberen und 
unteren sättigungs
punkt besitzt(hilfsweise als magnet vorstellen), wird dieser bereich als 
aussteuerbereich bezeichnet. die magnetisierungskennlinie in die eine 
richtung folgt nie derjenigen in die andere, wodurch sich bei 
graphischer darstellung eine schleife ergibt, diese nennt man 
hystereseschleife. unterbricht man an einem beliebigen punkt der 
magnetisierung, so behält das material einen teil seiner magnetisierung, 
was man remanenz nennt, diese baut sich sehr langsam ab, tage, wochen, 
monate oder jahre. dieser effekt, welcher nur bei ferromagnetischen 
materialien auftritt, ist
bis heute nicht restlos geklärt und bereitet trafobauern bis heute 
kopfschmerzen, da diese remanenz von der bauform des kernmaterials 
abhängig ist, in ringkernen tritt sie schwächer auf! die fläche der 
hystereseschleife bestimmt die sogenannten ummagnetisierungsverluste.
für das einschalten von magnetischen kreisen sollte die restremanenz 
UNBEDINGT beachtet werden, da beim einschalten im jeweils anderen 
hyperbelast, bis zum erreichen des relevanten anderen anstiegsastes, ein 
sehr hoher impulsstrom fließen kann, da die induktivität nicht wirksam 
ist. bei netztrafos fliegen dann regelmäßig die sicherungen raus. da 
halbleiter flinker sterben, sollte dieser effekt beachtet werden. 
nichtmagnetische werkstoffe kann man sehr hohen feldstärken aussetzen 
ohne daß es eine sättigung gibt. diesen effekt nutzt man bei trafos zum 
beispiel in form eines luftspaltes, allerdings muß dann die 
windungszahl, für die gleiche induktivität wieder etwas erhöht werden. 
will man ohne luftspalt auskommen benötigt man vergleichsweise große 
kerne, wodurch sich die drahtlänge wieder negativ verändert. wird ein 
kern mit gleichmagnetischem feld vormagnetisiert, auf grund der remanenz 
addieren sich die gleichfeldanteile, läßt sich dieser wechselfeldmäßig 
geringer aussteuern, genaugenommen kommt er an einem der beiden 
hyperbeläste in die sättigung, während im entgegengesetzten noch "platz" 
wäre.

weiter oben wurde über halbe windungen diskutiert, im grunde genommen 
gibt es keine halben windungen, da der äußere kreis immer die windung 
abschließt. das bedeutet, daß die leerlaufspannung immer nur ganze 
windungen abbildet, für eine nicht im kern vollendete windung ist 
allerdings die ankopplung (koppelfaktor) geringer.

morgen kommt der rest

grüße lu

Autor: Ulrich (Gast)
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Die probleme mit der Remanenz und Sättigung im Kernmaterial sind bei den 
Höheren Frequenzen nicht so schlimm wie bei Netzfrequenz.  Bei Ferriten 
und anderen HF Kernen wird parktisch nie bis an die Sättigung 
herangegeangen, denn schon vorher werden oft die Verluste im Kern 
einfach zu groß.

Das Problem mit Remanenz hat man vor allem bei Rinkerntrafos oder großen 
Trafos, weil da der ungewollte Luftspalt klein ist, oder ganz fehlt.

Da hier ja viel über die Kondesatorwahl geschrieben wird: bei einem 
kommerziellen gerät (ca. 4 kW) habe ich schon 200 nF als 
Glimmerkondensator gesehen. Ob die Wasserkühlung da wirklich nötig war 
weiss ich nicht, kann sich auch einfach ergeben haben.

Autor: Falk Brunner (falk)
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@Ulrich (Gast)

>Die probleme mit der Remanenz und Sättigung im Kernmaterial sind bei den
>Höheren Frequenzen nicht so schlimm wie bei Netzfrequenz.  Bei Ferriten
>und anderen HF Kernen wird parktisch nie bis an die Sättigung
>herangegeangen, denn schon vorher werden oft die Verluste im Kern
>einfach zu groß.

Richtig, siehe Artikel Transformatoren und Spulen

>Das Problem mit Remanenz hat man vor allem bei Rinkerntrafos oder großen
>Trafos, weil da der ungewollte Luftspalt klein ist, oder ganz fehlt.

Das ist ja im Betrieb sehr gut. Nur beim Einschalten knallts dann halt 
;-)

MFG
Falk

Autor: Falk Brunner (falk)
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@  luckylu (Gast)

Deine "Effizienzgründe" zur Ignoranz der deutschen Großschreibung sowie 
nicht vorhandenen Absatzgestaltung sind der Lesbarkeit deiner Texte 
nicht zuträglich. Ganz davon abgesehen, dass man mit sowas (zumindest 
bei mir) schnell in Richtung Fachidiot in der Schublade landet.

Just my two cent
Falk

Autor: Silvio K. (exh)
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luckylu schrieb:
> erhöht man nämlich die
> drahtstärke, so verlängert sich die mittlere leitungslänge

Ist das so? Wenn der Innendurchmesser gleich bleibt schon. Aber die 
Oberfläche des Leiters erhöht sich auch. Was sehr gut ist. Doppelter 
Durchmesser- > doppelte Oberfläche -> halber Spulenwiderstand.

Ach ja, Fotos! Frequenz von deinem Aufbau?

Gruß

Silvio

Autor: luckylu (Gast)
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eigenzitat:
für eine nicht im kern vollendete windung ist
allerdings die ankopplung (koppelfaktor) geringer.

hier hatte ich vergessen zu erwähnen, daß damit auch die spannung 
"weich"
wird und folglich bei belastung schneller zusammenbricht.


@falk
zitat:
HF Kernen wird parktisch nie bis an die Sättigung
>herangegeangen, denn schon vorher werden oft die Verluste im Kern
>einfach zu groß.

Richtig, siehe Artikel Transformatoren und Spulen

diese problematik hatte ich nur angesprochen, weil gerade bei 
leistungsanwendungen mit ferriten, oftmals einfach probiert wird, 
berechnet wird oft nicht, wodurch man eben schneller in der sättigung 
landet als vermutet.

bezüglich der schreibweise: das mit der lesbarkeit durch absätze, werde 
ich verbessern.
fachidiot g bin ich nicht wirklich, wobei natürlich ein paar 
jahrzehnte
elektronik ihre spuren hinterlassen.

@silvio
auf grund von pi/4d² sind die unterschiede nicht sehr groß, wobei jedoch 
der spulendurchmesser eine nicht zu unterschätzende rolle spielt. also 
ist das verhältnis drahtdurchmesser/spulendurchmesser im verhältnis zur 
windungszahl und der anzahl der lagen wichtig.

mit bildern wird im moment nix, ich werde aber einiges mit schaltbildern 
und skizzen verbessern.

kurz noch zu meiner vorgehensweise:
wenn mir eine schaltung ins auge springt (also interessant ist), wird 
erst einmal alles (vieles), was darüber im netz zu finden ist, gelesen 
und analysiert.
viele schaltungen fliegen dann raus, andere und deren variationen werden 
gespeichert.
danach folgt dann eine erste erprobung, dazu fertige ich mir sehr oft 
eine leiterplatte an. von steckbrettern und streifenleiterplatten halte 
ich nicht viel, bei den ersteren sind es der drahtverhau und 
kontaktmängel, bei
den streifenplatinen meist das problem der verdrahtung, welche viel zeit 
erfordert und bei änderungen unpraktisch ist.
aus der unmenge an bauteilen, die ich besitze, werden die passenden 
rausgesucht und nach deren größe auf einem blatt papier angeordnet 
(spiegelverkehrt).
daraus ergibt sich die größe der platine, an relevanten punkten werden 
noch ein paar löcher und ein paar lötinseln mit 2 bis 4 lächern 
vorgesehen.
als material verwende ich 0,5mm epox/glasfaser material, das läßt sich 
mit einer kräftigen schere schneiden.
die platine wird mit fingern, wasser und scheuerpulver blank gemacht, 
wobei die oberfläche auch fettfrei wird und auch gröbere verschmutzungen 
oder oxid leicht zu entfernen sind.
der entwurf wird auf der platine mit klebestreifen fixiert und die 
löcher mit einer spitzen reißnadel markiert, mit lineal streifenweise, 
so wird kein loch vergessen.
die kontrolle erfolgt durch einseitiges lösen des papiers, im durchlicht 
erkennt man schnell vergessene löcher.
nach dem kopletten ablösen des papiers, werden die leiterzüge mit 
nagellack(oder nitrolack)
und einem angespitztem streichholz aufgetragen, durch drehen der spitze 
in den löchern können sehr gleichmäßige rundungen erzeugt werden. um 
ätzmillel zu sparen werden große freiflächen auch lackiert.
geätzt wird mit eisendreichlorid, welches ich immer im haus habe.
die platine ird mit der leiterseite nach unten auf das ätzmittel gelegt, 
sie schwimmt problemlos, sofern sie eben ist.
nach etwa 2min entnehme ich das dann noch einmal zur kontrolle, da sich 
oft noch fehler und darauf befinden, lack und stellen wo sich luftblasen 
gebildet hatten werden mit der reißnadel bearbeitet, auch 
fingerfettfilme lassen sich so schnell entfernen. dann wird die platine 
etwas schräg, damit luftblasen entweichen können wieder aufgelegt und 
für einige zeit
in die mikrowelle gestellt, optimal ist eine ätztemperatur von 50° bis 
60°C. je nach konzentration und alter, der ätzlösung, dauert der 
ätzvorgang dann 10min bis 30min.
bei groben leiterbahnen kann das ätzmittel voll ausgenutzt werden, bei 
feinen sollte das ätzmittel noch möglichst gut sein, da es, je 
verbrauchter es ist, zu stärkeren unterätzungen kommt.
zum ende des ätzvorgangs, welches am dunklen durchscheinen der 
weggeätzten bereiche gut zu erkennen ist, kann eine letzte kontrolle und 
korrektur durchgeführt werden.
die mit zunehmendem alter einsetzende schlammbildung kann mit ein wenig 
salzsäure verhindert oder rückgängig gemacht werden.
das ätzmittel ist jahrelang haltbar, glasflasche mit plastdeckel sind am 
besten geeignet, metalldeckel, auch mit lack oder plastbeschichtung 
lösen sich auf.
das ätzmittel macht häßliche flecken, ein tablet oder glasplatte und 
alte kleidung sind zu empfehlen.
entgegen anderen verlautbarungen, ist eisendreichlorid nicht 
giftig(diente in der medizin lange zeit als wunddesinfektionsmittel mit 
blutstillender wirkung) trinken sollte man es trotzdem nicht also 
glasflasche eindeutig beschriften, ich male da immer einen totenkopf 
drauf.
der lack wird dann mit nagellackentferner (aceton) oder nitroverdünnung 
(universalverdünner) gründlich entfernt. anschließend wird die platine 
noch mal mit scheuermittel gereinigt, das verbessert die lötbarkeit.

ok, das war doch etwas off topic, nur möchte ich eventuellen anfängern 
die "angst" vor dem erstellen von leiterplatten nehmen und zeigen, das 
auch neulinge gut zurecht kommen können, damit wächst sicher auch die 
fangemeinde.^^

bis später lu

Autor: luckylu (Gast)
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so, hier nun erst einmal die softeinschaltung

der hier verwendete n-fet sollte nach folgenden kriterien ausgesucht 
werden:
nach strombelastbarkeit /hier empfehle ich 1,5 bis 3 x den nennstrom

spannungsfestigkeit /für eine gleichgerichtete wechselspannung etwa das 
2fache der wechselspannung/bei 230V wären das etwa 230V x 
1,1(netzüberspannung)x1,414(wurzel aus 2)x 1,1 
(10%sicherheitszuschlag)etwa 393V gewählt 400V

RDSon möglichst niedrig, da danach die kühlkörpergröße bestimmt wird
beispiel: nennstrom(der schaltung) 5A x RDSon 1,0ohm =5W erkennbar ist 
hier, je kleiner RDSon um so kleiner die kühlfläche für dauervolllast.

möglichst hohe maximale verlustleistung und somit niedriger thermischer 
innenwiderstand, das verringert deutlich die notwendige kühlergröße.

hier gibt es nun mehrere möglichkeiten eine übermäßige erhitzung zu 
vermeiden. 1.thermosicherung/schalter(alte mikrowelle) 2. elektronische 
sicherung mit verlustleistungsbegrenzung 3. berechnung und auslegung des 
kühlkörpers für volllast 4. kombination mehrerer varianten

da sich viele leute, bei der berechnung schwertun auch hier mal ein 
beispiel. benötigt werden folgende angaben
1. maximale umgebungstemperatur in°C
2. maximal zulässige sperrschichttemperatur (datenblatt), oftmals ist 
auch eine deratingkurve(reduzierungsfaktor) angegeben.
3. innerer thermischer widerstand(von der sperrschicht zum kühlendem 
anschluß(bei kleineren bauteilen können das auch gesamtangaben zur 
umgebungsluft sein oder bei dioden die recht dicken anschlußdrähte, das 
steht aber im datenblatt)
4. maximale im betrieb auftretende verlustleistung
5. temperaturübergangswiderstand vom gehäuse zum kühlkörper

mmm, für den oben stellvertretend verwendeten BUZ64 habe ich auf die 
schnelle kein datenblatt, dieser ist eh veraltet, so das ich die daten 
vom BUZ63 verwende, jeder muß sich für seine typen eh die datenblätter 
besorgen, zumindest ist das sehr zu empfehlen, wenn man die teile 
ausnutzen aber nicht sinnlos große kühler verwenden will.
........................................................................ 
..
die vorgehensweise ist folgende als erstes bestimme ich die maximale 
umgebungstemperatur in dem zu verwendendem gehäuse oder ich lege das 
fest und sorge später, zum beispiel mit einem lüfter dafür, das die 
innentemperatur nie über diese festgelegte temperatur steigt. in unserem 
beispiel lege ich jetzt diese temperatur auf 55°C fest.
als nächstes wird aus dem datenblatt die maximale sperrschichttemperatur 
abgelesen, diese ist 150°C. die temperaturdifferenz stellt den 
ausnutzbaren temperaturunterschied dar. also 150°C - 55°C = 95K(häh 
warum K?) es handelt sich um eine temperaturdifferenz und diese ist 
absolut und wird immer in kelvin angegeben, das grad läßt man weg, da eh 
jeder wissen sollte, was es bedeutet.^^
für die nächste rechnung sehen wir uns die angegebenen thermischen 
widerstände(Rth) an, im datenblatt finden wir dafür 2 werte Rthjc(j für 
junktion/sperrschicht und c für case/gehäuse) und
Rthja (ambient/umgebung).
als erstes überprüfen wir den wert Rthja, eventuell brauchen wir ja gar 
keinen kühlkörper? dazu nehmen wir unsere maximal mögliche 
temperaturdifferenz 95K und teilen diese durch Rthja also
95K:35K/W =2,71W
schade es reicht leider nicht.
gut, jetzt die probe mit Rthjc (würde diese probe nicht bestanden, wäre 
das bauteil für unseren zweck NIE brauchbar, also versucht dann nicht 
die physik zu überlisten^^)! die rechnung lautet also,
95K : 1,6K/W(Rthjc)= 59,38W , das bedeutet, könnten wir den äußeren 
thermischen widerstand(vom gehäuse zur umgebung) auf 0 setzen, könnten 
wir diese leistung über den transistor verbraten.
da wir aber die kühlkörpergröße, bei einer vorgegebenen maximalleistung, 
bestimmen wollen, müssen wir noch weiter rechnen.
für jeden materialwechsel ohne lufteinschlüsse(wärmeleitpaste) nehmen 
wir einen daumenwert mit sicherheitszulage, dieser liegt bei 0,1K/W. bei 
grenzwerten im oberen hundert oder tausend watt bereich muß dann genauer 
gerechnet werden, für unsere anwendungsfälle ist das aber unnötig. für 
silikongummi 0,2mm stark nehmen wir 1K/W an, wer es genauer wissen will, 
muß beim hersteller nachfragen.
jetzt addieren wir alle uns bekannten thermischen widerstände, RThjc + 
Rthü (materialübergangswiderstand) + Rthiso (für den silikongummi) und 
erhalten den Rthjcges (gesamtwärmewiderstand von der sperrschicht zum 
kühlkörper. damit erhalten wir 1,6K/W (bauteil) + 0,1K/W (Rthü) +0 (ohne 
isolierung)= 1,7K/W (Rthjcges1, gesamt1 zur unterscheidung der beiden 
ergebnisse). analog erfolgt nun die berechnung mit silikongummi 1,6K/w + 
2x
0,1K/W (zweimal materialübergang, gehäuse zum gummi +gummi zum 
kühlkörper)
+ 1K/W (für das isoliermaterial)= 2,8K/W. (als Rthjcges2).
jetzt können wir die differenz temperatur recht einfach bestimmen, indem 
wir die temperaturdifferenzen mit der vorgegebenen leistung 
multiplizieren.
damit ergibt sich für direktmontage mit paste eine 
gesamttemperaturdifferenz von der sperrschicht zum kühlkörper
1,7K/W x 5W = 8,5K für fall 1
2,8K/W x 5W = 14K  für fall 2
nun wird von der maximal möglichen temperaturdifferenz jeweils die von 
der sperrschicht zum kühlkörper auftretende temperaturdifferenz 
abgezogen, damit erhalten wir für fall 1, 95K - 8,5K = 86,5K
für fall 2, 95K - 14K = 81K
der rest ist einfach, wir teilen die zur verfügung stehenden 
temperaturdifferenzen durch die leistung und erhalten damit jeweils den 
äußeren maximal zulässigen wärmewiderstand.
86,5K/5W = 17,3K/W für fall 1
81K/5W   = 16,2K/W für fall 2
laut diagramm reicht dafür ein 1mm alublech mit 7,5cmm x 7,5cm für beide 
fälle aus, mit zunehmender leistung verschiebt sich das aber 
exponentiell zu ungunsten der isolierten variante.für 10W ergeben sich
für fall 1 7,8K/W etwa 9cm x 9cm x 2mm
für fall 2 6,7K/W etwa 11cm x 11cm x 2mm
bei 20W
fall 1 3,05 K/W 16cm x 16cm x5mm, 19cm x 19cm x 2mm /geht gerade noch
fall 2 1,95 K/W für diese variante muß schon ein ordentlicher kühlkörper 
her! alle bleche müssen senkrecht stehen, sonst ist die fläche mit 1,3 
zu multiplizieren, bei schwärzung ist der multiplikator 0,7; das teil 
muß immer in der mitte montiert sein.
hier noch die formel, damit sollte dann wohl jeder klarkommen
Tj-Ta
------- = Rthgesamt (junktion to ambient)- Rthjc -Rthü -Rthiso =Rtha
  P
mit diesem wert kann dann auch direkt ein kühlkörper gekauft oder 
ausgesucht werden, das ist immer der minimalwert, besser ist immer wenn 
der
wert des realen kühlkörpers kleiner ist, der kühlkörper ist dann größer.
........................................................................ 
.
das vorher behandelte die volllast unter normalen betriebsumständen, 
durch einfaches umstellen der formel läßt sich auch die maximal 
zulässige kühlkörpertemperatur bestimmen und mit hilfe eines 
thermoschalters vom netz trennen. am elegantesten läßt sich das lösen, 
wenn zur einschaltung ein schütz/relais in die selbsthaltung gebracht 
wird und der thermoschalter
die selbsthaltung unterbricht, damit ist auch eine dreipolige 
lasttrennung bei drehstrom möglich, für den softanlauf ist dann 
allerdings noch ein kleines relais nötig, sofern das schütz nicht zwei 
vom lastkreis unabhängige kontakte aufweist. näher möchte ich nicht 
darauf eingehen, wer
bei solchen schaltungen mit drehstrom arbeitet, sollte eine passende 
ausbildung besitzen. mit einer mit 16A abgesicherten 230V leitung lassen 
sich bis zu 2,5KW in den schwingkreis bringen, das ist dann schon lange 
kein spaß mehr, wer diese leistung bei frequenzen über 10kHz in die 
umwelt bläst kann schon ernsthaft ärger bekommen! mal davon abgesehen, 
daß die oma mit herzschrittmacher, das mittagessen reinbringt.....

nunmal zur obigen schaltung, die spannung an R2 sollte mindestens 12V 
über +Ub liegen wobei zur erzeugung auch eine einfache 
spannungsverdopplung aus dem netz geeignet wäre als beste variante 
erscheint mir allerdings eine separate brückengleichgerichtete 
geglättete spannung, bei stabilisierter spannung könnte die zdiode auch 
entfallen, die widerstände können sehr hochohmig sein, speziell, wenn 
auf C1 verzichtet und mit spannungsverdoppler gearbeitet wird.
ok, gehen wir mal die funktion durch:
dazu gehen wir von einer stabilisierten spannung von 15V aus, R1,C1 und 
die Zdiode sind nicht vorhanden. der ausgangszustand ist mit dem 
geschlossenen schalter, welcher ein relaiskontakt oder ein kontakt des 
einschalters ist. damit ist die gatekapazität mit source kurzgeschlossen 
und der fet gesperrt, wird nun das gerät eingeschaltet, öffnet der 
kontakt und über den widerstand R2 wird die gatekapazität geladen, beim 
erreichen
einer spannung zwischen 2V und 8V (fet abhängig) beginnt dieser zu 
öffnen.
die zeitkonstante wird bestimmt, von der gatekapazität und dem 
widerstandswert von R2.
da Tau = R x C ist kommt man, ohne betrachtung von parasitären 
komponenten, mit einer gatekapazität, beim BUZ63, etwa 1,5nF auf 0,63 x 
15V
=9,45V, bei R2 von etwa 10kohm, nach etwa 1ms.
in dieser zeit wird die verlustleistungshyperbel durchlaufen.
ob das zum verhindern des kurzschlusses beim einschalten ausreicht, 
ermittelt man am besten mit einem oszi, der bei solchen schaltungen 
eigentlich immer auf dem tisch stehen sollte.^^ die spannung sollte über 
einen stelltrafo oder netzteil, schrittweise erhöht werden. je nach fet 
wird der zulässige bereich bei etwa 5kohm bis 100kohm liegen. bei 
höherer steuerspannung ist die zdiode sehr sinnvoll, ohne R1, welcher 
als spannungsteiler dient, sogar zwingend notwendig.
R1 verlängert den ladevorgang, das gleiche gilt für C1, damit ließe 
sich, hauptsächlich bei höheren spannungen die einschaltzeit auch mit 
niederohmigeren widerständen variieren.

ok, das soll es jetzt gewesen sein
grüße lu