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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Wer hat Erfahrung mit Induktionsöfen >1kW


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von Silvio K. (exh)


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Ich habe meine Vollbrücke inklusive Arbeitskreis mit Funktionsgenerator 
bei ca 125 kHz betrieben, mit Werkstück und auch ohne. Es zeigte sich, 
dass ab 170 Volt die Stromaufnahme der GDT-Treiberschaltung immer 
anstieg und nicht konstant bleibt. Das heißt, dass die FETs für höhere 
Spannung auch mehr Leistung zum Schalten brauchen. Die Frage ist warum? 
Meint ihr, dass ist die böse Miller-Rückkopplungskapazität der FETs? 
Wäre ja möglich, da im Schaltvorgang über diesen Verschiebungsstrom das 
Gate am Umladen gehindert werden kann. Was anderes fällt mir im Moment 
nicht ein. Jetzt hänge ich bei 170 Volt fest, welch ein Jammer. Hatte 
teils 10 A. Trotzdem keine Zahl. Immerhin ist kein Transistor 
gestorben...

Silvio K. schrieb:
> der nächste Beitrag ist der 500ste

Eigentor :-|

von Jonas S. (microwave)


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Silvio K. schrieb:
> Ich bin an deinem GDT
> interessiert und würde es begrüßen, wenn du ein Bildchen und den
> Schaltplan deiner Treiberschaltung einstellen könntest.

Jonas S. schrieb:
> Hi, hier ist noch der Schaltplan bzgl. GDT-Ansteuerung:
> http://www.ld-host.de/uploads/images/c10313f970c08...

Das hatten wir scheinbar schonmal, bis auf die fehlenden Werte: Die 
Widerstände haben 6.8Ohm, als deadtime-Diode kommt eine 1N4148 zum 
Einsatz und beide "Kerko-MMCs" sind aus je zwei in Reihe geschalteten 
1µF-SMDs gebildet worden. Die Primärspule "sieht" also 250nF.
Der Aufbau war schon bei den ersten Versuchen so - geschehen ist seither 
lediglich der Tausch des Schmitttriggers gegen den LT1016.
Der GDT funktioniert übrigens bis dort, wo es in den Ohren weh tut, wie 
ich heute beim VERSUCH, imperiale Lichtbögen zu ziehen (Thema 
ZCS-Resonanzwandler), gemerkt habe. (Es ist by the way mit einem Haufen 
Trial-und-Error verbunden, bis man schliesslich irgendwo (z.B.) 15A bei 
80V hineinbuttern kann und diese dann auch wirklich in der 
Bogenentladung landen - möglichst noch bei handlichen 
Spannungswerten...deshalb "Versuch" gross geschrieben.. ;) )

Grüße, Jonas

von Silvio K. (exh)


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Jonas S. schrieb:
> Jonas S. schrieb:
>> Hi, hier ist noch der Schaltplan bzgl. GDT-Ansteuerung:
>> http://www.ld-host.de/uploads/images/c10313f970c08...

Danke für den Erinnerungs-Link. Deine Gateschaltung ist einfach und 
damit gut. Es wurde inzwischen so viel gepostet, dass ich nicht mehr 
wirklich weiß, was alles.
Zwei Frage zur GDT-Schaltung:
1. Ist das Übertragungsverhältnis wirklich 4:1? So ist doch die Spannung 
am Gate ein wenig niedrig, oder?
2. Welchen Sinn hat die Reihenschaltung von 4 gleichen Kondensatoren auf 
der Primärseite des GDT? Hattest du keine passende Größe parat :-) ?

Ich habe mich entschlossen die Deadtime nicht über unterschiedliche Rs 
zu realisieren, sondern über zwei getrennte GDTs mit 40:60-Rechteck 
(oder 45:55) für die jeweils gegenüberliegenden FETs. Wenn es gut 
klappt, dann erzeuge ich nicht mehr so viel Strom bei der 3. 
Grundfrequenz, das kommt meinem Oszillatorprinzip entgegen. Bzw. bei 
induktiven Strom hat die Spannung mehr Zeit, um auf die andere Seite zu 
kommen. 500 V in praktisch Null ist ein bisschen zu schnell, wie ich 
finde.

Viele Grüße und viel Erfolg

von Jonas S. (microwave)


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So.

Habe in den letzten Tagen den zweiten MMC mit je 32 FKP1-Kondensatoren 
fertig gestellt.

Das Kupfergeflecht und die dazugehörigen Überlegungen waren ja schon 
längere Zeit vorhanden, doch würde die Verbindung zwischen den MMCs auch 
hinhauen, oder wären unlösbare Probleme zu erwarten?

Heute war dann endlich Tag der Wahrheit:
Die Verbindung dieser beiden C-Batterien kommt tatsächlich einwandfrei 
zustande, was bin ich froh darüber!
Am Wochenende sind somit höchstwahrscheinlich endlich wieder schmelzende 
Stahlstücke zu erwarten. ;)


@Silvio:
Zu deiner Frage: Die Primärspule ist vierdrähtig ausgeführt, um ein 
Kupfergleichgewicht von Primär- und Sekundärseite zu erhalten.
In Tat und Wahrheit ist das ein 1:1-GDT.

Der Keramik-MMC wurde verwendet, um die einzelnen Kondensatoren nicht so 
sehr zu belasten - immerhin fließt dort satt Leistung durch bei höheren 
Frequenzen. Es wurde aber nach Gefühl gehandelt, das Datenblatt und den 
Verlustwinkel des Dielektrikums habe ich unprofessionellerweise außen 
vor gelassen.


Wie dem auch immer sei, ich hoffe du kommst auch wieder etwas voran, 
Silvio!


Grüße - Microwave

von Tom (Gast)


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Hallo,
könntet Ihr den Schaltplan bitte nochmals irgendwo hochladen und 
verlinken??
Leider geht der alte Link nicht (mehr)
Danke

von Jonas S. (microwave)


Angehängte Dateien:

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Also einen kompletten Schaltplan hat, soweit ich weiß, niemand 
hochgeladen.
Der Teil mit dem GDT, den ich früher mal hochgeladen hatte, ist hier 
angehängt.

Grüße - Microwave

von Silvio K. (exh)


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Hallo Jonas,
im Januar hatte ich leider keine Zeit für diese Projekt. Spätestens ab 
Mitte Februar habe ich Zeit weiterzumachen. Darauf freue ich mich auch 
schon und kann es kaum erwarten. Der weitere Weg für den I-Ofen ist 
klar, es muss nur gemacht werden...

Viele Grüße

Silvio

von Jonas S. (microwave)


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Guten Tag zusammen,

Nachdem der neue Aufbau fertig gestellt worden war, hing ich bei nur 
einem kW fest.
Höher (die vormaligen mit den IRFP250 erreichbaren 2.7kW) konnte ich nur 
impulsweise gehen, weil die Brücke zu schnell warm wurde.
Das Problem war die äußerst "traurige" Ausführung besagter Vollbrücke, 
die ja schon seit Wiederaufgreifen der Ofenthematik existierte und die 
außer die IGBTs mit Kühlkörpern zu versehen nie verändert wurde.
Hatten die MOSFETs aufgrund ihrer hohen Geschwindigkeit und Perfomance 
bei höherfrequentem Betrieb das Ganze noch mitgemacht, wurde es den 
IGBTs aber jetzt schnell zu viel, zumal es ja noch 0815-Pollin-IGBTs 
waren.

Aufgrund dessen habe ich mir die Zeit hergenommen, um das Ganze noch 
einmal halbwegs vernünftig und mit großen Kühlkörpern aufzubauen, deren 
hohe Wärmekapazität ich für schnelle aber schwierige Schmelzvorgänge 
nutzen wollte.
Bei der Gelegenheit wurde dann gleich die gesamte Brücke überarbeitet 
und direkt auf die vier Kühlkörper und mit geringsten Leitungslängen 
gebaut.
Selbst der GDT wurde dahingehend verändert, dass die Leitungen, die 
nichts zur magnetischen Kopplung beitragen, sprich nicht am Kern 
anliegen, so kurz wie irgend möglich gehalten werden. Demnach wurde der 
GDT auch direkt auf die Brücke gebaut.
Auch die Verdrillung dieser Zu- und Ableitungen des GDTs wurde kurz 
überarbeitet.

Ich wage übrigens zu behaupten, dass ein quasi-perfekter Übertrager die 
Signalstörungen, die durch Schaltvorgänge der Brücke entstehen - eben 
z.B. diese Millerkapazitäts-Probleme - dämpfen oder gar abfangen kann 
durch instantane Weiterleitung zu den Treiber-ICs.

Ich hatte diesen Einbruch der steigenden Flanke ja auch ab einer 
gewissen Spannung beobachtet und bin nun sehr gespannt, ob sich dies nun 
gebessert hat - dies kann ich allerdings erst sehen, wenn ich mein 
Oszilloskop dort unten wieder installiert habe - das könnte vielleicht 
morgen der Fall sein.
Morgen gibt's dann auch Bilder vom neuen Setup.

Nichtsdestotrotz funktioniert die neue Vollbrücke sehr prächtig, wobei 
bis 175V bei einigen A getestet wurde.
Aber erst mit vielen(20) Ampere und 155VDC ist es mir dann gelungen, 
eine M12-Gewindestange aus V2A-Stahl (JAAAA, die habe ich extra DAFÜR 
gekauft... ;) )an ihrem Ende durch zu schmelzen.

Erfreulicherweise haben 4 Liter Wasser von 10°C zuerst ihre rund 60°C 
bekommen, lange bevor man die Brücke nicht mehr berühren konnte.
Nach weiteren geschmolzenen Gegenständen war dann auch der Stelltrafo 
(0...250V bei 10A) ziemlich warm geworden, vermutlich aufgrund des 
ungünstigen Spannungs- /Stromverhältnisses von im Schnitt nur 160V bei 
dafür 18A. Klare Fehlanpassung. ;P

Die nächsten Schritte sehen unter Anderem das Erstellen respektive 
Fertigstellen des PCB-Layouts der Vollbrücke vor, aber schon lange davor 
könnte ich sicher 4kW Aufnahmeleistung (bspw. 20A à 200V) erreichen, 
indem ich einwandfreie Gatesignale sicherstellen würde.
Eine derartige Leistung wäre jedoch schon etwas zuviel für die 
Arbeitsspule, da ich in dieser Hinsicht spätestens durch die maximale 
Wasserdurchflussmenge bei gegebenem Gegendruck und gegebener 
Pumpenleistung begrenzt wäre (Innendurchmesser = 3mm(!)).
Zudem würde lediglich ein noch schnelleres Schmelzen von Stahlstäben 
dabei heraus kommen, ein Tiegel für größere Stahlmengen oder 
Aluminumguss passt leider kaum in die schmale Workcoil...

Es ist halt dann eine Frage, wie ich weiterfahren möchte - soll 
Levitation das Ziel sein oder große Mengen an geschmolzenen Metallen? 
Darüber muss ich mir noch ein paar Gedanken machen - fest steht jedoch 
garantiert mal, dass zumindest der MMC so schnell kein Update benötigt.


Übrigens - selbst mit dem neuen MMC und deshalb nur etwa 75kHz glühte 
wieder ein 3mm-Kupferstab - gerade in die Spule gehalten.
Auch 1mm-Lötzinn schmolz wieder. Beides wurde sogar noch mit der alten 
Brücke erreicht.



Grüße - Microwave

von Jonas S. (microwave)


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Und hier geht's wieder weiter:

Bei voreingestellten 180V bei 19A konnte ich schließlich einen 
10mm-Bohrer mithilfe einer isolierten Zange umgekehrt in die Workcoil 
stecken,
wobei die Bohrerrückseite innerhalb einer Minute zu schmelzen begann.
Davon wollte ich noch ein Video machen - leider spritzte just in dem 
Moment Wasser aus der Lötstelle, die das 10mm-Kupferrohr mit der 
Arbeitsspule verbindet.
Heißt im Klartext: Der Ofen ist nicht mehr funktionstüchtig.
Absolut bin ich bis 190V bei 20A gegangen, wobei aber plötzlich 
irgendetwas mit 100Hz zu brummen begann.
Das muss ich noch untersuchen, wenn der Ofen wieder funktionstüchtig 
ist.

Nachdem bereits bei 2kW Aluminium von der Spule gut abgestoßen worden 
ist, und bei 3.5kW Aufnahmeleistung der Effekt auch beim wesentlich 
schwereren Kupfer aufgetreten ist, habe ich mich dazu entschieden, den 
Weg der Levitation weiter zu verfolgen.
Nicht nur, dass es IMHO spektakulär ist, nein - damit schenke ich mir 
auch erstmal die Notwendigkeit eines Schmelztiegels.

Ich habe nun auch die Gatesignale mit dem Oszilloskop angeschaut.
Interessanterweise habe ich immer noch direkt nach der steigenden Flanke 
diese Delle, die in wilde Schwingungen der Gesamtdauer von 300ns zu 
ausarten beginnt, sobald die Spannung etwa 150V überschreitet.
Und wer hätte es anders erwartet - diese Probleme sind nur am 
Lo-Side-Schalter zu finden, dort wo der Kollektor also ständig riesigen 
Spannungsschwankungen unterworfen ist. Am Hi-Side-Switch sieht dagegen 
alles sauber aus.
Würde ich die Zeit messen, bis die positive Flanke am Lo-Side-IGBT also 
definiert auf 12...15V gekommen ist, würden 500-600ns vergehen. Trotz 
(Quasi)-ZCS nicht allzu schön.
Wenn aufgrund der vor dem Gleichrichter gemessenen 20A der Spitzenwert 
der 75kHz-Schwingung 28A betrüge, so würden nach 600ns schon fast 8A 
fließen.
Leider ziemlich viel.
Ich rechne aber damit, dass sich dies mit einem vernünftigen PCB-Layout 
geben wird.
Eventuell wäre noch zu prüfen, die Gatewiderstände zu variieren.
Vielleicht würde schon alles vom GDT "verschluckt" oder rückgespeist 
werden, wenn aber erst mal 6.8Ohm im Weg sind könnte das trotz gutem GDT 
problematisch werden.


Grüße - Microwave

von Silvio K. (exh)


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Hallo Jonas,

> damit schenke ich mir
> auch erstmal die Notwendigkeit eines Schmelztiegels.
Wenn du willst, schicke ich dir einen Tiegel. Ich werde mal die Maße 
heraussuchen.

> Absolut bin ich bis 190V bei 20A gegangen,
Wir stehen nun auf der gleichen Stufe :-) Jetzt muss ich langsam ein 
Brikett nachlegen... :-)

> Interessanterweise habe ich immer noch direkt nach der steigenden Flanke
> diese Delle

Hört sich wie bei mir an. Als Ursache tippe ich auf die böse 
Miller-kapazität (C_DG) in Verbindung mit dem großen dVDS/dt. Du nutzt 
doch MOSFETs und die IGBTs nur als Gleichrichter missbraucht, oder komme 
ich da wieder durcheinander? Aber eigentlich egal. Was ich nicht 
verstehe, ist, dass dein Highside-Transistor diesen Effekt nicht zeigt!? 
Beide Transistoren sollten das gleiche Verhalten zeigen, warum auch 
nicht. Beide Transistoren müssen die gleiche Arbeit verrichten, ob 
Source oder Drain (bzw. Emitter oder Kollektor) feststeht, macht 
eigentlich keinen Unterschied. Relativ zueinander bewegen sie sich 
gleich.

Grüße

Silvio

von Jonas S. (microwave)


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Hi Silvio,

Ich antworte erst jetzt, da ich einen Doppelpost vermeiden wollte.

1.) Das mit dem Tiegel ist zwar nett und zuvorkommend, momentan habe ich 
aber noch keinen Bedarf.
Außerdem könnte ich es auch mit Feuerfest-Mörtel aus dem Obi-Markt 
versuchen.

2.) Scheinbar ja - ich wusste gar nicht, dass du auch schon mit mehr als 
3kW gearbeitet hast, jetzt fühl' ich mich nicht mehr so einsam. ;)

3.) Ich nutze nun überall IGBTs, da die MOSFETs ja ihren Geist 
aufgegeben hatten bei den zwischenzeitlichen SSTC-Experimenten.
Dicke Bricks zum Gleichrichten und in der Schaltbrücke die vier 
Pollin-IGBTs.


Habe eingesehen, dass ich Mist gequasselt habe. Asche über mein Haupt.
Natürlich hast du vollkommen Recht mit egal ob Lo-Side oder Hi-Side und 
die erneut durchgeführten Messungen widerlegen ebenfalls meine 
anfängliche Theorie. Somit ist der Blödsinn an allen vier IGBTs zu 
sehen.
Dieser kann übrigens am ehesten mit diesem Bild verglichen werden: 
http://www.flickr.com/photos/stevencaton/6154282435/in/photostream/lightbox/
Ich weiß nun nicht mehr, wie es mit dem derzeitigen Setup weiter gehen 
soll.
Erniedrige ich den Wert der Gatewiderstände, so begebe ich mich in die 
Gefahr eines "shoot-throughs".
Erhöhe ich den Wert dieser, so sinkt die Flankensteilheit.
Ich habe übrigens auch mal vor den Gatewiderständen gemessen. 
Verblüffende Ähnlichkeiten mit dem Gatesignal, also rührt das Problem 
nicht von den Gatewiderständen her.
Ich werde daher sehen, wie viel ich mit einem anständigen 
PCB-Brückenlayout gutmachen kann.

Und weil ich mit der Spannung nicht höher gehen konnte (das Brummen - 
wie nach einem Brückendurchschuss - wollte ich nicht noch einmal 
hören...), bin ich bei 180V mit dem Strom in noch etwas höhere Sphären 
entschwebt, um trotz allem genügend Leistung für ein sattes B-Feld zu 
erhalten. ;)

Youtube-Video "full bridge induction heater 4.3 kW"
Aber Fun macht der Ofen allemal und ZCS ist etwas sehr 
transistorschonendes.


Nächster Schritt ist damit eindeutig ein gescheit designtes PCB-Layout 
der Brücke und nicht zuletzt des Treibers. Noch länger kann man es echt 
nicht aufschieben.



Grüße - Microwave

von Silvio K. (exh)


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Das mit dem schwebenden Metall klappt ja schon ganz gut. Sehr schön! Die 
Spule inkl. Gegenwindung sieht wirklich professionell aus. Saubere 
Biegearbeit!

Was kommt als nächstes? Hast du noch weitere Ziele?

von Walter Braun (Gast)


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Einige Anmerkungen:

1. Die Frequenz sollte nur so hoch wie nötig gewählt werden, um die 
Umschaltverluste zu begrenzen. Über die bekannte Formel des Skineffekts 
lässt sich die Diche der Leitschicht berechnen. Der Durchmesser eines 
unmagnetischen Schmelzguts sollte min. ca. das 3-fache der 
Leitschichtdicke betragen, sonst hebt sich der Stromfluss im Metall auf 
und es wird nur ein schlechter Wirkungsgrad erzielt. Die gilt auch für 
Eisen oberhalb der Curietemperatur. Bei magnetischen Materialien kann 
die Arbeitsfrequenz deutlich geringer sein. Blech wird vorzugsweise 
nicht um die dünne Dicke herum erwärmt, sondern in der flachen Ebene mit 
großem Durchmesser. So wie dies eine Kochplatte ausführt. Praktikable 
Werte finden sich hier:

http://www.efd.at/prinzip.html

2. Natürlich ist der Wirkungsgrad schlecht, wenn das Material des 
Schmelzguts einen ähnlichen spez. Widerstand wie das Material der Spule 
hat. Die Windungszahl ist dabei weitgehend irrelevant, die Spule soll 
jedoch ausreichenden Kupferquerschnitt und Umfang der Leitschicht haben. 
Geringe Frequenzen verbessern die Nutzung des Kupferquerschnitts der 
Spule (Skineffekt).

3. Der Spulendurchmesser sollte nicht viel größer als der 
Außendurchmesser innenliegenden Schmelguts.

4. Für hohe Leistungen ab ca. 5kW ist die Spule zwingend mit Wasser zu 
kühlen. Dies ist einfach möglich bei ausreichendem Kupferquerschnitt. 
Damit ist die Windungszahl begrenzt. Eine Spule mit 5Wdg, 6mm Kupferrohr 
und z.B. 8cm Innendurchmesser wäre für Versuche der angegebenen 
Größenordnung geeignet. Es ergeben sich Stromstärken von ca. 750A

5. Stromstärken von 750A sind unschön direkt mit den Schaltgliedern zu 
erzeugen. Dies macht einen Trafo erforderlich. Ca. 10 Kerne hiervon mit 
25Wdg primär sind geeignet. Eisenpulverkerne haben höhere Verluste, 
dafür reicht geringerer Querschnitt.
http://www.spulen.com/shop/product_info.php?products_id=1468
Sekundär nur eine Windung, die aber min. 20x parallel. Also rundum 20 
einzelne Windungen. Innen an eine Kupferscheibe angelötet, außen auf 
einen Kupferring aufgelötet. Sekundäranschluss zwischen Scheibe und 
Ring.

6. Primärwicklung in Reihe mit ca. 40 Stück FKP1. Kapazität auslegen auf 
ca. 15kHz.

7. Leistungsglied FF200R12KS4 optimiert auf geringe Ausschaltverluste. 
Gibt es ab und an bei ebay günstig.

8. Ansteuerung mit fertigem Treiber z.B. Scale2.

9. Vorsichtsmaßnahmen beachten!
Zwischenkreis direkt aus 230V oder ab 3kW 400V Stromnetz über 
Brückengleichrichter. 2x 100µF Folienkondensatoren in Reihe. 
Stromfestigkeit 50A beachten. Knoten ist virtuelle Masse, Last geht von 
hier zum Ausgang der IGBT-Halbbrücke. Galvanische Trennung erledigt 
Treiber bzw. LEM wandler.

10. Verdrahtung Zwischenktreis zu IGBT streng bifilar. Optimal: 
aufeinanderliegende Aluplatten mit Hartpapier als Isolation.

11. Strommessung primär mit Lem-Wandler. Spitzenwertgleichrichtung 
hinter Bürde mit OP, dann auf einen VCO. Regelung der Leistung durch 
Frequenzmodulation. Einschalten bei 30kHz, VCO regelt hinunter bis 
ausreichend Strom gezogen wird. Obige Konfiguration bringt an 400V ca. 
7,5kW.

Grenzen:
-Erwärmung Trafo
-Sättigung Kerne
-Spannung an Kondensatoren
-Erreichen des Resonanzpunkts als minimale Impedanz. Wenn Resonanz fast 
erreicht, Impedanz reduzieren durch Abnahme von Windungen.
-Resonanzpunkt nicht überschreiten, sonst Zerstörung des IGBT Moduls 
durch Schaltverluste beim Kommutieren von Diode auf gegenüberliegenden 
IGBT.

Bis 20kW sind möglich durch Vergrößerung von Trafo und Kondensatoren. 
Das Konzept ist skalierbar bis ca. 1MW, dann allerdings nicht mehr im 
Bastelkeller.

von Microwave (Gast)


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Wow, ziemlich genial, diese Information - Vielen Dank dafür!

Werde das ein oder andere sicher in den nächsten Aufbau übernehmen, 
wobei das Prinzip (Vollbrücke->Stromtrafo->Serienresonanzkreis, 
Aufbau=Großsignaloszillator) aber vorerst noch gleich bleiben werden. Da 
hatte ich kürzlich ja gerade hochskaliert und mit dem derzeitigen 
Kondensatorenpack und meinem Einspeise-Stromtrafo sind 8...10kW 
garantiert im Bereich des Machbaren.
Die größte und zudem schwer bis kaum lösbare Problematik ist für mich 
eindeutig in der Netzanbindung vorhanden, habe ich doch nur 13A bei 230V 
NOMINELL verfügbar.
Wenn ich einen elektroinstallationstechnischen Albtraum aufzöge und von 
den zwei Steckdosen im Bastelraum jeweils die Phase nähme, könnte ich 
maximal an 400V/13A arbeiten.


Die Treiber-Fertiglösung erscheint (mir zumindest) ziemlich genial.
Wenn man kein Muster bekäme, kostet der Spaß aber garantiert nicht 
wenig, auf eine Preisanfrage habe ich mal verzichtet.

Das Problem mit so einer Fertiglösung ist halt auch hauptsächlich, dass 
der (mir persönlich nicht unwichtige) Lernwert recht gering ausfällt. 
Irgendwie macht es zudem Laune, wenn man mit jeder neuen DIY-GDT- bzw. 
DIY-Treiberversion ein Stückchen weiter kommt.

Wie schon erwähnt, auch wenn nicht alles so einfach umsetzbar ist, ist 
dein Beitrag doch einiges wert!


Silvio K: Danke für die Blumen!
Ja - ich habe noch weitere Ziele. Ich möchte gerne irgendwann mal 
V2A-Stahl bzw. ferromagnetischen Stahl ü. C-Temperatur zum Schweben 
bringen, respektive schwebend schmelzen.
Aber als nächstes kommt das Bisherige einfach nochmal, aber an 325V und 
mit anständigen Gatesignalen und damit einhergehend mit einem gescheiten 
PCB-Aufbau des Ganzen. Vielleicht dann auch mit schwebend schmelzendem 
Kupfer. Bisher habe ich leider nur hinbekommen, Aluminium levitierend zu 
schmelzen. Eigentlich wäre das schon mehr als genug spektakulär, wenn 
Aluminium ohne komplizierten oder diffizilen Tiegel die 
Schmelztemperatur von Eisen erreichen würde oder sogar noch darüber 
hinaus käme. Leider ist Aluminium ja u. U. brennbar, was sich ja am 
schönsten bei einer Thermitmischung zeigt.
Nicht, dass ein Klumpen Alu bereits bei 900°C in gewöhnlicher 
Luftatmosphäre Feuer fangen würde, aber bei 1500°C wäre ich mir dessen 
auch nicht mehr all zu sicher. Und wenn dann so eine konzentrierte Menge 
hocherhitzten Metalles zu fackeln beginnen würde, wüsste ich jetzt 
gerade nicht ohne Not, was ich tun sollte. Bei Kupfer besteht dieses 
Problem m. E. nicht.

Wäre es eigentlich möglich, ein Schnellwechselsystem der Arbeitsspule 
einzurichten?
Es gibt doch sicher irgendwelche Schraubverbindungen, die exzellent 
leiten und heißwasserbeständig sind? Denke da gerade an so Verbinder von 
Wasserrohr zu Gartenschlauch oder von diesem zu einer Metalldüse.
So ähnliche Schraubverbinder meine ich, aber einfach in kleiner und aus 
Kupfer statt Messing, fällt dir (oder den anderen Mitlesenden) gerade 
etwas ein dazu?
Ich bin nämlich felsenfest davon überzeugt, dass man bei industriellen 
Klein-Öfen auch nicht immer die Spule ablöten und danach eine neue 
anlöten muss.


Mitte Februar wäre ja schon fast vorbei, hast du wieder mal Zeit und 
Lust gefunden um fortzufahren?


Grüße - Microwave

von Silvio K. (exh)


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Hi Jonas,
Zeit habe ich schon, aber ich bin noch am Aufräumen (die Grundlage für 
alles). Dann, du weist ja, möchte ich nicht nur den Ofen an sich 
verbessern, sondern auch die periphere Messtechnik erweitern. Bisher 
habe ich die analogen Signale um 125 kHz per Überlagerung ins akustische 
Frequenzband gebracht, um die Soundkarte als AD-Wandler nutzen zu 
können. Das hat auch gut funktoniert. Für 2 Kanäle ging es jedenfalls 
gut. Ich möchte nun mindestens 3 Signal parallel "einlesen". Ich habe 
schon eine 4-kanalige Soundkarte, frage mich aber derzeit, ob so ein 
Überlagerungsempfänger nicht die Kanone für den Spatz ist. Solch 
niedrige Frequenzen kann man ja sehr leicht direkt abtasten bzw. 
unterabtasten. Aber eben nicht mit der Soundkarte, die leider für diesen 
Zweck zu schmalbandig ist. So dachte ich mir, ich könnte meine eigene 
"Sound"-karte basteln. Das ist prinzipiell kein Problem und ich könnte 
mich abermals mit Logikentwurf auf FPGA-basis beschäftigen. 4 AD-Wandler 
(von AD oder TI) + FPGA + SRam + FTDI = Samplerkarte. Ich würde auch nur 
mit 100 kSa/s abtasten und höhere Frequenzanteile analog filtern. Den 
Rest dann digital. Ich würde an Genauigkeit gewinnen. Die Software und 
vor allem die Kalibrations-/Korrekturroutinen würden sich erheblich 
vereinfachen. Mal schauen wo es hinführt. Im Moment muss ich mich 
entscheiden was ist zuerst mache...


Microwave schrieb:
> Wenn ich einen elektroinstallationstechnischen Albtraum aufzöge und von
> den zwei Steckdosen im Bastelraum jeweils die Phase nähme, könnte ich
> maximal an 400V/13A arbeiten.

Wenn es zwei Phasen sind, ist es doch einwandfrei ;-)
Hast du denn einen passenden Transformator?

Viele Grüße

Silvio

von Microwave (Gast)


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Silvio K. schrieb:
> Mal schauen wo es hinführt.

Darauf bin ich auch schon gespannt!
Soll das gesamte Vorhaben eigentlich nur Information für dich selber und 
für die hiesigen Mitstreiter liefern, oder gedenkst du in fernerer 
Zukunft gar die große Schleife zu schließen und den Ofen sich selbst 
(nahezu) perfekt steuern zu lassen?
Würde mich mal interessieren!


Silvio K. schrieb:
> Wenn es zwei Phasen sind, ist es doch einwandfrei ;-)

Kommt ganz auf den vorhandenen Bastel-Anteil an. ;)
Würde dann wohl schon etwas Geld in eine gescheite Installation 
investieren.


> Hast du denn einen passenden Transformator?

Leider nicht. Vielleicht bekomme ich meine Anlage aber mit 1200V-IGBTs 
direkt an 400V zum Laufen...das wird sich anhand der Gatesignale zeigen, 
sobald mal ein annehmbares Layout steht. Ich habe ja immer noch vollstes 
Vertrauen in das PCB-Vorhaben.

Momentan wäre ich schon heilfroh, wenn ich an blanken 230V arbeiten 
könnte ohne Trennung oder sanftes Hochdrehen des Variacs.
Und solange bis die Sicherung für meinen Geschmack zu oft fliegt, bliebe 
ich wohl noch auf dem 325V-Level. Schleichende 
Installations-Kabelerwärmung aufgrund permanenter 
Grenzwertüberschreitung ist meines Erachtens auch kein Problem, weil 
"meine" Steckdose über den C13-Automaten fast direkt an den 
63A-Panzersicherungen hängt. Da sind daher keine 50cm normales 
Installationskabel dazwischen, aber irgendwann steigt vielleicht 
trotzdem mal der Zähler aus.... ;P .

Will mich die Tage nun wirklich mal etwas zusammenreißen und das Layout 
erdenken.


Freundliche Grüße - Microwave

von Zahntechniker (Gast)


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Den größten Schmelzofen für Dentalmetall hier im Labor haben wir seit 18 
Jahren ...

Ein Italiener mit Namen Segnoir 5 kW Deluxe ...

Da ist ein Satz Kondensatoren, so groß wie Putzeimer drin, eine 
Wassergekühlte Röhre etwa 60 cm hoch, Durchmesser 45 cm und sehr wenig 
Inhalt.

Dann noch ein bisschen Pertinax und Hartpapier. Die Außenseiten und der 
Raum wo die Zentrifuge drin läuft (Wir schmelzen die Metalle in einem 
Keramikbecher und schleudern das flüssige Material durch 
Zentrifugalkraft in die Gipsform) sind aus Kupferplatten.

Neulich habe ich mal aus Spaß einen Fehlguß der ca. 250 Gramm wog aus 
div. medizinischen Metallen reingepackt um den kleiner für die 
Scheideanstalt zu kriegen.

250 Gramm macht der Segnoir auf größter Stufe mit leisem Brummen (Takt 
an der Spule soll laut Aufschrift 1MHz sein.) in 45 sec. flüssig.

Wenn ich als Zahntechniker mehr von HF verstehen würde, wäre das mal ein 
HF Ofen, den ich gerne tiefergehend verstehen würde.

von Silvio K. (exh)


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Microwave schrieb:
> Soll das gesamte Vorhaben eigentlich nur Information für dich selber und
> für die hiesigen Mitstreiter liefern, oder gedenkst du in fernerer
> Zukunft gar die große Schleife zu schließen und den Ofen sich selbst
> (nahezu) perfekt steuern zu lassen?

Primär möchte ich den Ofen als Werkzeug nutzen. Für den Zweck muss er 
zuverlässig laufen. Glühen, Härten, Schmelzen sind die Anwendungen. Die 
Messtechnikgeschichte macht es mir zusätzlich schmackhaft. So sind Ofen 
und Messeinrichtung fast schon zwei separate Projekte. Die 
Informationen, die ich dann erhalte, möchte ich der Allgemeinheit 
zugänglich machen. In erster Linie möchte ich Ersatzschaltbilder der 
Last anbieten (Verkopplung Arbeitsspule <-> Werkstück). Das war auch 
mein erstes Problem beim Design des Ofens bezüglich der Grundparameter 
(Ströme, Spannungen, Windungszahlen, Frequenz, etc.) Ich möchte das so 
allgemein fassen, das Leuten, die einen solchen Ofen bauen möchten, 
diese Informationen geboten werden, egal ob Royer oder Vollbrücke.

Die perfekte Steuerung soll den gemessenen(!) Energieeintrag in das 
Werkstück regeln. Aus den Messwerten und dem Ersatzschaltbild der Last 
kann man das einfach berechnen.

Zahntechniker schrieb:
> Den größten Schmelzofen für Dentalmetall hier im Labor haben wir seit 18
> Jahren

Wir würden uns sehr über Fotos freuen !

von Walter Braun (Gast)


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Über Distributtoren wie Hy-Line sind die 2x4W Treiberkerne für deutlich 
unter 100 EUR zu bekommen. Es gibt da auch ein Evaluation Board für, auf 
dem die Z-Dioden für Überspannungsschutz sowie die Widerstände für die 
Entsättigungserkennung sitzen. Lerneffekt verstehe ich so, dass wenn ich 
einen Induktionsofen bauen will, für mich erstmal die 
Induktionsanwendung (Anpassung Spule an Last, Schwingkreis, 
Anpasstrafos...) sowie die Regelung (Oszillator selbstschwingens auf 
Resonanz oder Oszillator nachgeführt auf Resonanz usw. mit Stromregelung 
oder Spannungsregelung) von Bedeutung ist. Nach dem Motto keinen 
5-Fronten Krieg zu führen ist hier schon Arbeit genug gegeben udn wenn 
das alles mal läuft, lässt sich immer noch ein eigener Treiber bauen. 
Dann sind dessen Probleme aber isoliert von den anderen Fehlerquellen 
lösbar. Natürlich geht es mit ein paar 4049, RC Totzeitgliedern und je 
IGBT/FET einem N/P FET als Leistungstreiber. Der Komfort fertiger 
Treiber liegt aber in einer recht idiotensicheren Umsetzung folgender 
Merkmale:

-Schutz des IGBT bei Überspannung durch intelligenten Soft-Clamping. 
Damit ist keine einfache Z-Diode zwischen C und G gemeint, wie es auch 
professionelle Firmen teilweise in der Hoffnung umsetzen, dass dieser 
Schaltungsteil nie aktiv wird.

-Schutz des IGBT gegen Entsättigung. Das funktioniert bei hartem 
Kurzschluß direkt mit dem Schraubendreher zwischen Ausgang der 
Halbbrücke und Zwischenkreis. Das mit einem selbstgebauten Treiber 
zuverlässig hinzubekommen erfordert schon den Aufwand einer 
Diplomarbeit.

-Zuverlässige galvanische Trennung der Betriebsspannung und der 
Ansteuersignale

-Einstellbare Totzeit

-Betrieb bis 100kHz bei kräftigen IGBTs mit schönen Schaltzeiten ohne 
parasitäres Klingeln.

usw. usf. Ideal ist, wenn es die Leistungsstufe nie beschädigt wird, 
auch wenn am Schwingkreis beim Testen Fehlanpassungen vorliegen. Und 
genau das kann ein intelligenter Treiber.

Der Parallelkreis hat natürlich den Vorteil, dass hohe Ströme nur lokal 
fließen und dass die Spannungen gering sind. Mit einem 
Stromzwischenkreis und einer überlappend(!) schaltenden Brücke lässt 
sich der elegant ansteuern. Leistungsregelung über den eingeprägten 
Zwischenkreisstrom, also bevorzugt über einen stromgeregelten, 
vorgeschalteten Tiefsetzsteller oder einen gesteuerten Gleichrichter. 
Ist aber doppelt Aufwand. Der Serienkreis ist pflegeleicht, erfordert 
aber höhere Spannungen und mehr Nachdenken am Anpasstrafo. Irgendwo muss 
man die kVA unterbringen und bei Nutzleistungen von 10kW sind typisch 
50kVA erforderlich. Das sind immerhin 1kV bei 50A oder eine schöne Bank 
FKP1.

Da die Spule aus Kupfer ist, sollte der Wasserdurchfluss hoch genug 
sein, sie unter grob 50°C zu halten. Dann bleiben die ohmschen Verluste 
geringer und Baumarktschläuche reichen aus. Für auswechselbare Spulen 
schraubt man plane Kupferplatten direkt aufeinander. Auflagefläche ca. 
2x3cm für die hier diskutierten Leistungen. das Wasser kann durch diese 
Platten fließen, wenn sie durchbohrt sind und für jeden Anschluss eine 
Nut für einen Dichtring eingefräßt ist. Seitlich zwei Schrauben zum 
Anüpressen der Platten. Die Spule ist hartgelötet an zwei Platten und 
der Hochstromtrafo auch. Weichlot schmilzt weg, Widerstand ist zu 
hoch-Verluste. Aufgelötete Röhrchen für Anbschluss der Wasserschläuche.

Moderne Mikrocontroller können mit 400kHz bei 10 bit sampeln. Bei zwei 
ADCs sind so 150kHz direkte Abtastung überhaupt kein Problem. 
Anti-Alias-Filter entfällt, die Werte werden quadriert, addiert und dann 
radiziert. Schon ergibt sich Ueff und Ieff.
Leistungsmessung:
-An der Spule Ueff, Ieff und cos(Phi) messen wird sehr ungenau. Der 
Phasenwinkel liegt nahe 90° und wenige Grad Messfehler machen die 
Leistungsmessung zunichte.
-Am Schwingkreis ist der Phasenwinkel besser, in Resonanz 0°. Hier geht 
Ueff*Ieff*cos(Phi) recht gut. Oder in einer schnellen ADC Routine 
1/T*Summe von 0 bis T über [u(t)*i(t)].
-Einfachst und genauer als obige Lösungen: messung am Zwischenkreis. 
Wirkungsgrad der Endstufe >95%. Verluste im Kondensator: typisch 0,1%.
Nicht leicht zu trennen sind die Verluste vom Bauteil mit denen der 
Spule. Beide Effekte ändern sich je nach Feldgeometrie und den 
Lasteigenschaften.

von Silvio K. (exh)


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Hallo Walter,
das hört sich schwer nach Erfahrung an. Besonders deine Ausführungen zur 
Leistungsmessung habe ich aufmerksam gelesen. Dein Vorschlag am 
Zwischenkreis zu messen, ist natürlich verlockend einfach, aber wie du 
schon erwähnt hast, kann nicht auf den Wirkungsgrad und auf den 
Energieeintrag geschlossen werden. Deshalb möchte/messe ich auch auf der 
Grundwelle am Arbeitskreis. Der Arbeitskreis lässt praktisch nur die 
Grundwelle zu, sodass der Spannung/Wirkstrom auch nur diese Frequenz 
umfasst. So kann man deine vorgeschlagene Zeitbereichsrechung auch in 
der komplexen Rechnung vollziehen. Nach Umwandlung in Phasoren wird aus 
u(t)*i(t) -> U mal I* ("*" meint hier konjugiert komplex). Supereinfach 
auch Z=U/I am Arbeitskreis, und dadurch "sieht" man alles. Ob Resonanz 
getroffen, Wirkanteil, kleinste Änderungen werden sichtbar.

Du kannst gerne noch ein wenig mehr ausführen!!!

Grüße

Silvio

von Walter Braun (Gast)


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Wenn der Kreis in Resonanz betrieben wird, erscheint die Last reell und 
die Schwingströme - und Spannungen sind sinusförmig.

-Beim Serienkreis ist die Speisespannung am Inverterausgang 
rechteckförmig (Spannungszwischenktreis) und der Strom sinusförmig 
(aufgezwungen durch Resonanzkreis).

-Beim Stromzwischenkreis ist der Speisestrom rechteckgförmig 
(Stromzwischenkreis) und die Spannung sinusförmig (aufgezwungen durch 
Resonanzkreis)

Damit ist die Leistungsmessung trivial: die Rechteckgröße kann als 
konstante Gleichgröße entweder gleichgerichtet oder besser am 
Zwischnkreis gemessen werden und die Sinusgröße über einen 
Spitzenwertgleichrichter. Mit Wurzel(2) ergibt sich die Leistung. In 
Resonanz ist die Phase 0°.

Bei Betrieb außerhalb Resonanz sind die Schwinggrößen nicht mehr 
sinusförmig. Die Leistung kommt zwar weiterhin alleine aus der 
Grundwelle (die Oberwellen erzeugen keine Wirkleistung), aber die 
Spitzenwertmessung wird ungenau. Eine TrueRMS-Messung ist leicht im 
Mikrocontroller möglich und hat bei 400 Kilosamples auch genügend 
Bandbreite. Zusammen mit dem Capture-Timer lassen sich mehrere Verfahren 
umsetzen:

1. Messung und numerische Integration 
Inverterstrom(t)*Inverterspannung(t) zur Leistung. Das ist recht genau 
bei guten bis mittleren Phasenwinkeln. Nachteil ist, dass die Messungen 
von Spannung und Strom phasengenau sein müssen. Schon die 
Phasenverschiebung durch den LEM-Wandler verursacht einen erkennbaren 
Messfehler. Korrektur geht über eine Verzögerung, wozu der 
Mikrocontroller zu langsam ist. Hier lässt sich nur durch einen Offset 
und eine Verstärkung bei der Leistungsauswertung eine gute Genauigkeit 
erzielen. Im FPGA geht das natürlich eleganter. Schaltungstechnich 
bestehen auch Möglichkeiten (analoge Verzögerungsleitung).

2. Messung Ueff, Ieff, Phi. Berechnung Ueff*Ieff*cos(Phi). Liefert 
ähnliche Ergebnisse wie oben. Messung von Phi über Capturefunktion des 
Mikrocontrollers.

Für beide Verfahren gilt: Generell wird die Messung bei schlechten 
Phasenwinkeln sehr ungenau. Wenn bei 85° 50kVA mit 5% Messfehler 
gemessen werden und die tatsächliche Leistung nur einen Bruchteil der 
50kVA beträgt, ist der Messfehler sehr hoch.

Die Messung im Zwischenkreis ist davon unbeeindruckt. Sie erfasst zwar 
nicht die Verluste in der Endstufe, diese sind aber als Modell leicht 
abbildbar:
-Schaltverluste nahezu proportional zu I*sin(Phi)
-Durchlassverluste nahezu proportional zu I, da Sätigungsspannung 
halbwegs konstant.

Mit diesen Daten lässt sich erfassen, in welchem Zustand der 
Schwingkreis sich befindet. Das geht per Hand mit komplexer Rechnung 
oder ebenso gut mit reellen Zahlen im Controller/FPGA. Das Problem liegt 
darin, aus den gemessenen Werten auf die Erwärmung zu schließen. Es ist 
festzustellen, dass gänzlich unterschiedliche Werkstücke in der Spule 
die selben Parameter am Inverter hervorrufen können. Durch 
Feldverdrängung in der Spule ändert sich deren effektiv genutzter 
Querschnitt. Ummagnetisierung des Eisens erscheint als ohmscher 
Widerstand usw. Auch Simulationen mit FEM führen oft zu erheblichen 
Fehlern. Es lässt ich kaum auftrennen, welcher teil der vom Inverter 
abgegebenen Leistung nun im Werkstück steckt oder im Kühlwasser der 
Spule. Man kann aber sagen, dass Inverter + Schwinkreis gut 95% 
Wirkungsgrad erreichen. Verluste entstehen hauptsächlich im Anpasstrafo 
(Wirkungsgrad je nach Bauart 70...95%) und in der Spule (Erwärmung 
Kupfer mit Kupferspule ergibt Wirkungsgrade unter 40%). Hierzu gibt es 
Fachliteratur, welche typische Wirkungsgrade für verschiedene 
Anordnungen nennt. Das lässt sich theoretisch nicht berechnen und die 
Simulation in Ansys ist aufwendig und unsicher.

Im Allgemeinen ist auch nicht die Leistung aufs Prozent genau wichtig, 
sondern nur die Reproduzierbarkeit eines Erwärmprozesses. Da die 
Verluste letztlich im Kühlwasser stecken, ist hier noch über Durchflkuss 
und Temperaturgradient eine Abschätzung des Spulenwirkungsgrads möglich.

von Silvio K. (exh)


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So, es ist nun wieder ein Weilchen her, aber es geht langsam und 
kontinuierlich voran. Die letzten freien Stunden verbrachte ich mit dem 
Aufbau eines neuen GDT-Treibers für 2 Übertrager. Praktisch einen 
Doppeltreiber mit stufenlos einstellbarer Einschaltverzögerung der 
Einzelsignale. Funktioniert auch einigermaßen gut. Die Besonderheit der 
Verzögerung ist eventuell die RC-Komponente, bei der der Kondensator 
eine langsame 1N4004-Diode darstellt, also ein unüblicher Kondensator. 
Zur Verdeutlichung des Speichereffekts habe ich mal wieder eine kleine 
Animation gebastelt, vom RC-Glied alleine. Gelbe Kurve ist ein 
Funktionsgenerator der einen Spannungsteiler aus einem 1k-Widerstand und 
besagter Diode treibt. Kanal 2 ist die Spannung über der Diode. Da 
erkennt man schön diesen Seichereffekt. Der Nulldurchgang der 
Diodenspannung hat ein schnelles du/dt. Das hat mir gut gefallen für die 
Nutzung weiterer Komparatoren.
Im Schaltplan des Treibers habe ich es so gut wie es ging umgesetzt.
Die Gatespannungen sehen in etwa so aus (SCR40.png). Wenn die Lücke 
zwischen Ab- und wieder Einschalten zu groß wird, hat man aber auch 
wieder Probleme.

Bis demnächst...

Silvio

von HardcoreBastler (Gast)


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Hallo Microwave,

es gibt Schottverschraubungen von Serto für verschiedene Rohrdurchmesser 
die eignen sich sehr gut. Bei mir liegen die schon länger, aber weiter 
bin ich noch nicht gekommen. Jetzt bekomme ich erst mal die C's aus 
einem Industriegerät. Sollte jemand ein Platinenlayout für einen 
Oszillator haben so besteht Interesse.

Gruß
HB

von Kahless (Gast)


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Moin moin liebe Freunde der induktiven Erwärmung.

Ich habe (fast) alle Beiträge gelesen und mittlerweile selber mit den 
Planungen zum Bau einer induktiven Heizung begonnen. Das 
aussichtsreichste Konzept für eine einfache Umsetzung ist mit Abstand 
der IGBT-Royer-Oszillator mit hocheffektiver Gateansteuerung von Herrn 
Rehrmann. Allerdings haben sixh bei der Vorplanung mehrere 
Beschaffungshürden aufgetan. Besonders der nötige Übertrager bremst mich 
ungemein aus. Einen passenden Kern habe ich gefunden:

https://www.buerklin.com/default.asp?event=ShowArtikel%2883D369%29&l=d&jump=ArtNr_83D369&ajaxLoad=true

Allerdings ist das richtige Wickelmaterial nirgendwo zu vertretbaren 
Preisen beschaffbar. In dem Beispiel von Herrn Rehrmann werden die 
Wicklungen mit Kuperlacklitze 500x0,1 ausgeführt. Allerdings ist mir 
dafür keine Quelle bekannt.

Meinen Planungen liegen folgende Eckdaten zu Grunde f=50kHz P ca. 2kW 
und eine maximale Sekundärspannung von 25V (wegen der 
Berühungssicherheit des Kupferrohres). Damit bräuchte ich ca. 6m Litze 
oder vergleichbares Material. Die Suche brachte folgendes Ergebniss:

http://www.spulen.com/shop/product_info.php?products_id=81

Bei einem Bedarf von 6m unbezahlbar. Daher habe ich nach alternativen 
gesucht und bin auf das gestoßen:

http://www.spulen.com/shop/product_info.php?products_id=1159

Allerdings bin ich mir nicht sicher, ob das Flachband geeignet ist.

Vielleicht kennt einer von euch Quellen für Kupferlacklitze oder kann 
mir etwas über die Brauchbarkeit des Flachbandes sagen.

Vielen Dank auch für die bisherigen Informationen

Kahless

von eProfi (Gast)


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Willkommen in der Runde!
Ich habe noch ein paar kg 90x0,1 (0,71mm²) seidenumsponnen, da müßte man 
viele (8-10) parallelschalten.


> Bei einem Bedarf von 6m unbezahlbar. Daher habe ich nach
> alternativen gesucht und bin auf das gestoßen:
1,5m (100g) kosten 16,86 , Deine 6m (400g) kosten 4*16,86=67,44 Euro, 
ganz schön happig.

DER Hersteller heißt pack-feindrähte, habe ich oben schon geschrieben:
Beitrag "Re: Wer hat Erfahrung mit Induktionsöfen >1kW"
da kostet das kg ca 60-80 Euro (Cu ist leider sehr teuer geworden, heute 
6,26/kg).

www.ebay.de/sch/zhoefler/m.html hatte 2009 5m Rupalit HF-Litze 60x0,355 
(5,94mm²) für 6,00+ angeboten, kannst ihn fragen, ob er noch was davon 
hat. Damals stand im Angebot, er habe eine größere Menge davon.

Bürklin hat(te?) auch HF-Litze von Block.

Du kannst aber auch einfach mehrere CuL sauber parallel (multifilar) 
wickeln.
Viel Erfolg!

von Kahless (Gast)


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eProfi schrieb:
> Willkommen in der Runde!

Danke :D

Bei Pack-Feindrähte habe ich bereits angefragt. Aber das Angebot rechnet 
sich erst bei sehr großen Mengen. Die wollten 30,00 EUR Pauschal zzgl. 
Kupfer, Spulen und Verpackung, da bin ich dann auch schon wieder bei so 
ca. 40-50€.

An den Verkäufer bei Ebay habe ich mich auch schon gewendet (Danke für 
den Link, da gibt es viele schöne Schnäppchen), aber bis dato kam noch 
keine Antwort. Es könnte an der Ferienzeit liegen, dass dort niemand zu 
erreichen war.

> Bürklin hat(te?) auch HF-Litze von Block.

Jap Bürklin führt ebenso wie Rechelt HF-Litze, allerdings ist bei beiden 
Anbietern die größte Bündelung 120x0,1. Was bedeutet, dass ich wieder 5 
Stränge zusammenfassen müsste und ca. 2 Rollen benötigen würde. Damit 
wäre der Preisvorteil auch wieder weg.

> Du kannst aber auch einfach mehrere CuL sauber parallel (multifilar)
wickeln.

Daran habe ich auch schon gedacht, allerdings hege ich die Befürchtung, 
dass ich eine unzulässige Erwärmung riskiere, wenn ich nicht 100% sauber 
arbeite.

Also werde ich erst einmal abwarten ob sich der Ebay Verkäufer noch 
meldet. Sollte er dies nicht tun, dann werde ich wohl in den sauren 
Apfel beißen müssen und eine größere Summe in die Hand nehmen müssen, 
als ich wollte.

von Jörg R. (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)


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Hallo,

für die Hartgesottenen, die sich mit einstelligen kW-Leistungen nicht 
mehr zufrieden geben, habe ich meine Schaltungssammlung erweitert:
http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap13_4/Kapitel13_4.html
In Bild 13.3.2 E ist zu sehen, wie man auch große IGBT-Module mit 
relativ geringem Aufwand ansteuern und schützen kann. Die 
Ansteuer-/Schutzschaltung wurde ursprünglich für einen 
40-kW-Schweißinverter entwickelt und später erfolgreich für die 
Ansteuerung eines Teslatrafos (SSTC) verwendet. Die in der 
ursprünglichen Schutzschaltung noch vorhandene Überwachung des 
Versorgungsstromes der IGBTs hat sich beim Teslatrafo als nicht 
notwendig erwiesen und ist daher entfallen.
Natürlich kann die Schaltung mit den entsprechenden Modifikationen auch 
für den Betrieb eines Induktionsofens verwendet werden. Daher auch mein 
Hinweis an dieser Stelle.

Jörg

von Microwave (Gast)


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Jonas S. schrieb:
> Somit ist der Blödsinn an allen vier IGBTs zu
> sehen.
> Dieser kann übrigens am ehesten mit diesem Bild verglichen werden:
> http://www.flickr.com/photos/stevencaton/615428243...
> Ich weiß nun nicht mehr, wie es mit dem derzeitigen Setup weiter gehen
> soll.

Habe - glaube ich - gefunden, was den Blödsinn verursacht hat:
Shoot-Through!

Ich fing die Tage ganz unten an und nahm ein Paar Bricks zur Hand und 
schloss daran den alten IH-IGBT-Treiberkreis an. Nach markantem 
Vergrößern des GDTs sah das Signal bei 5kHz ganz passabel aus (Die 
Transistoren haben bei 15V immerhin je 110nF, also zusammen 
6.6mC(!))...bis ich dann Brückenspannung dazu gab.
Das Gatesignal ähnelte instantan wieder obigem gepostetem Bild, aber so 
konnte es nun einfach nicht mehr weiter gehen. Nach dem Versuche 
fehlschlugen, die Schwingungen zu blocken, durch Installation von 
kleinen SMD-Kondis direkt am Gate, war ich mit meinem Latein definitiv 
am Ende.
Die letzte Sache, die ich jetzt noch probieren wollte, war die 
Verzögerung der "leading edge", mittels Installation von RD-Gliedern 
direkt an den Eingängen beider TC4452-Chips, um eventuellen 
Shoot-Through zu vermindern.
Zwar schwingt der (recht induktive) GDT nun einfach noch etwas aus, da 
der andere Treiber noch nicht einschaltet, wenn der eine Treiber aus 
ist, aber trotzdem wurde Brückenspannung angelegt und hochgedreht, mit 
Ergebnis:
Das Gatesignal verzog sich nicht mehr und außer dem Spannungs-Plateau 
(das jetzt auch keine tiefe Delle mehr war) und dem GDT-Ausschwingen, 
waren somit keine weiteren Unschönheiten mehr zu erkennen.

Nun wird der GDT noch verbessert (Streuinduktivität eliminieren!!) und 
vorallem die Treiberschaltung fit gemacht für höhere Frequenzen. 
18...20kHz wären jetzt erstmal das Ziel.
Die Forschungsrichtung ist jetzt aber erstmal nicht "Induktionsofen".


Grüße - Microwave

P.S. @ J. Rehrmann:
Haben Sie diese Power-SSTC bereits gebaut?
Wäre es möglich, Bilder bzw. Videoaufnahmen vom Betrieb zu sehen?
Würde mich doch brennend interessieren, angesichts der exorbitanten, 
angegebenen Dauerleistung!

von Microwave (Gast)


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EDIT: Der neue GDT funktioniert grundsätzlich wie eine 1, wobei aber das 
Totzeit-Plateau nicht ganz bei 0V liegt, sondern eher bei 3..4V bzw. 
-3...-4V.
Grund dafür ist der HC132-Oszillator, der kein g von exakt 0.5 
generiert, was somit in Verbindung mit dem Übertrager schließlich den 
Offset bewirkt.

Grüße - Microwave

von Jörg R. (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)


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Microwave schrieb:
> EDIT: Der neue GDT funktioniert grundsätzlich wie eine 1, wobei aber das
> Totzeit-Plateau nicht ganz bei 0V liegt, sondern eher bei 3..4V bzw.
> -3...-4V.
> Grund dafür ist der HC132-Oszillator, der kein g von exakt 0.5
> generiert, was somit in Verbindung mit dem Übertrager schließlich den
> Offset bewirkt.
>
> Grüße - Microwave

Das ist allerdings nicht der Grund. Dieser Effekt tritt auch bei absolut 
symmetrischer Ansteuerung auf. Vielmehr ist das eine Folge des 
Koppelkondensators, den man üblicherweise primärseitig in Serie zum GDT 
schaltet. Durch den Magnetisierungsstrom des GDT bricht dessen Spannung 
bis zum Beginn der nächsten Totzeit immer etwas ein. Das hat zur Folge, 
dass der Pegel der nächsten Totzeit etwas überschwingt. Der 
Überschwinger sollte aber nicht wesentlich größer als 1 V sein, sonst 
wirds gefährlich. Schließlich sollen während der Totzeit ja alle 
Transistoren sicher sperren. Abhilfe schafft ein größerer 
Koppelkondensator und/oder ein hochpermeabler GDT-Ferritkern.

> P.S. @ J. Rehrmann:
> Haben Sie diese Power-SSTC bereits gebaut?
> Wäre es möglich, Bilder bzw. Videoaufnahmen vom Betrieb zu sehen?
> Würde mich doch brennend interessieren, angesichts der exorbitanten,
> angegebenen Dauerleistung!

Selbstverständlich habe ich diese Schaltung schon aufgebaut und 
getestet. Von Dauerleistung kann allerdings keine Rede sein. Das schafft 
meine Hausinstallation definitiv nicht. Auch die IGBTs kommen bei diesen 
Frequenzen schnell an ihre Grenzen. Im ungünstigsten Fall produziert so 
ein IGBT ca. 30 mJ Schaltverluste pro Periode. Bei Teslafrequenzen um 
die 100 kHz im Dauerbetrieb wären das immerhin 3 kW Verlustleistung pro 
IGBT also insgesamt 12 kW bei 2 Modulen.
Beim Teslatrafo werden die IGBTs deshalb nur im Impulsbetrieb gefahren, 
dann allerdings mit Impulsleistungen bis über 100 kW. Mittlere 
Leistungen von 5-10 kW lassen sich an einem 16-A-Drehstromanschluß 
problemlos erreichen.
Publizierbares Bildmaterial habe ich z.Zt. leider noch nicht. Ich werde 
es bei dem nächsten Testlauf mal versuchen. Das kann noch etwas dauern, 
weil ich im Moment etwas knapp mit der Zeit bin.

Jörg

von Kahless (Gast)


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Jörg Rehrmann schrieb:
> http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap13_4/Kapit...

Danke Jörg für den Hinweis. Grundsätzlich finde ich die Schaltung 
hochinteressant. Nicht wegen der Leistung, sondern wegen der geringeren 
Spannungsbelastung der IGBT´s gegenüber dem Royeroszillator, dem 
Überlastungsschutz und der einfachen Leistungsregelung mittels TS 555. 
Allerdings hat diese Schaltung gegenüber dem Royer auch einen kleinen 
Nachteil. Immerhin muss man den Inverter per Hand auf die 
Resonanzfrequenz einstellen. Wenn allerdings ein Werkstück in die 
Arbeitsspule eingeführt wird, erfolgt eine Verstimmung des 
Schwingkreises, wenn ich mich nicht irre. Also muss die Frequenz von 
Hand nachgeregelt werden. Dies entfällt beim Royer weil er sich selbst 
auf die Resonanz einstellt. Würde das die Schaltung in Bild 13.3.2 E 
auch automatisch bewerkstelligen, wäre sie wohl die optimale aller 
bisher diskutierten Lösungen.

von Silvio K. (exh)


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Hier auch mal wieder ein Lebenszeichen von mir.

Im Laufe der letzten Monate sind mir ein paar weitere Ideen gekommen. 
Nur kurz zwei Hauptideen:

1. Ein akademischer Ansatz, der, wie sich zeigte, Probleme in der 
praktischen Realisierung zeigte: Bei meinem Oszillatoransatz gab es 
Probleme die Steilheit des Phasenganges zu nutzen, da die Phasenrichtung 
die falsche war. Die Überlegung war dann folgende. Um den Phasengang zu 
spiegeln, mischte ich das Signal mit einem verdoppelten Signal der 
Schaltung, um das Spiegelbild zu erhalten. Allerdings musste ich oft 
filtern und verfälschte damit den ursprünglichen Phasengang immer 
weiter. Der Ansatz hatte akademischen Wert, führe ihn aber nicht weiter 
fort.

2. Ich bin nun vom Oszillatoransatz weg und gehe in Richtung PLL. Im 
angehängten Schaltbild ist eine verschachtelte PLL dargestellt, die Vor- 
und Nachteile zeigt. Nachteil: wiedermal kompliziert, wie soll es auch 
anders sein. Vorteil alles wird gut ;-) Ein VCO steuert die Vollbrücke 
des Leistungskreis mit der Frequenz f0. Eine zweite PLL lockt sich auf 
eine Frequenz die beispielsweise 15 kHz niedriger liegt. Nun werden 
bestimmte Signale des Leistungskreises auf die Differenz beider 
Frequenzen gemischt. Die Zwischenfrequenz liegt dann (welch Wunder) bei 
15 kHz. In den Zwischenfrequenzsignalen stecken vereinfacht gesagt die 
Informationen, ob sich der Lastschwingkreis auf Resonanz befindet oder 
nicht, immer noch drin. Warum mische ich überhaupt, könnte man meinen. 
Aus zwei Gründen. Die Betriebsfrequenz des Leistungskreises liegt zum 
Beispiel bei 150 kHz. Die 1. Oberwelle bei 300 kHz. Die läßt sich zwar 
für eine weitere Verarbeitung herausfiltern, aber das gelingt nur gut 
mit steilflankigen Filtern und verschlimmbessert den Phasengang. Mischt 
man nun die 150 kHz auf 15 kHz herunter, liegt die Oberwelle trotzdem 
noch bei 165 kHz. Jetzt schafft das auch ein sehr einfaches Filter ohne 
Probleme. Das nennt man Trennschärfegewinn und wird bei fast jeder 
Kommunikationstrecke verwendet. Der zweite Grund, der mir immer am 
Herzen liegt, ist die Nutzung der Soundkarte des PC's für die Messung 
der Leistung, Anpassung und Impdanzen in der Schaltung. Die ZF liegt bei 
15 kHz und ist somit kompatibel für jedem Computer.

Als 3. Möglichkeit sehe ich auch die Nutzung von DDS-Bausteinen, mit 
denen ich jetzt häufiger zutun habe. Für das Induktionsofenprojekt habe 
im momentan wenig Zeit, da ich mich mehr in die Richtung Mikrowellen 
ausrichte. Dennoch wird es hier weitergehen und ich melde mich, wenn es 
wieder deutlichen Fortschritt gibt..

Viele Grüße

Silvio

von martinn (Gast)


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something from the Czech Republic with IGBT

http://danyk.wz.cz/induk2.html

von Kahless (Gast)


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Ich habe da nochmal eine Frage, die mich brennend interessiert.

Wenn man den Oszillator von Jörg Rehrmann 
(http://www.joretronik.de/bilder_schaltungstechnik/Oszillatoren_html_m4cd394a1.gif) 
unter Verwendung der Schutzschaltung 
(http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/bilder/b11_2_e.gif) aufbauen will, 
muss man dafür sorgen, dass der Kondensator C1 des Oszilators geladen 
ist, bevor man die Betriebsspannung anlegt. Dafür habe ich bisher immer 
ein kleines Netzteil verwendet, aber besteht auch die Möglichkeit den 
Kondensator am Netz aufzuladen?

von Jörg R. (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)


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Kahless schrieb:
> Ich habe da nochmal eine Frage, die mich brennend interessiert.
>
> Wenn man den Oszillator von Jörg Rehrmann
> 
(http://www.joretronik.de/bilder_schaltungstechnik/Oszillatoren_html_m4cd394a1.gif)
> unter Verwendung der Schutzschaltung
> (http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/bilder/b11_2_e.gif) aufbauen will,
> muss man dafür sorgen, dass der Kondensator C1 des Oszilators geladen
> ist, bevor man die Betriebsspannung anlegt. Dafür habe ich bisher immer
> ein kleines Netzteil verwendet, aber besteht auch die Möglichkeit den
> Kondensator am Netz aufzuladen?

Bei dieser Schaltung: 
(http://www.joretronik.de/bilder_schaltungstechnik/Oszillatoren_html_m4cd394a1.gif)
sind die Gates kapazitiv vom Lastkreis getrennt. Dadurch können sich die 
Transistoren nicht in einem Zustand hoher Leitfähigkeit "aufhängen", wie 
das bei den DC-gekoppelten Royer-Oszillatoren beim zu späten Anlegen der 
Steuerspannung passieren kann.
Der Oszillator schwingt daher aus jeder Situation heraus zuverlässig an, 
egal wann C1 geladen wird. Das ist ja auch der besondere Vorteil dieser 
Schaltung gegenüber den DC-gekoppelten Royer-Oszillatoren, die den 
Bertieb an ungesiebter Netzgleichspannung erlaubt.

Jörg

von Kahless (Gast)


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Vielen lieben Dank Jörg, aber gerade was den Betrieb an der Netzspannung 
anbelangt habe ich noch eine Frage.
Besonders wenn der Tiefsetzsteller im Betrieb ist wirkt er stark auf das 
angeschlossene Netz zurück. Daher würde das Zwischenschalten eines 
EMV-Filters durchaus Sinn machen. Aber gerade in diesem Bereich wird man 
durch das Angebot an die unterschiedlichen Filtern fast erschlagen, mit 
teils sehr unterschiedlichen Preisvorstellungen.
Wie viel sollte man für den Filter investieren und worauf sollte mach 
achten? Oder würdet ihr den Filter einfach weglassen und hoffen, dass 
die Netzinduktivität ausreichend ist?

von Jörg R. (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)


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Kahless schrieb:

> Besonders wenn der Tiefsetzsteller im Betrieb ist wirkt er stark auf das
> angeschlossene Netz zurück. Daher würde das Zwischenschalten eines
> EMV-Filters durchaus Sinn machen.

Das macht unbedingt Sinn. Immerhin springt die Stromaufnahme im Takt der 
Schaltfrequenz sehr schnell zwischen null und Maximalwert. Das 
produziert maximale Störungen in Richtung Netzspannung. Ohne Filter 
dürfte der Radioempfang von LW bis UKW in der Umgebung erheblich gestört 
sein.

> Aber gerade in diesem Bereich wird man
> durch das Angebot an die unterschiedlichen Filtern fast erschlagen, mit
> teils sehr unterschiedlichen Preisvorstellungen.
> Wie viel sollte man für den Filter investieren und worauf sollte mach
> achten?

Zumindest sollte die Grenzfrequenz des Filters weit unterhalb der 
Schaltfrequenz liegen, damit die Durchgangsdämpfung der Schaltfrequenz 
möglichst groß ist. Da die Grenzfrequenz der preiswerteren Filter etwas 
höher liegt, macht es eher Sinn, die Schaltfrequenz mit einem LC-Filter 
vorzufiltern und den HF-Rest mit einem preiswerten Standardfilter 
säubern.

Jörg

von Walter Braun (Gast)


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Netzeingang->Filterdrossel 4%UK->Gleichrichter ->Zwischenkreis. 
Standards für Industrieanlagen bis 500kW. Keine PFC. Keine weiteren 
EMV-Filter. Ist zulässig, wenn das Stromnetz so hart ist, dass die 
Spannungsverzerung am Netzanschluss Oberwellenzahlen nach Norm nicht 
überschreitet. Der Zwischenkreis und die Drossel bügelt den gröbsten 
Mist weg. 63A Drehstromdrossel kostet in kleinen Stückzahlen ca. 150 
EUR. Zwischenkreiskondensatoren F&T 100µF 1200V Serie CX kosten ca. 60 
EUR/Stück und können bis zu 90Aeff.

Bewährte Konzepte:

1. Frequenzen über 100kHz:

->Tiefsetzsteller entspannt mit 10kHz laufend erzeugt reduziert 
Zwischenkreisspannung auf z.B. 10...500V. Hier tut es eine IGBT 
Halbbrücke z.B. mit FF300R12MS4.

->Nachgeschaltet ist eine IGBT-Vollbrücke (ebenfalls FF300R12MS4) oder 
eine FET Vollbrücke (IXFN44N80). Betrieb der Vollbrücke mit 
Puls/Pause-Verhältnis 1:1.

Resonanz-Nachregelung:
->Selbstgebauter Ringkern-Strommesswandler geht auf Schottkydioden und 
Komparator. Ergibt Rechtecksignal mit Phaseninformation des Stroms.

->Spannungsmessung am Inverterausgang über Hochvoltwiderstände und 
Komparator ergibt Rechteck mit Phaseninformation der Spannung.

->ein simples XOR liefert daraus ein Rechtecksignal, dessen Pulsweite 
der Phasenverschiebung entspricht. Über ein RC-Glied kann damit eine 
Gleichspannung erzeugt werden, die den Frequenzregler bedient.

->Die Information, ob die Phasenverschiebung kapazitiv oder Induktiv 
ist, liefert eine simple FlipFlop-Schaltung. Kapazitiver Betrieb ist 
tödlich für die Endfstufe, da reverse-Recovery Verluste der 
Freilaufdioden extreme Verluste erzeugen.

->Beide letztgenannten Funktionen lassen sich bequem mit dem HEF4046 
realisieren. Dieser hat auch den VCO für die Frequenzerzeugung mit 
eingebaut.

->Regelbereich des VCO so eingrenzen, dass dieser im Arbeitsbereich des 
Serienschwingkreises liegt.

->Induktoranpassung über Trafo. Bestimmung Trafoanpassung: Güte und 
Induktivität der Induktorspule liefert Ohm,schen Lastanteil. Dieser wird 
bei Kompensattion in Resonanz mit Ü^2 an den Zwischenkreis 
transformiert. Beispiel: gewünscht sind 10kW, 
Zwischenkreisspannung=500V, ergibt Inverterstrom von 20A oder 
Inverterlast von 25 Ohm. Ohmscher Anteil an Induktorspule: 0,05 Ohm. 
Ü=wurzel(25/0,05)= abgerundet 20 Wdg. Primär am Trafo. Trafobauweise 
siehe oben, bei >100kHz aber nur mit Ferrit.

->Regelung der Leistung erfolgt alleine am Tiefsetzsteller.

->Konzept bewährt bis ca. 100kW, darüber kommen gesteuerte Gleichrichter 
zum Einsatz, weil die Verluste am Tiefsetzsteller zu hoch werden.

2. Konzept bis 100kHz:

->Kein Tiefsetzsteller, Endstufe mit VCO frequenzmoduliert fahren. 
Beispiel: Resonanz Serienkreis bei 20kHz. Ausgangspunbkt 
Frequenzregelung 50kHz. VCO reduziert Freuquenz bis Stromsollwert 
erreicht ist oder erhöht Frequenz, wenn Strom zu hoch ist.

->Keinen kapazitiven Betrieb fahren wegen Reverse-Recovery. Induktive 
Phasenreserve von 20° beibehalten (XOR Signal aus Spannung + Strom geht 
über RC Filter auf OP).

->Aufbau ganz leicht: 4046 enthält VCO für Frequenzmodulation und XOR 
für Phasendetektion. Nur 2 OPs sind noch nötig (1x Stromregler, 1x 
Phasenregler, beide über Dioden verkoppelt) und die Schaltung läuft.

->Leistungsregelung alleine über Frequenzmodulation. Hartes induktives 
Schalten ist bei den geringen Arbeitsfreqeenzen und schnellen IGBT 
parktikabel. Bei 100kW@20° Phasenwinkel <3kW Verluste an den IGBTs.

Ein guter IGBT Treiber mit Entsättigungserkennung vermeidet teure 
Super-GAUs bei der Erprobungsphase.

von Kahless (Gast)


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So liebe Freunde der Sonne, ich habe die letzten Tage mal wieder etwas 
Zeit gefunden und prompt den Schaltplan für die Induktionsheizung in 
Eagle reingehauen und auch gleich das Board erstellt. Werde es die Tage 
mal in die Produktion geben.

von Sascha W. (arno_nyhm)


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Kahless: Wirklich interessante Schaltung! Hast Du sie schon getestet? 
Die Verstärkung der Gateansteuerung der Haupttransistoren im 
Royer-Oszillator sieht interessant aus, das muss ich mir mal im Detail 
ansehen und simulieren.
Was sollen denn für Endstufentransistoren zum Einsatz kommen?
- Für wieviel Leistung und welche Busspannung ist deine Schaltung 
eigentlich ausgelegt?
- Sollen C5, C6 schon die Kapazitäten des Tankkreises sein?
- Ist der Stepdown-Wandler schon getestet? Welche Eingangsspannung? Wie 
lauten die Parameter der Induktivität des Stepdown-Wandlers (J3, J4)? 
Wieviel Strom soll er liefern?
- Wie gut funktioniert die Regelung über den Stepdown-Wandler mit dem 
Spitzenwertgleichrichter unten rechts?

Wäre schön wenn Du mir etwas dazu beantworten könntest. Ich baue zwar an 
keinem Induktionsheizer, aber habe diverse Royer-Konverter in Betrieb 
und habe gerade ein Projekt wo es auch daraus hinausläuft einem 
Royer-Konverter einen Stepdown-Wandler vorzuschalten um die 
Ausgnagsspannung einstellen zu können.
Im Moment gedenke ich aber eher die Regelung der Ausgangsspannung des 
Stepdown-Wandlers komplett getrennt vom Royer-Konverter auszuführen...

Grüße
Sascha

von Kahless (Gast)


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Moin Sascha,

die Schaltung ist nicht auf meinem Mist gewachsen. Dafür bin ich noch zu 
unerfahren das Lob gebührt ganz allein Jörg Rehrmann 
(http://www.joretronik.de/). Er hat sie entwickelt und auch schon 
aufgebaut. Ich habe das ganze lediglich in Eagle reingetippert.

Die Schaltung soll an gleichgerichteter ungeglätteter Netzspannung 
betrieben werden. Dadurch reduziert sich zwar die erreichbare maximale 
Leistung aber ich spare mir die PFC am Eingang. Lediglich ein Filter 
soll noch vorgeschaltet werden. Bei den Verstärkertransistoren handelt 
es sich um IRFBC 30 und für den Schwingkreis sollen IRG 4PH 50UD IGBTs 
zum Einsatz kommen.

C5 und C6 sollen die Schwingkreisinduktivitäten darstellen. Mit dem 
angeschlossenen Übertrager soll dann eine Frequenz um die 100kHz 
erreicht werden.

Die Induktivität soll aus Kernsatz PM62/49 B65684A0315A027, 315 nH, N27 
und 25 - 30 Wdg 4mm² (je nachdem wie viel ich drauf bekomme) bestehen.

In der Simulation läuft das alles einwandfrei, aber wie das ganze in der 
Praxis aussieht muss ein Aufbau zeigen. Ich habe soweit alle Bauteile 
hier liegen, werde in der kommenden Woche die Platine herstellen lassen 
und dann mit dem Aufbau beginnen.

Grüße

Kahless

von Kahless (Gast)


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Moin Moin,

nachdem hier ein wenig Flaute eingekehrt ist, wollte ich mal wieder 
einen kleinen Bericht nachreichen. Ich habe meine Induktionsheizung so 
weit aufgebaut und sie macht optisch einen sehr guten Eindruck. Als ich 
sie heute in Betrieb nehmen wollte, ging beim Einschalten die 
Stromanzeige in die Begrenzung und die Sicherung flog raus. Also habe 
ich alles wieder zerlegt und mich auf Fehlersuche gemacht. Schließlich 
stellte ich fest, dass die Diode (D10) wie auch der MOSFET (Q5) des 
Tiefsetzstellers jedweden Widerstand verloren haben. Ich hatte also 
einen satten Kurzschluss in meiner Schaltung. Nun stellt sich mir 
allerdings die Frage, warum beide Bauteile ihr Leben aus gehaucht haben. 
Zumal es gleich beide erwischt hat. Immerhin habe ich in weiser 
Voraussicht die doppelte Anzahl an Leistungshalbleitern bestellt, somit 
kann ich die Bauteile tauschen und einen neuen Versuch wagen. Allerdings 
wollte ich das erst machen, wenn ich weiß warum Diode und MOSFET den 
Einschaltversuch nicht überstanden haben. Hat jemand vielleicht eine 
Idee?
Der Aufbau entspricht dem oben von mir hoch geladenen Schaltplan 
zuzüglich eines Filters (2*470uH Drosseln 470nF Kondensator) und einem 
Brückengleichrichter.

Viele Grüße

Dirk

von Kahless (Gast)


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Moin Moin,

ich habe heute den zweiten Versuch gestartet die Anlage zum Laufen zu 
bringen. Dabei ist das Bauteilgrab beträchtlich angewachsen. Dabei habe 
ich lediglich das Poti zur Leistungsregelung auf 10k Ohm gestellt. 
Scheinbar ist der Wandler auch kurz angelaufen, bevor die Sicherung den 
Versuch beendet hat. Der negative Effekt ließ nicht lange auf sich 
warten. Gestorben sind:
MOSFET und Diode des Stellers (DSEI12-06A   IRFP 460A)
Beide Verstärkertransistoren  (IRFBC30)
und ein IGBT (G4PH50UD)

Dem ersten optischen Eindruck nach zu Urteilen, sind sie nicht an 
Überlastung aus dem Leben geschieden. Ich vermute daher eine 
Überspannung, kann mir aber beim besten Willen nicht erklären, wo die 
hergekommen sein könnte.

Hat vielleicht jemand eine Idee, bevor ich weitere Halbleiter ermorde?

Viele Grüße

Dirk

von Falk B. (falk)


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Vielleicht mal kleinere Brötchen backen und die Schaltung kleiner 
aufbauen und zum Laufen bringen?

von Falk B. (falk)


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ggf. mit deutlich verringerter Spannung und elektronischer 
Strombegrenzung arbeiten, ein HV-Labornetzteil ist hier Gold wert.

von Epmal (Gast)


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Bei Schaltungen die ich ans Netz hänge oder z.B. reparierte 
Schaltnetzteile schalte ich immer zuerst eine 60W-100W Glühbirne in 
Reihe, das hilft gegen die Bauteilvernichtung ;)

von Kahless (Gast)


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Moin Falk,

ich gebe es ungern zu, aber du hast wohl Recht.

Ich bin fälschlicher Weise davon ausgegangen, dass die Schaltung schon 
laufen wird, wenn ich sie 1:1 nachbaue. Tja, so kann man sich täuschen.
Ich werde mal versuchen mir in der Uni leihweise ein regelbaren 
HV-Labornetzteil zu organisieren. Mit ein wenig Glück kann ich es 
benutzen, sonst muss ich mir halt was anderes überlegen.

Viele Grüße

Dirk

von Peter Seitz (Gast)


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Freischwingende Schaltungen sind immer unzuverlässig. Wenn's nicht 
sdauber anschwingt, arbeiten die Schaltgleider im linearen Modus und 
rauchen sofort ab. Daher werden industriell immer fremdgesteuerte 
Enmdstufen eingesetzt. Sogar die Billig-Herdplatten für 30 EUR sind mit 
einem Controller gesteuert.

von Silvio K. (exh)


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Ich freue mich, dass hier wieder ein wenig Bewegung hineingekommen ist.

Ich plane auch wieder etwas in Richtung Induktionsheizung zu machen. Ich 
gehe nun aber weg von der analogen Steuerung und werde was auf digitalem 
Wege (DDS) machen, inkl. Leistungsmessung, Impedanzanalyse und 
Frequenz-Steuerung. Ich bin in den letzten Monaten wieder stark geworden 
im digitalen Bereich und möchte das "sinnvoll" anwenden...Es wird noch 
ein paar Monate dauern, aber ich freue mich schon!

Viele Grüße und Gute Nacht

Silvio

: Bearbeitet durch User
von eProfi (Gast)


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Hallo zusammen, wollte Euch folgende 14 Jahre alte 
Philosophie-Doktorarbeit mitteilen:

Neue alte Literatur (1999) zum Verständnis Pi-Filter und 
Leistungsendstufen (1kW bei 5 MHz): Class E, DE und D

High Power and High Frequency Class-DE Inverters
By Ian Douglas de Vries
Thesis Presented for the Degree of DOCTOR OF PHILOSOPHY In the 
Department of Electrical Engineering UNIVERSITY OF CAPE TOWN
August 1999

http://scopeboy.com/tesla/classde.pdf

Ist zwar nicht ganz unser Frequenzbereich, dennoch sehr aufschlußreich 
und gut geschrieben.

von Hans K. (Firma: privat) (sepp222) Flattr this


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Ich mache in diesem Bereich nichts.Habe nur in der Industrie gesehen,die 
Induktionsspule wir mit Wasser gekühlt.Sogar der Schmid hat ein solches 
Gerät
daneben ein offener Wasserbehälter das Wasser wird durchgepumpt und 
fließt wieder in den ca 300L Behälter.Um Stahlmeissel zu schmieden,die 
Leistung kenne ich nicht.Aber 10-50KW dürften es sein.Der 
Induktionsgenerator müsste 25-35 Jahre alt sein.


                                Gruß Hans

von Kahless (Gast)


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Moin Moin liebe Freunde der gepflegten Bastelei,

nachdem hier mal wieder etwas Ruhe eingekehrt ist, wollte ich mal wieder 
ein paar Überlegungen zur Diskussion bringen.

1. Mit welcher Spannung arbeiten die Spulen bei Industrieanlagen? 
Immerhin handelt es sich um eine unisolierte Kupferspule und somit 
müsste Laut DIN VDE die Effektivspannung unter 25V liegen 
(Kleinspannung). Oder gelten bei höherfrequenten Quellen andere 
Grenzwerte?

2. Gibt es eine Möglichkeit den Rehrmann-Oszillator so aufzubauen, dass 
ein sekundärseitiger Schwingkreis Frequenzbestimmend ist? Immerhin 
müsste dann nicht immer die gesamte Blindleistung durch den Übertrager. 
Bei einer ersten Simulation des ganzen, bestimmten die Kapazitäten C2, 
C3, C4 und C5 die Frequenz.

Viele Grüße

Kahless

von Hans K. (Firma: privat) (sepp222) Flattr this


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Bei dem großen Kupferrohrquerschnitt der Induktionsspulen welche ich 
gesehen
habe ist eine große Stromstärke bei einer kleinen Spannung 
vorhanden.Schätze mal 150A und 7 Volt,wäre auch ca. 1KW. Die Spulen 
welche ich gesehen habe hatten ca.6-10 Windungen.

                            Gruß Hans

von Peter Seitz (Gast)


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Entscheidend ist die Güte des Schwingkreises, also die Ankopplung der 
Last in an die Induktionsspule. Für eine kleine, brauchbar angekoppelte 
Zylinderspule sind z.B. bei 10kW Ströme um 750A bei 50V üblich.

von Jörg R. (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)


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Kahless schrieb:
> 2. Gibt es eine Möglichkeit den Rehrmann-Oszillator so aufzubauen, dass
> ein sekundärseitiger Schwingkreis Frequenzbestimmend ist? Immerhin
> müsste dann nicht immer die gesamte Blindleistung durch den Übertrager.
> Bei einer ersten Simulation des ganzen, bestimmten die Kapazitäten C2,
> C3, C4 und C5 die Frequenz.

Man sollte dem Schwingkreis möglichst keine zusätzlichen Freiheitsgrade 
gewähren. Andernfalls wird der Oszillator u.U. instabil und andere 
unerwünschte Schwingungsmoden finden. Bei diesem Oszillatortyp ist das 
eigentlich nur möglich, wenn die Schwingkreiskapazität direkt an den 
Transistoren angeschlossen bleibt. Die Arbeitsspule kann man über einen 
Trenntrafo anschließen, muß dann aber tatsächlich die gesamte 
Blindleistung über den Trafo leiten.
Hier wird es sinnvoller sein, die Netztrennung von einem vorgeschalteten 
Netzteil vornehmen zu lassen.

Jörg

von Dirk B. (kahless)


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Moin Moin,

nachdem hier mal wieder ein wenig Ruhe eingekehrt ist, wollte ich 
selbige durch einen kleinen Erfahrungsbericht enden lassen. Ich habe mal 
wieder ein wenig Zeit gefunden und den Rehrmann Oszillator in 
modifizierter Weise zu Hause aufgebaut. Damit die Arbeitsspule aber die 
sichere Spannungsebene von 50V effektiv nicht verlässt, wird der 
Oszillator mit 24V betrieben. Dabei bildet die Arbeitsspule zusammen mit 
einem Paket aus 20 220nF Kondensatoren den Schwingkreis. Somit erreiche 
ich eine Frequenz von 50kHz. Dabei sollte der Strom im Schwingkreis 
(errechnet) bei ca. 70A liegen. Der Aufbau ist allerdings nur bis zu 
einer Leistung von maximal 500W geeignet. Aber so viel Strom liefert 
mein Netzteil ohnehin nicht. Da ich keine größeren Werkstücke zur Hand 
hatte, habe ich einfach mal einen kleinen Schraubendreher vom Rummel in 
die Arbeitsspule gehalten. Die Leistungsaufnahme des Oszillators stieg 
um 50W an und nach ca. 30 Sekunden war der Schraubendreher rot glühend. 
Alles in Allem doch schon recht beeindruckend. Die Leerlaufverluste 
liegen bei 60W, was dem provisorischem Aufbau des Schwingkreises und der 
damit verbundenen schlechten Güte geschuldet ist. Die Arbeitsspule wird 
im Leerlauf auch handwarm, aber eine Kühlung ist nicht nötig.

Fazit:
+ Sehr einfacher Aufbau
+ Schwingt immer in Resonanz
+ Sehr sicher durch geringe Betriebsspannung
+ MosFets bleiben schön kühl

- Schlecht Regelbar
- Benötigt stromstarke Drosseln für höhere Leistungen
- Benötigt separates Netzteil

Auf Absehbare Zeit werde ich sicherlich noch eine andere Topologie 
probieren, aber soweit bin ich mit dem erreichten doch schon recht 
zufrieden.

Eine Kamera habe ich leider nicht zur Hand. Aber wenn gewünscht mache 
ich demnächst ein paar Aufnahmen und reiche sie nach.

Viele Grüße an alle Bastler

Kahless

von Dirk B. (kahless)


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Moin Moin,

nachdem mir das Thema mit der zulässigen Berührungsspannung keine Ruhe 
gelassen hat, habe ich mich erneut auf die Suche nach gesetzlichen 
Grenzen begeben. Man soll es nicht für möglich halten, aber ich bin 
fündig geworden. In der BGV B11: Elektromagnetische Felder ist eine 
Tabelle bei der die Grenzwerte in Abhängigkeit der Frequenz aufgelistet 
sind. Ich habe sie mal angehängt.

Viele Grüße

Kahless

von eProfi (Gast)


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Schon gesehen? Auch die Russen (utube: zilipoper - ein begnadeter 
Frickler) sind fleißig gewesen:
http://www.youtube.com/user/zilipoper/videos

Levitation induction heater Levitation copper
Youtube-Video "Levitation induction heater   Levitation copper"

Induction Heater 4 kW Meltdown 400 g of copper
Youtube-Video "Induction Heater 4 kW Meltdown 400 g of copper"

Auch seine Tesla-Experimente (DRSSTC) und Plasmaflammen (bis 14 MHz) 
sind beeindruckend.

Was gibt's bei Euch neues?

von Silvio K. (exh)


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Die Zeit , die Zeit, es ist ein Jammer. Dabei macht das Video vom 
Kupferschmelzen echt Lust auf mehr. Ich bin immer noch Feuer und Flamme 
mit dem Thema und werde in den nächsten 10 Jahren bestimmt nochmal dazu 
kommen. Wenn ich mal Zeit finde, dann bin ich an einer DDS-Steuerung 
dran, zusammengewürfelt aus SoC-Eval-Board, DDS-Generatoren und 
Mischerplatine. Ich bin fest entschlossen eine intelligente Steuerung 
auf ARM-Basis zu implementieren, natürlich inklusive Messeinrichtung für 
Leistung, Impedanz und Wirkungsgrad (deshalb Mischer etc.) in Echtzeit
Foto: im Hintergrund das Evalboard, vorn links Mehrkanal-Downconverter 
ursprünglich mal für GHz gedacht, da breitbandig auch für 150 kHz 
geeignet. Vorn rechts DDS.

Mal sehen, was das Jahr bringt...

von Walter Braun (Gast)


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DDS zur Erzeugung der Rechteck-Ansteuersignale? Vollkommen verrückt!

Das Problem liegt nicht in der Impulserzeugung, sondern in der unter 
allen Betriebsbedingungen stabil funktionierenden Erfassung der echten 
Stromnulldurchgänge.

von Silvio K. (exh)


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Walter Braun schrieb:
> DDS zur Erzeugung der Rechteck-Ansteuersignale?

Es geht eher um die digitale Frequenzsynthese (Regelung auf eine der 
beiden Blindanteil-freien Impedanzen des LLC Netzwerks oder mit 
definierten induktiven Anteil für ZVS) mit mehr oder minder 
intelligenter Steuerung durch Software. 100 mal pro Sekunden Messen und 
Frequenz setzen könnte ausreichend schnell sein. Mal sehen...

von Andreas R. (andrewr)


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Hallo,

auch ich hatte mich mal an Induktionsheizern versucht. Angefangen mit 
einem fliegenden Aufbau der immerhin, trotz der kleinen Kühlkörper auf 
den IRFP260-Mosfets, 500W (35V 15A) leistete. Damit konnte ich immerhin 
schon einen 4-Kantstahl innerhalb einiger Minuten zur Rotglut bringen...

von Andreas R. (andrewr)


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... ermutigt durch den spontanen Erfolg hab ich das Ganze dann noch mal 
ordentlich aufgebaut und den Mosfets größere Kühlkörper spendiert. Damit 
waren dann schon locker 700W möglich (Warscheinlich sogar bis 1000W aber 
dann hätten die Kühlkörper doch noch größer werden müssen.)

von Andreas R. (andrewr)


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...dann wolte ich es wissen und hab mir erst mal "größere" Mosfets 
besorgt (IRFP4332) einen etwas dickeren Ringkerntrafo und 
FKP-Kondensatoren statt der vorher verwendeten MKPs.

Siehe Video:
Youtube-Video "Induktionsheizer 1,5KW (Im Video 1,2KW)"

 Zunächst schien auch alles einwandfrei zu funktionieren, 1500W waren 
gar kein Problem, Eine M20 Schraube glüht nach 2 Minuten hellrot. Doch 
dann sind mir ab und zu beim Einschalten die Mosfets um die Ohren 
geflogen, ohne das ich einen Grund finden konnte. Wenn er denn lief war 
alles in Ordnung, auch das Osci-Bild zeigte keinerlei Auffälligkeiten 
und wenn beim Einschalten alles explodiert, kann ich nichts mehr messen.
Ich habe mir daraufhin noch einen 2,2KW Regeltrafo zugelegt um die 
Möglichkeit zu haben die Spannung langsamm hochzufahren um 
Unregelmäßigkeiten erkennen zu können. Und tatsächlich zeigte sich bei 
einem Versuch, das die Eingangsspannung auf knapp 80V anstieg, obwohl 
sie erst bei 30V hätte liegen dürfen. Schuld war offensichtlich die 
100uH Speicherdrossel, die unter Umständen schon mal ein schwingendes 
Eigenleben entwickelte. Warum habe ich nie rausgefunden. Nachdem ich 
diese auf 47uH umgewickelt hatte trat das Phänomen bislang nicht mehr 
auf.
Der Nächste Schritt wird dann sein IXYS-Mosfets mit 500V 64A einzusetzen 
und dann auf IGBTs umzustellen und mit der Spannung weiter 
raufzufahren...

Gruß,
Andreas

von Andreas R. (andrewr)


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ups, der Schaltplan war nicht mehr aktuell.
Hier der neue...

von exh (Gast)


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Sehr sehr nett, vor allem der aufgeräumte Arbeitsplatz gefällt mir sehr 
;-)

Auf welcher Frequenz läuft der Aufbau ?

Weiter so!

von Andreas R. (andrewr)


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Zur Zeit mit gut 100Khz. Ich war schon mal hoch bis auf 200KHz, aber bei 
den Frequenzen werden die Verluste in den Mosfets zu groß.

Aufgeräumter Arbeitsplatz??? Nö, für die Fotos den Kürmel beiseite 
geschoben... ;-)

von Sascha W. (arno_nyhm)


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So eine Royer-Schaltung erstaunt mich immer wieder, so schlicht und 
einfach und dabei fähig eine so hohe HF-Leistung zu erzeugen ('HF' mal 
in weiterem Sinne, nicht im jeden Kontext kann man Frequenzen im Bereich 
von 100-200kHz ja so nennen).

Hast Du eine Leuchtstofflampe, am besten ein langes Rohr, herumliegen? 
Das würde erstaunlich gut die Feldstärke und die Ausbreitung des Feldes 
veranschaulichen.

von Andreas R. (andrewr)


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...so, nun hat´s mir mittlerweile 5 Sätze IRFP4332 Mosfets zerschossen. 
Zum Teil schon bei Versorgungsspannung von 40V. Ich habe deshalb zum 
Testen mal zurückgerüstet auf IRFP260 und die machen keine Zicken...
Das Blöde ist das es zu den IRFP4332 offensichtlich vom Hersteller 
keinerlei Datenblätter mit Angaben zu td(on), tr, td(off) und tf gibt. 
Ich habe den dumpfen Verdacht das die zu langsam ausschalten und dann 
beide Mosfets zu lange gleichzeitig leitend sind und damit einen 
schicken Kurzschluss verursachen.
Hat vielleicht irgendwer schon mal Daten zu den Schaltzeiten des 
IRFP4332 gesehen?
Ich habe keine Lust mir meine teuren IXYS Transistoren reihenweise zu 
zerschießen bevor ich nicht verstanden habe warum die IRFP4332 
reihenweise sterben und die IRFP260 (bislang) nicht...

Des Weiteren einfach mal ´ne Verständnissfrage an diejenigen die schon 
mit Spannungen über 60V hantiert haben. Wenn ich meinen Heater mit 20V 
versorge und einen 10mm Stahlpinn in die Spule schiebe, dann stellt sich 
ein Strom von ca. 6A ein. Bei 30V sind es dann schon etwa 12A und bei 
40V ca. 18A.
Auf den ersten Blick scheint die Stromaufnahme linear mit der Spannung 
zu steigen. Ist das so?
Wenn das so ist, dann müsste ja extrapoliert bei einer 
Versorgungsspannung von 320V ein Strom von knapp 200A fließen. Und bei 
Objekten mit größeren durchmessern als 10mm steigt der Strom ja dann 
noch weiter an. Ist das so? Oder habe ich da einen Denkfehler?

von exh (Gast)


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Andreas Reinert schrieb:
> Auf den ersten Blick scheint die Stromaufnahme linear mit der Spannung
> zu steigen. Ist das so?
In erster Näherung ja. Mit steigender Temperatur nimmt der Strom aber 
ab, oberhalb der Curie-Temperatur sogar drastisch ab.

Andreas Reinert schrieb:
> Und bei
> Objekten mit größeren durchmessern als 10mm steigt der Strom ja dann
> noch weiter an. Ist das so?

Ja. Beobachte, ob bei extrem starker Belastung der Oszillator aus dem 
Tritt kommt und dadurch die Transistoren sterben...

von Andreas R. (andrewr)


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> In erster Näherung ja. Mit steigender Temperatur nimmt der Strom aber
> ab, oberhalb der Curie-Temperatur sogar drastisch ab.
Na, das ist schon klar. Das hilft mir aber nicht wenn ich ein kaltes 
Objekt in die Spule schiebe. Leute die ihre Heizer mit 320V betreiben 
reden von Strömen um die 20-30A. Die erreiche ich ja bei 50V bereits. 
Bei Stahlobjekten mit 20mm Durchmesser war ich schon mal hoch bis auf 
deutlich über 50A. Also was machen die Jungs mit ihren 320V Teilen 
anders?

> Ja. Beobachte, ob bei extrem starker Belastung der Oszillator aus dem
> Tritt kommt und dadurch die Transistoren sterben...
Nein, asolut nicht. Das Phänomen tritt AUSSCHLIESSLICH beim hochfahren 
der Spannung auf. Egal ob langsam oder schlagartig, egal ob 40V oder 
60V. Also GRUNDSÄTZLICH immer nur im Leerlauf. Unter Last ist das noch 
nie passiert. Selbst bei Strömen über 40A nicht.

von Dieter P. (low_pow)


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>Autor: Andreas Reinert (andrewr)
>Datum: 12.06.2014 10:53

Wenn ich die Datenblätter richtig deute, kann der IRFP4332
eine Gate-Source-Spannung von 10 V.
Der IRFP260 dagegen 20 V, oder max 30V unter bestimmten Bedingungen.

In der gezeigten Royer-Schaltung sind 12V Z-Dioden, also wohl
etwa 13V Spannung, eingezeichnet.Ich bin kein Fet-Experte, aber
sind für den IRFP4332 13V Gatespannung einfach schon zuviel?
Die Versorgung ist mit 15V .. 20V angegeben.


> was machen die Jungs mit ihren 320V Teilen anders?
andere Schaltung, aufwendiger.

von Andreas R. (andrewr)


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Dieter P. schrieb
> Wenn ich die Datenblätter richtig deute, kann der IRFP4332
> eine Gate-Source-Spannung von 10 V.
> Der IRFP260 dagegen 20 V, oder max 30V unter bestimmten Bedingungen.
>
> In der gezeigten Royer-Schaltung sind 12V Z-Dioden, also wohl
> etwa 13V Spannung, eingezeichnet.Ich bin kein Fet-Experte, aber
> sind für den IRFP4332 13V Gatespannung einfach schon zuviel?
> Die Versorgung ist mit 15V .. 20V angegeben.

Alle Mosfets (ich kenne da nicht eine einzige Ausnahme) vertragen Vgs 
+/- 20V. Die IRFP Typen soweit ich das geprüft habe ALLE Vgs+/-30V.

von Silvio K. (exh)


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Andreas Reinert schrieb:
> Leute die ihre Heizer mit 320V betreiben
> reden von Strömen um die 20-30A.

320V*20A = 9,6 kW, wenn du von effektiven Werten sprachst. 4.8 kW wenn's 
Scheitelwerte waren.
Naja, das schafft man eben nicht auf Anhieb und schon gar nicht mit 
jedem Werkstück. Bei 320 V sehen die FETs in der Royer-Schaltung doch 
schon 1000 V, oder wie war das!?

Andreas Reinert schrieb:
> Also was machen die Jungs mit ihren 320V Teilen
> anders?

Sie nutzen Spulen mit anderen Windungszahlen und/oder zur Anpassung auch 
große Übertrager. Deine Spule koppelt offensichtlich sehr gut. Wenn dein 
Stahlteil die Curie-Temperatur überschritten hat, kannst du sicher die 
Spannung weiter hochdrehen, weil der Strom gesunken ist. Probiere es mal 
aus...

Andreas Reinert schrieb:
> Nein, asolut nicht. Das Phänomen tritt AUSSCHLIESSLICH beim hochfahren
> der Spannung auf.

Mir ist so, als ob wir das Thema schon mal hatten...

von Mike (Gast)


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Hallo,

ich habe mich die letzte Zeit nun auch etwas mit Induktionserwärmung 
auseinander gesetzt und die beiden, mittlerweile recht langen Threads, 
zum überwiegenden Teil gelesen. Benötigen würde ich einen solchen Aufbau 
zum Erwärmen von kleineren Teilen aus niedrig legiertem Stahl, um diesen 
dann mit Neusilber-/Messinglot hart zu löten. Das entspricht 
Werkstücktemperaturen um 900°C. Als Werstückmasse nehme ich 250gr als 
Obergrenze, als Abgabeleistung der Schaltung um 1-1,5kW als Mindestmaß 
an.

Nach einigen Skizzen und Simulationen bin ich mir nicht sicher, welchen 
Weg ich für eine erste praktische Beschäftigung mit dem Thema 
einschlagen soll. Generell werden wohl vorwiegend selbstresonante 
Leistungsoszillatoren oder Schaltungen verwendet, die mit Hilfe eines 
Regelkreises einen LC-Lastkreis über eine Halb- oder Vollbrücke 
ansteuern können (häufig über Mikrocontroller oder PLL (4046er)).

Hat sich bei den zahlreichen Versuchen hier herausgestellt, welcher Weg 
sinnvoller ist oder besser beschritten werden kann? Zwar lassen sich 
Schaltungen mit Royer-Oszillator recht brauchbar mit z.B. LTSpice 
simulieren, PLL-Kreise hingegen müsste ich praktisch ausprobieren, da 
ich keine Modelle für z.B. den 4046 finden kann. Von einer 
Leistungsregelung sehe ich zunächst ab.

Mit Gruß

Mike

von Walter Braun (Gast)


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Weder PLL, noch selbstschwingend. Ein einfacher VCO mit Integrierendem 
Regler an der Strommessung reicht aus. Frequenz wird soweit reduziert, 
bis der gewünschte Strom fließt.

von Carsten F. (carsten_f28)


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Hallo zusammen!

Ich habe mich auch mal an dem Bau der Induktionsheizung gewagt.

Leider ist beim ersten Versuch gar nichts passiert.. (24V DC, 0A)

Bei genauerer Betrachtung ist mir dann aufgefallen das ich die 10K Ohm 
Widerstände parallel zur Z-Diode vergessen hab.

Was mir aber noch eher Kopfzerbrechen macht, ist das ich mit der 47-200 
uH Spule nur experementiere, da ich nicht genau weiß wie ich diese 
sinnvoll Wickeln soll...

Ich habe eine um einen Ferittringkern gewickelt mit 1,5 mm² Kabel (inkl. 
Isolierung) und habe ca. 17 Windungen gemacht... Reicht das aus?

Für eine genauere Beschreibung währe ich sehr Dankbar..


Danke für die Hilfe im Vorraus

von Dirk B. (kahless)


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Moin Moin liebe Freunde der Bastelei,

nach langer Zeit mal wieder ein Lebenszeichen und ein kleiner Hinweis 
von mir. Ich habe den modifizierten Royer-Oszillator von Herrn Rehrmann 
einmal für 24V ausgebaut. Er hat viele Vorteile, unter anderem sind 
beide MOSFETs kapazitiv entkoppeltet und somit erreichen sie keinen 
Zustand dauerhafter Leitfähigkeit, wenn die Schwingung aussetzen sollte. 
Ich habe den Schaltplan einmal beispielhaft angefügt. Natürlich verwende 
ich in dem realisierten Aufbau andere MOSFETs. Aber auch in der 
Simulation läuft die Schaltung einwandfrei.

Viele Grüße

Kahless

von Thomas Kitzinger (Gast)


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Und wo ist die Antwort von : FI4sh3r ?
Lg
Thomas K.

von Christian May (Gast)


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Hallo, vielleicht kann mir jemand etwas dazu sagen, was mich 
beschäftigt, worüber ich aber bisher noch nirgendwo Informationen 
gefunden habe.
Bei einem Induktionskochfeld befinden sich unter der flachen Spule 
Ferritstäbe. Kann mir jemand deren genaue Funktion beschreiben? Sie 
sollen das Magnetfeld in Richtung nach oben leiten. Ist das richtig? 
Wenn das so ist, würde es dann Sinn machen solche Ferritstäbe auch außen 
um eine Spule der hier beschriebenen Induktionsheizer anzubringen? Würde 
die dann das Magnetfeld nach innen bündeln und somit verstärken? Würde 
sich dadurch vielleicht der Wirkungsgrad verbessern? Oder bin ich damit 
völlig auf dem Holzweg?

von f. f. (Gast)


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Was genau hast Du vor? Bei einer Kochplatte hat man eher selten Platz
für zusaetzliches Material außenherum. Klingt irgendwie unrealistisch.
Und bringt vermutlich fast nichts. Geht es wirklich um ein Kochfeld?

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