Ahoi!
Ich hoffe ich werde nicht zu dolle verprügelt, aber es geht wieder um
eine PT100-Schaltung.
Die Idee war, für unsere Fußbodenheizung einen hydraulischen Abgleich
durchzuführen, d.h. für jeden Kreislauf muss der Massestrom ermittelt
werden. Dies ist relativ umständlich, jedoch gibt es eine
vergleichsweise einfache Methode dies auch ohne große Rechnungen,
Volumen, Flüsse u.ä. zu bewerkstelligen. Es muss lediglich die
Temperatur der Rückflüsse aller Kreisläufe während Aufheizphase (wenn
also die Zirkulationspumpe anspringt) überwacht werden. Die Ventile
aller Kreise sind zunächst offen, steigt die Temperatur eines Kreises zu
schnell, so wird er mit dem entsprechenden Ventil gedrosselt, bis am
Ende der Justage (vermutlich nach 5-6 Durchläufen) die Temperatur aller
Heizkreise gleichschnell steigt. Der ganze Aufwand würde entfallen
hätten wir Einzelraumregelung, haben wir aber nicht, und außerdem ist
diese bei einer Wärmepumpe (welche wir als Heizanlage betreiben)
effizienzmäßig auch unerwünscht.
Soviel zur Vorgeschichte. Die Schaltung basiert auf dem c't lab-Projekt,
d.h. ich habe schon einen 19"-Systemgehäuse mit der IFP-Interface- und
Stromversorgungskarte, welche +/-15V und +5V liefert und außerdem über
Optokoppler von Messkarten galvanisch getrennt ist.
Die Schaltung soll auf einer Europlatine aufgebaut werden, die
PT100-Fühler werden mit spezieller wärmeleitende Epoxid-Vergussmasse
(für Sensoren) eingegossen und mit 3 Leitern angeschlossen. Der
Anschluss ist ein 5-poliger DIN-Stecker. Der PT100 ist in eine
Wheatstone-Messbrücke eingebaut, die Brücke ist an eine Referenzspannung
(LT1019, 5V) angeschlossen. Der Stromfluss wird durch 2k5 Widerstand auf
ca. 1mA für PT100 begrenzt. Die Brückenspannung geht auf einen OPA
(LT1007), welcher als Differenzverstärker geschaltet ist,
Verstärkungsfaktor 1000. Damit er bei entferntem PT100-Sensor nicht voll
aussteuert, habe ich die Stromzufuhr zur Messbrücke auch über den
DIN-Stecker gelegt, die Pins 4 und 5 sind im Stecker kurzgeschlossen.
Wenn also Stecker draußen ist, so ist auch Messbrücke stromlos und der
OPA gibt nur sein offset aus.
Der OPA-Ausgang geht auf einen Analogmultiplexer (DG408DJ) und danach
über 1k Widerstand auf einen 24bit-ADC (LTC2400) (bitte keine Diskussion
über Sinn und Unsinn von 24bit, bei knapp 8 Euro Kaufpreis) Die Messung
geschieht ratiometrisch (somit ist LT1019 nicht mehr arg so wichtig, ich
lasse ihn aber drin), Referenz ist die Spannung am Referenz-IC.
Als Temperaturbereich dachte ich an 0-40°C oder -5-45°C, zum
Brückenabgleich ist ein Präzisionstrimmer von 20 Ohm in Serie im anderen
Zweig der Brücke geschaltet, der Verstärkungsfaktor von 1000 ist nur
grob gewählt und muss noch an den Messbereich angepasst werden, um 5V
nicht zu überschreiten (was die Referenz vom LTC2400 ist).
Insgesamt sollten 8 Sensoren angeschlossen werden, ich dachte also an 2
Karten mit jeweils 4 Sensoren, da der Platz bei einer Karte doch knapp
werden würde.
Das Umschalten des Multiplexers, Auslesen des ADCs und Kommunikation mit
dem PC übernimmt der ATMEGA32-µC, die Kommunikation mit dem PC ist über
Optokoppler galvanisch getrennt. Ich habe auch sonst ein Paar Sachen aus
den c't-Layouts übernommen, wie Adressenjumper, LED, Triggereingang,
ISP-Schnittstelle usw.
Eine aufrichtige Bitte an die, die sich mit analogen und digitalen
Schaltungen auskennen und Zeit und Muße haben, sich das Ganze mal
anzuschauen, ob ich irgendwo Fehler gemacht habe.
Nun meine Fragen an die Gemeinde:
- was muss man machen um die Schaltung rauschärmer zu machen bzw. least
significant bit zu verbessern?
- ist es richtig, dass die bypass-Kondensatoren an den Stromversorgungen
vielschicht, keramik und in smd-Bauweise sein sollten?
- ist es problematisch ein OPA und nicht Instrumentenverstärker zu
verwenden? Die Simulation zeigt, dass durch R7 ca. -22,5 µA fließen, bei
970 µA durch R4. Die Auswirkung sollte ein weniger linearer Zusammenhang
zw. Temperatur und Brückenspannung sein, oder?
- ich habe versucht auf Massetrennung zu achten, wie im c't-lab habe ich
nur eine Verbindung zw. Analog- und Digitalmasse als Drahtbrücke R56.
Allerdings verstehe ich das Konzept nicht ganz: Auch wenn man nur eine
Massebrücke hat, sollte doch das Brummen der Digitalmasse auf die
analoge auswirken? Warum darf es nicht mehrere Massebrücken geben?
- was ist besser: zw. OPA+Multiplexer und dem Eingang des LTC2400 ein
Widerstand R44 1k und keine Kapazität auf Masse, oder kein Widerstand,
dafür aber Kapazität C5 mit 10µF, wie im Anhang des LTC2400
Datanblattes? Verkraftet der OPA das?
Puh, das war's glaube ich. Bitte habt Nachsicht mit einem Neuling, auch
der Schaltplan hält sich an keine Konvention, da mir diese nicht bekannt
sind.
Die Brücke Selber mit 4 mal 100 Ohm aufzubauen ist nicht so gut. Da
verschenkt man etwa die Hälfte des Signals. Besser wäre die Brücke dem
Sensor, 100 Ohm als Vergleich und dann 2 gleichen Widerständen zu je
etwa 3 K.
Die Trimmpotis an der Brücke sind keine Gute Idee. In der Regel ist der
TK der Trimmer recht schlecht. Den Abgleich kann man da besser in
Software machen.
Bei 8 Kanälen wäre ggf. auch zu überlegen nicht jedem Eingang einen
Verstärker zu spendieren, sondern lieber einen Verstärker für einen
echte 4 Leitermessung zu nehmen, und dann einen 3 poligen Multiplexer
(wohl 3 Chips) dazu. Der eine Anschluss (GND) kann immer angeschlossen
bleiben.
Man käme dann auch mit 1 Ref. Widerstand aus - hätte also an allen
Eingänge die gleichen Eigenschaften. Bei der hohen Auflösung des ADs
könnte man auch auf die Brückenschaltung verzichten und gleich direkt
die Spannung am PT100 und Ref. Widerstand zum Verstärker und AD Wandler
geben.
Wenn man es auf die Spitze treiben will, wäre ein Wechselstromanregung
der Brücke das richtige - nur paßt dann der LT2400 nicht so gut.
Die Abblockkondensatoren sollte schon SMD Keramik sein zumindest beim
µC und AD und anderen schnellen oder digitalen ICs. Beim eher lagsamen
OPs ist des relativ egal.
Direkt einen Kondensator an den Ausgang des OPs ist keine gute Idee - da
fangen viele OPs an zu schwingen. Da sollten dann wenigstens etwa 50 Ohm
ziwschen den Ausgang und dem Kondensator sein.
Ulirch schrieb:> Die Brücke Selber mit 4 mal 100 Ohm aufzubauen ist nicht so gut. Da> verschenkt man etwa die Hälfte des Signals. Besser wäre die Brücke dem> Sensor, 100 Ohm als Vergleich und dann 2 gleichen Widerständen zu je> etwa 3 K.
Ich verstehe nicht ganz was du meinst, aber:
Wiki sagt:
"Das heißt, dass die Brücke ein Maximum an Empfindlichkeit hat, wenn sie
symmetrisch ist (bei Abgleich alle Widerstände gleich groß = R)."
> Die Trimmpotis an der Brücke sind keine Gute Idee. In der Regel ist der> TK der Trimmer recht schlecht. Den Abgleich kann man da besser in> Software machen.
Das Problem ist, dass der LTC2400 nur positive Werte verarbeitet, der
OPA muss also positive Spannungen ausgeben. Der Trimmpoti ist ja auf der
Karte und nicht zusammen mit dem Sensor im Epoxyd, aber ich glaube ich
weiss was du meinst, solange die Karte mit den Bauelementen sich nicht
thermisch stabilisiert hat, wird der Trimmer stark den anderen
Brückenpunkt schieben und die Messung verfälschen.
> Bei 8 Kanälen wäre ggf. auch zu überlegen nicht jedem Eingang einen> Verstärker zu spendieren, sondern lieber einen Verstärker für einen> echte 4 Leitermessung zu nehmen, und dann einen 3 poligen Multiplexer> (wohl 3 Chips) dazu. Der eine Anschluss (GND) kann immer angeschlossen> bleiben.> Man käme dann auch mit 1 Ref. Widerstand aus - hätte also an allen> Eingänge die gleichen Eigenschaften. Bei der hohen Auflösung des ADs> könnte man auch auf die Brückenschaltung verzichten und gleich direkt> die Spannung am PT100 und Ref. Widerstand zum Verstärker und AD Wandler> geben.
Ich habe den OPA vor dem Multiplexer gelegt, damit der
Signal-Rausch-Abstand besser wird, ob das auch erreicht wird weiss ich
nicht. Vielleicht rauscht der Multiplexer gar nicht so doll?
Für 4-Leitermessung bräuchte ich einen ADC mit ref+ und ref-, oder?
> Wenn man es auf die Spitze treiben will, wäre ein Wechselstromanregung> der Brücke das richtige - nur paßt dann der LT2400 nicht so gut.>> Die Abblockkondensatoren sollte schon SMD Keramik sein zumindest beim> µC und AD und anderen schnellen oder digitalen ICs. Beim eher lagsamen> OPs ist des relativ egal.>> Direkt einen Kondensator an den Ausgang des OPs ist keine gute Idee - da> fangen viele OPs an zu schwingen. Da sollten dann wenigstens etwa 50 Ohm> ziwschen den Ausgang und dem Kondensator sein.
Danke für die Hinweise. Die Wechselanregung ist nur zur Minimierung der
Eigenerwärmung gut, oder?
Die Symmetrische Brücke ist nur gut, wenn wenigstens 2 der Widerstände
aktiv sind, sich also ändern, oder wenn man die volle Spannung anlegen
kann. Die volle Spannung geht hier aber nicht.
Der Trimmpoti kann nit der Eigenerwärmung nach den Einschalten driften.
Besser wäre da schon ein Festwiderstand von z.B. 20 Ohm, um im richtigen
Bereich zu bleiben. Ein weiters Porblem ist auch der Wert bei den
meisten Potis nicht so langzeitstabil ist. Der mechanische Schleifer ist
halt nicht gut, gerade bei so kleinen Werten wie 20 Ohm.
Die Multiplexer rauschen nur relativ wenig. Das wird weniger sein als
das Rauschen des OPs, oder das Eigenrauschen des PT100. Für eine 4
Leiter Technik braucht man vor allem einen echten Differenzverstärker
und die klassische Brückenform geht nicht mehr so einfach. Wenn man ganz
auf die Brücke verzichtet ist man sogar weit weg von einem +- Bereich.
Man verschenkt zwar Auflösung des AD-wandlers, aber begrenzend ist
ohnehin eher die Offsetdrift des Verstärkers und andere Offsets. Über
eine Spannungsbreich von 200 mV reichen 20 Bits für 0.2 µV an Auflösung
- mehr schaft man Gleichspannungsmäßig ohnehin kaum.
Der LT1007 ist als OP schon gut, hier aber nur bedingt geeigent wegen
der Erwärmung des ICs - bei 4 davon auf einer Platine ist das schon
reichlich. Da lieber einen Chopper OP für 5 V Versorgung, oder
wenigstens eine relativ geringe Versorgungsspannung.
Mit einer Wechselspannungsbrücke hat man mehrere Vorteile:
Die Verstärker arbeiten bei z.B. 1 kHz. Man hat da kaum 1/f Rauschen,
braucht keine Chopper OPs, hat keine Offsets oder Offsetdrift von OPs.
Auch sind Thermospannungen kein Problem. Bei einer
Gleichspannungsmessung ist man oft durch Thermospannungen begrenzt -
unter 1 µV ist da schon schwer. Bei der Wechselspannungsmessung hat man
vor allem das Rauschen als Grenze bei vielleicht 3-10 nV/Sqrt(Hz). Als
Folge kann man mit weniger Strom und damit weniger Eigenerwärmung
arbeiten und hat trotzdem noch weniger Fehler.
Ulirch schrieb:> Die Symmetrische Brücke ist nur gut, wenn wenigstens 2 der Widerstände> aktiv sind, sich also ändern, oder wenn man die volle Spannung anlegen> kann. Die volle Spannung geht hier aber nicht.
Also wenn die Brücke als Nullabgleich mit bekannten Werten im zweiten
Zweig arbeitet, wie z.B. eine Brücke zur Widerstandsmessung, richtig?
> Die Multiplexer rauschen nur relativ wenig. Das wird weniger sein als> das Rauschen des OPs, oder das Eigenrauschen des PT100. Für eine 4> Leiter Technik braucht man vor allem einen echten Differenzverstärker> und die klassische Brückenform geht nicht mehr so einfach. Wenn man ganz> auf die Brücke verzichtet ist man sogar weit weg von einem +- Bereich.> Man verschenkt zwar Auflösung des AD-wandlers, aber begrenzend ist> ohnehin eher die Offsetdrift des Verstärkers und andere Offsets. Über> eine Spannungsbreich von 200 mV reichen 20 Bits für 0.2 µV an Auflösung> - mehr schaft man Gleichspannungsmäßig ohnehin kaum.> Der LT1007 ist als OP schon gut, hier aber nur bedingt geeigent wegen> der Erwärmung des ICs - bei 4 davon auf einer Platine ist das schon> reichlich. Da lieber einen Chopper OP für 5 V Versorgung, oder> wenigstens eine relativ geringe Versorgungsspannung.
Ich wollte nur sagen, dass typischerweise die Verstärkung so nahe wie
möglich am Signal liegen muß, damit nur dieses verstärkt wird, denn
Rauschleistungen addieren sich.
Ich muss es mir durch den Kopf gehen lassen. 200mV am PT100 wären 2mA,
ich bräuchte aber 1mA, man hat man also ca. 100mV Signalspannung. Als
Referenzwiderstand 120 Ohm (entspricht ca.50°C, sollte die obere Grenze
sein) in Serie. Nun gibt es zwei Möglichkeiten, entweder die beiden
Signale (also Mess- und Referenzsignal) mit einem echten Differenzv.
verstärken und dann auf den ADC oder direkt ohne Verstärkung
konvertieren. Welche wäre die Bessere?
20mV zu 100mV ist Faktor 5, ich verliere also grob 3 Bit, und zwar die
höherwertigen. Wenn ich davon ausgehe, dass ich real 16bit mit einer
Schaltung erreichen kann, und drunter das Rauschen, so kriege ich ca. 6
mK bei 13 Bit Auflösung. Aber damit die von dir vorgeschlagene Schaltung
besser wäre, so muss sie um mindestens diese 3 Bit rauschärmer sein,
oder verwechsle ich was?
Den Teil bis zum OPA habe ich auf einem Steckbrett aufgebaut, nach einer
halben Stunde kann ich keine nennenswerte Temperaturänderung des LT1007
feststellen (mit dem Finger gemessen), scheinbar ist die Eigenerwärmung
nicht so schlimm.
Das mit der Wechselspannungsbrücke hört sich gut an, aber davon habe ich
nun echt keinen blassen Schimmer, d.h. um da was plausibles zu
produzieren brauche ich 'n Monat oder mehr. Werde aber mit Sicherheit in
dieser Richtung recherchieren, danke für den Hinweis.
Bei der Gleichstrommessung ist der limitierende Teil vermutlich die
Thermospannung und Drift des OP. Das wird so in der Größenordnung 1µV
sein. Für die 100 mV Spannung wäre das eine Auflösung von etwas mehr als
16 Bit - mehr nicht. Durch die Brückenschaltung reduziert sich nur der
Wertebereich - es wird nur etwas von der Spannung schon vorher
abgezogen. Die Spannungsänderung pro Grad Temperaturänderung ist die
selbe. Das Problem ist aber die insgesamt kleine Spannung, nicht die
Auflösung des AD-wandlers.
Der Verstärker vor dem MUX hat schon auch Vorteile. Nur ist die Frage ob
man wirklich 8 Verstärker haben will, und dann auch noch mit 8 oder gar
16 Potis zum Abgleich. Nur ein Verstärker und dann der MUX dahinter ist
halt viel einfacher und man hätte so wirklich 8 gleiche Eingänge. Auch
genügt dann ein Referenzwiderstand. Wenn man wirklich eine hohe
Genauigkeit haben will, sollte der dann auch eine kleinen TK haben - der
Widerstand ist auch ein wesentliches und nicht billiges Teil. Bei der
Brückenschaltung braucht man dann noch je 2 gleiche Widerstände - das
ist aber nicht so schwer.
Hallo,
ich will dir keineswegs die 24 Bit ausreden, Overkill schadet ja nicht,
auch wenn's in dem Fall ziemlich viel ist. Aber über Folgendes solltest
du dir klar sein:
Du kannst optional (Mehrpreis) Pt100 kaufen mit einer Genauigkeit 0,1 K.
Selber kalbrieren kannst du ihn nicht, dazu bräuchtest du ein irre gutes
Labor und zur Physikalisch-Technischen Bundesanstalt wirst du damit auch
nicht gehen. Diese Genauigkeit ist für dich also die Grenze (und für
eine Fussbodenheizung eh schon der Wahnsinn).
Rechnest du das in Prozent und dann in Bit um, kommst du auf etwa 11
Bit. Ich denke daher, dass du dir über Rauschen usw. gar keine Gedanken
machen musst.
Falls du natürlich einen Präzisionsthermostaten mit 0,01 K zur Verfügung
hast, nehme ich alles zurück, dann hast du 3 Bit mehr. Für 24 Bit
bräuchtest du allerdings etwa 10 µK. Es gibt schon Institute in
Deutschland, die das messen können, zumindest in der Nähe des absoluten
Nullpunkts.
Gruss Reinhard
PS gilt natürlich NUR mit Vierleitermessung!
@Anfänger
Wieso verwendest du nicht ein LTC2418?
Wenn du sein Datenblatt auf Seite 42 siehst, würdest du feststellen dass
du, außer einen Präzisionswiderstand, keine weitere Bauteile benötigst.
Ulirch schrieb:> Bei der Gleichstrommessung ist der limitierende Teil vermutlich die> Thermospannung und Drift des OP. Das wird so in der Größenordnung 1µV> sein. Für die 100 mV Spannung wäre das eine Auflösung von etwas mehr als> 16 Bit - mehr nicht. Durch die Brückenschaltung reduziert sich nur der> Wertebereich - es wird nur etwas von der Spannung schon vorher> abgezogen. Die Spannungsänderung pro Grad Temperaturänderung ist die> selbe. Das Problem ist aber die insgesamt kleine Spannung, nicht die> Auflösung des AD-wandlers.
Verdammt, und ich dachte ich habe die beste Schaltung überhaupt
entworfen:) Nach der Simulation einer Brücke mit 100 Ohm
Brückenwiderstände + PT100 von 100 bis 120 Ohm, I= ca.1mA durch PT100
und einer Leitung mit PT100 analog, I=ca.1mA habe ich als
Spannungsdifferenz für Brücke: 9,14mV
einfacher Spannungsabfall: 19mV also ca. Faktor 2 signalverlust.
Das Einzige, was an der Brücke gut ist, ist dass man nicht gegen einen
Offset von 100mV misst.
Ich habe nun nach einer Möglichkeit gesucht bei einem
Differenzverstärker den Offset doch noch abzuziehen und nur den REF-Pin
gefunden. An dem soll die Spannung anliegen, die abgezogen werden soll,
dann ist aber der ratiometrische Ansatz hin. Deshalb habe ich nun
fluchend (weil noch weniger Eigenleistung in der Schaltung) mich für
eine integrierte Lösung entschieden.
Anbei der Schaltplan mit einem AD7718 (PGA auf 64x), 5 differentielle
Kanäle,PGA, REFIN+, REFIN-, 24bit.
Meine Fragen nun hierzu:
- lt. Datenblatt braucht der Quarz keine Kondensatoren, nur um ihn etwas
zu ziehen. Wie seht ihr das?
- im c't lab sind die PB7_SCK, PB6_MISO und PB4_SS mit 220 Ohm gegen den
LTC2400 geschaltet, PB6_MISO noch zusätzlich mit 2k7 gegen DVCC, im
Datenblatt vom SD7718 sind alle direkt verbunden. Wozu sind die 220er
Widerstände gut?
- bei dieser Variante kann man die Massen komplett trennen, da der ADC
zwei Masseneingänge für analog und digital hat. Wie ich schon
geschrieben habe bin ich mit dem Konzept nicht vertraut, sollten die
Massen auch an einer Stelle mit einer Drahtbrücke verbunden werden?
Grüße und danke für die Hilfe
Reinhard Kern schrieb:> Aber über Folgendes solltest> du dir klar sein
Dass ich die absolute Temperatur nicht bestimmen werde ist mir schon
klar, mich interessiert nur die Auflösung, es soll ja nur die
Temperaturänderung an den Rückflüssen gemessen werden.
Branko Golubovic schrieb:> Wieso verwendest du nicht ein LTC2418?
Anhand der Diagramme im Datenblatt ist unter günstigsten Bedingungen
22bit zu erreichen, der, den ich gefunden habe (AD7718), hatte 19. Aber
der LTC hat keinen PGA und ich finde auch keine Bezugsquelle in DE.
Branko Golubovic schrieb:> Wieso verwendest du nicht ein LTC2418?> Wenn du sein Datenblatt auf Seite 42 siehst, würdest du feststellen dass> du, außer einen Präzisionswiderstand, keine weitere Bauteile benötigst.
Wie würde dann die Kalibrierung aussehen? Innerhalb der Software?
>Aber der LTC hat keinen PGA
Brauch du dass tatsächlich?
Immerhin handelt sich bei 22bit-Auflösung um ca. 1µV/LSB.
>und ich finde auch keine Bezugsquelle in DE.http://www.elpro.org/shop/shop.php?p=LTC+2418+CGN
Bio-Bauer wrote:
>Wie würde dann die Kalibrierung aussehen? Innerhalb der Software?
Natürlich in der Software.
Es handelt sich um reine ratiometrische Messung
und absolute Genauigkeit ist nur
von Referenzwiderstand abhängig.
Gemessener ADC-Wert ist dann proportional zu Widerstandswert.
Es bleib noch, aus diesem Widerstandwert tatsächliche Temperatur zu
berechen.
Branko Golubovic schrieb:> Es handelt sich um reine ratiometrische Messung> und absolute Genauigkeit ist nur> von Referenzwiderstand abhängig.> Gemessener ADC-Wert ist dann proportional zu Widerstandswert.> Es bleib noch, aus diesem Widerstandwert tatsächliche Temperatur zu> berechen.
Hallo,
du glaubst ernsthaft, der Pt100 hätte überhaupt keine Toleranz? Die
Wirklichkeit sieht leider anders aus. Egal ob man in Temperatur rechnet
oder in Widerstand, besser als 0,1 % ist er nicht. Ist aber sicher ganz
toll, wenn man das mit 10^-6 Auflösung messen kann.
Gruss Reinhard
Anfänger schrieb:> Branko Golubovic schrieb:>> Wieso verwendest du nicht ein LTC2418?>> Anhand der Diagramme im Datenblatt ist unter günstigsten Bedingungen> 22bit zu erreichen, der, den ich gefunden habe (AD7718), hatte 19. Aber> der LTC hat keinen PGA und ich finde auch keine Bezugsquelle in DE.AD7794 oder AD7795 wären passender, ext. Beschaltung minimal (kein
Quarz, nur Eingangsfilter/Schutzbeschaltung, die üblichen 100 nF + 10 uF
an AVDD und DVDD und ein Referenzwiderstand) dazu int. Stromquellen für
die ratiometrische Messung. Absoluter Vorteil gegenüber ADCs von anderen
Herstellern: Die interne Offset und Gain-Kalibrierung, die diese Fehler
in die Größenordnung des Rauschens bringt.
Angenommen die Temperatur liegt zw. 0 °C und 150 °C und der Messstrom
bei 1 mA, dann würden über den PT100 100 mV - 157 mV abfallen mit einem
1 kOhm als Referenz ginge eine Verstärkung von 4 d.h. rauschfrei sind 10
mK Auflösung möglich (mehr, wenn man mehr Zeit zum Messen hat und sich
die Temperatur nicht so schnell ändert).
Will man das ganze noch höher auflösend (Genauigkeit bzw. Kalibrierung
ist schon bei 10 mK nur noch sehr aufwendig machbar (u.U. noch so eben
mit Vergleichsmessungen), darüber hinaus geht's nur u.a. mit
Fixpunktzellen) z.B. AD7190.
Warum das für eine Heizung so hochauflösend/genau sein muss, erschließt
sich mir allerdings nicht ganz. Eigentlich reichen da fertige
Halbleitersensoren mit Analog- oder Digitalausgang, die in einem
passenden Metallmantel vergossen sind. Von Microchip gibt's da z.B. eine
interessante AppNote:
http://www.microchip.com/stellent/idcplg?IdcService=SS_GET_PAGE&nodeId=1824&appnote=en024238Beitrag "Sehr hoch auflösender PT100 Messverstärker"
Branko Golubovic schrieb:> Brauch du dass tatsächlich?> Immerhin handelt sich bei 22bit-Auflösung um ca. 1µV/LSB.
Das weiss ich nicht, theoretisch ist die Ausnutzung des gesamten
Referenzbereiches besser, wenn alle übrigen Parameter gleich sind. Ob
man bei diesen speziellen Bauelementen mit höherer Auflösung oder
Verstärkung besser fährt, kann ich nicht beurteilen.
Branko Golubovic schrieb:> http://www.elpro.org/shop/shop.php?p=LTC+2418+CGN
Ich konnte auf die Schnelle nicht finden, ob der Laden auch
Privatpersonen beliefert, außerdem, SSOP28, da wird man doch verrückt
beim löten, oder?
Arc Net schrieb:> ngenommen die Temperatur liegt zw. 0 °C und 150 °C und der Messstrom> bei 1 mA, dann würden über den PT100 100 mV - 157 mV abfallen mit einem> 1 kOhm als Referenz ginge eine Verstärkung von 4 d.h. rauschfrei sind 10> mK Auflösung möglich (mehr, wenn man mehr Zeit zum Messen hat und sich> die Temperatur nicht so schnell ändert).
Welche Werte hast du für die Rechnung genommen? Ganz vorn im Datenblatt
steht "Up to 23 effective bits", und ich denke eine Messung pro Sekunde
sollte reichen. Danke für den Hinweis AD7794/5, der scheint wirklich
besser zu sein.
Arc Net schrieb:> Warum das für eine Heizung so hochauflösend/genau sein muss, erschließt> sich mir allerdings nicht ganz. Eigentlich reichen da fertige> Halbleitersensoren mit Analog- oder Digitalausgang, die in einem> passenden Metallmantel vergossen sind.
Wenn's wirklich nur um den Abgleich gehen würde, dann würde ich mich
nach einem passenden käuflichen Gerät für wenig Geld umsehen. Einen
nicht zu vernachlässigenden Anteil an meinem Enthusiasmus trägt auch der
Umstand, dass relativ preiswerte Fertig-ICs eine so hohe Auflösung
bereitstellen. Mich interessiert unter Anderem wie weit man mit
Hausmitteln und realistischem Budget in der Auflösung gehen kann, welche
Probleme treten auf und wie diese typischerweise gelöst werden, eben
Erfahrung sammeln.
Dass es ein völliges Overkill-Gerät wird ist schon klar, 1K Auflösung
zw. 10 und 40°C würden's auch sehr gut erledigen.
Anfänger schrieb:> Arc Net schrieb:>> ngenommen die Temperatur liegt zw. 0 °C und 150 °C und der Messstrom>> bei 1 mA, dann würden über den PT100 100 mV - 157 mV abfallen mit einem>> 1 kOhm als Referenz ginge eine Verstärkung von 4 d.h. rauschfrei sind 10>> mK Auflösung möglich (mehr, wenn man mehr Zeit zum Messen hat und sich>> die Temperatur nicht so schnell ändert).>> Welche Werte hast du für die Rechnung genommen?
Ein PT100 ändert seinen Widerstand mit etwa 0.385 Ohm/K d.h. bei 1 mA
Messstrom sind das ~385 uV/K, 0 °C ~ 100 Ohm ~ 100 mV, 150 °C ~ 157 Ohm
~ 157 mV. Referenzwiderstand erzeugt 1 mA * 1k Ohm = 1 V d.h die
Verstärkung kann nur maximal 4 sein. Aus der Tabelle "RMS NOISE AND
RESOLUTION" kann man bei 4.17 Hz und Verstärkung 4 ablesen, dass das
RMS-Rauschen bei 0.29 uV liegt. 0.29 uV * 6.6 = 1.914 uV (6.6 = übliche
Umrechnung um von RMS auf Peak-To-Peak-Rauschen zu kommen
(Normalverteilung))
1.914 uV / 385 uV/K / ~ 0.005 K
> AD7794 - TSSOP :(
Das geht mit ruhiger Hand und passendem Arbeitsmaterial (falls was
schief geht: Entlötlitze). Anleitungen gibt's hier im Forum.
Leider sind die preisgünstigen derartigen AD Wandler in der Regel als
kleine SMD Version zu haben. Wenn man unbedingt DIP haben will, wird es
halt teurer - geht aber auch, z.B. als AD7730. Immerhin als SO16 gibt es
den LTC2410 - wie der LTC2400 nur mit differentiellen Eingängen. Den MUX
für mehrere Eingänge wird man aber wohl zumindest zum Teil extern
aufbauen müssen - man braucht für einen 4 Leiter Anschluss in der Regel
schon 3 Kanäle die man umschaltet (der Masse Stromanschluss) kann in der
Regel fest bleiben.
Allein für die beabsichtigte Messung ist das aber übertrieben. Da sollte
0,1 Grad Auflösung schon reichen, und Genauigkeit ist eher zweitrangig.
Wenn man sich Mühe gibt geht das mit Dioden als Sensor, dem internen AD
Wandler im µC und einem 4051 als Multiplexer.
Arc Net schrieb:> Ein PT100 ändert seinen Widerstand mit etwa 0.385 Ohm/K d.h. bei 1 mA> Messstrom sind das ~385 uV/K, 0 °C ~ 100 Ohm ~ 100 mV, 150 °C ~ 157 Ohm> ~ 157 mV. Referenzwiderstand erzeugt 1 mA * 1k Ohm = 1 V d.h die> Verstärkung kann nur maximal 4 sein. Aus der Tabelle "RMS NOISE AND> RESOLUTION" kann man bei 4.17 Hz und Verstärkung 4 ablesen, dass das> RMS-Rauschen bei 0.29 uV liegt. 0.29 uV * 6.6 = 1.914 uV (6.6 = übliche> Umrechnung um von RMS auf Peak-To-Peak-Rauschen zu kommen> (Normalverteilung))> 1.914 uV / 385 uV/K / ~ 0.005 K
Ach so wird das gemacht! Ich habe immer auf die effektive Bitzahl
geschaut, aber mit dem absoluten Wert der Unsicherheit ist es sogar mir
einleuchtender.
Dies führt aber zu einer einfachen Überlegung z.B. den Wert bei
Verstärkungsfaktor 32 auszunutzen, also 5V Spannungsquelle (was der
AD7794 abkann) und z.B 4k9 Referenzwiderstand. Bei 1mA ist es immer noch
386µV/K, wenn wir die Maximaltemperatur auf z.B. 100°C setzen, dann
PT100=138,50 Ohm, 138,5mV mal 32 = 4,432V, also noch innerhalb der
Referenz von 4,9V.
Aus der Tabelle: 0,065µV bei 4,17Hz, mal 6,6 = 0,429µV
mit 385µV/K bekommen wir 1,1mK, stimmts?
Und wenn 1 Messwert pro Sekunde reicht so sagt uns die Statistik, dass
die Auflösung nochmal verdoppelt weren kann, also 0,6mK. Stimmt's oder
hab' ich recht?
Arc Net schrieb:> Anleitungen gibt's hier im Forum.
Habe ich gelesen, scheint zu funktionieren. Sollte man den laminierten
Lötstopplack ausprobieren oder reicht die Entlötlitze?
> also 5V Spannungsquelle (was der> AD7794 abkann) und z.B 4k9 Referenzwiderstand. Bei 1mA...
Die Eigenerwärmung des Sensors ist P = U * I - wenn Du die Spannung
erhöhst, steigt auch der Messfehler durch Eigenerwärmung.
> Habe ich gelesen, scheint zu funktionieren. Sollte man den laminierten> Lötstopplack ausprobieren oder reicht die Entlötlitze?
Wenn Du Dir um die Genauigkeit in diesem Bereich Gedanken machst, würde
ich die Platine auf jeden Fall von einem professionellen Fertiger mit
Lötstopp machen lassen und auf Nickel-Gold-Beschichtung bestehen:
- löten wird einfacher durch richtigen Lötstopp
- saubere Durchkontaktierungen sorgen für stabile Leitungswiederstände
- das ganze korrodiert nicht so schnell durch die Beschichtung
Gerd E. schrieb:> Die Eigenerwärmung des Sensors ist P = U * I - wenn Du die Spannung> erhöhst, steigt auch der Messfehler durch Eigenerwärmung.
Tuhe ich ja nicht, nur der Spannungsabfall über dem Referenzwiderstand
wird größer. Hm, bei 4,9V und sagen wir mal 5 parallelen PT100 sind es
24,5mW. Das ist doch zu viel, oder? Was könnte man da machen, Strom pro
Sensor reduzieren? Verstärkungsfaktor geringer? Mehrere gleiche
Referenzwiderstände parallelschalten, dass die Hitze auf mehrere Gehäuse
veerteilt wird? Das letzte klingt gut.
> Wenn Du Dir um die Genauigkeit in diesem Bereich Gedanken machst, würde> ich die Platine auf jeden Fall von einem professionellen Fertiger mit> Lötstopp machen lassen und auf Nickel-Gold-Beschichtung bestehen:>> - löten wird einfacher durch richtigen Lötstopp> - saubere Durchkontaktierungen sorgen für stabile Leitungswiederstände> - das ganze korrodiert nicht so schnell durch die Beschichtung
Und was würde es kosten, wenn eine normale Europlatine zweiseiteig 50
Euro kostet, um 100-150 Euro?
Gerd E. schrieb:>> also 5V Spannungsquelle (was der>> AD7794 abkann) und z.B 4k9 Referenzwiderstand. Bei 1mA...>> Die Eigenerwärmung des Sensors ist P = U * I - wenn Du die Spannung> erhöhst, steigt auch der Messfehler durch Eigenerwärmung.
Referenzwiderstand:
P = I^2 * R hier P = 0.001 A * 0.001 A * 5000 Ohm = 5 mW
Bei den PT100 liegt, je nach Hersteller, die Selbsterwärmung bei etwa
0.05 K/mW (Dünnfilm), d.h.
P = 0.001 A * 0.001 A * 100 Ohm = 0.1 mW
Selbsterwärmung = 0.005 K
Wenn man das rausrechnen will, kann man z.B. die Sqrt(2) Methode nehmen:
Messstrom * sqrt(2) d.h. die Selbsterwärmung ist doppelt so hoch...
Anfänger schrieb:> Und was würde es kosten, wenn eine normale Europlatine zweiseiteig 50> Euro kostet, um 100-150 Euro?
Q-PCB, Basista, PCB-Pool (Lötstopp, elektrischer Test) um die 100 €
(inkl. USt.)
Die Sensoren kann man nicht so einfach parallel schalten. Man könnte sie
zur Not ein Reihe schalten - dann müssen aber immer alle Sensoren
angeschlossen sein. Sonst braucht man zu dem MUX im AD Wandler noch
einen zusätzlichen externen MUX.
Wenn man die Sensoren parallel schaltet hat man allen Widerständen die
gleiche Spannung - bis auf ggf. kleine Unterschiede durch die Kabel.
Wenn, dann die Sensoren in Reihe dann fließt der selbe Strom durch alle.
Anfänger schrieb:> Arc Net schrieb:>> Wenn man das rausrechnen will, kann man z.B. die Sqrt(2) Methode nehmen:>> Was ist das für eine Methode?
Der Sensor "misst" immer die Temperatur T inkl. der Selbsterwärmung Ts.
In Gleichungen etwa so...
1
Tm = T + Ts
2
Ts = I^2 * R * SK , SK = Selbsterwärmungskoeffizient
3
Jetzt wird einmal mit I und einmal mit I * sqrt(2) gemessen d.h.
4
Ts1 = I^2 * R * SK
5
Ts2 = I * sqrt(2) * I * sqrt(2) * R * SK = 2 I^2 R * SK = 2 * Ts1
Ulirch schrieb:> Wenn man die Sensoren parallel schaltet hat man allen Widerständen die> gleiche Spannung - bis auf ggf. kleine Unterschiede durch die Kabel.>> Wenn, dann die Sensoren in Reihe dann fließt der selbe Strom durch alle.
OK, du hast recht, grober Fehler meinerseits.
5 Sensoren in Serie wird schon reichlich komisch aussehen, und alle
müssen eingesteckt sein. Gibt es da auch etwas zu beachten? Deine Idee
mit dem externen Multiplexer war wahrscheinlich so gemeint, dass jeder
Sensonr seinen eigenen Referenzwiderstand bekommt, und die
Referenzspannung wird über den Multiplexer auf die REF-Eingänge gegeben.
Man könnte vielleicht ein Knöpfchen oder Schalter einbauen, wenn der
Sensor draußen ist, dann einen interenen 100 Ohm zuschalten, ist aber
auch etwas schräg die Idee.
Arc Net schrieb:> Tm = T + Ts> Ts = I^2 R SK , SK = Selbsterwärmungskoeffizient> Jetzt wird einmal mit I und einmal mit I * sqrt(2) gemessen d.h.> Ts1 = I^2 R SK> Ts2 = I * sqrt(2) I sqrt(2) R SK = 2 I^2 R * SK = 2 * Ts1> T1 = T + Ts1 und T2 = T + 2 * Ts1> T2 - T1 = T + 2 * Ts1 - (T + Ts1) = Ts1
Ah, ich verstehe. Im Prinzip muss es ja gar nicht unbedingt Wurzel2
sein, man braucht 2 unterschiedliche bekannte Ströme, mit Wurzel2 ist es
aber eleganter.
Für PT100 habe ich SK von 0,08°C/mW (wirklich mit °C) bei Luft mit 1m/s
gefunden, bei 1mA bekomme ich also 8mK, das ist schon beachtlich,
allerdings möchte ich ja glücklicherweise nicht die Luft messen.
Andererseits, rein hypothetisch: wenn man diese sqrt2-Methode an der
Luft anwendet, dann sollten die beiden Messungen im
Temperaturgleichgewicht durchgeführt werden. Da die Selbsterwärmung nur
vom Strom und glücklicherweise nicht von der Temperatur abhängt, und
dieser konstant ist, reicht es nur ein Mal für das zu messende Medium
Ts1 bzw. im Grunde genommen nur SK zu messen.
Allerdings ändern sich die Parameter des Mediums (Luft), die den SK
beeinflussen, wie z.B. Druck, Luftgeschwindigkeit oder Feuchtigkeit, so
dass man den Abgleich alle 15-30 Minuten durchführen sollte, oder?
Wenn man die Sensoren nicht alle in Reihe haben will, reicht ein MUX zum
umlenken des Stromes vom Ref. Widerstand zu einem der Sensoren. Dazu
dann die 2 Kanäle um den Sensor mit dem AD zu verbinden auszuwählen.
Zusätzliche hat man so die Möglichkeit den Sensor auch ohne Strom zu
messen, um ggf. einen Offset zu korrigieren. Wenn der AD Wandler schnell
genug ist kann man ggf. die zeitliche Entwicklung der Eigenerwärmung
sehen und damit ggf. korrigieren.
Eine Alternative wäre ggf. die Sensoren in Reihe und ein paar FETs dazu
um einige Sensoren ggf. zu überbrücken.
Wenn es nicht zu viele Sensoren sind, geht das mit der Reihenschaltung
schon recht gut. Die Sensoren haben dann aber alle eine etwas anderen
Gleichtaktspannung. Es kommt also schon etwas auf die Eigenschaften des
Eingangsverstärkers an. Bei ca. 100-150 mV je Sensor sind das auch für
6 Sensoren erst etwa 1 V. Bei PT1000 als Sensor ist das dann weniger
geeignet.
Noch eine Frage, sollte das Interface zw. ADC und µC per Optokoppler
isoliert werden oder reichen 220er Widerstände?
Ulirch schrieb:> Wenn man die Sensoren nicht alle in Reihe haben will, reicht ein MUX zum> umlenken des Stromes vom Ref. Widerstand zu einem der Sensoren.
Das ist auch eine interessante Idee, es muss aber mit der Messung des
ADCs synchronisiert werden.
Wenn für die Wahl des Sensors ein im AD Wandler interner AD Wandler
genutzt wird, muss man auf die Synchronisierung extra achten. Bei einem
externen MUX zwischen Sensor und AD kann man in der Regel einfach die 3
MUX gemeinsam ansteuern.
Ob man zwischen AD und µC noch eine extra Trennung per Optokoppler
sinnvoll ist, hängt von den Störungen ab. Die meisten Störungen die man
vom µC zum AD bekommt werden höherfrequent sein, sollten also im
Idealfall die Messung kaum stören. Je nach Interface müsste man auch
schon relativ schnelle Optokoppler nehmen. Durch den hohen Strom (z.B. 5
mA) den man beim Optokoppler bracht, kann man damit auch mehr Störungen
verursachen als ohne. I2C lässt sich auch nicht gut über Optokoppler
schicken.
Es hängt auch vom AD Wandler ab wie kritisch die Versorgung ist.
Ursprünglich genannte LTC2400 ist da z.B. Problematisch weil die
Spannungen auf den Pin der Versorgungsspannung bezogen sind.
Ulirch schrieb:> Es hängt auch vom AD Wandler ab wie kritisch die Versorgung ist.> Ursprünglich genannte LTC2400 ist da z.B. Problematisch weil die> Spannungen auf den Pin der Versorgungsspannung bezogen sind.
Es war ja nur die erste Idee, ich tendiere jetzt zu dem hier von Arc Net
vorgeschlagenen AD7794.
Andere Frage, ist es problematisch anstelle einer Konstantstromquelle
eine Spannungsquelle zu nehmen, ich messe doch ratiometrisch? Oder
sollte man doch die Konstantstromquelle des SD7794 nehmen?
Man muss keine Konstantstromquelle nehmen. Es reicht für die
ratiometrische auch einfache die Spannung die Versorgungsspannung und
ein einfacher Widerstand. Die Stromquellen im AD7704 passen schon vom
Strom nicht gut.
Anfänger schrieb:> Ulirch schrieb:>> Es hängt auch vom AD Wandler ab wie kritisch die Versorgung ist.>> Ursprünglich genannte LTC2400 ist da z.B. Problematisch weil die>> Spannungen auf den Pin der Versorgungsspannung bezogen sind.>>> Es war ja nur die erste Idee, ich tendiere jetzt zu dem hier von Arc Net> vorgeschlagenen AD7794.> Andere Frage, ist es problematisch anstelle einer Konstantstromquelle> eine Spannungsquelle zu nehmen, ich messe doch ratiometrisch? Oder> sollte man doch die Konstantstromquelle des SD7794 nehmen?Konstantstromquelle, Vierleiter:
1
VPT100 = I * RPT100
2
VREF = I * RREF
Der AD7794 gibt dann im unipolaren Modus mit Gain=1 folgendes aus:
1
Code = (2^24 * AIN) / VREF
2
hier
3
Code = (2^24 * I * RPT100) / (I * RREF) = (2^24 * RPT100) / RREF
4
RPT100 = Code * RREF / 2^24
Jetzt das ganze mal für eine Konstantspannungsquelle (inkl.
Leitungswiderständen) durchrechnen...
Zu beachten ist beim AD7794 (und vielen anderen AD-Wandlern mit interner
Verstärkung) auch, dass die Eingangsspannungsbereiche eingehalten werden
müssen. Beim AD7794 sind das GND + 0.3 V und AVDD - 1.1 V als absolute
Grenzen und VCM = ((AIN(+) + AIN(−))/2) >= 0.5 V (je nach Messmodus).
Arc Net schrieb:> Jetzt das ganze mal für eine Konstantspannungsquelle (inkl.> Leitungswiderständen) durchrechnen...
Braucht man gar nicht. Du hast ja an keinster Stelle explizit
angenommen, dass der Strom konstant ist, trotzdem fliegt er in der
Rechnung raus. Das ist ja die Eigenschaft der ratiometrischen Messung,
es wird nur das Verhältnis zw. zwei Widerständen abgebildet.
Arc Net schrieb:> Zu beachten ist beim AD7794 (und vielen anderen AD-Wandlern mit interner> Verstärkung) auch, dass die Eingangsspannungsbereiche eingehalten werden> müssen. Beim AD7794 sind das GND + 0.3 V und AVDD - 1.1 V als absolute> Grenzen und VCM = ((AIN(+) + AIN(−))/2) >= 0.5 V (je nach Messmodus).fluchend
Jedes mal irgendetwas Neues. Nun denn:
In-Amp Active, Gain = 4 to 128, CHOP ENABLED
Vmin bei Ain = GND + 300 mV
ist überall gegeben, außer beim letzten Sensor, also muss nach dem
letzten Sensor noch ein 350 Ohm-Widerstand rein.
Vmax bei Ain = AVDD − 1.1
ist ohne Ausnahme überall gegeben, da an der Referenz ca. 4V abfallen
VCM = (AIN(+) + AIN(−))/2, gain = 4 to 128 minimum 0,5V
ist wieder am letzten Sensor nicht gegeben, auch nicht mit 350 Ohm gegen
Masse. Da muss also ca. 500 Ohm rein, so dass AIN(+)=0,6V, AIN(-)=0,5V,
VCM=0,55V
Also alle Widerstände nochmal der Reihe nach, für 1mA:
GND, 500 Ohm, 6x120 Ohm, 3780 Ohm, 5V Referenz.
120mV am Anschlag x 32(Verstärkung)=3,840V > 3,780V, klappt also wieder
nicht.
Die Frage ist, sollte man die Verstärkung kleiner wählen oder den Strom?
Bei kleinerer Verstärkung(16, 0,1µV RMS noise, 1mA): (6,6*0,1µV) /
385µV/K =2mK Auflösung
Bei der Reduktion der Stromstärke (32, 0,065µV RMS noise, 0,9mA):
(6,6*0,065) / 346,5mV/K =1,2mK Auflösung
Scheinbar ist es besser den Strom auf 0,9mA zu reduzieren, also
GND, 566 Ohm, 6x120 Ohm, 4269 Ohm, 5V Referenz.
@Arc Net
Danke für den Hinweis, ich dachte, dass es irgendwie schon passen wird,
böse Falle.
Man wird sich etwas schwer tun mit einem Referenzwiderstand der 4269 Ohm
oder 3780 Ohm hat. Als Hochgenaue Widerstände mit geringem TK (z.B. 5
ppm/K) wird man eher Werte wie 1 K oder 2 K finden. Den Rest des
Widerstandes um den Strom einzustellen kann man dann als normalen
Widerstand nehmen. Dadurch ändert sich aber auch die Ref. Spannung dann
auch auf etwa 1 oder 2 V.
Ulirch schrieb:> Man wird sich etwas schwer tun mit einem Referenzwiderstand der 4269 Ohm> oder 3780 Ohm hat.
Ich habe bei Farnell RESISTOR.4K3.0.5W.0.1%.15PPM Typ: PR5Y-4K3BI
gefunden, oder 4k5 mit 5ppm. Es gibt auch 4K3 0805 5PPM, allerdings als
SMD. Es lässt sich also schon was drehen.
Hallo, ich bin's nochmal.
Ich habe die Schaltung wie oben beschrieben ergänzt, Referenzwiderstand
4k5, 6 PT100 und ein 562 Ohm, so dass die Anforderungen vom AD7794
erfüllt sein sollten.
Außerdem habe ich einen Jumper (jp3) auf die Datenleitungen des AD7794
montiert, da ich bis jetzt noch nie einen Mikrokontroller programmiert
habe und zum Funktionstest den LPT-Port + LabView nehmen möchte, da es
viel schneller und einfacher ist. Wenn der ADC läuft, dann werde ich
mich an den Assembler setzen und den ATMEGA32 programmieren.
Der ATMEGA32 besitzt zwei unterschiedliche Massen, in c't-Lab wird die
ADC-Analogmasse auch an die Analogmasse des µC geführt. Ich vermute,
dass dies nur deshalb gemacht wurde, weil auch der interne ADC des µC
benutzt wird. Zitat: "Als Messkanäle bietet das DIV-Modul nicht nur die
präzisen Werte vom 24-Bit-Wandler, sondern auch noch quasi parallel
verarbeitete Werte des ATmega-internen Wandlers für überschlägige oder
Trend-Messungen"
Da mich der interne ADC nicht interessiert, könnte ich doch die beiden
Massen des µC an die Digitalmasse legen, oder? Im Schaltplan habe ich
allerdings einen Jumper (jp4) eingesetzt, mit dem man an die Analogmasse
des µC wahlweise die digitale oder die analoge Masse legen kann (da ich
mir nicht sicher bin ob es so geht).
Nun zu den Massen: Die obere Seite der Platine dient als Massefläche.
Diese ist aufgeteilt in zwei Bereiche, links analog und rechts digital.
Beide werden an einer Stelle mit R56 von 0 Ohm verbunden.
Der ADC und die Abblockkondensatoren sind in SMD-Bauform, so dass diese
auf der bottom-Seite gelötet werden, alle anderen Bauteile, auch die
Drahtbrücken (hierbei muss ich aufpassen, dass die Drahtbrücken auf der
top-Seite nicht mit der Masse in Berührung kommen), sind auf der
top-Seite. Da die bottom-Seite relativ wenig Kupfer enthält, entschied
ich mich auch auf dieser Seite Kupferflächen zu erzeugen. Dazu
unterteilte ich die bottom-Seite in drei Bereiche: links, oben und
unten. Linke Kupferfläche wurde wie die top-Seite mit AGND verbunden.
Ist es problematisch, können so Antennen oder ungünstige Schleifen
entstehen?
Die obere Fläche habe ich mit analog V++ verbunden, die untere wieder
mit DGND.
Falls jemand Tipps hat, so immer rein damit.
PS.: Ich habe anfangs gefragt, was es mit der Massetrennung und nur
einer Verbindung zw. Analog und Digitalmasse auf sich hat. Für die, die
sich die selbe Frage stellen: Der Digitalteil basiert auf 0 und 1, die
Übregänge mit den Überschwingern sind relativ steil, so dass verglichen
mit dem Analogteil (24bit ADC :-) auch auf der Digitalmasse signifikante
Ströme fließen können. Da auch eine Massefläche keinen infinitesimalen
Widerstand besitzt, hat man an unterschiedlichen Kontaktstellen
unterschiedliche "Masse". Sind also die Massen nicht getrennt, so
bekommt man, je nachdem was der µC gerade macht, eine sich ändernde
Masse.
Trennt man die Massen, lässt jedoch mehrere Verbindungsstellen zu, so
fließen Ausgleichsströme der Digitalmasse auch über die analoge Masse
und erzeugen wieder Potentialänderungen.
Bei einer einzelen Verbindung ist diese Wirkung minimal, jedoch nicht
Null, da der Analogteil primär als eine Kapazität (allerdings sehr
kleine, wenn die Analogleitungen nur über der Analogmasse verlaufen und
vice versa) angesehen werden kann.
Nachtrag: zwei PT100 werden nicht direkt auf der Platine aufgelötet
sondern auf dem Frontpanel befestigt und mit Leitern zur Platine
verbunden (x-7 und x-8 im Bestückungsplan, Schraubklemmen sind
Platzhalter für Lötaugen)
Und: zur besseren Übersicht eine top-bottom-Zeichnung
Hallo Leute,
wie es aussieht hat Anfänger es ja nun doch ohne Multiplexer realisiert.
Ich hab nun auch vor eine solche Temperaturmessung mit 5 Pt100 Sensoren
zu realisieren und würde gerne einen Muxer (74HC4051?) einsetzen. Siehe
dazu den angehängten Prinzipschaltplan. Die beiden Stromquellen sind die
internen des AD7794. Passt der Schaltplan vom Prinzip erstmal?
In Beitrag "Re: AD7793 Single Conversion Mode" und
www.analog.com/static/imported-files/eval_boards/EVAL-AD7794.pdf (Figure
7) sind Reihenwiderstände eingezeichnet. Ich verstehe deren Sinn nicht,
die Eingänge des AD-Wandlers sind doch sowieso sehr hochohmig. Weiterhin
hat jeder Eingang noch einen Filter. Diese Art kenne ich jedoch nicht
bzw. ich weiß nicht, wie man diesen dimensioniert.
Um herauszubekommen, welche Kombination aus Strom, Gain und
Referenzwiderstand am besten zu wählen ist, hab ich ein kleines
Spreadsheet angelegt (mit LibreOffice, hoffe das kann die Allgemeinheit
öffnen, vllt. nützt es ja jemanden). Es ist auf den Schaltplan ausgelegt
und ich hoffe keine Fehler gemacht zu haben. Das R_on ist übrigens dem
Multiplexer und der Leitung geschuldet.
Ich habe vor mehrere RTDs von Conrad (171961) zu verwenden, die einen
hohen Temperaturbereich aufweisen (-70°C bis 500°C).
Ich liebäugel mit der Kombination 210µA und Gain von 16, da der
Referenzwiderstand nah an der E12-Reihe liegt und der Strom recht klein
ist (geringe Eigenerwärmung). Was ist eigentlich vorteilhafter:
1.kleiner Strom, hoher Gain -> höheres Rauschen oder 2.hoher Strom,
geringer Gain -> höhere Eigenerwärmung?
Das Datenblatt des RTDs sagt, dass er mit einem Strom ab 300µA betrieben
werden soll, glaub aber ich kann ihn auch mit 210µA betreiben, oder?
Zuletzt hab ich noch gelesen, dass es Probleme mit dem ca. 100fachen
Strom des Referenzeingangs zu den Analogeingängen geben kann. Kann mich
diesbezüglich jemand erleuchten (belasteter Spannungsteiler?)?
Fragen über Fragen, ich danke euch schon mal im Voraus. Ich bin offen
für Vorschläge, wie man das Ganze besser realisieren kann.
Grüße Ole
Die Schaltung stimmt so nicht. Die Stromquelle I2 ist da falsch, die
kann einfach entfallen. Den RTD kann man auch mit weniger Strom
betreiben - das ist immer ein Abwiegen zwischen Fehlern durch
Offsetspannungen und der Eigenerwärmung. 200 µA sind aber für einen
PT100 schon wenig, das passt eher zu PT1000.
Beim Mux sollte man 4 (oder 3) nehmen, 2 für den Strom und 2 für die
Spannungsmessung. Dabei kann man dann einen MUX sparen und einmal direkt
verbinden. Also die 4 Leiterverkabelung über den MUX.
Ole E. schrieb:> Hallo Leute,>> wie es aussieht hat Anfänger es ja nun doch ohne Multiplexer realisiert.> Ich hab nun auch vor eine solche Temperaturmessung mit 5 Pt100 Sensoren> zu realisieren und würde gerne einen Muxer (74HC4051?) einsetzen. Siehe> dazu den angehängten Prinzipschaltplan. Die beiden Stromquellen sind die> internen des AD7794. Passt der Schaltplan vom Prinzip erstmal?> In Beitrag "Re: AD7793 Single Conversion Mode" und> www.analog.com/static/imported-files/eval_boards/EVAL-AD7794.pdf (Figure> 7) sind Reihenwiderstände eingezeichnet. Ich verstehe deren Sinn nicht,> die Eingänge des AD-Wandlers sind doch sowieso sehr hochohmig.
Hochohmig schon, aber nicht gegen ESD geschützt. Der maximal zulässige
Strom laut DB S. 10 ist 10 mA. Dann kann man je nach erwarteter
Überspannung rechnen und/oder muss entsprechenden zusätzlichen Schutz in
Form von TVS/ESD/Schottky-Dioden o.ä. vorsehen.
> Weiterhin> hat jeder Eingang noch einen Filter. Diese Art kenne ich jedoch nicht> bzw. ich weiß nicht, wie man diesen dimensioniert.
Common-Mode und Differential-Mode-Filter.
Wenn man die Schaltung des Eval-Boards nimmt, ist die Rechnung:
tauDiff = (R3 + R4) * (C1*C2/(C1 + C2) + C3)
tauComm = R3 * C1 = R4 * C2
Um zu verhindern das ein Teil des Gleichtaktsignals das differentielle
Signal verfälscht, sollten die Widerstände und Kondensatoren jeweils
möglichst gleiche Werte haben (d.h. Rs min. +-1%, Cs +-5%). Günstiger
sind bei sowas X2Y-Kondensatoren http://www.x2y.com/> Ich habe vor mehrere RTDs von Conrad (171961) zu verwenden, die einen> hohen Temperaturbereich aufweisen (-70°C bis 500°C).> Ich liebäugel mit der Kombination 210µA und Gain von 16, da der> Referenzwiderstand nah an der E12-Reihe liegt und der Strom recht klein> ist (geringe Eigenerwärmung). Was ist eigentlich vorteilhafter:> 1.kleiner Strom, hoher Gain -> höheres Rauschen oder 2.hoher Strom,> geringer Gain -> höhere Eigenerwärmung?> Das Datenblatt des RTDs sagt, dass er mit einem Strom ab 300µA betrieben
Teil 1
Eigenerwärmung laut DB 0.05K/mW
P = I^2 R d.h. bei einem PT100 bei 500 °C sind das ~281 Ohm
Strom 1 mA -> 1 mA ^2 * 281 = 0.281 mW
0.05 K/mW * 0.281 mW ~ 0.014 K wenn das zuviel ist, dann mit dem Strom
runter (beide Stromquellen zusammen sind z.B. ~0.42 mA) was ~0.0025 K
ergibt.
Teil 2
281 Ohm * 1 mA = 281 mV . Gain 16 ~ 4.496 V passt ganz gut, wenn der
Verstärker des AD7794 das mitmachen würde (S. 4 DB -> max. AVDD - 1.1V
d.h. bei 5V nur 3.9V, min GND + 300 mV ansonsten gibt's Fehler, VCM muss
auch noch beachtet werden).
Also beide Stromquellen zusammen (nom. 0.42 mA) d.h.
281 Ohm * 0.42 mA ~ 118 mV -> Gain 32 ergibt dann etwa 3.77 V passt. Bei
entsprechendem Einsatztemperaturbereich der Schaltung und den
Ungenauigkeiten (u.a. der Stromquellen) wird das allerdings u.U. auch
nicht ganz passen (S. 5 DB)
> werden soll, glaub aber ich kann ihn auch mit 210µA betreiben, oder?> Zuletzt hab ich noch gelesen, dass es Probleme mit dem ca. 100fachen> Strom des Referenzeingangs zu den Analogeingängen geben kann. Kann mich> diesbezüglich jemand erleuchten (belasteter Spannungsteiler?)?
Ja, Rechnung müsste ich raussuchen
> Fragen über Fragen, ich danke euch schon mal im Voraus. Ich bin offen> für Vorschläge, wie man das Ganze besser realisieren kann.>> Grüße Ole
Zunächst mal Danke für die schnellen Antworten, ich musste sie erstmal
in Ruhe durchdenken.
Ulrich schrieb:> Die Schaltung stimmt so nicht. Die Stromquelle I2 ist da falsch, die> kann einfach entfallen.
Die Idee war eine Dreileiter-Schaltung zu benutzen, wie in
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD7792_7793.pdf
(S. 29) zu erkennen ist. Allerdings musste ich feststellen, dass der
On-Widerstand des Multiplexers mir die gemessene Spannung verändert.
Deshalb ziehe ich nun einen Vierleiter-Anschluss stark in Erwägung.
Somit kann dann eine Stromquelle I2 entfallen.
Ulrich schrieb:> Beim Mux sollte man 4 (oder 3) nehmen, 2 für den Strom und 2 für die> Spannungsmessung. Dabei kann man dann einen MUX sparen und einmal direkt> verbinden.
Die Idee mit der direkt Verbindung auf der einen Seite hatte ich ja oben
schon realisiert. Allerdings verstehe ich nicht, warum ich für die
Spannungsmessung noch Muxer brauche, der AD7794 hat doch 5
differenzielle Eingänge, die ich nutzen kann.
Ich könnte mir lediglich ersparen für jeden Eingang einen separaten
analogen Filter aufzubauen, in dem ich den Filter hinter die Muxer
setzen würde. Muxer im Messweg bei der Vierleitermessung dürften ja
nicht problematisch sein.
Arc Net schrieb:> Hochohmig schon, aber nicht gegen ESD geschützt
Sind 1kOhm Reihenwiderstände ausreichend? (an allen digitalen und
analogen Eingängen)
Arc Net schrieb:> Common-Mode und Differential-Mode-Filter
Danke für den Hinweis auf die Filter. Die Berechnung der Zeitkonstanten
versteh ich auch soweit. Bei tauDiff hast du also im Grunde nur eine
Einsatzkapazität und Ersatzwiderstand gebildet und es auf ein RC-Glied
zurückgeführt. Müssten dass dann nicht zwei Tiefpässe ergeben?
Allerdings nützen mir die Zeitkonstanten recht wenig, wenn ich nicht
weiß, welche Werte ich da einsetzen sollte. :-)
Die X2Y-Kondensatoren sehen viel versprechend aus. Wie mir scheint, sind
die Dämpfungen der Common/Differential Mode Störungen um so höher, je
größer man die Kapazitäten wählt. Hast du Erfahrung welcher Wert hier
geeignet ist (ich befinde mich nicht in der Nähe von Radaranlagen etc.
und die Kabellänge soll auf ca. 2-3m begrenzt sein). Den selben Filter
sollte ich wohl auch noch mal an der positiven Betriebsspannung
benutzen.
Ich habe mein Spreadsheet nochmal auf die neuen Gegebenheiten angepasst
und komme jetzt auf folgende möglich Kombination, die mir ganz gut
gefällt:
Pt1000 I=210µA Gain=2 Rref=5,6kOhm -> Uref~1,18V Eigenerwärmung: 2,2mK
(vllt. auch Gain=1 mit zwei parallel geschalteten 5,6kOhm Widerständen,
in jedem Fall Buffered und Chop Enabled). Die Constraints sind alle
erfüllt.
Weiterhin sollte meine Schaltung möglichst flexibel sein, d.h. es wäre
nett, wenn man den Referenzwiderstand einfach wechseln könnte (wenn man
z.B. doch mal Pt100 Senoren benutzen will). Ein Potentiometer ist ja
wegen dem hohen TK keine gute Idee. Ich kenne von manchen RLC-Meter
solche Widerstandshalter, wo man die Widerstände reinklemmen kann. Was
haltet ihr davon? (Übergangswiderstände?)
Vielen Dank für eure Mühe!
Ole
An die 5 seperaten Eingänge des Ads hatte ich nicht gedacht. Das ist
schon OK damit. Für einen Sigma Delta AD ist der Filter ja auch nicht so
Aufwendig.
Nur ein Widerstand wird für den ESD Schutz nicht ausreichen. Die
Kondensatoren vom Filter könnte dabei aber schon helfen. Wenn man noch
extra Dioden braucht, dann eher welche mit wenig Leckstrom - keine
Schottky. Den ESD Schutz und die Filter sollte man eher zusammen sehen.
Die Zeitkonstante für den Filter darf man nicht zu lang machen, sonst
braucht es zu lange bis richtige Wert erreicht ist. Um bis auf 1 ppm an
den Endwert zu kommen muss man ja schon etwa 15*RC abwarten.
Entsprechend wird man mit RC mehr in der Größenordnung 1 ms oder drunter
liegen, einfach weil sonst die Kondensatoren unhandlich groß werden.
Wenn man den Ref. Widerstand auswechselbar machen will, ggf. als ein
kleines Modul mit 4 Leiter-Anschluss. Bei 5,6 K wäre der
Übergangswiderstand je anch Stecker noch nicht ganz so dramantsich, aber
ggf. schon merklich.
Ulrich schrieb:> kleines Modul mit 4 Leiter-Anschluss. Bei 5,6 K wäre der> Übergangswiderstand je anch Stecker noch nicht ganz so dramantsich, aber> ggf. schon merklich.
Bei Vierleiteranschluss spielt der Übergangswierstand keine Rolle.
Für "unser" Thermometer "Auf Arbeit" mit < 10mK Fehler haben wir
normale DIN-Stecker genommen. Auch für die Multiplexer haben wir
ganz normale 4051 genommen.
Gruss
Harald
test.png
(100 KB)
