Beratung Aufbau Vorverstärker

[A. R. (redegle)]

Hallo,

ich würde mir gerne zu Hause einen Vorverstärker bauen. Geplant ist, das 
sich dieser vor ein Oszilloskop anschließen lässt.

Tastkopf -- Vorverstärker -- Oszilloskop

Ich habe mir mal ein paar Gedanken und einen Schaltplan gemacht.
Wäre nett, wenn ich ein paar Kommentare/Verbesserungsvorschläge bekommen 
könnte.

Datenblatt OP:
www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8065_8066.pdf

Ein paar Probleme bzw. Überlegungen:

-Die Operationsverstärker haben einen "hohen" Offset deswegen muss 
dieser reduziert werden. Kompensation oder Tiefpass (C2 bis C5). Dies 
verhindert aber eine Gleichspannungsverstärkung (nicht unbedingt 
notwendig wäre aber schön).

-Was haltet Ihr von dem Widerstand R7. Dieser Widerstand dient als 
Überspannungsschutz. Er begrenzt den Strom, welcher durch die 
Schutzdioden im Op fließt. Bei 1kohm könnten Spannung +/- 10V der 
Versorgungsspannung verkraftet werden. Nachteil ist natürlich, das 
dieser Widerstand ein Rauschen erzeugt, welches später mit verstärkt 
wird.

-Ich wollte gewährleisten, dass die open loop Verstärkung des 
Operationsverstärkers mindestens 100mal so groß ist wie die Verstärkung 
mit Rückkopplung. Deswegen verwende ich 2 Ops. Bei 100kHz beträgt das 
open loop gain 60dB und die Rückkopplungsverstärkung könnte ich auf 20dB 
einstellen.

-Den Ausgang würde ich gerne mit einem seriellen 50ohm Widerstand 
abschließen. Etwas schnellere Ops neigen dazu, bei einer kapazitiven 
Last (Koaxialkabel) zu schwingen.

- Gibt es eine Möglichkeit, die Ausgangsspannung auf z.B. +/- 2V zu 
begrenzen?

[ArnoR (Gast)]

Die Widerstandswerte der Rückkopplung sind für diese Frequenzen zu 
hochohmig und warum brauchst du eine Gesamtverstärkung von 10201?

[Klaus R. (klara)]

Hallo,
was soll das Ganze denn werden?
Stört denn die Diode im Verpolungsschutz nicht die Messung?

> -Die Operationsverstärker haben einen "hohen" Offset deswegen muss
> dieser reduziert werden. Kompensation oder Tiefpass (C2 bis C5)

Wie wäre es mit einer Gleichspannungsgegenkopplung per Integrator?

Gruss Klaus.

[Jens G. (jensig)]

>Die Widerstandswerte der Rückkopplung sind für diese Frequenzen zu
>hochohmig und warum brauchst du eine Gesamtverstärkung von 10201?

Das wird ein Rauschteppich werden ... denn wirste noch in der größten 
Spannungseinstellung sehen (Stichwort Rauschbandbreite in Verbindung mit 
dieser Verstärkung).

[A. R. (redegle)]

>Die Widerstandswerte der Rückkopplung sind für diese Frequenzen zu
>hochohmig und warum brauchst du eine Gesamtverstärkung von 10201?

Die Widerstände sollen einstellbar sein. Also Umschaltbar.
Somit könnte man auch eine Verstärkung von 1 einstellen.

Wie hoch ist denn die parasitäre Kapazität eines 0805 
Dickschichtwiderstandes?
Bei 20pF komme ich bei 100kHz auf eine Impedanz von 80kohm.
Bei 2pF währen es 800kohm. Aus 300kohm würden somit 280kohm.

Wenn ich die Widerstände wesentlich kleiner mache nimmt natürlich auch 
der Strom zu.

>Hallo,
>was soll das Ganze denn werden?
>Stört denn die Diode im Verpolungsschutz nicht die Messung?

Irgendwie verstehe ich die Frage nicht. Die Diode befindet sich in dem 
Pfad der Versorgungsspannung. Wie soll die meine Messung verfälschen?

>Wie wäre es mit einer Gleichspannungsgegenkopplung per Integrator?
Könntest du hierzu ein Beispiel nennen?

>Das wird ein Rauschteppich werden ... denn wirste noch in der größten
>Spannungseinstellung sehen (Stichwort Rauschbandbreite in Verbindung mit
>dieser Verstärkung).

Bei der Schaltung so wie so oben zu sehen ist komme ich ohne das 
Rauschens der Ops auf ein Ausgangsrauschen von 70µV/sqrt(Hz).
Das sind bei 100kHz 22mV Rauschen.

[Christian L. (cyan)]

A. R. schrieb:
> Bei der Schaltung so wie so oben zu sehen ist komme ich ohne das
> Rauschens der Ops auf ein Ausgangsrauschen von 70µV/sqrt(Hz).
> Das sind bei 100kHz 22mV Rauschen.

Und was bringt dir das, dass du das Eingangsrauschen der OPVs 
ignorierst? In meiner Simulation sind es insgesamt 90µV/sqrt(Hz). Auch 
begrenzt du nirgendwo die Bandbreite. Laut Simulation hat die Schaltung 
eine Bandbreite von 700kHz. Die Anteile über 100kHz gehen also auch noch 
mit in die Berechnung mit ein und dann landest du bei über 75mV 
Rauschen. Das ist aber nur der RMS-Wert. Peaks werden bis einige 100mV 
gehen.

Auch stellt sich die Frage, wie groß der Ausgangswiderstand deines zu 
vermessenden Signals ist.

Beschreibe doch mal, was du mit der Schaltung genau erreichen willst.

Edit: Rechnerisch komm ich sogar auf fast 100µV/aqrt(Hz).

LG Christian

[Jens G. (jensig)]

Das ist nur das Rauschen. Gut abgeschirmt sollte die ganze Sache dann 
auch noch sein. Sonst werden die Peaks noch größer.
Eigentlich sollte nach Euren Berechnungen eine 100er Verstärkung auch 
schon reichen, wenn man mal einen 20mV-Meßbereich annimmt.

[Klaus R. (klara)]

Hallo,
>>Stört denn die Diode im Verpolungsschutz nicht die Messung?

> Irgendwie verstehe ich die Frage nicht. Die Diode befindet sich in dem
> Pfad der Versorgungsspannung. Wie soll die meine Messung verfälschen?

Ich habe es übersehen dass es sich hier um die Versorgungsspannung 
handelt.

>> Wie wäre es mit einer Gleichspannungsgegenkopplung per Integrator?
> Könntest du hierzu ein Beispiel nennen?

Auf die Schnelle bin ich hier fündig geworden:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina333.pdf
Seite 15, Abbildung 37. Das IC rechts unterhalb von INA 333. Der 
Integrator regelt auch den letzten Rest von Gleichspannungsanteil weg.

Gruss Klaus.

[B e r n d W. (smiley46)]

Hallo A.R.

Der Kondensator C11 schadet -> weglassen.

>R1 unbegrenzt bzw. unendlich
Das geht nicht, da der OP einen Gleichstrompfad auf GND benötigt. Ein 
Wert von 10Meg wäre evtl. noch ok, jedoch steigt das Rauschen dadurch 
an. R7 mit 1k sehe ich jetzt eher als das geringere Problem an, denn im 
Vergleich zu 1Meg oder 10Meg ist das fast nichts.

>die parasitäre Kapazität eines 0805
Deutlich unter 1pF, aber der OP hat eine Eingangskapazität von 4,5pF.

>Wenn ich die Widerstände wesentlich kleiner mache,
>nimmt natürlich auch der Strom zu.
Wie groß wird dann der Strom bei z.B. 100mV Signal? Was spricht dagegen, 
R3=1k zu dimensionieren und R2 umschaltbar zu machen und zwar offen=1x, 
500 Ohm=3x und 111 Ohm=10x.

Angenommen, ein Oszi hätte eine Eingangsempfindlichkeit von 10mV/Div und 
das Rauschen zurückgerechnet auf den Eingang des OPs betrage ganz grob 
10µV bei der oben diskutierten Bandbreite. Mit Faktor 10 verstärkt liegt 
das Rauschen dann bei 100µV, Deine Y-Auflösung bei 1mV/Div -> Das 
Rauschen beträgt jetzt ca. 1/10 der Auflösung, was ich gerade noch als 
akzeptabel empfinde. Dafür ginge der Frequenzbereich schon mit einer 
Stufe bis 10MHz.

Der OP ist für die tiefen Frequenzen eher schlecht geeignet. Die 
Flicker-Noise-Corner liegt bei ca. 2kHz. Im Vergleich dazu bei einem 
NE5532 liegt diese Ecke bei ca. 200Hz. Dadurch rauscht der AD8066 bei 
10Hz zehn mal stärker. Falls die Bandbreite wirklich nur 100kHz betragen 
soll, wäre der NE5532 möglicherweise die bessere Wahl.

Gruß, Bernd

[Jens G. (jensig)]

>10Hz zehn mal stärker. Falls die Bandbreite wirklich nur 100kHz betragen
>soll, wäre der NE5532 möglicherweise die bessere Wahl.

Der Ne5532 würde zwar rein rechnerisch die 100kHz bei v=100 gerade noch 
so schaffen, aber bei einem Eingangssinus dieser Frequenz sieht der Oszi 
dann sicherlich nicht wirklich mehr einen Sinus, sondern nur noch eine 
undefinierte Berg- und Talfahrt.

[B e r n d W. (smiley46)]

@Jens
Hab das mal ersatzweise mit nem LT1007 simuliert, weil der ähnliche 
Daten hat. Wenn man das zweistufig macht, gehen 100kHz bei x100 noch 
locker bei 1% Klirr. Aber das Rauschen beträgt schon fast 5mV durch den 
hohen Eingangswiderstand. Dabei gehe ich von einem Innenwiderstand der 
Signalquelle von 100k und einem Widerstand gegen GND von 10Meg aus. Das 
liegt jetzt aber wirklich nicht am OP, denn bei 50 Ohm kommt man auf 
250µV runter.

Eventuell könnte man bei höheren Verstärkungen automatisch auf einen 
niederohmigen Eingang umschalten.

[B e r n d W. (smiley46)]

>Signalquelle von 100k und einem Widerstand gegen GND
>von 10Meg aus. Das liegt jetzt aber wirklich nicht am OP,
>denn bei 50 Ohm kommt man auf 250µV runter.
Das scheint doch Stromrauschen des OPs zu sei, der LT1007 ist mit 
1,5pA/sqr(Hz) angegeben. Da ist der AD8066 viel viel besser mit 
0,6fA/sqr(Hz).

Fazit: Jens hat Recht, eine Verstärkung um Faktor 100 wäre mit dem 
AD8066 einen Versuch Wert.

Bernd

[A. R. (redegle)]

Erst einmal vielen Dank für das rege Interesse und die qualitätiv 
hochwertigen Kommentare.

Ich werde mal versuchen auf alles so gut es geht zu antworten.

>Und was bringt dir das, dass du das Eingangsrauschen der OPVs
>ignorierst? In meiner Simulation sind es insgesamt 90µV/sqrt(Hz). Auch
>begrenzt du nirgendwo die Bandbreite. Laut Simulation hat die Schaltung
>eine Bandbreite von 700kHz. Die Anteile über 100kHz gehen also auch noch
>mit in die Berechnung mit ein und dann landest du bei über 75mV
>Rauschen. Das ist aber nur der RMS-Wert. Peaks werden bis einige 100mV
>gehen.

>Auch stellt sich die Frage, wie groß der Ausgangswiderstand deines zu
>vermessenden Signals ist.

>Beschreibe doch mal, was du mit der Schaltung genau erreichen willst.

Das ganze soll ein universeller Vorverstärker für mein Oszilloskop 
werden. Der genaue Verwendungszweck wird sich dann in Zukunft zeigen. 
Primär geht es auch darum mal wieder zu Hause etwas mit Elekronik zu 
machen. Hatte in dem letzten Zeitraum kaum Zeit für soetwas.

Da das ganze möglichst universell sein soll ist der Ausgangswiderstand 
der Quelle nicht bekannt. Deswegen ist der umschalbare 
Eingangswiderstand vorgesehen.

Das vernachlässigen des Eingangsrauschens des OPVs bringt mir nichts. 
Somit bekomme ich jedoch ersteinmal einen groben Anhaltswert. Bis 
Gestern wusste ich übrigens noch nicht welche Parameter in LTSpice für 
das Rauschen zuständig sind. Die nächsten Simulationen werden mit den 
Werten aus dem Datenblatt durchgeführt.

Das mit der fehlenden Begrenzung der Bandbreite ist natürlich ein 
Problem. Jedoch resultiert aus der variablen Verstärkung auch eine 
variable Bandbreite und ich sehe keinen Sinn darin, für jede Verstärkung 
einen eigenen Tiefpassfilter zu konzipieren. Deswegen wird der 
Vorverstärker wahrscheinlich ohne Tiefpassfilter konzipiert und die 
Bandbreite kann ich notfalls noch extern nach der Verstärkung filtern.

>Ich habe es übersehen dass es sich hier um die Versorgungsspannung
>handelt.

Macht nichts.

>Auf die Schnelle bin ich hier fündig geworden:
>http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina333.pdf
>Seite 15, Abbildung 37. Das IC rechts unterhalb von INA 333. Der
>Integrator regelt auch den letzten Rest von Gleichspannungsanteil weg.

Ja klar jetzt weiß ich auch worauf du hinaus möchtest.
Bei einem nichtinvertierenden Verstärker geht die Verstärkung durch den 
Tiefpass maximal auf 1 zurück. das Probleme habe ich bei einem 
invertierenden Verstärker (Integrator) natürlich nicht mehr. Man könnte 
also den 2ten Verstärker auch als invertierenden Verstärker ausführen 
müsste das Signal dann jedoch wieder invertieren damit die 
Gesammtverstärkung positiv wird.

>Der Kondensator C11 schadet -> weglassen.
Die Konstruktion R5, L1 und C11 ist eine Spule mit den parasitären 
Eingenschaften.
Deswegen hatte ich da Spule drüber geschrieben aber das war nicht ganz 
ersichtlich.


>R1 unbegrenzt bzw. unendlich
Das geht nicht, da der OP einen Gleichstrompfad auf GND benötigt. Ein
Wert von 10Meg wäre evtl. noch ok, jedoch steigt das Rauschen dadurch
an. R7 mit 1k sehe ich jetzt eher als das geringere Problem an, denn im
Vergleich zu 1Meg oder 10Meg ist das fast nichts.

An den Gleichstrompfad habe ich jetzt gar nicht gedacht. Ich ging davon 
aus, dass dieser über den Ausgangswiderstand der Quelle gegeben ist. 
Zumindestens bei DC-Kopplung. Die 1Meg bzw. 10Meg hätte ich komplett 
vernachlässigt, da diese parallel zum Ausgangswiderstand der Quelle 
sind. Wenn dieser klein genug ist (10kohm) spielen die 1Meg normal keine 
Rolle oder täusche ich mich da?


>>die parasitäre Kapazität eines 0805
>Deutlich unter 1pF, aber der OP hat eine Eingangskapazität von 4,5pF.

Danke das mit den 4,5pF muss ich mal Simulieren.

>>Wenn ich die Widerstände wesentlich kleiner mache,
>>nimmt natürlich auch der Strom zu.
>Wie groß wird dann der Strom bei z.B. 100mV Signal? Was spricht dagegen,
>R3=1k zu dimensionieren und R2 umschaltbar zu machen und zwar offen=1x,
>500 Ohm=3x und 111 Ohm=10x.

Bei kleinen Eingangspegeln spricht nichts dagegen.
Ist der 2ten Op als Impedanzwandler spricht Verstärkung = 1 beschaltet 
und die Amplitude geht auf das Maximum also 10V dann fließen über die 
1kohm 10mA. Irgendwann gibt dann die virtuelle Masse nach.

>Eventuell könnte man bei höheren Verstärkungen automatisch auf einen
>niederohmigen Eingang umschalten.

Das müsste dann der Bediener entscheiden.

[Christian L. (cyan)]

A. R. schrieb:
> Bis
> Gestern wusste ich übrigens noch nicht welche Parameter in LTSpice für
> das Rauschen zuständig sind.
und
>Danke das mit den 4,5pF muss ich mal Simulieren.

Heißt das, dass du ein anderes Modell nimmst und bloß die Werte anpasst?
Du kannst doch auch einfach das Spice Modell von Analog Devices 
einbinden. Auf die Weise kannst du unter Berücksichtigung aller 
Parameter simulieren.

Zum Thema variable Verstärkung. Du könntest ja auch deine Eingangsstufe 
mit 100 verstärken lassen und die nächste Stufe in x10er Schritten 
umschalten.

In der Simulation ist mir auch aufgefallen, das die Gesamtverstärkung 
bei deinen vorgegebenen Werten nur bei 9832 liegt und nicht bei idealen 
10201. Irgendwie scheinen die Verstärker die ideale Verstärkung nicht 
ganz zu schaffen. Liegt wohl an den Cs zu Entkopplung des DC Anteils.
Diese sind mir eh etwas schleierhaft. Du willst ja auch DC Verstärken, 
filterst aber durch die Cs gegen Masse die DC Anteile wieder raus.

LG Christian

[A. R. (redegle)]

>Heißt das, dass du ein anderes Modell nimmst und bloß die Werte anpasst?

Ja

>Du kannst doch auch einfach das Spice Modell von Analog Devices
>einbinden. Auf die Weise kannst du unter Berücksichtigung aller
>Parameter simulieren.

Ist in diesem auch das Rauschen berückschtigt?
Auszug aus dem model

* The following parameters are accurately modeled;
*
*       Open loop gain and phase vs. frequency
*       Output impedance vs. frequency
*       Output clamping voltage and current
*       FET Input common mode range
*       Slew rate
*       Output currents are reflected to V supplies
*       Vos is static and will not vary
*       Distortion is not characterized

>Zum Thema variable Verstärkung. Du könntest ja auch deine Eingangsstufe
>mit 100 verstärken lassen und die nächste Stufe in x10er Schritten
>umschalten.

Dann würde mein erster Verstärker die Bandbreite limitieren wenn ich mal 
nur eine Verstärkung von 4 brauche.

>Diese sind mir eh etwas schleierhaft. Du willst ja auch DC Verstärken,
>filterst aber durch die Cs gegen Masse die DC Anteile wieder raus.

Hast du einen guten Vorschlag wie ich das lösen kann? Also DC messen 
trotz Offset der Ops.
Die Ops haben einen Offset von 1mV. Wenn ich diesen um Faktor 1000 
Verstärke habe ich einen Offset von 1V.

Ich hab simuliert, was passiert wenn ich die Widerstände R2,R3,R4 und R5 
variiere.
a = 1,2,3

Wenn ich die Widerstände um den faktor 3 reduziere verringert sich das 
Rauschen um 15%.

[A. R. (redegle)]

Da macht der Widerstand R7 siehe Bild im ersten Post wesentlich mehr 
Probleme.
Durchlauf 0 bis 10kohm bei Quellenwiderstand 200ohm und Innenwiderstand 
auf 1Megohm.
Schrittweite ist 1kohm.

Von 0ohm auf 1kohm verdoppelt sich das Rauschen. Natürlich ist dieser 
Effekt viel geringer wenn der Quellenwiderstand >> R7.

[A. R. (redegle)]

Das war Durchlauf von 0 bis 100kohm und Schrittweite 10kohm.

[Christian L. (cyan)]

A. R. schrieb:
> Ist in diesem auch das Rauschen berückschtigt?

Irgendwie ja und irgendwie nein. Es ist merkwürdig, da sich in der 
Simulation ein Spannungsrauschen von knapp unter 3,6nV/sqrt(Hz) bezogen 
auf den Eingang ergibt. Laut Datenblatt müssten es aber 7nV/sqrt(Hz) 
sein. Das Stromrauschen habe ich jetzt nicht geprüft. Auch gibt es kein 
1/f Rauschen. Folglich müsste man meine alten Werte etwas nach oben 
korrigieren. Ich hatte die Werte nicht bezweifelt, da sie sich mit 
meinen kleinen Überschlagrechnung in etwa deckten. Aber ok es fällt kaum 
auf, da das Rauschen in erster Linie von den Widerständen kam. Lediglich 
beim fehlen des 1/f Anteils hätte ich stutzig werden sollen.

>Hast du einen guten Vorschlag wie ich das lösen kann? Also DC messen
>trotz Offset der Ops.

Klingt blöd aber ich würde einen anderen OP mit geringeren Offset bzw. 
mit Möglichkeit zur Offsetkorrektur nehmen. Z.B. LT1028 oder ähnliche. 
Wenn man sich sorgen wegen der Drift macht, könnte man die auch 
kompensieren, wie im Datenblatt des LT1028 auf Seite 16.

>Da macht der Widerstand R7 siehe Bild im ersten Post wesentlich mehr
>Probleme.

Also ich bin auch gerade dabei einen low noise Verstärker für niedrige 
Impedanzen zu bauen. Ich versuche das Problem dadurch zu umgehen, dass 
ich diesen Widerstand überbrücke mit einem Schalter. Im Grunde genommen 
geht es ja nur darum größere Sprünge abzufangen. Wenn man den Verstärker 
genügend Zeit lässt um sich auszugleichen mit Widerstand und man dann 
Sprünge in der Spannung ausschließen kann erfüllt der Widerstand ja 
keinen Zweck mehr und kann überbrückt werden. Zugegeben, das ist nicht 
sehr schön aber eine bessere Alternative ist mir auch noch nicht 
eingefallen.
Ich würde für solche Überspannungen aber noch Dioden am Eingang zum 
Schutz vorsehen.

LG Christian

[A. R. (redegle)]

Ich habe nun mal das Model des AD8066 eingebunden. Das fehlende Rauschen 
ist ersteinmal nicht weiter schlimm. Das Model werde ich dann jedoch 
lediglich zur Simulation des Übertragungsverhaltens verwenden.

>Klingt blöd aber ich würde einen anderen OP mit geringeren Offset bzw.
>mit Möglichkeit zur Offsetkorrektur nehmen. Z.B. LT1028 oder ähnliche.
>Wenn man sich sorgen wegen der Drift macht, könnte man die auch
>kompensieren, wie im Datenblatt des LT1028 auf Seite 16.

Das wäre natürlich auch nicht dumm gewesen.
Aber der AD8066 überzeugt durch seinen hohen gain und seinen extrem 
niedrigen Eingangsstrom. Die Schaltung wird somit nur für AC Anwendungen 
gebaut. Die unteren cutoff frequence wird später wahrscheinlich in der 
Größenordnung weniger Hz liegen.


Den Widersand R7 werde ich vorerst auf 3kohm belassen. Der reale Aufbau 
wird dann zeigen, wie sich die Schaltung verhält aber die Idee mit dem 
Überbrücken ist auch nicht schlecht.

Mir fällt nur eine Sache auf die in dem Modell merkwürdig ist. Bei einer 
Verstärkung von 0dB hat das open loop gain eine Phasenverschiebung von 
175°. Im Datenblatt ist immerhin noch eine Phasenreserve von 45° 
angegeben.

[Christian L. (cyan)]

Kannst du mal den aktuellen Schaltplan hochladen? Wenn ich es mit deinem 
alten Schaltplan simuliere, kriege ich einen anderen Verlauf. Scheinbar 
hast du also einige Änderungen vorgenommen.

LG Christian

[A. R. (redegle)]

Ich habe nur die Übertragungsfunktion des Operationsverstärkers 
gemessen. Komplett ohne externe Beschaltung.

[Christian L. (cyan)]

Also bei mit entspricht der Verlauf relativ gut dem aus dem Datenblatt. 
Deinen Verlauf kann ich leider nicht nachvollziehen.
Ich habe die Phase noch um -180° gedreht, um es dem des Datenblatts 
anzupassen.

LG Christian

[A. R. (redegle)]

Das ist natürlich merkwürdig. Könntest du mir bitte mitteilen, welches 
Model du verwendest.
Ich verwende das Model, welches sich auf der Homepage Analog Devices 
herrunterladen lässt.

http://www.analog.com/en/high-speed-op-amps/fet-input-amplifiers/ad8066/products/product.html
http://www.analog.com/en/high-speed-op-amps/fet-input-amplifiers/ad8066/products/tools-software-simulation-models/simulation-models/mod-spice-models/index.html

[Christian L. (cyan)]

A. R. schrieb:
> Ich verwende das Model, welches sich auf der Homepage Analog Devices
> herrunterladen lässt.

Ich auch. Habe es eben auch noch mal neu eingebunden. Aber es ändert 
sich nichts am Verlauf.
Wie versorgst du den deinen OPV? Ich habe aufgrund deiner 0 und 24V eine 
symmetrische Spannungsversorgung von +-12V gewählt (siehe Bild).

Versorgst du deine OPV noch mit deinem eigenen Netzwerk zur 
Spannungssymmetrierung? Könnte es sein, das deine künstliche Masse nicht 
stabil ist. Ich mein es gibt ja nirgends Reserven, falls der AD8066 mal 
mehr Strom benötigt. Falls jetzt der AD8066 hochfrequente Ströme 
benötigt, kann es passieren, dass deine künstliche Masse nicht schnell 
genug nachregeln kann, wodurch sich dieses Verhalten ergeben kann.

LG Christian

[Jens G. (jensig)]

>In der Simulation ist mir auch aufgefallen, das die Gesamtverstärkung
>bei deinen vorgegebenen Werten nur bei 9832 liegt und nicht bei idealen
>10201. Irgendwie scheinen die Verstärker die ideale Verstärkung nicht

Ein realer OPV weicht immer etwas vom Idealwert ab, den die R's 
vorgeben. Und bei v=100 pro OPV wird das dann schon deutlicher. 
Stichwort Regelabweichung (ein gegengekoppelter OPV ist ja nix anderes 
als ein Regler).
Und wenn Du in der Nähe des GBW operierst, wird die Abweichung dann 
langsam extrem.

[A. R. (redegle)]

>Versorgst du deine OPV noch mit deinem eigenen Netzwerk zur
>Spannungssymmetrierung? Könnte es sein, das deine künstliche Masse nicht
>stabil ist. Ich mein es gibt ja nirgends Reserven, falls der AD8066 mal
>mehr Strom benötigt. Falls jetzt der AD8066 hochfrequente Ströme
>benötigt, kann es passieren, dass deine künstliche Masse nicht schnell
>genug nachregeln kann, wodurch sich dieses Verhalten ergeben kann.

>LG Christian

Danke für den Hinweis. Genau an das dachte ich auch Gestern und du hast 
damit natürlich voll und ganz recht. Deswegen ist eine künstliche Masse 
immer eine schlechte Idee. Wenn man dann die Versorgung stützen möchte 
macht der OP Probleme. Habe Heute morgen etwas herrumsimuliert bis ich 
es geschaft habe, dass meine virtuelle Masse trotz kapazitiver Last 
stabil läuft. Werde das dann am Wochenende mal aufbauen.

Der reale Aufbau fing beim messen mit einem 10:1 Tastkopf an zu 
schwingen. Das bestätigt also, dass die künstliche Masse nicht optimal 
ist.

>>In der Simulation ist mir auch aufgefallen, das die Gesamtverstärkung
>>bei deinen vorgegebenen Werten nur bei 9832 liegt und nicht bei idealen
>>10201. Irgendwie scheinen die Verstärker die ideale Verstärkung nicht

>Ein realer OPV weicht immer etwas vom Idealwert ab, den die R's
>vorgeben. Und bei v=100 pro OPV wird das dann schon deutlicher.
>Stichwort Regelabweichung (ein gegengekoppelter OPV ist ja nix anderes
>als ein Regler).
>Und wenn Du in der Nähe des GBW operierst, wird die Abweichung dann
>langsam extrem.


Genau deshalb verwende ich den AD8066. Der hat bei 100kHz noch einen 
open loop gain von 700.
Wenn ich dann mein Rückkopplungsnetzwerk auf eine Verstärkung von 10 
einstelle beträgt die reale Verstärkung von 9,86.
Die reale Verstärkung müsse sich bei meinem Aufbau wie folgt berechnen 
lassen:
1/(1/Sollverstärkung + 1/Differenzverstärkung)

[A. R. (redegle)]

Als erstes kommen nun die aktuellen Schaltpläne.

Das erste Bild ist die Spannungsversorgung. Diese schwingt auch bei 
kapazitiver Last nicht. Somit ist eine niederimpedante Versorgung der 
OPs durch Kapazitäten auch bei hohen Frequenzen möglich.

Das zweite Bild zeigt den Schalter am Eingang.

Das dritte Bild zeigt den eigendlichen Verstärker.


Nun zu dem momentan auftretenden Problem.
Bei einer gering einstellten Verstärkung und auch bei einer kleinen 
Eingangsimpedanz klappt alles super.

Wenn ich jedoch den Eingangswiderstand auf 1Meg stelle und die 
Verstärkung auf >22 einstelle fängt mein OP bzw die Schaltung an zu 
schwingen. Es ist quasi ein Rechteckgenerator. Am Eingang ist kein Kabel 
angeschlossen. Die Frequenz ist konstant.

Wenn ich die Eingangsimpedanz auf 47kohm reduziere nimmt die Frequenz 
des Rechtecks zu.

Beim Abklemmen aller Eingangswiderstände schwingte mein Rechteck mit 
sehr genau 50HZ. Dies könnte aber auch Zufall sein.

Jemand eine Idee wie es dazu kommen kann?

[Abdul K. (ehydra)]

Mach parallel zu R2 einen kleinen Kondi.

[A. R. (redegle)]

>Mach parallel zu R2 einen kleinen Kondi.

Das könnte ich machen.

Bei einem nF ist das Schwingen weg.
Bei 47pF werden die Flanken des Rechtecks verschliffen.

Im Endeffekt bekämpfe ich damit aber nur die Auswirkungen nicht die 
eigendliche Ursache.

Ich wüsste gerne, woher das Schwingen kommt und wie ich die Ursachen des 
Schwingens beseitigen kann.

Ein Kondensator (Integrator) würde die Bandbreite extrem limitieren.

[A. R. (redegle)]

Ich würde vermuten, dass das Problem parasitäre bzw. ohmsche 
Rückkopplungen des Ausgangs auf den positiven Eingang sind. Kann das 
jemand bestätigen?

[Abdul K. (ehydra)]

Nein, das Problem ist ne Induktivität bzw. eine induktive Kopplung. Dies 
führt zu einer Phasendrehung, damit zu einem schwingfähigen System. 
Suche nach Kompensation bei OpAmps oder dem Begriff Phasenreserve. Und 
vor allem was passiert, wenn externe weitere aktive Glieder die 
Gesamtverstärkung ändern.
Prinzipiell läßt sich das nur minimieren, aber nie vollständig 
eliminieren.

In der Praxis sucht man einfach iterativ den passenden Kondi durch 
Ausprobieren.

Minimieren vor allem der parasitären Induktivitäten und Bedämpfung durch 
Realwiderstände sind die Wege an der Ursache zu arbeiten.

[A. R. (redegle)]

Mir ist durchaus bewusst was eine Phasenreserver ist. Aber das Stichwort 
war trotzdem gut also Danke.
Ich habe gerade einen sehr interessanten und sehr negativen Effekt in 
meiner Simulation entdeckt. Währe schön wenn mir den jemand erklären 
könnte.

Das erste Bild ist die Gesammtübertragungsfunktion des Ops mit externer 
Beschaltung. Hierbei wurde die AC-Spannungsquelle an den positiven 
Eingang des Ops angeschlossen.

Das 2te Signal zeigt die selber Übertragungsfunktion für den Fall, dass 
die AC-Spannungsquelle einen Eingangswiderstand von 1Mohm hat. Die 
Simulation erklärt also durchaus, wiso meine Schaltung schwingt.

Woher kommt der Effekt?
Kapazität des Eingangspins?

[Abdul K. (ehydra)]

Für welche Schaltung? Du hast 3 angegeben!

Der klassische Oszillator eben: Irgendwo Spule, Kondi und ein 
verstärkendes Element.

[A. R. (redegle)]

Das ganze Bezog sich auf die erste Schaltung im Anhang.
Dies ist jedoch nicht mehr wirklich von belangen, da ich den Messpunkt 
falsch platziert hatte.
Was auffiehl ist, der 1Megohm Widerstand mit der parasitären Kapazität 
des OPs einen Tiefpass bildet.

Viel wichtiger wäre mir das was in der zweiten Schaltung zu erkennen 
ist. Ich habe hier eine parasitäre Kapazität simuliert und konnte 
bestätigen was ich vorher vermutet hatte.

A. R. schrieb:
> Ich würde vermuten, dass das Problem parasitäre bzw. ohmsche
> Rückkopplungen des Ausgangs auf den positiven Eingang sind. Kann das
> jemand bestätigen?

Die Kapazität führt perfekt zu einer Mitkopplung.

Jemand eine Idee, wie man das vermeiden kann?

[Abdul K. (ehydra)]

Mach etwa mehr als 1pF über R3. 1pF ist im Bereich der 
Anschlußkapazitäten. Ist der OpAmp überhaupt so schnell?

Außerdem ist dann bei den Frequenzen der Eingangswiderstand doch recht 
hoch. Umso höher die Arbeitsfrequenz, umso niedriger macht man die 
Systemimpedanz!

[A. R. (redegle)]

>Mach etwa mehr als 1pF über R3. 1pF ist im Bereich der
>Anschlußkapazitäten. Ist der OpAmp überhaupt so schnell?

Laut Simulation bräuchte ich mindestens 25pF. (Eine menge)
Es wurde das Modell des verwendeten OPs verwendet.

>Außerdem ist dann bei den Frequenzen der Eingangswiderstand doch recht
>hoch. Umso höher die Arbeitsfrequenz, umso niedriger macht man die
>Systemimpedanz!

Wie macht man das dann beispielsweise bei einem Oszilloskop?

[Abdul K. (ehydra)]

Was willst du eigentlich? Mich ärgern?
Nimm einen anderen OpAmp, anderen Aufbau, usw.


Es gibt auch Scopes mit 50 Ohm Eingang!

[Abdul K. (ehydra)]

Du kannst dir auch mal den Thread von branadic anschauen. Dort hast du 
einen fertigen Vorverstärker inkl. Messungen und Platinenlayout. Ich 
denke, das bringt dich weiter.

[A. R. (redegle)]

Nein ich möchte dich ganz bestimmt nicht Ärgern. Es tut mir leid, wenn 
das so rüber gekommen sein sollte.

Ich verstehe lediglich nicht, warum meine Schaltung mit ca. 10kHz 
schwingt. Wenn ein so schneller Op schwingt dann meist mit mehreren Mhz.

Aber ich habe momentan einen anderen Ansatz. Werde mich hier wieder 
melden sobald ich näheres weiß.

[Abdul K. (ehydra)]

Falls die "Spannungsversorgungsschaltung" aka Teiler noch drin ist, dann 
würde ich da mal tiefer gucken gehen. Außerdem könnte sich irgendwo ein 
Gyrator gebildet haben.

[A. R. (redegle)]

Mittlerweile bin ich etwas weiter.
Das Schwingen ließe sich auf ein externes Geräte zurückführen.
Siehe Link Beitrag "Mysteriöses Rauschen/EMV Einstrahlung (Oszi kaputt?)" .
Der einzige Zustand in dem die Schaltung ein Schwingen zeigt ist, wenn 
ich bei einer Eingangsimpedanz von 1Meg eine Gesammtverstärkung größer 
als ca. 300 einstelle. Mit diesem Zustand habe ich mich jedoch 
abgefunden.

Auf dem ersten Bild ist die Schaltung zu sehen mit der die folgenden 
Messungen gemacht worden sind.
Alle Widerstände sind dickschicht SMD Widerstände.
C 100nF --> X7R SMD (X7R --> piezoelektrischer Effekt)
C 22µF  --> Bipolarer Elko --> (Rauschen?)

Bild 2 (Rauschen_1Meg_v_100.jpg) zeigt das Rauschen bei einem 
Eingangswiderstand von 1Meg ohm.
Simuliertes Rauschen sind 43.555mV.

Bild 3 (Rauschen_50ohm_v_100.jpg) zeigt das Rauschen bei einem 
Eingangswiderstand von 50ohm.
Simuliertes Rauschen sind 3.3142mV.

Kann mir jemand sagen, wie man am besten die Standartabweichung (RMS) 
von dem Rauschen bestimmt? Wo kommen die Abweichungen zur Simulation 
her?

[Abdul K. (ehydra)]

Eine alte Weisheit ist: Spitzenwert entspricht sechsfachem RMS - 
betrachtet auf einem Analogscope.