Hallo Leute, ich bin momentan dabei ein PFC Schaltnetzteil mit einer Leistung von > 1KW zu realisieren. Kennt ihr eventuell im Netz irgendwelche Quellen bei denen es schon Ansätze für solch einen Leistungsbereich gibt? Könnt ich mir vielleicht PFC IC´s empfehlen die für so große Leistungen geeignet sind? Oder ist es eher sinnvoll den Aufbau mit einem µC zu realisieren? Würde mich über ein paar Tipps und Infos freuen. Danke ;) Gruß Schleicha
Naja, die Leistung ist nicht besonders hoch (nur paar A und damit einfach handzuhabende Ströme), das kann jeder PFC Controller der für CCM Betrieb gedacht ist. Auch die alten, bewährten L4981, UCC3817, UC3854. Einfach ist auch ein UCC28019. Der UC28070 (2-Phase interleaed) passt auch. Auch der FAN6982 und die ICE Serien von Infineon fallen mir noch ein. Ansonsten die Hersteller nach CCM-Mode PFC (baut ja fast jeder) abklappern bzw. sehen was die Bezugsquelle bietet. >Oder ist es eher sinnvoll den Aufbau mit einem µC zu realisieren? Bei einer simplen 1kW PFC gibts keinen Grund für µC (wobei ein einfacher µC die Regelung nicht schaft). Ein dsPIC kann billiger sein, und ist viel felixbler wenn die PFC mehr können soll, bzw optimiert werden soll. Damit ist natürlich mehr möglich. Der L4981 ist aufgrund seiner streng getrennten Regler (da kann man leicht zusatzfeatures dazubauen) sehr gut für hohe Leistungen geeignet, ist sehr günstig und vorallem extrem bewährt. Hatte denn vor der Ausbreitung von klein-DSPs auch bis zig kW im Einsatz. Ist aber nicht ganz einfach handzuhaben (Biasing des Multiplizierers). Dazu eine 6A SiC-Diode, ein >=99mOhm Coolmos CP und einen 28mm Pulverkern (Material ist Kosten vs. Wirkunsgrad frage), zwei Elkos die den Rippl fressen und fertig ist die PFC. Das EMI Filter auszulegen und bei den Messungen durchzukommen wird am meisten Aufwand als ungeübter (falls das teil ma verkauft werden soll). >Kennt ihr eventuell im Netz irgendwelche Quellen bei denen es schon >Ansätze für solch einen Leistungsbereich gibt? Application Notes der Hersteller -> Suchen. MFG Fralla
Vielen Dank für deine ausführliche Antwort ;) Kannst du mir vielleicht erklären oder eine Quelle geben in denen der Unterschied zwischen den "normalen" PFC, den Interleaved und den Bridgeless erklärt ist? bzw. welche für was besser geeignet sind? ein dsPic könnte für Leistungen > 1kw auch eingesetzt werden oder? du hast noch geschrieben "einfach handzuhabende" Ströme...meine Last wird nachher relativ schwanken...also nicht dauerhaft so einen Strom ziehen...kann auch mal komplett auf 0 Leistung zurück gehen...oder mal nur 500 Watt ziehen...ist das einfach handzuhaben? oder was meintest du damit? Gruß
Hallo Thomas S, bei ST gibt es ein Software-Tool, das berechnet alle Bauteile für den L4981 bis ca. 4KW.Gibt es hier: http://www.st.com/internet/com/software/simulators.jsp Direkt unter Simulators for Power Management ICs
das sieht schon mal sehr gut aus ;) danke für die Info Dietmar ;) gibt es so etwas auch für einen interleaved IC? wie z.b den ucc28070? da ich auf engstem Raum das Netzteil aufbauen möchte, ist es eventuell Sinvoll die PFC als interleaved aufzubauen...?!?
>gibt es so etwas auch für einen interleaved IC? Es gibt das Datenblatt und ein Appnot bzw Demobaord wo alle Rechnungen beschrieben sind. Das muss einem normalen Designer ausreichen. So bunte, vorgefertigte Programme sind zwar hübsch, aber es gibt sie nicht für jeden IC und wenn mal eine kleine Erweiterung oder Speziellerer IC (wie der UC28070) notwendig ist kommt man so nicht weiter. Und dass nicht mehr als 4kW zu rechnen sind ist wohl nicht ernst gemeint. Der UC28070 ist ein sehr toller IC für eine analog interleaved PFC. Einzig allein die Nulldurchgangsverzerrugen sind nicht gut wegzubekommen wenn man in gemäß Datenblatt einsetzt. Bei hoher Leistung egal, will man aber auch bei wenig Leistung bestmöglichen Powerfaktor ist nicht optimal. Allerdings bekommt man um den Preis eines UC28070 einen kleinen dsPIC und kann alles flexibler, effizienter und einfach besser machen. Aber ansonsten aber robuster IC. Soll die Entwicklung schnell gehen, nimm den IC. >den Interleaved und den Bridgeless erklärt ist? *Interleaved ist einfach eine Aufteilung auf zwei Drosseln phasenverschoben *Bridgeless meint meist die Aufteilung auf zwei eigeneständige Boostwandler für jede Halbwelle. Eine Materialschlacht (alles Doppelt). Es gibt noch sehr viele andere "Bridgeless" Varianten welche bei erst höheren Leistungen interessant sind. *natürlich gibts auch interleaved und bridgeless gelichzeitig, bzw zusaätzlich noch 3-Phasig. Eine pauschalierung, was wann besser ist gibt es nicht. Kommt auf Wirkungsgrad (genauer die Form der gewünschten Kurve)und die Kosten an. Nenn mal deine gesamte Spezifikation. Also Eingangsspannungsbereich, Wirkungsgradbereich (Eingangsspannungabhängig), minimale Powerfaktoren, Lastdynamik (in A/µs bzw den Hub), erlaubte Spannungsabweichung, Holduptime, EMI-Kriterien, Surgeanforderungen, etc. >oder mal nur 500 Watt ziehen...ist das einfach handzuhaben? oder was >meintest du damit? Einfach meine ich, dass du nur 1kW hast und somit niemals hohe Ströme hast. Über 10A wirst du kaum kommen und damit von den Bauteilen und Layout relativ einfach handzuhaben. Die schwankende last ist für eine PFC normal, alles ein Frage der Regelung. Wenn schnell springende schwankungen sind eventuell komplexere Regelkonzepte erforderlich. >ein dsPic könnte für Leistungen > 1kw auch eingesetzt werden oder? natürlich! auch für 50kW und mehr. Was hat der IC oder Prozessor mit der Leistung zu tun? Klar bei mehr Leistung will man mehr Zsuatzfunktionen/Messungen und Sicherheitsschaltungen aber prinzipbedingt gibts da keine Limitierung. Den Fragen nach, hast du keine Erfahrung mit PFC oder Leistungselektronik, daher werden 1kW "eine harte Nuss". MFG Fralla
das ich wenig bzw. noch keine Erfahrung habe mit PFC ist vollkommen richtig...deshalb bin ich über jeglichen Tipp von dir/euch dankbar ;) die bunten programme find ich für den Anfang ganz gut als lernhilfe, sind aber bestimmt nicht bestens geeignet wenn es genauer werden soll...trotzdem dafür vielen dank ;) ich bin momentan noch dabei mich in das ganze einzulesen, deshalb auch die frage interleaved / bridgeless...so den groben Überblick hab ich darüber schon. Da mein Netzteil auf engstem Raum realisiert werden soll, werd ich wohl verschiedene Arten ausprobieren müssen. ich denke an den Kosten soll es nicht liegen wenn der dsPIC ein bisschen mehr kostet, er dafür aber um einiges besser ist...! ich denke ich werde mehrere ICs bzw. Varianten in Betracht ziehen. was genau meinst du mit Nulldurchgangsverzerrung? Verzerrung der Eingangsspannung / Ausgangsspannung? Kann sowas sinnvoll simuliert werden? LTSpice oder PSPICE? gibt es für PSPICE Modelle z.B. einen UCC28070 darstellt? Oder ist es eher schwierig es zu simulieren? Eine genaue Spezifikation kann ich momentan leider noch nicht nennen, da diese noch nicht ganz klar sind. Es soll aufjedenfall ganz normal am Hausnetz (230V) betrieben werden, und nach der PFC auch einen Spanngungspegel 30-40 V gebracht werden mit 30-40A Ausgangsstrom. In der Lastdynamik kann ich auch noch keine genaue Angabe machen, es wird aufjedenfall ein realtiv schneller Stromanstieg erwartet...
Hi, mal eine Frage die etwas vom Topic abweicht, aber da hier von dsPIC die Rede ist: Welcher Aufwand ist es, bzw. welches Wissen ist nötig um in einem dsPIC die Regelung für einen Boost PFC zu implementieren? Gibts es fertige Libraries/Beispiele sontiges??? Danke! Gruß
>wenn der dsPIC ein bisschen mehr kostet, kostet nicht mehr, eher weniger. Aber mann muss in programmieren und den Entwickler bezahlen. >Welcher Aufwand ist es, bzw. welches Wissen ist nötig um in >einem dsPIC die Regelung für einen Boost PFC zu implementieren? Programmiererfahrung bis auf Assemblerebene ist notwendig. Dazu Grundkenntnisse in Leistungselektronik und Regelungstechnik. Wie so oft hat man so eine PFC schnell am laufen. Duch zwischen "Funktionieren" und einen verkaubaren Produkt welches Normen und harte Test einhält liegen Welten. Denn die Strom und Spannungsregler sind das primitivste in der PFC. Aber es gibt bei Microchip fix fertige Demoboards und Beispiele und Code für digitale PFC welche vieles erleichtern. Aber man muss sich die Frage stellen warum digital? Warum sollte ein dsPIC notwendig sein? Denn auch wenn es Beispiele gibt, der Aufwand ist hoch wenn man nicht auf bestehendes Aufsetzten kannn. >es wird aufjedenfall ein realtiv schneller Stromanstieg erwartet... relative Angaben sind in dem Bereich einfach unbrauchbar und haben keine Aussage. >Kann sowas sinnvoll simuliert werden? Natürlich, PFCs sind recht einfach zu simulieren. >einen UCC28070 darstellt? kenn ich nicht. Aber man kann die Regler mit OPAmps nachbauen. Notwendig finde ich es aber nicht, denn eine PFC ist sehr gut berechenbar, die Stromformen simpel, nur Dreiecke welch einen Sinus nachfahren... >das ich wenig bzw. noch keine Erfahrung habe mit PFC ist vollkommen >richtig... >Eine genaue Spezifikation kann ich momentan leider noch nicht nennen, da >diese noch nicht ganz klar sind. Wenn das so ist brauchst du gar nicht über Bridglesstopologien oder andere exotische Topologien oder gar dsPIC nachdenken. Nimm einen UCC28070 und halte dich an das Datenblatt, die Apnotes und die Exceldatei von TI und gut ist. Schon das wird nicht so einfach werden.... MFG Fralla
klar man muss "klein" anfangen, deswegen wird es anfangs auch auf einen IC rauslaufen, danach kann immer noch weiter entwickelt werden...! ich hätte noch eine kurze Frage: Und zwar steht oft in den Appnotes und Datasheets: Das bei two stage interleaved durch die 180° Phasenverschiebung sich der Stromrippel der beiden Spulen teilweise gegenseitig aufhebt, und man dadurch "The inductor ripple current cancellation allows the designer to reduce boost inductor magnetic volume" Was ist mit magnetic Volume immer gemeint? Die Baugröße der Spule selbst, oder der Kern oder die Induktivität der Spule? Vielleicht kannst du mir da kurz weiterhelfen? danke ;)
>Die Baugröße der Spule selbst, oder der Kern oder die Induktivität der >Spule?
Vielleicht kannst du mir da kurz weiterhelfen?
Baugröße ist gemeint (und damit der Kern). Die größe hängt mit der
gespeicherten Energie zusammen. Und die Energie mit dem quadrat des
Stromes. Halber Strom bedeuted ein viertel der Energie und damit ein
viertel der Baugröße (stimmt nicht ganz, da man bei weniger Strom auch
meist die Induktivität erhöht um damit der Ripple im Verhältnis zum
Peakstrom wieder stimmt). Der genaue Wert hängt auch vom erlaubten
Filteraufwand, Baugröße, Kosten etc ab. Üblicherweise hat eine PFC
Drossel, wenn man sie gut ausnützt keinen fixen Wert, sondern ändert
sich stark mit dem Strom wenn man Pulverkerne (heist nicht unbedingt
Eisen) einsetzt. Induktivitätsangaben ohne Strom sind in der
Leistungselektronik eh Sinnlos.
Mit einem einphasigen PFC ists noch einfacher am Anfang. 1kW ist vom
Filteraufwand immer noch eine eher kleine Leistung.
Und ein nachteil muss auch bewust sein, obwohl die Fets in der Phase
kleiner sein können, man hat die Schaltverluste doppelt. Also der
Wirkungsgrad bei wenig Last wird schlechter sein als bei der Einphasigen
Variante, wenn der maximalwirkungsgrad gleich ist. Und Stufe wegschalten
geht nur bedingt.
MFG
ich denke eine Last von 1,5kW werd ich aufjedenfall benötigen. Anhand welcher Kriterien ist es Sinnvoll abzuwegen ob eine ein oder zweiphasige PFC besser geeignet ist? Angenommen das Netzteil wird nachher für einen AKKU - Schlagbohrer verwendet...bei Last zieht sie 1,5 KW im leerlauf aber nur 200 Watt....ich denke das man da einfach so keine pauschale Aussagen treffen kann oder lieg ich falsch?? Meine Hauptanforderung an das Netzteil ist da es am Ende klein ist und einen hohen Wirkungsgrad hat und somit in dem kleinen Gehäuse möglichst wenig Wärmeentwicklung entsteht und gut abgeführt werden kann. Wie würdest du vorgehen? Ein Versuch wagen und anhand der Appnotes und Datasheets eine PFC berechnen und aufbauen, bzw verschiedene und sie dann Messtechnisch vergleichen?
Fralla hast du mir vielleicht noch einen Tipp zu meinem letzten Eintrag?
>Meine Hauptanforderung an das Netzteil ist da es am Ende klein ist und >einen hohen Wirkungsgrad hat und somit in dem kleinen Gehäuse möglichst >wenig Wärmeentwicklung entsteht und gut abgeführt werden kann. Ja das ist immer Toll, aber nicht alles gleichzeitig realisierbar. >ich denke das man da einfach so keine pauschale Aussagen treffen kann >oder lieg ich falsch?? Richtig. Um mehr zu sagen müsstest du Zahlenwerte nennen... >Angenommen das Netzteil wird nachher für einen AKKU - Schlagbohrer >verwendet Akku? Und wozu bei einem ortsveränderlichen Elektrowerkzeug eine PFC? >bei Last zieht sie 1,5 KW im leerlauf aber nur 200 Watt. Auch kein Problem für eine Einphase PFC, wenn die 200W oft auftreten würde ich vom interleaven abraten. >Wie würdest du vorgehen? Ich würde keine dieser Topologien verwenden. Aber da du Anfänger bist rate ich dir mit einer einfachen 1-Phasigen PFC zu beginnen. Auch 1,5kW ist nicht so viel, das da eine zweiphasige vieles leichter macht. Bau einfach nach dem DB eines FAN6982, ICE2PCS05. (oder mit den älteren ICs wie L4981..) MFG Fralla
eine PFC für ein ortsveränderliches Gerät, ganz einfach aus dem Grund, dass wenn der Akku leer ist man ohne Probleme kurzzeitig auf Netzstrom umsteigen kann. ja das ist die Frage ob die 200 Watt oft auftreten werden...! In Betrieb werden hauptsächlich die 1,5 kW abverlangt und nur im Leerlauf die 0 - 200 Watt.
angenommen ich habe eine funktionierende PFC die mir eine Ausgangsleistung von 1,5 kW bereistellt. Welche Topologie würde sich als Abwärtswandler am besten eignen?Ich benötige aufjedenfall eine galvanische Trennung. Angemommen ich benötige am Ausgang 40 V und 30 A. 1) Sperrwandler sind nur bis einige 100 W oder? 2) Eintakt Durchflusswandler ebengalls nur bis einige 100 W ? 3) Halbbrücken - Durchflusswandler bis in den kW Bereich? 4) Halbbrücken Gegentaktwandler bis in den kW Bereich? [VollBrücken - Gegentaktwandler bis viele kW] Welche Topologie würdest du empfehlen? Gibt es für die Halbbrücken - Topologien fertige ansteuer IC´s? Der Sperrwandler und Eintakt Durchflusswandler werden ja "nur" über eine PWM angesteuert? Vielleicht kannst du mir nochmal weiterhelfen? Danke ;) MfG Thomas
>Angemommen ich benötige am Ausgang 40 V und 30 A. Welchen Rippel dürfen die 40V haben? Da Schlagbohrer denke ich nicht, dass die Spannung hochpräzise wie in einem Telekom Netzteil sein muss. Daher würde ich kein klassisches Konzept aus PFC+DC/DC Wandler wählen, welches immer mehr kostet und in Summe mehr Verluste macht. Mit einer Stromgespeisen Vollbrücke kann die PFC funktionen und die DC/DC Wandlung in einem realisiert werden. Mit dem Nachteil höhren Rippels am Ausgang und dass es nur mit einem DSP Sinnvol ist. Ansonsten würde ich nach einem Serienresoanazwandler eine Phase-Shifted Vollbrücke einsetzten. Ist allerdings nicht so einfach in der Auslegegung wie eine gewoehnliche Vollbrücke. Andererseits am einfachtsten und robusteten sind Wandler welche keine richtige Bruecke haben, also keine Fets in Serie. Dadurch Kurzschlussfest, keine Gefahr eines Shootthrough, einfachere Ansteuerung. Da du Anfänger bist, würde ich dir einen Halbbrücken Flußwandler empfehlen. (Diese pauschalisierten Angaben wieviel kW für welche Topologie stimmen zwar oft, aber nicht immer. Kenn genug Beispiele dagegen). So einen Halbbrücken-Flußwandler (kein Gegentaktwandler mit geteiltem Zwischenkreis) kann man auch interleaven und hat dadurch dieselbe Drosselgröße am Ausgang wie eine Vollbrücke. Die Trafoausnützung ist nicht so gut wie bei der Vollbrücke aber dafür ist das ganze viel Robuster. Ein Grund warum diese Topologie daher auch bis viele kW Eingsetzt wird in kritischen Anwendungen. kommen ein paar flasche Gate Signale passiert nicht viel, die Voll/Halbbrücke zerlegt es! >Der Sperrwandler und Eintakt Durchflusswandler werden ja "nur" über eine >PWM angesteuert? Alle werden nur über eine "PWM" gesteuert. Die Signale der Fets sind nur logische Ableitungen aus dem eigentlichen PWM-Signal Ja es gibt fertige ICs fuer alle genannten Wandler. Ich empfehle diesen: http://www.ti.com/lit/ds/slus557f/slus557f.pdf Damit kann man gegentaktwandler in Vollbrücke, Pushpull und Interleavte Eintakt-Flußwandler bauen und das in allen möglichen Regelmethoden. Setz den IC Sekundär und steuer die Fets über Trafos an. Auch über Synchrongleichrichtung nachdenken. MFG Fralla
Richtig, der Stromrippel der Ausgangsspannung muss nicht hochpräzise sein...einen genauen Wert kann ich leider auch hier noch nicht liefern. Ich weiß meine Angaben sind sehr schwammig. Ich benötige erst einige gewisse Grundlagen um dann meine Anforderungen genauer spezifizeren zu können. Ich bin dir sehr dankbar für deine Tipps und deine Erfahrung die du weiter gibst ;) wie muss ich mir einen interleaved Halbbrücken Flusswandler vorstellen? hast du mir da irgendein Beispiel? Mein größtes Problem ist der Bauraum für das Netzteil.Der ist mehr oder weniger vorgegeben und somit wird es wohl dazu führen das ich in einigen Punkten Verluste in Kaufen nehmen muss, um es in dem gegebenen Bauraum unter zu kriegen..! Gibt es für den genannten IC UC28023 appnotes wie sie zu beschalten sind, bzw. zu berechnen...z.B. für einen Halbbrücken Flusswandler? Fralla schrieb: > Setz den IC Sekundär und steuer die Fets über Trafos an. Auch über > Synchrongleichrichtung nachdenken. Fets über Trafo ansteuern...damit meinst du einen Treibertrafo oder? IC Sekundär? was meinst du damit? Synchrongleichrichtung wäre aufjedenfall eine Überlegungwert hinsichtlich der Wärmeverluste und Wirkungsgradsteigerung. Gibt es für die Synchrongleichrichtung ebenfall fertige "steuer ICs" oder wird sowas über OPs gesteuert? Vielleicht hast du mir da ein Beispiel wo eine Steuerung eines Synchrongleichrichters realisiert ist? MfG Schleicha
>Ich weiß meine Angaben sind sehr schwammig. Ich benötige erst einige >gewisse Grundlagen um dann meine Anforderungen genauer spezifizeren zu >können. Deshalb ist es schwierig Tipps zugeben. Aber vergiss mal ganz schnell ohne Erfahrung ein hocheffzientes Netzteil zu bauen. Der interleavte-Flußwandler (auch Vollbrücken-Flußwandler) sind weit Entfernt von den Wirkungsgraden die heute möglich sind. Jedoch eher einfach zu bauen und regeln und daher für den Anfang geeignet. Es werden noch genug Probleme auftreten, glaub mir ;) >Fets über Trafo ansteuern...damit meinst du einen Treibertrafo oder? >IC Sekundär? was meinst du damit? google: "gate drive transformer" > Gibt es für die Synchrongleichrichtung ebenfall fertige "steuer ICs" Ja, gibt es. Such die Hertseller nach "Synchronous rectifier controller". Ich verwede sie fast nicht da zu unflexibel bei Randbedingungen. Aber vl reichts ja. Trotzdem, fang unbedingt mit Dioden an. Synchrongleichrichter sind eine nicht zu verachtende Fehlerquelle, welche das Leben am Anfang schwer macht. Nachträglich kann man sie immer noch nachrüsten. Und wichtig: Nur jende Dioden, welche im On-State des Flußwandlers leiten synchron machen, nicht die Freilaufdioden (geht auch aber wieder mit erhöhter komplexität -> Kurzschluss). >wie muss ich mir einen interleaved Halbbrücken Flusswandler vorstellen? >hast du mir da irgendein Beispiel? Im Anhang ein Bild... >Gibt es für den genannten IC UC28023 appnotes wie sie zu beschalten >sind, bzw. zu berechnen...z.B. für einen Halbbrücken Flusswandler? Genau so wie im DB für den Push-Pull Wandler. Mit dem Unterschied das man keine getrennte Wicklung am gleichen Kern verwendet, sodern zwei Trafos welche in ein Ausgangsfilter speisen. Zum Flußwandler selbst gibts ja genung im Netz... Appnote für den IC kenn ich nicht, aber er ist ja ganz gut beschrieben. Wenn du Geld ausgeben willst kannst du dich auch bei Linear umsehen, da sind die Datenblätter meist sehr umfangreich. Eine Frage noch: Welche EMI-Normen sind einzuhalten? (Kann auch Topologie entscheidend sein) MFG Fralla
ich denke ich werde mich jetzt vorerstmal auf die PFC von der Netzspeisung bis zur Zwischenkreisspannung kümmern, und wenn ich das realisiert habe, mache ich mir weiter gedanken über den Abwärtswandler. Bis dahin weiß ich dann auch genauere spezifikationen usw. Du hattest weiter oben geschrieben das ich "einfach" mal eine PFC nach den Datenblättern FAN6982, ICE2PCS05, UC28070 berechnen bzw. aufbauen soll. Kann die PFC lediglich durch die DB berechnet werden? Kannst du den Anhang den du online stellen wolltest noch dranhängen? Zumindest zeigt es keinen an...wäre super danke ;) MfG
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>Kann die PFC lediglich durch die DB berechnet werden? Die Berechnungen großteils ja, wenn es einfach mal Laufen soll. Layout und Bauteilauswahl, besonders die selbst zu Wickelnde Drossel, nicht. Zu den Halbleitern hab ich dir Anfangs schon gute Tipps gegeben.... >Kannst du den Anhang den du online stellen wolltest noch dranhängen? schon geschehen... MFG Fralla
Ti liefert bei einigen ihrer PFC Controller eine Excel - Tabelle mit, um die Beschaltung zu berechnen. Bei der Berechnung des Eingangs - Kondensator soll ein Wert für den Inductor Peak to Peak Current Ripple Factor und Maximum High Frequency Voltage Ripple Factor angegeben werden. Gibt es dafür typische Werte, oder anhand welcher Kriterien sollten diese Faktoren gewählt werden? Welchen Einfluss haben die Werte? Nach welchen Kriterien wähle ich meine Schaltfrequenz der PFC Controller? danke gruß
>Nach welchen Kriterien wähle ich meine Schaltfrequenz der PFC >Controller? Wirkungsgrad, Baugröße, Kosten, EMC >Gibt es dafür typische Werte, oder anhand welcher >Kriterien sollten diese Faktoren gewählt werden? >Welchen Einfluss haben die Werte? EMC, Wirkunsggrad, Baugröße, Kosten >Maximum High Frequency Voltage Ripple Factor Richetet sich nach deinen EMC und BaugrößeAnforderungen. Beinur ca 1-1,5kW: typischer Wert 470nF bis 2µ2 Folie. >Inductor Peak to Peak Current Ripple Factor Enger zusammenhang mit der Drossel und daher widerum mit Baugröße, EMC, Wirkungsgrad. Oft sagt man der Rippelstrom grob 1/3 des maximalen Netzstromes. Jedoch kommt dies sehr auf den Eingangsspannungbereich an. Und zweitens hat eine auf baugröße optimierte Drossel bei mehr Strom schon wesentlich weniger Induktivität. Somit gelten die einfachen linearen Zusammenhänge wie in dem Excel nicht. Du merkst, dass alles kreuz und quer abhängt. Das kann man aber sehr wohl ganz exakt dimmensionieren und Auslegen, bzw auf ein bestimmtes Optimum (Wirkunsgrad, Baugröße, Kosten) hinlegen. Doch ohne exakte Anganben wird das nichts. Ich kann dir als Tipp einfach mal typische Werte geben um zu beginnen. Da du etwas Platzprobleme hast mal eine Frequenz von ca 120kHz (die hocheffizienten machen meist nur 40kHz-70kHz, auf kosten massiver Drosseln). Mein Tipp: * fsw=120kHz, * L=ca 200µH (macht grob 4A Ripple, mann kann auch mehr zulassen) * Eingangsfolienkondensator Cin=1µF (geht auch deutlich kleiner 1/2) * Ausgangselko: ~500µF (darauf achten, dass dieser 4A RMS Belastung aushält, dh 2x270µF Becher) *Diode: SiC Type mit 6A-8A Stromrating *Mosfet: Coolmos CP (oder andere Hard switching Type, MDMesh) mit ca 100m-200mOhm (je nach gewünschter Wirkungsgradkennlinie) Gilt für 1Phase, bei zwei die Halbleiter und Drossel entsprechend Teilen. MFG Fralla
danke für deine ausführliche Hilfestellung ;) mit den Tipps kann ich zumindest mal anfangen...! Mein Problem ist...ohne Erfahrung die Berechnungen laut Datenblatt durchzuführen...! Irgendwelche Werte muss ich ja vorraussetzen...da ich aber noch gar kein Gefühl dafür habe, welche Werte für welche Bereiche verwendet werden müssen (geeignet sind)...muss ich mich an die Excel Tabelle halten oder an deine vorgeschlagenen Werte ;) Bedeutet hohe Schaltfrequenz --> kleine Baugröße --> kleinerer Wirkungsgrad? Wenn ein Kompromiss zwischen Kosten und Baugröße gefunden werden muss, wird die Baugröße entscheidend sein, da ich diese kaum ändern kann. >Oft sagt man der Rippelstrom grob 1/3 des maximalen Netzstromes 1/3 des maximalen Eingangs RMS Stromes oder 1/3 des maximalen Spitzenstromes? Was muss ich mir unter dem "Maximum High Frequency Voltage Ripple Factor" vorstellen? Entscheidet er "nur" über die Größe der Eingangskapazität und beeinfluss die EMV? Der Eingangsspannungsbereich wird vorerst auf 230V +/- Netzspannungsschwankungen reduziert sein. Ich bin gerade dabei einige 1phasige PFC Controller von TI zu vergleichen. Ich steh dabei ein bisschen im Wald, da es einfach viel zu viele gibt...und ich erkenne nicht wirklich den entscheidenen unterschied. UCC28019 8-Pin (laut DB bis 2KW einsetzbar) UCC3817 16-Pin BiCMOS UC2855 20-Pin usw. usw. worin liegen dort wirklich die Unterschiede?..und das waren noch nicht alle von TI :( Was hat es mit "Average current mode" auf sich? Finde da nicht wirklich eine gute Erklärung :( vieeele Fragen :) sry ;)
>Was hat es mit "Average current mode" auf sich? Ist die Art die PFC zu regeln, bei der Leistung die einzig wahre. Wenn das dabei steht, dann passt das. >wird die Baugröße entscheidend sein, da ich diese kaum ändern kann. Dann hätte man ein Variable festgelegt. >Was muss ich mir unter dem "Maximum High Frequency Voltage Ripple >Factor" vorstellen? Entscheidet er "nur" über die Größe der >Eingangskapazität und beeinfluss die EMV? Grob ja. Und auch den Leerlaufpowerfaktor. >1/3 des maximalen Spitzenstromes? Der Spitze. ilt aber nur bei idealer Drossel. >Ich steh dabei ein bisschen im Wald, da es einfach viel zu >viele gibt... Alle wirst du kaum leicht bekommen. Des schränke deine Auswahl mal nach Verfügbarkeit ein. >worin liegen dort wirklich die Unterschiede?..und das waren noch nicht >alle von TI :( Sieh dir genau an welche Featurs du brauchst. Der UCC28019 ist zwar mit 8-Pins verlockend, kann aber die Schaltfrequenz nicht einstellen, die ist fix. Auch ein Line-Voltage Feedforward besitzt er nicht (Wieder die Frage brauchst du das? Zb in schlechtem Stromnetz mit Einbrüchen hilf dies darauf schneller zu reagieren. Darf die Spannung für einige 10ms einbrechen? Beim Akku Laden oder für Schlagboherer wird dies völlig egal sein, im Server oder Telekomnetzteil nicht). Ich find den L4981 immer noch gut. Bekommt man Überall und ist bewährt. Ein weiterer Controller, meiner Meinung nach sehr guter, Controller ist der FAN6982. Hat auch ein super Datenblatt! Wenn du den bekommst, nimm ihn! MFG Fralla
okay vielen dank ;) ich werde mich auf den FAN6982 und den L4981 konzentrieren und eventuell noch einen von Infineon...was hältst du von den Infineon PFC Controller? z.B. der ICE2PCS05, nur 8 Pin aber mit einstellbarer Schaltfrequenz... oder ICE3PCS01G 14 pin usw Kannst du von Infineon ebenfalls einen empfehlen? Gruß
du hattest mir als Tipp eine Schaltfrequenz von fsw=120kHz gegeben. Als erstes wollte ich mit dem FAN6982 beginnen...da kommt aber schon das erste Problem, das sich die Frequenz maximal auf fsw=75kHz einstellen lässt. Ist es sinnvoll mit dieser Frequenz zu arbeiten? MfG schleicha
>was hältst du von den Infineon PFC Controller? Kenn ich nicht persönlich, Kollegen die Netzteile für Server/Storage Bereich Entwickeln haben die im Einsatz. >Als erstes wollte ich mit dem FAN6982 beginnen...da kommt aber schon das >erste Problem, das sich die Frequenz maximal auf fsw=75kHz einstellen >lässt. Der kann auch mehr, hatte ihn mit 135kHz(gewobbelt)/3,xxkW im Einsatz. Ein Nachteil ist, dass das fsw-Wobbeln exteren dazugebaut werden muss. Bei hohen Leistungen find ich das absolut notwendig wenn EMI hart fordert. >Ist es sinnvoll mit dieser Frequenz zu arbeiten? Kann niemand sagen. Diese Frequenz ist Sinnvoll für hohen Wirkungsgrad, aber auf Kosten der Baugröße (Drosseln und vorallem Filter). Da du von Platzproblemen gesprochen hast hab ich ganz grob 120kHz vorgeschlagen. Mann kann natürlich auch mit 500kHz zweistellige kW fahren und gute Effizienz, der Aufwand ist aber viel, viel höher, die Topologie anders. Gehts du mit der Freuqnz weit über 120kHz kommt der Bereich wo der Wikungsgrad so weit abgefallen ist, das der erhöhte Kühlaufwand wieder die Baugröße erhöht. Ohne mehr zu wissen unmöglich zu sagen welche Frequenz optimal ist. der Bereich um 100kHz ist bei nur 1,5kW jedenfall noch gut Handzuhaben (Layout, Parasiten). Um mehr zu sagen: Wieviel Platz hast du? Welche EMI Limits musst du einhalten? (ohne diese Angaben kann man eh nicht Sinnvoll entwickeln, denn Filter ist eine Schlüsselkomponete einer PFC wenn damit nicht nur im Labor gespielt werden soll). MFG Fralla
okay...bei Infineon sind ebenfalls ein paar gute AN dabei...werde ich dann auch in Betracht ziehen. was heißt externe dazubauten? wie muss ich mir das fsw wobbeln vorstellen? Also zu meinen ungefähren Angaben: Eingangsspannung: 220V - 265V Pout: 1500W Platz: ca. HxBxT 100x60x140 mm (die 140 sind dabei eventuell noch vergrößerbar) Wirkungsgrad: bei voller Last >90 % Lastdynamik muss ich erst noch genauer ermitteln Beim PF und den EMV Kriterien, sollten die Werte so eingehalten werden das es eventuell verkauft werden kann. Können die EMV Kriterien jetzt überhaupt schon komplett berücksichtig werden?
>Können die EMV Kriterien jetzt überhaupt schon komplett berücksichtig >werden? Ja definitiv. Der Hauptaufwand ist differential Mode Noise der PFC. Der Filteraufwand kann exakt berücksichtigt werde, wenn man die Norm kennt. >Beim PF und den EMV Kriterien, sollten die Werte so eingehalten werden >das es eventuell verkauft werden kann. Wo verkauft? Welche Normen genau? Nur "verkaufen" sagt nichts aus. Wieviel dBµV dürfen die Harmonischen der PFC haben? Peak und Average Werte? >Platz: ca. HxBxT 100x60x140 mm (die 140 sind dabei eventuell noch >vergrößerbar) Ist ja riesig groß! Da passt eine 3,0kW PFC mit Holdup, DC/DC Wandler und Filter hinein. Wenn du so viel Platz hast, Bau eine 75kHz PFC mit dem FAN6982, dann passt Filter usw leicht hinein. >>was heißt externe dazubauten? wie muss ich mir das fsw wobbeln >vorstellen? Extern heist paar Transistoren R und C außerhalb des ICs. Das Wobbeln der Schaltfrequenz hilft die Peaks bei der EMI Messung breiter und kleiner zu machen und unter das Limit zu kommen ohne die Filter zu vergrößern. Bei High-Density PFCs unumgänglich. Energie bleicht gleich, aber Maximalwert wird kleiner. Statt 120kHz hat man dann eine Frequez von 110kHz bis 130kHz. Also eine Freuqenzmodulation der Schaltfrequenz mit wenigen kHz. Lass das einfach weg, brauchst du nicht. MFG Fralla
okay wenn du sagst das ist viel Platz dann werd ich mich an den FAN6982 halten und nach Datenblatt und AN die Werte berechnen... Mein Problem ist das ich keinerlei Ahnung habe wie ich bei der Berechnung nach dem DB und den AN die EMV Kriterien beachten kann/muss....! Wie lässt sich die differentiel Mode input Noise berechnen? bzw. an welchen Stellen bei der Auslegung der PFC muss was berücksichtig werden um den EMV Filter nachher möglichst Effizient und klein gestalten zu können? Fralla wäre es möglich das ich dir eine E-Mail mit ein paar Daten zusende? Leider kann ich genauere Angaben nicht öffentlich machen. Gruß
>Mein Problem ist das ich keinerlei Ahnung habe wie ich bei der >Berechnung nach dem DB und den AN die EMV Kriterien beachten >kann/muss....! Wie lässt sich die differentiel Mode input Noise >berechnen? Hängt groteils nur vom Stromrippel in der Drossel ab. Dieser verursacht einen Rippel am Eingangskondensator und das Filter muss diesen Dämpfem. Aber lass dies mal deine letzte Sorge sein. Wenn die PFC mal zuverlässig läuft und das Teil wirklich verkauft werden soll, dann kennst du sowieso die Normen und baust ein Filter, Platz hast du. >Fralla wäre es möglich das ich dir eine E-Mail mit ein paar Daten >zusende? Leider kann ich genauere Angaben nicht öffentlich machen. Es reichen doch nur die rein technischen Daten rein zur PFC. Diese PFC hat mit diesen Anforderungen bei weitem nichts Interessantes was es Geheim zu halten gilt. Ein "straight forward" Datenblatt Design, woran ein erfahrener PFC Entwickler rein gar nichts abschauen wird. Ich helfe gerne mit Hinweisen usw, aber wenns tiefer und detailreicher in die Entwicklung geht, hab ich selbst genug Projekte (unter anderem 4Q-PFCs) die Probleme machen, bitte verstehen. MFG Fralla
okay super ich bin für jeden Tipp dankbar ;) In den Application Notes steht am Anfang immer die spezifikation der PFC die berechnet wird. Was ist mit "Minimum PFC Output Voltage During Holdup Time" gemeint? Welche Verweilzeit ist dabei gemeint? als Holdup Time sind 20 ms angegeben..! Welche Werte werden typischerweiße für den PFC Output Voltage Rippple genommen? bzw. anhand welcher Kriterien bestimmt ich diesen Wert? Gruß
>Minimum PFC Output Voltage During Holdup Time Ist die Minimalspannung mit der die Nachfolgende Stufe die Ausgangsspannung noch halten kann. >anhand welcher Kriterien bestimmt ich diesen Wert? Hängt von der nachfolgenden Stufe, ab welcehn Rippel diese Ausregeln kann. In der Praxis ist der RMS-Strom im Kondensator der bestimmende Wert. Verwendet man Al-Elkos ist die Kapazität meist hoch genung. >Welche Verweilzeit ist dabei gemeint? Die Zeit, in der die Ausgangsspannung sich nicht ändert wenn das Netz ausfällt. Üblicherweise eine Sinuswelle -> 20ms. Die Zwischenkreiskapaztität also nieder wie möglich, so hoch wie nötig wähle. Zuerst darf der Kondensator nichtmit dem RMS Strom überfahren werden. Dann sieht man wie weit die Spannung beim Netzausfall absinken darf damit der folgende Wandler im Regelbereich bleibt. >Welche Werte werden typischerweiße für den PFC Output Voltage Rippple Völlig verschieden. Ich hab PFCs gebaut die hatten nur ein paar V wegen massiver Holdupzeit. Andererseits hatte eine High-power density 12kW-PFC einen Rippel von fast 48V bei Nennleistung (also grob 396V bis 444V)und noch das bei 3-Phasen. Man brauchte keine Elkos, wozu wenns der nachfolgende DC/DC zum Ausregeln schaft. Also kann man schwer typische Werte nennen. Brauchst du Holdup bzw sehr saubere Ausgangsspannung? Ich denke nicht, also schau das du die Kondensatoren nicht mit dem Strom überfährst und gut ist. -> billiger, mehr Platz, mehr Kühlung. MFG Fralla
ich hab mal wieder eine Frage :) wenn ich die Brownout Protection Spannung festlege, und kein Weitbereichs Spannungseingang mache sondern meine PFC lediglich für einen Spannungsbereich zischen 220 - 265 VAC auslegen möchte... .."muss" ich meine Brownout Protection Spannung jetzt unter die 220V -10% Netzspannungsschwankung legen also < 198V bzw. wie weit darunter? danke gruß
Für europäiches Netz gilt ja 230V +/-10% also 207 bis 253V. Dann noch paar % nach unten mit der Schwelle um Leitungsabfall auszugleichen. Wenn es das Gerät thermisch aushält, dann so weit wie möglich nach unten mit der Schwelle. Für schlechte 230V Netze, wie Indien macht man oft 180V bis 275V. Bei harten Anforderungen noch zusätzlichen leitungsabfall. Habe Designs die müssen bis 172V Nennleistung dauerhaft bringen. Aber das ist in dem Netz, dass gerigere Problem, den die PLDs schwer zu Überleben. MFG Fralla
für Europäische Netze 230V, für China z.B. brauch ich 220V. Deswegen auch 220V bis 265V. meine Brownout Schaltschwellen beim FAN6982 liegen bei low 1,05 und High 1,9(max. 1,95) laut Datenblatt, Ich hab dann folgendermaßen gerechnet 220V - 10% = 198V --> 195 V = U_line_min U_line_brownout = 166V dann komm ich mit dem Spannungsteiler wie er im Datenblatt angegeben ist auf die Schaltwellen 1,05V und 1,93V Das müsste soweit passen oder? Gruß
Vielleicht kannst du mir ein paar Erläuterungen für die Berechnung des Ausgangskondensators geben und die Berechnung des RMS Stroms erklären? Ich arbeite momentan die AN für den FAN 6982 durch und bin gerade dabei den Ausgangskondensator zu bestimmen... Laut AN berechnet sich der Kondensator wie folgt: C > Iout / 2Pi fline Voutripple Bezogen auf die Ausgangsspannung die minimal erreicht werden darf innerhalb der Hold-Time: C > (2Pout * t_holdtime) / (Vout² - Vout_min²) Ich komm nicht wirklich dahinter welchen Wert ich wie annehmen muss, bzw wie ich vorgehen muss Wie groß ist die V_outripple Spannung zu wählen, wie groß die Hold Time um den RMS Strom des Kondensators nicht zu überschreiten. Wie hängen die Parameter V_outripple, t_holdtime und RMS Strom in den Kondensator zusammen? Wie berechne ich den RMS STrom in den Kondensator?Oder ist das einfach nur Iout stehen die max RMS - Werte der Kondensatoren im Datenblatt? Irgenwie ist das alles ein riesen durcheinander :( vielleicht kannst du mir irgendwie helfen das ich Vesteh wie das alles zusammen gehört.. bin dir sehr Dankbar für deine Hilfe ;)
>Wie groß ist die V_outripple Spannung zu wählen, wie groß die Hold Time >um den RMS Strom des Kondensators nicht zu überschreiten. Holdup und Ripple haben gar nichts miteinander zu tun. Die Ripplespannung bestimmt man abhängig vom nachfolgenden Wandler, must du selbst wissen. RMS-Strom darf man nicht überschreiten. Das sind einfach mehrer Bedingungen, die erfüllt werden müssen. Die erste ist, den Kondensator so zu wählen, das er den RMS-Strom aushält. Weiters darf der Ripple nicht überschritten werden. >stehen die max RMS - Werte der Kondensatoren im Datenblatt? Ja, mit Frequenz und terperatur derating. >C > (2Pout * t_holdtime) / (Vout² - Vout_min²) >Ich komm nicht wirklich dahinter welchen Wert ich wie annehmen muss, bzw >wie ich vorgehen muss Was verstehst du nicht? Vout ist die Ausgangsspannung. Vout_min, ist die Minimale Eingangsspannung die der nachfolgende DC/DC Wandler kann. Diese Spannung ist gleich Vout_min. Ein Datenblatt kann dir nicht die Eckparameter sagen. Den maximalen Spannungsripple, bzw mimimale Ausgangsspannung oder Holdup musst du selbst bestimmen. Aber mit ca 500µF macht du nichts falsch. Bei vollast sinds aber bis zu 5A Ripple, also etwas einplanen wenn die Eingangsspannung abfällt. Du wirst sehen, dass du somit Automatisch bei 500µ oder mehr landen wirst. MFG Fralla
Wie komm ich auf den maximalen RMS Stromrippel der auftreten kann? Wie wird er berechnet? In den datenblälter der kondensatoren steht bei dem maximalen RMS stromrippel z.b.bei 100Hz 80° und 20KHz 70° wie Vergleich ich diese werte mit meinem errechneten? Was Vout und Voutmin ist, war mir schon klar ;-) Mfg Gruß
>Wie komm ich auf den maximalen RMS Stromrippel der auftreten kann? Wie >wird er berechnet? Du kennst das Dutycycle in jeder Zeit der Halbwelle. Weiters den mitteleren Drosselstrom. Somit ist das Trapez welches in den Kondensator fließt bekannt. Dafon jetzt den laststrom abziehen und den Effektivwer berechnen. Nich ganz trivial, aber es gibt genäherte Formeln wie diese hier: IRMS=sqrt((32*sqrt(2)*.Pout.^2)/(9*pi*Vac.*Vout.*eff^2)-(Pout./Vout)^2) (Ist oft in Literatur zu finden, weis nicht wo, auch egal) Stimmt meiner Meinung nach nicht immer, da Ripple, usw nicht berücksichtigt wird. Ich vewende da Matlab, wo die nummerische Berechnung kein Problem ist. Für einen ungeführen Anhalt aber ok. >In den datenblälter der kondensatoren steht bei dem maximalen RMS >stromrippel z.b.bei 100Hz 80° und 20KHz 70° >wie Vergleich ich diese werte mit meinem errechneten? Genau deine Schaltfrequenz wird kaum im Elko DB stehen. Meist stehen aber 100Hz, 20kHz und/oder 100Khz -> interpolieren. MFG Fralla
danke ;)
nur noch kurz zum Verständnis
> IRMS=sqrt((32*sqrt(2)*.Pout.^2)/(9*pi*Vac.*Vout.*eff^2)-(Pout./Vout)^2)
Pout = max Ausgangsleistung
Vac = max Spitzen Eingangsspannung
eff^2 = was ist damit gemeint?
Gruß
wahrscheinlich eher Pout = max Ausgangsleistung Vac = minimalste Eingangsspannung eff^2 = Wirkungsgrad im Quadrat oder? Gruß
>Pout = max Ausgangsleistung >Vac = minimalste Eingangsspannung >eff^2 = Wirkungsgrad im Quadrat >oder? Richtig!
Fralla kannst du irgendwelche Literatur zum Thema PFC, Average Current Mode, allgemein PFC Regelungen usw. empfehlen? bzw. wo die Regelkonzepte die bei den PFC Controllern verwendet werden erklärt sind. MfG
OnSemi PFC Handbook, da ist alles wichtige drinnen wenn es um
gewöhnliche PFCs geht (die komplexeren/effizienteren Topologien findet
man nicht zusammengefasst in ein Buch, das wird nicht so gern
verbreitet). Ansonsten diverese Appnotes der PFC-IC hersteller.
>Average Current Mode, allgemein PFC Regelungen usw. empfehlen?
Ob PFC oder gewählicher Boost-Converter ist egal, ist genau das gleiche
von der Regelung her.
MFG Fralla
Ich such schon seit Tagen irgendwelche Literatur oder auch pdf´s im Internet wo die Regelung einer PFC erklärt wird. Also Spannungsregler und Stromregler, wie sie zusammen arbeiten...wie der average current mode bzw. peak current mode funktioniert...! oder auch der unterschied zwischen voltage mode controll und current mode controll... kennst du da irgendwelche Quellen oder Literatur? Würde mir sehr weiterhelfen gruß
>wie der average current mode bzw. peak current mode funktioniert...! oder >auch der unterschied zwischen voltage mode controll und current mode >controll... Das ist doch nicht PFC spezifisch sondern gilt für jeden Schaltwandler. >oder auch pdf´s im Internet wo die Regelung einer PFC erklärt wird. Also >Spannungsregler und Stromregler, in der Appnote des FAN 6982 steht alles so beschrieben, dass man den Regler dimmensionieren kann. Wenn man das dann so aufbaut, läuft es stabil. Die richtige optimierung auf guten PF kann man nur durch messen und optimieren finden. >wie sie zusammen arbeiten... Bedarf das großer erklärung? Der Stromregler bekommt den Wert des Spannungsreglers welcher mit der Eingangspannung multipliziert worden ist. Mehr ist da nicht dahinter. Google nach "OnSemi PFC Handbook"... MFG Fralla
das ist mir schon alles klar, das die PFC läuft wenn ich es nach der AppNote aufbaue... aber ich hätte gern mehr Hintergrundwissen über die Regler...! Die Grundfunktion wie der Stromregler in Verbindung mit dem Spannungsregler arbeiten ist mir klar...aber das muss doch irgendwo detallierter stehen und auch die ACMC und PCMC beschrieben sein oder nicht? Bei den Controllern steht dabei: Average Current Mode...mich interessierts aber wie das genau funktioniert :) verstehst mich? ;)
Frage an Fralla: Was hältst du von einstufen Schaltnetzteilen, die quasi die PFC und den DC/DC wandler in einem haben? Gibt es da dafür sinvolle Beispiele im Netz? Oder ist das für Leistungen über 1 KW eher nicht geeignet? ähnlich wie hier: http://www.elektroniknet.de/power/technik-know-how/acdc-dcdc-wandler/article/79026/0/PFC-_und_DCDC-Wandler_in_Einem/ Gruß schleicha
>das die PFC läuft wenn ich es nach der AppNote aufbaue... laufen ja, robust und verkaufbar ist der längere Weg. >Was hältst du von einstufen Schaltnetzteilen, die quasi die PFC und den >DC/DC wandler in einem haben? Wenn der Ripple am Ausgang nicht stört bzw die Kapazität groß genug ist kein Problem. Holdup ist dann auch nur bedingt möglich. >Oder ist das für Leistungen über 1 KW eher nicht geeignet? Hier wird ein Flyback verwendet, für 1kW absolut ungeeignet. Ich hab mal eine eine 3-Phasen PFC mit Vollbrücke entwicklet. Die machte aus dem 400VAC auch nur 400V (keine Buck-PFC) aber mit Trennung. Der Ripple kamm auch am Ausgang durch (durch 3-Phasen weit weniger schlimm) und es gab keine Holdupzeit. Netz Surges und PLDs wurden an den Ausgang weitergegeben, was durch Lockoutschaltungen und eingreifende Hystereseregler eingedämmt wurde. Da nur ein Leistungsstarker 400VDC Verteilungsbus gespeist wurde, war das aber egal. Für eine genau gereglete Ausgangsspannung wird das Prinzip nicht verwendet. Das ganze wird seit langem bei hohen Leistungen häufig eingesetzt wenn keine besonderen Ripple oder Holdupanforderungen da sind, sundern "just Power". Meiner Meinung nach ist das ganze nur digital Sinnvoll zu regeln, ein bekannter Schweißgerätehersteller macht dies seit 96 so;) Seit dem LED Hype beitet jeder IC Hersteller auch eine Flyback Controller für PFC Anwendugen an. An deiner Stelle würde ich mal die PFC stabil (Kurzschluss und Dropoutfest) zum laufen bringen. Und nicht durch eine isolierte PFC zwei neue Baustellen aufmachen... MFG Fralla
>darf man fragen wo du arbeitest??
In einer turbokapitalistischen Ami/Taiwan-Firma mit
Entwicklungsstandorten (gekauft)auch in Europa, mehr will ich dazu nicht
sagen, war mal anders...
hi Fralla, kannst du mir eventuell irgendeinen Distributor/Shop/Hersteller usw empfehlen wo ich die Spule herbekomme? Bei einer Induktivität von ca. 250 µH und einem Spitzenstrom von ca. 13 A(bei kleinster Eingangsspannung) wirds bei Farnell Digikey usw. schon schwierig...! vielleicht kannst mir weiterhelfen
Ich hab noch nie eine fertige für PFC verwedet. Aber wickle doch selbst, einfach ca 65 bis 75 Turns auf einen 33mm Pulverringkern (nicht Einsenpulver, sondern materiealien wie Highflux, MPP, Koolµ, X-Flux, Megaflux und wie sie sich alle nennen) und fertig. MFG Fralla
gibts irgendwo infos über das selber wickeln? wie man es berechnet, also wicklungen, kern, induktivität, querschnitt usw.? angenommen ich würde eine Spule verwendet wie z.B. diese http://www.digikey.de/product-detail/de/1140-331K-RC/M8380-ND/774920 angegeben ist sie mit 330µH und 11,4A. Laut meiner Berechnung hab ich einen maximalen RMS Strom von 8,5A und einen Spitzenstromwer von 13,5A, würde das passen? Die Stromangabe 11,4A ist eine RMS angabe oder? Wenn ich die Spule selbst wickle, komm ich dann dimensionsmäßig besser weg? Oder dann eher die fertige nehmen? Gruß
PFC Drosseln gibt es z.B. hier http://www.nkl-emv.de/index.php5?page=produkte/pfc-drosseln Kosten allerdings so um die 30 Euro. Z.B. Modell R3311M 220uH 6A.
Vielen Dank für die Info, kennst du noch mehr Seiten? Die Frage ist wenn ich 8,1A RMS Spulen Strom hab und als PeakStrom 13A inkl ripple....reicht mir dann eine PFC Drossel die für 8A ausgelegt ist, oder eher 10 A oder wegen den PeakStrömen noch größer?
Es gibt zwei begrenzende Faktoren: Einmal der thermische Faktor, der ist abhängig von RMS-Strom, Kühlsituation, Umgebungstemperatur etc. Wenn man eine solche Angabe findet, dann meistens bei typischen Umgebungsbedingungen und festgelegten delta T. Wirklich aussagekräftig ist dann aber auch erst eine Messung (z.B. durch Messung des Drahtwiderstands und Rückschluss auf die Temperatur anhand des Temperaturkoeffizienten). Interessanter ist aber erst einmal der magnetische Maximalstrom. Das ist der Strom, bei dem der Kern sättigt. Das ist dann wirklich ein Maximalwert, der in keinem Betriebszustand überschritten werden darf.
Stimmen 250µH bei 13A? Da kommst du mit einem 33m Kern welche um die 65mm² haben durch. Sowohl magnetisch, als auch Thermisch. >gibts irgendwo infos über das selber wickeln? wie man es berechnet, also >wicklungen, kern, induktivität, querschnitt usw.? Sie dir den Katalog von Magentics an (gibts im Netz), da sehen alle Diagramme und berechnungen die man braucht. Das Sättigen von Pulverkernen ist gar nicht so kritisch, es gibt keinen Sättigungsstrom. Es gibt nur jenen Strom bei dem die Indukvtität um xx% Abgesunken ist. Oft sind PFCs so ausgelegt, das der Kern am Peakstrom 30% oder gar 50% an Induktivtät verliert (was ja nicht stört, wenn entsprechend mehr Windungen vorhanden sind). Für Hochlauf, Lastsprünge uder Überlast sind dann immer noch "magentische" Reserven Vorhanden, also man kann denn Kern auch so ausfahren, dass er auf 20% seiner Induktität zusammenbricht. Ist mir hohen Ripplestrom und Verlusten verbunden, aber ist ja nicht Dauerzustand. Nenn mal die Drosseldaten, also maximaler Peakstrom und RMS Strom, oder die PFC Daten, dann kann man dir einen passenden Kern/Wicklung nennen. Beachte das manche Kerne nach dem Wickeln mechanisch an Induktivität abnehmen. MFG
Also hier die ganzen Daten: PFC - Daten: Eingangsspannung: 195 - 265V Pout: 1500W Wirkungsgrad: 95% fsw = 120kHz Controller: entweder Infineon ICE3SPC03 oder OnSemi NCP1654 Drosseldaten: L > 250 µH Spitzen Eingangsstrom Ipeak = 11,5A Iripple = 1/3 * Ipeak = 3,5 Ipeak + ripple = 11,5 + 1/2*3,5 = 13,3A Irms = Pout / Vinmin*eff = 1500 / 195*0,95 = 8,1 A Danke schon mal gruß
Bei der Drossel ist es nicht notwendig, dass diese die 250µH auch bei vollem Strom hat. (Wirkunsgrad erwartest du ja nicht viel). Nimm eine Drossel mit ca 160µH bei 16A. Wenn man annimmt (was sehr realistische ist), das diese 25% der Induktivität verliert, hat sie bei 0A 220µH. Macht ca 60Turns an einem D=33mm/Afe=65mm² Pulverkern. Je nach Kühlung kann auch ein Kern mit geringerem Durchmesser und gleichem Querschnitt (gibts) ausreichen mit etwas weniger Turns. Dieser geht zwar etwas mehr ein unter Strom, kann aber auch auf 160µH@16A gewickelt werden. Das reduzierte Volumen/Masse verkeinert auch etwas die Kernverluste, Aber kommt auf das Kühlkonzept an. MFG Fralla
was ich nicht genau versteh ist, ich berechne meine Induktivität ja abhängig von der maximalen Leistung und minimalen Eingangsspannung. angenommen ich würde jetzt dauerhaft volle Leistung ziehen benötige ich dann beim Spitzenstrom nicht meine volle Induktivität? also 250µH? bei den fertigen Drossel sind meistens keine sinvolle Datenblätter dabei bei denen eine kurve angegeben ist wie die Induktivität abnimmt?!? wie geh ich am besten vor? verschiende drosseln einfach testen oder doch selbst wickeln? http://www.farnell.com/datasheets/1323795.pdf hier ein Datenblatt von einer Drossel die ein Diagramm mit angibt. die 380µH sind bei 5mA bei 12A bin ich schon unter 160µH
>angenommen ich würde jetzt dauerhaft volle Leistung ziehen benötige ich >dann beim Spitzenstrom nicht meine volle Induktivität? also 250µH? Der maximale Rippel tritt nicht im Scheitel der Eingangsspannung auf, dort ist der Strom am Maximum, nicht der Rippel.Wieso 250µH? Erlaube einfach etwas mehr Rippel. Zu beachten ist, dass die 160µ Drossel im Bereich des Maximalrippels auch etwas mehr induktivität hat, da dort der Strom kleiner ist. Sind aber minimale Effekte. Grundsätzlich kannst du mit weniger Indukvtivtät fahren, also so 160µH. Reduziert die Drosselgröße um 35%. >wie geh ich am besten vor? verschiende drosseln einfach testen oder doch >selbst wickeln? Ich persönlich würde selbst Wickeln, mehr felxibilität. Da kannst du auch mit den Windungszahlen varieren (ok, man kann auch abwickeln). >http://www.farnell.com/datasheets/1323795.pdf Vom Typ her wäre diese Drossel geeignet. Ja bei deinem Strom geht die schon etwas viel ein. Macht aber der PFC im Prinzip nichts, außer etwas mehr Verluste und mehr Filteraufwand. Das meterial hat eine recht hohe Permebilität (bze AL Wert des Kerns von 95), was die hohe Induktivität mit 60T und den steilen Abfall von L erklärt. Für einen erten Test kannst du diese aber nehmen. Wenn das teil dann läuft, kannst du mit anderen Drossel optimieren. Oder gleich eine passende wickeln. MFG Fralla
die option die Spule selbst zu wickeln werde ich aufjedenfall ausporbieren.. wenn ich einen und mit D=33mm und Afe ca 65mm² wähle, welchen AL-Wert sollte man nehmen? Berechnet sich dann die Induktivität bzw. Windungsanzahl lediglich durch die Formel: L = Al * N² ? Welchen Wert für die Induktivität setz ich für die Berechnung an? Meine Berechneten 250µH oder ein anderen? und wie bestimme ich dann zusätzlich noch die Strombelastung und die Abhängigkeit vom Strom? Oder geht das dann nur messtechnisch? würde für die ersten Tests diese Spule ebenfalls funktionieren? Leider gibts da keine genaueren Daten über Kern, Windungsanzahl, Verhalten usw.? http://de.farnell.com/bourns-jw-miller/1140-331k-rc/hf-drossel-spule/dp/1704110?Ntt=M8380-ND
muss ich das so verstehen, dass bei steigendem Strom die Induktivität der Drossel abnimmt und dadurch einen größen Stromrippel entsteht oder? Hat das ganze auf die Last keine Einwirkung, bzw. passiert es irgendwann das meine PFC Stufe die Ausgangsspannung von 400V nicht mehr halten kann? Wie weit darf die Induktivität einbrechen, dass ich noch genügend Energie speichern kann um meine PFC Stufe am laufen zu halten? Gibts da irgendwelche Daumenregeln?
>Wie weit darf die Induktivität einbrechen, dass ich noch genügend >Energie speichern kann um meine PFC Stufe am laufen zu halten? Der Stromregler sorgt für einen mittelren Strom, auch bei höchstem Rippel. Auch der Spannungsregler wird den Strom erhöhen, wenn die Induktivität zu weit einbricht. Bei extremfall, also extremer Induktivitätsverlust (wie bei ferritekernen) Steigt der Strom so schnell an, dass das Surgerating von Fet oder Diode Überschritten wird. Hier greift die Peakstrombegrenzung ein und die Spannung am Ausgang bricht zusammen. Vorher nicht, da wirds nur für EMI und die Verluste schlimm. >irgendwelche Daumenregeln? Pulverkerne kann man um so 70% einbrechen lassen. Allerdings ändert sich die Charekteristik der Strecke was einen fixen Stromregler ungüstig macht (nur schlechter PF), digital verändert man die Koeffiziezenten (Bebachter). Für deine Analoge PFC ist ein üblicher Wert ein Einbruch um so 30-40%. >und wie bestimme ich dann zusätzlich noch die Strombelastung und die >Abhängigkeit vom Strom? Es gibt ein Diagram, welches Abhängig von der Feldstärke (oder der Durchflutung wenn Kernspezifisch) die Permeabilität,AL-Wert (in % oder Absolut) darstellt. Um welchen Kern gehts konkret, dann kann man Helfen, denn es gibt verschiedenste Angaben. Die grundlägenste ist die mag. Kennlinie also H vs. B, da sieht man alles. >wenn ich einen und mit D=33mm und Afe ca 65mm² wähle, welchen AL-Wert >sollte man nehmen? Einen um die 60nH/T oder Permeabilität von 60 (ist nur Zufall das die Werte bei dieser kengeometrie gleich sind). Ist ein erfahrungswert, denn bei mehr bricht L zu schnell ein, bei weniger zu viele Turns -> Wirkungsgrad. > Meine Berechneten 250µH oder ein anderen? Man rechnet mit der gewünschten Induktivität bei Maximalstrom. Und da brauchst du keine 250µ, wäre unnötig großer Kern -> Cu und Kernverluste. MDF
>http://de.farnell.com/bourns-jw-miller/1140-331k-r...
Nein die nimm nicht, die bricht scharf zusammen wenn der Strom
überschritten wird, dazu schlechtere Kühlung, ist nicht für PFC gemacht.
Die andere wäre besser.
MFG
Angehängte Dateien:
-
Kernberechnugn.png
15 KB
ich hab folgendes gemacht: ich hab mir den catalog von magnetics durchgelesen und anhand der "Inductor Core Selection Prodecure" hab ich verschiedene Kerne bestimmt die meine spezifikation erfüllen: hier der Katalog: http://www.mag-inc.com/File%20Library/Product%20Literature/Powder%20Core%20Literature/MagneticsPowderCoreCatalog2011.pdf Im Anhang hab ich ein Bild angehängt in dem ich die Kerne verglichen habe (anhand den Berechnungen von magnetics). Welcher passt am besten? Der XFlux 78076 oder HighFlux 58585? Was ist meine Induktivität bei Maximalstrom? Ich habe vor den NCP1654 mit fsw 133 kHz zu verwenden, und da ergibt sich eine Induktivität von ca. 190 µH.Ist das dann die Induktivität bei Maximalstrom?
MPP hat die wenigsten Verluste, am teuersten und geht mit der
Induktivität mehr ein als andere.
HighFlux hat mehr Induktivität als MPP(unter Strom) und mittlere
verluste
X-Flux hat mehr Induktivität als MPP(unter Strom) und etwas mehr
verluste als Highflux, dafür deutlich günstiger.
Dieser Guide bringt einen immer auf eher große Kerne, ich find zu groß
(mehr Kernvolumen, mehr Verluste). Nimm einen 33mm/65mm² Highflux oder
X-Flux Kern, wobei X-Flux günstiger aber Verlustreicher ist (minimal).
>Was ist meine Induktivität bei Maximalstrom?
Du berechnets eine Induktivität anhand von Schaltfrequenz und Ripple.
Diese Induktivität muss die Drossel mindestens haben, auch bei maximalem
Strom. Wie man sieht kann einem die Induktivität ohne Strom dann fast
egal sein, denn dann ist sie ohnhinn höher.
Bei 135kHz würde ich keine 190µ nehmen. Zwingt zu entprechend mehr
Windungen. 160µH bei maximalstrom passen, bei 0A sind vl 220µH(ist aber
eher unwichtig).
MFG
okay trotzdem danke für den tipp mit dem catalog von magnetics...hat mich weiter gebracht... Sind die Formeln für die Induktivitätswerte die bei den Controllern angegeben sind einfach überdimensioniert oder weshalb kann ich einfach eine kleinere nehmen? Sind das "nur" Erfahrungswerte oder kannst du mir das iwie erklären warum eine kleine genau so funktioniert? Angenommen ich wähle einen Kern D=33mm Afe = 65mm² Al = 60 und L = 160µH: L = Al * N² -> N = ca. 55 Windungen Woher weiß ich dass die Spule bei Maximalstrom die Induktivität von 160µH hat? Eigentlich muss ich für die Berechung von L = Al * N² für L den Wert annehmen den ich bei 0A haben will?
>Sind das "nur" Erfahrungswerte oder kannst du mir das iwie erklären >warum eine kleine genau so funktioniert? Erfahrung und es spricht technisch einfach nichts dagegen. Das ganze funktioniert auch bei noch so hohen Rippel, die Regler sorgen dafür. >Angenommen ich wähle einen Kern D=33mm Afe = 65mm² Al = 60 und L = >160µH: >Woher weiß ich dass die Spule bei Maximalstrom die Induktivität von >160µH hat? In dem magnetics Katalog gibts zu jedem kern ein N*I Diagramm. Es Zeigt den AL-Wert in Abhängikeit deDurchflutung. Du beginnst mit der Wicklungsanzahl welche mittels des AL-Wert berechnet wurde. Nun siehst du im Diagramm, das bei diesem Strom der Al-Wert schon abgesunken ist. Nun die Windungszahl erhöhen und sehen ob die Induktivität ausreicht. Ein interativer Prozess, bis die Induktivität passt. Es sind aber nur Koolµ Kerne angegeben. Für Highflux rechnest du einfach die Feldstärke aus, damit hast du die Flußdichte (B H Diagramm) und dadurch das L unter Strom. MFG
irgendwie steh ich noch auf dem schlauch :( angenommen ich nehm den Kern 55083 mit einem AL = 81 und µ = 60 und L = 160µH L = Al * N² --> N = 45 N*I = 45 * 8,5A (maximaler RMS Strom)= 383 oder muss hier der spitzenstrom inkl rippel verwendet werden? also 13,5A? Bei N*I = 383 ist der Al von 81 auf 62 gefallen jetzt mit dem neuen AL auf eine neue Windungsanzahl für 160µH berechnen? L = Al * N² --> N = 51 aber so dreh ich mich ja im Kreis oder? Windungszahl hoch bei gleichem Strom gibt wieder einen kleineren Al oder? Aber weil N in L quadratisch eingeht passts dann oder?
Die Feldstärke hängt ja mit H = B/µ zusammen, wie lässt sich die Feldstärke H der Ringkernspule berechnen?
> Windungszahl hoch bei gleichem >Strom gibt wieder einen kleineren Al oder? Ja, aber die Induktivität steigt mi dem quadrat der Windungszahl, die Feldstärke linear. Aber es kann sein, dass nie (oder mit unrealistisch hoher Windungszahl, wenn nur mehr die Luft wirkt) die passende Induktivität erreicht wird, dann ist der Kern zu klein. >oder muss hier der >spitzenstrom inkl rippel verwendet werden? also 13,5A? Eigentlich der Spitzdenstrom + dem Halben Rippelstrom. Doch so genau ist das nicht, das ein oder andere A ist egal. Sieh dir mal die Toleranzen eines solchen Kerns an, da hört man schnell auf mit Komastellen den Strom zu bestimmen. >angenommen ich nehm den Kern 55083 Warum MPP? Der Sättigt deutlich früher als Highflux -> größer/schwere. Die Verluste merkt man nur bei einer optimierten PFC. Bei 70 Turns hat der Kern (mit Koolµ) 375µH, unter Strom bei 13A noch die 160µH. MFG
>wie lässt sich die Feldstärke H der Ringkernspule berechnen?
N*I/lfe wobei lfe die länge der Feldlinien ist, bei der Ringspule also
extrem einfach zu bestimmen, bzw stehts bei den Kerndaten...
MFG Fralla
der 55083 war nur als Beispiel um zu checken ob meine Rechnung stimmt, da hatte ich gerade die Werte parat. aber das passt dann ja soweit mit dem Koolµ was du eben geschrieben hast...! Jetzt muss ich nur noch das irgendwie umrechnen in ein B - H Diagramm um dann das gleiche für einen XFlux oder HighFlux bestimmen zu können ich werd das morgen mal durchrechnen vielleicht kannst du es ja dann kurz checken obs passt?
irgendie komm ich da nicht dahinter wie ich über die Feldstärke und Flussdichte an die Abhängigkeit von L zu I komm :( H = N*I / lfe B = µ0*µ*H Kern: 78071 XFlux mit µ = 60 und Al = 61 N = wurzel(L / Al) = 160µH / 61 = 52 Turns H = 52 * 13A / 81,4mm = 8,3 A/mm = 8304 A/m Jetzt kann ich mir zu diesem Wert noch die Flussdichte ausrechnen: B = 12,566 60 8304 = 6,26e6 aber weiter weiß ich jetzt nicht mehr :( Kannst mir da helfen?
also falls du Zeit hast und es mir erklären kannst wäre es super fürs Verständnis... aber ich hab soeben gesehen das für jeden Kern ein Datenblatt vorhanden ist das wäre ein XFlux mit Al = 61 http://www.mag-inc.com/File%20Library/Product%20Datasheets/Powder%20Core/New%20Powder%20Cores/Toroids/548%20Size/0078071A7.pdf ergibt bei 62 Turns und 13 A 160µH und bei 0A 240µH
>Jetzt kann ich mir zu diesem Wert noch die Flussdichte ausrechnen: So nicht, den µ ist nicht konstant, bei Pulverkernen in keinem Bereich. Den umweg über Flußdichte brauch man nicht. Es gibt das Diagram "DC-Bias vs relaitive Permebility". Das steht um wieviel % µ eingeht bei steigender Feldstärke. Da µ proporational zu Al, ist es auch proportinal zu L. Als wenn µ um 50% sink dann auch das L um 50%. Gilt dann für jeden Kern mit deisem Material. Weiters ilt B=µ0*µr*H du hast die mag. Feldkonstante µ0=4*pi*10^.7 vergessen. Aber wie gesagt, es gibt diagramm welche dirket den Feldstärkeabhängigen Einbruch von Al(oder µ), und damit von L, zeigen. Da machen es die Kernhersteller den Entwicklern eh schon extrem einfach. >http://www.mag-inc.com/File%20Library/Product%20Da... >ergibt bei 62 Turns und 13 A 160µH und bei 0A 240µH Ja das passt so, ein guter Kern mit Reserven. Vor allem wenn due die Toleranzen von AL miteinrechnset. MFG farlla
was wählt man beim MOSFET für einen Dauerstrom?
8A Konstantstrom Versträglichkeit müssten dann ja reichen oder eher auf
10A gehen?
Welche Spannung Udsmax sollte man verwendet? eigentlich Uds
>265*Wurzel(2) = 375V oder?
Gruß
Am Dauerstrom brauchst du dich nicht orientieren. Da werden deine Schaltverlsute nicht berücksichtigt. Rechne besser die Verlustleistung nach. Dafür gibt es einschlägige Appnotes von den Herstellern. Anhand des Rth deines Kühlkörpers kannst du dann die Chiptemperatur berechnen und die sollte dann unter dem Maximalwert des MOSFET liegen. Für einphasige PFC nimmt man meist MOSFET mit 600V oder 650V, zu der Spannung (die über deinem Scheitelwert liegt, eine PFC ist ein Hochsetzsteller) kommen noch Überspannungsspitzen beim Ausschalten dazu.
okay danke...! ist es sinvoll eine Bypass Diode über die Induktivität und die Booste Diode zu schalten? Wenn ja was macht das für einen Sinn? In manchen AN wird sie verwendet in manchen nicht....?!?
Ja ist Sinnvoll, damit schwingt sich die Drossel und damit die Spannung nicht hoch, bei Startup oder PLDs. Die Diode braucht nur hohe Srugefähigkeit, Flußspannung, Recovey ist egal, also ein billigteil. Zum Mosfet, brechne den Effektivstrom durch den Fet (das steht in fast jeder Appnote) und du hast die Leitverluste. Dazu kommen noch die Sclatverluste, die sind in erster Näherung konstant (speziell wenn eine SiC Diode im Einsatz ist) und hängen von der zu sperrenden Spannung ab. Diese ist bei der PFC der Zwischenkreis. PFCs kann man ohne Probleme auch mit günstigeren 500V oder 550V fets bauen, das hängt von den Surge Anforderungen. Im Konsumerbereich sieht man öfter Fets mit weniger Sperrspannung, in Industrie/Telekom usw mindestanes 600V. MFG
Was meinst du mit PLDs? Was sollte die Bypass Diode für eine Strombelastbarkeit haben? eigentlich muss sie den Strom ja nur ganz kurze Zeit führen bis der Kondensator sich teilweise geladen hat und die PFC anfängt zu takten oder? Im Endeffekt ist der Effektivstrom durch den FET ja der gleiche wie durch die Spule, also kann ich den Wert nehmen. Wie komm ich dann auf die Schaltverluste des FET. Eine SIC Diode ist im Einsatz. MFG
@ Thomas S. (schleicha) >Was meinst du mit PLDs? Wahrscheinlich Payload drop, Lastabwurf. >Im Endeffekt ist der Effektivstrom durch den FET ja der gleiche wie >durch die Spule, Das würde ich bezweifeln. MFg Falk
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okay vielleicht nicht gleich...aber aufjedenfall kleiner als der Eingangsdurchschnittsstrom... Das Bild im Anhang ist vom Datashett UCC28019...nach diesen Berechnungen kann ich ja eigentlich gehen oder?
>>Was meinst du mit PLDs? >Wahrscheinlich Payload drop, Lastabwurf. Bestimmt nicht, den das hätte Null Zusammenhang mit der Bypassdiode. Diese kommt nur beim Inrush zum tragen oder wenn ein Surge oder eine andere Netzabnormalität (Ringwave, D10, etc) über den AC-Eingang daherkommt. >Im Endeffekt ist der Effektivstrom durch den FET ja der gleiche wie >durch die Spule, Wie dir schon gesagt wurde, stimmt das nicht. Denn in einer PFC durchläuft der Mosfet jeden Dutycycbereich bei verschiedenen Strömen. Im Anhang eine brauchbare Näherung (steht in vielen Appnotes), welche für CCM PFCs gilt.Wären bei dir so 5,5A. >Wie komm ich dann auf >die Schaltverluste des FET. Eine SIC Diode ist im Einsatz. Eoss bei Zwischenkreisspannung mit fsw Multiplizieren und dazu 30% mehr. Unbedingt die Verluste der SiC Diode berücksichtigen, denn die haben zwar kein Recovery, aber miese Flußspannung. >Was sollte die Bypass Diode für eine Strombelastbarkeit haben? Einen möglichst hohen Spitzenstrom. Es reichen wenige A Dauerstrom, da du nur 1,5kW hast und wenig Kapazität, würde ich nur wenige A. also 3A-6A. Sperrspannung natürlich 600V oder mehr. Aber die Diode sollte mindestens 100A (eher 400A) Peakstrom können. Welche genau hängt von der Spezifikation ab. MFG Fralla
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Die Näherungsformel: I,RMS=Pin/Vac*sqrt(1-8*sqrt(2)*Vac/(3*pi*Vdc)) MFG Fralla
wo bekomm ich am besten Wickeldraht für meine Induktionsspule her? mir wurde gesagt ich soll einen mit doppelter lackschicht nehmen...! oder ist das nicht so entscheident?
@ Fralla (Gast) >>>Was meinst du mit PLDs? >>Wahrscheinlich Payload drop, Lastabwurf. >Bestimmt nicht, den das hätte Null Zusammenhang mit der Bypassdiode. Und was ist PLDs nun? Immer dieser AbKüFi . . .
>Und was ist PLDs nun? Power Line Disturbance, also ein Überbegriff für Störungen am Netz. Das geht von einfachem Powercycling, Dropouts, Überspannungen bis hin zu heftigeren Sachen wie aufmodulierten Ringwaves, Surges (zb nach IEC 61000-4-5) oder gar bösartigen 10/350er Ligthning-Surges. Ist bei PFCs die härtere Anforderungen haben, ein Teil wo ein großer Teil des Test und Entwicklungsaufwandes draufgeht. >Immer dieser AbKüFi . . . Hm, jetzt weis ich nit was ist das Fi bedeuted??
@Falk Brunner, Hmm, diese Bemerkung kenn' ich doch woher.. ;) Grüße - Microwave
Fralla wickelst du deine Spulen immer mit einfach lackiertem Draht oder doppelt Lackiert? mfg
Das hängt von der Wicklungsmethode (Maschine, Hand), Temperatur und isolationsspannung ab. Für einen Ringkerne (die Wickelmaschinen für diese sind sehr grob) nehm ich immer "heavy insulated" Drähte, ob die zwei oder mehrmals getaucht werden weis ich nicht. MFG
Hi Fralla, ich hab jetzt meine Dimensionierung und Layout für meine PFC Stufe soweit fertig und werde sie wahrscheinlich nächste Woche aufbauen und testen :) Deswegen werd ich mich jetzt solangsam an den Abwärtswandler machen. Kannst du mir dabei eventuell auch weiterhelfen? Was würdest du empfehlen für eine Leistung von 1,5 kW bzw. U = 40V, I = 38A. Wäre ein Halbbrücken Durchflusswandler geeignet? Muss man sich für sowas auch die "transformatoren" selbst wickeln oder gibt es fertige die man verwenden kann? Gruß
oder vielleicht hat jemand anders noch eine Idee welcher Typ Abwärtswandler am besten geeignet ist bei einer Leistung von 1,5kW? Kann vielleicht jemand auch einen Chip empfehlen? gruß
>Wäre ein Halbbrücken Durchflusswandler geeignet? Ja sehr gut sogar, speziel für dich als Anfänger, da es keine Fets in "Toten-Pole" anordnung gibt. Ein Shoot-Through ist unmöglich. Allerdings würde ich den Wandler Interleaven. So ist die Ausgangsdrossel auch gleich groß wie bei einer Vollbrücke. Eine sehr verbreitete Topologie wenn in diesem Spannungsbereich wenn es um hohe Robustheit geht. Ist allerdings hartgescchaltet. Eine Phase Shift Ansteuerung (was nicht unbedingt eine Vollbrücke voraussetzt) würde in manchem Bereich ZVS erlauben, hat aber andere Nachteile. Auch ein LLC-Resonanzwandler wäre geeignet (Allerdings geh dies nur digital wenn dieser auch halbwegs gute Regeldynamik haben soll) >"transformatoren" selbst wickeln oder gibt es fertige die man verwenden >kann? Unbedingt selbst wickeln. Da nur wenige Windungen beraucht werden, sollte dies kein Problem sein. Zieh dir den ucc28025 rein, der passt perfekt. MFG Fralla
danke für deine Antwort ;) bei dem UC28025 gibt es von der Herstellerseite aus "nur" das Datenblatt, aber leider keinerlei Application Notes oder Design Examples...kann ich mir das irgendwie von anderen ICs abschauen? Einmal die Beschaltung des IC´s und die Auslegung des Transformators und der Speicherdrossel am Ausgang? ist es esser im voltage oder current mode den IC zu betreiben? gruß
>ist es esser im voltage oder current mode den IC zu betreiben? interleaved muss man Ausnahmslos mit average current mode regeln, alles andere funktioniert nicht. >kann ich mir das irgendwie von anderen ICs abschauen? Ja schon, da jeder IC für Flußwandler aller Art etwa gleich aussieht. http://www.ti.com/lit/an/slua053/slua053.pdf weitere TI ICs: UC3825 UCC3808A Einfache: UCC2808a UCC38083 MFG Fralla
>Beschaltung des IC´s und die Auslegung des Transformators und der >Speicherdrossel am Ausgang? Bei der Speicherdrossel kannst du genau so wie bei der PFC vorgehen. Der Wert der Induktivität hängt von Ripple, Regeldynamik ab. Das Übersetzungsverhältnis des Trafos richtet sich nach den Holdup vorganben, bzw dem Zwischenkreis. MFG
wie groß macht ihr eigentlich den Kondensator hinter der Drossel, also hinterm Transistor?
die AN sind eigentlich immer für eine Push-Pull Topologie...kann ich die Berechnungen für meinen Halbbrücken Durchflusswandler einfach übernehmen? Weiß momentan irgendwie nicht wie ich anfangen soll?!? wie muss ich mir das interleaved vorstellen? setz ich dazu einfach den Trafo und die den Speicherdrossel ein zweites mal einfach parallel? werden dazu 2 weitere MOSFETs benötigt? für die berechnung des Trafos und der Speicherdrossel gibt es doch bestimmt auch irgendwo Formeln oder AN oder?
>wie groß macht ihr eigentlich den Kondensator hinter der Drossel, also >hinterm Transistor? komische Frage, welcher Kondensator? Wenn der am Ausgang gemeint ist, da kann man nur sagen, so klein wie möglich. Bestimmende Größen sind der RMS Strom den die Kondesatoren abbekommen oder der erlaubte Rippel am Ausgang. Das Netzteil hier wird so im Bereich 800µ-3000µ (wenn Elkos) zu liegen kommen, je nach Spannungsrippel und Drossel. MFG Fralla
>die AN sind eigentlich immer für eine Push-Pull Topologie...kann ich die >Berechnungen für meinen Halbbrücken Durchflusswandler einfach >übernehmen? Weiß momentan irgendwie nicht wie ich anfangen soll?!? Interleaven heist zwei Trafos, welche in eine Ausgangsdrossel speisen. Also fast gleiche wie Push-Pull. Nur gibts statt einem Trafo mit zwei Wicklungen, zwei Trafos mit einer Wicklung. Ja sind dan zwei weitere, also vier Mosfets mit allerdings weniger als Halber RMS-Strombelastung. >für die berechnung des Trafos und der Speicherdrossel gibt es doch >bestimmt auch irgendwo Formeln Ja das Induktionsgesetz oder ähliches. Du kennst die Spannung an der Drossel beim Einschalten und die Schaltfrquenz/Dutycycle. Somit wird die Drossel bei 100kHz so 2µH-4µH/45A groß werden... Die berechnung der Wicklungen/Kern ist so wie bei der PFC (Ist schließlich auch nur eine Drossel zum Speichern). Möglicherweise gibts Appnotes, welche dies in eine umgeformte Formel packen, weis nicht. MFG Fralla
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sorry ich hatte nicht richtig geschaut, du hattest mir vor einigen wochen schonmal einen Link Anhang zu geschickt ;) hab ihn nochmal angehängt, mir ist nun klar wie es aufgebaut wird. Woher hast du jetzt z.B. den wert 2-4 µH bei 45 A mit 100 KHz? Geschätzt oder wie hast du den Wert berechnet? Dann kann ich für den halbbrücken durchflusswandler, also die Berechnungen aus dem Link nehmen den du mir geschickt hast oder?
>Woher hast du jetzt z.B. den wert 2-4 µH bei 45 A mit 100 KHz? Geschätzt >oder wie hast du den Wert berechnet? Überschlagsberechnung;) um eine Größenordnung zu nennen. Ich geh von 48V Übersetzter Spannung aus. Bei 40V am Ausgang liegen 8V an der Drossel und das für 4µs (80% Dutycycle @ 100kHz). Damit der Strom um nur 10A Rippel braucht man 3,2µH. Also je nach Anforderungen werdens so 2µ bis 4µH werden, wenn 100kHz (was zu empfehlen ist). Drossel sollte allerdings mindestens 45A können, besser 50A (da kann das L aber schon stark eingehen, braucht man nur für Regeldynamik) MFG Fralla
okay das heißt L = (Ul * dt)/dI = 3,2 µH aber wie kommst du auf 4µs bei 100 kHz? vorallem ein Dutycycle von 80 %? Ist bei halbbrücken Flusswandler nicht das Tastverhältnis auf 50 % begrenzt, da sich sonst die primärseite nicht demagnetisieren kann?
>aber wie kommst du auf 4µs bei 100 kHz? vorallem ein Dutycycle von 80 %? >Ist bei halbbrücken Flusswandler nicht das Tastverhältnis auf 50 % >begrenzt, da sich sonst die primärseite nicht demagnetisieren kann? Ja, aber es gibt ja zwei Trafos. MFG
versteh ich jetzt nicht?!? die Trafos werden ja synchron betrieben oder? alle 4 Mosfets gleichzeitig an und gleichzeitig aus oder?
Thomas S. schrieb: > versteh ich jetzt nicht?!? die Trafos werden ja synchron betrieben oder? > alle 4 Mosfets gleichzeitig an und gleichzeitig aus oder? Wenn sie interleaved betrieben werden, dann ist immer nur einer angeschaltet - Ping Pong Betrieb, deshalb kam Fralla oben ja auch auf 80% DutyCycle - jeder Trafo für sich ist zu 40% der Zeit an - gibt in Summe 80% - aber niemals gleichzeitig.
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ich stell mir das ganze dann wie im Anhang vor...?!? Wie kann ich dem IC den maximal Duty Cycle begrenzen wenn ich beispielsweise den UC 28025 nehme? im datenblatt steht max DutyCycle 45 % bedeutet das dann bei 100Khz, das jeder Output jeweils 4,5 µs gestezt ist oder?
>die Trafos werden ja synchron betrieben oder? Nein, das Phasenverschieben ist ja das >ich stell mir das ganze dann wie im Anhang vor...?!? Nein das ist nicht ganz richtig. Dann brächte man eine doppelt so große Drossel. Stell dir zwei unabhängige Flußwandler vor mit 40% Dutycycle und 100kHz vor. Diese werden aber mit 180° Phasenverschiebung zueinander betrieben. Damit ist man wieder beim Push-Pull Wandler, nur mit 2 Trafos, statt 2 Wicklungen. Das Pulsmuster sieht dann in etwa so aus: +----Ch A-----+-Off-+----Ch B----+-Off-+----Ch A----+-Off-+ Alle vier Schalter sind niemals an. Wenn es durch ein Fehlsignal kurz passiert, passiert auch nichts, eine Vollbrücke würde sofort hochgehen. >Wie kann ich dem IC den maximal Duty Cycle begrenzen wenn ich >beispielsweise den UC 28025 nehme? Dieser IC begrenzt auf maximal 50% da er den Oszilator mittels T-FF runterteilt. Weniger als 50% erhält man durch die einstellbare Totzeit. Jedoch sollte man nicht absolut auf 45% begrenzen, wozu? Immer möglichst viel Dutycycle nutzen. Ein Shoot-Throug ist unmöglich (das Tolle an dieser Topologie). Mehr Sinn macht eine Voltsekundenbegrenzung um bei sehr hoher Eingangsspannung den Trafo nicht zu Sättigen (Ist aber bei einer Vorgeschalteten PFC meist nicht erforderlich) MFG Fralla
okay dann versteh ich das ganze so der controller schaltet bei f=100kHz den OutA für 4µs High, nach einer weiteren 1µs schaltet er OutB für 4µs auf High , nach einer weiteren 1µs den OutA wieder für 4µs auf High? Die 1µs kann dabei verändert werden über die Totzeit oder? Die Mosfets bekommen zwar den vollen Strom ab, aber nur die Halbe zeit deswegen sinkt der RMS Strom auf ca. die Hälfte durch das interleaven, richtig? Müssen die Trafos trotzdem für den vollen Strom ausgelegt werden oder? Kann ich die Trafo Dimensionierung nach der AN machen wie sie für die Push-Pull Topologie gegeben ist? http://www.ti.com/lit/an/slua053/slua053.pdf danke ;) mfg
>der controller schaltet bei f=100kHz den OutA für 4µs High, nach einer >weiteren 1µs schaltet er OutB für 4µs auf High , nach einer weiteren 1µs >den OutA wieder für 4µs auf High? Stimmt. >Die 1µs kann dabei verändert werden >über die Totzeit oder? Nicht ganz, die 4µs (also auch die 1µs) werden vom Dutycycle bestimmt. Die Totzeit bestimmt nur das maximal erlaubte Dutycycle wenn der Regler ansteht. >Die Mosfets bekommen zwar den vollen Strom ab, aber nur die Halbe zeit >deswegen sinkt der RMS Strom auf ca. die Hälfte durch das interleaven, >richtig? Ja. >Müssen die Trafos trotzdem für den vollen Strom ausgelegt werden oder? Die Wicklungen sind in Serie mit dem Mosfets, also bekommen auch die den halben Strom ab. Natürlich muss der Trafo so ausgelegt werden, dass der Kern nicht Sättigt. Aber dies hat ja absolut nichts mit dem Laststrom im Trafo zu tun. Die Windungsanzahl ändert sich nicht im Vergleich zum einfachen Flußwandler. Somit ist bei halbem Wicklungsfenster (wenn man einen Trafo auf zwei aufteilt) der Widerstand doppelt so groß. Durch den halben Strom sinkt die verlustleistung aber im gegenzug um 1/4. >Kann ich die Trafo Dimensionierung nach der AN machen wie sie für die >Push-Pull Topologie gegeben ist? Ja, aber poste mal was du rausbekommst... MFG Fralla
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ich hab im Anhang die RMS Strom Berechnung für die Primärwicklung mit angehängt. Was muss ich dort jetzt als Duty nehmen? einmal 0,9 also (2x 0,45) und einmal 0,45 oder zweimal 0,9? Input Power Pin = Pout/n = 1500/0,95 = 1580W Iin = PIN /Vinmin = 1580W / 310V = 5,1A Ip während Ton = Ip = Iin/Duty = 5,1 / 0,9 = 5,67A Ip(rms) = Ip*Wurzel(Duty) = 5,67 * Wurzel (0,45) = 3,8 A oder Ip(rms) = Ip*wurzel(Duty) = 5,67*Wurzel(0,9) = 5,4A dann würde ich es vollens durch rechnen und meine Werte posten?!
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ich hab die Berechnungen jetzt nach folgendem Dokument gemacht und bin auf untenstehende Werte gekommen. http://www.ti.com/lit/ml/slup231/slup231.pdf Ipk_s_T1 = Iout = 38A Ipk_p_T1 = IOut / ü = 38A / 8 = 4,75A Irms_s_T1 = Iout * Wurzel(Duty) = 38A * Wurzel(0,45) = 25,2A Irms_p_T1 = (Iout/ü)*Wurzel(Duty) = 38/8 * Wurzel(0,45) = 3,2A N1min= Vmin*2*Duty / Vout + VD = 310V*2*0,45 / (40V+0,7V) = 13,7 ü = 8 --> N1/N2 = 16/2 ILout_pp = (Vout + Vd)*(1-2*Duty)/Lout*Fs = (40V+0,7V)*(1-2*0,45)/5µH*100kHz = 8,2A Ist das soweit mach richtig oder? wie mach ich jetzt weiter? Ich hab versucht den Kern für den Trafo über die Formeln im Anhang zu berechnen aber ich versteh nicht was ich da ansetzten muss für Duty und für dB usw.?!? kannst mir weiterhelfen? mfg
Werte sehen realistisch aus. Bei den Peakwerten gehört eigentlich der Rippel hinzu. >zu berechnen aber ich versteh nicht was ich da >ansetzten muss für Duty und für dB usw.?!? Dutycycle kennst du ja schon. Für dB nimm 100mT bis 200mT. (Oder mehr wenn der Kern heiß werden soll). Beachte das bei fast allen Ferriten die Kernverluste mit etwas mehr als dem quadrat der Flussdichte zunehmen. 2x PQ32/30 mit 42:5 Turns würde ganz gut passen bei 100kHz, ich schätze da geht AGW19 primär rein. Oder weniger Turns um mehr auf den Kern abzuwälzen. Verhältnis sollte man höher als 8:1, so 8,5:1 wählen. Mit mehr Taktfrequenz könnte man die Wicklungen naürlich dicker machenauf kosten der Verluste bei wenig Last, kommt auf deine gewünsche Wirkungsgradkennlinie an. MFG Fralla
danke ert mal für die Werte, so hab ich zumindest mal einen anhaltspunkt ich würde die Berechnungen gern nach vollziehen, aber ich finde kein guten Design Guide...! Warum ich jetzt z.B. diesen Kern nehmen soll usw. Wie find ich sowas normal raus :) bei der Formel für Ae im Anhang oben steht D(max) brauch ich da jetzt mein Dutycycle von 0,45 oder von 0,9? ich brauch für das ganze ja irgendwie einen Induktivitätswert, Übersetzungsverhältnis, einen Al oder µ wert, usw. usw. und ich hab kein plan wie ich das alles berechne?
>bei der Formel für Ae im Anhang oben steht D(max) brauch ich da jetzt >mein Dutycycle von 0,45 oder von 0,9? Da der Dutycycle in einem Trafo nicht über 0,5 gehen darf gilt 0,45. >ich brauch für das ganze ja irgendwie einen Induktivitätswert, >Übersetzungsverhältnis, einen Al oder µ wert, usw. usw. und ich hab kein >plan wie ich das alles berechne? Al-Wert und Induktivität ist bei den Kernformen für Übertrager egal, das einzige was zählt ist der Flußdichtehub. Der berechnet sich mit dB=U*d/(f*Afe*N) Man sieht, dass die Spannung, Dutycyle vorgegeben ist. Also kann man die Flußdichte kleiner machen durch mehr Frequenz, Windungszahl oder Querschnitt. Frequenz ist sage ich mal mit 100kH festgelegt. EIn PQ32/30 hat so 155mm². Daraus erhält man die Windungszahl. Macht man den Kern kleiner brauch man mehr Windungen bei weniger Platz. Dh irgendwand wirds zu heiß. Die Induktivität ist dan ausreichnd hoch (außer der Kern ist sehr lang, bei Leistungsübertragernie der Fall ist) sodass der Magnetisierungsstrom vernachlässigt werden kann (bei PWM Wandlern). MFG Fralla
ich dank dir für die Werte, damit kann ich was anfangen ;) Ich fasse mal zusammen: Windugnsverhältnis = 48:5 dB = U*Duty / f*Afe*N bei einem PQ 32/30 3C94 dB = 310*0,45 / 100kHz * 167mm² * 48 = 174 mT dB = 410*0,45 / 100kHz * 167mm² * 48 = 230 mT Ieff_sek = Iout * Wurzel(0,45) = 38A W(0,45) = 25,5A Ieff_pri = Iout*(N2/N1)*Wurzel(0,45) = 38*(42/5) * W(0,45) = 3,1A das ganze auf einem PQ 32/30 3C94 Kern mit 48:5 Wicklungen Primärseitig mit 0,9mm Draht Sekundärseitig mit 2x 2mm oder 2x 1,8mm oder 5mm² Litze ergibt Kernverluste von ca 2,5W und Cu Verluste von 2 W und eine maximale Kern Aussteuerung von 250 mT bei (48:5) als Induktionsspule: Koolµ mit µ = 60 --> Typ 77071 33mm Kern mit N = 12 Turns mit 3 x 1,8mm oder Litze 7,5mm² ergibt eine Leerlauf Induktivität von 9µH und 5µH bei 38 A Ausgangsstrom. Was sagst du zu den Werten? Ich hätte da noch eine frage zu den MOSFETS und Dioden Primärseitig am Trafo. Wenn die MOSFETS offen sind erfolgt die entmagnetisierung über die beiden Dioden...! Muss ich dabei achten das die Flußspannung der Dioden kleiner ist als die der body-diode des Mosfets? sonst schließt der untere MOSFET die Eingangsspannung kurz oder? Oder seh ich das falsch? Was nimmt man bei den MOSFETS für eine Spannungsfestigkeit und RDSON Wert? Vielleicht kannst mir auch Dioden vorschlagen? Die müssen ja nicht besonders großen Strom führen können oder? ist ja nur der Entmagnetisierungsstrom oder? danke ;)
Das sieht schon mal gut aus. >das ganze auf einem PQ 32/30 3C94 Kern mit 48:5 Wicklungen nimm 3C95 ist temp stabiler. Aber 48:5 macht 9.6:1 Überstzungsverhältnis. Bedenke das die PFC auch einen Bulk Rippel hat oder bei Sprüngen eingeht. Mit dem Übersetzungsverhältnis kannst du bei unter 400V keine 40V halten... >Primärseitig mit 0,9mm Draht passt >ergibt Kernverluste von ca 2,5W und Cu Verluste von 2 W Wie gerechnet? Dir ist klar das im Diagramm der Verluste die Amplitude von B steht. >ergibt eine Leerlauf Induktivität von 9µH >und 5µH bei 38 A Ausgangsstrom. 5m-9µ ist schon recht groß. macht zwar sehr wenig Rippel, jedoch leidet die Regeldynamik. Wenn es nicht stört, aber ok. >Muss ich dabei achten das die Flußspannung der >Dioden kleiner ist als die der body-diode des Mosfets? sonst schließt >der untere MOSFET die Eingangsspannung kurz oder? Oder seh ich das >falsch? Darauf muss man nicht achten. Die Bodydiod kann niemals etwas kruzschließen. >Vielleicht kannst mir auch Dioden vorschlagen? Die müssen ja nicht >besonders großen Strom führen können oder? ist ja nur der >Entmagnetisierungsstrom oder? Ja nur den mag Strom, aber niederinduktiv angebunden, dh SMD Gehäuse. Dabei kannst du jede ultraschnelle Si-Diode nehmen die 600V und 1A bis 3A kann. Zb http://www.vishay.com/docs/88688/murs140.pdf >Was nimmt man bei den MOSFETS für eine Spannungsfestigkeit und RDSON >Wert? Spannung 500V bis 650V je nach Surge Anforderungen. Rds,on im Bereich 70m bis 150m. Hängt wieder von der gewünschten Kennlinie des Wirkungsrades ab. Mosfet sollte irgendwas in Superjunction Bauweise sein. Coolmos CP, MDmesh, Supremos etc. MFG Fralla
ich muss für die erste Testplatine einen 3C94 nehmen da ich den als Muster bekomme. Aber dank für die Info, dann kann ich den 3C96 mal anfragen und ebenfalls testen. meine Ausgangsspannung am Ende des Abwärtswandlers ist relativ flexibel: Vout = 31V - 43 V ist im Rahmen des möglichen. wären dann bei 410V und ü= 9,6 = 42V und bei Vin nach Holdup = 310V --> 32V ---> 32 - die DiodenSpannung und den Abfall an der Spule, dann wirds schon eng. müsste ich mit der primär Wicklung eventuell dann doch auf 42 gehen oder? Die Verluste hab ich nicht selbst berechnet...weiß nach momentanem stand nicht wie man das berechnet! Das hat mir jemand berechnet der die Kerne vertreibt. Sind die Werte unrealistisch? 9u - 5uH lässt die Regeldynamik leiden: bedeutet das mir bei Lastsprüungen die Ausgangspannung mehr variiert oder? Wenn ja müsste ich testen wie meine Elektronik darauf reagiert...und dann eventuell die Windungszahl bisschen runtersetzen oder? bei 9 Turn hätte ich 5µH - 3,4µH...wäre das eher passend? das ganze dann mit einem UC 28025 IC mit 100 kHz mfg
>ich muss für die erste Testplatine einen 3C94 nehmen da ich den als >Muster bekomme. Ok. >bedeutet das mir bei Lastsprüungen die Ausgangspannung mehr variiert >oder? Ja, aber das hängt auch wieder vom Augsngskondesator ab. Ohne zu wissen wie schnell deine Last den Strom ändert (in A/µs) und wieviel Spannungsabweichung wie lange erlaubt ist, kann man nichts genaueres sagen. Die 5µ bis 9µ könnten auch ok sein. Was ist die Last? War da nicht was von Bohrmaschine? >Das hat mir jemand berechnet der die Kerne >vertreibt. Sind die Werte unrealistisch? Nein, bei der Flußdichte nicht, wollte nur sicher gehen. >müsste ich mit der primär Wicklung eventuell dann doch auf 42 >gehen oder? Ich würde die Spannung so wählen, dass bei nominaler Zwischenkreisspannung minus dem Rippel und Lastsprung, also bei 410V kann der Zwischenkreis auf 390V eingehen, die 42V noch gehalten werden können. Das macht so 9,2 also 46:5. Die genaue Windungszahl musst du austesten. Den ja nach Streunung hat man schnell eine halbe Winung mehr oder weniger.. MFG Fralla
die genaue Änderung der Last bzw. A/µs kann ich nicht genau sagen das es nicht nur für eine Elektronik verwendet werden soll. Die Richtung mit Bohrmaschine passt aber schon ganz gut...! Das Optimale wird sich wahrscheinlich eh nur durch testen herausfinden lassen ;) Da meine Elektronik von ca. 31 - 43 v funktioniert darf es an der Ausgangsspannung ein paar Schwankungen geben ohne das es meine Last beeinflusst! Was brauch ich ca. für C-Werte am Ausgang? Kennst du Distributoren wo ich die Lackdrähte herbekomme? Eventuell auch Lack-Litzen? MFG
Ist das richtig das der RMS - Strom in den Ausgangskondensator folgendermaén zusammenhängt: Icrms = (I_L_rippel / 2)*Wurzel(1/3) was bei 3,4µH bei voller Leistung einen Stromrippel von fast 16A ergibt --> Icrms = 16/2 * Wurzel (1/3) = 4,6A passt das?
>Da meine Elektronik von ca. 31 - 43 v funktioniert darf es an der >Ausgangsspannung ein paar Schwankungen geben ohne das es meine Last >beeinflusst! Na dann ist die Last ja recht unkritisch. Da brauchst du dir auch keine Gedanken um die Regeldynamik machen, wenn die Drossel größer wird. >Icrms = 16/2 * Wurzel (1/3) = 4,6A >passt das? Ja das passt! >Was brauch ich ca. für C-Werte am Ausgang? Die Cs müssen mal den Rippel können. Ein 1000µ/50V Low ESR Elko kann im Schnitt so 3A. Also nimmst du zb 2x 820µF/50V aus zb der Rubycon ZLH Serie. Das macht insgesammt so 12mOhm ESR (warm) und damit gut 190mV Rippel am Ausgang durch den ESR. Der Rippel durch die Umladung des Kondesators nur wenige mV und damit wie so oft vernachlässigbar. Um den Rippel zu reduzieren kannst du einen Kondensator mehr spendieren oder die Drossel vergrößern (wozu ich raten würde, da deine Last unkritische Regeldynamik braucht). >Das Optimale wird sich wahrscheinlich eh nur durch testen herausfinden >lassen ;) Das bestimmt. Bei Testen kannst du die Werte also L und C immer weiter reduzieren, dann siehst du was du brauchst. MFG
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okay perfekt ich dank dir ;) ich bin grad auf der Suche nach geeigneten Lackdrähten und der Isolationsfolie für den Trafo. Vielleicht kannst du mir sagen ob die hier Passend sind: http://www.elosal.de/waren/wickeltechnik/wickeldraht/53059496f000b27b5.php 0,9mm Lackdraht bis 180°C und Mehrschichtlack http://www.elosal.de/waren/wickeltechnik/wtband/50115894dc113d008.php Isolierband für die Trafos, ist das geeignet oder eher nicht? Steht leider nicht dabei wie Dicke die Folie ist! Ich hätte da noch eine Frage zum UC28025: Funktioniert die "Regelung" mehr oder weniger so: 1. Über die Taktfreq. wird das PWM Latch zurück gesetzt 2. sinkt der Strom auf einen Bestimmten Wert am RAMP eingang gibt er eine logische 1 auf den Vergleicher 3. Fällt die Ausgangsspannung gemessen über Inv unter 5V gibt er ErrorAmp eine logische Null, die aber Invertierend auf den Vergleicher geht und somit ebenfalls eine logische eins bewewirkt und damit der PWM latch wieder gesetzt wird? Stimmt das so in etwa? Bedeutet das, dass ich meine Augangsspannung über einen Optokoppler auf den Eingang INV geben kann, der mir je nach Ausgangsspannung 5V oder 0V auf den INV Eingang gibt? oder seh ich das falsch?
>http://www.elosal.de/waren/wickeltechnik/wickeldra... >0,9mm Lackdraht bis 180°C und Mehrschichtlack passt! >http://www.elosal.de/waren/wickeltechnik/wtband/50... >Isolierband für die Trafos, ist das geeignet oder eher nicht? Steht >leider nicht dabei wie Dicke die Folie ist! Das kommt auf deine Safety Anforderungen an. Ich darf üblicherweise nur Folien verweden die in einer Liste (macht das Safety-Department) gelistet sind. Auch die Luft- und vorallem Kriechstrecken be der Tarfoauslegung beachten. >Funktioniert die "Regelung" mehr oder weniger so: >1. Über die Taktfreq. wird das PWM Latch zurück gesetzt >2. sinkt der Strom auf einen Bestimmten Wert am RAMP eingang gibt er >eine logische 1 auf den Vergleicher >3. Fällt die Ausgangsspannung gemessen über Inv unter 5V gibt er >ErrorAmp eine logische Null, die aber Invertierend auf den Vergleicher >geht und somit ebenfalls eine logische eins bewewirkt und damit der PWM >latch wieder gesetzt wird? >Stimmt das so in etwa? Ja das stimmt, doch so darf dieser Konverter nicht geregelt werden. Du must in "Voltage-Mode" (oder avergage current Mode) regeln. Steht auch beschrieben. >Bedeutet das, dass ich meine Augangsspannung über einen Optokoppler auf >den Eingang INV geben kann, der mir je nach Ausgangsspannung 5V oder 0V >auf den INV Eingang gibt? oder seh ich das falsch? Würe auch funktionieren. Aber eine Spannung linear und genau über den Optokoppler mit vollem Temprange zu übertragen ist schwer bis unmöglich. Üblicherweise überträgt man nur das Ausgangsignal des Reglers, da sind Verzerrugen und Ungenauigkeiten egal, da integrales Verhalten. Da ist der Regler dann aber Sekundär (zb TL431). Ein anderer Weg wäre den UC Sekundär zu plazieren und die Gate-Ansteuerung, Strommessung über kleine Übertrager zu machen. Dann braucht man auch keinen Highside Treiber. MFG Fralla
du sagtest mal es ist nur sinnvoll im average current mode zu regeln oder? Oder doch Voltage Mode besser? In den Datenblättern ist nur beschrieben wie ich in den Voltage Mode (RAMP auf CT) schalte, und wie ich in den Peak current Mode schalte (Ramp über Rsense) wie macht der IC mir einen Average Mode? Warum würde ich einen Highside - Treiber benötigen? Den UC sekundär zu platzieren würde bedeuten: die Ausgangsspannungsmessung direkt über einen Spannungsteiler auf INV, und die Gate Ansteuerung über kleine Übertrager, und die Strommessung über einen Rsense und dann über einen Übertrager auf den IC? Das ganze dann aber im Average Current Mode oder? Ich kann mit den Angaben im Datenblatt irgendwie nicht viel anfangen :( wie du ja weißt hab ich nicht viel platz :) also sollte ich die Lösung mit möglichst wenig bauteilen vorziehen :)
>du sagtest mal es ist nur sinnvoll im average current mode zu regeln >oder? Ja AVERAGE Current Mode. Ist nicht zu verwechseln mit Peak-current-mode. >Oder doch Voltage Mode besser? Da du keine besonders strengen Anforderungen an die Dynamik hast, kannst du durchaus den einfachen Voltage-Mode verweden. (Stromessung nur zum Überstrom abschalten) >die Ausgangsspannungsmessung direkt über einen Spannungsteiler auf INV, >und die Gate Ansteuerung über kleine Übertrager, und die Strommessung >über einen Rsense und dann über einen Übertrager auf den IC? Ja genau. >wie du ja weißt hab ich nicht viel platz :) Mit den 100x60x140mm solltest du leicht auskommen. >Warum würde ich einen Highside - Treiber benötigen? Wie würdest du sonnst die Mosfets, speziell jene oberhalb des Trafos ansteuern? Weitere Nachteil ist, das die meisten Treiber bei dieser Topologie nicht funktionieren, da sie die Spannung für den Highside Fet per Bootstrab erzeugen. Das geht bei dieser Topologie nicht. Ein Übertrager kann beide Fets gleichzeitig Ansteuern. MFG Fralla
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wie kann ich den IC im average Current Mode betreiben wenn ich "nur" zwischen Voltage Mode und Peak Current Mode laut Datenblatt einstellen kann?(siehe Anhang) Voltage Mode: 1. Ich setz den IC sekundär und mess die Ausgangsspannung direkt über einen Spannungsteiler, und steuer die Fets über Übertrager(warum werden dann keine Highside Treiber benötigt?) an, und die Strommessung zur Überstromabschaltung ebenfalls über Übertrager? 2. Ich setz den IC Primär und muss die Messung der Ausgangsspannung über den TL431 realisieren? Und kann Gate ansteuerung und Strommessung direkt machen, benötige aber für die Oberen FETs HighsideTreiber? (Wobei ich nicht versteh wie das mit dem TL431 funktioniert :( ) Kann ich die Übertrager ohne größere zusätzliche Beschaltung verwenden? Oder benötige ich irgendwelche entmagnetisierungs netzwerke? naja wenn ich seh wie groß die 2 Trafos werden die zwei Induktionsspulen (PFC und Abwärtswandler) und dann noch die riesen Kondensatoren, ist von dem Platz nicht mehr viel übrig :(
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die FET ansteuerung könnte ich über Optokoppler machen oder? Nur würde ich dazu ja für jeden Fet einen Optokoppler benötigen oder?
>Kann ich die Übertrager ohne größere zusätzliche Beschaltung verwenden? >Oder benötige ich irgendwelche entmagnetisierungs netzwerke? Da du nicht über 50% dutycyce gehst nicht. >die FET ansteuerung könnte ich über Optokoppler machen oder? Nur würde >ich dazu ja für jeden Fet einen Optokoppler benötigen oder? Können ja, nur benötigt dies schnelle Koppler und zwei floatende Versorgungsspannungen. Also teuer und braucht Platz. >wie kann ich den IC im average Current Mode betreiben wenn ich "nur" >zwischen Voltage Mode und Peak Current Mode laut Datenblatt einstellen >kann?(siehe Anhang) Durch starke Filterung des Stromes. Oder wenn man echten average current Mode haben will durch einen eigene Stromregelschleife (extern). Ist aber nicht notwendig. >2. Ich setz den IC Primär und muss die Messung der Ausgangsspannung über >den TL431 realisieren? Der TL würde auch die Regelung übernehmen. Aber Sekundär sezten ist besser, da das Ansteuerproblem durch einen primär sitzenden IC nicht gelöst wird. >1. Ich setz den IC sekundär und mess die Ausgangsspannung direkt über >einen Spannungsteiler, und steuer die Fets über Übertrager(warum werden >dann keine Highside Treiber benötigt?) an Wo sollte man einen Highside Treiber benötigen? Da der Übertrager isoliert kannst du Gates an jedem beliebigen Potential ansteuern und das mit einem Übertrager. MFG Fralla
hm okay jetzt steh ich ein bisschen im Wald :) was meinst du wäre die beste und einfachste Lösung? Wäre es am besten ich würde die Gates über einen Impulstrafo ansteuern und die Stromessung über einen Current Sense Trafo machen oder? Bräuchte ich dann aber nicht für jeden FET einen Übertrager? kennst du eine beispiel beschaltung im Netz für einen interleaved 2 switch forwars converter?
>was meinst du wäre die beste und einfachste Lösung? Ich finde Gate-Trafos am besten und einfachsten. Ist aber auch Geschmacksache;) >Bräuchte ich dann aber nicht für jeden FET einen Übertrager? Die Fets an einem Leistungsübertrager werden ja gleichzeitig angesteuert. Also brauchst du nur zwei Gate-Übertrager (jeder steuert 2 Fets) Auf den Kern der Gate Übertrager kann man ja fast beliebig viele Sekundärwicklungen machen ;) MFG
gibts da fertige oder läuft es mal wieder auf selber Wickeln raus :) sowas in der Art? http://de.mouser.com/ProductDetail/ICE-Components/GT03-111-069-B/?qs=G5few1MRhWrqq9gJ8rIkV6VA5wJbldqO6MlhJibpPsQ%3d
Ja, so in der Art. Wobei ich mehr Querschnitt nehmen würde, also einen größeren. Aber vom type ist der richtig, da kannst du mit einem 2 fets steueren.
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wo siehst du da den querschnitt? ist ja nichts angegeben oder? benötige ich dann zu dem Übetrager noch ein Entmagnetisierungsnetzwerk wie im Anhang? Bei der Angabe ET V/µs, ist damit die Anstiegszeit der Spannung auf der sekundärseite gemeint, oder wie lange der Impuls auf der sekundärseite anhält? Was nimmt man da bestenfalls für Werte?
>wo siehst du da den querschnitt? ist ja nichts angegeben oder? Anhang der DC Widerstände und der ET Angabe sieht man, dass der Querschnitt größer sein könnte. >benötige ich dann zu dem Übetrager noch ein Entmagnetisierungsnetzwerk >wie im Anhang? Nein, da nie über 50% angesteuert wird. >Bei der Angabe ET V/µs, ist damit die Anstiegszeit der Spannung auf der >sekundärseite gemeint, oder wie lange der Impuls auf der sekundärseite >anhält? Das hat damit gar nichts zu tun. Das ist die maximale Spannungszeitfläche auf der Sekundärseite, bei der die Flußdichte nicht zu hoch wird (220mT). Steht im Datenblatt. Die Flankensteilheit wird abgesehen von der Gate-Landung/Widerstand auch von der Streuinduktivität des Trafos bestimmt. MFG Fralla
bedeutet das, dass ich meine Gate - Spannung und meine ton Zeit auf den ET Wert beziehen muss? 15V Gatespannung 4µs ton --> 60V/µs ? oder hab ich das ganze falsch verstanden? Was rechnest du für den Querschnitt mit dem ET - Wert und den DC Widerständen? Wäre es sinnvoller einen mit 550mOhm DC Widerstand zunehmen? Dann wäre aber der ET Wert nur 35 V/µs sorry für die vielen fragen, aber mir fehlt dazu das Verständis, und im Netz find ich keine sinnvollen Erläuterungen...
>15V Gatespannung 4µs ton --> 60V/µs ? oder hab >ich das ganze falsch verstanden? Nicht ganz, du musst aber mit der maximal möglichen Ton Zeit rechen, also fast 5µs, welche beim Startup/Loadstep auch erreicht werden. >Was rechnest du für den Querschnitt mit dem ET - Wert und den DC >Widerständen? >Wäre es sinnvoller einen mit 550mOhm DC Widerstand >zunehmen? Dann wäre aber der ET Wert nur 35 V/µs Der Trafo mit weniger DC-Widerstand hat weniger Wicklungen und deshalb weniger ET. Ich kenne den Querschnitt auch nicht, doch wenn ET zu klein und der DC-Widerstand groß ist, dann ist einfach der kern zu klein. Such dir den nächst größeren Trafo. MFG
was ist denn mit der Angabe creepage/clearance gemeint? 0mm 3mm oder 8mm?
Das sind die Abstände für Luft- und Kriechstrecke die der Trafo gewährleistet. Die Notwendigen Abstände (wobei Luft und Kriechstrecke eingentlich nicht gleich sind) richtet sich nach den Safey Anforderungen. Es hängt auch davon ab bis zu welcher Seehöhe das gerät betrieben wird. So ein Gate-Trafo ist ein Safety relevantes Bauteil, da es eine Prim-Sek Trennung herstellt. So sind auch die Richtlinien für die "reinforced insulaton" Einzuhalten (Im Gegensatz zu den Abständen welche nur die Funktion fordert). Aber das ganze Normen Zeug ist auch nicht meins, blick auch nicht durch, da oft Willkür herrscht. Ich bekomme creepage und clearance vom Safety-Department vorgeben und designe entprechend, oder diskutiere den ein oder anderen Abstand weg;) MFG
okay danke ;) ist dann für die Testversuche mal nicht so entscheident...! muss ich bei den Übertragern für die Gate - Ansteuerung irgendwas besonderes beachten, oder kann ich damit den Gate direkt ansteuerung? primärseitig noch ein Vorwiderstand oder so und vielleicht ein pull-down dran hängen? sekundärseitig auch? ich bin jetzt gerade auf der Suche nach einer Lösung für die Strommessung über einen current sense transformer...hast du mir dabei vielleicht einen tipp, wie man vorgeht? brauch ich für den transformer eine besondere beschaltung? mfg
>hast du mir dabei vielleicht einen tipp, wie man vorgeht? Im Prinzip wie bei Gate-Trafo. Ein bestimmter Et Wert also Vµs darf nicht überschritten werden. >oder kann ich damit den Gate direkt ansteuerung? >primärseitig noch ein Vorwiderstand oder so und vielleicht ein pull-down >dran hängen? Ans Gate gehört ein Pulldown und eine Diode in Sperrrichtung anf GND um den AC-Anteil abzukoppeln. MFG
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ich hab meine PFC Stufe jetzt mal in Betrieb genommen... hab jetzt momentan eine Last von ca. 150Watt am Ausgang meine Ausgangsspannung sieht ganz gut aus, doch wenn ich meinen Eingangsstrom messe siehts nicht so super aus :( wenn ich die Stromaufnahme vergleiche, wenn meine selbst gewickelte Spule verbaut ist, und wenn die gekaufte Spule verbaut ist, sind das ganz schöne unterschiede :( scope0: mit meiner selbst gewickelten Spule scope3: mit gekaufter Spule scope2: ist von dem Evaluation Board was es von ONSemi gibt mit dem gleichen Controller nur als 65 KHz version. Hier muss man noch sagen das die einen Eingangsfilter drin haben: http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/NCP1654EVB_SCHEMATIC.PDF hab ich die Spule falsch gewickelt oder was ist da los, dass der Eingangsstrom so "verschmiert" ist? kannst mir nen tipp geben? wie wickelt man die Spule am sinnvollsten? mfg
Hallo! Beschreib doch mal wie gemessen wurde. Und die Daten der beiden Spulen. Möglicherweise gibts ein Problem mit dem Stromregler. Die PFC ist ja für 1,5kW oder? Bei nur 150W wird die Spule noch weit im discontinous Mode sein. Das erklärt aber nicht den wie du es nennst "verschmierten" Strom. Miss duch mal Eingangsstrom, Drosselstrom und Stromreglerspannung gleichzeitig. So einen Strom sieht man manchmal wenn die Spule recht viel Kapazität (viele Wicklungen) hat, dann gibts immer kleine Stromspikes im Umschaltpunkt. Ohne Bandbreitenbgrenzung mist man diese mit. Wie wird der Strom gemessen? MFG Fralla
die getesteten Spulen: http://de.farnell.com/multicomp/mcap115018062a-381mu/induktivitaet-380uh-20-2-pins/dp/1864223 und die selbst gewickelte ist ein Kool Mµ Kern 77071 33mm mit 80 Wdg. gemessen wurde folgendermaßen: Eingangsstrom über Strommesszange an der zuleitung Eingangsspannung über Differentialtastkopf direkt vor dem Gleichrichter Eingangsstrom, Spulenstrom werd ich gleich mal messen, muss mir nur überlegen wie ich den Spulenstrom messen kann :) bei der Stromreglerspannung meinst du direkt am PIN CS oder? http://www.datasheetdir.com/circuits/50/300-Wide-Mains-Pfc-Stage-Driven-By-The-Ncp1654.jpg ich werde jetzt noch einen HighFlux 58071 33mm Kern mit 70 Wdg. wickeln um diese dann auch mal testen zu können mfg
also ich hab das ganze jetzt mal mit größerer Leistung und einem anderen Spulenkern getestet und hab dann echt gestaunt wie perfekt meine Sinus-Stromaufnahme ist :) Meine Stufe hat die 1,5kW Last auch überlebt, wird aber thermisch ganz schön beansprucht. Kannst du mir vielleicht ein paar Tipps geben was ich alles testen/messen/ausprobieren sollte bzw welche Messungen sollte ich durchführen und bis zu welchen Temperaturen ist es sinnvoll? Gruß
>Kannst du mir vielleicht ein paar Tipps geben was ich alles >testen/messen/ausprobieren Ganz interessant wäre mal den Wirkungsgrad ungefähr zu ermessen. - Harmonics bei verschiendenen Lasten/Spannungen, vergleich mit Norm - Betrieb mit minimaler Eingangsspannung - Betrieb mit maximaler Eingangsspannung - Langsame Überlast im s Bereich - Schnelle Überlast - Hochstarten auf Kurzschluss - Kurzschluss im Betrieb - Netzunterbrechnungen von paaar 100ms (recoververhalten, Overvoltage Schutzschaltungen) - Netzunterbrechungen im Bereich 20ms (Ausreglerverhalten, Holdup) - Kleine Lastsprünge zb 70-100% etc - Harte Lastprünge 0%-100% (Overvoltage Schutzschaltungen) - Messung des Inrushstromes Das sind mal so die Standardanforderungen die ich mir bei einer PFC anschaue. Auch wenns noch so böse klingt, wenn die Strommessung hinhaut ist es kein Problem diese zu überleben. Wichtig ist auch: - Conducted EMI - Radiated EMI (natürlich nicht ohne teures Equipemt zu messen) Dann wäre noch: - Betrieb mit einer Spannung mit viel THD geclippter Sinus,Dreieck, Recheckspannung. Zuletz alles was mit Überspannungen und Surge zu tun hat. Das kommt auf deine Anforderungen (bzw Schutzbeschaltungen) an wie weit man da geht. Aber temporäre Überspannungen bis 320VAC welche den Zwischenkreis aufblasen sollten mit OVP schon überlebt werden. Bypassdiode;) >bis zu welchen Temperaturen ist es sinnvoll? Die maximalen Sperrschichttempraturen kennst du. Da eben eiene reserve lassen. Klar kann man nicht direkt messen aber Rths kennt man ungefähr. Wenn Fets und Diode wie üblich für diese gehäuseform angebungen sind, kannst du schon bis 120° Heatsink gehen. (Auch ist es Inteessant die PFC mal Thermisch oder Leistungsmässig an die Wand zu fahren um die Grenzen zu kennen;) MFG Fralla
Hey Fralla, danke für deine "Prüfliste" ich werde sie mal gelegenheit komplett durchgehen. Ich habe bis jetzt ein paar Belastungstest gemacht, bis zu welcher Leistung ich gehen kann ohne das die Diode, Mosfet und Spule zu heiß werden. Was ich nicht ganz verstehe: Ich hatte als erstes den MOSFET Infineon IPP60R199CP verbaut und getestet. Bei ca. 1150Watt Ausgangsleistung hatte ich 120°C direkt am MOSFET (Gleichrichter, Diode, MOSFET) hängten wie beim Evaluation - Board am gleichen Kühlkörper. Anschließend habe ich den MOSFET durch einen IPP60R099CP getauscht. Also halber Rdson, komischer weiße wird der genau so heiß --> 120°C bei 1150W Pout. Ich hätte jetzt erwartet das der besser FET kühler bleibt?!?. Sind das alles nur Schaltverluste und der Rdson spielt dabei keine entscheidende Rolle? Gruß Schleicha
>Ich hätte jetzt erwartet das der besser FET kühler bleibt?!?.
Typisches Verhalten. Wie du erkannt hast beginnen die Schaltverluste zu
dominieren, sind bei 60kHz und dem Strom nicht zu vernachlässigen. Wenn
man vom hochohmigen zum niederohmigen Fet geht dominieren zuerst die
Ohmschen Verluste, dann die Schaltverluste. Dazwischen gibts ein
optimum. Andererseits kann auch mit f gespielt werden, ein Reduktion
macht mehr Flußdichtehub in der Drossel, vl mehr Turns notwendig.
Trotzdem kann damit Peak Efficincy gewonnen werden oder was
wahrscheinlicher ist, die Kurve verschoben und angepasst werden.
Beim Testen von Fets Gatewiderstände mitanpassen wen notwendig.
Ein Halbierung des Rds,on ist schon ordendlich. Probiere was dazwischen
aus, nicht unsonst gibts so viele Abstufungen. Wenn du auch preislich
was amchen willst, bedenke dass man Fets parallel schalten kann (ja auch
die CPS), wenn man paar Kleinigkeiten beachtet.
MFG
okay alles klar.... einen mit 190 mohm hab ich noch da den kann ich mal testen und dann mal schauen.. was mit bei den CPs beachtet werden wenn man sie parallel schaltet?
>was mit bei den CPs beachtet werden wenn man sie parallel schaltet?
getrennte Gate Widerstände, RC-Snubber, Ferrite Beads (allerdings nur
auf Gate, keinesfalls Drain oder gar Source). Und das übliche
wienNiederinduktive Gatedrive schleife, keine überschneidung mit
Powerpfad, etc.
In Brückenanordnungen noch schwieriger, eine gewöhnliche PFC ist da eher
die simpelste Anwendung.
Mehr als zwei CPs wird schwer. Eine Anordnung aus vier parallen
IPWR045CP bekamm ich nur stabil, indem jedes Pärchen einen eigenen
Gatetreiber erhielt.
MFG
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alles klar danke ;) ich bin momentan dran den Abwärtswandler auszulegen, und hab jetzt mal erste Versuche mit dem Übertrager für die Gate-Ansteuerung gemacht. Im Anhang hab ich die Testschaltung aufgezeichnet. Ich steuer mit einem Frequenzgenerator den Übertrager an und schalte damit hinter dem Übetrager einen MOSFET der nur einen Widerstand schaltet. Gemessen habe ich dabei direkt am Frequenzgenerator (Input), am Gate-Source (Output) und den Spannungsabfall am Widerstand der vom MOSFET geschaltet wird. Mein Problem ist folgendes: Wie man in dem einen Bild sieht funktioniert das ganze mit dem kleinen MOSFET BS170 einwandfrei. Sobald ich aber einen größeren MOSFET nehme, z.B. den IPP60R199CP dann, sieht man das die Gate-Source Spannung zwar auf Null geht, aber der MOSFET sperrt nicht sofort, sondern leitet bis kurz bevor er wieder ein - geschaltet wird. Irgendwie sieht es so aus, wie wenn die Gate-Ladung des großen MOSFET nicht schnell genug "leer" gezogen wird oder? als Übertrager hab ich folgenden Verwendet: GT04-111-063-_ http://www.icecomponents.com/c-91-GT04.aspx Hast du mir vielleicht einen Tipp? Gruß
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alles klar du hattest recht ;) bei 0,25A sieht das ganze schon vieeeeeel vieeeeel besser aus ;) Danke :) ich hab folgende Übertrager mal getestet: 1. GT03-069-A 2. GT03-110-A 3. GT04-63 4. GT04-189 Hier die Daten zu den Übertragern: http://www.icecomponents.com/images/document/PDF/GT03.pdf http://www.icecomponents.com/images/document/PDF/GT04.pdf bei den großen also GT04 wird die Anstiegszeit ein bisschen besser. Die verbogene Rechteckspannung am Eingang bzw. Ausgang des Übertragers, kommt denke ich vom Frequenzgenerator, da er wahrscheinlich nicht genügend Strom für den Übertrager liefern kann...?!? Anhand welcher Kriterien entscheid ich am besten welchen ich nachher verwende?
Hallo! Zu einen ist der Gate Trafo ein sicherheitsrelevantes Bauteil, also auf Isolationsspannung, Normen, etc achten. Dann darf der Trafo nicht Sättigen, klar. Er muss die gewünschte Mindestflankensteilheit können (hängt von Wicklungskapaität, ohmschen Anteil und vor allem der Streunung ab, ja und natürlich dem Fet/Gate Widerstand ab). > vom Frequenzgenerator, da er wahrscheinlich nicht >genügend Strom für den Übertrager liefern kann...?!? Das wird der Fall sein, 50E sind viel. Gate Übertrager immer mit dem dann engesetzten Treiber testen. Auch einen realistischen Strom und Spanung mit dem Fet schalten beim Testen. Selbst dann werden die Gate Signale im Wandler wieder etwas anders aussehen. Bei den AC-Koppelkapazitäten ist viel nicht immer besser, denn je größer um so länger dauert es bis der DC-Offset bei Normbetrieb erreicht ist. Speziell im Skipp-Mode kann das stören. ANsonsten gilt wie so oft, so klein wie möglich, aber so groß wie notwendig. In deinem Fall würde ich zum GT04 mit 63µVs und 1:1:1 raten. MFG Fralla
da ich den UC28025 verwenden werde, kann ich den Übertrager ja direkt mit dem IC ansteuern und brauch somit keine extra GateTreiber oder? Ja ich werd das ganze wohl erst raus finden wenn es komplett aufgebaut ist und ich es mit den richtigen Spannungen und Ströme testen kann. Da kann ich dann auch verschiedene Übertrager ausprobieren, da ich momentan keine solche Spannung und Ströme schalten kann...! Da ich den UC28025 ja im Voltage - Mode betreiben will, brauch ich den Strommesseingang ja nur zur Überstromabschaltung. Ist es da notwendig einen Strommesstrafo zu nehmen oder gibt es vielleicht auch eine andere Möglichkeit? Ich tu mir ein bisschen schwer mit den Strommesstrafos, wie ich sie auslegen soll. Oder müsste es folgendermaßen gehen? Verwendung ein CT02-100 N1/N2 = 1/100 sekundär parallel einen 1k danach in Reihe eine Standartdiode und einen Rsense an dem mir die Spannung abfällt die ich für den Übetrromabschalter brauche? also bei Irms_primär =3,1A sind Spitze ca. I = 4,5A. verhältnis 1/100 gibt einen sekundär strom von Is=42mA um 1,5V zu erhalten ca. R=1,5V/42mA = ohm berücksichtigung der Diodenstrecke mit 0,6V --> R = 2,1V/42mA = 50ohm funktioniert das so?
>da ich den UC28025 verwenden werde, kann ich den Übertrager ja direkt >mit dem IC ansteuern und brauch somit keine extra GateTreiber oder? Prinzipiel nicht. Doch wenn es über einen Trafo geht braucht der Treiber etwas mehr Kraft. Ich hab den IC nur mit eterenen treiber im Eisatz, wobei die Leistung deutlich höher Lang und damit die fets. Ein 199mCP könnte gerade noch so gehen, trotzdem würde ich Treiber vorsehen, zumindest als Bestückvariante. >Ist es da notwendig >einen Strommesstrafo zu nehmen oder gibt es vielleicht auch eine andere >Möglichkeit? Man kann auch einen Shunt nehmen... Da nur als OCP verwendet kann der auch kleiner vom Wert sein. >berücksichtigung der Diodenstrecke mit 0,6V --> R = 2,1V/42mA = 50ohm >funktioniert das so? Schon überlegt wo der Stromwandler sitzen soll, und wie er demagnetisiert wird bei maximalem Dutycycle? (Du interleavst ja zwei Wandler, oder?) MFG
okay ja das werde ich machen das ich den Treiber mal vorsehe das ich ohne und mit testen kann. Ich brauch eine galvanische Trennung...deshalb wirds mit einem Shunt schwierig oder? Wäre eventuell ein Optokoppler noch realsierbar bei f=100kHz?? Ja genau ich Interleave die Wandler...! > Schon überlegt wo der Stromwandler sitzen soll, und wie er > demagnetisiert wird bei maximalem Dutycycle? (Du interleavst ja zwei > Wandler, oder?) Ne das ist ja mein Problem, ich find im Netz nichts sinnvolles wie man so ein Netzwerk aufbaut mit einem current Transformator. Einzigste was mir einfallen würde, dass ich zwei nehme und die beiden Zweige getrennt messe?!? Dann brauch ich nicht demagnetisieren oder?
>Einzigste was >mir einfallen würde, dass ich zwei nehme und die beiden Zweige getrennt >messe?!? Dann brauch ich nicht demagnetisieren oder? Ja das funktioniert so. >Wäre eventuell ein Optokoppler noch realsierbar bei f=100kHz?? Ja das geht auch, aber der wird teuer, da sind zwei Stromwandler schon besser. >Ne das ist ja mein Problem, ich find im Netz nichts sinnvolles wie man >so ein Netzwerk aufbaut mit einem current Transformator. Ja es geht auch mit einem CST, aber denn wirst du nicht fertig zu kaufen bekommen. Mit zwei CST bist du jedenfalls dabei. Da du primär ja nicht viel Strom hast, werden die klein und günsti. Ein 1:50 Wandler passt auch. MFG Fralla
Mal ne Frage am Rande. Schafft denn so ein Gate Driver Transformer und die Schaltung wie oben beschrieben Mosfets mit Eingangskapazitäten zwischen 10 und 20nF bei 100Khz schnell genug anzusteuern? Erst mal ohne auf die Anforderungen auf der Primärseite einzugehen.
Ja wenn man den passenden Trafo hat kann man auch die dicksten Fets/IGBTs ansteuern. Die 199m CPs sind definitiv kein Problem mit dem GT04. MFG Fralla
Danke, aber was ist ein 199m CP? Entschuldigung wenn ich auf dem Schlauch stehe.
meine Versuche wurden mit einem Infineon IPP60R199CP gemacht, den meinte Fralle mit 199mCP
Ok und danke. Ich hatte (ernüchternde) Versuche mit einem selbst gewickelten Ringkern gemacht und wollte 2 IRFP2907z damit ansteuern. d.h. 2x180nC, ungefähr das 11 fache. Kann das ein GT04 schaffen?
Eine Frage noch hinterher. Wo bekommt man die GT04. Ich konnte nur Mouser finden mit 17Wochen Lieferzeit. Danke an Alle!
ob der GT04 die MOSFETS schalten kann weiß ich leider nicht, aber mit nem Gate-Treiber dazu bestimmt. du kannst bei ICE die Gate-Trafos sampeln, musst aber dazu einen shipping account bei FedEX oder sowas haben, da der Versand nicht kostenlos ist.
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ich hab jetzt mal versucht mit dem CST den Strom zu messen. Funktioniert soweit auch ganz gut, nur hab ich beim abschalten des FETs den 9V hohen PEAK drin. ich hab versucht über einen snubber über Drain-Source am FET den Peak wegzukriegen, hab ihn aber lediglich um 2-3 drücken können. Hab dann spaßes halber mal direkt auf drain Source einen 100nF geklemmt und der Peak war komplett weg. Denke aber das ich nicht die perfekte Lösung, da er irgendwann warm wird...! hast mir vielleicht nen Tipp?
>Hab dann spaßes halber mal direkt auf drain Source einen 100nF geklemmt >und der Peak war komplett weg. Denke aber das ich nicht die perfekte >Lösung, da er irgendwann warm wird...! Das geht gar nicht, das ist enorme Energie die da weggeheizt werden, wenn das auf 400V läuft platzen die Kondensatoren oder der Fet geht drauf. Der Peak ist einfach gespeicherte Energie in Induktivitäten. Layout verbessern, oder wegsnubbern. Wobei ein RC-Glied helfen kann die Frequenz zu verschieben und zu dämpfen, sodass sich der peak nicht so hoch aufschaukelt. Jedoch würde ich auch dies im richtigen Layout und Wandler beurteilen, denn dort gibts die Freilaufdioden... MFG
okay ja die Induktivität wird von meinen Hochlastwiderständen kommen die ich momentan dran habe, und das Layout ist nur eine simple Lochrasterplatine. Werd dann wohl mal ein fertiges Layout anfertigen und es dann mit den eingesetzten Trafos testen. Und am besten direkt für das RC Glied im Layout platz reservieren Danke Dir ;)
ist es sinnvoll das ich wirklich bei jedem der 4 FETs und bei 2 der Dioden nach dem Trafo ein RC glied bzw. einen snubber einbau? ich hab mal gelesen das man so zwischen 1-10 Ohm und 1-10nF als snubber verbaut ist das richtig? kann ich das ganze als SMD Variante aufbauen oder geht da dann schon bisschen Leistung drüber das ich bedrahtete Bauteile brauche?? gruß
>ich hab mal gelesen das man so zwischen 1-10 Ohm und 1-10nF als snubber >verbaut ist das richtig? Der nF bereich ist viel zu hoch für 400V, rechne mal was da bei jedem Takt an Enerige verheizt wird. >kann ich das ganze als SMD Variante aufbauen oder geht da dann schon >bisschen Leistung drüber das ich bedrahtete Bauteile brauche?? SMD! Bedrahtet bringt gar nichst, da das L den Strom hindert in den Snubber zu fließen. >ist es sinnvoll das ich wirklich bei jedem der 4 FETs und bei 2 der >Dioden nach dem Trafo ein RC glied bzw. einen snubber einbau? Sinnvoll ist es nicht, Ziel ist es ohne auszukommen, was bei deinen geringen Strömen auch möglich ist. Im Layout die RC Glieder vorzusehen ist trotzdem Sinnvoll. Bei den Dioden eher RCD vorsehen, bzw beides. MFG Fralla
hm okay was nimmt man dann bei den FETS für werte? 100pF oder ist das noch zu Hoch? Widerstandswert 50ohm? RCD heißt R&D parallel und in Reihe dazu ein C und das ganze parallel zur Diode? kann man da standart 4148 Dioden für den RCD benützen? Was meinstes du mit bei den Dioden beides vorsehen?
>hm okay was nimmt man dann bei den FETS für werte? Das kann man so nicht sagen im Vorhinein, kommt auf den LC Schwingkreis (dessen fr und Güte) denn Trafo, Fet und Parasiten bilden. Rechne mit 100p bis 470p und 10 bis 100Ohm. >kann man da standart 4148 Dioden für den RCD benützen? Nein, auf die Spannung achten 200V solltens schon sein und einfach möglichst schnell und in SMD. (SMA, SMC Gehäuse). >RCD heißt R&D parallel und in Reihe dazu ein C und das ganze parallel >zur Diode? Gibt mehrere Varianten. Fang mit RCD an wobei R parallel zu C ist. Und etra zur Diode parallel ein RC-Glied. Ist nicht Sinnvoll damit so in die Serie zu gehen, aber für ein "Eval" Board gut, da man viel probieren kann. Zusammenfassen, kann man das gesnubbere noch immer. MFG
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du meinst also bei den FETS und den Gleichrichter Dioden jeweils: eine Diode in Reihe zu R&C parallel und zu der Diode extra nochmal parallel ein R&C in Reihe? siehe Anhang Reicht bei den FETs nicht ein RC Glied? bei den Gleichrichterdioden brauch ich ja keine so höhe Spannungsfestigkeit (nach dem Trafo) oder?
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ich versuch gerade die beschaltung für den UC28025 zu berechnen, versteh aber nicht wirklich was die für ihre beispielschaltung berechnet haben. Ich hab meine IC ja sekundenär sitzen und hab meine Ausgangsspannung über einen Spannungsteiler auf den Eingang INV gesetzt so da bei 38V Ausgangsspannung an dem INV Eingang 5V anliegen. Der Eingang NI liegt über Vref(vom IC) ebenfalls an 5V. In der Beispiel Schaltung wird vom Eingang INV ein RC Glied mit R = 3.3k und C= 1nF ((bzw. beim UC3825 wird 3.3k und 560pF verwendet) auf den Pin EAOUT gelegt. so wie es in der AN von UC3825 (AN U-110) soll das ein Kompensationsnetzwerk sein. Irgendwie kann ich nicht nachvollziehen wie bzw. was die dort berechnen?!? kannst du mir da weiter helfen?
>so wie es in der AN von UC3825 (AN U-110) soll das ein >Kompensationsnetzwerk sein. Ja ist es. Je kleiner C umso schneller der Regler (je höher die Null). Kommt aber auch auf den oberen Widerstand des Feedbackspannungsteilers an. Ohne alle Wandlerdaten kann man nicht viel berechnen. Aber wenn der obere Feedbackwiderstand im bereich 50k ist, dann passen 3n3 bis 10n. Genau kannst du ja im Betrieb abstimmen. >du meinst also bei den FETS und den Gleichrichter Dioden jeweils: RCD nur für die Dioden. Und das extra RC-Glied muss parallel zur "Leistungsdiode". Denn Snubber besnubbern ist bei der Leistung unnötig. MFG Fralla
der Feedback Spannungsteiler hat insgesamt 204k davon sind 177k am oberen Teil und 27k der Widerstand an dem die Spannung abgenommen wird. sind ca. 185µA die bei 38V Vout fließen was dann an den 27k, 5V Spannungsabfall ergibt...! nach welche Kriterien rechne ich das Kompensationsnetzwerk aus. Die Berechnung im Datenblatt kann ich nicht wirklich nachvollziehen?!? gruß
>nach welche Kriterien rechne ich das Kompensationsnetzwerk aus. Die >Berechnung im Datenblatt kann ich nicht wirklich nachvollziehen?!? Hängt von der Kleinsignalübertragungsfunktion ab. Nur da muss man alle Daten (Trafo/Drossel/Ausgangskapzität/ESR) kennen. Für erste Vollast-Tests muss das Ding ja nur mal stabil laufen, und das geht mit Erfahrungsgemäss bei einem PWM Wandler ohne groß rechnen (was auch wenig Sinnmacht wenn Drossel und Trafo nicht 100% fixiert sind). Bei 177k am oberen Widerstand (warum so hochohmig?) passen Erfahrungsgemess um die 1nF im Kompensationsnetwerk für einen Wandler dieser Art. MFG
hm okay...!
> Bei 177k am oberen Widerstand (warum so hochohmig?)
ich dachte ich machs so hochohmig um den Strom niedrig zu halten.
Aus deiner Antwort lese ich raus, dass dies nicht ganz so sinnvoll ist
oder? :)
kann das ganze natürlich auch weiter runter setzten.... und dann bei den
tests verschiedene werte ausprobieren...
wenn ich mein Trafo wickel, muss ich da 8mm kriechstrecke einhalten? wenn ich den PQ32/30 nehme und von meinem Wickelfenster das dort 18.7mm ist, 8mm kriechstrecke einhalten muss, bekomm ich die Windungen niemals drauf :) nach Welcher Norm bzw. vorgaben muss ich mich da richten?
Hallo! Wie kommst du auf 8mm? Das hängt von deiner Arbeitsspannung, Übertspannungkategorie, Seehöhe, etc ab. Aber im Endeffekt nur nach der Norm, welche du einhalten musst. (um Ehrlich zu sein, bei meinen Geräten ist das oft so unterschiedlich, dass ich nicht durbliche. Das Firmeninterne Safety-Department (wie das die Amis nennen) ist dafür zuständig. Mit dennen diskutiere ich die Abstände dann so weit wie möglich nach unten) Denn auch bei TÜV, UL, etc herrscht oft absolute willkür was dieses Theme betrifft. Zb Abstände in Innenlagen, Bleifrei löten, Delaminierung, sieht jeder anders) Aber IEC 60664, vl noch VDE 0627/09.91 wäre mal ein Anfang. MFG Fralla
Hallo Fralla, ich habe meinen Abwärtswandler nun in Betrieb genommen und dabei sind ein paar Probleme aufgetreten. Ich hab die Trafos mit einem ü = 46/5 Verhätlnis gewickelt. Primär 0,9mm Sekundär 3x1,32mm. Die Induktionsspule ist ein 77071 33m Kern mit 9 Windg. mit 3x1,8mm Das erste Problem ist das bei einer Leistung von 300 Watt meine Spannung auf 36V stabil gehalten wird. Erhöhe ich aber die Leistung auf 600-900 Watt dann bricht die Spannung auf 32V ein, und mein Dutycyle liegt bei ca. 39%. Sollte ich mein Übersetzungsverhältnis kleiner machen um eine höhere Spannung zu erhalten? Oder passt etwas mit der RT und CT beschaltung nicht, das er den Dutycycle nicht auf 45% kriegt? Das zweite Problem ist folgendes: Ich hab als Entmag. Dioden der Trafos MURS160-13-F verwendet mit 600V und 1A. Bei einer Dauerleistung von 900Watt am Ausgang hats alle Entmag. Dioden durchgeschossen, ich geh mal davon aus das sich eine Diode abgelöst und somit einen üblen Kurzschluss verursacht hat und dazu noch ein Loch durch die Platine geschossen :-D( Die entmag. Dioden sind auf der Unterseite) Kann es sein das die Diode zu heiß geworden ist und sich dadurch von den Pads gelöst(abgelötet) hat (Pads sind noch an der Platine) Benötigen die Dioden eine extra Kühlung oder werden die normalerweise nicht so heiß?? Könnte auch sein das die Hitze vom Trafo kam?!? Bin mir aber nicht sicher! kannst du mir vielleicht einen Tipp geben? Gruß
mein Problem mit den Dioden hab ich gelöst und der Abwärtswandler funktioniert soweit mal. Aber ich hab noch folgendes Problem. Schalt den ich den Abwärtswandler ein wenn er an der PFC hängt, mit 400V Eingangsspannung, dann geht die Ausgangssspannung am Abwärtswandler auf die über den Spannungsteiler eingestellte 38V. Dreh ich meine Last am Abwärtswandler dann hoch beginnend bei ca, 0,5A bis auf 2A sieht man wie der Duty Cycle immer mehr wird, aber bereits bei 2A bei 45% (pro Trafo) ist. Dreh ich dann weiter die Last am Ausgang hoch, bricht mir meine Spannung am Ausgang immer weiter ein --> veständlich da der Duty Cycle ja schon am Anschlag hängt. Liegt es daran, dass mein Übersetzungsverhältnis bei 46:5 zu hoch liegt? dabei ist meine Spannung sekundärseitig bei 43,5 Volt. oder liegt das Problem wo anderst?
Thomas S. schrieb: > Dreh ich meine Last am Abwärtswandler dann hoch beginnend bei ca, 0,5A > bis auf 2A sieht man wie der Duty Cycle immer mehr wird, aber bereits > bei 2A bei 45% (pro Trafo) ist. Also insgesamt 90%. > Liegt es daran, dass mein Übersetzungsverhältnis bei 46:5 zu hoch liegt? > dabei ist meine Spannung sekundärseitig bei 43,5 Volt. 400V * 5/46 * 90% = 39,12 V. Davon gehen jetzt noch Dioden-Verluste weg. Ist eigentlich logisch, dass es mit 28V Ausgangsspannung etwas knapp ist. Mach den Trafo eher auf 8:1 (z.B. 48/6) oder 46/6 (dann kannst du die Primärwicklung gleich lassen), dadamit kommst du auf 45V bzw. 47V bei 90% Duty-Cycle. Damit sollte die Regelreserve groß genug sein, um die Verluste in den Dioden und Widerstandsverluste auszugleichen.
Hallo! Die Zwischenkreisspannung bleibt stabil? Welchen Spannungsripple hast du am Zwischenkreis? Das maximale Dutycycle kann ruihig höher als 45% sein, eher so 49%. Im Nennarbeitspunkt sollte man allerdings nicht am Anschlag fahren, klar. Wird deine Wicklung heiß? 46:5 sind viele Windungen für einen PQ32/30 Kern. Wie tief ist deine Schaltfrequenz? Welches delta B fährst du im Kern? Ich würde zum Testen ein paar Wicklungen (so 4) von der Primärseite abwickeln. Das der Dutycycle etwas hochgeht bei Vollast ist normal, da Verluste ausgeglichen werden müssen. Allerdings nicht so extrem wie du es beschreibst, denn wenn da mal wirklich 1,5kW rauskommen sollten. Rührt sich da bei paar A nichts am Dutycycle wenn mal im CCM. Daher eine weitere Frage, hat der Einbruch der Spannung, bzw das hochgehen des Dutycycle mit dem Übergang in den kontinuierlichen Mode zu tun? Wenn ja, spricht das für zu hohe Trafoübersetztung, also primär ein paar Wicklungen weniger. Sekundär hast du Dioden? Keine Synchrongleichrichter? MFG Fralla
Mein Zwischenkreis bleibt Stabil, die PFC läuft ohne Probleme, ich hab sie bis 1,5kW getestet und kam auf einen maximalen Spannungsrippel am Ausgang der PFC von 16V. Wie bekomm ich den Duty Cycle höher? Die CT Kapazität verkleinern oder? Momentan sind 4,7nF verwendet! Hab den UC28025 im Einsatz. Der Kern ist momentan ein PQ35/35, da ich 8mm Kriechstrecke brauch und das auf den 32/30 nicht drauf bekomm. Meine Wicklungen werden zwar Warm aber heiß nicht. Meine Schaltfrequenz liegt bei ca. 100kHz. Mein delta B? weiß nicht wie komm ich darauf? Das hab ich noch nicht getestet ob es mit dem Übergang in den CCM Modus zu tun hat, aber ich denke das die PFC bei der kleinen Leistung noch im DCM war. Ich benütze am Ausgang Dioden, keinen Synchro Gleichrichter. Dann werde ich das Übersetzungsverhältnis mal auf ca. 40-42 / 5 setzen und nochmals testen oder? Ist es sinnvoller erst die Sekundär oder erst die Primärwicklungs drauf zu Wickeln? danke schon mal gruß
>Ist es sinnvoller erst die Sekundär oder erst die Primärwicklungs drauf >zu Wickeln? Keines von beiden, besser ist primär-sekundär-primär. Und noch besser ist das ganz öfter abzuwechseln. >Mein delta B? weiß nicht wie komm ich darauf? B=Vbulk*d*T/(N*Afe) Das wären so 270mT also eh schon ausgereizt. Bei der niedrigen Schaltfrequenz ist die Windungszahl schon ok. >Das hab ich noch nicht getestet ob es mit dem Übergang in den CCM Modus >zu tun hat, aber ich denke das die PFC bei der kleinen Leistung noch im >DCM war. Bei der Frage hab ich natürlich nicht die PFC gemeint (die hat ja keine Auswirkung), sondern am die Drossel des DC/DC Wandlers in den CCM übergeht. >Wie bekomm ich den Duty Cycle höher? Die CT Kapazität verkleinern oder? >Momentan sind 4,7nF verwendet! Hab den UC28025 im Einsatz. Ja, mach mal 2n2. Aber Rt wirst du vergrößern müssen, wenn es bei 100kHz bleiben soll. >Dann werde ich das Übersetzungsverhältnis mal auf ca. 40-42 / 5 setzen >und nochmals testen oder? Ja kannst du machen. Bei N1=40 würde ich aber mit der Schaltfrequenz etwas hochgehen um eine Sättigung zu verhindern beimm Testen. Bei "Feintunen" kannst du immer noch runtergehen um effizienter zu werden. Also beim Trafoberechnen mit der minimalen Bulkspannung rechnen also nicht 400 sondern eher 392V. Und dann trotzdem zusätzlich Reserve zum Regeln brauchst, es kann ja schließlich genau im minimum ein Lastsprung auftreten. Und wenn Holdup gefordert ist braucht man noch zusätzliche Dutycyce Reserve. Das ist ja das blöde an allen PWM-Wandler, die sind nur extrem selten im idealen Arbeistpunkt, nählich nur paar ms während des AC-Dropouts.... (Daher hatt so manches Hocheffiziente Teil ein kleinen Hilfsbooster nach der PFC, welcher nur für ~100ms die gesammte Leistung übernehmen kann.) MFG Fralla
hm wie funktioniert das primär sekundär primär? ich muss ja immer irgendwie meine Kriechstrecke einhalten? bis jetzt hab ich meine primär drauf gewickelt dann die sekundär drauf...kann mir nicht vorstellen wie das anders geht :) achso die Drossel des dc dc wandlers...hm ok müsste ich mal messen...aber jetzt wickel ich erst die trafos neu...! was ist sinnvoll für die fsw? 150kHz? oder noch höher? bbei 392V mit 40:5 komm ich auf 49V Ausgangsspannung, müsste das genügen? oder noch weiter runter? danke gruß
>was ist sinnvoll für die fsw? 150kHz? oder noch höher? Wenn du mit N1=40 Arbeitest, sollten 120kHz schon reichen, nicht höher. >bbei 392V mit 40:5 komm ich auf 49V Ausgangsspannung, müsste das >genügen? oder noch weiter runter? Ja, das sollte genügen. Versuche einfach ein paar Varianten, sodass der Dutycycle so hoch wie möglich ist und trotzdem alle Randbedingungen (Dynamik, Bulkripple, Holdup) eingehalten werden. Also d so groß wie möglich, aber so klein wie nötig. >hm wie funktioniert das primär sekundär primär? Primärwicklung wickeln, dann Sekundärsicklung drauf und wieder Primärwicklung. Ja Krichstrecken müssen trotzdem eingehalten werden, doch das geht ja auch mit der Wicklungsmethode. Alle Primärwicklungen zuerst, wird dir massive Proximityverluste bei hoher Leistung machen. Thermisch wird vielleicht nicht eng werden, wegen deine großen Kernen, aber Wirkunsgrad leidet. Von 46/6 oder anderen varinaten mit N2=6 würde ich aber abraten. Das erhöht dir ein wenig die Kupferverluste und weit schlimmer kann die erhöhung der Proximity Verluste sein. Bei 100kHz muss man darauf schon achten... MFG Fralla
okay vielen Dank mal für die Hilfe. hab meine Trafos nun neu gewickelt und wieder verbaut. Wirklich testen konnte ich das ganze noch nicht, da ich folgendes Problem hab. Vorarb: das Problem hatte ich bereits mit dem ü = 46:5 auch. Wenn ich meinen Abwärtswandler an die PFC hängt bekomm ich sauber meine 38V Ausgangsspannung, sobal dich aber ca. 2A Last ziehe, brennen mir alle 4 MOSFETS auf der Primärseite durch (kurzschluss zwischen Drain - Source). Ich hab folgendes getestet: 1. verschiedene MOSFETS 2. snubber mit 50ohm 220pF in Reihe, zwischen Drain und Source bei jedem FET aber jedes mal brennen mir alle 4 durch. Ich hab das ganze bevor ich es an meine PFC gehängt habe immer mit einem Netzteil getestet. Der Duty Cycle ist dabei immer bei 45% da ich nur 70V aus dem Netzteil bekomm. Dabei bekomm ich ohne Probleme hinten 15-20A raus und vorne gehen ca. 1A rein, und es funktionieren alle FETS. an was könnte das noch liegen? Spannungsspitzen zwischen Drain - Source die den MOSFET zerstören? wäre über eine idee sehr dankbar :) gruß
ich hab soeben mal die Gate - Source Spannung (gelb) und die Drain - Source - Spannung (lila) des unteren FETS aufgezeichnet. Hab dabei als Eingangsspannung 70VDC aus einem Nezteil genommen. bei 20A am Ausgang hab ich an Drain - Source Spannungsspitzen von 240V, was das 3,5 fache der Eingangsspannung ist. Ich denke deswegen hauts mir bei 400V Eingangsspannung immer alle 4 FETS durch. ich hab momentan einen snubber mit 50ohm und 220pF zwischen Drain - Source drin. Brauch ich eventuell noch eine Freilaufdiode von Source nach Drain? Gruß
Hmm, das ist schon recht heftig was da nachschwingt. Wichtig ist die Anbindung der Freilaufdioden an den Zwischenkreis. Damit sind die Entmagnetisierungsdioden gemeint. Zusätzliche Dioden parallel zum Fet bringen nichts und sind unnötig, auch bei vielfach höheren Leistungen mit dieser Topologie. Mis mal auch den Primärstrom mit. Aber aus der Ferne ist eine Beurteilung schwer, aber es scheint ein Layoutproblemzu sein. Deine Gate-Ansteuerung scheint beim Ausschalten auch nicht so Dampf zu haben, der Fet hängt ja Fast 200ns im Plateau. Das aber nur nebenbei, schneller hilft gegen das Überschwingen nichts. Zeig mal das Layout, der Freilauf lääst sich üblicheweise recht gut an die Zwischenreis-Plane anbinden, wenn die Dioden auf der Rückseite verbaut sind... MFG
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