Hallo. Über den Vackar-Oszillator schweigt sich das Internet leider aus. Ein Beispiel findet man hier: http://www.dominikdeak.com/index.php?page=theremin -> Abbildung 4. Hier sind mir zwei Sachen unklar: .) Der abgriff des LC-Schwingkreises erfolgt am kapazitiven Spannungsteiler c12/c10/c14. Kann ich abseits davon ausgehen, dass ebendieser Spannungsteiler für die Berechnung der Frequenz als parallel zu C5/C7 anzunehmen ist? .)L4... offensichtlich fällt die Ausgangsspannung an L4 ab. Ich vermute der Widerstand von L4 bei der Frequenz des Oszillators ist ausschlaggebend für die Amplitude (gemeinsam mit R7??) Wirkt sich L4 auch auf die Frequenz aus? Warum hier nicht einfach einen Widerstand? Alle darüber hinaus gehenden Informationen über die Funktion dieses Oszillators sind mir herzlich willkommen. vielen dank... m.
natürlich fällt die ausgangsspannung nicht über L4 ab sondern über den FET. die restlichen Fragestellungen bleiben gleich :)
Joachim Drechsel schrieb: > Wiki kennt es: http://de.wikipedia.org/wiki/Theremin das war mir schon klar. Ich will ja nicht wissen wie das Theremin funktioniert sondern jener bestimmte Oszillator da...
>) Der abgriff des LC-Schwingkreises erfolgt am kapazitiven >Spannungsteiler c12/c10/c14. Kann ich abseits davon ausgehen, dass >ebendieser Spannungsteiler für die Berechnung der Frequenz als parallel >zu C5/C7 anzunehmen ist? Ja. >.)L4... offensichtlich fällt die Ausgangsspannung an L4 ab. Ich vermute >der Widerstand von L4 bei der Frequenz des Oszillators ist >ausschlaggebend für die Amplitude (gemeinsam mit R7??) Wirkt sich L4 >auch auf die Frequenz aus? Warum hier nicht einfach einen Widerstand? L4 dient zur Entkopplung der HF ( heisses Ende des Schwingkreises ) von der Versorgungsspannung. Sonst wäre sie kleiner als 1mH.
Hi, dotm, im Anhang ist eine bessere Beschreibung. Ciao Wolfgang Horn
Stefan M. schrieb: > L4 dient zur Entkopplung der HF ( heisses Ende des Schwingkreises ) von > der Versorgungsspannung. > Sonst wäre sie kleiner als 1mH. vielen dank!! Daher: L4 ist nur eine Drossel und ich dimensioniere sie so dass sie im Frequenzbereich des Oszillators einen ausreichend hohen Blindwiderstand besitzt? Joachim Drechsel schrieb: > Scheint aber recht interessant zu sein ... tatsächlich es ist! Die wahl des Vackar-Oszillators für das Theremin ist auch genial meine ich. Bei 1 Mhz ist ja jedes driften sofort hörbar..
Wolfgang Horn schrieb: > Hi, dotm, > > im Anhang ist eine bessere Beschreibung. > > Ciao > Wolfgang Horn ich werde dich in meine Abendgebete mit einschliessen! :)
Jetzt häng ich wieder. Ich hab mir heute sogar die neueste Ausgabe vom Tietze-Schenk ausgeborgt um eine halbwegs schlüssige Aussage zu bekommen, alles was da drin steht ist allerdings "die Dimensionierung ist aufwendig und erfolgt in der Praxis numerisch". Ganz toll, keine weiterführenden Hinweise. Was mich plagt ist dass in allen Beispielen im Internet entweder keine Angaben zum Teilerverhältnis des kapazitiven Spannungsteilers steht oder 1:6 angegeben ist. Soweit ich das allerdings mitbekommen habe ist das ein Missverständnis, da Vackar in seiner Orginalpublikation http://n1ekv.org/Oscillators/Vackar_wholepaper.pdf dieses Teilerverhältnis für eine dort angeführte Beispielschaltung bestimmt hat. Offensichtlich ist dieses Verhältnis aber eher eine Funktion der Transkonduktanz , da 1:6 für eine Röhrenschaltung bestimmt wurde trau ich dem aber nicht. Erschwerend kommt dazu dass mein technisches Englisch eher mässig ist. In der Bibliothek der TU gibt es aber absolut GARNICHTS zu dem Thema. Hat jemand eine gute deutsche Erklärung mit Hintergrund wie ich den Vackar - Oszillator dimensioniere? alles was ich finde sind Schaltungsbeispiele.
Vielleicht könnte man da mit einem Simulationsprogramm etwas herumspielen ?
Joachim Drechsel schrieb: > Vielleicht könnte man da mit einem Simulationsprogramm etwas > herumspielen ? ich bin mir sicher dass der Oszillator im SPICE bei ganz unterschiedlichen Teilerverhältnissen schwingt. Wie simuliere ich denn ob die gewünschte Stabilität und das gewünschte Phasenrauschen erreicht wird?
dies schon gefunden und gelesen, da sind doch einige Hinweise drin: http://www.qsl.net/va3iul/Very_Low_Phase_Noise_VFO/Very_Low_Phase_Noise_Vackar_VFO.pdf auch der Literaturanhang ist wertvoll EMU
EMU schrieb: > dies schon gefunden und gelesen, da sind doch einige Hinweise drin: > > http://www.qsl.net/va3iul/Very_Low_Phase_Noise_VFO... > > auch der Literaturanhang ist wertvoll > > EMU Da steht nur: "The feedback division ratio is fixed (typical range for coupling ratio is 1:4 up to 1:9). Even if the VFO is tuned, the impedance divider is fixed, in this way increasing the stability."
dotm schrieb: > Da steht nur: was heißt "nur" es bedeutet doch dass Du ihn im weiten Rahmen wählen kannst, es steht auch da dass das Phasenrauschen bei zu steifer Kopplung zunimmt Was willst Du denn ?? eine fertige Bauanleitung ? Bei solchen Schaltungen sind messen und optimieren gang- und gäbe! Auch simulieren ist begleitend hilfreich EMU
Hi, dotm, mir scheint, die Dimensionierung eines Vackar-Oszillators eignet sich für eine Prüfungsarbeit. Ein geeignetes Teilerverhältnis findest Du eher durch Probieren als durch Analytik, weil da auch die Streuwerte eingehen und die Qualität der Spule. Geh mit Verständnis ran - was sind die Bedingungen für einen LC-Oszillator, der über einen großen Frequenzbereich stabil schwingen soll? 1. Die Kreisverstärkung muss 1 sein. Möglichst nicht durch eine Begrenzerdiode, denn dann müsste der Transistor stärker verstärken und dann wäre sein Rauschbeitrag höher. 2. Möglichst groß muss das Verhältnis sein zwischen der im Kreis schwingenden Energie und der zugeführten Energie. Eine Schiffsschaukel schaukelt präziser, wenn sie frei schaukelt, als wenn sie mit dem Kiel über den Sand schleift und ständig angeschoben werden muss. Deswegen leichte Ankopplung an der Basis. Noch leichter gemacht durch kapazitiven Spannungsteiler und hohe Amplituden im Kreis. 3. Der Transistor darf nicht in die Sättigung gehen, denn dann verändert sich seine Quellimpedanz und sein Phasenübertragungsverhalten. Nun hast Du aber namentlich in der Spule Streureaktanzen und unbekannte Verluste. Bei Verwendung eines Spulenkerns aus Ferrit oder anderem Material mit hohem urel sind die Verluste auch noch frequenzabhängig. Da musst Du Dein Teilerverhältnis anpassen, damit die Kreisverstärkung wieder bei 1 liegt. Mit anderen Worten: Probieren mit Trimmern und Kondensatoren zum Ein- und Ausbau. Ciao Wolfgang Horn
Hallo dotm Noch ein weiterer Link auf VA3IULs Vackar (ganz unten): http://www.qsl.net/va3iul/High_Frequency_VCO_Design_and_Schematics/High_Frequency_VCO_Design_and_Schematics.htm Beitrag "Re: Superhet-Audion" Hier gibt es als Startpunkt eine funktionsfähige LT-Spice-Simulation. Die Amplitudenregelung ist nicht notwendig. Dann würde ich an geeigneter Stelle die Rückkopplung auftrennen und den Frequenzgang der offenen Schleife untersuchen, abhängig von der Frequenzeinstellung. Gruß, Bernd
vielen dank für die ganzen inputs. ich werde mal simulieren und versuchen zu analysieren und melde mich sobald ich spezifische ergebnisse hab. danke nochmal
Wolfgang Horn schrieb: > 1. Die Kreisverstärkung muss 1 sein. Möglichst nicht durch eine > Begrenzerdiode, denn dann müsste der Transistor stärker verstärken und > dann wäre sein Rauschbeitrag höher. Weil wir beim passenden Thema sind: Man kann einen Oszillator auch durch seine slew-rate amplitudenstabilisieren. Wie siehts da in der Praxis mit dem Phasenrauschen aus?
> durch seine slew-rate amplitudenstabilisieren.
Die slew-rate ist aber ziemlich frequenzabhängig.
Hi, Abdul, >> 1. Die Kreisverstärkung muss 1 sein. Möglichst nicht durch eine >> Begrenzerdiode, denn dann müsste der Transistor stärker verstärken und >> dann wäre sein Rauschbeitrag höher. > > Man kann einen Oszillator auch durch seine slew-rate > amplitudenstabilisieren. Wie siehts da in der Praxis mit dem > Phasenrauschen aus? In solchen Worten habe ich das noch nicht gelesen oder gehört. Wohl aber in den Vorschlägen Prof. U. Rohdes, für Oszillatoren minimalsten Phasenrauschens Transistoren mit niedriger Grenzfrequenz zu wählen. Für einen KW-VFO also eben keinen Mikrowellen-Trs. Ansonsten - wo die Slew-Rate eine Rolle spielt, da befindet sich das verstärkende Element schon dick im fallenden Ast des Bodediagramms. Wenn Du da die Slew-Rate erniedrigst, das wäre ja "stabilisieren", dann geht das schwer in den Phasengang ein und damit in die Frequenz des Oszillators. Das wiederum bedeutet, dass Dein aktives Element den Schwingkreis mit der falschen Phase ansteuert - das beeinträchtigt dessen Güte. Im Gegenteil - die Alten Hasen, die ich kenne, verbieten jede Regelung des Oszillators, wenn dessen Phasenrauschen gering sein soll. Die Kunst ist, den Arbeitspunkt des Oszillators so zu wählen, dass er mit dem Einschalten der Versorgungsspannung gerade anschwingt, bis bei Erreichen der Soll-Amplitude dessen Kreisverstärkung unter 1 fällt. Besonders schwer ist das bei Oszillatoren, die über einen weiten Frequenzbereich abstimmbar sein sollen.... Aber wenn Du einen plausibel und vernünftig klingenden Vorschlag für eine Slew-Rate-Stabilisierung hast, dann zeig mal. Ciao Wolfgang Horn
Was heißt Vorschlag. Ich habe hier eine Schaltung, die diesen 'Nachteil' zeigt und zufällig auch schwingt. Nach etwas Nachdenken viel mir dann die automatische Amplitudenregelung auf, denn mit größerer Amplitude wird auch eine höhere Spitzen slew-rate durchlaufen. Irgendwann kann sich die Schwingung daher nicht mehr weiter aufschaukeln. Erstmal sehe ich das als eine elegante Lösung ohne Stabilisierungs-Dioden oder so. Den falschen Phasengang könnte man durch einen Phasenschieber in der Rückkopplung korrigieren. Ohne großartig die Theorie durchzuforsten, vermute ich allerdings darin eine Quelle für Phasenrauschen. Ist nur die Frage, ob diese quasi ständig wirkende Begrenzung vielleicht im Endeffekt weniger Phasenrauschen als klassische Methoden zeigt (Die ja meist recht hart die Grenzen vorgeben). Daher dachte ich, frag den Horn ;-) Man könnte auch den Phasenschieber aktiv steuern. Würde genauso die Amplitude einstellbar machen.
Hi, Abdul, > Daher dachte ich, frag den Horn ;-) Tja, Danke, das sind so die Momente, wo das Herz höher schlägt wegen der Gefahr der Blamage... > Ich habe hier eine Schaltung, die diesen 'Nachteil' > zeigt und zufällig auch schwingt. Warum auch nicht. Man kann auch eine Kartoffel zum Schwingen bringen, wenn man sie nur richtig beschaltet... Aber wie reagiert die Schaltung auf Veränderung der Speisespannung, der Temperatur des aktiven Elementes? Hast Du mal das Phasenrauschen gemessen? Nebenbei - wozu der Aufwand? Du weißt doch, wie man gute Oszillatoren baut. Du dürftest auch von der Vorsicht vor jeder Art von Regelung gehört haben. Die Zeit ist doch vorbei, als Du noch Laie warst und gemeint hast, mit einem Dualgate-FET als Transistor könnte man ganz leicht die Amplitude stabilisieren. Aber dann hast Du gelernt, dass jede aktive Regelung ihre eigene Regelschwingung hat, die sich als Peak im Spektrum des Phasenrauschens bemerkbar macht. Eine Überraschung war für mich die Idee von U. Rohde, den Ruhestrom des Transistors im Oszillator hart zu begrenzen gegen sein Funkelrauschen. Schau Dir seine Patentanmeldungen dazu an. > Erstmal sehe ich das als eine elegante Lösung ohne > Stabilisierungs-Dioden oder so. Mag sein, vorbehaltlich von Messergebnissen. > Den falschen Phasengang könnte man durch einen Phasenschieber in der > Rückkopplung korrigieren. Nicht noch eine Korrektur. Kompliziert denken, das ist die Vorliebe der Intellektuellen. Die höhere Kunst ist die des Simpel-Denkens. > Phasenrauschen als klassische Methoden zeigt (Die ja meist recht hart > die Grenzen vorgeben). Wann immer Du begrenzt, muss das aktive Element stärker verstärken. Damit verstärkt es auch sein eigenes Rauschen. Dieser Excess Noise wird in der nachfolgenden Begrenzung der Signalleistung aber weniger gedämpft als das eigentliche Signal. Ciao Wolfgang Horn
So es wird zeit dass ich den Thread wieder ausgrabe. Ich habe mittlerweile schon Oszillatoren hinbekommen die eigentlich so ziemlich das machen was sie sollen. Dazu hab ich die Verhältnisse der Kapazitäten in etwa 15 Designs die ich vom Vackar-Oszillator gefunden habe ausgewertet und dann daraus einen eigenen abgeleitet. Der lässt sich sogar über einen ganze Oktave durchstimmen, allerdings muss man nicht nur Ca sondern auch C0 verstimmen, da deren Verhältnis gleich bleiben muss (geht mittels Kapazitätsdioden ganz gut). Jetzt steh ich allerdings an der Amplitudenregelung. Es gibt einen Vackar-Oszillator beim Beitrag über das Superhet-Audion mit Aktiver Amplitudenregelung, das muss ich erstmal verstehen wie das funktioniert, aber im speziellen bin ich mir nichteinmal mehr sicher wie ich den Arbeitspunkt einstellen soll. Im Moment habe ich einen Emitterwiderstand und einen etwas hochohmigeren Widerstand von Versorgung auf Basis für einen Basisstrom. Meine konkreten Frage sind nun: Der Oszillator ist ja durch eine Drossel HF-entkoppelt. Dadurch ergibt sich aber ein anderer Kollektorwiderstand für DC und AC- Anteil. Für DC könnte ich ja eigentlich den ohmschen Anteil der Drossel hernehmen. (?) bis jetzt hab ich das als Gleichspannungskurzschluss aufgefasst, aber so kann das ja garnicht funktionieren.. Für Wechselspannung verhält sich die Spule aber hochohmig. Wie bekommt dann der Schwingkreis seine Energie zugefügt?
Hallo dotm Nach meinem Verständnis muß man auch beide Kapazitäten parallel zueinender durchstimmen, falls man mehr als ~10% Abstimmbereich will. Das Kapazitätsverhältnis sollte über den Abstimmbereich konstant bleiben, denn davon hängt die Rückkopplung ab. Allerdings scheint die Schaltung etwas leichter anzuschwingen, wenn die Kapazität am Kollektor ein klein wenig größer ist. Dadurch fließt am Kollektor mehr Strom und an der Basis gibt es eine höhere AC-Spannung. Auch wird dadurch die Rückkopplung zu höheren Frequenzen hin etwas größer, was die sinkende Verstärkung des Transistors ausgleicht. Da muß man eine wenig variieren. Verwendet man vom Kollektor zur Betriebsspannung eine Reihenschaltung aus R und L, kann man damit nochmals den Betrag der Rückkopplung und den Frequenzgang beeinflussen. Ist das L recht klein, erhöht es die Impedanz und damit die Rückkopplung nur auf den obersten 10-20 % des Abstimmbereiches. Der Arbeitswiderstand am Kollektor muß Gleichstrom durchlassen, ohne die Schwingung zu sehr zu bedämpfen. Für die Qualität der Schwingung z.B. bezüglich Phasenrauschen wäre es am Besten, die Schaltung schwingt von sich aus stabil und amplitudenkonstant. Dann könntest Du eine Amplitudenregelung komplett weglassen.
hallo bernd und abdul. danke für die Antworten Abdul : Eine Konstantstromquelle oberhalb des Kollektors? Oder wie und wodurch entsteht diese und auf was wirkt sie sich aus? Bernd: Mein Problem ist vorallem dass die Amplituden im Schwingkreis zwar stabil sind aber durch die hohe Güte (?) sehr hohe Werte bekommen. Witzigerweise simuliert Spice manchmal Amplituden von über 30V p-p bei 5V Versorgung. ISt das überhaupt möglich? (Dachte dabei an den Begriff Autotransformation). Für geringe Verzerrung durch die Varaktoren will ich aber die Amplituden gering halten. Mein Problem ist, dass mir der rechnerische Ansatz fehlt. Durch die Drossel weiss ich nicht wie ich den Arbeitspunkt bestimmen soll. Setze ich oberhalb der Drossel noch ein R , würde ich für den für DC als Kollektorwiderstand hernehmen. Aber woher nehme ich den für AC? durch die Impedanz der Drossel bei meiner Arbeitsfrequenz? Die wird aber über einen ganze Oktave durchgestimmt und ist daher auch nicht konstant (?).
Die Drossel kannst du einfach durch einen Widerstand ersetzt denken.
Hi, dotm, > Abdul : Eine Konstantstromquelle oberhalb des Kollektors? Oder wie und > wodurch entsteht diese und auf was wirkt sie sich aus? Du hast überlegt, ob Du die Drossel im Kollektor des BFP420 ersetzen kannst durch ein R. Niemals beim Vackar! Sie gehört dazu wie Eigelb zum Ei. Die Strafe wäre eine Erhöhung des Phasenrauschens, und wem das egal ist, der kann gleich einen RC-Oszillator nehmen. Begründung: Phasenrauschen ist das, was der "kristallene Klang" einer Glocke eben nicht hat. Es entsteht um so mehr, je mehr Verluste das schwingende Element hat. Denn dann muss der Transistor diese Verluste wieder ausgleichen durch mehr Verstärkung - und schon verstärkt er sein unvermeidliches Rauschen mit. Abduls Idee einer Konstantsstromquelle im Kollektor des BFP420 ist deshalb hier absolut richtig: Ebenfalls breitbandig für seinen Rauschbeitrag. Noch eleganter fände ich, leider bin ich und mein Lötkolben derzeit getrennt, wären L1, C1 und C2 keine Spule plus zwei Kondensatoren, sondern gemeinsam ein Stück Koaxialkabel oder Helix-Kreis. Ruaschen > > Bernd: > Mein Problem ist vorallem dass die Amplituden im Schwingkreis zwar > stabil sind aber durch die hohe Güte (?) sehr hohe Werte bekommen. Das scheint mir eine Fehldiagnose zu sein. Deine Anamnese, Deine Beobachtung der Fakten ist schon richtig, die aber sind nicht das Symptom einer zu hohen Güte, sondern einer zu hohen Kreisverstärkung. Die Kreisverstärkung im Oszillator muss 1 sein für stabile Oszillation. Für den Anlauf muss sie logischerweise etwas höher sein. Deshalb hat man schon PTCs im Emitter des oszillierenden Transistors gesehen. Folgerung: Ist die Kreisverstärkung zu hoch, muss der Quotient C3/C4 kleiner werden. Das begrenzt dann leider wieder die Abstimmbreite. Gegenmaßnahme: Kapazitätsdiode parallel zu C4, gemeinsam abgestimmt mit D1. > Witzigerweise simuliert Spice manchmal Amplituden von über 30V p-p bei > 5V Versorgung. ISt das überhaupt möglich? Klar. Erinnerst Du an den Horror in der Schiffschaukel, als Du noch ein Kleinkind warst und Dein übermütiger Cousin der Schaukel bei jedem Durchgang noch einen kleinen Schubs gab? Da wäre es glatt zum Überschlag gekommen, hätte Deine Tante ihren Sohnemann nicht geschimpft ;-)! Bei 30V droht noch lange kein Überschlag mit Funken und Knall, aber mit Austausch des HF-Transistors. > Für geringe Verzerrung durch die Varaktoren will ich aber die Amplituden > gering halten. Jain. Besser: Vermeide niedrige Abstimmspannung an der Kapazitätsdiode. Die darf niemals leiten. Ciao Wolfgang Horn
Wolfgang Horn schrieb: > Jain. > Besser: Vermeide niedrige Abstimmspannung an der Kapazitätsdiode. Die > darf niemals leiten. ist es denn nicht so dass die Amplituden der Wechselspannung im Schwingkreis die Kapazitätsdiode genauso verstimmen können wie der von mir zugefügte Gleichspannungsanteil? Müsste das Resultat nicht eine Verzerrung der Wellenform sein? Wolfgang Horn schrieb: > Abduls Idee einer Konstantsstromquelle im Kollektor des BFP420 ist > deshalb hier absolut richtig: Ebenfalls breitbandig für seinen > Rauschbeitrag. nun. Ich muss ja um einen Arbeitspunkt festlegen zu können irgendeinen Parameter davon bestimmen. Wie genau ein Widerstand am Kollektor als Konstantstromquelle wirkt ist mir zwar noch nicht klar, gehe ich aber recht in der Annahme dass ich zumindest die Impedanz der Drossel bei der Arbeitsfrequenz die gesuchte Grösse ist? Wolfgang Horn schrieb: > Folgerung: Ist die Kreisverstärkung zu hoch, muss der Quotient C3/C4 > kleiner werden. > Das begrenzt dann leider wieder die Abstimmbreite. Gegenmaßnahme: > Kapazitätsdiode parallel zu C4, gemeinsam abgestimmt mit D1. Sehr gut !! Müsste man das mathematisch evaluieren sind das schön viele Gleichungen mit ebensovielen unbekannten. Aber klar, die Kreisverstärkung kann ich tatsächlich über den Abstimmbereich nochmals über den Kapazitiven Spannungsteiler einstellen. Sollte sich diese Kompensationsgrösse halbwegs linear und proportional (meinetwegen auch indirekt) zur Abstimmspannung verhalten wäre das eine gemachte Geschichte.
btw: ich finde es toll dass man hier einige echte Kapazunder antreffen kann die einem jedesmal weiterhelfen können.
> Kapazitätsdiode genauso verstimmen können wie der von > mir zugefügte Gleichspannungsanteil? Müsste das Resultat > nicht eine Verzerrung der Wellenform sein? Im Prinzip ja, aber die Varicaps sind absichtlich, ähnlich den Pindioden, auf langsam getrimmt. Dadurch verädert sich bei hohen Frequenzen die Kapazität kaum. Bei 100kHz dürfte dies schon eine Rolle spielen. Deshalb kann man auch eine 1N4007 als Kapazitätsdiode verwenden. > Ich muss ja um einen Arbeitspunkt festlegen Für den DC-Arbeitspunkt sind Induktivitäten Verbindungen und Kapazitäten Unterbrechungen. So wird das in Spice simuliert. Das Ersatzschaltbild einer realen Induktivität enthält einen Reihenwiderstand, einen Parallelwiderstand und eine Parallelkapazität. Eine kleine 33mOhm Drossel beinhaltet z.B. einen Reihenwiderstand von 125 Ohm (Drahtwiderstand). Dann kann man das unter Umständen für den Arbeitspunkt nicht mehr vernachlässigen. > die aber sind nicht das Symptom einer zu hohen Güte, > sondern einer zu hohen Kreisverstärkung. Die Güte hat aber einen Großen Einfluß auf die Kreisverstärkung. Letztendlich schwingt der Oszillator aber nicht bei der maximalen Resonanz, sondern bei der Phase 0°! Dies stimmt nicht genau überein.
Hi, dotm, > ist es denn nicht so dass die Amplituden der Wechselspannung im > Schwingkreis die Kapazitätsdiode genauso verstimmen können wie der von > mir zugefügte Gleichspannungsanteil? Natürlich. Genau richtig. Im Oszillator ist das wohl weniger schlimm wie im Vorkreis, aber allein schon die Verstimmung wegen der Asymmetrie der Verzerrung ist schon schlimm genug. > > nun. Ich muss ja um einen Arbeitspunkt festlegen zu können irgendeinen > Parameter davon bestimmen. Wie genau ein Widerstand am Kollektor als > Konstantstromquelle wirkt ist mir zwar noch nicht klar Der Widerstand ist auch keine. Den Arbeitspunkt erreichst und hältst Du durch Gegenkopplung. In der betrachteten Vackar-Schaltung durch Gegenkopplung mit dem Emitterwiderstand. Ist der Strom zu hoch, steigt die Emitterspannung, damit sinkt die Stromverstärkung. Ob der Kollektor den Strom aus einem Widerstand sieht, aus einer Drossel mit mehr oder weniger ohmschen Verlusten oder aus einer Stromquelle, das ist in erster Linie ziemlich egal. Aber mit der Drossel hast Du fast die doppelte Spannungsausteuerung, weil die Scheitelspannung sogar die Betriebsspannung übersteigen kann. Gleichzeitig geht die Reaktanz der Spule in den Schwingkreis ein - und deren ohmsche Verluste belasten dessen Güte. > recht in der Annahme dass ich zumindest die Impedanz der Drossel bei der > Arbeitsfrequenz die gesuchte Grösse ist? Diese Größe ist gar nicht gesucht. Allenfalls die Bemessung des Spannungsteilers an der Basis und der Gegenkopplungswiderstand im Emitter. > Müsste man das mathematisch evaluieren sind das schön viele > Gleichungen mit ebensovielen unbekannten. Nee. Frei nach dem Dogma der dogramfreien Theologen: Alle Götter sind ein Gott, gilt hier: alle Kapazitäten am Kreis sind gemeinsam eine Kapazität, man muss sie bloß zweckmäig normieren. > Sollte sich diese > Kompensationsgrösse halbwegs linear und proportional (meinetwegen auch > indirekt) zur Abstimmspannung verhalten wäre das eine gemachte > Geschichte. "Halbwegs linear" . das tut sie so hochpräzise exakt, wie das "halbwegs" schwammig ist. Das sollte schon funktionieren. Ciao Wolfgang Horn
Ach, B e r n d, > Im Prinzip ja, aber die Varicaps sind absichtlich, ähnlich den > Pindioden, auf langsam getrimmt. Da hast du was verwechselt, da schau noch mal nach. Eine Kapszitätsdiode hat möglichst gar keine intrinsic-Schicht zwischen p und n, und wenn doch, dann heißt sie step-recovery-diode und hat bei Übersteuerung schreckliche Nebenwirkungen auf die Oberwellenfreiheit ;-). > Deshalb kann man auch eine 1N4007 als Kapazitätsdiode verwenden. Jeder pn-Übergang lässt sich in Sperrichtung als Kapazitätsdiode nutzen. In Verstärkern auch ungewollt. Hochwertige Verstärker haben da eine Kaskodestufe, welche die Spannung über der CB-Sperrschicht konstant hält. > Die Güte hat aber einen Großen Einfluß auf die Kreisverstärkung. Das schon. Die korrekte Reihenfolge von Ursachen und Wirkungen ist hier Verluste -- Güte -- Kreisdämpfung. > Letztendlich schwingt der Oszillator aber nicht bei der maximalen > Resonanz, sondern bei der Phase 0°! Dies stimmt nicht genau überein. Völlig klar. Je höher die Güte, desto kleiner der Fehler. Ciao Wolfgang Horn
B e r n d W. schrieb: > Bei 100kHz dürfte dies schon eine Rolle > spielen. Mein Vco geht von 600 -1200 kHz. Durchstimmen tu ich das mit 2x BB112. http://www.radiovilag.hu/images/BB112.pdf Welche Grösse aus dem Datenblatt gibt mir Aussage darüber wie stark die Amplituden der HF auch auf die Verstimmung Einfluss nehmen? B e r n d W. schrieb: > Für den DC-Arbeitspunkt sind Induktivitäten Verbindungen und Kapazitäten > Unterbrechungen. So wird das in Spice simuliert. Bei der Arbeitspunkteinstellung wie ich sie kenne (leider gehöre ich halt schon zur Generation OPV, daher schwächel ich da etwas :) wird ein DC Arbeitspunkt immer in Hinsicht auf die dazugehörige (Klein-)Signalaussteuerung um diesen Punkt definiert. Bei Kleinsignalaussteuerung wird dann angenommen dass die Steilheit im Ausgangskennlinienfeld für die Signalaussteuerung zutrifft. Durch die Drossel ist das doch komplett anders oder? Ich müsste mir also für meine AC-Komponente das ganze nochmal neu überlegen. B e r n d W. schrieb: > Letztendlich schwingt der Oszillator aber nicht bei der maximalen > Resonanz, sondern bei der Phase 0°! Dies stimmt nicht genau überein. Woher kommt denn das? Ich dachte das ist zwingend?
Wolfgang Horn schrieb: > Der Widerstand ist auch keine. > Den Arbeitspunkt erreichst und hältst Du durch Gegenkopplung. In der > betrachteten Vackar-Schaltung durch Gegenkopplung mit dem > Emitterwiderstand. Ist der Strom zu hoch, steigt die Emitterspannung, > damit sinkt die Stromverstärkung. > Ob der Kollektor den Strom aus einem Widerstand sieht, aus einer Drossel > mit mehr oder weniger ohmschen Verlusten oder aus einer Stromquelle, das > ist in erster Linie ziemlich egal. > Aber mit der Drossel hast Du fast die doppelte Spannungsausteuerung, > weil die Scheitelspannung sogar die Betriebsspannung übersteigen kann. > Gleichzeitig geht die Reaktanz der Spule in den Schwingkreis ein - und > deren ohmsche Verluste belasten dessen Güte. alles klar ! danke! Wolfgang Horn schrieb: > Nee. Frei nach dem Dogma der dogramfreien Theologen: Alle Götter sind > ein Gott, gilt hier: alle Kapazitäten am Kreis sind gemeinsam eine > Kapazität, man muss sie bloß zweckmäig normieren. also laut DJ SCHENK (www.tietze-schenk.de) Augabe 13, 26.1.5.9.2 ist es eben der Faktor Cv/Cg den sie hier Vackar-Faktor nennen, der als zusätzlicher Freiheitsgrad die Schleifenverstärkung im Abstimmbereich konstant einstellbar macht. Der ist zwar in manchen Beispielen ähnlich Nc (Ca/C0) aber offenbar müssen diese Verhältnisse für eine gleichmässige Schleifenverstärkungseinstellung voneinander abweichen..
Das hat wieder einen Schritt geholfen. Ich werde mich weitergehend vertiefen und dann den Thread bei Zeiten auferstehen lassen. Danke allerseits!
Wolfgang Horn schrieb: > Noch eleganter fände ich, leider bin ich und mein Lötkolben derzeit > getrennt, wären L1, C1 und C2 keine Spule plus zwei Kondensatoren, > sondern gemeinsam ein Stück Koaxialkabel oder Helix-Kreis. > Vielleicht kannst du mir sagen, welche Güte so ein Stück Koaxkabel haben könnte? Konnte mir bislang keiner beantworten. > > Ruaschen >> Witzigerweise simuliert Spice manchmal Amplituden von über 30V p-p bei >> 5V Versorgung. ISt das überhaupt möglich? > Klar. Erinnerst Du an den Horror in der Schiffschaukel, als Du noch ein > Kleinkind warst und Dein übermütiger Cousin der Schaukel bei jedem > Durchgang noch einen kleinen Schubs gab? Da wäre es glatt zum Überschlag > gekommen, hätte Deine Tante ihren Sohnemann nicht geschimpft ;-)! > Und Klein-Wolfgang hat in der Schaukel immer sehr verinnerlicht nachgedacht? Hm, vielleicht sollte R&S ne Schiffsschaukel in den Firmengarten stellen ;-) Und dann erst Opa-Wolfgang mit dem Enkel...
Abdul K. schrieb: > Vielleicht kannst du mir sagen, welche Güte so ein Stück Koaxkabel haben > könnte? > Konnte mir bislang keiner beantworten. Dj Schenk 13.Aufl, seite 1540 als Beispiel: UT 141C-LL Q = (190...380)*sqrt(f/Ghz)
Hm. Ich habe die 12. Auflage. In welchem Kapitel soll das sein? Ich kann es nämlich nicht finden.
Abdul K. schrieb: > In welchem Kapitel soll das sein? kapitel 26 oszillatoren (26.2.1.5) ist neu ab der 13.
Danke. Sind da auch normale Kabel dabei? RG58 oder so.
Abdul K. schrieb: > Sind da auch normale Kabel dabei? RG58 oder so. nein leider. wurde aber aus dem dämpfungsbelag berechnet. (a') ganz klar ist mir das nicht, daher nur abgetippt: a' = 0,32...0.063 db/m * sqrt(f/Ghz) v = c/sqrt(epsilonR) = 2,3*10^8 m/s l = v/(3*pi*f0) = 57,5mm/(f/Ghz) alphaL = 0,115m^(-1)* a'/(db/m) * l = (2,1...4,2)*10^(-3) /sqrt(f/Ghz) Q(f0) = pi / (4+alphaL(f0)*l) siehe oben ?? vielleicht hilft dir das
Öh ja. Vielleicht bekomme ich es auf die Reihe. Ich melde mich. Da muß ja auf jeden Fall auch die Länge irgendwie rein.
Hi, Abdul, > Vielleicht kannst du mir sagen, welche Güte so ein Stück Koaxkabel haben > könnte? > Konnte mir bislang keiner beantworten. Schau mal in den Anhang. Ist das Beste, was ich hier habe. Im Außenlager, im Archiv, derzeit zu weit weg, habe ich noch ein Buch von U.Rohde über PLL für VHF-uW. Da berechnet er einen Colpitts-Oszillator mit semi-rigid-Kabel als Resonator als Komponente für Messsender. Interessant war für mich die Frequenzabhängigkeit der Induktivität. Oder klarer, die Abhängigkeit von der Wellenlänge. Da ist der Abstimmbereich mit Kapazitätsdiode dann etwas kleiner als gedacht. Im Anhang wird eine Güte von über 400 berechnet für 0,8 GHz. Ich gebe ja zu, ein keramischer Koax-Kreis wird für Mittelwelle nicht gefertigt. Aber rechne doch mal aus, welches Phasenrauschen Du erreichen kannst, wenn Du das Signal herunterteilst.... > Und dann erst Opa-Wolfgang mit dem Enkel... ;-) Ciao Wolfgang Horn
Hi, Abdul,
> Sind da auch normale Kabel dabei? RG58 oder so.
funktioniert genau so. Die haben aber größere Verluste als semi-rigid.
Ciao
Wolfgang Horn
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soda! Es wird Zeit dieses Thema erneut aufzuwärmen. Mittlerweile ist mir die Funktionsweise des Vackar-Oszillators ziemlich geläufig. Ich versuche nun zu verstehen wie Jiri Vackar in seinem Orginalrezept seine Ca/C0 und Cv/Cg -Verhältnisse bestimmt hat. Leider Blick ich da garnicht durch. Ich habe zur Übersicht den Oszillator als Vierpol und als Prinzipschaltbild angehängt. Auf Seite 6 unten rechts beim Artikel von Vackar geht es los. Und schon auf Seite 7 wirds abenteuerlich!! R0 ist bei ihm "parallel impedance of tuned circuit at resonance" Ok, er leitet das aus dem Gütefaktor ab: http://de.wikipedia.org/wiki/G%C3%BCtefaktor Warum aber steht da nur C0 dabei? Die Gesamtkapazität ist doch C0+Ca? Ich komm beim besten willen nicht drauf. Wie er dann auf die Eingangs- und Ausgangsimpedanz (er meint doch Leerlaufimpedanz?) des Schwingkreises kommt ist mir vollkommen unklar. Wenn ich meinen Vierpol betrachte ist das was bei ihm Z1' ist meilenweit von dem entfernt was man da rauslesen könnte. War er geistig umnachtet oder ist das Brett vor meinem Kopf so gigantisch?
Halb so wild, dotm, Columbus hat Amerika nicht im Zentrum getroffen, sondern nur die Karibik. Er war also nicht perfekt, aber das war auch schon toll. > Warum aber steht da nur C0 dabei? Die Originalschrift entscheidet immer nur bei Propheten und Gurus. Selbst im 150 Glied schlagen deren Kinder anderen Leuten deswegen die Schädel ein. Hier aber sind wir bei den Naturwissenschaften. Da hat Dein SPICE von heute eher Recht als Vackar in seinen Formulierungen von vorgestern, und deshalb sind keine Köpfe in Gefahr. Und deswegen halte ich die Naturwissenschaften für weit toller als die Esoteriker. Vackars "Trick" war die Steigerung der Kreisgüte durch Minimierung des Einflusses, den das aktive Element im Oszillator ausübt. Der Trick war unter der Bezeichnung "lose Ankopplung" schon zur Zeit der Röhren-Audions bekannt. Damals allerdings nicht für hohe Güte, sondern gegen das Pfeifen. > Wie er dann auf die Eingangs- und Ausgangsimpedanz (er meint doch > Leerlaufimpedanz?) des Schwingkreises kommt ist mir vollkommen unklar. Ist doch wurscht! Du willst den FET am Drain an den Kreis lose ankoppeln - und das Gate ebenfalls lose. > War er geistig umnachtet oder ist das Brett vor meinem Kopf so > gigantisch? Eher scheint mir Deine Ehrfurcht vor Columbus & Co. größer zu sein als zweckmäßig. Wenn Dein SPICE meldet, der Oszillator läuft, und dann tut er es nach nur üerschaubarem Nachtrimmen, was willst Du mehr? Ciao Wolfgang Horn
Hallo Wolfgang. Das mit der losen Ankoppelung habe ich bereits verstanden. Mir geht es um absolutes Tiefenverständnis und daher wollte ich nachvollziehen wie Vackar in dem Artikel Ca/C0 berechnet hat. Meiner Meinung ist das von VORN BIS HINTEN falsch. Wie kommt er denn auf Ausgangsimpedanz des Vierpols
Von der unsinnig reduzierten Form von R0 mal abgesehen.. (nur C0??) Vorallem über die Auswertung der Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Rückkoppelungsvierpols leitet er ja ab dass Cv/Cg != C0/Ca !!! Das kam mir schon von Anfang an Spanisch vor, warum soll das Verhältnis der losen Ankoppelung mit dem des kapazitiven Teilers in der Dreipunktschaltung übereinstimmen müssen? Abstrus und vorallem aus seinem Artikel nicht nachvollziehbar.
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Rutengaenger.PNG
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Google hat da irgendwie die "Esoterik" missverstanden... Wasseradern und EMV-Tests
Es handelt sich hierbei um Impedanztransformation, etwas unüblich dabei der Kapazitive Spannungsteiler
Hallo, sorry dass ich diesen alten Thread ausgrabe, aber meine Frage passt sehr gut hier rein. Und zwar habe ich auch nach langer Suche im Internet und in Büchern nichts genaues über die Dimensionierung des Vackars gefunden. Hintergrund: ich brauche einen VCO, den ich über einen weiten Bereich, 100 bis 200 MHz, abstimmen kann. Dies sollte mit dem Vackar möglich sein und ich würde es gerne ausprobieren und simulieren. Jedoch müsste ich hierfür Startwerte der Bauteile haben, aber ich weiss nicht wie ich zu diesen Startwerten komme. Die Spule kann ja 10n oder 100n oder 1u sein, die Kondensatoren dementsprechend, also was nimmt man?
Hi, Zap, > Und zwar habe ich auch nach langer Suche im Internet und in Büchern > nichts genaues über die Dimensionierung des Vackars gefunden. Ich auch nicht. Außer Beschreibungen mit Angaben - wie im Anhang. > Hintergrund: ich brauche einen VCO, den ich über einen weiten Bereich, > 100 bis 200 MHz, abstimmen kann... ich würde es gerne ausprobieren und simulieren. Dazu sollte der Vorschlag im Anhang ja reichen. Ich habe die Artikel dazu wohl archiviert, aber noch keinen Bedarf zum Bau gehabt. Außerdem bin ich "kontaminiert" durch a)Das Gedankengut von Ulrich Rohde, der auf die Reinheit der Schwingung großen Wert legt - wie ich auch. Je größer die Abstimmbreite, desto schrecklicher müssen sich Rauschen und Einstreuungen auf das Phase Noise auswirken. b)Eigene Erfahrung - je größer die Abstimmbreite, desto eher ist die Amplitude an der einen Ecke des Bandes erheblich größer als an der anderen - und Regelung steigert dass Phasenrauschen. c)Eigene Ideologie - Abstimmbreiten in der Größenordnung einer Oktave sind Pfusch (außer DDS, wenn die Qualität des Signals keine Rolle spielt), weil der Tiefpaß, der die obere Eckfrequenz noch durchlassen soll, die erste Oberwelle der unteren Eckfrequenz durchlässt. Aber an Deinen Ergebnissen bin ich sehr interessiert. Ciao Wolfgang Horn
Wolfgang H. schrieb: > b)Eigene Erfahrung - je größer die Abstimmbreite, desto eher ist die > Amplitude an der einen Ecke des Bandes erheblich größer als an der > anderen - und Regelung steigert dass Phasenrauschen. Kann man das Problem nicht umgehen, indem man nach dem Oszillatorausgang ein steuerbares Dämpfungsglied einbaut. Oder einen Allpass? > c)Eigene Ideologie - Abstimmbreiten in der Größenordnung einer Oktave > sind Pfusch (außer DDS, wenn die Qualität des Signals keine Rolle > spielt), weil der Tiefpaß, der die obere Eckfrequenz noch durchlassen > soll, die erste Oberwelle der unteren Eckfrequenz durchlässt. Die Alternative wären dann viele VCOs? VCOs mit schaltbaren Kondensatorbänken (wie in einigen PLL Chips) oder YIG-Oszillatoren sind ja auch nichts anderes als breitbandige VCOs. Wobei natürlich YIG-Resonatoren nochmal eine ganz andere Klasse ist.
Hi, M. M., >> b)Eigene Erfahrung - je größer die Abstimmbreite, desto eher ist die >> Amplitude an der einen Ecke des Bandes erheblich größer als an der >> anderen - und Regelung steigert dass Phasenrauschen. > > Kann man das Problem nicht umgehen, indem man nach dem Oszillatorausgang > ein steuerbares Dämpfungsglied einbaut. Oder einen Allpass? Klar kann man einen schaltbaren Tiefpass verwenden, schaltbare Dämpfungsglieder. > Die Alternative wären dann viele VCOs? Die alten Röhrenfernseher schalteten die Induktivität um. Sowohl in der Vorstufe, als auch im Oszillator. Der ESM500 von R&S, Monitoring-Empfänger für beispielsweise die Bundesnetzagentur. 20 bis 1000 MHz, schaltete im vollen Sweep zwischen 9 VCOs um. Eine elegante Lösung von Ulrich Rohde gefällt mir, ich werde sie nachbauen,falls ich mal sowas brauchen sollte: Als VCO ein Colpittsoszillator mit einer Semi-Rigid-Leitung als Lambda/4-Induktivität - die aber regelmäßig mit PIN angezapft und die je nach Frequenzbereich kurzgeschlossen. So wird die Leitung verkürzt, die Charakteristik für den Transistor bleibt dabei erhalten. Ciao Wolfgang Horn
Wolfgang H. schrieb: > Lambda/4-Induktivität - die aber regelmäßig mit PIN angezapft und die je > nach Frequenzbereich kurzgeschlossen. So wird die Leitung verkürzt, die > Charakteristik für den Transistor bleibt dabei erhalten. Das ist in der Tat eine interessante Idee. Kannte ich noch nicht!
Hallo zusammen, hallo Wolfgang,
würdest du mir (uns) die Quelle(n) für
> Das Gedankengut von Ulrich Rohde
bzgl. Oszillatoren preisgeben?
Es werden wahrscheinlich (u.a) Artikel im 'Ham Radio Magazin' sein.
Da hat er nämlich so Einiges geschrieben. War meist 'high Level'.
73
Wilhelm
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Bearbeitet durch User
Klar doch, Wilhelm, > würdest du mir (uns) die Quelle(n) für > >> Das Gedankengut von Ulrich Rohde > > bzgl. Oszillatoren preisgeben? Rohde, Ulrich: “Digital Pll Frequency Synthesizers: Theory and Design“, Prentice Hall (September 1982), ISBN 0132142392 Nicht im eigentlichen Text-Teil, sondern im umfangreichen Anhang mit vielen erläuterten Schaltbildern von Synthesizeren aus dem Hause R&S vom SMS über den SMDU (geniale Konsruktion eines Drehkos!) bis hin zu Mikrowellen-Synthesizern aus einer Zeit, als dafür noch Step-Recovery-Dioden gebracht wurden. Das Schöne: Die hanrdwerklichen Fehler und die Entwicklungsprinzipien sind ewig. Ciao Wolfgang Horn
Hallo Zap Du könntest auch das Ausgangssignal eines Quarzoszillator z.B. 500 MHz mit einem VFO 600-700 MHz mischen. Dann einen 200 MHz Tiefpass dahinter. Dieses Signal wird dann per PLL verglichen und der VFO nachgeregelt. Oszillatoren gibts z.B. bei Mouser bis > 10 GHz. Oder du nimmst gleich einen Si570, kostet bei einem Einzelstück ab 15€ aufwärts. Allerdings hat der eine lange Einschwingzeit bei großen Sprüngen.
:
Bearbeitet durch User
Hallo zusammen, hallo Wolfgang, danke für deine Info. Dann werde ich mal sehen, ob ich dieses Teil preiswert an Land ziehen kann. Ich befürchte 'High Level'. Einige seiner Veröffentlichungen kenne ich aus dem HAM RADIO MAGAZIN aus den 80er Jahren. Für mich meistens schwer nach zuvollziehen. Ich bin Amateur, kein Profi; aber ich bemühe mich. Die Mathe macht mich krank ;-). Bzgl. Drehko aus dem SMDU. Nimm mal alte R&S-Geräte auseinander. -zig Büchsen mit hunderten von Schrauben; dann weiss man auch, warum die Teile so schwer sind. Aber: von Nichts kommt Nichts. Wie war das mit der 'deutschen Wertarbeit'..?? 73 Wilhelm
Nachtrag zu VFO mit Koax-Resonatoren: Bei der Skyworks-App geht es ja nur um die Anwendung von koaxialen Keramikresonatoren. Ich erinnere mich an eine Anwendung aus der QST, bei der ein entspr. Stück RG174 als Spule für einen 50MHz VFO verwendet wurde. Fragt mich nicht mehr; aus der Erinnerung ein kanadisches Rufzeichen. Mindestens 30 Jahre her. 73 Wilhelm
Hi, Wilhelm, passt. > Ich erinnere mich an eine Anwendung aus der QST, > bei der ein entspr. Stück RG174 als Spule für einen 50MHz VFO > verwendet wurde. Klar. Spule aus RG174 sicher nur aus Platzgründen - und der Außenleiter müßte vorn und hinten auf Masse gelegt gewesen sein. Ciao Wolfgang Horn
Naja, der Theorie nach lässt sich ein Kabelstück auch als Resonator verwenden egal ob am Ende Kurzgeschlossen oder offen. Beim Vakar wird dann halt die Mitkopplung durch den kapazitiven Spannungsteiler parallel zu Resonator erzeugt, was bedeutet das die Kapazität dieses Spannungsteilers in die Resonatorkapazität eingeht
Hi, Winfried, > Naja, der Theorie nach lässt sich ein Kabelstück auch als Resonator > verwenden Auch in der Praxis. Beispielsweise bei den UHF-Röhrentunern in den SW-Fernsehern mit dem Revolver. Das Kabelstück kenne ich unter dem Namen "Topfkreis". Zur Aufklärung des Geheimnisses zum Vackar-Oszillator im Anhang eine Schrift aus 1947. Ich meine, er hat eine gute Lösung gefunden zur Maximierung des Quotienten aus (Energie im Resonanzkreis)/(Energie, die wegen Verlusten laufend zugeführt werden muss). Letztere kommt immer mit Räuschen und mit Intermodulationen, weil die Kennlinie des aktiven Elementes ja nicht gerade sein kann. Eine weitere Verbesserung müßte möglich sein, wenn ein parametrisher Verstärker die Schwingung aufrecht erhält. Wenn dazu also ein Varaktor im Schwingkreis im Takt der HF seine Kapazität verändert. Mir gefällt die Schrift von 1947, weil Vackar da nicht abgeschrieben hat, sondern er hat das geschrieben, was er zuvor auch verstanden hat. Ciao Wolfgang Horn
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