BTw: Gemessen wurde zw. R14 und R15. Wenn dein BFO genügend Pegel liefert reicht nur eine Impedanzwandler-Stufe.
Das kommt davon wenn man ständig was umbaut, dann passt irgendwann gar nix mehr :-D. Also ich denke bei dem Oszillatorpegel reicht wohl ein Impedanzwandler um auf die 100 Ohm vom Detektor zu kommen?
Holm Tiffe schrieb: > Die Frage bleibt halt ob sich da Etwas draus bauen läßt was heute noch > brauchbar erscheint oder ob man nicht lieber einen DDR A281 (TAA981) da > rein setzt wie es zum Beispiel das Funkwerk Köpenick im EKD 300 gemacht > hat. Na klar warum nicht? Holm Tiffe schrieb: > Normalerweise hatte ich vor, den 1. > Mischer ohne Vorstufe an die Antenne zu hängen, d.h. vor dem Mischer > gibts keine Verstärkung, Sieht gut aus. > danach ein Quarzfilter mit 4dB Betriebsdämpfung Danach kommt der Diplexer und die erste IF-Stufe mit ca. 7dB, um die Mischerverluste auszugleichen. > und erst dann den ersten ZF Amp. Wird wohl so nicht gehen zumal dann die > 8dB Rauschen auch ganz vorne sitzen. Also muß zumindest zwischen > Ringmischer mit -6dB, Diplexer und dann 1. ZF Stufe (?) erst mal Jup. Im Prinzip ist es so: Antenne->Preselektor (Vorkreis,ca. -1.5dB)->1. Mischer (-5.5dB bei SBL-1)->Diplexer->IF-PreAmp (+7dB)->ZF-Filter (-4dB)->IF-Amp usw. Du musst eine Gesamtverstärkung von der Antenne bis zum ZF-Verstärkereingang (Cascode mit AGC) von ca. 3dB haben.
So, hab mal eine neue Schaltung simuliert. Am Ausgang hab ich noch ein Pi-Glied angehängt um die Oberwellen abzuschwächen. Spricht was dagegen das so zu machen? Der Pegel sollte ja locker ausreichen um den Diodenmischer (2x 1n4148) anzusteuern? Vor den Emitterfolger evtl. noch ein Widerstand in Reihe um den Pegel noch etwas abzusenken, damit der Transistor nicht bis 5 V am Eingang bekommt.
Sieht gut aus. Habe noch C11 eingefügt, da sonst der Emitter-Strom über die Last fließt. Sind jetzt etwa 1,1Vss. Die Oberwellen sehen auch gut aus. Aufbauen und testen würde ich sagen.
Wegen dem C11 bin ich mir unsicher. Normalerweise kommt der rein, klar. Aber ich glaube in dem Fall brauch ich den DC-Pfad nach GND wegen dem Detektor? Aber gut, einfach ausprobieren.
> Vor den Emitterfolger evtl. noch ein Widerstand in Reihe um den Pegel > noch etwas abzusenken, damit der Transistor nicht bis 5 V am Eingang > bekommt. Keine gute Idee, weil der Eingangswiderstand des Emitterfolgers etwa 12k ist und daher auch ein Abschwächerwiderstand im Kiloohm-Bereich liegen müsste. Das wäre der Grenzfrequenz und dem Rauschen nicht gerade zuträglich. Besser irgendwo die Verstärkung reduzieren. Übrigens kann man auf R3 und C8 gut verzichten und die Spannung am Sourcewiderstand als Basisspannung für den Emitterfolger nehmen. Das hätte auch den Vorteil, dass die Temperaturabhängigkeit des Arbeitspunktes von Q3 viel kleiner wäre.
@Sven: mach mal C11 auf 10n, sonst ist der Pegel laut Simu für den Ringdemodulator zu klein. Mit 10n sind es etwa 2,8Vss. 1,1Vss reichen für die 1N4148 nicht, um diese voll durchzusteuern. DC hat am Ringdemod. nix zu suchen. ;)
Hallo zusammen, ich muß mich mal einmischen. Ich würde auch R3 und C8 weglassen, dann aber einen pnp-Transistor verwenden. Sonst liegt der Arbeitspunkt zu niedrig. Was mich aber am meisten wundert ist der Produktdetektor im Bild PD.png. M.E. müsste zwischen den Dioden und L3 noch ein Kondensator nach Masse liegen. Sonst muß sich das BFO-Signal durch die Drossel quälen und die hat etwa 2kOhm. Lieg ich falsch? Das, was ihr hier schreibt ist echt spannend. Mehr davon! Grüße Michael
Hallo Sven L3 ergibt einen weiteren Pol bei 40kHz, das bringt nichts und kann komplett weg. Am Ausgang des Filter ist ein Lastwiderstand notwendig, sonst gibt es eine Resonanzüberhöhung (Siehe Anhang).
Verstehe, also weg mit der 1. Drossel. Der Lastwiderstand wäre in dem Falle ja dann das aktive Tiefpassfilter. Aber es muss trotzdem noch ein Widerstand um 1 kOhm parallel davor, da der TP-Eingang ja hochohmig ist?
Beim 100 Ohm handelt es sich um den Innenwiderstand des Produktdetektors. Es ist kein weiterer 1k Vorwiderstand notwendig, dieser würden zusammen mit dem Abschlußwiderstand zu einer Dämpfung von ca. 5dB führen. Aber der Abschlußwiderstand sollte passen. Der anschließende Verstärker belastet vermutlich mit ca. 10k und erwartet eine niederohmige Quelle. Deshalb würde ich wenigstens 1,5k oder 1,8k gegen GND schalten. Ansonsten müßte das zusammen mit dem Aktivfilter simuliert werden.
Genau so meinte ich es. Das pi-Filter mit 1.3-18 kOhm abschließen, dann das aktive TPF.
Apropos Filter: Ich habe das Butterworth-LPF nochmal neu berechnet. Die Oberwellenunterdrückung ist besser, jedoch ist die Einfügedämpfung jetzt höher. Es sollte für den Mischer noch reichen. ;)
@B e r n d F. Ist das Filter überhaupt nötig, wie sieht denn das Signal ungefiltert aus? Wenn da ein paar Harmonische enthalten sind, womit sollen die sich mischen, ist ja nix da.
Nun, ich dachte es hilft vllt. etwas das Rauschen vom BFO wegzubekommen. Das Rauschen ist aber auch nicht bei allen Frequenzen gleich, es wird von 444khZ nach oben hin lauter. Ich hab keine Idee was das sein kann, ob vielleicht der Resonator es nicht mag so tief gezogen zu werden? Da ich gleich die Induktivität für das pi-Filter wickeln wollte: Ich hab hier noch einen grünen Ringkern aus einem Schaltnetzteil, Al-Wert liegt so um 5400. Geht der noch für den Bereich 500kHz? Ansonsten hab ich nur noch gelbe Amidon Ringkerne.
Also ohne dem Filter sieht das BFO-Signal im Spektrum etwa so wie im Bild BFO_Filter_alt aus.
Also ich hab gerade mal alle Änderungen soweit durchgeführt, und mit dem Filter ist das Rauschen in der Tat deutlich zurückgegangen. Vielleicht haben die Keramikschwinger ja irgendwelche Nebenresonanzen die das Spektrum in meiner Schaltung dann zum Lattenzaun machen. Ich muss morgen mal ein Bild einstellen, damit ihr seht was ich immer mit "Aufbau" meine^^. Die Zf-Kaskoden hängen jetzt an 7.3 V stabilisiert, ich musste die Drain-Schwingkreise aber mit 100kOhm bedämpfen, da es am Schwingen war. Jetzt sollte aber dann auch der Ausgangswiderstand der STufen von vorher ca. 470kOhm auf 100kOhm runtergangen sein? Ich bin mir immer noch nicht ganz sicher ob meine Methode den Ausgangswiderstand zu bestimmen richtig funktioniert. Ich mache es so, dass der Eingang kurzgeschlossen wird, und am Ausgang eine Spannungsquelle eingefügt wird. Dann einen AC-Sweep und Spannung an out/Strom, wie im Bild zu sehen.
> Ich mache es so, dass der Eingang kurzgeschlossen wird, > und am Ausgang eine Spannungsquelle eingefügt wird. Ich mach es genau umgekehrt: Vorne ein Signal rein, das Ausgangssignal ohne Last ermitteln und dann einen Lastwiderstand anhängen, bis das Signal 6 dB fällt. Du könntest mal testen, ob das gleiche Ergebnis rauskommt.
Ja, haut genau hin. Sollte dann also so stimmen. Wegen dem rauschenden BFO: Kann der Verstärker sich das Rauschen denn vielleicht irgendwie über die Versorgungsspannung einfangen? Ich hab eben mal eine 150u Drossel in die +Leitung eingefügt, und das Rauschen wurde zwar nicht besser, aber hat sich schon irgendwie verändert.
Sven N. schrieb: > Wegen dem rauschenden BFO: > > Kann der Verstärker sich das Rauschen denn vielleicht irgendwie über die > Versorgungsspannung einfangen? Das ist möglich, besonders wenn man rauschende Spannungsregler erwischt. Austesten kann man das am schnellsten, wenn man eine Batterie anklemmt.
Also die Versorgungsspannung scheint es nicht zu sein. Ich hab noch mal zusätzlich die Ausgänge der Regler mit Pi-Gliedern geblockt und auch mal ne 6V Batterie ausprobiert. Das Rauschen erinnert mich ein wenig an den Ton den man beim Audion hat wenn man die Rückkopplung bis ganz ganz kurz vor den richtigen Schwingungseinsatz anzieht. Bernd(W) hatte ja auch schon mal geschrieben, es könnten Pendelschwingungen des Oszillators sein? Nur was könnte man dagegen tun? Irgendwie muss das ja in den Griff zu bekommen sein.
> Das Rauschen erinnert mich ein wenig an den Ton den man > beim Audion hat wenn man die Rückkopplung bis ganz ganz > kurz vor den richtigen Schwingungseinsatz anzieht. So ähnlich wie ein Terzrauschen? Wenn Du die BFO-Frequenz verstellst, ändert sich der Frequenzbereich des Rauschens? Ein Mischer rauscht prinzipiell ein klein wenig. Aber es existiert ein Rauschspektrum auf der ZF-Frequenz, also 445 oder 455 kHz, denn diese Frequenz wird als einzige nicht weggefiltert. Falls jetzt der BFO einsetzt, mischt der Produktdetektor dieses Rauschen auf einen hörbaren Bereich, also NF, herunter. Deshalb hatte ich gefragt, ob das Rauschen viel leiser wird, wenn man den VFO abstellt. Bei mir wird es dann um mindestens 20dB leiser, denn dann hörst Du nur noch das Rauschen, welches hauptsächlich durch die 1.ZF-Stufe verursacht wird. Bei Dir eventuell auch der 1. Mischer, denn dieser kann das an seinem Gate entstehende Rauschen auf der ZF-Frequenz verstärken und das erste Filter nimmt diese Frequenz dankend an. Wenn der VFO läuft, mischt der erste Mischer das Rauschen auf der Empfangsfrequenz und auf der Spiegelfrequenz zur ZF. Dort wird gefiltert und es bleibt nur Rauschen mit ein paar kHz Bandbreite zurück. Weiter hinten werden die Filter breiter und es wird auch das Rauschen des unerwünschten Seitenbandes verstärkt. Der Produkdetektor mischt dies ebenfalls auf die NF herunter. Das Rauschen kann dadurch im schlimmsten Fall 3dB lauter werden. Klemm mal, von der Antenne kommend, Stufe für Stufe ab und versuch rauszufinden, ab wann das Rauschproblem eventuell plötzlich weg ist.
>Wenn Du die BFO-Frequenz verstellst, ändert sich der Frequenzbereich des >Rauschens? Ja genau, und je höher die BFO-Frequenz, desto lauter. Terzrauschen war mir bis jetzt kein Begriff, aber nach dieser Seite hier: http://institut17.kug.ac.at/index.php?id=4246 würde ich fast sagen es kommt schon dem Oktavrauschen (4. Beispiel in der Schleife) sehr nahe, nur noch höher in der Frequenz, aber da will ich mich nicht festlegen >Deshalb hatte ich gefragt, ob das Rauschen viel leiser wird, wenn man >den VFO abstellt Wird auf jeden Fall leiser, wieviel dB ca. kann ich aus Mangel an Erfahrung nicht sagen. >Klemm mal, von der Antenne kommend, Stufe für Stufe ab und versuch >rauszufinden, ab wann das Rauschproblem eventuell plötzlich weg ist. Werd ich morgen (bzw. heute) mal machen, ich kann aber jetzt schon so viel sagen, dass man nur noch ein ganz leises Grundrauschen hört, wenn ich den Ausgang vom Oszillator nach Masse kurzschließe.
Sven N. schrieb: > würde ich fast sagen es kommt schon dem Oktavrauschen (4. Beispiel in > der Schleife) sehr nahe, nur noch höher in der Frequenz, aber da will > ich mich nicht festlegen Klingt bei mir genauso. Nur das im 4. Bsp in der Schleife der BFO für SSB zu weit über der ZF schwingt.
>der BFO für SSB zu weit über der ZF schwingt.
Eieiei...ich glaube da liegt da der Hund begraben :-D
Wenn ich ganz bis ans Ende vom BFO drehe wurde das Signal immer deutlich
leiser, aber das Rauschen war dann auch weg. Ich dachte aber immer ich
gehe da aus dem Durchlassbereich des Filters raus. Naja, grad noch mal
ein bisschen Kapazität mehr parallelgeschaltet, und jetzt erreiche ich
einen Punkt, wo das Rauschen (vom BFO) gegen 0 geht, aber auch das
SSB-Signal hört man jetzt leiser.
Allerdings kann es ja sein, dass das Signal allgemein sehr schwach
einfällt. Die Tagesdämpfung spielt im 40m Band ja noch eine Rolle.
Ich muss unbedingt mal das SSB-Filter nach der weiter oben genannten
Methode vermessen. Aber so wie's aussieht liegt die Mittenfrequenz dann
wohl doch ziemlich genau da, wo sie auch in der Simulation liegt.
Richtig testen kann ichs wohl erst am Wochenende, unter der Woche
scheint mir zumindest 40m ziemlich leer zu sein?
Da Sven etwas von Bildern über Versuchsaufbauten sagte, hier mein Empfänger: 1. Gesamtansicht. Rechts die 2. Oszillatoren - beide Colpitts (XO 48MHz und VFO mit Drehko). Links unten der Preselektor. Rechts oben mein tolles Netzteil. ;) 2. Ansicht des BFO links (wenn man Bauteile schnell von oben wechselt, sollte man immer auf Neosid-Drosseln Acht geben. ;) Rechts unten der Produktdemodulator mit dem berühmten SA612. Darüber der NF-Filter mit NF-Amp LM386. 3. Mischer 1 und 2: Links 2. Puffer mit Dämpfungspad und ADE-1 Mitte: Links Diplexer, daneben IF-PreAmp und das tolle 1. ZF-Filter ;). Diese Platine wurde mind. 20mal ein-und ausgebaut und die Schaltung geändert, was man sehr gut erkennen kann ;). Endversion mit Quarzfilter 45MHz. Aufbau in Manhattan-Technik mit GND-Groundplane. 4. 9MHz Quarz-Ladder Rechts im Bild: unten links der Impedanzwandler, welcher 2. Mischer und Quarzfilter verbindet. Alle Platinen sind nicht gerade HF-gerecht über Drähte mit den Teko-Gehäusen verbunden (wg leichten Ein-und Ausbau, para. L). In der Endversion wird das natürlich behoben. ;)
Nach dem sauberen Aufbau in Schirmkästen trau ich mich jetzt nicht mehr^^. Da werd ich bestimmt ausgelacht :-D.
- Signal in Filtermitte
-> Lautestes Signal
- BFO abstimmen
-> Tonhöhe stimmt (Beat)
- BFO sollte 200 Hz neben der Filterkante schwingen
-> Seitenbandunterdrückung funktioniert
> das SSB-Filter vermessen
Bin schon gespannt!
Momentan traue ich dem induktiv gekoppelten Vorfilter nicht. Bei der
Simulation haben sich zwei weit auseinanderliegende Peaks ergeben. Eine
kritische Kopplung daraus zu machen, erfordert einen Koppelfaktor von
<0,01 und damit eine Dämpfung und Fehlanpassung der Antenne.
Sven N. schrieb: > Wenn ich ganz bis ans Ende vom BFO drehe wurde das Signal immer deutlich > leiser, aber das Rauschen war dann auch weg. Ich dachte aber immer ich > gehe da aus dem Durchlassbereich des Filters raus. Denke ich auch. Filter max 2,7KHz zum Beispiel. Der BFO ist aber zum Beispiel über/unter 3KHz der ZF. Da ist aber fast nichts mehr zum mischen da, da das ZF-Filter zum Beispiel 458KHz oder 452Khz mehr dämpft. Damit wird der NF-Pegel immer leiser, jemehr der BFO von der ZF-Mittenfreq. weg ist. In die andere Richtung hat man Schwebungs-0 (BFO==ZF) oder die NF ist sehr dumpf (nur Tiefen).
B e r n d W. schrieb: > - BFO sollte 200 Hz neben der Filterkante schwingen > -> Seitenbandunterdrückung funktioniert Also oben im Bild ist eine Durchlasskurve Quarzfilter 9MHz (habe dishal genommen, da es schneller geht, faher kein 455KHz) B(3dB)=2,7KHz Die fm liegt bei etwa 9002KHz. Die Rechte Flanke (bei 3dB) liegt bei 9003,35KHz. Also muss der BFO bei 9003,55KHz schwingen? Also etwa 1,5KHz zur fm...
Sven N. schrieb: > Nach dem sauberen Aufbau in Schirmkästen trau ich mich jetzt nicht > mehr^^. > > Da werd ich bestimmt ausgelacht :-D. Du kannnst ruhig ein Foto machen. Meine frühen Aufbaue waren auch alle ohne Blechkasten.
> Also etwa 1,5KHz zur fm
Ja genau. Man kann noch 100 Hz hoch oder runter probieren, das verändert
etwas den Klang. Weiter weg gibt mehr Höhen, näher dran mehr Tiefen.
Ist das Filter breiter als 3 kHz, sollte sich der BFO auf jeden Fall
schon auf der Filterflanke befinden, sonst geht die
Seitenbandunterdrückung verloren.
@Sven: Ich habe außer Teilen gar Nichts zum fotografieren, das ist noch schlechter :-) Gruß, Holm
Also ich hab das jetzt mal so eingestellt, dass der BFO bei 443,55 kHz +/- 50 Hz liegt, damit ist das Rauschen weg und der Empfänger hat endlich sowas wie Empfindlichkeit, denn man hört ein deutliches Ansteigen vom Rauschpegel wenn die Antenne dran ist. @Holm: Ich mach heut Abend mal Bilder, dann seht ihr mein Chaos^^.
...ich bin hier Caos gewöhnt und lt. den Kommentaren von diversen "Bastelkumpels" ist das kein Alleinstellungsmerkmal. :-) Gruß, Holm
Zwei meiner Schandtaten: 1.Bild DC-Receiver für 40m mit Ohrhörer und Ausziehantenne. Die 9Volt Batterie hielt im Urlaub eine gute Woche. 2.Bild DC-Receiver 40m von innen. Die Induktivität des Diplexers mit 3,8 mH ist selbstgewickelt mit einem Drahtwiderstand von nur ca. 2,4 Ohm. Als OPs für das 8-polige, aktive NF-Filter hab ich LM833 verwendet. Verbesserungsfähig wäre noch eine langsame Drift des VFO und leichtes Rauschen bei zugedrehtem Lautstärkeregler. Vermutlich sind die Widerstände zu hochohmig ausgelegt, denn an den LM833 liegt es eher nicht. 3.Bild Superhet für 40m Beitrag "Re: Superhet-Audion" Der Superhet mit Quarzfilter ist nach und nach aus dem Superhet mit der regenerativen ZF entstanden. Deshalb war der Platz zum Schluss auch etwas beengt. Er würde in das etwas größere Brillenetui passen. Dem ZF-Filter ist noch ein zwischen 2,6 und 0,4 kHz umschaltbares NF-Filter nachgeschaltet. Der VFO ist fast driftfrei und der Drehko hat ein Planetengetriebe eingebaut.
Na dann will ich auch mal^^. Links unten im Gehäuse VFO 3 bis ~12 MHz, Mitte links Linearregler 5 und 7.3V, darüber BFO noch mit Drehko zum Abstimmen. Mitte oben 3-stufige ZF-Kaskode, darunter (vom Blitz verdeckt) Pufferstufe für Filter und rechts hochkant die "Filterbank". Mitte unten der 1. Mischer. Rechts unten Vorstufe, über der Vorstufe aktives NF-Filter und NF-Verstärker ganz rechts oben. Die einzelnen Module sind halt zum testen einfach schnell zusammengefrickelt. Später im Gehäuse wollte ich generell abgeschirmte Kabel mit Schirm an einer Seite gegen GND verwenden. Für die Versorgungsspannung wollte ich da aus Kostengründen billiges Audio-Koax nehmen, spricht doch nichts dagegen? Aufbauen im Gehäuse wollte ich es dann so in der Art hier: http://www.qrp.pops.net/cascoder1.asp
So schlecht sieht das erstmal gar nicht aus. Solange die langen Leitungen in jeder Stufe abgeblockt sind. Die Antenne geht in das induktiv gekoppelte Filter dann in den Vorverstärker. Verwendest Du den UKW-Teil des Drehko? Der weitere Weg zum Mischer wird nicht richtig ersichtlich. Hat die Vorstufe einen Arbeitswiderstand gegen GND?
Nein, ich verwende ganz normal die 2x500pF. Bei der Vorstufe hab ich viel simuliert, aber mit Vorwiderstand von je 2.2MOhm pro FET bekam ich die beste Leistungs und Spannungsverstärkung . Von der Vorstufe geht ein kurzes Leiterstück an den Mischereingang. Die 1k Lastwiderstand an der Vorstufe stellen den Gatewiderstand des Mischers dar.
So schlimm sieht das alles nicht aus. Es geht nicht nach dem Aussehen, sondern darum ob es funktioniert. BtW: Habe gar nicht gewusst, dass es Drehkos mit integrierten Planetengetriebe gibt. Was für eine Untersetzung hat der Drehko?
Schalte erst mal jeweils 20k parallel zum Schwingkreis. Dann änder den Koppelfaktor des Vorfilters von 0,7 auf 0,07 und schau, was der kleine Peak bei 9,5 MHz macht. Der Große und der Kleine sind die Auswirkungen eines extrem überkritisch gekoppelten Filters. Normalerweise haben zwei Wicklungen nebeneinander auf einem Wickelkörper einen Koppelfaktor von 0,5-0,7. Leider läßt sich das so mit dem normalen Übertragermodell in LTspice nicht simulieren. Es kann sein, daß es funktioniert. Hast Du eine Möglichkeit festzustellen, wieviel vom Antennensignal am 1.Fet ankommt? Wenn Du die Antenne direkt an den 2. Schwingkreis ankoppelst und den Drehko darauf abstimmst, wird das Signal dann lauter? > 1k Lastwiderstand an der Vorstufe Der R8 entspricht also dem Mischer? Der Mischereingang ist doch auch hochohmig. Der Vorverstärker macht dann 22dB. Der Mischer kann durchaus eine Mischverstärkung von 20 dB erreichen. Das ist IMHO vielzuviel. Die beiden Stufen rauschen nur unnötig und der Mischer wird schnell übersteuert. Ausgehend von einem Antennenwiderstand von 2k kann das Vorfilter 6-7dB Gewinn machen. Das reicht ungefähr, damit das Mischerrauschen kaum ins Gewicht fällt. Der Mischer könnte so direkt an ein korrekt dimensioniertes Vorfilter geschaltet werden. Nach dem Mischer liegt ein um 20 dB erhöhtes Signal vor und eine weitere Verstärkung macht erst nach dem ZF-Filter Sinn. @B e r n d F. > Was für eine Untersetzung hat der Drehko? Bei 6 Umdrehungen bewegt sich der Drehko um 180°, also ca. 12:1. Er hat in der Achse ein Planetengetriebe und dann noch eine Zahnraduntersetzung.
>Hast Du eine Möglichkeit festzustellen, wieviel vom Antennensignal am 1.Fet >ankommt? Leider nein, der Tastkopf ist dafür zu unempfindlich. Am Antennenanschluß messe ich 0.7mV, am FET nichts mehr. Nur liegt ja auf der Antenne auch das gesamte Spektrum. >Wenn Du die Antenne direkt an den 2. Schwingkreis ankoppelst Ja, wird lauter. Allerdings nicht so extrem wie ich erwartet hätte. >Der Mischereingang ist doch auch hochohmig. Ich hatte die 1k am Gate vom Mischerfet gewählt um in die Nähe der Leistungsanpassung zu kommen. Sollte ich da lieber wieder auf Spannungsanpassung gehen? Reicht die Rückwirkungsdämpfung vom Mischer, um zu verhindern dass über die Antenne abgestrahlt wird? Ich hatte diese Form der Vorstufe gewählt weil die schnell aufgebaut war für erste Tests. Muss ja keinesfalls so bleiben. Kann man die beiden Spulen evtl. einfach über einen Sourcefolger koppeln? Der Anhang war erstmal ein Schuss aus der Hüfte, aber der 2. Peak ist schonmal weg. Da muss man aber sicher noch gegenkoppeln um die Verstärkung zu verringern?
In HF-Design gibt es schöne Rechenbeispiele für Eingangsfilter wie dem dort sogenannten "Double tuned Circuit" Ich habe mal ein Filter für 40m und einer Impedanz von 2KOhm berechnet und vor den FET Verstärker geschalten und simuliert. Vielleicht kann man darauf aufbauen?
@Sven ahttest du nicht einne Haufen gelber Ringkerne? Sin das T50-6 von Amidon? Dann kannst du die für das 40m-Filter verwenden, wenn 40m gewünscht. Für 80m müsste man etwas anderes finden. Da laut Tabelle ein Qu=250 (T50-6) angegeben ist und damit auch gerechnet wurde.
@B e r n d F. Aber was passiert, wenn der Drehko von 20-500 pF durchgestimmt wird? Der rechte Schwingkreis wird durch die Gate-Kapazität verstimmt, deshalb ist das Filter schief. Das selbe kann auch am Eingang passieren, wenn die Antenne nicht rein ohmisch wirkt. @Sven > Ja, wird lauter Bei richtig abgestimmtem Filter sollte es am Eingang lauter sein, da ja hochtransformiert wird. > Ich hatte die 1k am Gate vom Mischerfet gewählt um in die > Nähe der Leistungsanpassung zu kommen. Ja, Spannungsanpassung. > Reicht die Rückwirkungsdämpfung vom Mischer, um zu verhindern > dass über die Antenne abgestrahlt wird? Das Oszillatorsignal liegt ja nicht genau auf der Resonanz. Wieviel noch durchkommt, kannst Du simulieren. Schau einfach das Spektrum am Antennenanschluß an und such nach dem Peak der Oszillatorfrequenz. > Kann man die beiden Spulen evtl. einfach > über einen Sourcefolger koppeln? Entweder über einen 1-2pF Kondensator koppeln und den Mischer direkt drauf, falls das VFO-Signal genügend gedämpft wird oder mit einem Fet entkoppeln. Solange das Signal noch klein ist, würde ich Arbeitswiderstände vermeiden, denn die bringen zusätzliches Rauschen in die Vorstufe. Emitter bzw. Sourcewiderstände rauschen nicht, wenn sie mit einem Kondensator HF-mäßig überbrückt sind.
Nachtrag zur Schaltung: Beim zweiten Schwingkreis im Sourcekreis wurde dieser durch den Source mit wenigen 100 Ohm angesteuert. Dadurch konnte das Filter seine Güte nicht entfalten. Im Drainkreis haben beide Filter zu sehr über die Millerkapazität gekoppelt. Mit der identischen Koppelwicklung (1µH) im Sourcekreis passt es sehr gut. Daran angekoppelt kann direkt der Mischer folgen. Du mußt nur ein wenig auf den Gleichlauf der beiden Schwingkreise achten. Da dann beide Filter gleich aufgebaut sind und jeweils ein Gate an den Schwingkreis gekoppelt wird, sollte die Abstimmung nicht allzu schwierig ausfallen. Sind die beiden Drehko-Pakete identisch?
B e r n d W. schrieb: > Aber was passiert, wenn der Drehko von 20-500 pF durchgestimmt wird? Der > rechte Schwingkreis wird durch die Gate-Kapazität verstimmt, deshalb ist > das Filter schief. Das selbe kann auch am Eingang passieren, wenn die > Antenne nicht rein ohmisch wirkt. Das ist die normale Durchlasskurve eines solchen Filters. So ist sie auch in meiner Literatur abgebildet. Auch ohne FET sieht die Kurve so aus, nur das die Spitze runder ist ist. Da ein Drehko zum Einsatz kommen soll ist die Sache eh erledigt. Da kommt dann ein normaler selektiver Verstärker (abstimmbar) als Vorstufe(n) in betracht (siehe ZF-Verst. nur mit Drehko in den Schwingkreisen)?
>Sind die beiden Drehko-Pakete identisch?
Ja sind identisch. Aber der 500er fliegt wohl noch raus und ein kleiner
2x330pF mit Getriebe kommt rein. Mit 6uH Spulen sollte der
Variationsbereich gerade noch ausreichen.
Das Verhältnis der Koppelwicklungen ändert sich ja im Verhältnis
6uH/4.5uH * 1uH = 1.33uH.
Ich werd das am we mal so aufbauen wie in deinem Schaltungsvoschlag.
Momentan hab ich noch das "Problem", dass die ZF Verstärkung ziemlich
hoch ist seit ich auf einen höhere Spannung gewechselt habe.
Laut Simu ca. 130dB. Da fliegt dann doch besser wieder 1 von den 3
Stufen raus?
Was ich auch gerne nochmal ändern/optimieren würde ist das Pi-Glied
hinter dem Produktdetektor. Im Anhang hab ich mal 4 Versionen simuliert,
wobei die erste der aktuelle Zustand ist, die anderen sind teilweise mit
AADE entworfen.
Den PD hab ich nochmal mit einkopiert zur Verdeutlichung. Irgendwie find
ich keine bessere Möglichkeit als die aktuelle.
> wie in deinem Schaltungsvoschlag Auf jeden Fall ist eine Pufferstufe notwendig, um den VFO zur Antenne genügend zu dämpfen. > das Pi-Glied hinter dem Produktdetektor Das ist schon ziemlich optimal auf eine AM-Bandbreite ausgelegt. > Den PD hab ich nochmal mit einkopiert zur Verdeutlichung Bei out4 ist die Dämpfung zu groß. Dieses Filter sollte zusammen mit dem Aktivfilter simuliert werden, da sich die Durchlasskennlinien beeinflussen. > Laut Simu ca. 130dB. > Da fliegt dann doch besser wieder 1 von den 3 Stufen raus? Normalerweise sollten 2 Stufen reichen. Gesamtverstärkung in dB: Vorverstärker 7 Mischer 20 ZF 70 NF 33 ------------------ Gesamt 130 Das reicht, um von 1µV auf 3Volt zu kommen. Wenn später die AGC durch das Eigenrauschen schon 20 dB zurückregelt, nützt das Keinem.
Ja, man hört auch dass jetzt der Rauschpegel viel zu hoch ist, durch die jetzt unnötige 3. Stufe. Aber ausbauen ist ja zum Glück einfacher als einbauen^^. Eben hab ich mich nochmal den Siebgliedern für die Versorgungsspannung gewidmet: Bis jetzt hatte ich da einfach immer 100 Ohm und 2x100 oder 220nF in Pi-Schaltung genommen und das auch nicht weiter hinterfragt. Aber laut Simulation wäre doch die unterste Version v3 die mit den wenigsten Bauteilen und der besseren Siebwirkung? v1 hätte die größte Dämpfung, aber 1 Bauteil mehr. Da könnte man auch evtl. einfach bei v3 größere Elkos nehmen. Wäre auch besser zu bauen für mich, da mir die Folienkondensatoren ausgehen, aber Elkos zu 100en vorhanden sind. Die Version mit Drossel anstatt Widerstand macht in der Simulation immer Probleme wegen der Resonanz je nach Größe der Induktivität. Also ist es wohl besser einfach die Versorgungsspannung ein wenig zu erhöhen um den Spannungsabfall am Widerstand auszugleichen? Verbrauch spielt bei meinem Aufbau keine Rolle, Batteriebetrieb ist erstmal nicht vorgesehen.
Hallo Sven, Bernd und Bernd, Ich muß mich gerade in LTSpice einarbeiten und da mich euer Thema eh interessiert habe ich die Beispiele mal aufgegriffen und nachvollzogen. Jetzt habe ich mal eine andere Schaltung für den BFO ausprobiert. Dabei fällt mir auf, daß die Simulation ein komisches Ergebnis liefert, wenn ich die Kopplung meines BFO-Schwingkreises kleiner als Eins mache. Das verstehe ich gar nicht. Das verwendete ZF-Filter ist ein TOKO RMC-202313. Die Daten sind aus dem Katalog bzw. gerechnet. Die beiden Spulen rechts (L1 und L2) stellen eine Wicklung mit Anzapfung dar. 180pF sind intern, 10pF extern. Für den Kopplungsgrad habe ich keine Zahlen. Was mache ich falsch?
Der Oszillator ist auch in der Realität so schwingfreudig, daß er auf einer Resonanz aus L2 und Basiskapazität anfängt zu schwingen. Die Lösung ist, nicht an die Anzapfung, sondern an das obere Ende des Schwingkreises zu koppeln.
Ich nehme mal an, Du hast die Induktivitäten vergrößert, um die geringere Kopplung auszugleichen. Mit welcher Formel hast Du das berechnet? Das komische ist nur, daß ich die Schaltung mit Anzapfung aufgebaut und gemessen habe und sie in der Praxis besser funktioniert als in der Simulation. Und das obwohl die Kopplung bestimmt nicht 1 ist. Gibt es einen Trick um möglichst schnell den Schwingungseinsatz zu finden? Ich tue mich schwer mit der Software... Einstweilen vielen Dank!
> Mit welcher Formel hast Du das berechnet? Ich hab die neue Induktivität über das Frequenzverhältnis hochgerechnet. > und sie in der Praxis besser funktioniert als in der Simulation. Weil da noch andere Verluste dazukommen. Mach mal in die Leitung von der Basis zum Kollektor einen Widerstand >= 220 Ohm rein, dann geht es auch an der Anzapfung. > Gibt es einen Trick um möglichst schnell den > Schwingungseinsatz zu finden? Im "Control Panel" bei Compression alle Haken entfernen. Bei ".tran 0 200u 0 10n" <- Timestep auf <= 1/100 der Periode stellen. Bei ".tran 0 200u 0 10n startup" das Startup aktivieren oder die Betriebsspannung z.B. so "PULSE(4 10 1u 1n 1n 10n 1)" erzeugen
Danke, hab ich soweit verstanden. Vielleicht kann das ja jemand gebrauchen: Ein amplitudenstabilisierter BFO. Bei Belastung läuft die Frequenz leider etwas weg aber die Spannung bleibt stabil.
Ich wollte nochmal kurz auf die Vorstufe zurückkommen, bevor ich die nun aufbaue: Warum macht es Sinn die Schwingkreise mit 15k zu bedämpfen? Dadurch wird ja im oberen Bereich die Spiegelfrequenzunterdrückung sehr schlecht. Der Resonanzwiderstand müsste sich bei den Werten und der Annahme eines Spulenwiderstands von 2 Ohm zwischen 120 bis 9 kOhm bewegen. R_res = L / (R_spule * C) = 6uH / (2*330pF) ~= 9kOhm D.h. bei Ankoppeln einer Antenne mit 2kOhm Impedanz über eine Koppelwicklung von 1.3u an 6u wird der Widerstand auf 4.6*2kOhm = 9.2kOhm hochtransformiert. Also würde es für den untersten Wert des Resonanzwiderstands passen. Optimal wäre natürlich eine variable Einkopplung, aber mechanisch eher schlecht zu machen schätze ich. Umgerechnet auf eine 50 Ohm Antenne würde das dann bedeuten, dass man mit ca. 33nH einkoppelt? Also um den Faktor 180 hochtransformieren muss? Also nicht dass ich den Werten die in der Simulation gegeben sind nicht traue, mich interessiert nur wie man darauf kommt.
@ Sven: > Eben hab ich mich nochmal den Siebgliedern für die Versorgungsspannung > gewidmet Du solltest aber beachten, daß Elkos bei 455kHz wahrscheinlich mehr induktiv als kapazitiv sind. Ein Folienkondensator könnte da noch wirken, aber erst mit Keramikkondensatoren bist Du auf der sicheren Seite. 100nF hat bei 455kHz etwa 3 Ohm und dämpft mit 100 Ohm Vorwiderstand ganz gut die Störungen von der Versorgungsspannung. (nicht in die andere Richtung.) Ein Elko mit nur 1µF wäre schon weit unter einem Ohm und da weißt Du, daß Du das besser nicht glaubst. Besorge Dir mal eine HF-Tapete, dann kannst Du das das schnell abschätzen.
@ Sven > Ich wollte nochmal kurz auf die Vorstufe zurückkommen, bevor ich die nun > aufbaue Ich würde das so rechnen: Die 2kOhm von der Antenne werden mit N1^2/N2^2 = L1 / L2 hochtransformiert. Wie Du schon geschrieben hast etwa 9,2 kOhm. Xl = 2*Phi*f*L = 2*Phi*3,5MHz*6µH = 130 Ohm Die Leerlaufgüte von L2 würde ich zu 100 annehmen. Leerlauf-Resonanzwiderstand 100 * 130 Ohm = 13kOhm Und dann wird alles parallel geschaltet: Rres = 9k2 // 13k // 15k = 4 kOhm Daraus ergibt sich die reale Schwingkreisgüte zu Rres / Xl = 30,5
Aha! So weit hatte ich jetzt gar nicht gedacht. Man darf sich eben nicht immer auf die Simulation verlassen wenn man ideale Bauteile einsetzt. Also dann am besten ein Pi-Glied aus 2x100n Kerko und 100 Ohm Widerstand? EDIT: Aber warum die Vorstufe mit 15k noch Dämpfen? Das verschlechtert ja die Güte des Schwingkreises und hätte nur den Vorteil einer etwas größeren Bandbreite.
Ja, so würde ich das jedenfalls machen. Nochmal zu Deiner Vorstufe: Was ich da gerade geschrieben habe gilt natürlich nur für einen Kopplungsgrad von eins. Sonst stimmt das mit dem Übersetzungsverhältnis ja nicht. Aber dafür gibt es ja die Simulation. Wenn Du in Deiner Schaltung die Eingangsspannung mit einer Amplitude von Eins angibst und den Plot mal auf lineare Darstellung umstellst, dann siehst Du die Spannungsverhältnisse besser. Aus V(in) = 0,47V wird die Spannung V(filt1) mit etwa 1,3V. Das ist ein Verhältnis von 2,7 und etwa gleich der Wurzel aus L2/L1. Am Source des ersten FETs steht etwa die gleiche Spannung und geht in das nächste Filter. Hier kennen ich den Ausgangswiderstand nicht und bin zu faul das nachzurechnen. Aber da die Kurven an Filt 1 und Filt 2 etwa gleich breit sind schätze ich mal das wir die gleiche Güte haben und auch einen Gleichlauf hinbekommen.
Ich habe mal die Schaltung so umgebastelt, daß Du die beiden Kreise getrennt untersuchen kannst. Jetzt muß man es so hinbiegen, daß etwa die gleichen Resonanzfrequenzen an den beiden Filtern entstehen. Z.B. Sourcewiderstand etc.
> Warum macht es Sinn die Schwingkreise mit 15k zu bedämpfen? Güte eines Parallelschwingkreises http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingkreis Q = Rp * sqr(C/L) Q = 15k * sqr(100e-12F / 6e-6H) Q = 61 Der Wert für die Güte ist nur geschätzt, Du kannst natürlich auch 120 annehmen, dann kommen eben 30k ran. Aber Simulationen mit idealen Bauteilen sind sinnlos. Natürlich hat ein Schwingkreis mit unendlicher Güte ein sehr gutes Verhalten, aber so ist die (HF)Welt nicht. > eine 50 Ohm Antenne würde das dann bedeuten, dass man > mit ca. 33nH einkoppelt? Nicht ganz, es wird bei 50 oder 60 nH liegen. Durch den Koppelfaktor kleiner Eins spielt das XL der Primärwicklung auch eine Rolle und die ist auch noch frequenzabhängig. @Michael Die Anpassung mag zwar stimmen, aber die 2k würden ganz ordentlich rauschen. Dann besser die Windungszahl nochmal halbieren, um auf 280nH zu kommen. Leider steigt dann die Verstärkung wieder überproportional an. Oder wie wäre es, den Koppelfaktor zu reduzieren? Ein K von 0,4 oder 0,3 sieht ganz gut aus.
Hehe, jetzt hab ichs kapiert. Ich hatte die 15k als real zu verbauenden Widerstand angesehen :D. Is schon wieder zu spät^^. 0.4 könnte ich wohl erreichen, wenn ich die Koppelwicklungen auf dem gleichen Körper mit etwas Abstand aufbringe?
> 0.4 könnte ich wohl erreichen, wenn ich die Koppelwicklungen > auf dem gleichen Körper mit etwas Abstand aufbringe? Direkt auf das Kalte Ende Wickeln wird ca. 0,8 ergeben, gleich daneben 0,6 und ein paar mm Abstand 0,3-0,4. Eventuell kann auf max. Gewinn abgeglichen werden, aber das verschiebt sich nur um 2-3 dB.
Ich denke, daß mit der induktiven Kopplung ist ziemlich unflexibel. Ich würde es lieber mit kapazitiven Teilern realisieren. Morgen mehr...
> Ich würde es lieber mit kapazitiven Teilern realisieren. Erstmal benötigt der JFet einen Gleichstrompfad gegen GND. Am Sekundärkreis geht kapazitiv gar nichts, denn da sitzt der Drehko. Weitere Kondensatoren an der Primärwicklung ergeben eine weitere Resonanz. Ein festes Filter für 40 oder 80m ist einfacher aufzubauen. Dann käme doch noch wie gehabt das Doppelfilter am Eingang in Betracht und vom Fet gegen GND eine Drossel mit ca. 100µH. Die Schaltung hat 6-7 dB Gewinn, was IMHO vollkommen reicht. Keine extrem rauschenden Teile. Der Mischer wird ~6 dB rauschen, aber dafür wurde ja vorverstärkt. So bleibt die Schaltung auf jeden Fall wesentlich großsignalfester als mit >20dB Verstärkung. Die Empfindlichkeit dürfte immer noch deutlich unter 1µV bleiben. Anscheinend kann man jetzt Induktivitäten doppelt koppeln: K1 L1 L2 0.01 K2 L1 L4 0.8 Ich könnte schwören, daß das vorher noch nicht ging. L4 koppelt zu L1 und L1 zu L2 induktiv und zusätzlich der C3 kapazitiv. C3 ist nicht unbedingt erforderlich, verbessert aber die Kopplung des Filters bei höheren Frequenzen. Die Rückwärtsdämpfung des VFO ist auch ok, da kommen noch ca. 20µV. Das Übersprechen ist da vermutlich größer.
>Anscheinend kann man jetzt Induktivitäten doppelt koppeln: Welche Version von LTSpice? Ich hab 4.15s. Irgendwie prüft das Programm, ob die Wickelverhältnisse für reale Transformatoren erreichbar sind. Manchmal gehts, meistens aber nicht. Hier die Formel die erfüllt sein muss: http://www.orcad.com/documents/community.faqs/pspice/020331.aspx Ich hab nochmal ein wenig nach Vorstufen umgesehen und bin auf die hier in Gateschaltung gestoßen: http://www.seekic.com/circuit_diagram/Basic_Circuit/DOUBLE_TUNED_JFET_PRESELECTOR.html Die Verstärkung ist zwar wieder höher, aber man kann die ja sicher noch verringern, zb durch Widerstand parallel zur Drossel? Zumindest wäre die Verstärkung hier über den gesamten Bereich sehr konstant. Und die 150 Ohm am Drain (oder source, je nachdem wie man den fet einsetzt) sollten ja eigentlich nicht sehr stark rauschen? Was ist von der Schaltung zu halten? Ich wollte ganz gern von den passiven Kopplungen weg, das ist ohne Messmittel immer so ein Glücksspiel.
> Welche Version von LTSpice? Ich hab 4.15s. Hier ist es 4.16, daheim weiß ich gerade nicht. > auf die hier in Gateschaltung gestoßen So wie im Anhang gehts auch. Ich hatte das Gefühl, es existiert eine leichte Schwingneigung/Entdämpfung, deshalb der R4 mit 5k. Aber man würde die Drossel sparen. Ob die Sekundärwicklung eine Anzapfung hat oder extra gwickelt, ist ja Geschmacksache. Die Verstärkung beträgt hier 17dB. Jetzt hast Du wohl die Qual der Wahl.
Bleibt mir wohl nix anderes übrig als alles mal zu probieren^^. Aber darum mache ich das ja, der Weg ist hier quasi das Ziel.
Kennt jemand eine Möglichkeit die Gateschaltung in der Verstärkung zu regeln? Manuell reicht, aber falls die nicht regelbar ist, zb wie bei der Sourceschaltung durch den Sourcewiderstand, scheidet sie von vornherein aus.
Du kannst die Koppelspule am Source kleiner machen bzw. die Anzapfung nach unten versetzen. Dann wird auch die Güte des 1. Schwingkreises noch ein wenig besser. Aber die Antenne bleibt dämpfend erhalten.
Aber im laufenden Betrieb über Regler,dh Poti, gibts da keine Möglichkeit?
Moin, @ Sven: Dein Gate muss ja nicht unbedingt auf Massepotential liegen; genausogut könnte es auch an einem Poti hängen, das mit +/- x Volt einen Spannungsteiler bildet. HF-Klatsche vom G gegen Masse und fertig... Eine qualitativ genaue HF-mäßige Beurteilung überlasse ich gerne den HF-Experten hier ;-) Gruß Michael
@Michael Wenn Du den Ruhestrom reduzierst, wird das Großsignalverhalten schlechter. Du drehst aber gerade zurück, weil eine starke Störung einfällt. Das ist kontraproduktiv. Man könnte das Poti zwischen Koppelwicklung vom 1. Kreis und Source schalten, aber dann fließt DC über den Schleifer und es rauscht beim Drehen. Nachtrag Man könnte sich ein Dämpfungsglied mit Pindioden vorstellen. Auf jeden Fall darf keine zusätzliche Kreuzmodulation entstehen, denn deshalb dreht man ja zurück.
Nabend, ich bin etwas langsamer als ihr und simuliere gerade die Kaskode-Verstärker aus dem ZF-Zweig von oben. Nun sehe ich in der FFT so einen Buckel, links neben der Resonanzfrequenz. Der liegt so 30 - 40dB unter dem Maximum. Kann mir jemand sagen was das ist und wie ich das weg bekomme? Danke Michael
Bei mir kommt nur der Peak. Gib mal beim J2 einen richtigen Typ an. Bei FFT Hamming verwenden. Im Control Panel die Kompression abschalten. Die Transienten Simulation mit max. Schriitweite: ".tran 0 3ms 0 10n".
Moin, ich hatte überlesen, daß man die Kompression jedesmal wieder ausschalten muß. Was spricht gegen BF245B? Ich habe die Bibliothek eingebunden.
> daß man die Kompression jedesmal wieder ausschalten muß Ja, schade daß sich LTspice das nicht für nächstes mal merkt. > Was spricht gegen BF245B? Nichts, aber in Deiner Datei war beim oberen JFet noch kein richtiger Typ angegeben.
Richtig einbinden kann man die neue lib wohl nicht, sodass die neuen FETS nach "Pick new JFET" in der Liste erscheinen?
Ich hab mal was gebastelt: Das ist ein regelbarer ZF-Verstärker, der auch abgeregelt noch ein gutes Großsignalverhalten zeigt. (Das tut die Kaskode nicht.) Die BF240 sind da nur drin, weil ich davon Unmengen hier habe. Mit dem Widerstand im Sourcekreis bin ich mir noch nicht so ganz sicher. Das kann man noch optimieren. Vor allem die Abhängigkeit des Rauschen von R7 ist seltsam. Der Aufwand geht gerade noch so. Eigentlich nur ein Transistor mehr.
Mir gefällt auf jeden Fall, daß die Reglespannung von 0 bis 4 Volt einen schönen, einfach zu handhabenden Bereich überstreicht. Geht es auch noch mit 5 oder 6V Betriebsspannung?
Ja, 5V reicht auch. Regelspannung 0 - 3V und R13 angepaßt. Ich finde es vor allem gut, daß man so die Stufen in einer definierten Reihenfolge dichtmachen kann.
Sooo... nachdem ich das halbe Wochende mit Vorstufen verbracht hab bin ich am Ende doch wieder beim induktiv gekoppelten Bandfilter mit 1 Sourcestufe am Ausgang gelandet. Praktisch gesehen bekomme ich damit den besten Kompromiß aus Empfindlichkeit und Trennschärfe. Ganz ohne Verstärker wird der Empfänger zu taub, zumindest glaube ich das, da man nur mit Verstärker den Vorkreis auf das Antennenrauschen abstimmen kann. Der Verstärker hat jetzt wie beschrieben nur noch 1 Stufe, aber durch Abschirmung und eine Drossel am Drain ist die Verstärkung genauso hoch wie beim alten 2-stufigen. Den 100k-Ohm Gatewiderstand habe ich auf gut Glück einfach mal durch eine 1N4148 in Durchlassrichtung ersetzt. Am Pegel ändert sich im Vergleich zu vorher (mit 100k am Gate) nichts, aber das Rauschen wird hörbar weniger. Nachteile hab ich bis jetzt keine bemerkt, mich wundert aber dass es funktioniert, da ja eigtl. der DC-Pfad nach GND fehlt? Source habe ich komplett mit 20nF überbrückt, Verzerrungen hab ich keine bemerkt, obwohl man ja normalerweise wenigstens mit 20-30 Ohm gegenkoppelt. Das ist jetzt sicher keine Vorstufe wie man sie normalerweise in "guten" Empfängern bauen würde, aber für meinen Aufbau hier bringt es so erstmal das beste Ergebnis. Alle anderen Schaltungen hatten größere Nachteile als diese. Die Gateschaltung belastete den Schwingkreis zu stark, und die Trennschärfe war hinüber.
Hallo Sven > Den 100k-Ohm Gatewiderstand habe ich auf gut Glück > einfach mal durch eine 1N4148 in Durchlassrichtung ersetzt. Der Fet bekommt seinen Arbeitspunkt über den Leckstrom der Diode und der Platine. Die Eingangsdiode des Fet ist deutlich hochohmiger als eine 1N4148. C4 mit 2,5 pF ist kontraproduktiv. Der JFet hat eine Eingangskapazität von bis zu 8pF, dazu kommen nochmal 2pF von der Diode. Zusammen mit dem C4 ergibt das einen kapazitiven Spannungsteiler und damit unnötigen Signalverlust. Falls Du den Fet schützen willst, sind 2 antiparallele Dioden nötig. > Das ist jetzt sicher keine Vorstufewie man sie > normalerweise in "guten" Empfängern bauen würde Ich würde die nicht als schlecht bezeichnen. Zur Gateschaltung gehört auch die entsprechende Koppelwicklung, damit die Güte erhalten bleibt. Manchmal, z.B. bei UKW-Radios, wird der Eingang absichtlich bedämpft und der abgestimmte Schwingkreis kommt erst nach der Vorstufe.
>Falls Du den Fet schützen willst, sind 2 antiparallele Dioden nötig. Das ist bekannt, aber die Überlegung war dahingehend, das Rauschen von den 100k irgendwie zu beseitigen und die Diode zur Arbeitspunkteinstellung zu benutzen. Leider geht aus dem Datenblatt nicht hervor welchen Widerstand man bei den typischen Eingangspegeln erwarten kann. Mir fehlt da einfach die praktische Erfahrung, ich hatte nur iwo gelesen, dass der Gatewiderstand eines FET durch eine Diode ersetzt werden kann. Ich bin da mehr nach Trial&Error vorgegangen. Im Internet hab ich da leider nicht viel gefunden was mich weiterbringt. Sollte ich eine andere Diode verwenden? Germanium (OA 81, AA118 etc.) hätte ich noch einige da. Oder doch lieber wieder die 100kOhm einlöten? >C4 mit 2,5 pF ist kontraproduktiv Hab ich durch 12p ersetzt >Zur Gateschaltung gehört auch die entsprechende Koppelwicklung, damit die >Güte erhalten bleibt. Hatte da ziemlich viel rumprobiert, auch mal mit nur 1-2 Windungen zum Auskoppeln. Aber entweder war der Pegel zu niedrig, oder die Trennschärfe viel zu schlecht. Das Hauptproblem liegt wahrscheinlich im praktischen Aufbau, die parasitären Effekte sind einfach schlecht in den Griff zu bekommen.
Die Drossel 1mH hat wahrscheinlich eine Eigenresonanzum um ca. 1 MHz. 100-220µH wäre noch ok. Falls es eine Schwingneigung gibt, kann man zur Drossel 2k Ohm oder weniger parallelschalten, bis es aufhört. Die Drossel macht dann trotzdem Sinn, weil am Drain ein DC von 10 Volt liegt. Die Verstärkung beträgt dann immer noch 10 dB. Wie machst Du den Gleichlauf? Möglicherweise ist ein kleiner Trimmer mit ca. 4-16pF notwendig parallel zum C1, da sich parallel zu C2 weitere parasitäre Kapazitäten auf die Resonanz des zweiten Kreises auswirken.
> Oder doch lieber wieder die 100kOhm einlöten? >> C4 mit 2,5 pF ist kontraproduktiv > Hab ich durch 12p ersetzt An der Stelle ist fürs Rauschen bei Resonanz ein 1Meg besser als ein 100k, weil der 1Meg den Schwingkreis nicht bedämpft und das Signal kaputtmacht. Wenn du den C4 wegläßt, ist doch der Gleichstrompfad optimal hergestellt ohne jegliche Verluste. Die Gatekapazität fließt in die Resonanz mit ein. Dann, wie zuvor gesagt, falls es schwingt, die Drossel am Drain bedämpfen.
>Wenn du den C4 wegläßt, ist doch der Gleichstrompfad optimal hergestellt >ohne
jegliche Verluste
Hatte ich in der SImulation probiert, und dadurch wurde der Frequenzgang
ab 7mhz total abgeflacht. Mit 100uH Drossel+1kOHm parallel sieht es aber
gut aus.
> dadurch wurde der Frequenzgang ab 7mhz total abgeflacht
Der war abgeflacht, weil die Schaltung geschwungen hätte. Änder mal in
der Simulation den 1k auf 2 oder 3k -> die Kurve wird sehr spitz. Bei
10k wird sie wieder flach. Das ist genau das Verhalten eines Audions
beim Schwingungseinsatz. Darüber wird es wieder breitbandiger.
Ja richtig, man merkt es auch dadurch, dass der Verstärker plötzlich "handempfindlich" wird wenn man in die Nähe kommt. Ich hab jetzt 100uH auf T68 und 1k parallel und C4 durch eine direkte Verbindung ersetzt. Das dürfte ja jetzt das Optimum sein was man an Rauschverhalten aus dieser Schaltung rausholen kann? Source- und Drainwiderstände haben einen Bypass und Gatewiderstand gibts auch keinen. Falls die Verstärkung doch zu hoch sein sollte, kann ich ja immer noch mit einem Abschwächer am Eingang arbeiten.
> Falls die Verstärkung doch zu hoch sein sollte
Falls die Grundverstärkung zu hoch ist, dann am Drain den 1k auf 470R
reduzieren. Im normalen Betrieb mit einem Poti am Eingang, dies sollte
ca. 10k haben, um schwache Signale nicht zu sehr zu bedämpfen. Am 50R
Eingang ist 1k besser geeignet.
Ich denke ich werde einfach ein passendes Poti über Umschalter zuschaltbar machen, wobei ich fast glaube dass es ausser bei starken AM-Stationen sowieso nicht nötig sein wird. Momentan steck ich ein bisschen in dem Dilemma, dass einige SSB Stationen stark ankommen, das kann ich mit dem ZF-Amp abregeln, aber manche kommen auch recht schwach, so dass bei voller ZF Verstärkung die Lautstärke immer noch recht mager ist. 3 Kaskoden sind aber wieder der Overkill, und es lässt sich dann nicht mehr weit genug abregeln. Eine höhere HF-Verstärkung scheidet natürlich auch aus. Wahrscheinlich ist hier eine stärkere NF-Stufe der beste Weg, abgesehen von einer angepassten Antenne. Der AN7112 den ich momentan verwende bringt laut Datenblatt angeblich rund 0,5 Watt an 8 Ohm. Closed Circuit Gain soll so bei 50dB liegen. Evtl. bringt auch einfach ein anderer Lautsprecher als der kleine Brüllwürfel der jetzt dranhängt was. Und zur Not besteht ja immer noch die Möglichkeit Kopfhörerbetrieb für schwache Stationen. Mal schauen was ich da noch mache, ansonsten läuft es jetzt echt gut. Störgeräusche vom BFO weg, Rauschpegel insgesamt DEUTLICH gesunken und die Empfindlichkeit reicht wenigstens aus um das Antennenrauschen zum Abstimmen nutzen zu können.
Nabend, herzlichen Glückwunsch. Hat sich dann ja gelohnt. @B e r n d W > Falls die Grundverstärkung zu hoch ist, dann am Drain den 1k auf 470R > reduzieren. Ich dachte immer die Steilheit ist proprotional zu Wurzel Is. Dann wäre es doch umgekehrt? Grüße, Michael
Hallo Michael Der Arbeitspunkt ändert sich nicht, da die Drossel vom Drain nach Plus nur ein paar Ohm hat. Andererseits verhält sich die Wechselspannung proportional zum Widerstand, da I praktisch gleich bleibt -> halber Widerstand, halbe Spannung.
Sorry, Drain- und Source-Widerstand verwechselt. Hast ja recht... Späße, Michael
Soo, kleines Update: Heute mal den Frequenzzähler angeschlossen (Danke nochmal für den Tip), ich habs erstmal ohne zusätzlichen Puffer direkt mit 4,7pF kapazitiv am Ausgang VFO versucht. Hat auch auf Anhieb geklappt, der Pegel am Zähler liegt so bei 100-150mV, was völlig ausreicht. Gibt es Gründe trotzdem den Mehraufwand von zusätzlichen Pufferstufen in Kauf zu nehmen, auch wenn es so schon gut funktioniert? Kann diese direkte Auskopplung den Drift des VFO verschlechtern? Störgeräusche kommen keine vom Zähler.
> Kann diese direkte Auskopplung den Drift des VFO verschlechtern? Nur wenn sich die Frequenz beim Anschließen deutlich ändert. > Störgeräusche kommen keine vom Zähler. Dann ist das erstmal ok. Möglicherweise findest Du später noch Pfeifstellen. Eventuell den ganzen Frequenzbereich mal ohne Antenne durchdrehen. Dann kannst Du immer noch versuchen, diese Störungen wegzudämfen. Noch eine Frage zu den 2N3819: Im Datenblatt hab ich inzwischen entdeckt, daß bei Ugs = 0 sich die Drainströme von 2 bis 20 mA unterscheiden. Konnest Du das auch feststellen, oder sind die Streuungen innerhalb einer Charge wesentlich geringer? Gruß, Bernd
>Noch eine Frage zu den 2N3819:
Dazu kann ich leider nichts sagen, ich mach mir nicht die Mühe die
vorher auszumessen. Kann ich aber gerne mal machen, und gebe dann das
Ergebnis weiter.
Ich weis aber zumindest aus einem anderen Forum, dass die Streuungen da
wohl auch in der Realität beträchtlich sind.
Also eigtl. würde es sich schon lohnen vorher zu selektieren.
Nochmal was zum VFO Drift:
Ich hab das jetzt einfach mal so gelöst, dass der VFO konstant an der
Spannung (5V) hängt. D.h. solange das Netzteil an angeschlossen ist
läuft der.
Dadurch hab ich auch bei meinem 0815-Aufbau absolut keinen Drift mehr
schon direkt ab Einschalten.
Einfacher gehts nicht, und der Stromverbrauch ist ja auch sehr gering.
>> Noch eine Frage zu den 2N3819: >> daß bei Ugs = 0 sich die Drainströme von 2 bis 20 mA unterscheiden. > dass die Streuungen da wohl auch in der Realität beträchtlich sind. Die Spanne ist fast so groß wie zwischen BF245A und BF245C. Das macht vor Allem bei den Kaskoden einen riesen Unterschied. Falls der Obere ein großes Uth hat, dann läßt sich die ZF schlechter regeln.
Da bald erste AGC-Experimente anstehen überlege ich wo ich nun die Regelspannung abgreife. Da ich für SSB und AM verschiedene Demodulatoren verwenden werde bleibt eigtl. nur noch die Regelspannung aus dem NF-Zweig zu gewinnen? Gibts da eine gängige Praxis? Ich hatte mir das so wie im Anhang gedacht. Aber wäre schöner wenn es eine einfachere Möglichkeit gäbe.
Hallo Sven Erstmal hat eine AGC spezifische Eigenschaften. Es gibt die "Attack Time" und die "Release Time". Attack Time: Ist sie zu langsam, fallen Dir bei einem lauten Signal die Ohren ab, bevor etwas zurückregelt. Ist diese zu schnell, spricht sie auf Zündfunken, Gewitter usw. an und regelt zurück. Das Ansprechen der AGC auf Zündfunken kann mit einem Noise-Blanker verhindert werden, dies ist allerdings eine andere Geschichte. Release Time: Bei AM ist eine etwas langsamere Release Time günstiger, da ja nur Schwund ausgeregelt werden muß. Auch ist es für AM besser, auf die HF zu regeln, da sonst bei leisen Passagen aufgeregelt wird. Bei SSB soll eher schneller wieder was zu hören sein, da ja zwei unterschiedlich starke Stationen sich abwechseln können. Die Ansprechzeit eines Gleichrichters ist proportional zur gleichgerichteten Frequenz. Es würde also Sinn machen, an einer geeigneten Stelle der Schaltung, an welcher bei beiden Modulationsarten ZF-Signal anliegt, einen Gleichrichter vorzusehen, welcher einen Kondensator mit einer kurzen Zeitkonstanten auflädt und mit einer langsamen entlädt. Falls es solch eine Stelle nicht gibt, kann zur Not auf die NF geregelt werden. Wird mit Schottkydioden gleichgerichtet, kann das Signal auf ca. die Größe des Diodenschwellwertes oder etwas größer geregelt werden. Nur ein Beispiel, die 3.Schaltung mit S-Meter: http://homepage.tinet.ie/~ei9gq/ifamp.html
Hallo Bernd, sieht so aus als müsste ich mal meine Regelungstechnik I+II Unterlagen rauskramen^^. Spaß beiseite. Der Link hat mir schonmal den richtigen Weg gezeigt, ich bin aber gerade dran das etwas anders zu realisieren. Zunächst greife ich mir mit einer kleinen Kapazität (12p) das ZF Signal an der letzten Kaskodenstufe ab und richte es gleich. Momentan läuft ein Contest auf 40m mit vielen sehr starken Stationen, und ich messe am Gleichrichter max. ca. 100mV. Diese Verstärke ich mit einem LM358 um den Faktor 50 (Der Faktor kann über Poti von 2-100 geregelt werden). Damit hätte ich dann schonmal die Spanne 0-5V für mein LED-S-Meter. Dann wollte ich mittels LM358 als Differenzverstärker die AGC-Spannung erzeugen. Ich brauche für die FET-Kaskode ja 0V (für max Dämpfung) bis ca. 2.5V (max Verstärkung). Die Realisierung der Schaltung ist hier kein Problem, da ja alle Verstärker im DC-Bereich arbeiten. Zuerst hatte ich verworfen das so zu machen, da ich dachte es kostet mich zu viel Lautstärke. Denn es wird ja Leistung vom ZF-Verstärker abgezweigt. Aber scheinbar ist das zu vernachlässigen, denn im Betrieb ist es so kaum zu merken. Sobald ich Alles fertig aufgebaut habe wird natürlich auch das Schaltbild folgen. Aber könnte ja sein ich hab einen groben Denkfehler drin, dann bitte sofort "STOP!" rufen^^. Deshalb der kurze Zwischenstand hier schon mal.
Hallo Sven In der Tat ist das ein regelungstechnisches Problem. Die einfachste Variante, ein P-Regler, hat im Endeffekt bei kleinem Kp immer eine Regelabweichung hörbare Regelabweichung. Macht man das Kp recht groß, so gibt es vor allem bei starken Signalen ein Überschwingen, wobei das Signalerst erst komplett weggeregelt wird und dann wieder kommt. Der Gleichrichter reagiert schneller und die Kaskode wird im unteren Bereich unlinear. Du hat ja ein Poti, damit wirst Du den Kompromiss finden. Der Ladewiderstand, der Elko, der Entladewiderstand und das Kp sind ausschlaggebend. Sehr aufwendige AGCs arbeiten noch mit zwei unterschiedlichen Release-Zeiten. Nach 100-200 ms wird auf die Schnellere umgeschaltet. > Ich messe am Gleichrichter max. ca. 100mV. Ich würde versuchen, hier etwas mehr Signal zu bekommen. Eventuell sollte bei schwachen Stationen 50mV gleichgerichtet werden und bei Starken 200-300mV. Falls der AM-Demodulator durchläuft und nur das NF-Signal umgeschaltet wird, ist dieser Schwingkreis die richtige Stelle zum Abgreifen der ZF. Ansonsten könntest Du auch vor dem Gleichrichter die HF noch etwas verstärken. Die OPV-Geschicht sollte so ok sein. Auch der LM358, welcher am unteren Ende to Rail kann, ist eine gute Wahl.
Servus, ich hab die Regelung gestern noch so weit aufgebaut, dass ich sie testweise mal anhängen konnte. Ich habe im Betrieb jetzt 2 empfangsstärkeabhängige Spannungen: 1. 0 - 5 V für das S-Meter 2. 2.5 - 0 V für die AGC Ich hab das sogleich auch mal mit (langen) losen Kabeln angeschlossen, aber scheinbar klappt das so nicht, der Ton klingt recht dumpf und man hört Störgeräusche wie an- und absteigende Pfeiftöne. Ich vermute da koppelt HF ein und wird durch die OPV mit verstärkt. Ich werd nachher mal an jeden OPV EIngang einen Kerko gegen Masse schalten und das Ganze mit kurzen Leitungen einbauen. Auch werd ich wohl die HF doch wie vorgeschlagen noch mal verstärken. Dann sehen wir weiter.
Zwischen negativem Eingang und Ausgang des OPs einen C mit 10 nF -> Tiefpassverhalten. Auf jeden Fall verhindern, daß die Kaskoden HF-mäßig koppeln. Die Regelverstärkung erstmal nicht zu hoch einstellen.
Kann ich eigtl. direkt vom OPV-Ausgang auf den Regeleingang der Kaskode gehen? Der OPV ist doch niederohmig am Ausgang, wie koppel ich da am besten auf die Kaskode? Momentan sind beide Kaskoden einfach parallel am OPV Ausgang und kriegen von da ihre 2.5 - 0 Volt je nach Signalstärke.
>> Momentan sind beide Kaskoden einfach parallel am OPV Ausgang >> und kriegen von da ihre 2.5 - 0 Volt je nach Signalstärke. Über je einen Vorwiderstand vom OP zum Gate. Von den Gates gegen GND müssten ja sowieso Kondensatoren eingebaut sein.
>Zwischen negativem Eingang und Ausgang des OPs einen C mit 10 nF -> >Tiefpassverhalten. Der Tip war Gold wert! Alle Störgeräusche weg und der Klang auch wieder voll da. Besten Dank! Baue jetzt gleich noch schnell das S-Meter auf, und dann hab ich ja fast den ganzen Empfänger soweit von der Funktion her stehen.
> dann hab ich ja fast den ganzen Empfänger soweit > von der Funktion her stehen. Ja super, davon leben wir: Von Erfolgserlebnissen. Wie gut funktioniert jetzt der Frequenzzähler und die ZF-Ablage?
Funktioniert einfach klasse, trotz der einfachen Auskopplung ohne Pufferstufen. Ich konnte bis jetzt auch keinerlei Störgeräusche durch den Zähler selber feststellen, was man ja in manchen Bauberichten liest. Die ZF-Ablage ist durch Jumper umschaltbar, ich schalte also mit einem Mehrfachschalter Filter, Demodulator und ZF-Ablage gleichzeitig um, wenn ich von SSB auf AM wechsle. Zusätzlich könnte man auch noch umschalten, ob die Ablage addiert oder subtrahiert wird, je nachdem wo der Oszillator nun schwingt. Auf jeden Fall sehr sehr angenehm endlich zum testen nicht mehr die Frequenz mit einem externen Empfänger über den VFO-Sinus suchen zu müssen^^. Ich werd das jetzt auch erstmal so lassen ohne Pufferstufe, gestern musste ich schon das Netzteil ausmustern weil ich mittlerweile über den 120mA bin, die es liefern kann. Momentan hängt der Aufbau am Labornetzteil, alle anderen Steckernetzteile die ich übrig habe sind Schaltnetzteile, und über das Störspektrum was da über das Kabel reinkommt brauchen wir nicht weiter sprechen^^. Mal schauen ob ich noch ein gut gesiebtes Trafonetzteil irgendwo rumfliegen habe, ich wollte ungern auch noch das NT selber bauen müssen.
Servus zusammen, heute hab ich das S-Meter noch aufgebaut, und es hat auch gleich auf Anhieb gut funktioniert. D.h. ich muss mir jetzt langsam Gedanken darüber machen wie ich den Einbau ins (Metall-)Gehäuse realisiere. Es verhält sich ja so, dass jeder Funktionsblock als einzelnes Modul auf einer Kupferfläche vorliegt. Ich hab das Foto nochmal angehängt, wo man es sieht. Wie könnte ich das Ganze jetzt am elektrisch günstigsten in ein Gehäuse packen? Vor allem wegen der Masseführung. 4 Bohrungen in die Platte von jedem Modul und dann mit dem Empfängerboden verschrauben? Oder eine durchgehende Kupferfläche wie in dem Foto zu sehen, und die Module dann rundherum auflöten und ins Gehäuse schrauben?
Hallo Sven Pack das Ganze mal auf das Blech mit Kontakt und probier aus, ob sich was verschlechtert. > Ich hab das Foto nochmal angehängt Da bekommt der Begriff "Geisterbild" eine ganz neue Bedeutung. Modifiziert: >> und die Module dann rundherum auflöten >Einen Blechstreifen am Modul und unten anlöten? An zwei Ecken jeweils einen Draht auf die Grundfläche löten. Wenn es keine Probleme macht, dann so lassen.
Ok, dann werd ich die Module einfach fest auf der Grundplatte verlöten, Trennbleche zur Abschirmung dazwischen und den ganzen Aufbau dann ins Gehäuse setzen.
Hier wie versprochen noch meine AGC-Schaltung. Die Simulation entspricht nicht ganz der Realität, zb hab ich anstatt BAT43 OA81 Germanium-Spitzendioden verwendet. Aber ich denke man kann die Funktion nachvollziehen. Zum Einstellen suche ich mir erst einen Sender, der extrem stark einfällt. Dann stelle ich das 500k Poti so ein, dass knapp 5 V am Ausgang vom 1.OP anliegen -> S-Meter Vollausschlag. Die Hälfte davon, also 2.5V wird dann von einer Vergleichsspannung (100k Poti) subtrahiert und das Ergebnis stellt die AGC Spannung dar. Im Idealfall also bei starken Sendern ~0V -> Kaskode regelt max. ab. In der Simulation passen die Pegel nicht richtig, aber in der Realität funktioniert es gut. Das S-Meter besteht aus einem LM3914 und einer LED-Bar mit 7xgrün und 3xrot. Natürlich kann man nicht wirklich auf S-Stufen eichen, es ist nur eine Relativanzeige und mehr als kleine Spielerei gedacht. Dafür wars auch nicht allzu aufwändig.
Ach ja, eins noch: Beim Gehäuseeinbau abgeschirmtes Kabel verwenden? Wenn ja, Schirm an beiden Enden anschließen, oder nur an einem (Masseschleifen)?
HF-Leitungen werden meist beidseitig geerdet. Von der Antenne zur Platine mit Koax und beidseitig den Schirm anschließen. Vom Vorfilter und vom VFO zum Mischer auch. Im 455kHz-Bereich ist abgeschirmte Leitung in der Regel nicht nötig. Jedoch muß die Betriebsspannung schön abgeblockt werden. Bei einer ZF auf 9 oder 10 MHz wäre das eine andere Geschichte. Ohne alles zu schirmen, kommt man auf keine vernünftige Weitabdämpfung. Es gibt übersprechen zwischen allen Komponenten im Gerät. Am Besten werden soger die Betriebsspannungen mit Durchführungskondensatoren in die Module geführt.
Ok, dann spart mir das ja schon mal eine Menge Aufwand. Dass alle Leitungen so kurz wie möglich ausgeführt werden versteht sich von selbst. Was mir noch nicht so ganz einleuchtet: Viele Module haben hochohmige Ausgänge/Eingänge, aber Koax liegt ja zwischen 50 und 75 Ohm. Nimmt man die Fehlanpassung einfach in Kauf?
> Viele Module haben hochohmige Ausgänge/Eingänge
Deshalb baut man HF-Module in 50 Ohm Technik. Aber bei der niedrigen
Frequenz beträgt die Länge des Koaxkabels nur einen kleinen Bruchteil
der Wellenlänge. Die Kabelkapazität addiert sich jedoch zu einem
angeschlossenen Schwingkreis hinzu. Dieser muß dann neu abgeglichen
werden.
D.h. man würde sich bei einem "professionellen" Empfänger tatsächlich die Mühe machen jedes Modul mit Wandlerstufen Ein/Ausgangsseitig auf 50 Ohm anzupassen? Naja, ich werd mich damit begnügen nur wie von Dir vorgeschlagen die Module mit Frequenzen im MHz Bereich abzuschirmen. Für so kleine Hobbyprojekte lohnt so ein großer Aufwand imho nicht. Und momentan ist garnix geschirmt, und es funktioniert ja schon recht gut.
So, ich hab noch nicht aufgegeben, es geht immer weiter mit dem Empfänger. Ich hab nochmal die VFO Pufferstufe überarbeitet und noch ein paar Spulen gewickelt. So komme ich jetzt auf einen durchgehenden Empfangsbereich von 3,5 MHz - ca. 17 Mhz. Wobei oberhalb von 12 MHz aber die VFO-Ausgangsspannung auf ca. 0,6Vss absinkt. Ich konnte aber mit einem 2m Draht durchaus Sendungen im 20m Band empfangen. Es scheint also noch zu reichen. Der VFO-Drift lässt natürlich oberhalb von 10 MHz zu wünschen übrig, konnte aber stark verbessert werden durch das Ausfüllen des gesamten VFO-Gehäuse mit Schaumstoff. Für einen freilaufenden VFO ohne spezielle Kompensationsmaßnahmen ist es ok denke ich. Lässt man den Oszillator durchgehend eingeschaltet ist der Drift sowieso fast weg. Der Vorstufe hab ich noch pro Plattenpaket vom Drehko ein kleines Trimmer-C spendiert,der Gleichlauf zwischen beiden Kreisen lässt sich jetzt sehr genau einstellen. Der BFO kann jetzt mittels Relais zwischen OSB und USB umgeschaltet werden, da der Empfangsbereich nun über 10MHz hinausgeht. Allgemein ist das Eigenrauschen jetzt so gering, dass man ohne Antenne gar nichts mehr hört im Lautsprecher. Da ich morgen wohl mit der Frontplatte beginne hab ich mal einen kleinen Plan gemacht (siehe Anhang) mit dem Frontplatten-Designer von Schaeffer . Leider bin ich von der Anordnung etwas eingeschränkt, da der VFO ja nun schon in seinem Gehäuse sitzt, ebenso wie die Vorstufe. Daher die etwas ungünstige Anordnung der Drehknöpfe für Band, Vorkreis etc. Durchbrüche/Bohrungen sind gelb eingefärbt, die restlichen Umrisse nur Hilfslinien um die Abmessungen der Module abschätzen zu können. Bin ja sehr gespannt ob das ganze Handwerk nach dem Einbau noch funktioniert^^.
Großes Lob, auch das Design sieht gut aus!
>> Der VFO-Drift lässt oberhalb von 10 MHz zu wünschen übrig
Es gibt den Begriff "kalter Thermostat". Der Oszillator wird in ein
kleines Gehäuse mit Wärmekapazität gepackt und außenrum isoliert. Alle
driftenden Bauteile im Thermostaten sollten irgendwie
temperaturgekoppelt sein, sei es durch Wachs, einen Tropfen
Wärmeleitpaste o.ä., um Temperaturfluktuationen im VFO-Gehäuse zu
verringern. Dein Ausstopfen des Restvolumens verhindert Konvektion. Die
Drift hört nicht komplett auf, aber wird erträglicher.
@Sven: Die Planung der Frontplatte sieht gut aus. Baust du das Gehäuse aus kupferkaschierten Material? Wg. der Amplitudenstabilisierung: Kann man eine AGC für einen Oszi bauen? Pufferstufe aus DG-Fet und Regelung am G2? dc4ku sprach das mal an, jedoch nur mit einen Literaturhinweis. Eine praktische Schaltung habe ich jedoch noch nicht gesehen. Man macht das warsch. grob so: Lose Koppelung am Schwingkreis, Gleichrichtung und Siebung und dann an das G2? @Bernd W: Wg Temp.Drift: Reicht auch ein doppelkaschiertes FR4-Gehäuse+Styroporplatten von außen ankleben und die Spule in (Bienen)Wachs eingießen?
>Baust du das Gehäuse aus kupferkaschierten Material?
Nein, das Gehäuse ist ein fertiges Blechgehäuse. Eigentlich ist mir die
Wandstärke ein bisschen zu gering, aber wo es sowieso schon im Keller
lag^^.
> Amplitudenstabilisierung: Kann man eine AGC für einen Oszi bauen? > Pufferstufe aus DG-Fet und Regelung am G2? HF-Gleichrichter und Oszillator mit DG-Mosfet. Über G2 wird dann geregelt. Wenn das HF-Signal zur Regelung nach dem Puffer abgegriffen wird, gleicht sich sogar dessen Frequenzgang aus. Der Regler selbst besteht am Besten aus einem Operationsverstärker als PI-Regler geschaltet. > Reicht auch ein doppelkaschiertes FR4-Gehäuse+Styroporplatten > von außen ankleben und die Spule in (Bienen)Wachs eingießen? FR4-Gehäuse geht auch, aber je mehr Wärmekapazität und Wärmeleitfähigkeit, desto besser. Beim Vergießen geht es darum, alle driftenden Bauteile thermisch miteinander zu verbinden. Dann driftet nicht jedes Teil einzeln hin und her, sondern das ganze Gebilde hat eine resultierende Drift, die sich teilweise aufhebt. Teile, welche sich im 1/100 mm Bereich wie ein Bimetall bewegen, erzeugen auch Drift. Diese werden auch durch das Bienenwachs fixiert. Starke Drift durch: Kapazitätsdiode Transistor Kondensator (kein NP0 oder Styroflex) mechanische Instabilität Betriebsspannung
Ich hab bei meinem VFO die Transistoren thermisch über dicken Kupferdraht untereinander und mit der Trägerplatte der Spulen gekoppelt. Quasi eine primitive Heatpipe. Anfangsdrift ist zwar höher, aber dafür pendelt es sich viel schneller ein. Mit einer Heizung in Form von Leistungswiderständen hatte ich auch mal experimentiert, aber das war nicht so der Hit. Die simpelste Methode scheint mir immer noch, dem VFO einen eigenen Regler zu geben und ihn bei eingestecktem Empfänger immer an der Spannung zu lassen. Man könnte ja auch über sowas wie einen Standby-Mode nachdenken, also anstatt EIN/AUS Schalter eben OFF-STDBY-ON. Wobei auf Standby dann eben alle Oszillatoren (die nicht Quarzstabil sind) laufen und der Rest abgeschaltet bleibt. @BerndW: Muss es zwingend Bienenwachs sein, oder geht zur Not auch normales Kerzenwachs? Ich muss auch noch ein paar Spulen eingießen.
> Muss es zwingend Bienenwachs sein, oder geht zur Not auch normales > Kerzenwachs? Ich muss auch noch ein paar Spulen eingießen. Normales kaltes Wachs broselt gerne oder bekommt einen Riß. Bienenwachs bleibt elastischer. Eine Kerze aus Bienenwachs sollte im Supermarkt oder Geschenkladen erhältlich sein. Allerdings hab ich bisher auch meist normales Wachs verwendet.
Hab mal ein paar Bilder gemacht während der Arbeiten am Gehäuse. Macht noch nicht viel her momentan, wird aber noch^^. Ich hoffe ich komme mit dem Platz hin, wie man sieht ist das Gehäuse gegenüber dem jetzigen Aufbau eher klein. Ich werde aber einiges an Platz sparen, indem ich manche Module senkrecht auf die neue Grundplatte löten werde. Ausserdem können Bauteile wie die Regler auch an der Gehäusewand fixiert werden.
Morgen, ich mal wieder: Nachdem jetzt alles im Gehäuse ist, musste ich leider den AM-Demodulator nochmal umbauen, da mit dem aktiven die Gesamtverstärkung einfach zu hoch ist, übersteuerte bei fast allen Sendern. Weil auch noch Platzmangel dazukommt will ich jetzt wieder zurück zu einem einfachen passiven Diodendemodulator. Im Anhang hab ich mal einen aufgebaut, die Signalquelle mit 100k Innenwiderstand ist die ZF-Kaskode, der Sourcefolger die letzte ZF-Stufe, Ausgangsimpedanz liegt so bei rund 300 Ohm laut Simulation. Nun kommt ja im Vergleich zum Eingangssignal nicht besonders viel NF-Pegel raus. Ich hatte sowieso Probleme zu bestimmen in welchem Bereich sich der Eingangswiderstand bewegt, da es bei der Simulation stark vom Widerstand Diode nach GND abhängt. Vom Detektorempfänger meine ich zu wissen, dass der Eingang eher niederohmig sein müsste, da man da ja die Diode gewöhnlich an einer Spulenanzapfung betreibt. Wenn möglich wollte ich mir eine extra Anpassstufe für AM sparen, zur Auswahl stünden 1 mal der ZF-Ausgang an der Kaskode mit 100kOhm, und dann wie in der Simulation der Sourcefolger mit ca. 300 Ohm. Änderungen sollten sich auf die AM-Schaltung beschränken, da der Sourcefolger für den Übertrager vom Produktdetektor optimiert ist. Gerade noch machbar wäre eine kleine 1-Transistor Stufe zur Anpassung. Ich möchte in den AM-Teil nicht mehr viel Aufwand stecken, es soll nur so gut werden, dass man den Vorkreis am Antennenrauschen abstimmen kann. PS: Ich hab die Schaltung noch nicht getestet, vielleicht erscheint mir der NF-Pegel auch nur so gering, bewegt sich aber im üblichen Rahmen?
Hallo Sven Entweder - den C12 größer auf z.B. 100nF oder - siehe Anhang Gruß, Bernd
Danke, funktioniert jetzt zufriedenstellend. Das Vorspannen und entkoppeln mit Kondensator der Diode war in dem Fall natürlich Quatsch wenn ichs mir jetzt anschaue^^. In Anlehnung an Deinen Vorschlag hab ich die Schaltung wie im Anhang abgeändert. Den Sourcefolger hab ich nicht umgebaut, das alte Schaltbild war nur nicht auf dem neuesten Stand^^. Als Diode habe ich anstatt Germanium eine 4148 eingesetzt, da immerhin 7-8V anliegen können. Im praktischen Vergleich ergab sich da kein Lautstärkeunterschied. Der Ausgangspegel ist so zwar geringer als in Deiner Version, was aber kein Problem ist. Im Mittel reicht die Lautstärke jetzt um mit den 0,5W Audio einen Raum zu beschallen. Ich merke hier auch, dass der Empfänger für AM-Rundfunk vielleicht schon einen Tick zu empfindlich ist. Als Abschwächer hängt hinter der Antenne ein 1kOhm Poti, aber bei starken AM-Sendern ist nur das untere 1/8 wirksam. Muss wohl noch ein Widerstand parallel zum Poti. Beim SSB-Empfang kann ich zum Vergleich meinen AR8200 benutzen: http://www.thiecom.de/ar8200.htm Von der Empfindlichkeit her kann sich mein Aufbau da durchaus mit dem Scanner messen. Wenn da nur diese eine Sache nicht wäre: Das Netzteil packt ordentlich 50/100-Hz-Brummen rein heul. Bemerkt hab ich das erst als ich eine Kopfhörer-Buchse eingebaut hab, mit Lautsprecher ist es nicht wahrnehmbar. Es kommt aber definitiv vom NT, da auf Batteriebetrieb alles sauber ist. Möglicherweise ist das aber auch ein Masseproblem, wenn man mit einem Schraubenzieher während Betrieb auf die Massefläche oder an Masse liegende Regelknöpfe klopft, dann hört man das und sieht es auch deutlich als Ausschlag am S-Meter. Aber gut, das werden wohl keine unlösbaren Probleme sein. Halt noch die letzten Fehler ausmerzen nachdem jetzt alles im Gehäuse steckt, und danach Deckel drauf und gut^^.
> Das Netzteil packt ordentlich 50/100-Hz-Brummen rein Verschwindet das Brummen bei zugedrehter Lautstärke? Die Kaskoden sollten mit einer gut gefilterten Spannung hinter einem richtigen Längsregler versorgt werden. Mit einem RC oder LC-Filter muß der Elko schon >=1000µF haben. Verschwindet es mit Batterie, jedoch mit eingestecktem Netzteil? Es könnte sich der VFO mit der ZF zurückmischen und diese HF z.B. über die Netzleitung entkommen. In einem Netzgleichrichter wird dann die HF moduliert und das verbrummte Signal über den Eingang wieder empfangen. Obwohl dies eigentlich ein Problem von DC-Receivern ist, kann man es nicht komplett ausschließen. Dann könnte es sich noch um eine Masseschleife handeln, welche als große Windung das Streufeld des Netztrafos einfängt. > an Masse liegende Regelknöpfe klopft, dann hört man das Mikrofonie kommt oft von Keramikkondensatoren oder von der Oszillatorspule bei der sich die Wicklung bewegt oder der Abstand zum Abschirmblech. Das Poti kommt auch in Frage. Nimm einen harten Kunststoffstab und teste damit jedes einzelne Bauteil auf Mikrofonie.
Als Regler verwende ich einen L200C für die 10V und einen LM317 für 5V. Eingangsseitig hängen da ca 2500uF davor + die Aussenbeschaltung der Regler wie im Datenblatt angegeben + zusätzlich Kerkos für schnelle Impulse. >Verschwindet das Brummen bei zugedrehter Lautstärke? Ja, ist dann irgendwann weg. Ich hab nochmal ein wenig geforscht, und mit Labornetzteil ist das Brummen auch weg. Ich will aber das Gerät nicht immer an dem riesen Klotz betreiben, daher versuch ich gleich nochmal ein 12V Wechselspannungsnetzteil mit einem Gleichrichter zu versehen und halbwegs passabler Siebung. >Nimm einen harten Kunststoffstab und teste damit jedes einzelne Bauteil auf >Mikrofonie. Scheint keine Mikrofonie zu sein, der Effekt tritt nur mit leitenden Gegenständen auf. Evtl. sogar normal?
> der Effekt tritt nur mit leitenden Gegenständen auf.
Durch statische Aufladung und durch das 230V Netz lädt sich jedes
Metallteil auf, besonders wenn man es anfasst. Beim Berühren des Chassis
gibt es eine kleine Entladung: Es Funkt!
Ist das Chassis geerdet bzw. hängt es am Schutzleiter? Falls nicht,
könnte es auch die Spannung auf dem Chassis sein.
>Ist das Chassis geerdet bzw. hängt es am Schutzleiter?
Das war es natürlich, Wackelkontakt in der Anschlussklemme zum
Heizungskörper...Das kommt davon wenn man nur alten Mist hat^^.
Das Brummen ist mit anderem Netzteil zwar schon besser, aber immer noch
zu störend bei höheren Kopfhörer-Lautstärken.
Würde der Saugkreis im Anhang in der Praxis was bringen?
Mit den 100Hz liege ich doch richtig, wegen der Verdopplung vom
Brückengleichrichter?
Gibt es Stellen/Betriebsspannungen, bei denen ein 2200µF Elko oder größer eine Besserung bringt? Oder kann es sein, daß die Eingangsspannung für den L200 nicht reicht und von dort überlagerte Wechselspannung durchschlägt? Dropout voltage typ. 2 Volt.
Der Saugkreis bringt wenig. Die 100Hz sind schon richtig. Ich habe eine platzbedingt zu kleine Drossel in Röhrenverstärkern in Resonanz gebracht, es brummt weniger, aber wie das als Kurvenform aussieht was da noch durch kommt willst Du nicht wissen. Es ist lange her das die Netzspannung sinusförmig war, die Schaltspitzen der Gleichrichter tun ein übriges. Gruß, Holm
>Oder kann es sein, daß die Eingangsspannung für den L200 nicht reicht >und von dort überlagerte Wechselspannung durchschlägt? Da sollte genug Luft sein, am Eingang liegen ca. 15 Volt an. Ich werd gleich noch mal verschiedene Stellen mit den 2200uF ausprobieren. Irgendwie muss das ja in den Griff zu bekommen sein. Man treibt ja keinen Aufwand für einen empfindlichen Empfänger und lebt dann mit Brummen im Kopfhörer^^.
Nochmal ein Update: Ich hab am Eingang alle Elkos bis auf 1x 470uF ausgebaut. Und folgender Effekt stellt sich ein: Mit den 470uF wird das Brummen leiser wenn man die Lautstärke reduziert. Schalte ich parallel noch 1000uF dazu, wird das Brummen leiser, wenn man die Lautstärke ERHÖHT. Kann man daraus vielleicht auf die Fehlerquelle schließen?
Dann hast Du eventuell zwei Brummquellen. Meist erscheint einem der Fehler ziemlich unlogisch. Ein Brummen aus der ZF oder Demodulator kompensiert das Brummendes NF-Verstärkers. Dreh erst mal die Lautstärke ganz zurück, dann muß Ruhe sein. Erst wenn das beseitigt ist, nach dem Brummen aus der Vorstufe suchen. Macht eventuell der Massepunkt des Potis einen Unterschied?
Hat sich erledigt :-D. Bei solchen komischen Fehlern hilft ja meist nur probieren, also erstmal alle Eingangs-Elkos ausgelötet. Und schon ist das Brummen minimal. Scheinbar mögen die Längsregler keine großen Kapazitäten am Eingang. Denn wenn ich die gleichen Elkos jetzt am Ausgang der Regler betreibe bleibt auch alles ruhig. Man hört es jetzt nur noch wenn man die Antenne abnimmt und sich wirklich genau darauf konzentriert. Damit kann ich leben. Ich werd jetzt vorsichtshalber noch je einen Kerko über die Dioden vom Brückengleichrichter meines Selbstbau-NT ziehen und dann solls das auch gewesen sein. Vielen Dank nochmal für die Hilfe und fürs Mitdenken. Falls Interesse besteht stell ich in den nächsten Tagen noch ein paar Fotos vom fertigen Gerät ein.
N'Abend zusammen. Wie angekündigt jetzt mal ein paar Bilder vom sich der Fertigstellung nähernden Empfänger. Ich schreib mal nix weiter dazu, in dem Gewirr erkennt man sowieso kaum noch was. Nur soviel, wie man sieht musste ich letztlich alle Module aus Platzgründen hochkant mit Blechstreifen auf der Grundplatte auflöten. Es ist aber bei weitem nicht so instabil wie es aussieht, die Platten sitzen bombenfest. Möglicherweise ist die Bauweise an manchen Stellen sogar vorteilhaft, da sich dadurch ja schon eine gewisse Abschirmung ergibt.
Hallo Sven Auf den ersten Blick ist es ein ziemlicher Drahtverhau. Es ist aber auch einiges drin. Von außen sieht es richtig gut aus. Das Gerät wird Dir sicher noch viel Spass bereiten. Der größte Erfolg ist nicht mit auf dem Bild. Einmal ein gewisser Stolz, sowas zum Laufen zu bringen und die gewonnene Erfahrung und mit try and error sich schrittweise ans Ziel herangetastet zu haben. Gruß, Bernd PS So rein aus Neugier, gibt es schon einen Plan für das nächste Projekt?
>Auf den ersten Blick ist es ein ziemlicher Drahtverhau
Absolut, noch mehr Verbindungen hätten es nicht sein dürfen.
Was auf den Bildern aber nicht so gut rüberkommt, der Großteil der Kabel
ist eigtl. nur Stromversorgung und geschirmtes Audiokabel. Die
wichtigsten Signalverbindungen sind zum Großteil nicht an die Schalter
geführt, sondern werden durch ein Doppel und ein Vierfach-Relais
umgeschaltet.
Letztlich wird das auch noch deutlich aufgeräumter werden sobald ich
sicher bin, dass nicht noch irgendwo Fehler drinstecken. Dann werden die
fliegenden Leitungen alle noch mit Kabelbindern gebündelt und fixiert.
Eins ist aber sicher: Das nächste Projekt entsteht direkt im ausreichend
großen Gehäuse mit viel Platz zum ein- und auslöten.
Die Erfahrung die ich mit diesem Empfänger gewonnen habe ist definitiv
Gold wert, und an der Stelle auch noch mal ein großes Dankeschön, dass
Du mit viel Geduld und Sachverstand auch meine dümmsten Fragen hier
immer beantwortet hast. Mein Dank gilt natürlich auch allen anderen die
hier im Forum geholfen haben.
Demnächst werde ich nochmal versuchen das Ladderfilter nach Deiner
Methode mit Spectran am Rechner zu vermessen. Sollte das Ergebnis
schlecht sein, kann man drüber nachdenken die Resonatoren mal zu
selektieren und evtl. ein besseres Filter hinzubekommen.
An Wochenenden mit Contest und hoher Bandbelegung merkt man doch schon
manchmal, dass die Nachbarstation deutlich reinstört.
Das nächste zeitnahe Projekt wird wohl in Richtung Experimente mit
Antennen/Anpassung gehen. Momentan stehen mir ja nur der kurze Draht mit
willkürlicher Länge im Zimmer und eine 20,5m L-Antenne im Garten zur
Verfügung.
Zusätzlich hab ich zwar noch eine W3DZZ, aber da muss ich die Ankopplung
im Fußpunkt und die Traps nochmal ändern.
Ich schätze aber Empfang von ganz entfernten Stationen, Australien etc.
kann ich mit meinen Möglichkeiten hier abschreiben, selbst wenn der
Empfänger das hergeben sollte an Empfindlichkeit. Mehr als 4m
Antennenhöhe und 25m Antennenlänge sind hier praktisch nicht
realisierbar.
Ansonsten hatte ich auf längere Sicht mal vor was mit SDR zu versuchen.
So in Richtung USB-gesteuerter VFO etc.
Sieht nicht schlecht aus das Teil und bin auch auf das nächste Projekt gespannt. Leider komme ich mit meinem Projekt nicht weiter, da ich schon 14+ Tage auf den Feintrieb für den Drehko aus UK warte. Der RIT der VHF-Oszillatoren wird vorerst über C-Dioden, die an einer Anzapfung der Spule hängen realisiert.
Hi, hab eben mal die beiden Filterkurven mit Spectran bestimmt. Sieht leider (wie befürchtet) nicht so wahnsinnig toll aus. Das SSB Filter ist natürlich viel zu unsymmetrisch und die Welligkeit liegt auch jenseits von gut und böse. Kann man anhand der Filterkurve Rückschlüsse darauf ziehen bei welchen Bauteilen, Resonatoren oder Kondensatoren, die Bauteilwerte zu stark streuen? Fraglich ob es sich überhaupt lohnt da noch was zu machen, d.h. ob das Ergebnis mit meinen Mitteln hier daheim überhaupt zu verbessern ist. Prinzipiell geht es ja, die Sprachqualität ist eben "gewöhnungsbedürftig". Auffällig auch, dass die Filterkurve bei Einstellung auf USB (am Empfänger) deutlich besser aussieht.
Kann es sein, daß bei LSB der BFO sich schon im Filterbereich befindet?
Verstell ihn mal in Richtung höherer Frequenzen, dann muß die
Filterkurve sich vom Nullpunkt weg verschieben.
> lohnt da noch was zu machen
Ein wenig besser geht es schon. Wenn der BFO richtig sitzt, kannst Du
die Anpassung des Filters hoch/niederohmiger machen. Das beeinflußt die
Welligkeit. Dann kann man parallel zu jedem C im Filter einen um Faktor
10 kleineren parallel schalten, um zu sehen, ob sich was verbessert.
>Kann es sein, daß bei LSB der BFO sich schon im Filterbereich befindet? Da gab es ja von Anfang an Probleme, bei zu hoher Einstellung kam es ja zu Störgeräuschen. Ich schau mir das nachhar nochmal an. Zwischendurch aber mal eine Antennenfrage: Ich hab jetzt meine W3DZZ neu aufgehangen und frag mich gerade wie ich die symmetrische Antenne am besten an den unsymmetrischen Eingang ankoppel. Das Antennenkabel ist zweiadrig verdrillte Kupferlitze (also rund 100-120 Ohm nach meiner Information) und ist wegen der Anpassung etwas außerhalb der Dipolmitte angeschlossen. Der Empfänger besitzt über einen 9:1 UNUN quasi 3 Eingänge mit 50, 100 und 450 Ohm. Jetzt dachte ich mir es wäre am einfachsten am Ende des Antennenkabels kurz vor dem Empfänger einfach einen 1:1 Strombalun einzufügen. Denn die 100 Ohm am Eingang hätte ich ja bereits durch den UNUN. Aber auch nach längerer Suche hab ich keine Formel gefunden, mit der ichdie nötige Induktivität berechnen könnte. Auch bin ich mir über das Wickelschema nicht ganz klar. Aber für eine Mantelwellensperre (nichts anderes scheint ein Strombalun ja zu sein?) sollte es doch reichen die verdrillten Adern einfach ganz normal durch den Ringkern zu führen? Oder gilt auch bei Zweidrahtleitung dieses Schema?: http://www.mydarc.de/do7fh/grafiken/bilder/loop-choke.jpg Beim Antennenkabel handelt es sich nicht um eine abgestimmte Speiseleitung, ich hab aber hier einen einfachen, unsymmetrischen Antennentuner zur Verfügung.
So, ich hab versucht die BFO Frequenz nochmal etwas zu verschieben, aber die Beule in der Filterkurve scheint wohl nicht daher zu kommen. Wenigstens hab ich jetzt beide Filterflanken gleich liegen. Falls die Nachteile von dieser hohen Welligkeit des Filter nur in schlechter Sprachqualität liegen kann ich damit erstmal leben.
> einen 9:1 UNUN quasi 3 Eingänge mit 50, 100 und 450 Ohm. Sind das nicht 50, 200 und 450? Mit einem 3:2 Verhältnis transformiert es die Impedanzen 2.25:1. Damit dürfte 112/2.25 = 50 Ohm recht gut passen. Das XL des Eingangskreises sollte >= Faktor 5 der Antennen/Kabelimpedanz bei der niedrigsten Frequenz haben. Das sind dann > 500 Ohm bei 3,5 MHz -> ca. 25µH. Für den Eingang sind alle drei Wicklungen in Reihe geschaltet. Dann entfallen auf eine Wicklung ca. 2,8µH. > Oder gilt auch bei Zweidrahtleitung dieses Schema?: > bilder/loop-choke.jpg Das ist eine Mantelwellensperre. Die verhindert, daß das Kabel beim Senden mitschwingt und die Sendeenergie über die Kabelabschirmung zurück in den Shack fließt und dort Störungen verursacht.
>Sind das nicht 50, 200 und 450? Ja, richtig. Mein Fehler. Also wäre für meinen Fall dann doch eher ein Spannungsbalun mit einem WINDUNGSverhältnis 3:2 passend? >Das ist eine Mantelwellensperre Ich kenne das auch als Mantelwellensperre oder auch stromkompensierte Drossel, aber bei der Suche nach "1:1 Balun" bin ich immer wieder auf diese Anordnung gestossen. Wird wohl auch als "Strom-Balun" bezeichnet. Ich sehe aber auch nicht wie da das Signal symmetriert werden sollte... Der Begriff Balun scheint nicht immer korrekt verwendet zu werden, den 9:1 UNUN findet man auch als "Magnetic Balun", obwohl er komplett unsymmetrisch ist. PS: Wie verhält es sich eigtl. wenn man 2 Ringkerne stapelt? Verdoppelt sich die Induktivität pro Windung?
> wenn man 2 Ringkerne stapelt?
Vermutlich nicht ganz. Und beim doppelten AL-Wertwürde sich die
Windungszahl nicht halbieren. Bei einem T30-6 wären das nur 20 anstatt
28 Windungen.
Ich steh grad auf dem Schlauch wie ich das Wickeln muss^^. Bei 3 Windungen krieg ich ja keinen Mittelabgriff für die Symmetrie hin? Rein schematisch stelle ich mir das so vor: http://www.dj4uf.de/lehrg/a03/bild3-15.gif Aber lohnt sich der Aufwand bei einer reinen Empfangsantenne überhaupt?
Dann 6:4 statt 3:2, dann gibt es einen Mittelabgriff.
> lohnt sich der Aufwand bei einer reinen Empfangsantenne überhaupt?
Den Unterschied wird man so vermutlich nicht hören.
So, es gibt wieder was Neues. Ich hab am Wochenende ziemlich viel rumprobiert in Sachen Antenne. Dabei hab ich als Referenz immer meinen ~20,5m Draht genommen, da der auf allen Bändern immer ein recht brauchbares Signal bringt. Zuerst hatte ich versucht mit dem Dipol über Balun direkt an den Empfänger zu gehen, aber das Signal wurde meist extrem leise. Ich hab dann verschiedene Balunschaltungen durchprobiert, 1:2 als Trafo, 1:4 und 1:1 als Spartrafo. Aber das beste Ergebnis bekam ich tatsächlich mit einem 1:1 Strombalun in Verbindung mit einem unsymmetrischen Tuner. Scheinbar kann man eine Mantelstromsperre tatsächlich als Symmetrierglied verwenden. Das nennt sich dann wohl "Balun für undefinierte Impedanzen" und passt für mich hier am besten, da ich zwar die Impedanzen am Empfängereingang und am ANtennenfußpunkt ungefähr abschätzen kann, aber alles was dazwischen liegt ist unbekannt. Möglicherweise hat die Speiseleitung eine unglückliche Länge und wirkt als Transformationsglied. Zum Nachmessen müsste aber die Antenne wieder runter... Nachlesen kann man es einmal hier: http://dg0sa.de/balun1zu1undefklein.pdf ,und im Rothammel Antennebuch aus den 70ern wird auch die aufgewickelte Speiseleitung als Mantelstromsperre/Symmetrierglied angegeben. Da mein alter Tuner aber eine schlechte Abstufung bei der Induktivität hatte (nur 2uH-Stufen) hab ich mal schnell einen neuen zusammengebruzzelt. Hat 3 Anschlüsse, Masse, unsymmetrisch, symmetrisch und ist ein ganz einfaches L-Match (Tiefpass). Der Schalter in der Mitte legt den Drehko (700pF) entweder an den Eingang oder Ausgang, der Kippschalter links schaltet nochmal 700pF parallel zum Drehko, um den Abstimmbereich zu vergrößern. Die Induktivität beträgt ca. 20uH aufgeteilt in 12 Stufen (0, 160nH, 640nH...). Der Ringkern stammt aus einem alten ATX-Netzteil. Ich hatte da zuerst Bedenken, da solche Kerne aus Speicherdrosseln normalerweise nicht HF-geeignet sind, aber die Verluste scheinen marginal zu sein. Die Mantelstromsperre hat übrigens eine Induktivität von ca. 300uH. Hat der Aufwand was gebracht? Definitiv ja. Mit dem Tuner lässt sich der Dipol auf allen Bändern anpassen, und der Störpegel sinkt im Vergleich zum Langdraht ganz beträchtlich. Ich höre jetzt Signale die vorher im Störnebel lagen und gar nicht gehört werden konnten.
Da ich noch ein bisschen mit verschiedenen Antennen experimentieren möchte: Habt Ihr noch ein paar Vorschläge für eine "gute DX-Antenne". Ich setz das mal in "", da es DIE Antenne ja bekanntlich nicht gibt. Sollte in folgenden Grenzen liegen: Gesamtlänge <30m, mit Abwinkeln und "um die Ecke" auch mehr möglich Länge Speisekabel 2-adrig max. 15-20m, Koax hab ich leider keins mehr Momentan verhält es sich so: Die ~20m Draht (kein Speisekabel, Drahtende direkt an Tuner/RX geben den größeren Pegel, aber auch viel mehr Störungen. Mit der W3DZZ sind die Störungen viel geringer, aber auch der Pegel sinkt etwas. Allerdings hab ich gemerkt, dass man sie (kein Wunder) natürlich auf den Bereichen zwischen 80,40 und 20m nur sehr eingeschränkt benutzen kann. Flugfunk auf 6,6MHz z.B. geht eigtl. nur mit dem Langdraht (ich nenns mal so, auch wenn er ja eigtl. nicht l>lambda ist) gut. Gibts da noch was, um ein bisschen mehr Empfang rauszuholen, die W3 vllt. durch einen ganz normalen Dipol mit einer "Kompromißlänge" ersetzen und den dann über Tuner "hinbiegen"? Dass das alles ein Kompromiß (mit Verlsuten) sein muss ist mir schon klar, aber ich kann/will ja nicht für jedes Band eine eigene Antenne aufhängen.
Ich hab jetzt erstmal die Aussenantennen so gelassen und mir lieber was für den Winter, wenn das Fenster zu bleiben soll gebaut: Eine Loop-Antenne mit ca. 66cm Durchmesser. Für 40 und 20m wird mit einem 270pF Kondensator abgestimmt, für die tieferen Bänder kann man jeweils Kondensatoren parallel schalten. Ich war doch sehr überrascht wie gut die Loop funktioniert. Um die Empfindlichkeit für das 20m Band zu steigern (da höre ich mit keiner Antenne mehr das Grundrauschen, was das Abstimmen vom Vokreis schwierig macht, trotz Skala) überlege ich noch einen zuschaltbaren Vorverstärker ins Tuner-Gehäuse zu packen. Mal schauen was die Experimente am we so ergeben.
> Ich war doch sehr überrascht wie gut die Loop funktioniert. Das Signal ist etwas schwächer, aber der Signal-Störabstand ist in der Regel besser. > Um die Empfindlichkeit für das 20m Band zu steigern Die Antenne hat bei 20m einen deutlich höheren Wirkungsgrad, als bei 40m. Wenn der Störpegel >1µV beträgt, ist eine Verstärkung nicht notwendig.
> Um die Empfindlichkeit für das 20m Band zu steigern
Ich drücks nochml anders aus, wenn der Rauschpegel beim Anschließen der
Antenne kräftig ansteigt, ist eine Verstärkung nicht notwendig oder
sogar schädlich.
Der Durchmesser der Antenne kann bis ca. 1,2m gesteigert werden, um
damit noch 10m empfangen zu können. Außerdem kann der Materialdurmesser
erhöht werden. Z.B. 10mm Kupfer-Heizungsrohr sind beliebt oder
Alu-Fahrradfelgen, möglichst von einem 28" Rad. Die Felge hat einen
Stoß, dort auseinandersägen und den Drehko dran.
Also so ab ca. 12 MHz hört man gar keinen Anstieg vom Rauschpegel mehr, egal welche Antenne verwendet wird. Daher wollte ich eben noch einen kleinen Vorverstärker der bei Bedarf zugeschaltet werden kann in die Tunerbox packen, quasi um das Antennenrauschen wieder über das Eigenrauschen des Empfängers anzuheben. Mal sehen ob es was bringt, oder ob das SNR zu schlecht wird. Die Loop wollte ich nicht größer bauen, da es sonst als Tischantenne zu unhandlich wird
> Also so ab ca. 12 MHz hört man gar keinen Anstieg mehr
Beim Selbstbau oder beim Weltempfänger?
>Beim Selbstbau oder beim Weltempfänger?
Beim Selbstbau. Beim Scanner hört man es noch deutlich, aber hier merkt
man auch dass der für lange Antennen viel zu empfindlich ist, man muss
zwingend den Abschwächer (-10dB nehme ich an) aktivieren.
Auf 20m ist das Band eher tagsüber sporadisch offen. Es ist durchaus möglich, daß Du bisher zum falschen Zeitpunkt versucht hast. Oder funtioniert es mit der Langdraht?
Also tagsüber hab ich mit Langdraht schon ein paar Stationen empfangen, aber da man eben kein Antennenrauschen hört dachte ich, dass die Empfindlichkeit noch gesteigert werden sollte. War ein QSO zwischen Italien und einer Gegenstation mit A3.. oder A6, ich konnte aber nur den Italiener hören.
> aber da man eben kein Antennenrauschen hört dachte ich, dass die > Empfindlichkeit noch gesteigert werden sollte. Kann sein, probiers einfach aus.
Habs mal aufgebaut, aber es hat sich gezeigt, dass sich der Rauschabstand zu sehr verschlechtert. Ich werd mich also mehr auf die Optimierung der Antennenanlage konzentrieren. Was ich immer noch nicht verstehe, warum mit dem Dipol alle Signale leiser sind, als mit Langdraht oder Loop. Am Aufbau kann es eigtl. nicht liegen, ich hab mich da peinlich genau an die Anleitung gehalten. Aufgehängt ist er in ca. 6m Höhe, das Maximum was ich hier machen kann. Die Zuleitung besteht aus verdrilltem Zweidraht, mit ca. 20m Länge. Das Ganze geht ja dann über die Mantelwellensperre an den unsymmetrischen Tuner. Ohne Tuner und Sperre, d.h. Zweidraht direkt an den unsym. Empfängereingang bringt zwar ein Bisschen mehr Lautstärke, aber auch viel mehr Störungen. Und der Langdraht funktioniert über den Tuner sehr gut, also schließe ich den als Ursache auch aus. Bleibt eigtl. nur noch die Zuleitung als Fehlerquelle. Aus praktischen Gründen kann ich die Leitung nich freihängend ins Haus führen, hängt an 3 Punkten jeweils ein kurzes Stück an einem Ast. Eigentlich hatte ich mir von einem Dipol ja besseren und gleichzeitig auch störungsfreieren Empfang versprochen als mit dem endgespeisten Langdraht.
> aus verdrilltem Zweidraht Wie ist der Wellenwiderstand? > Langdraht funktioniert über den Tuner sehr gut Vielleicht geht der Tuner von 50 auf 2k, aber nicht von 50 auf 70? In der Anleitung zum Balun steht: Bitte nicht in einem 50 Ohm System einsetzen! Könntest Du das aufzeichnen, Antenne, Kabel, Anpassgerät, Kabel, Empfänger mit 1. Schwingkreis mit vermuteten Impedanzen?
Zwar nicht besonders schön, aber auf die Schnelle: Links der erste Schwingkreis und die Einkoppelwicklung L2. Die 50 Ohm sind zwar mit der Simulation ermittelt, aber es sollte auch in der Praxis nahe dran liegen, denn mit einer echten 50 Ohm Antenne (kommerziell) funktioniert er besser als die transformierten über 1:9 UNUN. Tuner und Empfänger sind über 50Ohm Koax verbunden. Der Tuner ist ein L-Match, wobei das C entweder auf Ein- oder Ausgang geschaltet werden kann. Die Mantelstromsperre sitzt am Eingang vom Tuner. In 50 Ohm Systemen soll man den wohl nicht einsetzen weil er auch mit Zweidraht gewickelt wird, also wohl auch um 100 Ohm hat. Daher dachte ich, es passt ungefähr zu meiner Speiseleitung. Deren Z setze ich auch mal mit 100-120 Ohm an, so les ich es zumindest überall. Die Leitung ist aber nicht gekauft, sondern ich hab Einzeladern mit dem Akkuschrauber verseilt. Die 20m gehen dann aus der Bude raus an die Antenne. Der Dipol ist dann wie erwähnt eine W3DZZ, etwas aus der Mitte eingespeist um die 100 Ohm Fußpunktwiderstand zu erreichen. Den groben Wert dazu hatte ich iwo im Netz gefunden, hab ihn leider nicht mehr im Kopf. Was ich mich allerdings Frage: Woher weis die Speiseleitung eigtl., dass sie kein Teil der Antenne ist? PS: Den Langdraht würde man da wo das rote Kabel reingeht anschließen, und den anderen Anschluß auf Masse. Vertauschen geht auch, das Signal wird dadurch nicht schlechter.
> Woher weis die Speiseleitung, dass sie kein Teil der Antenne ist?
Durch das Verdrillen heben sich die Magnetfelder nach außen hin auf.
Wenn das Anpassgerät richtig eingestellt ist, wird auch nichts zur
Antenne zurückreflektiert. Wenn die Antenne z.B. 80 Ohm hat und die
Leitung 120, so findet je nach Länge der Speiseleitung eine
Transformation statt und das Anpassgerät muß diese transformierte
Impedanz an 50 Ohm anpassen können.
Hat das Anpassgerät eine schöne Resonanz/Maximum?
Die unsymetrisch gekoppelte W3DZZ kenn ich so nicht und der Rothammel
läßt sich dazu auch nicht aus. Auch Google ist ratlos.
Ich denke ich hab den Fehler jetzt gefunden: >so findet je nach Länge der Speiseleitung eine Transformation statt Nochmal 2 Meter zusätzlich eingefügt, und der Pegel ist um Längen höher. Vielleicht waren die 20m ganz unglücklich, da es Vielfache von lambda/4 für 80 und 40m sind. Keine Ahnung, auf jeden Fall funktioniert es jetzt astrein und das Signal ist sowohl stärker als auch störungsärmer als mit Langdraht. Genau wie ich es mir erhofft hatte. >Hat das Anpassgerät eine schöne Resonanz/Maximum? Ja, das Anpassen funktioniert einwandfrei, sowohl für Draht als auch Dipol. Auch der Loop kann man damit auf manchen Bändern noch etwas mehr entlocken. >Die unsymetrisch gekoppelte W3DZZ kenn ich so nicht In meiner 75er Ausgabe (8.Auflage) wird angegeben den Dipol direkt mit 50 Ohm Koax zu speisen, oder aber besser, mit 120Ohm verdrilltem Zweidraht. Mantenlwellensperre+unsymmetrischer Tuner hatte ich aus dem PDF welches ich hier verlinkt hatte entnommen. Aber jetzt scheint es ja tatsächlich zu funktionieren. Um das Symmetrieren mit der Mantelsperre besser zu verstehen hab ich mal versucht das zu simulieren. Das rote Signal wäre dann das Ausgangssignal, und die beiden anderen, die ich bewusst mit Gleichanteil zur besseren Übersicht belegt habe, sind die um 180° verschobenen Signale der beiden Dipoläste. Abschlusswiderstand ist keiner dran, damit man auch deutlich sieht was passiert. Die Sperre scheint nichts anderes zu tun, als ein Signal phasenverkehrt zum anderen zu addieren (Induzierte Spannung entgegengesetzt zur Ursache/Strom). Wenn nun irgendwelche Fehlanpassungen auftreten resultiert das ja in einem Blinanteil des Widerstands und Verschiebungen in Phase und Amplitude, wodurch das Gesamtsignal kleiner wird am Ausgang. Mit dem unsymmetrischen Tuner biegt man dann quasi einen Pfad solange hin, bis das Signal dort wieder deckungsgleich (d.h. eigtl. um 180° verschoben) über dem anderen liegt. So würde ich mir das erstmal ganz kurz und knapp erklären.
> Vielleicht waren die 20m ganz unglücklich Das kann passieren. > sind die um 180° verschobenen Signale der beiden Dipoläste Anstatt das delay zu benutzen, warum schreibst Du nicht bei Phi[deg] 180 rein, das geht einfacher und stimmt auch noch, wenn sich die Frequenz ändert. Ansonsten scheint jetzt alles zu funktionieren. Bezüglich Antenne muß ich auch mal was tun. Meine Drahtantenne hängt einfach so rum. Ich könnte einen Dipol unters Dach bauen mit einer ferngesteuerten Abstimmung oder gleich nach draußen, dann aber mit Blitzableiter.
>Anstatt das delay zu benutzen, warum schreibst Du nicht bei Phi[deg] 180 >rein Hoppla. Ich geb zu, ich habs grad erst entdeckt^^. >mit einer ferngesteuerten Abstimmung Falls ich, als Modellpilot, da was empfehlen darf: Mittlerweile bekommt man die billigsten Koax-Helis um 20€. Da hat man dann gleich eine Funkfernbedienung, 2 Motoren und meist noch das Getriebe. Mit einem Schneckenantrieb o.Ä. kann man sicher die Drehzahl so weit runtersetzen, um feinfühlig abstimmen zu können. >dann aber mit Blitzableiter. Da sollte ich mich evtl. auch nochmal drum kümmern. Momentan besteht der Blitzschutz darin, das Antennenkabel abens aus dem Fenster zu werfen bzw. drauf zu hoffen, dass der Blitz sich lieber die Groundplane vom Vadder nimmt^^. PS: Hier hab ich noch ein PDF gefunden wo es ähnlich gelöst wird wie ich es jetzt gemacht habe, nur in einer verbesserten Version mit passenden Ferriten etc.: http://www.dx-wire.de/easyway.pdf Die Variante mit 1:4 Balun die dort eingangs als schlecht erwähnt wird hat bei meinem Aufbau absolut versagt, war so gut wie kein Signal zu hören.
Hallo Sven, wenn Du statt einem L-Gliedes ein Phi-Glied zur Anpassung verwendest geht es wahrscheinlich auch mit den 20m-Zuleitung. Deine Spule wie gehabt, und vorne und hinten einen Drehko gegen Masse. Mit dem L-Glied hast Du immer ein minimales Übersetzungsverhältnis, welches Du nur mit sehr sehr großen Kapazitäten unterscheiten kannst. Mit Phi-Glied kommst Du auch auf 30 - 70Ohm. Als Spule habe ich früher immer so ein altes Drahtpoti aus Lautsprecherboxen genommen. 10Ohm und ca. 5cm Durchmesser. Das waren vielleicht 50 oder 100 Windungen auf einem Toroid. Der Verlustwiderstand spielt eigentlich keine Rolle (wie Du bestimmt schnell simulieren kannst). Grüße, Michael
Hi, sehr gute Idee mit dem Drahtpoti. Zufällig hab ich genau so eins hier noch rumliegen. Für eine Pi-Schaltung fehlt mir leider der Platz in der Frontplatte. Sobald ich an kompaktere Drehschalter komme mach ich aber mal ne neue und probiers aus. Besten Dank
Hätte da noch mal ne Frage zum Empfängereingang: Man liest immer wieder von statischer Aufladung bei Antennen, Ableiten selbiger über Drosseln etc. und den Schutz des Empfängereingangs mit Funkenstrecken. Im Anhang sieht man den Eingang wie er sich bei meinem Machwerk darstellt. Da ich im Gehäuse einen 9:1 UnUn fest verbaut habe, hat der RX 3 Antenneneingänge, wovon ich mittlerweile aber nur den 50 Ohm benutze da ich jetzt mit Tuner arbeite. Ich dachte aber ich lass ihn mal drin, denn er stört ja nicht weiter (sagt zumindest die Simulation). Zusätzlich liegen noch die 4 Dioden als Überspannungsschutz über dem gesamten Gebilde, wobei ich k.A. habe ob das überhaupt was bringt, denn: Über den UnUn liegt der Eingang ja gleichspannungsmäßig sowieso auf Masse. Anfangs hat mich das etwas verwirrt, weil man meinen sollte das Signal würde doch stark gedämpft, aber scheinbar reichen die 30uH (Xl=660 Ohm bei 3.5 MHz) der 1. Wicklung um für die HF eine Drossel mit ausreichender Sperrwirkung darzustellen?. Wie dem auch sei, ich nehme mal an, dass statische Aufladungen durch den UnUn gegen Masse abfließen und ich kann mir einen Entladewiderstand im Tuner sparen? Zum Schaltbild: Links der UnUn mit den Dioden, weiter rechts auf die Einkoppelwicklung der Vorstufe und von da auf die 1 MOhm, die den EIngangswiderstand vom HF-Vorverstärker simulieren.
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