Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Einfach Mischer mit 2N3819


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von Sven N. (admiral_adonis)


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Servus zusammen.

Ich baue momentan an einem kleinen Einfachsuperhet als Spaßprojekt 
herum, komme da aber beim Mischer nicht weiter.
Als ZF habe ich 455khz gewählt, Versorgungsspannung beträgt 9V.

Momentan funktionieren: VFO (2n3819 LC-Oszillator mit Emitterfolger am 
Ausgang), ZF-Verstärker (4 stufig diskret mit BF199 und 2N3704) und 
NF-Verstärker (IC), sowie der einfache Diodendemodulator.

Da das ganze nichts kosten soll und nur dem lernen dient kann und will 
ich nur Bauteile benutzen die hier daheim so rumliegen.
Daher soll der Mischer auch trotz aller Nachteile erstmal mit einem 
einzigen FET 2N3819 realisiert werden. Momentaner Stand: 2n3819 in 
Sourceschaltung an 9V+ mit Schwingkreis 455khz an Drain und 220 Ohm an 
Source. Das LO Signal wird an Source eingekoppelt, während die Antenne 
über 100pF am Gate hängt.
Die ZF sollte dann an Drain über einen Koppel-C abgegriffen werden 
können.
Leider bleibt die Schaltung stumm seit ich den VFO abgeschirmt habe und 
die einzelnen Stufen auf einer durchgehenden Massefläche montiert sind.
Vorher als fliegender Aufbau mit Krokoklemmen habe ich in recht guter 
Qualität diverse Rundfunksender empfangen können. Dh. da muss vorher 
irgendwo an anderer Stelle eine Mischung passiert sein, die jetzt nicht 
mehr klappt seit die Verbindungsstrippen so kurz wie möglich sind.

Meine Frage wäre jetzt: Hat jemand evtl. eine Mischerschaltung parat die 
"garantiert" funktioniert?
Ich bin natürlich auch für jede andere Hilfe dankbar, damit ich endlich 
weiterkomme.

Kennt jemand eine Möglichkeit wie ich nur mit Multimeter den VFO 
Ausgangspegel messen kann? Evtl. an Germaniumdiode und die 
gleichgerichtete Spannung messen?

von Super Troll (Gast)


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Und das sollen wir uns alles merken ? Ein Schema waere passend.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Pardon, wo bleiben meine Manieren?^^

Mittlerweile funktioniert es auch nachdem ich einfach mal ein Poti als 
Sourcewiderstand genommen habe und ausprobiert habe. (Die 6.7k im Bild)

Jedoch, ich kann mir nicht erklären warum es funktioniert, mit den 
Bauteilwerten liege ich iwie weit ausserhalb der Kennlinien die ich vom 
3819 habe.

Wie dem auch sei, hier der Schaltplan.

Es gibt bestimmt noch einiges zu verbessern, und ich wäre wie gesagt 
dankbar für jede Hilfe.

von B e r n d W. (smiley46)


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Die TenTec 1320 bis 1380 arbeiten mit einem Fet als Mischer. Du findest 
das im Schaltplan ganz links unten:
http://www.tentec.com/pages/Transceiver-Downloads.html

Der Fet sollte im unteren Knick, nicht im linearen Bereich betrieben 
werden. Für den beim TenTec verwendeten J310 ist ein Source-Widerstand 
von 1k auch schon recht hochohmig.

Für die Filter am Eingang werden häufig 10,7 MHz Bandfilter verwendet. 
Bei mir hat es mit 100pF parallel zum Schwingkreis funktioniert, um von 
10,7 auf 7 MHz zu kommen. Ein doppeltes Vorfilter reicht für eine 
ausreichende Spiegelfrequenzunterdrückung fürs 40m AFU-Band und das 41m 
Europaband, da zwischen 7,9 und 8,3 MHz keine starken Störer aktiv sind.

Interessante Bereiche:
5900 -  6250   49m Europaband
7000 -  7200   40m AFU-Band
7200 -  7400   41m Europaband
9400 - 10000   31m DX Band

> wie ich nur mit Multimeter den VFO
> Ausgangspegel messen kann?

Das ist nur einer von vielen:
http://senderbau.egyptportal.ch/hf-voltmeter.htm

Als Gleichrichter würde ich eher eine für HF geeignete Schottky-Diode 
verwenden.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ein ganz großes Dankeschön dafür!

2 Fragen die mir gerade beim Schaltbild schon in den Sinn kommen:

Hat das niedrige L/C-Verhältnis im Drain Zweig einen Grund?
Welche Vorteile bringt mir die induktive Auskopplung gegenüber der 
kapazitiven?

Ich hätte noch etwas mehr zu meinem Konzept, wenn man das Chaos so 
nennen möchte^^, schreiben sollen:
Geplant hatte ich einen Einfach-Super in diskreter Bauweise (bis auf den 
NF-Teil) für das 80m und 40m Band (Momentan läuft der VFO in einem 
anderen Bereich, da ich zum testen AM-Stationen brauche.).
Am Ende soll der Empfänger noch über eine HF-Vorstufe mit Preselektor 
und einen SSB-Demodulator verfügen.
Für die 455khz ZF habe ich mich entschieden, da ich passende Filter noch 
in der Kiste hatte.
Der Bau an sich gestaltet sich aber ohne Messmittel recht schwierig. So 
kann ich zb nur Vermutungen über den Ausgangspegel von meinem VFO 
anstellen, da die Werte aus der Simulation so nicht stimmen können. 
Daher ist das Ganze auch zu einem großen Teil eine blinde Versuch und 
Irrtum Methode.
Erfahrungen in HF habe ich lediglich durch einen Geradeaus-Zweikreiser 
den ich Anfang des Jahres gebaut hatte. Immerhin empfange ich damit 
Amateurfunk aus den USA^^.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

> Hat das niedrige L/C-Verhältnis im Drain Zweig einen Grund?

Das ist einfach das Modell eines typischen 455 kHz ZF-Filters aus der 
Bastelkiste.

> Welche Vorteile bringt mir die induktive Auskopplung
> gegenüber der kapazitiven?

Eine Apassung der nachfolgenden Stufe ohne zu starke Belastung. Einen 
J-Fet kann man natürlich auch direkt anschließen, ein Bipolar würde den 
Schwingkreis zu stark bedämpfen. Was nützt es Dir, wenn es noch ein 
wenig lauter wird, aber die Bandbreite auf 20 kHz ansteigt.

> HF-Vorstufe mit Preselektor

Durch die niedrige ZF befindet sich die Spiegelfrequenz 910 kHz oberhalb 
der Empfangsfrequenz. Eine einigermaßen gute Unterdrückung würde 
mindestens um 50-60 dB dämpfen. Das entspricht einem Faktor 1000. Dies 
ist bei 7 MHz nur mit 3 gekoppelten Schwingkreisen zu erreichen.

Mit 2 gekoppelten Schwingkreisen erreicht man nur 30-40 dB, je nach Güte 
der Spulen. Es gibt durchstimmbare Bandfilter, die über einen großen 
Abstimmbereich ihren Koppelfaktor kaum verändern. Bei induktiv 
gekoppelten Schwingkreisen mit sehr hoher Güte (~300) wären der Abfall 
noch etwas größer, aber der Gleichlauf über einen so großen Bereich ist 
schwierig hinzubekommen.

Ein Vorkreis mit Q-Multiplier würde ähnliche Werte erreichen, allerdings 
ist die Spitze so schmal, dass bei 20kHz Frequenzwechsel jedesmal 
nachgestimmt werden.

> Der Bau an sich gestaltet sich aber ohne Messmittel recht schwierig.

Du benötigst sowiso zwei Oszillatoren: Den VFO und den BFO. Damit kann 
man den Vorkreis und die ZF prinzipiell schon vermessen. Beide 
Oszillatoren sollten driftarm laufen mit einer wiederzufindenden 
Frequenz. Was spricht also dagegen, damit weiterzumachen und z.B. dem 
VFO eine Skala zu verpassen.

Falls noch nicht vorhanden, empfehle ich Dir ein günstiges Oszi zu 
ersteigern. Mein Zweitoszi, ein Hameg 312-6, hat 35 Euro gekostet. Das 
Hameg triggert bis 40 MHz. Damit sieht man die Amplitude genauer, als 
mit dem HF-Tastkopf und kann auch die Kurvenform/Frequenz bewerten.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Hallo,

die Sache mit der Spiegelfrequenzunterdrückung ist mir schon bewußt. Wie 
gesagt, ich hätte auch lieber mit 9Mhz ZF gearbeitet, hätte dann aber 
erst wieder teuer Filter kaufen müssen.
Ich denke aber dass die ganze Geschichte mit 2 Kreis-Bandfilter plus dem 
Antennenanpassgerät von meinem anderen Empfänger schon hinhauen wird.

Oszi für 35€ hätte ich nicht gedacht! Da werd ich mal schauen was man 
bekommen kann.

Mit dem BFO lasse ich mir noch etwas Zeit. Ich möchte dass zuerst 
AM-Empfang perfekt (im Rahmen des Machbaren) läuft, bevor ich SSB in 
Angriff nehme.

Mein VFO ist ein ganz einfacher Clapp-Oszillator mit Pufferstufe. Mit 
alten Bandfiltern als Induktivität. Obwohl ich mir den Luxus von 
Bauteilen mit gleichem (niedrigem) TK nicht leisten konnte ist der 
Oszillator nach der Aufwärmphase erstaunlich stabil. Ich kann nach 30 
min mit meinem Empfänger keinen Frequenzdrift mehr feststellen.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ach ja, fällt mir gerade ein:

Sollte man, um die Empfindlichkeit zu steigern, die Diode im 
AM-Demodulator vorspannen?
Oder spricht etwas dagegen (Rauschen etc.)?

von B e r n d W. (smiley46)


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Durch Vorspannen wird es etwas besser, aber nicht so gut wie ein Aktiver 
Demodulator. Beim Aktiven Demodulator liegt der Klirrfaktor unter 1%.

Der passive Demodulator benötigt eine möglichst niederohmige Quelle und 
ein hochohmiges Filternetzwerk, um nur annähernd die selben Werte zu 
erreichen. Manchmal wird ein Gegentaktübertrager mit zwei Dioden 
verwendet.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ah, verstehe. Mit Transistoren kannte ich da bis jetzt nur  noch die 
Audionstufe.

Wie würde man denn am besten die HF-Vorstufe realisieren? In meinem 
Geradeausempfänger sind einfach 2 2n3819 Breitbandverstärker in Reihe 
zwischen erstem und zweitem Kreis.
Sollte man das evtl. so machen, dass die Vorstufe als selektiver 
Verstärker ausgeführt wird? Evtl. dann mit einem Doppeldrehko gleich 
Eingangskreis und Verstärker im Gleichlauf abstimmen?
Und welche Mindestspannung wäre da empfehlenswert? Ich hatte oben zwar 
9V geschrieben, war aber ein Fehler meinerseits, aktuell läuft die 
gesamte Schaltung mit knapp über 5V (4*NiMh).
Denn zumindest als Breitbandverstärker bekomme ich mit dem 2n3819 bei 5V 
gar keine Verstärkung mehr hin. Was auch prinzipiell Sinn macht, da im 
Datenblatt alle Kurven für Vds=10V angegeben sind.

Fragen über Fragen^^.Aber bis hierher schonmal ein dickes Dankeschön!

von B e r n d W. (smiley46)


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Der Preselektor bringt, so wie er bei meinem Mischer-Vorschlag aufgebaut 
ist, eine "kostenlose" Verstärkung von > 10 dB. Von der Koppelwicklung 
zum Schwingkreis wird hochtransformiert und der Fet belastet den 
Schwingkreis kaum. Mehr würde ich hier auch nicht verstärken, denn das 
würde die Großsignalfestigkeit unnötig verschlechtern.

Für den Preselektor bieten 2 gekoppelte Schwingkreise als Bandfilter 
bessere Eigenschaften, als zwei einzelne Schwingkreise mit Verstärker 
dazwischen. Jedoch muß auf die Kopplung über diesen weiten Bereich von 
3,5 bis ca. 7,4 MHz geachtet werden.

> dass die Vorstufe als selektiver Verstärker ausgeführt wird?
Entweder nach einer Schaltung suchen, welche die Kopplung über einen 
großen Bereich konstant hält, oder doch einen Puffer-Verstärker als 
Source-Folger dazwischen, welcher die Kopplung verhindert. Dann ein 
Schwingkreis davor und einer dahinter. Es sieht so aus, als sollte man 
mit an die Schwingkreis angepassten Koppelwicklungen arbeiten.

> mit knapp über 5V
In der Simulation wird das Signal mit 5,5V kaum schlechter

von Sven N. (admiral_adonis)


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Gestern Abend hatte ich diese Schaltung mal ausprobiert, und 
komischerweise funktioniert sie, im Gegensatz zur Simulation, scheinbar 
ganz gut.
Im Gegensatz zum Schaltplan hab ich aber in der Realität auch an der 
Eingangsspule induktiv eingekoppelt, ca 6:35 Windungen.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

> im Gegensatz zur Simulation
Am J1 fehlt der DC-Pfad nach GND. Induktive Kopplung sollte aber besser 
funktionieren.

Zu meinem Schaltungsvorschlag:

Die Verstärkung beträgt ca. 11dB. Viel mehr würde ich auch nicht 
empfehlen. Stell Dir vor, an der Antenne kommen 40mV Signal an, wieviel 
wird wohl der Mischer vertragen? Er mischt alles miteinander, was er 
kriegen kann. Das nennt sich Kreuzmodulation. Erst das erste ZF-Filter 
dämpft die ungewollten Signale entscheidend, deshalb findet der 
Löwenanteil der Verstärkung dahinter im ZF-Verstärker statt.

Möglicherweise ist Dir das Meiste schon bewusst, ich schreib es trotzdem 
mal hin.

Für den Gleichlauf ist es von Vorteil, daß die Schwingkreise identisch 
aufgebaut sind. Die Induktivitäten sollten abstimmbar sein und parallel 
zum doppelten Drehkondensator ist jeweils ein Trimmer notwendig. Das 
Frequenzverhältnis beträgt ca. 1:2.11, dann muß sich die 
Schwingkreiskapazität mindestens im Verhältnis 1:4.5 verändern lassen.

Du möchtest ein Signal < 10µV klar hören. Dazu wird am Kopfhörer > 1Volt 
benötigt. Die Gesamtverstärkung sollte also 100-120dB betragen. Ca. 20dB 
verstärkt der Vorverstärker, 35dB der NF-Verstärker, dann verbleiben 
weitere 50dB für die ZF.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Habe das Konzept jetzt mittlerweile nochmal etwas geändert: Ich bin 
jetzt doch zu 2 Versorgungsspannungen übergangen, 5V und 10V 
stabilisiert, um dem HF-Vorverstärker 10V geben zu können. Mit 5V hab 
ich einfach keine Verstärkung hinbekommen mit einer reinen RC 
Beschaltung.
Die Vorstufe besteht jetzt aus 2 gekoppelten Schwingkreisen wie von Dir 
vorgeschlagen und dahinter einer Reihenschaltung aus 2x 2n3819 in 
Sourceschaltung. Laut Simulation bringt die Vorstufe insgesamt jetzt 
maximal 18dB, aber der 2. Verstärker hat einen regelbaren 
Sourcewiderstand, so dass die Verstärkung reduziert werden kann.
Bei meinem ZF-Verstärker bin ich mir unsicher, er bringt laut Simulation 
80dB, was mir aber viel zu hoch erscheint. Wahrscheinlich ist die 
tatsächliche Verstärkung durch ungewollte Kopplungen deutlich geringer.
Rein subjektiv betrachtet ist der Empfang gegenüber meinem Audion 
Zweikreiser aber bedeutend besser.

Deine Vorstufe finde ich sehr interessant, auf die Idee mit dem 
Sourcefolger mit Koppelwicklung als Arbeitswiderstand wäre ich im Leben 
nicht gekommen. Da fehlt mir wahrscheinlich auch einfach die praktische 
Erfahrung.
Sobald ich neue Ringkerne habe werd ich die mal so aufbauen. Wunderbar 
auf jeden Fall, dass die Kopplung über den gesamten Bereich fast gleich 
bleibt.

Was ich mich die ganze Zeit bei der Bastelei schon frage: Wie bekommt 
man eigentlich einen "echten" angepassten 50 Ohm Eingang wie in 
kommerziellen Geräten?
Momentan lege ich aber alles auf ca 2k Ohm aus, da ich eine L-Antenne 
gegen Erde verwende.

Vielen Dank und
vg
sn

von B e r n d W. (smiley46)


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> Rein subjektiv betrachtet ist der Empfang gegenüber
> meinem Audion Zweikreiser aber bedeutend besser.
Freu! Wie ist die Trennschärfe?

> er bringt laut Simulation 80dB
Vermutlich dämpft auch der Demodulator ein wenig

> Wie bekommt man eigentlich einen "echten" angepassten
> 50 Ohm Eingang wie in kommerziellen Geräten?

Bei Resonanz verhält sich der Schwingkreis ohmisch. Der Rp hängt von der 
Schwingkreisgüte ab und auch von der Belastung durch die nachfolgende 
Stufe. Die Schwingkreisinduktivität bildet mit der Koppelwicklung einen 
Übertrager, der auch Widerstände transformieren kann. Durch Verändern 
der Windungszahl der Primärwicklung ändert sich das 
Übersetzungsverhältnis. In der Simulation beträgt das Verhältnis 1:10, 
für den Widerstand also 1:100.

Auch durch Variieren des Koppelfaktors kann die Anpassung verändert 
werden. Bei einem offenen Spulenkörper mit oder ohne Kern kann der 
Koppelfaktor in einem weiten Bereich durch Verschieben der Koppelspule 
angepasst werden. Bei einem Ringkern geht das nur von 0,8-0,95.

Bei einer Simulation verpasse ich der Signalquelle einen Ri von 50 Ohm 
und gebe eine Spannung von z.B. 2mV vor. Nach dem 50 Ohm Widerstand 
fällt die Spannung auf 1mV ab -> Anpassung korrekt.

PS
Die asc-Datei hatte ich zuvor auch angehängt!

von Sven N. (admiral_adonis)


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Nun, die Trennschärfe ist mit dem Super natürlich um Längen besser^^. 
Man muss sicher bei manchen Sendern die ZF-Verstärkung zurückdrehen, 
aber eine Option auf AGC halte ich mir auch noch offen.

Das mit der Transformation am Eingang war mir bewusst, habe ich so auch 
bei meinem anderen Empfänger schon angewendet. Ich frage mich nur wie 
man so etwas rein mit Transistoren hinbekommen könnte. Vielleicht in 
Richtung Basis/Gateschaltung als Eingangsstufe?

Die asc Datei hab ich gerade erst gesehen, werd ich mir morgen genauer 
Ansehen.

Ich hab mal die Datei von meinem ZF-Amp angehängt, würde mich mal 
interessieren was Du davon hältst. Da gibts sicher vieles zu verbessern.

Aber bevor die Frage aufkommt, warum da 2n3704 drin sind: Ich hatte 
einfach keine anderen mehr^^. Daher hab ich die beiden BF199 nach ganz 
vorne gepackt, da ich mal gelernt habe man soll die Verstärker mit der 
besten Rauschzahl ganz nach vorne packen.
Die 400pF zwischen Emitter/Kollektor sind drin um Eigenschwingungen zu 
unterbinden, da gegenkoppeln am Emitter teilweise nicht gereicht hat.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

Ich hab mal auf die Schnelle einen modifizierten asc-file angehängt.

> eine Option auf AGC halte ich mir auch noch offen

Schau Dir mal die beiden Links an, speziell bezüglich 
Kaskoden-Verstärker. Dieser läßt sich ziemlich gut regeln und hat auch 
pro Stufe bis zu 40dB Verstärkung. Der Ausgangswiderstand ist sehr 
hochohmig, dadurch wird der Schwingkreis kaum bedämpft.

http://www.qrp.pops.net/cascode_bjt.asp
http://homepage.tinet.ie/~ei9gq/80M_.html

von Sven N. (admiral_adonis)


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> Ich hab mal auf die Schnelle einen modifizierten asc-file angehängt.

Lol, ich hab 2 Tage gebraucht um den ZF wenigstens simuliert zum laufen 
zu kriegen.

Wenn ich mir dein File ansehe fällt mir auch gleich wieder auf, was mich 
an meinem amp stört: Die sehr niedrigen Werte der Basisspannungsteiler.

Ich hab mich beim Arbeitspunkt streng auf Formeln verlassen, und mich 
gewundert dass so niedrige Werte kamen. Funktionieren tut es ja, aber 
inwiefern beeinflussen denn die Werte die Empfindlichkeit von so einem 
Verstärker?
Dass man die Basis auf rund 0.7V vorspannt ist ja klar, aber dieses 
Verhältnis kann ich ja mit niedrigen Widerständen genauso wie mit hohen 
erreichen. Der einzige Unterschied den ich sehe ist momentan der 
Ruhestrom, welcher bei meinem Entwurf ja recht hoch ist.

Ansonsten muss ich mich nochmals bedanken,du hast mir sehr geholfen bei 
meinem Projekt. Mittlerweile ist der Empfang so gut, bis auf ein paar 
Störgeräusche (minimal), dass als Antenne 2m Draht reichen.
Den einfachen Diodendemodulator habe ich durch einen aktiven ersetzt, 
mit einstellbarer Vorspannung. Damit kann man jetzt auf optimale 
Empfindlichkeit trimmen.

von B e r n d F. (Gast)


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@Sven:

Laut Cap 2 RF-Design nimmt man für den Spannungsteiler die "hochohmigen" 
Widerstände im selben Verhältnis natürlich.
Der Spannungsteiler ist jedoch kein unbelasteter Spannungsteiler, da man 
den Basisstrom mit einberechnen muss. Vergisst man das, rutscht der AP 
etwas weg. Daher der höhere Ruhestrom. Funktionieren tut die Schaltung 
meist trotzdem, aber mit höherem Ruhestrom.

von B e r n d W. (smiley46)


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> Die sehr niedrigen Werte der Basisspannungsteiler
Ich richte mich immer nach dem Emitterstrom und der richtet sich nach 
dem stärksten möglichen Signal. Theoretisch würde ja ein Widerstand von 
der Basis auf die Betriebsspannung reichen, wenn die Stromverstärkung 
der Transistoren immer gleich wäre. Der Querstrom und der 
Emitterwiderstand gleichen das etwas aus. Zu niedrige Werte belasten die 
Stufe zuvor und erhöhen das Rauschen.

> ist der Empfang so gut, bis auf ein paar Störgeräusche
Bei diesen niedrigen Frequenzen sollte das Hintergrundrauschen beim 
Anschließen der Antenne deutlich ansteigen.

http://en.wikipedia.org/wiki/Atmospheric_noise

Hier sind die Ursachen des Rauschens beschrieben. Bei Frequenzen 
unterhalb von 10 MHz ist das über die Antenne aufgenommene Rauschen so 
groß, daß eine Empfindlichkeit von <= 1µV für einen Empfänger nur Sinn 
macht, wenn man ihn mit einer kleinen Antenne betreiben will. Ein 
Eigenrauschpegel von 0,1µV bezogen auf den Eingang ist durchaus 
erreichbar.

von B e r n d F. (Gast)


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Mal ne dumme Frage zum ZF-Verstärker:
Warum haben ZF-Verstärker (nur KW betrachtet, AGC außen vor) so eine 
hohe Verstärkung von max. 80dB, oder bei mir max. 100dB? Verluste im 
Empfänger (Filter etc) werden doch schon vorher ausgeglichen 
(Ant.Eingang->ZF-Verst.Eingang 0dB).
..oder sehe ich den Wald vor lauter Bäumen nicht? ;)

von B e r n d W. (smiley46)


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@Sven N.
Ich hab noch den Kascodenverstärker simuliert, auch aus eigenem 
Interesse. Es ist schön der Regelbereich zu sehen, der aber vermutlich 
in der Realität durch Übersprechen nicht ganz so groß ausfällt.

@B e r n d F.
Durch das viel geringere Hintergrundrauschen bei höheren Frequenzen 
lohnt es sich schon für Empfänger ab 14MHz aufwärts, die Möglichkeiten 
des rauschfreien Empfangs auszuschöpfen. Bei 14MHz können Störungen und 
Rauschen minimal ca. 20dB überm thermischen Rauschen liegen und bei 
29MHz 10dB. Da dann ein Signal um 100 nV noch hörbar ist, muss die 
Gesamtverstärkung eines Empfängers mindestens ca. 140 dB betragen.

Der HF-Vorverstärker sollte gerade ein klein wenig mehr Verstärkung 
haben, als notwendig, um die Verluste im Vorfilter, Mischer und 
1.ZF-Filter auszugleichen. Mehr wäre schlecht für die 
Großsignalfestigkeit und weniger Verstärkung würde den Rauschabstand zu 
sehr verschlechtern.

Das 1.ZF-Filter sollte so schmal als möglich sein, um keine 
unerwünschten Signale durchzulassen. Dann bleiben bis zum 
1.ZF-Verstärker evtl 3dB Gewinn übrig, der NF-Verstärker macht 40 dB und 
der Rest muß vom ZF-Verstärker bewältigt werden.

Ua/Ue = 140dB - 3dB - 40dB = 97dB

Eine interessante Quelle hierzu:
http://www.mydarc.de/dc4ku/
Intercept-Punkt Berechnung und Aufbau eines universellen
HF-Eingangsteils (0-30 MHz) bis hin zur 1. geregelten ZF-Stufe

von Sven N. (admiral_adonis)


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>Zu niedrige Werte belasten die Stufe zuvor und erhöhen das Rauschen.

Das macht natürlich absolut Sinn. Hab ich im Eifer des Gefechts absolut 
nicht bedacht. Dann werd ich die Spannungsteilerwerte doch noch mal 
erhöhen. Vielleicht schwingt der Verstärker dann auch nicht mehr so 
stark und ich kann etwas weniger gegenkoppeln.
Die Kaskode sieht wirklich interessant aus. Falls ich noch ein paar 
HF-Transistoren in der Kiste finde werde ich den auch mal aufbauen.

Ich seh schon, das Projekt wächst immer weiter. Eben hab ich dem VFO 
noch einen Drehschalter und ein paar Spulen gegönnt, ist jetzt im 
Bereich 2-8MHz in 1.5Mhz-Schritten durchstimmbar. Wenn ich schon einen 
Doppeldrehko für die Vorselektion einsetze, warum den nicht gleich auch 
voll nutzen?

von B e r n d W. (smiley46)


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> Vielleicht schwingt der Verstärker dann auch nicht mehr so stark

Schwingt das Ganze mit 455kHz, muss auf jeden Fall die Betriebsspannung 
sauber abgeblockt werden. Eventuell können zwei Stufen zusammengefasst 
werden, dann eine Drossel mit ca. 100µ oder 220µ und je ein 
Blockkondensator 100n gegen GND. Es sind im ZF-Teil wahrscheinlich 2 
Drosseln notwendig und für Vorstufe und Mixer nochmal eine. Ansonsten 
kann das schon über die Betriebsspannung rückkoppeln.

Dann schwingen Bipolartransistoren in Emitterschaltungen gerne mit der 
Resonanzfrequenz des Schwingkreises an der Basis oder einer Resonanz aus 
Koppelwicklung und BE-Kapazität, wobei dann die Frequenz im 
zweistelligen MHz-Bereich liegen kann. Oft hilft ein Widerstand 22 Ohm 
in der Basisleitung. Dann sollte verhindert werden, daß der Kollektor 
ebenfalls mit dieser Frequenz schwingen kann.

Deine ZF hatte auch schon in der Simulation geschwungen. Könntest Du den 
aktuellen Stand nochmal hochladen?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ist immer noch auf dem gleichen Stand, habe bis jetzt nichts am ZF 
geändert. Habs aber eben nochmal rangehängt.
In der Praxis schwingt er eigtl. nicht, zumindest nicht dass man es 
hören würde. Was in der Sim aber fehlt ist das 10k Ohm Poti am Emitter 
des letzten Transistors. Normal kann ich garnicht voll aufdrehen, da 
sonst der NF-teil schon übersteuert wird.
Die 5V kommen von einem LM340 mit recht großem Elko am Ausgang.

Eins am Rande noch: Beim VFO kann ich zwischen den einzelnen Bereichen 
eine Lücke von knapp 400kHz lassen, da der Mischer mir ja sowieso 
Summen- und Differenzfrequenz ausspuckt?
D.h. mit VFO 3-3.6 MHz überstreiche ich den Empfangsbereich 2.6 - 4 Mhz?
Hab jetzt der Einfachheit halber mit 400 statt 455khz gerechnet.

von B e r n d W. (smiley46)


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In der Simulation verlaufen die Durchlasskennlinien sehr flach und nicht 
selektiv. Falls der echte Aufbau trennscharf ist, befindet sich 
vermutlich eine Stufe kurz vor dem Schwingungseinsatz und funktioniert 
wie ein Q-Multiplier. Die Schwingneigung kann IMHO am Besten durch 
Koppelwicklungen vermieden werden, dann wird auch die Güte der 
Schwingkreise sehr gut.

> eine Lücke von knapp 400kHz lassen
Falls der Durchstimmbereich größer als 910kHz ist, könnte es ohne Lücke 
funktionieren. Aber bei 2,5 MHz befindet sich nichts interessantes. Dann 
wäre auch wichtig, wo jeweils die Spiegelfrequenz hinfällt.

Da kann der VFO gleich von
3,9 - 4,6 MHz die Bereiche 3,4 - 4,1 und 4,4 - 5,0
sowie
6,3 - 7,0 für die Bereiche 5,9 - 6,5 und 6,8 - 7,45
abdecken.

Die interessanten Bereiche sind nochmal:
80m 3,5 - 3,8
70m 3,9 - 4,05
49m 5,9 - 6,2
40m 7,0 - 7,2
41m 7,2 - 7,45

von Sven N. (admiral_adonis)


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>In der Simulation verlaufen die Durchlasskennlinien sehr flach und nicht
>selektiv

Habs mir gerade mal angesehen, das scheint wohl an der zu hohen 
Belastung durch die kapazitive Ankopplung liegen. Da ich sowieso jeweils 
Bandfilter genommen habe werde ich das Ganze gleich mal auf induktive 
Kopplung umlöten.

An sich muss der Verstärker aber garnicht so extrem trennscharf sein, da 
hinter dem Mischer ein 6kHz Keramikfilter liegt.

> Falls der Durchstimmbereich größer als 910kHz ist, könnte es ohne Lücke
> funktionieren.

Ich hatte es ja so gedacht, die Lücke eben dafür zu nutzen, um 
Durchstimmbereich zu "sparen" zwischen den einzelnen Bereichen, da der 
Oszillator ja immer nur knapp 1MHz abdeckt.

>Da kann der VFO gleich von
>3,9 - 4,6 MHz die Bereiche 3,4 - 4,1 und 4,4 - 5,0
>sowie
>6,3 - 7,0 für die Bereiche 5,9 - 6,5 und 6,8 - 7,45
>abdecken.

Genau so meinte ich es, die Spiegelfrequenzen nutzen, um den VFO nicht 
in einem so großen Bereich durchstimmbar machen zu müssen.
Die 2.5MHz waren nur mal aus der Luft gegriffen, ich werde 80m als 
untersten Bereich nehmen.

von B e r n d W. (smiley46)


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> Belastung durch die kapazitive Ankopplung liegen
Das liegt zur Hälfte an den niedrigen Basis-Vorwiderständen. Außerdem 
ist die Eingangsimpedanz der folgenden Stufe auch zu niedrig.  Nicht 
umsonst haben gekaufte Filter ein Windungsverhältnis von ca. 10:1.

> Genau so meinte ich es, die Spiegelfrequenzen nutzen
Lediglich das SSB Seitenband wechselt von Bereich zu Bereich zwischen 
LSB und USB, aber wenn es nicht stört, kann man das so machen.

von B e r n d F. (Gast)


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OT:
B e r n d W. schrieb:
> @Sven N.
> Ich hab noch den Kascodenverstärker simuliert, auch aus eigenem
> Interesse. Es ist schön der Regelbereich zu sehen, der aber vermutlich
> in der Realität durch Übersprechen nicht ganz so groß ausfällt.
>
> @B e r n d F.

> Das 1.ZF-Filter sollte so schmal als möglich sein, um keine
> unerwünschten Signale durchzulassen. Dann bleiben bis zum
> 1.ZF-Verstärker evtl 3dB Gewinn übrig, der NF-Verstärker macht 40 dB und
> der Rest muß vom ZF-Verstärker bewältigt werden.
>


Vielen Dank für deine Antwort. Nun ist mir einiges klarer geworden.
Es ist schön zu wissen, dass es heutzutage noch Leute gibt wie Sven, die 
sich einen Super aufbauen.

Zum 1. ZF-Filter:
Ich habe einen Doppelsuper mit hoch liegender ZF gebaut (der Bau läuft 
schon über ein Jahr). Soweit funktioniert er gut auf 80 und 40m. Jedoch 
besteht noch das 1. ZF-Filter (40 Mhz) aus zwei lose gekoppelten 
Schwingkreisen (mit 1 pF Hochpunktkopplung, Güte unbelastet ca. 200 pro 
Kreis).
B ist dadurch ziemlich groß denke ich. Ist das der Grund, weshalb der 
Empfänger über einen Bereich von 1-10 Mhz (fe) zirka 25 Pfeiffstellen 
hat (zum Glück nicht in den Afu-Bändern)?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Momentan ist mir bei meinem Aufbau noch ein anderes Problem aufgefallen:
Trotz Pufferstufe ändert sich der Ausgangspegel des Oszillators von ca 
1Vss  zu 300mVss hin zu den hohen Frequenzen.
Normalerweise würde ich da jetzt eine Regelschleife mit OPV andenken, 
aber nichts was ich daheim habe geht über 1 MHz...

von B e r n d F. (Gast)


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@Sven: Hast du einen Schaltplan vom Oszillator+Puffer?
Normalerweise ist ein VFO über den kompletten Freq-Bereich 
amplitudenstabil (bei mir zB nach den Puffern+Dämpfungspad etwa 
1.4Vpp-1.2Vpp bei Delta-F 10 Mhz.)

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ist nur ein ganz einfacher Colpitts Oszillator. Ich nehme an es liegt an 
der Drossel am Source. Ist ja klar, die daran abfallende Spannung ist 
natürlich frequenzabhängig...

Hab ich leider am Anfang alles nicht bedacht^^.

Jetzt brauch ich ne Lösung die mir einen stabilen Ausgangspegel 
ermöglicht. Am liebsten ohne den ganzen VFO auseinanderzupflücken, ich 
hatte ihn gerade fertig abgeglichen :(.
Mir fällt nur bis auf OPV derzeit nix ein...

von B e r n d F. (Gast)


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Sven N. schrieb:
> Ist nur ein ganz einfacher Colpitts Oszillator. Ich nehme an es liegt an
> der Drossel am Source. Ist ja klar, die daran abfallende Spannung ist
> natürlich frequenzabhängig...
Ahh OK, nimm ersteinaml die Drossel raus und nur einen Sourcewiderstand 
mit dem man den AP so einstellt, dass er in der Nähe der 
Pinch-Off-Spannung liegt. Btw: Der kapazitive Spannungsteiler am 
LC-Kreis sollte zw. 1:1..1:3 betragen.
Leider kann ich deine Datei nicht anschauen, da ich Linux verwende.

>
> Hab ich leider am Anfang alles nicht bedacht^^.
>
> Jetzt brauch ich ne Lösung die mir einen stabilen Ausgangspegel
> ermöglicht. Am liebsten ohne den ganzen VFO auseinanderzupflücken, ich
> hatte ihn gerade fertig abgeglichen :(.
> Mir fällt nur bis auf OPV derzeit nix ein...

Siehe oben. Zusätzlich zur Amp.-Stabilisierung kann man eine sogenannte 
"Clamping"-Diode (Anode am Gate, Katode GND) am Gate verwenden. Dazu 
eignet sich bei deinen Frequenzen eine 1N4148. Diese verschlechtert 
jedoch angeblich leicht das Phasenrauschen.

von B e r n d F. (Gast)


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Btw: Eine Drossel am Source ist uebrigens nicht ungewöhnlich. Deshalb 
ist ein Schalplan im PNG-Format wichtig ;)

von Sven N. (admiral_adonis)


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No problemo. Das mit der Diode werd ich gleich mal versuchen.
Mit Widerstand anstatt Drossel schwingt der Oszi übrigens nicht an in 
der Simulation.

von B e r n d W. (smiley46)


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@ B e r n d F.

Vor allem beim Bau von Mehrfachsupern gibt es viele Möglichkeiten, wie 
Pfeifstellen entstehen können. Diese Birdies zeichnen sich meist dadurch 
aus, daß sie deutlich schneller "vorbeiwandern", als dies erwünschte 
Sender tun.

Es könnte eine Harmonische der Empfangsfrequenz oder des Oszillators auf 
die 1. ZF fallen. Mischer, welche diese beiden Signalpfade unterdrücken, 
sind da klar im Vorteil. Das wären Dioden-Ringmischer, Gilbert- und 
Schaltmischer. Eine Oszillatorfrequenz oberhalb der 1.ZF kann auch 
einige der Pfeifstellen verhindern.

Auch kann bei einer breiten 1.ZF ein Signal auf die Spiegelfrequenz des 
Mischvorganges beim Mischen von der 1. zur 2.ZF gelangen. Besonders, 
wenn die 1.ZF breitbandig und die 2.ZF niedrig ist. Es gibt hochliegende 
Quarzfilter für diesen Zweck mit z.B. 20kHz Bandbreite. Idealerweise 
wäre das 1. Filter der 1.ZF so schmal wie das breiteste Filter der 2.ZF.

Kreuzmodulation:
Hier (im Bild) gelangen zwei Signale mit 0dBm auf den Eingang. Nach dem 
Verstärker beträgt der IP3 14dBm und nach dem Mischer 5,5dBm. Reduziert 
man die Verstärkung um ca. 6dB, betragen die Werte 28dBm und 10 dBm 
(simuliert). Erstens zeigt dies, daß sehr vorsichtig mit der 
Vorverstärkung umgegangen werden muss und zweitens ist hier der Mischer 
die Schwachstelle. Trotzdem ist das schon deutlich besser als bei einem 
NE612.

Kreuzmodulation wirkt sich folgendermaßen aus: Gibt es ein schwaches 
Nutzsignal und zwei starke Störer innerhalb der Vorfilter-Bandbreite, 
kann die entstehende Kreuzmodulation das Nutzsignal vollkommen 
verdecken. Zu hören ist ein zischeln und man kann unter Umständen die 
Modulation der beiden Störer noch erahnen. Es ist keine Pfeifstelle in 
dem Sinne, denn die Störung bleibt auf der selben Frequenz.

von B e r n d W. (smiley46)


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Die Drossel kann man weglassen, dann ist (in der Simulation) der Abfall 
am Oszillator weg. Die Arbeitpunkte der Buffer stimmt nicht. Deshalb 
wird es nicht ohne weglassen/ändern von ein paar Teilen gehen.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hier noch als gif.

von B e r n d W. (smiley46)


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> Dazu eignet sich bei deinen Frequenzen eine 1N4148.
Man kann auch eine Schaltungsvariante anwenden mit Kondensator zum Gate 
und hochohmigem Widerstand gegen GND. Dann die Diode mit der Anode ans 
Gate und der Kathode gegen GND. Dadurch verschiebt sich das Gate-Nivau 
bei zu großen Amplituden in Negative.

@Sven
Wenn Du bei Deiner Simulation hinten 1n als größte Schrittweite 
anhängst, schwingt der Oszillator leichter an.

.tran 0 1m 10u 1n

Dann empfiehlt es sich, im Control Panel (Hammersymbol) die Kompression 
komplett abzuschalten.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Sauber, vielen Dank.

Ich hab einfach kein Glück mit den Arbeitspunkten. Ich kann zwar alle 
Werte ausrechnen, aber ich hab einfach immer noch nicht kapiert welchen 
Arbeitspunkt man denn jetzt wählen muss für welche Anwendung.

Leider wurde das Thema bis auf 1 Stunde Labor im 1. Semester so gut wie 
nicht behandelt an der Unität.

Die paar Widerstände hab ich ja schnell umgelötet.

von B e r n d W. (smiley46)


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> kein Glück mit den Arbeitspunkten
Vor Allem bei HF muß der Ruhestrom zur Amplitude passen. Wenn z.B. das 
Signal 1Volt Spitze hat, muß der Ruhestrom an einer Last von 270 Ohm 
mindestens > 3,7mA betragen. Man wird also versuchen, einen Ruhestrom 
von 4-5mA einzustellen, sonst werden die Spitzen des Signals abgekappt. 
Am Einfachsten dimensioniert man in der Simulation die 
Basisvorwiderstände so, daß der richtige Ruhestrom durch R2 und durch R3 
+ R10 fließt, die Belastung aber für die Stufe zuvor niedrig bleibt. 
Dabei darf es ein wenig mehr Strom sein, aber niemals weniger.

Nachtrag:
Bei der Version mit Kondensator zum Gate und Widerstand + Diode gegen 
GND scheint es mit R4=470 Ohm besser zu funktionieren.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Hab die Schaltung eben nach deinem Plan geändert, aber mit Widerstand 
statt Drossel setzt keine Schwingung ein. Ich hab daher die Drossel 
wieder eingesetzt und zusätzlich die Diode ans Gate gesetzt.
Damit, und mit dem richtigen Arbeitspunkt, schwankt die Amplitude jetzt 
zwischen 1.2-1.4 Vss, was denke ich noch vertretbar ist, zumal die Werte 
sowieso mit dem selbstbau-HF-Tastkopf gemessen wurden und daher wohl 
wenig genau sind.
Nur oberhalb von 9 MHz bricht die Schwingung bei zu großer 
Drehkond.-Kapazität zusammen, was wohl an den recht großen 
Bandspreizkondensatoren und der wahrscheinlich schlechten Güte der 
kleinen Induktivitäten liegt.
Auf lange Sicht wird der LC-VFO aber irgendwann sowieso einem digitalen 
mit uC weichen, ein fertig bestücktes Board mit Display liegt hier 
schon, ich muss nur irgendwann mal ein Programm schreiben^^.


Lohnt es da noch ein Poti ranzuhängen um den Pegel den der Mischer 
bekommt regeln zu können? Oder sind die ca. 1V passend für alle 
Empfangssituationen?

von B e r n d W. (smiley46)


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> Oder sind die ca. 1V passend
Das sollte recht gut passen. Auf +/- 20% kommt es hier nicht an.

von B e r n d F. (Gast)


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Hallo Sven. In deinem Schaltplan sehe ich keinen Kondensator gegen GND 
am Drain.
Die HF-Erde bildet also die Spannungsquelle?
Normalerweise, also in der Praxis, baut man in den Drain-Kreis ein C von 
ca. 100n (Keramik) gegen Masse, dann 100 Ohm in Reihe und wieder ein C 
von ca. 100n gegen Masse.
Hier eine praktische Schaltung (den Oszillator, den ich verwende):
http://commons.wikimedia.org/wiki/File:VFO_Colpitts_Oszillator.svg

Siehe C8 und C9.

von Sven N. (admiral_adonis)


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>Die HF-Erde bildet also die Spannungsquelle?

Verstehe ich jetzt nicht so richtig, die Spannung kommt doch von der 
Batterie? Die HF-Erde bildet bei mir, so dachte ich zumindest, das 
Gegengewicht, also Masse.

Die Zuführungen (+ und -) von der Batterie laufen 2x durch einen 
Ferritkern.

Allerdings, jetzt wo du darauf hinweist, evtl. strahlt mein Oszi deshalb 
über das Gehäuse ab?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Eine Frage noch zum NF-Pfad:

Ich hab jetzt ein aktives TP-Filter 4. Ordnung nach der kritischen 
Dämpfung aufgebaut. Grenzfrequenz wären ca. 6 kHz (meines Wissens nach 
die Bandbreite von AM auf KW?).
Oder sollte ich mit fg noch niedriger gehen? Oder höher? 6 kHz 
erschienen mir erstmal logisch.
Evtl. kann man den sogar umschaltbar machen mit anderen Widerständen um 
für SSB auf 3kHz zu gehen?

von B e r n d W. (smiley46)


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Die AM-Bandbreite beträgt max. 9kHz, was sich auf 2 Seitenbänder 
aufteilt. Deshalb reicht eine NF-Bandbreite bis 4,5 kHz vollkommen aus. 
Manchmal wird ein 5 kHz Sperrfilter eingesetzt, da zwei eng 
zusammenliegende Sender im 5 kHz Raster liegen können. Der nervende 5 
kHz Dauerton entsteht durch Mischen der beiden Träger. Für SSB empfiehlt 
sich ein 200 Hz Hochpass, um den "Beat" zu unterdrücken, falls der BFO 
mal nicht ganz genau stimmt.

Zum aktiven Filter hab ich einen Gegenvorschlag 5.Ordnung angehängt.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Sehr interessant. Nur 1 Ordnung höher aber 30 dB mehr Dämpfung bei 
10kHz.
Welches Verfahren benutzt Du denn um solche Filter zu entwerfen? Scheint 
sich ja um ein Bessel-Filter zu handeln wenn ich das richtig sehe?

Ich hatte mein Filter nach der kritischen Dämpfung entworfen, wie es in 
dem Buch "Kurzwellen-Amateurfunktechnik" aus dem franzis-Verlag 
beschrieben war/ist (zugegebenermaßen hab ich hier ne Ausgabe aus den 
70ern, also nicht unbedingt das Aktuellste^^).
Zumindest nach deren Ausführungen soll es den Vorteil haben, dass man 
gleiche Filter einfach in Reihe schalten kann.

von B e r n d W. (smiley46)


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Ich hab z.B. "Das Aktiv-Filter-Kochbuch", auch nicht mehr das Neueste 
Exemplar.

Es liegt nicht an der einen Ordnung höher. Das sind zwei 
Tschebyscheff-Filter 2. Ordnung mit je 3 dB Welligkeit und das 5. macht 
die 6dB Überhöhung weg. Wenn jedes der Filter unterschiedlich bemessen 
wird, geht es noch ein klein wenig besser, aber es sollen auch 
Kondensatoren und Widerstände aus der E12 Reihe ausreichen.

Es geht nochmal deutlich steiler. Ich hab hier Tschebyscheff 5. Ordnung 
mit 1dB Welligkeit und 4.5 kHz Grenzfrequenz vorgegeben:

http://www.beis.de/Elektronik/Filter/ActiveLPFilter.html

Leider sieht ein Filter mit einer tollen Durchlasskurve dafür im 
Zeitbereich nicht mehr so schön aus. Die Dämpfung bei U2 beträgt nur 
0.18, das Filter dürfte also ein wenig nachschwingen.


PS
Du hattest Recht, das alte Filter entspricht ungefähr einem Bessel.

von B e r n d W. (smiley46)


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Es gibt hier einen interessanten Beitrag:
"Active R/C Filter Design"
http://www.azscqrpions.org/Tuthill_filter_presentation_08-09.pdf

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ich hab das Filter nach Deinem Vorschlag abgeändert, waren ja nur 3 
Bauteile, und es gibt nochmal einen deutlichen Klanggewinn durch weniger 
Rauschen. Mit der AM-Qualität bin ich jetzt eigtl. fast schon zufrieden, 
es gibt da aber ein anderes Phänomen was ich momentan nicht richtig 
deuten kann:

Zunächst mal zum Aufbau: Momentan bestehen alle einzelnen Blöcke wie 
ZF-AMp, Mixer etc. aus einzelnen Modulen, die gemeinsam auf eine 
Kuperplatte geklebt und darüber auch geerdet sind. Die Module selber 
sind in Insellöttechnik aufgebaut. Der VFO ist in einem extra Alugehäuse 
untergebracht, Zuleitungen von Batterie + un - gehen durch eine 
Ferritperle, im Gehäuse sitzt nochmal ein Pi-Filter nach dem Vorschlag 
weiter oben, und eine 150u-Drossel.
Die Erdung des Ganzen erfolgt über Klemmenanschluss zum Heizkörper, 
wobei auch das Batterie (-) an dieser Masse hängt.

Komischerweise hatte gestern meine Vorselektion absolut keine Wirkung 
mehr. Bei der Fehlersuche hab ich dann gemerkt, dass die Signale immer 
dann deutlich lauter wurden, wenn man das VFO Gehäuse (welches auch auf 
Masse liegt) berührt. Daraufhin hab ich das Gehäuse über ne Klemme 
nochmal direkt an Masse gehängt, und siehe da, Signal war zwar leiser, 
aber die Vorselektion tut wieder was sie soll.

Also irgendwo ist da noch der Wurm mit dem gemeinsamen Nullpotential 
drinne. Jemand eine Idee?
Im Anhang eine Skizze wie sich die Situation des VFO darstellt.

Natürlich soll das Alles später ja in ein Metallgehäuse, aber momentan 
während dem Aufbau wär das zu umständlich.

von B e r n d W. (smiley46)


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Vermutlich ist es dann, wenn der schwarze Draht ohne Ferrit gleich auf 
die Kupferfläche gelötet wird. Das Plus ist ja trotzdem noch entkoppelt. 
Wenn auf Plus keine HF-Ströme fließen, tun sie das auf Minus auch nicht.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Gut, ich dachte schon es wäre irgendwas grundsätzliches schiefgelaufen. 
Aber wahrscheinlich muss nur die Betriebsspannung noch besser gesiebt 
werden und alle Masseleitungen so kurz als möglich.

Da ich mich bald an den BFO machen werde: Welches Modell nimmt man denn 
für Keramik-Resonatoren in LTSpice? Ich wollte die 455khz mit einem 
CSB455 von Murata erzeugen und die Seitenbänder über umschalten von 
parallelen Kapazitäten wechseln (auch wenn ich eigtl. erstmal nur LSB 
brauche, ich wollte gleich beide vorsehen).
Ich kenne aber nur die Modelle für Quarze, für Keramik hab ich nix 
gefunden. Ich weis nur, dass die Güte deutlich geringer als bei Quarzen 
ist.

von B e r n d W. (smiley46)


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> die 455khz mit einem CSB455 von Murata erzeugen
Der sieht gut aus!

> die Seitenbänder über umschalten von parallelen Kapazitäten
Wahrscheinlich wirst Du mit der Frequenz durch Kapazitäten in 
Reihenschaltung hinkommen.

> auch wenn ich eigtl. erstmal nur LSB brauche
Stimmt nicht. Wenn der VFO oberhalb liegt wechselt LSB auf die andere 
Seite, wenn er unterhalb liegt, dann nicht. Bei 80m liegt das Signal in 
der ZF als USB vor und bei 40m als LSB.

Das sind Werte, die ich mal in einem Forum gefunden habe:
Rs = 10 Ohm
Ls = 7,68 mH
Cs = 16,7421 pF
Cp = 272,761 pF

Fr = 443,9 kHz
Fp = 457,3 kHz
Q  = 2136

Er wird in Reihenresonanz betrieben und schwingt ohne Kondensator mit 
443,9 kHz. Mit einer Reihenkapazität kann er wahrscheinlich leicht bis 
455kHz gezogen werden. Möglicherweise macht es Sinn, die Mitte der ZF 
eher etwas tiefer auf 450 kHz zu legen. Oder Du findest ein Exemplar, 
welches von der Toleranz her etwas höher schwingt. Auf jeden Fall ist es 
schwer, in die Nähe der Parallelresonanz zu kommen, vorher reisst die 
Schwingung ab.

von B e r n d W. (smiley46)


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Die Werte des Keramikschwingers stammen von da:
http://www.qrpportal.de/index.php?page=Thread&postID=52876#post52876

> Vermutlich ist es dann,
Schreibfehler, es soll lauten:
Vermutlich ist es dann besser, wenn der schwarze Draht ohne Ferrit 
gleich auf die Kupferfläche gelötet wird.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ah, nach Keramikfilter hatte ich garnicht gesucht. 1 Stunde hab ich in 
Katalogen und Datenblättern von murata nach den Werten geschaut.
Also dann besser mit Serienkapazitäten aufbauen. Mal schauen ob ich das 
genau genug hinbekomme, oder ob ich doch auf die alte Methode mit Drehko 
und "einpfeifen" des Signals zurückgreifen muss.
Konstruktiv sollte man den Oszillator ja eigentlich so wie meinen VFO 
aufbauen können?
Und was wäre empfehlenswerter als Produktdetektor: Einen der steinalten 
Diodenringmischer die ich hier liegen hab, oder wieder FET-Mischer wie 
am Eingang?
Ich vermute mal Ringmischer, da der FET-Mischer hinter der ZF sonst 
immer übersteuert wird? Ferrite für Ringkerntrafos zur Anpassung hab ich 
hier liegen.
Leider ist der Urlaub jetzt vorbei und in der nächsten Zeit werden die 
Fortschritte schleppender verlaufen. Aber ich berichte mal weiter hier, 
falls Interesse besteht.
Gern stelle ich auch ein paar Bilder vom Aufbau ein bei Zeiten.

von B e r n d W. (smiley46)


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Einen Produktdetektor hatte ich oben schon mal vorgeschlagen. Er stammt 
aus einem der beiden links:
Beitrag "Re: Einfach Mischer mit 2N3819"

Vorteil: Der Produktdetektor arbeitet mit 2 Dioden und es wird nur eine 
Wicklung ohne Mittelanzapfung benötigt. Dadurch ist ein normales 
Bandfilter mit Sekundärwicklung verwendbar. Es können auch 1N4148 
verwendet werden, nur muss dann der BFO ca. 1,5 Volt liefern.

von B e r n d F. (Gast)


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Was ich schon immer wissen wollte, da ich ein paar ADE-1 über habe:
Überwiegen die Vorteile ggü. dem SA612, wenn man stattdessen einen 
Ringdiodenmischer ADE-1 o.ä. als Produktdetektor einsetzt?

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo B e r n d F.

Als Produktdetektor ist der SA612 ganz praktisch und spart Teile. Da hat 
der Dioden-Ringmischer keine Vorteile. Auch weil der Oszillator schon 
integriert ist. Mit den Anpassungen ist das auch nicht so tragisch, 
solange man am Eingang <= 1,5 kOhm und am Ausgang >= 1,5 kOhm bleibt. 
Bei mir läuft ein Ausgang als Produktdetektor, der zweite wird für die 
AM-Demodulation verwendet. Um für AM den BFO zu stoppen, lege ich Pin 6 
über einen 10k auf GND. Dadurch wird das ZF-Signal mit 1 multipliziert. 
Der dreistufige Schalter wechselt zwischen LSB, USB und AM.

Als 1. Mischer dagegen bietet ein Dioden-Ringmischer schon Vorteile. Im 
Verhältnis -13dBm zu 7dBm steigt die Großsignalfestigkeit. Auf der 
anderen Seite steigt auch der Aufwand, da alle 3 Anschlüsse mit 50 Ohm 
abgeschlossen werden wollen, das Oszillatorsignal muss schon stärker 
sein, dadurch ist auf jeden Fall eine Vorstufe bzw. ein Filter 
notwendig, welches verhindert, daß das Oszillatorsignal zur Antenne 
gelangt.

Auf der ZF-Seite wird idealerweise ein Diplexer nachgeschaltet, da das 
folgende ZF-Filter neben seiner Resonanz entweder hochohmig oder 
niederohmig wird. Der Diplexer leitet die ZF-Frequenz zum ZF-Filter und 
den Bereich ober- und unterhalb auf einen 50 Ohm Abschlußwiderstand. 
Manchmal wird einfach ein 50 Ohm Puffer-Verstärker nachgeschaltet, 
dieser muß nun Signale mit der Bandbreite des Vorfilters einschließlich 
des unerwünschten Mischproduktes (es entsteht ja rf+vfo und rf-vfo) 
verkraften.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Richtig, ich sehs gerade. Da war schon alles vorgesehen mit BFO und 
Mischer.
Allerdings, Diodenmischer als 1. Mischer: Wie funktioniert das? Man 
braucht doch ca. 7dBm um den Mischer auszusteuern, aber das würde doch 
bedeuten, dass ich das Signal schon in der Vorstufe sehr hoch verstärken 
müsste? Ausserdem bringt mir ja der passive mischer keinerlei Gewinn?

von Bastler (Gast)


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Gibts Aktuel einen Schaltplan vom Radio?

von B e r n d W. (smiley46)


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> 7dBm um den Mischer auszusteuern

Das betrifft das Oszillatorsignal, das Empfangssignal darf klein sein. 
Die Dioden wirken als Schaltdioden und polen das Empfangssignal mit dem 
Oszillatortakt um. Dabei muß mindestens die Schwellspannung der Dioden 
erreicht werden.

Ein Nachteil sind die Mischverluste und dadurch erhöhtes Rauschen, was 
aber durch den Vorverstärker ausgeglichen werden kann.

PS
Gibt es schon Fortschritte beim BFO?
Läßt er sich weit genug ziehen?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Hab mich bis jetzt noch nicht drum gekümmert, evtl. im Laufe des Tages 
noch.

Schaltplan werde ich bei Gelegenheit auf jeden Fall noch machen.

von Sven N. (admiral_adonis)


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So, bin gerade mit dem BFO fertig geworden. Momentan lässt er sich von 
448-455kHz ziehen mit einem 350pF Drehko.
Die Kapazitäten müssen sowieso noch angepasst werden um den richtigen 
Bereich zu treffen. Mal schauen ob es mit ner Umschaltung anstatt Drehko 
stabil genug bleibt.

von B e r n d W. (smiley46)


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> von 448-455kHz
Wie befürchtet. Wenn jetzt das Keramikfilter von 451 - 457 kHz 
durchlässt, kannst Du SSB auf das untere Ende verschieben. Falls nicht, 
kannst Du immer noch auf einen BFO mit LC-Bandfilter und Kapazitätsdiode 
ausweichen.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Nun, ich hatte im Netz vorher mal ein wenig gesucht und war auf diese 
Schaltung hier getroffen:
http://www.pan-tex.net/usr/r/receivers/sbfo.htm

Um einfach mal die Funktion zu testen hab ich alle Werte übernommen. 
Nach meiner Simulation sollte es aber möglich sein, durch Austausch der 
33pF den Ziehbereich auch über 455kHz zu erweitern.

Ich hoffe doch ich hab keinen Denkfehler drin, wenn ich annehme ich 
brauche für SSB +/- 3kHz (oder 2,7) neben der ZF?
Für SSB wollte ich dann versuchen mit den restlichen Resonatoren die ich 
noch habe ein Ladderfilter aufzubauen um näher an die 3kHz Bandbreite zu 
gelangen.
Ich denke da kann man dann auch noch ein wenig vermitteln, es muss ja 
dann nicht unbedingt die 455er ZF sein.

von B e r n d W. (smiley46)


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Dieser Pierce-Oszillator sieht gut aus. Falls er sich nicht weit genug 
ziehen läßt, kannst Du noch zwei Dinge probieren:

- Für C1 andere Werte zwischen 1n und 4,7n ausprobieren.

- Zwei Keramikschwinger parallelschalten,
  dies wird auch auf einer der verlinkten Seiten erwähnt.

> wenn ich annehme ich brauche für
> SSB +/- 3kHz (oder 2,7) neben der ZF?
Du benötigst von der Signalmitte für LSB 1,5 kHz höher und für USB 1,5 
kHz tiefer. Für CW nimmt man eher 600-700 Hz Abstand. Bei 6kHz 
Bandbreite könntest Du vorerst an das untere Ende des Filters rutschen.

> mit den restlichen Resonatoren
Du könntest versuchen, alle zu Vermessen und dann den mit der höchsten 
Frequenz für den BFO verwenden. Murata gibt je nach Typ +/- 0,3...0,5% 
Toleranz an.

von B e r n d F. (Gast)


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@Bernd W:

Dachte es sind +/- 3KHz (LSB, USB).
Die Bandbreite der NF ist ja schon 3KHz (2,7).
http://commons.wikimedia.org/wiki/File:Ssb-de.png

Die Frequente mit 1,5KHz sind die Trägerfrequenzen im Sender:

http://commons.wikimedia.org/wiki/File:Ssb_filtermethode-de.png

von Sven N. (admiral_adonis)


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Bevor ich hier Verwirrung stifte:

Das war oben sehr unglücklich formuliert von mir. Die Bandbreite bei SSB 
beträgt zwar 3kHz, aber man muss natürlich von der Signalmitte aus um 
die Hälfte verschieben, also die 1.5kHz.
Rechts oben im Bild vom 1. Link sieht man das ganz gut. Träger liegt bei 
9001,5kHz, während die Mitte des SSB Spektrums bei 9000 kHz liegt.

von B e r n d F. (Gast)


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Sooo habe mal einen größeren TRimmer in meinen BFO eingebaut. Er geht 
jetzt von 9001,0 KHz bis 9003,7 KHz. Bei 9001,5 KHz sind alle Höhen weg 
und es klingt sehr dumpf, da versteht man besonders bei leisen Signalen 
nichts mehr.
Vorher war er bei 9002,4KHz, da war es OK. Habe auch ein 2,4KHz 
TP-Filter davor.

von ghost (Gast)


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9003,7 kHz ?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ich nochmal:

Ich muss doch noch mal auf den blöden Transistoren rumreiten. Ich hatte 
vorhin versucht einen Ausgangsverstärker für meinen BFO zu entwerfen.
Ich kann zwar eine vorgegebene Schaltung aus dem Netz nutzen, aber 
eigtl. würde ich lieber was eigenes machen um das endlich mal zu 
kapieren.

Als vorgegebene Werte wären da:

Transistor 2N2222
Betriebsspannung Ub=5 V
Ausgangspegel Oszillator Uein=50mV

Welchen Arbeitspunkt müsste man nun wählen? 1mA? 0.1maA? Da man im 
Datenblatt keinerlei Kennlinien findet kann ich da nur raten.

Rechnet man das Ganze mit 1mA mal durch komme ich nach den Formeln die 
ich habe auf:

R_kollektor = [Ub-Uce]/Ic = [5V-2.5V]/1mA = 2.5kOhm

Und der Basisspannungsteiler:

R1 = [Ub-Ube]/[Iq+Ib] = [5V-0.7V]/[100uA+10uA] = 39.1kOhm

mit Basistrom Ib=Ic/B (Stromverstärkungsfaktor) = 1mA/100 = 10uA
und Querstrom Iq=10*Ib = 100uA

R2 = Ube/Iq = 0.7/1mA = 7kOhm

Nun hab ich aber wieder so geringe Werte beim Basisspannungsteiler, also 
muss irgendwo der Wurm drin sein.

Ich denke mein Hauptproblem ist einfach, dass ich keine Ahnung habe 
welchen Kollektorstrom ich annehmen muss.

Leider hat mir bis jetzt keine google-Suche die erhoffte Erleuchtung 
gebracht. Die Formeln hatte ich aus dem Elektronik-Kompendium.

von Achim M. (minifloat)


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B e r n d F. schrieb:
> Leider kann ich deine Datei nicht anschauen, da ich Linux verwende.

Hat noch keiner dem armen Bernd F. verraten, dass LT-Spice problemlos 
mit Wine unter Linux läuft?
mf

von B e r n d F. (Gast)


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Armer Mini Float, du kommst zu spät, das weiß ich in inzwischen.

von Achim M. (minifloat)


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Dann bin ich ja beruhigt.

von B e r n d F. (Gast)


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Freut mich für dich :D

von B e r n d W. (smiley46)



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Hallo Sven

> Ich muss doch noch mal auf den blöden Transistoren rumreiten.

Du hast ein Signal und den Innenwiderstand der Senke. Nehmen wir mal an, 
der Produktdetektor hat einen Innenwiderstand von 100 Ohm und benötigt 
0,7Vs. Nach dem Ohmschen Gesetz beträgt dann der Spitzenstrom 7mA. Bei 
der negativen Halbwelle wird dieser durch den Transistor getrieben 
(Emitterschaltung) und bei der positiven vom Arbeitswiderstand aus der 
Plusleitung. Den Ruhestrom würde ich dann mit ~12 mA wählen. Falls Du 
eine Drossel anstatt des Arbeitswiderstands verwendest, würde ein Strom 
von 8mA reichen.

Stromgegenkopplung:
-------------------
Der BF199 im LTspice hat ein hFE von 83, also fließt ein Basisstrom von 
0,15mA. Die Belastung für den Oszillator soll möglichst gering sein, ein 
Widerstand gegen Plus würde im Prinzip genügen. Stabilisieren kann man 
das Ganze mit einer Gegenkopplung. Der Emitterwiderstand soll 
stabilisieren, darf aber durch die niedrige Betriebsspannung von 5V 
nicht zu viel Spannung verbrauchen, sagen wir mal

0,9 Volt / 13 mA = 69 Ohm -> 68 Ohm

 Die restlichen 4,2 Volt teilen sich zur Hälfte der Transistor und der 
Arbeitswiderstand.

2,1 Volt / 13mA = 157 Ohm -> 150 Ohm

Die Basis liegt jetzt auf 0,9 + 0,7 = 1,6 Volt. Dann benötigt man einen 
Basisvorwiderstand von:

(5 V - 1,6 V) / 0,157 mA = 21.6k -> 22k

Falls die Verstärkung nicht ausreicht, kann zum Emitterwiderstand noch 
eine Reihenschaltung aus R und C geschaltet werden.

Spannungsgenkopplung:
---------------------
Es ist einfach ein kleiner Emitterwiderstand notwendig, sonst entstehen 
zu viele Harmonische. Oder die Basis müßte mit einer Stromquelle 
angesteuert werden. Am Kollektor liegen diesmal ungefähr 2,6V, am 
Emitter 0,3V und an der Basis 1V. Der Basisvorwiderstand errechnet sich 
aus

(2,6 V - 1V) / 0,15 mA = 10,7k -> 10k

Diese Schaltung hat einen niedrigeren Eingangswiderstand und mit Abstand 
die meisten Verzerrungen. Ohne den kleinen Emitterwiderstand wäre das 
eine Katastrophe. Da aber die Verstärkung zu groß ist, kann man das 
Signal durch einen Vorwiderstand (R8) reduzieren. Die Spitzen werden 
später durch den Produktdetektor sowiso abgekappt und dann sind diese 
Verzerrungen noch tragbar.

Kollektorschaltung:
-------------------
Diese und die erste Schaltung bieten hier die geringsten Harmonischen. 
Leider hat die Kollektorschaltung einen ziemlich geringen 
Ausgangswiderstand von 12 Ohm. Dies mag ein Diodenmischer überhaupt 
nicht. Würde man den R12 auf 82 Ohm erhöhen und dadurch in die Nähe des 
erwünschten Ausgangswiderstandes kommen, würde das Signal auf unter 0,5 
Volt absinken. Da die Kollektorschaltung keine Spannungsverstärkung hat, 
kann dies nicht ausgeglichen werden. Würde jedoch der Oszillator etwa 
1Veff liefern, wäre die Kollektorschaltung wieder im Rennen.

Fazit:
------
Ich würde hier die erste Schaltung mit Stromgegenkopplung verwenden und 
dabei C1 und R4 weglassen. Das Ausgangssignal fällt dann zwar um ca. 10% 
ab, aber das liegt noch im Rahmen.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Vielen Dank, jetzt wird es endlich klar, wie man solche Schaltungen 
anhand der Anwendung dimensionieren muss.

Mir scheint aber ich hab ein anderes Spice Modell für den Bf199 
erwischt, denn bei mir verzerrt die 1. Schaltung ganz ordentlich und 
gibt auch nur 500mV ab.
Aber prinzipiell sollte es ja bei 455kHz auch mit dem 2N2222 gehen?
(Meine Transistorvorräte sind fast verbraucht^^)

von B e r n d W. (smiley46)


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> prinzipiell sollte es ja bei 455kHz auch mit dem 2N2222 gehen
Ja, sicher. Bei mir sieht es mit R1=82R und R3 zwischen 47k und 56k 
ziemlich gut aus. Dann muß der Oszillator nur noch mit dieser Last 
schwingen.

Nachtrag:
Wenn Du die Betriebsspannung, den Kollektor und den Emitter auf einem 
Diagramm darstellst, dann wird schnell klar, ob der Basisstrom noch 
etwas hoch oder runter muß. Genauso macht man das auch in der Realität.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Sooo,

es gibt wieder Fortschritte. Den BFO hab ich jetzt inklusive Verstärker 
mit 1Vss Ausgangspegel fertig. Dazu habe ich noch den Balancemischer aus 
deiner ZF-mod aufgebaut. Rundfunksender kann ich schon Demodulieren, hab 
aber eben auf die Schnelle keinen Amateurfunk gefunden. Ist ja noch 
keine Frequenzskala am Empfänger.
Und auch noch kein schmalbandiges 3khz Filter hinter dem Mischer.

Allerdings scheint der Mischer eine irre hohe Dämpfung zu haben? In der 
Simulation geh ich mit 1V rein und knapp 60mV kommen am Ausgang. Ist das 
normal? Oder hab ich was übersehen?

Ich bin allerdings ein bisschen anders vorgegangen und hab mit einem 
Übertrager gearbeitet und den ohmschen Spannungsteiler kapazitiv 
ausgeführt, was aber eigtl. kein Problem sein sollte. Zumindest laut 
meiner Simulation sollte dadurch die Durchlassdämpfung sogar etwas 
niedriger sein.

Was jetzt? NF-Vorstufe? Oder alles nochmal auseinanderpflücken weil ein 
Fehler drin sein muss?

von B e r n d W. (smiley46)


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Durch die Mittelanzapfung kann man eine bessere Schaltung verwenden.

Hilfreich wäre auch, den Übertrager aus einer Quelle mit Ri=1k zu 
speisen. Durch 9 dividiert wäre dann der Innenwiderstand auf der 
Sekundärseite bei 111 Ohm. Ganz allgemein gilt bei Leistungsanpassung, 
daß die Urspannung den doppelten Wert der außen zu messenden Spannung 
hat. Wenn Du also bei der Spannungsquelle 2 Volt angibst, kommen außen 1 
Volt an. Nach dem Übertrager sind es noch ca. 330 mV.

Dieses große Signal kann von einer Schottkydiode nicht mehr sauber 
verarbeitet werden, sie kommt in die Begrenzung. Dann funktioniert es 
mit einer 1N4148 oder jeweils zwei Schottkydioden in Reihe besser.

PS
Die beiden Kondensatoren C4 und C5 lagen sowiso parallel.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Hm, leider kann ich dem Mischer jetzt gar keinen Ton mehr entlocken.

Spielt denn die Phasenlage irgendwie eine Rolle? Übertrager mal umpolen?

Oder kann ich gar nichts hören, weil noch nichts abgeschirmt ist und der 
BFO mir die ZF zustopft?

Brauche ich bei dem Mischer nicht noch einen Pfad nach GND?

Falls ich mit dem Diodenmischer nicht glücklich werde, spricht etwas 
dagegen hier auch wieder einen FET als Mischer einzusetzen?

von B e r n d W. (smiley46)


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> dem Mischer jetzt gar keinen Ton mehr entlocken
Das ist was Elementares. Schwingt der BFO? Der NF-Verstärker 
funktioniert, da ja AM noch spielt.

> Spielt denn die Phasenlage irgendwie eine Rolle?
Nur bei den Sekundärwicklungen müssen sich die Spannungen addieren, 
nicht Subtrahieren. Die Dioden müssen in entgegengesetzte Richtungen 
gepolt sein, sonst kommt auch nichts raus.

> noch nichts abgeschirmt ist und der BFO mir die ZF zustopft
Wenn der BFO nicht auf der ZF-Eingangsseite angeordnet ist und kurze 
Anschlussleitungen hat, sollte es funktionieren. Aber komplett 
ausschließen kann man das nicht. Dreh mal die Frequenz ein paar kHz nach 
unten, damit er aus dem Durchlassbereich rauskommt.

Der BFO sollte einen DC-Pfad gegen GND haben, nicht wie zuvor mit einem 
C dazwischen. Ansonsten ca. 1 k gegen GND schalten und auf der 
Ausgangsseite einen Kondensator 10µ zum Verstärker.

Normalerweise funktioniert das recht gut. Mit so einer Schaltung hab ich 
mir einen DC-Receiver für 40m gebaut. Der mischt also direkt von 7 MHz 
auf die NF runter. Aber wirklich wichtig ist, den Mischer niederohmig 
anzusteuern und in meinem Fall auch niederohmig (mit Diplexer) 
abzuschließen, sonst hast Du gleich 10-15 dB Dämpfung.

> einen FET als Mischer
Schau mal da (Schematic 4):
http://www.qrp.pops.net/cascoder1.asp

Da hättest Du keinen Pufferverstärker benötigt, weil der BFO hochohmig 
in den oberen Fet reingeht. Andererseits reduziert sich die Anzahl der 
Bauteile auch nicht.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Kann es sein, dass ich Esel den Übertrager falsch gewickelt habe?^^

Wie mir gerade auffällt hab ich die Primärwicklung einmal komplett rund 
auf FT82-61 und die Sekundärwicklungen dann bifilar AUF die 
Primärwicklung.

von B e r n d W. (smiley46)


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> auf FT82-61 und die Sekundärwicklungen dann bifilar
Hui, der ist aber groß, aber es müssen auch viele Windungen drauf. 
Möglicherweise ist dann der Koppelfaktor geringer, aber es sollte 
trotzdem funktionieren.

Ich hätte 5 Drähte a 90 cm parallelgenommen und verdrillt. Dann 38 
Windungen draufgewickelt und anschließend die jeweiligen Wicklungen 
(primär 3, sekundär 2) in Reihe geschaltet. Lediglich das Ausmessen der 
zugehörigen Drähte ist eine Fummelei. Damit kommt man auf einen 
Koppelfaktor von ca. 0,95.

von Sven N. (admiral_adonis)


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So, hab den Fehler gefunden^^. Am Übertrager waren sekundär die falschen 
Adern verlötet :-D.

Momentan hat er aber eben die Werte 1mH primär und 2*100uH sekundär. Was 
ja einem Widerstandsübersetzungsverhältnis von ca. 5 entspricht, da 
beide Sekundärwicklungen in Reihe liegen?

Ich habe aber am ZF-Ausgang so irgendwas um 8kOhm und muss auf ca. 100 
Ohm runter. Also müssten sich optimalerweise die Induktivitäten im 
Verhältnis 80:1 bewegen? Bin da momentan iwie verwirrt.

Da studiert man Nachrichtentechnik, aber sowas wird da nicht behandelt. 
Nur noch Digitalkram^^.

Momentan bin ich jetzt auf dem Stand, dass ich wieder AM höre, 
allerdings so leise, dass der NF-Amp voll aufgedreht werden muss. Aber 
das sollte mit Diplexer ja wieder besser werden. Trotzdem denke ich, 
dass die Anpassung iwie noch nicht stimmt am Eingang. Leider hab ich von 
Trafos wie gesagt nur ganz wenig Ahnung.

von B e r n d W. (smiley46)


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Kannst Du die Primärwicklung nicht irgendwo reinschalten? Oder einen 
Pufferverstärker davor? Vermutlich schließt die Primärwicklung auch das 
AM-Signal kurz.

> Leider hab ich von Trafos wie gesagt nur ganz wenig Ahnung.
Dazu müßtest Du eher Deine aktuelle Schaltung mal dranhängen, eventuell 
gibt es ja eine einfache Möglichkeit.

von B e r n d W. (smiley46)


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> 1mH primär und 2*100uH sekundär. Was ja einem
> Widerstandsübersetzungsverhältnis von ca. 5 entspricht

Die Last hängt aber immer nur an einer Sekundärwicklung, da die andere 
Diode sperrt. Dadurch ist das Verhältnis 10:1, aus 100 Ohm werden also 
10 kOhm. Die Primärimpedanz der 1mH Induktivität ist mit <3 kOhm zu 
niedrig. Da müßten primär doppelt so viele Windungen drauf, um auf 12k 
Impedanz bei 4mH zu kommen und dazu kommen dann noch die transformierten 
10k. Das ginge eher mit einem Doppelloch-Kern BN-43-2402 mit einem 
AL-Wert von 1440. Mit 53 Windungen hätte man die 4 mH, allerdings mit 
einem hauchfeinen Draht.

Da würde ich eher doch über eine andere Schaltungsvariante nachdenken.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Manchmal liegt das Problem ja ganz woanders! :-D

Das Signal war so leise weil der NF-Verstärker am schwingen war :-D

Das sind die Tücken von so fliegenden Aufbauten^^.

Nochmal mit dem Lautstärkeregler gespielt, und siehe da, nach ein wenig 
suchen höre ich SSB im 40m Band. Zwar immer noch recht leise, dh man 
muss die Lautstärke ziemlich hoch drehen und natürlich mehrere Sender 
auf einmal, da ja noch das breite AM-Filter verwendet wird.

Ich hatte mir gedacht jetzt erstmal so weiterzumachen:

Mischerausgang an Diplexer
evtl. noch NF-Vorstufe mit kleiner Verstärkung
dann versuchen aus den 3 Resonatoren die ich noch habe ein Ladderfilter 
aufzubauen.
Hier hatte ich mal ein Beispiel gefunden:
http://3.bp.blogspot.com/_NMj-9LgFijY/Su-haEhxdRI/AAAAAAAACF8/txhAP-_O8VE/s1600/SR-7DX_Rev1.JPG

Zwar für CW, aber man müsste ja nur die Bandbreite erhöhen.

Prinzipiell wärs dann ja auch kein Problem eine andere, eine tiefere ZF 
zu wählen, um auszugleichen, dass der BFO sich nicht über 455khz ziehen 
lässt?

von B e r n d W. (smiley46)


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> Mischerausgang an Diplexer
Das ist nur beim ersten Mischer notwendig, falls ein Diodenmischer 
verwendet wird und dahinter z.B. gleich das Quarzfilter kommt. Bei einem 
JFet als Mischer bringt das IMHO nichts und beim Produktdetektor auch 
nicht.

> evtl. noch NF-Vorstufe mit kleiner Verstärkung
Lieber mit einer Kollektorschaltung bzw. Sourcefolger die 8k auf 1k oder 
weniger reduzieren.

> mit 3 Resonatoren die ich noch habe ein Ladderfilter
Drei sind vielleicht ein bisschen wenig. Du hast ja schon erwähnt, die 
Bauteilwerte beziehen sich auf CW. Die Kapazitäten müssen halbiert oder 
gedrittelt werden. Ein SSB-Ladderfilter wird automatisch auch einen 
flacheren Flankenverlauf haben. Aber einfach ausprobieren, drei Filter 
sind besser als gar keines.

> Prinzipiell wärs dann ja auch kein Problem,
> eine tiefere ZF zu wählen
Die rutscht automatisch tiefer, es sind ja die selben Schwinger und es 
werden Cs im nF-Bereich verwendet. Alternativ könntest Du versuchen, ein 
SSB-Filter in der Bucht zu ersteigern. Die schmaleren mit 2,4kHz sind 
leichter zu bekommen als die 2,7kHz.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

> Primärimpedanz der 1mH Induktivität ist mit <3 kOhm
Gerade hatte ich noch die Idee, Du könntest einen 120 pF Kondensator 
parallel zu der Primärspule schalten. Falls der Innenwiderstand 
tatsächlich 8 kOhm hat, erhöhst Du dadurch das Signal um 9dB.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ich hab vorhin einfach mal einen neuen Übertrager mit passenden Werten 
und dem richtigen Transformationsverhältnis gewickelt.
Auf einem doppel-U-Kern ging das ganz fix und war mir lieber als jetzt 
noch eine Transistorstufe anzubauen, da die Dinger mir langsam knapp 
werden.

Das Teil ist zwar irre groß, aber das stört mich eigtl. nicht, da im 
Gehäuse genug Platz ist und das Ding ja nicht mobil sein soll.

Auf jeden Fall ist jetzt zum Betrieb mit AM-Demodulator kein hörbarer 
Lautstärkeverlust mehr festzustellen.

Falls ich den Ausgangswiderstand in Spice richtig bestimmt habe, dann 
braucht man nach dem Produktdetektor wie du schon schriebst kein 
Anpassglied mehr zum NF-Verstärker.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ich hab mal mit AADE ein Ladderfilter entworfen. Sieht ja eigtl. 
garnicht schlecht aus, bis auf die hohe Durchgangsdämpfung.

Die Bauteilwerte hab ich mal wie vom Programm berechnet stehen lassen.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven,

geb mal bei der Spannungsquelle "AC 2" an, dann stimmen die Pegel. 
Direkt an der Spannungsquelle ergibt sich ein Pegel von 6 dB, nach dem 
2k sollten sich bei korrekter Anpassung 0 dB innerhalb der 
Filterresonanz ergeben. Dann ist die Dämpfung mit ~3 dB gar nicht so 
groß. Ist Dir auch aufgefallen, wo die Filtermitte liegt?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Jepp, 445kHz.

Das bedeutet ich brauche einen BFO von 443.5 - 446.5 kHz?

Leider krieg ich den BFO nur bis 444.5 gezogen, hab alle 4 Resonatoren 
probiert...1 einziges kleines Kilohertz fehlt :-(

Also muss wohl doch ein LC-BFO her? Reicht es aus den Keramikschwinger 
einfach durch einen geeigneten LC-Kreis zu ersetzen?

EDIT: Wobei, wer weis ob das Modell 100%ig stimmt. Evtl. lohnt es sich 
auch einfach mal aufzubauen und zu probieren?...

von B e r n d W. (smiley46)


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> 1 einziges kleines Kilohertz fehlt
Probiers mal mit einer Drossel 47-68µH in Reihe zum Quarz und den 
Ziehkondensator gegen GND.

> Evtl. lohnt es sich auch einfach mal aufzubauen
Die einzelnen Typen unterscheiden sich schon ein wenig. Und mit einer 
Drossel gehts noch ein Stück weiter. Versuch macht klug!

von Sven N. (admiral_adonis)


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Zum Glück hab ich alle alten Fernbedienungen aufgehoben: In den meisten 
waren auch die cbs455 drin.
Mit 4 davon in Reihe + 90uH Drossel komme ich jetzt auf 442khz tiefste 
BFO-Frequenz.

Allerdings hab ich ein wahnsinnig lautes Rauschen drin. Mal prüfen woher 
das kommt. Wahrscheinlich Oszillator. Allerdings ist das ganze auch noch 
n Versuchsaufbau mit Krokoklemmen, was das Ergebnis wahrscheinlich auch 
nicht besser macht. Demnächst mal fest montieren und weiter prüfen.

Jedenfalls kann man (zwar sehr leise) schon mal SSB empfangen mit dem 
selbstbau-Filter.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Scheint als hätte ich mich zu früh gefreut:

Der Oszillator produziert mit der Beschaltung einfach zu viele 
Störgeräusche.
In einer der Fernbedienungen war zwar ein Resonator BSU450 drin, der 
sich wunderbar von 457 bis 453 ziehen lässt, aber leider passt da ja das 
Filter wieder nicht.

Sieht so aus als komme ich hier erstmal nicht weiter...

von B e r n d W. (smiley46)


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> zu viele Störgeräusche
Möglicherweise handelt es sich um Pendelschwingungen.

Alternative:
------------
Das Keramikfilter ziehen (siehe Anhang)
Damit komme ich mit der unteren Flanke auf 445,5 kHz.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Scheinbar kommen die Störgeräusche daher, dass bei Reihenschaltung alle 
Harmonischen n=1,2,3 gebildet werden und mit fast gleicher Amplitude bis 
wenigstens über 2 MHz rausgehen.

Ich hab mir jetzt folgendes überlegt:

Da die Keramik-Resonatoren ja sehr günstig sind hab ich mir mal die 
gesamte Palette von 425-500kHz bestellt. Damit werde ich dann testen ob 
sich nicht doch ein BFO mit 1 Resonator von 443-447 kHz bauen lässt, 
ohne zu weit ziehen zu müssen.
Mit den jetzt frei gewordenen zusätzlichen 455ern könnte ich ein 
8-poliges Filter für SSB bauen.

Sollte ich mal ein SSB-Filter für 455kHz günstig finden werde ich mir 
eins besorgen. Leider hat alles was ich bis jetzt finden konnte den 
Preisrahmen für so ein Bastelprojekt völlig gesprengt (um 60€ nur für 
das Filter lohnt sich da einfach nicht). 15€ wäre da meine 
Schmerzgrenze.

In der Zwischenzeit werde ich mal versuchen wie in deinem Vorschlag das 
Filter zu ziehen, mal sehen was ich damit erreiche.

Ich stelle mir sowieso die ganze Zeit die Frage inwieweit man beim 
Filter Simulation und Realität vergleichen kann bei den Bauteilen die 
mir zur Verfügung stehen. Da ich kaum Styroflex habe musste ich 
teilweise auf Folienkondensatoren zurückgreifen, mit der bekannten 
Streuung.
Wenn ich im Spice die Werte aber mal ein wenig variiere scheinen die 
Bauteile erstaunlicherweise ja eher unkritisch zu sein?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Eine Frage hätte ich mal noch zur Anpassung von Keramikfiltern:

Ich hab ja für AM zunächst erstmal das LTU455E2 drin mit einer 6dB 
Bandbreite von +/- 7.5kHz und einer Impedanz von 1.5 kOhm.

Im Datenblatt findet man leider keine Anpassschaltung.

Dazu käme dann noch das Ladderfilter, bei dem AADE mir eine Impedanz von 
ca. um 50 Ohm vorraussagt und bei Abweichung Resonanztransformatoren an 
Ein- und Ausgang anhängt.

Welche Möglichkeiten hätte ich jetzt beide Filter an a) Mischer und b) 
ZF-Verstärker anzupassen, da diese ja für die Betriebsarten AM und SSB 
umschaltbar sein sollten?

Der Mischerausgang liegt laut Spice bei ca. 80kOhm und der ZF-Eingang 
dürfte so zwischen 3-5 kOhm liegen.

D.h. ich müsste von 80kOhm runter auf 1.5kOhm (bzw 50) und dann von 
1.5(50) wieder rauf auf 3-5 kOhm.

Normalerweise hätte ich jetzt Übertrager gewickelt, aber das wären dann 
gleich wieder 4 Stück, daher die Frage ob es hier auch eine einfachere, 
halbwegs zufriedenstellende Lösung gibt?

von B e r n d W. (smiley46)


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> Der Mischerausgang liegt laut Spice bei ca. 80kOhm

IMHO sollte am Mischerausgang erstmal eine LC-Filter folgen. Dies 
hattest Du ja schon mal drin. Dann, wie Du schreibst, über die 
Resonanztransformation oder eine Koppelwicklung auf 1,5k runter.

> Welche Möglichkeiten hätte ich jetzt beide Filter an
> a) Mischer
> b) ZF-Verstärker anzupassen, da diese ja für die
> Betriebsarten AM und SSB umschaltbar sein sollten?

Ich würde die Filter kaskadieren, um wie im angehängten gif die untere 
Filterflanke des breiten Filters zur Verbesserung der flachen Seite des 
Ladderfilters zu benutzen. Denn die unteren Filterflanken fallen 
ungefähr zusammen. Auf der Unteren Seite hilft das zweite Keramikfilter, 
auf der oberen ist das Ladderfilter sowiso steiler.

Dann wäre die Reihenfolge: Mischer, LC-Filter, breites Keramikfilter, 
Verstärkerstufe, LC-Filter, irgendwo hier die Umschaltung zwischen SSB 
oder AM, LC-Filter, dann Verstärkerstufe, LC-Filter, dann Umschaltung 
Demodulatoren. Den Produktdetektor über eine Kollektorschaltung 
ansteuern.

> und der ZF-Eingang dürfte so zwischen 3-5 kOhm liegen.

Falls die Schaltung bis zu dieser Stelle schon einige dB Gewinn hat, 
kann einfach zur Anpassung ein weiterer 2.7k gegen GND geschaltet 
werden.

Impedanzanpassung:
Es gibt einmal passive Netzwerke wie Pi und T-Glieder. Auch über einen 
LC-Tiefpass/Hochpass kann man anpassen. Einfach beim AADE Filter 
Designer die Ein-/Ausgangsimpedanz angeben.

Dann gibt es Breitbandübertrager und Resonanzübertrager. Bei letzteren 
kann kapazitiv, über eine Anzapfung oder eine Koppelwicklung 
ausgekoppelt werden. Es kommt auch darauf an, ob ein breitbandiger 
Abschluß benötigt wird oder nur bei Resonanz.

Eine Bipolar-Basisschaltung kann zwischen 20 und 250 Ohm 
Eingangswiderstand haben je nach verwendetem Typ und Arbeitspunkt. Man 
kann eine Gegenkopplung einbauen, welche die Impedanz und die 
Verstärkung anpasst. Bei der Basisschaltung ist der Ausgangswiderstand 
hochohmig, bei der Emitterschaltung mittel und bei der 
Kollektorschaltung sehr niederohmig um 10 Ohm. Bei der Kaskodenschaltung 
wird das noch kombiniert, oder man kann einer Emitterschaltung eine 
Kollektorschaltung folgen lassen.

Zu jedem Pegel gibt es einen Widerstandswert, welcher das selbe 
äquivalente Rauschen erzeugt. Da sollte man deutlich drunter bleiben. 
Jede Verstärkung, Dämpfung und Mischen verringern den Dynamikbereich.

Es wird einfach immer klarer, wie wichtig es ist, vorher einen guten 
Plan zu haben. Keine Ahnung, wie weit fortgeschritten Dein Aufbau 
momentan ist und wieviel Du noch ändern möchtest. Könntest Du ein 
Blockdiagramm zeichen, wie Du Dir das vorstellst?

von Sven N. (admiral_adonis)


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>Es wird einfach immer klarer, wie wichtig es ist, vorher einen guten
>Plan zu haben.

Hehe, genau das ist der Punkt. Da das ganze ja als Lern- und Spaßprojekt 
aufgezogen wurde gibts keinen Pegelplan oder Ähnliches.

Allerdings habe ich darauf geachtet, alle Blöcke jeweils isoliert 
voneinander aufzubauen, d.h. es ist kein Problem den Mischer mal eben 
auszutauschen oder das Filter+Anpassung zu ändern.


Mir ist natürlich klar, dass ich hier keinen Hochleistungsempfänger 
erreichen werde. Ich versuche eben nur im Rahmen meiner Möglichkeiten 
das Optimum zu erreichen.
Z.b. kann ich beim ZF-Verstärker leider nicht auf die induktive 
Auskopplung an den Bandfiltern zurückgreifen, da ich hier verschiedenste 
Typen, ausgelötet aus alten Radios, verwenden muss. Primär kann ich die 
durchaus noch messen, aber auf der Sekundärseite fehlt mir die 
Messgenauigkeit bei meinem LC-Meter.

Das ist eben das Problem bei solchen "Lernprojekten", man hat nie die 
besten Möglichkeiten und muss vieles improvisieren.

Der momentane Stand sieht ungefähr so aus:

Preselektor->HF-Vorstufe->Mischer->ZF-Filter->ZF-Amp->a)AM-Demodulator/ 
b)Produktdetektor->NF-Tiefpass->NF-Verstärker.

Es funktioniert auch soweit, ich kann AM sehr laut und SSB in 
annehmbarer Lautstärke hören (Ich nutze momentan erstmal einen LC-BFO). 
Es gibt nur Probleme mit Eigenschwingungen der ZF und NF Stufe, was wohl 
an den Fehlanpassungen liegt.

Ich werde nächste Woche mal ein Blockdiagramm hier posten.

Wie gesagt, momentan ist es kein Problem in der Schaltung noch Blöcke 
einzufügen oder zu ändern, ich hab es extra so aufgebaut.

Hauptpunkt wäre aber eben die Anpassung der Filter, was ja wegen der 
Durchlasskurven recht kritisch ist.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

Hier ist mal ein Vorschlag. Die Schaltung hat zwar beim Ladderfilter 
eine Dämpfung von 3 dB und beim LTU455 von >10 dB, da jedoch der 
Schwingkreis am Mischer kaum belastet wird, hat dieser eine richtig gute 
Resonanz. Komplett sollte das Signal also kaum schlechter werden.

Die Anpassungen sind jetzt halt zum Großteil durch Widerstände 
vorgenommen. Mit Sicherheit wird der Rauschabstand etwas schlechter 
werden, in welchem Maße, müßte man mühsam ermitteln oder einfach 
ausprobieren.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Das sieht doch sehr gut aus. Ich wusste nicht, dass es zulässig ist hier 
mit Widerständen anzupassen, dachte da wird die Dämpfung zu groß.

Um die Schaltung mal kurz nachzuvollziehen:

Mischerausgang geht auf 34kOhm Reihe, dann auf Sourceschaltung 2n3819 
zur Verstärkung und direkt auf Bf199 als Emitterfolger um niederohmig 
rauszugehen.
Dann die Umschaltung und je nach Filter bei LTU nochmal ein 
Sourcefolger(?) und beim Ladderfilter direkt auf den Zf-Amp.

Sehr schöne und vor allem einfache Schaltung, die ich erstmal so direkt 
übernehmen werde. Ich werde die Anpassglieder als einzelne Module 
aufbauen, also kann man später immer noch mal auf 
Resonanztransformatoren ändern.Momentan hab ich aber einfach keine Lust 
noch mehr von winzig kleinen Ringkernen (T-30-6) zu bewickeln^^.

PS: Vorhin kamen die Resonatoren mit der Post. Ich werde alle mal 
nacheinander einlöten und schauen welche Frequenzbereiche die abdecken.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Eben mal die verschiedenen Resonatoren durchgeprüft:

Schaltung ist die vom BFO, die ich mal gepostet hatte, Ziehkondensator 
ca. 40-750pF.

CSB429: 420.4 - 431.5 kHz
CSB455: 445.5 - 454.0 kHz
CSB470: 462.0 - 470.5 kHz
CSB485: 474.5 - 484.5 kHz

Man kann also davon ausgehen, dass man die Resonatoren immer ca. 10kHz 
von der Nennfrequenz nach unten ziehen kann.

Jetzt wäre noch interessent zu wissen wo jeweils die Mittenfrequenz für 
ein Ladderfilter liegen würde. Da es beim 455 bei ca. 445, d.h. an der 
unteren Frequenzgrenze liegt, kann man evtl. davon ausgehen, dass das 
bei den anderen Resonatoren dann ähnlich sein wird.

Was bedeuten würde, dass man keine Kombination BFO/Filter mit diesen 
Resonatoren erreichen kann, die passen würde.

von B e r n d W. (smiley46)


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> Mischerausgang geht auf 34kOhm

Der muss nicht rein, das ist der Innenwiderstand des Mischers. Du kannst 
Dir vorstellen, was übrig bleibt, wenn er durch den ZF-Eingang mit 1,25k 
belastet wird.

> bei LTU nochmal ein Sourcefolger(?)

Ja, ohne wär der Unterschied zwischen LTU455 und Ladderfilter zu groß 
geworden. Ich werde das jetzt mal komplett simulieren und dann hier 
reinstellen.

> dass man die Resonatoren immer ca. 10kHz
> von der Nennfrequenz nach unten ziehen kann.

Möglicherweise geht es doch tiefer. Aber immer wenn die Drossel ins 
Spiel kommt, bildet diese mit der Parallelkapazität des 
Keramikschwingers einen Reihenschwingkreis, es entsteht eine zweite 
Resonanz oberhalb 1MHz und die Schaltung beginnt dort zu schwingen. 
Eventuell könnte man einen Butler-Oszillator verwenden, diesen jedoch 
nicht auf die 3 oder 5-fache einstellen, Sondern auf die Grundfrequenz. 
Damit wäre die andere Resonanz weg.

> wo jeweils die Mittenfrequenz für ein Ladderfilter liegen würde

Wenn Du vom 455-Schwinger ausgehst, sollte das ca. 7 kHz unter der 
angegebenen Frequenz liegen. Allerdings ändert sich die Filtermitte mit 
der Bandbreite. Die linke Filterflanke bleibt ungefähr gleich.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

Erstmal scheint die erste Version des Pufferverstärkers Probleme mit dem 
Arbeitspunkt zu bereiten. Des weiteren ist die Gesamtverstärkung zu 
hoch. Deshalb hat er jetzt nur noch Stromverstärkung, belastet jedoch 
den ersten Schwingkreis noch weniger.

Beim ZF-Verstärker hab ich die Widerstandswerte des 
Basis-Spannungsteilers erhöht. Der Eingangswiderstand beträgt jetzt 
relativ genau 3 kOhm. Dadurch kann der JFet beim LTU455 entfallen und 
die Pegelverhältnisse werden sogar noch um 3-4 dB besser.

Wenn alles soweit funktioniert, würde ich an Deiner Stelle den 
ZF-Verstärker nochmal umbauen. Und zwar auf zwei Kaskodenstufen mit je 
einem Schwingkreis und einem dritten Schwingkreis für den Demodulator. 
Der letzte Schwingkreis entfernt breitbandiges Rauschen, das dann auch 
demoduliert werden würde. Der Aufwand wäre nicht größer als jetzt, aber 
die Kaskoden sind regelbar und vor allem die Schwingneigung ist 
wesentlich geringer.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Hallo,

so langsam hab ich ja ein richtig schlechtes Gewissen, weil Du die ganze 
Arbeit für mich machst! :-D

Wenn alles steht wollte ich den ZF-Verstärker auf jeden Fall 
austauschen, der hat mir von Anfang an so nicht gefallen.

Beim BFO werde ich jetzt erstmal beim LC-Schwinger bleiben, er ist gar 
nicht so unstabil wie ich befürchtet hatte und ich hab keine Probleme 
mehr die richtigen Frequenzen zu treffen.

von Holm T. (Gast)


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Der Thread ist für mich einfach faszinierend.

Ich habe auch vor einen KW Empfänger zu basteln, bin aber noch dabei 
auszuklamüsern was ich aus dem recht umfangreich vorhandenen Material so 
auf die Beine stellen möchte.
Vorhanden sind u.A. DDR Quarzfilter mit 70,2Mhz, 18Mhz und 10,7Mhz 
Mittenfrequenz und ca 18Khz Breite als 1. ZF. Für die 2. ZW stehen 
mechanische Filter ebenfalls aus DDR Produktion zur Verfügung, 200Khz 
Mittenfrequenz, 9 Stück mit USB, LSB, und mit symmetrischen 
Durchlaßbereich, auch schmale Filter zur Trägerrestaurierung mit 110Hz 
Breite, 2 IE800 Ringmischer habe ich auch.

Ich hatte vor, einen Doppelsuper von ca 200Khz bis 30Mhz zu basteln,
1 ZF umschaltbar 10,7 bzw. 18Mhz und dann runter mischen auf 200Khz.
(Die Umschaltung um auf den Bändern liegender ZF aus dem Weg zu gehen).
Vorläufig bin ich auf der Suche nach geeigneten Quarzen um die ZF runter 
mischen zu können (10,6 und 17,9 Mhz) ggf. muß ich die schleifen lassen
was ich vorläufig umgehen möchte :-)
Ein Einfachsuper mit nur 200Khz Filtern fällt wohl wegen der fehlenden 
Spiegelfrequenzdämpfung aus.
Ich wollte den 1. Ringmischer direkt ohne Vorverstärkung an den Eingang 
hängen, nach den 1. beiden Quarzfiltern Aufholverstärker, dann sowas wie 
MC1496 oder K140MA1 oder B222, 20khz Filter mit Diodenumschaltung, 
Produktdetektor (weiß noch nicht wie.., A220 [TBA120]?)
Habt Ihr irgendwelche Hinweise für mich?
Hier in diesem Thread habe viel Know How abgreifen können, dankeschön.

Gruß,

Holm

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Holm Tiffe

> auch schmale Filter zur Trägerrestaurierung mit 110Hz
Das scheint ja lange vorbereitet zu sein.

> den 1. Ringmischer direkt ohne Vorverstärkung an den Eingang
> nach den 1. beiden Quarzfiltern Aufholverstärker
Dir werden dann für die höheren Bänder von Anfang an 10 dB Rauschabstand 
fehlen, das läßt sich nicht aufholen. Nicht dass er taub wird. Eher 
einen Vorverstärker vorsehen, der sich per Tastendruck umgehen läßt.

Hast Du einen 80,9 MHz Quarz, um auf 10,7 runterzukommen?
Normalerweise habe ich mich auf 10,7 MHz als Quarzfilter festgelegt, die 
200kHz wären nicht unbedingt nötig. Sie aber haben wahrscheinlich eine 
sehr gute Qualität.

> um auf den Bändern liegender ZF aus dem Weg zu gehen
Ja, bei großsignalfester Auslegung reicht vorerst ein Tiefpass bis 30 
MHz, da ja die niedrigste Spiegelfrequenz bei 140 MHz liegt.

Der größte Aufwand wird wohl in der Frequenzaufbereitung bestehen. Der 
VFO muß von 70,2 bis 100,2 MHz reichen. Das geht sinnvoll nur mit PLL. 
In dieser Hinsicht wurde ja in den ehemaligen DDR-Geräten ein ziemlich 
großer Aufwand getrieben. Eventuell könnte man mit einem zweiten 
PLL-Kanal die 10,6 Mhz erzeugen. Falls alle Frequenzen aus einer Quelle 
stammen, heben sich Quarzdriften zum Teil auf. Die Referenzfrequenz für 
die PLL könnte synthetisch mit einem DDS Baustein im einstelligen 
MHz-Bereich erzeugt werden. Das geht mit einem günstigen Baustein, z.B. 
AD9850/51.

Der Takt könnte aus dem 80,9er Quarz stammen, optionalerweise 
thermostatisiert. Die Drift beträgt leicht vom Einschalten bis zur 
Stabilisierung 10-20 ppm, das entspricht 1-2 kHz beim VFO.

Dann würde ich noch einen FM-Demodulator vorsehen fürs 10m-Band.

von Holm T. (Gast)


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Du gehst jetzt von den 70,2Mhz Quarzfiltern aus, die ich hier eigentlich 
nicht benutzen wollte.
Ich wollte 10,7 oder 18Mhz und 200Khz benutzen.

http://www.tiffe.de/Robotron/EKD300/MQF.pdf

Das 10,7Mhz filter hat etwa die selben Daten wie das 18er. Die Daten des 
70,2Mhz Filters sind hier mit drin.

Ich habe 2 70,2Mhz Filter bin mir aber nach wie vor nicht sicher ob die 
OK sind, ich habe auf meinbem Wobbler noch keine vernünftige 
Durchlaßkurve dieser Filter darstellen können, mit dem 10,7 und 18Mhz 
Filtern ist mir das allerdings gelungen.

Die Daten der 200Khz magnetomechanischen Filter sind etwa so:

http://www.tiffe.de/MF200/MF200-E-0235.pdf und
http://www.tiffe.de/MF200/MF200-0120-8.pdf

Ich habe 2,35Khz mit positiver und negativer Ablage (LSB+USB) 
(MF200+E-0235, MF200-E0235), 5,7Khz LSB und USB (MF200+E0575 und 
MF200-E-0575), 110Hz, 150Hz,500Hz,1,4KHz, 1,9KHz (2x), 3,1KHz, und 6Khz 
mit symmetrischer Durchlaßkurve, außerdem noch obskure Filter für RTTY 
Demodulatoren mit 198,650 und 201,350 KHz Mittenfrequenz und 500Hz 
Breite sowie 199,550 und 200,450KHz und ebenfalls 500Hz Breite.

Wen es interessiert, der findet das komplette Eingangsteil des EKD300 
(Preselektorplatinen und 1. Mischer mit Quarzfilter 70,2Mhz) des DDR 
EKD300 auf ebay vom VK "koediefu" z.B. 250928335681. (Ich bin nicht 
verwandt oder verschwägert) (Schaltpläne dafür gibts bei www.funkamt.de)
Beim Funkamateur gibt es auch einen mit I2C programmierbaren 
Quarzoszillator SI570 mit 10-160Mhz und CMOS Ausgang für 24,50, das 
MQF70,2-1600 gibts dort auch für 19 Euro..

Das will ich aber Alles so nicht zusammenbauen weil das schon fix und 
fertig hinter mir steht in Form eines EKD500, einen EKD300 den ich auch 
noch besitze habe ich an einen Kumpel dauerverliehen..
Der EKD500 spielt gerade, allerdings nur MDR Info auf 1044Khz :-)

Der SI570 vereinfacht die Frequenzaufbereitung natürlich extrem, ich 
weiß nicht ob man das billiger "zu Fuß" hin bekommt auch wenn die 24,50 
nicht gerade für lau sind. IMHO kostet das Schleifen spezieller Quarze 
auch nicht weniger als 20 Euro/Stück. Dieses Teil gibts auch mit LVDS 
Ausgängen für noch höhere Frequenzen.

Ich wollte also mit der 1. ZF von 10,7 und 18Mhz arbeiten und werde auf 
der AREB in Dresden an diesem Sonnabend (13.10) mal nach passenden 
Quarzen gucken. Danach entscheidet sich dann was ich wie gebastelt 
bekomme.
10,615Mhz Quarze habe ich, (15KHz neben dem Ziel, ich bräuchte 10,600) 
bei 17,9 noch gar Nichts...

Ich habe das Zeug schon eine Weile lang gesammelt (wie man sicher merkt) 
und will just for Fun halt mal damit was bauen. Ich habe auch noch 
Strahlablenkröhren ähnlich 7360 da liegen, mit denen sich angeblich sehr 
großsignalfeste Balancemischer aufbauen lassen sollen... ist auch so 
eine Art Dauerprojekt, ein Röhrenempfänger wäre ja auch mal nicht 
schlecht, allerdings hat der dann (bei entsprechender Konsequenz Röhren 
verwenden zu wollen) noch größere Probleme mit der Frequenzaufbereitung, 
weshalb ich da eher das mal in der Bucht inklusive der Seitenbandquarze 
für 10 DM (!) geschossene XF9B verwenden wollen würde...


Einen an die rückseitige 200Khz ZF Buchse des EKD500 anflanschbaren F1A 
Demodulator (TBA120) habe ich schon mal gebastelt, die Platine liegt 
irgendwo herum :-)

Ich habe nur so gut wie keine Erfahrungen mit Schwingkreisimpedanzen und 
der Dimensionierung von Anpaßgliedern und gerade da enthält Euer Thread 
hier oben viel Wertvolles für mich..

Gruß,

Holm

von B e r n d W. (smiley46)


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> Strahlablenkröhren ähnlich 7360
Ein 10m Röhrenprojekt gibt es bei mir auch in der Warteschlange. Zuerst 
hatte ich mir ein Graetz-Röhrenradio gekauft, um alle Betriebsspannung, 
Heizung usw. schon zur Verfügung zu haben. Obwohl das Ding so alt ist 
wie ich, spielt es so gut, dass ich es nicht übers Herz brachte, es zu 
opfern.

Dann hab ich ein weiteres, defektes Quelle-Röhrenradio aus der Bucht 
geholt und nur darauf geachtet, dass es auf einem Blechchassis aufgebaut 
ist. Dann das Frontend einschließlich UKW-Tuner komplett entfernt. Es 
gibt einen dreifach-Drehko, welcher auch mechanisch mit dem 
Seilzugsystem des Radios zusammenpasst. Das ZF-Teil soll mit einem 
selbstgebauten 9MHz Half-Latticefilter ausgestattet werden, die NF 
funktioniert nach Tausch eines Elkos wieder. Es fehlt "Nur" noch das 
Frontend mit Vorverstärker, driftarmem Oszillator und Mischer.

Der Vorverstärker soll rauscharm mit einer EF183 oder EF184 oder einer 
EC92 aufgebaut werden. Der Schwingkreis liefert schon kostenlose 
Verstärkung, deshalb wäre gerade eine Triode in Gitter- oder 
Zwischenbasis-Schaltung gut geeignet.

Als Mischer mit Oszillator soll eine ECH81 dienen. Vermutlich ist gerade 
diese Röhre als Mischer aber nicht besonders großsignalfest. Eventuell 
geht es besser im Gegentakt mit einer Doppeltrioden.

> Der SI570 vereinfacht die Frequenzaufbereitung
Davon hab ich noch nie einen verbaut. Meinst Du den C-MOS? Vermutlich 
muß wegen der Streuung erst die Frequenz vermessen werden. Die sollen ja 
ziemlich weit runtergehen, weiter als im Datenblatt angegeben.

von Holm T. (Gast)


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Solchen Röhrenradiokram habe ich auch zur Genüge und Röhren habe ich so 
viele, dass ich damit handeln muß (military-tubes.com)..

Ich schicke Dir gerne so eine Sheet Beam Tube (6AR8,6ME8,6JH8) für den 
Mischer (als Dankeschön für Dein breitgetretenes Wissen oben). Das Ding 
hat eine Art Strahlsystem mit Deflektorelektroden und 2 Anoden. Das Teil 
ist damit ein trägheitsloser Schalter.
Die Kennlinien entsprechen denen einer guten Pentode (wenn man die 
Deflektorelektroden bei Seite läßt). Die RCA 7360 war wohl die erste 
dieser Reihe, später wurden die verbessert und massenweise in 
amerikanischen Fernsehern eingesetzt (die oben genannten Röhren sind in 
den USA Schüttgut).

<VORSICHT!>
Du benutzt Linux?
dann guck mal hier, google nörgelt rum das die Seite Schadcode enthalten 
würde, mein FreeBSD wird wohl auch nicht gefärdet sein :-)

jlandrigan.com/files/Receivers/SSB%20Exciter%20Circuits%20Using%20the%20 
7360.pdf

/VORSICHT!>

Sie wurden massenweise in Synchrondemodulatoren in den NTSC Decodern 
eingesetzt. Da die 7360 in einigen kommerziellen Amateurfunkempfängern 
eingesetzt wurde, wird sie heute beinahe mit Gold aufgewogen. Die 
späteren Röhren sollen aber eigentlich besser sein. Schaltbeispiele habe 
ich.
Ein stabiler, SSB tauglicher  VFO ist bei Röhrentechnik wohl das größte 
Problem.

Ich habe den SI570 auch noch nie eingesetzt, bin nur beim stöbern 
darüber gestolpert und habe das Ding im Hinterkopf behalten.
Da man das Teil sowieso mit einem Rechner beheizen muß, kann dieser auch 
die Kalibrierung berücksichtigen. Ich habe mir aber noch keinerlei 
Gedanken gemacht ob die Dinger auch als VFO einsetzbar sind und in 
welchen Schritten Frequenzen innerhalb interessanter Bereiche 
einstellbar sind.
An baut aber für 25 Euro keinen digitalen PLL-VFO...

Gruß,

Holm

von Holm T. (Gast)


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Ich habe gerade mal Texas Instruments gebeten mir Samples des CDCE913 zu 
schicken, wenn ich das Datenblatt richtig interpretiere kann ich aus 
einer Referenzfrequenz sowohl 10,6 als auch 17,9Mhz generieren und das 
Ding hat einen EEPROM in dem es sich diese Konfiguration auch merken 
kann. Die programmierten Frequenzen sind dann über ein Pin umschaltbar.

Gruß,

Holm

von Sven N. (admiral_adonis)


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servus,

mittlerweile gibts wieder was neues: mittlerweile hab ich ein 8-poliges 
Ladderfilter wie im Anhang aufgebaut. Die Werte der Kondensatoren sind 
real gemessene Werte von 22nF und 4.7nF Bauteilen.

Ist ein bisschen sehr schmalbandig (laut Simulation) geworden und klingt 
auch im Betrieb etwas blechern, aber für einen schnellen Eigenbau und 
obendrein ersten Versuch ganz annehmbar finde ich.

Den BFO habe ich zu einem Colpitts-Oszillator umgebaut, mit dem sich der 
Resonator jetzt deutlich tiefer ziehen lässt. Momentan höre ich das 
beste Ergebnis bei SSB mit 444.5kHz BFO-Frequenz.

D.h. die simulierten 445kHz Mittenfrequenz vom Filter stimmen wohl mit 
der Realität nicht überein.
Interessant wäre nur zu wissen, liege ich mit dem BFO ober- oder 
unterhalb?

Normalerweise würde ich annehmen, da ich im 40m Band höre: Unteres 
Seitenband und nicht invertiertes Spektrum (da hörbar) -> BFO liegt 
unterhalb Filtermittenfrequenz?

von B e r n d W. (smiley46)


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@Sven

> Ist ein bisschen sehr schmalbandig (laut Simulation) geworden
> und klingt auch im Betrieb etwas blechern
Bei mir ist es meist so, dass die Simulation mit den vermessenen Werten 
gut aussieht und zum Schluß ist das Filter doch wieder zu schmal.

Probiers mal so:
Abschlusswiderstände
82 Ohm

Kondensatoren gegen GND
3.3 6x3.9 3.3 nF

Reihenkapazitäten
3.9 18 15 15 18 3.9 nF

@Holm
> Ich schicke Dir gerne so eine Sheet Beam Tube
Vielen Dank für das Angebot, ich komme da vielleicht drauf zurück. Ich 
hatte ja zuvor schon Schaltungsvarianten mit dieser Art Röhre gesehen. 
Erst muss das Mischerkonzept stehen und auch mit der restlichen 
Schaltung zusammenarbeiten. Trioden und andere Röhren habe ich genügend, 
die kann ich in meinem Leben nicht verbauen.

Der CDCE913 sieht erst mal interessant aus. Die Spreizspektrum Funktion 
muß auf jeden Fall aus bleiben. Wie gut das Phasenrauschen ist und wie 
fein sich die Frequenz einstellen läßt, kann ich momentan noch nicht 
beurteilen. Hast Du Dir das Datenblatt schon genauer angeschaut?

Dafür solltest Du am Besten einen neuen Thread am Besten im HF-Forum 
aufmachen.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Nun, zum Verstehen von Sprache reicht es ja voll aus, 2.4 oder 2.7 kHz 
sind da für mich erstmal kein Unterschied (für viele natürlich schon). 
Ich bin da sowieso kaum verwöhnt, da ich SSB bisher immer mit einem 
Audion mit Differenzverstärker zur Entdämpfung (nach b.kainka) gehört 
hatte. Der einzige Filter in dem Gerät (bis auf die beiden 
Schwingkreise) ist ein Tiefpass 2 Khz 1.Ordnung^^.

Im Vergleich dazu tuts die Leiter schon sehr gut, man hört so gut wie 
keine Nebenkanäle. Aufgrund der etwas hohen Durchgangsdämpfung werd ich 
evtl. nur für SSB noch einen kleinen Verstärker mit max. +6dB 
nachschalten, am besten wohl einen FET. Liegt wahrscheinlich an der 
schlechten Güte der Kondensatoren. Musste da aus Platzgründen auf Kerkos 
zurückgreifen.

Auf jeden Fall war die funktionierende SSB-Demodulation nochmal eine 
echte Herausforderung, hat doch einige Nerven gekostet^^.

Eine Frage noch zum Verständnis:

Momentan ist der BFO noch mit Drehko regelbar. Wenn ich drehe hab ich 
irgendwann vor der optimalen Frequenz ein großes Lautstärkemaximum, wo 
ich schwache Sender zwar sehr laut höre, aber das ganze dann auch mit 
unerträglichen Störgeräuschen (Rauschen, lautes Pfeifen) überlagert ist. 
Drehe ich noch etwas weiter bis zu den 444.5, dann wird es zwar wieder 
leiser, aber ich habe dann eine gute Sprachverständlichkeit und nur 
wenig Störung und Rauschen.
Ist das eine Eigenart vom Schwebungssummer, oder noch ein Fehler der 
Schaltung?
Eigentlich sollten ja alle hohen Frequenzen durch den NF-Tiefpass recht 
gut gedämpft werden, daher verwirrt mich das etwas.

Allerdings, ich muss es nochmal erwähnen:

Noch ist bis auf den VFO absolut NICHTS abgeschirmt!

Als Dioden verwende ich 2 1N4148 und die BFO Amplitude stelle ich nach 
Gehör ein. HF-Tastkopf sagt 800mV, aber da ich keine Möglichkeit habe 
den zu eichen sagt das wenig aus.

von Holm T. (Gast)


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Die SSB Filter im EKD500 den ich hier habe sind IMHO auch 2,7Khz breit, 
jedenfalls steht das wohl auf den Filtern. Am Gerät steht +- 3,0.
Die Modulation ist aber gut verständlich. Der EKD300 hatte ein 2,35Khz 
breites Filter (von der Sorte wie ich es verbasteln will) und IMHO war 
das immer die gesuchte Bandbreite für Afu..

Gruß,

Holm

von B e r n d W. (smiley46)


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> dann auch mit unerträglichen Störgeräuschen
> Ist das eine Eigenart vom Schwebungssummer

Das kenne ich so nicht. Möglicherweise schwingt die ZF doch noch oder 
der BFO schlägt auf den 1. Mischer durch. Dann bilden sich dort F+BFO, 
F-BFO und möglicherweise Kreuzmodulationsprodukte. Wenn dies dann auf 
die normale Empfangsfrequenz VFO+ZF oder die Spiegelfrequenz fällt...

Es ändert sich normalerweise beim Verstellen der Frequenz die Tonhöhe 
und beim ändern der Amplitude die Lautstärke. Die Amplitude darf so groß 
gewählt werden, daß die Lautstärke schon wieder ein klein wenig abfällt.

Für die Frequenz wäre es ideal, die Filterkurve zu kennen. Falls die 
-6dB Punkte bekannt sind, dann von dort aus noch 200 Hz höher bzw. 
tiefer. Das Filter hat an dieser Stelle meist schon 20 dB Dämpfung.

Das passt auch zum Thema:
Beitrag "Re: Ladderfilter berechnen und bauen"

Einfach den Receiver am Line-In der Soundkarte anschließen, beim Mixer 
die Quelle auswählen und bei Spectran auf Start clicken. Der BFO 
befindet sich im Bild bei Null Hz. Das Filter soll von dort noch 
deutlich ansteigen. Ohne Rauschgenerator kann auch eine Stelle ohne 
Empfangssignal dienen. Dreht man nun auf ein CW-Signal, wird eine Linie 
im Wasserfall sichtbar.

Spectran läßt sich hier herunterladen:
http://www.weaksignals.com/

von Sven N. (admiral_adonis)


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Also die ZF schwingt soweit ich das beurteilen kann nicht mehr, hab alle 
in Frage kommenden Bereiche mal abgehört mit einem Scanner.

Es scheint wohl eine Rückkopplung irgendwo zu sein, wie mir scheint 
spielt der überdimensionale Übertrager vom Produktdetektor da eine 
Rolle. Dachte eigtl. dass ein Doppel-U-Kern auch selbstschirmend ist wie 
ein Ringkern. Scheint aber nicht der Fall zu sein.

Wahrscheinlich lohnt es nicht weiter nach der Ursache zu suchen, bevor 
nicht Mischer und BFO/PD in ihren Abschirmkästen sind.

Bei SSB schlagen die hohen Töne ziemlich durch, was bei starken Sendern 
unangenehm für die Ohren ist. Lohnt sich da ein Begrenzer aus 2 oder 4 
antiparallelen Dioden am NF-Eingang?

Spectran werd ich mir die Tage mal ansehen, hab momentan noch ne 
Studienarbeit parallel^^.

von B e r n d W. (smiley46)


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Ein Vorwiderstand 3k und zwei antiparallele Dioden 1N4148 machen schon 
Sinn. Das Begrenzt das Ausgangsssignal auf ca. 0,5 Volt. Dann könnte man 
noch einen Tiefpass dahintersetzen, oder einen 10nF zu den Dioden 
parallelschalten, um die hohen Frequenzen durch das clippen zu 
reduzieren.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Hab mich eben mal schnell an einer FET-Kaskode versucht.

Sieht eigtl. schon ganz gut aus fürn ersten Versuch denk ich. Am Anfang 
schwingt das Ausgangssignal etwas, aber nach 1-2ms beruhigt sich das 
Ganze dann scheinbar...

von B e r n d W. (smiley46)


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Sobald die Kurve oben spitz wird, würde die Schaltung schwingen. Mach 
mal zum Schwingkreis 57k parallel, das entspricht einer Güte von 100.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ah ja, das funktioniert super.

Da ich ja momentan, bedingt durch die 2 verschiedenen Filter mit 2 ZF 
(445 und 455) arbeite, was wäre die beste Lösung:

-neues Ladderfilter für AM bauen (wieviele Resonatoren wären sinnvoll?)

-2 Schwingkreise pro Kaskode, die umgeschaltet werden

-AM Filter ziehen (10kHz erscheint mir aber zu viel)

Oder wird der Frequenzbereich in der Praxis nicht so schmal werden, dass 
man den Unterschied an Verstärkung bemerken würde, wenn ich die Mitte 
auf 450 lege?

Man kann zwar die Schwingkreise noch stärker bedämpfen, aber damit sinkt 
dann natürlich wieder die Verstärkung...

von B e r n d F. (Gast)


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Geht das auch so?
ZF-Filter für SSB/AM/CW umschaltbar->ZF-Verstärker (breitbandig ohne 
selektive Elemente)->ZF-Filter für AM?

Wäre mal interessant wg. Vor-und Nachteile zu Svens selektiven 
ZF-Verstärker.

von B e r n d W. (smiley46)


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@Sven

> neues Ladderfilter für AM bauen
> wieviele Resonatoren wären sinnvoll?
Mindestens auch 8 Resonatoren. Breite Filter fallen leider flacher ab 
und werden noch unsymetrischer. Bei dieser Lösung würden sich die linken 
Filterflanken decken. Die rechte Filterflanke des AM-Filters würde dann 
bis ca. 450 kHz reichen. Laut Berechnung beträgt die maximal erreichbare 
Breite 8 kHz.

> 2 Schwingkreise pro Kaskode, die umgeschaltet werden
Ich hab Dir einen Vorschlag angehängt. Dem ersten Filter wird bei der 
niedrigeren Frequenz ein C mit 27pF parallelgeschaltet. Das zweite 
Filter ist durch die Bedämpfung am Ausgang sowiso ziemlich flach. Wird 
es auf die Mitte zwischen den Filtern eingestellt, macht der Unterschied 
nur 1 dB aus.

> AM Filter ziehen (10kHz erscheint mir aber zu viel)
Das fertige Filter läßt sich vermutlich kaum ziehen. Es enthält 
möglicherweise auch 8 Resonatoren und Du kommst nur an die Äußeren dran.

> damit sinkt dann natürlich wieder die Verstärkung
Die Verstärkung bis nach den Keramikfiltern beträgt ca. 30 dB. Das ist 
eigentlich schon zu viel.

Antenne, Verst, ZF-in
min: 1µV * 30 = 30µV
mid: 100µV * 30 = 3mV
max: 10mV * 30 = 300mV

Die ZF sollte sich soweit regeln lassen, daß am Ausgang ca. 150mV 
rauskommen. Der Regelbereich umfasst dann -6 dB bis 74 dB. Das sollte 
gerade so möglich sein und entspricht einem Dynamikumfan von 80 dB. 
Steigt das Eingangssignal über 10 mV, könnte mit einem HF-Regler 
zurückgedreht werden.

von B e r n d W. (smiley46)


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@B e r n d F.

> ZF-Filter für SSB/AM/CW umschaltbar->ZF-Verstärker
> (breitbandig ohne selektive Elemente)->ZF-Filter für AM?

Üblich ist:
-> ZF-Filter für SSB/AM/CW umschaltbar
-> ZF-Verstärker breitbandig (MC1350 mit AGC)
-> Ein Schwingkreis zur Beseitigung des breitbandigen Rauschens
-> AM-Demodulator bzw. Produktdetektor.

Ein sauber aufgebauter Kaskoden-Verstärker rauscht etwas weniger und die 
Schwinggefahr ist geringer, da sich die Verstärkung auf zwei Stufen 
aufteilt.

Der MC1350 hat eine Verstärkung von 50 dB und einen Regelumfang von 60 
dB. Um auf die 74 dB Verstärkung zu kommen, wäre auch eine weitere Stufe 
notwendig. Falls die Schaltung bei höheren Frequenzen und 50 dB 
Verstärkung schwingt, kann eine Abschirmung quer über den Chip helfen, 
um den Eingang vom Ausgang zu entkoppeln.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

Die aktuelle Schaltung hat einen gravierenden Nachteil, der 
Regelspannungsbereich reicht von -2V bis +2V. Ohne negative Spannung ist 
der Regelbereich viel zu klein. Der Empfänger würde bei Signalen > 100 
µV bereits übersteuern.

Jedoch gibt es einen Ausweg, die Hybrid-Kaskode:

http://www.qrp.pops.net/wwv-5-supplemental.asp
http://www.ka7exm.net/hycas/hycas_200712_qst.pdf
http://www.youtube.com/watch?v=dy4YEf3hHcY

PS
Bin schon am Simulieren!

von Sven N. (admiral_adonis)


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Servus,

habe den Verstärker gerade in Betrieb genommen, aber leider ist der 
Empfang damit enttäuschend schlecht.
Wo ich mit altem Amp schon zurückdrehen muss, hört man hier nur die 
stärksten AM-Sender ganz leise im Hintergrund.
Irgendwas muss ich übersehen haben, finde aber momentan den Fehler in 
der Schaltung nicht...

von B e r n d W. (smiley46)


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Hast Du die AGC-Leitung auf Plus gelegt?

Mess mal die Gleichspannungen an einer Stufe, also Gate1, Source 1, 
Drain1+Source2, Gate2, Drain2. Die Spannung muss Schritt für Schritt 
zunehmen.

von Sven N. (admiral_adonis)


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AGC hab ich bislang noch gar keine. Die Spannungen:

Gate1 1,3

Source2 1,15

Drain2-Source1 2,5

wobei 1 oberer FET und 2 unterer

von B e r n d W. (smiley46)


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Das sieht erst mal wie in der Simulation aus. Sind die Spannungen in der 
zweiten Stufe identisch?

Die könntest die zweite Stufe noch aufmotzen wie die Erste mit der 
R6/C10 Kombination.

R1 und R5 können noch auf 27k reduziert werden, aber das bringt nur 3-4 
dB. Dieser C2 mit 3.3 pF ist ein wenig klein, nimm lieber um 100 pF.

von B e r n d W. (smiley46)


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Ich bin davon ausgegangen, dass die letzte Stufe vor dem Demodulator mit 
Schwingkreis noch bleibt.

von B e r n d F. (Gast)


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Die Hybrid Cascode verwende ich in meinem Empfänger. Sie ist ziemlich 
unempfindlich was den Aufbau auf Lochraster angeht. Ich verwende als 
Trafo einen FT37-43 (falls der FB43-2401 nicht zur Hand ist) ohne 
Probleme.
Der Verstärker sollte wg. HF-Einstreuungen (starke AM-Sender leise zu 
hören) in einen Blechkasten verfrachtet werden.

von Sven N. (admiral_adonis)


Angehängte Dateien:

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Also ich hab momentan zum Testen erstmal den Aufbau wie im Bild 
eingefügt anstelle des alten Amp.

Laut Simulation sollte dieser ziemlich genau die gleich Verstärkung, 
etwas über 80dB liefern.

Die Spannungsteiler am Gate der oberen FET hab ich erstmal wie in meinem 
ersten Entwurf gelassen, scheinbar sind die genau dafür da, um nur mit 
positiver Spannung später regeln zu können.

Ich hatte aber erstmal nur eine manuelle Regelung über das Poti am 
Source der 2. Stufe vorgesehen, bis es läuft.

PS: Ich hoffe doch nicht es gibt unterschiedliche Pinbelegungen beim 
2n3819?

Ich bin ausgegangen von (flache Seite nach oben) links nach rechts: 
Drain, Gate Source...

von B e r n d W. (smiley46)


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Laut Simulation sollte es funktionieren. Jedoch durch die 20k Last 
bricht die letzte Stufe mehr als 10 dB ein.

Ich interpretier das Datenblatt so (siehe oben), nach Philips, ON-Semi. 
und Vishey. laut Fairchild ist es gerade andersrum.

Nachtrag:
Es gibt einige JFets, die sind symetrisch aufgebaut wie z.B. der J310. 
Dadurch können diese Typen ohne große Nachteile umgedreht werden. Das 
hab ich mal in der Simulation probiert und es macht tatsächlich keinen 
Unterschied. Wenn also das Simulationsmodell stimmt, ist in der Mitte 
das Gate!

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ja genau, ich meine nämlich auch zwei unterschiedliche 
Anschlussbelegungen gesehen zu haben.

Aber gut, das Gate ist in jedem Fall in der Mitte, also kanns daran wohl 
nicht liegen.

Ich muss mir morgen nochmal in aller Ruhe meinen Aufbau ansehen, evtl. 
ist es ja doch ein blöder Verdrahtungsfehler.

Denn laut Simulation kann ich ja in etwa die gleiche Lautstärke wie 
vorher erwarten.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Eben hab ich noch mal alles gecheckt, finde aber einfach keinen Fehler. 
Die Schaltung ist an sich ja auch sehr übersichtlich.

Auch alle FET hab ich durchgemessen, alle i.O.

Können beide Stufen gegenseitig so stark koppeln, dass die 
Gesamtverstärkung so weit sinkt? Kann ich mir nicht vorstellen, da alle 
Verbindungen auch recht kurz gehalten sind und die Schwingkreise 
abgeschirmt.

Bei Gelegenheit baue ich mal deinen Schaltungsentwurf für eine 
Bipo-Kaskode nach, vielleicht geht das ja.
War nur mal ein Versuch das Ganze mit FET's zu bauen, davon hab ich noch 
50 Stück, aber Bipos kaum mehr.

von B e r n d F. (Gast)


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Also die Verstärkung hängt von der Größe des Arbeitswiderstandes, der 
Steilheit der Transistoren (da gibt es Streuungen innerhalb eines Typs) 
oder der Transitfrequenz in Verbindung mit der zu verstärkenden Frequenz 
ab (fällt bei 455 KHz nicht ins Gewicht).

von B e r n d F. (Gast)


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Nachtrag zur Steilheit bei FETs - vielleicht schreibt Bernd W. noch was 
dazu:

Ich selketiere die FETs immer so:
Man misst Idss (laut Datenblatt beim 2N3819 20 mA - also schonmal 
weniger als beim J310) indem man das Gate und Source gg. Masse legt und 
über einen 100 Ohm Widerstand am Drain den Spannungsabfall misst.
Der Transistor mit dem höchsten Idss wird herausselektiert. Bei den 
Transistoren mit dem höchsten Idss wird wieder die mit der niedrigsten 
Pinch-Off-Spannung herausgesucht. Die Pinch-Off misst man indem man 
einen Widerstand von ca. 100K an die Source gg. Masse schaltet und am 
Source misst.
Der Transistor mit der niedrigsten Pinch-Off und dem höchsten Idss hat 
grob die grösste Steilheit. Man kann alerdings auch ein Id-Ugs-Diagramm 
erstellen. Da sieht man die Steilheit am besten (an der eingezeichneten 
Kennlinie bei Upichoff nach rechts und links, zB um 0,5V bei einem 
Signal von 1Vss).

von B e r n d W. (smiley46)


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> Können beide Stufen gegenseitig so stark koppeln,
> dass die Gesamtverstärkung so weit sinkt?

Die Folgestufe hat einen Eingangswiderstand von > 100k. Jedoch beträgt 
die Eingangskapazität des 2N3819 8pF, was die Schwingkreisresonanz etwas 
nach unten verschiebt und welche außerdem mit dem 100pF 
Koppelkondensator einen kapazitiven Spannungsteiler bildet. Zusammen mit 
dem 470k Widerstand gehen etwa 2dB verloren.

Die Gesamtverstärkung beträgt momentan nur gut 70 dB. Eine Pufferstufe 
mit 2N3819 als Gate-Source-Folger am Ausgang bringt alleine 10 dB 
weniger Verlust und der zweite Schwingkreis bekommt eine schöne 
Resonanz.

von B e r n d F. (Gast)


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OT:
Apropos Impedanzwandler.
Wie errechnet sich der Ausgangswiderstand?
In meinem Buch steht Ra=1/S. Also ist er von der Steilheit abhängig.
Ich möchte zum Beispiel einen grösseren Arbeitswiderstand an meiner 
Mischstufe (unbedämpfter Parallelschwingkreis) um ein Quarzfilter mit 
500 Ohm anschzuliessen.
So eine Schaltung mit Mischer->Impedanzwandler->Filter habe ich 
zumindest noch nicht gesehen. :)

Frage wie Berechnet man den Impedanzwandler und steigt die 
Mischverstärkung?

von Sven N. (admiral_adonis)


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Ich hab da auch nochmal was:

Momentan kann ich tagsüber schon ganz gut SSB hören im 40m Band, aber 
der Übertrager den ich verwende kommt mir noch komisch vor (davon 
abgesehen dass er übergroß geraten ist :-D ):

Im Bild sieht man den Aufbau, es handelt sich um 2 einzelne U-Kerne, die 
ich einfach mit Klebeband zusammen fixiert habe. D.h. der Luftspalt im 
Bild ist nur zum besseren Verständnis.

nur wie schaut das mit dem Koppelfaktor und den Verlusten aus? Sollte 
ich lieber doch alle Windungen an 1 Ende, anstatt an den 
gegenüberliegenden unterbringen?
Ich frag lieber erstmal, bevor ich den wieder auseinanderpflücke^^.

Und dann für die weitere Entwicklung des "Projekts":

Weis jemand wo ich für kleines Geld eine digitale Frequenzanzeige 
bekommen könnte? Muss nicht mehr als einen Offset für die ZF können.
Selber bauen wollte ich nichts, da der Umfang wahrscheinlich den des 
Empfängers übersteigen würde^^.
Bausatz wäre natürlich ok.
Das günstigste was ich finden konnte war:

http://www.qrpproject.de/DL4YHFcounter.html

Würde 35€ kosten.

Allerdings fehlt mir natürlich ein Programmer für PIC's. Könnte ich aber 
evtl. an der Uni erledigen.

von B e r n d F. (Gast)


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OT:

Habe mal etwas zur Drainschaltung berechnet:
Ze = 1 MOhm auf Za = 500 Ohm


Re = 1MOhm (von Gate auf Masse)

Ra:

BF245B mit Idss = 10mA (gemessen)
           Up = 3,3V (gemessen)
           gm = Idss / Up
           gm grob = 3,3mS
Ra = 1 / 3,3 * 10^-3

Ra = 303 Ohm
------------

Rs = 1KOhm um auf Up zu kommen.

Za = Rs || Ra
Za = 1000 Ohm || 303 Ohm

Za = 232 Ohm
============


Also um auf 500 Ohm zu kommen von Source auf das Quarz-Filter ein 
Widerstand von 270 Ohm in Reihe.

von B e r n d F. (Gast)


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@Sven: Die Frequ.-Anzeige finde ich OK. Habe selber diesen Bausatz im 
Einsatz um VFO-Freq. zumessen.
Ein Offset habe ich allerdings noch nicht programmiert. ;)

Der PIC im Bausatz ist schon programmiert.

von B e r n d W. (smiley46)


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> der Übertrager den ich verwende kommt mir noch komisch vor

Mir auch. Den Besten Koppelfaktor erhält man durch Verdrillen, den 
zweitbesten durch Verschachteln der Wicklungen. Also in diesem Fall die 
Sekundärwicklung obendrauf.

> einen FET als Mischer, Schau mal da (Schematic 4):
> http://www.qrp.pops.net/cascoder1.asp

Ich hab diese Schaltung nochmal aufgegriffen. In der Simulation im 
Anhang funtioniert das ziemlich gut. Außerdem würde der Kern wegfallen.

>> http://www.qrpproject.de/DL4YHFcounter.html
> Würde 35€ kosten.

Bei den LEDs ist der Stromverbrauch relativ hoch. Ich würde da einen 
Frequenzzähler wie diesen vorziehen:
http://www.sprut.de/electronic/pic/projekte/frequenz/freq.htm

Der hat wesentlich mehr Stellen. Für einen Kurzwellen-Receiver sollte 
die Auflösung wenigstens 100Hz betragen. Das Material kostet ~10Euro. 
Aufbau auf Lochraster an einem Abend. Allerdings sollte die Ablage 
umschaltbar sein zwischen -445, -455, 448 und 455 kHz. Da müßte man 
genau sowas finden, offenen Quellcode modifizieren oder selbermachen. 
Eventuell gab es das auch hier im Forum schon mal.

Auch noch was:
Bucht# 160897290785

von B e r n d W. (smiley46)


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Zweiten Anhang vergessen!

von Sven N. (admiral_adonis)


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Der Zähler aus der Bucht sieht mal top aus. Mal schaun ob ich den 
Zuschlag kriege.

Den Übertrager hatte ich in der Zwischenzeit wieder rausgeschmissen und 
ersetzt durch eine Ringkern. Da ich nur ca. 2x35uH und 1x330uH auf den 
Ring wickeln konnte (diesmal Adern verdrillt) wegen dem Platz hab ich 
der Primärwicklung noch 390pF parallel angehängt, so dass der ZF-Amp 
jetzt auf einen Schwingkreis arbeitet, was auch das Rauschen verringert 
hat. Laut Simulation komme ich jetzt auch wie in deinem jüngsten Anhang 
so mit 120-140mV aus dem PD.

Keine Ahnung was für Nachteile das mit sich bringt, auf jeden Fall 
funktioniert es recht gut. Ich kann momentan zahlreiche Stationen auf 
40m hören aus Russland, Spanien etc. Alles mit 20m Langdraht, aber noch 
ohne das Anpassgerät dazwischen.

Bei der FET-Kaskode hatte ich mal wieder nicht dran gedacht, dass der 
Ausgangswiderstand viel höher als bei Bipos ist.
Ich werde deinen Sourcefolger gleich mal noch anhängen und dann nochmal 
testen.
Von einem FET Zf-Verstärker verspreche ich mir weniger 
(Verstärker-)Rauschen, oder kann man das so pauschal nicht sagen?

Den FET-Produktdetektor werde ich zum Vergleich auch bald mal aufbauen.

Ich hab auch mal ein paar Led-Treiber für ein S-Meter bestellt:
http://www.qsl.net/n6bg/thunt/ledsmtr.html

wobei mir wahrscheinlich 10 Led's reichen werden. Wo greift man die 
Spannung für SMeter/AGC am besten ab? Bei AM kenne ichs am Demodulator.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

Wenn die beiden JFets beim Produktdetektor getauscht werden, 
funktioniert die Schaltung besser und es reduziert deutlich die 
Verzerrungen.

Dann hab ich erste Simulationen mit der AGC durchgeführt. Nach wie vor 
gibt es den Nachteil der negativen Regelspannung. Optimalerweise müßte 
ein PI-Regler rein, damit die Regelabweichung gegen Null geht. Die 
AGC-Spannung verhält sich einigermaßen proportional zur Signalstärke, 
wenn auch nicht linear. Der Diodengleichrichter könnte auch einen 
Pufferverstärker vertragen, da er den Schwingkreis deutlich belastet.

> dass der Ausgangswiderstand viel höher als bei Bipos ist.
Je nach Arbeitspunkt können die Bipolartransistoren am Kollektor auch 
ziemlich hochohmig werden. Das Verhalten ist doch Ic = Ib*hFe. Der 
Kollektor verhält sich also mehr oder weniger wie eine Stromsenke 
gesteuert vom Basisstrom. Ideale Stromquellen/Senken haben aber einen 
unendlichen großen Innenwiderstand.

> Von einem FET Zf-Verstärker verspreche ich mir weniger
> (Verstärker-)Rauschen, oder kann man das so pauschal nicht sagen?
Nein, kann man nicht. Aber sie belasten den Schwingkreis recht wenig. 
Für Bipolar wären dafür Koppelwicklungen notwendig.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Nochmal ein kleines Update:

Nachdem ich in meiner Kaskode einfach keinen Fehler finden konnte, hab 
ich spaßeshalber einfach noch eine 3. Stufe dazugepackt um mal zu 
schauen was rauskommt.

Und siehe da, jetzt ist die Lautstärke vergleichbar oder besser als beim 
alten Amp und das Rauschen ist DEUTLICH zurückgegangen.

Wie gut der Empfang wirklich ist werd ich zwar erst erfahren wenn ich 
mal ne zeitlang höre und die Callsigns mitschreibe, aber zumindest 
konnte ich vorhin ein QSO Ukraine-Japan mithören, wobei es beim Japaner 
leider nicht mehr für verständliche Sprache gereicht hat, aber man 
konnte im Hintergrund immerhin das typische "SSB-Quaken" hören.

EDIT: Wärs nicht möglich den Regelbereich zu erhöhen, indem man 
zusätzlich zur ZF- auch die HF-Stufe mit an die Regelung anschließt?

von B e r n d W. (smiley46)


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> Wärs nicht möglich den Regelbereich zu erhöhen, indem man
> zur ZF- auch die HF-Stufe mit an die Regelung anschließt?

Das hat man früher auch so gemacht. Eine zurückgeregelte Vorstufe 
verliert aber ihre Großsignalfestigkeit. Es soll ja zurückgeregelt 
werden, weil das Eingangssignal zu groß ist. Außerdem kann das starke 
Signal innerhalb des Vorfilters liegen, aber außerhalb des ZF-Filters, 
dann wird es durch die AGC nicht erfasst.

Der Regelbereich der ZF reicht völlig aus. Der Mischer kann aber mit 
Signalen über 10 mV überfahren werden, auch weil die Verstärkung bis 
nach dem Mischer 30 dB beträgt. Deshalb ist ein HF-Regler oder eine 
schaltbares Dämpfungsglied notwendig.

> Wie gut der Empfang wirklich ist werd ich zwar erst erfahren
> wenn ich mal ne zeitlang höre und die Callsigns mitschreibe
Wenn beim Einstecken der Antenne das Rauschen sich mindestens 
verdreifacht und das schon abseits der Zivilisation, also nicht mitten 
in der Großstadt mit allen Störungen, dann ist das ein Hinweis.

Die Japaner kommen bei mir mit der Zimmerantenne auch ziemlich schwach 
an. Meist fängt sich die Loop weniger Störungen ein. Wäre für 40m eine 
Antennenlänge von knapp 10m nicht empfangsstärker?

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Sven

Ich mach mir gerade Gedanken über die Regelbarkeit der Kaskode. Um mit 
einer niedrigen Betriebsspannung funktionieren zu können, sollte ein 
JFet mit kleiner Abschnürspannung verwendet werden. Dein Fet ist für 
HF-Vorstufen und Mixer ausgelegt und benötigt daher einen erhöhten 
Ruhestrom. Um auf unter Null dB regeln zu können, muß also das 
Spannungsniveau des unteren Fet auf 2 Volt über das Niveau des oberen 
Fet angehoben werden, nur dann kann der obere Fet sperren. Dadurch wird 
leider eine höhere Betriebsspannung in der Größenordnung von 7 Volt 
benötigt.

Der BF245A und andere Typen mit ähnlich niedrigem Uth haben da deutliche 
Vorteile. Es funktioniert schon mit 5 Volt und der Regelbereich ist 
größer.

von Sven N. (admiral_adonis)


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>leider eine höhere Betriebsspannung in der Größenordnung von 7 Volt

Prinzipiell nicht so tragisch, würde für mich nur bedeuten extra für den 
ZF-Amp noch einen LM340 zu verbauen. 1 Dreibein und 2 Kondensatoren mehr 
fallen in meinem Aufbau sowieso nicht mehr auf :-D.

Letztlich ist aber sowieso auf jeden Fall noch eine manuelle Regelung 
mit dabei.

Welche Abstufungen nimmt man denn für einen Abschwächer? -3dB, -6dB, 
-12dB...? Die Bauteilwerte kann man bequem mit AADE berechnen.
Bei meinem Audion reicht ein normales Poti als Abschwächer.

>Wäre für 40m eine
>Antennenlänge von knapp 10m nicht empfangsstärker

Dann wäre die Antenne aber wieder niederohmig, und das dämpft die 
Vorselektion zu stark?
Momentan kann man meines Wissens von einer Impedanz von ca. 2kOhm 
ausgehen, handelt sich für 40m ja um einen engespeisten Halbwellendipol.

von Holm T. (Gast)


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@Sven: Beim Funkamateur (box73.de) gibt es derzeit ausgelötete 
Ringmischer IE500 für 5 Euro/Stk. Du solltest zugreifen denke ich. IMHO 
machen die 0,5Mhz bis 1Ghz. Dort gibts natürlich auch Schweinenasen aka 
Doppellochkerne aus unterschiedlichen Ferriten. Diverse Quarzfilter gibt 
es auch, ich weiß nicht recht ob da der Eigenbau lohnt..

Enttäuscht war ich von amidon.de, Keine Bestellbestätigung, der Shop ist 
auf einem Stand von vor Jahren, Die Schottkydioden die ich für den 
Mischer wollte waren ausverkauft..bleibt nur die lange Lieferzeit. Dafür 
gabs irgendwelchen Lakritzekram.

@BerndW: Ich habe indessen die CDCE913 bekommen und mich etwas 
eingehender damit befaßt. Dazu habe ich u.A. auch die Software von TI 
heruntergeladen die beim Teiler errechnen helfen soll... die Software 
kann man eigentlich nur als krank bezeichen (ich weiß nicht ob die mehr 
Bugs als Features hat, aber es fühlt sich so an) und wenn man da einen 
Takt und eine gewünschte Frequenz eingibt...kommt nur Käse heraus. 
Selbst wenn man Parameter vorgibt, weiß diese Mist immer besser wie man 
nicht zum richtigen Ergebnis kommt. Ich habe aber von Jemandem einen 
Linux Treiber zusammen mit 2 Supportprogrammen gefunden die ganz gut 
rechnen können.

Der CDCE 913 hat wohl ein paar Defizite, Fürs 2m Band ist er nicht mehr 
recht zu gebrauchen, wenn man den VCO mit 160 Mhz fährt (bis 230 ist 
spezifiziert) kann man nicht mehr am Ausgang teilen (dann hätte man ja 
nur 80Mhz) und das hat zur Folge das man kein 25Khz oder 12,5Khz Raster 
erzeugen kann. Ein anderer meckert an, dass der Chip in der PLL keinen 
Jitter Attenuator hat. Für meine Zwecke wird er aber funktionieren denke 
ich zumal die Frequenzen am Ausgang (10,8 bzw. 18,1Mhz) sich ja auch 
noch mit 2 Filtern glätten lassen. Nebenbei fallen da auch noch 200Khz 
raus. Soweit die Theorie. Ausprobiert habe ich noch Nichts, erstens ist 
das Ding TSSOP14 und 2. hatte ich noch nicht ausreichend Zeit.
Ich muß mir ja erst mal irgendwas schnappen mit dem ich den Dingern per 
I2C die Parametrisierung einbruzeln kann.
Ich war heute auf der Areb in DD, die erstmals in der alten Mensa der 
dortigen Uni abgehalten wurde, feine Sache, mir hat es gefallen. Ich 
habe mich auch durch mehrere Quarzkisten gewühlt, aber die von mir 
benötigten Frequenzen natürlich nicht gefunden. Mechanische Filter auch 
SSB geeignete gab es reichlich, war aber halt schon gut eingedeckt. Auch 
XF9* war im Angebot für relativ kleines Geld. Habe u.A. einen schicken 
KW Drehko gekauft..

Gruß,

Holm

von B e r n d F. (Gast)


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Holm Tiffe schrieb:
> @Sven: Beim Funkamateur (box73.de) gibt es derzeit ausgelötete
> Ringmischer IE500 für 5 Euro/Stk. Du solltest zugreifen denke ich. IMHO
> machen die 0,5Mhz bis 1Ghz. Dort gibts natürlich auch Schweinenasen aka
> Doppellochkerne aus unterschiedlichen Ferriten. Diverse Quarzfilter gibt
> es auch, ich weiß nicht recht ob da der Eigenbau lohnt..

Soviel ich weiß geht der IE-500 bis 500 MHz und ist vergleichbar mit dem 
ADE-1. Bei ebay bekommt man 2 Stk für umgerechnet EUR 5,50 und EUR 2,11 
Versand. Amidon Ringkerne (=Micrometals) bekommt man bei reichelt oder 
im qrp-shop.de ohne Probleme.
Ich denek Sven sollte ersteinmal das aktuelle Projekt zu Ende bringen 
ehe man wieder irgendetwas umbaut (fehlender Diplexer und ZF-Amp mit 2 
parallelen FETs in Gate-Schaltung).

von Sven N. (admiral_adonis)


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Kurze Zwischenfrage:

Bei meinem Preselektor aus 2 gekoppelten Parallelschwingkreisen hab ich 
mir weiter nichts gedacht, und das wie beim Detektorempfänger aufgebaut, 
mit 2 Spulenkörpern die ca. 1-2cm voneinander entfernt montiert sind.

Oder sollte man lieber alle 3 Spulen (Koppelwicklung Antenne und beide 
Schwingkreisspulen) auf 1 Spulenkörper wickeln?

Ich kenns bei Bandfiltern eben so, mit etwas Abstand, um den richtigen 
Koppelfaktor zu bekommen.

Momentan läuft irgendwie ein Contest, da kann ich wenig zur 
Empfindlichkeit sagen, da hier alles so stark einfällt, dass ich 
deutlich zurückdrehen muss.

von Holm T. (Gast)


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Okok, ich halte ab jetzt die Klappe.

Gruß,

Holm

von Sven N. (admiral_adonis)


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Wieso das?

Alle Ideen und Anregungen sind willkommen.

Ringmischer hab ich sogar 2 hier, steinalte "ANZAC MD-108".

Ich will halt nur nicht allzu viel dazukaufen, sondern lieber immer mit 
dem auskommen was ich hier so rumliegen habe.
Sonst könnte ich auch einfach NE612 als Mischer und MMIC-Zf-Verstärker 
benutzen.
Ich finde aber gerade durch die ganzen Probleme und (Verständnis-) 
Schwierigkeiten bei einem diskreten Aufbau lernt man am meisten.
Und mal ehrlich, bis auf den Spaß- und Lerneffekt ist mein Projekt 
vollkommen sinnlos^^.

Alles in Allem bin ich aber mit dem momentanen Stand recht zufrieden. 
Die Störgeräusche bei SSB sind weg, der Zf-Verstärker arbeitet (fast) 
gut und ich war erstaunt wie gut das Eigenbau-SSB-Filter doch arbeitet.

von B e r n d W. (smiley46)


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>> leider eine höhere Betriebsspannung in der Größenordnung von 7 Volt
> Prinzipiell nicht so tragisch, würde für mich nur bedeuten
> extra für den ZF-Amp noch einen LM340 zu verbauen.

> Bei meinem Audion reicht ein normales Poti als Abschwächer.
Das reicht hier auch, welchen Widerstand hat das Poti beim Audion?

>> Wäre für 40m eine Antennenlänge von knapp 10m nicht empfangsstärker
> Dann wäre die Antenne aber wieder niederohmig,

Der Rothammel sagt auch 2 kOhm. Anpassung an 50 Ohm durch eine 
Koppelwicklung mit 1/6 der bisherigen Windungszahl. Für die Dämpfung 
kommt das aufs Gleiche raus. Mit Koax kann man die Antenne etwas aus dem 
Störnebel herausheben. Für guten Empfang zählt eher der Störabstand als 
die absolute Signalstärke.

> mit 2 Spulenkörpern die ca. 1-2cm voneinander entfernt montiert sind

Hört man das beim Durchstimmen, ob die Filter über- oder unterkritisch 
gekoppelt sind?

> Enttäuscht war ich von amidon.de
Ich auch, die Internetseite ist schrecklich.

@holm
> Der CDCE 913 hat wohl ein paar Defizite. Für meine Zwecke
> wird er aber funktionieren denke ich zumal die Frequenzen
> am Ausgang (10,8 bzw. 18,1Mhz) sich ja auch noch mit
> 2 Filtern glätten lassen.

Hat den überhaupt mal jemand für Funkanwendungen benutzt? Für PLL 
braucht es doch einen zweiten Oszillator. Das kann dan nur ein 
RC-Oszillator sein. Wie kriegen die den Jitter weg? Das Funktionsprinzip 
des Chips ist mir noch nicht ganz klar. Halte uns auf dem Laufenden.

Keine Ahnung, obs unter Linux funktioniert, hast Du dieses Programm 
probiert?
Beitrag "PLL_Prog für TI CDCE9xx"

> Mechanische Filter auch SSB
Für Sven wäre evtl. ein 455 KHz mechanisches SSB-Filter interessant. 
Leider sind alle preisgünstigen für FM und damit viel zu breitbandig.

> Soviel ich weiß geht der IE-500 bis 500 MHz
Manchmal bau ich mir die Diodenmischer selber. Ein Vorteil: Es kann 
schon eine Anpassung vorgenommen werden. Bei Reihenschaltung von zwei 
Wicklungen kommt man auf 200 Ohm und bei drei Wicklungen auf 450 Ohm. 
Dann passt der Mischer z.B. direkt in die Sourceleitung eines JFet. 
Entweder auf Doppellochkeren gewickelt oder z.B. den kleinen Ringkern 
FT23-43.

> Okok, ich halte ab jetzt die Klappe
Es hat sich niemand beschwert.


Nachtrag:
> Sonst könnte ich auch einfach NE612 als Mischer
IMHO funktioniert die aktuelle Schaltung besser als ein NE612

von Sven N. (admiral_adonis)


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>Hört man das beim Durchstimmen, ob die Filter über- oder unterkritisch
>gekoppelt sind?

So rein vom Höreindruck würde ich sagen unterkritisch. Der Bereich den 
man treffen muss ist wirklich sehr schmal.

Darum die Frage: Nur Abstand verringern, oder gleich auf 1 Körper 
wickeln?
Ich vermute aber bei letzterem ist die Gefahr von überkritischer 
Kopplung mit den 2 Maxima zu groß.

Ich würde nur gern die Verluste so gering wie möglich halten, aber ich 
frag hier lieber erstmal bevor ich alles wieder auseinanderpflücke.

von B e r n d F. (Gast)


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@Sven:
Ich würde zuerst den Abstand der Spulen verringern.
Danach könnte man als nächsten Schritt auch eine Hochpunktkopplung mit 
kleinem C (ca. 4,7pf) verwenden.
Zur Not auch mit LTSpice simulieren.

von B e r n d F. (Gast)


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Nachtrag:
Deine ANZAC-Mischer kannst du natürlich verwenden, diese entsprechen 
laut INet dem SBL-1/ADE-1.
Der Diplexer dahinter ist nicht so kritisch im Aufbau und Abgleich 
(beide Kreise auf max. Antennenrauschen einstellen).
Der Diplexer ist dazu da, damit der Mischer am IF-Port bei jeder 
Frequenz 50 Ohm sieht.
Die darauf folgende Stufe mit 50 Ohm-Eingang sind 2 FETs parallel mit 
10mS Steilheit (Pärchen - ausmessen!!). Diese Stufe in Gateschaltung ist 
rückwirkungsarm und sollte breitbandig sein.
Man kann natürlich eich einen P8002 verwenden, nur ist dieser sehr 
teuer.

von B e r n d W. (smiley46)


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> Nur Abstand verringern, oder gleich auf 1 Körper wickeln?
> bei letzterem ist die Gefahr von überkritischer Kopplung
> mit den 2 Maxima zu groß.

Wenn Du schon zwei getrennte Spulen hast, dann schieb sie mal ziemlich 
dicht zusammen, ob Du zwei Höcker bekommst.

> Ich würde zuerst den Abstand der Spulen verringern.
> Danach könnte man als nächsten Schritt auch eine
> Hochpunktkopplung mit kleinem C (ca. 4,7pf) verwenden.

> Zur Not auch mit LTSpice simulieren.

Hab ich grad probiert. Es scheint mit induktiver Kopplung komischerweise 
immer unterkritisch zu bleiben. Mit den Daten ganz oben: 7µH, 40pF und 
20k sieht es mit einem Koppelkondensator zwischen 1 und 1.2 pF noch 
unterkritisch aus, aber mit 8 dB Gewinn. Die kritische Kopplung ist für 
meinen Geschmack schon zu breit. Aber möglicherweise koppeln die Spulen 
jetzt schon kapazitiv.

@B e r n d F.
Ich würd an Svens Stelle den Receiver erstmal so fertigbauen. In Kürze 
ensteht das Konzept für die zweite Generation. Da kommt dann ein 
Diodenmischer rein, oder ein Schaltmischer, mit Quadratur oder was auch 
immer.

von Sven N. (admiral_adonis)


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>Ich würd an Svens Stelle den Receiver erstmal so fertigbauen

Ist ja mehr so als Langzeitprojekt angelegt, zum immer mal wieder dran 
rumbauen und verbessern.

Nächste Schritte werden sein:

-Eingangsmischer durch den 2-fach FET-Mischer ersetzen.

-BFO um OSB ergänzen (Umschaltung wollte ich evtl. über Relais machen 
wegen Kabellänge)

-Preselektor umbauen auf 2x330pF mit 2:1 Unteresetzung

-Schauen wo ich die Spannung für AGC und S-Meter abgreife, evtl. 
OPV-Schaltung zur Pegelanpassung etc.

-Abschirmungen für alle nicht-NF Baugruppen herstellen

und irgendwann dann schließlich mal in ein Gehäuse einbauen und 
Frequenzzähler vorne dran.

von Holm T. (Gast)


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>Wieso das?

...weil ich nicht den Eindruck hatte das das Jemand hier wissen 
wollte...

>Hat den überhaupt mal jemand für Funkanwendungen benutzt? Für PLL
braucht es doch einen zweiten Oszillator.

Keine Ahnung ob den schon Jemand benutzt hat, habe mich darum noch nicht 
gekümmert. Eine Anwendung für einen Reziprokzähler habe ich im QRP Forum 
gefunden:
http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=7622

Das Blockdiagramm des ICs gibts im Datenblatt auf der ersten Seite:

http://www.ti.com/lit/gpn/cdce913

Danke für den Link zum Programmierprogramm, evtl. probiere ich das mal 
aus.
Ich habe allerdings auch I2C Routinen in meinen Atmel Bibliotheken, (ich 
mache manchmal Firmware für die Industrie). Es ist relativ egal ob ich 
mir erst was mit einem FT232 basteln muß oder irgend so ein Platinchen 
mit Einem AVR her nehme.

Ich dächte der P8002 sollte durch 3 J310 ersetzt werden...

Gruß,

Holm

von B e r n d F. (Gast)


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Holm Tiffe schrieb:
> Ich dächte der P8002 sollte durch 3 J310 ersetzt werden...

Da reichen z.B. 2 BF246B/C. Die, die ich von reichelt bekommen haben 
hatten einen Idss ca. 60mA bei Up um die 6V. Wie gesagt es kommt auf die 
Streuung der Typen an. Man kann mit dem BF246 auch Pech haben. ;)
Hier ist zum Beispiel nur ein U310 (J310) in Gate-Schaltung verbaut:

http://www.jogis-roehrenbude.de/Leserbriefe/Moppert-Doppelsuper-Kurzwellenempfaenger_Collins-Filter/Oszill-Verst_Mischer_Diplexer_ZF-VV_1-ZF.gif

von B e r n d F. (Gast)


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Sven N. schrieb:
> -Eingangsmischer durch den 2-fach FET-Mischer ersetzen.

Warum nicht gleich einen Dual-Gate-FET? Ist in etwa das Gleiche nur 
einfacher aufzubauen und ist fast "Plug and Play". ;)
Natürlich freut man sich mehr, wenn man 2 FETs als Mischer zum laufen 
bekommt. ;)

von B e r n d F. (Gast)


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Sry Sven hatte vergessen, 50 FETs hast. Dann nimm 2 FETs als Mischer. ;)

von B e r n d W. (smiley46)


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> Eine Anwendung für einen Reziprokzähler
Bei dieser Anwendung zählt nur der mittlere Takt, beim Receiver jede 
einzelne Schwingung. Gut daß die beiden Frequezen konstant bleiben. Ein 
Filter hoher Güte danach ist sicher hilfreich, wie bei einer 
Frequenzvervielfachung.

> Das Blockdiagramm des ICs
Das hatte ich mir schon angeschaut. Da ist leider kein VCO 
eingezeichnet.

fvco = fin * N / M   ; (N: 1..511, M: 1..4095)
fvco = 27 * 182 / 27 = 182 MHz

fout = fvfo / pdiv;   (output divider pdiv: 1..127)
fout = 182 / 10 = 18,2 MHz

Das bedeutet, man muß die höchste Frequenz finden, welche sich ohne Rest 
mit pdiv zur entgültigen Frequenz teilen läßt. Wird durch Zehn 
dividiert, verringert sich das Phasenrauschen um ungefähr diesen Betrag. 
Dann läßt sich der Quarz noch ziehen.

> Ich dächte der P8002 sollte durch 3 J310 ersetzt werden
Mit einem Bipolar in Basisschaltung erreicht man auch leicht 50 Ohm. Die 
Schaltung könnte zwischen Mischer und Roofing-Filter auch passiv 
bleiben. Was ist besser, zweimal mit 7 dB oder einmal mit 14 dB zu 
verstärken. Jedenfalls muß dann der Vorverstärker die 14 dB 
großsignalfest verkraften.

von Holm T. (Gast)


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Ich habe mich vorhin dran erinnert, dass ich im Teileschrank noch einen 
13Mhz OCXO liegen habe (Fa. QK??) Ich habe mittlerweile die 
Anschlußbelegung herausbekommen und auch herausgefunden das es ein 12V 
Typ ist (schwingt erst bei 6,irgendwas an). Das "schiefe Ding" läßt sich 
auch als Referenz für den CDCE913 verwenden:

/calc_coeff -v  -i 13000000 108000000
Result: [3996;481] Err=0 Hz; Fvco=108000000 Hz; p=1; q=16; r=296; VCO 
Range: 0; Valid: yes;
F9C94204$
./calc_coeff -v  -i 13000000 181000000
Result: [3982;286] Err=0 Hz; Fvco=181000000 Hz; p=1; q=27; r=242; VCO 
Range: 3; Valid: yes;
F8E79367$

Die Ziffern in den eckigen Klammern sind N und M.
Eigentlich wollte ich 33Mhz verwenden (weil diese Frequenz außerhalb des 
geplanten Empfangsbereiches liegt und ich einen Quarzoszillator aus 
einem ollen Motherboard verwenden wollte, allerdings hätte sich da die 
Frequenz nicht ändern lassen, bei OCXO geht das natürlich).

 ./calc_coeff -v  -i 33000000 181000000
Result: [2715;495] Err=0 Hz; Fvco=181000000 Hz; p=2; q=21; r=465; VCO 
Range: 3; Valid: yes;
A9BE8AAB$
./calc_coeff -v  -i 33000000 108000000
Result: [1656;506] Err=0 Hz; Fvco=108000000 Hz; p=3; q=26; r=92; VCO 
Range: 0; Valid: yes;
6782E34C$


..oder 27Mhz:

./calc_coeff -v  -i 27000000 108000000
Result: [2044;511] Err=0 Hz; Fvco=108000000 Hz; p=2; q=16; r=0; VCO 
Range: 0; Valid: yes;
7FC00208$
./calc_coeff -v  -i 27000000 181000000
Result: [3258;486] Err=0 Hz; Fvco=181000000 Hz; p=2; q=26; r=396; VCO 
Range: 3; Valid: yes;
CBAC634B$


In Beiden fällen wollte ich durch 10 Teilen und der erste Ausgang kann 
200Khz als BFO und zu Referenzzwecken liefern (die mech. Filter 
erledigen das mit den Seitenbändern, keine BFO Alage nötig, bzw. Träger 
wird restauriert..)

Das hier beschreibt die Macke wenn man am Ausgang nicht mehr Teilen kann 
weil man die hohe Frequenz braucht:

$ ./calc_coeff -v  -i 8000000 161425000
Result: [3511;174] Err=287 Hz; Fvco=161425000 Hz; p=0; q=20; r=31; VCO 
Range: 2; Valid: yes;
DB70FA82$

287Hz Fehler. TI hat sich da echt vertan und M zu kurz gemacht (zu 
wenige Bits).

..oder mit den Default 27Mhz:

./calc_coeff -v  -i 27000000 161425000
Result: [2810;470] Err=531 Hz; Fvco=161425000 Hz; p=2; q=23; r=430; VCO 
Range: 2; Valid: yes;
AFAD72EA$

Die Software zur Berechnung liegt hier:
https://github.com/Lampus/cdce913

Wenn man die TI Software im "Hand" Modus überzeugt hat die Parameter zu 
löffeln sind diese auch valid und der EEPROM Datensatz läßt sich 
ausgeben.


Das mit dem P8002 habe ich nur gelesen, ich habe derzeit weder den 
J/U310 noch den P8002.

Gruß,

Holm

von B e r n d W. (smiley46)


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> 13Mhz OCXO
Also praktisch driftfrei.

Die niedrige ZF liegt doch bei 200kHz und die hohe bei 10,7 bzw. 18 MHz, 
benötigst Du nicht 10,9 und 18,2 MHz zum Runtermischen?.

von Holm T. (Gast)


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..hast Recht.

Das läßt sich auch generieren, wobei der aber der Solver irgendwelchen 
Käse baut. Muß mal gucken was da los ist, aber mit N=4088 und M=292 
kommt man bei 18,2 und mit N=3270 und M=39 auf 10,9Mhz raus, jeweils für 
13 Mhz Clock.

Gruß,

Holm

von Holm T. (Gast)


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..Quatsch mit dem Fehler, hatte mich nur um eine 0 vertan, wollte 1,82 
Ghz raus haben.. :-)

$ ./calc_coeff -v  -i 13000000 182000000
Result: [4088;292] Err=0 Hz; Fvco=182000000 Hz; p=1; q=28; r=0; VCO 
Range: 3; Valid: yes;
FF800387
$ ./calc_coeff -v  -i 13000000 109000000
Result: [4033;481] Err=0 Hz; Fvco=109000000 Hz; p=1; q=16; r=370; VCO 
Range: 0; Valid: yes;
FC1B9204
$

Gruß,

Holm

von Holm T. (Gast)


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Ich habe noch eine ältere Version der TI Software gefunden, die nicht 
ganz so viele Macken hat: http://www.ti.com/litv/zip/scac119b

Gruß,

Holm

von Holm T. (Gast)


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Ich habe aber noch eine Design Macke dieses ICs gefunden. Es ist zwar 
möglich 2 völlig getrennte PLL Setups in den EEPROM zu schreiben (PLL1_0 
und PLL1_1) und somit durch Umschalten der Select Leitung S0 10,9 bzw. 
18,2 Mhz zu erzeugen ohne weitere sonstige Aktionen, da das über die PLL 
Konigurateion mit M und N läuft,aber die Ausgangsteiler Pdiv1 -2 und -3 
sind in dem Ding nur ein Mal vorhanden und hängen nicht an der PLL 
Konfiguration, so dass der Ausgang Y1 nur bei einer der Frequenzen die 
200Khz erzeugen kann weil dafür der Teilerfaktor (545 oder 910) geändert 
werden müßte. Das halte ich für reichlich seltsames Design...

Wenn man das Ding natürlich "live" von einem Mikrorechner über die I2C 
Schnittstelle konfiguriert ist das egal, man kann den Inhalt dieser 
Register jederzeit ändern.

Da ich nun drüber nachdenke so ein Ding auch evtl. als VCO einzusetzen 
ist das eventuell nicht schlimm. (mal sehen ob das geht, man müßte mal 
rechnen..)

In welchem Kanalraster wird denn auf Kurzwelle üblicherweise gesendet, 
5Khz?
Was wäre ein erstrebenswerter Abstand der diskreten VFO Frequenzen?

Ich kurbele mit meinem EKD500 die Amateurbänder eigentlich immer 100Hz 
Weise durch.. (ist auch 10Hz-weise möglich aber dann kurbelt man sich 
wund..)

Gruß,

Holm

von B e r n d F. (Gast)


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So habe mal einen 2-FET-Mixer simuliert. Der Sinus sieht allerdings 
merkwürdig aus. In der Realität muss in den Schwingkreis ein R damit der 
Mischer nicht schwingt - oder ein Schwingkreis mit geringer Güte.

von B e r n d W. (smiley46)


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@Holm

> man kann den Inhalt dieser Register jederzeit ändern
Sollte man den Ausgang zuerst abschalten, dann die Frequenz ändern und 
dann wieder einschalten? Wer weiß, was sonst in der Zwischenzeit für 
Frequenzen rauskommen.

Hallo Bernd,
5 Volt Oszillatorsignal bzw. 10Vss ist aber viel. Da wird bestimmt schon 
die Gate-Source-Diode leitend. 1-2 Volt sollten ausreichen. Es ist sogar 
möglich, daß bei einem kleinen Empfangssignal im ersten ZF-Filter das 
Oszillatorsignal überwiegt.

> In der Realität muss in den Schwingkreis ein R damit der
> Mischer nicht schwingt - oder ein Schwingkreis mit geringer Güte.

Typische ZF-Filter haben eine Güte zwischen 50 und 120.

Rp = Q * sqr(L/C)
Rp = 100 * 857 ~= 86 kOhm

Die Simulation ist nur korrekt, wenn das Modell stimmt. Vor allem in der 
HF hat jede Spannungsquelle ihren Innenwiderstand. Dann gibt es auch 
Rückwirkungen über die Miller-Kapazität.

von Sven N. (admiral_adonis)


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N'Abend,

ich hab seit heute diese Variante hier im Einsatz. Die 200k am 
Drainkreis sind da, um auf die 200kOhm der Folgestufe zu kommen.

von B e r n d F. (Gast)


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So habe mal die Innenwiderstände der HF-Quellen mal fiktiv auf 3K und 
die Spannungen niedriger gewählt (VFO 2,5V und RF 0,2V).
Jetzt geht es. Danke Bernd!

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo B e r n d F.

Schau Dir mal die Kreuzmodulation an. Als einzigen Unterschied habe ich 
R6 von 100k auf 10k verkleinert. Das Signal vor dem Roofing-Filter solte 
so klein bleiben, wie man es bezüglich des Rauschens gerade noch 
verschmerzen kann.

Bei einem guten, großsignalfesten Mischer sieht man außer den beiden 
"richtigen" Signalen gar nichts.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Da die nächsten Tage die Frequenzanzeige eingebaut wird, mache ich mir 
schonmal Gedanken wie ich am besten das VFO Signal auskoppel.

Kann man einfach mit einem kleinen C, welches den VFO-Kreis wenig 
belastet, auskoppeln und dann noch eine Verstärkerstufe dahinter?

Der Zähler braucht wohl minimal 25mV.

von B e r n d F. (Gast)


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@Sven: Entweder eine kleine Wicklung auf die VFO-Spule oder ein kleines 
C am Source. Wenn du ein kleines C verwendest (nicht so aufwändig wie 
die Wicklung), dieses als Trimmer ausführen, um den Pegel einstellen zu 
können. DC4KU hat zum Beispiel beide Puffer (für Mischer und Zähler) 
parallel an den VFO angeschlossen. Für den Zähler lieber mehr als die 
25mV verwenden, damit er über den gesamten Freq.-Bereich sicher zählt.
Vielleicht reicht bei dir sogar nur ein Impedanzwandler. Kommt darauf 
an, was für ein Pegel nach dem Koppel-C aus deinem VFO kommt.

von B e r n d F. (Gast)


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Nachtrag: Ich würde es so machen:
VFO->Puffer->Puffer mit Mischer||Puffer mit Zähler

von B e r n d F. (Gast)


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Ich habe mal ein Blockdiagramm zur Zähleranbindung gemacht.
Der erste Puffer ist ja bei Sven schon vorhanden.

von Sven N. (admiral_adonis)


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Danke,

genau so werd ich es machen. Koppelwicklung kam nicht in Frage, da ich 
mit 6 umschaltbaren Spulen im VFO arbeite.


Gestern hab ich noch eine kleine Vorstufe für den NF-Verstärker 
eingeschleift um die ganz leisen SSB-Stationen hörbar zu machen. 
Allerdings ist dadurch das Rauschen so gestiegen, dass man das 
Antennenrauschen nicht mehr darin wahrnehmen kann.
Kann ich also davon ausgehen, dass diese Sender hier so schwach 
einfallen, dass da mit Verstärken nichts mehr zu holen ist, da das SNR 
schon so schlecht ist, dass ich ohnehin fast nur noch Rauschen 
verstärke?
Blöd formuliert, ich hoffe ihr wisst was ich meine^^.

2. Frage die ich mir stelle betrifft die FET's:

Im Normalfall strebt man bei allen Hf-Anwendungen Leistungsanpassung an, 
schon allein um Reflexionen zu vermeiden.
Nur warum ist es bei FET's nicht günstiger eine Spannungsanpassung zu 
wählen, da diese ja (annähernd) leistungslos spannungsgesteuert sind?
Bei spannungsgesteuerten Bauteilen würde man ja erstmal vermuten, dass 
man die maximal mögliche Spannung am Eingang will?

von B e r n d F. (Gast)


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Sven N. schrieb:
> Im Normalfall strebt man bei allen Hf-Anwendungen Leistungsanpassung an,
> schon allein um Reflexionen zu vermeiden.
> Nur warum ist es bei FET's nicht günstiger eine Spannungsanpassung zu
> wählen, da diese ja (annähernd) leistungslos spannungsgesteuert sind?

Sapnnungsanpassung hat man zum Beispiel, wenn man einen Schwingkreis am 
Gate hat der nicht belastet werden soll. Hier hat der FET den Vorteil, 
dass man ohne Anzapfung bzw. Verluste im Spannungs-Pegel arbeiten kann. 
Also LC-Kreis direkt an das Gate und fertig.
Hat man aber eine niederohmige Vorstufe, dann muss ein R vom Gate nach 
Masse, welches genau dem Za der Vorstufe entspricht. Ist also nicht viel 
anders als beim BiPo, nur dass der FET einfacher zu händeln ist, eben 
durch seinen hochohmigen Eingangswiderstand bei der Source-Schaltung.
Ergo beim FET auch immer eine Leistungsanpassung vornehmen.

von Holm T. (Gast)


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..interessiert Euch das hier:

http://www.ka7exm.net/hycas/hycas_200712_qst.pdf

Was ist denn eigentlich in heutiger Zeit von einem Kaaskode ZF Amp mit 
CA3028 bzw. CA3005 zu halten? Ich habe noch etliche MA3005 von Tesla,
die enthalten ja einen CA3028. Da kann man Differnetial oder Kaskode 
Amps draus bauen.. Die Kaskode kann ja auch AGC.

Gruß,

Holm

von B e r n d F. (Gast)


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Sven N. schrieb:
> Gestern hab ich noch eine kleine Vorstufe für den NF-Verstärker
> eingeschleift um die ganz leisen SSB-Stationen hörbar zu machen.
> Allerdings ist dadurch das Rauschen so gestiegen, dass man das
> Antennenrauschen nicht mehr darin wahrnehmen kann.

Dann ist der Pegel vor der NF-Stufe oder vor dem ZF-Verstärker zu klein.
Rauschen kommt auch durch einen schlechten Aufbau oder durch 
Fehlanpassung.

von Sven N. (admiral_adonis)


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>oder durch Fehlanpassung.

Denke das wird es sein. Die Vorstufe hängt hinter dem aktivem Tiefpass, 
welcher hier schon mal gepostet wurde.

Da liegt der Ausgang wohl so bei ein paar hundert Ohm, natürlich 
abhängig von der Frequenz...

von B e r n d W. (smiley46)


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Ist es ganz sicher der NF-Verstärker, rauscht es auch, wenn der 
Demodulator auf GND gelegt wird? Solche NF-Stufen werden praktisch immer 
in Spannungsanpassung betrieben. Jedoch sollten die Widerstände nicht zu 
groß ausgelegt werden, da ja sonst wieder thermisches 
Widerstandsrauschen dazukommt. OPs haben durch die Gegenkopplung 
Ausgangswiderstände im einstelligen Ohmbereich. Die können locker eine 
Last von 500 Ohm treiben.

von B e r n d W. (smiley46)


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Hallo Holm

Du hast hier ja gesehen, daß eine Kaskode in der ZF gute Ergebnisse 
bringt. Ich hab auch zwei CA3054 in Wartestellung mit zwei Kaskoden auf 
einem Chip. Das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt liegt irgendwo über 500 
MHz. Das Ergebnis wird vermutlich ähnlich gut sein, wie mit den JFets.

von Holm T. (Gast)


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Ich habe indessen gelesen das die Dinger "are roaring like the niagara 
falls..".

Ich kann mit "noise figure 8db" nicht viel anfangen..

Gruß,

Holm

von Sven N. (admiral_adonis)


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>rauscht es auch, wenn der Demodulator auf GND gelegt wird?

Kommt in der Tat leider wieder vom Demodulator. Irgendwas stimmt wohl am 
BFO-Verstärker immer noch nicht.

von B e r n d W. (smiley46)


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Rauscht es noch, wenn man den VFO abschaltet/abklemmt? Dann sollte kaum 
Rauschen vernehmbar sein.

von B e r n d F. (Gast)


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Holm Tiffe schrieb:
> Ich kann mit "noise figure 8db" nicht viel anfangen..

Eine NF von 8dB ist noch zu gebrauchen (laut HF-Design von W7ZOI), 
aber nicht mehr stand der Technik.
Leider weiß ich mangels Messtechnik nicht, wie laut ein 8dB NF ist. ;)

von B e r n d F. (Gast)


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Sven N. schrieb:
> Kommt in der Tat leider wieder vom Demodulator. Irgendwas stimmt wohl am
> BFO-Verstärker immer noch nicht.

Hast du eine aktuelle Schaltung von Produktdetektor+BFO+BFO-Amp?
Möglicherweise war schon ohne der zusätzlichen NF-Stufe der SNR nicht 
gerade gut. Denn wenn schon vorher der SNR zu schlecht ist und dann 
naoch mehr verstärkt wird dieser noch schlechter, da das Rauschen mehr 
angehoben wird als das Nutzsignal.
Wenn ich zum Beispiel den HF-Regler meines ZF-Verstäkers zu weit 
aufdrehe, so tritt das Antennenrauschen immer mehr in den Vordergrund...

von Sven N. (admiral_adonis)


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Im Anhang mal der BFO-Verstärker. Ich denke ich kenne jetzt auch das 
Problem.
Da ich zwischendurch den Oszillatortyp geändert habe passt der Amp nicht 
mehr. Vorher brauchte ich die 3 Stufen um auf ca. 1Vs zu kommen, aber 
jetzt bringt ja der Oszillator alleine schon 1.5V.

EDIT: Wenn ich den VFO abklemme wird das Rauschen auf jeden Fall leiser.

von Holm T. (Gast)


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Naja 8dB über thermischem Rauschen, Tesla selbst, also der Hersteller 
der MA3005 die ich hier habe sagt typisch 7,8, kleiner 9,5dB. bei 
typisch 20 größer 15dB Verstärkung in Kascode (wenn ich Apk und Apd 
richtig deute).

http://katalogy.ic.cz/MA3005.html (Daten unten auf der Seite sind 
relevant)

Die Frage bleibt halt ob sich da Etwas draus bauen läßt was heute noch 
brauchbar erscheint oder ob man nicht lieber einen DDR A281 (TAA981) da 
rein setzt wie es zum Beispiel das Funkwerk Köpenick im EKD 300 gemacht 
hat.
(Spannungsverstärkung 96dB (9V) bei 70dB Regelumfang und 7,2% Klirr (?)
vom Rauschen redet im Datenblatt gar Keiner)
Dieser wird natürlich auch nicht mehr das Nonplusultra sein, die haben 
die Dinger früher auch ausgemessen und mit bunten Punkten versehen. Mir 
geht es im Prinzip ähnlich wie Sven, ich habe haufenweise Zeug da und 
möchte das "sinnvoll" verbasteln. Normalerweise hatte ich vor, den 1. 
Mischer ohne Vorstufe an die Antenne zu hängen, d.h. vor dem Mischer 
gibts keine Verstärkung, danach ein Quarzfilter mit 4dB Betriebsdämpfung 
und erst dann den ersten ZF Amp. Wird wohl so nicht gehen zumal dann die 
8dB Rauschen auch ganz vorne sitzen. Also muß zumindest zwischen 
Ringmischer mit -6dB, Diplexer und dann 1. ZF Stufe (?) erst mal Jemand 
aufholen mit mindestens 10dB und geringem Rauschen...sieht wohl nach 
einer FET Kascode aus...oder BF981? Beim BF981 wären das 12db und 0,7dB 
Rauschen...

Gruß,

Holm

von B e r n d F. (Gast)


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Sieht aus wie clipping am Ausgang deines BFO-Amps. Die Verstärkuung ist 
viel zu hoch.

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