Hier mal das LTSpice-File (LTSpice-Version 4.16d) des Analogteils des
DCF77-Empfängers aus Funkamateur 2009. (Hier
Beitrag "Fi 23 - Wicklungswiderstand - Frequenz unbekannt bei der Güte ermittelt wurde" und hier
Beitrag "Will in LTSpice eingegeben Schaltplan von Funkamateuer hier posten und Fragen dazu stellen" schon mal besprochen
und angekündigt).
Die Struktur entspricht nicht völlig dem Original. Meine ist mehr
gestreckt. Allerdings habe ich mich bemüht die Baugruppen dem
Original entsprechend zu gestalten.
Die Benennung der Widerstände, Kondensatoren und Transistoren (bis auf
den Prefix) entspricht dem Original.
Die der restlichen Halbleiter weicht vom Original ab.
Jedoch sind die der Operationsverstärker vom Original abgeleitet. Die
erste Ziffer entspricht der Zahl im Original, die zweite der Nummer im
Chip (wobei allerdings diese zweite Ziffer zwar eindeutig ist, aber
keine Zuordnung etwa zur Benennung im Datenblatt oder den Pins erlaubt).
Die Benennung der Dioden ist (noch) völlig willkürlich und entspricht
nicht dem Original.
Für Hinweise auf sachliche Fehler wäre ich Euch dankbar.
Die Signalquellen sind hier durch Spice-Spannungsquellen ersetzt. Der
VCO ist nicht vorhanden. Kommt aber (vermutlich in Form einer
Verhaltensbeschreibung) noch.
Im ZIP-File sind die verwendeten Libraries.
Die (unvollständigen) Links sind:
LMV 824: www.st.com/internet/analog/product/251843.jsp
BAV99: www.nxp.com/documents/spice_model/BAV99.prm
NE612: teremo.com/w3jdr/Spice%20Models.html
HC66: Aus der Yahoo-Gruppe "LTspice · LTspice/SwitcherCAD III"
BAV70: www.nxp.com/documents/spice_model/BAV70.prm
Ich suche noch ein gutes Model vom 4066. Der Link den ich gefunden habe,
weist darauf hin, das das dortige Modell bei NF instabil wird, wenn Vcc
nahe an 5V ist. Da in der ZF ca. 625Hz durchgehen, könnte das ein
Problem werden.
Ich weiss auch nicht wirklich ob die Modelle vom NE612, LMV8234, BAV70
und den
BAV99 wirklich gut für den Zweck geeignet sind.
Falls sich dafür jemand interessiert:
1. Die Innenwiderstände der Spannungsquellen sind sicher nicht korrekt.
2. Die Bestimmung des Arbeitspunktes scheitert (noch).
3. Die Berechnung dauert ewig lange.
4. Ich beabsichtige mir mal selbst so einen DCF-Empfänger für eine
Frequenz-Referenz zu entwerfen und zu bauen. Dazu schaue ich mir
vorhande Designs an.
5. Es fehlt noch ein (wenigstens rudimentärer) DCF77-Sender der die
Amplituden- und Phasenmodulation ausgibt. Das werde ich wohl als
nächstes angehen.
6. Da ich selbst nicht viel Erfahrungen mit der Simulation und dem
Entwurf von sowas habe, würde ich auch
gerne einige Fragen und Ansichten dazu diskutieren.
Für diejenigen Leser, die gerne einen Eindruck haben wollen, wie
umfangreich das Ganze ist, ohne die Mühe des herunterladens und
installierens auf sich zu nehmen, hier ein Bild.
Nochmal oops.
Da war noch ein Fehler in der lib-Datei der BAS216. Im heruntergeladenen
Original hat ein SUBCKT statement gefehlt.
Wäre ein Moderator so nett meine letzten beiden Beiträge zu löschen,
damit die fehlerhaften Dateien dort nicht umsonst heruntergeladen
werden?
Für den 4066 könntest du auf die Schnelle folgendes versuchen:
Der "Schalter" selbst wird einfach mit einem Vswitch modelliert. Vt würd
ich auf halbe Betriebsspannung setzen. Für die Parameter für Ron und
Roff einfach gemittelte Daten aus dem Datenblatt für die gewünschte
Betriebsspannung entnehmen. Dann fehlen eigentlich nur noch die
(ESD-)Schutzdioden an beiden Ports "gegen" die beiden
Versorgungsspannungsanschlüsse.
Ein anderer Weg wäre, die Spannung zwischen den beiden Ports
arithmetisch zu mitteln. Diesen Wert kann man dann auf die
Kurvengleichung V(Port)->R(Port1-Port2) für den On-Widerstand aus dem
Datenblatt geben.
Abhängig von der Steuerspannung wird ein von einer Spannung steuerbarer
Widerstand entweder mit dem Funktionswert aus der genannten Kurve oder
mit dem Off-Widerstand belegt.
Einen steuerbaren Widerstand erhält man aus einer formelgesteuerten
Spannungsquelle, die den sie selbst durchfließenden Strom mit einem
Spannungswert multipliziert, der in dem Fall den Widerstandswert
darstellt(U = R * I).
mfg mf
PS: Denkst du nicht, dass dein Projekt besser in einem Artikel
aufgehoben ist?
Die Schaltung für die 2,5 Volt Erzeugung schwingt, deshalb findet
LTspice keinen Nullpunkt -> 2,5V Spannungsquelle verwenden
Dann macht der LMV824 Probleme beim Simulieren, deshalb hab ich vorerst
alle durch den LT1211 ersetzt.
Drittens ist auch das NE612 Modell Problematisch oder zumindes sehr
langsam bei der Simulation, deshalb verwende ich für mich immer ein
idealisiertes Modell.
Hier...
http://www.edaboard.com/thread365.html
... gibts noch ein 4066-Modell von einem netten Chinesen. Dort sind i.A.
einfach nur andere Mosfets verbaut.
Im NXP-Datenblatt zum 74LV4066 wird die Schaltung dazu gezeigt, falls
man sich im "Wirrwarr der Knoten" da nicht direkt zurechtfindet. Eine
ähnliche Schaltung hab ich auch im CMOS Analog Circuit Design von
Holberg und Douglas gefunden. Scheint also schon minimalisiert zu
sein...
mfg mf
@ Mini Float
Danke für Deine Hinweise wegen des 4066. Werde ich mir mal anschauen.
Möglicherweise ist ein Artikel eine gute Idee. Aber vielleicht etwas
später. Im Moment ist ja nicht wirklich Substanz vorhanden, wenn man
Vergleich von vorhanden und Entwicklung eines eigenen Empfängers als
Ziel vor Augen hat. Hab da noch den R&S Empfänger und das Ding von Ralf
Berres (Beitrag "Re: ZF-Verstärker") im Auge.
Die Konzepte sind allerdings nur bedingt direkt vergleichbar.
@ B e r n d W. (smiley46)
Also die 2.5V Quelle habe ich jetzt auch mal durch ein Verhaltensmodell
(nennt man das bei Spice so?) ersetzt.
Auch die LMV824 durch LT1211.
Ehe ich da jetzt 'rummaule, Bernd: Was ist das Problem mit den LMV824
genau? (Bei mir rechnet er jedenfalls immer noch ganz schön lange, wenn
auch etwas schneller).
Kannst Du mal einen Link auf das alternative 612er Modell posten?
@ Mini Float
Danke. Schaue ich mir an.
Da ist mein Pseudo-612er Modell mit drin. Das ist komplett idealisiert
und für schnelle Simulationen gedacht, der Mischer multipliziert
einfach. Solange das Oszillatorsignal 250-300mV hat, sollten auch die
Pegel stimmen.
Es ist nur der obere Teil der Schaltung, den 4066 hab ich ersetzt und
die OPs getauscht. Der LT1211 ist in jeder Hinsicht ein klein wenig
besser. Der LMV824 rauscht erbärmlich. Hat das später keinen Einfluß auf
die Stabilität der Frequenz?
Das eigentliche Problem der OPs kenne ich nicht. IMHO sollte eine
funktionierende Simulation Schritt für Schritt wieder erweitert werden.
@ B e r n d W.
Sehr schön. Danke. Simuliert jetzt sehr viel schneller.
Was das Rauschen betrifft, ist der LT um ca. die Hälfte besser beim
Spannungsrauschen. Tatsächlich dürfte das kurzfristig (einen Bruchteil
einer halbe Periode) eine scheinbare Verzögerung oder ein Voreilen des
Signales bewirken. Über viele Perioden hinweg mittelt sich das aber aus,
denke ich.
Wesentlicher ist, das der LMV Rail-To-Rail aussteuerbar ist, der LT1211
hingegen nicht. Ich hab den Eindruck, das deswegen auch der aktive
Gleichrichter nicht geht. Jedenfalls stimmt bei dem Gleichrichter was
nicht, denke ich.
Ich habe noch gesehen, das Du den Eingangstransistor durch einen BFR
ersetzt hast. Zufall oder gibt es einen Grund? Ausserdem hast Du bei C39
den Wert von 4u7 auf 100n geändert.
Ich übernehme mal nur Dein 612 Modell und die festen 2.5V. Mal sehen ob
das was bringt.
Aber jetzt gehe ich erstmal kurz Zigaretten holen. :-)
> Jedenfalls stimmt bei dem Gleichrichter was nicht, denke ich
Das hatte ich auch festgestellt. Dann hab ich versucht, den C39 auf
100nF zu verkleinern, damit er in einer angemessenen Zeit
runterintegriert. Hat aber nichts gebracht. Die LT1211 sind nach unten
Rail und nach oben nicht ganz. Die richtigen, stromsparenden Rail to
Rail konnen dafür das Bandwidth-Produkt oder die Anstiegszeit nicht. Ein
OP mit JFet-Eingang kommt gleich gar nicht in Frage.
Der Transistor war nur gerade in meiner Bibliothek verfügbar, denn
kannst Du gleich wieder zurückändern. Warum muß der eigentlich bis 6GHz
gehen? Ich hätte da Angst wegen parasitären Schwingungen. Laut dem
Motorola Datenblatt liegt ein BC549C im richtigen Arbeitspunkt bei
typisch 0,6dB bei 1kHz. Eine Kurve ist leider nicht drin.
>> Jedenfalls stimmt bei dem Gleichrichter was nicht, denke ich>Das hatte ich auch festgestellt.
Sinn würde das schon machen, denn falls der "richtig" funktioniert,
würden ja 1250Hz rauskommen anstelle von 625Hz. Irgendwie komisch.
>Die LT1211 sind nach unten Rail und nach oben nicht ganz.
Ja. Stimmt. Habe ich übersehen.
>Der Transistor war nur gerade in meiner Bibliothek verfügbar, denn>kannst Du gleich wieder zurückändern.
Au weia. Den hatte ich ja in standard.bjt selbst ergänzt. Bitte vielmals
um Entschuldigung.
Den genauen Grund kann ich mir auch nicht denken. Ich nehm den erstmal
so. Solange die Simulation nicht schwingt...
> würden ja 1250Hz rauskommen anstelle von 625Hz
Der R59 führt Signal am Gleichrichter vorbei zum U11 dort wird das
gleichgerichtete Signal zum Originalsignal addiert und erst am U11
kommen die 1250 Hz raus. Das funktioniert auch, trotzdem geht der Enable
vom Analogschalter nie auf high.
Gibt es eine so lange Zeitkonstante, daß es sich erst nach ein paar
Sekunden einpendelt?
Müßte eventuell die AGC erst klein anfangen und dann hochregeln? Ist da
was invertiert? Also eventuel die AGC erstmal mit einer fix angelegten
Spannung überprüfen.
>erst am U11 kommen die 1250 Hz raus.
Ja, richtig. Vollwellengleichrichter haben einen zweiten OP für die
jeweils andere Halbwelle. In diesem Fall für die negative Halbwelle.
Gibt 1250Hz.
>Das funktioniert auch
Bei mir nicht, oder verstehe ich was falsch? Das Bild zeigt rot die
Spannung am Knoten R59/R60 und blau die Spannung R63/R64.
Sieht das bei Dir anders aus?
Dioden AGC-Schaltung:
Da fehlt beim C22 und C24 das µ-Zeichen.
Der Schwundregler kann U16 nicht ansteuern, U15 kann nur positive Werte
liefern, und U16 invertiert. Fehlt also um U16 noch ein Widerstand,
möglicherweise gegen 2,5 Volt?
>Da fehlt beim C22 und C24 das µ-Zeichen.
Ja. Tatsächlich.
>Fehlt also um U16 noch ein Widerstand, möglicherweise gegen 2,5 Volt?
Das nicht. aber Der R82 an U16 muss an den invertierenden Eingang und
die Diodenkette statt an den invertierenden an den nicht-invertierenden
Eingang. Ein Übertragungsfehler von mir.
Ich sehe gerade noch, das der 4066-Ersatz falsch verschaltet ist.
Das Signal kommt von R70 und geht in den Elektrometer. Das Schaltsignal
kommt von dem davorliegenden OP dessen nicht-invertierender Eingang an
R68/R69 angeschlossen ist.
Ich lasse die Simulation nochmal mit grösserer Dauer laufen. 1s.
Denn ich sehe das die AGC bei 100ms Endzeit doch immer noch weiter
gefallen ist. Ich denke Deine Frage von oben
Beitrag "Re: Funkamateur DCF77 Empfänger/Normal - LTSpice Simulation des Analogteils" könnte sinnvoll
sein.
Ich lasse mir mit der d()-Funktion die Ableitung der Regelspannung
ausgeben um zu sehen, wie sie sich verhält. Danach fällt die
Regelspannung mit ungefähr 2.4V pro Sekunde.
Ausserdem habe ich noch den Eingangstransistor wieder zurückgeändert.
Den momentanen Schaltplan habe ich gepostet. Denke daran, das Du den
BFT181 noch in standard.bjt ergänzen musst.
Beitrag "Re: Funkamateur DCF77 Empfänger/Normal - LTSpice Simulation des Analogteils"
> der 4066-Ersatz falsch verschaltet ist
Dann war das Original aber auchschon falsch. Allerdings macht ein 150k
Widerstand auf die Steuerleitung nicht wirklich Sinn.
Ich hab die zwei 4.7µ Kondensatoren temporär durch 2.2uF ersetzt. Der
Takt von der Signalquelle kommt ja für die Simulation auch wesentlich
schneller.
Es regelt dadurch jetzt innerhalb 400ms zurück, jedoch zu schnell/weit,
wobei die 47µF bei den Dioden die Regelspannung zwischenspeichern und
lange nicht mehr freigeben. Diese Elkos könnte man vermutlich ein wenig
verkleinern. Oder es funktioniert in der Realität mit dem langsamen Takt
besser und den oben erwähnten 4.7µ besser.
Du hast bei der Spannungsquelle V2 einen Innenwiderstand von 0,1 Ohm
angegeben, ohne jedoch an jedem OP einen Blockkondensator vorzusehen.
Deshalb ist überall ein wenig Ripple drauf.
> BFT181 noch in standard.bjt ergänzen
Schon gemacht.
>Dann war das Original aber auchschon falsch.
Ja. Mein Fehler.
>Ich hab die zwei 4.7µ Kondensatoren temporär durch 2.2uF ersetzt.
Werd ich auch mal probieren.
>Der Takt von der Signalquelle kommt ja für die Simulation auch wesentlich
schneller.
Allerdings kommt mir Dein Argument seltsam vor. Die simulierte Zeit
entspricht ja der realen Zeit in Relation zu den Kondensatoren etc. D.h.
eine Verringerung von Zeitkonstanten etc. wirkt sich in der Simulation
(zumindest soll es so sein) wie in der Realität aus. Oder verstehe ich
Dich falsch?
>Du hast bei der Spannungsquelle V2 einen Innenwiderstand von 0,1 Ohm>angegeben, ohne jedoch an jedem OP einen Blockkondensator vorzusehen.>Deshalb ist überall ein wenig Ripple drauf.
Ja. Man könnte den Widerstand mal rausnehmen. Da habe ich leider nicht
d'rauf geachtet das die Blockkondensatoren fehlen.
>Es regelt dadurch jetzt innerhalb 400ms zurück, jedoch zu schnell/weit,
Woran erkennst Du das?
Ich bin jetzt bei 480ms und die Regelspannung geht immer noch weiter
'runter. Soweit kann ich das bestätigen. Man sieht aber noch keine
wirkliche Einwirkung auf den Eingangspegel des Gleichrichters. Ich habe
doch den Eindruck das diese Aussteuerungsgeschichte der LT1211 im Ggs.
zu LMV824 eine Rolle spielt, die wir gestern besprochen haben.
Ich glaube ich werde doch noch mal die OP-Amps tauschen und mein
Stepping höher setzen, damit es schneller geht.
Ich wünschte man könnte mit LTSpice verteilt simulieren. :-)
> eine Verringerung von Zeitkonstanten
Die Zeitkonstanten im Regler haben sich verringert, jedoch nicht im
Stellglied (47µ). Ich probier dort mal 22µ, wie es dann aussieht.
> Man sieht aber noch keine wirkliche Einwirkung auf den Eingangspegel
Ich hatte das Signal nochmal verändert/verringert, damit funktionierts:
PULSE(10u 2.5u 0 1m 1m 20m 60m)
Ich habe jetzt mal die Regelung abgehängt und eine feste Spannung von
0.3V eingespeist. (Probiert bis der Pegel vor'm Gleichrichter irgendwie
sinnvoll erschien).
Jetzt sieht man, das die Schaltspannung vom 4066 der Regelspannung
folgt.
Tatsächlich würde der Regler gerne noch weiter nach unten aber die
Zeitkonstante hindert ihn d'ran.
Wenn ich das richtig sehe, dann waren wir vorhin nur zu ungeduldig,
resp. der Regler braucht (in der Simulation) ewig lange bis er einen
vernünftigen Ausgangspegel erreicht.
Jetzt haben wir die Modulationsphasen verkürzt und die Zeitkonstanten
und schon sieht man was. Grins.
Was meinst Du?
Dabei fällt mir ein, das man die Regelung vielleicht insofern verbessern
könnte, das man während der Austastung nicht den in C40 gespeicherten
Pegel nimmt sondern das Originalsignal um 4 verstärkt um die
Pegelabsenkung um 75% auszugleichen. Dann müsste die Kondensatoren C21
bis C24 natürlich verkleinert werden damit der Pegelsteller schneller
folgt. Aber naja. Das nur nebenbei.
Bei mir schwingt der Regler über und stabilisiert sich nach 0,6
Sekunden. Mit den Original Bauteilwerten sollte das ruhiger werden.
> das Originalsignal um 4 verstärkt
Du meinst, er schaltet immer zwischen einfach und vierfach um, um danach
einen konstanten Pegel zu erhalten, auf den man fast ohne Lücke regeln
kann.
>Bei mir schwingt der Regler über und stabilisiert sich nach 0,6>Sekunden. Mit den Original Bauteilwerten sollte das ruhiger werden.
Ich glaub' man kann dieses Überschwingen auch anders betrachten. Ich
glaub' man kann es als so eine Art temporären Deadlock beschreiben.
Man sieht, das das Schaltsignal bei 412ms auf Low geht, weil die
Regelung den Pegel endlich weit genug heruntergeregelt hat.
Gleichzeitig wird der Dämpfer sehr stark eingeschaltet. Wohl weil C40
heftig (so ca. 1,2V) aufgeladen ist. Also geht das Signal runter. Der
C40 lädt sich parasitär langsam weiter auf und dadurch geht der Pegel
irgendwann wieder so hoch, das das Schaltsignal die Regelung wieder
wirksam machen kann. Bei den nachfolgenden Austastungen ist dann C40
etwa richtig aufgeladen und verändert sich nicht mehr sehr.
Naja. Scheint er fängt sich dann wieder.
Hmm.... :-)
> das Originalsignal um 4 verstärkt
Ja. Genau. Kritisch sind dann die Umschaltzeitpunkte.
Nee. Meine Erklärung ist (mindestens teilweise) Quatsch. Die Ladung von
C40 folgt ja noch der Regelspannung solange nicht abgeschaltet wird.
Doch ein Überschwingen - zu heftiges Abregeln - zu steile Regelung.
Denjenigen, die es interessiert, folgendes:
Ich werde in Kürze (voraussichtlich am Wochenende) den aktuellen Stand
der Schaltung posten.
Der Stand ist folgender:
1. Das LV8XX Modell konvergiert sehr schlecht bei der
Arbeitspunktbestimmung. Teilweise beendet LTSpice die Simulation ohne
weitere Meldung. Deswegen erstmal durch LT1211 ersetzt.
2. Das Erreichen des stationären Zustandes erfolgt erst nach ca. 4
Sekunden. In der Simulation dauert das recht lange. Ca. 300us/s. In dem
letzten Schaltplan ist daher der zeitliche Abstand der 75%
Absenkungsphasen verkürzt.
3. Die Funktion der Demodulation, der Abschwächung, der ZF-Verstärker
und der Regelung sowie der Austastung ist gegeben.
4. Es fehlt noch der Phasenvergleich.
5. Es fehlt noch eine Analyse der Schaltung und ihrer Funktion sowie
ihrer Eigenschaften.
Zunächst muss ich mich bei allen entschuldigen, die meine Ankündigung
das ich am auf den 4. folgenden Wochenende weiteres posten werden,
ernstgenommen und darauf gewartet haben. (Falls es so jemanden geben
sollte).
Ich muss leider einräumen, das ich mich, vielleicht weil ich beruflich
so oft veranlasst bin, termingerecht und nach Plan zu arbeiten, in
meiner Freizeit eher von Stimmungen leiten lasse. Das hat zur Folge das
so manch angefangenes Projekt eher "ruckweise" Fortschritte macht
anstatt kontinuierliche.
Ich bin etwas nachdenklich geworden als noch ein Post kam, in dem mir
geraten wurde die OPs durch Universalopamps zu ersetzen, damit schneller
simuliert werden kann. Das ist in gewisser Hinsicht zwar ein wertvoller
Rat. Aber was sind eigentlich genau meine Ziele?
Jedenfalls nicht primär das schnell simuliert werden kann. Vielmehr will
ich unterschiedliche Empfängerkonzepte per Simulation qualifizieren. Und
zwar in Hinblick auf Präzision und den Einfluss von Empfangspegelhöhe
und Schwankungen und die Phasenmodulation. Welche Faktoren beeinflussen
das? Was sind sonst wichtige Kriterien?
Um das per Simulation tun zu können scheint mir wichtig zu sein eine
möglichst wirklichkeitsnahe Simulation zu haben. Wenn es denn Tage
dauern sollte das zu simulieren soll es mir recht sein. Was zählt ist
das Ergebnis.
Evtl. werde ich aber die Simulation in mehrere Teile aufspalten denn
anderseits war und ist es noch wichtig erstmal eine schnelle Simulation
zu haben, damit grobe Fehler gefunden werden können. Tatsächlich habe
ich durch die Mithilfe von Bernd W., dem ich an dieser Stelle meinen
Dank aussprechen will, tatsächlich einige Fehler finden können.
Dazu möchte ich so bald wie möglich weiteres posten.
Ein weiteres interessantes Konzept ist das des Rohde & Schwarz
Empfängers und auch das von Ralph Berres.
Fernziel ist jedenfalls ein Empfängerkonzept und eine Realisierung eines
guten, d.h. genauen (das muss ich noch genauer qualifizieren aber die
Daten des R&S nehme ich mir als Anhaltspunkt) Empfängers mit dem ich
dann ein Rubidium-Oszillator regeln will. Andererseits bin ich mir über
die grundsätzlichen Grenzen des DCF77-Empfangs zur
Referenzfrequenzerzeugung nicht völlig im Klaren. Das betrifft etwa
Laufzeitschwankungen und Empfangsaussetzer.
Ich wünsche Euch allen eine gute Nacht.
@Hmm
IMHO reicht es, einen ähnlichen Operationsverstärker wie den LMV824 zu
verwenden oder einen idealisierten. Später einen OP zu finden, welcher
dem idealen recht nahe kommt, erscheint mit bei dieser Anwendung recht
einfach, denn die Frequenz beträgt hier nur 625Hz. Wenn es rauscharm
sein soll, dann käme auch ein LM833 in Frage (mit Aufpreis) oder NE5532
(höhere Betriebsspannung).
Aufgabe des ZF-Verstärkers (in dieser Reihenfolge)
1. Ausfiltern von unerwünschten Frequenzen
2. Verstärken
3. Begrenzen wie bei FM.
Sollte nicht das kleinste Signal soweit geregelt werden, daß eine
Begrenzung in der letzten Stufe möglich ist?
Wäre es nicht möglich, den Takt eines Mikrocontrollers aus der
Referenzfrequenz abzuleiten? Ein Timer erzeugt die 78.125kHz und der
Phasenvergleich bei 625 Hz kann per Interrupt erfolgen. Zwei
Interrupteingänge warten auf den Flankenwechsel, einer davon kommt
zuerst.
Das Dokument ist Dir vermutlich bekannt:
http://www.ptb.de/cms/fileadmin/internet/fachabteilungen/abteilung_4/4.4_zeit_und_frequenz/4.42/dcf77.pdf
Suchbegriffe:
Verfügbarkeit, Phasengleiten, Bodenwelle, Fading
Das Fading spielt sich im Bereich von mehreren Minuten ab, wobei ja
hauptsächlich die Raumwelle driftet. Die Bodenwelle überwiegt bis ca.
500 km Entfernung. Daraus und aus den Angaben im Dokument sollte sich
der durch die Ausbreitung verursachte Phasenfehler grob abschätzen
lassen.
Hallo Bernd! :-)
>IMHO reicht es, ...
Nun, das haben wir ja, auf Deine Veranlassung hin, wofür ich Dir bei
dieser Gelegenheit herzlich danken will, schon getan indem wir den LT
verwendet haben und auch ein einfacheres Modell für den Mischer. Weil
wir das dann in kurzer Zeit simulieren konnten, haben wir auch Fehler
gefunden (was ich noch nicht als abgeschlossen betrachte).
Mein Ziel ist letztlich aber, die Originalschaltung zu simulieren. Daher
wäre es interessant zu wissen, was nun eigentlich bei dem Original-OP
und dem Mischer die Simulation langsamer macht und was daran hinzunehmen
ist, wenn das Ziel eine möglichst originalgetreue Simulation ist.
>Sollte nicht das kleinste Signal soweit geregelt werden, daß eine>Begrenzung in der letzten Stufe möglich ist?
Soweit ich das Konzept verstehe, nein.
>Wäre es nicht möglich...
Sicher wäre das möglich, aber auch mit einer Veränderung der
Charakteristiken verbunden. Man müsste diese Veränderung erstmal
quantifizieren und bewerten, denke ich.
>Das Dokument ist Dir vermutlich bekannt
Bekannt ja. Vollinhaltlich nachvollzogen habe ich es noch nicht.
