VCO schwingt nicht an

Klaas schrieb:
> Jemand eine Idee woran es liegen
> kann?

Erhöhe mal die Betriebsspannung für die OPs. +-5V ist ein bisschen wenig 
für den TL074.

Gib dm LT1018 mal probeweise einen zusätzlichen Pullup am Ausgang.

Klaas schrieb:

> langsam aber sicher verlier ich die Geduld. Habe obige Schaltung
> aufgebaut nach dem Beispiel aus dem Tietze und Schenk (12. Auflage
> 14.5.3) und die Werte bestimmt. Aus einem mir nicht zu erklärenden Grund
> schwingt mein VCO leider nicht an.

Aufgebaut? Oder doch nur simuliert?

Viele Oszillatoren schwingen in der Simulation nicht an. Ich würde sagen 
das ist sogar der Normalfall. Und mit ein Grund, warum ich auf 
Simulation nicht viel gebe.


XL

Miß dochmal an den Kollektoren, ob da die +2V bzw. -2V anliegen.

Peter

Nachtrag: die Schaltung ist ohnehin Murks und taugt bestenfalls zur 
Erläuterung des Prinzips. Die beiden Transistoren sind lausige 
Stromschalter, zumindest für kleine Steuerspannungen. Ein Schalter aus 4 
Dioden wäre besser gewesen.


XL

Ist der LT1018 tatsächlich ein solcher, oder hast du einen "Ersatztyp"
(z.B. das vierte Viertel des TL074) genommen?

Axel Schwenke schrieb:
> Die beiden Transistoren sind lausige
> Stromschalter, zumindest für kleine Steuerspannungen.

Heutzutage sollte man FETs nehmen, dann verfälscht das Umschaltsignal 
die Spannung nicht.

Allerdings ist der TL074 sehr schlecht, der kann bis 13mV Offset haben.


Peter

>Ist der LT1018 tatsächlich ein solcher, oder hast du einen "Ersatztyp"
>(z.B. das vierte Viertel des TL074) genommen?

In TINA schwingt die Schaltung mit 4/4 x TL074...

Man darf aber nicht den Modus "Calculate Operating Point" wählen!

> Gib dm LT1018 mal probeweise einen zusätzlichen Pullup am Ausgang.

Der hat als Last doch nur 10 kOhm (LT1018 typical output drive 60mA)

> Viele Oszillatoren schwingen in der Simulation nicht an

Dann dürfte es keine intgrierten Schaltungen geben, denn die sind alle 
erst simuliert.

@Klaas
Nimm mal zur Simulation anstatt dem TL074 einen LT1055.
Das ist auch ein schneller OP mit JFet-Eingängen.

Dann gibt es bei einigen OPs wie dem TL074/TL084 den Phase Reversal 
Effekt. Geht der positive Eigang an den oberen Rail, kippt der Ausgang 
auf den negativen Anschlag.

B e r n d W. schrieb:
> Der hat als Last doch nur 10 kOhm (LT1018 typical output drive 60mA)

Das ist der Low-Pegel. Bei High-Pegel sind es nur um die 200µA.

> Dann gibt es bei einigen OPs wie dem TL074/TL084 den Phase Reversal
> Effekt.

Genau deswegen habe ich oben nachgefragt, ob der TO nich womöglich den
LT1018 (der m.W. phase-reversal-fest ist) durch etwas anderes ersetzt
hat.

> Geht der positive Eigang an den oberen Rail, kippt der Ausgang
> auf den negativen Anschlag.

Ich meine, es wäre andersherum, und die Eingangsspannung muss dabei
nicht einmal die unter Rail erreichen. Deswegen könnte der Effekt hier
durchaus zum Tragen kommen. Um sicher zu sein, müsste ich das aber noch
einmal ausprobieren.

Das Dumme ist, dass solche Effekte meist nicht in den Simulations-
modellen berücksichtigt sind.

Peter Dannegger schrieb:
> Axel Schwenke schrieb:
>> Die beiden Transistoren sind lausige
>> Stromschalter, zumindest für kleine Steuerspannungen.
>
> Heutzutage sollte man FETs nehmen, dann verfälscht das Umschaltsignal
> die Spannung nicht.

Für "langsame" VCO wie diesen würde ich statt des Stromschalters eher 
ein geschaltetes Koeffizientenglied nehmen. Mit einem MOSFET als 
Schalter wird das praktisch beliebig genau.


XL

>Das Dumme ist, dass solche Effekte meist nicht in den Simulations-
>modellen berücksichtigt sind.

Deswegen ist es wichtig, den richtigen Simulationsmodus auszusuchen. In 
TINA wähle man "Use Initial Conditions" oder "Zero Initial Values", aber 
nicht "Calculate Operating Point". Sonst fängt der Simulator eventuell 
mit Spannungen an zu simlieren, die außerhalb des erlaubten 
Gleichtakteingangsspannungsbereich liegen.

Kai Klaas schrieb:
> Deswegen ist es wichtig, den richtigen Simulationsmodus auszusuchen. In
> TINA wähle man "Use Initial Conditions" oder "Zero Initial Values", aber
> nicht "Calculate Operating Point".

In diesem Fall funktioniert die Schaltung ja in der Simulation, aber
nicht in der Realität. Falls das Problem tatsächlich mit dem
Phase-Reversal zu tun haben sollte (was aber überhaupt nicht sicher
ist), wird man es in der Simulation nur dann nachstellen können, wenn
das verwendete TL074-Modell das Phase-Reversal auch modelliert.

Ich sehe gerade, dass das Modell tatsächlich Phase-Reversal "kann",
allerdings tritt es erst bei etwa 0,4V unterhalb der negativen Versor-
gungsspannung auf. Wenn das beim realen TL074 genauso ist, sollte es
eigentlich nicht stören, vorausgesetzt, der Rest der Schaltung ist in
Ordnung.

>In diesem Fall funktioniert die Schaltung ja in der Simulation, aber
>nicht in der Realität.

Stimmt, hast Recht, habe ich übersehen.

@ Kai Klaas

>>> Gib dm LT1018 mal probeweise einen zusätzlichen Pullup am Ausgang.
>> Der hat als Last doch nur 10 kOhm (LT1018 typical output drive 60mA)
> Das ist der Low-Pegel. Bei High-Pegel sind es nur um die 200µA.

Also doch Pull-Up, und zwar deutlich kleiner als 10k.

>> Geht der positive Eigang an den oberen Rail, kippt der Ausgang
>> auf den negativen Anschlag.
> Ich meine, es wäre andersherum, und die Eingangsspannung muss dabei
> nicht einmal die unter Rail erreichen.

Jetzt werd ich doch unsicher, ich bin schonmal in die Falle getappt, 
aber das ist schon ein paar Jahre her.

Klaas schrieb:
> Simulier ich mir nur die beiden MOSFETS regeln die sogar grob
> die Frequenz, leider auch gleichzeitig die Amplitude mit und von
> sauberem Rechteck kann man eh nicht reden.

Kein Wunder bei 16A Mosfets. Schon mal die Input Kapazität im Datenblatt 
nachgeschaut? Der IRF7210 kommt da auf rund 10nF. Mit deinen 10K am Gate 
braucht der ewig um durchzuschalten. Wenn schon MOSFETs dann welche im 
Kleinleistungsbereich.  Warum nimmst du keinen Analogschalter ala CD4053 
/ CD4066 oder so.

Klaas schrieb:

> Um ein paar Missverständnisses entgegen zu wirken. Die Schaltung
> existiert bisher NUR in der Simulation und funktioniert NICHT.

Sie funktioniert in der Simulation nicht. Das bedeutet nicht daß sie 
auch in der Realität nicht funktionieren würde.

Und bitte, bitte schreib in einem solchen Fall nie wieder wie

im Beitrag #2916180:
>> Habe obige Schaltung aufgebaut


> Simulier ich mir nur die beiden MOSFETS regeln die sogar grob
> die Frequenz, leider auch gleichzeitig die Amplitude mit und von
> sauberem Rechteck kann man eh nicht reden.

Ein ganz offensichtlicher Schaltungsfehler ist, daß der 
Integratorwiderstand R1 hinter den MOSFETs sitzt. Statt dessen gehören 
die Source-Anschlüsse der FETs direkt an den Integrator-Eingang (aka 
virtuelle Masse) und R1 braucht man zweimal, je einmal in jeder 
Drain-Leitung.

Der Schmitt-Trigger U4 hat das Problem, daß seine Schaltschwellen von 
der Betriebsspannung und der Belastung des Ausgangs abhängen. In der 
Simulation würde ich da einen OPV mit Rail-to-Rail Ausgang verwenden.

> Hatte noch die Idee über eine
> Kapazitätsdiode oder einem MOSFET im Widerstandsbereich die
> Spannungssteuerung zu erzeugen

Murks! Versuch doch erstmal, die Schaltung zu verstehen.

> Schön wäre es
> natürlich den Eingang dahingehend zu normieren, dass man z.B. pro V eine
> Oktave hat.

Das wird (natürlich) nichts werden. Ein Integrator/Schmitt-Trigger VCO 
hat eine lineare Steuerkennlinie: f = k*U. Für obiges bräuchtest du 
einen VCO mit exponentieller Kennlinie. Praktisch baut(e) man sowas eher 
mit einem vorgeschalteten Exponentialkonverter, der die lineare 
Steuerspannung mit z.B. 1V/Oktave in eine exponentielle Spannung U_out = 
k * 2^U_in umsetzt.

Im Web und in Büchereien (sic!) gibt es jede Menge Schaltungsvorschläge 
aus der Zeit der Analogsynthesizer.

Mein Vorschlag wäre, das ganze Geraffel mit U1, U2 und den Mosfets durch 
ein geschaltetes Koeffizientenglied zu ersetzen:

1

    --[ R ]---*---[ R ]---

2

   |          |           |

3

   |          |   |\      |

4

   |           ---|-\     |

5

   |              |  >----*--[R1]-- ...

6

 --*--[ R ]---*---|+/

7

              |   |/ U1

8

              |

9

             D|   V1

10

               ||------------------ ...

11

              |

12

             GND

V1 ist ein n-Kanal-MOSFET, U1 ein halbwegs schneller OPV. Je nach 
Schaltzustand von V1 arbeitet U1 als Verstärker +1 (V1 gesperrt) oder -1 
(V1 durchgesteuert). R wählt man mit einigen 10K bis einigen 100K.

Damit das Ganze schwingt, braucht man vom Schmitt-Trigger zum Gate von 
V1 noch eine Negation. Im einfachsten Fall baut man dazu den 
Schmitt-Trigger invertierend:

1

             |\

2

 von U3 -----|-\

3

             |  >---*

4

           --|+/    |

5

          |  |/ U4  |

6

          |         |

7

  --[R5]--*--[ R6]--*-- zu V1

8

 GND

Um die Simulation zur Schwingung anzuregen, würde ich vorschlagen, den 
Integrationskondensator mit U=Vdd zu initialisieren.


XL

Auch mit Bipolaren Transistoren bekommt man das Teil zum schwingen. Man 
muss nur darauf aufpassen das der durch die Transistoren geschaltete 
Strom sehr viel grösser ist als der Basisstrom für die Transistoren, 
sonst wird die Funktion Steuerspannung nach Frequenz nicht linear. Dabei 
addiert sich dann der Basisstrom zum integrierenden Strom 
(Kollektorstrom)

>aber was genau macht u5 (der lm311), habe probiert das nach
>zubauen, komme aber irgendwie nicht auf was vernünftiges.

Der dürfte den Schwingkondensator C8 mit Hilfe von Q1 entladen. Ist also 
ein Sägezahnoszillator, der den Schwingkondensator mit einem 
Konstantstrom auflädt und nach Erreichen einer Schwelle schlagartig mit 
einem FET entlädt.

Die Schaltung in deinem Eröffnunsgthread, hast du die genauso aus dem 
Tietze Schenk?

Klaas schrieb:
> Hallo allerseits, habe es jetzt hinbekommen. und alles schwingt schön.

Und, was hast du geändert?

> @ axel, welchen vorteil hätte dein koeffizientenglied denn?

Es ist genauer, vor allem bei kleinen Steuerspannungen.

> noch eine kleine frage, ich probiere gerade obige schaltung eines vco zu
> verstehen U3a und U3b sind doch exponential converter wenn ich mich
> nicht irre. aber was genau macht u5 (der lm311)

Dieser VCO benutzt einen Exponentialkonverter mit Stromausgang. 
Zeitbestimmender Kondensator ist C8, der über die eine Hälfte von U4 mit 
dem besagten exponentierten Strom geladen wird. Die Spannung am unteren 
Anschluß von C8 fällt dabei ausgehend von 5V linear ab. U6b puffert 
diese Spannung, U5 ist ein Schmitt-Trigger mit sehr kleiner Hysterese, 
der C8 über Q1 wieder entlädt, wenn der untere Anschluß von C8 0V (die 
Spannung über C8 mithin 5V) erreicht. Am Ausgang von U6b steht also ein 
Sägezahn, der von 5V auf 0V linear abfällt und zurück auf 5V springt.

Der Krempel dahinter ist ein interessant aussehender Sägezahn/Dreieck 
Konverter und ein russisch aussehender Sinuskonverter.

Hauptkritikpunkt der Schaltung ist, daß sie den Temperaturgang von U4 
anscheinend mit einem speziellen R12 kompensiert. Nachbau dürfte damit 
ausgeschlossen sein. Und ohne Kompensation wird das thermisch nicht 
stabil.


XL

>Hauptkritikpunkt der Schaltung ist, daß sie den Temperaturgang von U4
>anscheinend mit einem speziellen R12 kompensiert. Nachbau dürfte damit
>ausgeschlossen sein. Und ohne Kompensation wird das thermisch nicht
>stabil.

Ein PT1000 Element dürfte ausreichen. Wir haben das hier mal diskutiert:

Beitrag "Re: VU-Meter Schaltung"

Axel Schwenke schrieb:
> Der Krempel dahinter ist ein interessant aussehender Sägezahn/Dreieck
> Konverter

Das ist eine übliche aktive Gleichrichterschaltung.

Axel Schwenke schrieb:
> und ein russisch aussehender Sinuskonverter.

Kleiner als 1% wird der Klirrfaktor wohl kaum werden. Da werden die 
Spitzen des Dreieckes ein bisschen verrundet mit den beiden Dioden.

Axel Schwenke schrieb:
> Hauptkritikpunkt der Schaltung ist, daß sie den Temperaturgang von U4
> anscheinend mit einem speziellen R12 kompensiert. Nachbau dürfte damit
> ausgeschlossen sein. Und ohne Kompensation wird das thermisch nicht
> stabil.

Soviele NTC mit 1KOhm hat der Markt auch nicht gerade zu bieten. Würde 
das einfach mal ausprobieren. Ist aber nicht mehr der letzte Stand der 
Technik. Dann besser kleinen AVR nehmen und das Digital lösen. ADC -> 
Tabelle -> PWM

>Kleiner als 1% wird der Klirrfaktor wohl kaum werden. Da werden die
>Spitzen des Dreieckes ein bisschen verrundet mit den beiden Dioden.

Speziell angepaßte Diodenformer können einen Klirrfaktor von unter 1% 
liefern. Allerdings verschlechtert der sich bei Temperaturänderung 
merklich. Und das Ganze funktioniert natürlich nur bei einer ganz 
bestimmten Amplitude des Eingangssignals. Werterhin gilt zu beachten, 
daß die Dioden auf gleiche Kennlinien selektiert sein sollten. Früher 
hat man dazu "gegurtete" Dioden verwendet.

Kai Klaas schrieb:
> Speziell angepaßte Diodenformer können einen Klirrfaktor von unter 1%
> liefern.

Mit mehr an Aufwand gibt es halt bessere Ergebnisse.

>Allerdings verschlechtert der sich bei Temperaturänderung
> merklich. Und das Ganze funktioniert natürlich nur bei einer ganz
> bestimmten Amplitude des Eingangssignals.

Richtig stabil funktioniert das halt nur in ICs oder Gehäuse drum und 
irgendwelche Tempkomp. Schaltungen drumherum.


> Werterhin gilt zu beachten,
> daß die Dioden auf gleiche Kennlinien selektiert sein sollten. Früher
> hat man dazu "gegurtete" Dioden verwendet.

Dann hoffen wir mal das die alle vom gleichen Wafer sind ...

Helmut Lenzen schrieb:

>> Hauptkritikpunkt der Schaltung ist, daß sie den Temperaturgang von U4
>> anscheinend mit einem speziellen R12 kompensiert.

> Soviele NTC mit 1KOhm hat der Markt auch nicht gerade zu bieten.

Es steht halt nicht dabei, was genau R12 sein soll.

> Ist aber nicht mehr der letzte Stand der Technik. Dann besser kleinen
> AVR nehmen und das Digital lösen. ADC -> Tabelle -> PWM

Müßte aber schon eine schnelle PWM sein. Man braucht nämlich nicht nur 
ordentlich Auflösung, sondern will den VCO auch modulieren können.

Wenn man schon den Schritt zu einem µC geht, dann besser gleich einen 
digitalen VCO bauen, nach dem DDS-Prinzip. Dann klappts auch mit dem 
Sinus.


XL

Klaas schrieb:
> Wenn U5 ein Sägezahngenerator ist, wie schaffen die das denn, dass die
> Steigung der Flanken auch Frequenzangepasst wird? Die Amplitude sollte
> ja über alle Frequenzen gleich sein, was ja eine steigende Steilheit mit
> steigender Frequenzerfordert...

Ist Dreieck nicht Sägezahn. Nun die Amplitude deines Dreieckes bestimmt 
doch die Umschaltschwelle von U4 mit R7,R5 und seinem Ausgangspegel. Der 
Kondensator wird halt solange geladen bist es passt.

Klaas schrieb:
> U7d liefert tatsächlich einen nicht so tollen Sinus, aber gibt es denn
> einen besseren weg einen  Tiefpass zu erzeugen der nicht mit steigendem
> f den Sinus wegdämpft. Eimnfache Tiefpässe haben auch keine
> zufriedenstellenden Lösungen gebracht

Tiefpass geht nicht. Aber mit etwas mehr an Dioden wie Kai dir schon 
gezeigt hat wird es besser. Du must halt mehr Knicke einbauen in deinem 
Sinus.

U8 ist überigens überflüssig, U5 kann das auch direkt treiben.

Kannst du auch hier nachlesen:
http://books.google.de/books?id=h6A0HyamoTIC&printsec=frontcover&hl=de&source=gbs_ge_summary_r&cad=0#v=onepage&q&f=false

Seite 772. Die ist sogar verfügbar.

Klaas schrieb:
> Nene jetzt gabs ein Missverstänfnis, nicht U5 meiner Schaltung, sondern
> der U5(LM311) der obigen. ;)

OK, es gibt halt mehr als ein IC das U5 heist. Bei mir fast in jeder 
Schaltung :=)

Klaas schrieb:

> Wenn U5 ein Sägezahngenerator ist, wie schaffen die das denn, dass die
> Steigung der Flanken auch Frequenzangepasst wird?

Na über den Ladestrom. Der Strom bestimmt die Anstiegsgeschwindigkeit 
der Flanke.

> Die Amplitude sollte ja über alle Frequenzen gleich sein

Die Amplitude ist durch das Design konstant. Der Kondensator wird auf 0 
entladen und dann mit variablem Strom auf 5V geladen.

> U7d liefert tatsächlich einen nicht so tollen Sinus

So ein einfacher Dreieck-Sinus Umformer funktioniert bloß bei korrekter 
Amplitude.

> einen besseren weg einen  Tiefpass zu erzeugen der nicht mit steigendem
> f den Sinus wegdämpft. Eimnfache Tiefpässe haben auch keine
> zufriedenstellenden Lösungen gebracht

Nix Tiefpaß. Das ist ein progressiver Begrenzer. Im Prinzip schneiden 
die Dioden die Spitzen des Dreiecks weg. Und weil die Diodenkennlinie 
"rund" ist, wird auch der Rest um die (ehemalige) Spitze rund.


XL