Moin, moin! Ich frage mich schon länger, was es mit den Begriffen Schaltbetrieb und Linearbetrieb auf sich hat und wie in diesem Zusammenhang die Werte zur Stromfestigkeit bei MOSFETs zu sehen sind. Ich habe bisher immer gedacht, Linearbetrieb heißt, dass ich erst mal keine PWM einsetze. Also beispielsweise nehme ich einen n-Channel MOSFET und schalte damit einen Motor nach Masse durch. Dazu könnte ich beispielsweise einen BUZ71 nehmen, der für 3A bei 10 VDS im DC-Betrieb (SOA) ausgelegt ist. Heißt jetzt voll durchgeschaltet auch Linearbetrieb, wenn ich nicht takte? Oder nur, wenn ich ihn nur halb durchschalte, wie bei Audio-Anwendungen? Schaltbetrieb ist ja klar, ich takte mit einer bestimmten Frequenz und abhängig von der Pulsdauer kann mein FET bestimmte Pulsströme verkraften. So wie es im SOA-Diagramm steht. Ich frage mich das, weil viele FETs ja entweder im SOA keine Kennlinie für DC haben, oder die zulässigen Ströme winzig sind, gerade bei SMD-Bauteilen. Beispiel: MMBF170 Continuous Current lt. Werbung: 500 mA DC-Current laut SOA: 80 mA bei DC bei 10 VDS Oder habe ich mich da jetzt völlig verrannt und im voll durchgeschalteten Zustand entscheidet nur das RDS-on und damit die Leistung über den maximalen Strom? Schon mal vielen Dank! Viele Grüße
Philipp X. schrieb: > Ich habe bisher immer gedacht, Linearbetrieb heißt, dass ich erst mal > keine PWM einsetze. Mit PWM hat das nichts (oder nur bedingt etwas) zu tun. > Also beispielsweise nehme ich einen n-Channel MOSFET > und schalte damit einen Motor nach Masse durch. Nein, auch das ist Schaltbetrieb. Schriebst du doch gerade "ich schalte ... durch". > Oder nur, wenn ich ihn nur halb durchschalte, wie bei > Audio-Anwendungen? Genau dies ist der Linearbetrieb: er wird angesteuert, ohne ihn in die Sättigung zu fahren. Eine kleine Änderung der Gatespannung bewirkt eine Änderung des Drainstroms. > Schaltbetrieb ist ja klar, ich takte mit einer bestimmten Frequenz ...wobei die Frequenz an 0 Hz heran reichen kann. ;-) > Oder habe ich mich da jetzt völlig verrannt und im voll > durchgeschalteten Zustand entscheidet nur das RDS-on und damit die > Leistung über den maximalen Strom? Das ist der springende Punkt: im Linearbetrieb ist nicht der Drainstrom das wesentliche Kriterium, sondern die Verlustleistung, die sich abführen lassen muss.
Hey Jörg, danke schon mal für die Ausführungen. Aber wenn jetzt bei einem SOT23-MOSFET als continuous drain current von mehr als 3 A bei 10 VGS angeführt ist (zb. ZXMN3A14F), warum steht dann im SOA-Diagramm ein DC-Current bei 10 VDS von nur 100 mA? Hier das Teil: www.diodes.com/datasheets/ZXMN3A14F.pdf
>warum steht dann im SOA-Diagramm ein DC-Current von nur 100 mA?
Rechne mal die Verlustleistung aus, und vergleiche mit der fuer SOT23
zulaessigen Verlustleistung.
Ein zusaetzlicher Unterschied zwischen Schalt- und Linearbetrieb :
fuer den Schaltbetrieb darf man mehrere FET parallelschalten, fuer den
Linearbetrieb nicht.
@ Philipp X. (caradhras) >SOT23-MOSFET als continuous drain current von mehr als 3 A bei 10 VDS >angeführt ist (zb. ZXMN3A14F), Nö, aber nicht GLEICHZEITIG! Entweder 10V Sperrspanung ODER 3A Drainstrom. Ausserdem steht dort V_GS, GATE-Source, also Anteuerspannung, NICHT V_DS! Die 10V V_GS ist die MEssbedingung. > warum steht dann im SOA-Diagramm ein > DC-Current von nur 100 mA? Dort liegen beide gleichzeitig an! http://www.mikrocontroller.net/articles/FET#SOA_Diagramm Ausserdem ist das nur eine Grenze von vielen. Das Teil hat bei 10V V_GS max. 65mOhm, macht bei 3,2A ~ 665mW Verlustleistung. Die muss man erstmal aus einem SOT23 Gehäuse rauskriegen, da braucht man dicke Kupferflächen an den Pins ohne Wärmefallen. Siehe Kühlkörper.
VDS (Drain Source) ist nicht VGS (Gate Source)!
1ms lang kannst du den ja auch mit 3A belasten. Wie überall wird auch hier ein wenig mit den Angaben getrickst. Das heißt wenn du das Teil mit Frequenzen >1000kHz betreibst passiert da nichts. Wird die Frequenz kleiner steigt die Zeit bei der der FET den vollen Strom abkönnen muss und die Strombelastbarkeit sinkt. Bei DC sind dann nurnoch 100mA drin. Das ist übrigens auch bei BJTs so.
Falk Brunner schrieb: > Die muss man > erstmal aus einem SOT23 Gehäuse rauskriegen, da braucht man dicke > Kupferflächen an den Pins ohne Wärmefallen. Oder anders ausgedrückt: ein FET für Idmax = 3 A im SOT-23 hat nur für den Schaltbetrieb überhaupt irgendeinen Sinn. Im Linearbetrieb ist er nicht besser als ein 2N7002.
Philipp X. schrieb: > Oder nur, wenn ich ihn nur halb durchschalte "halb durchschalten" ist wie "ein bisschen schwanger"
Bernd schrabte: >"halb durchschalten" ist wie "ein bisschen schwanger" Es ist ja auch nur ein Halb-Leiter: http://www.erhard-sport.de/erhard-Turnen/Kinderturnen/VARIO-Turnkaesten/ERHARD-SPORT-Halb-Leiter-Masse-LxB-250-x-32-cm.html ;-) MfG Paul
Nachdem hier die zwei Trolle auch ihren Spaß hatten möchte ich noch etwas nachbohren. Angenommen ich habe eine Versorgungsspannung von 12 Volt (als V_DS),. Mit welchen Maßnahmen, angenommen ich habe auch als Gatespannung 12 Volt (sorry, hatte oben einen Verschreiber drin, den ich aber weg editiert hatte (zu spät)) zur Verfügung, kann ich dann welchen Strom aus dem Kleinen herausholen? Hier nochmal der Link: http://www.diodes.com/datasheets/ZXMN3A14F.pdf Das SOA sagt ja nur aus, dass im DC-Fall bei gegebener Drain-Source-Spannung bei 100 mA Schluss ist. Wenn ich das richtig sehe, muss ich mir zuerst mittels den angegebenen Wärmewiderständen ausrechnen, wie viel Leistung maximal vom Gehäuse abgegeben werden kann. Das Datenblatt gibt hier diese Werte an: Thermal Resistance, Junction to Ambient (Note 4) 125 K/W Thermal Resistance, Junction to Ambient (Note 5) 83 K/W Thermal Resistance, Junction to Leads (Note 7) 70.44 K/W 4. For a device surface mounted on 25mm x 25mm FR4 PCB with high coverage of single sided 1oz copper, in still air conditions 5. For a device surface mounted on FR4 PCB measured at t ≤5 secs. 7. Thermal resistance from junction to solder-point (at the end of the drain lead). Jetzt nehme ich DeltaT = P_t * R_t, nehme 50°C für Umgebung und 125°C für die maximale Chiptemperatur, sowie den schlechtesten Wert, 125 K/W. Ausgerechnet bedeutet das dann eine zulässige Maximalleistung von 600 mW. Korrekt? Jetzt sage ich, ich lege eine Gate-Source-Spannung von 10 bzw. 12 Volt an, dann habe ich nominal eine R_ds_on von 0,065 Ohm. Bei 125 °C Chiptemperatur ist laut Diagramm ein 1,4-facher Wert anzunehmen, also 0,091 Ohm. Wenn ich jetzt einfach die Formel P = R*I^2 nehme, alles einsetze und auflöse komme ich auf ca. 2,57 A. Ist doch laut Formel richtig? Ich meine, wenn ich das Teil nehme, einfach einschalte und nichts mehr mache, dann habe ich doch nur unter https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Verlustleistung die Leitungsverluste, oder nicht? Woher sollen die Schaltverluste auch kommen? Wie berücksichtige ich jetzt nun die Höhe der Spannung V_DS? Wie komme ich auf die 100 mA? Oder zumindest in die Richtung, das sich mir das mal erschließt.
Philipp X. schrieb: > Angenommen ich habe eine Versorgungsspannung von 12 Volt (als V_DS),. Aaargh. Die Versorgungsspannung ist im allgemeinen nicht die wirksame U_ds. > Mit welchen Maßnahmen, angenommen ich habe auch als Gatespannung 12 Volt > kann ich dann welchen Strom aus dem > Kleinen herausholen? Da R_dson bei U_gs=12V nicht gegeben ist, sollten wir vorsichtshalber nur mit den 65mR rechnen, die für U_gs=10V garantiert werden. Und dann ist das nur noch eine Frage der Thermik. Im Transistor wird im eingeschalteten Zustand eine Leistung P = I² * 65mR umgesetzt. Die muß da abgeführt werden, ohne daß die maximal erlaubte Kristalltemperatur überschritten wird. > Hier nochmal der Link: www.diodes.com/datasheets/ZXMN3A14F.pdf > Das SOA sagt ja nur aus, dass im DC-Fall bei gegebener > Drain-Source-Spannung bei 100 mA Schluss ist. Ich kann nicht erkennen, wo du das gesehen haben willst. > Das Datenblatt gibt hier diese Werte an: > Thermal Resistance, Junction to Ambient (Note 4) 125 K/W > Thermal Resistance, Junction to Ambient (Note 5) 83 K/W > Thermal Resistance, Junction to Leads (Note 7) 70.44 K/W > > 4. For a device surface mounted on 25mm x 25mm FR4 PCB with high > coverage of single sided 1oz copper, in still air conditions > Jetzt nehme ich DeltaT = P_t * R_t, nehme 50°C für Umgebung und 125°C > für die maximale Chiptemperatur, sowie den schlechtesten Wert, 125 K/W. Das ist nicht der schlechteste Wert. Das ist der Wert für den Fall, daß dein MOSFET mit seinem winzigen SOT-23 Gehäuse 1 Quadratzoll Kupferfläche ganz für sich alleine hat (und ohne Wärmefalle mit dem i.A. Drainanschluß da drauf gelötet ist). Das ist nicht nur "nicht schlecht", das ist höchst optimistisch. Denn wenn du 1 Quadratzoll Platinenfläche pro FET hast, dann muß du ja eigentlich auch kein SOT-23 Gehäuse nehmen. Da paßt ja sogar TO-220 noch locker drauf. > Ausgerechnet bedeutet das dann eine zulässige Maximalleistung von 600 > mW. Korrekt? Rechne ich jetzt nicht nach, kommt aber größenordnungsmäßig hin. > Jetzt sage ich, ich lege eine Gate-Source-Spannung von 10 bzw. 12 Volt > an, dann habe ich nominal eine R_ds_on von 0,065 Ohm. Bei 125 °C > Chiptemperatur ist laut Diagramm ein 1,4-facher Wert anzunehmen, also > 0,091 Ohm. > > Wenn ich jetzt einfach die Formel P = R*I^2 nehme, alles einsetze und > auflöse komme ich auf ca. 2,57 A. Ist doch laut Formel richtig? Ja. Ich rechne das jetzt nicht im Detail nach, sondern vertraue, daß du einen Taschenrechner bedienen kannst. > wenn ich das Teil nehme, einfach einschalte und nichts mehr > mache, dann habe ich doch nur > die Leitungsverluste, oder nicht? Woher sollen die Schaltverluste auch > kommen? Wenn du deinen MOSFET nie ein- oder ausschalten willst, kommt da ein Stückchen Draht nicht viel billiger? > Wie berücksichtige ich jetzt nun die Höhe der Spannung V_DS? Im eingeschalteten Zustand ist U_ds = I_d * R_dson. Und im ausgeschalteten Zustand ist U_ds = U_versorgung (und I_d=0). Interessant (im Sinne von: nicht langweilig) ist der Umschaltvorgang. Denn genau dann kannst du sowohl eine hohe U_ds als auch einen hohen Strom I_d haben. Ganz besonders wenn deine Last nicht-ohmsch ist. Und genau an dieser Stelle hilft dir das SOA-Diagramm, weil du da ablesen kannst wie lange dein Umschaltvorgang dauern darf. > Wie komme ich auf die 100 mA? Das frag ich mich auch XL
Angehängte Dateien:
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SOA_DC.png
88 KB
Axel Schwenke schrieb: >> Angenommen ich habe eine Versorgungsspannung von 12 Volt (als V_DS),. > Aaargh. > Die Versorgungsspannung ist im allgemeinen nicht die wirksame U_ds. Auch wenn man erst mal nur den statischen Fall annimmt? Ich nehme an, dass die beiden Spannungen nicht übereinstimmen, weil einem da Induktivitäten reinspucken. Weswegen ich bei einem Motor beispielsweise Freilaufdioden einsetzen muss, um ein übermäßiges Ansteigen der Spannung zu verhindern. >> Hier nochmal der Link: www.diodes.com/datasheets/ZXMN3A14F.pdf >> Das SOA sagt ja nur aus, dass im DC-Fall bei gegebener >> Drain-Source-Spannung bei 100 mA Schluss ist. > > Ich kann nicht erkennen, wo du das gesehen haben willst. Guck mal, ich hab versucht, das im angehängten Bild kenntlich zu machen >> wenn ich das Teil nehme, einfach einschalte und nichts mehr >> mache, dann habe ich doch nur >> die Leitungsverluste, oder nicht? Woher sollen die Schaltverluste auch >> kommen? > > Wenn du deinen MOSFET nie ein- oder ausschalten willst, kommt da ein > Stückchen Draht nicht viel billiger? Nun, Anwendung ist im Prinzip wie beim Relais. Einschalten und Laufen lassen. Relais möchte ich vielleicht wegen Vibrationen und dem mechanischen Prinzip nicht. Oder, weil ich der Einfachheit halber nicht noch mit PWM da herumtakten will. Und hier treten die Schaltverluste ja praktisch nur zweimal ein: Beim Beginn und beim Ende der Nutzung. >> Wie berücksichtige ich jetzt nun die Höhe der Spannung V_DS? > > Im eingeschalteten Zustand ist U_ds = I_d * R_dson. Und im > ausgeschalteten Zustand ist U_ds = U_versorgung (und I_d=0). Im eingeschalteten Zustand ist dann U_ds ja mehr oder weniger zu vernachlässigen? 0,065 * 3 = 0,195V? Was der FET im ausgeschalteten Zustand aushalten muss kann ich mir dann ja über die Schaltgeschwindigkeit des FETs, der vorhandenen Induktivität und der daraus resultierenden Spannungsanstieg-/abfall ausrechnen. Ist das nicht eher der maßgebende Faktor? https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Spannungsfestigkeit > Und > genau an dieser Stelle hilft dir das SOA-Diagramm, weil du da ablesen > kannst wie lange dein Umschaltvorgang dauern darf. Heißt das: Ich habe einen Laststrom von beispielsweise von 500 mA und durch eine Induktivität eine maximale U_ds von 20 V, bei 12V Versorgungsspannung. Ich sollte den FET also innerhalb von 10 ms umgeschaltet haben? Klingt mir ein wenig zu einfach. Oder ist U_ds_spitze in der Realität viel höher? >> Wie komme ich auf die 100 mA? > > Das frag ich mich auch siehe Bild PS Gibt es ein empfehlenswertes Lehrbuch zum praktischen Einsatz von Mosfets?
Es wurde zwar schon geschrieben, aber noch einmal der Deutlichkeit halber: Die volle Versorgungsspannung liegt an Drain-Source nur dann an, wenn der Mosfet sperrt und damit praktisch kein Strom durch die Last fließt. Dann fließt aber auch kein Strom durch den Mosfet, und die Verlustleis- tung ist deswegen praktisch 0. Die Versorgungsspannung darf allerdings die im Datenblatt angegebene obere Grenze für VDS von 30V nicht über- schreiten, sonst kann der Mosfet im sperrenden Zustand kaputt gehen. Ist der Mosfet voll durchgesteuert (das ist ab etwa VGS=10V der Fall), dann ist VDS=ID·RDSon. Der Rest der Versorgungsspannung fällt an der Last ab, die jetzt ja von einem Strom durchflossen wird. Bei ID=3A und RDSon=65mΩ ist also VDS=195mV und die Verlustleistung 585mW. Maximal 1W sind erlaubt, wenn der Mosfet gemäß dem Vorschlag im Datenblatt montiert wird: "For a device surface mounted on 25mm x 25mm FR4 PCB with high coverage of single sided 1oz copper, in still air conditions" Mit den 585mW sind wir also auf der sicheren Seite. Der Punkt VDS=195mV und ID=3A liegt im SOA-Diagramm erwartungsgemäß deutlich unterhalb der DC-Linie. Er liegt allerdings oberhalb der RDSon-Linie, aber nur deswe- gen, weil in dem Diagramm offensichtlich vom RDSon für VGS=4,5V (max. 95mΩ) ausgegangen wird. Macht man die obige Rechnung für RDSon=95mA, dann ist bei ID=3A VDS=285mV und die Verslustleistung 855mW. Der ent- sprechende Punkt im SOA-Diagramm liegt jetzt exakt auf der RDSon-Linie und (wegen der höheren Verlustleistung) nur noch knapp unterhalb der DC-Linie. Somit passt doch alles, oder? Der von dir im Diagramm eingezeichnete Punkt VDS=10V und ID=100mA würde einem RDSon von 10V/100mA=100Ω entsprechen, d.h. der Mosfet wird nur ganz schwach angesteuert mit einem VGS, das nur knapp über UGSth (Gate Threshold Voltage) liegt. So etwas macht man im Schaltbetrieb aber nicht, da wird der Mosfet immer voll ein- oder voll ausgeschaltet. Zwischenwerte treten nur während des Umschaltens auf, weswegen dort zusätzliche Verluste entstehen. Wenn in deiner Anwendung aber nur in größeren Zeitabständen geschaltet wird, brauchst du dir um die Schaltverluste keine Sorgen zu machen.
Linearbetrieb ist analoges Eingangs- und Ausgangssignal. Schaltbetrieb ist digitales .... Joe
Hey, durch die Erklärung von Yalu ist bei mir endlich der Groschen gefallen. Vielen Dank, auch an Jörg, Falk und Axel! Abschließende Frage, angeregt durch die (offenbar treffende) Definition von Joe: Linearbetrieb = Ich fahre mit einem analogen Eingangssignal zwischen Threshold-Voltage und voller Durchschaltung (Sättigung?) hin und her um ein damit einen bestimmten Laststrom zu erhalten?
Von deinem Verständnis her liegst du richtig, du musst aber die Begriffe "Linerarbetrieb" und "Sättigung" tauschen, damit es stimmt. Der lineare Bereich eines Mosfets ist der Bereich, wo ID näherungsweise proportional zu UDS ist, die Drain-Source-Strecke sich also wie ein Widerstand verhält. Das ist dann der Fall, wenn UGS ausreichend groß liegt und UDS ausreichend klein ist. Der Sättigungsbereich ist der Bereich, wo ID trotz einer Erhöhung von UDS kaum noch steigt. Die Drain-Source-Strecke verhält sich in diesem Fall näherungsweise wie eine Konstantstromquelle. Das ist dann der Fall, wenn der Mosfet nicht voll aufgesteuert und UDS ausreichend groß ist. Beim Bipolartransistor sind die beiden Bergiffe genau andersherum defi- niert. Um Verwirrung zu vermeiden, ist es beim Mosfet besser, statt vom "linearen" vom "ohmschen" und statt vom "Sättigungs-" vom "Abschnür- bereich" zu reden, da es diese beiden Begriffe beim Bipolartransistor nicht gibt.
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