Hallo,
ich arbeite gerade an einer AB-Endstufe. Ich bewege mich allerdings in
"relativ" großen Leistungsbereichen (350W an 8 Ohm, 700W an 4 Ohm).
Erste Tests mit diversen Schaltungen haben eigentlich soweit ganz gut
funktioniert, nur praxistauglich ist eben das wenigste, was man so an
Schaltplänen im Internet findet. Das liegt meistens an fehlenden
Schutzschaltungen, wie z.B. Kurzschlussschutz oder dass die Transistoren
nicht außerhalb der SOA betrieben werden.
Da die Endstufe in einer PA-Anlage verwendet werden soll, muss sie also
vor allem zuverlässig funktionieren und gewissermaßen idiotensicher
sein.
Mich würde jetzt generell interessieren, ob ich bei Bipolartransistoren
bleiben soll oder laterale MOSFETs besser geeignet wären. Diese erleiden
ja wohl angeblich nicht so schnell einen secondary Breakdown und lassen
sich einfacher mit Zenerdioden am Gate schützen, anstatt mit einem
VI-Limiter. Gibt es irgendwelche Vorschläge für verhältnismäßig günstige
Typen? Falls bipolar wäre Darlington nicht schlecht. Bauform wäre so die
Richtung TO-218 wünschenswert, da man die ganz geschickt montieren kann.
So Töpfe wie z.B. der 2N3055 wären schlecht, dafür habe ich keine
passenden Kühlkörper...
Wie sieht's denn mit der Ruhestromeinstellung aus? Günstige
Bootstrap-Schaltung oder lohnt sich der Aufwand einer
Konstantstromquelle?
Am Eingang sieht man ja sehr häufig einen Differenzverstärker. Ist das
ausreichend oder wären Operationsverstärker eindeutig die bessere
Lösung?
Vllt. ist hier ja jemand, der sich damit auskennt und weiß, wie sowas in
kommerziellen Endstufen gemacht wird.
Ich sollte vllt. noch erwähnen, dass ich sicher kein Audio-Fetischist
bin, aber die Endstufe sollte eben etwas solides darstellen. Netzteil
ist ein ordentliches vorhanden: 1000W Ringkern mit 47.000 µF Siebung auf
positiver und negativer Schiene.
So, das war jetzt etwas viel Text... hoffe ihr könnt mir Tips geben :)
Und bevor jetzt wieder empfohlen wird einfach eine Endstufe zu kaufen,
für mich ist hier auch der Weg das Ziel und ich möchte etwas lernen :P
PA bedeutet ja auch, daß das Konzert nicht wegen Krankheit des
Equipments ausfallen/vorzeitig enden soll. Deshalb und in dem
Leistungsbereich würde ich, auch wenn ausdrücklich nicht gewünscht zu
einer fertigen Class-D mit SNT raten. Gibt's günstig auch von
professionellen Anbietern.
Also ich traue mir schon zu, dass so zuverlässig zu designen, dass das
nicht passiert (Schutzschaltungen). Class-D stehe ich irgendwie immer
skeptisch gegenüber, besonders was den Klang angeht...
Hast Du Lautsprecher mit 700W Eingangsleistung oder was soll so eine
völlig überzogene Endstufe.
Gerade im PA-Bereich ist eine Endstufe pro Box wesentlich zuverlässiger
und betriebssicherer und die Ausführung der Wahl.
Dabei am besten die Endstufe direkt bei der Box und nicht backstage.
Grüße Löti
Ja habe ich, Subwoofer mit etwa 500W. Die Endstufe muss ja dann auch
nicht unbedingt ständig am Limit sein, sondern noch ein wenig Reserven
haben ;) Also ich suche jetzt vor allem erstmal geeignete Transistoren,
da kennt doch bestimmt jemand geeignete Typen mit üppiger SOA.
LG
> Ja habe ich, Subwoofer mit etwa 500W.
Pro Chassis? Wenn nein, mein Tipp:
Eine Endstufe Pro Chassis hinten auf die Box montiert und fest
verkabelt. Dann kannst Du Dir auch die ganzen Schutzschaltungen
schenken... .
Grüße Löti
Die Endstufe wird nicht immer für die gleichen Boxen verwendet. Habe 15"
mit 8 Ohm und 18" mit 4 Ohm. Ich möchte also eher flexibel bleiben,
sonst hätte ich ja gleich einen aktiven Subwoofer bauen können ;) Und
bei einer soliden Endstufe gehören nach meiner Definition einfach
Schutzschaltungen dazu, um allen Eventualitäten vorzubeugen.
Trotzdem vielen Dank für Deine Bemühungen :) Hast du sonst noch
irgendwelche Tipps für mich?
LG
Welches Klangproblem soll Class-D denn bei einem Sub-Woofer haben?
Und wieso werden so viele Konzerte über diese schlecht klingenden Amps
gespielt?
BTW, die sind auch sehr variabel beim Thema Ω.
Nur weil viele das so machen, muss es ja nicht gut sein ;) Ich finde
jedenfalls, dass eine AB Endstufe oft besser klingt. Gute Class D
Endstufen, die da mithalten können kosten dann schon einiges...
LG
Die Raumakustik muß doch sowieso noch mit Frequenzganganpassung und
Phasenverschiebungen korrigiert werden. Was nützt da " ... dass eine AB
Endstufe oft besser klingt ..."?
Blackbird
Ich sehe schon, hier sind wohl wenige im Forum die viel Erfahrung mit PA
Equipment haben... Ganz abgesehen davon, dass das komplett Off-Topic
ist. Lassen wir jetzt mal Class D außen vor und kehren zum Thema AB
zurück ;) Danke!
LG
Wie wäre es, mal ein paar grundlegenden Daten und deren Berechnung hier
reinzustellen?
Dann kann man mal zur Schaltungsauswahl und dann zur Dimensionierung
übergehen.
Für 700Watt an 8Ohm dürfte schon eine heftig hohe Versorgungsspannung
notwendig sein, die die Auswahl der Endstufe meht beeinflußt als Deine
Vorlieben für bestimmte Gehäuse.
Ebenso die Schaltungsauswahl der Vorstufe, und so weiter.
Blackbird
Also wir sprechen über grob 350 W aüßerste Spitzenleistung an 8 Ohm und
etwa 700 W an 4 Ohm. Berechnung dürfte hier klar sein, ohmsches Gesetz
abzüglich diverser Verluste, z.B. an den Symmetrierwiderständen.
Versorgungsspannung ist +-56 V, das sollte dann etwa hin kommen. Was ich
eben vermeiden will ist, dass ich irre viele Endtransistoren parallel
schalten muss, nur weil die Transistoren sonst einen secondary breakdown
erleiden, obwohl die Wärme noch gut abgeführt werden könnte.
Rein interessehalber, inwiefern beeinflusst die Spannung mein
Schaltungsdesign? Dass ich entsprechende Bauteile benötige, die das dann
abkönnen ist mir klar, aber im Prinzip werden doch am Ende eben nur
entsprechend mehr oder weniger Komplementärpaare da sein?
LG
Mit 2 TAS5630 pro Kanal lassen sich 800W/4Ω bzw. 400W/8Ω in Dual
PBTL-Beschaltung erreichen. Aber die sind nur Class-D ...
Natürlich wird deshalb Deine Endstufe besser klingen.
Gruß
Jobst
Die Rede war von "SubWoofer", der wird wohl kaum über 500Hz kommen. Da
geht es hauptsächlich um Power. Eine 200khz PWM ist da sicher schnell
genug. Wenns aber ganz sahnig klingen soll, dann doch 8..10 x EL34.
Leuchtet auch schön. Und wirkt total professionell.
Bastler schrieb:> Die Rede war von "SubWoofer", der wird wohl kaum über 500Hz> kommen. Da> geht es hauptsächlich um Power. Eine 200khz PWM ist da sicher schnell> genug. Wenns aber ganz sahnig klingen soll, dann doch 8..10 x EL34.> Leuchtet auch schön. Und wirkt total professionell.
Ein Verstärker soll nicht "klingen". Und wenn er das doch soll (also
einen Eigenklang haben soll), dann sind Röhren schon die richtige Wahl
;-)
Kam wohl nicht ganz raus:
Der Vakuumvorschlag war natürlich ironisch gemeint.
So als Gegenpol zu " Class-D klingt doch nicht". Wie gesagt, beim
SubWoofer. Das riecht schon etwas esoterisch.
Für mich macht das wenig Sinn die Endstufe rein auf Subwoofer zu
konzipieren. Was wenn daran mal Fullrangeboxen bzw. Linearrays betrieben
werden?
Mir wär's immernoch sehr recht wenn wir zur Fragestellung zurückkehren
könnten ;)
LG
Um mal auf Class AB zurück zu kommen. Bei 350W Sinus an 8 Ohm brauchst
du eine Versorgungsspannung von +/-75V Emitterwiderstandsverluste noch
nicht mitgerechnet. Bei solchen Spannungen können selbst dicke
Transistoren nurnoch 2-3A dauerhaft ab. Die Ströme, die da fließen sind
ebenfalls immens. Und dann musst du noch gut 350W über einen Kühlkörper
abführen. Da reicht Passivkühlung nicht mehr. Dann brauchst du ein 2,5kW
Netzteil, damit du auch 2*700W an 4 Ohm schaffst. Billig wird es auf
jeden Fall nicht. Ich würde mit je 7-10 NPN und PNP
Leistungstransistoren pro Kanal rechnen. Eine komplette Endstufe zu
designen ist nicht gerade leicht, ich weis ja nicht in wie weit du da
Vorerfahrungen hast. Auf jeden Fall geht da locker 1k€ drauf, wenn das
reicht. Ich hatte schon Probleme einen funktionierenden SOA Schutz für
einen 100W Amp zu designen, bei 700W wird das sicher nochmal um einiges
komplizierter. Ich will dir jetzt nicht den Mut zum Selbstbau nehmen
aber ich denke das Projekt ist schon sehr gewagt. Mit Class D kommst du
sicher eher zum Ziel.
Danke, ja damit hätte ich auch etwa gerechnet. Gute Kühlkörper inkl.
Lüfter habe ich da. MJL3281A/MJL1302A wären auch noch vorhanden. Das
Datenblatt sieht zumindest ganz vielversprechend aus. Ein Trafo in der
Größenordnung... müsste ich mal suchen, kann ich aber auf jeden Fall
beschaffen.
LG
Was ich noch vergessen habe zu erwähnen: kleinere AB Endstufen habe ich
schon entwickelt, Vorerfahrungen sind also vorhanden. Ansonsten bin ich
auf dem Gebiet E-Technik ganz fit.
LG
Die von dir genannten Transistoren sind schonmal sehr gut. Ich würde
diese auch als Treiberstransistoren verwenden. Am besten machst du mal
einen Entwurf in TINA oder LTSpice und simulierst mal ein wenig. Mit dem
Thema SOA Schutz habe ich mich bei meiner letzten Endstufe intensiv
beschäftigt. Wenn ich wieder zu Hause bin suche ich mal die
entsprechenden Seiten/PDFs raus.
Cool, danke! Das wäre echt nett von Dir. Mit LTSpice arbeite ich gerne.
Als SOA Schutz kenne ich VI Limiter, die den Spannungsabfall über den
Symmetrierwiderständen messen und ggf. den Transistoren den Basisstrom
entziehen. Ist wohl auch in den meisten kommerziellen Endstufen so
gelöst.
LG
Diese VI Limiter genügen aber nur zum Schutz vor kurzzeitiger
Überlastung. Weil sie zu stark begrenzen. Bei einem vollen SOA Schutz
über solch einen Limiter würdest du mindestens die doppelte Anzahl an
Transistoren brauchen, weil die Transistoren dann immer im
Dauerbelastungsbereich arbeiten und ihre Impulsstromlieferfähigkeit, die
bei den meisten Frequenzen ausreichen würde nicht ausnutzen können.
Deshalb wird in professionellen Endstufen noch eine Frequenzabhängigkeit
eingebaut, die auch von der Amplitude des Ausgangssignals abhängig ist.
Bei Dauerüberlastung würde ich dann die Lautsprecher per Relais von der
Endstufe trennen.
Wie erkennt man dann am besten Dauerüberlastung (z.B. Kurzschlusd) am
besten? Stimmt, die haben dann noch ein RC-Filter an der Basis des
Limitertransistors, wenn ich das noch richtig im Kopf habe.
LG
Schau mal bei IXYS vorbei, die haben tolle MOSFETs, die für den linearen
Betrieb geeignet sind. Die gibt es denn im SOT-227 Gehäuse. Ich weiß
aber nicht, wie gut deine Bezugsquellen sind.
Mit dem Source-Widerstand zur SOA-Begrenzung kenne ich es auch. Hat den
Vorteil, dass man jeden einzelnen FET überwachen kann, was IMHO auch nur
sinn macht.
Viele Grüße,
G
Ich hatte zu DDR-zeiten mit ELA Anlagen zu tun.
Die 50W Einschübe hatten eine sehr intelligente Schutzschaltung und
garnicht aufwendig.
Das Prinzip war eine Brückenschaltung zur Impedanzmessung der Last.
Damit sprach bei Überlast/Kurzschluß der Schutz schon bei kleinen
Amplituden an und das SOA wurde garnicht erst erreicht.
Ich kann mich nicht erinnern, daß die Verstärker jemals kaputt gegangen
sind.
Die Schaltpläne könnten vieleicht noch bei meiner Mutter auf dem
Dachboden liegen.
Bastler schrieb:> Der Vakuumvorschlag war natürlich ironisch gemeint.
Mein Kommentar war auch recht ironisch, scheint aber auch nicht
angekommen zu sein. Der Tip war allerdings ernst gemeint.
Gruß
Jobst
> ... Versorgungsspannung ist +-56 V, das sollte dann etwa hin kommen. ..
Stimmt soweit. Nur welcher OPV macht das mit? Also doch diskrete
Vorstufe. Oder OPV mit verminderter Versorgungsspannung - dann muß aber
die Enstufe die restliche Spannungsverstärkung aufbringen und ein
anderes Schaltungsdeign her.
Blackbird
Aber so früh soll doch eig. nicht begrenzt werden. Da ein Lautsprecher
ja eine induktive Last ist, liegen Strom- und Spannungsverlauf nicht
mehr übereinander. Folglich sind eben hohe Impulsströme notwendig (z.B.
bei 0 V). Wenn das verhindert wird leidet der Klang doch sehr darunter?
Ich habe noch ein Hilfsnetzteil vorgesehen mit +-12 V.
LG
> > ... Versorgungsspannung ist +-56 V, das sollte dann etwa hin kommen. ..> Stimmt soweit.
für 350 Watt an 4 Ohm
für 350 Watt an 8 Ohm sind ca. +-77V notwendig
für 700 Watt an 4 Ohm sind ca. +-80V notwendig
Blackbird
weiter :
Ic der Endstufentransistoren für 350 Watt an 8 Ohm: ca 9,3A
Ic der Endstufentransistoren für 700 Watt an 4 Ohm: ca 18,7A
Die Endstufentransistoren (komplementär oder quasikomplementär ist egal)
haben eine Spannungsverstärkung < 1, die Treibertansistoren auch < 1.
"Spitzenlast" oder Dauerlast unterscheiden sich nur in der Zeitdauer,
nicht in den Spannungs- und Stromwerten.
Blackbird
Blackbird, ich sprach von Spitzenleistung. Für Effektivwerte hast du
natürlich recht.
Okay, aber ein symmetrischer Eingang mit drei OPs für XLR geht ja
trotzdem noch. Darauf würde dann die diskrete Vorstufe folgen.
LG
Blackbird schrieb:> komplementär oder quasikomplementär ist egal
Ist es nicht. Die beiden Schaltungen haben unterschiedliches statisches
und dynamisches Verhalten und das wirkt sich auf die dynamische
Stabilität (Schwingsicherheit), das Impulsverhalten und die Symmetrie
(Klirr) aus. Man sollte gleiches Verhalten in den beiden Halbwellen
anstreben. Also in jedem Fall komplementär, entweder mit Darlingtons
oder Sziklai-Paaren.
@ArnoR
das "egal" bezog sich nur auf die Spannungsverstärkung.
Natürlich ist das dynamische Verhalten nicht gleich.
@Endstufe
> ... ich sprach von Spitzenleistung ...
PMPO?
Was sind denn nun die "richtigen" Werte, die Du anstrebst?
350 Watt an 8Ohm Dauerleistung (== "Effektiv-Leistung")?
"Spitzenleistung" gibt man bei "weichen" Netzteilen an, die im
Maximalleistungsfall die Versorgungspannung (hier also ca. +-80V) ein
paar Millisekunden von den Netzteil-Elkos liefern, bevor sie
zusammenbricht auf kleinere Werte (die dann die Dauerlast- oder
"Effektiv"-Leistung ist).
Blackbird
weiter in der Berechnung:
Leistung, die der Trafo liefern muß, bei 700 Watt an 4 Ohm: 970 Watt.
Leistung, die der Trafo liefern muß, bei 350 Watt an 8 Ohm: 470 Watt.
Paßt schon.
blackbird
@Endstufe
hier sind die Dinge mal an einer 100 Watt-Endstufe erklärt:
http://www.hifi-forum.de/viewthread-103-71.htm
Es macht vielleicht auch Sinn, sich mal den Text durchzulesen, die die
elektor-Entwickler ihren dicken Verstäkern beilegen. Hier beschreiben
sie, warum sie diesen oder jenen Weg gehen, wo die Grenzen sind und
warum sie diese Entscheidung getroffen haben.
Diese Vorgehensweise ist schon richtig. Über das Ergebnis kann man immer
noch streiten.
Alle die Fragen, die Du hast (siehe erster Post), haben sie für ihre
Projekte schon beantwortet und dimensioniert.
Das solltest Du auch tun. Oder alle Daten liefern und eine Vorauswahl
dazu.
Blackbird
Also ich habe jetzt keine genauen Vorgaben. Aber 300 W an 8 ohm sollten
fürs Erste schon drin sein. Erhöhen kann man dann ja immernoch mit mehr
Spannung.
Danke, die Elektorartikel schaue ich mir mal an.
LG
Hi Endstufe,
ich würde L-MOSFETS (2SJ162, 2SK1058 z.B.), diese sind bei Deine
Leistungsanforderungen wesentlich handzahmer als Bipolartransistoren.
Sie haben bei hohen Drainströmen einen negativen Tempco womit die Gefahr
eines thermischen Weglaufens eliminiert wird. Ich habe selbst erlebt wie
eine bipolare Endstufe aufgrund eines thermischen Weglaufens innerhalb
von <1 Sekunde sich mit Weißglühenden Drähten und Rauch verabschiedet
hat - dieser Vorteil von L-MOSFETS ist in der von Dir anvisierten
Leistungsklasse eigentlich kaum wegzudiskutieren. Auch das Problem des
secondary breakdown haben sie nicht, daher brauchst Du keine komplexen
Schutzschaltungen die die SOAR von Transistoren nachbilden soll. Ein
L-MOSFET kann bis zum Durchbrennen der Schmelzsicherung locker 100A
vertragen während Schmelzsicherungen für Bipolartransistoren viel zu
langsam sind.
Ein Nachteil ist allerdings daß man mit Mosfets nicht so niedrigen Klirr
hinbekommt wie mit Bipolar-Transistoren da die Transkonduktanz niedriger
ist. MOSFETS sind von Hause aus weniger linear, aber wen interessiert
bei 700W noch Klangqualität? ;)
"Falls bipolar wäre Darlington nicht schlecht."
Für den anvisierten Leistungsbereich bräuchtest Du bipolar auf jeden
Fall eine Triple-Ausgangsstufe mit mehreren Ausgangstransistoren
parallel. Selbst wenn Du Transistoren findest wo eine Darlingtonstufe
rechnerisch ausreicht, wird das katastrophale Auswirkungen auf die
Klangqualität haben weil die Eingangsimpedanz der Ausgangsstufe zu
niedrig ist und damit die Open-Loop Verstärkung.
"Wie sieht's denn mit der Ruhestromeinstellung aus? Günstige
Bootstrap-Schaltung oder lohnt sich der Aufwand einer
Konstantstromquelle?"
Welcher Aufwand? Kostet nur 2 Transistoren oder 1 Transistor und eine
LED, dazu max. 2 Widerstände. Den eigentlichen Ruhestrom stellst Du
nicht mit der Konstantstromquelle ein, sondern durch die Spannung
zwischen den Basen bzw. Gates der komplementären Ausgangstreiber. Das
macht man üblicherweise mit einer Schaltung namens "VBE multiplier" bzw.
"amplified diode", im Prinzip eine Konstantspannungsquelle mit
Transistor. Diese muss der Temperatur der Ausgangstransen möglichst
genau und schnell folgen, ansonsten regelt sich diese Spannung nicht
schnell genug runter um ein thermisches Weglaufen zu verhindern. Genau
das Problem hast Du bei L-MOSFETs nicht.
"Am Eingang sieht man ja sehr häufig einen Differenzverstärker. Ist das
ausreichend oder wären Operationsverstärker eindeutig die bessere
Lösung?"
Bei den von Dir geforderten Leistungen wirst Du kaum bezahlbare Op-Amps
finden die solche Versorgungsspannungen aushalten. Man kann die
Versorgungsspannung zwar "bootstrappen", aber dann ist der
Schaltungsaufwand min. genauso groß wie bei einer klassischen
Differenzen-Eingangsstufe. Selbst die teuren "high-performance audio
blabla" Op-Amps z.B. von National haben ihre ppm-Verzerrungen nur im
Bereich kleiner Ausgangsamplitude weil sie erheblich unter common-mode
Verzerrungen (Early-Effekt) leiden. Das ist teilweise eh nur Marketing.
Ein Op-Amp mit diskreter Ausgangsstufe ist außerdem nicht ganz trivial
zu kompensieren, bei der Standardschaltung dagegen machst Du die übliche
Miller-Kompensation (Kerko zwischen B und C des Spannungsverstärkers)
und schaust in SPICE dass Du die notwendige Phasenreserve einhälst.
Hi, danke für den Beitrag. Also bei 700 W ist schon eine gewisse
"Klangqualität" gefordet. Der Amp muss z.B. an einem Subwoofer genug
Schub bringen, damit der schön trocken und knackig klingt. Das mit dem
Klirrfaktor hingegen würde ich jetzt nicht so eng sehen, denn da ist es
wirklich so, dass man das oftmals nur messen aber keinesfalls hören
kann. Ich hatte schon Endstufen mit Klirr von nahezu 1% und wenn man das
nicht gewusst hätte, dann hätte man auch keinen Unterschied zu einer
2000€ Endstufe von Dynacord gehört (natürlich rein vom Klirrfaktor
gesprochen, die Dimensionieren vom Netzteil fällt da schon stärker ins
Gewicht...). Was ich noch nicht so ganz verstanden habe, wie sieht's
denn mit der Ansteuerung der MOSFETS in Gegentaktschaltung aus? Ist das
prinzipiell ähnlich? Die sind ja spannungs- und nicht stromgesteuert.
LG
Hallo,
ich habe hier mal im Anhang eine LTSpice Schaltung an der ich gerade
herum spiele. Das ist natürlich alles noch suboptimal in der Form und es
fehlt noch viel. Ich wollte eigentlich nur fragen, ob es normal ist,
dass meine FFT am Ausgang so aussieht wie auf dem Bild (Eingang offen)?
Muss das dann wirklich sein, dass ich den PA-Teil mit zwei
Treibertransistoren in Darlingtonschaltung ansteuere? Mit nur einem hat
die Schaltung schon in LTSpice angefangen zu schwingen, aber ich
vermute, dass das an der (noch) erbärmlichen Vorstufe lag... Darüber
hinaus habe ich ja gerade noch an diesen Transistoren diese 10 Ohm
Widerstände als Platzhalter. Komischerweise sind da in anderen
Schaltungen keine Widerstände, aber ist das nicht etwas leichtsinnig?
Angenommen der Treiber steuert voll durch, dann sterben doch die
Endtransistoren sofort an dem viel zu hohen Basistrom?
LG
Da fehlt aber noch einiges. Die Ruhestromeinstellung kannst du so
schonmal vergessen. Da muss ein Transistor rein in diesem
Leistungsbereich. Der Treiber mit BD241/242 kommt mir auch etwas schwach
vor, du musst auch beim Treiber in der SOA liegen, sonst haut dir der
abrauchende Treiber die Endtransen durch. Ich würde hier BD241/242 und
danach einen deiner EndT's als Treiber nehmen. BC556 sind nicht
spannungsfest genug für dein Vorhaben, die BD's auch nicht. Am Ausgang
fehlen antiparallele Dioden. Anstatt der Bootstrap Schaltung eine
Konstantstromquelle einbauen. Auch der Diff arbeitet mit Konstantstrom
besser. Bei dieser Leistungsklasse darf man sich die 2 Transistoren
nicht sparen. Zwischen Basis von Q14 und Emitter von Q8 muss noch ein
Widerstand. Ebenso auf der 'anderen Seite'.
Zu deiner Frage, warum andere Schaltungen die 10 Ohm weglassen: Du baust
dir ja einen Darlington aus den 2 Transistoren. Das heißt du hast im
Endeffekt einen Transistor mit größerem b und einer BE-Spannung von rund
1,4V. Dieser knallt dir dann auch nur durch wenn du an der Strecke Basis
von Q15 bzw. Q14 und Emitter Q9 bzw. Q8 zuviel Strom fließen lässt. Also
kannst du die 10 Ohm getrost weglassen. siehe
http://de.wikipedia.org/wiki/Darlington-Schaltung. Zur FFT - keine
Ahnung, sowas hab ich in der Schule bis jetzt nicht gelernt und privat
mich noch nicht damit beschäftigt. Aber die ist erst interessant, wenn
die Schaltung an sich zu funktionieren scheint sprich Amplitude, Strom
am Ausgang, kein Schwingen, Temperaturstabilität usw.
Hi, danke, ja wie bereits gesagt, mir ging's jetzt eig. nur um die FFT
und die Treiber. Im Großen und Ganzen hatte ich das auch so vorgesehen,
die Konstantstromquellen sind logisch, die Treiber passe ich dann noch
an.
Habe hier übrigens auch noch sehr interessante und umfangreiche
Literatur gefunden:
http://www.qsl.net/kb7tbt/manuals/Ham%20Help%20Manuals/Audio%20Power%20Amplifier%20Design.pdf
Vielleicht interessiert das ja noch jemanden, ich finde das Buch klasse!
LG
Der Gigant2000 von elektor kann mit 2 Endstufen (Monoblock) in
Brückenschaltung 1600 Watt Sinusleistung und ca 2000 Watt Musikleistung.
Als einfache Ensdstufe ist er genau Dein Ding!
Sieh sie Dir mal an und lese die Artikel von den Entwicklern dazu.
Hier die Daten:
Sinusleistung Monoblock 300 W an 8 Ω
500 W an 4 Ω
800 W an 2 Ω
Musikleistung Brückenschaltung 2000 W an 4 Ω
Harmonische Verzerrungen 0,005 %
Open-loop-Bandbreite 55 kHz
Leistungsbandbreite 1,5 Hz ...220 kHz
Blackbird
Der Artikel war auch interessant. Aber die Treiberstufe erscheint mir
etwas übertrieben... T29 - T31 z.B. da hätte doch ein Endtransistor gut
gereicht? Und warum T21 - T23 noch diese Bc560 am Kollektor haben ist
mir auch nicht ganz klar.
Kann mir da noch jemand auf die Sprünge helfen? Ansonsten kann man sich
ja gut an der Schaltung orientieren.
LG
Max W. schrieb:> Anstatt der Bootstrap Schaltung eine Konstantstromquelle einbauen.
Hmm. Jein.
Im Prinzip ist Bootstrap die richtige Idee, denn in dieser Leistungs-
klasse schmerzt jedes Zehntel Volt, um das man die Endtransen nicht
aussteuern kann. Besser wäre allerdings, die Vorstufe + Treiber mit
separater Betriebsspannung zu versorgen. Bzw. noch zwei galvanisch
getrennte Spannungsquellen von ca. 5V vorzusehen, die man auf
+U_b/-U_b jeweils "draufsatteln" kann.
XL
Hi stimmt, das könnte ich machen. Ich weiß jetzt aber immer noch nicht,
ob ich die Ausgangsstufe als "Triple-Variante" oder einfach Darlington
mit einem der Endtransistoren machen soll. Hat das irgendwelche
Vorteile? Rein rechnerisch würde normal Darlington reichen.
LG
Mal Bezug nehmend auf Deine gepostete Spice-Schaltung: Q3 sieht als
Kollektorlast den Lautsprecher "durch" die Darlington oder Triple Stufe.
Nehmen wir mal eine 4Ohm Last und hFe=100 für den Treiber und hFe=50 für
den Leistungstransistor, so sieht diese Last für Q3 aus wie 4*100*50 =
20K. Parallel dazu liegt noch der "Early"-Widerstand von Q3 den wir aber
näherungsweise weglassen können. Die Verstärkung von Q3
(Emitterschaltung) beträgt A = RC/(re+RE) wobei re der interne
Emitterwiderstand von Q3 ist (ca. 25Ohm geteilt durch Ruhestrom in mA)
und RE der externe Emitterwiderstand den Du hier weggelassen hast.
Nehmen wir an re beträgt 2.5 Ohm (10mA Ruhestrom durch Q3) dann ist
A=20000/2.5 = 8000. Die Verstärkung A bestimmt wesentlich den Open Loop
Gain des Verstärkers; je höher dieser ist desto mehr kann der Verstärker
die in den einzelnen Stufen auftretenden Verzerrungen bekämpfen.
Bei einer Triple-Stufe wäre dagegen RC=4*100*50*50=1M und damit
A=400000. Ob Du Darlington oder Triple verwendest hat also direkte
Auswirkungen auf die Klangqualität des Verstärkers. Bei den Leistungen
die Du anvisierst ist eine Triple-Stufe eigentlich Pflicht wenn Du
wirklich Bipolartransistoren verwenden willst.
Ich würde aber dringend davon abraten. Bei solchen Leistungen bedeutet
ist jeder Fehler tödlich für die teuren Transistoren. Die
Ruhestromeinstellung mit den 3Dioden funktioniert so gar nicht weil Du
bei einer Triple-Stufe 6xVBE benötigst, also theoretisch 6 Dioden (Du
musst ja 6 B-E Vorspannungen überwinden damit die Transen alle
aufmachen). Bei Dioden hast Du aber starke Bauteilabweichungen und
kannst die Spannung nicht einstellen; Du wirst niemals 6 Dioden finden
die genau genug passen. Daher nimmt man einen Transistor, schau mal
unter "amplified diode", das ist die Standardschaltung für sowas; mit
einem Poti kann man den Ruhestrom dann einstellen, und zwar so daß im
Ruhezustand über den Emitterwiderständen ca. 26mV abfallen. Man kann
rechnerisch leicht zeigen, daß dann der interne Emitterwiderstand re
gleich dem externen RE (bei Dir 0.22Ohm) ist und damit die
Ausgangsimpedanz der Stufe bei kleinen und großen Amplituden ungefähr
gleich. 26mV sind der ungefähr ideale Punkt wo die Übernahmeverzerrungen
minimal sind.
Ganz wichtig ist, daß dieser "amplified diode" Transistor in sehr gutem
thermischen Kontakt mit den Ausgangstransen sein muss; such also einen
Transistor mit Bohrloch den Du mit auf den Kühlkörper schrauben kannst.
Die zu überwindende Basis-Emitterspannung der Ausgangstransistoren
(normal ca. 0.6V) sinkt mit der Temperatur, d.h. wenn die Dinger im
Betrieb heiß werden sinkt die zu überwindende Spannung um die Transen
aufzusteuern. Dann muss unbedingt die mit der "amplified diode"
bereitgestellte Vorspannung auch sinken, sonst steigt der Ruhestrom
immer weiter. Innerhalb weniger Sekunden gibts dann Rauch und Feuer weil
sich der Effekt immer weiter aufschaukelt - ich spreche aus Erfahrung.
Es gibt noch einiges was Du verbessern kannst: RE für Q3 spendieren um
diesen zu linearisieren, und einen Stromspiegel als aktive Last für
Q5,Q4, damit verdoppelt sich die Transkonduktanz der Eingangsstufe und
der Klirrfaktor sollte sich ca. um den Faktor 10 verbessern.
Aber die eigentliche Herausforderung ist ganz klar die Ausgangsstufe
thermisch stabil zu kriegen.
Hi, auch dir nochmal vielen Dank für deine Hilfe. Habe die letzten Tage
die Schaltung überarbeitet. Das ist jetzt alles größtenteils umgesetzt
und ich habe momentan einen Klirr von etwa 0,03%. Eingangsstufe ist noch
nicht ganz optimiert. Ich werde dann meinen aktuellen Schaltplan
hochladen, sobald ich einigermaßen fertig bin.
LG
So, das ist gerade der Stand der Dinge (Limiter, SOA Schutz usw. fehlt
noch). Hinsichtlich THD gibt es wohl noch einiges zu optimieren, im PA
Teil waren es glaube ich um die 0,02%, der Hauptanteil kommt ansonsten
von der (noch schlechten) Vorstufe bzw. VAS.
Leider läuft die Endstufe unter Vollaussteuerung so überhaupt gar nicht.
HF-Müll ohne Ende und sie schwingt. Ohne Eingangssignal habe ich auch
immer irgendwelches Rauschen auf R9 und R35. Außerdem wird der THD Wert
sofort viel schlechter, wenn ich die Bootstrapschaltung durch eine
Konstantstromquelle ersetze. Woran liegt denn das, dass das alles so
instabil ist bzw. was kann ich dagegen tun?
LG
Oh, ich sehe gerade, die Basis von Q3 muss natürlich mit Q5 verbunden
werden. Dann tut's auch :P Wenn der Eingang offen ist, ist allerdings
immer noch ein beträchtliches Rauschen am Ausgang bzw. Stromspiegel.
Woran liegt das??
LG
Die Instabilität liegt an den Phasenverschiebungen in den verschiedenen
Stufen. Jeder Transistor hat eine parasitäre Kapazität die mit der
Ausgangsimpedanz der vorherigen Stufe einen Tiefpass bildet, und der
kann max. 90° Phasenverschiebung erzeugen. Die Kapazität entsteht durch
die Verarmungszone der Basis die wie ein Dielektrikum zwischen Kollektor
und Emitter wirkt; da sich die "Dicke" dieser Zone mit der Amplitude
ändert, ist die Kapazität auch noch signalabhängig. Die
Phasenverschiebungen in den Stufen addieren sich. Wenn sie 180°
erreichen, entspricht das Ausgangssignal dem invertieren Eingangssignal
(also Eingangssignal mal -1). Wenn das dann am invertierenden Eingang
des Differenzenverstärkers rückgekoppelt wird, wird das Vorzeichen
positiv. Dann hast Du keine negative sondern auf einmal positive
Rückkopplung; steigt also die Ausgangsspannung so dreht die
Eingangsstufe dann noch mehr auf. Das geht bis die Stufe übersteuert ist
und fängt wieder von vorne an -> Oszillation.
Die negative Rückkopplung wird also bei 180° Phasenverschiebung zu einer
positiven Rückkopplung, und mit letzterer baut man Oszillatoren. Wenn Du
willst daß nix schwingt, muß die Phasenverschiebung des rückgekoppelten
Signals also unter 180° bleiben.
Die oben beschriebenen parasitären Tiefpässe bewirken auch eine
Abschwächung des Signals mit steigender Frequenz. Bei jedem Verstärker
sinkt die Schleifenverstärkung daher mit steigender Frequenz. Das
Stabilitätskriterium besteht darin, daß die Phasenverschiebung kleiner
180° sein muss solange die Verstärkung noch nicht auf <= 1 gefallen ist.
Also irgendwo im MHz-Bereich wird die Phasenverschiebung mit Sicherheit
>= 180° werden; solange aber der Verstärker bei dieser Frequenz gar
nicht mehr verstärkt, kann dennoch nix oszillieren.
Schau Dir mal das angehangene Beispiel an, es zeigt wie man eine sog.
Middlebrook-Simulation macht.
Wenn Du den Ausdruck
-1/(1-1/(2*(I(Vi)@1*V(x)@2-V(x)@1*I(Vi)@2)+V(x)@1+I(Vi)@2))
plottest zeigt er Dir die Schleifenverstärkung (Loop Gain) und
Phasenverschiebung vs. Frequenz. Such Dir den Punkt wo die Verstärkung
0dB erreicht und schau Dir die Phase (gestrichelte Linie) an; sie muss
bis dahin immer unter 180° bleiben. Man rechnet meistens noch so 60°
Sicherheit mit rein weil später auf der Platine weitere parasitäre
Kapazitäten und Bauteiltoleranzen dazukommen. Also muss die Phase <120°
bleiben bis zu dem Punkt wo die Verstärkung auf 0dB gefallen ist.
"Außerdem wird der THD Wert
sofort viel schlechter, wenn ich die Bootstrapschaltung durch eine
Konstantstromquelle ersetze. Woran liegt denn das, dass das alles so
instabil ist bzw. was kann ich dagegen tun?"
Q3 sieht als Kollektorlast den Lautsprecher (mal den beta-Werten der
Ausgangstransistoren) parallel zur Ausgangsimpedanz der
Boostrap-Schaltung. Wenn Du die durch eine Konstantstromquelle ersetzt
steigt diese Ausgangsimpedanz und damit auch die Kollektorlast und damit
wiederum der Verstärkungsfaktor von Q3 -> die Schleifenverstärkung des
Verstärkers wird auch größer. Der Punkt wo sie auf 0dB abgfallen ist
rückt also soz. nach rechts hin zu höheren Frequenzen. Ich vermute daß
Du dann eben mit der Konstantstromquelle die 180° erreichst;
möglicherweise schwingt der Verstärker aber nur amplitudenabhängig in
bestimmten Signalbereichen was dann die Verschlechterung der THD
bewirkt.
Dieses Monstrum an Ausgangsstufe wirst Du jedenfalls kaum stabilisiert
bekommen. Fang erstmal mit einer herkömmlichen Triple-Stufe an mit 6
Transistoren.
C4 ist die Stellschraube mit der Du in der Middlebrook-Simulation dafür
sorgen musst daß die Stabilität gewährleistet ist. C4 hat einen mit
wachsender Frequenz sinkenden Widerstand der also mit steigender
Frequenz mehr und mehr des Basisstroms gegen den Kollektor
"kurzschließt". Damit sorgst Du dafür, daß die Schleifenverstärkung auf
1 fällt bevor sich 180° Phase ansammeln.
kennie schrieb:> Schau Dir mal das angehangene Beispiel an, es zeigt wie man eine sog.> Middlebrook-Simulation macht.
Sind wir hier in einem 2-Mann-Forum? Bitte poste doch Schaltungen
parallel als Bild damit auch Nicht-LTSpicer die Sache verfolgen können.
> Such Dir den Punkt wo die Verstärkung> 0dB erreicht und schau Dir die Phase (gestrichelte Linie) an; sie muss> bis dahin immer unter 180° bleiben. Man rechnet meistens noch so 60°> Sicherheit mit rein weil später auf der Platine weitere parasitäre> Kapazitäten und Bauteiltoleranzen dazukommen.
Das hat überhaupt nichts mit weiteren Kapazitäten oder Toleranzen zu
tun, sondern ist darin begründet, dass der Frequenzgang und das
Einschwingverhalten bei Phasenreserven unter 70° untolerierbare
Überschwinger im Frequenz- und Zeitbereich ergeben. Siehe Anhang
Endstufe schrieb:> So, das ist gerade der Stand der Dinge...
Ohje, nur ein Beispiel: wie soll denn die VAS-Stufe mit dem
Ausgangsstromspiegel des Diff arbeiten? Die Spannung an der Basis von Q3
liegt nur um seine Ube (~0,7V) über der negativen Betriebsspannung.
Damit muss auch Q20 als Ube auskommen und noch 150mV an R35 abgeben, das
kann nicht gut gehen.
"Das hat überhaupt nichts mit weiteren Kapazitäten oder Toleranzen zu
tun, sondern ist darin begründet, dass der Frequenzgang und das
Einschwingverhalten bei Phasenreserven unter 70° untolerierbare
Überschwinger im Frequenz- und Zeitbereich ergeben."
Das auch, aber der Punkt ist daß eine in Spice perfekt stabile
Schaltung in der Praxis trotzdem oszillieren kann.
Anbei die Schaltung als Bild.
Mist, vorhin hab ich die Quellenangabe für das Bild "Ueberschwingen.png"
vergessen. Es ist aus dem Tietze/Schenk, Halbleiterschaltungstechnik,
11. Auflage
Hi,
also das sieht dann bei mir in der Schaltung so aus (endstufe_2.png).
Damit wäre das Kriterium Phasenverschiebung < 120° für Gain größer 0 dB.
Sobald am Eingang ein Sinus mit ungefähr über 4 V anliegt, bekomme ich
sowas wie auf endstufe_3.png am Ausgang.
Wie kann ich denn die Spannung an der Basis der VAS erhöhen? Bei der
Schaltung mit dem Stromspiegel habe ich mich am Audio Power Amplifier
Design Book orientiert.
LG
kennie schrieb:> aber der Punkt ist daß eine in Spice perfekt stabile> Schaltung in der Praxis trotzdem oszillieren kann.
Ja klar, man muss schon wissen was man tut. Und gerade bei AB-Endstufen
hat man das Problem, dass die AC-Analyse (Bode-Diagramm) die Steilheit
der Schaltung im Nulldurchgang der Endstufe berechnet und die ist extrem
ruhestromabhängig und kleiner als bei Großsignalaussteuerung. Daher wird
oft eine zu kleine Leerlaufverstärkung berechnet und wenn damit dann die
Stabilität bestimmt wird ...
Endstufe schrieb:> Wie kann ich denn die Spannung an der Basis der VAS erhöhen?
Mit einem richtig dimensionierten Emitterwiderstand. Man erreicht
bessere Linearität ohne an Leerlaufverstärkung zu verlieren. Lies mal in
diesem Thread:
Beitrag "Re: class ab - verstärker"
@Endstufe (Gast)
Was ist da zwischen LI und VI angeschlossen? Das sieht mir nicht richtig
aus und gehört wohl rechts von VI.
@ArnoR
"Und gerade bei AB-Endstufen hat man das Problem, dass die AC-Analyse
(Bode-Diagramm) die Steilheit der Schaltung im Nulldurchgang der
Endstufe berechnet und die ist extrem ruhestromabhängig und kleiner als
bei Großsignalaussteuerung."
Du hast recht. Könnte man nicht den Ruhestrom für die Simulation auf den
maximal anzunehmenden Strom erhöhen um die höhere Transkonduktanz mit zu
berücksichtigen?
kennie schrieb:> Könnte man nicht den Ruhestrom für die Simulation auf den> maximal anzunehmenden Strom erhöhen um die höhere Transkonduktanz mit zu> berücksichtigen?
Ja, oder eine Gleichspannungsaussteuerung (Offset) drüberlegen, um vom
Nulldurchgang wegzukommen.
@ArnoR
"Mit einem richtig dimensionierten Emitterwiderstand. Man erreicht
bessere Linearität ohne an Leerlaufverstärkung zu verlieren."
Die Linearität wird dramatisch besser weil der Emitter-Widerstand eine
negative Rückkopplung bewirkt aber definitiv sinkt auch die Verstärkung,
die sich bei der VAS nach
A = RCeff/(re+RE)
berechnet. RCeff ist die effektive Kollektorlast aus: Ausgangsimpedanz
Stromquelle, parallel zu Ro des Transistors: ro = (VA+VCE)/ IC, parallel
zur Eingangsimpedanz der Endstufe.
Allerdings hab ich noch keinen Audioverstärker ohne Emitterwiderstand in
der VAS gesehen.
kennie schrieb:> aber definitiv sinkt auch die Verstärkung, die sich bei der VAS nach>> A = RCeff/(re+RE) berechnet.
Das gilt doch nur für die Stufe allein, nicht aber für das
Zusammenwirken mit dem Diff. Die Gegenkopplung bewirkt z.B. einen
deutlich größeren Eingangswiderstand der Stufe und damit eine geringere
Belastung des Ausgangsstromspiegels des Diff. Das Produkt der
Verstärkungen der beiden Stufen ist doch interessant. Ich hab das schon
in dem oben verlinkten Thread erläutert.
Das war der Kondensator der Bootstrapschaltung. Habs nochmal korrigiert.
Also eigentlich sieht das doch gar nicht so schlecht aus oder? Trotzdem
kommt so etwas Komisches raus. Wenn ich den Emitterwiderstand von Q3
erhöhe verschlechtert sich das Gain- / Phasenverschiebungs-Diagramm
erheblich. C4 kommt mir auch irgendwie zu klein vor, größere Kapazität
ist aber eher "Verschlimmbesserung".
LG
ArnoR schrieb:> Endstufe schrieb:>> So, das ist gerade der Stand der Dinge...>> Ohje, nur ein Beispiel
...
In der Tat nur ein Beispiel von vielen. So jagt er z.B. durch die
Referenz für die Stromquelle 5mal so viel Strom wie die Stromquelle
liefern soll (und jetzt sind da gar noch 100nF genau an der
falschestmöglichen Stelle).
Oder er betreibt einen BC556 (laut Datenblatt maximal 65V) an 100V. Usw.
usf.
XL
Stimmt, den Kondensator habe ich vergessen zu entfernen. Ist diese
Stromquelle eigentlich für so kleine Strome geeignet?
Was könnte ich statt dem BC556 verwenden?
LG
So, hier mein neuer Vorschlag. Läuft soweit ganz gut, Klirr bei etwa
0.008 %. Das einzige Problem, dass mir noch Bauchschmerzen bereitet ist,
dass sich ab einem Eingangspegel von 2.1 V das Ganze aufhängt und
anfängt zu schwingen. Woran könnte das denn noch liegen?
LG
Endstufe schrieb:> So, hier mein neuer Vorschlag. Läuft soweit ganz gut, Klirr bei etwa> 0.008 %.
Beweise? Ich bezweifel stark, dass Du die Messmittel hast diesen in Echt
so niedrig nachzuweisen. Eine Simulation ist nicht das Leben (eher
gaaanz weit weg davon)
> Das einzige Problem, dass mir noch Bauchschmerzen bereitet ist,> dass
Das wird wohl in der gesamten realen Schaltungsentwicklung Dein
Hauptproblem sein. Dagegen ist die Klirrerei irgendwann vollkommen egal
;-) Ich sprech da aus Jahrzehnten (böser) Erfahrung!
old-Papa
PS: In einer richtigen PA klirren die Lautsprecher eh um Größenordnungen
mehr, als der Amp.
Endstufe schrieb:> dass sich ab einem Eingangspegel von 2.1 V das Ganze aufhängt
Mann, was erwartest du eigentlich? Die Schaltung verstärkt 46,4-fach,
mit 2,1V Eingangsspannung sind das 97,5V bei 100V Betriebsspannung.
Außerdem finde ich die Wahl einiger Transistoren ungeschickt und einige
Schaltungsdetails auch.
Im Übrigen stimme ich Old Papa zu, wenngleich man mit vernünftiger
Simulation auch recht dicht an die Realität kommen kann.
Die Stabilität gegen Schwingungen ist schon eine Schwierigkeit beim
Entwurf eines Verstärkers. Dabei ist die reale Schaltung ggf. noch etwas
schwieriger durch parasitäre Elemente, vor allem wenn man in die extreme
(z.B. hohe GBW) treibt. In der Simulation geht die direkte
Parallelschalung (z.B. Q8+Q17) der 2 Transistoren - real sollte man da
lieber einen passenden Transistor nehmen.
Ein Problem bei der Schaltung ist die 3 fach Darlingtonschaltung am
Ausgang. Die ist für einen hohen Strom ggf. nötig (sofern die
Transistoren keine sehr hohe Verstärkung haben), aber von der Stabilität
problematisch, sowohl thermisch als auch gegen Schwingen. Ein
Widerstand vor der Basis von Q14/Q15 und ggf. eine Verschiebung von C4
an den Emitter statt Basis von Q9 wäre da ein Ansatz um die Schaltung zu
entschärfen.
Wenn das Schwinging nur nahe der Übersteuerung auftritt, ist das schon
mal nicht so schlimm, aber auch das Verhalten beim Übergang in die
Begrenzung sollte passen und lässt sich eigentlich ganz gut in der
Simulation erfassen.
Old Papa schrieb:> Beweise? Ich bezweifel stark, dass Du die Messmittel hast diesen in Echt> so niedrig nachzuweisen.
Das mache ich dann natürlich nochmal mit der endgültigen Version. Mit
einem Audiointerface aus dem Profibereich sollte das mit einer
Genauigkeit von 0,001% - 0,0001 % THD gehen. So etwas habe ich hier.
Aber einen Verstärker, der schon in der Simulation nicht richtig läuft,
brauche ich erst gar nicht in echt aufzubauen ;) Dass ich nicht auf die
idealisierten Messwerte komme ist mir auch klar, aber damit man mal
einen Anhaltspunkt hat, schadet simulieren sicher nichts.
ArnoR schrieb:> Mann, was erwartest du eigentlich?
Dass die Endstufe nicht schwingt und problemlos in den Clipping-Bereich
ausgesteuert werden kann (soll natürlich im Normalbetrieb eigentlich
nicht vorkommen, aber es muss ja alles idiotensicher sein).
ArnoR schrieb:> Außerdem finde ich die Wahl einiger Transistoren ungeschickt und einige> Schaltungsdetails auch.
z.B.?
Ulrich, vielen Dank an dich, das hat sehr gut funktioniert und die
Schaltung läuft um einiges stabiler. Wenn das ganze dann clippt, habe
ich allerdings nicht einen "sauber abgeschnittenen" Sinus (siehe Bild).
Darüber hinaus ist mir auch aufgefallen, dass der Stromverlauf an der
Basis von Q22 bzw. Q3 mit 2 V Aussteuerung (also noch nicht in der
Begrenzung) eher wenig mit einem Sinus zu tun hat. Im Begrenzungsbereich
wird das noch um einiges abartiger. Trotzdem kommt am Ausgang ein
sauberer Sinus an?! Hmm, auf jeden Fall scheint hier der Hund begraben,
warum sich das ganze in der Begrenzung so komisch verhält.
LG
Das die Ströme bei Q22 und Q3 nicht so schön sinusförmig aussehen ist
normal. Bei der Sättigung geht halt auch die Stufe in die Sättigung. Da
muss man ggf. auch noch dafür sorgen, dass der Strom durch Q3 nicht zu
hoch wird, etwa indem man die Spannung an der Basis von Q22 auf etwa 2-3
V begrenzt.
Einige kleinere Dinge sollte man erst einmal noch berichtigen bevor man
sich um das Verhalten bei Übersteuern kümmert:
Die extra Spannungsquelle V7 braucht man nicht, wenn man den Verstärker
nicht bis DC betreiben will. Durch das Bootstrapping ist die positive
Aussteuerung kein Problem.
Der Strom durch Q3 dürfte reichlich hoch sein: 2 K an 100 V macht etwa
50 mA als Strom für Q3 und damit rund 5 W für Q3 und je 2,5 W für R7 und
R5. Das ist für die Simulation positiv, aber bei der Umsetzung doch
schon störend. Auch gehen da an den 47 Ohm von R34 schon 2,5 V verloren.
Wenn also schon so ein hoher Strom, dann sollte R34 kleiner werden, so
dass da nur etwa 0,5 V verloren gehen.
Die Widerstände R9 und R35 sind reichlich groß - auch 330 Ohm sollten da
reichen. Da bleibt sonst sehr wenig Spannung für Q20,Q21 wenn man R34
bzw. den Strom anpasst. Für den Rest hat das wenig Einfluss. Q20 und Q21
dürfen auch kleiner sein (z.B. BC548) - mehr als etwa 2 mA und 3 V
bekommen die nicht zu sehen.
Die Transistoren Q8 und Q17 parallel werden in der realen Umsetzung kaum
gehen. Das sollte auch mit einem, ggf. etwas größeren Transistor gehen.
Die Widerstände R26/R26 sollten auch eher zu einem zusammengefasst
werden, ohne Verbindung zum Ausgang. Der Kondensator C5 ist dabei eher
kritisch zu sehen für die Stabilität im HF bereich - lieber weg damit,
das mindeste wäre ein Serienwiderstand so ab 1 Ohm.
Mit den Widerständen R21,R22 muss man noch sehen wie sich das auf die
thermische Stabilität auswirkt. Von der Tendenz her dürfen die Werte
noch einiges kleiner werden.
Endstufe schrieb:> ArnoR schrieb:>> Außerdem finde ich die Wahl einiger Transistoren ungeschickt und einige>> Schaltungsdetails auch.>> z.B.?
Vieles hat Ulrich schon gesagt. Für Q20/21 würde ich bei Ic~1mA und
Uce~0,7V bzw ~4V keinesfalls MJE340 nehmen. Ähnliches gilt für Q14/15
(die 2SC5200 verstärken 100-fach bis etwa 7A (28A)). Die
Parallelschaltung von Q8/17 bzw. 9/18 ist überflüssig, die
Emitterwiderstände in der Treiber-/ Endstufe sind zu niederohmig (weil
die fetten Transistoren sonst zu langsam sind, richtig?). Hast du mal
die Ruheverlustleistung ermittelt? Dürfte bei >200W! liegen.
Endstufe schrieb:> Old Papa schrieb:>> Beweise? Ich bezweifel stark, dass Du die Messmittel hast diesen in Echt>> so niedrig nachzuweisen.>> Das mache ich dann natürlich nochmal mit der endgültigen Version. Mit> einem Audiointerface aus dem Profibereich sollte das mit einer> Genauigkeit von 0,001% - 0,0001 % THD gehen. So etwas habe ich hier.
Audiointerface für einen PC? Den Dingern trau ich für so genaue
Messaufgaben nicht über den Weg. Der PC wird je nach Messprogramm
irgendwas anzeigen, doch wirklich messen kann man sowas meiner Meinung
nach nur mit einem echten Klirrfaktormesser. Und der ist für Amateure in
der Genauigkeit dann unbezahlbar.
Ist aber bei einer PA auch so ziemlich wurscht, da verzerren letztlich
ganz andere Komponenten, der Amp wohl am wenigsten.
Ich habe hier einige Industriegeräte am Start und zwei Eigenbauten aus
vergangenen Äonen ;-), wirklich gemessen habe ich die noch nie. Ich
schau mit Oszi, ob das Signal bei Volllast noch immer ein Sinus ist und
gut (nach alter Väter Sitte wirklich ein Sinuslineal an die Bildröhre
gepappt). Ist die Kurve oben flacher, begrenzt die Kiste schon, wird
die Kurve nach oben spitz, ist Schwingneigung im Spiel. Sowas sind
einfach Erfahrungswerte, eine Simu-Software hatte sich noch nie auf
meine Computer verirrt ;-) Eine solche will ich auch nicht verteufeln,
vielleicht experimentiere ich damit auch mal. Derzeit werden meine Amps
aber nur gekauft, obwohl seit gut 2 Jahren ein fertiges Projekt nebst
Platinen und Teilesätzen im Regal liegt (4*400 Watt an 4 Ohm)
Trafo habe ich auch, will aber eigentlich ein SNT verbauen (Trafo für
nen alten Mann schon schwer). Dazu habe ich aber noch nichts richtiges
gefunden und selber entwickeln ist mir bei SNT ne Nummer zu groß.
Old-Papa
So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Das
wird zwar kaum für 0,0001% Klirr reichen, aber für die wesentliche Frage
ob man rund 0,1% erreicht sollten die meisten Karten reichen.
Zusammen mit einem passiven Notchfilter und guten Sinusoszillator (ggf.
auch nur Filter) geht dann auch die Soundkarte bis in den Bereich den
eigentlich keiner mehr braucht. So eine schlechte Wahl ist das mit
passender Software nicht.
Um noch mal wieder zurück zum Anfang zu kommen: die 2 SC5200 sind von
der Geschwindigkeit her sehr gut, aber von der SOA Kurve nicht wirklich
so belastbar. Da müsste man ggf. noch ein paar mehr nehmen oder die
Spannung (und damit die Leistung) etwas reduzieren. Bei 100 V (etwa bei
Induktiver Last) sind da nur etwa 0,4 A DC oder 0,8 A für 100 ms drin.
Bei mehr als etwa 3-4 A an Ausgangsstrom besteht da schon eine gewisse
Gefahr für die Transistoren - da wären schon 8 Ohm eher wenig. Die Wahl
der Transistoren sollte man da schon noch mal überdenken oder ggf. auch
in Richtung Klasse H, G oder ähnlich gehen, auch wenn die Schaltung mit
2 Spannungen komplizierter wird. Mit etwas weniger Spannung (z.B. +-80 V
wird dann schon einiges einfacher) worst case muss man aber auch mit
etwas Überspannung klar kommen, wenn man als Netzteil keinen
Schaltregler vorsieht.
Bei dem Aktuell hohen Strom wäre ggf. auch Q3 schon dicht am Limit der
SOA (max 30 mA DC bei 200 V). Noch ein Grund hier Sparsamer zu werden.
Ulrich schrieb:> So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Das> wird zwar kaum für 0,0001% Klirr reichen, aber für die wesentliche Frage> ob man rund 0,1% erreicht sollten die meisten Karten reichen.>> Zusammen mit einem passiven Notchfilter und guten Sinusoszillator (ggf.> auch nur Filter) geht dann auch die Soundkarte bis in den Bereich den> eigentlich keiner mehr braucht. So eine schlechte Wahl ist das mit> passender Software nicht.>
Ok, bei 0,1 oder auch 0,01% geh ich noch mit. Besser trau ich einem
Amateur-PC nicht zu.
Weniger hört man eh nichtmehr, schon garnicht bei 2x 700 Watt im
Festzelt ;-) (schrieb ich ja schon...)
Old-Papa
Ulrich schrieb:> Das die Ströme bei Q22 und Q3 nicht so schön sinusförmig aussehen ist> normal. Bei der Sättigung geht halt auch die Stufe in die Sättigung.
Bei normaler Aussteuerung befinden wir uns doch noch nicht in der
Sättigung?
Old Papa schrieb:> Ist aber bei einer PA auch so ziemlich wurschtOld Papa schrieb:> Weniger hört man eh nichtmehr
Ich will dir jetzt nicht zu nahe treten, aber ich (als Musiker) höre da
schon Unterschiede zwischen guten und weniger guten Endstufen. Ich
würde sagen ab 0.1 - 0.01 % THD ist dann kein Unterschied mehr hörbar.
Aber ich kann dir insofern Recht geben, als dass sich "normale" Menschen
im Festzelt daran sicher nicht stören werden.
Ulrich schrieb:> So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht.
Wir sprechen hier eher von hochwertigem Studioequipment für Recording
etc. ;)
Ich habe jetzt mal deine Verbesserungsvorschläge umgesetzt und das hat
sich sogar positiv auf die THD und die Ruheverlustleistung ausgewirkt.
Strom über Q3 etc. habe ich auch reduziert.
Da ich hier noch einen 50V Ringkern da habe, würde ich zunächst mal eine
70 V Version aufbauen, bevor man gleich in die Vollen geht. Bis auf das
unschöne Clipping scheint alles gut zu funktionieren. Die SOA setzt sich
ja aus UCE und ICE zusammen. Bei maximaler Spannung ist ja der Strom
sehr gering und somit liege ich eigentlich noch gut in der SOA. Zum
Problem wird das Ganze ja erst, wenn U und I phasenverschoben sind. Mehr
Transistoren würden da wohl tatsächlich Sinn machen um die Sicherheit zu
erhöhen.
LG
Old Papa schrieb:> Ulrich schrieb:>> So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Das>> wird zwar kaum für 0,0001% Klirr reichen, aber für die wesentliche Frage>> ob man rund 0,1% erreicht sollten die meisten Karten reichen.>>> Ok, bei 0,1 oder auch 0,01% geh ich noch mit. Besser trau ich einem> Amateur-PC nicht zu.> Weniger hört man eh nichtmehr, schon garnicht bei 2x 700 Watt im> Festzelt ;-) (schrieb ich ja schon...)>
Im Manual zur EMU0202 steht:
ADC: AK5385A
THD+N: (1KHz@-1dBFS, min gain) -103dB (0.0007%)
Ich kann das nicht nachmessen. Bislang war sie aber immer besser als
meine externen Schaltungen. Wobei ich nichts mit High-Audio zu tun habe,
sondern es sich meist um Datenkommunikation dreht.
Meine persönliche Erkenntnis nach vielem Spielen: 16Bit ADC reicht
völlig, ich hätte nur gerne ne höhere Samplerate als die 192KHz, die
dann analog ca. 90KHz ermöglichen. Bis ca. 60KHz hat die Karte mind.
16Bit Auflösung, danach wirds wegen Delta-Sigma-Wandler kontinuierlich
weniger.
Habe jetzt versucht dem wütenden Verhalten beim Clipping
entgegenzuwirken, indem ich die VAS noch etwas entschärft habe (R36 /
R32). Macht das so Sinn oder habe ich hier den Teufel mit dem Beelzebub
ausgetrieben?
Der besseren Slew-Rate zuliebe habe ich noch den Strom durch die
Eingangsstufe etwas erhöht. Gibt es dagegen Einwände oder kann ich das
so machen?
Habe dann noch angefangen mit einem einfachen Imax Limiter zu spielen.
Das ganze ist nur arg asymmetrisch. Logisch, weil R34 ziemlich klein
ist.
Wie lässt sich das lösen? Ansonsten bin ich schon ganz zufrieden :-) Und
an dieser Stelle ein Dankeschön an euch alle!
LG
Tag,
spaßeshalber habe ich die Ausgangsstufe mal noch als einfache Darlington
Variante ausprobiert. Das funktioniert (zumindest in der Simulation)
genauso gut und macht einen deutlich stabileren Eindruck... Die VAS
macht auch noch irgendwie Probleme in hinsichtlich Stabilität und
Frequenzgang. Mir scheint, dass das einfach zu empfindlich ist. Mit nur
einem Transistor als VAS leidet jedoch der Klirrfaktor sehr darunter.
LG
Endstufe schrieb:> Das funktioniert (zumindest in der Simulation) genauso gut
Ja, die 2SC5200 verstärken ja auch recht gut (~100-fach) und außerdem
hast du den Lastwiderstand auf 8R verdoppelt.
> und macht einen deutlich stabileren Eindruck
Natürlich, es ist eine (störende) Stufe raus.
> Die VAS> macht auch noch irgendwie Probleme in hinsichtlich Stabilität und> Frequenzgang. Mir scheint, dass das einfach zu empfindlich ist. Mit nur> einem Transistor als VAS leidet jedoch der Klirrfaktor sehr darunter.
Nein, die VAS bestimmt im Zusammenwirken mit anderen Stufen maßgeblich
den Frequenzgang und ermöglicht überhaupt erst die Stabilität der
Schaltung. Wenn es da ein Problem gibt, liegts an dir.
Endstufe schrieb:> Ich denke die 100 mV kann ich verschmerzen :-)
Vollkommen unnötig, mach einfach R& und R12 gleich groß.
ArnoR schrieb:> Nein, die VAS bestimmt im Zusammenwirken mit anderen Stufen maßgeblich> den Frequenzgang und ermöglicht überhaupt erst die Stabilität der> Schaltung.
Ja, das war mir soweit schon klar ;-) Meine Frage wäre jetzt ob ich die
VAS mit einem Transistor oder so wie jetzt als Darlington aufbauen soll.
Wie kann ich im zweiten Fall die Verzerrungen minimieren und im ersten
Fall den Frequenzgang optimieren?
LG
Endstufe schrieb:> Meine Frage wäre jetzt ob ich die> VAS mit einem Transistor oder so wie jetzt als Darlington aufbauen soll.
Weder noch. Einzeltransistor wird bei dir langsam problematisch wegen
der doch recht hohen Verlustleistung und der Tatsache daß
verlustleistungsmäßig geeignete Transistoren bei den recht kleinen
Strömen schlechte Stromverstärkung haben. Darlington ist zu langsam.
Gerne nimmt man an dieser Stelle eine Kaskodeschaltung. Der untere
Transistor wird dann kaum belastet und man kann einen Typen mit hoher
Stromverstärkung nehmen der den Diff nicht so sehr belastet. Der obere
Transistor schluckt die Verlustleistung. Außerdem fällt die
Miller-Kapazität der Transistoren in dieser Schaltung raus. Sie ist also
schnell, was die Frequenzkompensation vereinfacht.
Aber wie immer im Leben gibt es auch hier nichts geschenkt: die Kaskode
hat ordentlich Restspannung (ein paar Volt). Aber wenn man bereit ist,
etwas mehr Aufwand bei der Spannungsversorgung in Kauf zu nehmen und
Diff + VAS mit höherer Spannung als die Endstufe zu betreiben (bzw.
"aufzusatteln" wie von mir schon mal vorgeschlagen, von dir aber nicht
verstanden) dann gleicht sich das aus.
Allerdings sehe ich das ganze Projekt nach wie vor kritisch. Es gibt
halt kaum Bauelemente, die den hohen Spannungen standhalten, aber
trotzdem gute sonstige Eigenschaften haben. Und deswegen baut man das
auch eher nicht so.
XL
Diff und VAS werden doch mit höherer Spannung als die Endstufe
betrieben?
Axel Schwenke schrieb:> Und deswegen baut man das> auch eher nicht so.
Namhafte Hersteller bauen ihre leistungsstärksten PA Endstufen nach wie
vor in AB Schaltung (und die sind richtig gut!).
Werde mich heute Mittag dann mal mit der Kaskode Schaltung beschäftigen.
Danke!
LG
Endstufe schrieb:> Die VAS macht auch noch irgendwie Probleme in hinsichtlich Stabilität> und Frequenzgang.
Ich hab mal Modelle besorgt und deine Schaltung in TINA ähnlich
nachgebaut. Dort zeigt sich eine üble Überhöhung im Frequenzgang bei
einigen MHz und entsprechend schwingt das Ding auch. Die Ursache ist die
zu starke Phasendrehung der langsamen Transistoren und zu hohe
Leerlaufverstärkung.
Mit einigen Änderungen ist die Schaltung einfach, stabil, klirrarm,
schnell genug und geht mit normalen BF42x-Transistoren ohne Kaskode. Die
Verlustleistung in der VAS ist unter 400mW (Ic~5,6mA).
In den Bildern der Frequenzgang (OpenLoop und geschlossen) und 10kHz
Sinus mit fast Vollaussteuerung, Rechteck mit knapp 50Vs und leichte
Übersteuerung zur Anzeige der Austeuergrenzen (+-65V).
> Außerdem fällt die> Miller-Kapazität der Transistoren in dieser Schaltung raus. Sie ist also> schnell, was die Frequenzkompensation vereinfacht.
Nein, das vereinfacht nichts, im Gegenteil. Die Millerkapazität wird an
der Stelle gebraucht und sogar durch einen externen C vergrößert und
übernimmt die Frequenzgangkorrektur. Man kann solche Schaltungen nur an
dieser Stelle sinnvoll korrigieren.
Cool, vielen Dank, dass du dir die Mühe gemacht hast!
ArnoR schrieb:> Dort zeigt sich eine üble Überhöhung im Frequenzgang
Also sollte man da schauen, dass man in dem Bereich auf jeden Fall unter
0 dB kommt, wo die Phase über 120° gedreht wird?
Du hast also die BF42x Transistoren wegen der höheren Transitfrequenz
gewählt? Kann ich evtl. im PA Teil die 2SC5200 beibehalten? Hätte die
noch da, sonst müsste ich die MJL extra bestellen. Wenn sich's lohnt
mache ich das natürlich.
Und ich sehe, du hast eine Konstantstromquelle für die VAS anstatt der
Bootstrapschaltung verwendet. Vom Aufwand her schenkt sich das ja nicht
viel, aber was sind denn nun genau die Vor- und Nachteile?
LG
Endstufe schrieb:> Also sollte man da schauen, dass man in dem Bereich auf jeden Fall unter> 0 dB kommt, wo die Phase über 120° gedreht wird?
Natürlich.
> Du hast also die BF42x Transistoren wegen der höheren Transitfrequenz> gewählt?
U.a., es gibt da ja nicht so viel Auswahl (insb. im Hinblick auf die
+-100V). MPSA42/92 geht auch.
> Kann ich evtl. im PA Teil die 2SC5200 beibehalten? Hätte die> noch da, sonst müsste ich die MJL extra bestellen. Wenn sich's lohnt> mache ich das natürlich.
Die MJL3281a und die 2SC5200 haben praktisch dieselben Daten, daher hab
ich mir die Modellsuche gespart.
> Und ich sehe, du hast eine Konstantstromquelle für die VAS anstatt der> Bootstrapschaltung verwendet. Vom Aufwand her schenkt sich das ja nicht> viel, aber was sind denn nun genau die Vor- und Nachteile?
Na zum Beispiel funktioniert die auch bei f->0, Aufwand und Platzbedarf
sind geringer, Nachteile sehe ich nicht.
ArnoR schrieb:> U.a., es gibt da ja nicht so viel Auswahl (insb. im Hinblick auf die> +-100V). MPSA42/92 geht auch.
Perfekt! Die hätte ich nämlich da.
ArnoR schrieb:> Na zum Beispiel funktioniert die auch bei f->0, Aufwand und Platzbedarf> sind geringer, Nachteile sehe ich nicht.
Stimmt, dann wird das so gemacht :-) Würdest du dann noch die 5 V für
Diff und VAS draufsatteln? Ist sowieso vorhanden, aus dem Hilfsnetzteil
für Softstart etc.
LG
Endstufe schrieb:> Würdest du dann noch die 5 V für Diff und VAS draufsatteln?
Nein, mindestens Ucesat(MJE340)+Ube(2SC5200)+Ure(0,47R)=~2V bleiben
stehen. Du gewinnst etwa 3V, was weniger als 5% sind. Dafür würde ich
mir das nicht antun.
Okay. Also ich habe die Schaltung jetzt mal wie bei dir aufgebaut und
die AC Analyse liefert bei mir die angehängte Kurve. Das sieht nicht so
toll aus mit der Spitze?
Spice meint der Klirrfaktor liegt bei etwa 0.02 %. Könnte man da vllt.
noch irgendwie so auf grob 0.005 kommen? Ich denke mal das liegt daran,
dass die VAS noch nicht ganz linear ist oder?
LG
Endstufe schrieb:> Das sieht nicht so toll aus mit der Spitze?
Genau das meinte ich oben, das ist ganz schlecht. Das idiotische
Boucherot-Glied ist eine üble kapazitive Last für den Verstärker und
vollkommen unnötig. Es stammt aus einer Zeit, in der die Schaltungen
gewisse Probleme hatten und hält sich genauso hartnäckig wie die
"1000µF/A-Faustregel" und wird auch genauso unüberlegt eingebaut.
Achso, das wusste ich nicht. Hab's mal entfernt. Die Gain kurve sieht
jetzt auch so aus, allerdings sind das bei der Spitze immernoch etwa 23
dB und weit über 120° Phasenverschiebung :-(
LG
Mist, ich hatte zwischendurch nochwas verändert, dadurch ist in obigem
Bild die Kurve ohne BG schlechter als in der Schaltung von 14:17h.
Angehängt nochmal mit den richtigen Werten, dort ist der Unterschied
noch deutlicher.
Sieht bei mir aber auch eher so aus, wie bei dir in der schlechteren
Version... Aber das ist doch trotzdem noch schwingungsgefährdet, die
Phasendrehung ist ja enorm, oder verstehe ich da was falsch?
LG
Endstufe schrieb:> allerdings sind das bei der Spitze immernoch etwa 23dB
Ja, die Spitze ist noch zu hoch, warum das bei dir so anders ist weiß
ich auch nicht. Endstufenruhestrom 55mA/Transistor. Evtl. sind die
Modelle ja doch zu unterschiedlich.
> und weit über 120° Phasenverschiebung :-(
Leider plottest die die Leerlaufverstärkung nicht mit, so dass man nicht
genau sehen kann wie der Phasenrest ist. Der wird abgelesen an der
Stelle wo sich die nach rechts verlängerte Linie der eingestellten
Verstärkung und die Leerlaufverstärkung schneiden.
Die 55 mA habe ich eingestellt, Ergebnis fast das selbe. Ich brauche
dann 2.6 V Vorspannung. Wie machst du das eigentlich mit der Simulation
von Leerlaufverstärkung ohne die Gegenkopplung zu öffnen?
LG
Endstufe schrieb:> Wie machst du das eigentlich mit der Simulation> von Leerlaufverstärkung ohne die Gegenkopplung zu öffnen?
Ich setze den Widerstand mit Stern (220R) auf 0 (1µR) und mache den
Reihenkondensator mit 1F schön groß.
Endstufe schrieb:>> U.a., es gibt da ja nicht so viel Auswahl (insb. im Hinblick auf die>> +-100V). MPSA42/92 geht auch.>> Perfekt! Die hätte ich nämlich da.
Nur daß sie in der Dimensionierung nicht reichen. Die VAS +
Stromquelle sehen bei +/-70V und 7mA je ca. 0.5W in Ruhe, knapp 1W max.
Das ist zuviel. Du mußt also mit dem Strom runter.
XL
Axel Schwenke schrieb:> Die VAS +> Stromquelle sehen bei +/-70V und 7mA je ca. 0.5W in Ruhe, knapp 1W max.> Das ist zuviel. Du mußt also mit dem Strom runter.
Es sind <6mA. Die Spitzenleistung ist zwar höher, aber bei normaler
(halbwegs symmetrischer) Austeuerung ist die mittlere Leistung etwa
wie die Ruheleistung. Man kann auch die SOT223-Gehäuse nehmen die 2-3W
verheizen können.
Endstufe schrieb:> Was hat's denn nun mit dem Phasenrest auf sich?
Die Phasenreserve ist groß genug (etwa 85° bei 600kHz)
> Kann man das jetzt so lassen?
Sehr schlecht ist die Überhöhung bei einigen MHz, aber viel besser wirst
du es mit den Transistoren nicht hinbekommen. Die Leerlaufverstärkung
ist zu hoch und die Transistoren zu langsam. Das dynamische Verhalten
wird besser, wenn die Leerlaufverstärkung abgesenkt wird, aber die
Verzerrungen nehmen zu. Die Schaltung kann eben nicht alles perfekt, man
muss wie immer einen Kompromiss machen.
Es ist nicht unbedingt die Leerlaufverstärkung zu hoch, aber wohl die
Bandbreite. Die Überhöhung bei knapp 10 MHz liegt halt etwa da wo die
Endstufentransistoren Schluss machen. Da sollte die open-loop
Verstärkung schon kleiner sein. Da reicht ein etwa größerer Kondensator
in der Kompensation.
Die VAS Stufe war mit Emitterfolger und dann Emiterschaltung schon nicht
so schlecht. Die Kaskode ist ggf. etwas schneller, was aber kaum nötig
sein sollte - dafür die die Sättigung schwieriger und es geht mehr
Spannung verloren. Bei der alten Version hilft ggf. einfach eine Diode
parallel zu C4. Zur Strombegrenzung sollte noch ein Transistor die
Spannung am Emitterwiderstand R34 auf etwa 0,6 V begrenzen. R34 muss
dazu ggf. noch etwas kleiner werden.
Ulrich schrieb:> Die VAS Stufe war mit Emitterfolger und dann Emiterschaltung schon nicht> so schlecht.
Der Klirr wurde dadurch auch enorm reduziert. R34 kleiner zu machen ist
nicht so toll. R5 und R34 (neue Version) sollten gleich groß sein, damit
auch der VI-Limiter (noch nicht eingezeichnet) einigermaßen symmetrisch
arbeiten kann. Weniger Strom durch die VAS ist dann doch besser, dann
bleibt auch der Spannungsabfall über R34 im Rahmen.
LG
Eine Frage hätte ich da noch: Oft sieht man eine Spule am Ausgang, die
praktisch in Reihe zum Lautsprecher geschaltet ist. Was hat's damit auf
sich?
LG
Die Spule am Ausgang dient dazu den Ausgang HF-mäßig (d.h. so ab etwa
100 kHz) zu entkoppeln. Damit wird verhindert das der Verstärker bei
ungünstiger Last (rein Kapazitiv oder ggf. resonant im MHz Bereich)
eventuell zu schwingen anfängt. In der Regel ist das auch nicht nur eine
Spule, sondern noch ein Widerstand von vielleicht 2 Ohm parallel und
dazu das RC Glied nach GND.
