Hallo, ich arbeite gerade an einer AB-Endstufe. Ich bewege mich allerdings in "relativ" großen Leistungsbereichen (350W an 8 Ohm, 700W an 4 Ohm). Erste Tests mit diversen Schaltungen haben eigentlich soweit ganz gut funktioniert, nur praxistauglich ist eben das wenigste, was man so an Schaltplänen im Internet findet. Das liegt meistens an fehlenden Schutzschaltungen, wie z.B. Kurzschlussschutz oder dass die Transistoren nicht außerhalb der SOA betrieben werden. Da die Endstufe in einer PA-Anlage verwendet werden soll, muss sie also vor allem zuverlässig funktionieren und gewissermaßen idiotensicher sein. Mich würde jetzt generell interessieren, ob ich bei Bipolartransistoren bleiben soll oder laterale MOSFETs besser geeignet wären. Diese erleiden ja wohl angeblich nicht so schnell einen secondary Breakdown und lassen sich einfacher mit Zenerdioden am Gate schützen, anstatt mit einem VI-Limiter. Gibt es irgendwelche Vorschläge für verhältnismäßig günstige Typen? Falls bipolar wäre Darlington nicht schlecht. Bauform wäre so die Richtung TO-218 wünschenswert, da man die ganz geschickt montieren kann. So Töpfe wie z.B. der 2N3055 wären schlecht, dafür habe ich keine passenden Kühlkörper... Wie sieht's denn mit der Ruhestromeinstellung aus? Günstige Bootstrap-Schaltung oder lohnt sich der Aufwand einer Konstantstromquelle? Am Eingang sieht man ja sehr häufig einen Differenzverstärker. Ist das ausreichend oder wären Operationsverstärker eindeutig die bessere Lösung? Vllt. ist hier ja jemand, der sich damit auskennt und weiß, wie sowas in kommerziellen Endstufen gemacht wird. Ich sollte vllt. noch erwähnen, dass ich sicher kein Audio-Fetischist bin, aber die Endstufe sollte eben etwas solides darstellen. Netzteil ist ein ordentliches vorhanden: 1000W Ringkern mit 47.000 µF Siebung auf positiver und negativer Schiene. So, das war jetzt etwas viel Text... hoffe ihr könnt mir Tips geben :) Und bevor jetzt wieder empfohlen wird einfach eine Endstufe zu kaufen, für mich ist hier auch der Weg das Ziel und ich möchte etwas lernen :P
PA bedeutet ja auch, daß das Konzert nicht wegen Krankheit des Equipments ausfallen/vorzeitig enden soll. Deshalb und in dem Leistungsbereich würde ich, auch wenn ausdrücklich nicht gewünscht zu einer fertigen Class-D mit SNT raten. Gibt's günstig auch von professionellen Anbietern.
Also ich traue mir schon zu, dass so zuverlässig zu designen, dass das nicht passiert (Schutzschaltungen). Class-D stehe ich irgendwie immer skeptisch gegenüber, besonders was den Klang angeht...
Hast Du Lautsprecher mit 700W Eingangsleistung oder was soll so eine völlig überzogene Endstufe. Gerade im PA-Bereich ist eine Endstufe pro Box wesentlich zuverlässiger und betriebssicherer und die Ausführung der Wahl. Dabei am besten die Endstufe direkt bei der Box und nicht backstage. Grüße Löti
Ja habe ich, Subwoofer mit etwa 500W. Die Endstufe muss ja dann auch nicht unbedingt ständig am Limit sein, sondern noch ein wenig Reserven haben ;) Also ich suche jetzt vor allem erstmal geeignete Transistoren, da kennt doch bestimmt jemand geeignete Typen mit üppiger SOA. LG
> Ja habe ich, Subwoofer mit etwa 500W.
Pro Chassis? Wenn nein, mein Tipp:
Eine Endstufe Pro Chassis hinten auf die Box montiert und fest
verkabelt. Dann kannst Du Dir auch die ganzen Schutzschaltungen
schenken... .
Grüße Löti
Die Endstufe wird nicht immer für die gleichen Boxen verwendet. Habe 15" mit 8 Ohm und 18" mit 4 Ohm. Ich möchte also eher flexibel bleiben, sonst hätte ich ja gleich einen aktiven Subwoofer bauen können ;) Und bei einer soliden Endstufe gehören nach meiner Definition einfach Schutzschaltungen dazu, um allen Eventualitäten vorzubeugen. Trotzdem vielen Dank für Deine Bemühungen :) Hast du sonst noch irgendwelche Tipps für mich? LG
Welches Klangproblem soll Class-D denn bei einem Sub-Woofer haben? Und wieso werden so viele Konzerte über diese schlecht klingenden Amps gespielt? BTW, die sind auch sehr variabel beim Thema Ω.
Nur weil viele das so machen, muss es ja nicht gut sein ;) Ich finde jedenfalls, dass eine AB Endstufe oft besser klingt. Gute Class D Endstufen, die da mithalten können kosten dann schon einiges... LG
Die Raumakustik muß doch sowieso noch mit Frequenzganganpassung und Phasenverschiebungen korrigiert werden. Was nützt da " ... dass eine AB Endstufe oft besser klingt ..."? Blackbird
Ich sehe schon, hier sind wohl wenige im Forum die viel Erfahrung mit PA Equipment haben... Ganz abgesehen davon, dass das komplett Off-Topic ist. Lassen wir jetzt mal Class D außen vor und kehren zum Thema AB zurück ;) Danke! LG
Wie wäre es, mal ein paar grundlegenden Daten und deren Berechnung hier reinzustellen? Dann kann man mal zur Schaltungsauswahl und dann zur Dimensionierung übergehen. Für 700Watt an 8Ohm dürfte schon eine heftig hohe Versorgungsspannung notwendig sein, die die Auswahl der Endstufe meht beeinflußt als Deine Vorlieben für bestimmte Gehäuse. Ebenso die Schaltungsauswahl der Vorstufe, und so weiter. Blackbird
Also wir sprechen über grob 350 W aüßerste Spitzenleistung an 8 Ohm und etwa 700 W an 4 Ohm. Berechnung dürfte hier klar sein, ohmsches Gesetz abzüglich diverser Verluste, z.B. an den Symmetrierwiderständen. Versorgungsspannung ist +-56 V, das sollte dann etwa hin kommen. Was ich eben vermeiden will ist, dass ich irre viele Endtransistoren parallel schalten muss, nur weil die Transistoren sonst einen secondary breakdown erleiden, obwohl die Wärme noch gut abgeführt werden könnte. Rein interessehalber, inwiefern beeinflusst die Spannung mein Schaltungsdesign? Dass ich entsprechende Bauteile benötige, die das dann abkönnen ist mir klar, aber im Prinzip werden doch am Ende eben nur entsprechend mehr oder weniger Komplementärpaare da sein? LG
Mit 2 TAS5630 pro Kanal lassen sich 800W/4Ω bzw. 400W/8Ω in Dual PBTL-Beschaltung erreichen. Aber die sind nur Class-D ... Natürlich wird deshalb Deine Endstufe besser klingen. Gruß Jobst
Die Rede war von "SubWoofer", der wird wohl kaum über 500Hz kommen. Da geht es hauptsächlich um Power. Eine 200khz PWM ist da sicher schnell genug. Wenns aber ganz sahnig klingen soll, dann doch 8..10 x EL34. Leuchtet auch schön. Und wirkt total professionell.
Bastler schrieb: > Die Rede war von "SubWoofer", der wird wohl kaum über 500Hz > kommen. Da > geht es hauptsächlich um Power. Eine 200khz PWM ist da sicher schnell > genug. Wenns aber ganz sahnig klingen soll, dann doch 8..10 x EL34. > Leuchtet auch schön. Und wirkt total professionell. Ein Verstärker soll nicht "klingen". Und wenn er das doch soll (also einen Eigenklang haben soll), dann sind Röhren schon die richtige Wahl ;-)
Kam wohl nicht ganz raus: Der Vakuumvorschlag war natürlich ironisch gemeint. So als Gegenpol zu " Class-D klingt doch nicht". Wie gesagt, beim SubWoofer. Das riecht schon etwas esoterisch.
Für mich macht das wenig Sinn die Endstufe rein auf Subwoofer zu konzipieren. Was wenn daran mal Fullrangeboxen bzw. Linearrays betrieben werden? Mir wär's immernoch sehr recht wenn wir zur Fragestellung zurückkehren könnten ;) LG
Um mal auf Class AB zurück zu kommen. Bei 350W Sinus an 8 Ohm brauchst du eine Versorgungsspannung von +/-75V Emitterwiderstandsverluste noch nicht mitgerechnet. Bei solchen Spannungen können selbst dicke Transistoren nurnoch 2-3A dauerhaft ab. Die Ströme, die da fließen sind ebenfalls immens. Und dann musst du noch gut 350W über einen Kühlkörper abführen. Da reicht Passivkühlung nicht mehr. Dann brauchst du ein 2,5kW Netzteil, damit du auch 2*700W an 4 Ohm schaffst. Billig wird es auf jeden Fall nicht. Ich würde mit je 7-10 NPN und PNP Leistungstransistoren pro Kanal rechnen. Eine komplette Endstufe zu designen ist nicht gerade leicht, ich weis ja nicht in wie weit du da Vorerfahrungen hast. Auf jeden Fall geht da locker 1k€ drauf, wenn das reicht. Ich hatte schon Probleme einen funktionierenden SOA Schutz für einen 100W Amp zu designen, bei 700W wird das sicher nochmal um einiges komplizierter. Ich will dir jetzt nicht den Mut zum Selbstbau nehmen aber ich denke das Projekt ist schon sehr gewagt. Mit Class D kommst du sicher eher zum Ziel.
Danke, ja damit hätte ich auch etwa gerechnet. Gute Kühlkörper inkl. Lüfter habe ich da. MJL3281A/MJL1302A wären auch noch vorhanden. Das Datenblatt sieht zumindest ganz vielversprechend aus. Ein Trafo in der Größenordnung... müsste ich mal suchen, kann ich aber auf jeden Fall beschaffen. LG
Was ich noch vergessen habe zu erwähnen: kleinere AB Endstufen habe ich schon entwickelt, Vorerfahrungen sind also vorhanden. Ansonsten bin ich auf dem Gebiet E-Technik ganz fit. LG
Die von dir genannten Transistoren sind schonmal sehr gut. Ich würde diese auch als Treiberstransistoren verwenden. Am besten machst du mal einen Entwurf in TINA oder LTSpice und simulierst mal ein wenig. Mit dem Thema SOA Schutz habe ich mich bei meiner letzten Endstufe intensiv beschäftigt. Wenn ich wieder zu Hause bin suche ich mal die entsprechenden Seiten/PDFs raus.
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Cool, danke! Das wäre echt nett von Dir. Mit LTSpice arbeite ich gerne. Als SOA Schutz kenne ich VI Limiter, die den Spannungsabfall über den Symmetrierwiderständen messen und ggf. den Transistoren den Basisstrom entziehen. Ist wohl auch in den meisten kommerziellen Endstufen so gelöst. LG
Diese VI Limiter genügen aber nur zum Schutz vor kurzzeitiger Überlastung. Weil sie zu stark begrenzen. Bei einem vollen SOA Schutz über solch einen Limiter würdest du mindestens die doppelte Anzahl an Transistoren brauchen, weil die Transistoren dann immer im Dauerbelastungsbereich arbeiten und ihre Impulsstromlieferfähigkeit, die bei den meisten Frequenzen ausreichen würde nicht ausnutzen können. Deshalb wird in professionellen Endstufen noch eine Frequenzabhängigkeit eingebaut, die auch von der Amplitude des Ausgangssignals abhängig ist. Bei Dauerüberlastung würde ich dann die Lautsprecher per Relais von der Endstufe trennen.
Wie erkennt man dann am besten Dauerüberlastung (z.B. Kurzschlusd) am besten? Stimmt, die haben dann noch ein RC-Filter an der Basis des Limitertransistors, wenn ich das noch richtig im Kopf habe. LG
Schau mal bei IXYS vorbei, die haben tolle MOSFETs, die für den linearen Betrieb geeignet sind. Die gibt es denn im SOT-227 Gehäuse. Ich weiß aber nicht, wie gut deine Bezugsquellen sind. Mit dem Source-Widerstand zur SOA-Begrenzung kenne ich es auch. Hat den Vorteil, dass man jeden einzelnen FET überwachen kann, was IMHO auch nur sinn macht. Viele Grüße, G
Ich hatte zu DDR-zeiten mit ELA Anlagen zu tun. Die 50W Einschübe hatten eine sehr intelligente Schutzschaltung und garnicht aufwendig. Das Prinzip war eine Brückenschaltung zur Impedanzmessung der Last. Damit sprach bei Überlast/Kurzschluß der Schutz schon bei kleinen Amplituden an und das SOA wurde garnicht erst erreicht. Ich kann mich nicht erinnern, daß die Verstärker jemals kaputt gegangen sind. Die Schaltpläne könnten vieleicht noch bei meiner Mutter auf dem Dachboden liegen.
Bastler schrieb: > Der Vakuumvorschlag war natürlich ironisch gemeint. Mein Kommentar war auch recht ironisch, scheint aber auch nicht angekommen zu sein. Der Tip war allerdings ernst gemeint. Gruß Jobst
> ... Versorgungsspannung ist +-56 V, das sollte dann etwa hin kommen. ..
Stimmt soweit. Nur welcher OPV macht das mit? Also doch diskrete
Vorstufe. Oder OPV mit verminderter Versorgungsspannung - dann muß aber
die Enstufe die restliche Spannungsverstärkung aufbringen und ein
anderes Schaltungsdeign her.
Blackbird
Aber so früh soll doch eig. nicht begrenzt werden. Da ein Lautsprecher ja eine induktive Last ist, liegen Strom- und Spannungsverlauf nicht mehr übereinander. Folglich sind eben hohe Impulsströme notwendig (z.B. bei 0 V). Wenn das verhindert wird leidet der Klang doch sehr darunter? Ich habe noch ein Hilfsnetzteil vorgesehen mit +-12 V. LG
> > ... Versorgungsspannung ist +-56 V, das sollte dann etwa hin kommen. .. > Stimmt soweit. für 350 Watt an 4 Ohm für 350 Watt an 8 Ohm sind ca. +-77V notwendig für 700 Watt an 4 Ohm sind ca. +-80V notwendig Blackbird
Die Vorstufe auf jeden Fall diskret bei dieser Leistung.
weiter : Ic der Endstufentransistoren für 350 Watt an 8 Ohm: ca 9,3A Ic der Endstufentransistoren für 700 Watt an 4 Ohm: ca 18,7A Die Endstufentransistoren (komplementär oder quasikomplementär ist egal) haben eine Spannungsverstärkung < 1, die Treibertansistoren auch < 1. "Spitzenlast" oder Dauerlast unterscheiden sich nur in der Zeitdauer, nicht in den Spannungs- und Stromwerten. Blackbird
Blackbird, ich sprach von Spitzenleistung. Für Effektivwerte hast du natürlich recht. Okay, aber ein symmetrischer Eingang mit drei OPs für XLR geht ja trotzdem noch. Darauf würde dann die diskrete Vorstufe folgen. LG
Blackbird schrieb: > komplementär oder quasikomplementär ist egal Ist es nicht. Die beiden Schaltungen haben unterschiedliches statisches und dynamisches Verhalten und das wirkt sich auf die dynamische Stabilität (Schwingsicherheit), das Impulsverhalten und die Symmetrie (Klirr) aus. Man sollte gleiches Verhalten in den beiden Halbwellen anstreben. Also in jedem Fall komplementär, entweder mit Darlingtons oder Sziklai-Paaren.
@ArnoR
das "egal" bezog sich nur auf die Spannungsverstärkung.
Natürlich ist das dynamische Verhalten nicht gleich.
@Endstufe
> ... ich sprach von Spitzenleistung ...
PMPO?
Was sind denn nun die "richtigen" Werte, die Du anstrebst?
350 Watt an 8Ohm Dauerleistung (== "Effektiv-Leistung")?
"Spitzenleistung" gibt man bei "weichen" Netzteilen an, die im
Maximalleistungsfall die Versorgungspannung (hier also ca. +-80V) ein
paar Millisekunden von den Netzteil-Elkos liefern, bevor sie
zusammenbricht auf kleinere Werte (die dann die Dauerlast- oder
"Effektiv"-Leistung ist).
Blackbird
weiter in der Berechnung: Leistung, die der Trafo liefern muß, bei 700 Watt an 4 Ohm: 970 Watt. Leistung, die der Trafo liefern muß, bei 350 Watt an 8 Ohm: 470 Watt. Paßt schon. blackbird
@Endstufe hier sind die Dinge mal an einer 100 Watt-Endstufe erklärt: http://www.hifi-forum.de/viewthread-103-71.htm Es macht vielleicht auch Sinn, sich mal den Text durchzulesen, die die elektor-Entwickler ihren dicken Verstäkern beilegen. Hier beschreiben sie, warum sie diesen oder jenen Weg gehen, wo die Grenzen sind und warum sie diese Entscheidung getroffen haben. Diese Vorgehensweise ist schon richtig. Über das Ergebnis kann man immer noch streiten. Alle die Fragen, die Du hast (siehe erster Post), haben sie für ihre Projekte schon beantwortet und dimensioniert. Das solltest Du auch tun. Oder alle Daten liefern und eine Vorauswahl dazu. Blackbird
Also ich habe jetzt keine genauen Vorgaben. Aber 300 W an 8 ohm sollten fürs Erste schon drin sein. Erhöhen kann man dann ja immernoch mit mehr Spannung. Danke, die Elektorartikel schaue ich mir mal an. LG
Hi Endstufe, ich würde L-MOSFETS (2SJ162, 2SK1058 z.B.), diese sind bei Deine Leistungsanforderungen wesentlich handzahmer als Bipolartransistoren. Sie haben bei hohen Drainströmen einen negativen Tempco womit die Gefahr eines thermischen Weglaufens eliminiert wird. Ich habe selbst erlebt wie eine bipolare Endstufe aufgrund eines thermischen Weglaufens innerhalb von <1 Sekunde sich mit Weißglühenden Drähten und Rauch verabschiedet hat - dieser Vorteil von L-MOSFETS ist in der von Dir anvisierten Leistungsklasse eigentlich kaum wegzudiskutieren. Auch das Problem des secondary breakdown haben sie nicht, daher brauchst Du keine komplexen Schutzschaltungen die die SOAR von Transistoren nachbilden soll. Ein L-MOSFET kann bis zum Durchbrennen der Schmelzsicherung locker 100A vertragen während Schmelzsicherungen für Bipolartransistoren viel zu langsam sind. Ein Nachteil ist allerdings daß man mit Mosfets nicht so niedrigen Klirr hinbekommt wie mit Bipolar-Transistoren da die Transkonduktanz niedriger ist. MOSFETS sind von Hause aus weniger linear, aber wen interessiert bei 700W noch Klangqualität? ;) "Falls bipolar wäre Darlington nicht schlecht." Für den anvisierten Leistungsbereich bräuchtest Du bipolar auf jeden Fall eine Triple-Ausgangsstufe mit mehreren Ausgangstransistoren parallel. Selbst wenn Du Transistoren findest wo eine Darlingtonstufe rechnerisch ausreicht, wird das katastrophale Auswirkungen auf die Klangqualität haben weil die Eingangsimpedanz der Ausgangsstufe zu niedrig ist und damit die Open-Loop Verstärkung. "Wie sieht's denn mit der Ruhestromeinstellung aus? Günstige Bootstrap-Schaltung oder lohnt sich der Aufwand einer Konstantstromquelle?" Welcher Aufwand? Kostet nur 2 Transistoren oder 1 Transistor und eine LED, dazu max. 2 Widerstände. Den eigentlichen Ruhestrom stellst Du nicht mit der Konstantstromquelle ein, sondern durch die Spannung zwischen den Basen bzw. Gates der komplementären Ausgangstreiber. Das macht man üblicherweise mit einer Schaltung namens "VBE multiplier" bzw. "amplified diode", im Prinzip eine Konstantspannungsquelle mit Transistor. Diese muss der Temperatur der Ausgangstransen möglichst genau und schnell folgen, ansonsten regelt sich diese Spannung nicht schnell genug runter um ein thermisches Weglaufen zu verhindern. Genau das Problem hast Du bei L-MOSFETs nicht. "Am Eingang sieht man ja sehr häufig einen Differenzverstärker. Ist das ausreichend oder wären Operationsverstärker eindeutig die bessere Lösung?" Bei den von Dir geforderten Leistungen wirst Du kaum bezahlbare Op-Amps finden die solche Versorgungsspannungen aushalten. Man kann die Versorgungsspannung zwar "bootstrappen", aber dann ist der Schaltungsaufwand min. genauso groß wie bei einer klassischen Differenzen-Eingangsstufe. Selbst die teuren "high-performance audio blabla" Op-Amps z.B. von National haben ihre ppm-Verzerrungen nur im Bereich kleiner Ausgangsamplitude weil sie erheblich unter common-mode Verzerrungen (Early-Effekt) leiden. Das ist teilweise eh nur Marketing. Ein Op-Amp mit diskreter Ausgangsstufe ist außerdem nicht ganz trivial zu kompensieren, bei der Standardschaltung dagegen machst Du die übliche Miller-Kompensation (Kerko zwischen B und C des Spannungsverstärkers) und schaust in SPICE dass Du die notwendige Phasenreserve einhälst.
Hi, danke für den Beitrag. Also bei 700 W ist schon eine gewisse "Klangqualität" gefordet. Der Amp muss z.B. an einem Subwoofer genug Schub bringen, damit der schön trocken und knackig klingt. Das mit dem Klirrfaktor hingegen würde ich jetzt nicht so eng sehen, denn da ist es wirklich so, dass man das oftmals nur messen aber keinesfalls hören kann. Ich hatte schon Endstufen mit Klirr von nahezu 1% und wenn man das nicht gewusst hätte, dann hätte man auch keinen Unterschied zu einer 2000€ Endstufe von Dynacord gehört (natürlich rein vom Klirrfaktor gesprochen, die Dimensionieren vom Netzteil fällt da schon stärker ins Gewicht...). Was ich noch nicht so ganz verstanden habe, wie sieht's denn mit der Ansteuerung der MOSFETS in Gegentaktschaltung aus? Ist das prinzipiell ähnlich? Die sind ja spannungs- und nicht stromgesteuert. LG
Hab es endlich geschafft die Seiten rauszusuchen. Viel hab ich aber nicht mehr gefunden. http://www.hifi-forum.de/viewthread-71-10880.html Beispielschaltung mit sehr umfangreicher Schutzschaltung, angeblich auch getestet. (Bipolar) http://www.hifi-forum.de/viewthread-103-25.html Für MOSFETs in dem Thread sind auch noch ein paar Links zu Schutzschaltungen. Beitrag "Entwurf eines Kurzschlussfesten, PA tauglichen 100W@4 und 8 Ohm Verstärkers"
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Hallo, ich habe hier mal im Anhang eine LTSpice Schaltung an der ich gerade herum spiele. Das ist natürlich alles noch suboptimal in der Form und es fehlt noch viel. Ich wollte eigentlich nur fragen, ob es normal ist, dass meine FFT am Ausgang so aussieht wie auf dem Bild (Eingang offen)? Muss das dann wirklich sein, dass ich den PA-Teil mit zwei Treibertransistoren in Darlingtonschaltung ansteuere? Mit nur einem hat die Schaltung schon in LTSpice angefangen zu schwingen, aber ich vermute, dass das an der (noch) erbärmlichen Vorstufe lag... Darüber hinaus habe ich ja gerade noch an diesen Transistoren diese 10 Ohm Widerstände als Platzhalter. Komischerweise sind da in anderen Schaltungen keine Widerstände, aber ist das nicht etwas leichtsinnig? Angenommen der Treiber steuert voll durch, dann sterben doch die Endtransistoren sofort an dem viel zu hohen Basistrom? LG
Da fehlt aber noch einiges. Die Ruhestromeinstellung kannst du so schonmal vergessen. Da muss ein Transistor rein in diesem Leistungsbereich. Der Treiber mit BD241/242 kommt mir auch etwas schwach vor, du musst auch beim Treiber in der SOA liegen, sonst haut dir der abrauchende Treiber die Endtransen durch. Ich würde hier BD241/242 und danach einen deiner EndT's als Treiber nehmen. BC556 sind nicht spannungsfest genug für dein Vorhaben, die BD's auch nicht. Am Ausgang fehlen antiparallele Dioden. Anstatt der Bootstrap Schaltung eine Konstantstromquelle einbauen. Auch der Diff arbeitet mit Konstantstrom besser. Bei dieser Leistungsklasse darf man sich die 2 Transistoren nicht sparen. Zwischen Basis von Q14 und Emitter von Q8 muss noch ein Widerstand. Ebenso auf der 'anderen Seite'. Zu deiner Frage, warum andere Schaltungen die 10 Ohm weglassen: Du baust dir ja einen Darlington aus den 2 Transistoren. Das heißt du hast im Endeffekt einen Transistor mit größerem b und einer BE-Spannung von rund 1,4V. Dieser knallt dir dann auch nur durch wenn du an der Strecke Basis von Q15 bzw. Q14 und Emitter Q9 bzw. Q8 zuviel Strom fließen lässt. Also kannst du die 10 Ohm getrost weglassen. siehe http://de.wikipedia.org/wiki/Darlington-Schaltung. Zur FFT - keine Ahnung, sowas hab ich in der Schule bis jetzt nicht gelernt und privat mich noch nicht damit beschäftigt. Aber die ist erst interessant, wenn die Schaltung an sich zu funktionieren scheint sprich Amplitude, Strom am Ausgang, kein Schwingen, Temperaturstabilität usw.
Hi, danke, ja wie bereits gesagt, mir ging's jetzt eig. nur um die FFT und die Treiber. Im Großen und Ganzen hatte ich das auch so vorgesehen, die Konstantstromquellen sind logisch, die Treiber passe ich dann noch an. Habe hier übrigens auch noch sehr interessante und umfangreiche Literatur gefunden: http://www.qsl.net/kb7tbt/manuals/Ham%20Help%20Manuals/Audio%20Power%20Amplifier%20Design.pdf Vielleicht interessiert das ja noch jemanden, ich finde das Buch klasse! LG
Der Gigant2000 von elektor kann mit 2 Endstufen (Monoblock) in
Brückenschaltung 1600 Watt Sinusleistung und ca 2000 Watt Musikleistung.
Als einfache Ensdstufe ist er genau Dein Ding!
Sieh sie Dir mal an und lese die Artikel von den Entwicklern dazu.
Hier die Daten:
Sinusleistung Monoblock 300 W an 8 Ω
500 W an 4 Ω
800 W an 2 Ω
Musikleistung Brückenschaltung 2000 W an 4 Ω
Harmonische Verzerrungen 0,005 %
Open-loop-Bandbreite 55 kHz
Leistungsbandbreite 1,5 Hz ...220 kHz
Blackbird
Der Artikel war auch interessant. Aber die Treiberstufe erscheint mir etwas übertrieben... T29 - T31 z.B. da hätte doch ein Endtransistor gut gereicht? Und warum T21 - T23 noch diese Bc560 am Kollektor haben ist mir auch nicht ganz klar. Kann mir da noch jemand auf die Sprünge helfen? Ansonsten kann man sich ja gut an der Schaltung orientieren. LG
Max W. schrieb: > Anstatt der Bootstrap Schaltung eine Konstantstromquelle einbauen. Hmm. Jein. Im Prinzip ist Bootstrap die richtige Idee, denn in dieser Leistungs- klasse schmerzt jedes Zehntel Volt, um das man die Endtransen nicht aussteuern kann. Besser wäre allerdings, die Vorstufe + Treiber mit separater Betriebsspannung zu versorgen. Bzw. noch zwei galvanisch getrennte Spannungsquellen von ca. 5V vorzusehen, die man auf +U_b/-U_b jeweils "draufsatteln" kann. XL
Hi stimmt, das könnte ich machen. Ich weiß jetzt aber immer noch nicht, ob ich die Ausgangsstufe als "Triple-Variante" oder einfach Darlington mit einem der Endtransistoren machen soll. Hat das irgendwelche Vorteile? Rein rechnerisch würde normal Darlington reichen. LG
Mal Bezug nehmend auf Deine gepostete Spice-Schaltung: Q3 sieht als Kollektorlast den Lautsprecher "durch" die Darlington oder Triple Stufe. Nehmen wir mal eine 4Ohm Last und hFe=100 für den Treiber und hFe=50 für den Leistungstransistor, so sieht diese Last für Q3 aus wie 4*100*50 = 20K. Parallel dazu liegt noch der "Early"-Widerstand von Q3 den wir aber näherungsweise weglassen können. Die Verstärkung von Q3 (Emitterschaltung) beträgt A = RC/(re+RE) wobei re der interne Emitterwiderstand von Q3 ist (ca. 25Ohm geteilt durch Ruhestrom in mA) und RE der externe Emitterwiderstand den Du hier weggelassen hast. Nehmen wir an re beträgt 2.5 Ohm (10mA Ruhestrom durch Q3) dann ist A=20000/2.5 = 8000. Die Verstärkung A bestimmt wesentlich den Open Loop Gain des Verstärkers; je höher dieser ist desto mehr kann der Verstärker die in den einzelnen Stufen auftretenden Verzerrungen bekämpfen. Bei einer Triple-Stufe wäre dagegen RC=4*100*50*50=1M und damit A=400000. Ob Du Darlington oder Triple verwendest hat also direkte Auswirkungen auf die Klangqualität des Verstärkers. Bei den Leistungen die Du anvisierst ist eine Triple-Stufe eigentlich Pflicht wenn Du wirklich Bipolartransistoren verwenden willst. Ich würde aber dringend davon abraten. Bei solchen Leistungen bedeutet ist jeder Fehler tödlich für die teuren Transistoren. Die Ruhestromeinstellung mit den 3Dioden funktioniert so gar nicht weil Du bei einer Triple-Stufe 6xVBE benötigst, also theoretisch 6 Dioden (Du musst ja 6 B-E Vorspannungen überwinden damit die Transen alle aufmachen). Bei Dioden hast Du aber starke Bauteilabweichungen und kannst die Spannung nicht einstellen; Du wirst niemals 6 Dioden finden die genau genug passen. Daher nimmt man einen Transistor, schau mal unter "amplified diode", das ist die Standardschaltung für sowas; mit einem Poti kann man den Ruhestrom dann einstellen, und zwar so daß im Ruhezustand über den Emitterwiderständen ca. 26mV abfallen. Man kann rechnerisch leicht zeigen, daß dann der interne Emitterwiderstand re gleich dem externen RE (bei Dir 0.22Ohm) ist und damit die Ausgangsimpedanz der Stufe bei kleinen und großen Amplituden ungefähr gleich. 26mV sind der ungefähr ideale Punkt wo die Übernahmeverzerrungen minimal sind. Ganz wichtig ist, daß dieser "amplified diode" Transistor in sehr gutem thermischen Kontakt mit den Ausgangstransen sein muss; such also einen Transistor mit Bohrloch den Du mit auf den Kühlkörper schrauben kannst. Die zu überwindende Basis-Emitterspannung der Ausgangstransistoren (normal ca. 0.6V) sinkt mit der Temperatur, d.h. wenn die Dinger im Betrieb heiß werden sinkt die zu überwindende Spannung um die Transen aufzusteuern. Dann muss unbedingt die mit der "amplified diode" bereitgestellte Vorspannung auch sinken, sonst steigt der Ruhestrom immer weiter. Innerhalb weniger Sekunden gibts dann Rauch und Feuer weil sich der Effekt immer weiter aufschaukelt - ich spreche aus Erfahrung. Es gibt noch einiges was Du verbessern kannst: RE für Q3 spendieren um diesen zu linearisieren, und einen Stromspiegel als aktive Last für Q5,Q4, damit verdoppelt sich die Transkonduktanz der Eingangsstufe und der Klirrfaktor sollte sich ca. um den Faktor 10 verbessern. Aber die eigentliche Herausforderung ist ganz klar die Ausgangsstufe thermisch stabil zu kriegen.
Hi, auch dir nochmal vielen Dank für deine Hilfe. Habe die letzten Tage die Schaltung überarbeitet. Das ist jetzt alles größtenteils umgesetzt und ich habe momentan einen Klirr von etwa 0,03%. Eingangsstufe ist noch nicht ganz optimiert. Ich werde dann meinen aktuellen Schaltplan hochladen, sobald ich einigermaßen fertig bin. LG
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23 KB
So, das ist gerade der Stand der Dinge (Limiter, SOA Schutz usw. fehlt noch). Hinsichtlich THD gibt es wohl noch einiges zu optimieren, im PA Teil waren es glaube ich um die 0,02%, der Hauptanteil kommt ansonsten von der (noch schlechten) Vorstufe bzw. VAS. Leider läuft die Endstufe unter Vollaussteuerung so überhaupt gar nicht. HF-Müll ohne Ende und sie schwingt. Ohne Eingangssignal habe ich auch immer irgendwelches Rauschen auf R9 und R35. Außerdem wird der THD Wert sofort viel schlechter, wenn ich die Bootstrapschaltung durch eine Konstantstromquelle ersetze. Woran liegt denn das, dass das alles so instabil ist bzw. was kann ich dagegen tun? LG
Oh, ich sehe gerade, die Basis von Q3 muss natürlich mit Q5 verbunden werden. Dann tut's auch :P Wenn der Eingang offen ist, ist allerdings immer noch ein beträchtliches Rauschen am Ausgang bzw. Stromspiegel. Woran liegt das?? LG
Die Instabilität liegt an den Phasenverschiebungen in den verschiedenen Stufen. Jeder Transistor hat eine parasitäre Kapazität die mit der Ausgangsimpedanz der vorherigen Stufe einen Tiefpass bildet, und der kann max. 90° Phasenverschiebung erzeugen. Die Kapazität entsteht durch die Verarmungszone der Basis die wie ein Dielektrikum zwischen Kollektor und Emitter wirkt; da sich die "Dicke" dieser Zone mit der Amplitude ändert, ist die Kapazität auch noch signalabhängig. Die Phasenverschiebungen in den Stufen addieren sich. Wenn sie 180° erreichen, entspricht das Ausgangssignal dem invertieren Eingangssignal (also Eingangssignal mal -1). Wenn das dann am invertierenden Eingang des Differenzenverstärkers rückgekoppelt wird, wird das Vorzeichen positiv. Dann hast Du keine negative sondern auf einmal positive Rückkopplung; steigt also die Ausgangsspannung so dreht die Eingangsstufe dann noch mehr auf. Das geht bis die Stufe übersteuert ist und fängt wieder von vorne an -> Oszillation. Die negative Rückkopplung wird also bei 180° Phasenverschiebung zu einer positiven Rückkopplung, und mit letzterer baut man Oszillatoren. Wenn Du willst daß nix schwingt, muß die Phasenverschiebung des rückgekoppelten Signals also unter 180° bleiben. Die oben beschriebenen parasitären Tiefpässe bewirken auch eine Abschwächung des Signals mit steigender Frequenz. Bei jedem Verstärker sinkt die Schleifenverstärkung daher mit steigender Frequenz. Das Stabilitätskriterium besteht darin, daß die Phasenverschiebung kleiner 180° sein muss solange die Verstärkung noch nicht auf <= 1 gefallen ist. Also irgendwo im MHz-Bereich wird die Phasenverschiebung mit Sicherheit >= 180° werden; solange aber der Verstärker bei dieser Frequenz gar nicht mehr verstärkt, kann dennoch nix oszillieren. Schau Dir mal das angehangene Beispiel an, es zeigt wie man eine sog. Middlebrook-Simulation macht. Wenn Du den Ausdruck -1/(1-1/(2*(I(Vi)@1*V(x)@2-V(x)@1*I(Vi)@2)+V(x)@1+I(Vi)@2)) plottest zeigt er Dir die Schleifenverstärkung (Loop Gain) und Phasenverschiebung vs. Frequenz. Such Dir den Punkt wo die Verstärkung 0dB erreicht und schau Dir die Phase (gestrichelte Linie) an; sie muss bis dahin immer unter 180° bleiben. Man rechnet meistens noch so 60° Sicherheit mit rein weil später auf der Platine weitere parasitäre Kapazitäten und Bauteiltoleranzen dazukommen. Also muss die Phase <120° bleiben bis zu dem Punkt wo die Verstärkung auf 0dB gefallen ist. "Außerdem wird der THD Wert sofort viel schlechter, wenn ich die Bootstrapschaltung durch eine Konstantstromquelle ersetze. Woran liegt denn das, dass das alles so instabil ist bzw. was kann ich dagegen tun?" Q3 sieht als Kollektorlast den Lautsprecher (mal den beta-Werten der Ausgangstransistoren) parallel zur Ausgangsimpedanz der Boostrap-Schaltung. Wenn Du die durch eine Konstantstromquelle ersetzt steigt diese Ausgangsimpedanz und damit auch die Kollektorlast und damit wiederum der Verstärkungsfaktor von Q3 -> die Schleifenverstärkung des Verstärkers wird auch größer. Der Punkt wo sie auf 0dB abgfallen ist rückt also soz. nach rechts hin zu höheren Frequenzen. Ich vermute daß Du dann eben mit der Konstantstromquelle die 180° erreichst; möglicherweise schwingt der Verstärker aber nur amplitudenabhängig in bestimmten Signalbereichen was dann die Verschlechterung der THD bewirkt. Dieses Monstrum an Ausgangsstufe wirst Du jedenfalls kaum stabilisiert bekommen. Fang erstmal mit einer herkömmlichen Triple-Stufe an mit 6 Transistoren. C4 ist die Stellschraube mit der Du in der Middlebrook-Simulation dafür sorgen musst daß die Stabilität gewährleistet ist. C4 hat einen mit wachsender Frequenz sinkenden Widerstand der also mit steigender Frequenz mehr und mehr des Basisstroms gegen den Kollektor "kurzschließt". Damit sorgst Du dafür, daß die Schleifenverstärkung auf 1 fällt bevor sich 180° Phase ansammeln.
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kennie schrieb: > Schau Dir mal das angehangene Beispiel an, es zeigt wie man eine sog. > Middlebrook-Simulation macht. Sind wir hier in einem 2-Mann-Forum? Bitte poste doch Schaltungen parallel als Bild damit auch Nicht-LTSpicer die Sache verfolgen können. > Such Dir den Punkt wo die Verstärkung > 0dB erreicht und schau Dir die Phase (gestrichelte Linie) an; sie muss > bis dahin immer unter 180° bleiben. Man rechnet meistens noch so 60° > Sicherheit mit rein weil später auf der Platine weitere parasitäre > Kapazitäten und Bauteiltoleranzen dazukommen. Das hat überhaupt nichts mit weiteren Kapazitäten oder Toleranzen zu tun, sondern ist darin begründet, dass der Frequenzgang und das Einschwingverhalten bei Phasenreserven unter 70° untolerierbare Überschwinger im Frequenz- und Zeitbereich ergeben. Siehe Anhang
Endstufe schrieb: > So, das ist gerade der Stand der Dinge... Ohje, nur ein Beispiel: wie soll denn die VAS-Stufe mit dem Ausgangsstromspiegel des Diff arbeiten? Die Spannung an der Basis von Q3 liegt nur um seine Ube (~0,7V) über der negativen Betriebsspannung. Damit muss auch Q20 als Ube auskommen und noch 150mV an R35 abgeben, das kann nicht gut gehen.
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"Das hat überhaupt nichts mit weiteren Kapazitäten oder Toleranzen zu tun, sondern ist darin begründet, dass der Frequenzgang und das Einschwingverhalten bei Phasenreserven unter 70° untolerierbare Überschwinger im Frequenz- und Zeitbereich ergeben." Das auch, aber der Punkt ist daß eine in Spice perfekt stabile Schaltung in der Praxis trotzdem oszillieren kann. Anbei die Schaltung als Bild.
Mist, vorhin hab ich die Quellenangabe für das Bild "Ueberschwingen.png" vergessen. Es ist aus dem Tietze/Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 11. Auflage
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Hi, also das sieht dann bei mir in der Schaltung so aus (endstufe_2.png). Damit wäre das Kriterium Phasenverschiebung < 120° für Gain größer 0 dB. Sobald am Eingang ein Sinus mit ungefähr über 4 V anliegt, bekomme ich sowas wie auf endstufe_3.png am Ausgang. Wie kann ich denn die Spannung an der Basis der VAS erhöhen? Bei der Schaltung mit dem Stromspiegel habe ich mich am Audio Power Amplifier Design Book orientiert. LG
kennie schrieb: > aber der Punkt ist daß eine in Spice perfekt stabile > Schaltung in der Praxis trotzdem oszillieren kann. Ja klar, man muss schon wissen was man tut. Und gerade bei AB-Endstufen hat man das Problem, dass die AC-Analyse (Bode-Diagramm) die Steilheit der Schaltung im Nulldurchgang der Endstufe berechnet und die ist extrem ruhestromabhängig und kleiner als bei Großsignalaussteuerung. Daher wird oft eine zu kleine Leerlaufverstärkung berechnet und wenn damit dann die Stabilität bestimmt wird ...
Endstufe schrieb: > Wie kann ich denn die Spannung an der Basis der VAS erhöhen? Mit einem richtig dimensionierten Emitterwiderstand. Man erreicht bessere Linearität ohne an Leerlaufverstärkung zu verlieren. Lies mal in diesem Thread: Beitrag "Re: class ab - verstärker"
@Endstufe (Gast) Was ist da zwischen LI und VI angeschlossen? Das sieht mir nicht richtig aus und gehört wohl rechts von VI. @ArnoR "Und gerade bei AB-Endstufen hat man das Problem, dass die AC-Analyse (Bode-Diagramm) die Steilheit der Schaltung im Nulldurchgang der Endstufe berechnet und die ist extrem ruhestromabhängig und kleiner als bei Großsignalaussteuerung." Du hast recht. Könnte man nicht den Ruhestrom für die Simulation auf den maximal anzunehmenden Strom erhöhen um die höhere Transkonduktanz mit zu berücksichtigen?
kennie schrieb: > Könnte man nicht den Ruhestrom für die Simulation auf den > maximal anzunehmenden Strom erhöhen um die höhere Transkonduktanz mit zu > berücksichtigen? Ja, oder eine Gleichspannungsaussteuerung (Offset) drüberlegen, um vom Nulldurchgang wegzukommen.
@ArnoR "Mit einem richtig dimensionierten Emitterwiderstand. Man erreicht bessere Linearität ohne an Leerlaufverstärkung zu verlieren." Die Linearität wird dramatisch besser weil der Emitter-Widerstand eine negative Rückkopplung bewirkt aber definitiv sinkt auch die Verstärkung, die sich bei der VAS nach A = RCeff/(re+RE) berechnet. RCeff ist die effektive Kollektorlast aus: Ausgangsimpedanz Stromquelle, parallel zu Ro des Transistors: ro = (VA+VCE)/ IC, parallel zur Eingangsimpedanz der Endstufe. Allerdings hab ich noch keinen Audioverstärker ohne Emitterwiderstand in der VAS gesehen.
kennie schrieb: > aber definitiv sinkt auch die Verstärkung, die sich bei der VAS nach > > A = RCeff/(re+RE) berechnet. Das gilt doch nur für die Stufe allein, nicht aber für das Zusammenwirken mit dem Diff. Die Gegenkopplung bewirkt z.B. einen deutlich größeren Eingangswiderstand der Stufe und damit eine geringere Belastung des Ausgangsstromspiegels des Diff. Das Produkt der Verstärkungen der beiden Stufen ist doch interessant. Ich hab das schon in dem oben verlinkten Thread erläutert.
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Das war der Kondensator der Bootstrapschaltung. Habs nochmal korrigiert. Also eigentlich sieht das doch gar nicht so schlecht aus oder? Trotzdem kommt so etwas Komisches raus. Wenn ich den Emitterwiderstand von Q3 erhöhe verschlechtert sich das Gain- / Phasenverschiebungs-Diagramm erheblich. C4 kommt mir auch irgendwie zu klein vor, größere Kapazität ist aber eher "Verschlimmbesserung". LG
ArnoR schrieb: > Endstufe schrieb: >> So, das ist gerade der Stand der Dinge... > > Ohje, nur ein Beispiel ... In der Tat nur ein Beispiel von vielen. So jagt er z.B. durch die Referenz für die Stromquelle 5mal so viel Strom wie die Stromquelle liefern soll (und jetzt sind da gar noch 100nF genau an der falschestmöglichen Stelle). Oder er betreibt einen BC556 (laut Datenblatt maximal 65V) an 100V. Usw. usf. XL
Stimmt, den Kondensator habe ich vergessen zu entfernen. Ist diese Stromquelle eigentlich für so kleine Strome geeignet? Was könnte ich statt dem BC556 verwenden? LG
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So, hier mein neuer Vorschlag. Läuft soweit ganz gut, Klirr bei etwa 0.008 %. Das einzige Problem, dass mir noch Bauchschmerzen bereitet ist, dass sich ab einem Eingangspegel von 2.1 V das Ganze aufhängt und anfängt zu schwingen. Woran könnte das denn noch liegen? LG
Endstufe schrieb: > So, hier mein neuer Vorschlag. Läuft soweit ganz gut, Klirr bei etwa > 0.008 %. Beweise? Ich bezweifel stark, dass Du die Messmittel hast diesen in Echt so niedrig nachzuweisen. Eine Simulation ist nicht das Leben (eher gaaanz weit weg davon) > Das einzige Problem, dass mir noch Bauchschmerzen bereitet ist, > dass Das wird wohl in der gesamten realen Schaltungsentwicklung Dein Hauptproblem sein. Dagegen ist die Klirrerei irgendwann vollkommen egal ;-) Ich sprech da aus Jahrzehnten (böser) Erfahrung! old-Papa PS: In einer richtigen PA klirren die Lautsprecher eh um Größenordnungen mehr, als der Amp.
Endstufe schrieb: > dass sich ab einem Eingangspegel von 2.1 V das Ganze aufhängt Mann, was erwartest du eigentlich? Die Schaltung verstärkt 46,4-fach, mit 2,1V Eingangsspannung sind das 97,5V bei 100V Betriebsspannung. Außerdem finde ich die Wahl einiger Transistoren ungeschickt und einige Schaltungsdetails auch. Im Übrigen stimme ich Old Papa zu, wenngleich man mit vernünftiger Simulation auch recht dicht an die Realität kommen kann.
Die Stabilität gegen Schwingungen ist schon eine Schwierigkeit beim Entwurf eines Verstärkers. Dabei ist die reale Schaltung ggf. noch etwas schwieriger durch parasitäre Elemente, vor allem wenn man in die extreme (z.B. hohe GBW) treibt. In der Simulation geht die direkte Parallelschalung (z.B. Q8+Q17) der 2 Transistoren - real sollte man da lieber einen passenden Transistor nehmen. Ein Problem bei der Schaltung ist die 3 fach Darlingtonschaltung am Ausgang. Die ist für einen hohen Strom ggf. nötig (sofern die Transistoren keine sehr hohe Verstärkung haben), aber von der Stabilität problematisch, sowohl thermisch als auch gegen Schwingen. Ein Widerstand vor der Basis von Q14/Q15 und ggf. eine Verschiebung von C4 an den Emitter statt Basis von Q9 wäre da ein Ansatz um die Schaltung zu entschärfen. Wenn das Schwinging nur nahe der Übersteuerung auftritt, ist das schon mal nicht so schlimm, aber auch das Verhalten beim Übergang in die Begrenzung sollte passen und lässt sich eigentlich ganz gut in der Simulation erfassen.
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Old Papa schrieb: > Beweise? Ich bezweifel stark, dass Du die Messmittel hast diesen in Echt > so niedrig nachzuweisen. Das mache ich dann natürlich nochmal mit der endgültigen Version. Mit einem Audiointerface aus dem Profibereich sollte das mit einer Genauigkeit von 0,001% - 0,0001 % THD gehen. So etwas habe ich hier. Aber einen Verstärker, der schon in der Simulation nicht richtig läuft, brauche ich erst gar nicht in echt aufzubauen ;) Dass ich nicht auf die idealisierten Messwerte komme ist mir auch klar, aber damit man mal einen Anhaltspunkt hat, schadet simulieren sicher nichts. ArnoR schrieb: > Mann, was erwartest du eigentlich? Dass die Endstufe nicht schwingt und problemlos in den Clipping-Bereich ausgesteuert werden kann (soll natürlich im Normalbetrieb eigentlich nicht vorkommen, aber es muss ja alles idiotensicher sein). ArnoR schrieb: > Außerdem finde ich die Wahl einiger Transistoren ungeschickt und einige > Schaltungsdetails auch. z.B.? Ulrich, vielen Dank an dich, das hat sehr gut funktioniert und die Schaltung läuft um einiges stabiler. Wenn das ganze dann clippt, habe ich allerdings nicht einen "sauber abgeschnittenen" Sinus (siehe Bild). Darüber hinaus ist mir auch aufgefallen, dass der Stromverlauf an der Basis von Q22 bzw. Q3 mit 2 V Aussteuerung (also noch nicht in der Begrenzung) eher wenig mit einem Sinus zu tun hat. Im Begrenzungsbereich wird das noch um einiges abartiger. Trotzdem kommt am Ausgang ein sauberer Sinus an?! Hmm, auf jeden Fall scheint hier der Hund begraben, warum sich das ganze in der Begrenzung so komisch verhält. LG
Das die Ströme bei Q22 und Q3 nicht so schön sinusförmig aussehen ist normal. Bei der Sättigung geht halt auch die Stufe in die Sättigung. Da muss man ggf. auch noch dafür sorgen, dass der Strom durch Q3 nicht zu hoch wird, etwa indem man die Spannung an der Basis von Q22 auf etwa 2-3 V begrenzt. Einige kleinere Dinge sollte man erst einmal noch berichtigen bevor man sich um das Verhalten bei Übersteuern kümmert: Die extra Spannungsquelle V7 braucht man nicht, wenn man den Verstärker nicht bis DC betreiben will. Durch das Bootstrapping ist die positive Aussteuerung kein Problem. Der Strom durch Q3 dürfte reichlich hoch sein: 2 K an 100 V macht etwa 50 mA als Strom für Q3 und damit rund 5 W für Q3 und je 2,5 W für R7 und R5. Das ist für die Simulation positiv, aber bei der Umsetzung doch schon störend. Auch gehen da an den 47 Ohm von R34 schon 2,5 V verloren. Wenn also schon so ein hoher Strom, dann sollte R34 kleiner werden, so dass da nur etwa 0,5 V verloren gehen. Die Widerstände R9 und R35 sind reichlich groß - auch 330 Ohm sollten da reichen. Da bleibt sonst sehr wenig Spannung für Q20,Q21 wenn man R34 bzw. den Strom anpasst. Für den Rest hat das wenig Einfluss. Q20 und Q21 dürfen auch kleiner sein (z.B. BC548) - mehr als etwa 2 mA und 3 V bekommen die nicht zu sehen. Die Transistoren Q8 und Q17 parallel werden in der realen Umsetzung kaum gehen. Das sollte auch mit einem, ggf. etwas größeren Transistor gehen. Die Widerstände R26/R26 sollten auch eher zu einem zusammengefasst werden, ohne Verbindung zum Ausgang. Der Kondensator C5 ist dabei eher kritisch zu sehen für die Stabilität im HF bereich - lieber weg damit, das mindeste wäre ein Serienwiderstand so ab 1 Ohm. Mit den Widerständen R21,R22 muss man noch sehen wie sich das auf die thermische Stabilität auswirkt. Von der Tendenz her dürfen die Werte noch einiges kleiner werden.
Endstufe schrieb: > ArnoR schrieb: >> Außerdem finde ich die Wahl einiger Transistoren ungeschickt und einige >> Schaltungsdetails auch. > > z.B.? Vieles hat Ulrich schon gesagt. Für Q20/21 würde ich bei Ic~1mA und Uce~0,7V bzw ~4V keinesfalls MJE340 nehmen. Ähnliches gilt für Q14/15 (die 2SC5200 verstärken 100-fach bis etwa 7A (28A)). Die Parallelschaltung von Q8/17 bzw. 9/18 ist überflüssig, die Emitterwiderstände in der Treiber-/ Endstufe sind zu niederohmig (weil die fetten Transistoren sonst zu langsam sind, richtig?). Hast du mal die Ruheverlustleistung ermittelt? Dürfte bei >200W! liegen.
Endstufe schrieb: > Old Papa schrieb: >> Beweise? Ich bezweifel stark, dass Du die Messmittel hast diesen in Echt >> so niedrig nachzuweisen. > > Das mache ich dann natürlich nochmal mit der endgültigen Version. Mit > einem Audiointerface aus dem Profibereich sollte das mit einer > Genauigkeit von 0,001% - 0,0001 % THD gehen. So etwas habe ich hier. Audiointerface für einen PC? Den Dingern trau ich für so genaue Messaufgaben nicht über den Weg. Der PC wird je nach Messprogramm irgendwas anzeigen, doch wirklich messen kann man sowas meiner Meinung nach nur mit einem echten Klirrfaktormesser. Und der ist für Amateure in der Genauigkeit dann unbezahlbar. Ist aber bei einer PA auch so ziemlich wurscht, da verzerren letztlich ganz andere Komponenten, der Amp wohl am wenigsten. Ich habe hier einige Industriegeräte am Start und zwei Eigenbauten aus vergangenen Äonen ;-), wirklich gemessen habe ich die noch nie. Ich schau mit Oszi, ob das Signal bei Volllast noch immer ein Sinus ist und gut (nach alter Väter Sitte wirklich ein Sinuslineal an die Bildröhre gepappt). Ist die Kurve oben flacher, begrenzt die Kiste schon, wird die Kurve nach oben spitz, ist Schwingneigung im Spiel. Sowas sind einfach Erfahrungswerte, eine Simu-Software hatte sich noch nie auf meine Computer verirrt ;-) Eine solche will ich auch nicht verteufeln, vielleicht experimentiere ich damit auch mal. Derzeit werden meine Amps aber nur gekauft, obwohl seit gut 2 Jahren ein fertiges Projekt nebst Platinen und Teilesätzen im Regal liegt (4*400 Watt an 4 Ohm) Trafo habe ich auch, will aber eigentlich ein SNT verbauen (Trafo für nen alten Mann schon schwer). Dazu habe ich aber noch nichts richtiges gefunden und selber entwickeln ist mir bei SNT ne Nummer zu groß. Old-Papa
So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Das wird zwar kaum für 0,0001% Klirr reichen, aber für die wesentliche Frage ob man rund 0,1% erreicht sollten die meisten Karten reichen. Zusammen mit einem passiven Notchfilter und guten Sinusoszillator (ggf. auch nur Filter) geht dann auch die Soundkarte bis in den Bereich den eigentlich keiner mehr braucht. So eine schlechte Wahl ist das mit passender Software nicht. Um noch mal wieder zurück zum Anfang zu kommen: die 2 SC5200 sind von der Geschwindigkeit her sehr gut, aber von der SOA Kurve nicht wirklich so belastbar. Da müsste man ggf. noch ein paar mehr nehmen oder die Spannung (und damit die Leistung) etwas reduzieren. Bei 100 V (etwa bei Induktiver Last) sind da nur etwa 0,4 A DC oder 0,8 A für 100 ms drin. Bei mehr als etwa 3-4 A an Ausgangsstrom besteht da schon eine gewisse Gefahr für die Transistoren - da wären schon 8 Ohm eher wenig. Die Wahl der Transistoren sollte man da schon noch mal überdenken oder ggf. auch in Richtung Klasse H, G oder ähnlich gehen, auch wenn die Schaltung mit 2 Spannungen komplizierter wird. Mit etwas weniger Spannung (z.B. +-80 V wird dann schon einiges einfacher) worst case muss man aber auch mit etwas Überspannung klar kommen, wenn man als Netzteil keinen Schaltregler vorsieht. Bei dem Aktuell hohen Strom wäre ggf. auch Q3 schon dicht am Limit der SOA (max 30 mA DC bei 200 V). Noch ein Grund hier Sparsamer zu werden.
Ulrich schrieb: > So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Das > wird zwar kaum für 0,0001% Klirr reichen, aber für die wesentliche Frage > ob man rund 0,1% erreicht sollten die meisten Karten reichen. > > Zusammen mit einem passiven Notchfilter und guten Sinusoszillator (ggf. > auch nur Filter) geht dann auch die Soundkarte bis in den Bereich den > eigentlich keiner mehr braucht. So eine schlechte Wahl ist das mit > passender Software nicht. > Ok, bei 0,1 oder auch 0,01% geh ich noch mit. Besser trau ich einem Amateur-PC nicht zu. Weniger hört man eh nichtmehr, schon garnicht bei 2x 700 Watt im Festzelt ;-) (schrieb ich ja schon...) Old-Papa
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Ulrich schrieb: > Das die Ströme bei Q22 und Q3 nicht so schön sinusförmig aussehen ist > normal. Bei der Sättigung geht halt auch die Stufe in die Sättigung. Bei normaler Aussteuerung befinden wir uns doch noch nicht in der Sättigung? Old Papa schrieb: > Ist aber bei einer PA auch so ziemlich wurscht Old Papa schrieb: > Weniger hört man eh nichtmehr Ich will dir jetzt nicht zu nahe treten, aber ich (als Musiker) höre da schon Unterschiede zwischen guten und weniger guten Endstufen. Ich würde sagen ab 0.1 - 0.01 % THD ist dann kein Unterschied mehr hörbar. Aber ich kann dir insofern Recht geben, als dass sich "normale" Menschen im Festzelt daran sicher nicht stören werden. Ulrich schrieb: > So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Wir sprechen hier eher von hochwertigem Studioequipment für Recording etc. ;) Ich habe jetzt mal deine Verbesserungsvorschläge umgesetzt und das hat sich sogar positiv auf die THD und die Ruheverlustleistung ausgewirkt. Strom über Q3 etc. habe ich auch reduziert. Da ich hier noch einen 50V Ringkern da habe, würde ich zunächst mal eine 70 V Version aufbauen, bevor man gleich in die Vollen geht. Bis auf das unschöne Clipping scheint alles gut zu funktionieren. Die SOA setzt sich ja aus UCE und ICE zusammen. Bei maximaler Spannung ist ja der Strom sehr gering und somit liege ich eigentlich noch gut in der SOA. Zum Problem wird das Ganze ja erst, wenn U und I phasenverschoben sind. Mehr Transistoren würden da wohl tatsächlich Sinn machen um die Sicherheit zu erhöhen. LG
Old Papa schrieb: > Ulrich schrieb: >> So wirklich schlimm sind die etwas besseren Soundkarten am PC nicht. Das >> wird zwar kaum für 0,0001% Klirr reichen, aber für die wesentliche Frage >> ob man rund 0,1% erreicht sollten die meisten Karten reichen. >> > Ok, bei 0,1 oder auch 0,01% geh ich noch mit. Besser trau ich einem > Amateur-PC nicht zu. > Weniger hört man eh nichtmehr, schon garnicht bei 2x 700 Watt im > Festzelt ;-) (schrieb ich ja schon...) > Im Manual zur EMU0202 steht: ADC: AK5385A THD+N: (1KHz@-1dBFS, min gain) -103dB (0.0007%) Ich kann das nicht nachmessen. Bislang war sie aber immer besser als meine externen Schaltungen. Wobei ich nichts mit High-Audio zu tun habe, sondern es sich meist um Datenkommunikation dreht. Meine persönliche Erkenntnis nach vielem Spielen: 16Bit ADC reicht völlig, ich hätte nur gerne ne höhere Samplerate als die 192KHz, die dann analog ca. 90KHz ermöglichen. Bis ca. 60KHz hat die Karte mind. 16Bit Auflösung, danach wirds wegen Delta-Sigma-Wandler kontinuierlich weniger.
@Endstufe Wie siehts aus mit dem DC-Offset bei offenem Eingang?
@kennie Ich denke die 100 mV kann ich verschmerzen :-)
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Habe jetzt versucht dem wütenden Verhalten beim Clipping entgegenzuwirken, indem ich die VAS noch etwas entschärft habe (R36 / R32). Macht das so Sinn oder habe ich hier den Teufel mit dem Beelzebub ausgetrieben? Der besseren Slew-Rate zuliebe habe ich noch den Strom durch die Eingangsstufe etwas erhöht. Gibt es dagegen Einwände oder kann ich das so machen? Habe dann noch angefangen mit einem einfachen Imax Limiter zu spielen. Das ganze ist nur arg asymmetrisch. Logisch, weil R34 ziemlich klein ist. Wie lässt sich das lösen? Ansonsten bin ich schon ganz zufrieden :-) Und an dieser Stelle ein Dankeschön an euch alle! LG
Ich würde R19, R20 rauswerfen. Und R25. Was soll der da schon noch bringen?
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Tag, spaßeshalber habe ich die Ausgangsstufe mal noch als einfache Darlington Variante ausprobiert. Das funktioniert (zumindest in der Simulation) genauso gut und macht einen deutlich stabileren Eindruck... Die VAS macht auch noch irgendwie Probleme in hinsichtlich Stabilität und Frequenzgang. Mir scheint, dass das einfach zu empfindlich ist. Mit nur einem Transistor als VAS leidet jedoch der Klirrfaktor sehr darunter. LG
Endstufe schrieb: > Das funktioniert (zumindest in der Simulation) genauso gut Ja, die 2SC5200 verstärken ja auch recht gut (~100-fach) und außerdem hast du den Lastwiderstand auf 8R verdoppelt. > und macht einen deutlich stabileren Eindruck Natürlich, es ist eine (störende) Stufe raus. > Die VAS > macht auch noch irgendwie Probleme in hinsichtlich Stabilität und > Frequenzgang. Mir scheint, dass das einfach zu empfindlich ist. Mit nur > einem Transistor als VAS leidet jedoch der Klirrfaktor sehr darunter. Nein, die VAS bestimmt im Zusammenwirken mit anderen Stufen maßgeblich den Frequenzgang und ermöglicht überhaupt erst die Stabilität der Schaltung. Wenn es da ein Problem gibt, liegts an dir. Endstufe schrieb: > Ich denke die 100 mV kann ich verschmerzen :-) Vollkommen unnötig, mach einfach R& und R12 gleich groß.
ArnoR schrieb: > Nein, die VAS bestimmt im Zusammenwirken mit anderen Stufen maßgeblich > den Frequenzgang und ermöglicht überhaupt erst die Stabilität der > Schaltung. Ja, das war mir soweit schon klar ;-) Meine Frage wäre jetzt ob ich die VAS mit einem Transistor oder so wie jetzt als Darlington aufbauen soll. Wie kann ich im zweiten Fall die Verzerrungen minimieren und im ersten Fall den Frequenzgang optimieren? LG
Endstufe schrieb: > Meine Frage wäre jetzt ob ich die > VAS mit einem Transistor oder so wie jetzt als Darlington aufbauen soll. Weder noch. Einzeltransistor wird bei dir langsam problematisch wegen der doch recht hohen Verlustleistung und der Tatsache daß verlustleistungsmäßig geeignete Transistoren bei den recht kleinen Strömen schlechte Stromverstärkung haben. Darlington ist zu langsam. Gerne nimmt man an dieser Stelle eine Kaskodeschaltung. Der untere Transistor wird dann kaum belastet und man kann einen Typen mit hoher Stromverstärkung nehmen der den Diff nicht so sehr belastet. Der obere Transistor schluckt die Verlustleistung. Außerdem fällt die Miller-Kapazität der Transistoren in dieser Schaltung raus. Sie ist also schnell, was die Frequenzkompensation vereinfacht. Aber wie immer im Leben gibt es auch hier nichts geschenkt: die Kaskode hat ordentlich Restspannung (ein paar Volt). Aber wenn man bereit ist, etwas mehr Aufwand bei der Spannungsversorgung in Kauf zu nehmen und Diff + VAS mit höherer Spannung als die Endstufe zu betreiben (bzw. "aufzusatteln" wie von mir schon mal vorgeschlagen, von dir aber nicht verstanden) dann gleicht sich das aus. Allerdings sehe ich das ganze Projekt nach wie vor kritisch. Es gibt halt kaum Bauelemente, die den hohen Spannungen standhalten, aber trotzdem gute sonstige Eigenschaften haben. Und deswegen baut man das auch eher nicht so. XL
Diff und VAS werden doch mit höherer Spannung als die Endstufe betrieben? Axel Schwenke schrieb: > Und deswegen baut man das > auch eher nicht so. Namhafte Hersteller bauen ihre leistungsstärksten PA Endstufen nach wie vor in AB Schaltung (und die sind richtig gut!). Werde mich heute Mittag dann mal mit der Kaskode Schaltung beschäftigen. Danke! LG
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Endstufe schrieb: > Die VAS macht auch noch irgendwie Probleme in hinsichtlich Stabilität > und Frequenzgang. Ich hab mal Modelle besorgt und deine Schaltung in TINA ähnlich nachgebaut. Dort zeigt sich eine üble Überhöhung im Frequenzgang bei einigen MHz und entsprechend schwingt das Ding auch. Die Ursache ist die zu starke Phasendrehung der langsamen Transistoren und zu hohe Leerlaufverstärkung. Mit einigen Änderungen ist die Schaltung einfach, stabil, klirrarm, schnell genug und geht mit normalen BF42x-Transistoren ohne Kaskode. Die Verlustleistung in der VAS ist unter 400mW (Ic~5,6mA). In den Bildern der Frequenzgang (OpenLoop und geschlossen) und 10kHz Sinus mit fast Vollaussteuerung, Rechteck mit knapp 50Vs und leichte Übersteuerung zur Anzeige der Austeuergrenzen (+-65V). > Außerdem fällt die > Miller-Kapazität der Transistoren in dieser Schaltung raus. Sie ist also > schnell, was die Frequenzkompensation vereinfacht. Nein, das vereinfacht nichts, im Gegenteil. Die Millerkapazität wird an der Stelle gebraucht und sogar durch einen externen C vergrößert und übernimmt die Frequenzgangkorrektur. Man kann solche Schaltungen nur an dieser Stelle sinnvoll korrigieren.
Cool, vielen Dank, dass du dir die Mühe gemacht hast! ArnoR schrieb: > Dort zeigt sich eine üble Überhöhung im Frequenzgang Also sollte man da schauen, dass man in dem Bereich auf jeden Fall unter 0 dB kommt, wo die Phase über 120° gedreht wird? Du hast also die BF42x Transistoren wegen der höheren Transitfrequenz gewählt? Kann ich evtl. im PA Teil die 2SC5200 beibehalten? Hätte die noch da, sonst müsste ich die MJL extra bestellen. Wenn sich's lohnt mache ich das natürlich. Und ich sehe, du hast eine Konstantstromquelle für die VAS anstatt der Bootstrapschaltung verwendet. Vom Aufwand her schenkt sich das ja nicht viel, aber was sind denn nun genau die Vor- und Nachteile? LG
Endstufe schrieb: > Also sollte man da schauen, dass man in dem Bereich auf jeden Fall unter > 0 dB kommt, wo die Phase über 120° gedreht wird? Natürlich. > Du hast also die BF42x Transistoren wegen der höheren Transitfrequenz > gewählt? U.a., es gibt da ja nicht so viel Auswahl (insb. im Hinblick auf die +-100V). MPSA42/92 geht auch. > Kann ich evtl. im PA Teil die 2SC5200 beibehalten? Hätte die > noch da, sonst müsste ich die MJL extra bestellen. Wenn sich's lohnt > mache ich das natürlich. Die MJL3281a und die 2SC5200 haben praktisch dieselben Daten, daher hab ich mir die Modellsuche gespart. > Und ich sehe, du hast eine Konstantstromquelle für die VAS anstatt der > Bootstrapschaltung verwendet. Vom Aufwand her schenkt sich das ja nicht > viel, aber was sind denn nun genau die Vor- und Nachteile? Na zum Beispiel funktioniert die auch bei f->0, Aufwand und Platzbedarf sind geringer, Nachteile sehe ich nicht.
ArnoR schrieb: > U.a., es gibt da ja nicht so viel Auswahl (insb. im Hinblick auf die > +-100V). MPSA42/92 geht auch. Perfekt! Die hätte ich nämlich da. ArnoR schrieb: > Na zum Beispiel funktioniert die auch bei f->0, Aufwand und Platzbedarf > sind geringer, Nachteile sehe ich nicht. Stimmt, dann wird das so gemacht :-) Würdest du dann noch die 5 V für Diff und VAS draufsatteln? Ist sowieso vorhanden, aus dem Hilfsnetzteil für Softstart etc. LG
Endstufe schrieb: > Würdest du dann noch die 5 V für Diff und VAS draufsatteln? Nein, mindestens Ucesat(MJE340)+Ube(2SC5200)+Ure(0,47R)=~2V bleiben stehen. Du gewinnst etwa 3V, was weniger als 5% sind. Dafür würde ich mir das nicht antun.
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Okay. Also ich habe die Schaltung jetzt mal wie bei dir aufgebaut und die AC Analyse liefert bei mir die angehängte Kurve. Das sieht nicht so toll aus mit der Spitze? Spice meint der Klirrfaktor liegt bei etwa 0.02 %. Könnte man da vllt. noch irgendwie so auf grob 0.005 kommen? Ich denke mal das liegt daran, dass die VAS noch nicht ganz linear ist oder? LG
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Endstufe schrieb: > Das sieht nicht so toll aus mit der Spitze? Genau das meinte ich oben, das ist ganz schlecht. Das idiotische Boucherot-Glied ist eine üble kapazitive Last für den Verstärker und vollkommen unnötig. Es stammt aus einer Zeit, in der die Schaltungen gewisse Probleme hatten und hält sich genauso hartnäckig wie die "1000µF/A-Faustregel" und wird auch genauso unüberlegt eingebaut.
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Achso, das wusste ich nicht. Hab's mal entfernt. Die Gain kurve sieht jetzt auch so aus, allerdings sind das bei der Spitze immernoch etwa 23 dB und weit über 120° Phasenverschiebung :-( LG
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Mist, ich hatte zwischendurch nochwas verändert, dadurch ist in obigem Bild die Kurve ohne BG schlechter als in der Schaltung von 14:17h. Angehängt nochmal mit den richtigen Werten, dort ist der Unterschied noch deutlicher.
Sieht bei mir aber auch eher so aus, wie bei dir in der schlechteren Version... Aber das ist doch trotzdem noch schwingungsgefährdet, die Phasendrehung ist ja enorm, oder verstehe ich da was falsch? LG
Endstufe schrieb: > allerdings sind das bei der Spitze immernoch etwa 23dB Ja, die Spitze ist noch zu hoch, warum das bei dir so anders ist weiß ich auch nicht. Endstufenruhestrom 55mA/Transistor. Evtl. sind die Modelle ja doch zu unterschiedlich. > und weit über 120° Phasenverschiebung :-( Leider plottest die die Leerlaufverstärkung nicht mit, so dass man nicht genau sehen kann wie der Phasenrest ist. Der wird abgelesen an der Stelle wo sich die nach rechts verlängerte Linie der eingestellten Verstärkung und die Leerlaufverstärkung schneiden.
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Liefert dann das (mit der Middlebrook-Simulation von kennie). LG
Die 55 mA habe ich eingestellt, Ergebnis fast das selbe. Ich brauche dann 2.6 V Vorspannung. Wie machst du das eigentlich mit der Simulation von Leerlaufverstärkung ohne die Gegenkopplung zu öffnen? LG
Endstufe schrieb: > Wie machst du das eigentlich mit der Simulation > von Leerlaufverstärkung ohne die Gegenkopplung zu öffnen? Ich setze den Widerstand mit Stern (220R) auf 0 (1µR) und mache den Reihenkondensator mit 1F schön groß.
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Okay, hier nochmal das Ergebnis, beide Kurven in einem Bild. LG
Endstufe schrieb: >> U.a., es gibt da ja nicht so viel Auswahl (insb. im Hinblick auf die >> +-100V). MPSA42/92 geht auch. > > Perfekt! Die hätte ich nämlich da. Nur daß sie in der Dimensionierung nicht reichen. Die VAS + Stromquelle sehen bei +/-70V und 7mA je ca. 0.5W in Ruhe, knapp 1W max. Das ist zuviel. Du mußt also mit dem Strom runter. XL
Axel Schwenke schrieb: > Die VAS + > Stromquelle sehen bei +/-70V und 7mA je ca. 0.5W in Ruhe, knapp 1W max. > Das ist zuviel. Du mußt also mit dem Strom runter. Es sind <6mA. Die Spitzenleistung ist zwar höher, aber bei normaler (halbwegs symmetrischer) Austeuerung ist die mittlere Leistung etwa wie die Ruheleistung. Man kann auch die SOT223-Gehäuse nehmen die 2-3W verheizen können.
Was hat's denn nun mit dem Phasenrest auf sich? Kann man das jetzt so lassen? LG
Endstufe schrieb: > Was hat's denn nun mit dem Phasenrest auf sich? Die Phasenreserve ist groß genug (etwa 85° bei 600kHz) > Kann man das jetzt so lassen? Sehr schlecht ist die Überhöhung bei einigen MHz, aber viel besser wirst du es mit den Transistoren nicht hinbekommen. Die Leerlaufverstärkung ist zu hoch und die Transistoren zu langsam. Das dynamische Verhalten wird besser, wenn die Leerlaufverstärkung abgesenkt wird, aber die Verzerrungen nehmen zu. Die Schaltung kann eben nicht alles perfekt, man muss wie immer einen Kompromiss machen.
Es ist nicht unbedingt die Leerlaufverstärkung zu hoch, aber wohl die Bandbreite. Die Überhöhung bei knapp 10 MHz liegt halt etwa da wo die Endstufentransistoren Schluss machen. Da sollte die open-loop Verstärkung schon kleiner sein. Da reicht ein etwa größerer Kondensator in der Kompensation. Die VAS Stufe war mit Emitterfolger und dann Emiterschaltung schon nicht so schlecht. Die Kaskode ist ggf. etwas schneller, was aber kaum nötig sein sollte - dafür die die Sättigung schwieriger und es geht mehr Spannung verloren. Bei der alten Version hilft ggf. einfach eine Diode parallel zu C4. Zur Strombegrenzung sollte noch ein Transistor die Spannung am Emitterwiderstand R34 auf etwa 0,6 V begrenzen. R34 muss dazu ggf. noch etwas kleiner werden.
Ulrich schrieb: > Die VAS Stufe war mit Emitterfolger und dann Emiterschaltung schon nicht > so schlecht. Der Klirr wurde dadurch auch enorm reduziert. R34 kleiner zu machen ist nicht so toll. R5 und R34 (neue Version) sollten gleich groß sein, damit auch der VI-Limiter (noch nicht eingezeichnet) einigermaßen symmetrisch arbeiten kann. Weniger Strom durch die VAS ist dann doch besser, dann bleibt auch der Spannungsabfall über R34 im Rahmen. LG
Eine Frage hätte ich da noch: Oft sieht man eine Spule am Ausgang, die praktisch in Reihe zum Lautsprecher geschaltet ist. Was hat's damit auf sich? LG
Die Spule am Ausgang dient dazu den Ausgang HF-mäßig (d.h. so ab etwa 100 kHz) zu entkoppeln. Damit wird verhindert das der Verstärker bei ungünstiger Last (rein Kapazitiv oder ggf. resonant im MHz Bereich) eventuell zu schwingen anfängt. In der Regel ist das auch nicht nur eine Spule, sondern noch ein Widerstand von vielleicht 2 Ohm parallel und dazu das RC Glied nach GND.
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