Announcement: there is an English version of this forum on Hallo, ich bin mit dem Bau eines 30m-CW-Empfängers (Einfachsuper) mit einer ZF von 6.553.320Hz (das ist die Mittenfrequenz des Ladder Filters) beschäftigt. Das ZF-Filter ist etwa 600Hz breit (-3dB). Kann jemand sagen, welchen Frequenzbereich der BFO (Beat frequency oscillator) überstreichen können sollte? Das CW-Signal soll letztlich mit ca. 750Hz ausgegeben werden. Theoretisch würden 6.553.320Hz plus/minus 750Hz am BFO-Mischer die gewünschte NF-Frequenz ausgeben, also 6.552.570Hz oder 6.554.070Hz Da es sich um ein CW-Signal handelt, spielt das "Seitenband" keine Rolle (wenn ich das richtig sehe, also LSB oder USB egal). Es könnte aber interessant sein, am rechten oder linken Filterrand bei Bedarf störende CW-Signale "abzuschneiden". Ausserdem werden wohl in kleinerem Rahmen Temperaturdriften ausgeglichen werden müssen... Prinzipiell würde ich die obere BFO-Frequenz wählen, weil das BFO-Quarz dann leichter ziehbar ist. Das wären dann in etwa Mittenfrequenz des Ladder Filters (6.553.320Hz) plus 200Hz bis plus 1300Hz, also 6.553.520Hz bis 6.554.620Hz. Ist das so weit richtig gedacht, falls das hier jemand auf die Schnelle sagen kann?
Wenn du alle benötigten Quarze auf Lager hast, dann ist das ja ganz OK, aber ich würde schlichtweg nen billigen DDS nehmen, dann kann man sich das aussuchen. Schon ein einfacher AD9833 würde als BFO für ca. 6 MHz wohl ausreichen. W.S.
Danke für die schnelle Antwort! Habe für den BFO das Quarz mit der höchsten Frequenz genommen (aus den bestellten 50 Stück für das Ladderfilter ausgesucht). DSS ist mir für dieses Projekt zu aufwendig - aber Danke für den Tipp! Im Moment geht es mir darum, herauszufinden, über welchen Frequenzbereich der BFO ziehbar sein sollte. (im aktuellen Aufbau ist mit einer "halben" BB204 grade mal der Bereich von 6.553.915Hz bis 6.554.230Hz überstreichbar, also grade mal 315Hz)
...wobei man den BFO natürlich auch einfach auf eine feste Frequenz (z.B. Ladderfilter-Mittenfrequenz plus 750Hz) einstellen könnte!?! Dann wäre es allerdings "Essig" mit dem Abschneiden von Störern am Filterrand...
Hallo Harry Das Ladder-Filter fällt auf der oberen Seite steiler ab. Deshalb ist diese Seite günstiger. Auf der unteren Seite könnte das andere Seitenband noch leise hörbar sein. Der Durchlassbereich: 6.553.020Hz ... 6.553.620Hz Mittelstellung des BFO: 6.553.320Hz + 750Hz = 6.554.070Hz Dann um +/-350 Hz verstellbar, also von 6.553.620Hz bis 6.554.420Hz Läßt sich der Bereich nur um 200 Hz ziehen, würde ich ihn fest auf die Mitte einstellen. Auch beim BFO sollten sich zwei oder drei parallelgeschaltete Quarze leichter ziehen lassen. Gruß, Bernd PS Je länger ich mich mit CW beschäftige, umso tiefer sinkt meine Wohlfühlfrequenz. Bei 500-600Hz sind IMO die einzelnen Dit und Dahs deutlicher zu unterscheiden, während ein 750-800Hz Ton lauter klingt. Aber das ist Geschmackssache.
Hallo Bernd, Danke für die schnelle Antwort!!! Habe grade mal wieder etwas Zeit zum Weiterbasteln. B e r n d W. schrieb: > Dann um +/-350 Hz verstellbar, also von 6.553.620Hz bis 6.554.420Hz Danke für die Anregungen, das werde ich als nächstes testen! Eventuell, wie du empfiehlst, mehrere Quarze parallel. > PS > Je länger ich mich mit CW beschäftige, umso tiefer sinkt meine > Wohlfühlfrequenz. Bei 500-600Hz sind IMO die einzelnen Dit und Dahs > deutlicher zu unterscheiden, während ein 750-800Hz Ton lauter klingt. > Aber das ist Geschmackssache. Bei mir ist es der erste Versuch, einen Super-Rx selber zu bauen. Erstaunlich dann, was 100 bis 200Hz Unterschied in der Filterbreite ausmachen. Eventuell könnte man mal versuchen, ein mit C-Dioden in der Filterbreite variierbares Ladderfilter zu realisieren. Die simplen Elektor-Vorschläge zum Thema scheinen mir aber eher ungeeignet. Wenn, müsste es eine saubere, gut vermessene Lösung sein. Oder eben zwischen mehreren Filtern unterschiedlicher Breite umschalten. (das ist für mich aber Musik von morgen)
> Eventuell könnte man mal versuchen, ein mit C-Dioden in der > Filterbreite variierbares Ladderfilter zu realisieren. Bei einem reinen CW-Filter geht das schon. Bei einer leichten Fehlanpassung wird die Filterkurve nicht zu sehr verbeult. Die Anpassung wird für eine relativ breite Einstellung optimiert, bei der Stellung "schmal" wird es oben sowieso rund. Für SSB bis CW wäre es schon schwieriger. Die Widerstände für die Spannungsversorgung der Kapazitätsdioden helfen ein wenig, das Filter zu bedämpfen. > der erste Versuch, einen Super-Rx selber zu bauen Nach dem Empfänger ist vor dem Empfänger. Lass Dir was übrig für später.
Ein Empfänger mit variablem CW-Filter wäre z.B. so ein Projekt für Nach-dem-Empfänger-ist-vor-dem-Empfänger ;O) Habe grade einen kleinen Testlauf mit dem aktuellen Empfänger und fester BFO-Frequenz gefahren - man hört außer ganz leisem Rauschen nichts. Noch nicht mal das Rauschmaximum von der einstellbaren Loopantenne. Muss das morgen mal genauer untersuchen. Eventuell liegt ein Schaltungsfehler beim BFO-Mischer/Produktdetektor vor!? Werde morgen mal einen Schaltplan posten.
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Hier noch das Schaltbild und hier für Interessierte der Link zum vorangegengenen Beitrag: Beitrag "Quarze ausmessen mit AD8307 (logarithmischer Verstärker)" Ist eventuell das Ladderfilter falsch an den BFO-Mixer (Pin1 über 22nF)angeschlossen?
Harry schrieb: > man hört außer ganz leisem Rauschen nichts. Auf 30 m muss man eigentlich immer was hören (so ab 10,110 MHz), denn dort gibt es eine Reihe kommerzieller Stationen. Afu ist ja nur sekundär in diesem Band. Bezüglich der Ziehbarkeit des BFOs: mach dir nicht zu viele Hoffnungen mit dem Abschneiden störender Signale an den Filterflanken. Da sich dabei auch die CW-Tonfrequenz ändert, ist das eher ungeeignet, denn wie Bernd schon schreibt, jeder Mensch hat einen schmalen Bereich, in dem er den CW-Ton optimal aufnehmen kann. Wenn überhaupt, dann hilft dir das Ziehen deines BFOs also nur dafür, dass du diese Tonhöhe einstellen kannst. Wenn man die Filterkurve auf analogem Wege „schieben“ will, dann verändert man im Doppelsuper die Oszillatorfrequenzen vor und nach dem Filter parallel und damit die Lage des ZF-Filters im Signalbereich. Ist manchmal ganz nett, aber ein schmaleres Filter hilft im Allgemeinen doch mehr, denn es dämpft auch das Rauschen, sodass man insgesamt leisere Signale aufnehmen kann. > Ist eventuell das Ladderfilter falsch an den BFO-Mixer (Pin1 über > 22nF)angeschlossen? Hmm, du solltest das Signal nach deinem Filter nicht in einem 220-Ω-Widerstand verheizen, sondern irgendwie sinnvoll (per Trafo) an den Eingang des BFO-Mischers anpassen.
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Danke für die ausführliche Antwort!!! Jörg Wunsch schrieb: > Bezüglich der Ziehbarkeit des BFOs: mach dir nicht zu viele Hoffnungen > mit dem Abschneiden störender Signale an den Filterflanken. Da sich > dabei auch die CW-Tonfrequenz ändert, ist das eher ungeeignet, denn > wie Bernd schon schreibt, jeder Mensch hat einen schmalen Bereich, > in dem er den CW-Ton optimal aufnehmen kann. Wenn überhaupt, dann > hilft dir das Ziehen deines BFOs also nur dafür, dass du diese Tonhöhe > einstellen kannst. So hatte ich es auch gedacht. Geht man von der Filtermitte näher an die Flanke, wird der BFO nachgestellt, um die CW-Tonhöhe in etwa konstant zu halten. Im Moment ist, wie oben schon erwähnt, die BFO-Frequenz fix eingestellt. > Hmm, du solltest das Signal nach deinem Filter nicht in einem > 220-Ω-Widerstand verheizen, sondern irgendwie sinnvoll (per Trafo) > an den Eingang des BFO-Mischers anpassen. Danke für den Tipp, werde ich umsetzen! Am besten wäre natürlich, den Empfänger mal durchzumessen, sprich: ein Sinussignal definierter Amplitude und Frequenz auf den Eingang und dann schauen, was im weiteren Signalweg damit passiert und was am Ende davon rauskommt... Kann man die NF am SA602 wirklich einfach über einen C abgreifen, wie im Schaltbild zu sehen? Im Moment benutze ich übrigens einen NF-Verstärker mit hochohmigem Eingang (ca. 1MOhm) und ca. 40dB Verstärkung.
Harry schrieb: > So hatte ich es auch gedacht. Geht man von der Filtermitte näher an die > Flanke, wird der BFO nachgestellt, um die CW-Tonhöhe in etwa konstant zu > halten. Stimmt, ja. > Kann man die NF am SA602 wirklich einfach über einen C abgreifen, wie im > Schaltbild zu sehen? Müsste man sich die Innenschaltung nochmal ansehen, aber das kann schon klappen. ICs sind intern meist DC-gekoppelt, sodass sie ab 0 Hz aufwärts funktionieren.
> Kann man die NF am SA602 wirklich einfach über einen C abgreifen
Das geht, z.B. ein Ausgang für die NF, der andere für die AGC.
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Danke für eure Antworten! Habe den Ladderfilter-Ausgang jetzt auch mit einem Transformator ausgestattet (s. Anhang). Man hört so jedoch immer noch nichts. Wenn man allerdings die Punkte B1 und B2 verbindet (das Ladderfilter überbrückt - siehe Schaltplan im Anhang), kann man laut und deutlich einige CW-Stationen aufnehmen. Leider zeigt sich dabei, dass in dem Empfangsbereich auch eine Pfeifstelle ist, die der RX selber produziert (noch nicht näher untersucht).
Hallo Harry Das Windungsverhältnis sollte sein (asymetrisch): sqrt(1500/216) = 2.63 : 1 ~= 5 : 2 Symetrisch wird die doppelte Leistung aus dem ersten NE602 ausgekoppelt: sqrt(3000/216) = 3,73 : 1 ~= 7,5 : 2 Dies entsprich ungefähr Deinem Windungsverhältnis. Genauer wäre 15:4, aber dann werden die Induktivitäten schon recht groß. Es schadet dann nicht, das Filter auf beiden Seiten symetrisch zu betreiben, die Übertrager passen schon einigermassen. Die Filter mögen 6dB dämpfen, das ist normal. Pegelplan: -2dB Eingangsfilter 17dB NE602 -10dB Übertager -6dB Laddefilter 10dB Übertrager 17dB NE602 40dB NF-Verstärker ------------------- 66dB Summe -> Ua/Ue = 2000 Ein 10µV Signal wird also auf 20mV Verstärkt, da hört man im Lautsprecher noch nichts. IMO fehlen da weitere 35-40dB an Verstärkung. Fage: Welchen Ringkern hast Du verwendet? Wie ist die Impedanz bei 8 Windungen? Wie ist die Impedanz bei 2 Windungen? Was kommt als Signal an, wenn man die beiden Ringkerne in den Signalweg einbezieht? Gruß, Bernd
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Hallo Bernd, Danke für die ausführlichen Rechnungen und den Pegelplan!!! B e r n d W. schrieb: > Das Windungsverhältnis sollte sein (asymetrisch): > sqrt(1500/216) = 2.63 : 1 ~= 5 : 2 > > Symetrisch wird die doppelte Leistung aus dem ersten NE602 ausgekoppelt: > sqrt(3000/216) = 3,73 : 1 ~= 7,5 : 2 Weil beide Übertrager asymmetrisch am jeweiligen SA602 angeschlossen sind, reduziere ich lieber jeweils 3 Wdg., das werden dann die 5 : 2 Wdg. und umgekehrt. > Ein 10µV Signal wird also auf 20mV Verstärkt, da hört man im > Lautsprecher noch nichts. IMO fehlen da weitere 35-40dB an Verstärkung. So betrachtet wundert es nicht, wenn man fast nichts hört... Ich hatte ohnehin überlegt, eine Operationsverstärkerstufe mit TP-Charakteristik (aus mehreren OPs) einzubauen, die könnte dann gleich noch verstärken. > Welchen Ringkern hast Du verwendet? Lt. Tütenaufdruck Material 4A11, irgendwo habe ich auch ein Datenblatt (finde es nur grade nicht). Außen mal innen: 9,5mm x 5,5mm > Wie ist die Impedanz bei 8 Windungen? ca. 10µH > Wie ist die Impedanz bei 2 Windungen? ca. 1µH > Was kommt als Signal an, wenn man die beiden Ringkerne in den Signalweg > einbezieht? Wenn man von C1 nach C2 überbrückt (Anhang) ist es mehr als halb so laut, wie wenn man von B1 nach B2 überbrückt. (bei 8 : 2 Wdg.) Anders gesagt, der Lautstärkeunterschied ist nicht sonderlich groß zw. C1-C2 und B1-B2.
Harry schrieb: > Lt. Tütenaufdruck Material 4A11, irgendwo habe ich auch ein Datenblatt > (finde es nur grade nicht). Außen mal innen: 9,5mm x 5,5mm AL-Wert müsste (aus dem Kopf) irgendwo bei 250 liegen... >> Wie ist die Impedanz bei 8 Windungen? > > ca. 10µH > >> Wie ist die Impedanz bei 2 Windungen? > > ca. 1µH Wobei mein Induktivitätsmessgerät die Werte eher zu klein anzeigt. Noch eine Frage zur Pfeifstelle... kann es sein, dass die 3. Oberwelle vom VFO (Keramikschwinger 3,58MHz --> theoretisch ca.10,74MHz) mit dem BFO interagiert?!
Harry schrieb: > Noch eine Frage zur Pfeifstelle... kann es sein, dass die 3. Oberwelle > vom VFO (Keramikschwinger 3,58MHz --> theoretisch ca.10,74MHz) mit dem > BFO interagiert?! Wenn man einen industriellen SSB-Empfänger neben den Empfänger stellt, den ich grade baue, ergibt sich folgendes Bild: Stellt man den SSB-Empfänger in etwa auf die gleiche Empfangsfrequenz wie meinen Selbstbauempfänger, ist in diesem auch die Pfeifstelle zu hören (Antenne über meinen Aufbau ausgerichtet). Dreht man am VFO, wandert auch im SSB-Empfänger die Pfeifstelle. Verändert man die BFO-Frequenz leicht, ändert sich auch im SSB-Empfänger leicht die Frequenz des Pfeifens. Zieht man den BFO-Quarz aus dem Sockel, verschwindet die Pfeifstelle im SSB-Empfänger.
B e r n d W. schrieb: > Welchen Ringkern hast Du verwendet? Ferroxcube Ringkern Philips, außen Durchm. 9,5 mm, innen Durchm. 5,4 mm, Breite 3,6 mm. Kernfarbe: pink, AL (nH) = 286.
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Laut Ringkern-Rechner könnte es sich um den Kern TN 10/6/4, 4A11, AL=286nH handeln. Das Material sollte laut Datenblatt bis 10 MHz funktionieren https://www.distrelec.de/ferrit-ringkern-4a11/ferroxcube/tn10-6-4-4a11/338024 Die aktuelle Bemessung des Übertragers passt ungefähr für 50 MHz, da würde aber das Kernmaterial für erhöhte Verluste sorgen. Die Impedanz der Primärwicklung sollte das 4-5-fache der Ausgangsimpedanz der Quelle betragen. Wähl mal den entsprechenden Kern aus und gib Frequenz und Windungszahl/Induktivität ein. Der Ringkern-Rechner zeigt dann die Impedanz an. Die passenden Werte können aus der Simulation entnommen werden. Schön zu sehen ist auch das flache Maximum bei 6,5MHz. Zusätzlich zu den 6dB des Dämpfungsgliedes geht dann nur ein weiteres dB verloren.
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Danke für die Daten und die Simulation! Ich verstehe das dann so: Die Impedanz ist 1,5kOhm - also sollte die Primärwicklung eine Impedanz von ca. 5 * 1,5k haben, das wären dann 7,5k. B e r n d W. schrieb: > Das Windungsverhältnis sollte sein (asymetrisch): > sqrt(1500/216) = 2.63 : 1 ~= 5 : 2 Für den genannten Kern wären das bei 6,55MHz primär 25 Wdg. (entspricht 7,614kOhm, Anhang) und sekundär 25 / 2,63 = 9,5 Wdg., also ~ 10 Wdg. (bitte gegebenenfalls korrigieren) > Die passenden Werte können aus der Simulation entnommen werden. Schön zu > sehen ist auch das flache Maximum bei 6,5MHz. Zusätzlich zu den 6dB des > Dämpfungsgliedes geht dann nur ein weiteres dB verloren. Im Moment ist mir nicht ganz klar, welcher Aufbau zu welcher Kurve gehört - welcher Aufbau entspricht der orangen Kurve? (die dunkelblaue, nach rechts "verschobene" Kurve ist wahrscheinlich mein aktueller Übertrager mit 5 : 2 Wdg., bringt dann bei zwei Übertragern zusammen ca. 38dB unnötige Dämpfung - grusel ;O)) In jedem Fall kommen wir zu ähnlichen Ergebnissen...
> eine Impedanz von ca. 5 * 1,5k haben, das wären dann 7,5k. Ja. > Für den genannten Kern wären das bei 6,55MHz primär 25 Wdg. (entspricht > 7,614kOhm, Anhang) und sekundär 25 / 2,63 = 9,5 Wdg., also ~ 10 Wdg. Ja, so hatte ich es zuerst. Die Kurve fiel aber bei 6.55 MHz schon ein wenig ab. Mit 4 x Ri war die Kurve schöner. > welcher Aufbau zu welcher Kurve gehört Die Kurven haben oben eine Legende mit out1, out2, out3. > bei zwei Übertragern zusammen ca. 38dB unnötige Dämpfung Die Kurve zeigt schon die Dämpfung der beiden Übertrager inclusive -6dB für das Ladder-Filter. Die Größenordnung liegt bei ca. -20 dB. Das Kernmaterial wird ja nicht mitsimuliert. Allerdings wird beim Vorfilter die Resonanzüberhöhung nicht richtig genutzt. Da liegen noch 10-12 dB drin.
Mir kommt grade die Frage in den Sinn, ob es nicht am besten wäre, die Übertrager für das Ladderfilter als 3:1-Unun bzw. 1:3-Unun auszuführen (also quasi als Spar-Transformatoren). Dann könnte man mit verdrillten Drähten arbeiten und hätte wahrscheinlich eine wesentlich bessere Kopplung!?! Eventuell wäre 2:1 auch günstig!? (theoret. 2,63:1) Das nur mal so in den Raum gestellt!
Die Übertrager können auch galvanisch getrennt mit verdrillten Drähten gewickelt werden. Natürlich wird die Kopplung besser. Das wären z.B. bei der symetrischen Variante 5 verdrillte Drähte, 8 Windungen drauf, 4 Wicklungen in Reihe an den NE602 und eine Wicklung zum Quarzfilter. Das Verhältnis stimmt nicht ganz genau (32:8 statt 30:8), aber es sollte noch funktionieren.
B e r n d W. schrieb: > Die Kurven haben oben eine Legende mit out1, out2, out3. Klingel ;O) - hätte ich auch von selber drauf kommen können. > Allerdings wird beim Vorfilter die Resonanzüberhöhung nicht richtig > genutzt. Da liegen noch 10-12 dB drin. Weil die Koppel-Cs zu klein sind? > Das wären z.B. bei der symetrischen Variante 5 verdrillte Drähte, 8 > Windungen drauf, 4 Wicklungen in Reihe an den NE602 und eine Wicklung > zum Quarzfilter. Das Verhältnis stimmt nicht ganz genau (32:8 statt > 30:8), aber es sollte noch funktionieren. Das wäre einen Versuch wert. Man kann ja auch den Filterausgang symmetrisch in den SA602 einkoppeln. Also: 3k -> Filter -> 3k
>> Allerdings wird beim Vorfilter die Resonanzüberhöhung nicht richtig >> genutzt. Da liegen noch 10-12 dB drin. > Weil die Koppel-Cs zu klein sind? Auf der linken Seite des Vorfilters wird die Antenne mit 50 Ohm Impedanz angeschlossen. Rechts geht die gleiche Filter-Wicklung auf die 1,5k des NE602. Oder hat diese Wicklung eine andere Windungszahl? Pegelplan: 10dB Eingangsfilter 17dB NE602 -10dB Übertager -6dB Laddefilter 10dB Übertrager 17dB NE602 40dB NF-Verstärker ------------------- 78dB Summe -> Ua/Ue = 8000 Für einen Kopfhörer würde es schon reichen, aber Für einen Lautsprecher fehlt immer noch ein Faktor von ca. 15, also eine weitere Stufe. Ob die ZF oder die NF verstärkt wird, ist im Prinzip egal.
Danke für die Rechnung! B e r n d W. schrieb: > Auf der linken Seite des Vorfilters wird die Antenne mit 50 Ohm Impedanz > angeschlossen. Rechts geht die gleiche Filter-Wicklung auf die 1,5k des > NE602. Oder hat diese Wicklung eine andere Windungszahl? Ja, jeweils den Filter am Eingang und am Ausgang hatte ich umgewickelt, so dass es ungefähr hinkommen müsste. (Am Eingang die Windungszahl reduziert und am Ausgang erhöht) > Für einen Kopfhörer würde es schon reichen, aber für einen Lautsprecher > fehlt immer noch ein Faktor von ca. 15, also eine weitere Stufe. Werde erst mal die Übertrager umwickeln und dann schauen, was es gebracht hat. Mit Faktor 15 meinst du eine 15fache Spannungsverstärkung?
> den Filter am Eingang und am Ausgang hatte ich umgewickelt Sehr gut! Das hatte ich nicht mitbekommen. > Mit Faktor 15 meinst du eine 15fache Spannungsverstärkung? Ja, es darf aber auch ein wenig mehr sein, so 24-40 dB. > Leider zeigt sich dabei, dass in dem Empfangsbereich auch eine > Pfeifstelle ist, die der RX selber produziert Möglicherweise verschwindet die Pfeifstelle mit funktionierendem Quarzfilter. Z.B. könnte sich eine Harmonische des VFO mit einer Harmonischen des BFO mischen. Die Beiden treffen ohne Ladderfilter fast ungestört aufeinander.
Harry schrieb: > Hier noch das Schaltbild Warum koppelst du eigentlich das ZF-Signal aus dem ersten Mischer asymmetrisch und breitbandig aus? ich würde dort einen ZF-Schwingkreis nehmen, ihn symmetrisch (Pin 4 + 5) anschließen und die Mittelanzapfung an VCC. W.S
B e r n d W. schrieb: >> Mit Faktor 15 meinst du eine 15fache Spannungsverstärkung? > Ja, es darf aber auch ein wenig mehr sein, so 24-40 dB. Im Grunde könnte man sogar noch einen SA602 als ZF-Verstärker einfügen (+17dB, wenn ich das richtig sehe). > Möglicherweise verschwindet die Pfeifstelle mit funktionierendem > Quarzfilter. Z.B. könnte sich eine Harmonische des VFO mit einer > Harmonischen des BFO mischen. Die Beiden treffen ohne Ladderfilter fast > ungestört aufeinander. Das wäre natürlich super(het)! ;O) Im Moment stört das Pfeifen sehr.
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W.S. schrieb: > Warum koppelst du eigentlich das ZF-Signal aus dem ersten Mischer > asymmetrisch und breitbandig aus? ich würde dort einen ZF-Schwingkreis > nehmen, ihn symmetrisch (Pin 4 + 5) anschließen und die Mittelanzapfung > an VCC. Hallo und Danke fürs Mitüberlegen! Du meinst vom Prinzip her wie bei d) im Anhang? Das Problem ist wohl, dass ein Resonanzübertrager "um den Resonanzfall herum" keine genau definierte Ausgangsimpedanz liefert. Das Ladderfilter benötigt aber in etwa 220 Ohm. (lasse mich aber gerne eines besseren belehren, wenn ein RÜ hier vorteilhaft verwendet werden kann) Sicher, dass beim SA602 die Mittenanzapfung an +Ub soll oder macht man das eher bei diskreten Transistorschaltungen (kenne mich selber nicht so aus damit)?
Im Skript Quarzfilter_Rev2a.pdf steht etwas zur Anpassung auf den Seiten 48 und 49. Bei Übertragern sind wegen des kleineren Streufelds wohl Doppellochkerne gegenüber Ringkernen zu bevorzugen. Verwendete Ringkerne sollen sich nicht "sehen". Die Impedanz der Primärwindung soll wohl möglichst das 10fache der in der Schaltung vorliegenden Impedanz betragen. Verdrillte Drähte sind als Wickelmaterial zu bevorzugen. Dann steht dort noch etwas zur Anpassung mit LC-Gliedern. Leider aber nichts zu Resonanzübertragern. Wenn jemand etwas dazu beitragen kann, nur zu! :O)
> dass ein Resonanzübertrager "um den Resonanzfall > herum" keine genau definierte Ausgangsimpedanz liefert. Gegenüber dem Breitbandübertrager verschwindet das XL der Primärwicklung bei Resonanz (XL=Xc) komplett und wird zu einem Ohmschen Widerstand. Dieser kann je nach Güte des Schwingkreises mehrere zig kOhm betragen. Jetzt zählt nur noch das Übersetzungsverhältnis und die Sekundärlast, denn die Ausgangsimpdanz der Quelle muss nicht mehr gegen das XL der Primärwicklung ankämpfen. > dass beim SA602 die Mittenanzapfung an +Ub soll Da bin ich mir nicht sicher, ob das geht. Man kann durch erhöhen des DC-Stroms die Großsignalfestigkeit verbessern, aber IMO müssen die Anschlüsse an Ein- und Ausgang floaten können. Wenn, dann die Mittelanzapfung über einen Widerstand auf Plus und einen C auf GND. > Im Grunde könnte man sogar noch einen SA602 als ZF-Verstärker einfügen > (+17dB, wenn ich das richtig sehe). Zu wertvoll und die Verstärkung ist zu niedrig. Wie wärs mit einer Kaskodenstufe, die eine Verstärkung von 40dB und einen Regelumfang von 50 dB ermöglicht? @ W.S. > symmetrisch (Pin 4 + 5) anschließen und die Mittelanzapfung an VCC. Gibts dazu ein Beispiel?
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Ganz kurz vorab: habe die Übertrager jetzt 32:8 bzw. 8:32 gewickelt mit 5 verdrillten Drähten und symmetrischem Anschluß an die beiden SA602. Damit kann man jetzt schon leise aber deutlich CW-Signale über das Quarzfilter aufnehmen. Die Pfeifstelle ist auch verschwunden. Juhuhh!!! :O)))
An der Stelle auf jeden Fall auch ein Riesen Dankeschön an Bernd und alle, die mitgeholfen haben!!! Ohne euch hätte ich es wahrscheinlich nicht geschafft, den Empfänger praxistauglich aufzubauen! B e r n d W. schrieb: > Gegenüber dem Breitbandübertrager verschwindet das XL der Primärwicklung > bei Resonanz (XL=Xc) komplett und wird zu einem Ohmschen Widerstand. > Dieser kann je nach Güte des Schwingkreises mehrere zig kOhm betragen. > Jetzt zählt nur noch das Übersetzungsverhältnis und die Sekundärlast, > denn die Ausgangsimpdanz der Quelle muss nicht mehr gegen das XL der > Primärwicklung ankämpfen. Danke auch für die ausführliche Erklärung! Dann muss man also die Impedanz der Primärwicklung nicht mehr 4x bis 10x so groß machen wie die Anschlussimpedanz!?! Wenn das Übersetzungsverhältnis bei Resonanz nicht verändert wird, was ist dann der Vorteil beim Resonanzübertrager? Eine höhere Spannung??? > Wie wärs mit einer > Kaskodenstufe, die eine Verstärkung von 40dB und einen Regelumfang von > 50 dB ermöglicht? Du meinst z.B. einen Dualgate-MosFET, bei dem die Verstärkung automatisch über das Steuergate geregelt wird (also als AGC? Oder eine diskrete Kaskode? Viele Grüße!
Dualgate-MosFET oder diskrete Kaskode, das geht beides. Es muss ja nicht unbedingt geregelt werden. Ich hab sowas gemeint: http://www.qrp.pops.net/wwv-5-supplemental.asp > was ist dann der Vorteil beim Resonanzübertrager Die Eingangsimpedanz kann sehr hoch werden, zusätzliche Selektivität, vermeiden von Nebenresonanzen.
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B e r n d W. schrieb: >> was ist dann der Vorteil beim Resonanzübertrager > > Die Eingangsimpedanz kann sehr hoch werden, zusätzliche Selektivität, > vermeiden von Nebenresonanzen. Blöd gefragt, wird das Signal dadurch auch lauter? Ansonsten wäre der jetzige Übertrager 32:8 ja eigentlich ähnlich gut geeignet. > Wie wärs mit einer > Kaskodenstufe, die eine Verstärkung von 40dB und einen Regelumfang von > 50 dB ermöglicht? -&- > Es muss ja nicht > unbedingt geregelt werden. > ... > http://www.qrp.pops.net/wwv-5-supplemental.asp Was bedeutet in dem Zusammenhang das Wort "Regelumfang"? Dass auch starke Signale weitgehend verzerrungsfrei verarbeitet werden können (also sprich bis 50dB)? Die Kaskodenstufe müsste dann zwischen Filterausgang und BFO-Mixer-Eingang, nehme ich an... das müsste man dann irgendwie impedanzmäßig günstig umsetzen und dafür könnte dann ein weiterer NF-Vorverstärker entfallen!?!
> Blöd gefragt, wird das Signal dadurch auch lauter? Möglicherweise um 1dB. Es gibt aber Fälle wo das deutlich mehr bringt. Bei einem BJT-Mischer in Emitterschaltung verhält sich der Kollektor wie eine Stromquelle. Die Impedanz kann 100 kOhm betragen. ZF-Filter sind bei ihrer Resoannz ebenfalls sehr hochohmig. Ein Übertrager mit einer Impdanz von 7,5k würde das Signal fast kurzschliessen, es würde nur ca. 1/10 der Amplitude rauskommen. >> Kaskodenstufe, Verstärkung von 40dB ... Regelumfang von 50 dB > Was bedeutet in dem Zusammenhang das Wort "Regelumfang"? Die Stufe kann 40dB verstärken, aber auf -10dB zurückregeln. Sie dämpft also um 10dB. Eine Kaskode hat einen sehr hochohmigen Ausgang, hier wäre ein Resonanzübertrager ideal. Kaskoden ergeben rauscharme ZF-Verstärker mit sehr geringer Schwingneigung. > und dafür könnte dann ein weiterer NF-Vorverstärker entfallen!?! Die Verstärkung muss irgendwo herkommen. Die Kaskode ist regelbar, ansonsten ist es fast egal. Eventuell sollte mit Hilfe des Pegelplans nachvollzogen werden, was bei starken Signalen passiert.
B e r n d W. schrieb: > Ein Übertrager mit einer Impdanz von 7,5k > würde das Signal fast kurzschliessen, es würde nur ca. 1/10 der > Amplitude rauskommen. Jetzt verstehe ich es! > Die Stufe kann 40dB verstärken, aber auf -10dB zurückregeln. Sie dämpft > also um 10dB. Eine Kaskode hat einen sehr hochohmigen Ausgang, hier wäre > ein Resonanzübertrager ideal. Kaskoden ergeben rauscharme ZF-Verstärker > mit sehr geringer Schwingneigung. Ach so, -10dB bis 40dB einstellbar über das Steuergate bzw. den "oberen" Transistor. (eventuell von außen per Poti regelbar?!) Rauscharm klingt auf jeden Fall gut!!! Lässt sich so eine Kaskode mit einem BF961 aufbauen oder ist ein diskreter Aufbau wie in dem Link besser (wenn man das so sagen kann)? http://www.qrp.pops.net/images/before%202008/wwv-5-files/WWV-5FE.GIF (habe HF-mäßig allerdings weder J310 noch 2N3904, nur BF245 oder BF256 und als Bipo-T BF199 oder BF494) > Eventuell sollte mit Hilfe des Pegelplans > nachvollzogen werden, was bei starken Signalen passiert. Grundsätzlich muss auf jeden Fall noch ein Abschwächer vor den Antenneneingang, damit könnte man starke Stationen auf ein brauchbares Maß abschwächen. Dann stellt sich noch die Frage, wie der Ausgang vom Ladderfilter mit dem Eingang der Kaskode verbunden wird. Vielleicht einfach den bestehenden Übertrager 8:32 beibehalten und den Eingang der Kaskode mit einem ohmschen Widerstand auf 3,5kOhm festlegen. Oder verschenkt man dann immer noch zu viel Leistung? (prinzipiell liegt der Eingangswiderstand ja im MegaOhm-Bereich, schätze ich - aber irgendwann ist ja auch die Grenze der sinnvollen Hochtransformation erreicht. Spätestens wohl dann, wenn die Gate-Kapazität stört)
> Lässt sich so eine Kaskode mit einem BF961 aufbauen Im Prinzip ja, ein DG-Mosfet verhält sich so ähnlich. Im Datenblatt steht: Power.Gain 20dB AGC-Range 50dB Mit diskreten Bauteilen sollte es mit BF245 und BF199/BF494 funktionieren. > den bestehenden Übertrager 8:32 beibehalten Der könnte auch als Spartrafo geschaltet werden -> 1:5 Xi = 216 Ohm Xa = 216 Ohm * 5^2 = 5400 Ohm Das Gate vom JFet direkt an den Übertrager und ein 5,6k gegen GND. > Spätestens wohl dann, wenn die Gate-Kapazität stört Noch ein Vorteil des Resonanzüpbertragers: Kapazitäten fließen in die Schwingkreiskapazität mit ein.
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Hallo Bernd! B e r n d W. schrieb: > Der könnte auch als Spartrafo geschaltet werden -> 1:5 Sehr gute Idee!!! Im Anhang habe ich ein kleine Schaltbild zusammengestrickt. Es sind noch ein paar Fragen offen. -Betriebsspannung soll 9V sein (statt12V). Dadurch muss wahrscheinlich der Spannungsteiler an der Basis je nach gewünschter Verstärkung umdimensioniert werden und auch der Source-Widerstand (zumal auch andere Transistortypen verwendet werden). -Welches Übersetzungsverhältnis benötigt Tr1 günstigerweise? Am liebsten würde ich dafür eine 10,7MHz-Filterspule umwickeln und C(r) als Festkapazität ausführen. Dann kann man die F(res) bequem über den Topf der Filterspule einstellen. Pegelplan (Kaskode): 10dB Eingangsfilter 17dB NE602 -10dB Übertager in -6dB Laddefilter 12dB Übertrager out (Faktor5 -->theoretisch ~14dB) 50dB Kaskode (variabel bis -10dB) 0dB Resonanzübertrager (1:1 ?) 17dB NE602 40dB NF-Verstärker ------------------- 130dB Summe -> Ua/Ue = 3.200.000
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Kaskode_Collektor_L.PNG
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Oder ich probiere es erst mal ohne Resonanzübertrager wie im Anhang, umrüsten kann man dann ja immer noch. Ob der 1k5-R parallel zur Spule wirklich sein muss? Eventuell kann man die Spule am Kollektor auch so auslegen, dass sie bei 6,55MHz ein XL von 1,5kOhm hat (für den asymmetrischen SA602-Eingang)?!?
> Betriebsspannung soll 9V sein (statt12V). > Dadurch muss wahrscheinlich der Spannungsteiler Macht nichts, den Spannungsteiler kann man so lassen. > der Source-Widerstand Der bestimmt den Ruhestrom der Schaltung. Ich würd mal mit 3-5 mA anfangen. Für genauere Werte für den Spannungsteiler und den Sourcewiderstand müsste die Schaltung erst simuliert werden. Davon hängt auch die Regelcharakteristik ab. > Am liebsten würde ich dafür eine 10,7MHz-Filterspule > und C(r) als Festkapazität ausführen Einfach einen C parallel, um auf die richtige Resonanz zu kommen und dann mal schauen. > eine 10,7MHz-Filterspule umwickeln > Welches Übersetzungsverhältnis benötigt Tr1 günstigerweise? Probiers erstmal mit der Originalwicklung. > oder ich probiere es erst mal ohne Resonanzübertrager wie im Anhang, Das kostet 20 dB Verstärkung. > Ob der 1k5-R parallel zur Spule wirklich sein muss? Nein, der NE602 benötigt keine Anpassung, seine 1,5k schließen schon das Signal kurz.
B e r n d W. schrieb: > Der bestimmt den Ruhestrom der Schaltung. Ich würd mal mit 3-5 mA > anfangen. > Für genauere Werte für den Spannungsteiler und den Sourcewiderstand > müsste die Schaltung erst simuliert werden. Werde das einfach ausmessen. Simulationen mit FETs sind ohnehin so eine Sache, weil die realen FET-Typen oft mehr oder weniger vom Modell abweichen. >> eine 10,7MHz-Filterspule umwickeln >> Welches Übersetzungsverhältnis benötigt Tr1 günstigerweise? > > Probiers erstmal mit der Originalwicklung. Also, die Original-Spulen haben in etwa 15:2 Windungen. Die 15-Wdg.-Seite an den Kollektor, die 2-Wdgg.-Seite an Pin 1 und 2 vom SA602!? (da wird die Signalamplitude aber wieder ganz schön runtertransformiert)
Dann beträgt die Eingangsimpedanz 1,5k * 7,5^2 ~= 84k.
Das ist für die Kaskode schon ein annehmbarer Wert.
> da wird die Signalamplitude aber wieder ganz schön runtertransformiert
Das stimmt zwar, aber die Spannung am Schwingkreis kann schon mal 1-2V
betragen.
B e r n d W. schrieb: > Dann beträgt die Eingangsimpedanz 1,5k * 7,5^2 ~= 84k. > Das ist für die Kaskode schon ein annehmbarer Wert. Im Moment wird sekundär symmetrisch in den SA602 eingespeist (3k), das wäre dann vermutlich der doppelte Wert. Man hört jetzt zwar ein etwas stärkeres Hintergrundrauschen, dafür aber keinen Empfang. Das Rauschmaximum beim Verstellen der Loop kann man auch nicht mehr hören. Das Verdrehen des Topfes bringt auch keine Veränderung des Rauschens. Zur Primärspule liegen 100pF parallel (vorher experimentell auf gewünschte Resonanzfrequenz getestet - bei 100p liegt der Topf bei 6,55MHz ziemlich in der Mitte). Bei 9,32V Betriebsspannung fallen am Source-Widerstand (180R) ca. 1,45V ab. Die beiden Anschlüsse der Primärspule liegen auf 9,24V. (alles gegen Masse gemessen) Der Strom liegt bei ca. 9mA.
Mir fällt grade auf, dass sich in der Filterspule anscheinend ein Draht von der Sekundärwicklung gelöst hat - muss das noch genauer untersuchen...
Die verwendete Filterspule (die ich grade neu wickeln musste) hat genau 16:2 Windungen.
Mit neugewickelter Filterspule funktioniert die Kaskode-Stufe. Sie neigt aber arg zum Schwingen. Wenn der Eingangswiderstand vor dem Gate von 5k6 auf 1k verkleinert wird, scheint die Schwingung sicher abzureißen. Auf die Schnelle gesagt: Der Lautstärkegewinn ist subjektiv betrachtet auch bei Resonanzeinstellung des Übertragers nicht so groß wie erwartet. Das neu entstandene Rauschen (eventuell durch verbleibende Schwingungen verursacht) scheint mir recht störend. Möglicherweise wäre es besser, die Kaskodestufe vor das Ladderfilter zu schalten, um durch diese Stufe erzeugtes Rauschen wieder weitgehend auszufiltern?!! Das aber wie erwähnt nur auf den ersten Blick gesagt, will auf jeden Fall noch weiter mit dem aktuellen Aufbau experimentieren.
Harry schrieb: > Hallo und Danke fürs Mitüberlegen! Du meinst vom Prinzip her wie bei d) > im Anhang? > > Das Problem ist wohl, dass ein Resonanzübertrager "um den Resonanzfall > herum" keine genau definierte Ausgangsimpedanz liefert. > Das Ladderfilter benötigt aber in etwa 220 Ohm. > (lasse mich aber gerne eines besseren belehren, wenn ein RÜ hier > vorteilhaft verwendet werden kann) Fast. Ähnlich zu d) aber mit ner Mittelanzapfung der primären Wicklung und selbige an VCC des Mischers. Die Kollektoren der Gilbertzelle sind nämlich mit so etwa 1k5 bis 2k intern resistiv gegen VCC geschaltet. Mit der Mittelanzapfung gewinnst du mehr Headroom, weil kein DC-Abfall. Ansonsten stimmt deine Darstellung nicht wirklich. Der Resonanzübertrager ist primär mit jeweils den o.g. 1k5 bis 2K (den genauen Wert hab ich vergessen) abgeschlossen und hat deshalb eine recht niedrige Betriebsgüte, die weitgehend unabhängig von der Leerlaufgüte ist (wenn du nicht ein extrem lausiges Bandfilter nimmst). Das transformiert sich je nach Windungsverhältnis auf die Sekundärseite. Lediglich außerhalb der Resonanz wird die Impedanz aus Sicht des Filters und auch aus Sicht des Mischers geringer und geht gegen Null. Aber weit außerhalb der scheunentorbreiten LC-Resonanz willst du ja sowieso keine Amplitude haben. Oder? W.S.
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Bjt-Kaskode.gif
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Hallo Harry > Sie neigt aber arg zum Schwingen. > Wenn der Eingangswiderstand vor dem Gate von 5k6 auf 1k > verkleinert wird, scheint die Schwingung sicher abzureißen. Normalerweise sind Kaskoden extrem stabil. Deshalb die Schaltung nach den üblichen Problemen abklopfen: Gibt es einen Blockkondensator? Evtl. einen Vorwiderstand vor dem Blockkondensator vorsehen Schwingt es mit abgeklemmtem Ladder-Filter? Gibt es einen sauberen GND? Keine Masseschleife? Die Verstärkung geht hoch und dadurch wird auch eine sauber abgeblockte Betriebsspannung wichtiger. > wäre es besser, die Kaskodestufe vor das Ladderfilter zu schalten, > um durch diese Stufe erzeugtes Rauschen wieder weitgehend auszufiltern? Auf keinen Fall, das Filter entfernt zuerst unerwünschte Signale. Danach braucht der ZF-Verstärker zwar einen hohen Kompressionspunkt, muss aber nicht mehr besonders kreuzmodulationsfest zu sein. Nach dem NE602 ist das Signal schon um mehr als 20 dB angehoben. Bezüglich Rauschen passiert da in der Regel nichts mehr. In diesem Fall muss es einen expliziten Grund geben. > Der Lautstärkegewinn ist subjektiv betrachtet auch bei > Resonanzeinstellung des Übertragers nicht so groß wie erwartet. Das hatte ich mir inzwischen auch überlegt. Die Hybrid-Kaskode hat einen riesigen Vorteil, falls die Stufe davor auch einen Resonanzübertrager verwendet. Dann kann das Gate direkt über einen C auf den Schwingkreis. Falls die Verstärkung nicht reichen sollte, würde ich die angehängte Kaskode empfehlen. Diese Bjt-Kaskode hat eine Eingangsimpedanz von 0,5-1k. Zur Anpassung ans Quarzfilter reicht ein Übertrager 1:2 (8:16 Wdg.). Die Verstärkung ist aber nochmal 20dB höher, . Soll keine AGC verwendet werden, dann die Spannungsquelle entfernen und den R4 mit 33k anschließen. Gruß, Bernd
Hallo Bernd, Danke für die ausführliche Antwort und den Schaltplan! Eine Sache ist mir noch besonders aufgefallen. Sobald die Kaskode stark zu schwingen beginnt, wird plötzlich die ganze Platine stark mikrofonisch. Eventuell ist es der gleiche Effekt wie bei einem HF-Kondensatormikrofon. Möglicherweise hilft die Info, das Problem einzukreisen. > Gibt es einen Blockkondensator? Ja, 100nF von VCC nach Masse. Wenn man ihn zusätzlich mit 100pF-C überbrückt, schwingt es nur noch schlimmer. > Evtl. einen Vorwiderstand vor dem Blockkondensator vorsehen Vorwiderstand vor der ganzen Kaskode oder in Reihe zum Abblock-C? > Schwingt es mit abgeklemmtem Ladder-Filter? Teste ich gleich. > Gibt es einen sauberen GND? Massefläche ist die Kupferseite eines Platinenrohlings - Aufbau im Manhattenstyle. > Keine Masseschleife? Definitiv keine Masseschleife. Wenn man mit einem Schraubendreher oder einem anderen Metallgegenstand die Massefläche in der Nähe der Kaskode berührt, schwingt es schlimmer. Über die Bjt-Kaskode denke ich nach. Werde jetzt erst mal versuchen, ein paar Bauteile der Hybridkaskode sterisch günstiger anzuordnen.
Habe die Bauteile jetzt etwas kompakter angeordnet und der externen NF-Endstufe eine eigene Spannungsversorgung spendiert. Damit ist die Schwingneigung komplett behoben, wie es scheint. Ansonsten ist der Empfang jetzt schon ziemlich gut. Vielleicht kann man das "überschüssige" von der Kaskoden mitgebrachte Rauschen noch ein wenig auf der NF-Seite einschränken (durch TP- und HP-Filterung).
> Vielleicht kann man das von der Kaskode mitgebrachte Rauschen Kommt das wiklich aus der Kaskode? Schließ mal das Quarzfilter am Eingang nach GND. Wird dann das Rauschen geringer? Jedenfalls ist es jetzt das Rauschen der Kaskode. Oder stoppe mal den VFO, damit das Mischerrauschen entfällt. > noch ein wenig auf der NF-Seite einschränken (durch TP- und HP-Filterung). Je weiter hinten gefiltert wird, umso besser wird noch Rauschen der NF-Stufen mit entfernt.
B e r n d W. schrieb: > Kommt das wiklich aus der Kaskode? > Schließ mal das Quarzfilter am Eingang nach GND. Wird dann das Rauschen > geringer? Das Rauschen des Quarzfilters klingt je nach BFO-Frequenz ganz charakteristisch (wie durch ein Rohr bestimmter Länge gehört). Das Rauschen der Kaskode klingt dagegen eher weiß bis rosa. Wenn das Quarzfilter am Eingang auf Masse gelegt wird, verschwindet das oben beschriebene typische resonante Rauschen und übrig bleibt das weiß-rosa Rauschen der Kaskode. Wobei das Kaskodenrauschen viel lauter ist als das Quarzfilterrauschspektrum. Mein Verdacht ist, dass die Kaskode immer noch schwingt. Werde später die Bjt-Kaskode aufbauen und testen.
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Bin mittlerweile mit dem Projekt auf eine größere Platine umgezogen. Die Btj-Kaskode ist auch schon integriert. Leider gibt es auch hier Rauschprobleme, die wahrscheinlich z.T. eigenschwingungsbedingt sind. Im Anhang ein paar nähere Infos/Messwerte zum aktuellen Aufbau. Paradox ist folgendes: wenn man an den Kollektor-Knotenpunkt von Q1 einen isolierten, ca. 5cm langen Draht anschließt (der nicht berührt wird), vergrößert sich plötzlich die Lautstärke enorm (vor allem auch im Vergleich zu der Hybridkaskode). Da melden sich dann wohl plötzlich die 20dB ;O) Ein mechanisches Problem kann man mit an Sicherheit grenzender Wahrscheinlichkeit ausschließen. Es ist wohl eine Art kapazitiver Effekt...
Vor kurzem hatte ich ein Problem beim NF-Verstärker für meinen 30m Empfämger. Das Problem konnte ich auf die die erste Stufe eingrenzen. Bei dem eingesetzten Transistor hat es sich um einen BC549, also der rauscharmen Variante des BC547 gehandelt. Es hat gerauscht und geblubbert. Nach Tausch des Transistors war das Blubbern weg und das gleichmäßige Rauschen war ca. 20 dB leiser. > ca. 5cm langen Draht anschließt (der nicht berührt wird), > vergrößert sich plötzlich die Lautstärke enorm Es kann sein, dass wegen der Rückkopplung ein Q-Multiplier entsteht. Die Schwingneigung kann möglicherweise durch ein Abschirmblech zwischen den beiden Transistoren reduziert werden. Ist das Gehäuse der Filterspule geerdet? Die Simulation hat beim Maximum einen Rauschpegel von 400nV/sqrt(Hz) ergeben. Dies bezieht sich auf den Ausgang, zurückgerechnet auf den Eingang der Kaskode und eine Bandbreite von 600 Hz sind das 33nV. Da sollte vom NE602 mehr kommen. Allerdings folgt in Richtung Lautsprecher kein richtiges Filter mehr, deshalb schlagen bei 5kHz Bandbreite 400nV*sqrt(5000)=28µV zu Buche. Der NE602 verstärkt mit 17 dB und die NF-Endstufe mit 40 dB -> ~20 mV am Lautsprecher. Deshalb sollte auch die NF-Bandbreite auf die 800Hz begrenzt werden. Dadurch würde dieses Rauschen auf 1/3 sinken. Allerdings sind 20mV am Lautsprecher kaum hörbar, höchstens mit einem Kopfhörer. Das Problem redzuiert sich auch, wenn zwischen NE602 und NF-Verstärker ein Lautstärkeregler eingefüht wird.
Hallo Bernd, du baust auch einen 30m-Empfänger? Auch einen Einfach-Super? B e r n d W. schrieb: > Es hat gerauscht und > geblubbert. Nach Tausch des Transistors war das Blubbern weg und das > gleichmäßige Rauschen war ca. 20 dB leiser. Da hast du ja Glück gehabt, dass du den "Bösewicht" so schnell erkannt hast! An so einem "Fehler" kann man sich wahrscheinlich lange aufhalten, wenn man Pech hat. Habe hier ein Tütchen mit Rauschtransistoren (also Transistoren, die auf Rauschneigung getestet und ausselektiert sind). Da ist alles dabei von BC547 bis 2N708. In einem Rauschgenerator eingebaut hören solche Transistoren manchmal spontan auf zu rauschen und verhalten sich wie ihre nicht-rauschenden Kollegen. Dann nach einen offensichtlich willkürlichen Zeitspanne gehen sie plötzlich und ohne Vorwarnung wieder heftig in den Rauschmodus über. Das Ganze ist ein Phänomen. Es gibt ja diese Oszillatoren (leider Namen vergessen), bei denen mit einem NPN-Transistor und einem Kondensator Sägezahn-Schwingungen bis in den MHz-Bereich erzeugt werden können (analog den Glimmlampen-Kondensator-Oszillatoren für die Horizontalablenkung in älteren Röhren-Oszilloskopen). Dabei liegt der Kollektor auf Masse und der Emitter auf Plus-Potential, der Kondensator parallel dazu. Basis bleibt, glaube ich, frei. Jedenfalls sagt man, dass Transistoren, die einige Zeit in dieser Art Oszillator gearbeitet haben, häufig zu "Rauschtransistoren" werden. Das ganze wollte ich schon immer mal näher untersuchen, zur Zeit würde es jedoch den Rahmen sprengen. Könnte aber interessant sein, wenn man für HF-Messungen einen Rauschgenerator bauen möchte. (eventuell könnte man als Rauschquelle auch einen "fehlbeschalteten" 7805 o.ä. verwenden)
Danke auch für die Hinweise und Anregungen! Bin noch in der Test-und-Problem-Einkreisungs-Phase. Die Spannungsversorgung war bis jetzt über einen 10-Ohm-Widerstand und einen 100nF-C geglättet. Das hat sich als nachteilig erwiesen. Mit einer Drosselspule statt den 10R in der Zuleitung sieht es schon besser aus mit der Schwingneigung. Mit R4 (33k) kann man doch sicher die Verstärkung der Kaskode regeln!? Wenn ja, in welchen Grenzen ist das möglich und wie muss man R4 dafür verändern? Was mir auch noch aufgefallen ist: Im Moment führt ein Kabel direkt vom NF-Ausgang des SA602 (Pin4) zum NF-Verstärkereingang. Wenn man ganz nah an Pin4 eine kleine Kapazität anbringt (ab ca. 100p), vermindert sich die Schwingneigung der Kaskode oder verschwindet sogar ganz. Anscheinend wird über diese Leitung noch viel HF transportiert...
B e r n d W. schrieb: > Es kann sein, dass wegen der Rückkopplung ein Q-Multiplier entsteht. Der wäre auf jeden Fall sehr effektiv vom Lautstärkegewinn her! > Die Schwingneigung kann möglicherweise durch ein Abschirmblech zwischen > den beiden Transistoren reduziert werden. Werde ich probieren. > Ist das Gehäuse der > Filterspule geerdet? Ja. Allerdings ist die Zuleitung von der Sekündärwicklung zum BFO-Mischer-Eingang (sym.) ca. 3 bis 4 cm lang (zwei parallele Adern aus IDE-Kabel). Sowohl der BFO-Mischer als auch das Ladder-Filter sitzen auf eigenen Platinen (kupferkaschierte Rohlinge), die jeweils an allen vier Ecken über Lötbrücken mit der Hauptträgerplatine (ebenfalls kupferkaschierter Rohling - Hauptmassefläche) verbunden sind. Eventuell ist das ungünstig. Der BFO läuft auf seiner Platine allerdings so temperaturstabil, dass ich ihn nicht zerpflücken wollte.
> du baust auch einen 30m-Empfänger? Auch einen Einfach-Super? Mein Direktmischer aus dem anderen Thread: Beitrag "Re: Quarze ausmessen mit AD8307 (logarithmischer Verstärker)" (Vorsicht, halbgare Schaltung) > Mit R4 (33k) kann man doch sicher die Verstärkung der Kaskode regeln Im Prinzip ja, aber achte eher auf die Spannung an der oberen Basis. Probiers mit einem Poti als Spannungsteiler mit einem 33k zur Basis. Die Spannung sollte sich von 0,5 bis 4 Volt verstellen lassen. > In einem Rauschgenerator eingebaut hören solche Transistoren > manchmal spontan auf zu rauschen Ich hab mal bei einem BFR93 versucht, die BE-Strecke bei -4 Volt durchbrechen zu lassen. Die Rauschen deutlich stärker. Als Rauschgenerator hat mir eine Z-Diode besser gefallen. Das Rauschspektrum geht bis 500 MHz. > NPN-Transistor und einem Kondensator Sägezahn-Schwingungen Irgendwo hab ich auch ein Tütchen mit Unijunction-Transistoren. Dann gibts noch zwei antiparallel geschaltete Transistoren als Tunneldioden-Ersatz (Lambda-Diode): Beitrag "Re: Wo sind die Audion-Bauer?" > Wenn man ganz nah an Pin4 eine kleine Kapazität anbringt (ab ca. 100p) Der NE602 hat ja eine Ausgangs-Impedanz von 1,5k. Da kann direkt ein Kondensator dran mit einer Fg=1kHz. Da komme ich auf 100nF.
Danke für die Infos zur Kaskodenverstärkung!!! B e r n d W. schrieb: > Mein Direktmischer Stimmt, der DC mit der begrenzten Zahl an Bauteilen. Ist er mittlerweile fertig? > Der NE602 hat ja eine Ausgangs-Impedanz von 1,5k. Da kann direkt ein > Kondensator dran mit einer Fg=1kHz. Da komme ich auf 100nF. Habe jetzt an Pin4 und 5 mit 47n-Kerkos abgeblockt und ein paar andere Verbesserungen vorgenommen (Leitungen gekürzt etc.). Die wilden Schwingungen sind nun so weit beseitigt. Das Signal ist bei Resonanzeinstellung des Übertragers immer noch recht leise. Ausserdem muss noch irgendetwas schwingen, weil manche Bauteile beim Antippen den Schall weiterleiten (HF-Kondensatormikrophon-Effekt). Wenn man eine 5cm lange Leitung an den Kollektor vom oberen T hält (wie gehabt) oder wahlweise ans +Ub-Ende (!!!!) des Resonanzübertragers, wird das Signal wieder sehr laut und die grade beschriebenen Mikrophonie-Effekte sind verschwunden. Bin grade etwas ratlos in der Sache. B e r n d W. schrieb: > Als > Rauschgenerator hat mir eine Z-Diode besser gefallen. Muss man die Z-Dioden auch auf Rauschen selektieren oder funktionieren die immer?
> Stimmt, der DC mit der begrenzten Zahl an Bauteilen. > Ist er mittlerweile fertig? Der befindet sich in der Warteschleife. > Wenn man eine 5cm lange Leitung an den Kollektor vom oberen T hält > wird das Signal wieder sehr laut und die grade beschriebenen > Mikrophonie-Effekte sind verschwunden. Zuerst hatte ich gedacht, die 5cm Leitung bewirken das Schwingen, aber es scheint jetzt, der Schwingkreis wird dadurch bedämpft, bis das Schwingen aufhört. > oder wahlweise ans +Ub-Ende des Resonanzübertragers, Das darf nicht sein, ist dieser Punkt direkt mit einem keramischen C gegen GND abgeblockt? Ein zu langer Anschlussdraht könnte zusammen mit parasitären Kapazitäten einen weiteren Schwingkreis ergeben, Frequenz unbekannt. >> Rauschgenerator hat mir eine Z-Diode besser gefallen. > Muss man die Z-Dioden auch auf Rauschen selektieren? Die funktionieren im Prinzip immer, allerdings hängt die Amplitude vom Z-Dioden-Typ ab, vom Spannungswert und Strom. Die Sperrschichtkapazität bildet mit dem Innenwiderstand einen Tiefpass. Davon hängt die obere Grenzfrequenz ab. Bei einer Spannungsstabilisierung mit Zenerdiode baut man sich immer einen potentiellen Rauschgenerator ein. Eine Zenerdiode benötigt immer mindestens einen paralellgeschalteten Kondensator, besser eine Kombination aus Elko und z.B. 10nF. Ein 100nF Kondensator reicht bis ca. 20 MHz, darüber wird seine Impdanz wieder hochohmig.
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Glaube, ich habe den Fehler... B e r n d W. schrieb: >> Wenn man eine 5cm lange Leitung an den Kollektor vom oberen T hält >> wird das Signal wieder sehr laut und die grade beschriebenen >> Mikrophonie-Effekte sind verschwunden. > > Zuerst hatte ich gedacht, die 5cm Leitung bewirken das Schwingen, aber > es scheint jetzt, der Schwingkreis wird dadurch bedämpft, bis das > Schwingen aufhört. > >> oder wahlweise ans +Ub-Ende des Resonanzübertragers, > > Das darf nicht sein, ist dieser Punkt direkt mit einem keramischen C > gegen GND abgeblockt? Ein zu langer Anschlussdraht könnte zusammen mit > parasitären Kapazitäten einen weiteren Schwingkreis ergeben, Frequenz > unbekannt. Im Anhang eine Skizze, wie die Sekundärseite des Resonanzübertragers mit dem Eingang des SA602 verbunden ist (zweiadriges IDE-Kabel). Je nach Lage des IDE-Kabels im Raum fängt die Kaskode schlagartig an zu schwingen. Dabei werden die Bauteile der Kaskode mikrofonisch. Das Schwingen setzt ein, wenn das Kabel zu nah an Masse kommt. Biegt man es von Masse weg (nach oben), wird das Nutzsignal plötzlich laut und die Bauteile sind nicht mehr mikrofonisch. Liegt das Kabel nahe an Masse, dann kann man an eine Seite des Resonanzübertragers eine ca. 5cm lange Leitung halten, die dem grade genannten Effekt entgegenwirkt (wie schon beschrieben). Die Frage, die sich nun stellt: Ist der sekundärseitige Ausgang des Resonanzübertragers korrekt mit dem Eingang des SA602 verbunden? Laut Datenblatt des ICs würde ich sagen ja... aber irgendwie scheint das nicht die optimale Lösung zu sein.
B e r n d W. schrieb: >> Stimmt, der DC mit der begrenzten Zahl an Bauteilen. >> Ist er mittlerweile fertig? > > Der befindet sich in der Warteschleife. Welches Projekt ist denn aktuell an der Reihe, wenn man fragen darf? >> oder wahlweise ans +Ub-Ende des Resonanzübertragers, > > Das darf nicht sein, ist dieser Punkt direkt mit einem keramischen C > gegen GND abgeblockt? Wie in der Skizze zu sehen mit 100n und 10n Kerkos direkt gegen Masse geblockt. In der Stromzuleitung zur Kaskode befindet sich mittlerweile auch noch eine 560µH-Drossel (ca. 6 Ohm Gleichstrom-Widerstand). > Bei einer Spannungsstabilisierung mit Zenerdiode baut man sich immer > einen potentiellen Rauschgenerator ein. Eine Zenerdiode benötigt immer > mindestens einen paralellgeschalteten Kondensator, besser eine > Kombination aus Elko und z.B. 10nF. Ein 100nF Kondensator reicht bis ca. > 20 MHz, darüber wird seine Impdanz wieder hochohmig. Danke für die Infos zur Zenerdiode! Das mit dem 10n parallel zum 100n mache ich hin und wieder intuitiv an kritischen Stellen. Die 100n-Kerkos gehen also nur bis ca. 20MHz. Gut zu wissen!
> wie die Sekundärseite des Resonanzübertragers mit > dem Eingang des SA602 verbunden ist (zweiadriges IDE-Kabel) Da könnte man noch was probieren: Am NE602 Pin1 mit Pin 2 vertauschen (aus Mitkopplung wird Gegenkopplung). Das zweiadrige Kabel weg und zwei verdrillte, starre Drähte verwenden. Den Kollektor mal auf der Mittelanzapfung des Filters probieren. Falls das nichts hilft, das Filter primärseitig mit einem Widerstand bedämpfen, evtl. mit ca. 47k anfangen. >>> der DC mit der begrenzten Zahl an Bauteilen. >> Der befindet sich in der Warteschleife. > Welches Projekt ist denn aktuell an der Reihe, wenn man fragen darf? Heute hab ich bei meinem Signalverfolger den Lautsprecher getauscht: https://www.youtube.com/watch?v=wR_AtNww8uA Es war nicht so einfach, einen geeigneten zu finden, aber ein Visaton FR 87 mit 4 Ohm passt. Der "Signal Tracer" hat eine recht hohe Verstärkung und der Tastkopf läßt sich zwischen NF und HF umschalten. Das ist manchmal ganz praktisch, auch beim Basteln von Empfängern. So ein Teil steht auch noch auf dem Tisch: http://www.radiomuseum.org/r/telefunken_b744gwk_b_744_gwk.html Es fehlt noch ein Abgleich, anscheinend hat jemand an den Filtern rumgedreht. Wenigstens sind die Kerne nicht zerbrochen. Am 29.Juni sendet der SAQ, wie jedes Jahr. Mal sehen, ob ich wieder mitmache.
Hallo Bernd, Danke für die Vorschläge! B e r n d W. schrieb: > Am NE602 Pin1 mit Pin 2 vertauschen (aus Mitkopplung wird > Gegenkopplung). Bringt leider keine Änderung. > Das zweiadrige Kabel weg und zwei verdrillte, starre Drähte verwenden. Bringt leider keine Änderung. > Den Kollektor mal auf der Mittelanzapfung des Filters probieren. Es gibt keine Mittelanzapfung, nur den unbeschalteten Pin. > Falls das nichts hilft, das Filter primärseitig mit einem Widerstand > bedämpfen, evtl. mit ca. 47k anfangen. Kein Effekt bis hin zu 1k. Wenn man einen C von ca. 100p direkt zw. Pin1 und Pin2 vom SA602 schaltet, eliminiert man die Schwingungen weitgehend. Nehme deshalb an, dass die Kaskode im UKW-Bereich schwingt. Habe den BFO-Mischer etwas weiter von der Kaskode weggerückt und das Kabel vom Resonanzübertrager zum SA602-Eingang auf die Hälfte gekürzt, das bringt aber auch keine Besserung. Möglicherweise hat einer der Kaskoden-Transistoren eine sehr hohe Transitfrequenz und erzeugt wilde Schwingungen... Werde gleich mal mit verschiedenen Transistoren experimentieren. > Der "Signal Tracer" hat eine recht hohe Verstärkung und der Tastkopf > läßt sich zwischen NF und HF umschalten. Das ist manchmal ganz > praktisch, auch beim Basteln von Empfängern. Das kann ich mir lebhaft vorstellen! Cooles Teil!!! Das B744GWK ist auch ein cooles Teil!!! Noch richtig eins von der alten Machart ohne UKW. > Am 29.Juni sendet der SAQ, wie jedes Jahr. Mal sehen, ob ich wieder > mitmache. Ist das dieser schwedische Zeitzeichensender - bei was kann man da mitmachen?
Habe den oberen Transistor der Kaskode (den am Resonanzübertrager) gegen einen BC548C getauscht und den unteren gegen einen BF494. Jetzt ist das Problem mit dem Schwingen vollständig behoben. Der Arbeitspunkt an der oberen Basis liegt nun auf 4,2V DC. Bin nur nicht ganz sicher, ob der BC548C die volle Verstärkung bringt, weil er ja als Emitterfolger arbeitet und damit möglicherweise bei 6,55MHz schon Einbußen im Frequenzgang zeigt...
Habe es grade mit der Simulation von oben (Bjt_Kaskode.asc) in Ltspice ausprobiert. Den oberen T als BC547C und den unteren als BF199, weil BC548C und BF494 nicht in der Bibliothek enthalten sind. Schaut so weit gut aus.
> Ist das dieser schwedische Zeitzeichensender > - bei was kann man da mitmachen? Dieser letzte Maschinensender ist Weltkulturerbe. Er sendet zweimal pro Jahr, Ende Juni und am morgen des 24.Dezember auf 17,2kHz. http://alexander.n.se/in-english/saq-transmission/ > ob der BC548C die volle Verstärkung bringt Der BF494 wird mit einer Transitfrequenz von 120 MHz angegeben, da gehen die BC546...BC548 je nach Hersteller deutlich weiter. > ob der BC548C die volle Verstärkung bringt, > weil er ja als Emitterfolger arbeitet Der obere arbeitet in Basisschaltung und sollte dadurch den Schwingkreis vom unteren Transistor isolieren. Der untere arbeitet in Emitterschaltung und sollte nur eine Stromverstärkung haben, da der obere Transistor am Emitter eine recht niedrige Eingangsimpedanz aufweist (3...100 Ohm je nach Transistor). Dadurch wird die Miller-Kapazität vermieden. > Jetzt ist das Problem mit dem Schwingen vollständig behoben. Dann bin ich mal gespannt, wie sich der Empfang weiterentwickelt!
B e r n d W. schrieb: > Er sendet zweimal pro > Jahr, Ende Juni und am morgen des 24.Dezember auf 17,2kHz. Danke für den Link! Wie empfängt man so tiefe Frequenzen? Mit einer abstimmbaren Loop-Antenne mit vielen Windungen? >> ob der BC548C die volle Verstärkung bringt > > Der BF494 wird mit einer Transitfrequenz von 120 MHz angegeben, da gehen > die BC546...BC548 je nach Hersteller deutlich weiter. Danke auch für die Erklärungen zur Kaskode. Deshalb ist hier wohl auch ein Resonanzübertrager so günstig, weil die Basis-Schaltung einen ziemlich hochohmigen Ausgang hat!?! Habe jetzt noch mal beide Kaskoden-Ts durch zwei BC550C ersetzt. Die sind etwas rauschärmer und sollten 6,55MHz auch gut schaffen (tun sie auch, wie sich gezeigt hat :O)). Ich glaube, der Empfänger ist schon ziemlich gut. Er nimmt noch Stationen verständlich auf, den der andere Empfänger (Doppelsuper) schon lange nicht mehr wahrnimmt. > Dann bin ich mal gespannt, wie sich der Empfang weiterentwickelt! Drei Sachen stehen ja noch an: 1) RF-Abschwächer und Schutz gegen HF-Überspannungen vom Tx 2) BFO soll einen Dreifach-Schalter bekommen für die Stellungen -BFO auf linke Filterflanke -BFO auf Filtermitte -BFO auf rechte Filterflanke (jeweils als Festfrequenz) 3) Audio-Teil mit NF-CW-Filter und Endstufe Als nächstes steht 3) an. Wobei man sagen muss, dass ein 100nF-C am SA602-Ausgang eigentlich schon das meiste Rauschen eliminiert. Man könnte mit dem IC-internen Ausgangs-Widerstand einen passiven TP 2. Ordnung aufbauen: 1k5/100nF -> 30k/5nF -> hochohmiger OP-Eingang (OP mit HP-Filter zur Rumpelentfernung und Verstärkung) Dann noch mal ein passiver TP 1. Ordnung und dann zum Endstufen-IC Der Elko vor dem Lautsprecher könnte auch noch mal so gewählt werden, dass tiefere Töne abgefiltert werden. (das mal so als Idee in den Raum gesprochen)
Die Kaskode mit dem jetzigen Aufbau (also mit zwei BC550C) "säuft" übrigens knapp 30mA. Ist das übertrieben viel? Laut der Simulation könnte man R1 (den Emitter-R von Q2/ 6R8) vergrößern und damit den Verbrauch senken, ohne dass die Verstärkung einbricht. Gilt das aber auch für die Signalfestigkeit?
Nein, die ist in erster Linie proportional zum Strom. Solche niedrigen Frequenzen kann man einfach mit 2m Draht und einer Soundkarte empfangen.
> Wie empfängt man so tiefe Frequenzen? > Mit einer abstimmbaren Loop-Antenne mit vielen Windungen? Ich hab ein altes Centronics-Druckerkabel mit 25 Adern genommen und damit 2 Windungen gebildet. Dann die Adern in Reihe geschaltet, wodurch sich 50 Windungen ergaben. Den Schirm hab ich nur einseitig angeschlossen, damit es keinen Kurzschluss gibt. In 5 Stufen kann mit parallel geschalteten Kondensatoren und einem Drehkondensator der Bereich von 11-25kHz durchgestimmt werden. Es gibt ja nur einen Versuch, dann ist wieder für ein halbes Jahr Ruhe. Deshalb kann zuvor versucht werden, die Alphas zu empfangen. Da diese deutlich schwächer ankommen, klappts hinterher auch mit dem SAQ. https://de.wikipedia.org/wiki/L%C3%A4ngstwelle#Liste_der_L.C3.A4ngstwellensender Falls die Nachbarschaft zu viele Störungen produziert, hilft nur eine Stadtflucht. > Deshalb ist hier wohl auch ein Resonanzübertrager so günstig, > weil die Basis-Schaltung einen ziemlich hochohmigen Ausgang hat!?! Ja. > Man könnte mit dem IC-internen Ausgangs-Widerstand > einen passiven TP 2. Ordnung aufbauen: 1k5/100nF -> 30k/5nF Es funktioniert schon, die Impedanz um >= Faktor 3 zu erhöhen: 1k5/100nF -> 6.8k/22nF Es reicht, die Koppel-Cs auf 300-400 Hz auszulegen und das unnötige Rauschen nach dem Quarzfilter zu entfernen. Ansonsten sollte ein 6-poliges Ladderfilter selektiv genug sein. Bei einem Empfänger ohne AGC würde ich die NF-Amplitude mit zwei antiparallelen Dioden begrenzen, ohne ist schlecht für die Ohren. Wozu den BFO auf Filtermitte, um Empfänger und Sender auf Schwebung stellen zu können?
> Die Kaskode mit dem jetzigen Aufbau (also mit zwei BC550C) > "säuft" übrigens knapp 30mA. Ist das übertrieben viel? Normalerweise sollten 5-10mA reichen. > Laut der Simulation könnte man R1 (den Emitter-R von Q2/ 6R8) > vergrößern und damit den Verbrauch senken, ohne dass die > Verstärkung einbricht. Gilt das aber auch für die Signalfestigkeit? Das Ladderfilter, der Übertrager und die Eingangsimpedanz des unteren Transistors müssen aufeinander abgestimmt werden. Der 6,8 Ohm Widerstand beeinflusst die Eingangsimpedanz der Kaskode.
B e r n d W. schrieb: > Ich hab ein altes Centronics-Druckerkabel mit 25 Adern genommen und > damit 2 Windungen gebildet. Dann die Adern in Reihe geschaltet Clever! Dann hat man eine geschirmte Loop mit 50 Wdg. Wie groß ist dabei der Abstimm-Drehko? Abdul K. schrieb: > Solche niedrigen Frequenzen kann man einfach mit 2m Draht und einer > Soundkarte empfangen. Vielleicht könnte man bei der Lösung über einen Unun die Antennenimpedanz verringern. Ein Tiefpass wäre sicher auch gut. Und dann per Software filtern oder erst einsampeln und Speichern und dann filtern. Wobei ich immer dachte, dass Soundkarten unter 20Hz sehr steil (?!?) abfallen. B e r n d W. schrieb: > Es reicht, die Koppel-Cs auf 300-400 Hz auszulegen und das unnötige > Rauschen nach dem Quarzfilter zu entfernen. Meinst du kleine Koppel-Cs, um die Frequenzen < 700Hz abzuschwächen? > Wozu den BFO auf Filtermitte, um Empfänger und Sender auf Schwebung > stellen zu können? Oh, habe das Frequenz-Offset unterschlagen. So war es gemeint: 2) BFO soll einen Dreifach-Schalter bekommen für die Stellungen -BFO-Frequenz auf linke Filterflanke + 750Hz -BFO-Frequenz auf Filtermitte + 750Hz -BFO-Frequenz auf rechte Filterflanke+ 750Hz
B e r n d W. schrieb: > Normalerweise sollten 5-10mA reichen. > Das Ladderfilter, der Übertrager und die Eingangsimpedanz des unteren > Transistors müssen aufeinander abgestimmt werden. Der 6,8 Ohm Widerstand > beeinflusst die Eingangsimpedanz der Kaskode. Habe hier eine Seite zur Berechnung von BJT-Kaskoden gefunden. http://www.daycounter.com/Calculators/Cascode/BJT-Cascode-Calculator.phtml Was setzt man als "RC (Collector resistor)" und "RL (Load resistor)" ein? Nehme an, dass beide Werte eher hochohmig sind (so ca. 200kOhm). "RE1 (Emitter resistor, AC bypassed)" kann man vermutlich auf "fast" Null setzen. "Beta (DC Current Gain)" ist bei den verwendeten BC550C = 500 "CCB (Cu Collector-Base Cap.)" ist 1,5pF fT lt. Herstellerdatenblatt (Philips) > 100MHz (hm, klingt knapp) In jedem Fall müsste der Emitter-Widerstand wohl verzehnfacht werden (6.8 -> 68 Ohm), um den Strom auf 15mA zu drücken, wenn die anderen Widerstände gleich bleiben.
...langes "Gerechne" - kurzer Sinn: habe den unteren T der Kaskode (Q2) einfach gegen einen funktionierenden BF199 getauscht, jetzt liegt der Stromverbrauch bei 6mA.
(in der Basisschaltung als Q1 wird der BC550C mit seinen fT > 100MHz ja wohl schnell genug sein für 6,55MHz)
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> "RL (Load resistor)" Das wären die 3k vom NE602 transformiert mit 1:8 -> 192k > "RC (Collector resistor)" Der reelle Widerstand bei Resonanz hängt von der Güte ab. Aber gehe einfach mal von 100k aus. Bei einem Ruhestrom von 10mA würde an 100k eine riesige Spannung abfallen. Dieser online Calculator kann das nicht berechnen. > wenn die anderen Widerstände gleich bleiben Das müssen die nicht. Falls R3=22k bleibt, müssen die beiden anderen nur proportional vergrößert werden. Die Spannung der oberen Basis sollte bei 4-4,5 Volt bleiben. Die BC550 sind niederohmiger als die BF199, wodurch die Signalquelle stärker belastet wird. R1 und der Arbeitspunkt beeinflussen die Eingangsimpedanz. R1 könnte auch erhöht werden, um dann vorne mit 1:3 zu transformieren. Trotzdem kommen dann hinten 6dB weniger raus. Deshalb würde ich eher die beiden oberen Widerstände des Basis-Spannungsteilers ändern und R1 anpassen, um auf die richtige Eingangsimpedanz zu kommen. Nachtrag: Für die Anpassung muss sich V(in) gegenüber V(src) halbieren.
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> gegen einen funktionierenden BF199 getauscht, > jetzt liegt der Stromverbrauch bei 6mA. Ok, das Hfe ist kleiner als 100. > wird der BC550C mit seinen fT > 100MHz ja > wohl schnell genug sein für 6,55MHz Erlaubt ist, was funktioniert.
Hallo Bernd, vielen herzlichen Dank für die Anpassung der Kaskode und die ausführlichen Erklärungen zur Parametereingabe/Berechnung der Bauteilwerte!!! Irgendwie klappt es aber immer noch nicht mit BF199 (unten) und BC550C (oben). An der Stelle, wo sich der Kollektor von Q2 und der Emitter von Q1 die Hand schütteln, begibt sich folgendes: Wenn man von dort einen C von ca. 500pF nach Masse legt, wird das Signal plötzlich deutlich lauter (mehr als doppelt so laut). Ich vermute, dass die wilden Schwingungen beim oberen T nun beseitigt sind und jetzt der untere T schwingt. Der C unterbindet wahrscheinlich diese wilden Schwingungen, so dass die Schaltung mit der halbwegs möglichen Verstärkung arbeiten kann. Um auszuschließen, dass es an dem verwendeten BF199-Exemplar (ß=95) liegt, habe ich es gegen einen anderen BF199 von einem anderen Hersteller (ß=65) getauscht. Der Effekt ist aber geblieben. Eine Ferritperle in der Nähe der Anschlüsse des Transistors scheint nichts zu bewirken. Auch Drehen, Wegrücken und Abschirmen des Eingangstransformators (der vom Ladderfilter, 1:2) bringt nichts. Eventuell liegt es auch an etwas anderem, die Bauteile um Q2 sind jedenfalls nicht HF-mikrofonisch. Werde das ganze versuchsweise noch mal auf 2x BC550C mit deinen Widerstandswerten von oben umstricken und schauen, was passiert.
Harry schrieb: > B e r n d W. schrieb: >> Ich hab ein altes Centronics-Druckerkabel mit 25 Adern genommen und >> damit 2 Windungen gebildet. Dann die Adern in Reihe geschaltet > > Clever! Dann hat man eine geschirmte Loop mit 50 Wdg. > Wie groß ist dabei der Abstimm-Drehko? > Naja, habe ich schon 1995 verwendet für einen Übertrager. Ich hätte es mir patentieren lassen sollen. > > Abdul K. schrieb: >> Solche niedrigen Frequenzen kann man einfach mit 2m Draht und einer >> Soundkarte empfangen. > > Vielleicht könnte man bei der Lösung über einen Unun die > Antennenimpedanz verringern. Ein Tiefpass wäre sicher auch gut. > Und dann per Software filtern oder erst einsampeln und Speichern und > dann filtern. > Wobei ich immer dachte, dass Soundkarten unter 20Hz sehr steil (?!?) > abfallen. > Probiers doch einfach mal aus! 2m Draht direkt an die Soundkarte. Mehr brauchts nicht. Die hat ja schon über 90dB 'innere Verstärkung', daher sieht man wirklich jeden Furz. Tiefpaß ist dank Delta-Sigma-Wandler auch schon drin.
Harry schrieb: > An der Stelle, wo sich der Kollektor von Q2 und der Emitter von Q1 die > Hand schütteln, begibt sich folgendes: > > Wenn man von dort einen C von ca. 500pF nach Masse legt, wird das Signal > plötzlich deutlich lauter (mehr als doppelt so laut). Auch bei 2x BC550C bleibt der Effekt bestehen... In der Simulation bringt ein 500p-C von der besagten Stelle (C zu E) nach Masse allerdings keinen Lautstärkegewinn (auch keinen Verlust). Es muss demnach wohl irgendwie am realen Schaltungsaufbau liegen. Hat jemand eine Idee zur möglichen Ursache?
Vielleicht ist an der Stelle vom Ladderfilter zum Kaskodeneingang ein "Nicht-Spartrafo" (1:2) besser?!?
Verändert sich das Verhalten wenn du mit dem Tastkopf draufgehst? Ungewünschte Schwingungen können den Arbeitspunkt der Schaltung durch Gleichrichtung an Halbleiterübergängen verschieben.
@Abdul K > daher sieht man wirklich jeden Furz. Ja, aber auch jeden Furz der Nachbarn! Außerdem stört sich mein Notebook schon selber. @Harry > Hat jemand eine Idee zur möglichen Ursache? Eine Möglichkeit gibt es noch. Falls die Kaskode doch das Signal vom oberen Kollektor zur unteren Basis durchreicht, würde ein Widerstand in der Basisleitung des unteren Transistors helfen. Fang erstmal mit 1k an, falls das was bewirkt, reduzier ihn, soweit es geht. Bei 1k wäre allerdings die Eingangsimpedanz vollkommen daneben. Warum bleibst Du nicht beim BC550, wenn der funktioniert hat? Der BF199 geht je nach Hersteller bis 1,1GHz (Fairchild).
Abdul K. schrieb: > Verändert sich das Verhalten wenn du mit dem Tastkopf draufgehst? Meinst du mit Tastkopf einen Oszilloskop-Tastkopf? Abdul K. schrieb: > Probiers doch einfach mal aus! 2m Draht direkt an die Soundkarte. Mehr > brauchts nicht. Die hat ja schon über 90dB 'innere Verstärkung', daher > sieht man wirklich jeden Furz. Tiefpaß ist dank Delta-Sigma-Wandler auch > schon drin. Werde ich testen, Danke für die Info! Mit welcher Software kann man das Signal rausfiltern?
Ich schreib das doch nicht wenn ich es nicht selbst probiert habe. Natürlich kann es sein, daß es mit deiner Soundkarte bei dir nicht geht. SpectrumLab z.B. Jo, Tastkopf. Ne Schaltung die keinen Tastkopf aushält ist suspekt. Klar gibt es seltene Sachen die keinen Tastkopf dank ihrer Exotik vertragen.
> Ich schreib das doch nicht wenn ich es nicht selbst probiert habe. Das liegt nicht an der Soundkarte. Ich hab auch so eine Mini-Whip nach pa0rdt. Der Notebook geht prinzipiell nur, wenn das Signal mit einem Übertrager galvanisch getrennt wird. Heiligmorgen 2012 hat plötzlich eine Störung, wie von einer Phasenanschnitt-Steuerung ohne Filter, angefangen. Falls die Sonne scheint, legt auch der Wechselrichter meines Nachbarn los. Nachdem es das zweite mal auch nicht geklappt hat, hab ich mir die Loop zusammengelötet. Parallel dazu 5 umschaltbare Kondensatoren und ein Drehkondensator mit 20-340pF. Damit konnte ich von Zuhause aus die Alphas empfangen. > SpectrumLab SpectrumLab, Spectran, SAQrx... https://sites.google.com/site/sm6lkm/saqrx/
Na wenn du meinst. Mit einer EMU0202 reichen 50cm Draht ohne Elektronik, mit einer in den PC integrierten Soundkarte brauch ich dagegen ne kleine Verstärkerschaltung und am besten nen Übertrager zwischen Antenne und Eingangsstufe. Und überhaupt hat die eine Soundkarte 48KHz Samplingfrequenz und ein Filter bei 20KHz, die andere 192KHz und ein Filter bei 100KHz. Und ohne ASIO-Treiber ist bei 19KHz und geschätzten 15Bit S/N auch Schluß.
Danke für die Infos! B e r n d W. schrieb: > Eine Möglichkeit gibt es noch. Falls die Kaskode doch das Signal vom > oberen Kollektor zur unteren Basis durchreicht, würde ein Widerstand in > der Basisleitung des unteren Transistors helfen. Fang erstmal mit 1k an, > falls das was bewirkt, reduzier ihn, soweit es geht. Bei 1k wäre > allerdings die Eingangsimpedanz vollkommen daneben. > > Warum bleibst Du nicht beim BC550, wenn der funktioniert hat? Der BF199 > geht je nach Hersteller bis 1,1GHz (Fairchild). Habe den Kaskodeneingang testweise kurzgeschlossen, die Symptomatik bleibt bestehen. Von da her könnte es gut sein, dass der "obere" T etwas durchreicht. Die BC550C sind allem Anschein nach 1999 produziert worden und haben lt. Original-Datenblatt von Philips aus heutiger Sicht relativ schlechte Werte für diesen Typ. Bevor ich einen Widerstand in den unteren Basiskreis klemme, probiere ich erst mal lieber noch ein paar Transistor-Typen durch. So gesehen sollte der obere T dann wohl ein HF-Typ (besser: einer mit geringer Emitter-Kapazität) sein!?! Der verwendete BC550C hat lt. Datenblatt bei 1MHz 11pF.
Harry schrieb: > Der verwendete BC550C hat lt. Datenblatt bei 1MHz 11pF. Der BF199 von Motorola hat nur eine Ce von max. 0,35pF.
Q1 = BF494 (Ce = 1pF) Q2 = BF199 Ladderfilter mit ohmschen 220R abgeschlossen ------------------- funktioniert!!! Wermutstropfen: Wenn man den 220R-Widerstand gegen den 1:2-Übertrager austauscht, schwingt es wieder gewaltig... der Übertrager und der BF199 scheinen sich nicht zu mögen. Der BF199 am Resonanzübertrager ist quasi unbeherrschbar (egal ob 1kOhm parallel zum Resonanzübertrager-Eingang oder eine Ferritperle auf dem Kollektor) @Bernd: Du hattest auf jeden Fall recht, die Ce hat beim BC550 ordentlich was durchgelassen.
Hatte noch beide Ts der Kaskode in BF494 getauscht. Damit ist das Problem um den Resonanzübertrager verschwunden und an der Stelle, an dem sich Emitter und Kollektor begegnen, zeigt ein 500p-C gegen Masse auch keine Wirkung mehr. Allerdings scheint es immer noch leicht um die Basis von Q2 und den Ausgang des 1:2-Übertragers herum zu schwingen (das UKW-artige Rauschen lässt sich in dem Bereich mit einem 15p-C geg. Masse stark mindern). Mit einen ohmschen Abschluss (220 Ohm) treten wie gesagt ausch bei einem BF199 (Q2) keine wilden Schwingungen auf. Ich vermute fast, der 1:2-Übertrager ist das Problem...
> Ich vermute fast, der 1:2-Übertrager ist das Problem...
Falls irgendwas vom Ausgang zum Eingang zurückkommt (was die Kaskode
eigentlich verhindern soll), kann ein Huth-Kühn-Oszillator entstehen.
Die Schwingung findet auf der Eigenresonanz des 1:2 Übertragers statt.
Verhindern kann man das am einfachsten mit einem Widerstand in der
Basisleitung von Q2. Eventuell geht auch die Ferritperle.
B e r n d W. schrieb: > Falls irgendwas vom Ausgang zum Eingang zurückkommt (was die Kaskode > eigentlich verhindern soll), kann ein Huth-Kühn-Oszillator entstehen. Noch nie vorher gehört, Danke für die Info! http://de.wikipedia.org/wiki/Huth-K%C3%BChn-Schaltung (das eine 1pF Ce beim BF494 ist vielleicht schon zuviel) > Die Schwingung findet auf der Eigenresonanz des 1:2 Übertragers statt. Dann müsste ein anderer Übertrager mit anderer f(res) ja eigentlich die Schwingneigung verhindern?! > Verhindern kann man das am einfachsten mit einem Widerstand in der > Basisleitung von Q2. Eventuell geht auch die Ferritperle. Hattest du schon geschrieben, werde es später testen. Habe zuhause auch noch Doppellochkerne - eventuell führe man vom Streufeld her damit besser - würde bei Huth-Kühn allerdings eher weniger helfen. Auf jeden Fall interessant zu sehen, wie sich das Problem bei den einzelnen Transistor-Wechseln vom Resonanzübertrager über den gemeinsamen Emitter-Kolektor-Punkt zum Kaskodeneingang verschoben hat. Was macht der NF-/HF-Signalverfolger?
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Bjt-Kaskode_Rb.GIF
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Konnte den Rauschpegel weiter senken, u.a. durch Verwendung eines FT37-77-Kerns und nur 3x 5 Wdg. "verdrillt" als Eingangsübertrager (1x5Wdg. für Ladderfilterseite, 2x5Wdg. in Serie für BJT-Kaskodenseite). Dabei war es günstig, die Sek.-Wicklung phasenvertauscht anzuschließen. Es gibt aber eine deutliche Rausch-Schwelle, die bestehen bleibt. Auch mit einem 1k-Widerstand in der Basiszuleitung von Q2. Habe deshalb den ÜT abgeklemmt und durch einen Festwiderstand 1k ersetzt. Das verbleibende Grundrauschen kann nur wie im Anhang gezeigt eliminiert werden (100nF direkt von Basis nach GND). Dieses Grundrauschen ist mehrfach lauter als das Rauschen vom Quarzfilter. Bleibt die Frage, ob dieses Grundrauschen durch Eigenschwingungen der Kaskode erzeugt wird oder wirklich ein bauteilbedingtes Grundrauschen ist, das in Kauf genommen werden muss. (wenn dem so wäre, fände ich es ziemlich laut für die Anwendung)
PS: über den unteren 33k-Widerstand wird nichts eingeschleppt, hatte ihn über einen TP gefiltert (BasisQ1 -> 1kOhm, 100nF nach GND -> 33kOhm -> BasisQ2). Am Transistorexemplar wird es wohl auch nicht liegen, hatte mehrere BF199 von verschiedenen Herstellern durchprobiert - alle mit dem gleichen Resultat.
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ZF_ohne_Uebertrager.gif
21 KB
Hier ist nochmal ein Gegenvorschlag ohne Übertrager. Dabei kommen von vorne 12dB mehr Signal, entsprechend sollte das Rauschen der Kaskode weniger ins Gewicht fallen. Ohne Übertrager ist dann auch die Schwingneigung wieder weg.
Hallo Bernd, Danke für die Schaltbildidee ohne Übertrager! Kannst du eventuell noch mal kurz einen Blick auf das Bild "Bjt-Kaskode_Rb.GIF " drei Postings weiter oben werfen? Kann es sein, dass dort bei dem Testaufbau schon das Rauschen der Widerstände 22k und 33k so stark zum Tragen kommt, dass es klingt, als würde die Stufe schwingen? (wenn ja, könnte es nämlich sein, dass das Eingangssignal für das Ladderfilter viel zu niedrig ist - dann würde die hohe Verstärkung der Kaskode ein Schwingen möglicherweise nur "vortäuschen")
Die 33 K und 22 K Widerstände sind für das Rauschen nicht relevant. Das Rauschen der Widerstände wird oben durch den 10 nF Kondensator krugeschlossen, und unten ist es der 1 nF Kondensator zum Eingangssignal. Der einzige Widerstand der nennenswert zum Rauschen beiträgt wäre der 1 K Widerstand Rb. Das Rauschen dieses Widerstandes ist ggf. auch schon mehr als das vom BF199 - also ggf. schon eine wesentliche Rauschquelle in der Schaltung.
Hallo Harry Nimm mal die letzte LTspice Simulation und mach statt dem Strichpunkt einen Punkt vor das noise. Du kannst Dir das Rauschen am Ausgang anzeigen lassen und den Rauschanteil jedes Bauteils, welches zum Rauschen beiträgt. R10 und Q3 rauschen am stärksten, Q2 noch ein wenig, aber die Kurven der drei Basisvorwiderstande gehen kaum von der Nulllinie weg.
Vielen Dank an euch für die schnellen Antworten! Ulrich H. schrieb: > Der einzige Widerstand der nennenswert zum Rauschen > beiträgt wäre der 1 K Widerstand Rb. Das Rauschen dieses Widerstandes > ist ggf. auch schon mehr als das vom BF199 Danke für die Erklärung, jetzt verstehe ich es. Beim derzeitigen Aufbau rauscht der 1k-Widerstand subjektiv betrachtet etwa vier mal so laut wie der BF199 (ein mal 100n-C von jenseits des 1k nach GND und ein mal direkt von der Basis nach GND). Bei einem 2N2222 oder 2N708 ist das 1k-Rauschen subjektiv etwa doppelt so stark wie das Transistorrauschen (der BF199 rauscht also deutlich weniger als die beiden letztgenannten). B e r n d W. schrieb: > Nimm mal die letzte LTspice Simulation und mach statt dem Strichpunkt > einen Punkt vor das noise. Du kannst Dir das Rauschen am Ausgang > anzeigen lassen und den Rauschanteil jedes Bauteils, welches zum > Rauschen beiträgt. Prima, Danke, habe schon damit rumexperimentiert. Sehr praktisch!!! :O)
> 1k-Rauschen subjektiv etwa doppelt so stark wie das Transistorrauschen
Der Widerstand kann möglicherweise auf 100 Ohm reduziert werden, ohne
dass die Schwingneigung wieder anfängt. Dann überwiegt wieder der
Transistor.
B e r n d W. schrieb: > Der Widerstand kann möglicherweise auf 100 Ohm reduziert werden, ohne > dass die Schwingneigung wieder anfängt. Der Widerstand an der Basis ist mittlerweile durch eine Ferritperle direkt an der Basis mit 1 Wdg. (! also nicht nur das Bein durchgesteckt) ersetzt. Schwingen tut nach meiner Meinung nichts mehr. Es ist ein schwaches Restrauschen verblieben, das ich (noch) nicht erklären kann. Als Endstufen-IC ist ein TDA7052A zum Einsatz gekommen (sehr angenehm, kein Einschaltknacksen, fast kein Eigenrauschen, Volume-Steuerung über DC, Eigenrauschreduktion bei geringer Lautstärke :O)). Jetzt fehlt noch die NF-Vorstufe mit OP. Die minimale Betriebsspannung wird später ca. 8V sein. Als OP kommen infrage: TL072 NE5534 TLC271CP (meine, der wäre mehr oder weniger Rail-to-Rail und für Single Supply). (bis jetzt noch nicht abschließend geklärt, welcher von denen zum Einsatz kommen soll)
> Es ist ein schwaches Restrauschen verblieben, > das ich (noch) nicht erklären kann. Ein klein wenig Rauschen muss man wohl akzeptieren. > Als Endstufen-IC ist ein TDA7052A zum Einsatz gekommen Den hab ich auch schon mal verbaut, sehr gutmütig. > TL072, NE5534, oder TLC271CP Keine Frage, der NE5534 gewinnt mit Abstand. Das ist zwar kein Rail to Rail OPV, aber bei 8V Betriebsspannung kommen immer noch ca. 5Vss raus. Das Rauschen ist gering und das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt liegt bei 10MHz.
B e r n d W. schrieb: > Ein klein wenig Rauschen muss man wohl akzeptieren. Das Kaskodenrauschen ist jetzt nur noch etwa so laut wie das Rauschen aus dem Filter. Damit kann man leben. Wollte den NF-Teil der Schaltung vorab mit Ltspice simulieren, finde in der Bibliothek leider kein Modell für den NE5534 (NE5534AN). Hier könnte man ein Spice-Modell herunterladen (die Datei im Anhang), allerdings mit anderer Anschlussbelegung (was für die reine Simulation vermutlich egal ist). http://www.ti.com/product/ne5534 Wobei mir nicht klar ist, wie man eine .301-Datei einbindet. Bei Ltspice haben die Opamp-Dateien, glaube ich, .sub-Endungen und sind inhaltlich mit dem Editor unleserlich.
> allerdings mit anderer Anschlussbelegung Die Simulation wird ohne korrekte Anschlussbelegung nicht funktionieren. Da muss man sich erst ein passendes Symbol erstellen. Nimm für die Simulation einfach den LT1007, der verhält sich ähnlich. Lediglich steht beim typischen Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt 8 statt 10 MHz.
B e r n d W. schrieb: > Nimm für die Simulation einfach den LT1007, der verhält sich ähnlich. Danke für den Tipp!!!
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Schaltbild_OP_CW.PNG
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Hier eine kleine Simulation mit einem frequenzselektiven NF-Verstärker. Fragt sich natürlich, ob die Schaltung in der Praxis so funktionieren würde.
Und hier noch das .asc-File. (irgendwie lassen sich grade nicht mehrere Anhänge in ein Posting packen)
Schau Dir mal anstatt des Ausgangsstroms die Ausgangsspannung an. Wie passen 86dB Verstärkung in den Pegelplan?
B e r n d W. schrieb: > Schau Dir mal anstatt des Ausgangsstroms die Ausgangsspannung an. Wie meinst du das? Wird im Sweep oben nicht die Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung in dB angezeigt?
In der Überschrift steht I(R4). Der TDA7052A hat übrigens eine Eingangsimpedanz von 20k.
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Bearbeitet durch User
B e r n d W. schrieb: > Das ist ein Tiefpass mit Resonanzüberhöhung. Überschnitten... Bei dem realen Schaltungsaufbau mit der Kaskode über den SA602 an die Endstufe ist das Signal noch ziemlich leise. Um 12dB sollte es schätzungsweise schon noch verstärkt werden (zumal die Kaskode nicht bei voller Verstärkung betrieben wird). B e r n d W. schrieb: > In der Überschrift steht I(R4). Achso... für die Spannung die Leiterbahn am R anklicken - Danke, jetzt sehe ich, was du meinst!!! > Der TDA7052A hat übrigens eine Eingangsimpedanz von 20k. Im Datenblatt hier wird ein 5k-R vorgeschlagen, von dort ein 470nF-C direkt auf den Eingang. Habe es erst mal so gemacht...
Ganz vielen Dank auch für die Simulation mit den zwei OPs ohne Spule!!! Kann man von LTspice aus eigentlich direkt den Plot mit dem Schaltbild darunter als .gif exportieren?
B e r n d W. schrieb: > Das ist ein Tiefpass mit Resonanzüberhöhung. Kann man die Resonanzüberhöhung bei ca. 725 Hz noch etwas höher treiben, auf ca. +18dB (oder zur Not einfach den Gesamtpegel etwas anheben)?
Einfach den Gesamtpegel etwas anheben!
> direkt den Plot mit dem Schaltbild darunter als .gif exportieren?
Ich hab mal auf den Pdf Creator gedruckt. Wenn der sich öffnet, kann
"speichern als" aufgerufen werden. Es funktioniert mit png und jpg.
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TP_res_ueh.PNG
7,2 KB
B e r n d W. schrieb: > Ich hab mal auf den Pdf Creator gedruckt. Danke für die Info! Kurze Frage - darf an der markierten Stelle im Schaltbild ein Kondensator sitzen? Lt. Simulation funktioniert es, aber wirklich wohl ist mir bei einem invertierenden Verstärker nicht dabei.
> Lt. Simulation funktioniert es
Aber kommt da wirklich der erwünschte Frequenzgang raus? Ich würde in
Reihe zu C7 einen Widerstand mit 1k schalten. Falls dann die Verstärkung
zu klein wird, den R15 auf 10k erhöhen.
B e r n d W. schrieb: > Aber kommt da wirklich der erwünschte Frequenzgang raus? Primär geht es darum, die HF an Pin4/SA602 abzublocken (Frequenzgang ist eher zweitrangig). Es müssen keine 100nF sein, aber ca. 1nF sollte es an der Stelle schon sein - sonst fängt die Kaskode wieder HF von dort auf (das war ja schon mal der Fall). > Ich würde in > Reihe zu C7 einen Widerstand mit 1k schalten. Was würde der bringen? Muss nicht der OP-Eingang DC-mäßig von des Spannung an Pin4/SA602 entkoppelt werden?!
>> Reihe zu C7 einen Widerstand mit 1k schalten. > Muss nicht der OP-Eingang DC-mäßig von des Spannung > an Pin4/SA602 entkoppelt werden?! C7 soll ja bleiben, C13 ist auch ok. Die Schaltung mit zusätzlichem 1k Widerstand in Reuhe zu C7 würde zwei Tiefpässe bilden und den direkten kapazitiven Pfad nach GND vermeiden. Ohne Widerstand würden die Kondensatoren C12, C7 und C13 für hohe Frequenzen einen kapazitiven Spannungsteiler nach GND bilden. Dann stellt sich für den OPV bei hohen Frequenzen eine andere Verstärkung als für tiefe ein. Manche OPVs werden auch instabil.
Der invertierende Verstärker hat einen Höcker bei ca. 600kHz Was spricht gegen einen nichtinvertierenden Verstärker wie im Anhang? Das höhere Rauschen durch die beiden Spannungsteiler-Widerstände am (+)-Eingang?
Angehängte Dateien:
Hier noch Plot und Schaltbild...
Der nicht invertierende Verstärker geht auch. Mehr Rauschen gibt der auch nicht - eher weniger. Die Widerstände R11 und R12 dürfen auch größer werden - die sind nur für den Bias nötig. Die Invertierende Version sollte mit einem Widerstand in Reihe zu C7 (wegen der Stabilität des OPs) auch gehen. Ohne ist ggf. die Kapazitive Last für den OP zu groß. In beiden Fällen kann die Schaltung als Ganzes auch hochohmiger werden, insbesondere C5 muss dann nicht mehr so groß sein. So kritisch ist das Rauschen da nicht mehr. Dafür ist der Pegel schon zu groß, und andere Rauschquellen (z.B. der 1. Mischer) sind viel größer.
> Die Widerstände R11 und R12 dürfen auch größer werden > die sind nur für den Bias nötig. Ursprünglich waren C7, R11 und R12 als Hochpass gedacht. Unterhalb der Grenzfrequenz beginnen R11 || R12 zu rauschen. An dieser Stelle kann zwar auf den Hochpass verzichtet werden, andererseits würde das Rauschen im Lautsprecher weniger als 1mV betragen.
Hallo, ich danke euch für die Antworten! Ulrich H. schrieb: > In beiden Fällen kann die Schaltung als Ganzes auch hochohmiger werden, > insbesondere C5 muss dann nicht mehr so groß sein. Nach welcher Formel wird der TP mit Resonanzüberhöhung um U2 aufgebaut, ist es ein Bessel-Filter?
Habe es auf jeden Fall mal nichtinvertierend aufgebaut - Rauschen und Rumpeln sind kaum vernehmbar. Die Lautstärke könnte insgesamt noch etwas angehoben werden. So weit ich bis jetzt gehört habe, klingen die Morsezeichen allerdings ziemlich verwaschen. Könnte an dem steilen Filterabfall (von 750Hz bis 20kHz immerhin -120dB) liegen!?!
> Könnte an dem steilen Filterabfall > (von 750Hz bis 20kHz immerhin -120dB) liegen!?! Eher an der Resonanzüberhöhung. Falls die Morsezeichen nach der ersten Stufe noch gut klingen, muss die Güte des Filters zurückgenommen werden. Dazu C5 halbieren und C6 verdoppeln, das reduziert die Güte und die Filtermitte bleibt. Die erste Stufe kann das Signal anheben, einfach R16 verdoppeln und C14 halbieren. So stark muss auch garnicht gefiltert werden, die Hauptarbeit soll das Ladderfilter erledigen.
Hallo, C5 und C6 sind jetzt gegen 150nF und 68nF ausgetauscht. Das macht vom ersten Reinhören her schon mal einen wesentlich besseren Eindruck. R16 ist momentan bei 6k. Leider ist momentan das 30m-Band ziemlich leer, so dass bisher noch nicht richtig getestet werden konnte. Wahrscheinlich ist R16 mit 6k immer noch zu klein. Kann man sagen, wo in etwa die realistische Verstärkungsgrenze liegt? R16 z.B. auf 1M zu vergrößern, macht sicher keinen Sinn!? B e r n d W. schrieb: > Die erste Stufe kann das Signal anheben, einfach R16 verdoppeln und C14 > halbieren. C14 bleibt erst mal weg, bis der richtige Wert für R16 gefunden ist. > So stark muss auch garnicht gefiltert werden, die Hauptarbeit soll das > Ladderfilter erledigen. So sehe ich das auch. Der Sound nach der ersten Stufe ist ziemlich gut, nur leider auch ziemlich leise.
> R16 z.B. auf 1M zu vergrößern, macht sicher keinen Sinn!?
Faktor 1000 könnte schon funktionieren, falls die obere Grenzfrequenz in
der Nähe von 1kHz bleibt. Dann für Versuche vorerst den
Tiefpass-Kondensator (C14?) weglassen.
Bei der Verstärkung gibt es 2 Grenzen: Einmal ist da ein Limit was der OP mit macht. Bei rund 10 MHz GBW und 1 kHz Signalfrequenz geht halt nicht mehr als eine 10000 fache Verstärkung. Das Limit wird so schnell nicht erreicht, selbst wenn man noch einen Faktor 10 für die Schleifenverstärkung über lassen will. Mit größerem R16 müsste man auch C14 anpassen, sonst werden nur die tiefen Töne lauter, aber nicht das gewünschte Signal. Einfacher wäre es ggf. R15 variabel zu machen. Wird R16 zu groß, nimmt auch der Offset über den Bias Strom zu: Auch da könnte man aber wohl bis über 1 M gehen (gäbe dann 1 M * 500 nA = 0,5 V DC Offset). Bei der niedrigen Frequenz kriegt man auch eine hohe Verstärkung hin ohne das es schwingt. Das andere Limit ist das Rauschen von den Stufen davor (bei richtiger Auslegung ist das vor allem der Signalhintergrund den die Antenne Empfängt). Wo das Limit liegt könnte man ggf. rechnen oder halt probieren - das hängt auch davon ab, was an Lautsprecher usw. dahinter hängt. Irgendwann wird einfach nur das Rauschen zu sehr verstärkt. Mehr Verstärkung bringt dann nichts mehr, denn das S/N Verhältnis bleibt ja konstant.
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Dann könnten die Bauteilewerte ein wenig anders ausgelegt werden (siehe Anhang). > Das andere Limit ist das Rauschen von den Stufen davor Pegelplan Update: ----------------- 10dB Eingangsfilter 17dB NE602 -12dB Übertrager in -6dB Laddefilter 6dB Übertrager 40dB Kaskode mit Resonanzübertrager 17dB NE602 30dB NF-Vorverstärker ???? 40dB NF-Verstärker ------------------- 142dB Summe -> Ua/Ue = 12.590.000 Oder 1µ wird auf 10Volt verstärkt. Aber das Antennenrauschen wird schon mehrere µV betragen. Es sei denn, am Pegelplan stimmt was nicht.
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Hallo zusammen, wollte kurz sagen, jetzt, wo die Tage kürzer geworden sind, habe ich den CW-Rx von der Elektronik her fertiggestellt. Es fehlt also "nur" noch das Gehäuse. Für den NF-Vorverstärker habe ich den Vorschlag von Bernd beherzigt (ist schon ein Weilchen her, dennoch: Danke Bernd!!!). Es werden nun die Bauteilwerte wie im Anhang verwendet. Als nächstes wird noch ein RF-Regler benötigt und dann soll der VFO zusätzlich mit einem Mischer von einem QRP-Tx verbunden werden (bisher erst in Planung). Ohne RF-Regler ist der Empfänger relativ schnell "überfahren". Im Moment ist am Eingang eine Langdrahtantene über 22pF an einen 47-Ohm-Widerstand angeschlossen - bei diesem Aufbau sind die Empfangsergebnisse hier in der Stadt bei normalstarken Sendern klar und deutlich (bei echten Bombasten muss der C besser auf 5pf verkleinert werden). So viel dazu. Also viele Grüße und einen guten Start in die neue Herbst-Winter-Bastelsaison 2014/2015 :O) Viele Grüße!
Hallo Harry Schön, die Fortschritte zu sehen. In verschiedenen Quellen wird propagiert, den Lautstärkeregler nach der Hälfte der Verstärkung anzuordnen. Dann kann man zurückregeln, bevor Übersteuerung eintritt. Ist das Poti zu weit hinten, passiert sowas. Ist das Poti gleich nach dem Mischer angeordnet, rauscht der Verstärker danach deutlich hörbar. Eine Alternative wäre ein lineares Stereo-Poti, mit dessen Hilfe sich das Signal nach 1/3 und nach 2/3 der Verstärkung regeln läßt. Freundliche Grüße, Bernd
Hallo Bernd, Danke für die schnelle Antwort! Du meinst den NF-Verstärker bzw. dessen Lautstärkeregler? Das Rauschen hinter dem Produktdetektor ist auch bei kurzgeschlossenem Antenneneingang so laut, dass das Rauschen des NF-Teils definitiv vernachlässigt werden kann. Am meisten rauscht wohl nach wie vor die Kaskode. Habe leider nur ein China-USB-Oszilloskop mit 20MHz Bandbreite und passiven Tastköpfen, eventuell könnte man damit aber trotzdem ein paar sinnvolle Messungen anstellen, um dem Rauschen auf die Spur zu kommen?! Viele Grüße!
Hallo Harry Bei schwachen Signalen muss man natürlich die Verstärkung weit aufdrehen, dann wird es immer rauschen. Kommt jedoch das Signal etwas stärker, sollte das bessere S/N Verhältnis zu einem entspannteren Hören führen. Dreht man also den Lautstärkeregler zurück, sollte das hörbare Rauschen nahezu auf Null gehen oder wenigstens nicht mehr nerven. Ein Lautstärkeregler direkt vor der NF-Endstufe würde diese Anforderung erfüllen. Jedoch kann bei kleinen Signalen der Vorverstärker schon übersteuern. Hier wäre es besser, das Lautstärkepoti direkt nach dem Mischer oder nach der ersten NF-Stufe anzuordnen. Der Nachteil: Oft ist nun das Eigenrauschen des NF-Signalwegs nach dem Poti deutlich hörbar. Beim Kompromiss ist das Poti nach der Hälfte der Verstärkung angeordnet. Dadurch kann eine zu schnelle Übersteuerung durch Zurückregeln des Potis verhindert werden und bei zurückgeregeltem Poti ist kaum ein Eigenrauschen der Stufen danach hörbar. Zu dem Thema gabs einen interessanten Vortrag, ich such mal später den Link raus. Gruß, Bernd
>Dann um +/-350 Hz verstellbar, also von 6.553.620Hz bis 6.554.420Hz
Die Diskussion ist wohl schon längst weiter, aber:
Der BFO kann auch durchaus ausserhalb des ZF-Durchlassbereichs liegen,
wenn du ihn erst nach dem ZF-Verstärker und seinen Filtern, also am
Demodulator zusetzt.
Damit kannst du problemlos auch vernünftige CW-Töne von z.B. 1kHz
bekommen und NF-Filter mit gebräuchlichen Dimensionierungen verwenden.
foo schrieb: > Damit kannst du problemlos auch vernünftige CW-Töne von z.B. 1kHz > bekommen und NF-Filter mit gebräuchlichen Dimensionierungen verwenden. Was willst denn mit 1kHz? Da klingeln dir ja die Ohren. 600Hz ist etwa die meist gehörte Frequenz. Die Ablage sollte sich normalerweise durch ziehen des Quarzes einstellen lassen. Der Vorteil bei niedrigeren ZF Frequenzen wäre zb. auch ein freischwingender BFO welcher durchaus auch seine Vorteile haben kann.
B e r n d W. schrieb: > Wie versprochen: > http://www.azscqrpions.org/Tuthill_filter_presentation_08-09.pdf Hallo Bernd, Danke für das PDF! Habe es durchgeschaut, habe aber nichts gefunden zu der erweiterten Lautstärkeregelung. Habe ich es überlesen? > Kommt jedoch das Signal etwas > stärker, sollte das bessere S/N Verhältnis zu einem entspannteren Hören > führen. Dreht man also den Lautstärkeregler zurück, sollte das hörbare > Rauschen nahezu auf Null gehen oder wenigstens nicht mehr nerven. Die Idee ist gut! > Der Nachteil: Oft ist > nun das Eigenrauschen des NF-Signalwegs nach dem Poti deutlich hörbar. > > Beim Kompromiss ist das Poti nach der Hälfte der Verstärkung angeordnet. Dann wäre es vielleicht besser, ein eigenes Lautstärkepoti für die Endstufe zu verwenden und ein Lautstärkepoti Stereo für die Regelung direkt hinter dem BFO und zwischen den beiden Operationsverstärkerstufen!? Viele Grüße!
> zu der erweiterten Lautstärkeregelung Erweitert nicht, die Kernaussagen sind die selben. Seite 12: -Volume control seems to work best placed at mid point in gain chain –Volume at the antenna or at the audio output causes problems –Halfway allows almost dead quite audio when the volume is turned all the way down -Want ~ 40 dB of gain before volume control, 40 db after > ein eigenes Lautstärkepoti für die Endstufe zu verwenden und ein > Lautstärkepoti Stereo für die Regelung direkt hinter dem BFO und > zwischen den beiden Operationsverstärkerstufen!? Es gibt ja schon eine Verstärkung in der ZF und möglicherweise später eine AGC. In dem Fall reicht eine einfaches Lautstärke-Poti. Dann eher auf der Antennenseite noch einen HF-Regler vorsehen, damit der SA602 nicht überfahren wird.
B e r n d W. schrieb: > Es gibt ja schon eine Verstärkung in der ZF und möglicherweise später > eine AGC. In dem Fall reicht eine einfaches Lautstärke-Poti. Man kann ja die Kaskode als AGC-Element einsetzen, wenn ich den Schaltplan oben richtig deute?! Man müsste dann eine Empfangsspannungs-abhängige Steuerspannung an der Basis vom "oberen" Kaskodentransistor anschließen (durch HF-Gleichrichtung gewonnen). Wenn die Kaskode nicht immer voll aufgedreht wäre, wäre schon viel gewonnen im Bezug auf Rauschminderung!
Wärs möglich, mal einen aktuellen Schaltplan des kompletten Teils zu bekommen? Dann kann man sich eine AGC dafür überlegen.
Hallo Bernd, sobald ich Zeit habe, stelle ich den Schaltplan vom gesamten Gerät zusammen und poste ihn dann hier. Wäre super, wenn wir eine funktionierende AGC hinbekämen! Viele Grüße und Danke, Harry
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