Hallo, ich möchte den Klirrfaktor von selbstgebauten Audioverstärkern messen. Dazu habe ich folgende Idee im Kopf: Ich nehme einen klirrarmen Wienbrückenoszillator mit der Frequenz 1kHz (eventuell mit Tiefpass dahinter), schicke dieses Signal durch den zu testenden Verstärker, messe dann mit schaltbaren Bandpässen die Amplituden der ersten 5 Harmonischen und trage die Werte in diese Gleichung ein, um den ungefähren Wert des Klirrfaktors zu berechnen: http://www.amplifier.cd/Tutorial/Klirrfaktor/Klirrfaktor.htm (Bild 4) Die Bandpässe sollten wahrscheinlich von höherer Ordnung sein. Schalte ich hier einfach einen aktiven Tiefpass n-ter Ordnung hinter einen aktiven Hochpass n-ter Ordnung um einen Bandpass n-ter Ordnung zu erhalten? Wäre diese Idee so machbar oder bin ich hier auf dem Holzweg? Es gibt zwar Software zum Messen des Klirrfaktors, ich möchte es jedoch zuerst Analog versuchen. Danke im Voraus!
Luca E. schrieb: > messe dann mit schaltbaren Bandpässen die > Amplituden der ersten 5 Harmonischen Es reicht eigentlich ein Bandpass, um die Grundwelle auszufiltern und dann den Rest mit einem echt-Effektivwert-Multimeter zu messen.
Harald Wilhelms schrieb: > Luca E. schrieb: > >> messe dann mit schaltbaren Bandpässen die >> Amplituden der ersten 5 Harmonischen > > Es reicht eigentlich ein Bandpass, um die Grundwelle auszufiltern > und dann den Rest mit einem echt-Effektivwert-Multimeter zu messen. Das ist allerdings nicht THD, sondern THD+N. Gut, der Unterschied ist etwas akademisch bei der heutigen Rauscharmut...
Harald Wilhelms schrieb: > Es reicht eigentlich ein Bandpass, um die Grundwelle auszufiltern > und dann den Rest mit einem echt-Effektivwert-Multimeter zu messen. TrueRMS Multimeter wäre vorhanden. Aber müsste der Filter dann nicht ein Kerbfilter sein? Diese Idee hatte ich davor, ich dachte aber, die Messung der einzelnen Harmonischen wäre genauer. So genau wird es aber so oder so nicht.
Auch wenn man die einzelnen Oberwellen mit Bandpassfiltern bestimmen will, wäre der Kerbfilter für die Grundwelle eine gute Idee: Ohne die Grundwelle abzuschwächen müssten auch die Bandpassfilter sehr klirrarm ausgelegt werden, was bei einem aktiven Filter gar nicht so einfach ist. Zumindest der 1. OP sieht dabei immer noch eine deutlich Amplitude der Grundwellen. Der Aufwand mit 3-5 Bandpassfitler ist auch recht groß - mit Kerbfilter können die Filter ggf. einfacher werden. Die Methode der Wahl ist eigentlich Kerbfitler und Soundkarte. Dann kommt es auch nicht so auf die Qualität de Soundkarte an. Als Standalone Gerät geht auch ein Wienbrückengenerator, Kerbfilter und dann das Oszilloskop. Die Messung einzelner Harmonischer wird nicht unbedingt genauer, aber man kriegt hinweise darauf wo die Quelle liegen könnte. Das geht aber auch schon ganz gut aus der Wellenform hinter dem Kerbfilter.
Ein Kerbfilter wird in der Regel als Wien-Brückenschaltung aufgebaut, bei automatisch abgleichende Messgeräte auch als Variostatefilter. Kerbfilter mit Wienbrückenschaltung sind relativ simpel und man kann je nach Aufbau Klirrfaktoren bis 0,01% erfassen. Schaue mal nach http://www.rainers-elektronikpage.de/RADIO-RIM-Baumappen/Baumappe_NFM2000.pdf Das Gerät ist schon recht brauchbar. Mit ICs aufgebaut geht das Gerät noch besser. Ralph Berres
Ralph Berres schrieb: > 0,01% Also wenn man sich schon die Mühe macht es analog zu tun, kann man ja wenigstens klotzen nicht kleckern. http://www.users.on.net/~glenk/thd/thd.htm > at or below 0.0001% (-120dB)
Marian B. schrieb: > http://www.users.on.net/~glenk/thd/thd.htm Interessanter Link. Ob das dem TE zu aufwendig ist? Ralph
Die einfache, klassische Form des Kerbfilters ist das doppel-T Glied. Das geht auch rein passiv, bzw. mit dem OP am Ausgang. Gerade wenn man mit der Soundkarte misst muss das Filter auch nicht perfekt sein. Es geht vor allem darum die Grundwelle so weit zu unterdrücken, das der Rest dahinter nicht mehr so kritisch ist. Begrenzt ist man dann in aller Regel durch die Qualität des Oszillators.
Hallo, danke für die Antworten. Ralph Berres schrieb: > Schaue mal nach > > http://www.rainers-elektronikpage.de/RADIO-RIM-Baumappen/Baumappe_NFM2000.pdf > > Das Gerät ist schon recht brauchbar. Mit ICs aufgebaut geht das Gerät > noch besser. Danke, den Schaltplan schaue ich mir mal genauer an. Marian B. schrieb: > Also wenn man sich schon die Mühe macht es analog zu tun, kann man ja > wenigstens klotzen nicht kleckern. > > http://www.users.on.net/~glenk/thd/thd.htm Das ist dann doch ein Stück zu aufwändig. Man muss es ja auch nicht gleich übertreiben. ;-) Lurchi schrieb: > Die einfache, klassische Form des Kerbfilters ist das doppel-T Glied. Wie sieht es mit dem Kerbfilter aus dieser TI Appnote aus? http://www.ti.com/lit/an/sloa093/sloa093.pdf (S. 8) Lurchi schrieb: > Begrenzt ist man dann in aller Regel durch die Qualität des Oszillators. Lässt sich die Qualität durch Tiefpassfilterung verbessern? Edit: Den Wienbrückenoszillator habe ich bereits aufgebaut. Klassisch mit einer Glühlampe in der Rückkopplung.
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Luca E. schrieb: > Lässt sich die Qualität durch Tiefpassfilterung verbessern? Ne, was hilft ist ein guter Aufbau und eine vernünftige Gain-Regelung ; letztere ist der begrenzende Faktor in Sachen THD.
Luca E. schrieb: > Lässt sich die Qualität durch Tiefpassfilterung verbessern? Ja schon. Aber man beraubt sich der Freiheit verschiedene Frequenzen über einen großen Bereich zu erzeugen, weil man den Tiefpass mitlaufen lassen muss, oder zumindest viele Tiefpässe für verschiedene Teilbereiche verwenden muss. 0,01% geht noch ganz gut mit einen Wienbrückenoszillator und der üblichen Amplitudenregelung mit Kaltleiter ( Glühlämpchen ). 0,01& ist etwa das , was man mit relativ geringen Aufwand noch erreichen kann. Will man noch besser werden, würde ich dann schon eher zu einen Vario-State Oszillator greifen. Tektronix macht das z.B. im SG5010 so. Alternativ wäre auch die Möglichkeit einen DDS Synthesizer zu Fuß aufzubauen, weil man dann mehrere Eproms ( wegen der Datenwortbreite )für den Sínusspeicher und einen 16Bit oder gar 24Bit DA Wandler nehmen könnte. Damit sind dann Klirrfaktoren um 0,001% oder noch kleiner möglich. Ralph Berres
So ganz falsch ist der der Ansatz mit den Bandpaessen nicht. Der "Klirrfaktormesszusatz KLMZ-1" von Wandel&Goltermann besteht aus genau einem (passiven) Bandpass fuer 1600 Hz. Zur Messung des THD (Third Harmonic Distortion) fuehrt man dem Messobjekt einfach (1600 / 3) 533 Hz zu. Fuer den "echten" Klirrfaktor muss alle relevanten Frequenzen messen (1600/2, 1600/3, 1600/4 ...) und wie im TO-Beitrag refenziert, zusammenrechnen. Eine sehr einfache Technik, die einen klirrarmen Generator vorausgesetzt, durchaus brauchbare Resultate liefert. Ich begnuege mich meisst mit dem THD :-)
Ralph Berres schrieb: > Tektronix macht das z.B. im SG5010 so. SG505 Schaltplan ist einfacher zu lesen und das gleiche. State-variable und phase-shift (mit Integratoren) ist das gleiche, nur andere Namen/Betrachtungsweisen. Unabhängig von der Realisierung ist der Knackpunkt bei den analogen Oszillatoren immer die AGC. ./. schrieb: > Eine sehr einfache Technik, die einen klirrarmen Generator > vorausgesetzt, durchaus brauchbare Resultate liefert. Setzt natürlich voraus, dass die harmonische Verzerrung nicht stark mit der Frequenz variiert, was bei den von dir angesprochenen niedrigeren Testfrequenzen aber unkritisch sein wird.
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Ralph Berres schrieb: > Ja schon. Aber man beraubt sich der Freiheit verschiedene Frequenzen > über einen großen Bereich zu erzeugen, weil man den Tiefpass mitlaufen > lassen muss, oder zumindest viele Tiefpässe für verschiedene > Teilbereiche verwenden muss. Vorerst reicht mir der Klirrfaktor bei 1kHz. Ralph Berres schrieb: > 0,01% geht noch ganz gut mit einen Wienbrückenoszillator und der > üblichen Amplitudenregelung mit Kaltleiter ( Glühlämpchen ). Ich habe hier aktuell nur 7V/300mA Lämpchen. Damit funktioniert der Oszillator zwar, lässt sich aber nicht wirklich gut einstellen. Erreiche ich den Punkt an dem der Sinus nicht gekappt wird, bricht die Oszillation zusammen. Ralph Berres schrieb: > 0,01% geht noch ganz gut mit einen Wienbrückenoszillator und der > üblichen Amplitudenregelung mit Kaltleiter ( Glühlämpchen ). 0,01% sind absolut ausreichend. Marian B. schrieb: > SG505 Schaltplan Schaue ich mir auch mal an. Edit: Anbei die aktuelle Schaltung des Wienbrückenoszillators.
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Ich habe gerade den Notchfilter (der aus der TI-Appnote) aufgebaut. Allerdings funktionierte er nicht. Der Ausgang bleibt bei jeder Frequenz auf 0V. Möglicherweise liegt es daran, dass ich keine passenden Widerstandswerte da habe und auch durch Parallel- oder Reihenschaltung auf etwa 2% Abweichung der Werte komme. Oder es ist ein schlechter Kontakt auf meinem ziemlich abgenutzten Steckbrett... Damit werde ich mich Morgen nochmal befassen und sollte der Notchfilter trotzdem nicht funktionieren, versuche ich mal einen Aktiven Hochpass 4. Ordnung. Damit sollte sich die Grundwelle ja auch schon recht gut dämpfen lassen.
Luca E. schrieb: > Ich nehme einen klirrarmen Wienbrückenoszillator mit der Frequenz 1kHz > (eventuell mit Tiefpass dahinter), schicke dieses Signal... Kann man da auch so vorgehen, dass man den Klirr vom Oszillator bestimmt und dann vom amp, wenn das Oszillatorsignal da durchgegangen ist und dann subtrahiert man die Werte? Dann könnte man sich das Geld für einen klirrarmen Oszillator sparen.
J. Ad. schrieb: > Kann man da auch so vorgehen, dass man den Klirr vom Oszillator bestimmt > und dann vom amp, wenn das Oszillatorsignal da durchgegangen ist und > dann subtrahiert man die Werte? Die Klirrfaktorspannungen werden geometrisch addiert subtrahiert. Spätestens dann wenn der Klirrfaktor des Generators höher ist als das Messobjekt, kommt kaum verwertbares dabei raus. Außerdem weist du ja nicht welche Oberwellen der Generator und welcher das Messobjekt produziert. Ich halte dieses Verfahren für nicht zielführend. Ralph Berres
Luca E. schrieb: > Ich habe gerade den Notchfilter (der aus der TI-Appnote) aufgebaut. > Allerdings funktionierte er nicht. Der Ausgang bleibt bei jeder Frequenz > auf 0V. Möglicherweise liegt es daran, dass ich keine passenden > Widerstandswerte da habe und auch durch Parallel- oder Reihenschaltung > auf etwa 2% Abweichung der Werte komme. Oder es ist ein schlechter > Kontakt auf meinem ziemlich abgenutzten Steckbrett... Kann mir nicht vorstellen das die Toleranzen die Ursache sind. Die sollten sich eher so auswirken, das die Sperrfrequenz sich etwas verschiebt und auch nicht so stark gedämpft wird wie im Idealfall. Weit weg von der Sperrfrequenz kein Signal, das kann nicht sein. Deine Vermutung mit dem schlechten Kontakt passt eher zu 0V Signal.
>> ./. schrieb: >> THD (Third Harmonic Distortion) > Aua. > Total Harmonic Distortion! Selber Aua! http://www.sweetwater.com/insync/third-harmonic-distortion/ This test was commonly abbreviated and listed on the specification sheet as “THD“, which, of course, was mistaken to mean “total harmonic distortion” instead of “third harmonic distortion.”
./. schrieb: >>> ./. schrieb: >>> THD (Third Harmonic Distortion) > >> Aua. >> Total Harmonic Distortion! > > Selber Aua! > > http://www.sweetwater.com/insync/third-harmonic-distortion/ Da handelt es sich aber vermulich nur um ein sehr spezielles Messverfahren für Tonbandgeräte.
Harald Wilhelms schrieb: > Da handelt es sich aber vermulich nur um ein sehr spezielles > Messverfahren für Tonbandgeräte. Third Harmonic Distortion gibt es natürlich. Man sollte sich aber hüten, dies mit THD abzukürzen aufgrund der Verwechslung mit Total Harmonic Distortion. 3rd H.D. ist besser.
Die Verzerrungen des Oszillators wieder raus zu rechnen geht nicht so einfach: Die Signal addieren sich mit Phase und Amplitude. Um das zu korrigieren müsste man schon die Phasenverschiebung der zu testende Schaltung kennen, bzw. besser durchmessen. Das Abziehen wird auch nicht perfekt funktionieren - viel größer als die Verzerrungen der Schaltung dürfen also die des Oszillators nicht sein. Normal wird es einfacher sein einen guten Oszillator aufzubauen. Nur wenn man da an die Grenzen stößt und extrem klirrarme Schaltungen hat, dürfte sich das Korrigieren lohnen - normal macht man das auch noch ohne. Wenn man die Messung mit der Soundkarte macht, könnte man ggf. in Grenzen korrigieren. Das wäre halt vor allem zusätzliche Software und ggf. ein paar Schalter und Teiler.
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Hallo, ich habe den Notchfilter nun nochmal neu berechnet und auf Lochraster aufgebaut. Leider schwingt die Schaltung auf 500kHz.
Luca E. schrieb: > Ich habe hier aktuell nur 7V/300mA Lämpchen. Damit funktioniert der > Oszillator zwar, lässt sich aber nicht wirklich gut einstellen. Erreiche > ich den Punkt an dem der Sinus nicht gekappt wird, bricht die > Oszillation zusammen. Das ist praktisch unbrauchbar, da derartig starke Lampen nur eine geringe Wärmeträgheit haben. 6V/50mA sind leicht in ebay erhältlich, und schon ganz passabel; 6V 100 mA leicht im Fahrradladen (== Rücklichtbirne). Sofern der Laden nicht nur LED führt .-)) Generell: Großer Glaskolben, Vakuum (keine Gasfüllung!!) ist hier die Variante die man suchen muß.
J. Ad. schrieb: > Kann man da auch so vorgehen, dass man den Klirr vom Oszillator bestimmt > und dann vom amp, wenn das Oszillatorsignal da durchgegangen ist und > dann subtrahiert man die Werte? Das geht einfach nicht. Im extremfall kann das Messobjekt die Verzerrungen des Oszillators sogar kompensieren. Beispiel: Oszillator hat Verzerrungen nach quadratischer Kennlinine und Messobjekt welche nach Wurzel-Kennlinie Ich erinnere mich zum Beispiel an eine veröffentliche Röhrenschaltung, wo eine Leistungsröhre mit einer Steuertriode angesteuert wurde und das Signal am Gitter der Leistungsröhre größeren Klirrfaktor hatte als das an der Anode. (weil die Verzerrungen des Treibers (7%) von der Endstufe auf 5% reduziert wurden). Anzunehmen ist, bei verzerrtem Oszillatorsignal: Der Klirrfaktor k' des Generators erzeugt ein Messungenauigkeit von plusminus k'
Luca E. schrieb: > Leider schwingt die Schaltung auf 500kHz. Die Schwingung konnte ich nun beheben. Grund war eine kalte Lötstelle. Allerdings ist das Problem noch dasselbe. Der Ausgang bleibt auf 0V und ab etwa 100kHz am Eingang ist am Ausgang ein Signal zu erahnen.
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Nachdem ich die Schaltung aus der TI-Appnote einfach nicht zum laufen bekommen habe, habe ich mal eine Schaltung mit einem Doppel-T-Glied gesucht und aufgebaut. Das schlug Lurchi ja auch weiter oben schon vor: > Die einfache, klassische Form des Kerbfilters ist das doppel-T Glied. Nun ja, was soll ich sagen, sie funktioniert. Allerdings weiß ich nicht, ob die Werte brauchbar sind. Hier die Messwerte: Ausgangsspannung des Funktionsgenarators: 3Vpp Am Filterausgang: 1kHz: 0Vpp 2kHz: 440mVpp 3kHz: 680mVpp 4kHz: 800mVpp 5kHz: 880mVpp 6kHz: 940mVpp >7kHz: 960mVpp Schaltung ist diese: http://www.circuitstoday.com/band-stop-filter C=330nF; R=480R (Werte nicht selektiert)
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Die Schaltung ist mit 100 Ohm Impedanz recht niederohmig - für den NF Bereich ist das nicht so praktisch. Auch sieht zumindest der untere OP noch grob die Hälfte der Grundwellen. Man misst entsprechend immer noch die Verzerrungen des OPs mit. Da ist das passive doppel T Glied einfacher und besser: Der Verstärker kommt erst hinter dem Filter sieht also kaum noch Amplitude der Grundwelle. Die Notch Breite ist auch gering genug um die Klirrfaktor-messung kaum zu beeinflussen. Die Rechnerische Korrektur geht mit der einfachen Messung noch nicht - man muss schon die einzelnen Oberwellen mit Phase messen. Dann kann man auch Abziehen, selbst wenn sich Verzerrungen von Generator und Testobjekt teilweise auslöschen.
Die gemessene Übertragungsfunktion passt irgendwie nicht. Auch wenn die Werte nicht ganz stimmen, sollte bei hohen / niedrigen Frequenzen das Signal unverändert raus kommen. Toleranzen verringern vor allem die Sperrwirkung, bzw. verschiebend die Frequenz etwas.
Lurchi schrieb: > Die gemessene Übertragungsfunktion passt irgendwie nicht. Ich habe den Fehler. Der Filter hat den Ausgang meines Funktionsgenerators zu stark belastet. Vor den Filter habe ich nun einen Impedanzwandler gesetzt. Bei den oben angegebenen Werten muss die Einheit Vp sein, nicht Vpp. Hier die neuen Werte: Ausgangsspannung des Funktionsgenerators: 3Vpp (1,5Vp) 1kHz: 0Vp 2kHz: 540mVp 3kHz: 820mVp 4kHz: 1Vp 5kHz: 1,2Vp 6kHz: 1,3Vp 7kHz - 12kHz: 1,3Vp >12kHz: 1,5Vp
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Hallo zusammen. Was mich wundert: Warum sinken die Oberwellenpegel bei zunehmender Ordnungszahl nicht ab? Bei Lucas Tabelle nehmen sie zu?? Interpretiere ich hier etwas falsch? Mit Wien Oszillatoren mit OPs und Glühlämpchen als Stabilisator habe ich mich vor Jahren auch mal beschäftigt. Mit z.B. 12V/50mA o. Ä. Minilämpchen (Reichelt) geht das durchaus. An den verwendeten OP kann ich mich nicht mehr erinnern, es war jedoch bestimmt kein 741. Die Rückkopplung wurde über ein Poti geregelt. Das sollte ein Doppeltongenerator zum Vermessen von SSB Sendern werden. Eine ähnliche Beschreibung hat es mal in einem alten ARRL Handbook gegeben. Ich erinnere mich auch noch an einen Artikel in der ELECTRONIC, wo auch so etwas beschrieben wurde. Links habe ich leider nicht. Ergebnis: enttäuschend! Gewünscht hatte ich mir ein fast oberwellenfreies Signal; nach dem Motto 'Was Hewlett und Packard mit Birnchen und Röhren auf die Beine gestellt haben, wird man doch wohl mit modernen Bauelementen zumindest erreichen können'. Dann kam die Stunde der Wahrheit. Ich besitze von W&G einen 'Selektiver Pegelmesser SPM-9'. Der geht runter bis 8mV Vollausschlag. Oberwellen waren deutlich! vorhanden. An genaue Messwerte kann ich nicht mrht erinnern. Ich habe dann weitere Bemühungen aufgegeben. Für klare Verhältnisse wird es wohl ein Tiefpassfilter hinter dem Oszillator brauchen. Den Schaltplan zum Posten habe ich nicht wiedergefunden. 73 Wilhelm
Wilhelm Schürings schrieb: > Warum sinken die Oberwellenpegel bei zunehmender Ordnungszahl > nicht ab? Bei Lucas Tabelle nehmen sie zu?? > Interpretiere ich hier etwas falsch? Das wird eher an der Dämpfung des "Kerbfilters" im Bereich der ersten 1-2 harmonischen liegen. Bei den üblichen Dreieck-Sine-Shaper-Funktionsgeneratoren ist das Spektrum auch ziemlich breit und nimmt nur langsam ab.
Marian B. schrieb: > Wilhelm Schürings schrieb: >> Warum sinken die Oberwellenpegel bei zunehmender Ordnungszahl >> nicht ab? Bei Lucas Tabelle nehmen sie zu?? >> Interpretiere ich hier etwas falsch? Ja. Das sind nicht die Harmonischen des Generatorsignals, sondern er hat erstmal das Filter vermessen: Generator auf die jeweilige Frequenz eingestellt, 3Vpp angelegt und das Ausgangssignal des Filters gemessen und in die Tabelle eingetragen. > Das wird eher an der Dämpfung des "Kerbfilters" im Bereich der > ersten 1-2 harmonischen liegen. Ja. > Bei den üblichen Dreieck-Sine-Shaper-Funktionsgeneratoren ist > das Spektrum auch ziemlich breit und nimmt nur langsam ab. Nee, das nun nicht. Beim Dreieck nehmen die Harmonischen mit 1/n^2 ab; die geraden Harmonischen fallen ganz aus: 1; 1/9 (=11%); 1/25 (=4%); 1/49 (=2%).
Reinier Z. schrieb: > Das sind nicht die Harmonischen des Generatorsignals, sondern > er hat erstmal das Filter vermessen: Genau. Der Übergangsbereich des Filters ist ja noch ziemlich weit. Kann ich diesen durch selektierte Werte noch weiter verringern? Oder zwei doppel-T-Filter kaskadieren um einen Kerbfilter zweiter Ordnung zu erhalten (=höhere Flankensteilheit)?
Für eine schmaleren Kerbfilter gibt es die Möglichkeit die Güte zu vergrößern: Dazu wird an den Punkt der in der Einfachen Version an Masse geht das leicht abgeschwächte Ausgangssignal gelegt, also z.B. 90% des Ausgangssignals - in der einfachen Version geht das ggf. sogar einfach nur mit einem Spannungsteiler, sonst mit Spannungsteiler und Impedanzwandler. Ein genauer Abgleich bestimmt vor allem wie weit man runter kommt. Im Idealfall gibt es eine perfekte Dämpfung, praktisch schafft man vielleicht einen Faktor 10-100. 2 Kerbfilter hintereinander helfen dabei die Grundfrequenz noch stärker zu dämpfen - der gedämpfte Bereich wird dabei etwas breiter. Wirklich sinnvoll ist es wohl nur mit reduzierter Breite, d.h. höherer Güte. Ob man die 2. Stufe braucht, hängt auch davon ab, wie man das Signal danach auswerten will. In der Späteren Anwendung sollte man keinen Impedanzwandler mehr vor dem 1. Filter haben, sondern den Filter einfach hochohmiger auslegen. Also keine 300 nF und 480 Ohm, sondern eher 3,x nF und 47 K.
Luca E. schrieb: > Der Übergangsbereich des Filters ist ja noch ziemlich > weit. Kann ich diesen durch selektierte Werte noch weiter > verringern? Nein, meines Wissens nicht. Durch Feinabgleich der Bauteile kannst Du die Sperrdämpfung erhöhen, 60dB bis 80dB sind machbar. Das ist aber praktisch Schwachsinn, weil das zu empfindlich wird auf Temperatur- schwankungen, Frequenzdrift usw. > Oder zwei doppel-T-Filter kaskadieren um einen Kerbfilter > zweiter Ordnung zu erhalten (=höhere Flankensteilheit)? Aktives Sperrfilter aufbauen. Im T/S (zumindest in meiner Ausgabe) stehen Beispiele; man kann sehr schmale Sperrbereiche erzielen. Passive RC-Filter haben immer relativ geringe Güte. Passives Sperrfilter auf LC-Basis ginge vielleicht noch, aber das will man vermutlich wegen der riesigen Spulen nicht.
Lurchi schrieb: > Ein genauer Abgleich bestimmt vor allem wie weit man runter > kommt. Genau. > Im Idealfall gibt es eine perfekte Dämpfung, Ja; das Doppel-T-Filter hat eine Nullstelle. > praktisch schafft man vielleicht einen Faktor 10-100. Nee, das geht schon noch besser. Allerdings ist das übelste Fummelei, man braucht wirklich viel Geduld, und praktisch ist das auch Blödsinn, weil der Abgleich nicht ausreichend stabil ist. Möglich ist es aber.
> Für eine schmaleren Kerbfilter gibt es die Möglichkeit die Güte zu > vergrößern: Dazu wird an den Punkt der in der Einfachen Version an Masse > geht das leicht abgeschwächte Ausgangssignal gelegt, Das werde ich Morgen mal testen. > In der Späteren Anwendung sollte man keinen Impedanzwandler mehr vor dem > 1. Filter haben, sondern den Filter einfach hochohmiger auslegen. Also > keine 300 nF und 480 Ohm, sondern eher 3,x nF und 47 K. Das ist machbar.
Reinier Z. schrieb: >> Bei den üblichen Dreieck-Sine-Shaper-Funktionsgeneratoren ist >> das Spektrum auch ziemlich breit und nimmt nur langsam ab. > > Nee, das nun nicht. Beim Dreieck nehmen die Harmonischen > mit 1/n^2 ab; die geraden Harmonischen fallen ganz aus: > 1; 1/9 (=11%); 1/25 (=4%); 1/49 (=2%). "ziemlich breit" in Relation zu einem (guten) harmonischen Oszillator, bei dem man idR nur die ersten zwei harmonischen nachweisen kann.
Dazu gabs eine Appnote von Jim Williams Wien Bridge Oscillator ... Achieves 3ppm Distortion http://cds.linear.com/docs/en/application-note/AN132f.pdf Fidelity Testing for A/D Converters oder auch hier http://cds.linear.com/docs/en/article/ubm_edn_20110811%2018Bit%20ADCs%20Ad%20Free.pdf Test 18-bit ADCs with an ultrapure sine-wave oscillator
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Linear AN67-62: THD << .1 ppm (-140 dB)
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Lurchi schrieb: > sogar einfach > nur mit einem Spannungsteiler, sonst mit Spannungsteiler und > Impedanzwandler. Ja, so funktioniert es nun. Steht das Poti auf Linksanschlag, wird alles ab 2kHz nicht mehr abgeschwächt. 1kHz werden vollständig unterdrückt. Andrew Taylor schrieb: > 6V/50mA sind leicht in ebay erhältlich, und schon ganz passabel; Wilhelm Schürings schrieb: > Mit z.B. 12V/50mA o. Ä. Minilämpchen (Reichelt) geht das durchaus. TI verwendet in dieser Appnote eine #327-Lamp (28V/40mA) für einen Klirrfaktor von 0,1% https://www.calvin.edu/~pribeiro/courses/engr332/Handouts/oscillators.pdf (S. 12) Ich werde mir mal ein paar Lämpchen besorgen und ausprobieren. Mit den 7V Lämpchen funktioniert es im Prinzip auch, sobald eine Schwingung da ist, darf man nur das Poti nicht mehr berühren...
Im Anhang mal der vorläufige Schaltplan des Klirrfaktormessgerätes. Welche Opamps soll ich verwenden? Reicht hier ein NE5532 (THD = 0,0005%)?
Für den einfachen Generator mit Glühlämpchen dürft der NE5532 schon ganz gut gehen. Vermutlich wird ein besserer OP da auch nicht so viel mehr besser. Bei der Schaltung sollte man aber eher die Amplitudenregelung zwischen den Oszillator und Filter bauen - sonst wird der Ausgangswiederstand stark von der Amplitude abhängig. Die Oszillatorschaltung sollte auch eine geregelte Spannung haben. Die Erzeugung der Virtuellen Masse müsste man auch noch mal überdenken. Direkt mit 2 mal 100 nF am Ausgang ist das nicht so toll für den OP - oft schwingt es damit. Besser ist da ein Widerstand am Ausgang des OPs und Getrennte Rückkopplung für AC und DC von vor bzw. hinter dem Widerstand. DC/DC konverter erzeugen ggf. recht viel Störungen. LC Filter oder ähnliches wären da ganz gut. Die gibt es auch als 12 V / 12 V - man muss also nicht erst auf 5 V runter. Den Abschwächer könnte man ggf. auch noch etwas überdenken - so feine Schritte braucht man da eher nicht. Grobe Schritte wie 1:1 oder 1 :10 und ggf. noch 1:3 sollte ausreichen. Beim Notch wird man vermutlich den einen oder anderen Widerstand abgleichbar machen müssen.
Lurchi schrieb: > Für den einfachen Generator mit Glühlämpchen dürft der NE5532 > schon ganz > gut gehen. Vermutlich wird ein besserer OP da auch nicht so viel mehr > besser. Die Birnengeneratoren sind deutlich schlechter als der NE5532, also ergibt ein besserer Op keinen Sinn. > Die Erzeugung der Virtuellen Masse müsste man auch noch mal überdenken. > Direkt mit 2 mal 100 nF am Ausgang ist das nicht so toll für den OP - > oft schwingt es damit. Besser ist da ein Widerstand am Ausgang des OPs > und Getrennte Rückkopplung für AC und DC von vor bzw. hinter dem > Widerstand. ArnoR postete eine sehr interessante diskrete Schaltung für genau diesen Zweck, die mit beliebigen kapazitiven Lasten stabil ist. Muss man nur suchen. Lurchi schrieb: > Den Abschwächer könnte man ggf. auch noch etwas überdenken - so feine > Schritte braucht man da eher nicht. Grobe Schritte wie 1:1 oder 1 :10 > und ggf. noch 1:3 sollte ausreichen. Beim Notch wird man vermutlich den > einen oder anderen Widerstand abgleichbar machen müssen. 1, 10 Schrittfolge und ein Poti reichen.
Lurchi schrieb: > Bei der Schaltung sollte man aber eher die Amplitudenregelung zwischen > den Oszillator und Filter bauen - sonst wird der Ausgangswiederstand > stark von der Amplitude abhängig. Die Oszillatorschaltung sollte auch > eine geregelte Spannung haben. Also den Filter mit in die Rückkopplung (Amplitudenregelung am Ausgang des Filters)? Lurchi schrieb: > Getrennte Rückkopplung für AC und DC von vor bzw. hinter dem > Widerstand. Was meinst du mit getrennter Rückkopplung für AC und DC? Lurchi schrieb: > Die gibt es auch als 12 V / 12 V - man muss > also nicht erst auf 5 V runter. Den DC/DC-Wandler habe ich noch hier. Den möchte ich erst verbauen, bevor ich einen Anderen kaufe. Edit: Verbesserter Schaltplan angehängt.
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Ich habe gerade mal versucht mit dem Notchfilter den (bekannten) Klirrfaktor meines Funktionsgenerators zu messen. Ich komme immer auf etwa 2%. Der Klirrfaktor des DG1022 liegt bei 0,2%. Wird die Grundwelle noch nicht stark genug gedämpft?
Luca E. schrieb: > Wird die Grundwelle noch nicht stark genug gedämpft? Das lässt sich bei 2 % ja leicht mit dem Oszilloskop nachweisen. Ich glaub' ich habe es weiter oben schonmal gesagt, aber mit einem manuell abgestimmten Notch-Filter und nur einem RMS-Voltmeter dahinter wirst du eh große Probleme haben mit dem Drift von Generator, Filter und Kerbtiefe.
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Ob die Grundwelle noch zu stark durch kommt kann man gut mit dem Oszilloskop sehen. Einfach mal das Signal hinter dem Filter anschauen. Mit einem einfachen Filter ohne genuen Abgleich kann es schon mal passieren, dass noch 2 % durchkommen. Vermutlich braucht man schon 2 oder gar 3 Filterstufen, damit man trotz Drift und nicht perfektem Abgleich nur mit dem RMS Multimeter zu Messung auskommt. Für den Abgleich reichen normal auch 2 Potis aus, man muss nicht unbedingt alle 3 Widerstände abgleichen.
Marian B. schrieb: > Das lässt sich bei 2 % ja leicht mit dem Oszilloskop nachweisen. Ja, sie nicht noch leicht sichtbar. Steht das 100k Poti auf Rechtsanschlag (also gegen GND), ist die Grundwelle auch auf dem Oszi nicht mehr sichtbar. Dann wäre allerdings wieder das Problem, dass die Filtergüte zu klein ist. Lurchi schrieb: > Vermutlich braucht man schon 2 > oder gar 3 Filterstufen Ich werde mal einen weiteren Filter aufbauen und weiter testen.
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Hallo, so funktioniert es nun. 1kHz werden vollständig unterdrückt, es ist nur eine 50Hz Einstreuung von etwa 60mVpp zu messen. Der Opamp am Ausgang ist nötig, weil sonst über die Messleitung noch mehr Dreck eingekoppelt wird. Mit dem Multimeter messe ich also hauptsächlich die 50Hz Spannung. Trotzdem komme ich auf einen Klirrfaktor von 0,3%. Durch einen ordentlichen und geschirmten Aufbau sollte sich die Einkopplung ja noch verringern lassen. Edit: C3 und C6 sind natürlich 6,6nF. Edit2: Jetzt wo ich mir den Schaltplan gerade noch mal anschaue: Den Opamp am Ausgang kann ich mir sparen, wenn ich einfach am Ausgang von IC1B messe...
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Beim OP am Ausgang sollte man einen Widerstand von z.B. 100 Ohm zum Ausgang vorsehen. Damit wird der OP von einer ggf. kapazitiven Last isoliert. Sonst können je nach OP schon 100 pF (ggf. 1 m Kabel) ausreichen um die Schaltung zum schwingen zu bringen. Die Anhebung der Güte sollte bei der 1. Stufe nicht zu 100% erfolgen. Damit wird die Schaltung sehr abhängig vom Abgleich. So etwa 95-99 % könnten OK sein.
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Lurchi schrieb: > Die Anhebung der Güte sollte bei der 1. Stufe nicht zu 100% erfolgen. > Damit wird die Schaltung sehr abhängig vom Abgleich. So etwa 95-99 % > könnten OK sein. Habe ich mit eingebaut. Im Anhang die überarbeitete Schaltung. Den Tiefpass am Ausgang des Oszillators habe ich mit FilterPro berechnet. Auf dem Steckbrett funktioniert er. Um die 50Hz am Ausgang zu dämpfen, habe ich einen Hochpass am Ausgang hinzugefügt. Mit diesem beträgt der errechnete Klirrfaktor 0,1%. Sollte der Brumm dann später bei einem sauberen Aufbau verschwinden, werde ich den Hochpass nicht bestücken. Ich bitte auch nochmal darum drüber zu schauen, ob ich das: Lurchi schrieb: > Bei der Schaltung sollte man aber eher die Amplitudenregelung zwischen > den Oszillator und Filter bauen richtig verstanden bzw. eingezeichnet habe.
Die virtuelle Masse funktioniert so immer noch nicht. Die Rückkopplung gehört zumindest AC maßig vor den Widerstand. Wenn man will könnte man DC mäßig von der Masse gehen - mit den Extra Reglern muss man das aber nicht. Etwas mehr Kapazität an der Virtuellen Masse wäre vermutlich hilfreich, dann muss der OP nur die Abweichungen ausgleichen, der normale Wechselstrom kann über die Kondensatoren fließen. Den 7805 würde ich eher direkt von den 24 V betreiben, damit die +-9 V nicht gestört werden. +-9 V mit 7809 und 7909 sind auch schon reichlich viel für nur 24 V am Eingang. Das sind nur je 3 V Reserve für die Regler. Im Prinzip würde auch schon ein Regler ausreichen. Je nachdem wie stabil die externen 24 V sind ginge es ggf. auch ohne Regler. So kritisch ist die Versorgung der OPs nicht. Ob das mit dem Generator so geht, müsste man noch sehen (z.B. simulieren) : die extra Tiefpassfilter in der schleife können auch den Generator durcheinander bringen. Damit ist man außerdem auf den Poti am Ausgang festgelegt und hat dann je nach Stellung 100 Ohm - 2600 Ohm Ausgangswiderstand. Ob der Aufwand mit den extra Filtern lohnt ist sowieso die Frage - die Alternative wäre eine Wienbrücke mit Amplitudenregelung per JFET, mit etwa dem gleichen Aufwand. Bei R13 und R20 braucht man eigentlich keine Potis - feste Spannungsteiler mit z.B. 1 K und ca. 10-100 Ohm sollten ausreichen. Was passt könnte man einmal probieren oder simulieren. So kritisch ist der Wert nicht. Die Potis an den Filtern sollte man dagegen eher nur für den feinabgleich vorsehen also etwa 22 K bzw. 47 K fest plus 5 K als Trimmer.
Bzgl der virtuellen Masse habe ich mal die Posts von ArnoR dazu ausgegraben. Beitrag "Re: 3 Kanal Kopfhörerverstärker mit OPA2134 verzerrt" Beitrag "Re: 3 Kanal Kopfhörerverstärker mit OPA2134 verzerrt"
Lurchi schrieb: > Je nachdem > wie stabil die externen 24 V sind ginge es ggf. auch ohne Regler. So > kritisch ist die Versorgung der OPs nicht. Oben schriebst du noch: Lurchi schrieb: > Die Oszillatorschaltung sollte auch > eine geregelte Spannung haben. Marian B. schrieb: > habe ich mal die Posts von ArnoR dazu > ausgegraben. Danke dafür. Ich habe noch ein Steckernetzteil mit getrennten 9V/150mA AC und 9V/350mA DC gefunden. Mit Delongleichrichter hätte ich etwa +-10V bei etwa 50mA für den Oszillator, aus den separaten 9V DC kann ich den Notchfilter speisen. Die symmetrische Spannung käme dann von dem DC/DC Wandler. Der Oszillator zieht etwa +/- 10mA, das sollte also passen. Lurchi schrieb: > Ob der Aufwand mit den extra Filtern lohnt ist > sowieso die Frage Genau. Am besten baue ich mal den Oszillator mit passender Glühlampe oder JFET auf und prüfe, ob ich ihn benötige. Ich habe nur leider keine JFETs da, die müsste ich erst bestellen.
Hallo Wie sieht es aus, das Eingangssignal am Verstärker mit dem Ausgangssignal zu vergleichen? Man bräuchte keine so hochwertige Sinusquelle. Man müsste die Ausgangsspannung an eine Last anschließen und die Spannung auf den Eingangswert teilen und beides vergleichen. Eine Schaltung bestände dann nur aus einem Sinusoszillator, einem Poti oder Spannungsteiler für eine kleine Eingangsspannung, einem Poti oder Spannungsteiler für die Ausgangsspannung, ein Regler oder Poti um die Phase anzupassen, eine Vergleicherschaltung mit Op-Amp und Messgleichrichter. Ansonsten finde ich die Methode mit Soundkarte mit Software dafür als Analysator am Verstärkerausgang ganz gut. Anstatt mit einer Glühlampe kann man den Wienbrückenoszillator mit spannungsgeregelter Rück- oder Gegenkopplung mit Fet nehmen. MfG Matthias
Matthias K.(DO4MKA) schrieb: > Wie sieht es aus, das Eingangssignal am Verstärker mit dem > Ausgangssignal zu vergleichen? Nicht nur deswegen unpraktikabel: Lurchi schrieb: > Die Verzerrungen des Oszillators wieder raus zu rechnen geht nicht so > einfach: Die Signal addieren sich mit Phase und Amplitude. Um das zu > korrigieren müsste man schon die Phasenverschiebung der zu testende > Schaltung kennen, bzw. besser durchmessen. Das Abziehen wird auch nicht > perfekt funktionieren - viel größer als die Verzerrungen der Schaltung > dürfen also die des Oszillators nicht sein.
Luca E. schrieb: > Ich habe nur leider keine JFETs da In einer meiner Bauteilkisten habe ich noch 3 2SK30A gefunden. Mit diesem habe ich mal diese Schaltung aufgebaut: http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/scsing.htm Die Daten des 2SK30A unterscheiden sich zwar recht deutlich vom BF245B, dennoch hat der Oszillator funktioniert. Ohne Tiefpass habe ich einen Klirrfaktor von 0,7% gemessen, mit 0,07%. Allerdings hat der Oszillator ein sehr großes Problem: Man muss die Versorgungsspannung von +/- 0V linear auf +/-15V hochdrehen, sonst erzeugt der Oszillator nur kurze Bursts. Ist er einmal eingeschwungen, bleibt er stabil. Dennoch bestelle ich jetzt mal Glühlampen und ein paar BF245B um weiter zu testen.
Probier mal einen richtigen PI-Regler, die Schaltungen, die nur Gleichrichten und das direkt als Gatespannung verwenden haben bei mir auch nur mit einem von zehn JFETs richtig funktioniert.
Marian B. schrieb: > Probier mal einen richtigen PI-Regler, die Schaltungen, die nur > Gleichrichten und das direkt als Gatespannung verwenden haben bei mir > auch nur mit einem von zehn JFETs richtig funktioniert. So wie hier? https://books.google.de/books?id=j8GdBgAAQBAJ&pg=PA184&lpg=PA184&dq=pi+regler+wien+br%C3%BCcken+oszillator&source=bl&ots=AjRXOnC0fy&sig=XM5udrRbPsWuQp-LBzT-gbcpH20&hl=de&sa=X&ei=lTFjVbO2LYW0UYGrgZAE&ved=0CCEQ6AEwAA#v=onepage&q=pi%20regler%20wien%20br%C3%BCcken%20oszillator&f=false (S. 184/185 Bild 3) Werde ich mal testen.
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Jo, so in der Art. Wenn man den Generator gleichzeitig zum Messen von Verstärkungen benutzen möchte (also halbwegs genaue absolute Amplitude am Ausgang sehen will), sollte man die Gleichrichtdiode noch temperaturkompensieren (ganz einfach z.B. per identischer Diode im Vorwärtsbetrieb am Referenzeingang (+) des PI-Reglers).
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Hallo, die Birnchen und die BF245B kamen heute an. Zuerst habe ich den Oszillator mit dem BF245 und dem PI-Regler aufgebaut. Im Bemessungsbeispiel ist für R3 56kΩ angegeben. Eine Oszillation ohne Clipping erreiche ich erst mit etwa 100kΩ. Allerdings ist dieser Zustand total instabil. Leider ist im Bemessungsbeispiel kein Suffix für den JFET angegeben, wäre hier ein BF245A oder BF245C besser? Danach habe ich einen Oszillator mit einer 28V/40mA Lampe aufgebaut. Bei diesem schwankt die Ausgangsspannung um etwa +/- 40mV (gemessen über einen Zeitraum von 30 min). Der errechnete Klirrfaktor beträgt 0,06%. Mit einem Tiefpass sollte sich dieser dann noch auf 0,01% drücken lassen. Die Versorgungsspannung kommt jetzt aus einem Printtrafo, das erspart den DC/DC-Wandler + Filterung.
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Die Oszillatorschalung mit dem JFET seiht irgendwie komisch aus. Der JFET ist ein brauchbarer Widerstand im Bereich von einige 10-100 Ohm. Das passt igendwie nichts so recht zu der Schaltung. Auch der Regelteil sieht mir komisch aus. Eine passende Schaltung findet sich z.B. im Datenblatt zum LT1028 - die OPs dürfen da auch einfachere sein, wie Ne5534 und TL082. Für den Oszillator darf die Brücke auch niederohmiger sein also eher 33 nF und 4,7 K.
Lurchi schrieb: > Eine passende Schaltung findet sich z.B. im > Datenblatt zum LT1028 Wie schaut es da mit dem JFET aus? Der 2N4338 scheint auf den ersten Blick andere Daten zu haben als der BF245. In der LT Appnote 43 findet sich neben dieser Schaltung auch die Standardschaltung mit Lampe, dort mit 0,0025% Klirrfaktor beworben. Ich teste diese Morgen nochmal (mit und ohne Tiefpass), vielleicht ist sie ja schon ausreichend.
Luca E. schrieb: > Wäre diese Idee so machbar oder bin ich hier auf dem Holzweg? So eine Schaltung hatte ich mal als Schaltplan von einem Japaner aus dem Web, wichtig wird so was wenn man besser wird als die Soundkarte, so 120 bis 140 dB kann man dann ja nur so messen. Leider ging der Schaltplan verloren.
Abgesehen von ein paar Bauteilwerten würde ich noch ein kleines Netzwerk um das Gate vom JFET empfehlen, dass die halbe AC-Drain-Source-Amplitude ans Gate legt. Das verringert die Nichtlinearität und damit Verzerrung recht beträchtlich.
Marian B. schrieb: > kleines Netzwerk > um das Gate vom JFET Du meinst eine RC-Reihenschaltung zwischen D und G? Wie sind R und C zu dimensionieren? Ich habe verschiedene Werte probiert, nichts hat funktioniert. Ich glaube ich belasse es erstmal bei dem Birnenoszillator, der scheint ja recht gut zu funktionieren. Sollte ich dann irgendwann nochmal das Bedürfnis haben, diesen gegen einen Oszillator mit JFET zu ersetzen, kann ich das ja immer noch tun.
Man muss den Regelbereich des Fets begrenzen. Und zwar so das , wenn er nicht angesteuert wird der Operationsverstärker sagen wie mal eine Verstärkung von Faktor 4 hat, und wen er voll ausgesteuert wird von Faktor 2 hat. Dann ist die Kennlinie des Fets auch nicht mehr so krumm. Wenn man es dann noch schafft die Gegenkopplungswiderstände des Operationsverstärker so zu dimensionieren, das der Arbeitspunkt des Fets bei einer Vertärkung von Faktor 3 im etwa in der Mitte der FET-Übertragungskennlinie liegt, dann wird das ganze auch stabil. Dazu müsste man die Gegenkopplungswiderstände aber so dimensionieren, das ein Strom von etwa 2mA durch den Fet fließt. Also niederohmiger dimensionieren. Ralph Berres
Matthias K.(DO4MKA) schrieb: > Man bräuchte keine so hochwertige Sinusquelle. Geht es denn nicht um den Klirrfaktor? also, ich erinnere mich an ein kommerzielles Gerät, was etwa so funktioniert: - Sinusgenerator per Wien-Robinson, dessen Ausgang an den Eingang des Prüflings UND an eine vigilantische Phasenverschiebungs-Schaltung - Ausgang des Prüflings über Pegelregler sowie Ausgang der Phasenverschiebungs-Schaltung an einen Differenzverstärker - Pegelregler mußte von Hand auf minimale Amplitude am Ausgang des Differenzverstärkers gestellt werden - Gleiches mit dem Phasenschieber, für den Phasenfehler gab's ne separate Anzeige, die mußte auf Null gebracht werden, dann nochmal fein auf minimalen Pegel am Ausgang des Diff-V. Was dann am Ausgang des Differenzverstärkers übrigblieb, wurde gleichgerichtet und per Zeigerinstrument dem staunenden benutzer als Klirrfaktor dargeboten. Ein bissel fummelig, hat aber funktioniert. W.S.
Sie haben alle zusammen 6 Jahre auf Dich gewartet, nur auf Dich. Gut, dass Du Dich ENDLICH gemeldet hast!!!!!
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