Hallo zusammen, den C2M0280120D mit 20 nC total gate charge möchte ich gerne in einer resonant arbeitenden, schaltenden EER PA verbauen. Es werden zwei Stück im Gegentakt. Die 28 MHz sind als Traumziel zu sehen, 14 MHz müssen's sein. Geschaltet wird also im/nahe dem Spannungsnulldurchgang, aber sehr schnell und häufig. Die Quelle ist ein Sinussignal mit schwankender Amplitude 20...200 Vpp, welches zum Rechteck gewandelt werden muss. Ein ordentliches Simulationsmodell vom Transistor gibt es von Cree, allerdings macht mir die Ansteuerung Sorgen. Mein erster Ansatz war es, den Sinus am Eingang über einen in Sättigung gehenden Übertrager auf 3 Vpp zu begrenzen und an sehr schnelle MOSFET-Treiber zu geben. Die gates würden -5/+15 V bekommen. Problem 1: der Übertrager "hängt" lange in der Sättigung fest und verzerrt dadurch. Problem 2: Leider können die sehr schnellen Treiber wie ZXGD3001E6 nur wenig Verlustleistung ab und die größeren Treiber können gewaltige Gatekapazitäten aber sind nicht schnell. Schön wäre eine für fallende und steigende Flanke gleiche Verzögerungszeit von < 30 ns und eine Anstiegs-/Abfallzeit von < 5 ns. Wie würdet ihr die Ansteuerung der MOSFETs machen? Doch rein passiv über Übertrager? Wie bekommt man eine schnelle Sinus-/Rechteckumwandlung hin? Danke und Grüße Bernhard
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Bernhard _. schrieb: > Die Quelle ist ein Sinussignal mit schwankender > Amplitude 20...200 Vpp, welches zum Rechteck gewandelt werden muss. Warum schwankt das, und warum muss ein Rechteck draus werden? Senderöhren wurden auch nur kräftig übersteuert, so dass sie praktisch als Schalter arbeiteten. Bernhard _. schrieb: > Wie würdet ihr die Ansteuerung der MOSFETs machen? Doch rein passiv über > Übertrager? Ja, Ferritringe eignen sich für solche Übertrager und natürlich werden sie nicht bis zur Sättigung ausgesteuert. Für niedrige Schaltverluste im Transistor wählt man Q_L des Tankkreises niedrig und evtl. setzt man zwischen Transistor und Schwingkreis noch einen auf die 3.H. abgestimmten Sperrkreis.
Bernhard _. schrieb: > Problem 2: > Leider können die sehr schnellen Treiber wie ZXGD3001E6 nur wenig > Verlustleistung ab ... Der C2M0280120D hat einen "Internal Gate Resistance" von 11,4 ohm. Der ZXGD3001E6 hat einen Ausgangswiderstand von etwa überschlagsmäßig 6 ohm. Es entsteht also 1/3 der Verlustleistung im Treiber und 2/3 der Verlustleistung im Mosfet. Es gibt auch "Minikühlkörper" die sich auf ICs kleben bzw. Spannunen lassen.
Noch ergänzend: Ich habe mal eine Halbbrücke mit 2 C2M0280120D gebaut. Betriebsspannung waren 500 V. Zum Einsatz kamen Treiber aus der Baureihe ADP3623. Hier waren aber nur 500 kHz gefordert. Also schonmal der Hinweis, dass sich die C2M0280120D relativ gutmütig verhalten. Bei kleinen Betriebstemperaturen ist aber eine relativ hohe Gatespannung notwendig um den RDson klein zu halten. Siehe Figure 2 vom Datenblatt. Desewgen wird ein Betrieb mit +20V/-5V am Gate empfohlen. Je nach Anfoderungen reichen natürlich +15V auch aus!
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@ Hp M. >>Warum schwankt das? Weil das ein EER (envelope elimination and restoration) Verstärker wird, bei dem ich die Amplitude des z.B. SSB-Signals getrennt verarbeite. >>warum muss ein Rechteck draus werden? Weil der Verstärker einfach effizienter wird, wenn die Flanken steil bleiben. Zwischen 1 und 10 ns Anstiegszeit am Gate verändert sich die Effizenz der PA bei 21 MHz um 20 %. >>Für niedrige Schaltverluste Allerdings reicht ein "loaded Q" von 5 schon aus, um ohne weitere Bauteile auf >30 DB Oberwellenunterdrückung zu kommen. Klingt attraktiver als ein weiterer abzustimmender Kreis. @ A. R. Wie kommst du denn auf die 6 Ohm? Bei 28 Mhz fließt ein Gatestrom von ca. 320 mA RMS. Das wären bei 6 Ohm ohne Schaltverluste bereits 540 mW. Die 1,1 W Pd hab ich schon gelesen, aber bei SOT23-6??? >>Desewgen wird ein Betrieb mit +20V/-5V am Gate empfohlen Ja holla, damit fallen die "kleinen" Treiber endgültig weg. Ich habe das Gefühl, dass ich gar nicht nach MOSFET-Treiber suchen sollte weil das SiC-Gate einfach untypisch ist, sondern nach irgendwelchen differenziellen Leistungstreibern. Oder tatsächlich diskret aufbauen?
Bernhard _. schrieb: > Mein erster Ansatz war es, den Sinus am Eingang über einen in Sättigung > gehenden Übertrager auf 3 Vpp zu begrenzen und an sehr schnelle > MOSFET-Treiber zu geben. Die gates würden -5/+15 V bekommen. Da würde ich schnelle Komparatoren verwenden. Bernhard _. schrieb: > Schön wäre eine für fallende und steigende Flanke gleiche > Verzögerungszeit von < 30 ns und eine Anstiegs-/Abfallzeit von < 5 ns. Schnelle Treiber sind meistens schwach und die starken Treiber sind meistens langsam ;) Allerdings hat Dein SiC-FET so viel internen Gatewiderstand, dass Dir ein stärkerer Treiber gar nicht viel nützen würde. Bei +20/-5V und 11.4 Ohm internem Gatewiderstand können höchstens 2.2A fliessen. Diesen Wert wirst Du mit einem TO-247 Package aufgrund der Induktivität aber schon gar nicht erreichen. Solch einen FET auf 28MHz zu betreiben ist nahezu unmöglich. Die Periodendauer beträgt 35.7ns. Unter 10...15ns wirst Du am Gate nicht kommen und bei angenommenen 50% Duty Cycle müsstest Du dann schon wieder abschalten. Das würde am Gate mehr nach einem Sinus als nach einem Rechteck aussehen. Deshalb rate ich zu GaN HEMTs. Zum einen, weil die Kapazitäten sehr klein sind, zum anderen auch, weil Deine Spannung mit 200V nicht nach einem 1200V FET verlangt sondern eher nach 400...600V. Ich sehe auch so einige Probleme bei der Isolation des High-Side FETs. Hast Du Dir darüber schon Gedanken gemacht? Daniel
Hallo Daniel, ja du hast natürlich Recht, bei 28 MHz wird der Transistor fast schon linear betrieben. Auf den meisten Bänern (1,8 bis 21 MHz) ähnelt die Simulation aber schon recht ordentlich dem Ideal; perfekte Treiber mit 1 ns Anstiegszeit vorausgesetzt. Auch mit den Gateströmen hast du Recht, mehr als 800 mA kommen nicht zusammen. Ist trotzdem zu viel für die mir bekannten Treiber für differenzielle Datenübertragung. Die Drainspannung beträgt bei idealer Abstimmung rund die zwei- bis dreifache Versorgungsspannung. Außerdem möchte ich später auf 300 V gehen. Einen Highside gibt es nicht, die schalten beide gegen Masse. Bei der Isolation habe ich bisher kein Problem gesehen. 1 kV und ein paar MHz gingen bei dem angenehmen Package schlichtweg mit Silikonscheibe. OK, bei Klingeln könnten natürlich höhere Frequenzen enstehen. Wo sieht du das Probleme? Grüße Bernhard Zurück zur Ansteuerung. Hat jemand von euch Erfahrung mit diskret aufgebauten Treibern? Meine letzte "kleine" Schaltung mit FMMT 618 / 720 hatte glaub ich auch nur 50 ns Anstiegszeit.
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Bernhard _. schrieb: >>Für niedrige Schaltverluste > Allerdings reicht ein "loaded Q" von 5 schon aus, um ohne weitere > Bauteile auf >30 DB Oberwellenunterdrückung zu kommen. Klingt > attraktiver als ein weiterer abzustimmender Kreis. Der 3.H-Sperrkreis dient weniger der Oberwellenunterdrückung als der Verbesserung des Wirkungsgrades, weil der Spannungsverlauf am Ausgangstransistor dadurch rechteckiger wird.
Bernhard _. schrieb: > Meine letzte "kleine" Schaltung mit FMMT 618 / 720 > hatte glaub ich auch nur 50 ns Anstiegszeit. Dann musst Du dich ja bloß noch um Faktor 50 verbessern ;-)
Hallo Bernhard, Bernhard _. schrieb: > Die Drainspannung beträgt bei idealer Abstimmung rund die zwei- bis > dreifache Versorgungsspannung. Außerdem möchte ich später auf 300 V > gehen. > Einen Highside gibt es nicht, die schalten beide gegen Masse. > Bei der Isolation habe ich bisher kein Problem gesehen. 1 kV und ein > paar MHz gingen bei dem angenehmen Package schlichtweg mit > Silikonscheibe. OK, bei Klingeln könnten natürlich höhere Frequenzen > enstehen. Wo sieht du das Probleme? Ok, dann macht es natürlich Sinn auf 1200V SiC zurückzugreifen. Ich kenne Deine Topologie ja nicht... Kannst Du einen Schaltplan posten? In einigen Papers, die ich mir angesehen habe, wird eine normale Halbbrückenstruktur verwendet. Mit der Isolation meinte ich die Isolation der Signalübertragung an den HighSide FET und die Isolation der Versorgungsspannung für dessen Gatetreiber. Bei hohen dv/dt Werten steigen die meisten Optokoppler irgendwann aus und verursachen parasitic turn-ons. Aber das fällt ja (zum Glück) alles weg, wenn Du gar keinen HighSide FET hast. Bernhard _. schrieb: > Zurück zur Ansteuerung. Hat jemand von euch Erfahrung mit diskret > aufgebauten Treibern? Meine letzte "kleine" Schaltung mit FMMT 618 / 720 > hatte glaub ich auch nur 50 ns Anstiegszeit. Ich nutze für meine SiC FETs immer einen schnellen Treiber IC mit nachgeschalteter BJT Totem-Pole Stufe. Ohne Last komme ich auf ca. 10...15ns rise time (-5V/+20V). Mit Last (d.h. angeschlossenem Gate) verlangsamt sich das Ganze entsprechend gemäss R-C Charakteristik. Ich denke Dein grösster Feind ist der interne Gatewiderstand und die Induktivität im Gatepfad. Die einzige Möglichkeit die Flankensteilheit zu erhöhen ist mit mehr Spannung dahinter zu gehen und diese dann zu klemmen, damit die -5/+20V nicht überschritten werden. Oder Du suchst Dir einen FET mit kleinerem internen Gatewiderstand und kleineren Kapazitäten. Vielleicht hat ROHM etwas im Sortiment. Daniel
Bernhard _. schrieb: > den C2M0280120D mit 20 nC total gate charge > und eine Anstiegs-/Abfallzeit von < 5 ns. Du brauchst also im "Flankenmittel" einen Gatestrom von mehr als I=Q/t=20nC/5ns=4A A. R. schrieb: > Der C2M0280120D hat einen "Internal Gate Resistance" von 11,4 ohm. Die Gate-Source-Spannung muss also größer als 45,6V sein. Damit dürfte man über den Grenzwerten des Mosfet sein. Wobei das nur der Gatewidestand ist. Die unvermeidlichen Induktivitäten und der Treiber-Innenwiderstand erhöhen die Spannung im Gate-Steuerkreis noch erheblich. Daniel schrieb: > Ich denke Dein grösster Feind ist der interne Gatewiderstand und die > Induktivität im Gatepfad. Die einzige Möglichkeit die Flankensteilheit > zu erhöhen ist mit mehr Spannung dahinter zu gehen und diese dann zu > klemmen, damit die -5/+20V nicht überschritten werden. Genau, aber bei den o.g. Forderungen nicht möglich.
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>>Kannst Du einen Schaltplan posten Gerne, siehe Anhang. Der Parallelschwingkreis am Ausgang ist nur der primitivste erste Ansatz. Werde ich sicherlich ändern wenn die Ventile und damit die Impedanzen erst mal fest stehen. >>Ich denke Dein grösster Feind Ja stimmt. Ich kenne mich mit dem inneren Aufbau von SiC nicht aus, von daher kann ich nicht abschätzen ob vor dem inneren Widerstand des FET die Spannung höher sein darf als an der Sperrschicht. Wenn ja, dann wäre es denkbar, parallel zum totem-pole mit 20 V noch einen kleinen C mit 500 pF zuzuschalten, der auf z.B. 40 V geladen ist. Aber vermutlich habe ich das aus gutem Grund noch nie gesehen :-) >> I=Q/t=20nC/5ns=4A Einspruch, wenn ich von Zeiten und Spannungen rede, dann (wie du sonst auch) von Werte am Pin des Bauelements. Also bitte die 11 Ohm hier nicht reinrechnen. Bei den anderen Effekten hast du natürlich recht. Damit ergänze ich mal die Anforderungen an den Treiber (grob) - umschalten zwischen -5 und +20 V - fallende und steigende Flanke gleiche Verzögerungszeit von < 30 ns - Anstiegs-/Abfallzeit von < 5 ns - Spitzenstrom 500 mA Eine Publikation mit diskreten Bauelementen hab ich mal angehängt. Viele Grüße und danke an alle Beteiligten soweit mal! Bernhard
Bernhard _. schrieb: >>> I=Q/t=20nC/5ns=4A > Einspruch, wenn ich von Zeiten und Spannungen rede, dann (wie du sonst > auch) von Werte am Pin des Bauelements. Also bitte die 11 Ohm hier nicht > reinrechnen. Wenn du 20nC in 5ns gemäß Datenblatt umladen willst, dann müssen für die 5ns 4A fließen. Und dieser Strom muss auch durch die 11R, denn sonst kann er die Kapazitäten ja nicht umladen. Bernhard _. schrieb: > - Anstiegs-/Abfallzeit von < 5 ns > - Spitzenstrom 500 mA Mit einem Spitzenstrom von 500mA kannst du die Gateladung von 20nC nicht in 5ns aufbringen.
Ok, dann anders formuliert: ich möchte nicht 20 nC in 5 ns umladen, sondern einen Treiber entwickeln, der einen Flankenwechsel in 5 ns schafft. Meine Fragen drehen sich um den Treiber, bitte lasst uns dahin wieder zurückkommen.
Also jetzt ein konkreter Vorschlag für die Umsetzung. Gemäß Daniels Vorschlag wird das Gate nicht mit einem Totem-Pole angesteuert, sondern mit zwei gatrennt ansteuerbaren Stromquellen die mit z.B. 40 V betrieben werden. Schaltbild siehe dem pdf-Anhang meines vorherigen Postes. Die Gatespannungen werden mit je einem schnellen Pulsgenerator wie http://www.linear.com/solutions/1324 erzeugt. Und am Eingang kommt, wie Daniel schreibt, ein schneller Komparator für die Flankenerkennung. Und das ganze Trum je zweimal für jeden der beiden C2M0280120D , um die Leiterbahnen kurz zu halten. Damit liesen sich auch zwei der MOSFETs parallelschalten. Alles in allem ein ziemliches Bauelementegrab und nicht ganz billig, aber alleine wegen der Stromquelle interessant. Ich Eagle das mal zusammen, was haltet ihr von der Idee?
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Bernhard _. schrieb: > Ich Eagle das mal zusammen, was haltet ihr von der Idee? Ich fürchte, wenn es dir gelingt, den Transistor unabhängig von der Amplitude des Eingangssignals blitzschnell trägerfrequent umzuschalten, behält Kurt Bindl Recht, und hinter dem Ausgangsfilter kommt ein Sinus ohne jegliche Information raus. CW geht aber doch auch einfacher...
nachtmix schrieb: > Ich fürchte, wenn es dir gelingt, den Transistor unabhängig von der > Amplitude des Eingangssignals blitzschnell trägerfrequent umzuschalten, > behält Kurt Bindl Recht, und hinter dem Ausgangsfilter kommt ein Sinus > ohne jegliche Information raus. > CW geht aber doch auch einfacher... HAHAHA ich hab den Beitrag heut Nachmittag irgendwann schonmal überflogen, und mein erster Gedanke war: "Hoffentlich liest Kurt das nicht, hoffentlich liest Kurt das nicht!" :D
Ich würde das Konzept jedenfalls erstmal mit Halbleitern kleiner Leistung aber vergleichbarer Schaltgeschwindigkeit, z.B. 74HC oder AHC, ausprobieren um zu sehen, ob es überhaupt in den Griff zu bekommen ist, und wie empfindlich es auf Bauelementetoleranzen z.B. durch Erwärmung reagiert. Mit dem Oszi kann man dann im Vorfeld auch unerwartete Effekte suchen, ohne dass sich beim ersten Einschalten sofort 20 Euro in Rauch auflösen. Die beiden Modulatoren haben es ja durchaus auch in sich, müssen ihre Ausgangssignale doch exakt aufeinander abgestimmt sein. Insbesondere muss auch der Leistungsverstärker für die Versorgungsspannung sein Signal mit Nanosekunden-Genauigkeit abgeben. Das ist dann sicher keine gewöhnliche Audio-Endstufe mehr, sondern ein Breitband-Leistungsverstärker, und ich habe die Befürchtung, dass der soviel Leistung schluckt, dass der erhoffte Wirkungsgrad-Zuwachs beim Teufel ist. Wie gesagt denke ich, dass man man all das besser bei kleiner Leistung studieren kann, als das man auch noch mit parasitären Effekten wie Source-Induktivitäten, Miller-Kapazitäten und wilden Schwingungen zu kämpfen hat. Ich halte es jedenfalls für verwegen, eine Endstufe mit vielleicht 100W PEP mit 0,25W Treiberleistung zu konzipieren. Da wird dann schon HF rauskommen, - aber andere als man reinschickt.
@ Hp M. In deinen Beiträgen lese ich sehr viele ernst zu nehmende Bedenken, leider allerdings sehr wenig konkret. Leider konnte ich aus deinem Text nicht herauslesen, wie viel Ahnung du von diesem Thema hast und damit ob deine allgemeinen Aussagen vertrauenswürdig sind. Allegemeines Wissen zu linearen PAs hilft hier nunmal nicht viel. Konkret fällt mir auf >>CW geht aber doch auch einfacher... weißt du, wie EER funktioniert? >>Miller-Kapazitäten weißt du, wann bei Klasse F- geschaltet wird? >>vergleichbarer Schaltgeschwindigkeit, z.B. 74HC Beim Resonanten Betrieb ist die Drainspannung ein Vielfaches der Versorgungsspannung. Mit der 74-Klasse?!? Ich weiß, das Thema "Klasse F- PA" ist hoch interessant und hat viel Potenzial für Fehlschüsse. Ich bin gerne bereit, das mal getrennt in einem Thread zu diskutieren, wenn die Ventile und damit der grundlegende Aufbau der PA feststeht. Bitte lasst uns jetzt endgültig auf das Thema des Threads zurückkommen, weitere Beiträge zu anderen Themen werde ich ignorieren. Danke für euer Verständnis!
>>Ok, dann anders formuliert: ich möchte nicht 20 nC in 5 ns umladen, >>sondern einen Treiber entwickeln, der einen Flankenwechsel in 5 ns schafft. > Meine Fragen drehen sich um den Treiber, bitte lasst uns dahin wieder zurückkommen. Die 20nC sind am Gate zu erbringen. Somit ist das die Aufgabe des Gatetreibers. Mit den 20nC, wenn die stimmen, benötigt man 4A-Treiber. I*t = Q I = Q/t = 20nC/5ns = 4A
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Hallo Bernhard
Wäre es möglich, das MOS-Symbol mit den 5 Anschlüssen dranzuhängen?
Ich halte es für gefährlich, mit einer Stromquelle anzusteuern. Eine
Stromquelle hat einen hohen Innenwiderstand, wodurch man mit stärkeren
Rückwirkungen vom Drain rechnen kann. Der Strom fließt zwar rein und
raus, aber für andere Frequenzen ist keine Dämpfung da.
Ich würde versuchen, den Spannungsverlauf, welcher durch eine
Stromquelle entsteht, nachzuempfinden. Dann dem FET diese Spannung
aufzwingen.
Kennt jemand kleinere 2m/70cm Sendetransistoren, von denen auch das
PNP-Komplementär erhältlich ist? Damit könnte man einen schnellen
Gegentakt-Treiber bauen. Die Spannungskurve könnte vor dem Treiber
erzeugt werden.
Gruß, Bernd
Nachtrag
> Mit den 20nC, wenn die stimmen, benötigt man 4A-Treiber
2 x 5ns = 10ns lang fließen 4A und 23ns fließt möglichst 0. Es würde
also ein Treiber reichen, der im Mittel 1,5A schafft, jedoch eine
niedrige Ausgangsimpedanz aufweist.
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Bernhard _. schrieb: >>>CW geht aber doch auch einfacher... > weißt du, wie EER funktioniert? Ja. Habe (noch) keine Erfahrung mit hohen Leistungen. Natürlich geht C-Betrieb in der Endstufe. Ich wage mal zu behaupten, dass die Mehrzahl der EER-Sender so arbeitet. Meiner arbeitet mit Rechteck weil das in meinem Fall die einfachste Lösung war. LG OXI
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>> Ich würde versuchen, den Spannungsverlauf, welcher durch eine >> Stromquelle entsteht, nachzuempfinden. Dann dem FET diese Spannung >> aufzwingen. Ja, das wäre sicherlich die stabilere Variante, aber mir fällt nicht ein, wie das gehen könnte. Im Anhang mal ein erster Anlauf (Grün ist die Gatespannung), die Ansteuerung mit Stromquellen. Der Überschwinger auf der Gatespannung und die Pegel selbst müssen natürlich noch korrigiert werden. Fürchterlich schnell ist die Schaltung, insbesondere der (kritische) Beginn des Schaltvorgangs ist etliche ns schneller als bei normaler Ansteuerung. Aber welche Spannungen sich im FET durch seine Induktivitäten einstellen ist mir nicht klar und vor allem kommt es bei der Pulseinstellung auf einige `zig ps an, mal wieder eine neue Einheit... Ob dieses Ansteuerung in der Praxis wohl stabil zu bekommen ist? Haltet ihr es für möglich, den Pulsgenerator über einen Komparator am Gate zu stoppen? Also eine Konstantstromquelle, die bis zu einer gewissen Gatespannung Gas gibt?
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20nC x 21Mhz x 20V * 2 = 17 Watt Treiberleistung (Treiber+Int. GateR). Und dann noch die eigentlichen Verluste vom FET (Leit+Schalt). Wie hast du vor die Bauelemente zu Kühlen? Mein Baugefühl sagt das das um Faktor 10 über dem gerade noch so machbaren liegt. Viel Spaß...
Hallo Bernhard
Verpass mal den beiden Signalquellen einen Innenwiderstand. Das Problem
verlagert sich vermutlich nur eine Stufe nach vorne.
@fet
> 20nC x 21Mhz x 20V * 2 = 17 Watt
Mir kommt der Wert hoch vor. Warum mal zwei? Es handelt sich doch um die
Ladung im Fet, welche nur vernichtet werden muss. Sie strömt nicht aus
der Quelle, sondern in eine Senke.
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Die Verlustleistung erschreckt mich nicht wirklich, den Faktor 2 hab ich auf die zwei C2M0280120D geschoben. Ob ich nun ein IGBT-Modul mit 1,5 µC bei 100 kHz schalte oder den SiC ein klein wenig schneller :-) Außerdem wird die meiste Energie ja in den 11 Ohm des SiC verbraten, und die sind gut gekühlt. >> Verpass mal den beiden Signalquellen einen Innenwiderstand Siehe Anhang. Im pdf oben werden die Treibertransistoren auch noch mit einem leistungsfähigen Treiber angesteuert. Mein Ergebnis mit 5 Ohm (Gate2) und angepassten Pulszeiten ist zwar etwas schlechter aber am drain noch einige ns besser als "spannungsgetrieben". Schön an der realistischen Variante ist, dass die Pulszeiten handhabbarer werden. Für mich steht jetzt fest, dass die Gatespannung aktiv begrenzt werden muss, damit ein Verzählen oder ein Schalten zum falschen Zeitpunkt (mit Millerkapazität) nicht gleich tötlich für den SiC ist. Dafür experimentiere ich noch mit 2x2 Treibertransistoren in Reihe, von denen je einer den Puls startet und der andere ihn über seine feste Gatespannung beendet. Und wenn die Superschaltung nichts wird, dann nehme ich schlichtweg einen SI8233 o. ä. >>Kennt jemand kleinere 2m/70cm Sendetransistoren Ja nach wirklich schnellen Transistoren in einem Gehäuse was min. 2 W abkann suche ich immer noch. UAWG :-) Bernd, die E-Mail an mail2 ist angekommen oder?
Hallo Bernhard Danke, das Symbol ist angekommen. Hab leider nichts Neues. Wer es noch nicht kennt (LTspice): Nach dem Durchlauf einer Transienten-Simulation kann man die ALT-Taste drücken und den Mauszeiger über einen Verbraucher bewegen. Es erscheint ein Thermometer. Draufklicken und die Leistungskurve wird angezeigt. Nun die Strg Taste drücken und auf die Überschrift der Kurve klicken. Es erscheint der Mittelwert der Leisungsaufnahme im Bildausschnitt. Bei diesem Mosfet entsteht durch den Temperatureingang ein Fehler. Die 20V=20°C lassen einen Strom von -100A fließen und irgendwie geht dies in die Leistungsaufnahme mit ein. Wenn mahn den Temperatureingang auf den Source legt, gehts. Gruß, Bernd
Welches Modell von Cree verwendest Du eigentlich? Bare Die oder mit Gehäuse? Falls Du den Bare Die verwendest, bau in die Simulation mal noch 3nH in den Sourcepfad und 2nH vor dem Gate ein. Dann wird das Ganze auch nochmal deutlich anders aussehen.
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>>Wer es noch nicht kennt Ach, schick! Den Anschluss von Tc an source habe ich jetzt auch gemacht. Einen gleitenden RMS-Mittelwert oder etwas ähnliches gibt es nicht, oder? Bisher habe ich immer ein RC-Glied außen drangebaut und darüber gerechnet. @ Daniel Das Modell ist mit Gehäuse, im Sourcepfad sind 9 und im Gate 15 nH. Gerade spiele ich mal mit einer resonanten Gate-Ansteuerung, siehe Anhang. In der Schaltung wird die Energie des Gate-Kondensators nicht komplett vernichtet, sondern in die Resonanzdrossel umgeladen. Dadurch ist der Strom durch die Treiber sehr gering (I L3, rot) und der Stromverbrauch der Schaltung beträgt nur 200 mA. Das eigentliche Gate-C (blaue Kurve) wird noch vernünftig schnell geladen. Allerdings heißt das in der Praxis vermutlich, dass man die PA nur noch in definierten Frequenzbereichen verwenden kann und auch die Gateansteuerung innerhab der Bänder nachgestimmt werden muss. Außerdem ist mir noch ein Artikel über den Weg gelaufen, in dem das Gate schlichtweg mit einem C gegen 100 V aufgeladen wird. Darin ist für einen IRF740 angegeben, dass nur die Sperrschicht selbst empfindlich ist und der Spannungsabfall über die parasitären Induktivitäten egal ist.
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Ich würde die Sache systematisch empirisch angehen. Um die erforderliche Gateladung bei dem hohen Gatewiderstand in der beabsichtigten Zeit in den, bzw. aus dem SIC zu bringen, ist eine Überspannung m.E. unumgänglich. Ich würde so vorgehen: Mittels Monoflop und Mosfets einen manuell triggerbaren Oneshot bauen, der ausreichend kurze und exakt reproduzierbare Impulse (Spikes) erzeugt. Dann sukkzessive dessen Amplitude erhöhen, bis eine ausreichende Gatespannung pro Einzelimpuls erreicht ist. Möglicherweise musst man angesichts der parasitären Parameter mit Spannungen jenseits von 40V pulsen. Dabei gleich ein adäquates Design verwenden. Nix mit Steckbrett und so... ;-) Dasselbe für die Entladung des Gates. Impulse bis jenseits -20V könnte ich mir vorstellen, um schnell genug auf 0V Gatespannung zu gelangen. Inwiefern die max. Slewrate des SIC-Gates da Grenzen setzt weiß ich nicht. Fals es bei den Oneshots mit den Ladungstransfers in der gewünschten Zeit klappt, die Treiberstufe sukkzessive ausbauen und an die gewünschte Frequenz von 14 bzw. 25MHz heranführen. Das wird dann die nächste Herausforderung sein... Falls es mit den Oneshots schon nicht klappt, die erforderliche Ladung timinggerecht zu transferieren, kannst du alles Folgende vergessen.
> Mittels Monoflop und Mosfets Einen 74AC74 nehmen und nur Set / Reset verwenden. Gesetzt wird es durch das Eingangssignal, geresettet beim überschreiten einer Gatespannung. Danach dauert es noch ein paar ns (propagation time), bis der Treiber abschaltet. Dies sollte für ein Überschießen ausreichen. > Ich würde die Sache systematisch empirisch angehen. Falls das noch nicht mal in der Simulation läuft, warum sollte es in der Realität funktionieren? Kostet nur eine Handvoll Bauteile, die abrauchen. Andererseits, falls man es wirklich schafft, mit einem Treiber +25V und -10V mit einer Impdanz von 1-2 Ohm auf das Gate zu geben, bekommt man den Fet auch geschaltet. Das Problem ist ein Treiber, der schnell genug schaltet, eine niedrige Ausgangsimpedanz hat und sich selber leicht treiben läßt. Der Fet selber rundet auch bei den steilsten Ansteuersignalen noch die Ecken ab. Es handelt sich womöglich um Cgd, welches den Schaltvorgang zusätzlich begrenzt. Ab einer gewissen Ansteuersteilheit tut sich am Ausgang/Drain nichts mehr. Laut Simulation geht das Ansteuern mit 28 MHz, aber mit Schaltverlusten im FET.
Danke für eure Vorschläge, Simpel (weißt du was ein Simpel auf schwäbisch ist?) und Bernd. Leider ist aber alleine das Proparagation Delay von einem LT1721 4,5 bis 6,5 ns + 2 bis 10 ns schon so lange wie die gesamte Ladezeit des Gates. Ich befürchte, komplevere Bauteile sind dafür einfach nicht geeignet. Ansonsten wie Bernd schreibt: zuerst wird simuliert. Danach ist ein einfaches "langsam anfangen" nicht sinnvoll, weil bei class F eben resonant geschaltet wird und nicht hart.
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Hallo zusammen, hier also der neueste Stand. Das Eingangssignal wird heruntergeteilt und mit 2,5 V offset versehen. Dann werden aus dem Sinus zwei Ansteuerimpulse erzeugt, die einige ns kürzer sind als eine Halbwelle. In Wirklichkeit käme jetzt ein EL7185 o.ä. um die Treibertransistoren sauber zu schalten. Der eigentliche Treiber für den C2M0280120D ist dann resonant ausgeführt, L1 dient als Stromquelle für das Gate, bis die parasitären Dioden der Treiber-FETs die Spannung begrenzen. Das Simulationsergebnis bei 28 MHz kann sich sehen lassen: Grün ist die Spannung über C3 (das "echte" Gate) und Blau der Gatestrom. Natürlich kein Rechteck, aber zwischen 2 und 10 V vergehen nur 4 ns. Leider habe ich noch ein leichtes shoot-through in der Simulation, das vernachlässige ich mal in der folgenden Rechnung. Die Treiberschaltung verbraucht jetzt rund 10 Watt bei 28 MHz, davon gehen rund 4 W auf die Treibertransistoren. Kennt ihr schön schnelle MOSFETs N und P komplementär, die jeweils rund 2 W abführen können? Fällt euch eine Möglichkeit ein, um an der Ausgangsspannung des Treibers einen kleinen Überschwinger erzeugt, um den Treiberstrom in der ersten ns etwas zu erhöhen. Eine Art Schwinkreis o. ä.? Danke und Grüße Bernhard Ich muss mich jetzt mal wieder um mein Netzteil kümmern, von daher kommt hier erst mal nichts mehr.
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Hallo Bernhard Ich hab ein wenig auf einer anderen Schiene weiterentwickelt. Aber auch hier steht und fällt die Schaltung mit geeigneten Treibertransistoren. Es gibt CB-Funk Endstufen, da hat der NPN-Transistor eine Transitfrequenz von 250 MHz. Wenn es dazu einen Komplementär gäbe, würds funktionieren. Die BD139 / BD140 sind am Limit. Bei 14 MHz gehts jedoch relativ leicht. Gruß, Bernd
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Hallo zusammen und vor allem Bernd, nachdem ich mit dem Netzteil nicht ohne Mouser weiterkomme, habe ich an der Baustelle weitergemacht. Also einen passenden P-Kanal Transistor scheint es wirklich nicht zu geben, jetzt habe ich mal eine Mixtur aus Bernds Vorschlag und meinen letzten Ansätzen gezimmert. Im Anhang findet ihr eine in der Simulation funktionierende Schaltung, ich bitte um kritische Betrachtung... Die Gates werden mit +40/-10 V über einen Kondensator geladen um einen Strom von 2,5 A zu erhalten. Bei drei Transistoren rechne ich mit 60 W Ansteuerleistung für die Gates, welche im Wesentlichen in den SiC-MOSFET verheizt werden. Bei hohen Frequenzen wird noch ein Schwingkreis zugeschaltet, der die Treibertransistoren entlastet. Als Treibertransistoren möchte ich N-Kanal nehmen, jeder bekommt einen SI55110 als Treiber (in der Simulation im UND-Gatter enhalten) und wird mit +8/-2 V angesteuert. Die Totzeit wird mit einem L1721 erzeugt, der auch das sinusförmige Eingangssignal "verrechteckt". In solchen Klassen von Verlustleistung kenne ich mich nicht aus, ich bin um jeden Hinweis dankbar. Außerdem hat meine Simulation noch ein echtes Problem. Der Komparator U4 verhält sich bei gleichem Eingangssignal anders als sein Pendant U7, das scheint am Springen seiner "Masse" zu liegen. Simuliert LTSpice hier tatsächlich Kapazitäten gegen GND mit oder hab ich einen anderen Fehler gemacht? Kennt sich jemand von euch mit den zu erwartenden Kapazitäten des Highside-Treibers gegen GND (z.B. über einen einfachen DC-DC, den Übertrager, umliegende Kühlkörper) aus? Immerhin ist die gesamte Schaltung am oberen Treiber eine Antenne bei 30 MHz und harmonische. Viele Grüße und Danke im Voraus Bernhard
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Hallo Bernhard Hab ein paar Einstellungen geändert. 1) Erzwingen einer feineren Auflösung von 500ps. 2) Beide Bausteine haben ein Trise von 1ns, ansonsten nimmt LTspice irgendeinen langsameren Wert an. Offene Eingänge auf den Bezugspunkt gelegt. 3) Damit die MOSFets die recht hohe Drainkapazität umladen können, muss die Last einen ordentlichen Strom fließen lassen. Die Ansteuerung sieht ansonsten recht gut aus, obwohl es immer noch kleine Unterschiede zwischen oben und unten gibt. Freundliche Grüße, Bernd
Hallo Bernd, vielen Dank für die Korrekturen, so funktioniert die Simulation sauber. Im Moment kämpfe ich noch mit der Versorgungsspannung der Treiber-MOSFETs, bei den geplanten +8/-2V ergibt sich an deren Gatewiderständen je 2 W Verlustleistung, also nochmal 8 W mehr im System als geplant. Außerdem ist die reale Schaltung damit ein ziemliches Grab and DC/DC-Wandlern. Jetzt probiere ich mal 0/5V und hoffe das geht noch vernünftig. Viele Grüße Bernhard
Er kommt wohl nicht ganz bis dahin wo Du willst aber zum lernen und für einen ersten Test währen auch IXYS IXDN602SIA oder IXDN604SIA einen Versuch Wert. Ist fertig zu haben, gut spezifiziert und kommt doch ziemlich weit (Zeiten im Datenblatt für 1000pF Lastkapazität aber die hast Du ja nicht). Evtl. hab ich noch ein paar daheim in der Bastelkiste, bei Bedarf kann ich die mal raussuchen. viel Erfolg hauspapa
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Update... Das Schaltbild im Anhang ist entflochten und bestückt, Format 60x70x10mm. Bisher betreibe ich nur eine Hälfte der Halbbrücke weil box73 den Übertrager noch nicht geliefert hat. IC4 spuckt bei 30 MHz ein stark verschliffenes Rechteck mit 0,8 bis 4,5 V aus, die Übergangszeiten (10 - 90 % und zurück) liegen bei rund 7,5 ns. Die Verlustleistung der (halben) Schaltung beträgt wie erwartet 2,5 W, sie wird erstaunlich gut abgeführt, die Kombination aus Massefläche und Auflötkühlkörpern funktioniert besser als erwartet. Aus dem Grund werde ich in der nächsten Version (Schaltbild ist schon neu) beide Kanäle der ISL verwenden um bessere Flanken zu bekommen. Angesteuert von einem AD9854 hört man die Schaltung übrigens quer durchs Haus im Weltempfänger, wenn ich am Transistor 12 V und 10 Ohm über 30 cm Litze anklemme. War wohl keine schlechte Idee, das Ausgangssignal direkt über eine SMB-Buchse an die Leistungstransistoren zu führen... Als nächstes schalte ich die andere Hälfte der Halbbrücke dazu und freue mich auf die ersten durchlegierten Transistoren. Viele Grüße, 73 Bernhard
> ein stark verschliffenes Rechteck mit 0,8 bis 4,5 V aus, > die Übergangszeiten (10 - 90 % und zurück) liegen bei rund 7,5 ns. Hängt da die Endstufe schon dran? > Als nächstes schalte ich die andere Hälfte der Halbbrücke dazu > und freue mich auf die ersten durchlegierten Transistoren. Das wäre durchaus möglich, die Schaltung ist nicht ganz ohne. Trotzdem drücken wir Dir die Daumen.
>> Hängt da die Endstufe schon dran? Die eigentliche Endstufe gibt es noch nicht mal in Eagle, selbt bei den Endstufentransistoren habe ich mich noch nicht endgültig zwischen drei Stück C2M0280120D oder drei Stück C2M0160120D (wesentlich mehr Verlustleistung aber fast doppeltes Qg) entschieden. Bisher läuft nur der untere Zweig des Schaltbilds gegen einen Lastwiderstand statt im Gegentakt. Also quasi der Treiber des Treibers. >>Trotzdem drücken wir Dir die Daumen. Danke :-)
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DSC_0273.JPG
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DSC_0274.JPG
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Hallo zusammen, hier mal der das Genze in Bildern. DSC_0275: jeweils von links nach rechts kommt der DC/DC, dann der LT1721 usw. Zwischen den BUK-MOSFETS kommt eine SMB-Buchse nach unten als Ausgang. DSC_0273: Die Gatesignale direkt an den BUK-MOSFETS aufgenommen, man sieht auf dem Foto die Messbuchsen. Eingangssignal: 10 MHz Sinus mit 50 mV an 47 Ohm. DSC_0274: Gatesignale bei 30 MHz. Versehentlich habe ich mit Unterspannung gearbeitet, sonst würde das Signal etwas besser aussehen. Bei 30 MHz stimmt also die Totzeit nicht, außerdem sind die Antiegszeiten (entsprechen dem Datenblatt des ISL) eben etwas langsam, das könnte eine Parallelschaltung der beiden Treiberkanäle des ISL verbessern. Viele Grüße Bernhard
Mit zwei Hosenträgern: - R30 und R31 auf 4,7 Ohm als "Sicherung" gegen shoot-through - kräftig abgeblockter Eingang (22 Ohm Abschluss, kleiner C parallel) um ein Aufschwingen auszuschließen habe ich mich jetzt an den Gegentaktbetrieb rangetraut, als Last habe ich 2,2 nF direkt an den Ausgang der Halbbrücke gehängt. Ergebnis: - bis 15 MHz machte meine Eingangsschaltung mit, die Schutzwiderstände bis 25 V - das Ausgangssignal hat einen Puls-Pause-Fehler von 1 ns - die Flankenzeiten 10/90% liegen bei 8 ns Damit ist 30 MHz schonmal unmöglich, die Mindestanforderung von 21 MHz sollte aber drin sein.
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