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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik 600 MHz differential probe Eigenbau


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Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hallo zusammen,

nach der erfolgreichen Entwicklung eines Aktivtastkopfes durch branadic 
hier
Beitrag "Eigenbautastköpfe"

möchte ich das Thema wieder aufgreifen, allerdings als differenzielle 
Variante. Also schlichtweg zweimal die Schaltung von branadic und ein 
dritter OPV zur Differenzbildung. Zusätzlich möchte ich eine 1:1 / 10:1 
Umschaltung sowie eine SMA-Buchse am Ausgang und Mini-USB für die 
Spannungsversorgung vorsehen.

Ziel: DC bis 500 MHz bei 10:1, Eingangsspannungsbereich +/- 15 V.

Einen ersten Vorschlag zum Schaltbild des HF-Teils findet ihr im Anhang. 
Die Widerstandswerte dritten OPV bitte mal nicht zu ernst nehmen.

Nun meine Frage: was sagt ihr dazu?

Viele Grüße
Bernhard

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Autor: Dieter W. (dds5)
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Die maximal 20µA Biasstrom in Verbindung mit den 164kOhm Quellwiderstand 
dürften die Offset-Bilanz eher schlecht aussehen lassen.

Der OPA650 ist bei TI als obsolete gelistet aber auch der als 1:1 Ersatz 
vorgeschlagene OPA820 ist vom Bias her nicht besser.

Autor: Georg (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Zusätzlich möchte ich eine 1:1 / 10:1
> Umschaltung

Das macht man am Eingang, sonst hat man ja nichts davon - wenn du nach 
dem Vorverstärker umschaltest, verbessert sich weder der 
Eingangswiderstand noch die Eingangskapazität noch der 
Eingangsspannungsbereich, das ist also weitgehend sinnlos.

Georg

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ Dieter Werner
Entschuldige bitte, ich habe im Schaltbild den falschen OPV angegeben. 
Ich möchte wie auch branadic den OPA659 nehmen.
-> +/- 10 pA

@  Georg
Der Eingang ist 10:1 (nicht 1:1) wie im Schaltbild klar gekennzeichnet, 
Missverständnis?

Den Spannungsteiler 50 / 50 Ohm zwischen den OPVs habe ich mal durch 
einen 100 Ohm gegen AGND ersetzt, um ein paar dB an Verstärkung zu 
gewinnen. Da es geschätzt 15 mm Leiterbahn mit dem Signal sein werden 
(0,03 Lambda bei 500 MHz) würde ich sagen das ist ok. Wie seht ihr das?

Im Anhang das aktuelle Schaltbild.

: Bearbeitet durch User
Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Da hab ich's mit der Bildgröße wohl etwas übertrieben.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Um ein Gefühl für die parasitären Elemente zu bekommen habe ich mal ein 
grobes Layout für den HF-Teil gemacht. Hier das Ergebnis.

Ich bitte weiterhin um Kritik und Anregungen!

Und ich hoffe immernoch, dass branadic oder Kupfer-Michi hier 
auftaucht...

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Der ursprüngliche Spannungsteiler hat vermutlich die hohe Amplitude der 
Vorstufe an den Arbeitsbereich des HF-Switch angepaßt. Insofern würde 
der frühere Spannungsteiler Sinn machen.

Der Eingangswiderstand des Differenzverstärkers ist nicht symmetrisch, 
das wird Dir ein wenig die Freude an Deiner Schaltung nehmen...

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ Eddy Current
Stimmt, an den Einfluss der Verstärkung auf die Eingangsimpedanz hab ich 
nicht gedacht. Bliebe also nur die Möglichkeit, den übrigen OPV des 
THS3202 noch als nachgelagerten schaltbaren Verstärker zu verwenden.

Was sagt ihr zu den 100 Ohm gegen GND statt 2 mal 50 Ohm? Noch eine vll 
etwas blöde Frage: an den Ausgang des Tastkopfes müssen 50 Ohm in Serie, 
oder? Der sehr hübsche Tastkopf hier
https://dl.dropboxusercontent.com/u/37077406/Website%20Links/MakeMIT%202014/Active%20Probe%20Proto2%20Schem.pdf
hat das aber nicht.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Mein Hinweis auf den Spannungsteiler bezog sich auf eben diese 100Ohm. 
Mit Deiner aktuellen Auslegung bist Du aber flexibel. Einfach nur 100Ohm 
auf Ground machen aber keinen Sinn.

Du könntest als Differenzverstärker einen Instrumentenverstärker 
vorsehen. Ob Dir das Ding bei 600MHz um die Ohren fliegt? Keine Ahnung 
:-)

Allgemeine Frage: Wozu eine AC-Entkopplung bei einem 
Differentialtastkopf? Vermutung: Geht nicht anders, weil der HF-Switch 
genau so betrieben werden muss. Wenn Du auf die Schalterei verzichten 
kannst, fallen auch die Probleme mit Impedanzen weg.

Im Endeffekt könnte man die beiden Eingangs-OpAmps als Teil eines 
Instrumentenverstärkers nehmen. Die Ausgangsstufe macht dann "wie 
gewohnt" Dein THS3202.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> Einfach nur 100Ohm auf Ground machen aber keinen Sinn.
Ich wollte dem Eingangs-OPV eine Ausgangslast von 100 Ohm gönnen, um 
irgendwelche Instabilitäten zu verhindern. Aber vermutlich hast du 
Recht, ich lasse das mal weg

>> Instrumentenverstärker
Jaja, ein perfekter Differenzverstärker in einem einzelnen IC mit einer 
Bandbreite von 600 MHz und vielleicht für < 15 €. Dass ich nicht früher 
darauf gekommen bin :-)

>> Allgemeine Frage
Genau wie du vermutest, diese GaAs-Schalter müssen AC-gekoppelt sein. 
Würde aber nur bei 1:1 der Fall sein und bei solchen Signalen ist DC für 
mich nicht mehr wichtig.

>> fallen auch die Probleme mit Impedanzen weg
Sehe ich nicht so, aber mein nächster Vorschlag ist eh anders.

>> Im Endeffekt
Die Eingangs-OPVs muss ich mit Verstärkung 1 betreiben, weil sonst die 
Bandbreite zu gering wird. Und ein Instrumentenverstärker mit 
Verstärkung 1 ist genau mein Vorschlag.

et voilá, hier mein nächster Vorschlag.
Zwei Fragen plagen mich jetzt aber:
- ist es ok, zwischen den OPVs keinerlei Anpassung zu machen wenn die 
Leiterbahnen < 0,02 Lambda sind?
- muss am Ausgang jetzt 50 Ohm in Reihe oder nich?

Viele Grüße, 73
Bernhard

Das Ergebnis des Projekts wird natürlich hier offengelegt, wenn es eins 
gibt.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Bernhard _. schrieb:
>>> Instrumentenverstärker
> Jaja, ein perfekter Differenzverstärker in einem einzelnen IC mit einer
> Bandbreite von 600 MHz und vielleicht für < 15 €. Dass ich nicht früher
> darauf gekommen bin :-)

Gemeint war natürlich ein aus einzelnen OpAmps aufgebauter 
Instrumentenverstärker, aber Du hast Recht, die Eingangs-OpAmps 
operieren (haha) dann bei Verstärkung >= 2.

Den Q1 wolltest Du sicherlich mit R12 in Serie schalten ;-)

Funktioniert so aber nicht, weil es bei grosser Aussteuerung Probleme 
mit der Bodydiode des BSS123 gibt.

Autor: Lukas K. (carrotindustries)
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Wie sieht's denn mit der Gleichtaktunterdrückung aus? Damit die auch bei 
hohen Frequenzen nicht völlig verschwindet, müssen beide Pfade 
(möglichst) gleichen Frequenz- und Phasengang haben.

Autor: David (Gast)
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Hallo Bernhard,

im Datenblatt des THS3202 habe ich kein Diagramm zum
Common-Mode-Rejection Ratio über die Frequenz gefunden.
Daher denke ich, er ist nicht die richtige Wahl für diese Aufgabe.
Schau Dir mal den MAX4444 an.

https://www.maximintegrated.com/en/products/analog/amplifiers/MAX4444.html

Der ist meiner Meinung nach besser geeignet.

David

Autor: Martin (Gast)
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In der Elektor war kürzlich Differenztastkopf mit 2 GHz Bandbreite.

https://www.elektormagazine.de/authors/138

Ich habe beim Autor zwei Stück gekauft, allerdings noch nicht 
getestet...

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@  David
Danke für den Hinweis, ich muss mich aber erst mal dazu belesen.

@ Martin
Hast du zu dem Tastkopf Werte zum Eingangsspannungsbereich? Ist der 
10:1? Darf ich fragen was die Tastköpfe gekostet haben oder wo ich 
fragen darf?

Autor: Martin (Gast)
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Daten des Elektor-Tastkopfs (Juli/August 2015, S. 58ff)
Dämpfung 10:1
Diff. Eingangswid. 5 kOhm
SE-Eingangswid. 2.5 kOhm
Ausgangswid. 50 Ohm
Bandbreite 1.9 GHz (-3 dB)
Rise/fall-Time 300 ps
Stromversorgung +-8 bis 12 V
Spannungsbereich... finde ich nirgends, der OP wird mit V=1/5 betrieben

Den Tastkopf kann man beim Autor Alfred Rosenkränzer beziehen, LP 
bestückt und getestet 50 EUR, komplett mit Gehäuse und Kabel 110 EUR.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ Martin
Vielen Dank für deine Infos zum Tastkopf. Das klingt schon sehr 
interessant, scheinbar denke ich zu schlecht über Elektor.

@ David
Stimmt, der fehlende Frequenzgang der Gleichtaktunterdrückung ist kein 
gutes Zeichen. Auf der anderen Seite hatten die paar OPV die ich auf 
Anhieb gefunden habe alle < 20 dB bei 500 MHz, der MAX4444 ebenso.

Der MAX444 scheidet aus verschiedenen Gründen aus, z. B. wegen der 
Ausgangsimpedanz von ~ 80 Ohm bei 500 MHz und der 0,1 dB Bandbreite von 
80 MHz.

Also bisher bleibe ich bei meinem letzten Vorschlag, der BSS123 muss 
natürlich, wie Eddy Current schreibt, ersetzt oder über einen C in Reihe 
angebunden sein.

Viele Grüße
Bernhard

Autor: Martin (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Vielen Dank für deine Infos zum Tastkopf. Das klingt schon sehr
> interessant, scheinbar denke ich zu schlecht über Elektor.

Die Elektor trainiert das Analysevermögen des Lesers. Von vielen 
Schaltungen kann man tatächlich etwas lernen, aber bei manchen auch nur 
den Kopf schütteln... Hochglanzdruck bewahrt nicht vor Schaltungsmurks. 
Trotzdem ist der Nährwert im Vergleich zur vielfach teureren 
"Elektronik" massiv höher.
Vielleicht sind Printmedien out, aber online ist das SNR noch viel 
schlechter (bin dankbar für Gegenbeispiele!).

- Martin

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> bin dankbar für Gegenbeispiele
In diesem Forum kann man die Qualität doch ganz einfach erkennen...
- die Schaltung wird zerpflückt: die Umsetzung ist nicht perfekt
- Schaltung zerpflückt, Autor beschimpft: Umsetzung nicht perfekt, Thema 
interessant für die (geistig) älteren Forumsteilnehmer
- es wird nur der Autor beschimpft: gute Schaltung
- es gibt kaum Reaktion aber sehr viele Downloads: sehr gute Schaltung
- die Schaltung wird gelobt und andere Leser teilen ihre Erfahrungen 
damit: ok, ein Witz.

Nichts für ungut; es gibt viele sehr nette, kompetente und konstuktive 
Teilnehmer hier. Wer wie ich schon ein paar Tage hier unterwegs ist, der 
hat sicherlich auch den einen oder anderen Fall so erlebt :-)

Jetzt im Ernst: meine Gehäuse sind da und ich bin kurz davor, den ersten 
Prototypen zu entflechten. Bitte tut mir den gefallen und gebt mir noch 
Tipps. Insbesondere meine Fragen
- ist es ok, zwischen den OPVs keinerlei Anpassung zu machen wenn die
Leiterbahnen < 0,02 Lambda sind?
- muss am Ausgang jetzt 50 Ohm in Reihe oder nicht?

Viele Grüße, danke im Voraus
Bernhard

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

> - muss am Ausgang jetzt 50 Ohm in Reihe oder nicht?

Ja. Denn der OPV zerspragelt sich bei hf wenn er die komplexe Last des 
Koaxkabels "sieht".

Sehe den 50Ohm Serienwiderstand im Layout ein paar mm vom OPV entfernt 
vor und teste das spaßhalber mit 0Ohm und einem Rechteck @ 100Mhz... Und 
schau Dir das Signal an, daß der OPV dann auf die Reise schickt. 
Vergleiche mit dem dann bestückten 50Ohm-Widerstand und die Diskussion 
ist beendet.

Da Du das Layout ja teilweise von einem im Netz kursierenden Leyout 
abgekupfert hast: das die kurze Leiterbahn nicht 50Ohm 
Impedanzkontrolliert ist spielt keine so große Rolle wie die 50Ohm 
Serienwiderstand...

Grüße und viel Vergnügen mit dem Teil!

MiWi

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Hi, bitte poste aber nochmal die letzte Version Deiner Schaltung zum 
"zerpflücken". Bitte ohne BSS123, der geht auch nicht mit 
AC-Entkopplung. Dafür müsste man ihn positiv vorspannen. Seine 
Kapazitäten sind ebenfalls zu berücksichtigen.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Sehe den 50Ohm Serienwiderstand im Layout ein paar mm vom OPV entfernt
>>vor und teste das spaßhalber mit 0Ohm und einem Rechteck @ 100Mhz...
Mache ich. Aber ein (ordentlich angeschlagenes und mit Microstrip 
verbundenes) Koaxialkabel stellt doch keine große kapazitive Last dar?!?

>>Dafür müsste man ihn positiv vorspannen
Damit hast du schon den nächsten Fehler gefunden, danke!
Als Schalter sehe ich jetzt ein Relais vor:
https://www.reichelt.de/Reedrelais-Magnete/CRR-05-1A/3/index.html?ACTION=3&GROUPID=3291&ARTICLE=85096&OFFSET=16&;
Wenn der 50 Ohm Widerstand am Ausgang wegfallen kann, dann kann ich auch 
den gesamten zweiten THS3202 überbrücken.

Die aktuelle Version ist im Anhang. Noch nicht drin:
Als Spannungsversorgung will ich den LME0512SC mit Spannungsteiler für 
+/- 6 V vorsehen.

Geplante Daten:
- DC bis 500 MHz bei 10:1, DC bis 300 MHz bei 1:1 (-3 dB)
- Eingangsimpedanz 150 kOhm / < 4 pF
- Maximale Eingangsspannung +/-35 V
- Materialpreis 32 € ohne Kabel, PCB und Gehäuse

Viele Grüße, danke im Voraus für's Zerpflücken!
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
>>>Sehe den 50Ohm Serienwiderstand im Layout ein paar mm vom OPV entfernt
>>>vor und teste das spaßhalber mit 0Ohm und einem Rechteck @ 100Mhz...
> Mache ich. Aber ein (ordentlich angeschlagenes und mit Microstrip
> verbundenes) Koaxialkabel stellt doch keine große kapazitive Last dar?!?

Herrgott, nimm so ein Koaxkabel Deiner Wahl, messe seine Kapazität aus, 
lese das Datenblatt vom OPV und dann denke nach was der arme OPV da 
machen muß wenn er bei etlichen 100Mhz das Kabel treiben muß....



.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.

Und wenn das Kabel auch nur 30pF auf 1m hat... 30pF bei 500Mhz haben 
welchen Widerstand?

na also.



Das ein Kabel eine Impedanz von xyz Ohm hat bedeutet nicht, daß es keine 
kapazitiven Anteile hat....

Grüße

MiWi

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

> Die aktuelle Version ist im Anhang.

nur eine optische Anmerkung:

Wenn Du schon immer bei den OPVs den +-Eingang oben hast, warum nicht 
auch bei den Eingängen des Tastkopfs? Und wenn Du das umzeichnest wäre 
der Kuddelmuddel beim Diffamp nicht nötig. Das bedeutet keinen 
Funktionsunterschied, kann aber Übersichtlicher aussehen...


Grüße

MiWi

Autor: Jochen F. (jamesy)
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MiWi schrieb:
> Und wenn das Kabel auch nur 30pF auf 1m hat... 30pF bei 500Mhz haben
> welchen Widerstand?
>
> na also.
>
> Das ein Kabel eine Impedanz von xyz Ohm hat bedeutet nicht, daß es keine
> kapazitiven Anteile hat....

Oha,
da ich davon ausgehe, daß mit 50 Ohm abgeschlossen wird, bitte ich 
darum, den obigen Text noch einmal zu überdenken. Dem Kapazitätsbelag 
steht in dem Fall ein Induktivitätsbelag zur Seite, und daraus ergibt 
sich (wenn man Widerstandbelag und Ableitungsbelag vernachlässigt, was 
hier sehr gut möglich ist!) ein WELLENWIDERSTAND.
Exakt das erwartet der Verstärker am Ausgang - bis auf die Kabeldämpfung 
recht unabhängig von der Länge des Kabels!

Autor: karadur (Gast)
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Hallo

dein Relais schaltet von 1,9x auf 10x.

Autor: Georg (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Aber ein (ordentlich angeschlagenes und mit Microstrip
> verbundenes) Koaxialkabel stellt doch keine große kapazitive Last dar?!?

Für manche Kabel gibt es sogar Datenblätter. Auch wenn du das jetzt als 
Zumutung empfindest.

Georg

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ MIWI
Die Tauscherei hat sich im ersten Layout ergeben, ziehe ich später nach.

@  karadur
Danke!

Ansonsten muss ich wohl etwas lauter schreiben, damit meine Aussage 
gehört wird. Ein Koaxialkabel hat (wie Jochen schreibt) eine Impedanz 
ohne Blindanteil. Verstimmt ein Koaxialkabel eine resonante Antenne? 
Wird das SWR am Senderausgang bei längerem Kabel schlechter oder besser? 
Sind Koaxialkabel mit "50 -10j Ohm" oder "50 Ohm + 5 pF/m" beschriftet"?

Für Sonderfälle wie sehr niedrige Frequenzen oder Erfahrungswerte wie 
dass selbst einige fF bei OPVs schon wehtun bin ich natürlichich 
dankbar.

Autor: MiWi (Gast)
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Jochen F. schrieb:
> MiWi schrieb:
>> Und wenn das Kabel auch nur 30pF auf 1m hat... 30pF bei 500Mhz haben
>> welchen Widerstand?
>>
>> na also.
>>
>> Das ein Kabel eine Impedanz von xyz Ohm hat bedeutet nicht, daß es keine
>> kapazitiven Anteile hat....
>
> Oha,
> da ich davon ausgehe, daß mit 50 Ohm abgeschlossen wird, bitte ich
> darum, den obigen Text noch einmal zu überdenken. Dem Kapazitätsbelag
> steht in dem Fall ein Induktivitätsbelag zur Seite, und daraus ergibt
> sich (wenn man Widerstandbelag und Ableitungsbelag vernachlässigt, was
> hier sehr gut möglich ist!) ein WELLENWIDERSTAND.
> Exakt das erwartet der Verstärker am Ausgang - bis auf die Kabeldämpfung
> recht unabhängig von der Länge des Kabels!

Dann erklär mal warum der OPV nix von dem Wellenwiderstand weiß wenn er 
das Kabel direkt und ohne angepaßtem Serienwiderstand treiben muß?

Dein Wellenwiderstand kommt nur dann zur Geltung, wenn der 
Quellenwiderstand und Abschluß ebenso vorhanden sind. Wenn einer der 
beiden fehlt paßt irgendwem irgendwas nicht. Beim fehlenden 
Anschlußwiderstand gibts Reflexionen, beim fehlenden Quellwiderstand 
kann die Quelle das Signal nicht mehr treiben...

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Also gut, ihr legt die Wetteinsätze auf den Tisch und ich mache den 
Versuch über die Bestückungsvariante.

Hat sonst noch jemand Ankerungen zum Schaltbild?

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Es gab weiter oben schon den Hinweis auf "Justage der 
Gleichtaktunterdrückung".

Das könnte z.B. ein Trimmer 100 Ohm in Serie zu R6 (dann 390 Ohm) sein.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ chrisi
Selbst ein kleines SMD-Poti ist vergleichweise riesig wenn ich meine 
Leiterbahnlängen anschaue. Ich sehe mal noch zwei Kondensatoren gegen 
AGND als Bestückungsvariante vor, dann kann ich später durch Löten 
spielen.

Anbei das aktuelle Schaltbild mit Layout.
Wenn keine besonderen Einwände kommen, dann nehme ich die Teile in meine 
nächste Bestellung auf und beue bei Gelegenheit einen Prototypen auf.

Ach so, das sündhaft teure HF-Relais will ich mir natürlich sparen, es 
gibt auch eine Variante ohne Schirm mit entsprechend schlechteren 
Eigenschaften.

: Bearbeitet durch User
Autor: karadur (Gast)
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hallo

deine Verstärkung ändert sich von x2 auf x10.

Wenn du am Scope auch 50R hast und R7 bestückt ist teilt sich dein 
Signal :2, macht dann x1 und x5 am Scope.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Also gut, ihr legt die Wetteinsätze auf den Tisch und ich mache den
> Versuch über die Bestückungsvariante.
>



Das wäre nicht sonderlich fair, ich hab solche Dinger schon mehrmals 
gebaut und daher schreibe ich nicht als Theoretiker sondern aus der ganz 
banalen Messpraxis...

> Hat sonst noch jemand Ankerungen zum Schaltbild?

Wenn Du noch Platz findest überleg Dir was zum automatischen 
Offsetabgleich, der THS3202 zickt da ein bischen herum.

Und lies Dir im Datenblatt von THS den Bereich zu dem je nach 
Beschaltung optimalen Widerstand durch....


Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Wenn Du noch Platz findest überleg Dir was zum automatischen
>>Offsetabgleich, der THS3202 zickt da ein bischen herum.
Meinst du eine Temperaturkompensation? Oder eine händisch betätigte 
Nullung?

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
>>>Wenn Du noch Platz findest überleg Dir was zum automatischen
>>>Offsetabgleich, der THS3202 zickt da ein bischen herum.
> Meinst du eine Temperaturkompensation? Oder eine händisch betätigte
> Nullung?

Ich meine eine Offsetkompensation vom THS3202. Mit anderen Worten: das 
Ding ist gut für viele 100MHz. Aber bei DC.. nun ja... ok aber nicht 
aufregend.

Da Du nun DC verstärkst wird auch der Offset beider OPVs brav 
mitverstärkt. Das macht sich am Ausgang bemerkbar. Woher weißt Du, das 
der DC-Pegel am Ausgang ein echtes DC-Differenzsignal vom Eingang ist 
oder nur die innerhalb des Tastkopfs verstärkten Offsetspannungen?

Daher solltest Du dir darüber Gedanken machen, wie dieser Fehler 
automatisch kompensiert werden kann (Integrator, der irgendwo einen der 
OPVs DC-mässig so verstimmt das desssen Offset damit ausgeregelt 
wird...)

Sorry, ich kann nicht mehr dazu sagen... blöde Hinweise sind ok aber 
Implementierung... geht nicht....

Grüße

MiWi

Autor: MiWi (Gast)
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PS - trotz aller Nörglerei - gute Arbeit bisher!

MiWi

Autor: T-Kopf (Gast)
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Hallo,
ganz "vorne" bei den Messpitzen sind die Zuleitungen ja recht lange und 
auch unterschiedlich lang. Der eine Pin hat eine etwas längere Leitung 
wie der andere zum jewiligen OP.

Denkt ihr das ist ein Problem?

Warum muss da übehraupt ne LED vorne sitzen, die könnte man bisschen 
anders plazieren und dafür die Zuleitung zu den Tastkopf-Spitzen 
verkleinern.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Von der Idee des automatischen Offsetabgleichs bin ich schwer 
begeistert, so liese sich auch mal ein Tastkopf mit höherer Verstärkung 
sinnvoll machen.

Im Angehängten Schaltbild habe ich dem zweiten THS eine Offsetspannung 
von 5 mV verpasst, die erfolgreich ausgeregelt wird.

- der Offset des zweiten THS3202 wird gemessen; fast direkt an seinen 
Eingängen, nur 100 Ohm zum Beeinflussen des Eingangs habe ich eingebaut
- die beiden Messwerte werden über einen Tiefpass gegeben um den 
DC-Antei zu bekommen
- dann integriert ein recht genauer OPV den Fehler auf und manipuliert 
den Eingang des THS damit

In der Theorie (und Simulation) funktioniert das recht ordentlich auch 
bei hohen Frequenzen. Trotzdem kommt mir die Umsetzung etwas merkwürdig 
vor, was sagt ihr dazu?

Danke, Grüße
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
>
> In der Theorie (und Simulation) funktioniert das recht ordentlich auch
> bei hohen Frequenzen. Trotzdem kommt mir die Umsetzung etwas merkwürdig
> vor, was sagt ihr dazu?

Da der Offset etwas zwischen dem + und - Eingang ist und der ja statisch 
ist braucht das bei hohen Frequenzen nicht funktionieren...

0,1 Hz als obere Grenzfrequenz reichen dafür mehr als aus...

Die Schaltung hab ich mir nun nicht im Detail angeschaut, vlt. morgen.

Grüße

MiWi

Autor: Eddy C. (chrisi)
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T-Kopf schrieb:
> Denkt ihr das ist ein Problem?

600MHz bedeutet eine Periodendauer von 1.7ns

Eine Signallaufzeit von 6ns/m bedeutet bei gefühlten 3mm 
Längenunterschied eine Laufzeitdifferenz 18ps.

Wenn man die Zeitbasis des Scopes auf 100ps/cm einstellen könnte (was 
ich bezweifle), wäre der Versatz also 0.18cm.

Naja, sichtbar ist es, stören wird es nicht, unschön ist es aber dennoch 
:-)

Bernhard _. schrieb:
> Trotzdem kommt mir die Umsetzung etwas merkwürdig
> vor, was sagt ihr dazu?

Merkwürdig, ja das stimmt.

Du brauchst theoretisch exakt zwei Abgriffe, bei Dir sind es drei.

Einer der Abgriffe muss definitiv am Ausgang des letzten Verstärkers 
sitzen.

Der andere kann auf einen der Eingänge der OpAmps einwirken, so, wie es 
bei Dir der Fall ist.

Für den Offsetabgleich böte sich der Einsatz eine Mikrocontrollers an 
(Halleluja!): Per Tastendruck regelt(!) der Controller den Offset auf 
Null. Das geschieht per DA-Wandler bzw. PWM.

Der DA-Wert wird im EEPROM gespeichert und damit bist Du dann wieder bei 
echter DC-Messung, nicht nur Quasi-DC, eigentlich AC mit niedriger 
unterer Grenzfrequenz.

Ob es den Aufwand überhaupt wert ist, solltest Du aber durchrechnen. 
Immerhin hat ein Scope einen Pos-Knopf, mit dem auch viel Offset 
kompensierbar ist.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ T-Kopf, Chrisi
Danke für den Hinweis und für die Rechnung :-)
Optimieren lässt sich da schon noch etwas aber nur im Bereich einzelner 
mm.
Die Längendifferenz konnte ich auf 0,4 mm reduzieren.

>> Einer der Abgriffe muss definitiv am Ausgang des letzten Verstärkers
sitzen.
Das hatte ich zuerst auch gemacht. Dahinter musste aber ein 
(umschaltbarer) Spannungsteiler um die Verstärkung des OP 
herauszurechnen. Genau den gibt es gratis am invertierenden Eingang.

>> Mikrocontrollers
Teufelszeug, hab ich lange genug gemacht :-)

>> Ob es den Aufwand überhaupt wert ist
Ja natürlich. Der Wert ist für mich relativ hoch weil ich wie gesagt 
schon mit höheren Verstärungen liebäugle. Ob die Schaltung am Ende mehr 
Ärger macht als nützt, das ist mir aber nicht klar.

: Bearbeitet durch User
Autor: Jochen F. (jamesy)
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Die Offsetkompensation kommt mir nur halb sinnvoll vor, so wie sie 
gezeichnet ist, da sie nur einen von vier Verstärkern betrifft.
Da man DC sehr hochohmig abnehmen kann, könnte man direkt vom Eingang 
der zwei ersten Verstärker ein Referenzsignal gewinnen (durch 
Subtraktion mit Präzisions-OP (da sehr niedrige Frequenz), und dann mit 
dem Ausgangdes vierten Verstärkers vergleichen, und entsprechend dann 
kompensieren - gerne am Eingang des vierten Verstärkers.
So machen es die Eingangsschaltungen von Oszilloskopen, die von DC bis 
hunderte Megahertz verarbeiten.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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So wie die Schaltung momentan angelegt ist, wird der Offset des letzten 
OpAmp nicht mitkompensiert.

Der Offset ist ja nicht wie in dieser Schaltung direkt >messbar<. Er ist 
nur indirekt am Ausgang feststellbar. Darüber wird auch erst die Wirkung 
der Biasströme sichtbar und die sind erheblich, siehe Datenblatt.

Im Prinzip braucht die korrekte Schaltung einen OpAmp, zwei Widerstände 
(R35, R37) und einen Kondensator (C7). Und R37 bitteschön an den Ausgang 
von U6 klemmen.


Bernhard _. schrieb:
> Ob die Schaltung am Ende mehr Ärger macht als nützt, das ist mir aber nicht 
klar.

Mir auch nicht, ich bleibe aber gespannt :-)

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Von der Idee des automatischen Offsetabgleichs bin ich schwer
> begeistert, so liese sich auch mal ein Tastkopf mit höherer Verstärkung
> sinnvoll machen.
>

sag einmal... warum arbeitest Du beim 2. Vertärker nicht als 
invertierender Verstärker? Das einzige was sich vorne ändert ist die +/- 
zuordnung der Eingangpins.

Und wenn Du den Verstärkungswiderstand zw. dem 1. OPV und dem 2. 
schaltest.... dann kannst Du dir das mit der Offsetkompensation beim 2. 
OPV sparen und muß nur noch den 1. OPV in den Griff bekommen.... Und das 
ist dann auch keine Hexerei mehr, da Du davon ausgehen kannst das beide 
Eingänge immer gleiches Protential haben müssen (zumindest bei DC) und 
wenn nicht - die Offsetkompensation sorgt dafür :-)

Die Verstärkungseinstellung wird dadurch zwar ein bischen heikler, da 
das Relais bei den hohen gewünschten Frequenzen nicht mehr ein idealer 
Schalter ist (Koppel-Cs), aber bei geschickter Relaisauswahl und der 
Beschaltung sieht der 1. OPV immer die gleiche Lastimpedanz (darüber 
freut er sich) und der invertierende Verstärker merkt bei geschicktem 
Layout auch nicht sehr viel von dem Relais.... (und die 
Relais-Schaltkapazität wirkt nur gegen GND, ist also wenigstens 
überschaubar)

Grüße

MiWi

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ jamesy
Damit hast du natürlich Recht, aber das passt beim besten Willen nicht 
mehr ins Layout. In der Praxis wird es so sein, dass sich die Offsets 
der beiden Eingangs-OPVs fast gegenseitig aufheben und die ~ 3 mV des 
ersten THS kaum messbar sein werden. Nur der letzte THS mit Verstärkung 
tut weh.

@ Chrisi
Anbei mal die Version "chrisi" zur Diskussion (korrekt verstanden?). Den 
Wegfall von R14 und R38 sehe ich natürlich ein, C8 und C9 lasse ich drin 
weil ich keine Erfahrung habe wie sich ein OpAmp bei viel zu hoher 
Eingangsfrequenz verhält.

Die Variante mit extra Spannungsteiler bedeutet leider, dass R36 und R50 
schaltbar gemacht werden müssen. Extrem unschön.
Andererseits spart das bei Einstellung 1:1 doch einige mV offset durch 
den von Chrisi beschriebenen Bias Current. Und außerdem kann man damit 
gleich einen zusätzlichen Offset für den ersten OpAmp mit einbauen.

Ich bin mir noch nicht sicher und lasse die Entscheidung mal offen.

: Bearbeitet durch User
Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> warum arbeitest Du beim 2. Vertärker nicht als invertierender Verstärker?
Genau wie du schreibst, weil ich damit die Verstärkungsumschaltung gegen 
Masse machen konnte. Das (evtl. geschirmte) Relais sitzt dabei zusammen 
mit den zu schaltenden Widerständen auf der Massefläche und hat nur 
einen Pin nach oben direkt an den OPV.

Habe ich deine Idee richtig verstanden, siehe Anhang?

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Bitte meinen interessanten Ansatz eines invertierenden Verstärkers aus 
dem letzten Beitrag ignorieren...

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

>
> Habe ich deine Idee richtig verstanden, siehe Anhang?

Nein.

Am Ausgang vom OPV sind beide Widerstände fix angeschlossen.

Der geschaltete Widerstand hängt an 3 vom Umschaltkontakts. Einer 2 
liegt auf GND, 4 am invertierenden Eingang.


Damit ist die Last, die der Differenz-OPV sieht konstant (weil entweder 
reale Masse oder virtueller Nullpunkt am invertierenden Eingang)

Der invertierende Eingang sieht entweder beide Rs oder nur das kurze 
Stück zum Relais. Die Koppelkapazität im Relais führt auf GND.

bei geschicktem Layout und entsprechendem Relais sollte das machbar 
sein, vor allem da der geschaltete R ja relativ niederohmig sein kann 
und damit L/C nicht so dominant werden können...

PS - ich würd das Relais nie so schalten daß es einen offenen Signalpfad 
im Moment des Umschaltens gibt...  Aus der Sicht des OPVs sind die 5ms 
Umschaltzeit eine mittlere Ewigkeit und bis der sich wieder eingefangen 
hat...

Grüße

MiWi

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Bernhard _. schrieb:
> Bitte meinen interessanten Ansatz eines invertierenden Verstärkers
> aus
> dem letzten Beitrag ignorieren...

Die Schaltung stellt trotzdem einen neuen Tiefpunkt in der Entwicklung 
von Differentialtastköpfen dar.

Der letzt OpAmp wird weiterhin nicht kompensiert. Dabei könnte man zur 
Kompensation recht schön am Summenpunkt IC6 Pin 6 einen Strom injizien, 
welcher einen Kompensationsbereich ermöglicht, der unabhängig von der 
gewählten Signalverstärkung ist.

Die Kompensation läuft immer noch per Abgriff zweier Signal.

C27 bildet mit C25 einen kapazitiven Spannungsteiler. Das will man gar 
nicht. Grundsätzlich sind Kondensatoren gegen Masse am invertierend 
Eingang eine überdenkenswerte Idee, weil damit die Verstärkung hoher 
Frequenzen gegen Unendlich geht.

Warum das Relais im Signalpfad sitzen muss, verstehe ich nicht. Als 
nichtinvertierender Verstärker könnte es sogar auf Ground liegen.

Apropos: Man könnte das Relais auch durch zwei Ausgänge mit 
unterschiedlicher Verstärkung ersetzen. Muss man halt umstöpseln.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Guten Morgen zusammen,

zuerst mal danke an alle beteiligten für die Hilfe und die guten 
Ratschläge.

Hier mal die Variante "MiWi", gefällt mir sehr gut.
Nur leider fällt mir keine hübsche Variante ein, mit der man im 
Differenzverstärker den Offset messen könnte.

Ideen:
- den Offset beim zweiten OPV messen und in den ersten manipulieren
- wie im Anhang nur den Einfluss dser Biasströme kompensieren (müsste so 
doch funktionieren, oder?)
- einen Instrumentenverstärker und einen Integrator extern vorsehen. 
Leider finde ich keinen Instr. in SOT23 mit +/- 5 V Versorgungsspannun, 
außerdem wird das sehr eng im Layout

Habt ihr ideen?

Viele Grüße
Bernhard

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ Chrisi
>> Der letzt OpAmp wird weiterhin nicht kompensiert. Dabei könnte man
Nur geht der erste eben mit Faktor 10 ein, der zweite in dieser 
Schaltungsvariante nicht. Damit muss man bei dieser Variante auch den 
ersten OPV beeinflussen.

>> Die Kompensation läuft immer noch per Abgriff zweier Signal.
War auch quatsch, siehe letzter Beitrag

>> C27 bildet mit C25 einen kapazitiven Spannungsteiler.
Danke! Beide Cs ersetzen durch einen zwischen den beiden Eingängen geht, 
oder?

>> Warum das Relais im Signalpfad sitzen muss
Vorher war es ja gegen Masse, Vorteile s. o.

>> Apropos:
Wenn ich das 3D-Gehäusemodell ändern könnte, dann hätte ich das gemacht.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Bernhard _. schrieb:
> Nur geht der erste eben mit Faktor 10 ein, der zweite in dieser
> Schaltungsvariante nicht. Damit muss man bei dieser Variante auch den
> ersten OPV beeinflussen.

Ok, verstehe. Allerdings arbeitet der Erste "nur" mit Verstärkung 2, 
womit der Offset der nachfolgenden Stufe nochmal 50% an Offset 
drauflegt. Momentan vermutlich mehr, weil der Plus-Eingang der zweiten 
Stufe nicht abgeschlossen ist. Es fehlt ein Serienwiderstand.

Obacht: das Ding ist ein Current-Feedback-OpAmp: Die Biasströme der 
Eingänge sind unterschiedlich, ein Offsetstrom kann nicht spezifiziert 
werden.

Der Offset der ersten Stufen wird nicht berücksichtigt. Er hebt sich 
auch nicht auf, wie weiter oben geschrieben wurde.



Die Kompensationsschaltung ist weiterhin "suboptimal". Warum misst Du 
nicht am Ausgang von IC6A? IC3 hat übrigens selber einen Offset ;-)

Bernhard _. schrieb:
>>> C27 bildet mit C25 einen kapazitiven Spannungsteiler.
> Danke! Beide Cs ersetzen durch einen zwischen den beiden Eingängen geht,
> oder?

Oder siehe Anhang.

Wobei eine Kompensation in der zweiten Stufe besser wäre, weil hier 
bereits ein DC-befreites Signal anliegt.

>Wenn ich das 3D-Gehäusemodell ändern könnte, dann hätte ich das gemacht.

Ist das Modell frei verfügbar?

: Bearbeitet durch User
Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> Es fehlt ein Serienwiderstand.
Den Strom durch R8 / R12 habe ich vernachlässigt, hast aber natürlich 
Recht. 80 µA worst-case bei 300 Ohm sind nicht "nichts". Ich nehme mal 
150 Ohm.

>> Er hebt sich auch nicht auf
Wir reden beide von den OPA659 als Impedanzwandlern, nur teilweises 
Aufheben wie geschrieben? Ist aber auch egal weil ich da einfach nicht 
hinkomme.


>> Warum misst Du nicht am Ausgang von IC6A?
Na zu gerne, aber dein "Hauruck" ist doch nur ein DC-Blocker oder?

>> Ist das Modell frei verfügbar?
Jep, allerdings für mich nicht mehr relevant weil die Gehäuse schon 
gefertigt sind.
https://xellers.wordpress.com/electronics/1ghz-active-differential-probe/

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Bernhard _. schrieb:
> Na zu gerne, aber dein "Hauruck" ist doch nur ein DC-Blocker oder?

Ja richtig, aber mehr ist aus meiner Sicht auch nicht möglich.

Wenn Du es Dir genau überlegst, bekommst Du alleine durch die fehlende 
Justage der Gleichtaktunterdrückung so viele Offsets in Dein System, 
dass die Konzentration auf nur die Offsetspannung eines OpAmps zur Farce 
gerät.

Überlege mal, was alleine durch Abweichung der Widerstände um 1% für ein 
zusätzlicher Offset entstehen könnte: Bei 5V Eingangsspannung liegst Du 
da mal ganz locker bei ein paar Dutzend Millivolt.

Eigentlich braucht es zusätzlich zur Offsetkompensation auch eine 
Justage der Gleichtaktunterdrückung. Noch eigentlicher würden dafür 
simple Trimmer genügen. Den Rest erledigt der Pos-Knopf vom Scope. Aber 
so ein kleines Controllerchen, wäre das nix?

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Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> bekommst Du alleine durch die fehlende Justage der Gleichtaktunterdrückung
Deinen Vorschlag von oben hatte ich bereits übernommen. Für die Justage 
habe ich die beiden Kondensatoren gegen AGND eingebaut und würde dann an 
R16 und R18 drehen.

>> Überlege mal
Hab ich :-) Selbst bei Reichelt gibt es schon 0,1 % Widerstände, deshalb 
hatte ich oben schon mal 49,9 Ohm drin.

>> Controllerchen
Nee nee du, so langweilig, dass ich mir Probleme mit Gewalt suchen muss, 
ist mir noch nicht :-)

Im Anhang findet ihr die aktuelle Version, welche in der Theorie die 
Biasströme des ersten OPV kompensieren sollte.
Wenn ich das Datenblatt richtig verstehe, dann machen die Ströme mehr 
aus als die Offsetspannung.
Als goldene Lösung gäbe es eben noch, einen Instrumentenverstärker mit 
umschaltbarer Verstärkung und einen Integrator an den Ausgängen der OPAs 
zu hängen und das Ausgangssignal der Schaltung abzuziehen.

: Bearbeitet durch User
Autor: Frank Norbert Stein S. (franknstein)
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Interessantes Thema, finde ich...

Nur mal so als Idee: Da der Kopf ohnehin eine Spannungsversorgung 
benötigt, wäre es nicht praktisch an der Spitze des Tastkopfes eine 
helle, weisse LED (SMD?) einzubauen?

Wie oft hatte ich schon in dunklen Ecken mit 'nem Tastkopf rumstochern 
müssen!

Gruss
Frank

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Frank N. S. schrieb:
> Nur mal so als Idee: Da der Kopf ohnehin eine Spannungsversorgung
> benötigt, wäre es nicht praktisch an der Spitze des Tastkopfes eine
> helle, weisse LED (SMD?) einzubauen?

Jau! Und damit die Sache interessant wird mit Helligkeitsregelung über 
Fotodiode!

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@franknstein
>>Interessantes Thema
Na dann lies dir doch einfach mal den Thread durch.

Und chrisi, fang mir blos nicht mit einem PID-Regler im Prozessor dafür 
an :-)

: Bearbeitet durch User
Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hier noch eine Variante, die mir eingefallen ist.
Der Kompensierer soll einfach die Ausgangsspannung des ersten THS von 
den Ausgangsspannungen der OPA659 abziehen.

Das ist schon fast handhabbar im Layout und gefällt mir ganz gut.

Leider "rechnet" die Schaltung falsch, vielleicht hat jemand von euch 
kurz Zeit für eine Nachhilfeminute in OP-Grundschaltungen...

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Hier noch eine Variante, die mir eingefallen ist.
> Der Kompensierer soll einfach die Ausgangsspannung des ersten THS von
> den Ausgangsspannungen der OPA659 abziehen.
>
> Das ist schon fast handhabbar im Layout und gefällt mir ganz gut.
>
> Leider "rechnet" die Schaltung falsch, vielleicht hat jemand von euch
> kurz Zeit für eine Nachhilfeminute in OP-Grundschaltungen...

magst das .asc-file auch hochladen?

sg

MiWi

Autor: Mitlesa (Gast)
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Kann mir bitte jemand das (nicht lesbare) IC nennen das im Schaltplan
die symmetrischen Versorgungspannungen erzeugt?

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>magst das .asc-file auch hochladen?
klar.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Leider verstehe ich immer noch nicht, wieso der Summenbilder um U11 im 
letzten Schaltbild nicht funktioniert. Hilfe!
Im Anhang mal Differenzverstärker und Subtrahierer/Integrator getrennt, 
damit funktioniert die Schaltung einwandfrei.

Damit liese sich das angehängte Layoutkonzept umsetzen, recht schick und 
HF-Mäßig nicht schlecht. Aber: die zwei OPVs zur Offsetkorrrektur werden 
kaum ins Layout passen.
-> Bitte erbarme sich doch mal einer, mir zu erklären wie man eine 
positive und zwei negative Spannungen im OPV summieren kann.

Viele Grüße und Danke
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Leider verstehe ich immer noch nicht, wieso der Summenbilder um U11 im
> letzten Schaltbild nicht funktioniert. Hilfe!
> Im Anhang mal Differenzverstärker und Subtrahierer/Integrator getrennt,
> damit funktioniert die Schaltung einwandfrei.
>
> Damit liese sich das angehängte Layoutkonzept umsetzen, recht schick und
> HF-Mäßig nicht schlecht. Aber: die zwei OPVs zur Offsetkorrrektur werden
> kaum ins Layout passen.
> -> Bitte erbarme sich doch mal einer, mir zu erklären wie man eine
> positive und zwei negative Spannungen im OPV summieren kann.
>
> Viele Grüße und Danke
> Bernhard

Bernhard

wenn es so feigelt dann seh doch einfach ein Poti vor damit Du den 
Offset statisch kompensieren kannst.

Oder Du machst es wie hp: schau Dir auf Seite 59 im 
http://www.trs-rentelco.com/Manual/AT_1141A_Manual.pdf an wie hp das 
machen...

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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So, hier der aktuelle Stand incl. Offsetkorrektur.

Folgendes habe ich noch optimiert:
- verkürzte Wege zwischen Eingang und OPA659 nach "T-Kopf"
- dem THS ein paar Ferrite in der Versorgungsleitung gegönnt
- Trimmkondensator in die längere Leitung zum Differenzverstärker 
eingebaut (C21 ist n.p. im Normalfall) nach "Eddy Current"
- den OPVs etwas Kupferfläche auf der oberen Lage zur Kühlung gegeben

Jetzt setze ich mal die Bestellung für die Bauelemente auf und wenn 
keine Anmerkungen mehr kommen mache ich einen Prototypen.

Viele Grüße
Bernhard

Ach so, der Signalweg zwischen OPA659 und dem Differenzverstärker hat 
sich durch die Offsetkompensation auf rund 22 mm verlängert.

: Bearbeitet durch User
Autor: Eddy C. (chrisi)
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Wozu sollen C21, C22 und C16 gut sein? Zum Abgleich der 
Gleichtaktunterdrückung? Dazu braucht es einen Trimm_widerstand_.

So ergibt die Schaltung keinen Sinn: C21 liegt auch noch am 
invertierenden Eingang (der tatsächlich ein Ausgang ist!) eines Current 
Mode OpAmps, der wird sich darüber nicht besonders freuen.

Zum Offsetabgleich sage ich mal nichts, ich bin selber gespannt, ob das 
etwas wird.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Wozu sollen C21, C22 und C16 gut sein?
Zur Kompensation von Streukapazitäten und -induktivitäten. Die Leitung 
zwischen IC2 und IC6 ist länger als die zwischen IC1 und IC6, deshalb 
gehe ich davon aus, dass C21 nicht bestückt ist. Und C16 liegt wohl eher 
bei 300 fF.
Der DC-Abgleich kann über R24 erfolgen.

>>ich bin selber gespannt
Und ich erst. Ich habe auch noch keinen Testplan für die Schaltung. Klar 
Frequenzgang und DC-Arbeitspunkt mit Kältespray. Aber z.B. irgendwelche 
Resonanzen der Kompensationsschaltung zuzuordnen wird sicherlich spaßig.

Als Relais nehme ich übrigens das teure G6K-2F-RF, den ersten Prototypen 
mache ich aber aus FR4.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> So, hier der aktuelle Stand incl. Offsetkorrektur.
>
Schaltplan ist sehr schön gezeichnet... ich würde nur R16  "stehend und 
von unten" an den Knoten R16, R5 und - von IC6A bringen, dann ist die 
blöde Kreuzung zum R6 weg... ist aber nur Kosmetik...

Und ich weiß nicht ob Du einen Reflowofen zur Verfügung hast. Wenn ja 
paßt es eh, wenn nein wird das löten der Pads untern den Trimmer-Cs 
etwas mühsam...

Wie auch immer - Gratulation zum Durchbeißen durch das Projekt!

Grüße

MiWi

Autor: Mike (Gast)
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Hallo

Also nach 68 Antworten auf "600Mhz differential probe Eigenbau"
muss ich leider was sagen:

So eine Schaltung ist nicht leicht zu bauen.

Was soll die Schaltung können ?
Angeblich das hier:

Geplante Daten:
- DC bis 500 MHz bei 10:1, DC bis 300 MHz bei 1:1 (-3 dB)
- Eingangsimpedanz 150 kOhm / < 4 pF
- Maximale Eingangsspannung +/-35 V
- Materialpreis 32 € ohne Kabel, PCB und Gehäuse

Wo ich ein Problem sehe ist der OPA659.
Hat jemand von euch das Datenblatt gelesen?
Es teht unter 7.5 Electrical Characteristics:
VO = 200 mVPP, G = 10 V/V C 35 MHz

Dass heißt bei einer Verstärkung von 10 ist die Bandbreite 35MHz.
Signale mit höherer Frequenz werden gedämpft.

Allgemein ist GBW=v*f

GBW...Verstärkungs-Bandbreite-Produkt (englisch gain bandwidth product)
v...Verstärkung
f...Signal bei -3dB

Ich würde eher die Verstärkung 1 wählen und einen "moderneren"
OP verwenden.
Zum Beispiel AD8099.
http://www.analog.com/en/products/amplifiers/operational-amplifiers/low-noise-amplifiers-lessthanequalto-10nv/ad8099.html#product-overview

Die OP-Offsetkorrektur würde ich nicht machen. Man kann das am 
Oszilloskop
machen.

Nette Grüße
Mike

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Wo genau siehst Du beim OPA659 die Verstärkung 10?

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hallo Mike,

>>Hat jemand von euch das Datenblatt gelesen?
Hast du das Schaltbild gelesen :-)

Ansonsten hast du schon Recht, der OPA659 ist selbst als Impedanzwandler 
noch nicht "richtig" schnell. Ich bin für (gut überlegte) Ersatztypen 
gerne offen.

Danke für deine Erklärung zum GBW!
Ich möchte noch ergänzen, dass die "Slew Rate" gerade für kleine 
Verstärkungen genauso wichtig ist.

>>Die OP-Offsetkorrektur würde ich nicht machen.
Hast du Argumente konkret zu dieser Umsetzung?

Viele Grüße
Bernhard

Autor: Mike (Gast)
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Ah Entschuldigung
Abschwächer mit 1:10.
sorry

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Der erste Prototyp läuft seit geradeeben.

Das größte Problem besteht darin, dass ich die 68 kHz Schaltfrequenz des 
DC/DC als Spitzen mit mehreren 100 mV Amplitude bei 1:1 am Ausgang sehe.

Mit etwas µ-Metall habe ich keine Verbesserung erziehlt, also scheint 
die Störung über die Versorgungsspannung zu kommen; der Wandler ist auf 
der Unterseite der Flachbaugruppe bestückt und hat damit eine fast 
durchgängige Kupferfläche zwischen sich und den Signalen.
Das LC-Filter ist wie im Datenblatt mit 47 µH (< 2 % Spannungsabfall SRF 
25 MHz) und 10 µF X7R aufgebaut.

Und dann beträgt der DC-Offset am Ausgang des ersten THS gewaltige 20 mV 
ohne Offsetkompensation. Mit einem angenommenen bias current von 22 µA 
pro Eingang und einer Eingangsimpedanz von ein paar 100 Ohm könnte das 
passen.
Mit Offsetkompensation beträgt der Fehler 2,5 mV bei 10:1 und das 
10-Fache bei 1:1.

Zu"guter"letzt startet der DC/DC nur, wenn man die Eingangsspannung 
hochdreht. Beim harten Einstecken geht er wohl in Überlast und gibt nur 
+/-3 V heraus.

Kann mir jemand bei der Entstörung des DC/DC helfen?

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Der erste Prototyp läuft seit geradeeben.

Gratulation!

> Kann mir jemand bei der Entstörung des DC/DC helfen?

setz zwischen dem Wandlerausgängen und den Spulen 4u7/50V Kerkos (1206), 
testweise auch irgendwelche 22u-16V Tantals oder ähnlich, (keine Elkos 
wenn Du nicht sicher bist das die einen sehr geringen ESR haben).

Du solltest auch mit 100n/50V in 0805 schon Verbesserungen sehen, aber 
vermutlich wird das nix wenn der Wandler nicht lokal direkt an seinen 
pins solide (= viel uF) gepuffert wird.

Ich weiß nicht welche Spannungsfestigkeit Deine 10u habe, der Bauform 
nach werden es 0805 sein. Und die haben bei diesen Spannungen keine 
10u mehr. Schau Dir daher das U/C- Verhalten der Kerkos an die Du 
verwenden willst.
ggfs mehrere übereinandelöten.

Wie sieht die Ausgangsspannung am Wandlerausgang nach den Spulen aus, 
Oszibilder wären vlt. hilfreich.


Grüße

MiWi

Autor: eProfi (Gast)
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Jetzt muss ich mich doch mal einklinken.
Genau das Problem mit dem Spannungswandler habe ich befürchtet (u.a. 
magnetische Kopplung in die daran vorbeilaufenden Leitungen und 
Gnd-Schleifen, wollte ich schon vor 2 Wochen schreiben). Ich würde die 
Spannungsversorgung in ein extra Kasterl bauen und an den Zuführungen 
auf der Platine nur kleine Drosseln anbringen. Schon auch deshalb, weil 
manche Oszis +-12 oder +-15V ausgeben und in diesem Fall der DCDC 
unnötig ist.
Mir gefiele eine wesentlich kleinere Platine besser.
Die Eingangsstufe würde ich total Achsensymmetrisch aufbauen, d.h. einen 
Kanal auf die solder side, den anderen exakt gleich auf die component 
side.

Desweiteren frage ich mich, ob nicht der Eingangsverstärker selbst die 
Differenz bilden kann.

Zur 10:1- / 1:1-Umschaltung: ich bevorzuge, zwei Platinen zu bauen, eine 
10:1 und eine 1:1.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Jetzt muss ich mich doch mal einklinken.
Nein, musst du nicht. Über beiträge mit Bezug zum aktuellen Projekt 
freue ich mich aber jederzeit.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

>
> Kann mir jemand bei der Entstörung des DC/DC helfen?

Noch was: überlege Dir einmal wie der Strom in und aus den Abblock-Cs um 
den DCDC-Wandler fließen muß, damit jeder C ideal arbeiten kann...

Und dann schaust Du dir an was Du layoutiert hast... Der Eingangs-filter 
ist... nun ja, bodschert.

die fehlenden Cs am Ausgang hab ich schon angemerkt, das Layout der 
Spulen/C-Kobination ist auch ... ... ........... ungeschickt.

Soforthilfe: jeweils nochmals solche 10u Kerkos _direkt_auf die Lötpiins 
vom DCDC löten.

die Spulen sind mM nach auch nicht ganz das, was da hingehört. Nimm 
verlustbehaftete Ferrite, blöderweise fangen die erst ab einigen Mhz 
sinnvoll zu arbeiten an, such beim Würth welche, irgendwas brauchbares 
wird sich schon finden. (Impedanzkurven sollen bei 1Mhz so hoch wie 
möglich beginnen)

Löte auch einen 10n-Kerko von DCDC-Wandler-Ausgangs-GND zum DCDC-Wandler 
Eingangs-GND, die vagabundierende  hf hat derzeit keinen Pfad wo sie af 
kürzestem Weg wieder zurück kann (oder schließe die beiden GNDs direkt 
zusammen - direkt an den Lötpins vom Wandler!)

Oszibilder wären hilfreich....

Und zu guter letzt die Frage: warum hast du nicht die Schaltung 
weiterverfolgt, die in der eh schon zitierten Ursprungsidee verwendet 
wurde? Da treten zwar lästige Ströme beim Umschalten der Cs auf, die 
lassen sich aber sehr gut lokal und weit weg von den OPVs in den Griff 
bekommen und haben keine Spulen, die das weiträumig verteilen...

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Sorry, meine Maus fürs Oszi ist defekt und ich bekomme die Bilder so 
nicht auf den USB-Stick.

Die Spitzen auf der Versorgungsspannung waren bedämpfte Schwingngen mit 
einer Frequenz von einigen MHz, nach rund 10 Schwingern waren sie wieder 
verschwunden bis der nächste Anstoß kam. Genau wie MiWi schreibt sind 
hier die hohen Güten der Spulen das Problem. 2,2 Ohm parallel zur Spule 
(zur Bedämpfung wie am Eingang) brachten nichts, kleine Werte um sie in 
Serie zu schalten habe ich nicht da.

Dann habe ich dank MiWi diverse Fehler gefunden...

>>überlege Dir einmal wie der Strom in und aus den Abblock-Cs
der DC/DC war nur auf der Oberseite angelötet, der Weg zur Massefläche 
war damit bescheiden.

>>Der Eingangs-filter ist... nun ja, bodschert.
Stimmt, habe ich lokal geflickt.

>>Löte auch einen 10n-Kerko
Logisch

>>Und zu guter letzt die Frage:
Die ungeregelten +5 V direkt vom USB und der recht große Platzbedarf 
haben mir nicht gefallen.

So, jetzt die gute Nachricht...
Nachdem das o. g. Schwingen der LC-Filter weg war, blieb die Schaltung 
extrem empfindlich für Kapazitäten gegen "PE", also jegliches Metall im 
Umkreis weniger cm oder Finger. In dem Fall kam wieder die 
Wandlerfrequenz hoch. -> Leitungsgebundene Störung über den miesen 
Eingangsfilter nach außen.
Habe ich durch eine Brücke AGND - USB-Masse und die Flicklösung von oben 
gelöst.

Jetzt habe ich ein weißes Rauschen von rund 20 mVpp bei 1:1 und 3 mV bei 
10:1. Nicht umwerfend aber genug um weiterzumachen.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Sorry, meine Maus fürs Oszi ist defekt und ich bekomme die Bilder so
> nicht auf den USB-Stick.

Äh.... welches Oszi hast Du daß Du nur am USB-Stick Daten ausgeben 
kannst?

> Jetzt habe ich ein weißes Rauschen von rund 20 mVpp bei 1:1 und 3 mV bei
> 10:1. Nicht umwerfend aber genug um weiterzumachen.

Naja... die Bewertgung dieses Rauschens ist dann auch eine Frage vom 
Gesamptpegel, den Du ins Oszi bekommst und wie Du dann dort weitermachen 
kannst, zb.



Bandbreitenfilter einschalten und die üblichen Dinge wie Aquiremodus vom 
Oszi auf 2 oder 4 stellen, div. Darstellungsoptionen wählen, je nachdem 
was man messen möchte....

denn in den seltensten Fällen sind die Signale nicht periodisch.

Aquiremodus vom Oszi auf 2 oder 4 stellen?

Zu Deiner Empfindlichkeit gegenüber Störungen: irgendwas stimmt mit der 
Masse noch nicht... eigentlich sollte das Werkl ab den ersten OPVs 
relativ unempfindlich gegen C-einkopplungen sein....

Hast Du übrigens schon probiert die Polarität vom Mess-signal am Eingang 
umzudrehen und dann die Verstärkung/Abschwächung zum vorherigen Messwert 
zu vergleichen?


Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Danke, Miwi!

>> Zu Deiner Empfindlichkeit gegenüber Störungen
War ein Missverständnis, das Verhalten ist weg seit ich die Massen hart 
verbunden habe.

>> Hast Du übrigens schon probiert
Also kurz eine Batterie mit ~15 V angeklemmt, deren Minuspol an AGND. 
Und dann in beide Richtungen an den Tastkopf angeschlossen. Anmerkung: 
aktuell teilt der Tastkopf 1:5, weil die Wette mit den 50 Ohm noch 
offensteht.
2,988 V / 2,965 V
Bisher habe ich auch nur Widerstände mit 1 % verwendet.
Der Offset beträgt jetzt übrigens 6,5 / 72 mV, keine Ahnung wieso sich 
das verschlechtert hat.

Mangels SMA-Equimpent hier konnte ich noch keinen Lauf mit dem 
Netzwerkanalysator machen. Aber nachdem ich die Serienkondensatoren beim 
Abgleichtrimmer auf 300 fF reduziert habe, konnte ich den Tastkopf mit 
einem Rechtecksignal abstimmen und ein paar Einzelfrequenzen messen. 
Zwischen 10 kHz und 100 Mhz war dabei nichts auffällig.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:


> Zwischen 10 kHz und 100 Mhz war dabei nichts auffällig.


Am Ausgang von I6B ohne Koax oder am Oszi mit 50Ohm Terminierung 
eingeschalten gemessen?


Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Der Messaufbau war:
MiniVNA pro im Akkubetrieb -> Adapter SMA -> SMB -> SMB-Stecker -> Pins 
des Tastkopfes
Parallel dazu einen normalen 300 MHz Tastkopf zur Vergleichsmessung
Ausgang:
SMA-Stecker -> 50 cm RG316 -> BNC-Stecker -> Oszi mit Einstellung DC 50 
Ohm, Mittelung über 8 Zyklen

Wie gesagt habe ich nur einzelne Frequenzen (0.01, 0.1, 1, 2, 10, 20, 
50, 100, 150 MHz) gemessen. Dabei gab es keine Ausreißer und die 
Dämpfungsveränderung lag mit rund 1 dB unter dem was der Messaufbau 
hergibt.

Ein Versuch mit bestückten 51 Ohm ergab übrigens keinen (auf Anhieb 
aufgefallenen) Unterschied, sowohl im Rauschen als auch im 
Dämpfungsverlauf.

Bei Einstellung 1:1 gab es zyklische Überschwinger, als ob man zyklisch 
den DC-Offset springen liese. Das ignoriere ich mal.

Als nächstes kömmere ich mich um einen Messaufbau für eine VNA-Messung 
und überlege mir eine bessere Spannungsversorgung. Meine jetzige Version 
passt leider nicht ins Gehäuse, ich habe mich vermessen...

Ich bitte ausdrücklich um weitere Vorschläge für Messungen. Der 
VNA-Versuch kann evtl. noch eine weile dauern.

Viele Grüße
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

> Ich bitte ausdrücklich um weitere Vorschläge für Messungen. Der
> VNA-Versuch kann evtl. noch eine weile dauern.


Wenn Du zugriff auf einen Hf-Generator hast - vermiß das Teil einfach so 
wie Du es am Oszi benutzen würdest...

Weitere Idee: Generator an einen Trenntrafo und dann einen DC-Offset von 
(0-10V?) zw. Generator-GND und PE legen und schauen, wie der Tastkopf 
mit diesem Offset zurandekommt (immer +/- Eingang auch "reverse" 
betreiben!), ebenso mit möglichst hochfrequenten Rechteck oder Pulse 
einspeisen und vergleichen

...Wenn kein Generator vorhanden ist mit einem schnellen Logikbaustein 
(Massefläche nicht vergessen) arbeiten, die haben steile Flanken und 
liefern damit auch ausreichend hf, [Time Domain Reflectometer als 
Stichwort]...

da lassen sich schon sehr schnelle Signale erzeugen, die die Grenzen vom 
Tastkopf mit einfachen Mitteln aufzeigen...

... Mit einem Föhn auf 50° aufheizen und Drift beobachten... ggfs die 
Widerstände am Differenzverstärker auf geringstmögliche Unterschiede 
(Abslutwerte sind relativ egal) ausmessen und einbauen und das ganze 
entsprechend bei Dir dokumentieren...

....Offsetkompensation bei den Temperaturtests extra betrachten (was 
macht die wenn`s warm wird etc)


ich werde für die nächste Zeit etwas offline sein, es braucht nach dem 
doch etwas irren Jahr eine Pause....

ggfs bin ich unter miwi490  bei  yahoo  de  erreichbar.


Grüße & gutes Gelingen

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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So, jetzt stehe ich auf dem Schlauch und bitte wieder um eure Hilfe.

Wenn ich den Tastkopf nach Spekki abgleiche, dann brauche ich 
überraschend viel Kapazität am Eingangsteiler, ca. 1 pF.
Messaufbau: MiniNVA pro -> 20 dB Dämpfungsglied -> direkt die Pins des 
Tastkopfes -> SMA-Kabel ->MIniVNA pro
Kalibrierung ist mit denselben Kabeln erfolgt.

Gleiche ich den Tastkopf aber mit einem Rechtecksignal von 1 Mhz oder 1 
kHz aus einem Funktionsgenerator ab, so brauche ich viel weniger 
Kapazität, rund 100 pF.
Messaufbau: Agilent 33500B -> Tastkopf direkt dran, an den Pins 51 Ohm 
Abschlusswiderstand -> SMA-Kabel -> Adapter -> Oszi 50 Ohm
Natürlich habe ich das Ausgangssignal parallel gemessen, Rechteck passt.

Auch ein Test des Abgleichst mit dem Funktionsgernerator hat ergeben, 
dass eigentlich mehr Kapazität notwendig wäre als in der gleichen 
Beschaltung für ein Rechteck passend.

Im Anhang mal ein Bild des MiniVNA mit "Rechteck" Abgleich, es fehlen 
rund 7 dB bei 200 MHz. Wenn bei einem 1 MHz Rechteck ein starker 
Überschwinger (in dem Fall 15 %) entsteht, dann müsste die Kennlinie 
doch bei ~ 11 MHz höher sein als bei 1 MHz, oder?

Die Ausgangssignale des Tastkopfes habe ich mehrfach mit dem 
Ausgangssignal des OPA659 verglichen, sie sind identisch. Demnach muss 
mein Fehler ja von dem Abgleich vorne kommen.

Fällt euch etwas dazu ein?

Danke! und viele Grüße
Bernhard

Ach so, den Peak bei 80 MHz würde ich (noch) nicht überbewerten, der hat 
sich beim Verändern der Berührpunkte der Messpitzen geändert.

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

> überraschend viel Kapazität am Eingangsteiler, ca. 1 pF.

>so brauche ich viel weniger Kapazität, rund 100 pF.

äh... ?



Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> äh... ?
Oh, 100 fF natürlich. Zweimal 300 fF und der Trimmer in Reihe.

Gerade habe ich mal einen besseren Funktionsgenerator drangehängt und 
einen Teil des Fehlers verstanden: die Kompensationsschaltung kann die 
Übertragungsfunktion einfach nicht linearisieren.

Außerdem hat die Verstärkung des THS3202 bei großen Ausgangspegeln (> 3 
Vpp) einen starken Frequenzgang.
Der Einfachheit halber habe ich mal nur mit kleinen Ausgangspegeln 
gearbeitet.

In meiner bisherigen "Kompromisseinstellung" ist der Ausgang des OPA659 
überkompensiert, zwischen 1 kHz und 80 MHz nimmt das Ausgangssignal um 6 
dB zu. Am Ausgang des Tastkopfes hat die Übertragungskennlinie dann eine 
Beule bei ein paar MHz.

Das aktuelle Schaltbild habe ich mal angehängt, an den Bauteilwerten 
habe ich seither teilweise etwas gedreht. C16, C21 und C22 sind nicht 
bestückt.

In der angehängten Tabelle sind die Übertragungsfunktionen der einzelnen 
Schaltungsteile von 1 Hz bis 80 MHz aufgelistet. Dabei wurde nur ein 
Zweig des Differenztastkopfes betrachtet, der andere war auf AGND 
geklemmt.
Die Messungen sind mit dem Oszi und Cursoren gemacht, ein paar mV 
Ungenauigkeit sind also sicher drin.
G_XXX sind die Übertragungsfunktionen auf 1 Hz normiert.

Man sieht darin, dass beide THS3202 sowie der in dem Fall bestückte 51 
Ohm Serienwiderstand am Ausgang zwischen 10 und 80 MHz abknicken. Nur 
was will mir diese Werbesendung sagen?

Fragen:
- der zunehmende Spannungsabfall über dem Ausgangswiderstand würde eine 
Fehlanpassung von einigen Ohm bedeuten. Ist das mit den Vorgaben besser 
machbar?
- was sagt ihr dazu, ist ein solcher Verlauf bei den THS-Stufen ein 
Designfehler oder war das zu erwarten?
- soll ich eher eine Frequenzkompensation für die Zwischenstufen 
vorsehen oder das Layout der Schaltung auf weniger Frequenzgang trimmen?
- von oben: aus dem Datenblatt hätte ich erwartet, dass bei 80 MHz noch 
fast bis 4 Vpp gearbeitet werden kann, ist aber wohl anders. Was 
übersehe ich?
- muss ich mir Sorgen machen wegen dem exponentiell abnehmenden Verlauf 
der Downloadzahlen meiner Schaltbilder :-)

Ein frohes und gesegnetes Weihnachten wünsche ich euch.
Vielen Dank im Voraus für eure Mühe.

: Bearbeitet durch User
Autor: Eddy C. (chrisi)
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Hi, allzuviel kann ich nicht beitragen, nur die Erkenntnis, dass laut 
Datenblatt der THS ja tatsächlich im Frequenzgang ein echtes 
Sensibelchen darstellt.

Daher meine Frage: Sind die Rückkopplungsnetzwerke vom Widerstand her so 
dimensioniert, wie es das Datenblatt vorschreibt? Ist die Belastung des 
Ausgangs mit 100 Ohm berücksichtigt?

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Beim ersten THS habe ich den Ratschlag für hohe Stabilität genommen, 
weil ja keine Verstärkung gefordert ist: 750 Ohm.
Beim zweiten Verstärker habe ich mich zwischen das Optimum für G=1 und 
G=1 gelegt, weil ich den ja nicht umschalten kann.

Gerade habe ich mal schlichtweg 4,7 pF parallel zu R8 gelötet und die 
Kompensation am Eingang auf Minimum, da ging die Sonne auf. Zum ersten 
mal eine 3 dB Bandbreite von > 200 MHz, siehe Anhang.
Der Anstieg beträgt rund 2 dB, auch zwischen 0,1 und 10 MHz sieht es 
jetzt vernünftig aus.

Guter Zeitpunkt, um Feierabend zu machen...

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Wie sicher bist Du Dir eigentlich, dass Deine Verstärker nicht 
schwingen?

In Deinem Screenshot irritieren mich die Spikes, welche in scheinbar 
regelmäßigen Abständen auftreten. Das könnte auf eine Interferenz 
zwischen der Abtastfrequenz der AD-Wandlung und der Frequenz des 
Verstärkers hindeuten.

Die Spikes treten in Vielfachen von 32.5MHz auf, der Grösste bei 195MHz.

Es kann sein, dass die Schwingung selbst bei viel höherer Frequenz 
stattfindet und daher die Spikes unterhalb wegen Unterabtastung kleiner 
ausfallen.

Wenn die Bandbreite des Scopes zu klein ist, würde einem die Schwingung 
ggf. auch nicht ins Auge springen.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

> Gerade habe ich mal schlichtweg 4,7 pF parallel zu R8 gelötet

R8? wo steckt der?

Sorry für`s pingelig sein

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ Eddi Current
>> Wie sicher bist Du Dir eigentlich, dass Deine Verstärker nicht
>> schwingen?
In der Tat gefällt mir das Rauschen des Ausgangs ja von Anfang an nicht 
wirklich. Bis 4 GS und 500 MHz Analogbandbreite konnte ich nichts 
finden. Allerdings hatte ich nur passive Tastköpfe mit 11 pF.

@ MiWi
Sorry, bin schon wieder auf das Auflösungsproblem bei Screenshots 
reingefallen. Im Anhang nochmal das Schaltbild mit lesbaren 
Bezeichnungen.
R8 ist der obere Widerstand zwischen den beiden THS'en.
Scheinbar dämpft die Ohmsche Last durch R8 und R12 ausreichend, so dass 
den ersten THS die 4,7 pF (3,3 wären wohl besser) nicht großartig 
stören. Bei 15 pF begann ein sichtbares Aufschwingen.
Allerdings geht diese Methode nicht für R12, schade.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Bernhard _. schrieb:
> In der Tat gefällt mir das Rauschen des Ausgangs ja von Anfang an nicht
> wirklich.

Wenn Du auf der Leiterplatte herumtapperst und die Spikes wandern (so 
wie Du es weiter oben bereits angedeutet hast), ist da etwas oberfaul. 
Vielleicht mal mit Frequenzzähler drangehen?

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Na ganz so schlimm wars nicht. Bei ~ 80 Mhz sah man bei Verwendung 
beider Einänge immer eine Stufe, die sich veränderte wenn ich die 
Prüfspitzen anders an die SMA-Buchse des VNA gehalten habe.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hier ein update, gemessen an einem ordentlichen Spekki.
Obacht, die Endfrequenz im Bild ist 700 MHz, Cursor steht bei 600 MHz.
Gar nicht so schlecht, oder?

Änderungen gegenüber dem letzten Schaltbild:
- 51 Ohm direkt zwischen die Messspitzen gelötet um den Eingang 
abzuschließen
- Ausgangswiderstand R7 entfernt
- R8 und R10 auf 390 Ohm geändert
- parallel zu R8 2 pF zur Frequenzkompensation (etwas zu wenig)
- Eingangskopensation 300 pF - 1 pF - 300 pF (etwas zu viel)

Eine Trimmung der Kompensation war mir nicht möglich, weil mir 
schlichtweg die Trimmer hopps gegangen sind. Deshalb konnte ich die 
"Unebenheit" im Frequenzgang nicht anpassen und die beiden Kanäle 
unterscheiden sich auch um max. 2 dB.

Das Rauschen am Ausgang beträgt bis 4,8 V Versorgungsspannung < 10 mVpp, 
ab 5 V beginnt eine Sinusschwingung mit rund 250MHz.

Ich kopiere mal noch meine offenen Fragen von oben rein, vielleicht kann 
ja jemand etwas dazu beitragen...
- der zunehmende Spannungsabfall über dem Ausgangswiderstand würde eine
Fehlanpassung von einigen Ohm bedeuten. Ist das mit den Vorgaben besser
machbar?
- was sagt ihr dazu, ist ein solcher Verlauf bei den THS-Stufen ein
Designfehler oder war das zu erwarten?
- soll ich eher eine Frequenzkompensation für die Zwischenstufen
vorsehen oder das Layout der Schaltung auf weniger Frequenzgang trimmen?

Viele Grüße
Bernhard

: Bearbeitet durch User
Autor: Eddy C. (chrisi)
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Hi, ja cool, mit Spekki sieht die Sache gleich ganz anders aus.

Unauffällige Fragen:

Wie lang war das Anschlusskabel zum Spekki?

Welches genaue Kabel, äh Leitung hast Du benutzt?

Mich stört das Minimum bei 210MHz und Maximum bei 420MHz.

Bernhard _. schrieb:
> - soll ich eher eine Frequenzkompensation für die Zwischenstufen
> vorsehen oder das Layout der Schaltung auf weniger Frequenzgang trimmen?

Mit einer einfachen Frequenzkompensation wirst Du eh nicht hinkommen. 
Ich würde mir den Spass gönnen und probeweise die Länge der Leitung vom 
Spekki verändern. Sonst aber bitte nichts ändern, sonst hast Du wieder 
keine eindeutige Erkenntnis.

Ansonsten den Frequenzgang der einzelnen Stufen ermitteln, bevor ich das 
Kompensieren anfange.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Dein Verdacht war richtig, Chrisi. Die Fehlanpassung (s. o.) am Ausgang 
tut also richtig weh.

Bisher habe ich die Spitzen des Tastkopfs direkt an die SMA-Buchse des 
Spekkis gehalten, am Ausgang kam ein Eigenbaukabel SMA-RG316-BNC.

Um Kabel tauschen zu können habe ich umgebaut auf BNC-Buchse - Tastkopf 
- SMA-Kabel - Spekki

Damit sind die angehängten Bilder entstanden, einmal mit 1,5 m RG174 und 
einmal mit 50 cm RG316 (beide hochwertig kommerziell). Die Unstetigkeit 
bei 420 bis 490 MHz kommt offensichtlich von der Verbindung der 
Messspitzen am Spekki, sie verändert sich mit jeder Bewegung.

Beim Test ist mir noch aufgefallen, dass sich zwischen 4 und 5 V 
Versorgungsspannung der hintere Bereich der Kennlinie um fast 5 dB 
anhebt. Damit ist mein ungeregelter DC/DC endgültig fällig. Hier wurde 
mit 4,8 V gemessen.

Die koplanare 50 Ohm Leitung habe ich ganz primitiv gerechnet (Ergebnis 
siehe Schaltbild) und mit Draht-Durchkontaktierungen aufgebaut. Halbwegs 
sauber gearbeitet habe ich und die SMA-Buchse ist hochwertig. Wie würdet 
ihr das machen?

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Hast Du auch mal ohne Trackinggenerator bis in den GHz-Bereich gemessen? 
Nicht dass da doch noch irgendwo etwas schwingt!

Hast Du vor der Messung mit Trackinggenerator den Signalweg kalibriert?

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> Hast Du auch mal ohne Trackinggenerator bis in den GHz-Bereich gemessen?
Daran hab ich gar nicht gedacht; nein, nichts schwingt. Man sieht nur 
die Übertragungsfunktion des Tastkopfes im Rauschpegel.

>> Hast Du vor der Messung mit Trackinggenerator den Signalweg kalibriert?
Klar.

Hier mal das Ergebnis meiner PI mal Daumen Abstimmung:
- R8 und R10 auf 560 Ohm geändert, um die Schwingneigung bei hoher 
Versorgungsspannung loszuwerden (erfolgreich)
- die Eingangskapazität bleibt gleich, an R8 liegen jetzt 1 pF || (1 pF 
+ 100 Ohm)

Die Verstärkung bei 500 MHz ändert sich zwischen 4 und 6 V um 10 dB, 
gemessen wird ab jetzt immer bei 5 V. Die Übertragungsfunktion geht bis 
DC eben durch, der Peak bei 100 kHz war ein Einstellungsfehler.

Mein größtes Problem ist jetzt, dass mir für den "1:1" Pfad keine 
Kompensation einfällt, wie gesagt ist ein Kondensator parallel zu R12 
nicht möglich. Ideen?

: Bearbeitet durch User
Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
Datum:
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Hier mal ein paar Bilder mit neuer Anpassung, auf 3 dB / div skaliert. 
Jeweils linker und rechter Kanal im Vergleich.

Die beiden Kanäle habe ich jetzt durch Bestückung von C21 (1 pF) recht 
gut synchronisiert bekommen.

Den Frequenzgang des THS3202 habe ich durch Parallelschaltung von je 1,3 
pF zu R16 und R18 korrigiert. Das funktioniert deutlich weniger schön 
als über R8, aber dafür ist der Bereich 1:1 mitkompensiert.
Trimmer habe ich wie gesagt keine mehr hier.

Es zeigt sich kein Temperaturgang der Schaltung, bei rund 1,5 W 
Verlustleistung auf dem engen Raum war das auch zu erwarten.

Kommentar zu den Bildern:
1zu10_... : die Anpassung über R8 war weniger wellig und hatte eine 
höhere Grenzfrequenz. Trotzdem, als Basis für die nächste Version ok, 
oder?
1zu1_... : mit einer besseren C-Auswahl wäre eine Bandbreite von 300 MHz 
drin, das reicht mir.
Rechteck_... : ganz manierlich, vor allem auf beiden Kanälen gleich (vom 
Parallaxefehler abgesehen)
Rauschen_... : hier kann man das Rauschen und den DC-Offset bei 4 Gs/s 
und ohne weitere Filterung / Mittelung sehen.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Hi, da steckst Du ja ganz schön im Detail...

Was das Denken angeht, habe ich mich ausgeklinkt, da steckt nun viel 
Pfriemelei drin.

Bei 500kHz muss der Rechteck schön aussehen. Wobei: So schön sieht er 
gar nicht aus. Was sich da an den Flanken so tut, verheißt nichts Gutes. 
Der Frequenzgang bestätigt dies ja auch. Zum Glück sehen wir den 
Phasengang nicht ;-)

Bist Du Dir sicher, dass Du da ein 50-Ohm-Leitung zur SMA-Buchse designt 
hast?

Die Masse sitzt doch zu dicht links und rechts an der Leitung?

Berechenbar ist ja alles, aber einfacher ist es ohne diese Masseflächen.

http://www.eeweb.com/toolbox/microstrip-impedance

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Bist Du Dir sicher, dass Du da ein 50-Ohm-Leitung zur SMA-Buchse designt
>>hast?
Ich bin mir sicher, dass ich KEINE 50 Ohm erreicht habe (s. o.), die 
Fehlanpassung ist ja nicht zu übersehen.

>>Berechenbar ist ja alles, aber einfacher ist es ohne diese Masseflächen.
Bei Microstrip kommt eine recht hohe Breite heraus (ich glaube 3 mm 
waren es) und es darf logischerweise kein Kupfer angrenzen.
Beim Koplanaren Streifenleiter ist das einfacher, allerdings sollte das 
umgebende Kupfer mehrmals so breit sein wie der Leiter selbst. Auch nur 
teilweise machbar.
Wirkliche Erfahrungen habe ich mit beiden Varianten nicht.

Aber gerade sehe ich einen Fehler in meinem Layout: ich habe einen 
Koplanaren Leiter berechnet, aber einen "Conductor backed Coplanar 
waveguide" gebaut, damit sind schonmal 6 Ohm Fehlanpassung erklärt.
http://www-antenna.ee.titech.ac.jp/~hira/hobby/edu/em/mw_circuit/transmission_lines/cbcpw/index.html

>>So schön sieht er gar nicht aus.
Am Rechteck sieht man halt die etwas zu geringe Kapazität am 
Eingangsteiler und etwas Induktivität, das Verhalten ändert sich mit dem 
Anschlusskabel und kommt daher von der Fehlanpassung.

Autor: Eddy C. (chrisi)
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Aha, ok. Noch ein Vorschlag:

Stell doch den 50Ohm-Einspeisewiderstand senkrecht und löte dich mit der 
50Ohm-Leitung direkt dran. Das könnte ggf. noch die Erkenntnis liefern, 
ob sich ein Aufwand an dieser Stelle lohnt.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Aha, ok. Noch ein Vorschlag:
Die Idee gefällt mir.
Aber bist du sicher, dass das funktioniert? Ich bin gewarnt worden, dass 
ein einfach gelötetes Koax eine ganz schlechte Anpassung macht.

Noch was, die 50 Ohm sind mit 0 Ohm bestückt, siehe letztes Schaltbild.

Doch eine Frage noch an alle Leser. Wie würdet ihr die 
Spannungsversorgung machen?
USB als Eingang und ca. +/-5 Versorgungsspannung der OPVs sehe ich mal 
als gesetzt.

Ich muss also aus 5 V -5 V machen mit min. 150 mA. Viel Platz ist nicht 
vorhanden und beide Spannungen müssen sauber sein.

Mir ist eingefallen, einen MAX889 und je eine passive Filterung für +5 
und -5 V zu machen. Ein unsauberer USB ist damit katastrophal.

Zwei Schaltregler könnten auch draufpassen, aber dann ist wenig Platz 
für eine Nachfilterung.

: Bearbeitet durch User
Autor: Eddy C. (chrisi)
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Bernhard _. schrieb:
>>>Aha, ok. Noch ein Vorschlag:
> Die Idee gefällt mir.
> Aber bist du sicher, dass das funktioniert? Ich bin gewarnt worden, dass
> ein einfach gelötetes Koax eine ganz schlechte Anpassung macht.

Ja, das mag sein, ggf. die Abschirmung mehrfach auflöten. Einfach mal 
ausprobieren.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
>
> Noch was, die 50 Ohm sind mit 0 Ohm bestückt, siehe letztes Schaltbild.
>

dann löte den 50Ohm doch endlich ein und schau was der Rechteck 
macht.... hat schon einen Grund gehabt warum ich das /damals/geschrieben 
habe....

Anhand der Verzerrungen liese sich sogar die Kabellänge errechnen....



Grüße und nochmals Gratulation

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ MiWi
Schön, dass du dich wieder gemeldet hast, danke für die Gratulation :-)

Mit 51 Ohm am Ausgang sieht das Rechteck fast unverändert aus. Die 
Übertragungsfunktion des Tastkopfes hat bei rund 1 MHz einen Berg mit 
gut 1 dB, das ist der ungerade Verlauf des Rechtecks. Die Zacke beim 
Pegelwechsel ist unverändert.

ABER: mit 51 Ohm aus Ausgang sieht der Spekki viel zufriedener aus, 
siehe Anhang.

Ich muss mir jetzt mal ein paar Trimmer besorgen um nicht für jeden 
Versuch löten zu müssen.

MiWi, möchtest du mal einen Tipp abgeben, wo du kompensieren würdest?

Viele Grüße euch allen,
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
>
> MiWi, möchtest du mal einen Tipp abgeben, wo du kompensieren würdest?
>

Ich hab die letzten 2 Wochen nicht wirklich mitverfolgt, nur die letzten 
Tage wieder gelesen - wenn ich was wesentliches übersehen habe - sorry.

Also - wo ist das Problem? Gut, der Frequenzgang sieht auf den ersten 
Blick nicht perfekt aus aber davor sollte geklärt sein was das Ziel sein 
soll...

Sind die Eingangsstufen sauber - wie sieht denn das Signal hinter den 
OPAs aus.... ? Schwingt das was? Und wie genau sind die Widerstände um 
den Differenzverstärker untereinander?

... Zum Rechteck: mir fehlt dazu das Signal wie es ohne Tastkopf am Oszi 
richtig ausschaut (also direkt ins Oszi mit 1M Impedanz)
Der Generator möchte vermutlich ja auch seine 50Ohm am Ausgang sehen, 
löte einmal 50Ohm über die TK-Eingänge - sieht das Signal dann immer 
noch so aus?

Schau dir einmal den Eingangsteil von dem Vorsatz an 
http://teledynelecroy.com/files/manuals/dxc100a_manual.pdf

oder das Att.png anbei..

Daher um Deine Frage zu beantworte, wo ich kompensieren würde: Am 
Eingang der OPA659 fehlt die Kapazität nach GND, normalerweise sollten 
da die Trimmer sitzen und nicht parallel zum Serieneingangswiderstand...


Im Datenblatt vom OPA659 steht drinnen, daß er sich mit 6V wohlfühlt 
(12V nominal) ... kannst Du den testweise einmal mit seinen +/-6V 
betreiben (eigenes Netzteil dran) und einfach schauen was passiert?

Und wenn ich mir das Datenblatt weiter anschaue sehe ich, daß der Gain=1 
einen 2db-Peak je nach Pegel hat... gar nicht nett... - oder mit anderen 
Worten - da sollte irgendwas passieren, damit das flacher wird - Gain 
hinauf und damit Bandbreit hinunter. Feedbackwiderstand mit testweise 
~10 - 100 Ohm oder so einbauen? Ev. dann mit 1-2k gegen GND, damit er 
wenigsten ein bischen verstärken muß...

Ich erwarete mir nicht allzuviel aber bei Gain=1 häuselt der am oberen 
Frequenzbereich aus... ist so und daher wäre tricksen angesagt.

Worauf ich hinauswill ist, daß der OPA meiner Meinung für -3db@600MHz 
nicht ganz die richtige Wahl ist. Der taugt wenn alles gut geht für 
-3dB@400MHz

Was mir bei Layoutstudium auffällt: die Signalleitungen sind im Bereich 
der Versorgungsleitungen bzw. kreuzen diese manchmal. Das kann zu 
Einkopplungen auf die Versorgung führen und nun ja... hf macht seltsame 
Dinge. Es kann eine Ursache für Welligkeit sein, muß es aber nicht sein.


Doch bedenke: die beiden ersten OPVs müssen bei etlichen 100Mhz eine 750 
Ohm-Last treiben. Der Strom ist auf der Versorgung drauf... Daher - 
schau Dir die Versorgung an den OPVs an wenn sie ein Signal treiben 
müssen...


Das blöde an den Analysermessungen wie Du sie da durchgeführt hast ist: 
Du siehst immer nur ein sehr enges Frequenzband bei der Messung, vor 
allem wenn das mit einem Trackingenerator läuft. Der sendet 100Mhz und 
der Analyser sieht 100MHz +/-1 MHz oder noch weniger. Ob da irgendwas 
klippt, davonrennt oder sonstigen Unfug macht sieht das System nicht, 
denn da schaut es im Moment der Messung nicht hin. Daher - unbedingt 
auch mit Fixfrequenz über die TK-Bandbreite messen, damit Du über den SA 
auch Artefakte siehst, die bei der Trackingmessung nicht sichtbar sind.

Oder mit dem Oszi mitmessen und schauen, was da passiert... (Hat der SA 
einen Ausgang, an dem das gemessene Signal abegenommen werden kann?)


Langer Rede kurzer Sinn:

Ich bin mir nicht sicher ob es eine einzige Maßnahme gibt die bei 500, 
600 Mhz Erfolg verspricht, daher - Mach das mit der Kompensation am 
Eingang richtig (C auch gegen GND) dann läßt sich das mit pf und nicht 
nur mit ff sauber kompensieren und den Rest... Punkt für Punkt 
durchmessen und eingrenzen wo die Fehler passieren, derzeit ist das noch 
ein bischen im Nebel herumstochern.



Ah ja - Wie sieht das Signal am Ausgang der Offsetkompensation aus?



Was ich viel interessanter finde: wie siehts eigentlich mit dem CMRR 
aus? Denn hohe Gleichtaktsignale oder entsprechende Störungen sind ja 
der eigentliche Grund einen Differenztastkopf zu verwenden... Hast Du 
den schon einmal vermessen?

Wenn Du kannst: häng den TK an einen externen Pulsgenerator, der 
steilflankige(!) Signale liefern kann und (>5ns Flankensteilheit bei 
0/5V) und schau Dir die Gleichtaktunterdrückung an...



sg

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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In MiWis Ideen muss ich mich erstmal einlesen.

Nur noch etwas zum Rechteck-Problem. Anfängerfehler, der Signalgenerator 
des Oszis war schuld.

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> In MiWis Ideen muss ich mich erstmal einlesen.

Naja, nächtliches Gedankensammeln.. nicht sonderlich wichtig.


> Nur noch etwas zum Rechteck-Problem. Anfängerfehler, der Signalgenerator
> des Oszis war schuld.

:-)

Irgendwo in einer der unzäligen ANs von Jim Williams schreibt er einmal 
daß er fast alles mit seinem 50Mhz(?)-Oszi gemacht hat. Doch weil er das 
Ding in- und auswendig kennt weiß er, wie er das was er sieht 
interpretieren muß. (AN47 von LT? Na, wenn es da nicht drinnensteht - 
egal... die ist - auch bald 24,5 Jahre nach ihrer Veröffentlichung 
immer noch eine Empfehlung)

Daher - traue nie einem Signal solange Du es nicht vollständig 
verstanden hast... Nicht nur ich bin schon irgendwelchen Artefakten 
hinterhergerannt bis .. naja... das nennt sich dann freundlicherweise 
Erfahrung



Wie gesagt: einer der Knackpunkte von einem _Differenz_verstärker ist 
seine Fähigkeit idealerweise nur Differenzen zu verstärken... Wenn Du 
also am Eingang nur ein Gleichtaktsignal anlegst sollte hinten nix 
herauskommen.

Diese Messung ist noch ausstehend und es wäre jetzt interessant zu 
sehen, den Kompensation wirkt sich auf Signallaufzeiten aus und damit 
auch auf Differenzen....

einen vergnüglichen Rutsch

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Die AN47 habe ich letztens meinem Junior beim Spazierengehen vorgelesen 
und mich dabei über die Anzahl der Anrufe pro Monat kringelich 
gelacht...

Danke, MIWi, für den Ratschlag mit dem Trimmer gegen Masse!

Heute habe ich mal den OPA659 einzeln vermessen.

Messaufbau:
- Eingang des Tastkopfes mit 51 Ohm abgeschlossen und direkt RG316 -> 
SMA angelötet, einen der beiden Kanäle mit Kupferband auf die 
Massefläche gelegt.
- 300 fF parallel zu R3 und Trimmer 1...3 pF parallel zu R4
- am Ausgang des OPA 680 Ohm und 51 Ohm gegen Masse, dazwischen eine 
SMA-Buchse

Die Übertragungskennlinie bleibt bis 430 MHz auf -/+ 0,3 dB konstant, 
dann fällt sie stetig und erreicht bei 600 MHz -3 dB.

Dann habe ich noch das Koax direkt an den OPA gelötet (mit 50 Ohm gegen 
AGND) um die Großsignalfestigkeit zu testen. Von 0 bis 2 Vpp bleibt die 
Übertragungsfunktion gleich, dann steigt die Welligkeit bis auf +/- 1 dB 
bei 3 Vpp. Ist aber viellicht ein Messfehler weil die Fehlanpassung 
durch meine Flicks sicher erheblich war.

Eine Erhöhung der Versorgungsspannung auf 6,5 V brachte (fast) nichts, 
eine völlig unabhängige Versorgung auch nichts, 100 nF X7R direkt über 
den IC zwischen +V und -V ebenfalls nichts.

Naja, zur Not ok, aber vom Datenblatt her hätte ich mehr erwartet.

Und dann habe ich noch etwas recherchiert um einen anderen OPV mit J-FET 
Eingang, Anstiegszeit > 2500 V/µs, unity gain stable und eben größerer 
Bandbreite zu finden.
Ich habe schlichtweig keinen einzigen gefunden. Bliebe nur ein MMIC und 
damit der Verzicht auf DC.

Kennt ihr schnellere OPVs, die am Tastkopfeingang Sinn machen?

Danke!
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Die AN47 habe ich letztens meinem Junior beim Spazierengehen vorgelesen
> und mich dabei über die Anzahl der Anrufe pro Monat kringelich
> gelacht...

In Anlehnung an  AN45 und die benötigten Flaschen?


> Die Übertragungskennlinie bleibt bis 430 MHz auf -/+ 0,3 dB konstant,
> dann fällt sie stetig und erreicht bei 600 MHz -3 dB.
>
> Naja, zur Not ok, aber vom Datenblatt her hätte ich mehr erwartet.

Wieso? Fig 1-3 vom Datenblatt bestätigen genau das.... und invertierend 
wird`s auch nicht sehr viel besser...

> Und dann habe ich noch etwas recherchiert um einen anderen OPV mit J-FET
> Eingang, Anstiegszeit > 2500 V/µs, unity gain stable und eben größerer
> Bandbreite zu finden.

ev. EL5105 (Fairchild), aber kein FET-Eingang. Von Linear gibts noch den 
LTC6268, der in etwa in diese Richtung geht, slewrate ist halt etwas 
langsam, ADA4xxx von Analog.. aber keiner kommt an den OPA659 heran, ist 
leider so.

> Ich habe schlichtweig keinen einzigen gefunden.

Willkommen im Club...

Aber Dein Hauptproblem ist ja der Platz, denn mit einer diskreten 
FET-Stufe am Eingang (=DC-gekoppelt) sind dann CFB-OPVs verfügbar, deren 
Bandbreite jenseits 2 GHz liegen...


> Bliebe nur ein MMIC und damit der Verzicht auf DC.

Nein, dann mußt Du ein Composit-System wie beim Agilent 1141A bauen.


Such einmal nach dem User & Servicemanual vom Agilent 1141A und schau 
Dir das Blockschaltbild an

Aber das ist dann schon was anderes, siehe Bilder anbei....

irgendwo im eevblog gibts auch ein Teardown eines 2GHz- 
Hp/Tek/Lecroy-Tastkopfs... interessant aber definitiv eine andere 
Baustelle...

Grüße

MiWi

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>> In Anlehnung an  AN45 und die benötigten Flaschen?
Ja, die Abbildung auf Seite 24 könnte ganz gut hinkommen, in drei 
Monaten vielleicht.

>> Wieso? Fig 1-3 vom Datenblatt bestätigen genau das
Hast ja Recht; damit ist aber auch das Ergebnis der letzten Messungen 
nicht mehr weit vom Optimum weg.

Ein Problem ist mir noch aufgefallen, die Ausgangsimpedanz des OPA 
beträgt bei 600 MHz schon 500 Ohm. Damit habe ich einen Tiefpass 
gefunden, der immerhin 4,5 dB bei der Frequenz verliert. Meine 
Kompensation durch 1 pF parallel zu R16 und R18 war also nicht so 
verkehrt.

Ich bin mir nicht sicher, ob ich mich jetzt dem CMRR des 
Gesamttastkopfes widmen und dann das Projekt beenden, oder ob ich 
tatsächlich mit einer neuen Eingangsstufe anfangen soll.

>>Aber Dein Hauptproblem ist ja der Platz
Wenn ich die Spannungsversorgung weglasse, dann werden 25x15 mm² frei, 
beim Wegfall der Offsekompensation noch einmal 10*16 mm².

Natürlich möchte ich nicht in die Gegend wie deine Anhänge, aber z. B. 
ein JFET-Eingang wie in
http://exodus.poly.edu/~kurt/manuals/manuals/Tektronix/TEK%20P6202A%20Instruction.pdf
mit BF545 und danach AD8000 würde mich schon reizen.

Aber bekomme ich einen diskreten FET-Eingang offset-/CMRR-mäßig in den 
Griff? MiWi, was denkst du?

Viele Grüße, danke im Voraus
Bernhard

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
>>> In Anlehnung an  AN45 und die benötigten Flaschen?
> Ja, die Abbildung auf Seite 24 könnte ganz gut hinkommen, in drei
> Monaten vielleicht.

Viel Vergnügen (kein Scherz)

>>> Wieso? Fig 1-3 vom Datenblatt bestätigen genau das
> Hast ja Recht; damit ist aber auch das Ergebnis der letzten Messungen
> nicht mehr weit vom Optimum weg.

:-) eben, sagte ich doch indirekt....

> Ein Problem ist mir noch aufgefallen, die Ausgangsimpedanz des OPA
> beträgt bei 600 MHz schon 500 Ohm. Damit habe ich einen Tiefpass
> gefunden, der immerhin 4,5 dB bei der Frequenz verliert. Meine
> Kompensation durch 1 pF parallel zu R16 und R18 war also nicht so
> verkehrt.

:-)

Wie gesagt, soooo schlecht ist das Teil nicht, CMRR steht noch an, damit 
auch klar ist ob es "nur" ein komplizierter Tastkopf ist oder ob es auch 
ein _Differenz_tastkopf ist....

> Ich bin mir nicht sicher, ob ich mich jetzt dem CMRR des
> Gesamttastkopfes widmen und dann das Projekt beenden, oder ob ich
> tatsächlich mit einer neuen Eingangsstufe anfangen soll.

Das ist auf jeden Fall sinnvoll, denn Du wirst sehen, daß ist auch noch 
interessant...

schau Dir einen 3-OPV-_Differenz_verstärker_ an und Du wirst einen 
interessanten Unterschied feststellen......

Danach dann auf zu Neuem....

>
> mit BF545 und danach AD8000 würde mich schon reizen.

BF998... schnell noch welche beschaffen, NXP hat die abgekündigt


> Aber bekomme ich einen diskreten FET-Eingang offset-/CMRR-mäßig in den
> Griff? MiWi, was denkst du?

sollte gehen, ist aber nicht gaaaaaanz so einfach wie das mit der 
jetzigen Konfiguration, bei 1GHz sind ein paar pF nochmals was anderes 
als bei "nur" 500Mhz....

Und davor würd ich die Threads im eevblog zu dem Thema abgrasen, da sind 
ein paar Perlen dabei.

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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So, weiter gehts. Danke für deine Unterstützung bisher, MiWi!

>>Du wirst einen interessanten Unterschied feststellen......
Ich steh' auf dem Schlauch. Bei einem Differenzverstärker wird die 
Verstärkung ja üblicherweise über einen Widerstand zwischen den 
invertierenden Eingängen der beiden Eingangs-OPVs eingestellt. Aber bei 
Verstärkung 1 ist der eben weg.

Bei dem Rückbau des Tastkopfes habe ich mal die Widerstände R16 und R18 
in jeweils 620 und 62 Ohm aufgeteilt, den kleinen Widerstand direkt an 
den OPA und den großen direkt an den THS. Hat aber nichs messbar 
verbessert.

Leider habe ich keinen guten Funktionsgenerator verfügbar, alles super 
DDS mit Touchdisplay aber kaum Bandbreite. Eigentlich müsste doch auch 
der Spekki diese Messung hergeben.

Test: 10 dBm Ausgangsleistung, Tastkopf auf 20:1, dann beide Pins ans 
Signal und die Massen mit Kupferband zusammen.
Demnach beträgt die Gleichtaktunterdrückung -45 - 10 + 16 = -39 dB 
(ziemlich schlecht im Vergleich zu kommerziellen Teilen) und fällt auf 
-35 dB an der Grenzfrequenz des Tastkopfs (das wäre glaub' ich sehr 
gut).

Ist diese Messmethode ok?

Viele Grüße
Bernhard

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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DC-Mäßig ist die Gleichtaktunterdrückung übrigens schwer in Ordnung, 
seit ich mit R24 mal abgegleichen habe.
Bis knapp 30 V bleibt der Fehler durch Gleichtakt unter 2 mV, allerdings 
temperaturabhängig. Der Offset bleibt immer unter 3 mV.
Wohlgemerkt noch mit Teiler 20:1, bei 1:1 ist der offset rund 15 mal so 
groß.

Ein Test noch zum CMRR
Das Rechteck des Kalibrierausgangs an einem LeCroy hat eine Anstiegszeit 
von rund 10 ns. Beide Tastkopfeingänge damit verbunden ergibt sich am 
Tastkopfausgang ein sauberes Rechteck mit 1 mVpp, wenn ich dem Oszi in 
dem Bereich noch glauben darf. Passt also zu den 40 dB vom Spekki.

>> Ah ja - Wie sieht das Signal am Ausgang der Offsetkompensation aus?
Ich hab's natürlich nicht immer geobachtet, aber die Spannung an C33 lag 
meistens bei rund 300 mV ohne Wechselspannungsanteil. Beim Kühlen der 
Schaltung veränderte sich der Wert um etlich 10 mV.

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> So, weiter gehts. Danke für deine Unterstützung bisher, MiWi!

Ich hab nur gefragt, nicht viel gesagt...

>>>Du wirst einen interessanten Unterschied feststellen......
>Ich steh' auf dem Schlauch. Bei einem Differenzverstärker wird die
>Verstärkung ja üblicherweise über einen Widerstand zwischen den
>invertierenden Eingängen der beiden Eingangs-OPVs eingestellt. Aber bei
>Verstärkung 1 ist der eben weg.

es hat einen (guten) Grund warum normalerweise der 
3-fach-OPV-Diffferenzverstärker nicht so wie Du ihn gebaut hast sondern 
mit dem Widerstand zw. den beiden 1. OPVs zusätzlich verwendet wird - 
hat was mit CMRR zu tun.

>
> Test: 10 dBm Ausgangsleistung, Tastkopf auf 20:1, dann beide Pins ans
> Signal und die Massen mit Kupferband zusammen.
> Demnach beträgt die Gleichtaktunterdrückung -45 - 10 + 16 = -39 dB
> (ziemlich schlecht im Vergleich zu kommerziellen Teilen) und fällt auf
> -35 dB an der Grenzfrequenz des Tastkopfs (das wäre glaub' ich sehr
> gut).
>
> Ist diese Messmethode ok?

Ja, die Methode sollte passen. Schau Dir die Kalibrier und 
Abgleichhinweise in den HAndbüchern zu Tastköpfen von Agilent, Tek oder 
LeCroy an, da sind immer wieder Methoden beschrieben (zB. im Manual 
1154A von Aglilent).

Über die Messwerte kann ich jetzt nix sagen, da müsste ich selber vor 
dem Ding sitzen und analysieren....

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>es hat einen (guten) Grund warum normalerweise der
>>3-fach-OPV-Diffferenzverstärker nicht so wie Du ihn gebaut hast sondern
>>mit dem Widerstand zw. den beiden 1. OPVs zusätzlich verwendet wird
Vorhin habe ich mal ober die beiden OPAs jeweils 240 Ohm (Dateblatt 
empfiehlt 250) zwischen Ausgang und invertierendem Eingang gelötet, 
zwischen die invertierenden Eingänge dann 1,5 k.

Das Ergebnis ist eine Bandbreitenreduzierung um 150 MHz und eine neue 
Beule im Frequenzgang bei 250MHz mit 8 dB. Offensichtlich bekomme ich 
hier schon starke parasitäre Effekte mit rein. Und das so zu entflechten 
wie es im Datenblatt empfohlen wird, das bringe ich mit zweilagig 0603 
nicht mehr hin.

Beim CMRR bringt die Maßnahme übrigens rund 8 dB bis 250 MHz, dann 
verläuft die Kurve quasi gleich.

Damit rudere ich wieder zurück und bleibe beim einfachen 
Impedanzwandler. Die 40 dB im normalen Aufbau sind ja offensichtlich 
auch bei DC da und damit ein konstanter "offset" von den 
Bauteiltoleranzen und offsets der OPAs, vielleicht lässt sich das mit 
risikoloseren Methoden verbessern.

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hallo zusammen,

nachdem die Hardware des ersten Prototypen nun flickmäßig ausgereizt 
war, habe ich mich an das Schaltbild der zweiten Version gemacht.

Versorgungsspannung
Jetzt +/-6 V, weil der THS damit im oberen Frequenzbereich besser 
arbeitet.
Mehr Leistungsreserven und besser gefiltert. Die gesamte 
Spannungsversorung sollte im Layout unten rechts reinpassen.

Verstärkungsaufteilung zwischen den Stufen
Am Ausgang bleiben jetzt 50 Ohm in Serie, MiWi hat mir leider die 
Adresse für den Wetteinsatz noch nicht genannt bzw. ob ihm Export oder 
Keller lieber ist.
Der Differenzverstärker hat jetzt G=2, denn der THS3202 hat so eine 
glattere Übertragungsfunktion.

AC-Kompensation
Der THS3202 hat 1 pF Kapazität am nichtinvertierenden Eingang. Anstatt 
wie bisher den anderen Eingang ebenfalls zu belasten, möchte ich jetzt 
diesen mit einem Trimmer kompensieren.
Die HF-Kompensation der Schaltung findet nun zweistufig am Ausgang des 
THS3202 statt, um keinen weiteren CMRR-Einfluss zu haben.

Ich bin für (fast) alle Kommentare denkbar, danach fange ich mit dem 
Layout an.

Viele Grüße, Danke im Voraus
Bernhard

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

Hallo Bernhard

> Am Ausgang bleiben jetzt 50 Ohm in Serie, MiWi hat mir leider die
> Adresse für den Wetteinsatz noch nicht genannt bzw. ob ihm Export oder
> Keller lieber ist.

Ich hab Dir geschrieben daß ich nicht Wette weil ich das Ergebnis kenne 
und daher eine Wette unfair wäre....

Aber egal, ich bin unter   miwi490  bei  yahoo  de

erreichbar.


Zu den Versorgungen der OPA659: wenn Du Platz findest - sieh für jeden 
der Eingangs-OPVs einen Ferrit mit ein paar 100 Ohm @ 100MHz (zB. 
http://katalog.we-online.de/pbs/datasheet/74279269.pdf, wenn Du 0402 
löten kannst: http://katalog.we-online.de/pbs/datasheet/742841210.pdf) 
in den Versorgungsleitungen vor. Bauform 0402 ist ausreichend groß, da 
geht nicht viel Strom drüber. Damit entkoppelst Du die Versorgung von 
der hf und ev(!) verringerst Du damit Übersprechen und verbesserst damit 
das CMRR

Hängt aber auch sehr vom Layout ab...

Und wenn es vom Layout machbar ist - versuche die beiden Eingänge 
räumlich und damit kapazitiv zu entkoppeln. Im Zweifelsfall eine 
Masseleitung (auf beiden Seiten, mit Vias) zwichen + und - Eingang, 
damit sie sich nicht gegenseitig kapazitiv beeinflussen.

Nur wenn Du Platz hast - R2 und R4 auf ein 100 Ohm-Poti legen und erst 
den Schleifer vom Poti auf GND. Damit kannst Du ein bischen besser 
jonglieren, die 0,1% sollten eigentlich passen...

Im Schaltplan ist bei dem von L2/L13 entkoppelten IC zwar die Pinnummer 
4&8 sichtbar, es ist aber nicht ersichtlich, welches IC das nun ist. Das 
selbe ist auch bei IC4 der Fall (reine Schaltplankosmetik)

Du kannst die L2/L13 auch durch die oben genannten 0603-(oder 0402) 
Ferrite ersetzen, spart viel Platz gegenüber den da verwendeten 1206...

bei den 10u Kerkos paß auf. Wenn Du da Bauformen um 0805 wählst wird die 
Spannungsfestigkeit vermutlich 10V oder 16V betragen. Nur - dann sind 
bei 6V keine 10u mehr im Kerko sondern wenn es gutgeht 4u... Wenn Du 
noch wählen kannst nimm Murata GRM31 oder ähnliches, da sind diese 
Deratings wenigstens pro Bauteil im Datenblatt spezifiziert (auch wenn 
sie teuerer sind als normale Kerkos)

Normalerweise lege ich bei so einer Spulenbeschaltung den C38 parallel 
zu R27 und mache ihn größer. So bringt der nur Einschaltunsicherheit, da 
wäre eine Diode besser um die Abschaltspitze abzufangen.

Die LED wird von -5V bestromt. -5V kommt aber nur bei der LED vor, das 
Netz heißt inzwischen V-... iaW: so kann die LED nicht leuchten.

Wegen der -6V-Versorgung:  LM2611 von TI - wenn der Platz reicht.

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Danke, MiWi!

Ein paar Ferrite in 0603 für die OPAs habe ich untergebracht und 
natürlich die beim THS ersetzt.

Auch bei den Eingängen konnte ich etwas machen. Die Lötflächen für die 
Messpitzen etwas voneinander entfernt, die Signal ganz außen und 
zentrisch die Masse für beide Eingänge.

Zur Schaltplankosmetik: ich bin bei sowas auch recht streng. Leider hab 
ich das in Eagle noch nicht verstanden, kommt später.

>>bei den 10u Kerkos paß auf.
Stimmt, da war doch was bei Kerkos. 1206 könnte bei den meisten noch 
drin sein vom Format, die GRM31 kann ich außerdem besorgen.

>>Wegen der -6V-Versorgung
Der Platz reicht, aber mit dem TPS62170 hab ich mich schon 
verkünstelt...

Jetzt noch eine Frage ans verehrte Publikum.
Neben dem aktuellen Schaltbild hab ich zwei (unfertige) Layouts 
angehängt. Layout1 mit Offsetkorrektur zwischen den OPAs und dem THS 
(wie bisher)
Layout2 die Offsetkorrektur nach rechts oben herausgezogen

Die zweite Variante spart rund 14 mm Weg zwischen den OPAs und dem THS, 
außerdem einige mm in denen die Versorgungsspannung nicht parallel zum 
Signal verläuft. Dafür sind die Signalwege der Offsetkorrektur viel 
länger.

Welches Layout würdet ihr nehmen?

Viele Grüße, frohes Schaffen morgen
Bernhard

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:

>
> Die zweite Variante spart rund 14 mm Weg zwischen den OPAs und dem THS,
> außerdem einige mm in denen die Versorgungsspannung nicht parallel zum
> Signal verläuft. Dafür sind die Signalwege der Offsetkorrektur viel
> länger.
>
> Welches Layout würdet ihr nehmen?

die Offsetgeschichte ist ja defakto DC und kann noch dazu beliebig 
heftig abgeblockt werden. Koppelkapazitäten sind auf diesen Leitungen 
egal solange Du R19 und R20 gut in die hf-tragenden Leitungen 
"integrieren" kannst, also keine Schlenkerer zu denen und C13 in der 
Nähe. C33/R25 kannst Du unmittelbar vor #2/IC6 platzieren, also auch 
kein hf-Problem.

Prioritätsliste:

Oberste Priorität haben die Eingangssignale +/- um den ersten 
Spannungsteiler, sieht auch gut aus.

Dann kommen die Leitungen von den EingangsOPVs auf den 
Differenzverstärker IC6A

Dann kommt die Verbindung IC6A > 1:1/10:1-Verstärker

Und dann IC6B > SMA.

Und erst dann mach Dir ernsthafte Gedanken wie das mit der 
Offset-Verdrahtung ist.

Daher - ich würd Layout2 weiterverfolgen, da ist das mit der hf gut und 
kurz gelöst...



Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Sodele, hier das aktuelle Layout und das fertige Schaltbild.

Änderungen:
- die 22 µF Keramikkondensatoren in 1206
- vollständige Gatterbezeichnungen im Schaltbild
- einige Optimierungen im Layout

Eine Frage noch: welche Leiterbahnbreite sollte ich für die HF-Signale 
eigentlich anstreben? Eine Impedanzanpassung ist unmöglich, also eher 
möglichst schmal (0,3 mm - ich will noch mit dem Tastkopf drankommen) 
für geringe Kapazität oder möglichst breit (0,8 mm - mehr passt nicht 
drauf) für geringe Induktivität?

Während die Mouser-Bestellung unterwegs ist kann ich noch daran spielen, 
ich bin wie immer für (fast) jeden Hinweis dankbar.

Viele Grüße
Bernhard

PS: ich hab natürlich nicht erst heute Abend am Layout gearbeitet.

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Sodele, hier das aktuelle Layout und das fertige Schaltbild.
>
> Änderungen:
> - die 22 µF Keramikkondensatoren in 1206
> - vollständige Gatterbezeichnungen im Schaltbild
> - einige Optimierungen im Layout
>
> Eine Frage noch: welche Leiterbahnbreite sollte ich für die HF-Signale
> eigentlich anstreben? Eine Impedanzanpassung ist unmöglich, also eher
> möglichst schmal (0,3 mm - ich will noch mit dem Tastkopf drankommen)
> für geringe Kapazität oder möglichst breit (0,8 mm - mehr passt nicht
> drauf) für geringe Induktivität?

Rechne Dir die Induktivität aus,
rechne Dir C aus,
(Pi x Daumen, es geht nur um die Größenordnungen)

und Du wirst sehen daß eine größere Kapazität "schlimmere" Folgen hat, 
vor allem weil die Ausgangsimpedanz der beiden EingangsOPVs bei 
steigender Frequenz durchaus massiv ansteigt (siehe zB. Fig 27 im 
OPA659-Datenblatt).

Sie müssen daher bei steigender Eingangsfrequenz mehr Strom in die 
parasitären Cs schieben und je höher die Frequenz wird desto weniger gut 
können sie das... weil eben die Ausgangsimpedanz steigt.

Daher - C nach den OPA659 auch möglichst kleinhalten.

nach dem THS sieht die Geschichte schon wieder anders aus....

Grüße

MiWi

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Sodele, hier das aktuelle Layout und das fertige Schaltbild.


noch eine kleine Anmerkung zum GND vom USB-Stecker:

mach vorsichtshalber auch einen Ferrit vom USB-GND nach Schaltungs-GND 
(im Schaltplan quasi unter L4).

Denn es kann(!) sein, daß es über dieses GND hf-verschleppungen ins Oszi 
gibt (wenn Du den TK an den USB-Stecker vom Oszi ansteckst), die der 
dortige Eingangsverstärker auch "sieht". Mit einem Ferrit ist DC-mäßig 
alles im grünen Bereich aber die hf (Schaltflanken etc) bleibt im 
Tastkopf und richtet im Osziverstärler kein (vermeidbares) Unheil an.

Sehen kannst Du das mit steilflankigen Rechtecksignalen, die beim 
CMRR-Test nicht sichtbar sein sollten...

(wir haben auch mit sehr guten Low Voltage Diff-Tastköpfen solche 
Probleme, weil von 0 auf ca. 600V in 50nS saut ziemlich in der Gegend 
herum und koppelt daher so ziemlich in alles was da herumliegt...)

R28/C36 legst Du direkt an den Knoten USB-GND und dem hinzugefügten 
Ferrit, dann ist die hf, die da hereinkommen kann auch nicht im 
Tasktopf.

Grüße

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hallo zusammen,

die Hinweise von MiWi habe ich noch eingearbeitet, hier die ersten 
Messergebnisse des zweiten Prototypen...

Die Schaltung passt jetzt ins Gehäuse, alles funktionierte auf Anhieb 
und die neuen Spannungsregler machen augenscheinlich keinen Unfug. Die 
OPA659 werden über 60 °c warm, weil ich die Kühlflächen reduziert habe.

DC
- offset 3 mV bei 10:1 und 20 mV bei 1:1; also unverändert gut
- bis knapp 30 V Eingangsspannung bleibt die Schaltung grob gemessen 
linear
- CMRR wenige mV bei 25 V, geschätzte -65 dB.

AC
- CMRR 100 kHz (-56 dB gemessen - 10 dB Ausgang - -20 dB* Tastkopf) = 46 
dB
- CMRR im schlechtesten Fall (-29 - 10 + 20) dB = 19 dB* glaub ich nicht
- Übertragungskennlinie ohne Kompensation (Trimmer C22 fehlt) fällt sehr 
steil aber immerhin stetig bis -6 dB / 370 MHz, danach unsinnig
*siehe unten

Mein Trimmer C22 ist also viel zu klein und wirkt daher zu spät.
Wenn ich bei 350 MHz 6 dB gewinnen will, dann müssen 350 MHz rund 4 Tau 
sein. C = 1 /(2*PI*R7*350 MHz) * 4 = 39 p als C22 rein.
C42 geraten mit 39 p und R31 dann getrimmt.

Soweit so ordentlich, zwei Fragen habe ich.
- ist meine Berechnung des CMRR richtig? Ich gebe 10 dBm am Spekki aus, 
dämpfe im Tastkopf mit -20 dB und messe im Spekki z.B. - 35 dB ("ATTEN" 
im Spekki scheint mit eingerechnet zu sein).
- stimmt meine Kompensationsrechnung? Würdet ihr das anders machen?

Viele Grüße, 73,
Bernhard

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Die zweite Frage habe ich mir im Versuch selbst beantwortet: falsch.
Im Anhang findet ihr zwei erfolgreiche Schnellschüsse.

Autor: Guido C. (guidoanalog)
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Hallo Bernhard,

nur für mich, da es mich interessiert: Wie musst Du die 
Gleichtaktunterdrückung? Gehst Du hierbei mit den zwei Prüfspitzen an 
den Mittelanschluss der SMA-Buchse?

Mit freundlichen Grüßen
Guido

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Gehst Du hierbei mit den zwei Prüfspitzen an
>>den Mittelanschluss der SMA-Buchse?
Ja.

Autor: Guido C. (guidoanalog)
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Hallo,

Bernhard _. schrieb:
> Ja.

vielen Dank für die Rückmeldung.

Mit freundlichen Grüßen
Guido

PS.: Schönes Projekt

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Jetzt konnte ich das Teilchen nochmal genauer vermessen. Beim Spekki 
hatte ich ein T-Stück mit Abschlusswiderstand verwendet, das war ein 
großer Fehler. Die bei Prototyp 1 verwendete SMA-Buchse mit 4 mal 200 
Ohm ist um etliche dB besser.

Verändert habe ich außerdem R17 mit jetzt 56 Ohm.

DC (alle Werte sind zurückgerechnet auf den Eingang, also *10 / *1)
- offset 2,2 mV bei 10:1 und 2,5 mV bei 1:1
- 1 dB Kompressionspunkt liegt bei 31 V
- CMRR 25 mV bei 25 V, also -60 dB.

AC
- CMRR 1 MHz (-65 dB gemessen - 10 dB Ausgang - -20 dB Tastkopf) = 55 dB
- CMRR im schlechtesten Fall (-49 - 10 + 20) dB = 39 dB
- die Länge des RG316 ändert daran zwischen 20 cm und 1 m fast nichts

Über die Werte für die Ausgangskompensation bin ich noch am Grübeln. 
Aktuell mit 22 pF und 33 Ohm:
- 10:1 macht eine +/- 1 dB Bandbreite von 500 MHz
- 1:1 macht eine +/- 1 dB Bandbreite von 300 MHz
- bei beiden Einstellungen kommt dann eine Beule von 3 dB

: Bearbeitet durch User
Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Die bei Prototyp 1 verwendete SMA-Buchse mit 4 mal 200
> Ohm ist um etliche dB besser.

:-)

> Über die Werte für die Ausgangskompensation bin ich noch am Grübeln.
> Aktuell mit 22 pF und 33 Ohm:
> - 10:1 macht eine +/- 1 dB Bandbreite von 500 MHz
> - 1:1 macht eine +/- 1 dB Bandbreite von 300 MHz
> - bei beiden Einstellungen kommt dann eine Beule von 3 dB

Hm, was sagt die Messung ohne KAbel, direkt am SA-Eingang?

Das mit den 3db: Versuch einmal die beiden OPAs einzeln zu vermessen, 
ich denke, die sind immer noch eine Schwachstelle weil grenzwertig mit 
der Frequenz..., siehe Fig 1 und 2  im Datenblatt.

Und... wenn Du kannst... das wäre nun der Zeitpunkt um in einem 
EMV-Labor mit den Leuten vor Ort zu reden... . Hier in der Gegend würd 
ich zum W. Ottinger gehen, denn 4 Augen sehen mehr als 2.

Und bei allem Respekt vor dem, was Du da mehr oder weniger alleine 
aufbaust:  bei mir wäre um diese Projektzeit schon ein gewisser 
Tunnelblick da, der dringend einer Diskussion mit Fachkundingen aber 
Projektfremden bedarf damit ich wieder klarer sehe... Das kann durch 
kein Forum ersetzt werden.


sg

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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>>Hm, was sagt die Messung ohne KAbel, direkt am SA-Eingang?
Leider fehlen mir vernünftige Adapter dazu.

Zu der 3 dB Beule im Frequenzgang.
Der Effekt ist temperaturabängig und rührt vom Kompensationskondensator 
C41. Nachdem ich ihn etwas vom heißen OPV getrennt habe, beträgt der 
Effekt bei geschlossenem Gehäuse noch 2 dB.
Ganz verstanden habe ich den starken Temperatueinfluss nicht, ich 
verwende
http://www.mouser.com/ds/2/212/KEM_C1003_C0G_SMD-356956.pdf
und der Hub ist vielleicht 21 bis 45 °c.

Ist aber nicht so schlimm, "warm abgeglichen" ergibt sich nach einigen 
Minuten Betriebszeit der angehängte Frequenzgang. Ein paar Minuten mit 
der Hand um dent Tastkopf macht dann nur 0,5 dB aus.

Damit Zwichenergebnis zum Frequenzgang:
Eine Betrachung genauer als 0,5 dB macht keinen Sinn, das Einschieben 
der Federspitzen vorne um 5 mm hat ähnlich viel Einfluss.
- beide Kanäle verhalten sich sehr ähnlich
- ob 30 oder 100 cm Messstrippe macht wenig aus
- Frequenzgang ist +/- 0,5 dB eben (Auge leicht blinzelnd)
- -3 dB Bandbreite bei 1:1 rund 300 MHz
- -3 dB Bandbreite bei 10:1 rund 650 MHz

>>Und... wenn Du kannst...
Ehrlich gesagt mache ich mir keine große Hoffnung, weil die Spezialisten 
die ich kenne schon lange keine Flachbaugruppe mit < 4 Lagen gesehen 
haben und Fragen nach dem Einfluss von Bastelimprovisation wie Drahtvias 
doch sehr speziell sind...

Ansonsten gebe ich dir vollkommen Recht, siehe nächster Beitrag!

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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Hallo MiWi und alle Mitleser,

genau wie MiWi schreibt, macht dieser Thread langsam aber sicher keinen 
Sinn mehr, die verbleibenden Themen sind zu komplex für ein Forum.

Der Tastkopf hat seine ursprünglich geplante Daten erfüllt.
Von ganz oben mit Kommentar:
- DC bis 500 MHz bei 10:1, DC bis 300 MHz bei 1:1 (-3 dB) -> übertroffen
- Eingangsimpedanz 150 kOhm / < 4 pF -> übertroffen
- Maximale Eingangsspannung +/-35 V -> erfüllt (3 dB Kompression)
- Materialpreis 32 € ohne Kabel, PCB und Gehäuse -> nicht erfüllt

Aus diesem Grund werde ich mich hier langsam rausziehen und die 
verbleibenden Optimierungen offline noch etwas weiter zu treiben.
In einigen Wochen werde ich das Ergebnis unter "Projekte & Code" noch 
einmal vorstellen.

Vielen Dank an alle Helfer, besonders an MiWi!
Soll nicht heißen, dass hier nichts mehr gepostet werden darf, aber das 
muss auch mal geschrieben sein.

Viele Grüße, 73
Bernhard, DL1BG

Autor: MiWi (Gast)
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Bernhard _. schrieb:
> Hallo MiWi und alle Mitleser,
>
> genau wie MiWi schreibt, macht dieser Thread langsam aber sicher keinen
> Sinn mehr, die verbleibenden Themen sind zu komplex für ein Forum.
>
> Der Tastkopf hat seine ursprünglich geplante Daten erfüllt.
> Von ganz oben mit Kommentar:
> - DC bis 500 MHz bei 10:1, DC bis 300 MHz bei 1:1 (-3 dB) -> übertroffen
> - Eingangsimpedanz 150 kOhm / < 4 pF -> übertroffen
> - Maximale Eingangsspannung +/-35 V -> erfüllt (3 dB Kompression)
> - Materialpreis 32 € ohne Kabel, PCB und Gehäuse -> nicht erfüllt

Und damit bleibt nur der unwichtigste Punkt als nicht erfüllt übrig - 
Gratulation!

Denn ob das Teil nun 32 oder 68,32€ kostet ist relativ egal, wenn 
vergleichbare TKs nicht unter 725€ netto erhältlich sind...  siehe zB. 
http://www.testec.de/assets/pdf/TT-SI/TT-SI-200_Manual_EN.pdf

der HZO41 von Hamge liegt bei 2k€....

Und von Pintech und Konsorten... da kommt auch nix vergleichbares.

also was solls :-)

Noch ein letztes Wort:

Wo wirst Du den TK verwenden? So wie bei den Messungen in der 
Frequenzdomain oder doch am Oszi in der Zeitdomain?

Denn - siehst Du den Effekt der nicht aalglatten Frequenzkurve in der 
Zeitdomain, also am Oszi? mM nach ist das gelinde gesagt zu 
vernachlässigen, für Qualifymessungen von was auch immer ist der TK eh 
nicht geplant...

Wäre interessant zu erkunden wie LeCroy, HP oder Tek das mit deren TKs 
handhaben... vielleicht gibts was dazu am eevblog...

Grüße

MiWi

Autor: Guido C. (guidoanalog)
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Hallo Bernhard,

Bernhard _. schrieb:
> In einigen Wochen werde ich das Ergebnis unter "Projekte & Code" noch
> einmal vorstellen.

Es wäre schön, wenn Du dann in diesem Thread auf Deinen Artikel 
verweist.

Mit freundlichen Grüßen
Guido

Autor: Kevin (Gast)
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Hallo, Was ist hier Stand der Dinge, oder habe ich den Projekte-Thread 
nicht gefunden?

Autor: MiWi (Gast)
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Kevin schrieb:
> Hallo, Was ist hier Stand der Dinge, oder habe ich den Projekte-Thread
> nicht gefunden?

eine vereinfachte Version (Ohne umschaltbare Verstärkung und mit man. 
offsetabgleich) läuft hier problemlos bis 400Mhz.

Da der THS3202 (http://www.ti.com/product/THS3202) auf NRND gesetzt 
wurde... schau was Du zustandebringst, die erarbeitete Version wird bald 
nicht mehr baubar sein...

Viel Erfolg

MiWi

Autor: Bernhard _. (Firma: dl1bg) (bernhard_)
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@ tecnologic
"This is a permanent error. The following address(es) failed: 
xxx1986@yahoo.de: SMTP error from remote server for TEXT command, host: 
mx-eu.mail.am0.yahoodns.net (188.125.69.79) reason: 554 delivery error: 
dd This user doesn't have a yahoo.de account"

Autor: Robert (Gast)
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Hello,
I'm looking for a contact with the author Bernhard (dl1bg),
does anyone have an actual email address and pcb in Eagle, Altium or 
other format?
Regards
Robert

Autor: MiWi (Gast)
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Auch wenn der Thread schon etwas älter ist:

Es gibt auch andere die sich mit sowas sehr konstruktiv herumschlagen 
und daher verlinke ich zu dem Thread  "> 1 GHz DIY differential probes" 
in den eevblog:

http://www.eevblog.com/forum/testgear/gt-1-ghz-diy-differential-probes/?all

Autor: Robert (Gast)
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Ok, thanks.
Kind Regards
R.

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