Hallo, ich bastle gerade an einem Labornetzteil mit getakteter Vorregelung (24V, 2A). Das Ganze basiert auf einer Schaltung aus der Linear Technology Appnote 29, S. 25 http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an29f.pdf Es funktioniert bereits recht gut, allerdings gibt es beim Lastwechsel massive Überschwinger, sowohl bei der Spannung, als auch beim Strom. Der Spannungsüberschwinger ist erst nach 100ms ausgeregelt. Der Stromüberschwinger bereits nach 1ms. Wenn ich den Ausgangskondensator extrem groß wähle (3300µF) ist der Überschwinger der Spannung verschwunden. Das ist aber natürlich keine Option. Zudem befindet sich am Ausgang im Konstantstrombetrieb unterhalb 300mA ein Sägezahn von etwa 40mV auf dem Ausgang. Zwischen R11 und R12 ist die Spannung, wie erwartet, absolut sauber. Der selbe Sägezahn findet sich aber auch an der Basis von T2 (Oszibild 1, Gelb: Basis T2, Blau: Ausgang). Die Regelung scheint aber nicht zu schwingen, denn sowohl an der Basis von T3, als auch an den OPamp-Ausgängen ist die Spannung sauber (Oszibild 2, Gelb: Basis T2, Blau: Basis T3). Meine nächste Vermutung war, dass die Vorregelung einstreut. Das passt aber nicht wirklich zusammen (Oszibild 3, Gelb: Spannung an C10, Blau: Basis T2). Ich vermute mal, dass mein Layout nicht wirklich optimal ist. Was kann man hier verbessern? Wie bekomme ich die Überschwinger weg? Vielen Dank!
Luca E. schrieb: > Hallo, > Ich vermute mal, dass mein Layout nicht wirklich optimal ist. Was kann > man hier verbessern? es gibt schlimmeres.. > > Vielen Dank! Kann IC5 eine solche kapazitive Last treiben ohne das IC5 zum Schwingen anfängt? die Beschaltung um T3 ist ein bischen... obskur. Warum hast Du die so gewählt? Q1 ist im Destruktions-mode beschalten. Warum? Überlege einmal was Vcc bei einem Lastsprung macht und überlege Dir, wie sich das auf T2 und die Ausgangsspannung auswirkt Grüße MiWi
MiWi schrieb: > Kann IC5 eine solche kapazitive Last treiben ohne das IC5 zum Schwingen > anfängt? Laut Datenblatt, ja. "Select a very low capacitance, or alternatively a high capacitance (10uF) will avoid this issue altogether" http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A200/DS_TS431.pdf S.3 "Additional Information" Die Referenzspannung schwingt nicht. Edit: Oder meintest du IC4, bzw. C14 und C16? Da das Problem sowohl mit 100pF als auch 1,33nF gleichermaßen auftritt, denke ich, dass das kein Problem ist. Wie auf dem Oszibild oben zu sehen, schwingt der Ausgang ja nicht. MiWi schrieb: > die Beschaltung um T3 ist ein bischen... obskur. Warum hast Du die so > gewählt? Nun, mit dem Spannungsteiler versuche ich die Schleifenverstärkung der Regelung zu reduzieren. MiWi schrieb: > Q1 ist im Destruktions-mode beschalten. Warum? Q1 wird nur geöffnet, wenn der Ausgang von IC3B auf Low geht. Das passiert, wenn die positive Versorgungsspannung unter etwa 8V fällt. Ziel des ganzen ist es, bei einem Ausfall der Versorgungsspannung ein hochspringen der Ausgangsspannung zu verhindern. Ziehe ich nur die Basis von T2 runter, baut sich über den Optokoppler eine Spannung von 15V am Ausgang auf. Q1 schließt den Ausgang dann kurz. Der Strom wird dann von R10 begrenzt. MiWi schrieb: > Überlege einmal was Vcc bei einem Lastsprung macht und überlege Dir, wie > sich das auf T2 und die Ausgangsspannung auswirkt VCC sinkt bei Belastung um einige Millivolt. Ich habe mir nun mal die Spannung an der Basis von T2 und die Ausgangsspannung am Oszi anzeigen lassen. Dabei fällt auf, dass die Basisspannung während dem Lastsprung auf 0V fällt. Der Transistor müsste also sperren. Interessant ist auch, dass der Überschwinger ab einer Ausgangsspannung von etwa 15V verschwindet. Sehe ich das richtig, dass der Strom innerhalb dieser Zeit über den Optokoppler fließt? Das würde auch zu oben genannter Beobachtung passen: "Ziehe ich nur die Basis von T2 runter, baut sich über den Optokoppler eine Spannung von 15V am Ausgang auf." Wie kann ich dem entgegenwirken?
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Luca E. schrieb: > MiWi schrieb: >> Kann IC5 eine solche kapazitive Last treiben ohne das IC5 zum Schwingen >> anfängt? > > Laut Datenblatt, ja. "Select a very low capacitance, or alternatively a > high capacitance (10uF) will avoid this issue altogether" > http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A200/DS_TS431.pdf S.3 > "Additional Information" > Die Referenzspannung schwingt nicht. Gut, ich hab da schon so meine anderen Erfahrungen mit unspezifizierten TL431 gemacht... > > MiWi schrieb: >> die Beschaltung um T3 ist ein bischen... obskur. Warum hast Du die so >> gewählt? > > Nun, mit dem Spannungsteiler versuche ich die Schleifenverstärkung der > Regelung zu reduzieren. > Der T3 reagiiert auf Basisstrom. Und der ändert sich nicht wirklich durch die 6k6, denn die Spannung an der Basis ist immer ~0,6V gegenüber GND, also nix mit Spannungsteiler. Die OPVs müsssen halt zusätzlich 90uA für die 6k6 liefern aber das führt zu keiner Reduktion der Schleifenverstärkung. Wenn Du die Schleifenverstärung an der Stelle in den Griff bekommen willst schalte einen Widerstand zw. Emmiter und GND, dann hast Du eine lokale Gegenkopplung. Ob das hilft darfst Du selber ausprobieren. zu dem um T2 - keine Ahnung, es ist ein wunderschönder Samstag, ich geh wieder in den Garten und ich vermute, Du wirst es schon herausfinden. mM nach passieren da im Lastsprung ein paar Grauslichkeiten, die mitsamt der endlichen Reglergeschwindigkeit und harten Schalten in T3 zu diesen Problemen führen. Grüße Miwi
Ich fürchte das Problem ist nicht so sehr das Layout sondern der Schaltplan von Linearregler. Die Regelung ist zwar langsam hat aber nur im wesentlichen nur den Integral-Term, ohne Abgleich für einen Proportionalteil. T3 bringt eine ziemlich nichtlineare Funktion rein, so das es schwer wird bei kleinen und großen Strömen eine stabile Regelung zu erreichen. So wie ich es sehe wird der Spannungsabfall am Shunt auch noch nicht ausgeregelt. Das macht die Regelung dann noch einmal schwieriger. Q1 läuft auch Gefahr ggf. überlastet zu werden. IC4 wäre besser mit nur GND und den 12 V versrogt. T3 sollte noch wenigstens einen kleinen Widerstand am Emitter haben - viel geht leider nicht, weil sonst die Spannung nicht mehr ganz runter kommt. Dafür müsste dann schon R12 durch eine Stromquelle ersetzt werde. Das sollte man aber alles noch einmal simulieren, auch um zu sehen ob man in Reihe zu C14 / C16 ggf. noch Widerstände braucht. Mit etwas Überschwinger beim Strom für den Übergang Spannungsregelung zur Strombegrenzung muss man bei der Schaltung rechnen, das kann für einen harten Kurzschluss schon heftig werden. Wenn R12 nicht zu klein ist geht aber nicht unbedingt was kaputt.
Lurchi schrieb: > So wie ich es sehe wird der Spannungsabfall am Shunt auch noch nicht > ausgeregelt. Das macht die Regelung dann noch einmal schwieriger. Da die Referenzspannung auf AGND bezogen ist, schwimmt sie auf dem Spannungsabfall des Shunts. Dadurch sollte dieser nicht mehr ins Gewicht fallen. Lurchi schrieb: > Q1 läuft auch Gefahr ggf. überlastet zu werden. Ja, ihm kann ich noch nen Emitterwiderstand spendieren. Lurchi schrieb: > IC4 wäre besser mit nur GND und den 12 V versrogt. Gut, dann muss ich nur meine Mindestlast anders ausführen. Eine Konstantstromsenke ist für diese Aufgabe ja auch schon ziemlich oversized... Lurchi schrieb: > T3 sollte noch wenigstens einen kleinen Widerstand am Emitter haben - So hatte ich es anfangs auch simuliert,... Lurchi schrieb: > viel geht leider nicht, weil sonst die Spannung nicht mehr ganz runter > kommt. ...mich dann aber für die obere Variante entschieden - eben aus diesem Grund. Ich werde mal ein paar Werte durchprobieren.
Luca E. schrieb: > Ich vermute mal, dass mein Layout nicht wirklich optimal ist. Was kann > man hier verbessern? Treten die Effekte so auch bei Simulation in LTSpice auf?
Luca E. schrieb: > ich bastle gerade an einem Labornetzteil mit getakteter Vorregelung > (24V, 2A). M.E. lohnt sich eine Vorregelung bei einer derart kleinen Leistung nicht wirklich. Da reicht es, die Eingangsspannung in ein bis zwei Stufen umzuschalten.
Harald W. schrieb: > M.E. lohnt sich eine Vorregelung bei einer derart kleinen Leistung > nicht wirklich. Da reicht es, die Eingangsspannung in ein bis zwei > Stufen umzuschalten. Da hast du recht, aber ich wollte mich mal an einer solchen Vorregelung versuchen. Ich habe nun mal R10 auf 3k3 erhöht, um zu testen, ob der Effekt etwas mit der Optokopplerbeschaltung zu tun. Das hat nicht viel gebracht. Danach habe ich als Emitterwiderstand für T3 einen 500Ω Trimmer eingebaut. Ergebnis: Ab 63Ω steigt die minimale Ausgangsspannung rasant an. Der Überschwinger bleibt trotz Emitterwiderstand. Wolfgang schrieb: > Treten die Effekte so auch bei Simulation in LTSpice auf? Mit LTSpice kenne ich mich leider nicht aus. Ich simuliere die Schaltung mal in Multisim.
Harald W. schrieb: > M.E. lohnt sich eine Vorregelung bei einer derart kleinen Leistung > nicht wirklich. Da reicht es, die Eingangsspannung in ein bis zwei > Stufen umzuschalten. Kommt drauf an. Mein Netzteil mit Vorregelung hat den Vorteil, dass es vergleichsweise klein ist (160*100*50 mm). Bei einer Umschaltung in ein/zwei Stufen hätte ich mit dieser Baugröße sicher nicht mal 20 W verheizen können. So muss mein Netzteil im Worst Case nicht mal 10 W verheizen.
M. K. schrieb: > Mein Netzteil mit Vorregelung hat den Vorteil, dass es > vergleichsweise klein ist (160*100*50 mm). Bei einer Umschaltung in > ein/zwei Stufen hätte ich mit dieser Baugröße sicher nicht mal 20 W > verheizen können. So muss mein Netzteil im Worst Case nicht mal 10 W > verheizen. Also baust Du eher ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung. :-) Für viele, empfindliche Messschsltungen möchte man aber eher ein Netzteil mit konventionellem Trafo und ohne HF.
Harald W. schrieb: > M. K. schrieb: > >> Mein Netzteil mit Vorregelung hat den Vorteil, dass es >> vergleichsweise klein ist (160*100*50 mm). Bei einer Umschaltung in >> ein/zwei Stufen hätte ich mit dieser Baugröße sicher nicht mal 20 W >> verheizen können. So muss mein Netzteil im Worst Case nicht mal 10 W >> verheizen. Gut so. > > Also baust Du eher ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung. :-) > Für viele, empfindliche Messschsltungen möchte man aber eher ein > Netzteil mit konventionellem Trafo und ohne HF. Sorry, wer heute Schaltungen aufbaut die sich durch ein halbwegs brauchbares SNT außer Tritt bringen lassen hat es nicht besser verdient. Diese Geschichten mit "SNT böse weil Störungen" stammen aus dem Holozän der SNTs, wo niemad gewußt hat wie das geht, LM723, 2N3055 und LM741 State of the Art waren und Ferrite höchstens für den MW-Empfang einer breiteren Masse an Menschen bekannt war. Wenn Du heute ein normales SNT im Bereich bis zu 100W Pout hast sind da 1-4mV an Störungen drauf und die sind lokal leicht durch entsprechende Ferrite und Kerkos auf einen Wert reduzierbar daß er für Otto-Normalschaltung nicht mehr relevant ist. Also - mach einen Realitiycheck und vergeß das diese Opagschichten aus den frühen 80er was SNTs betrifft, die sind nicht mehr relevant.. MiWi
Ich habe mir dieses (https://www.mikrocontroller.net/attachment/292184/DS0020.BMP) Oszibild nochmal angesehen und festgestellt, dass die Basisspannung an T2 im Übergang von Konstantstrom zu Konstantspannung einen kurzen Spike erzeugt. Dieser lädt den Ausgangskondendsator auf 15V auf. Da der Ausgang mit etwa 5,8mA belastet wird, kommt das mit den 100ms Abklingzeit am Ausgang gut hin. Ich habe mir also überlegt, wie der Spike entsteht. Im Umschaltpunkt CC -> CV hängen wohl beide Regler in der negativen Sättigung, sodass T3 sperrt und T2 öffnet. Danach habe ich C13-C16 entfernt um die Regelung zu beschleunigen und mir den Ausgang bei Pulslast und ohmscher Last angesehen. Der Überschwinger ist fast vollständig verschwunden. Damit die Regelung stabil ist, habe ich C15 auf 56p geändert. C14 und C16 sind raus geflogen. C13 habe ich auf 100p geändert. Damit scheint das Ganze vorerst recht gut zu funktionieren. Bei U_set < 15V hat der Überschwinger etwa 0,4V, bei U_set > 15V braucht die Spannung etwas um wieder anzusteigen. Der Stromüberschwinger wird in 1ms ausgeregelt. Im CC-Betrieb ist am Ausgang immer noch ein Ripple von ca. 60mVpp. Im CV-Betrieb liegen nur etwas Rauschen und kleinere Spikes drauf. Die könnte man ja noch mit einem kleinen LC-Tiefpass am Ausgang filter. Was meint ihr? Kann man so lassen? Danke.
Ich denke Du willst die Platine nicht neu designen... daher nur kleine Vorschläge ;-) Spannungsteiler um R15 16 17 zur Zeit etwa 1/3 würde ich verkleinern. Z.b.statt R15 16 17 nur ein 3k3. R12 würde ich durch stromquelle ersetzen z.b. 5 facher Basis-Strom.z.b. bei 2,1A max/beta 1000 *5 = 10 mA Als Stromquelle z.b. ein LM334 mit Widerstand Dein Schaltregler würde ich vorsichtig schneller machen. Z.B. C9 470p Hysterese verkleinern R5 auf 4M7. Must mal gucken ob er dann noch in allen Lebenslagen schwingt und der Darlington sauber angesteuert wird. Evtl. P-kanal Fet statt Darlington Endstufe, bedeutet allerdings wieder mehr Aufwand. Alles Andere würde ich so lassen...
Harald W. schrieb: > Also baust Du eher ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung. :-) > Für viele, empfindliche Messschsltungen möchte man aber eher ein > Netzteil mit konventionellem Trafo und ohne HF. Nicht eher, es ist ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung ;) Aber HF hab ich damit nicht. Meine extremste Messschaltung bisher, die daraus versorgt wurde: TIA mit einer Verstärkung von 1e11 V/A. Vom Schaltregler ist nix zu sehen. Allerdings, wenn ich z.B. den TIA aus dem Schaltnetzteil einer S7 versorge dann sehe ich das angehangene Bild. Da wird der Schaltregler anscheinend mit ca. 30 kHz getaktet (wenn ich mich recht entsinne). Das war "damals" vor ca. zwei Jahren meine Intention mir mal selbst ein Netzteil zu bauen. OK, und weil ich einen LT1076HV in der Schublade hatte mit dem ich nicht wusste was ich damit noch anfangen sollte :D
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Ich denke, das Ergebnis ist nun akzeptabel. Den Ausgangskondensator habe ich auf 220µF vergrößert, am Ausgang habe ich einen LC-Filter, bestehend aus 2,2µF und 91µH (7 Windungen auf einem Ferritringkern) hinzugefügt. Der Ausgang ist nun im CV-Betrieb, zumindest bei ohmscher Last, absolut sauber, bei CC-Betrieb ist der Ripple mit 30mVpp akzeptabel. Der Überschwinger der Spannung ist verschwunden. Der Anstieg sieht zwar etwas unschön aus, aber damit kann ich leben. Der Stromüberschwinger lässt sich wegen der Ausgangskapazität leider nicht vermeiden. Jetzt hoffe ich nur, dass das Ding keine Störungen abstrahlt. Nicht, dass irgendwann mal die BNetzA vorfährt... ;-) Vielen Dank für die Antworten!
Luca E. schrieb: > bei CC-Betrieb ist der Ripple mit 30mVpp Ist das das Bild DS0034.BMP? Wenn ja: Dein Stromregler ist zu schnell und schwingt (so schauts zumindest für mich aus). Vergrößere hierbei mal einen der beiden Kondensatoren vom Ausgang zum invertierenden Eingang. Ist das so wie oben im Plan? Dann mach mal anstelle des 1 nF einen 2.2 nF oder größer rein. Dann dürfte der Ripple im CC-Mode sinken.
M. K. schrieb: > Ist das das Bild DS0034.BMP? Ja. M. K. schrieb: > Ist das so wie oben im Plan? Mittlerweile ist C14 ausgeflogen und C13 durch 100p ersetz worden. M. K. schrieb: > Dann mach mal anstelle des 1 nF einen 2.2 > nF oder größer rein. Das werde ich morgen mal versuchen. Ich hatte allerdings auch mal 10n und 1n mit 100Ω in Serie (parallel dazu noch C13 mit 100p) dran. Hat beides nicht viel gebracht. Bei 1n mit 100Ω war der Ripple sogar noch heftiger.
Luca E. schrieb: > Bei 1n mit 100Ω war der Ripple sogar noch heftiger. Den 100Ω würde ich auch weg lassen. Wie gesagt, schaut für mich so aus als würde der Stromregler schwingen. Das Problem hatte ich bei meinem Netzteil auch. Bei mir half ein 2.2n Ich denke, wenn du schaust wirst du auch sehen, dass der Stromregler auch schwingt.
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M. K. schrieb: > Wie gesagt, schaut für mich so aus > als würde der Stromregler schwingen. Das Problem hatte ich bei meinem > Netzteil auch. Bei mir half ein 2.2n Ich habe nun mal verschiedene Werte durchprobiert. Je höher der Wert ist, desto geringer wird der Ripple. Bei 100nF war der Ripple fast verschwunden. Die Regelung ist dann aber unerträglich langsam. Ich belasse es dann vorerst bei den 100pF.
Luca E. schrieb: > Bei 100nF war der Ripple fast > verschwunden. Oh, 100 nF ist dafür aber dann auch sehr viel. Schwingt denn die Eingangsspannung deines Stromreglers? Ich hab jetzt nicht geschaut aber im Prinzip ist das Netzteil ja nur ein Verstärker. Wenn deine Regler eine Verstärkung von 10 haben würde eine Schwingung am Eingang des Reglers von 1 mV zu einer Schwingung am Ausgang von 10 mV führen. Ich hab nur mal auf deine Hilfsspannung geschaut aber mir scheinen die 10 uF hier etwas zu schwach zu sein. Ich selbst hab bei mir die Hilfsspannung mit 1000 uF gepuffert da sie mir mit 470 uF auch zu schwach war. Bei mir muss diese Hilfsspannung aber auch einen Atmega328 und ein OLED-Display versorgen, einen Zusatzlast von rund 30 mA. Und wenn bei mir der Lüfter zugeschaltet wird kommen fast 100 mA zum Fließen.
M. K. schrieb: > Schwingt denn die > Eingangsspannung deines Stromreglers? Nein, die ist absolut sauber. M. K. schrieb: > Ich > hab nur mal auf deine Hilfsspannung geschaut aber mir scheinen die 10 uF > hier etwas zu schwach zu sein. Auch hier ist kein Ripple zu sehen.
Luca E. schrieb: > Nein, die ist absolut sauber. Wenn du also einen 100 uF vom Schleifer von R31 nach GND machst ändert sich der beobachtete Ripple nicht?
M. K. schrieb: > Wenn du also einen 100 uF vom Schleifer von R31 nach GND machst ändert > sich der beobachtete Ripple nicht? Er ändert sich überhaupt nicht, um genau zu sein.
Luca E. schrieb: > Er ändert sich überhaupt nicht, um genau zu sein. Hm, dann kann es ja nur noch vom Shunt kommen. Uh, das ist interessant. Vielleicht ein Effekt der Vorregelung. Oder T3 ist zu schnell (mal einen 10 nF zwischen Kollektor und Basis testweise hängen).
M. K. schrieb: > Oder T3 ist zu schnell (mal einen > 10 nF zwischen Kollektor und Basis testweise hängen). Das hat das Problem leider nur verschlimmert. Im CV-Betrieb liegt am Ausgang ein Sägezahn mit 1Vpp Amplitude. Im CC-Betreib hat sich nichts verändert. Auch mit anderen Werten von 22pF bis 22nF wird das Problem nicht besser. Es schwingt immer noch wie in DS0034.BMP zu sehen. analog66 schrieb: > Dein Schaltregler würde ich vorsichtig schneller machen. Z.B. C9 470p > Hysterese verkleinern R5 auf 4M7. Das werde ich nochmal versuchen. Dann sind aber wohl alle Möglichkeiten ausgeschöpft.
Im Anhang nun die Schaltpläne des fertigen Designs. Die Spannung- und Stromeinstellung geschieht über einen Drehencoder und 12-Bit DACs. Damit erreiche ich rechnerisch eine Auflösung von 5,8mV und 0,49mA. Die Genauigkeit ist dann natürlich von den Referenzen abhängig. Da die Schaltung mit 2 verschiedenen GND-Potentialen arbeitet, wird der Mikrocontroller, sowie der ADC und der DAC für die Spannungseinstellung galvanisch getrennt versorgt. Den Recom REC1.5-0512 habe ich noch hier und bevor ich einen neuen DC/DC-Konverter kaufe, möchte ich diesen erstmal verbauen. Ob die Schaltung weniger als die erlaubten 63mA zieht, habe ich noch nicht durchgerechnet. Wenn nicht, muss halt ein stärkerer DC/DC-Konverter her. https://www.pollin.de/shop/downloads/D351292D.PDF Die Strommessung geschieht über einen weiteren Shunt, der high-side gemessen wird und in der Regelschleife hängt, damit sein Spannungsabfall ausgeregelt wird. Dadurch spare ich mir 2 weiter Optokoppler in der Controlschaltung, für den ADC. Die Spannung am Shunt wird um knapp 28dB verstärkt und mit einem Tiefpass (f_g=100Hz) gefiltert, um eventuellen HF-Dreck zu entfernen. Die Mindestlast mit der Konstantstromsenke ist einem LM334 gewichen. Das spart 2 OPVs. Sie ist für 6,8mA dimensioniert. Passt das so? Statt der 12V für die OPs verwende ich nun 9V. Damit bin ich nicht mehr knapp unterhalb der maximalen Versorgungsspannung des TLC272. Die Schaltung funktioniert auch noch mit 5V problemlos, deshalb wird die Regelung erst beim Unterschreiten dieser durch IC2B außer Kraft gesetzt. Q1 hat einen Emitterwiderstand bekommen, damit er sich nicht selbst zerstört. Ob die Ausgangsspannung beim Ausfall der positiven Rail dann auch auf 0V fällt, muss ich noch testen. Wenn alles soweit passt, werde ich mich ans layouten machen.
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Den Schaltregler schneller machen verbessert nur allgemein den Rippel vor Deinen Analog-Regler, nicht den Analog-Regler selber. Im cv-Betrieb hast Du 2,5V max im Gegensatz zu cc wo es etwa nur ein zwanzigstel ist. 1k/(1k+22k) Also muss Dein cc OP mehr verstärken um an T3 die gleiche Wirkung zu erzielen. Um das Verhältnis open-loop zu closed-loop zu vergrößern bzw. die Phasenreserve zu vergrößer müsste man sich alle Baueile in der Regelschleife angucken. Eine Möglichkeit wäre einen 4 fach OP mit mehr Bandbreite und Leerlaufverstärung zu nehmen. Z.B. TL084 statt TLC274. Eine andere Möglichkeit wäre Deinen 1/3 (R13 ... R17) Spannungsteiler raus zu werfen. Also statt R13 R14 eine Diode in Sperr-Richtung. R17 verkleinern auf z.B. 3k3. R16 (ich glaube es waren 47k) hochkant nur noch an den Kathoden von D6 D7 angeschlossen und das dann offene Ende an -5V. R15 kann dann entfallen. Man könnte auch den 10k vor dem Shunt R23 ersetzen durch einen OP mit Verstärkung ca. 10, aber das sprengt glaube ich die Schaltung... Ein weiterer Ansatz wäre den langsamen Darlington durch eine diskrete Darlington Schaltung oder einen schlechten noch analog betreibbaren TTL-FET zu ersetzen. Z.B. haben die Hochspannungstypen meist nicht so eine hohe Steilheit. uGS Schutz aber nicht vergessen... Wunder sind allerdings nicht zu erwarten und Deine Integratoren benötigen unter Umständen andere Zeitkonstanten. Besser noch schalte noch einen Widerstand parallel zu den C's C13 C14 C15 C16. Also statt C14 und C16 einen Wid. der die DC Verstärkung begrenzt. Also für hohe Freq. I-Regelung für niedrige Freq. P-Regelung. Ich denke Du hast schon viel raus geholt aus der jetzigen Schaltung. Weitere Vorschläge gehen kaum noch bei Beibehaltung des jetzigen Layouts. Einen hab ich noch... Statt R16 nach -5V zu legen, was extra Draht bedeutet, kann man auch R16 weg lassen und stattdessen über die Dioden D6 D7 jeweils parallel einen Wid. z.B. 47k löten - Wert ziemlich unkritisch, da nur dafür benötigt wird die Basis von T13 leer zu räumen...
Hallo Gerald, das ist ja schon mal ziemlich viel Input. Da ich das Layout sowieso noch mal neu gestalte, kann ich die Schaltung noch ändern. Ich werde deine Tipps mal umsetzen und berichten.
Nun habe ich Deine neue Schaltung gesehen und war etwas verduzt über Dein Problem. Lasse doch einfach den Shunt zwischen AGND und GND. Gehe mit R24 vom Inv Eingang zu GND statt zum DAC. Veringere R23 auf 1k und lege einen neuen Wid. vom Pos Eingang (Pin 5) zu Deinen DAC z.B 22k. Für cv benötigst Du dann 0v..2,5V und für cc 0V...-2,5V beides bezogen auf AGND. Kannst ja noch cc Soll invertieren ;-)
Hallo Luca, dann habe ich noch Chancen Dinge einfließen zu lassen ;-) Eigentlich müsste man den Schaltregler auch überarbeiten, aber es macht wenig Sinn alles in Frage zu stellen. Aber eine physikalische Trennung von Schaltregler wo gut 30V geschaltet werden von der analogen Nachregelung wo mV vorkommen macht schon Sinn und teilt Dein Projekt in zwei Teilprojekte, die für sich unabhängig funktionieren und gelöst werden können. Bei dem Analogregler habe ich mich nocheinmal ausgetobt. Zunächst habe ich den Eingangswert für I mit IC5 verstärkt und negiert, damit für U und I eine fast identische Dimensionierung erfolgen kann. Mit den Comparatoren IC6 IC7 erfasse ich den Arbeitsmodus cc, cv. IC1...IC5 sollte möglichst gut sein. Ich fand einen recht günstigen MCP660, welcher bei +-2,5V Versorgung bis rail to rail geht, bei 60 MHz wohlgemerkt. Als Diode T1 T2 T6 verwende ich überall die gleichen Transistoren wie bei T3. T4 ist leider ein PNP ;-) Alle Spannungen beziehen sich komfortabel auf den neg Ausgang = Gnd Die CPU-Versorgung ist dann allerdings um -2,5V versetzt. Bei jetziger Dimensionierung entsprechen dann +2V entweder 40V oder 2A. R_x oder R_y bzw. C_x C_y würde ich erst einmal raus lassen (auch wenn es schwingt). Nun kann ich T5 entweder im oberen Zeig einbauen, mit den Nachteil UGS muss noch irgendwo her kommen (Siehe U_H) oder im unteren Zweig. Befindet sich T5 im oberen Zweig. würde ich ein TTL ansteuerbaren FET empfehlen um die Regelbarkeit nach oben, sprich Richtung 30V nicht unnötig einzuschränken. Befindet sich T5 im unteren Zweig habe ich mehr Auswahl. U_H ist dann an +Out angeschlossen. Verlustleistung von T4 sollte noch einmal gescheckt werden... Beispielrechnung: Z.B. IRLI 540N ist isoliert und verträgt 40W bei bis zu 100V oder bis zu 23A. Mit einer entsetzlichen Steilheit von 14A/V. Ab 1V UGS schaltet der FET ein. Also R_GS z.B. 330R -> 3mA zum aus-schalten. 6 mA sind dann schon 1 Volt mehr, entsprechend 14A. D2 würde ich so bei 5V6 ansiedeln, das reicht dicke und eine höhere Spannung bedeutet auch eine höhere Verlustleistung für D2 (UGS max sind 16V). D1 ist dafür da, weil Z-Dioden nicht schnell sind, kann aber glaube ich hier entfallen ;-) R4 ca. 330R und R5 (1V+0,7V)/3mA*5 = 2k8 entsprechend 600µA Ruhestrom. Wird der Strom größer, wird T4 und T5 geöffnet. R3 mit 150R erzeugt noch 100mV Gegenkopplung bei Ruhestrom. Weitere 10mV sind dann etwa 1,4A an T5. IC1 und IC2 müssen also nicht mehr viel Verstärken... z.B. versuche mal R_x = 1M Entsprechend 1M/39k = ca. 25 Verstärkung von IC1. Ach ja, ganz vergessen, "Emitterfolger" T5 mag gerne schwingen, daher würde ich noch einen Widerstand z.B. 22R zwischen R_GS und Gate schalten. Ein paar pF parallel zu R_GS helfen zusätzlich... Die oben genannte Berechnung ist natürlich eine Überschlagsrechnung wo der FET und andere Teile gnadenlos lienearisiert wurden, aber ich wollte nicht noch Spice anschmeissen... Nun reichts aber - es ist Bettgehzeit ;-)
Hallo Gerald, vielen Dank für Deine Mühe! Bitte habe aber Verständnis dafür, dass ich nicht die gesamte Schaltung nochmal umwerfen möchte. Gerald D. schrieb: > Lasse doch einfach den Shunt zwischen AGND und GND. Gehe > mit R24 vom Inv Eingang zu GND statt zum DAC. Veringere R23 auf 1k und > lege einen neuen Wid. vom Pos Eingang (Pin 5) zu Deinen DAC z.B 22k. > Für cv benötigst Du dann 0v..2,5V und für cc 0V...-2,5V beides bezogen > auf AGND. Kannst ja noch cc Soll invertieren ;-) Das verstehe ich nicht so ganz. Ich habe den Stromregler mal mit Multisim simuliert, aber das funktioniert nicht so wirklich. Bei V1 > 0V hängt der OPV in der negativen Sättigung (Spannungsregelung aktiv), bei V1 < 0V hängt er in der positiven Sättigung (Ausgangsspannung = 0). Entweder habe ich dich falsch verstanden oder die Simu spinnt... Gerald D. schrieb: > Eine Möglichkeit wäre einen 4 fach OP mit mehr Bandbreite und > Leerlaufverstärung zu nehmen. Z.B. TL084 statt TLC274. TL084 habe ich nicht da, höchstens LM324. Gerald D. schrieb: > Eine andere > Möglichkeit wäre Deinen 1/3 (R13 ... R17) Spannungsteiler raus zu > werfen. Also statt R13 R14 eine Diode in Sperr-Richtung. R17 verkleinern > auf z.B. 3k3. R16 (ich glaube es waren 47k) hochkant nur noch an den > Kathoden von D6 D7 angeschlossen und das dann offene Ende an -5V. R15 > kann dann entfallen. Das werde ich in der real aufgebauten Schaltung nochmal testen.
Ich habe die Beschaltung der Basis von T3 nun so wie in der Simulation in der aufgebauten Schaltung geändert. Ergebnis: Der Ripple ist exakt gleich geblieben. Ein Widerstand parallel zu R18, egal welcher Größe (100Ω ... 1M), setzt den Stromregler außer Kraft. Ich denke, ich gebe mich mit den 30mVpp Ripple zufrieden.
Die unnötig hohe Verstärkung und die starke Phasendrehung durch T3 ist recht suboptimal. Kein Wunder, daß alles schwingt. Dicke Kondensatoren am Ausgang möchte man auch nicht, da deren Ladung schon die angeschlossenen Schaltung zerstören können. 1µF..10µF sollte man besser nicht überschreiten. Ich treibe daher direkt den Leistungstransistor aus dem OPV, dann ist man auch Einschaltspitzen los. D.h. der Spannungsregler treibt über einen Widerstand und der Stromregler regelt ihn über eine Diode ab. Die nötige höhere Spannung für den OPV macht man entweder über eine extra Wicklung oder über Spannungsverdoppler aus der Hauptwicklung. Übliche OPVs vertragen ja 36V, d.h. bis 30V reichen die. Den Vorregler mache ich mit einem ATtiny261, der die Spannung vor und hinter dem Regeltransistor mißt. Und auch den Strom, bis 100mA bleibt er ausgeschaltet, d.h. auf 100%. Damit vermeidet man bei kleinen Leistungen den lückenden Betrieb und hat weniger Ripple. Die PWM-Frequenz beträgt bei 16MHz internem CPU-Takt und 7Bit dann 125kHz.
Peter D. schrieb: > Kein Wunder, daß alles schwingt. Naja, alles schwingt ja nicht. Nur etwas Ripple bei CC. Ich habe noch etwas experimentiert und als neuen Basiswiderstand für T3 390k angesetzt. In Verbindung mit 10nF für den Stromregler habe ich einigermaßen akzeptable Ergebnisse. Der Ripple beträgt jetzt nur noch etwa 15mVpp, dafür wird der Stromüberschwinger beim Lastwechsel erst nach 7,5ms ausgeregelt. Das ist für mich aber in Ordnung. Für empfindliche Schaltungen habe ich immer noch mein linear geregeltes Labornetzteil. Statt des Encoders habe ich mich jetzt doch für 2 10-Gang Potis entschieden. Ist dann doch weniger Aufwand und auch wesentlich Bedienfreundlicher. Der Controller + ADC ist auf AGND bezogen, sodass ich die Spannung über dem Shunt an GND abnehme. Diese ist dann zwar negativ ggü. AGND, aber IC9 invertiert die Spannung wieder. Der Tiefpass bleibt drin, da die Shuntspannung mit kleinen Spikes überlagert ist. Kann aber auch sein, dass die durch zu lange Masseleitung des Tastkopfes entstehen. Das muss ich nächste Woche mal prüfen. Die Spannung "I_SET-FB" dient der Anzeige der aktuell eingestellten Strombegrenzung. Da ich diese gegenüber AGND messe, ist die Spannung des Shunts überlagert. Die Liegt dem Controller ja vor, also kann er die beiden Spannungen einfach subtrahieren. Die OPVs auf Seite 2 "Control" hängen direkt an den +/- 12V des DC/DC-Konverters. Hier gibt es keinen Grund, diese mit Spannungsreglern auf +9V bzw. -5V zu bringen. Die Verpolschutzdiode sitzt nun auf der Filterplatine nahe an den Ausgangsbuchsen - da wo sie hingehört. Als Quelle soll ein HP 0957-2137 (32V, 2,3A Druckernetzteil) dienen. Die Versorgung der OPs soll auch aus dieser Spannung kommen. Nächste Woche liefere ich die Layouts nach.
Hallo Luca, ich habe keinen Stress, wenn Du nicht alles so machst wie ich glaube es wäre besser. Denn schließlich kenne ich weder Deine Restriktionen z.B. Geld, Zeit,etc. noch gibt es wirklich die "beste Lösung". Es ist stets ein Kompromiss, wo letztendlich Du (und nicht ich) mit den Konsequenzen Deiner Entscheidung leben musst. Daher greife auf was Du überprüfen kannst und deiner Überprüfung stand hält. Wenn, nicht war es halt Quark! Nun zu Deiner Simulation Stromregler-neu-sim.pdf Erst dachte ich da sind ein paar Massen vertauscht worden, doch das macht nicht wirklich etwas aus. Zur Beruhigung, die Simulation passt schon -sprich hat richtig simuliert. Um sie besser zu verstehen und Konsequenzen abzuleiten, habe ich die Arbeitsbereiche in 4 Teilbereiche aufgeteilt. a) V5 < U R7 ; V1 < U R3 * k b) V5 > U R7 ; V1 < U R3 * k c) V5 < U R7 ; V1 > U R3 * k d) V5 > U R7 ; V1 > U R3 * k Zunächst betrachte ich nur den Spannungsregler. Wenn V5 = 0V und etwas an den Ausgangsbuchsen parallel zu R13 eingespeist wird, haben wir den ersten Fall a) oder c). z.B. Akku ist angeschlossen und eingestellte Spannung ist kleiner als Akkuspannung. Also ist V5 = V_Soll (neg. OP Eingang) < V R7 = V_Ist (pos. OP Eingang). Was macht der OP U2? Er erhöht so lange seine Spannung am Ausgang, bis der neg. Eingang die gleiche Spannung hat wie der pos. Eingang. Das geschieht zum Einen über C3 wo ein Strom fließt solange sich die Ausgangsspannung des OPs ändert. Und zum anderen nichtlinear über D3, R1 wird Q1 aktiv und sperrt Q2. Sobald über D3 Q1 aktiv ist, ist der Stromregler egal (Fall a) oder c) ), da über die Dioden D2 D3 eine ODER-Verknüpfung existiert. Wenn Q2 geschlossen ist, klemmt aber keiner den Akku am Ausgang ab. Also geht der Integrator gebildet aus R2 C3 und OP weiter an den positiven Anschlag. Da es sich um einen Integrator handelt, passiert das nicht sofort, sondern allmählich. Einen Widerstand parallel zu C3 zu schalten, begrenzt nur die Verstärkung im Gleichspannungsfall.Für freq. = 0 Hz hat C3 keine Wirkung und nur noch der parallel Wid. wirkt. Also sorry, das war keine gute Idee von mir. Die Serienschaltung von C3 und einen Wid. ist da schon besser. Also für freq → sehr groß hat der OP eine nicht mehr zu vernachlässigende Phasendrehung. Die Verstärkung (nicht nur vom OP) mit der Phasendrehung wirkt wie ein Oszillator. Da für hohe freq. C3 fast ein Kurzschluss darstellt wirkt nur noch der Wid. Er begrenzt die Verstärkung wenn die Phase zu groß wird, damit es nicht schwingt. Und für freq → 0 ist die Verstärkung groß ca. 23.000 lt. Datenblatt high Bias angenommen. Eine Diode zwischen pos. und neg. Eingang begrenzt zwar die Differenz, aber nicht das zuvor genannte Problem. Hatte ich auch skizziert, bringt aber nichts. Was hilft ist parallel zu C3 eine Reihenschaltung aus Z-Diode und Diode zu schalten um OP Ausgang auf z.B. 5,4V zu begrenzen. Q1 benötigt ja nur +0,7V und dann (5,4V-0,7V)/3,3k = 1,4 mA reichen dicke. Nun zum anderen Fall des Spannungsreglers. Wir stellen z.B. V5 auf 2,5V. Also der neg. Eingang des OP is positiver als der pos. Eingang U R7 Über R2 C3 integriert nun OP U2 so lange runter, bis Q1 eine Spannung unter +0,7V hat und sperrt. Als Folge öffnet Q2 und erhöht die Spannung. Wenn die Stromregelung nicht eingreift (siehe Fall d) ), steigt die Spannung an R7 bis sie gleich V5 ist. Also ist die Gesamtspannung an R13 wie folgt U_R13 = 2,5V/10k * (10k+38k) = 12V. Fall b) haben wir wenn die Stromregelung eingreift. Dann versucht U2 Q1 abzuschalten, wass allerdings nicht gelingt, da Q1 über U1 angesteuert wird. Folglich geht U2 in die neg. Sättigung. Was hilft ist parallel zu C3 eine Reihenschaltung aus zwei Z-Dioden zu schalten, statt wie weiter oben nur eine Richtung zu begrenzen. Für die Fälle b) und d) betrachte ich analog zur Spannungsregelung die Stromregelung. Nehmen wir an I_R3 = 0A und V1 =2,3V, dann liegen am pos. Eingang 2,3V/ (22k+1k) x 1k = +100mV und am neg. Eingang 0V, was dazu führt das Q1 pos. angesteuert wird und Q2 abgeschaltet wird. Nur dann kann der Strom nicht größer werden. Also es passiert nicht das gewünschte, weil die Eingänge vertauscht sind. Vertausche ich noch die Massen von R11 von Gnd_In zu Gnd_Out und die beiden Massen an R3, komme ich zur gewünschten Schaltung. C1 ist wieder zwischen neg. Eingang und Ausgang. Mit dieser veränderten Schaltung spiele ich die Stromregelung noch einmal durch. Wieder gleiche Annahme I_R3 = 0A und V1 =2,2V. Nun liegt am neg. Eingang +95mV und am pos. Eingang 0V. Der Integrator senkt also seinen Ausgang allmählich bis Q1 sperrt und Q2 öffnet. Der Strom steigt so lange bis an R2 folgende Spannung abfällt -100mV. Denn dann ist die Spannung am neg. Eingang wieder 0V (wie am pos. Eingang). Also 2,2V/22k -100mV/1k = 0V. Die Überlegungen mit den Dioden und der Widerstands Kondensator Kombination sind identisch anwendbar wie bei der Spannungsregelung. Einziger Unterschied ist bei der Spannungsregelung sind es 10k am neg. Eingang und 0,95k = (22k parallel zu 1k) in der Stromregelung. Ich hoffe nun ist klarer warum man das eine oder andere macht. Einen habe ich aber noch da, Du Dich ja nicht von der Ansteuerung von Q2 abbringen lässt ;-) Also folgendes Szenario: Versorgung von U1 U2 fehlt oder ICs sind gehimmelt. Folge ist Q1 wird nicht angesteuert und Q2 nicht begrenzt. Damit geht die Ausgangsspannung an Poller und Strombegrenzung ist deaktiviert... Eine Möglichkeit ist in Reihe zu R12 noch einen Optokoppler zu schalten und den erst aktivieren wenn alles anliegt z.B. V3, V4, Temp. von Q2 ok, etc. Wenn Du schon eine Strom und Spannungsmessung machst, könnte man auch noch eine Leistungs-Begrenzung einprogrammieren. Oder andere Möglichkeit ist noch einen PNP Transistor (mit 2 Wid. als Stromspiegel) statt R12 zu spendieren und Q2 über einen Basis-Emitter-Wid. Ausschalten. Siehe vorherige Skizze. Dann ist jedoch der Rest der Schaltung auch zu invertieren (Dioden D2, D3, Ops etc.). Übrigends LM324 ist leider nicht wirklich besser... Und ich habe ja schon gedacht, ich baue mir just for fun auch noch einmal ein Netzteil (zu den vielen anderen) Allerdings mit den Mean Well PLF-90D-48 oder dem NPF-120D-48 Schaltnetzteil... Das erspart viel Arbeit und ist recht kompakt.
Ähm, ein Bild sagt mehr als tausend Worte... Die Stromquelle habe ich statt dem LM334 günstiger mit zwei schnöden NPN's und einen PNP aufgebaut. Wenn die LED nicht leuchtet fehlt -5V oder +5V oder die CPU hat den PNP noch nicht angesteuert. Da dann der Optokoppler in Reihe zur LED ist, ist sowohl die LED als auch dann Q2 off. Und die Schaltung war etwas voreilig dahin geklatscht und funktioniert nicht wie geplant. Warum und was muss ich ändern? Ich hoffe nun beteiligen sich noch ein paar andere? Tipp U_Out geht von 0V...z.B. 30V
Hallo Gerald, vielen Dank! Gerald D. schrieb: > Die Serienschaltung von C3 und einen Wid. ist da schon besser. > Also für freq → sehr groß hat der OP eine nicht mehr zu > vernachlässigende Phasendrehung. Die Verstärkung (nicht nur vom OP) mit > der Phasendrehung wirkt wie ein Oszillator. Das hatte ich bereits probiert, allerdings lagen dazu noch 100pF parallel. Das brachte ja nicht viel. Ich teste es jetzt nochmal nur mit der RC-Reihenschaltung und berichte dann. Gerald D. schrieb: > Was hilft ist parallel zu C3 eine Reihenschaltung aus Z-Diode und Diode > zu schalten um OP Ausgang auf z.B. 5,4V zu begrenzen. Leider habe ich keine 4,7V Z-Diode hier. Ich probiere mal 2 LEDs in Reihe. Gerald D. schrieb: > Einen habe ich aber noch da, Du Dich ja nicht von der Ansteuerung von Q2 > abbringen lässt ;-) Peter hat ja schon eine andere Schaltungsvariante vorgeschlagen: Peter D. schrieb: > Ich treibe daher direkt den Leistungstransistor aus dem OPV, dann ist > man auch Einschaltspitzen los. D.h. der Spannungsregler treibt über > einen Widerstand und der Stromregler regelt ihn über eine Diode ab. Die werde ich mal auf dem Steckbrett testen. Gerald D. schrieb: > Eine Möglichkeit ist in Reihe zu R12 noch einen Optokoppler zu schalten > und den erst aktivieren wenn alles anliegt z.B. V3, V4, Temp. von Q2 ok, > etc. Das klingt logisch. Wird im nächsten Schaltplan hinzugefügt.
Das Layout zuoberst is katastophal. Wo ist der GND ? Aber nicht die kaum verbundene Flaeche, die mehr als Koppelschleife als daempfender Kondenser wirkt.
Ich wollte die Schaltung gerade wieder in Betrieb nehmen, aber sie hat nicht mehr funktioniert. Originalzustand wie vor einer Woche, hat die Zeit unverändert nur rumgelegen. Die Ausgangsspannung pumpt mit einem Sägezahn bei 6,6Hz zwischen 1V und 3V, egal bei welcher Strom- oder Spannungseinstellung. Es sind alle Spannungen da, den OPV habe ich mal auf Verdacht getauscht: nichts. Da die Schaltung mittlerweile ziemlich aufwändig und der riesige Ausgangskondensator nicht wirklich schön ist, habe ich mal Peters Schaltung (Beitrag "Re: Labornetzteil mit getakteter Vorregelung - Überschwinger") simuliert. Laut Simulation gibt es mit dieser Dimensionierung im Anhang nur einen sehr kleinen Überschwinger vom Übergang CC -> CV. Da ich der Simulation aber nicht wirklich traue und ich noch genügend Material für einen neuen Prototyp habe, baue ich sie mal real auf. T3 steuert die CC-LED im CC-Betrieb an. Das funktioniert so zumindest laut Simulation. Eine extra CV-LED brauche ich nicht unbedingt. Die positive Versorgungsspannung der OPVs beträgt 28V, die negative erzeuge ich per Ladungspumpe und beträgt -3V. Damit bleibe ich unterhalb der max. 36V für die OP07, liege aber im Arbeitsbereich der OPs. Rx1, Rx2, Cx1 und Cx2 sind Buchsenleisten zum einfachen herausfinden der passenden Dimensionierung. Ich hoffe, mein Layout ist dieses mal besser. Verbesserungsvorschläge nehme ich gerne entgegen.
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Erst einmal wollte ich meinen Senf zu diesen "LFB...spezialist" geben. Tun wir so als hätten wir es nicht bemerkt. Wer nicht in der Lage ist konstruktive Hilfe zu geben, den sollte man gleich löschen. Und zu Peter Dannegger muss ich leider auch noch etwas schreiben. Fangen wir erst einmal mit den positiven an. Ich kann zustimmen, keiner möchte dicke Kondensatoren am Ausgang. So viel wie nötig, so wenig wie möglich. Von den 4 Betriebszuständen (a..d) haben wir ja schon festgestellt, dass nicht alle benötigt werden. Daraus kann man Peters Ansatz entsprechend schlussfolgern, für die Spannungsregelung einen Widerstand zu verwenden und über eine Diode den Strom ab zu regeln. Die Argumentation um T3 hinkt jedoch etwas, was man schön über die Simulation herausbekommen kann. Dafür habe ich mal wieder eine Skizze gemacht, welche aber nur das Wesentlichste zeigt. R4 ist übrigens ein wenig zu groß geworden... Die Restriktion mit der OP Spannung rührte daher dass der Transistor als Spannungfolger keine Spannungsverstärkung hat. Also muss die Ausgangsspannung des OP's etwa der gewünschten Ausgangsspannung des Transistors entsprechen. Unglücklich war dann noch die Strommessung im negativen Zweig zu lassen. Also im Unterschied zur Peters Schaltung ,ist in der Skizze keine Begrenzung der maximalen Spannung durch die OP's mehr. Und baut man die Schaltung prinzipiell noch ein zweites Mal Komplementär dazu auf, hat man z.B. einen Audioverstärker. Also eine Spannungs-/Stromquelle, welche sowohl pos. wie auch neg. Spannungen liefern kann. Aber das führt hier zu weit... Was mich gewundert hat, ist das geringe Vertrauen in die Simulation... Ich hätte bis zum Erbrechen das mit verschiedenen Lasten durch-simuliert um zu erkennen was große und was kleine Wirkung hat ohne Bauteile zu verbrauchen. Die Möglichkeit gab es vor ca. 30 Jahren nur sehr begrenzt... An den U-Eingang würde ich einen 1Vpp Sinus mit 1V Offset bezogen auf Gnd als Soll-Größe legen. Entsprechend die Strombegrenzung deaktivieren indem der I-Eingang z.B. 5V entsprechend 5A bekommt. Dann kann man sich die Ausgangsspannung von U2, Basis-Spannung Q2 und - Out dazu angucken. Das Bauteil mit der größten Phasenverschiebung dürfte Q2 sein. In keinem Datenblatt ist eine Bandbreite angegeben. Was ich fand, war die Bestimmung der Ausgangskapazität von 250pF mit 100kHz oder 300µs Pulse – was recht lang ist. Das nächst bessere Bauteil ist U1, U2. Im high Bias mode haben die OP's eine Bandbreite von 1,7 MHz. Und der Transistor Q1 = BC 847C hat eine Transitfrequenz von mind. 100 MHz, was dann eine zu vernachlässigbaren Phasendrehung im Vergleich zu den anderen Bauteilen bedeutet... Mit Rechteck am Eingang und einer Last von z.B. 10 Ohm am Ausgang kann man schön simulieren was passiert wenn man zwischen neg. Eingang und Ausgang von U2 R-, C- oder RC-Glieder einbaut. Ebenso würde ich mal einen schnelleren Q2 durch zwei Einzel-Transistoren und Widerstände simulieren. Ebenso würde ich mit der Strom-Regelung spielen. Was passiert wenn R16 = 0 Ohm ist (Q1 Stromverstärkung ca. 400)? Viel Spaß beim Parameter ändern, das gibt Dir ein Gefühl was Vorteilhaft und was Nachteilig ist, ohne Bauteile zu zerstören/ zu verbrauchen. Bin gespannt auf die Ergebnisse...
Gerald D. schrieb: > Was mich gewundert hat, ist das geringe Vertrauen in die Simulation... Ich habe mit Multisim in der Hinsicht schlechte Erfahrungen. LTSpice ist für mich keine Alternative, weil ich die Bedienung grauenhaft finde. Die Bauteile kosten ja nix, da kann ich das auch mal real testen. Gerald D. schrieb: > Ich hätte bis zum Erbrechen das mit verschiedenen Lasten durch-simuliert > um zu erkennen was große und was kleine Wirkung hat Laut Simulation habe ich so keine Überschwinger und keine Oszillation. Ich habe aber bisher nur eine ohmsche Last und hartes ein-/ausschalten simuliert. Gerald D. schrieb: > Was passiert wenn R16 = 0 Ohm ist (Q1 Stromverstärkung ca. 400)? Laut Simu einen heftigen Überschwinger beim Übergang CC->CV. Gerald D. schrieb: > Ebenso würde ich mal einen schnelleren Q2 durch zwei Einzel-Transistoren > und Widerstände simulieren. Mal sehen, was ich noch an Transistoren da habe. Eventuell 2 (oder 3) BD139 parallel + BC547 als Treiber? Gerald D. schrieb: > Bin gespannt auf die Ergebnisse Die Platine ist bereits geätzt.
Die Schaltung sollte noch einen Widerstand zwischen R20 und dem inv. Eingang des OPs haben. Auch ein Widerstand in der Emitterleitung des Leistungstransistors ist ggf. nötig, damit die Schaltung nicht schwingt. Der OP07 ist recht langsam, so dass bei einem Kurzschluss ein sehr hoher Strompeak entstehen kann, der ggf. sogar die Transistoren zerstören könnt. Einfach über die Slew rate braucht der OP07 einige Zeit um von der vollen Ausgangsspannung bis auf fast 0 runter zu kommen. Der Überstrom bei einem plötzlichen Kurzschluss ist eines der Problem bei der Art Schaltung. Man kann zwar den Kondensator am Ausgang sehr klein machen (geht ggf. auch ganz ohne), aber bis die Schaltung auf Überstrom reagiert vergeht leider relativ viel Zeit und in der Zeit geht der Strom ggf. deutlich nach oben. Man hat damit eine Art simulierten Kondensator am Ausgang statt des realen. Die Simulation macht man eigentlich vor allem dafür um zu sehen wie sich der Regler auch bei ungünstiger Last verhält. Der Fall für rein ohmsche Last ist ja noch relativ einfach und sollte auch noch im Kopf zu machen sein. Die Schwierigkeit ist die Kapazitive Last mit wenig ESR. Da hat man es real ggf. schwer den ungünstigsten Lastfall auch wirklich zu realisieren. Die Probleme bei der Simulation sind vor allem, dass man die parasitären Effekte ggf. vernachlässigt, etwa Induktivitäten oder ESR von Kondensatoren. Es ist auch etwas die Gefahr, das man die Teile zu genau abstimmt und dann mit realen Teilen und Toleranzen nichts mehr geht.
Lurchi schrieb: > Die Probleme bei der Simulation sind vor allem, dass man die parasitären > Effekte ggf. vernachlässigt, etwa Induktivitäten oder ESR von > Kondensatoren. Es ist auch etwas die Gefahr, das man die Teile zu genau > abstimmt und dann mit realen Teilen und Toleranzen nichts mehr geht. Diese Probleme sind insbesondere bei Labornetzteilentwicklungen bekannt. Auch ein Problem dabei ist, dass OPVs diesbezüglich relativ unschön nur in Spice simuliert werden können. Simulationen sind daher immer nur mit Vorsicht zu genießen.
Die Platine ist fertig bestückt und ich habe einige Tests gemacht. Zu Anfang hat die Schaltung ein seltsames Verhalten gezeigt. Grund dafür war ein Zusammenbruch der negativen Spannung. Die negative Rail wird mit max. 30mA belastet - zuviel für den TC7660. Mit extern eingespeisten -5V funktioniert es. Die Ergebnisse sehen ziemlich gut aus! Bestückung wie im Plan, nur haben R16 und R18 0R, C15 hat 100p und zwischen Shunt und Pin 2 von IC7 liegen 10k. Lurchi schrieb: > Der OP07 ist recht langsam, so dass bei einem Kurzschluss ein sehr hoher > Strompeak entstehen kann, der ggf. sogar die Transistoren zerstören > könnt. Ja, eine Slew Rate von 100mV/µs ist recht wenig. Ich habe statt den OP07 LF356 bestückt (12V/µs). Dank des kleinen Ausgangs-C ist der Stromüberschwinger nach etwa 270µs ausgeregelt (DS0049.bmp). Im Vergleich dazu die 7,5ms mit der alten Schaltung... Spannungsüberschwinger gibt es keine, der Anstieg von 2V auf 14V dauert etwa 375µs (DS0051.bmp). Im Konstantstrombetrieb bei ohmscher Last schwingt der Ausgang mit 60mVpp (DS0054.bmp) Mit einem PC-Lüfter als Last gibt es im CV-Betrieb nur kleine Spikes (DS0055.bmp). Das sind aber wahrscheinlich nur Störungen vom Lüfter. Im CC-Betrieb sieht das ganze dann schon etwas unschöner aus (DS0056.bmp). Gerald D. schrieb: > Die Argumentation um T3 hinkt jedoch etwas, was man schön über die > Simulation herausbekommen kann. Die CC-Anzeige mit T3 funktioniert wie geplant. Im CV-Betrieb hängt der Stromregler in der pos. Sättigung -> PNP sperrt, im CC-Betrieb hängt der Spannungsregler in der pos. Sättigung -> PNP öffnet, LED leuchtet. Gerald D. schrieb: > Mit Rechteck am Eingang und einer Last von z.B. 10 Ohm am Ausgang kann > man schön simulieren was passiert wenn man zwischen neg. Eingang und > Ausgang von U2 R-, C- oder RC-Glieder einbaut. Das Bild "Oszi.jpg" zeigt die Ausgangsspannung, den nicht-inv. Eingang von IC6 und den inv. Eingang von IC6 bei 200Hz. Lastwiderstand = 33Ω
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Luca E. schrieb: > Dank des kleinen Ausgangs-C ist der Stromüberschwinger nach etwa 270µs > ausgeregelt (DS0049.bmp). Im Vergleich dazu die 7,5ms mit der alten > Schaltung... Was waren denn deine Testparameter? Ich hab ein wenig den Überblick verloren aber mir scheinen 270 us für 22 uF am Ausgang eigentlich zu schnell zu sein.
M. K. schrieb: > Was waren denn deine Testparameter? Ich hab ein wenig den Überblick > verloren aber mir scheinen 270 us für 22 uF am Ausgang eigentlich zu > schnell zu sein. Lastwechsel zwischen 0A und 2A bei 2Hz. Das HP Netzteil (0957-2137) kam heute an, ich habe aber nicht beachtet, dass der PE mit dem Minuspol verbunden ist. Auch wenn ich testweise den PE abgeklebt habe, hatte ich noch eine Masseschleife zwischen Oszi und Netzteil (Störungen bei kurzgeschlossenem Oszieingang.) Mit diesem Netzteil habe ich am Ausgang der Schaltung eine Oszillation von etwa 3MHz. Da das Labornetzteil netzgetrennt sein soll und ich natürlich nicht einfach den PE entfernen kann, muss nun ein Tafo her. Das vereinfacht auch die Bereitstellung der Hilfsspannungen.
Die Spikes mit dem Lüfter im CV mode sind schon noch recht groß. Da wäre ggf. doch ein größerer (low ESR) Elko am Ausgang angebracht. Ggf. reicht auch schon ein etwas größerer Kondensator zu den 100 nF dazu. Die Stromregelung scheint noch nicht ganz zu funktionieren. An sich sollte die Schaltung aber mit 100 pF und 10 K am OP recht stabil sein. Da wäre ggf. noch Luft den Widerstand (vom Shunt zum OP) zu verkleinern und so die Stromregelung noch schneller zu machen. 60 mV Amplitude sind auch nicht so wirklich viel. Da stell sich die Frage ob das eine Schwingung der Regelung ist, oder ggf. einfach nur eine nicht so gute Unterdrückung der Störungen von der Vorregelung. Die Wellenform bei der Strombegrenzung für den Lüfte sieht nicht schlecht aus. In dem Modus hat das Netzteil ja eine hohe Ausgangskapazität und die Schwankungen vom Lüfter sollen sichtbar sein. Die relativ vielen Struckturen sind sogar eher ein gutes Zeichen.
Für den Feedback zum Vorregler ist ein relativ großer Druchgriff vom Vorregler zu erwarten. Da sind die 60 mV Störungen um CC Modus keine so wirklich Überraschung. Da könnte man sich überlegen eine der Diode durch einen PNP Transistor zu ersetzen und so die Belastung am Ausgang zu reduzieren.
Lurchi schrieb: > Die Spikes mit dem Lüfter im CV mode sind schon noch recht groß. Da wäre > ggf. doch ein größerer (low ESR) Elko am Ausgang angebracht. Würde ich nicht machen. Die Spikes sind, je nach Lüfter, eigentlich zu erwarten gewesen. Ein größerer Elko reduziert vielleicht die Spikes, macht aber vor allem auch die Regelung langsamer. Das wäre wie segeln mit geworfenen Anker. Luca E. schrieb: > Lastwechsel zwischen 0A und 2A bei 2Hz. Ah, OK. Ja, das scheint dann wirklich nur am Ausgangselko zu liegen. Ich hatte irgendwie nur einen Lastwechsel von 1 A im Kopf aber mit 2 A Lastwechsel bei 22 uF dürfte man so in der Größenordnung 270 us landen.
Lurchi schrieb: > Da könnte man sich überlegen eine der Diode durch > einen PNP Transistor zu ersetzen und so die Belastung am Ausgang zu > reduzieren. Du meinst so wie im Anhang? Ich bin mal meine Trafosammlung durchgegangen und habe den Trafo eines Commodore 1702 Monitor gefunden. Spannungsmäßig hätte er gepasst, doch als ich mein Oszi an die Sekundärwicklung hängen wollte, machte der Trafo sehr unangenehme Geräusche und das Licht wurde dunkler. Ergebnis: 10Ω zwischen Primär- und Sekundärspule. Aus Interesse habe ich den Trafo mal geöffnet. Zwischen den beiden Wicklungen gab es keine Isolierung. Man hat einfach die Sekundärwicklung über die Primärwicklung gewickelt.... Das Oszi hat zum Glück überlebt.
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Luca E. schrieb: > Im Konstantstrombetrieb bei ohmscher Last schwingt der Ausgang mit > 60mVpp (DS0054.bmp) Ich hab mir grad mal deinen Vorregler angeschaut und den Strompfad ins Layout eingezeichnet. So ne Kreuzung sollte man in der Regel vermeiden, das ging bei dir recht einfach wenn du den Massepunkt entsprechend umlegst. Das hilft wahrscheinlich nicht gegen dein Schwingproblem (ich finde ja 60 mVpp im CV-Mode für recht viel) aber es ist sicher nicht verkehrt mal drüber nachzudenken.
Die 60 mV sind im CC Mode, je nach Lastwiderstand muss das auch nicht viel Strom sein. Wegen der relativ niedrigen Frequenz und relativ kleinen Amplitude gehe ich davon aus dass dies keine Schwingung des Reglers ist, sondern eher ein Rest vom Vorregler. Das sollte man der Frequenz gut sehen können. Auch die negative Versorgung vom 7660 ist ggf. eine Störquelle. Die Schaltung mit dem Transistor kann so funktionieren. Wobei man so ähnlich auch gleich den Optokoppler ersetzen kann (Widerstand am Emitter und Kollektor zur Rückkopplung). Der Strompfad für den Vorregler sieht nicht so schlimm aus: der lange Weg ist vor allem bei der Induktivität, da wo es nicht stört. Der kritische Weg von der Diode zurück zu C4 (besser wäre C5 dichter dran, ein extra Kondensator dichter am Transistor könnte das noch verbessern) ist schon ganz gut. Nur die Masse zurück von C10 / ggf. C11 sieht nicht so gut aus. Das ist bei einer Massefläche aber leicht das Problem. Wenn man die Masse auf beiden Seiten von C4 anschließt, könnte man auch da noch ein wenig besser werden. Für eine wirklich schnelle Regelung ist die Position des Shunts recht ungünstig. Weil die Schleife über C10 (bzw. den irgendwo verstecken C11), den Ausgangstransistor, die Ausgangskondensatoren und den Shunt schon recht groß ist.
Lurchi schrieb: > Die 60 mV sind im CC Mode, je nach Lastwiderstand muss das auch nicht > viel Strom sein. Ich muss mich hier korrigieren. Der Ripple tritt nur im Konstantspannungsbetrieb auf. Wie ich nun herausgefunden kommt er tatsächlich von der Vorregelung. Ich habe meine elektronische Last mal fit gemacht und den Ausgang mit 2A belastet (die Tests davor waren nur hartes kurzschließen des Ausgangs bei aktivierter Strombegrenzung). Der Ripple am Ausgang beträgt dann 630mVpp! Siehe DS0059.bmp, Gelb: Ausgangsspannung, Blau: Spannung an Kollektor T2. Als erstes habe ich C10 auf 440µF vergrößert. Jetzt tritt der Ripple nur noch bei maximaler Ausgangsspannung auf und beträgt 150mVpp. (DS0060.bmp, Kanäle wie oben) Interessant ist auch, dass ich 34V reinstecken muss, um 24V bei 2A zu erhalten. Eine Dropoutspannung von 10V... Als Trafo würde ich diesen verwenden: http://www.reichelt.de/?ARTICLE=15263 (Beide Sekundärwicklungen in Reihe) Brauche ich bei 120VA schon eine Einschaltstrombegrenzung? Spannungsmäßig müsste er passen. Im ungünstigsten Fall (Netzunterspannung: -10%, 2V Diodenverlust) hätte ich nach der Gleichrichtung 36V. An dem Glättungskondensator darf die Spannung also nur um 2V absinken. Der Kondensator müsste dann 10.000µF haben. Bei Netzüberspannung und 10% Leerlaufüberhöhung hätte ich 50V, der Kondensator muss also mindestens 63V aushalten. Einen 15mF 63V Elko habe ich hier. Passt das?
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60 mV ripple im CV modus sind allerdings wirklich zu viel. Etwas mehr Kapazität für C10 ist schon richtig. Allerdings reduziert sich damit wohl auch die Frequenz des Wandlers etwas. Eine Ursache für den hohen Dropout dürfte der Widerstand R14 sein. Für 2 A am Ausgang braucht der Darlington Transistor schon bis zu etwa 1 mA als Basis-Strom und entsprechend viel Spannung geht da verloren. Dazu kommt der Verlust vom Spannungsregler für V+ und den OP. Etwas kleiner könnte man den Widerstand noch machen (bis etwa 2 K, damit die Stromregelung noch funktioniert). Als Abhilfe könnte man R14 durch eine Diode ersetzen und dann eine Konstantstromquelle (z.B. mit 2 Transistoren) von der positiven Seite (vor der Regelung)hinzufügen. So viel Spannung sollte eigentlich nicht verloren gehen. An sich etwa 1,5 V für den Transistor, vielleicht 0,5 V in der Spule und dann noch einmal 2 V für die Lineare Stufe, also eher so 4 V. Wenn es viel mehr ist würde ich nachmessen wo es hängt und da ggf. Nachsteuern. Beim 120 VA Ringkern fängt es so langsam an, dass man ggf. an Einschaltstrombegrenzung denken sollte. Es hängt von der Auslegung des Trafos und der Sicherung ab das nötig ist. Mit einer Vorregelung will man den Glättungselko eher nicht so groß haben, denn ein großer Elko reduziert unnötigerweise den Leistungsfaktor. Gegen Rippel bei der zur Zeit kritischen Spannung V+ könnte man da separate Gleichrichterdioden und einen extra Elko vorsehen - damit hätte man dann für den LM317 wenig Rippel und der Rest käme mit einem kleineren Elko aus. 10000 µF sind schon recht viel, auch 4700 µF sollten ausreichen. An sich sollte der Trafo dann bis knapp 30 V Ausgangsspannung ausreichen, sofern V+ und der OP das mitmachen.
Lurchi schrieb: > Eine Ursache für den hohen Dropout dürfte der Widerstand R14 sein. Für 2 > A am Ausgang braucht der Darlington Transistor schon bis zu etwa 1 mA > als Basis-Strom und entsprechend viel Spannung geht da verloren. Dazu > kommt der Verlust vom Spannungsregler für V+ und den OP. Etwas kleiner > könnte man den Widerstand noch machen (bis etwa 2 K, damit die > Stromregelung noch funktioniert). Eben mal getestet: Mit 2k2 ändert sich die Dropoutspannung nicht wirklich und der Ausgang schwingt im CC-Betrieb mit 1,5MHz. Lurchi schrieb: > So viel Spannung sollte eigentlich nicht verloren gehen. An sich etwa > 1,5 V für den Transistor, vielleicht 0,5 V in der Spule und dann noch > einmal 2 V für die Lineare Stufe, also eher so 4 V. Wenn es viel mehr > ist würde ich nachmessen wo es hängt und da ggf. Nachsteuern. An T1 fallen 4V ab, an der Spule 0,8V, an T2 1,5V und am Shunt 0,2V. Alle Werte mit dem Multimeter gemessen. Könnte ich T1 durch einen P-Fet ersetzen, um den Drop zu verringern? Ich habe nun mit einem Widerstand vor dem Spannungspoti (SV1) die Ausgangsspannung auf 23,6V begrenzt. Unter Last (1,8A) sinkt die Spannung auf 23,4V ab. Auf dem Ausgang liegen dann nur noch kleine Spikes mit 40mVpp Amplitude. (DS0071 und DS0072)
So viel Spannung sollte an T1 eigentlich nicht verloren gehen. Nach dem Datenblatt sollten es eigentlich nur etwa 2 V (bei 4 A) sein, bei 2 A eigentlich weniger. Ein P-Kanal MOSFET bräuchte auch noch etwas Treiberschaltung dazu, damit schnell genug geschaltet wird. Damit käme man wohl auf rund 0,2-0,5 V runter.
Lurchi schrieb: > Ein P-Kanal MOSFET bräuchte auch noch etwas > Treiberschaltung dazu, damit schnell genug geschaltet wird. Damit käme > man wohl auf rund 0,2-0,5 V runter. Ich habe den Schaltplan mal angepasst. Passt das so? Wie viel Verlustleistung ist bei dem Mosfet zu erwarten? Bei einem R_DSon von 60mΩ und 2A hätte ich theoretisch 0,24W. Da sollte doch das D²Pak mit Kupferfläche an der Lasche ausreichen? Die Z-Diode D1 soll das überschreiten der max. Gate-Source-Spannung von T1 verhindern. Beim Ausfall der negativen Spannung schießt die Ausgangsspannung in die Höhe. Die Schaltung um T7 soll das verhindern. Beim Layout werde ich versuchen, die oben genannten Punkte zu beachten.
Einen extra Treibertransistor braucht man vor allem zu Ausschalten - beim Ausschalten ist der Strom höher als beim Einschalten. Bein einschalten kommt man ggf. auch ohne extra Transistor aus. Eine Zenerdiode zum Begrenzen der Gate Spannung passt auch schon. Für die Verluste wären 60 mOhm und 2 A dann die genannten 0,24 W - für den Fall dass der Strom gleichmäßig fließt. Wenn geschaltet wird sollte man wenigstens noch einmal mit dem selben Verlust rechnen - sofern der Gate Treiber wirklich gut gewählt ist. Wenn langsamer geschaltet wird, etwas für weniger Störungen, könnten die Verluste auch höher liegen. Je nach Auslegung ist auch bei gepulstem Strom der Verlust etwas höher weil der RMS wert vom Strom auch etwas höher werden kann, auch den der DC Strom kleiner wird. So ganz viel Erfahrung habe ich da nicht. Eine Simulation des Teils wäre da schon zu empfehlen. Wenn es eine neues Layout sein soll und nicht nur kleine Änderungen auf der Bestehenden Platine, sollte man ggf. noch eine LC Filterstufe zwischen Vorregler und der linearen Stufe einplanen. So ganz groß muss die Induktivität nicht sein, es geht um die steilen Flanken, nicht um die Grundwelle.
Lurchi schrieb: > Einen extra Treibertransistor braucht man vor allem zu Ausschalten - > beim Ausschalten ist der Strom höher als beim Einschalten. Bein > einschalten kommt man ggf. auch ohne extra Transistor aus. Eine > Zenerdiode zum Begrenzen der Gate Spannung passt auch schon. Ich habe den Treiber nochmal angepasst. Ich habe ihn auch versucht zu simulieren, aber Multisim meckert mit Konvergenzfehlern, die nicht behoben werden können. Vielleicht sollte ich mich doch mal in LTSpice einarbeiten... D9 habe ich hinzugefügt, weil die Gate-Source-Spannung sonst überschritten wird. Ich habe leider keinen P-Fet zum testen da. Lurchi schrieb: > Wenn langsamer geschaltet wird, > etwas für weniger Störungen, könnten die Verluste auch höher liegen. Je > nach Auslegung ist auch bei gepulstem Strom der Verlust etwas höher weil > der RMS wert vom Strom auch etwas höher werden kann, auch den der DC > Strom kleiner wird. Dann bestücke ich doch lieber gleich die TO220-Version, um den Fet bei Bedarf kühlen zu können. Lurchi schrieb: > sollte man ggf. noch eine LC Filterstufe > zwischen Vorregler und der linearen Stufe einplanen. Habe ich gerade mal in der aufgebauten Schaltung getestet (L=100µH, C=220µF): Die Spikes werden nicht gedämpft und gerade im Übergang CV->CC (also bei Strombegrenzung = 2A und mit 2A belastet) schwingt der Ausgang wild.
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Ein zusätzlicher Filter mit 100 µH ist schon eine Menge. Ich hatte mehr so an 10 µH gedacht. Mit noch dem PNP Transistor sind die Flanken auch noch nicht so steil - das kann mit dem MOSFET aber sehr hilfreich werden. Mit MOSFET und Treiber dazu könnte man ggf. die Frequenz für den Schaltwandler höher wählen und so mit einer kleineren Induktivität auskommen. Die Treiberstufe sieht besser aus. Ein kleine Reihenwiderstand vor dem Gate ist ggf. nötig um da HF Schwingungen zu vermeiden. Die Zenerdiode D9 sollte sich durch passende Widerstände für R1/R3 (etwa 5 K / 10 K) einsparen lassen. D4 und die LED in der Rückkopplung kann man einsparen indem man R7 anpasst. 1 bis 4 mal R6 ist oft die passende Größenordnung. So wie gezeichnet hat man da zusätzlichen Gain, was ggf. nicht so ideal für die Stabilität ist. Mit dem einfachen Schaltregler kann es aber noch passen. Die Stromsenke für den Grundstrom kann man noch etwas vereinfachen: die Basis kann auch auf GND, wenn man R21 anpasst. Zumindest kann R23 nach GND statt V-, wenn die minimale Spannung begrenzt werden soll. Die ggf. etwas störende Ladungspumpe per 7660 für V- könnte man auch durch eine mit der Netzfrequenz ersetzen. Über den Kondensator kann man den Strom festlegen und dann einfach per RC glätten und per Zenerdiode die Spannung begrenzen. Da man nicht viel negative Spannung braucht (-3 V könnten ausreichen) kann das sogar von der Leistung her sparsamer sein. Zum Schutz der Ausgangsstufe für zu negativer U_BE sollte da noch eine kleine Diode parallel. T7 braucht dann ggf. eine Strombegrenzung. An sich sollte es da auch ohne Optokoppler gehen. Einfache eine LED / Zenerdiode nach V- sollte ausreichen.
Hallo Luca, es freut mich dass Du mit Lurchi einen guten Ratgeber gefunden hast. Jedoch machst Du Dir meiner Meinung nach das Leben an mind. 2 Stellen schwer. 1. Statt einen High-side Driver mühsam diskret aufzubauen hätte ich gleich ein fertigen Treiber wie z.B. IR2101 verwendet. Damit gewährleistest Du ein rel. schnelles verlustarmes Abschalten des FETs über z.B. einen 100 Ohm Gate-Widerstand. Aber es geht noch einfacher... 2. Dein Schaltregler hat eine galvanisch getrennte Rückkopplung. Also funktioniert dieser Regler völlig eigenständig und kann ein gänzlich anderes Masse-Potential haben als Deine danach folgende Schaltung. Entsprechend ist es auch egal wo Dein FET ist. Also hätte ich FET Source auf V_In- gelegt und mit einen Low-Side-Treiber z.B. IR2101 den FET angesteuert. Oder noch einfacher... 3. Statt Comparator und Gate-Treiber, würde ich gleich ein dafür designten PWM-Controller nutzen wie z.B. HV9123 (PWM bis 99%). Es is dann meistens schon ein soft-on, eine Überstrom-Erkennung, etc. enthalten. Die Schaltung müsste in etwa so aussehen wie in AN-H13 Seite 14 beschrieben. Mit der Schaltfrequenz würde ich jedoch nicht bei 500kHz arbeiten (das ist recht anspruchsvoll vom Layout) sondern vielleicht bei 20kHz. Siehe wieder eingescannte Prinzipskizze... Die Kreise sollen ein wenig den Stromverlauf beim Ein- und Aus-schalten darstellen. Ziel sollte es vom Layout sein, die 4 Flächen der Kreise/Kringel möglichst klein zu halten. - Eingangskondensator, Shunt-Wid., FET U_DS, Spule, Ausgangskondensator. - Ausgangskodensator, Spule, Diode - FET U_GS, Shunt-Widerstand, Block-Kondensator, IC, Gate-Widerstand - FET U_GS, Shunt-Widerstand, GND, IC, Gate-Widerstand Am Fußpunkt FET Drain, Spule und Diode-Anode habe ich dann eine hochfrequente Wechselspannung, welche ich für Hilfsspannungsgenerierung nutzen kann. Aber daran denken, das das auch ein breitbandiges Störsignal ist... Daher hatte ich schon angeregt den Schaltregler incl. Hilfsspannungs-Erzeugung vom Analog-Regler physikalisch zu trennen. Nun noch etwas zum Analog-Regler... 4. Ich finde es unglücklich wenn der Strom-Meß-Widerstand nicht den gleichen Bezugspunkt wie der Spannungs-Teiler für die Spannungsmessung hat. Und wenn die Steuerschaltung (OP's) die Basis des Emitterfolger- Transistors direkt ansteuern, komme ich nur so weit, wie die Versorgungsspannung der OP's es zulässt. Daher bevorzuge ich eine Schaltung wie in Prinzipskizze dargestellt. Ist der gemeinsame Bezugspunkt GND am pos. Ausgang, benötige ich lediglich 200mV Shunt + 3V U_Basis_Emitter + 3 V für Basis-Stromquelle = +7V bezogen auf GND. Für die neg. Hilfspannung reicht wahrscheinlich -5V (-20V/10 – 3V Reserve). Wie Lurchi bereits beschrieb, kann mein Shunt-Widerstand bei größeren Werten gleichzeitig durch Spannungsgegenkopplung die Schwingneigung Deines Emitterfolgers zähmen. Da ich auch ein wenig spielen wollte, habe ich mich an einen Analog-Regler mit FET statt Emitterfolger versucht. Da der FET verdammt schnell und eine große Steilheit besitzt, war es nicht so einfach die Schaltung ruhig zu bekommen. Also kann ich das im Nachhinein nicht für Luca empfehlen. Der Vollständigkeit halber die LT-Spice Schaltung zum Spielen. Das Eine oder Andere lässt sich sicherlich optimieren, aber dann müsste ich wohl einen eigenen thread aufmachen ;-) Die Bauteilauswahl richtete sich eher nachdem was zur Verfügung stand...
Lurchi schrieb: > Ein zusätzlicher Filter mit 100 µH ist schon eine Menge. Ich hatte mehr > so an 10 µH gedacht. Mit noch dem PNP Transistor sind die Flanken auch > noch nicht so steil - das kann mit dem MOSFET aber sehr hilfreich > werden. Mit MOSFET und Treiber dazu könnte man ggf. die Frequenz für den > Schaltwandler höher wählen und so mit einer kleineren Induktivität > auskommen. In Ordnung. Lurchi schrieb: > Die Treiberstufe sieht besser aus. Ein kleine Reihenwiderstand vor dem > Gate ist ggf. nötig um da HF Schwingungen zu vermeiden. Die Zenerdiode > D9 sollte sich durch passende Widerstände für R1/R3 (etwa 5 K / 10 K) > einsparen lassen. Ich werde mir mal Fets und Z-Dioden zum testen besorgen. Lurchi schrieb: > D4 und die LED in der Rückkopplung kann man einsparen indem man R7 > anpasst. 1 bis 4 mal R6 ist oft die passende Größenordnung. Gerade getestet: Mit 47k und 10k passt es optimal. Lurchi schrieb: > Die Stromsenke für den Grundstrom kann man noch etwas vereinfachen: die > Basis kann auch auf GND, wenn man R21 anpasst. Zumindest kann R23 nach > GND statt V-, wenn die minimale Spannung begrenzt werden soll. Habe ich angepasst. Habe ich dich da richtig verstanden? Lurchi schrieb: > Die ggf. etwas störende Ladungspumpe per 7660 für V- könnte man auch > durch eine mit der Netzfrequenz ersetzen. Die Ladungspumpe ist schon längst raus geflogen. Siehe: https://www.mikrocontroller.net/attachment/294194/Schaltplan_neu_22-05-16.pdf (Seite 2) Lurchi schrieb: > Zum Schutz der Ausgangsstufe für zu negativer U_BE sollte da noch eine > kleine Diode parallel. T7 braucht dann ggf. eine Strombegrenzung. Das verstehe ich nicht so wirklich. Zum Schutz vor negativer Spannung ist doch die Diode D8 vorhanden? Lurchi schrieb: > An > sich sollte es da auch ohne Optokoppler gehen. Einfache eine LED / > Zenerdiode nach V- sollte ausreichen. Ja, das macht Sinn. Gerald D. schrieb: > Hallo Luca, Hallo Gerlad, Gerald D. schrieb: > Statt einen High-side Driver mühsam diskret aufzubauen hätte ich > gleich ein fertigen Treiber wie z.B. IR2101 verwendet. Damit > gewährleistest Du ein rel. schnelles verlustarmes Abschalten des FETs > über z.B. einen 100 Ohm Gate-Widerstand. Gut. Kommt mit auf die Bestellliste. Dann werde ich mal ein bisschen testen. Gerald D. schrieb: > Aber es geht noch einfacher... Uff... Da würde ich aber nicht um weitere Testaufbauten drumherum kommen. Die jetzige Schaltung funktioniert ja eigentlich schon recht gut. Gerald D. schrieb: > Statt Comparator und Gate-Treiber, würde ich gleich ein dafür > designten PWM-Controller nutzen wie z.B. HV9123 (PWM bis 99%). Es is > dann meistens schon ein soft-on, eine Überstrom-Erkennung, etc. > enthalten. Die Schaltung müsste in etwa so aussehen wie in AN-H13 Seite > 14 beschrieben. Das nächste Netzteil kommt bestimmt. Da kann man ja mal über diese Schaltung nachdenken.
Mit dem zusätzlichen LC Filter sollte die Rückkopplung von vor dem Filter kommen. Ansonsten kann es wirklich leicht instabil werden. Also R7 auf die andere Seite der Spule L2. In der Regel sollte der Widerstand von L2 ja recht klein sein. Das mit der Stromquelle hatte ich so gemeint. Beim Schutz für den Ausgangstransistor von zu negativer Basis-Emitterspannung geht es nicht um eine negative Spannung an Eingang, sondern im Gegenteil um den Fall das ein zu hohe Spannung am Ausgang anliegt (etwa ein noch geladener Kondensator oder als Induktionsspannung von einer Spule. In dem Fall kann dann die Reglung versuchen die Spannung senken und damit etwa 0 V an die Basis zu legen. In dem Fall könnte damit die zulässige negative Basis Emitter-Spannung (meist ca. -7 V) über schritten werden. Dies ließe sich per Diode vermeiden, so dass dann zusätzlicher Strom zum entladen der Ausgangskapazität zur Verfügung steht. Kein Problem für die OPs, aber für T7. Der bräuchte also ein Limit, etwa per Emitterwiderstand und 2 Dioden an der Basis. Mit der Vorregelung hat Gerald schon recht - das ginge ggf. mit weniger Teilen und N_Kanal MOSFET. Einfach nur ein High side Treiber geht aber nicht, weil die keine 100 % Tastverhältnis vertragen.
Lurchi schrieb: > aber > für T7. Der bräuchte also ein Limit, etwa per Emitterwiderstand und 2 > Dioden an der Basis. T7 ist aber doch im Idealfall immer aus. Für ihn wird es doch erst gefährlich, wenn seine maximale Kollektor-Basis-Spannung überschritten wird oder wenn die negative Versorgung ausfällt. Der Emitterwiderstand soll also die Zerstörung des Transistors verhindern, aber wozu die 2 Dioden an der Basis? Wäre ich nicht sogar ein Kollektorwiderstand besser, damit der Transistor immer voll durchschaltet und im Falle eines CB-Durchbruchs der Strom begrenzt wird? Ich habe mich mal einem Layout versucht.
Hallo Luca, nur eine kleine Note... Überlege bitte mal was passiert wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird. Der Kollektor von T4 liegt dann unter 0,7V und T9 bleibt dauernd eingeschaltet... Also besser noch einen Basis-Spannungsteiler für T4 einbauen. Also zusätzlicher Widerstand Rx von Basis T4 zu C4 einbauen. z.B Rx = 470 Ohm R7 kann dann kleiner gewählt werden z.B. 1K -> Spannung über T3: 0,7V / 470Ohm * (470 + 3k3) = 6V Wie Lurchi bereits bemerkte, D1 kann übrigens überbrückt werden, da R1 R3 Spannungsteiler das vorgibt. Wenn Du schon kein Schaltregler IC verwenden möchtest, verwende doch bitte einen Oszillator mit definierter Frequenz, der PWM erzeugt. Siehe z.B. LT-Spice Anhang Osz01.asc Mehr die nächsten Tage
Gerald D. schrieb: > nur eine kleine Note... > Überlege bitte mal was passiert wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird. > Der Kollektor von T4 liegt dann unter 0,7V und T9 bleibt dauernd > eingeschaltet... Kann ich so nicht nachvollziehen. Wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird, hängt die Basis von T4 auf Masse und sobald die Spannung am Kollektor von T3 größer als etwa 3V ist, ist die Spannung an Pin 3 von IC1A größer als etwa 0,7V (Flussspannung von D3). Der Ausgang von IC1A ist dann High und T9 sperrt. Wenn T9 dauerhaft leiten würde, wäre die Spannung am Kollektor von T3 so groß wie die Eingangsspannung, T4 leitet also und an Pin 3 von IC1A steigt die Spannung, was dazu führt, dass T9 sperrt. Der reale Aufbau zeigt, dass zwar die Dropoutspannung über T3 etwas steigt (ca. 4,5V, im oberen Bereich 2,5V) aber T9 bleibt nicht dauerhaft eingeschaltet. Gerald D. schrieb: > Wie Lurchi bereits bemerkte, D1 kann übrigens überbrückt werden, da R1 > R3 Spannungsteiler das vorgibt. Ok. Gerald D. schrieb: > Wenn Du schon kein Schaltregler IC verwenden möchtest, verwende doch > bitte einen Oszillator mit definierter Frequenz, der PWM erzeugt. Welche Vorteile bietet das ggü. dem freischwingenden Oszillator?
Eine feste Frequenz macht die Entstörung ggf. etwas einfacher. Außerdem kann man einfacher vermeiden in den hörbaren Bereich zu kommen, wobei man mit Pulse-skipping da auch hinkommen kann. Auch kritische Frequenzen kann man besser vermeiden, so das Störungen anderer Dienste weniger wahrscheinlich werden. Es ist auch später günstiger wenn man weiß auf welcher Frequenz das Netzteil ggf. stört und nicht eine Störfrequenz hat, die von der Last abhängt. Wenn bei einem Kurzschluss am Ausgang die Basis von T4 praktisch auf GND gezogen ist, kann es schon knapp werden: der Emitter und Kollektor werden dann kaum über etwa 0,6-0,7 V kommen. Es hängt vom Type der Diode D3 und dem Basis Widerstand an T4 ab, ob es reicht zu schalten, oder nicht. Ein etwas größerer Wert für R9 sollte ausreichen, denn auch von R9/R7 kommt da noch eine kleiner Beitrag. Mit etwas mehr Spannung im Zwischenkreis reicht es dann - ganz an wird T9 also nicht bleiben, nur etwas länger als nötig.
Ich seh schon - klappt auch ohne mich ;-) Wenn ich nach diesem Wochenende und wahrscheinlich kommender Woche wieder rein schaue, sind wir wahrscheinlich schon 2 Layouts weiter... Ich wollte jedenfalls noch einmal den Analogteil moderat überarbeiten und gebrauchsfertig simulieren. Solange drücke ich mal die Daumen, dass nichts ab-raucht. P.S. Denke bitte beim nächsten Layout daran die Fläche (Ausgangskodensator C4, Spule L1, Diode D2) schwarz möglichst klein zu halten.
analog66 schrieb: > sind wir wahrscheinlich schon 2 Layouts weiter... Ein weiteres Layout hätte ich noch anzubieten. ;-) Ich habe es noch etwas kompakter gemacht. analog66 schrieb: > P.S. Denke bitte beim nächsten Layout daran die Fläche > (Ausgangskodensator C4, Spule L1, Diode D2) schwarz möglichst klein zu > halten. Habe ich mal versucht. Viel kleiner bekomme ich sie nicht.
Gerald D. schrieb: > Wenn Du schon kein Schaltregler IC verwenden möchtest, verwende doch > bitte einen Oszillator mit definierter Frequenz, der PWM erzeugt. Lurchi schrieb: > Außerdem > kann man einfacher vermeiden in den hörbaren Bereich zu kommen, wobei > man mit Pulse-skipping da auch hinkommen kann. Auch kritische Frequenzen > kann man besser vermeiden, so das Störungen anderer Dienste weniger > wahrscheinlich werden. Ich habe mich mal mit dem TL494 befasst und obige Schaltung entworfen. Sie nutzt einen der beiden OPVs des TL494 als Komparator wie in der aktuellen Schaltung. Der andere OPV ist deaktiviert. Ich habe mit dem TL494 jedoch keine Erfahrung und kein Exemplar zum testen hier. Unschlüssig bin ich mir bei der Beschaltung des Dead-Time-Control-Eingangs. Wenn ich das Datenblatt richtig verstehe, ist der maximale duty cycle 45%, wenn der DTC-Eingang auf GND liegt. http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tl494.pdf (S. 6 (7.9)) Der maximale duty cycle liegt wohl bei 97%. (S. 12 (9.3.5)) Die Frequenz ist so hoch gewählt, dass sie außerhalb des hörbaren Bereiches liegt. Würde das so funktionieren oder ist das kompletter Schwachsinn?
Das neue Layout ist nicht so gut. Eine kleine Fläche für Ausgangskodensator C4, Spule L1, Diode D2 ist schon eine kleiner Vorteil. Aber die eigentlich kritische Schleife ist der Kreis mit Eingangskondensator (C1+C2), Transistor und der Diode D2. Das ist der Kreis wo sich der Strom wirklich schnell ändert. Da war das alten Layout schon recht gut. Der Kreis mit der Induktivität ist deutlich weniger kritisch - was man schon an der Induktivität erkennt. Längere Bahnen geben vor allem ein wenig Induktivität, was aber gegen L1 nicht wirklich auffällt. Beim Kondensator C1 müsste man sehen, ob der so ausreichend groß ist. Ggf. wäre da mehr Kapazität auf der Platine besser, denn C1 sieht einiges an Rippelstrom, sowohl als 100 Hz vom Netz als auf die Schaltfrequenz. Der Kondensator liegt auch parallel zum Ladeelko am Gleichrichter - mehr Kapazität auf der Platine könnte man dort reduzieren. Eine Füllfläche für Masse ist da schon nicht so ideal um die Rippelströme von Empfindlichen teilen fern zu halten. Die Masseseite von C13 kriegt da ggf. einiges an Störungen. Wenn ein kleiner Ausgangswiderstand gewollt ist sollte man den DC Pegel für die Rückkopplung direkt am Ausgang abnehmen, also etwa direkt an den Buchsen, und nicht auf der Platine. Vom Prinzip also Sense Leitungen Vorsehen, nur ohne viel extra Schutz gegen Fehlbedienung, weil der Verbindung im Gerät ist.
Lurchi schrieb: > ber die eigentlich kritische Schleife ist der Kreis mit > Eingangskondensator (C1+C2), Transistor und der Diode D2. Das ist der > Kreis wo sich der Strom wirklich schnell ändert. Ich habe nochmal etwas geschoben...
Das sieht schon deutlich besser aus. Die Diode D2 könnte man noch dichter an den MOSFET ran bekommen: etwa rechts neben den MOSFET (um 180 Grad gedreht) und C2 um 90 Grad gedreht. Es ist nicht nötig dass die Diode direkt zur Induktivität geht, der kritische Fall ist, das der Strom den Weg wechselt zwischen dem Weg über den Transistor oder die Diode und C2. Ein lange Zuleitung zu L1 ist dagegen unkritisch, auf ein paar 100 nH mehr oder weniger kommt es da wirklich nicht an.
Gut, ich habe D2 und C2 jetzt so dicht wie möglich an den Mosfet gepackt.
Der Platz direkt unter dem Elko wäre jetzt nicht meine erste Wahl für die Diode, die ja auch einiges an Wärme produziert. Ich hätte die eher rechts neben den MOSFET gelegt. Die Leitung zur Spule darf ruhig einen größeren Umweg machen. Als SMD Bauform sollte die Diode auch genügend Kupferfläche zur Kühlung haben. Das ist da eine Gewisse Abwägung zwischen Kühlung und Abstrahlung.
Hallo Luca, ich habe nun mal Zeit gefunden Deinen Schaltregler anzugucken. Zunächst zu Deinen Dead-Time DTC Eingang: Den hast Du richtig auf minimal gestellt, da Du keine Halbbrücke (push-pull-Betrieb) betreibst. Nur dann wird es interessant, da nicht oberer und unterer Transistor gleichzeitig aktiv sein sollte. Evtl. interessant finde ich die Soft-on Schaltung in der Beispielapplikation. Output control OC ist für parallel-Betrieb ebenso richtig auf GND. Durch das Flip-Flop bleibst Du je Transistor unter 50%. Möchst Du eine PWM bis nahe 100% erreichen, müssen die Transistoren parallel geschaltet werden. siehe Kapitel "10.2 Typical Application". Die Referenzspannung an IN1- würde ich statt über R1 und D1 mit zwei Widerständen gespeist aus Vref realisieren. z.B. wie in der Applikation 2x 5,1K -> 2,5V Vref selber würde ich noch einen kleinen Kondensator spendieren. An IN1- (nicht IN1+) kommt auch noch Deinen Rückkopplungs-Widerstand R6, jedoch ohne C3. Schließlich möchtest Du keinen Schmitt-Trigger mit Hysterese realisieren, sondern die Verstärkung des int. OP's verkleinern. Entsprechend R6 = 51K R5 hätte ich an IN1+ gelassen, ebenso den Kollektor von T1. Den Emitter hätte ich jedoch an FB+ angeschlossen und mit R2 und R3 einen Spannungsteiler zwischen FB+ und FB- aufgebaut. Z.B. R2 = 680Ohm (0,7V) zwischen FB+ und Basis und R3 = 2k8 (2,9V) zwischen FB- und Basis. Also im worst case Fall wenn FB- nahe 0V ist, fällt über R2 + R3 = 3,6V ab. Da Deine OP Schwelle bei 2,5V liegt kann die Emitter -Kollektorspannung 1,1V betragen (was kein Problem darstellen sollte) z.B. V_CE_sat = 300mV bei 10mA BC856. Entsprechend würde ich die Stromquellen-Last am Ausgang Deines Analog-Netzteils auch ändern... Neben den Klassiker TL494 gibt es noch einen weiteren Klassiker SG 3524. Da würde ich nocheinmal reingucken um Schaltungsbeispiele zu haben.
analog66 schrieb: > Evtl. interessant finde ich die Soft-on Schaltung in der > Beispielapplikation. Habe ich mit eingebaut. analog66 schrieb: > Die Referenzspannung an IN1- würde ich statt über R1 und D1 mit zwei > Widerständen gespeist aus Vref realisieren. > z.B. wie in der Applikation 2x 5,1K -> 2,5V Gut. Müssen es hier unbedingt 5,1k / 51k sein, oder tun es hier auch 4,7k bzw 47k? Reichelt hat leider nur die E-12 Reihe in 0805. Wenn nicht, muss ich halt 1206 nehmen. analog66 schrieb: > Entsprechend würde ich die Stromquellen-Last am Ausgang Deines > Analog-Netzteils auch ändern... Als PNP ausgeführt? Kann ich mir gerade nicht vorstellen, wie dazu die Schaltung aussieht. Lurchi schrieb: > Der Platz direkt unter dem Elko wäre jetzt nicht meine erste Wahl für > die Diode, die ja auch einiges an Wärme produziert. Ich hätte die eher > rechts neben den MOSFET gelegt. Die Leitung zur Spule darf ruhig einen > größeren Umweg machen. Ich hoffe, das passt nun so.
Das Layout um den MOSFET sieht gut aus. Die Leitung MOSFET - Spule darf dabei auch ruhig an der Diode vorbei gehen. Die müssen sich nicht am Mosfet treffen. Das würde auch gleich etwas mehr Kühlung für die Diode bringen. Bei mehr als 2 A könnte es sonst ggf. mit der Kühlung knapp werden. Der Feeedback Teil mit dem Transistor war vorher irgendwie besser. So klappt das noch nicht, weil der Strom nicht nach GND abfließen kann. Über R18/R9 fließt auch einiges an Strom am Regler vorbei - das ist nicht schon schön fürs PSRR. So bekommt man leicht Gain im teil um den Transistor - die Schaltergler ICs sind aber eher für ein Schaltung ohne Gain ausgelegt. Den Feedback für den Schaltregler würde ich auch eher nicht über die Sense Verbindung legen, sondern direkt am Transistor. Den 2. Reglerverstärker im Schaltregler könnte man ggf. als Notabsschaltung / Regelung nutzen, so dass man noch eine gewisse Strombegrenzung hat, auch wenn der Transistor vom Linearregler durchlegiert sein sollte. Mit einem Schaltregler IC und entsprechen höherer Frequenz darf L1 ggf. kleiner ausfallen. 470 µH sind schon recht viel und auch relativ groß.
Hallo Luca, ob nun 4k7 oder 5k1 ist ziemlich egal, da das Verhältnis (eh unkritisch) gleich ist. Laut Applikation ist noch ein 510 Ohm Widerstand drin, den ich schon gestrichen habe. Also wenn Du alles berücksichtigst und 4k7 verwendest müsste der andere Widerstand etwa 51K/(510+5k1/2)*(4k7/2) = 39K sein. Das Thema Stromquellen-Last hatte Lurchi schon dementiert und finde ich sparen am falschen Ende. Das ist Dein NPN T6 mit R21. Ich habe in der Beispielskizze zwei Dioden (1,4V) verwendet. Eine rote LED (1,6V) tut es stattdessen auch. Den Aspekt mit der Diode nicht so nah am Kondensator, wegen Alterungsgründe, kann ich nachvollziehen. Im Feedbackteil fehlt noch ein Widerstand von IN1+ nach GND. Über R18 + R9 oder T3 fallen ca. 4V ab. Das macht bei (680 + 2k8) → 1,1 mA parallel zu T3. Sollte das zu viel sein, einfach die Werte im Verhältnis vergrößern (alles unkritisch z.B. 6k8 + 28k). Obwohl im Datenblatt IN1+ max = Vcc +0,3V angegeben ist, würde ich das Glück nicht unbedingt herausfordern. Daher habe ich noch einen Widerstand am IN1+ ein designed. Warum der Emitter von T4 am Fußpunkt von L1 und L2 gelandet ist, erschließt sich mir nicht mehr. Ich würde die Schaltung um T4 direkt parallel zu T3 schalten. Mit den Notiz von Lurchi mit der Sense Verbindung, vermute ich mal fehlt ein Knoten zwischen R15 und Emitter T3. Ansonsten habe ich die Spule unten gelassen. Dann ist bei einer kleinen Ausgangsspannung genug negative Hilfsspannung zur Verfügung um mit T6 eine Last zu haben und die OP's zu betreiben. Geht es hin zur maximalen Spannung ist jedoch T9 nahezu nur aktiv und erzeugt im Mittel keinen nennenswerten Spannungsabfall. Also vielleicht noch nicht so optimal für V- für die OP's. V+ von IC4 Pin 12 kann ruhig an X2 L2 angeschlossen werden (<40V). Das V+ für die OP's welche T3 ansteuern, muss nach jetziger Beschaltung (< 36V bleiben), bezogen auf Ausgangs-ground AGND.
Mit dem Emitter von T4 zwischen L1 und L2 ist in der Regel schon richtig. Das Feedback sollte schon relativ schnell kommen, L2 ist zwar relativ klein, bringt aber trotzdem zusätzliche Phase. Je nach Regler IC geht es ggf. auch hinter L2, wenn die Regelschleife nicht so schnell ist. Die Verbindung bei der Sense Leitung soll wohl extern, direkt an der Buchse erfolgen.
analog66 schrieb: > Das Thema Stromquellen-Last hatte Lurchi schon dementiert und finde ich > sparen am falschen Ende. Das ist Dein NPN T6 mit R21. > Ich habe in der Beispielskizze zwei Dioden (1,4V) verwendet. Eine rote > LED (1,6V) tut es stattdessen auch. Achso, ja. So ähnlich hatten wir es ja schon in https://www.mikrocontroller.net/attachment/293446/Labornetzteil-Prototyp-4-neue-Schaltung.pdf Statt der 2 Dioden nur eben einen Widerstand. analog66 schrieb: > V+ von IC4 Pin 12 kann ruhig an X2 L2 angeschlossen werden (<40V). Würde ich eher nicht machen. Im Extremfall (+10% Netzüberspannung, +10% Leerlauf) liegen bei einer Trafospannung von 30V circa 49V Gleichspannung an. Das wird der TL494 nicht unbedingt mögen... Lurchi schrieb: > Die Verbindung bei der Sense Leitung soll wohl extern, direkt an der > Buchse erfolgen. So ist es. Wobei die Verbindung zu T4 ja eigentlich nicht an den Buchsen abgenommen werden muss. Auf die paar 100mV kommt es da ja jetzt auch nicht an. Lurchi schrieb: > Den 2. Reglerverstärker im Schaltregler könnte man ggf. als > Notabsschaltung / Regelung nutzen, so dass man noch eine gewisse > Strombegrenzung hat, auch wenn der Transistor vom Linearregler > durchlegiert sein sollte. Das ist sinnvoll. Kann ich den Shunt des Linearreglers mitbenutzen wie im Schaltplan? Mit dieser Dimensionierung müsste der TL494 bei 3,8A abregeln. Das RC-Glied aus R28 und C8 (vgl. https://www.mikrocontroller.net/attachment/295101/supply0005.jpg) soll dafür sorgen, dass die TL494-Strombegrenzung nicht auf kurze Strompeaks reagiert, richtig? Lurchi schrieb: > Mit einem Schaltregler IC und entsprechen höherer Frequenz darf L1 ggf. > kleiner ausfallen. 470 µH sind schon recht viel und auch relativ groß. Das stimmt, die Spule ist ziemlich unhandlich. Wie kann ich denn die Induktivität bei gegebener Schaltfrequenz bestimmen? Prinzipiell ist das ja nur ein LC-Filter, der die PWM glättet. Kann ich hier einfach die Grenzfrequenz des Filters wesentlich kleiner als die Schaltfreqenz wählen? Bsp: Ich setze die Schaltfrequenz auf 60kHz. Die Grenzfrequenz des LC-Filters setze ich bei 600Hz an. bei C = 440µF muss L = 159µH haben (der nächste passende Wert wäre 100µH). Passt die Rechnung?
Zur Auslegung von Induktivität und Kapazität am Schaltregler sind da in der Regel Formeln oder Graphiken im Datenblatt zum Regler IC. Nur einfach nach der Filterformel geht es nicht. Über die Frequenz und Peak Strom wird in der Regel erst einmal die Induktivität festgelegt. Die Kapazität legt dann fest wie schnell die Regelschleife wird, bzw. wie viel Rest Rippel man hat. Je nach Größe der Kapazität muss man die Kompensation am Regler ggf. anpassen. In der Regel wird die Grenzfrequenz als LC Fitler schon etwas niedriger als die Taktfrequenz sein. Für die Strombegrenzung könnte man den Shunt nutzen. Ob das direkt geht ( wegen Gleichtaktbereich) müsste man noch sehen. Der TL494 wird nicht so viel Strom brauchen, da wäre eine Begrenzung der Spannung noch relativ einfach, ggf. per Widerstand und Zenerdiode. Die OPs werden auch eine Begrenzte Spannung brauchen - da könnte eine gemeinsame Versorgung passen.
Lurchi schrieb: > sind da in > der Regel Formeln oder Graphiken im Datenblatt zum Regler IC. Wenn ich zur Berechnung die Formel(n) auf Seite 17 des TI-Dateblattes nehme, komme ich bei einer Ein-Ausgangsdifferenzspannung ΔU=36V (Entsprechend 40V Eingans- und 4V Ausgangsspannung), bei einer Frequenz von 60kHz und einem Strom von 2A auf eine Induktivität von 30µH. Bei ΔU = 12V komme ich auf 70µH. Also nehme ich die 100µH Spule? Der Kondensator müsste laut Formel für eine Ripplespannung von 0,5V nur 8,3µF haben. Das kommt mir etwas wenig vor. Ich wähle ihn am besten etwas höher. 2 180µF (63V) Elkos (Panasonic FC-Serie) parallel halten denn auch den Ripplestrom aus. Zwischen die beiden Elkos kommt wie gehabt die 10µH Spule. Lurchi schrieb: > Für die Strombegrenzung könnte man den Shunt nutzen. Ob das direkt geht > ( wegen Gleichtaktbereich) müsste man noch sehen. Die beiden OPVs des TL494 kommen laut Datenblatt am Eingang bis auf die untere Rail heran. Sollte also passen. Lurchi schrieb: > Der TL494 wird nicht so viel Strom brauchen, da wäre eine Begrenzung der > Spannung noch relativ einfach, ggf. per Widerstand und Zenerdiode. Die > OPs werden auch eine Begrenzte Spannung brauchen - da könnte eine > gemeinsame Versorgung passen. Die OPVs hängen an einer geregelten 28V Versorgung. Daraus wird auch der TL494 gespeist. Der Spannungsregler befindet sich nur nicht auf der Platine, sondern ich erzeuge alle benötigten Spannungen auf einer extra Platine. Ebenso sitzt die Spannungsreferenz auf der selben Platine, auf der auch der ADC sitzt. Ich überlege, ob ich auf dem Ringkern noch eine weitere Hilfswicklung zur Versorgung der ADC-Platine aufbringe. Das spart einen Printtrafo.
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Die Induktivität müsste eigentlich bei kleinerer Spannungsdifferenz kleiner werden, nicht größer. 100 µH klingen ungefähr richtig, auch wenn ich das Datenblatt jetzt nicht genau nach der Formel durchsucht haben. Etwas mehr Platz, so dass ggf. auch ein 150 µH Spule hin geht könnte man aber schon lassen, auch wenn man zur Not auch die Frequenz anpassen könnte. 8 µF für den Ausgangskondensator kommen mir auch zu klein vor. 0,5 V Rippel wären aber auch reichlich viel. 2 mal 180 µF könnten schon passen, schon damit man mit dem Rippelstrom hinkommt. Der 2. Kondensator wird dabei auch schon weniger abbekommen. Ich würde den Schaltregler Teil zur Sicherheit noch einmal in der Simulation laufen lassen. Auch um zu sehen ob die Kompensation hinkommt. Aus der Zeit die der Schaltregler zum nach regeln braucht, bzw. den Spannungseinbruch bei einem etwa 1%-100 Lastsprung kann man auch sehen wie viel Reserve man für die lineare Stufen braucht. Ggf. müsste man auch dafür die Kondensatoren noch größer wählen. So groß überschlagen sollte es aber hinkommen.
Hallo Luca, wie Lurchi es bereits beschrieb, lässt sich das nur Überschlags mäßig berechnen. Eine Simulation sagt da schon mehr aus, vor allen was Einschaltvorgang und Lastwechsel anbelangt. Gehen wir mal von U_ein = 30V; I_in = 1A; U_aus=15V; I_aus = 2A entsprechend 30W umgesetzt und 50 kHz entsprechend 20µs aus. Die Spule nehmen wir mal mit 100µH an und den Ausgangselko mit 200µF. Als Tastverhältnis nehme ich mal halbe maximal Last an, also 10µs (U_ein-U_aus) an der Spule und 10µs U_aus an der Spule. Zur Vereinfachung gehen wir mal vom eingeschwungenen Zustand aus. C_aus = 200µ ist mit 15V geladen und die Spannung-Schwankungen sind bezogen auf die 15V vernachlässigbar. Der Strom durch die Spule ist der Anfangsstrom (kurz bevor FET eingeschaltet wird)+ Welligkeit (durch Stromanstieg, bis FET wieder ausgeschaltet wird). Die Welligkeit ist grob das Stromintegral 15V * 10µs / 100µH = 1,5A peak-peak. Da am Ausgang im Durchschnitt 2A fließen, schwankt der Strom in der Spule von 1,25A bis 2,75A. Sollte die Strom-Welligkeit größer als der Durchschnitt sein, ist die Spule kurz Stromlos und der entnommene Strom kann nur aus den Ausgangselko kommen. Für den max. Strom (+Sicherheit & ca. 99% Tastverhältnist 3A pp / 2 + 2A +x = 5A) sollten alle Komponenten ausgelegt sein. Hier ist der Strom durch den FET ein Sägezahn der nicht bei 0A anfängt, sondern bei 1,25A startet und im Maximum bei 2,75A abgeschaltet wird. Der Strom durch Spule und Ausgangs-Kondensator ist ein Dreieckstrom mit gleicher Amplitude. Also wie vorher der Strom bestimmt wurde, lässt sich die End-Spannung am Kondensator durch integrieren bestimmen, nur dass der Strom nicht konstant ist sondern ein Dreieck bildet. Also U_C = Q / C = 0,5 * 1,5A * 10µs / 200µF (low ESR) = 75mVpp. Recht wenig nicht? Ich würde mal mit L-PISR 33µ starten... Deine 2. Induktivität ist wahrscheinlich nicht nötig, würde ich aber drin lassen Jedenfalls habe ich den Analogteil mit einer Eingangswelligkeit von 2Vpp simuliert. Der Analogteil hat „oben den NPN-Darlington“ und unten den Stromshunt. Zwischen OP und Basis des NPN's liegt jedoch noch eine Schaltung aus zwei Stromquellen. Die obere ist konstant um die Endstufe zu aktivieren und die untere, zum abschalten, wird durch den OP gesteuert. Damit ist keine Spannungsabhängigkeit mehr in der Schaltung. Also die Regeleigenschaften ändern sich nicht wenn die Ausgangsspannung sich ändert und die Versorgungsspannung der OP's begrenzt nicht die Ausgangsspannung. Da ich einige Bauteile nicht vorfand, musste ich sie mir erst definieren. Anbei die Schaltung samt definierter Bauteile zum simulieren. Voreingestellt ist am Ausgang 5V und ein recht harter Lastwechsel auf 5A.
Hallo, danke für die Antworten! Ich habe nun wieder etwas Zeit um mich mit dem Projekt zu beschäftigen. Lurchi schrieb: > Etwas mehr Platz, so dass ggf. auch ein 150 µH Spule hin geht könnte man > aber schon lassen, auch wenn man zur Not auch die Frequenz anpassen > könnte. 150µH gibt es leider bei Reichelt nicht. Man könnte also entweder 47µ und 100µ in Reihe schalten oder die Frequenz erhöhen. Ich würde dann eher die Frequenz erhöhen. ;-) Lurchi schrieb: > Ich würde den Schaltregler Teil zur Sicherheit noch einmal in der > Simulation laufen lassen. Ich habe die Schaltung mal in LTSpice gezeichnet aber bekomme sie einfach nicht zum laufen. LTSpice ist nur am rechnen. Als TL494 Modell habe ich dieses genommen: Beitrag "Re: LTSpice Model TL494 PWM-Controller" Lurchi schrieb: > Auch um zu sehen ob die Kompensation hinkommt. Die Kompensation erfolgt über einen Kondensator parallel zu R5? https://www.mikrocontroller.net/attachment/295261/Schaltplan_02-06-16.pdf analog66 schrieb: > Für den max. Strom (+Sicherheit & ca. 99% Tastverhältnist 3A pp / 2 + 2A > +x = 5A) sollten alle Komponenten ausgelegt sein. Ok, statt der 2,5A Spule sollte es also eher eine 5A Spule sein. Die Kondensatoren müssen dann auch für 5A Ripplestrom ausgelegt werden?
Die Induktivität sollte schon für mehr als den mittleren Strom ausgelegt sein, denn der Strom fließt nicht konstant. In den Spitzen kann man schon mal auf den 1,5 fachen, oft auch 2 fachen Strom kommen, vor allem wenn die Induktivität vom Wert her eher klein ist. Der bei den Spulen angegebene Strom ist i.A. der Sättigungsstrom. Das ist der Spitzenstrom den man nicht überschreiten sollte, vor allem nicht, wenn der Regler keine Begrenzung des Spitzenstromes hat. Für geplante 2 A am Ausgang sollte die Spule also schon für mindestens 3 A besser 4 oder 5 A ausgelegt sein. Der bei den Kondensatoren angegeben Rippelstrom ist der Effektivwert. Der Ungünstigste Fall ist etwa 50% Tastverhältnis. Da ist der Wechselstrom dann aber immer noch eher kleiner als der DC Strom. Den größeren Rippel hat man auf der Eingangsseite, vor dem Regler. Auch da muss / sollte man auf den Rippelstrom achten. Der ggf. größere Ladeelko am Gleichrichter hilft da nur begrenzt und es kommt ggf. noch 100 Hz Rippel dazu. Für die Simulation würde ich erst einmal nur den SMPS Teil simulieren, mit klassischer Spannungsregelung. Das Feedback auf die Differenzspannung am Transistor ist dann erst der 2. Schritt. Da fällt mir jetzt gerade kein ganz einfache Version ein. Komplizierter als eine konstante Spannung an der Basis, und dann 1 Transistor als Emitterfolger sollte aber nicht nötig sein. So ähnlich kann man auch den Linearregler separat optimieren, ohne den Vorregler.
Hallo Luca, da kann ich mich nur Lurchi anschließen. Thermisch ist das Überschreiten der Spitzen-Strom's nicht so tragisch auch wenn die Verlustleistung R_L x I x I ist. Anders sieht das mit der Sättigung aus. Ist die Energie der Spule im Luftspalt gespeichert, statt im Ferrit (was in die Sättigung gehen kann) ist das auch nicht so schlimm. Daher habe ich eine Reichelt-Spule mit Luftspalt vorgeschlagen. Ich hoffe Deine Ringkernspule ist keine Entsörspule, welche ungeeignet ist. Ansonsten, kann bei Deiner Schaltung nicht wirklich viel passieren. Gesetzt der Fall, Sättigung tritt ein, dann verhält sich die Induktivität so als ob sie ihre Induktivität verlieren würde. Also Stromanstieg wird ab einen best. Strom-Wert höher. Mit der Konsequenz der Ausgangselko hinter der Spule wird schneller aufgeladen (evtl. zu viel). Beschriebene Gegenmaßnahme -> Strombegrenzung (1n aus Skizze vom 31.05.16 unbestückt lassen und erst mal gucken). Evtl. Regeleigenschaften des Schaltreglers verlangsamen um bei Lastwechsel die PWM nicht zu stark "auf zu reißen". Das hat aber neg. Konsequenzen auf Deine Analogregelung, die dann nicht schnell genug genügend Spannung bekommt. Beispiel: 5V 3A war eingestellt und es herrschte Kurzschluss am Ausgang. Nun wird der Kurzschluss aufgehoben und der Spannungsabfall über Q3 bricht zusammen, da Q3 plötzlich 5,6V an der Basis hat. Der Schaltregler muss nun möglichst schnell Q3 die nötige Spannung liefern und C1 aufladen. Sollte da kurzzeitig die PWM auf nahe 100% gehen, kann kurzfristig schnell mal mehr als der doppelte Strom fließen. Kannst ja abschätzen über z.B. 5V + 6V über Q3 - 36V = 25V an L1 20µsec lang I = 25V x 20µs / 100µH = 5A Also, da Dein SNT kein 100mV Ripple haben muß, ist es kein Problem C1 stark zu verkleinern und L1 ebenso zu verkleinern zugunsten der Stromtragfähigkeit und Baugröße. Zur Not einfach zwei Spulen parallel schalten. Im Schlimmsten Fall gibt es einen "hörbaren, tickenden" Betrieb, der sowieso im Teillast-Betrieb auftritt. Also, erstes Einschalten schafft zu viel Energie in C1 sodass folgende Schwingungen des 50kHz Oszillators vom SNT ignoriert werden, bis die Spannung an C1 bzw. Q3 wieder genügend gefallen ist. Ansonsten habe ich noch Lektüre bei Linear Technology gefunden... Siehe AN73 - LT1339
Auch bei einer Spule mit Luftspalt kann es zur Sättigung kommen. Bei der Form des Reglers, ohne schnelle Strombegrenzung (so wie etwa beim 34063), ist die Sättigung auch ein Problem, denn der Strom steigt dann sehr viel schneller und kann zu hoch werden, so dass die Belastung für den FET und die Elkos deutlich ansteigt, ggf. bis zum Rauchzeichen. Auch bei den Spulen mit Luftspalt ist der Kern schon noch wesentlich für die Induktivität.
Ja, hast ja Recht - auch eine Spule mit Luftspalt bekommt man in die Sättigung - wirkt sich aus als ob der Luftspalt sich vergrößert. Was ich damit sagen wollte ist, dass der Knick B = f(H) sanfter ist und damit sich das bei zu viel Strom gutmütiger zeigt. Und ist natürlich auch wieder nicht allgemein gültig, sondern bezog sich auf dieses Beispiel. Also Entschuldigung, dass ich so ungenau war ;-) Ansonsten ist das recht akademisch, da selbst wenn man die Spule durch ein Stück Draht ersetzt die 220µF am Ausgang des SNT nicht reichen den FET zu töten. Und dass das SNT noch eine Strommessung bekommt, war glaube ich schon beschlossen (Lurchis Argument, wenn Analog Endstufe gehimmelt wird).
Hallo nochmal, Neue Bauteile sind bestellt, ich melde mich sobald es neues gibt...
Hier nochmal eine Rückmeldung von mir. Ich habe nun alle 5 Platinen fertig bestückt und getestet. Das Labornetzteil funktioniert nun sehr gut. Anbei die Messergebnisse. DS0005.bmp zeigt die Störungen im CC-Betrieb bei vollen 2A. Im CV-Betrieb sind keine Störungen messbar. DS0006.bmp zeigt die Spannung beim Lastwechsel 0A->2A. DS0007.bmp zeigt die Spannung beim Lastwechsel 2A->0A. Die Dropoutspannung beträgt nur noch 3V. Alle Hilfsspannungen sind als zusätzliche Wicklungen auf den Ringkerntrafo aufgebracht. Nochmals Danke an alle für die Hilfe!
Der Lastwechsel scheint bis in der Strombegrenzung zu gehen. Interessant ist aber auch der Lastwechsel ohne dass die Strombegrenzung anspricht. Also etwa 10 mA -> 1 A und zurück. Wenn man es der Regelung schwer machen will, dann noch mit zusätzlicher Kapazität von etwa 2000µF mit eher kleinem ESR.
Lurchi schrieb: > Interessant > ist aber auch der Lastwechsel ohne dass die Strombegrenzung anspricht. > Also etwa 10 mA -> 1 A und zurück. Die Spannung ändert sich nicht und es gibt keine Stromüberschwinger. Die lange Anstiegszeit liegt eher an meiner elektronischen Last als an der Regelung. Lurchi schrieb: > Wenn man es der Regelung schwer > machen will, dann noch mit zusätzlicher Kapazität von etwa 2000µF mit > eher kleinem ESR. Auch mit 1800µF (LowESR) ändert sich nicht viel. Blau ist jeweils die Spannung am 100mΩ Shunt. Gelb ist die Ausgangsspannung.
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Soweit man es an den Bildern sehen kann, sehen die Lastwechsel nicht schlecht aus. Für ein gutes Netzteil ist aber auch nicht zu erwarten, dass man bei 10 V und 500 µs Skalierung was an der Spannung sieht. Zu erwarten wäre eine Störung so irgendwo in der Größenordnung 50-500 mV für eine Zeit von vielleicht 10-100 µs bzw. 1 ms (mit extra Kapazität). Durch den langsamen Lastwechsel kann es aber auch noch weniger werden (vor allem ohne den Kondensator). P.S. Graphiken wie die Bilder von Scope besser in .PNG of GIF Datenformat. Dann dürfen die Bilder auch etwas größer werden. .BMP ist wegen der relativ großen Files nicht so beliebt.
Lurchi schrieb: > Zu > erwarten wäre eine Störung so irgendwo in der Größenordnung 50-500 mV > für eine Zeit von vielleicht 10-100 µs bzw. 1 ms (mit extra Kapazität). Selbe Messung wie oben, nur diesmal mit Massefeder direkt über dem Ausgangskondensator. Gemessen wird die Ausgangsspannung. Lurchi schrieb: > P.S. Graphiken wie die Bilder von Scope besser in .PNG of GIF > Datenformat. Dann dürfen die Bilder auch etwas größer werden. .BMP ist > wegen der relativ großen Files nicht so beliebt. Das Oszi spuckt leider nur die geringe Auflösung aus. 15kB finde ich jetzt aber auch nicht wirklich viel.
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Jetzt sieht man die zu erwartende Form. Die Ausregelung scheint wirklich gut zu sein, wenn der Tastkopf bei der Skala schon berücksichtigt ist. Auch wenn da noch der Faktor 10 dazu kommt, ist es noch OK. Ohne extra Kapazität ist da noch etwas Rippel zu erkennen.
Kann man davon auch noch den finalen Schaltplan bekommen - ggf. auch mit BOM? Das wäre cool!
Lurchi schrieb: > Die Ausregelung scheint wirklich > gut zu sein, wenn der Tastkopf bei der Skala schon berücksichtigt ist. Der Tastkopf ist bereits berücksichtigt. Pfupp schrieb: > Kann man davon auch noch den finalen Schaltplan bekommen - ggf. auch mit > BOM? Gerne. Das ZIP im Anhang enthält die Schaltpläne und Layouts der 4 Platinen im Eagle-Format, die Firmware des Tiny26 und die BOMs im PDF-Format.
Luca E. schrieb: > Lurchi schrieb: >> Die Ausregelung scheint wirklich >> gut zu sein, wenn der Tastkopf bei der Skala schon berücksichtigt ist. > > Der Tastkopf ist bereits berücksichtigt. > > Pfupp schrieb: >> Kann man davon auch noch den finalen Schaltplan bekommen - ggf. auch mit >> BOM? > > Gerne. Das ZIP im Anhang enthält die Schaltpläne und Layouts der 4 > Platinen im Eagle-Format, die Firmware des Tiny26 und die BOMs im > PDF-Format. Da hast du noch soo viele ADCs frei und nutzt sie nicht…ich habe bei mir auch die Potis von den ADCs genutzt und die Sollwerte mittels PWM vorgeben lassen, dadurch kann ich nun auch mein Netzteil via serieller Schnittstelle steuern ;)
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Hallo nochmal, ich habe jetzt mal einen Belastungstest bei 2A (Strombegrenzung aktiv) gemacht, um die Temperaturen der Bauteile zu prüfen. L301 wird nach kurzer Zeit extrem heiß (~70°C). Die Verlustleistung des Drahtes liegt ja bei unter einem halben Watt. Interessanterweise wird der Kern heiß. Zudem ist im CC-Modus ein Rauschen, ausgehend von der Spule) zu hören (etwa 16kHz). Ist die Spule in der Sättigung? Datenblatt: http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/B400/TLC5A.pdf IC101 wird auch etwa 70°C heiß. Er könnte also auch einen kleinen Kühlkörper vertragen. Ebenso der Mosfet T302. Er hat bereits ein kleines Kühlblech und wird etwa 50°C warm. Alle Temperaturen nach 15min Belastung gemessen.
Hallo Luca, bin schon im Bett ;-) L301 sieht nach Entstördrossel aus. Die ist dafür nicht geeignet. Bei einer selbst gewickelten Spule wird es besser. Da Reichelt keine blauen Kerne ab 500kHz hat, wäre das Nächste ein roter Kern z.B. T106-2 mit 27 mm Außendurchmesser. N = 100 x SQR(47μ/135μH) = 60 Wdg. Um den Skineffekt zu reduzieren würde ich auch nicht 1mm Drahtquerschnitt nehmen -> F = D x D x Pi / 4 = ,8 mm^2 = 8A, sondern mehrere Litzen parallel nehmen. Z.B. 3x 0,6 mm. Ob das dann alles noch auf den Kern passt, würde ich bei der Arbeit vorher ausrechnen. IC 101 hat mind. 30V x SQR(2) = 42V am Eingang und 28V am Ausgang. Die Differenz muss verbraten werden... T302 wird primär warm wenn der Strom durch L301 am höchsten ist und dann der Fet zu langsam abgeschaltet wird (RDS on vernachlässigt, Umladen der Gate-Kapazität vernachlässigt). Sollte der Vorgang zu langsam sein, ist die Frage wodurch. Z.B. Spannungteiler R301, R302 zu hochohmig oder R303 zu hochohmig. Kannst ja mal den Spannungsverlauf über R301 posten... nun Schlafe ich aber erst einmal ,-)
analog66 schrieb: > L301 sieht nach Entstördrossel aus. Die ist dafür nicht geeignet. Ja, jetzt sehe ich auch das "Toroid Line Chokes" im Datenblatt... analog66 schrieb: > wäre das Nächste ein roter > Kern z.B. T106-2 mit 27 mm Außendurchmesser. N = 100 x SQR(47μ/135μH) = > 60 Wdg. Das ist natürlich ganz schön viel Arbeit... Da hänge ich mich lieber an die Digikey Sammelbestellung dran. Wie wäre es mit dieser Spule? http://www.digikey.de/product-detail/de/bourns-inc/2209-V-RC/M8871-ND/775410 http://www.bourns.com/docs/Product-Datasheets/2200_series.pdf Als "Special Feature" ist DC/DC-Converters angegeben. analog66 schrieb: > Kannst ja mal den Spannungsverlauf über R301 posten... Liefere ich später nach.
Anbei die Messergebnisse. R302 habe ich auf 6.8k herabgesetzt. Das Gate des Mosfets wird auf etwa 29V gezogen. Das entspricht einer Gate-Source-Spannung von 15V. R301-R302.png zeigt die Spannung an der Basis von T301 und T302. Wie das Bild Drain-T302.png zeigt, scheint der Mosfet ca. 35µs je Periode im linearen Bereich zu hängen, oder wo kommt dieser treppenförmige Spannungsverlauf her? Edit: Bilder vergessen, "Mosfet-Gate.png" doppelt.
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Der Treppenförmige Verlauf mit 3 Stufen kommt vom Miller Effekt: die Sinkende Drain-Source Spannung beim Einschalten verursacht über die Drain-Gate Kapazität einen Strom, der der Ansteuerung entgegenwirkt. Da sollte eine niederohmigere Ansteuerung (R301 auch noch kleiner machen) ein schnelleres Schalten erlauben. Auch ein kleinerer MOSFET hilf. Der Effekt ist bei der Gate Spannung so gerade so zu erkennen, aber für deutlich weniger als 30 µs, eher so 1 µs, also nicht unbedingt zu lang. Die Spannung vom Drain zeigt dagegen einen anderen Effekt: Der Strom durch die Drossel geht nach etwa 25 µs bis auf 0 zurück. Die 3 Phasen sind da also 1) FET an (ca. 40 V), 2) FET aus (ca. -0,5 V von der Diode) und 3) FET aus und Strom durch die Drossel auf 0 (Spannung ca. 7 V, wie am Ausgang). Das ist eigentlich ein recht normales Verhalten für einen Buck Wandler mit geringer Last und kleiner Spannung.
Lurchi schrieb: > Das ist eigentlich ein recht normales Verhalten für einen Buck Wandler > mit geringer Last und kleiner Spannung. Gut. Ich habe jetzt mal die 47µH Spule durch die 100µH Spule ersetzt. Jetzt sieht es schon besser aus. Der Mosfet wird jetzt nur noch etwa 40°C warm. Ebenso der Spulenkern. DS0016.png ist die Spannung am Drain unter Volllast, DS0017.png die Spannung am Gate.
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