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Forum: Platinen Ethernet Differential Pairs in eagle


Autor: Joachim J. (felidae)
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Ich entwerfe Grade eine Schaltung mit einen "KSZ9031RNXCA" Gigabit 
Ethernet Controller. Das ist meine erste Schaltung dieser Art. Ich habe 
eine Vorlageschaltung (kein Layout) die ich kopiere kann. Für die 
Datenleitungen welche vom Controller zum RJ45(mit Filterschaltung) gehen 
muss ich Giga Ethernet Differential Pair Leiterbahnen mit einer Impedanz 
von 100ohm realisieren.

Ich habe das erste mal in meinem Leben mit so was zu tun und bin im 
Moment etwas überfordert. Ich habe es jetzt soweit verstanden:

Der Wellewiderstand muss auf einen bestürmten Wert gebracht werden, 
damit es nicht zu Reflexionen kommt.

Die Leitungen sollten so kurz wie möglich sein.

Das Differential Pair muss exakt gleich lag sein, damit die 
Signallaufzeit identisch ist.

Die Impedanz wird mit der Leiterbahn breite eingestellt.

für die Berechnung werden folgende Daten benötigt:

H: Abstand zum nächsten Layer(GND) = 380um
s: Abstand zwischen den Leiterbannen >= 200um  (Design Rules)
w: Leiterbahnbreite = gesucht >= 200um(Design Rules)
T: Material Dicke = 35um Kupfer
Er: Material Konstante = ?

Ich möchte die Platine bei PCB Pool fertigen lasen. Ich habe daher die 
Genauen Platinen Aufbau angefragt.

Ich bin jetzt an einer Stelle an der ich nicht so recht weiß wie es 
weiter geht.

Welches Er brauche ich, das vom Trägermaterial(Type 2125) oder das vom 
Kupfer?
Wie berechne ich die Breite der Leiterbahn?
Was muss ich noch alles beachten?

ps. ich arbeite mit eagle

: Bearbeitet durch User
Autor: Jonas B. (jibi)
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Wichtig ist das deine Lagen nicht so hoch sind (2 Layer und 1,6mm geht 
nicht), ansonsten bekommst du die 100 Ohm nur mit extrem breiten 
Leiterbahnen zu Stande.
Es gibt einige tools die berechnen für dich die breiten der 
Leiterbahnen...

Gruß Jonas

Autor: Tr (Gast)
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Berechne die Geometrie mit dem Saturn PCB Toolkit.
Dann nennst du die Signale so dass Eagle ein Diffpair erkennt. Als 
letztes legst du eine Netzklasse mit der berechneten Geometrie und 
Abständen an.
Die längen der Paare zueinander musst du selbst prüfen, Eagle beachtet 
leider nur jeweils ein Paar.

Autor: Achim S. (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> Welches Er brauche ich, das vom Trägermaterial(Type 2125) oder das vom
> Kupfer?

das vom Trägermaterial.

Joachim J. schrieb:
> Wie berechne ich die Breite der Leiterbahn?

so dass die differentielle Impedanz 100 Ohm trifft und die single ended 
Impedanz in einem vernünftigen Bereich liegt. Hier ein Link zu einem 
Impedance-Rechner und oben ein Beispiel für eine mögliche 
Leitergeometrie:
http://www.mantaro.com/resources/impedance-calcula...

Joachim J. schrieb:
> Ich habe daher die
> Genauen Platinen Aufbau angefragt.

das sind imho nur typische Daten, PCB-Pool garantiert dir normalerweise 
keinen bestimmten Leiterplattenaufbau (und damit auch keine Impedanzen)

Autor: Joachim J. (felidae)
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ich habe eine "relative dielectric constant" von 4,6 für das 
Basismaterial FR4 gefunden. ist das korrekt?

Autor: Joachim J. (felidae)
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Tr schrieb:
> Berechne die Geometrie mit dem Saturn PCB Toolkit.

das Programm hilft mir schon mal sehr. ich muss damit erst mal ein wenig 
rumspielen.

> Die längen der Paare zueinander musst du selbst prüfen, Eagle beachtet
> leider nur jeweils ein Paar.


müssen alles Paare gleich lang sein? wenn ja wie groß sind da die 
Toleranzen? ich habe 4 Paare mit den Längen 9,21 9,14 9,32 9,69 mm.
ist das ok oder muss ich da noch nachbessern?

Autor: mh (Gast)
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google mal nach "differential stripline impedance calculator". Da wirst 
Du ein paar finden. Aber ich kann Dir schon vorher sagen, dass Du 
höchstwahrscheinlich von verschiedenen Tools verschiedene Ergebnisse 
bekommen wirst.
Das epsilonR kann zwischen verschiedenen Basismaterial-Herstellern und 
Produkten sehr unterschiedlich sein. Beim Pooling kannst Du 
normalerweise nicht sicher sein, welches Material und Lagenaufbau Du 
bekommst.
Aber auch wenn Du nicht ganz genau die 100R Impedanz triffst, dürfte das 
nicht soo schlimm sein. Du solltest aber Impedanzsprünge vermeiden.

Der KSZ9031RNXCA ist übrigens kein Controller, sondern ein PHY (Physical 
Layer Transceiver), also quasi nur ein etwas intelligenterer 
Leitungstreiber.
Vom PHY Richtung Kabel sind die Signale meiner Meinung nach nicht so 
wahnsinnig empfindlich. Da hängen u.U. bis zu 100m 
gebogenes/aufgewickeltes/geknicktes Kabel dran, in dem die Leiter nicht 
unbedingt immer genau richtig liegen und trotzdem kommt am anderen Ende 
noch was an.

Etwas empfindlicher dürften da die RGMII-Leitungen (also zwischen i.MX6 
und PHY) sein.


Ich war grad kurz irritiert, du hast einen Schaltplan eines i.MX6-Boards 
und einen Lagenaufbau für eine 4-lagige Platine angehängt. Ich habe erst 
später gesehen, dass das eine Platine für ein i.MX6 Aufsteckboard ist.
Falls Du aber doch vorhast ein komplettes eigenes Board mit i.MX6 zu 
machen, wird Gigabit Ethernet Dein kleinstes Problem...

Was den i.MX6 und das drumherum angeht, empfehle ich Die die NXP i.MX 
Community als Forum. Da wirst Du wahrscheinlich deutlich mehr Hilfe 
bekommen als hier.

Autor: Joachim J. (felidae)
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mh schrieb:


> Ich war grad kurz irritiert, du hast einen Schaltplan eines i.MX6-Boards
> und einen Lagenaufbau für eine 4-lagige Platine angehängt. Ich habe erst
> später gesehen, dass das eine Platine für ein i.MX6 Aufsteckboard ist.

ja richtig ich verwende ein fertiges i.MX6 Board

http://www.variscite.com/products/system-on-module...

Ich habe mit diesem Board schon Schaltungen aufgebaut doch immer ohne 
Ethernet. Es gibt ein Evaluation Board welches man als Grundlage für 
eigene Designs nutzen soll.

http://www.variscite.com/products/single-board-com...

> Falls Du aber doch vorhast ein komplettes eigenes Board mit i.MX6 zu
> machen, wird Gigabit Ethernet Dein kleinstes Problem...

nein habe ich nicht vor.

Autor: Joachim J. (felidae)
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hier meine erste Berechnung mit dem Saturn PCB Toolkit.

Autor: Achim S. (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> hier meine erste Berechnung mit dem Saturn PCB Toolkit.

nicht schlecht, aber es entspricht nicht den von dir zuvor genannten 
Design rules :-)

Joachim J. schrieb:
> s: Abstand zwischen den Leiterbannen >= 200um  (Design Rules)

Autor: Joachim J. (felidae)
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Achim S. schrieb:
> Joachim J. schrieb:
>> hier meine erste Berechnung mit dem Saturn PCB Toolkit.
>
> nicht schlecht, aber es entspricht nicht den von dir zuvor genannten
> Design rules :-)
>
> Joachim J. schrieb:
>> s: Abstand zwischen den Leiterbannen >= 200um  (Design Rules)

Richtig da habe ich mich geirrt. Ich war mir sicher es sind 0.2mm 
minimale Leiterbahn Breite/Abstand aber es sind sogar nur 0.15mm und mit 
Aufpreis sind auch 0,125 möglich.

Autor: Georg (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> s: Abstand zwischen den Leiterbannen >= 200um  (Design Rules)

Das ist ein Missverständnis. Bei impedanzkontrollierten Diff-Pairs geht 
es nicht um einen Mindestabstand, sondern um den exakten (!) Abstand 
zwischen den beiden Leiterbahnen. Der muss über die gesamte verlegte 
Strecke gleich bleiben, so wie er in die Berechnung eingegangen ist, 
siehe Bild.

Georg

Autor: Joachim J. (felidae)
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Georg schrieb:
> Joachim J. schrieb:
>> s: Abstand zwischen den Leiterbannen >= 200um  (Design Rules)
>
> Das ist ein Missverständnis. Bei impedanzkontrollierten Diff-Pairs geht
> es nicht um einen Mindestabstand, sondern um den exakten (!) Abstand
> zwischen den beiden Leiterbahnen. Der muss über die gesamte verlegte
> Strecke gleich bleiben, so wie er in die Berechnung eingegangen ist,
> siehe Bild.
>
> Georg

ja, das habe ich auch so umgesetzt. siehe Bild.

Aber die Länge spielt beim wellen Widerstand keine direkte rolle. 
wichtig ist nur das hier keine unterschiedlichen Längen auftreten, weil 
dann unterschiedliche Signal Laufzeiten entstehen und die Daten 
zeitversetzt ankommen.

: Bearbeitet durch User
Autor: Axel R. (Gast)
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Ich glaube, da hätte ich nicht groß rumgerechnet, sondern mir das auf 
einer anderen Karte grob angesehen und das - aus dem Bauch heraus - 
genauso geroutet, wie oben dargestellt. So ein Zufall. Geht ja eh kaum 
anders zu machen, hehe...

StromTuner

Autor: Joachim J. (felidae)
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Ich habe jetzt auch die Leitungen für den RGMII2 verlegt. siehe 
Schaltung.

Alle Leitungen sind gleich lang. 38,66mm

Ich habe fast überall einen Abstand von min 0.257 zwischen den einzelnen 
Leitungen. Nur die Pads sind näher bei einander

Für die Vias habe ich den kleinst möglichen Bohrdurchmesser genommen der 
möglich ist. 0.2mm

ist das so ok?

Autor: HildeK (Gast)
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Georg schrieb:
> siehe Bild.

Bei deinem Bild sollten aber die Abstände von den Leiterbahnen zu den 
Masseflächen deutlich größer sein: > 3*d (d = Abstand der diff.Pairs).

Autor: Georg (Gast)
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HildeK schrieb:
> Bei deinem Bild sollten aber die Abstände von den Leiterbahnen zu den
> Masseflächen deutlich größer sein: > 3*d (d = Abstand der diff.Pairs).

Weshalb? Abgesehen davon, dass dann natürlich die Impedanz nicht mehr 
stimmt, war schwierig genug bei einer 1,6 mm Leiterplatte.

Georg

Autor: HildeK (Gast)
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Georg schrieb:
> Weshalb? Abgesehen davon, dass dann natürlich die Impedanz nicht mehr
> stimmt, war schwierig genug bei einer 1,6 mm Leiterplatte.

Ich meinte den seitlichen Abstand auf der selben Lage. Die Masse stört 
das differentielle Verhalten. Du willst ja eine differentielle Leitung 
und keine zwei Einzelleitungen.

Autor: Christian B. (luckyfu)
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Bist du dir sicher, daß die Bedrahtung der RJ45 Buchse stimmt?
Ich habe davon schon einige verdrahtet und alle hatten innen eine 
Kreuzung der Paare (Diese sind 1,2; 3,6 fürs TX/RX Paar 1 und 2,4; 7,8 
fürs RX/TX Paar 2. Damit hast du eine Kreuzung bei 3+6 und 4+5. Wundert 
mich, daß es bei dir nicht so ist...

Im Beispiel von Georg sieht man das übrigens auch

: Bearbeitet durch User
Autor: Marcus H. (Firma: www.harerod.de) (lungfish) Benutzerseite
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Christian B. schrieb:
> Bist du dir sicher, daß die Bedrahtung der RJ45 Buchse stimmt?
> Ich habe davon schon einige verdrahtet und alle hatten innen eine
> Kreuzung der Paare (Diese sind 1,2; 3,6 fürs TX/RX Paar 1 und 2,4; 7,8
> fürs RX/TX Paar 2. Damit hast du eine Kreuzung bei 3+6 und 4+5. Wundert
> mich, daß es bei dir nicht so ist...
>
> Im Beispiel von Georg sieht man das übrigens auch

Schaumer mal was Joachim dazu sagt.

Die Kreuzung wird auch in den 7500 Layout Guidelines erwähnt.
Ich hatte mich beim Mitlesen über das Fehlen gewundert, aber erstmal 
nichts gesagt, weil ich noch keine Erfahrung mit GbE habe.

Autor: Georg (Gast)
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HildeK schrieb:
> Die Masse stört
> das differentielle Verhalten.

Das ist ein völliges Unverständnis der Hispeedtechnik. Die seitliche 
GND-Flächen sind SELBSTVERSTÄNDLICH Bestandteil der Transmission Lines, 
ohne die wäre die Impedanz eine ganz andere, und die Leiterbahnbreiten 
wären eher unpraktisch. Du solltest mal ein Buch oder Tutorial zu den 
verschiedenen Ausführungen von Transmission Lines zu Rate ziehen.

HildeK schrieb:
> Du willst ja eine differentielle Leitung
> und keine zwei Einzelleitungen.

Manno o Mann (oder Frau o Frau), das ist ja nun ein völlig sinnloses 
Gefasel. Natürlich ist jede der Signalleitungen sowohl eine 
Einzelleitung mit einer bestimmten single ended impedance als auch ein 
Teil der Differential Line mit einer bestimmten differential mode 
impedance, das ist physikalisch untrennbar verbunden. Und stell dir vor, 
die kann man sogar beide BERECHNEN! Was ich natürlich auch bei jedem 
Layout mache.

Georg

Autor: Marcus H. (Firma: www.harerod.de) (lungfish) Benutzerseite
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Georg, wir designen hier ein Interface nach SMSC LAN750 Layout 
Guidelines.
Die liegen im Eingangspost für Dich zur Lektüre bereit.

Die dort gezeigten DiffPairs/TLines basieren auf einer 
Referenzmassenlage und freigestellen Leitungen.

Und nun schick der HildeK bitte einen Strauß Blumen, dann gibt sie Dir 
vielleicht ein Autogramm in Dein "Handbook Of Black Magic".

Autor: Achim S. (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> Ich habe jetzt auch die Leitungen für den RGMII2 verlegt. siehe
> Schaltung.
...
> ist das so ok?

Wenn du für die RMII2 Leitungen auch eine definierte Impedanz von 100 
Ohm haben wolltest, ist das leider nicht ok.

Du hast eine 4-Lagenplatine mit Signalen auf Top und Bottom und den 
zugehörigen Bezugslagen auf Layer 2 und Layer 3. Die Impedanz ergibt 
sich aus der Leiterbahngeometrie relativ zur Bezugslage (also Breite auf 
Top Abstand zu Layer 2, bzw. auf der Breite auf Bottom und dem Abstand 
zu Layer 3).

Wenn die Leitung nur auf Top wäre und darunter eine nicht unterbrochene 
Masselage, dann würde bei einem Pegelwechsel ein Strom auf der Leitung 
deiner Toplage fließen, und direkt darunter in der Bezugslage (Layer 2) 
würde der identische Strom mit umgekehrten Vorzeichen fließen (oder 
anders ausgedrückt: der Return-Current nimmt in der Bezugslage genau dem 
selben Weg, den der Signalstrom in der Leitung auf der Toplage nimmt, 
nur in die andere Richtung). Weil Signallage und Bezugslage überall den 
gleichen Abstand zueinander haben bekommst du einen Wellenleiter, und 
nicht eine mehr oder weniger große Leiterschleife, die sich als 
Serieninduktivität bemerkbar mach.

So würde es also funktionieren, wenn deine Signale nur auf Top wären und 
die zugehörige Bezugslage (Layer 2) eine nicht unterbrochene 
Bezugsfläche (z.B. Masse) hätte.

Hat sie in deiner Leitung aber nicht: du wechselst mit dem Signal von 
Top auf Bottom, der zugehörige Return-Current kann aber nicht an der 
selben Stelle von Layer 2 auf Layer 3 wechseln. Er muss sich stattdessen 
einen Weg suchen, bei dem Layer 2 und Layer 3 HF-mäßig miteinander 
verbunden sind.

Wenn Layer 2 und Layer 3 bei dir beide für Masse verwendet werden, 
könntest du direkt neben den Signal-vias auch Masse-vias setzen, damit 
der Return-current ebenso die Lage wechseln kann wie der Signal-current.

Wenn Layer 2 bei dir z.B. Masse ist und Layer 3 eine Versorgung dann 
kannst du zur Not den Wellenleiter halbwegs retten, indem du nahe der 
Signal-vias auch vias nach Layer 2 und Layer 3 setzt direkt dort kleine 
Keramikkondensatoren zwischen Masste und Versorgung platzierst, die für 
die HF-Anteile des Return-currents beide Layer kurschließen.

Unabhängig vom Lagenwechsel musst du noch darauf achten, dass die 
Freistellungen der vias deine Bezugsflächen nicht vollständig 
unterbrechen. Sonst muss der Return-current eine fette Schleife um alle 
vias herum machen. (Was an dieser Stelle diverse nH an Induktivität in 
deinen Wellenleiter einfügt und was zu einer induktiven Kopplung 
zwischen deinen Signalen führt, weil der Strom aller Signale den selben 
Umweg machen muss). Siehe dazu auch Fig. 6 in
http://www.ti.com/lit/an/scaa082/scaa082.pdf

So wie es derzeit im Layout ist, haben deine RGMII-Leitungen keine 100 
Ohm Impedanz bzw. bilden überhaubt keinen Wellenleiter mit definierter 
Impedanz, weil der Returncurrent nicht in der jeweiligen Bezugslage 
weiterfließen kann sondern über riesige, undefinierte Schleifen fließen 
muss, um den Lagenwechsel deines Signal mitzumachen.

Autor: Georg (Gast)
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Marcus H. schrieb:
> Die dort gezeigten DiffPairs/TLines basieren auf einer
> Referenzmassenlage und freigestellen Leitungen.

Was heisst freigestellt?

Egal, anbei der Abschnitt aus Brian C. Wadell - Transmission Line Design 
Handbook über die von mir im vorgezeigten Fall gewählte Konfiguration. 
Da gibt es keine minimale Beschränkung des Parameters d, im Gegenteil, 
nur eine maximale (Am Ende der Formeln). Wobei das sonst immer noch eine 
Transmission Line ist, bloss eben kein Coplanar Waveguide mehr.

Die Empfehlung eines grösseren Abstands der seitlichen GND-Flächen gilt, 
wenn man zu faul ist, deren Einfluss auf die Impedanz mitzuberechnen, 
kann man machen, muss man aber nicht. Und für die gezeigte Leiterplatte 
war dieser Einfluss gerade beabsichtigt, sonst wären die Leiterbahnen 
noch breiter geworden als sowieso schon.

HildeK schrieb:
> Die Masse stört
> das differentielle Verhalten. Du willst ja eine differentielle Leitung
> und keine zwei Einzelleitungen.

Aha, Masse stört - dann sind also alle Ethernet-Kabel mit geschirmten 
Paaren und 95% aller Hispeed-Leiterplatten mit GND-Planes falsch 
konstruiert. Wenn du das so siehst, deine Sache, meine Leiterplatten 
müssen funktionieren und dem Kunden gefallen, nicht dir.

Achim S. schrieb:
> du wechselst mit dem Signal von
> Top auf Bottom, der zugehörige Return-Current kann aber nicht an der
> selben Stelle von Layer 2 auf Layer 3 wechseln

Nach dem Bild ist es schlimmer, die dunkelroten Leiterbahnen verlaufen 
über einer GND-Fläche, die hellroten aber nicht, zumindest ist keine 
abgebildet. Sie können also nicht die gleiche Impedanz haben. Das mit 
dem Returncurrent kann man natürlich berichtigen, die übliche Empfehlung 
lautet 3..6 GND-Vias um das Signal-Via herum. Es ist ja Platz vorhanden.

Georg

Autor: Joachim J. (felidae)
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Christian B. schrieb:
> Bist du dir sicher, daß die Bedrahtung der RJ45 Buchse stimmt?
> Ich habe davon schon einige verdrahtet und alle hatten innen eine
> Kreuzung der Paare (Diese sind 1,2; 3,6 fürs TX/RX Paar 1 und 2,4; 7,8
> fürs RX/TX Paar 2. Damit hast du eine Kreuzung bei 3+6 und 4+5. Wundert
> mich, daß es bei dir nicht so ist...
>
> Im Beispiel von Georg sieht man das übrigens auch

ja die stimmt in der RJ45 Buchse ist die Kreuzung enthalten. siehe 
Datenblatt

Autor: Christian B. (luckyfu)
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Joachim J. schrieb:
> ja die stimmt in der RJ45 Buchse ist die Kreuzung enthalten. siehe
> Datenblatt

ok, wieder was gelernt :) Allerdings wirds da mit der Secound source 
schwierig.

Aber so ist das halt bei den Amerikanern, man kann nur unterstellen, daß 
die sich damals, als sie das erfanden, was dabei gedacht haben, die 
Pindrehung so zu machen. Im Stecker ist das Kabel ja genauso 
verwurstelt. Man bringt somit 2 vollkommen unnötige Impedanzstörungen 
ein.

Autor: Joachim J. (felidae)
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Ich habe nachgebessert. Im Bereich des PHY laufen die Leitungen auf Top 
und auf Lage 2 ist eine unterbrechungsfreie Massenfläche. An der stelle 
wo ich von Top nach Bot wechseln muss habe ich zusätzlich auf Lage 3 
einen unterbrechungsfreie Massenfläche angelegt und diese mit Vias 
miteinander verbunden. Ich habe Masse Vias Direkt an den Pins und nahe 
bei den Signal Vias platziert.

Ist es jetzt besser?

Super Tipps die ich von euch bekommen habe. weiter so!

Autor: Achim S. (Gast)
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ich habe mal versucht zu skizzieren, welchen Weg der Return-Current 
einer Signalleitung imho ungefähr nehmen muss (im schwarz auf Layer 3, 
in blau auf Layer 2). Das ist immer noch nicht ideal, und das gibt dir 
immer noch eine induktive Kopplung der Signalleitungen (weil die 
Return-currents mehrerer Signalleitungen die selbe Leiterschleife 
umschließen und die selbe parasitäre Via-Kapazität durchfließen).

Besser wäre wenn du:

a) die Signalvias weiter auseinander ziehst, so dass die Masseflächen 
zwischen Freistellungen der Signalvias durchfließen
b) den gewonnen Platz nutzt, um die Masse-Vias zwischen den Signalvias 
verteilst, so dass der Return-current keinen Schlenker "außenrum" machen 
muss.

Autor: Achim S. (Gast)
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Achim S. schrieb:
> und die selbe parasitäre Via-Kapazität durchfließen

das sollte in dem Fall (induktive Kopplung der Signalleitungen) 
natürlich eigentlich heißen "die selbe parasitäre Via-Induktivität 
durchfließen"

Autor: Georg (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> Ich habe Masse Vias Direkt an den Pins und nahe
> bei den Signal Vias platziert.
>
> Ist es jetzt besser?

Nicht viel. Die GND-Vias müssen so nah wie technisch möglich an den 
Signal-Vias platziert werden. Es hilft dabei, wenn du dir wie Achim 
aufzeichnest, wie der zugehörige Rückstrom die Lage wechseln kann, und 
zwar für alle Signale.

Wie ich schon erwähnt habe: die Standardlösung sind mehrere Vias 
sternförmig um das Signal-Via. Niemand hat je behauptet, dass Hi Speed 
Technik einfach ist. Wir können hier aber auch nicht beweisen, dass dein 
Layout NICHT funktioniert, das könnte trotzdem sein. Die Frage ist, 
wieviel Risiko du eingehen willst. Und ich wiederhole mich, Platz ist 
genug.

Georg


Georg

Autor: Joachim J. (felidae)
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Hier ein neuer Versuch. Bin aber noch nicht ganz fertig.
Ist der Ansatz so besser?

Autor: Achim S. (Gast)
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sieht für mich schon deutlich besser aus.

Die Freistellungen auf den Innenlagen um die Signal-vias kommen mir noch 
unnötig groß vor (kann aber natürlich täuschen, weil ich dem Bild die 
absoluten Abmessungen nicht ansehe). Anscheinend schlägt die Polygonform 
des Vias von den Außenlagen hier auf die Freistellung in den Innenlagen 
durch.

Bei dem Parameter würde ich auf die Mindestanforderungen (im 
Standardprozess) meines Leiterplattenherstellers gehen. Wenn du weniger 
"weiß" um die Signalvias hast, lässt sich noch etwas entspannter routen 
und die Massevias können vielleicht noch näher ranrücken.

Wie Georg schon geschrieben hat: für RGMII und bei der Leitungslänge 
wäre eine weitere Optimierung vielleicht nicht unbedingt nötig. Aber da 
es ja auch ein bisschen ums Verständnis und ums Prinzip geht...

Autor: Georg (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> Ist der Ansatz so besser?

Deutlich besser, jedenfalls ist das Prinzip erkannt. Ob die hellroten 
und die dunkelroten Leiterbahnen die gleiche Impedanz haben kann man aus 
dem Bild allerdings nicht ersehen. Sie sind wohl gleich breit, also 
müssten sie im Lagenaufbau auch den gleichen Abstand zu den 
nächstgelegenen GND-Lagen haben.

Georg

Autor: Joachim J. (felidae)
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Ich habe da mal eine Frage. In der Referenzschaltung von Varisite (sihe 
Schaltung) befindet sich der Widerstand R112(33Ohm) auf der Leitung 
RGMII2_RCLK. Was soll der da? wird hier die Impedanz angepasst? Alle 
anderen RGMII2 Leitungen haben keinen Widerstand. sollte ich den bei mir 
weglassen?

Autor: Joachim J. (felidae)
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Georg schrieb:
> Joachim J. schrieb:
>> Ist der Ansatz so besser?
>
> Ob die hellroten und die dunkelroten Leiterbahnen die gleiche Impedanz
> haben kann man aus dem Bild allerdings nicht ersehen.

mal ne frage, wo siehst du hier hellroten und dunkelroten?

Ich habe nur 4 layer

rot  - layer 1 Top Signal
lila - layer 2 GND Fläche im Bereich PHY
gelb - layer 3 GND Fläche im Bereich Prozessorbord
blau - layer 4 Bot Signal + GND Fläche Platine

Autor: Joachim J. (felidae)
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Joachim J. schrieb:
> Ich habe da mal eine Frage. In der Referenzschaltung von Varisite (sihe
> Schaltung) befindet sich der Widerstand R112(33Ohm) auf der Leitung
> RGMII2_RCLK. Was soll der da? wird hier die Impedanz angepasst? Alle
> anderen RGMII2 Leitungen haben keinen Widerstand. sollte ich den bei mir
> weglassen?

hier der Ausschnitt:

Autor: Achim S. (Gast)
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Joachim J. schrieb:
> Alle
> anderen RGMII2 Leitungen haben keinen Widerstand. sollte ich den bei mir
> weglassen?

Bei allen anderen Leitungen ist es auch weniger wichtig. Die haben bei 
RGMII2 ca. 2 ns Zeit, um sich nach der Schaltflanke zu beruhigen (ein 
"bisschen Reflexion" wäre dort also gar nicht mal so dramatisch). Bei 
der CLK muss die Flanke selbst schon schön sein.

Wenn die 33Ohm im Referenzdesign drin sind, würde ich sie auch 
reinbauen. Ob sie unbedingt nötig sind - wer weiß das schon so genau. 
Reinbauen kostet fast nix, draußen lassen kostet im schlimmsten Fall ein 
Redesign.

Autor: Christian B. (luckyfu)
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Naja, der Widerstand dient der Terminierung. Ein gutes Signal wird nur 
zustandekommen, wenn 2 Dinge stimmen: Die impedanz der Leiterbahn. Wobei 
der genaue Wert nicht ganz so wichtig ist, wichtiger ist vielmehr, daß 
sie gleichmäßig über den kompletten Verlauf ist. (natürlich gilt das nur 
in gewissen Grenzen, ein 70Ohm Treiber kommt sicher auch mit einer 100 
oder 50Ohm Leitung zurecht, auch wenn das die Signalqualität 
beeinträchtigen kann.)

Aber daneben musst du den Signalpfad auch terminieren, allein die 
Impedanz einzuhalten reicht nicht. Stelle dir das wie eine Wasserleitung 
vor: Die Impedanz ist dein Rohrdurchmesser. Wenn du nun vorn Pulsförmig 
einen Wasserschwall in das Rohr lässt sollte dieses idealerweise 
vollkommen davon ausgefüllt werden (Wenn die Impedanz zu hoch ist, 
kannst du dir das so vorstellen, als wenn du ein zu kleines Rohr hast -> 
es kann nicht die komplette Menge Wasser mit einmal losgeschickt werden, 
ist es zu groß entspricht das einer zu geringen Impedanz -> der Treiber 
muss mehr Energie aufwenden um das Rohr zu füllen und kann dabei sogar 
überlastet werden.) Dann stimmt die Impedanz. Am Ende jedoch muss das 
Rohr auch einen vollkommen geöffneten Auslass haben. Wenn dieser 
teilweise oder ganz verschlossen ist wird dein Impuls ganz oder 
teilweise reflektiert. Das hat mit der Impedanz überhaupt nichts zu tun.

Für die Terminierung gibt es mehrere Möglichkeiten: Einmal eine 
Serienterminierung, wie hier der Fall ist. Außerdem kann man noch eine 
Terminierung an der Signalsenke oder an der Signalquelle vornehmen (Pull 
Up bzw Pull down). Dann gibt es noch die RC Terminierung, die Theverin 
Terminierung und die sog. Diodenterminierung. Alles hat Vor- und 
Nachteile.

In deinem Fall hast du eine Serienterminierung: Das bedeutet, der 
Widerstand sorgt dafür, das nur die halbe Spannung in die Leitung 
eingespeist wird (vernichtet die andere Hälfte, da fehlangepasst). An 
der Senke findet dann eine Totalreflexion statt, die den Pegel 
verdoppelt und zum Widerstand zurücksendet. Dieser löscht den Impuls 
dann (Da jetzt richtig angepasst). Wichtig ist, daß der Widerstand 
direkt an der Quelle ist, denn er braucht die Eingangsimpedanz der 
Signalquelle um den Puls vollkommen auslöschen zu können.

Zur Verdeutlichung: Deine Quelle hat z.B. eine Impedanz von 15 Ohm, 
deine Leitung 60. Der Widerstand hätte nun idealerweise 45 Ohm. Denn 
dann wird die hinlaufende Welle mit den 45 Ohm den fehlangepassten 
Widerstand sehen und entsprechend geschwächt. Die rücklaufende Welle 
jedoch sieht 45 + 15Ohm und somit die idealen 60Ohm -> Auslöschung.

Ich glaube aber nicht, daß die 330Ohm der richtige Wert ist, an der 
Senke wäre dieser sowieso nutzlos... Somit würde ich ihn entweder 
richtig berechnet an der Quelle anbringen oder weg lassen. Bzw 
nachforschen, wieso der da ist.

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Autor: Joachim J. (felidae)
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Christian B. schrieb:
>
> Ich glaube aber nicht, daß die 330Ohm der richtige Wert

Du hast dich da verlesen. Es sind 33 Ohm nicht 330 Ohm.
Ohne das Lehrzeichen (33Ohm) lese selbst ich jedes mal 330.

> Somit würde ich ihn entweder richtig berechnet

aber wie? im Datenblatt finde ich allgemein sehr wenig angaben bezüglich 
Layout Design der RGMII Leitungen.

Ich werde den Widerstand mit rein nehmen. Ich kann ihn ja durch einen 
anderen Wert ersetzen wenn er nicht passt. Sollte ich ihn dann nicht 
brauchen kann ich ja einen 0 Ohm widerstand einsetzen.

Autor: HildeK (Gast)
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Marcus H. schrieb:
> Und nun schick der HildeK bitte einen Strauß Blumen, dann gibt sie Dir
> vielleicht ein Autogramm in Dein "Handbook Of Black Magic".

Braucht er nicht - ich bin männlich :-).
Aber: vielen Dank für deine Unterstützung; ich sehe, noch gibt es Leute, 
die Ahnung von der Materie haben.

Georg schrieb:
> Aha, Masse stört - dann sind also alle Ethernet-Kabel mit geschirmten
> Paaren und 95% aller Hispeed-Leiterplatten mit GND-Planes falsch
> konstruiert.
Nein, eine GND-Plane ist ja richtig, wichtig ist nur die Kopplung 
zwischen den Leitern für das differentielle Verhalten und die GND-Plane 
mit mehr als 3d Abstand für die Impedanz der gekoppelten Leitungen. Und 
keine Einzelkopplung der einzelnen Leitungen des Paares zu GND.

> Wenn du das so siehst, deine Sache, meine Leiterplatten
> müssen funktionieren und dem Kunden gefallen, nicht dir.
Ich hoffe, dass ich kein Kunde deiner Produkte bin.

Autor: Georg (Gast)
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HildeK schrieb:
> Und
> keine Einzelkopplung der einzelnen Leitungen des Paares zu GND.

Das ist physikalisch reiner Blödsinn. Das Feld bildet sich aus zwischen 
den Leitungen ebenso wie von jeder Leitung nach GND. Elektrische Felder 
richten sich nach Herrn Maxwell und nicht nach deinen simplen 
Vorstellungen.

Es ist sicher völlig sinnlos, das weiter mit dir zu diskutieren. Du 
könntest dir ja für jede beliebige Konfiguration die Feldverteilung 
plotten lassen, um ein Gefühl für die reale Physik zu bekommen, aber wie 
es aussieht willst du das ja garnicht wissen, weil es deine Halbbildung 
gefährden würde.

Für Mitleser, die echtes Interesse an HiSpeed-Technik haben: je nach der 
verwendeten Geometrie entsteht eine Feldverteilung GND-Signal1, Signal1 
- Signal2 und Signal2 - GND (bei Striplines nach beiden GNDs). Ich 
empfehle bei Interesse, sich die Feldverteilung für eine bestimmte 
Konfiguration von einer geeigneten Software (Field Solver) berechnen zu 
lassen, das hilft beim Verständnis weiter. Natürlich ändert sich der 
Feldanteil zwischen den Signalen und zu GND mit geänderten geometrischen 
Daten, aber ein Feld ausschliesslich zwischen den Signalen gibt es nur, 
wenn GND unendlich weit entfernt ist. Für die Funktion als Signalleitung 
spielt das aber nur eine untergeordnete Rolle, denn die ist bestimmt 
durch die Impedanzen Zodd und Zeven, sind die akzeptabel ist alles gut.

Georg

Autor: HildeK (Gast)
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Georg schrieb:
> Es ist sicher völlig sinnlos, das weiter mit dir zu diskutieren.

Ganz meinerseits.

Autor: Georg (Gast)
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Georg schrieb:
> sich die Feldverteilung für eine bestimmte
> Konfiguration von einer geeigneten Software (Field Solver) berechnen zu
> lassen

Abei ein E-Field-Plot eines Differential Pairs (nicht für Hilde). 
Natürlich bildet sich ein Feld auch von jeder Leitung nach GND aus - 
sonst hätte GND ja keinerlei Einfluss auf die Impedanz, was 
offensichtlich falsch ist.

Georg

Autor: Christian B. (luckyfu)
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Joachim J. schrieb:
> Du hast dich da verlesen. Es sind 33 Ohm nicht 330 Ohm.
> Ohne das Lehrzeichen (33Ohm) lese selbst ich jedes mal 330.

Ok, 33 Ohm passt dann schon wieder sehr gut! Also mit reinnehmen und so 
nah wie möglich am Sender installieren.
Um ihn zu berechnen musst du die Impedanz des Treibers kennen. Die der 
Leitung ist bekannt, die Differenz ist der richtige Widerstandswert. 
Eigentlich recht simpel

: Bearbeitet durch User

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