Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Buck-Converter Transistor-"Abschaltkurve"


von Christina M. (cjm002)


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Hallo Forum,

ich bin neu hier (seit geraumer Zeit lesend aktiv), deshalb stelle ich 
mich kurz vor: Ich bin eigentlich ein Software-Typ, urspruenglich ein 
"Informations-Elektroniker" (schon ein paar Jahrzehnte her), aber bastle 
privat haeufig mit Elektronik, analog und digital, herum. 
Mikrocontroller haben immer wieder meinen Weg gekreuzt, vor kurzem bin 
ich allerdings im Zuge eines privaten Projekts auf den Geschmack 
gekommen (MC Front-End fuer den Roehrentester "uTracer").

Ich bastle im Moment an einem per SIO programmierbaren "Buck-Converter" 
mit einem ATTiny13, der zwar bereits sauber regelt, aber der 
Schalttransistor braucht, finde ich, etwas lang, um abzuschalten (2us).

Eigentlich ganz einfach: ein Widerstand zwischen Emitter und Basis, um 
die Ladungstraeger schnell abzuleiten, aber das hatte ich schon von 
Anfang an eingeplant.

Die Ausgangsstufe ist wie folgt:
 - BS170 (MOSFET) direkt am PWM-Output des ATTiny13
   - Drain direkt an Basis des BC640, Source an Masse
   - Ableitwiderstand sollte nicht noetig sein, da PWM-Output aktiv
     vom ATTiny13 auf 0V gezogen wird
 - PNP-"Darlington" mit BC640 und BD912
   - Ableitwiderstand (Basis/Emitter) BC640: 4.7K
   - Ableitwiderstand (Basis/Emitter) BD912: 330R

Anbei ein Foto (Taschen-Oszilloskop), das die Spannung zwischen Emitter 
und Kollektor am BD912 zeigt. Die Soll-Ausgangsspannung ist 6.3V an 
einem 8R-Widerstand, zu sehen in der Luecke zwischen den PWM-Zyklen. Der 
interessante Teil ist der langsame Anstieg der 
Emitter-Kollektor-Spannung am Ende des Schaltzyklus, 23-25us im Bild.

Nach einer Menge Text nun meine Frage: Ist eine so lange Abschaltzeit 
fuer einen BD912 (oder aehnliche bipolare Transistoren mit max. 15A) 
normal? Ich habe natuerlich bereits versucht, die Ableitwiderstaende zu 
reduzieren, aber ohne den erhofften Effekt.

Gruss,
--Christian

: Verschoben durch Moderator
von Lothar M. (Firma: Titel) (lkmiller) (Moderator) Benutzerseite


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Christian M. schrieb:
> Die Ausgangsstufe ist wie folgt:
Gibt's das auch als Schaltplan? Denn das ist das weltweit anerkannte 
Kommunikationsmittel unter Elektr(on)ikern...

> Ist eine so lange Abschaltzeit fuer einen BD912 (oder aehnliche bipolare
> Transistoren mit max. 15A) normal?
Im Sättigungsbetrieb/Schaltbetrieb mit diesen dafür recht hochohmigen 
Widerständen schon.

von voltwide (Gast)


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jau, mit handelsüblichen BJTs wirds wohl auch nicht mehr viel schneller.
PowerMOSFETs sind das Mittel der Wahl.

von Christina M. (cjm002)


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Vielen Dank fuer die schnellen Antworten. Anbei noch der Schaltplan, 
haette ich auch gleich anhaengen koennen, stimmt.

Ich habe testweise 1K und 50R verwendet, aber keinen grossen Unterschied 
gesehen. Die aktuelle Dimensionierung ist im Prinzip die Haelfte eines 
"fertigen" Darlingtons mit max. 5A, TIP117, ich brauche aber maximal 
8-10A, deshalb der BD912 mit max. 15A, da vermutete ich passende 
Widerstaende bei etwa einem Drittel.

Gruss,
--Christian

: Bearbeitet durch User
von voltwide (Gast)


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8-10A und dann ein pnp-Darlington - keine gute Idee.
Und eine 28mH-Drossel für 10A? Wie groß soll die denn werden?

von Christina M. (cjm002)


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Aehnliche Konstruktionen mit MC34063A und externem BJT-Transistor haben 
eigentlich leidlich gut funktioniert, allerdings habe ich bislang nicht 
so viel Strom gebraucht.

Die 8-10A sind aber der Maximalstrom, mit etwas Luft nach oben. Die 
dickste Roehre, die damit beheizt werden soll, braucht 3.5A Heizstrom 
bei 10.6V, womit theroretisch maximal 7A am Transistor anfallen, 
durchschnittlich bei einer Einfangsspannung von 24V aber eher ~5A, die 
Verlustleistung waere dann in ertraeglichen Bereichen (bei 2V 
Spannungsabfall 10 Watt, wenn er schneller abschalten wuerde). Das Ganze 
ist nicht fuer den Dauerbetrieb, sondern zum Testen von Roehren, also im 
Bereich von ein paar Minuten.

> Und eine 28mH-Drossel für 10A? Wie groß soll die denn werden?

Die Drossel ist recht gross, stimmt, 20mm Durchmesser mit 1mm 
Drahtdurchmesser (AWG18, 16A maximal an der Luft). Der durchschnittliche 
Strom durch die Drossel ist jedoch maximal 3.5A.

Aber ich lese aus den Kommentaren heraus, dass ich vielleicht wirklich 
P-Kanal Schalt-MOSFETs verwenden sollte, ich hatte leider keine 
herumliegen, als ich mir das ausgedacht habe. Wie das halt so ist, wenn 
man die Teile aus der Bastelkiste nimmt...

: Bearbeitet durch User
von ArnoR (Gast)


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Christian M. schrieb:
> Die Drossel ist recht gross, stimmt, 20mm Durchmesser mit 1mm

Da hast du wohl eine Gleichtaktdrossel zweckentfremdet, was bedeutet, 
dass du gar keine Drossel in der Schaltung hast. Es gibt keinen Kern mit 
20mm Durchmesser, mit dem man eine Drossel mit 29mH und 7A herstellen 
könnte, man kommt nichtmal in die Größenordnung. Im Anhang mal eine 
Rechnung für einen 50mm-Ringkern.
Und eine 1N4148 als Freilaufdiode ist genauso daneben dimensioniert.

von voltwide (Gast)


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Das Oszilloskop zeigt so an die 20Khz Schaltfrequenz.
Wie kommst Du da auf 29mH Induktivität?

von Christina M. (cjm002)


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Oops - uH, nicht mH, das ist ein Tippfehler im Schaltplan... 
Tschuldigung!

Die PWM-Frequenz ist 37.5kHz, da reichen laut meiner Rechnung 22uH fuer 
lueckenlosen Betrieb bei 3.5A/10.6V Ausgang und 24V Eingang. Mit 29uH 
bin ich da ganz gut in der Naehe, bei weniger Strombedarf "lueckt" es 
dann natuerlich (wie man im Oszilloskopbild ganz oben sehen kann) aber 
der Ripple ist in dieser Anwendung nicht so wichtig.

Die 1N4148 ist tatsaechlich unterdimensioniert - 450mA - da muss etwas 
anderes rein. Bislang hat sie es allerdings ueberlebt.

von THOR (Gast)


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BJTs kannste schon nehmen, aber dann muss man gucken dass der 
Abschaltvorgang auch zügig vonstatten geht.

Beim Einschalten zieht dein BSS aktiv Strom raus und macht damit die 
beiden PNP leitend, beim Abschalten bekommt die Basis von Q2 nur über R4 
Strom.

Und dann ist da noch Q1, in dem Moment wo der Abschaltet, fließt erstmal 
noch ein bischen Strom rein um seine diversen Kapazitäten zu laden, Cds 
und Cdg vor allem.

Das gibt auch keine saubere Abschaltflanke. Und die ist beim Schalten 
einer Induktivität deutlich wichtiger als das zügige Einschalten.

Ich würde für Q1 nen Kleinsignal-NPN nehmen (2n3904 o.ä.), daraus ne 
Class A Verstärkerstufe (Pegelwandler) aufbauen und damit nur den BD912 
ansteuern.

Trick fürs schnelle Abschalten: Q1 bekommt keinen rein ohmschen 
Lastwiderstand sondern was ohmsch-induktives (Die kleinen 100uH 
Festinduktivitäten z.B.) sowie einen kleinen Re. Parallel zu Rb nen 
Speedup-Kondensator.

Re und Rb so auslegen, dass der Transistor den erforderlichen Basisstrom 
bereitstellt, aber nicht sättigen kann.

Ungefähr so:
http://www.falstad.com/circuit/circuitjs.html?cct=$+1+2e-9+10.20027730826997+50+5+50%0AR+96+256+64+256+0+2+150000+5+0+0+0.5%0Aw+96+256+128+256+0%0Ar+128+256+176+256+0+5000%0At+176+256+208+256+0+1+-17.879568247710594+-5.879568247786291+100%0Ar+208+272+208+304+0+100%0Ag+208+304+208+336+0%0Aw+208+240+208+176+0%0Ar+208+128+208+96+0+470%0AR+208+64+208+32+0+0+40+12+0+0+0.5%0Aw+208+64+288+64+0%0Aw+288+64+368+64+0%0At+336+176+368+176+0+-1+12.824595814789165+-7.066347507134196e-11+100%0Aw+368+160+368+64+0%0Aw+336+176+288+176+0%0Aw+368+192+368+224+0%0Al+368+256+448+256+0+0.00047+2.1120124779969016%0Aw+368+224+368+256+0%0Ac+448+256+448+304+0+0.00021999999999999998+0.7006133701266807%0Ag+448+304+448+336+0%0Aw+448+256+544+256+0%0Ar+544+256+544+304+0+1%0Ag+544+304+544+336+0%0Aw+288+176+208+176+0%0Aw+208+176+176+176+0%0Aw+176+64+208+64+0%0Aw+208+96+208+64+0%0Aw+208+128+208+176+0%0Ad+368+304+368+256+1+0.805904783%0Ag+368+304+368+336+0%0Aw+128+256+128+224+0%0Aw+176+256+176+224+0%0Ac+128+224+176+224+0+4e-9+0.8795682477812568%0Ao+16+64+0+2083+80+3.2+0+-1+0%0A

von voltwide (Gast)


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Und warum so aufwändig, wenn es mit einem PMOS deutlich besser 
funktioniert?
Allein die CE-Sättigungsspannung mit der daraus resultierenden 
Verlustleistung wäre für mich der show-stopper.
Ist natürlich was anderes, wenn das Ganze mit Bauteilen aus der 30 Jahre 
alten Bastelkiste realisiert werden muß.

von Christina M. (cjm002)


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Die 1N4148 ist auch ein Tippfehler, drin ist eine 1N5819 mit max 25A 
Peak aber max. 1A Dauerlast, also auch zu klein. Aber das erklaert, 
warum sie noch lebt :)

Hier noch mal ein aktualisierter Schaltplan.

Den anderen Kommentar muss ich mir nochmal genauer durchlesen - die 
Konstruktion mit dem BS170 ist einfach eine simple Kopplung an dem 
Output-PIN des AVR, die ohne Widerstaende, etc. auskommt. Sieht jemand 
ein Problem in dem Schaltverhalten mit dem BS170 an dieser Stelle (klar, 
ein Widerstand/Kondensator zur Ansteuerung eines NPN wie in dem Beispiel 
waere billiger.

von Christina M. (cjm002)


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OK, das mit dem BS170 war eine bloede Frage - nochmal genau gelesen und 
Du sagst, dass die Kapazitaeten von Q1 evtl. ein Problem darstellen, 
macht Sinn.

Der Grund fuer das etwas seltsame Design ist, dass ich bislang mit 
analogen Schaltreglern gearbeitet habe, mit einem TIP117 als 
Schalttransistor wenn mehr Strom gebraucht wurde. Hat immer ganz gut 
funktioniert, aber bei der Umsetzung auf einen MC brauchte ich erst mal 
eine Kopplungs-Stufe, die mit 5V einen TIP117 mit Emitter an 24V 
ansteuern kann. Als der Prototyp dann lief, habe ich nochmal nachgesehen 
und bemerkt, dass der TIP117 nicht genug Strom aushaelt, da habe ich 
einen "Darlington" aus der Bastelkiste gebaut.

Der Ansatz mit NPN als Treiber und PNP als Schalter gefaellt mir, ist 
aber genauso ein Re-Design wie eine komplette MOSFET-Stufe, was bei dem 
hohen Strom wohl am Ende mehr Sinn machen wuerde.

: Bearbeitet durch User
von Mampf F. (mampf) Benutzerseite


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Christian M. schrieb:
> Anbei noch der Schaltplan,
> haette ich auch gleich anhaengen koennen, stimmt.

Oh ähm das ist ja seltsam ... Der BS170 wäre bei mir ein NPN geworden 
und das Darlington-Pärchen ein P-MOSFET ... vor dem MOSFET noch ein 
schöner Push-Pull-Treiber mit BC807 und BC817 (oder die bedrahteten 
Äquivalente davon).

*edit*: Und noch eine Art Begrenzung, damit Ugs max nicht überschritten 
wird (siehe Anhang). (Werte sind nur beispielhaft und müssen angepasst 
werden).

: Bearbeitet durch User
von Christina M. (cjm002)


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Wie schon gesagt, der BS170 war einfach ein schneller Weg, den digitalen 
MC-Ausgang mit minimalem Aufwand zur Ansteuerung eines TIP117 mit 
Emitter an 24V zu verwenden. Als der TIP117 rausflog, haette ich das 
nochmal ueberdenken sollen, das ist mir inzwischen auch klar geworden :)

Aber jetzt wird es interessant fuer mich: Einen MOSFET-Schalter fuer 
solche Stromstaerken wuerde man also mit Push-Pull ansteuern, anstatt 
einen Ableitwiderstand zu verwenden? Wie man schon sehen kann, habe ich 
nicht allzuviele Erfahrungen mit MOSFETs in Schaltreglern (obwohl sie da 
ja am meisten Sinn machen) und habe bislang lieber BJTs eingesetzt...

: Bearbeitet durch User
von voltwide (Gast)


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Die von Mampf gezeigte push-pull-Ansteuerung sollte schnell genug sein.
Ansonsten solltest Du vlt mal in LTSpice mal verschiedene Varianten 
simulieren, dabei kann man schon eine Menge lernen ohne überhaupt den 
Lötkolben an zu fassen.

von Mampf F. (mampf) Benutzerseite


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Christian M. schrieb:
> Push-Pull ansteuern, anstatt
> einen Ableitwiderstand zu verwenden?

Ja genau, sonst dauert das Abschalten relativ lange, wenn die 
Gate-Capazität hoch ist. Dadurch steigt auch die Verlustleistung im 
MOSFET und er wird warm/heiß.

Die Schaltung, die ich gepostet hab, hab ich mir nicht selbst überlegt, 
die zirkuliert hier im Forum schon seit langer Zeit :)

Das tolle an ihr ist die Stufe am Eingang ... Wenn der Transistor 
schaltet, wird das Gate nicht auf 0V gezogen. Das ist wichtig, weil die 
meisten MOSFETs nur eine Spannungsdifferenz von 20V bzgl Gate zu Source 
vertragen.

von Christina M. (cjm002)


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Prima, mal sehen, was ich am Ende machen werde. Die Push/Pull-Geschichte 
ist genial, aber vorher werde ich mal sehen, ob ich die bereits 
existierende Platine vielleicht noch retten kann - den BS170 rauswerfen 
und durch NPN-Treiber/PNP-Schalter ersetzen muesste eigentlich klappen.

Vielen Dank an alle - ich habe in kuerzester Zeit viel gelernt und werde 
auf jeden Fall folgende Designs mit hohen Stromanforderungen mit so 
einer Push/Pull-Stufe und Schalt-MOSFET realisieren.

Tolles Forum!

Gruss,
--Christian

Edit: LTSpice ist bereits auf meine Liste von Dingen, die ich mir bald 
mal ansehen muss.

: Bearbeitet durch User
von STM32 (Gast)


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Stichwort: "Ausräumdiode"

EIne Diode in Sperrrichtung von der Basis zum Kollektor

von THOR (Gast)


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STM32 schrieb im Beitrag #4872638:
> Stichwort: "Ausräumdiode"
>
> EIne Diode in Sperrrichtung von der Basis zum Kollektor

Baker-Clamp ist besser.

voltwide schrieb:
> Ist natürlich was anderes, wenn das Ganze mit Bauteilen aus der 30 Jahre
> alten Bastelkiste realisiert werden muß.

Das hab ich als Anforderung betrachtet, ja.

von STM32 (Gast)


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THOR schrieb:
>> Stichwort: "Ausräumdiode"
>>
>> EIne Diode in Sperrrichtung von der Basis zum Kollektor
>
> Baker-Clamp ist besser.

Das IST ein Baker-Clamp :-)

von THOR (Gast)


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STM32 schrieb im Beitrag #4872664:
> THOR schrieb:
>>> Stichwort: "Ausräumdiode"
>>>
>>> EIne Diode in Sperrrichtung von der Basis zum Kollektor
>>
>> Baker-Clamp ist besser.
>
> Das IST ein Baker-Clamp :-)

Dann hättest du das vielleicht sagen sollen, denn die Effektivität der 
Baker Clamp hängt davon ab, wie niedrig die Flusspannung der 
Schottky-Diode ist.
Mit ner 1N5819 wirst du da kaum einen nennenwerten Unterschied 
feststellen können.

Und Ausräumdiode ist was ganz anderes. Da überbrückt man den Rb um den 
Ausräumfaktor zu erhöhen.

Siehe
https://books.google.de/books?id=QdSsBgAAQBAJ&pg=PA556&lpg=PA556&dq=Ausr%C3%A4umdiode&source=bl&ots=SMxy-uQcHH&sig=tUOAH7tsuB5aYhmb13NsnrNTYI8&hl=de&sa=X&ved=0ahUKEwiZ4ZS7mdPRAhWI3CwKHT4KDH4Q6AEIKjAD#v=onepage&q=Ausr%C3%A4umdiode&f=false

(Tietze Schenk S. 556 falls der Link nicht klappt)

von Christina M. (cjm002)


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Jetzt komme ich doch nochmal zu dem Thema zurueck... schon mal vielen 
Dank fuer den "Baker Clamp"-Hinweis, der hat wohl am Ende meine Platine 
gerettet :)

Ich habe mir jetzt endlich LTSpice sowie eine mehr oder weniger 
umfassende Bauteil-Bibliothek installiert und sowohl die bestehende als 
auch die NPN/PNP-Variante durchgespielt (siehe Anhang - dcdc.asc/1.pdf = 
mit BS170, dcdc_2.asc/2.pdf = NPN/PNP)

Die NPN/PNP-Variante scheitert am Ende an der Verlustleistung am 22Ohm 
Widerstand (R2) an ~22V, der notwendig ist, damit der NPN-Treiber bis zu 
1A Basisstrom fuer den BD912 liefern kann (BD912: hf_min ~10 bei 10A 
Ausgangsstrom).

Andereseits hat LTSpice den Effekt des gesaettigten BC640 sehr deutlich 
gemacht. Das erklaert auch, warum kleinere Ableitwiderstaende bei meinen 
Versuchen keinen Unterschied gemacht haben, die "Uebersaettigung" des 
BC640 hat sogar kurze PWM-Zyklen auf ein Mehrfaches ausgedehnt.

Mit einer Schottky-Diode (Baker Clamp) am Treiber (BC640) sowie 
drastisch reduzierten Ableitwiderstaenden ist die Abschaltzeit am BD912 
bei ~0.3us, also etwa ein Zehntel des vorherigen Wertes.

Gruss,
--Christian

von voltwide (Gast)


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Ja, LTSpice ist schon ein primal Tool um mal Schaltungen zu verstehen.
Eine ganz wesentliche Sache fehlt aber: Der magische Rauch, der aus R2 
in Sekundenbruchteilen austreten wird, wird leider nicht simuliert.

von THOR (Gast)


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Warum man üblicherweise FETs für solche Aufgaben nimmt, sollte 
mittlerweile klar sein, nicht?

von Christina M. (cjm002)


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> Warum man üblicherweise FETs für solche Aufgaben nimmt, sollte
> mittlerweile klar sein, nicht?

Oh ja! Das naechste mal ;)

von hinz (Gast)


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voltwide schrieb:
> Der magische Rauch, der aus R2
> in Sekundenbruchteilen austreten wird, wird leider nicht simuliert.

Die dafür nötige Ausgabeeinheit ist im Modelleisenbahnhandel erhältlich, 
für richtig dicke Bauelemente dann in der Veranstaltungstechnik. Treiber 
muss man leider selbst schreiben.

von Grrrr (Gast)


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@Arno

was für ein Programm hast du da benutzt?
Ich kenne nur den "mini Ringkern Rechner" der Funkamateure..

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