Guten Morgen,
ich habe einen Transimpedanzverstärker mit sehr großer parasitärer
Kapazität am Invertierenden Eingang, der schwarze 5nF Kondensator der
sich nicht entfernen lässt. Die Verstärkung ist maximal 1, sonst immer
deutlich darunter.
Der IC nach dem OPA627 ist ein BUF634, ein 250mA Treiber damit das
niederohmige R-Netzwerk oben keine Probleme macht.
C14 und C306 sollen die 5nF kompensieren, durch die niederohmige
Beschaltung ist die Grenzfrequenz aus den Kondensatoren + dem 90 Ohm GK
Widerstand immernoch sehr hoch (~350kHz)
Das Problem ist, die Streukapazität liegt in Reihe zu den beiden
Kompensations Cs und belastet den Ausgang dann mit ~2,7nF gegen Masse.
Ich vermute das ist nicht gut für die Stabilität?
Die Frage ist, wird die Schaltung stabil arbeiten mit sehr guter
Rechteckantwort? Wenn nein, lässt sich die Kompensation verbessern?
Danke!
Gruß,
Jan
Hallo,
> Jan schrieb:> ich habe einen Transimpedanzverstärker mit sehr großer parasitärer> Kapazität am Invertierenden Eingang, der schwarze 5nF Kondensator der> sich nicht entfernen lässt. Die Verstärkung ist maximal 1, sonst immer> deutlich darunter.
Bei solchen Anfragen sind die Hintergründe und Randbedingungen meist
sehr wichtig. Warum schreibst du nichts dazu?
> Der IC nach dem OPA627
Ich frage mich, warum du dieses Schaltungskonzept so verfolgst?
Formal ist das ein Transimpedanzverstärker, aber OPV, welche speziell
für Anwendungen als "Transimpedanzverstärker" beworben werden, sind dann
doch meist für einen völlig anderen Zweck gedacht, nämlich Strom zu
Spannungsumsetzung für uA...nA...pA mit Rückkopplung im Bereich von MOhm
und gerne auch deutlich mehr. Dafür taugt dann ein Di-FET-OPV sehr gut.
Du brauchst aber keinen Biasstrom im Bereich von fA, statt dessen einen
guten Ausgangstreiber für paar hundert mA.
> ist ein BUF634, ein 250mA Treiber damit das> niederohmige R-Netzwerk oben keine Probleme macht.> C14 und C306 sollen die 5nF kompensieren, durch die niederohmige> Beschaltung ist die Grenzfrequenz aus den Kondensatoren + dem 90 Ohm GK> Widerstand immernoch sehr hoch (~350kHz)
Die Frequenzeigenschaften (Grenzfrequenz und Slewrate) des OPV sind also
auch völlig unkritisch.
> Die Frage ist, wird die Schaltung stabil arbeiten mit sehr guter> Rechteckantwort? Wenn nein, lässt sich die Kompensation verbessern?
Nutze doch lieber einen bipolaren (Leistungs-)OPV, der bei niedriger
Verstärkung sehr stabil ist und da auch noch eine gewissen Lastkapazität
verträgt. Paar nF scheinen mir da noch recht unkritisch.
Gruß Öletronika
Hallo,
OK, hier ein paar Hintergrundinformationen:
verschiedene Stromquellen werden über Analogschalter auf den Eingang des
OPVs geschaltet, der Bereich sind ca. 1µA-150mA die die Schaltung
verarbeiten muss. (deshalb auch der super Rauscharme OPV) im Grunde ist
es ein Summierverstärker. Diese Schalter haben Streukapazitäten gegen
Masse die sehr hoch sind, zusammenaddiert kommt man auf die ca. 5nF mit
ein wenig Reserve fürs Layout. Die Spannung am inv. Eingang muss immer
so nahe wie möglich an 0V sein weil sonst die Bandbreite ein Problem
wird. Also exakt das was den Transimpedanzverstärker auszeichnet und der
Grund warum ein Lastwiderstand nicht funktioniert.
Wenn es Dir leichter fällt nenne es I/U-Wandler :-)
>Die Frequenzeigenschaften (Grenzfrequenz und Slewrate) des OPV sind also>auch völlig unkritisch.
Kritisch an der Stelle ist das Rauschen dicht gefolgt von Verzerrungen.
Und gerade die Verzerrungen sind das Problem, der OPV muss schnell sein
um das gut ausregeln zu können. Die Kompensations Cs wirken als Filter,
der OPV selber bleibt "schnell" in seiner Gegenkopplung.
>Nutze doch lieber einen bipolaren (Leistungs-)OPV, der bei niedriger>Verstärkung sehr stabil ist und da auch noch eine gewissen >Lastkapazität>verträgt. Paar nF scheinen mir da noch recht unkritisch.
Das Problem ist, die Leistungs OPVs sind nicht so rauscharm wie ich das
brauche und verzerren mir zu stark.
An welchen Punkten setzten die Hersteller denn an um die OPVs immun
gegen kapazitive lasten zu machen?
Gruß
Du könntest in Reihe zu C14 und C306 einen Serienwiderstand von z. B.
2Ohm vorsehen, falls der BUF die rein kapazitive Last nicht mag. Da
kannst du ja zunächst mal 0Ohm einbauen und dann schauen.
Warum sind da überhaupt 5,7nF drin. Da reichen wahrscheinlich schon
insgesamt 2nF.
Guten Abend,
>Du könntest in Reihe zu C14 und C306 einen Serienwiderstand von z. B.>2Ohm vorsehen, falls der BUF die rein kapazitive Last nicht mag. Da>kannst du ja zunächst mal 0Ohm einbauen und dann schauen.
Aber dann funktioniert ja die Kompensation nicht mehr, oder? Dem BUF ist
die kapazitive Last egal, das ist nur ein super schneller Emitterfolger.
Ich weiß nur nicht wie der OPV darauf reagiert, vermute aber das sich
mit dem Ausgangswiderstand das BUF ein RC-Glied bildet das die Schaltung
instabil macht. (Oder?)
>Warum sind da überhaupt 5,7nF drin. Da reichen wahrscheinlich schon>insgesamt 2nF.
Wegen der Verstärkung von 1. (Kompensations C = Cin * Verstärkung OPV)
Gruß,
Jan
> Wegen der Verstärkung von 1. (Kompensations C = Cin * Verstärkung OPV)
Nein. Die Formel sieht anders aus.
Schau hier. Nimm den Wert aus Gleichung 10 als Minimum. Ein etwas
größerer Wert sorgt für weniger(kein) Überschwingen und weniger
Rauschen.
https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/5129
Vielen Dank, das klingt schon positiver! Ich lese mir das morgen genau
durch und versuche es zu verstehen, kurz durchgetippt (90 Ohm, 18Mhz
GBP, 5nF parasitär) komme ich auf 750pF minimal. (kommt das hin?) Wenn
ich da 1nF nehme wäre das für den OPV + BUF sicher erträglicher. Ich
kann mir aber denken das selbst das noch zu viel sein kann? (Siehe
Anhang aus dem DB des BUF634)
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/buf634.pdf
Gruß,
Jan
Du musst das GBW-Produkt der beiden OPamps eingeben.
Der OPA627 hat 1GBW(P)=16MHz.
Nimm einfach ein Gesamt-GBW(P) von 10MHz an.
Cf = 1/(4*pi*Rf*fgbwp) *(1+sqrt(1+8*pi*Rf*Ci*fgbwp)
Rf=90Ohm,
Ci=5nF
fgbwp=10Mhz
>> Rf=90; Ci=5e-9; fgbwp=10e6;>> Cf = 1/(4*pi*Rf*fgbwp) * (1+sqrt(1+8*pi*Rf*Ci*fgbwp))
Cf = 1.0329e-009
>> fgbwp=16e6
fgbwp = 16000000
>> Cf = 1/(4*pi*Rf*fgbwp) * (1+sqrt(1+8*pi*Rf*Ci*fgbwp))
Cf = 8.0070e-010
Du musst also mindestens 1nF nehmen. Dabei wirst du aber Überschwinger
haben. Mit 2nF werden die weg sein.
Danke nochmal, ich habe den Buffer wegen seiner GBP von 180Mhz
vernachlässigt. Damit ist die Kompensation geklärt.
Wegen der Last die der Kompensationskondensator mit der parasitären
Eingangskapazität bildet bin ich mir aber weiterhin unsicher. Mein
Problem, vielleicht auch nur ein Denkproblem:
Der Ausgang des BUF hat einen gewissen Innenwiderstand, vermutlich
einige wenige Ohm. Dazu liegen in Serie der Kompensations C und die
Eingangskapazität (5nF) gegen Masse. Dieses RC-Glied sorgt irgendwann
für einen Phasenverschiebung zwischen Ausgang und dem Invertierenden
Eingang, der OPV wird instabil weil aus der GK eine Mittkopplung wird.
Die Kondensatoren die man normalerweise zum kompensieren nimmt sind
irgendwo im Bereich <100pF, dafür sind die OPVs ausgelegt. Ich bin da
weit drüber und weis deshalb nicht wie das Bauteil dynamisch reagiert.
Kann mir dazu jemand eine Hilfe geben, ist das überhaupt ein Problem?
Gruß,
Jan
Bei den 16MHz Grenzfrequenz des OPA627 hast du ja noch 75°
Phasenreserve. Davon "frisst" der BUF634 bei 1nF bis 2nF vielleicht
30-50° auf. Das sollte also noch nicht schwingen. Außerdem hast du bei
einer Teilung 2nF/5nF eine Gegenkopplung mit 1/2,5. Das heißt du hast
noch viel mehr Phasenreserve.
Die 5nF stören nicht, da unwirksam.
Der invertierende Eingang bildet eine virtuelle Masse, d.h. im
Arbeitsbereich des OPV ändert sich dessen Spannung (fast) nicht.
Der Kondensator liegt quasi an Gleichspannung (Offsetspannung des OPV).
Die 5,7nF in Deiner Schaltung kompensieren auch nichts, sondern wirken
als Tiefpaß, d.h. sie überbrücken den 90 Ohm Widerstand für hohe
Frequenzen.
Wie kommst Du überhaupt auf die 5,7nF?
>Bei den 16MHz Grenzfrequenz des OPA627 hast du ja noch 75°>Phasenreserve. Davon "frisst" der BUF634 bei 1nF bis 2nF vielleicht>30-50° auf. Das sollte also noch nicht schwingen. Außerdem hast du bei>einer Teilung 2nF/5nF eine Gegenkopplung mit 1/2,5. Das heißt du hast>noch viel mehr Phasenreserve.
Super, da bin ich beruhigt und fange mit dem layout an! Vielen Dank!
>Probier mal die Angehängte Schaltung aus (LTspice4),>sie ist reltiv unemfindlich auf C`s am Eingang.>C4 in der Simu. Strombereich muss man anpassen
Habs geladen, werde es mir später ansehen. Danke!
>Die 5nF stören nicht, da unwirksam.>Der invertierende Eingang bildet eine virtuelle Masse, d.h. im>Arbeitsbereich des OPV ändert sich dessen Spannung (fast) nicht.>Der Kondensator liegt quasi an Gleichspannung (Offsetspannung des OPV).
Leider passt das so nicht, schön wärs. Sonst könnte man sich den bei
"normalen" OPV Schaltungen auch sparen.
>Welche Bandbreite soll den der U/I Konverter haben? Stoert Dich denn ein>grosses Cf (C14||C306)?
Alles über 100kHz ist gut. Wichtig ist nur das der Eingang auch wirklich
bei 0V bleibt, R179 ist die letzte Rettung falls die Schaltung nicht
läuft und wir mit 0 Ohm bestückt
Gruß,
Jan
Hallo zusammen,
ich habe das gerade mit dem LT1028 durch die Simulation gejagt, bin noch
zu dämlich in LTspice den OPA627 + BUF einzubinden. :P
Das Ergebnis ist nicht gut. Sobald der 4nF Kondensator angeklemmt ist
schwingt die Schaltung wild, mein Rechner rechnet sich krumm.
Auch bei 1nF fließt ein Nadelförmiger Strom durch den C, sieht man
natürlich auch am Ausgang.
Jemand eine Idee wo ich da ansetzen kann? Der Kompensations C hat auf
das Ergebnis nicht so viel Einfluss, egal wie groß der ist stabil läuft
die Schaltung nicht.
Gruß,
Jan
Wenn man vom TIA die niedrige Eingangsimpedanz nur für niedrige
Frequenzen haben muss, könnte man eine Lokale Rückkopplung für den OP
nutzen: zwischen dem Eingang des TIA und dem Eingang des OPA627 also
einen Widerstand (z.B. 100 Ohm) und einen Kondensator am OPA627.
Wenn die Schalter so viel Kapazität haben, sollte man ggf. dort ansetzen
da macht man vermutlich was falsch. Das ist ggf. auch nicht nur eine
Kapazität nach Masse, sondern etwa die 5 nF in Reihe mit z.B. 1 K. Das
würde die Sache schon viel einfacher machen.
Relais als Schalter dürften weniger Kapazität haben.
Bei nur 90 Ohm im Feedback kommt es kaum noch auf das Stromrauschen an.
Ein passender OP wäre also eher der LT1028 oder OPA209 / OPA211.
Vielen Dank nochmals Helmut! Bin Dir sehr dankbar für die Hilfe!
Kannst Du vielleicht deine Simulation (das asc. File) von dem screenshot
hochladen?
Gruß,
Jan
Jan schrieb:> Vielen Dank nochmals Helmut! Bin Dir sehr dankbar für die Hilfe!>> Kannst Du vielleicht deine Simulation (das asc. File) von dem screenshot> hochladen?>> Gruß,> Jan
Das war ein Versehen. Ich wollte den zip-file eigentlich gleich
anhängen.
>Wenn man vom TIA die niedrige Eingangsimpedanz nur für niedrige>Frequenzen haben muss, könnte man eine Lokale Rückkopplung für den OP>nutzen: zwischen dem Eingang des TIA und dem Eingang des OPA627 also>einen Widerstand (z.B. 100 Ohm) und einen Kondensator am OPA627.
Also im Grunde genau das was Helmut Simuliert hat?
>Wenn die Schalter so viel Kapazität haben, sollte man ggf. dort ansetzen>da macht man vermutlich was falsch. Das ist ggf. auch nicht nur eine>Kapazität nach Masse, sondern etwa die 5 nF in Reihe mit z.B. 1 K. Das>würde die Sache schon viel einfacher machen.
Das geht aus dem DB des MAX4700 leider nicht hervor. Die Rede ist von
520pF gegen Masse, siehe Screenshot. (8 Schalter + Parasitäre Kapazität
vom Layout) Ich wills nicht riskieren weil die Leiterplatte sehr teuer
wird, deshalb eliminiere ich vorher alles was schief gehen könnte.
Von Analog Devices gibt es den ADG1413, der hat nur 116pF Pro Schalter
gegen Masse. Aber auch die Leckströme sind höher, wäre aber tolerierbar.
>Relais als Schalter dürften weniger Kapazität haben.
Die sind aber nicht so schnell, ich muss umschalten können genau im
Nulldurchgang.
>Bei nur 90 Ohm im Feedback kommt es kaum noch auf das Stromrauschen >an. Ein
passender OP wäre also eher der LT1028 oder OPA209 / OPA211.
Stimmt. LT1028 und AD797 hatte ich auch in der Auswahl, die sind aber
Pfeilschnell wodurch ich noch mehr Probleme erwartet habe.
Gruß,
Jan
Mit dem BUF sieht die Sache gleich anders aus, die Schaltung läuft ja
perfekt stabil ohne Überschwinger. Vermutlich weil sein
usgangswiderstand ohne Gegenkopplung geringer ist als der vom OPA? Mit
den 1,5nF Schaltern von Analog Devices sieht es nochmal besser aus, das
sollte klappen.
Jan schrieb:> Mit dem BUF sieht die Sache gleich anders aus, die Schaltung läuft ja> perfekt stabil ohne Überschwinger. Vermutlich weil sein> usgangswiderstand ohne Gegenkopplung geringer ist als der vom OPA? Mit> den 1,5nF Schaltern von Analog Devices sieht es nochmal besser aus, das> sollte klappen.
Das Überschingen wird mit C2 eingestellt. Den kannst du ja mal verändern
um den Einfluss zu sehen. Zugegebener Maßen ist der BUF634 etwas zu
optimistisch modelliert. Deshalb habe ich einen etwas größeren Wert für
C2 (2.2nF) genommen.
>Wenn man vom TIA die niedrige Eingangsimpedanz nur für niedrige>Frequenzen haben muss, könnte man eine Lokale Rückkopplung für den OP>nutzen: zwischen dem Eingang des TIA und dem Eingang des OPA627 also>einen Widerstand (z.B. 100 Ohm) und einen Kondensator am OPA627.
Habs mit 100 Ohm + 470pF getestet, das gibt nur einen schönen
Überschwinger in der Rechteckantwort. (Bei der fallenden Flanke
natürlich auch)
Gruß,
Jan
Mit der lokalen Rückkopplung verschlechtert sich die Anstiegszeit. Die
macht dann Sinn, wenn man mit der Überalles-Kompensation (C2) das
Überchwingen nicht wegbekommt. Dananch sah das aber nicht aus. Auch ohne
lokale Kompensation sah das Einschwingverhalten bereits sehr gut aus.
>Das Überschingen wird mit C2 eingestellt. Den kannst du ja mal verändern>um den Einfluss zu sehen. Zugegebener Maßen ist der BUF634 etwas zu>optimistisch modelliert. Deshalb habe ich einen etwas größeren Wert für>C2 (2.2nF) genommen.
Ich spiele gerade schon damit und versuche die Zusammenhänge genauer zu
verstehen und zu prüfen was ich mir selbst schon versucht habe zu
erklären. Legt man einen Serienwiderstand in Reihe zum BUF-Ausgang wird
die Schaltung wieder instabiler, schön das meine Überlegungen dazu
stimmten und vermutlich der Grund warum meine Simulation mit dem LT die
heftige Schwingneigung zeigte. Das ist ein Punkt an dem man ansetzen
könnte nehme ich an, Ausgangswiderstand verringern.
Mit dem LT1028 statt dem OPA627 schwingt die Schaltung tatsächlich noch.
Ich habe den gerade drin gehabt wegen dem niedrigeren Rauschen, der ist
aber zu "schnell"
Jan schrieb:> Mit dem LT1028 statt dem OPA627 schwingt die Schaltung tatsächlich noch.> Ich habe den gerade drin gehabt wegen dem niedrigeren Rauschen, der ist> aber zu "schnell"
Der LT1028 ist nur x2 stabil. Das ist schon mal eine ganz schlechte Wahl
für einen Transimpedanzverstärker. Wenn dann noch zusätzliche
Phasendrehung durch eine Bufferstufe dazukommt, dann kann man das
komplett vergessen. Mach das ja nicht.
>Der LT1028 ist nur x2 stabil.
Kein Wunder hat die erste Simulation von mir nicht funktioniert, da bin
ich noch mehr beruhigt. Der OPA1611 könnte passen, der ist unity gain
stabil und sein rauschen liegt im Bereich des GK Widerstands (1.1nV/√Hz)
Dabei noch wesentlich billiger als der OPA627, aber auch mehr als
doppelt so schnell. Ich simuliere das mal mit ihm.
Gruß,
Jan
Streukapazitaet.png
(11 KB)
