Transimpedanzverstärker große Kapazität kompensieren

[Jan (Gast)]

Guten Morgen,

ich habe einen Transimpedanzverstärker mit sehr großer parasitärer 
Kapazität am Invertierenden Eingang, der schwarze 5nF Kondensator der 
sich nicht entfernen lässt. Die Verstärkung ist maximal 1, sonst immer 
deutlich darunter.
Der IC nach dem OPA627 ist ein BUF634, ein 250mA Treiber damit das 
niederohmige R-Netzwerk oben keine Probleme macht.
C14 und C306 sollen die 5nF kompensieren, durch die niederohmige 
Beschaltung ist die Grenzfrequenz aus den Kondensatoren + dem 90 Ohm GK 
Widerstand immernoch sehr hoch (~350kHz)
Das Problem ist, die Streukapazität liegt in Reihe zu den beiden 
Kompensations Cs und belastet den Ausgang dann mit ~2,7nF gegen Masse. 
Ich vermute das ist nicht gut für die Stabilität?
Die Frage ist, wird die Schaltung stabil arbeiten mit sehr guter 
Rechteckantwort? Wenn nein, lässt sich die Kompensation verbessern?

Danke!

Gruß,
Jan

[U. M. (oeletronika)]

Hallo,
> Jan schrieb:
> ich habe einen Transimpedanzverstärker mit sehr großer parasitärer
> Kapazität am Invertierenden Eingang, der schwarze 5nF Kondensator der
> sich nicht entfernen lässt. Die Verstärkung ist maximal 1, sonst immer
> deutlich darunter.
Bei solchen Anfragen sind die Hintergründe und Randbedingungen meist 
sehr wichtig. Warum schreibst du nichts dazu?
> Der IC nach dem OPA627
Ich frage mich, warum du dieses Schaltungskonzept so verfolgst?
Formal ist das ein Transimpedanzverstärker, aber OPV, welche speziell 
für Anwendungen als "Transimpedanzverstärker" beworben werden, sind dann 
doch meist für einen völlig anderen Zweck gedacht, nämlich Strom zu 
Spannungsumsetzung für uA...nA...pA mit Rückkopplung im Bereich von MOhm 
und gerne auch deutlich mehr. Dafür taugt dann ein Di-FET-OPV sehr gut.
Du brauchst aber keinen Biasstrom im Bereich von fA, statt dessen einen 
guten Ausgangstreiber für paar hundert mA.

> ist ein BUF634, ein 250mA Treiber damit das
> niederohmige R-Netzwerk oben keine Probleme macht.
> C14 und C306 sollen die 5nF kompensieren, durch die niederohmige
> Beschaltung ist die Grenzfrequenz aus den Kondensatoren + dem 90 Ohm GK
> Widerstand immernoch sehr hoch (~350kHz)
Die Frequenzeigenschaften (Grenzfrequenz und Slewrate) des OPV sind also 
auch völlig unkritisch.

> Die Frage ist, wird die Schaltung stabil arbeiten mit sehr guter
> Rechteckantwort? Wenn nein, lässt sich die Kompensation verbessern?
Nutze doch lieber einen bipolaren (Leistungs-)OPV, der bei niedriger 
Verstärkung sehr stabil ist und da auch noch eine gewissen Lastkapazität 
verträgt. Paar nF scheinen mir da noch recht unkritisch.
Gruß Öletronika

[Jan (Gast)]

Hallo,

OK, hier ein paar Hintergrundinformationen:
verschiedene Stromquellen werden über Analogschalter auf den Eingang des 
OPVs geschaltet, der Bereich sind ca. 1µA-150mA die die Schaltung 
verarbeiten muss. (deshalb auch der super Rauscharme OPV) im Grunde ist 
es ein Summierverstärker. Diese Schalter haben Streukapazitäten gegen 
Masse die sehr hoch sind, zusammenaddiert kommt man auf die ca. 5nF mit 
ein wenig Reserve fürs Layout. Die Spannung am inv. Eingang muss immer 
so nahe wie möglich an 0V sein weil sonst die Bandbreite ein Problem 
wird. Also exakt das was den Transimpedanzverstärker auszeichnet und der 
Grund warum ein Lastwiderstand nicht funktioniert.

Wenn es Dir leichter fällt nenne es I/U-Wandler :-)

>Die Frequenzeigenschaften (Grenzfrequenz und Slewrate) des OPV sind also
>auch völlig unkritisch.

Kritisch an der Stelle ist das Rauschen dicht gefolgt von Verzerrungen. 
Und gerade die Verzerrungen sind das Problem, der OPV muss schnell sein 
um das gut ausregeln zu können. Die Kompensations Cs wirken als Filter, 
der OPV selber bleibt "schnell" in seiner Gegenkopplung.

>Nutze doch lieber einen bipolaren (Leistungs-)OPV, der bei niedriger
>Verstärkung sehr stabil ist und da auch noch eine gewissen >Lastkapazität
>verträgt. Paar nF scheinen mir da noch recht unkritisch.

Das Problem ist, die Leistungs OPVs sind nicht so rauscharm wie ich das 
brauche und verzerren mir zu stark.

An welchen Punkten setzten die Hersteller denn an um die OPVs immun 
gegen kapazitive lasten zu machen?

Gruß

[Helmut S. (helmuts)]

Du könntest in Reihe zu C14 und C306 einen Serienwiderstand von z. B. 
2Ohm vorsehen, falls der BUF die rein kapazitive Last nicht mag. Da 
kannst du ja zunächst mal 0Ohm einbauen und dann schauen.

Warum sind da überhaupt 5,7nF drin. Da reichen wahrscheinlich schon 
insgesamt 2nF.

[Jan (Gast)]

Guten Abend,

>Du könntest in Reihe zu C14 und C306 einen Serienwiderstand von z. B.
>2Ohm vorsehen, falls der BUF die rein kapazitive Last nicht mag. Da
>kannst du ja zunächst mal 0Ohm einbauen und dann schauen.

Aber dann funktioniert ja die Kompensation nicht mehr, oder? Dem BUF ist 
die kapazitive Last egal, das ist nur ein super schneller Emitterfolger. 
Ich weiß nur nicht wie der OPV darauf reagiert, vermute aber das sich 
mit dem Ausgangswiderstand das BUF ein RC-Glied bildet das die Schaltung 
instabil macht. (Oder?)

>Warum sind da überhaupt 5,7nF drin. Da reichen wahrscheinlich schon
>insgesamt 2nF.

Wegen der Verstärkung von 1. (Kompensations C = Cin * Verstärkung OPV)

Gruß,
Jan

[Helmut S. (helmuts)]

> Wegen der Verstärkung von 1. (Kompensations C = Cin * Verstärkung OPV)

Nein. Die Formel sieht anders aus.

Schau hier. Nimm den Wert aus Gleichung 10 als Minimum. Ein etwas 
größerer Wert sorgt für weniger(kein) Überschwingen und weniger 
Rauschen.
https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/5129

[Jan (Gast)]

Vielen Dank, das klingt schon positiver! Ich lese mir das morgen genau 
durch und versuche es zu verstehen, kurz durchgetippt (90 Ohm, 18Mhz 
GBP, 5nF parasitär) komme ich auf 750pF minimal. (kommt das hin?) Wenn 
ich da 1nF nehme wäre das für den OPV + BUF sicher erträglicher. Ich 
kann mir aber denken das selbst das noch zu viel sein kann? (Siehe 
Anhang aus dem DB des BUF634)

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/buf634.pdf

Gruß,
Jan

[Helmut S. (helmuts)]

Du musst das GBW-Produkt der beiden OPamps eingeben.

Der OPA627 hat 1GBW(P)=16MHz.
Nimm einfach ein Gesamt-GBW(P) von 10MHz an.

Cf = 1/(4*pi*Rf*fgbwp) *(1+sqrt(1+8*pi*Rf*Ci*fgbwp)

Rf=90Ohm,
Ci=5nF
fgbwp=10Mhz

>> Rf=90; Ci=5e-9; fgbwp=10e6;
>> Cf = 1/(4*pi*Rf*fgbwp) * (1+sqrt(1+8*pi*Rf*Ci*fgbwp))
Cf =   1.0329e-009

>> fgbwp=16e6
fgbwp =  16000000
>> Cf = 1/(4*pi*Rf*fgbwp) * (1+sqrt(1+8*pi*Rf*Ci*fgbwp))
Cf =   8.0070e-010

Du musst also mindestens 1nF nehmen. Dabei wirst du aber Überschwinger 
haben. Mit 2nF werden die weg sein.

[Jan (Gast)]

Danke nochmal, ich habe den Buffer wegen seiner GBP von 180Mhz 
vernachlässigt. Damit ist die Kompensation geklärt.

Wegen der Last die der Kompensationskondensator mit der parasitären 
Eingangskapazität bildet bin ich mir aber weiterhin unsicher. Mein 
Problem, vielleicht auch nur ein Denkproblem:
Der Ausgang des BUF hat einen gewissen Innenwiderstand, vermutlich 
einige wenige Ohm. Dazu liegen in Serie der Kompensations C und die 
Eingangskapazität (5nF) gegen Masse. Dieses RC-Glied sorgt irgendwann 
für einen Phasenverschiebung zwischen Ausgang und dem Invertierenden 
Eingang, der OPV wird instabil weil aus der GK eine Mittkopplung wird.
Die Kondensatoren die man normalerweise zum kompensieren nimmt sind 
irgendwo im Bereich <100pF, dafür sind die OPVs ausgelegt. Ich bin da 
weit drüber und weis deshalb nicht wie das Bauteil dynamisch reagiert. 
Kann mir dazu jemand eine Hilfe geben, ist das überhaupt ein Problem?

Gruß,
Jan

[Helmut S. (helmuts)]

Bei den 16MHz Grenzfrequenz des OPA627 hast du ja noch 75° 
Phasenreserve. Davon "frisst" der BUF634 bei 1nF bis 2nF vielleicht 
30-50° auf. Das sollte also noch nicht schwingen. Außerdem hast du bei 
einer Teilung 2nF/5nF eine Gegenkopplung mit 1/2,5. Das heißt du hast 
noch viel mehr Phasenreserve.

[Rei (Gast)]

Probier mal die Angehängte Schaltung aus (LTspice4),
sie ist reltiv unemfindlich auf C`s am Eingang.
C4 in der Simu. Strombereich muss man anpassen

[Peter D. (peda)]

Die 5nF stören nicht, da unwirksam.
Der invertierende Eingang bildet eine virtuelle Masse, d.h. im 
Arbeitsbereich des OPV ändert sich dessen Spannung (fast) nicht.
Der Kondensator liegt quasi an Gleichspannung (Offsetspannung des OPV).

Die 5,7nF in Deiner Schaltung kompensieren auch nichts, sondern wirken 
als Tiefpaß, d.h. sie überbrücken den 90 Ohm Widerstand für hohe 
Frequenzen.
Wie kommst Du überhaupt auf die 5,7nF?

[Uwe Bonnes (Gast)]

Welche Bandbreite soll den der U/I Konverter haben? Stoert Dich denn ein 
grosses Cf (C14||C306)?

[Jan (Gast)]

>Bei den 16MHz Grenzfrequenz des OPA627 hast du ja noch 75°
>Phasenreserve. Davon "frisst" der BUF634 bei 1nF bis 2nF vielleicht
>30-50° auf. Das sollte also noch nicht schwingen. Außerdem hast du bei
>einer Teilung 2nF/5nF eine Gegenkopplung mit 1/2,5. Das heißt du hast
>noch viel mehr Phasenreserve.

Super, da bin ich beruhigt und fange mit dem layout an! Vielen Dank!

>Probier mal die Angehängte Schaltung aus (LTspice4),
>sie ist reltiv unemfindlich auf C`s am Eingang.
>C4 in der Simu. Strombereich muss man anpassen

Habs geladen, werde es mir später ansehen. Danke!

>Die 5nF stören nicht, da unwirksam.
>Der invertierende Eingang bildet eine virtuelle Masse, d.h. im
>Arbeitsbereich des OPV ändert sich dessen Spannung (fast) nicht.
>Der Kondensator liegt quasi an Gleichspannung (Offsetspannung des OPV).

Leider passt das so nicht, schön wärs. Sonst könnte man sich den bei 
"normalen" OPV Schaltungen auch sparen.

>Welche Bandbreite soll den der U/I Konverter haben? Stoert Dich denn ein
>grosses Cf (C14||C306)?

Alles über 100kHz ist gut. Wichtig ist nur das der Eingang auch wirklich 
bei 0V bleibt, R179 ist die letzte Rettung falls die Schaltung nicht 
läuft und wir mit 0 Ohm bestückt

Gruß,
Jan

[Jan (Gast)]

>Leider passt das so nicht, schön wärs. Sonst könnte man sich den bei
>"normalen" OPV Schaltungen auch sparen.

Der Kompensations C war gemeint. Sorry.

[Jan (Gast)]

Hallo zusammen,

ich habe das gerade mit dem LT1028 durch die Simulation gejagt, bin noch 
zu dämlich in LTspice den OPA627 + BUF einzubinden. :P

Das Ergebnis ist nicht gut. Sobald der 4nF Kondensator angeklemmt ist 
schwingt die Schaltung wild, mein Rechner rechnet sich krumm.
Auch bei 1nF fließt ein Nadelförmiger Strom durch den C, sieht man 
natürlich auch am Ausgang.

Jemand eine Idee wo ich da ansetzen kann? Der Kompensations C hat auf 
das Ergebnis nicht so viel Einfluss, egal wie groß der ist stabil läuft 
die Schaltung nicht.

Gruß,
Jan

[Helmut S. (helmuts)]

Hall Jan,

einfach auspacken und mit LTspiceXVII simulieren.

TIA_Buffer.asc mit OPA627 und BUF634

Gruß
Helmut

Das Programm LTspiceXVII gibt es hier:
http://ltspice.linear-tech.com/software/LTspiceXVII.exe

[Lurchi (Gast)]

Wenn man vom TIA die niedrige Eingangsimpedanz nur für niedrige 
Frequenzen haben muss, könnte man eine Lokale Rückkopplung für den OP 
nutzen: zwischen dem Eingang des TIA und dem Eingang des OPA627 also 
einen Widerstand (z.B. 100 Ohm) und einen Kondensator am OPA627.

Wenn die Schalter so viel Kapazität haben, sollte man ggf. dort ansetzen 
da macht man vermutlich was falsch. Das ist ggf. auch nicht nur eine 
Kapazität nach Masse, sondern etwa die 5 nF in Reihe mit z.B. 1 K. Das 
würde die Sache schon viel einfacher machen.

Relais als Schalter dürften weniger Kapazität haben.

Bei nur 90 Ohm im Feedback kommt es kaum noch auf das Stromrauschen an. 
Ein passender OP wäre also eher der LT1028 oder OPA209 / OPA211.

[Jan (Gast)]

Vielen Dank nochmals Helmut! Bin Dir sehr dankbar für die Hilfe!

Kannst Du vielleicht deine Simulation (das asc. File) von dem screenshot 
hochladen?

Gruß,
Jan

[Helmut S. (helmuts)]

Jan schrieb:
> Vielen Dank nochmals Helmut! Bin Dir sehr dankbar für die Hilfe!
>
> Kannst Du vielleicht deine Simulation (das asc. File) von dem screenshot
> hochladen?
>
> Gruß,
> Jan

Das war ein Versehen. Ich wollte den zip-file eigentlich gleich 
anhängen.

[Jan (Gast)]

>Wenn man vom TIA die niedrige Eingangsimpedanz nur für niedrige
>Frequenzen haben muss, könnte man eine Lokale Rückkopplung für den OP
>nutzen: zwischen dem Eingang des TIA und dem Eingang des OPA627 also
>einen Widerstand (z.B. 100 Ohm) und einen Kondensator am OPA627.

Also im Grunde genau das was Helmut Simuliert hat?

>Wenn die Schalter so viel Kapazität haben, sollte man ggf. dort ansetzen
>da macht man vermutlich was falsch. Das ist ggf. auch nicht nur eine
>Kapazität nach Masse, sondern etwa die 5 nF in Reihe mit z.B. 1 K. Das
>würde die Sache schon viel einfacher machen.

Das geht aus dem DB des MAX4700 leider nicht hervor. Die Rede ist von 
520pF gegen Masse, siehe Screenshot. (8 Schalter + Parasitäre Kapazität 
vom Layout) Ich wills nicht riskieren weil die Leiterplatte sehr teuer 
wird, deshalb eliminiere ich vorher alles was schief gehen könnte.
Von Analog Devices gibt es den ADG1413, der hat nur 116pF Pro Schalter 
gegen Masse. Aber auch die Leckströme sind höher, wäre aber tolerierbar.

>Relais als Schalter dürften weniger Kapazität haben.

Die sind aber nicht so schnell, ich muss umschalten können genau im 
Nulldurchgang.

>Bei nur 90 Ohm im Feedback kommt es kaum noch auf das Stromrauschen >an. Ein 
passender OP wäre also eher der LT1028 oder OPA209 / OPA211.

Stimmt. LT1028 und AD797 hatte ich auch in der Auswahl, die sind aber 
Pfeilschnell wodurch ich noch mehr Probleme erwartet habe.

Gruß,
Jan

[Jan (Gast)]

>Das war ein Versehen. Ich wollte den zip-file eigentlich gleich
>anhängen.

Nochmals Danke :-)

[Jan (Gast)]

Mit dem BUF sieht die Sache gleich anders aus, die Schaltung läuft ja 
perfekt stabil ohne Überschwinger. Vermutlich weil sein 
usgangswiderstand ohne Gegenkopplung geringer ist als der vom OPA? Mit 
den 1,5nF Schaltern von Analog Devices sieht es nochmal besser aus, das 
sollte klappen.

[Helmut S. (helmuts)]

Jan schrieb:
> Mit dem BUF sieht die Sache gleich anders aus, die Schaltung läuft ja
> perfekt stabil ohne Überschwinger. Vermutlich weil sein
> usgangswiderstand ohne Gegenkopplung geringer ist als der vom OPA? Mit
> den 1,5nF Schaltern von Analog Devices sieht es nochmal besser aus, das
> sollte klappen.

Das Überschingen wird mit C2 eingestellt. Den kannst du ja mal verändern 
um den Einfluss zu sehen. Zugegebener Maßen ist der BUF634 etwas zu 
optimistisch modelliert. Deshalb habe ich einen etwas größeren Wert für 
C2 (2.2nF) genommen.

[Jan (Gast)]

>Wenn man vom TIA die niedrige Eingangsimpedanz nur für niedrige
>Frequenzen haben muss, könnte man eine Lokale Rückkopplung für den OP
>nutzen: zwischen dem Eingang des TIA und dem Eingang des OPA627 also
>einen Widerstand (z.B. 100 Ohm) und einen Kondensator am OPA627.

Habs mit 100 Ohm + 470pF getestet, das gibt nur einen schönen 
Überschwinger in der Rechteckantwort. (Bei der fallenden Flanke 
natürlich auch)

Gruß,
Jan

[Helmut S. (helmuts)]

Mit der lokalen Rückkopplung verschlechtert sich die Anstiegszeit. Die 
macht dann Sinn, wenn man mit der Überalles-Kompensation (C2) das 
Überchwingen nicht wegbekommt. Dananch sah das aber nicht aus. Auch ohne 
lokale Kompensation sah das Einschwingverhalten bereits sehr gut aus.

[Jan (Gast)]

>Das Überschingen wird mit C2 eingestellt. Den kannst du ja mal verändern
>um den Einfluss zu sehen. Zugegebener Maßen ist der BUF634 etwas zu
>optimistisch modelliert. Deshalb habe ich einen etwas größeren Wert für
>C2 (2.2nF) genommen.

Ich spiele gerade schon damit und versuche die Zusammenhänge genauer zu 
verstehen und zu prüfen was ich mir selbst schon versucht habe zu 
erklären. Legt man einen Serienwiderstand in Reihe zum BUF-Ausgang wird 
die Schaltung wieder instabiler, schön das meine Überlegungen dazu 
stimmten und vermutlich der Grund warum meine Simulation mit dem LT die 
heftige Schwingneigung zeigte. Das ist ein Punkt an dem man ansetzen 
könnte nehme ich an, Ausgangswiderstand verringern.

[Jan (Gast)]

Mit dem LT1028 statt dem OPA627 schwingt die Schaltung tatsächlich noch. 
Ich habe den gerade drin gehabt wegen dem niedrigeren Rauschen, der ist 
aber zu "schnell"

[Helmut S. (helmuts)]

Jan schrieb:
> Mit dem LT1028 statt dem OPA627 schwingt die Schaltung tatsächlich noch.
> Ich habe den gerade drin gehabt wegen dem niedrigeren Rauschen, der ist
> aber zu "schnell"

Der LT1028 ist nur x2 stabil. Das ist schon mal eine ganz schlechte Wahl 
für einen Transimpedanzverstärker. Wenn dann noch zusätzliche 
Phasendrehung durch eine Bufferstufe dazukommt, dann kann man das 
komplett vergessen. Mach das ja nicht.

[Jan (Gast)]

>Der LT1028 ist nur x2 stabil.

Kein Wunder hat die erste Simulation von mir nicht funktioniert, da bin 
ich noch mehr beruhigt. Der OPA1611 könnte passen, der ist unity gain 
stabil und sein rauschen liegt im Bereich des GK Widerstands (1.1nV/√Hz) 
Dabei noch wesentlich billiger als der OPA627, aber auch mehr als 
doppelt so schnell. Ich simuliere das mal mit ihm.

Gruß,
Jan