Hallo, liebe Experten, ich bastele seit einiger Zeit an einer kleinen NF-Verstärkerschaltung mit einem LM386 am Ausgang eines kleinen Amateurfunkgerätes, der einen Kopfhörerausgang für einen kleinen Kontrolllautsprecher verstärken soll. Die Grundschaltung ist folgende: 1. Ich habe einen Direktmischer-Empfänger mit einem Kopfhörerausgang für 8 - 32 Ohm und ohne Lautstärkeregelung. 2. Zur Lautstärkeregelung für Kopfhörer und nachgeschalteten NF-Verstärker verwende ich ein 1k Poti, das sich für den Betrieb mit Kopfhörer als günstig erwiesen hat - der Regelbereich passt und gleichzeitig ist es hochohmig genug, dass nicht zu viel Leistung am Poti verbraten wird. So funktionieren auch viele externe Lautstärkeregler Klinke-Klinke. (Mir ist klar, dass das durch die Brust ins Auge geschossen ist; sauberer wäre es, entweder die Verstärkung im vorgeschalteten Gerät zu regeln oder vor die letzte Verstärkerstufe im Gerät einen Spannungsteiler zu setzen. Das geht aber hier aus Gründen der Nachbausicherheit nicht.) 3. Am Ausgang dieses Potis wird entweder der Kopfhörer oder der LM386 angeschlossen. Soweit, so gut ;-) Mit Kopfhörer funktioniert das ganze. Der LM386 ist aber eher ein Biest - trotz sauberer Platine in SMD wird das Signal sehr stark gestört, wenn man es nicht nur sehr leise einstellt. Mit einem sauberen Sinussignal 1 kHz funktioniert alles bestens, Rauschen oder Morsesignale sind aber gestört, sobald man etwas lauter dreht. Zum Debuggen bin ich die ganze Liste der LM386-Probleme durchgegangen (Bass-Boost, also Dämpfung der Höhen; Eingangsfilter, Ausgangsfilter, Abblockkondendensatoren für VCC, ...;) mit mäßigem Erfolg. Inzwischen glaube ich, dass das Problem nicht ein instabiler LM386 ist, sondern dass durch meine Schaltung die Filterung der Reste der hochfrequenten Mischerprodukte reduziert wird und diese dann die Störungen verursachen, dass es also an dem spezifischen Direct Conversion Receiver vorher liegt. Anbei 1. die relevante Schaltung aus dem Ausgang des Transceivers und 2. meine Schaltung. Noch ein paar Angaben: - Der Verstärker muss nur den Bereich von 150 - 2000 Hz verstärken. Das Morsesignal liegt im Idealfall bei 600 Hz, kann aber natürlich bei leichter Fehlabstimmung höher oder tiefer sein. - Am Ausgang des Transceivers kommen laut Datenblatt maximal 1.2 Vpp heraus. - Der Gain des LM386 mit C9 und R3 passt, das habe ich experimentell ausprobiert; diese Kombination gibt einen guten Regelbereich am Signalgenerator. - Mit RV2 kann man das Verhältnis von Kopfhörer zu Kontrollautsprecher einstellen, das hat sich als praktisch erwiesen. Konkret hätte ich folgende Fragen: 1. Nach allen möglichen Versuchen, mit Kondensatoren störende Signale jenseits von 2 KHz abzublocken, glaube ich inzwischen, dass man einfach eine größere Induktivität L?/10uH verwenden oder einschleifen müsste. Bei einem 8 Ohm Kopfhörer bildet sie mit etwa 440 Ohm Reaktanz bei 7 MHz einen Spannungsteiler von 1:50. Mit einem 1k Poti im Vollanschlag und hochohmiger Last nur 1:3. Wie seht Ihr das? 2. Bei ersten Versuchen mit fertige LM386-Platinen gab es immer ein Kratzen am Poti, deshalb habe ich noch den Kondensator C3 vorgesehen. Aber eigentlich ist dieser unnötig, denn am Ausgang des Transceivers ist ja schon einer mit 33uF. Also weglassen? Woher könnte das Kratzen sonst kommen? Problem 1? 3. Dann habe ich mir gedacht, dass das Kratzen vielleicht von der kleinen Bias-Spannung kommt, die der LM386 liefert und überlege, ob man nicht noch den mit C? bezeichneten Kondensator braucht. Macht das Sinn? 4. C7 war eine weitere Verzweiflungstat, die ich aus einer anderen ähnlichen Schaltung entnommen habe. Macht das Sinn? Wie dimensionieren? 5. Den Ausgangsfilter aus C8 und R2 habe ich etwas enger dimensioniert als in Beispielschaltungen, weil ich ja kein Hifi brauche, sondern nur Morsesignale bis maximal 2 KHz. 6. Als Abblockkondensatoren für VCC am LM386 hatte ich erst nur einen X7R Kerko mit 10 uF. Mit einem Elko 100uF wird es geringfügig besser, aber mir scheint, das ist Herumdoktern an den Symptomen. Was empfehlt ihr - 1 x Kerko 10uF, 1 x Elko 100uF low ESR? Elko + Kerko? Für jeden anderen Tipp bin ich natürlich auch dankbar! Vielen Dank im voraus! Martin
Hi, schau Dir einmal diese Schaltung an. Es hatte seinen Grund, warum ich den invertierenden Eingang nicht auf Masse legte, wie man es in vielen Schaltbilden findet. Obwohl mich alle für bekloppt hielten... https://www.mikrocontroller.net/attachment/308486/NF_Spektrumsumkeher.png Welche 386-er ist's denn, der N1 geht bei mir gut. (P.S.: Set wurde direkt zwischen Mikro und Funke geschaltet, Aufbau kann also als halbwegs HF-einstrahlsicher bewertet werden.) ciao gustav
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Hi, gibt noch eine Art "Glaubensstreit", was der LM386 kann und was seine "Macken" sind, die zumindest gelegentlich auftreten könnten. Von einigen Leuten hier wird er verteufelt, bei Amateurradio-Shops wird er sogar für Neuentwicklungen verwendet. Siehe Thread hier: Beitrag "Re: Invertierender Verstärker für Audiosignale" Wie gesagt, die N-Buchstaben-Ziffernkombination hinter der 386 im Aufdruck spezifiziert die Verstärkung, so dass der eine LM386 funktioniert, der andere nicht. ciao gustav
Günter Lenz schrieb: > Der LM4808 kann so nicht funktionieren, da sind > die Eingänge falschrum. Hallo Günter, danke - sorry, mein Fehler: Ich hatte den relevanten Ausschnitt aus dem Schaltplan des MTR5b schnell mit KiCad neu gezeichnet und dabei irgendeinen OpAmp als Symbol genommen, ohne das Pinout zu checken. Das ist aber hier nicht der Grund, weil dieser Schaltungsteil extern gegeben ist. Der Originalplan ist hier: https://www.lnrprecision.com/wp-content/uploads/2017/06/MTR_5B-Manual_rev4-LNR.pdf (S. 23). Martin
Karl B. schrieb: > Hi, > gibt noch eine Art "Glaubensstreit", was der LM386 kann und was seine > "Macken" sind, die zumindest gelegentlich auftreten könnten. > Von einigen Leuten hier wird er verteufelt, bei Amateurradio-Shops wird > er sogar für Neuentwicklungen verwendet. Siehe Thread hier: > > Beitrag "Re: Invertierender Verstärker für Audiosignale" > > Wie gesagt, die N-Buchstaben-Ziffernkombination hinter der 386 im > Aufdruck spezifiziert die Verstärkung, so dass der eine LM386 > funktioniert, der andere nicht. > > ciao > gustav Hallo Gustav, ich habe diesen hier: LM386M-1. Das ist wohl die SOIC-Version des N-1: https://www.mouser.de/ProductDetail/Texas-Instruments/LM386M-1/ http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm386.pdf Martin
Karl B. schrieb: > Wie gesagt, die N-Buchstaben-Ziffernkombination hinter der 386 im > Aufdruck spezifiziert die Verstärkung, so dass der eine LM386 > funktioniert, der andere nicht. OK, hier die Daten: LM386N-1 Ub 6 V RL 8 Ohm nominal 250 mW LM386N-2 Ub 7,5V RL 8 Ohm nominal 400 mW LM386N-3 Ub 9V RL 8 Ohm nominal 500 mW LM386N-4 Ub 16V RL 32 Ohm nominal 1000 mW LM386A 1,25W ciao gustav
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Karl B. schrieb: > Hi, > schau Dir einmal diese Schaltung an. > > Es hatte seinen Grund, warum ich den invertierenden Eingang nicht auf > Masse legte, wie man es in vielen Schaltbilden findet. > Obwohl mich alle für bekloppt hielten... > https://www.mikrocontroller.net/attachment/308486/NF_Spektrumsumkeher.png > > Welche 386-er ist's denn, der N1 geht bei mir gut. > (P.S.: Set wurde direkt zwischen Mikro und Funke geschaltet, Aufbau kann > also als halbwegs HF-einstrahlsicher bewertet werden.) > > ciao > gustav Hallo Gustav, das ist interessant - Steve Webber legt übrigens in dem MTR-Trasceiver auch den invertierenden Eingang des OpAmp auf 1/2 VCC (siehe ganz links in meinem Schaltplan). Welche Funktion hat dieser Ansatz bzw. was ist der Vorteil gegenüber einem naiven Massepotential für den nicht-genutzten Eingang? Martin
Martin H. schrieb: > Das ist wohl die SOIC-Version des N-1: Hi, dann müsste das ja gehen, da er nicht so hoch verstärkt. ciao gustav
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Karl B. schrieb: > Martin H. schrieb: >> Das ist wohl die SOIC-Version des N-1: > > Hi, > dann müsste das ja gehen, da er nicht so hoch verstärkt. > > ciao > gustav Ich vermute, wie gesagt, dass das Hauptproblem ist, dass die Filterwirkung der Induktivtität von 10uH, die für einen niederohmigen Verbraucher nur 1:50 eines 7 MHz-Signals durchläßt, mit meinem 1k-Poti eben nich 1:3 durchlässt, und dass diese HF-Reste der Grund für die Probleme sind. Vielleicht löst eine 100 - 200 uH-Drossel statt eines Kondensators das Problem schon. Oder man nimmt eine Drossel am Ausgang des LM386, dann ist die Filterwirkung bei gleicher Induktivität größer, weil die Last niederohmiger ist. So ein Beispiel ist auch im Datenblatt http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm386.pdf aus Seite 15 gezeigt. Martin
Martin H. schrieb: > Vielleicht löst eine 100 - 200 uH-Drossel statt eines > Kondensators das Problem schon. Also zum Beispiel so etwas: https://www.reichelt.de/Fest-Induktivitaeten-axial/L-MICC-330-/3/index.html?ACTION=3&LA=2&ARTICLE=86441&GROUPID=3179&artnr=L-MICC+330%C2%B5&SEARCH=%252A einfach vor das 1k-Poti hängen. Was meint ihr dazu? Martin
Martin H. schrieb: > Welche Funktion hat dieser Ansatz bzw. was ist der Vorteil gegenüber > einem naiven Massepotential für den nicht-genutzten Eingang? Bei weniger als 10 kOhm am Eingang ist die Offsetspannung niedrig. Den jeweils unbenutzten Eingang kann man dann praktisch nach Masse kurzschließen. Die nötig werdenden Widerstände gleichen die Offsetspannung aus, wenn man hochohmiger am Eingang wird. (Mehr als 250 kOhm). Durch RC-Kombination am Eingang kann die DC am Eingang vernachlässigt werden, wechselspannungsmäßig liegt der "unbenutzte" Eingang ja dann auch an GND-Potenzial. Das ist dann auch besonders wichtig, wenn man symmetrische Eingangssignale verarbeiten muss, wie bei der Schaltung im Bild links oben. ciao gustav
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Karl B. schrieb: > Martin H. schrieb: >> Welche Funktion hat dieser Ansatz bzw. was ist der Vorteil gegenüber >> einem naiven Massepotential für den nicht-genutzten Eingang? > > Bei weniger als 10 kOhm am Eingang ist die Offsetspannung niedrig. Den > jeweils unbenutzten Eingang kann man dann praktisch nach Masse > kurzschließen. > Die nötig werdenden Widerstände gleichen die Offsetspannung aus, wenn > man hochohmiger am Eingang wird. (Mehr als 250 kOhm). > Durch RC-Kombination am Eingang kann die DC am Eingang vernachlässigt > werden, wechselspannungsmäßig liegt der "unbenutzte" Eingang ja dann > auch an GND-Potenzial. > > Das ist dann auch besonders wichtig, wenn man symmetrische > Eingangssignale verarbeiten muss, wie bei der Schaltung im Bild links > oben. > > ciao > gustav Hallo Gustav, ok - danke! Daraus lese ich aber heraus, dass das bei meiner Schaltung nicht nötig sein sollte, weil der Eingang des LM386 durch das Trimpot ja höchstens mit 10 k gegen Masse abgeschlossen ist. Dann sollte ich den unbenutzen invertierenden Eingang einfach auf Masse legen können. Oder irre ich. Mein angedachter Kondensator C? scheint mir dann aber eher kontraproduktiv, weil er die Eingangsimpedanz am LM386 frequenzabhängig macht. Jetzt aber nochmal zur Umsetzung: 1. Sehe ich das richtig, dass ich mir meinen Eingangskondensator vor dem 1k-Poti sparen kann, weil das Signal eh keinen DC-Bias enthalten sollte, weil der Transceiver bereits den 33uF-Kondensator bereithält? Oder habe ich hier etwas übersehen? 2. Der angedachte Kondensator C? ist Quatsch, richtig? 3. Eine größere Induktivität vor dem 1-k-Poti oder am Ausgang des LM386 könnte das Problem lösen. Macht diese Annahme Sinn? Viele Grüße Martin
Martin H. schrieb: > 1. Sehe ich das richtig, dass ich mir meinen Eingangskondensator vor dem > 1k-Poti sparen kann, weil das Signal eh keinen DC-Bias enthalten sollte, > weil der Transceiver bereits den 33uF-Kondensator bereithält? Oder habe > ich hier etwas übersehen? Ja, C3 ist überflüssig. > 2. Der angedachte Kondensator C? ist Quatsch, richtig? C? ist ebenfalls unnötig, genau wie C7. > 3. Eine größere Induktivität vor dem 1-k-Poti oder am Ausgang des LM386 > könnte das Problem lösen. Macht diese Annahme Sinn? Die Verstärkung des LM386 ist imo zu hoch wenn der TRX wie angegeben bis zu 1,2Vss liefert.
Hi @elektrofritz, für die LM386-Beschaltung würde ich erst einmal folgendes machen: C9, R3, R1, C6 rausnehmen und dafür einen 0,1 uF von Pin 1 nach 8. (Da kann auch der Frequenzgang mit "Kunstschaltungen" noch mit beeinflusst werden.) So geht die Lautstärke zwar etwas runter, aber auch wahrscheinlich die unerwünschten Effekte. Und zur Vermeidung von HF-Einstreuungen direkt an Pin 3 einen ca. 470p bis 1nF-Kond. nach GND. Und die Masseführung streng sternförmig. Dann sehen wir einmal weiter. ciao gustav
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Hallo Gustav, Robert, vielen Dank für Eure Tipps! Ich habe das jetzt mal so umgesetzt: 1. Blockkondensatoren für DC weg, da nicht nötig. 2. Abblockkondensator 1 nF vom Eingang / Pin 3 nach Masse als Schutz vor leitungsgebundener und eingestrahlter HF. 3. Bass-Boost etc. entfernt. Die Gain-Schaltung habe ich mal mit 10u und 1.8k gelassen, weil nur ein Kondensator ja einen höheren Gain (laut Datenblatt dann 200) hat und ich mit etwas unter 50 gut zurechtgekommen bin. @ Gustav: Empfiehlst Du 0.1u von Pin 1 nach Pin 8 (mit oder ohne Widerstand) gegenbüber den 10uF aus dem Datenblatt, weil mich die ganz tiefen Frequenzen hier nicht interessieren? 10u und 0.1u gibt es beide in SMD als 0805, sodass es für mich keinen großen Unterschied machen würde, den größeren zu nehmen. Zusätzlich habe ich einen Abblockkondensator bei VCC als Kombination aus 100uF low-ESR-Elko und 100 nF Kerko vorgesehen. Am Eingang würde ich noch eine SMD-Festinduktivität mit 330 uH einschleifen. Diese gibt es von Murata in 0805, sie kosten 17 Cent und haben einen DC-Widerstand von gerade mal 0,5 Ohm: https://www.mouser.de/ProductDetail/Murata-Electronics/LQM21NNR33K10D/ Damit hätte ich noch einen Filter gegen Mischerprodukte aus dem Empfänger und eingestrahlte HF beim Senden, der etwa so stark ist wie der 10 uH mit einem Kopfhörer mit 32 Ohm. Schaut das sinnvoll aus? Viele Grüße und schonmal vielen Dank! Martin
Martin H. schrieb: > Die Gain-Schaltung habe ich mal mit 10u und 1.8k gelassen, weil nur ein > Kondensator ja einen höheren Gain (laut Datenblatt dann 200) hat und ich > mit etwas unter 50 gut zurechtgekommen bin. Der 1,8kOhm Widerstand trägt natürlich auch zur Verstärkung bei, welche aktuell viel zu hoch ist. Bei max. 1,2Vss am Eingang wäre für max. 0,5W Ausgangsleistung nur eine Spannungsverstärkung von ca. 5 notwendig. Deine ist 10 mal höher, wodurch es notwendig wird die überschüssige Verstärkung am Eingang über RV2 wieder zu "vernichten". > Am Eingang würde ich noch eine SMD-Festinduktivität mit 330 uH > einschleifen. Diese gibt es von Murata in 0805, sie kosten 17 Cent und > haben einen DC-Widerstand von gerade mal 0,5 Ohm: Die zusätzliche Drossel ist nicht wirklich notwendig. Der LM4808 bildet schon einen NF-Bandpass und an dessen Ausgang befindet sich eine 10µ Drossel und ein 10nF Kondensator welcher eventuelle HF kurzschließt. Man könnte z.B. parallel zu RV2 noch einen weiteren 10nF Kondensator vorsehen.
Datenblatt ansehen Da sind irgendwelche komischen Gebilde zwischen den Eingängen und Masse. http://html.alldatasheet.com/html-pdf/8887/NSC/LM386/196/5/LM386.html
Martin H. schrieb: > @ Gustav: Empfiehlst Du 0.1u von Pin 1 nach Pin 8 (mit oder ohne > Widerstand) gegenbüber den 10uF aus dem Datenblatt, weil mich die ganz > tiefen Frequenzen hier nicht interessieren? 10u und 0.1u gibt es beide > in SMD als 0805, sodass es für mich keinen großen Unterschied machen > würde, den größeren zu nehmen. Hi, an Pin 3 zum Poti RV2 gehört noch ein Widerstand (ca. 1 k), sonst ist bei Schleiferstellung nach GND der Eingang so kurzgeschlossen, dass je nach Verdrahtung u.U. eine HF-Antennenwirkung entsteht, was auch das "Kratzen" erklären dürfte. Kurzschluss ist nicht gleich Kurzschluss. Eine Drahtschleife zwischen den GND-Anschlüssen von 10 cm oder weniger reicht schon, um wie eine Antenne zu wirken. Wie sieht es denn überhaupt mit der Spannungsversorgungsleitungsführung der Gesamtschaltung aus? Gibt es da vielleicht noch unerwünschte Verkopplungen? Dann lass einmal die Pinne 1 und 8 völlig unbeschaltet, und schau 'mal, was passiert. (Nehme an, dann stellt sich durch den eingebauten 1,35 kOhm-Widerstend von alleine eine Verstärkung von ca. 20 dB ein, was - wie oben bereits gesagt - hier völlig ausreicht.) Lutz H. schrieb: > Datenblatt ansehen > Da sind irgendwelche komischen Gebilde zwischen den Eingängen und Masse. Hi, ok, da sind auch Oszillatorschaltungen (Wien-Brücke, Rechteckgenerator etc.) abgebildet, die hier nicht so interessieren. ciao gustav
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Karl B. schrieb: > Lutz H. schrieb: >> Datenblatt ansehen >> Da sind irgendwelche komischen Gebilde zwischen den Eingängen und Masse. > > Hi, > ok, da sind auch Oszillatorschaltungen (Wien-Brücke, Rechteckgenerator > etc.) abgebildet, die hier nicht so interessieren. Ja, da ist keine Gleichspannung von GND auf einem Eingang.
Lutz H. schrieb: > Ja, da ist keine Gleichspannung von GND auf einem Eingang. Hi @luhe, ich vergaß korrekt zu zitieren: "269 ICs Die wichtigsten Daten Linear TTL CMOS ISBN 3-921608-31-7, Elektor Verlag GmbH D-5100 Aachen, Seite 86" Da steht's schwarz auf weiß... ciao gustav
Es ist wirklich zulässig den Eingang an Masse zu legen, danke wieder was gelernt.
Robert M. schrieb: >> Am Eingang würde ich noch eine SMD-Festinduktivität mit 330 uH >> einschleifen. Diese gibt es von Murata in 0805, sie kosten 17 Cent und >> haben einen DC-Widerstand von gerade mal 0,5 Ohm: > > Die zusätzliche Drossel ist nicht wirklich notwendig. Der LM4808 bildet > schon einen NF-Bandpass und an dessen Ausgang befindet sich eine 10µ > Drossel und ein 10nF Kondensator welcher eventuelle HF kurzschließt. Man > könnte z.B. parallel zu RV2 noch einen weiteren 10nF Kondensator > vorsehen. Hallo Robert, danke - ich habe nochmal über Deinen Kommentar nachgedacht und denke, ich verstehe ihn jetzt: Selbst, wenn statt des niederohmigen Kopfhörers mein 1k-Poti RV1 am Ausgang des LM4808 angeschlossen ist, funktioniert der Tiefpass aus der 10-uH-Induktivität und dem 10-nF-Kondensator, denn dieser hat bei 7 MHz eine Reaktanz von 2,3 Ohm, die Induktivität hingegen 440 Ohm. Der Tiefpass lässt also bei 7 Mhz nur 0,5 % durch. Martin
Martin H. schrieb: > Selbst, wenn statt des niederohmigen Kopfhörers mein 1k-Poti RV1 am > Ausgang des LM4808 angeschlossen ist, funktioniert der Tiefpass aus der > 10-uH-Induktivität und dem 10-nF-Kondensator, denn dieser hat bei 7 MHz > eine Reaktanz von 2,3 Ohm, die Induktivität hingegen 440 Ohm. Der > Tiefpass lässt also bei 7 Mhz nur 0,5 % durch. Genau, 7MHz werden 0,5% bzw. 46dB gedämpft. Zusammen mit 1nF am nichtinvertierenden Eingang des LM386 und vielleicht noch 10nF parallel zu RV2 macht HF sicher keine Schwierigkeiten. Ich meine die Probleme treten durch Übersteuerung des Verstärkers auf. Stelle RV2 auf Minimum und das 1k Lautstärkepoti auf Maximum. Nun drehe langsam den Trimmer RV2 bis zu einer angenehmen, verzerrungsfreien Lautstärke auf.
C1 ist aber ganz nah an Pin6 und Pin4?!?!!!! Der blockt Plus und Minus, sonst schwingts...
TDA7052A (A!!!) Ich bin übrigens irgendwann vom LM386 auf den TDA7052A umgestiegen, weil der viele Vorteile hat und viel besser handhabbar ist. Schon alleine die DC-Lautstärkeeinstellung ist super! Und kein Elko mehr im LS-Zweig. Billiger, besser verfügbar und weniger Rauschen, besonders bei kleiner Lautstärke. Und Rumschwingen tut er (bei mir jedenfalls bisher) auch nicht. Allerdings kann er maximal um 36dB verstärken (aus dem Kopf gesagt), der LM kann je nach Beschaltung wesentlich mehr (rauscht dann aber auch sehr).
Ansonsten, reduzier doch mal den Verstärkungsfaktor von deinem LM, glaube über das Verhältnis von R1 zu R3 wird das eingestellt. Wenn das Signal vorher von der Amplitude schon halbwegs ok war, kannst du den Verstärkungsfaktor ja mal auf 2 oder 3 einstellen und schauen, was passiert.
Jörn schrieb: > Ansonsten, reduzier doch mal den Verstärkungsfaktor von deinem LM, > glaube über das Verhältnis von R1 zu R3 wird das eingestellt. Hi, geht beim LM386 viel einfacher, ist eben nicht genau so wie ein OP-Amp zu betrachten, eher berechnungsmäßig wie eine Mischform. Einfach Pin 1 und 8 unbeschaltet lassen, siehe auch unten. Denn sonst gilt: Wenn etwas an dem Verstärkungsfaktor geändert wird über die von den OP-Amps her bekannten "R's", muss zwingend die Frequenzkompensation mit geändert werden, sonst gibt es Probleme. Ein Beispiel für den TDA2003, wie man das dann berechnet: https://www.mikrocontroller.net/attachment/336226/TDA2003_Abaenderung.png Die Formel ist links unten im Bild, habe es selbst ausprobiert und geht. (Und rauscht und brummt auch nicht mehr so stark.) Karl B. schrieb: > Dann lass einmal die Pinne 1 und 8 völlig unbeschaltet, und schau 'mal, > was passiert. (Nehme an, dann stellt sich durch den eingebauten 1,35 > kOhm-Widerstend von alleine eine Verstärkung von ca. 20 dB ein, was - > wie oben bereits gesagt - hier völlig ausreicht.) Beitrag "Re: LM386 als Verstärker am Kopfhörerausgang / QRP-Transceiver" Das Schaltbild funktioniert bei mir einwandfrei (und das an der Handfunke, wo es schon 'mal HF-einstreumäßig sehr kritisch werden kann): https://www.mikrocontroller.net/attachment/345458/LM386-N1_Auszug.png ciao gustav
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Hallo! R2 und C7 bilden hier https://www.mikrocontroller.net/attachment/345458/LM386-N1_Auszug.png noch mal einen zusätzlichen Tiefpass zum Abscheiden der HF-Reste am Eingang. Das könnte der TO auch mal testen oder direkt den Schaltplan komplett von Karl übernehmen.
Danke für alle Eure Tipps! Anbei mein letzter Stand. Zu dem Schaltplan von Karl https://www.mikrocontroller.net/attachment/345458/LM386-N1_Auszug.png hätte ich noch ein paar Fragen: 1. Sollte ich wie Karl (bei ihm C8) auch eher 220uF statt 100uF für den Abblock-/Puffer-Elko verwenden oder reichen 100uF eines low-ESR-Modells in SMD? 2. Karl setzt vor die Versorgungsspannung (bei ihm R5) einen 10-Ohm-Widerstand, anscheinend, um einen Tiefpass zu formen. Macht das einen großen Unterschied bzw. was genau ist der Vorteil gegenüber einem reinen Abblockkondensator ohne R5? 3. Statt des Tiefpasses am Eingang (bei ihm R2 und C7) habe ich mit C7 (mein Plan) und RV2) ja eigentlich auch einen Tiefpass. Der Frequenzgang hängt natürlich bei mir von der Stellung von RV2 ab. Solange RV2 gegenüber der Impedanz von C7 aber hochohmig bleibt, sollte das trotzdem gehen, und RV2 wird im Betrieb nicht verstellt. 4. Was ich auch noch nicht verstanden habe, ist die Kombination aus R1, C5 und C6 am invertierenden Eingang des LM386. Im Prinzip ist das ja nochmal ein Tiefpass, dessen Eingang mit C5 gegen Masse liegt, bzw. ein CRC-Pi-Glied. Was ist der Vorteil gegenüber der einfachen Schaltung, die Pin 2 des LM386 direkt auf Masse legt? Ich werde dann nächste Woche mal die Platine layouten und hier hineinstellen. Vielen Dank nochmals! Martin
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Martin H. schrieb: > reichen 100uF eines low-ESR-Modells > in SMD? Ja. Martin H. schrieb: > Karl setzt vor die Versorgungsspannung (bei ihm R5) einen > 10-Ohm-Widerstand, anscheinend, um einen Tiefpass zu formen. Macht das > einen großen Unterschied bzw. was genau ist der Vorteil gegenüber einem > reinen Abblockkondensator ohne R5? Hi, das ist im Zusammenhang mit der Gesamtschaltung https://www.mikrocontroller.net/attachment/308486/NF_Spektrumsumkeher.png zu sehen, wo mehrere Stufen DC-und HF-mäßig entkoppelt werden müssen. Kann entfallen. Martin H. schrieb: > Was ich auch noch nicht verstanden habe, ist die Kombination aus R1, > C5 und C6 am invertierenden Eingang des LM386. Im Prinzip ist das ja > nochmal ein Tiefpass, dessen Eingang mit C5 gegen Masse liegt, bzw. ein > CRC-Pi-Glied. Der Verstärker wird "quasi-symmetrisch" betrieben. Also, Aussenbeschaltung beider Eingänge zunächst einmal gleich dimensioniert. Ob der inv. Eingang über RC-Beschaltung an Masse gelegt wird oder direkt, hat insofern Bedeutung, dass man beim Layout diesen "heißen" Massepunkt ganz exakt auf das niedrigste Potenzial legen muss. Wird das nicht gemacht, kommt es gerade bei der Schaltung mit den HF-Stufen u.U. zu unerwünschten Verkopplungen. Man weiß ja nicht, wie das Platinenlayout im Einzelfall in die Praxis umgesetzt worden ist. Von daher lieber die RC-Beschaltung so lassen. Dann ist der Eingang DC-mäßig nur noch von der Innenbeschaltung des IC selbst abhängig aber AC-mäßig auf Nullpotenzial der Signalquelle gelegt. Da fließt dann kein vagabundierender Gleichstrom mehr wild herum. ciao gustav
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Karl B. schrieb: > Martin H. schrieb: >> Was ich auch noch nicht verstanden habe, ist die Kombination aus R1, >> C5 und C6 am invertierenden Eingang des LM386. Im Prinzip ist das ja >> nochmal ein Tiefpass, dessen Eingang mit C5 gegen Masse liegt, bzw. ein >> CRC-Pi-Glied. > > Der Verstärker wird "quasi-symmetrisch" betrieben. > Also, Aussenbeschaltung beider Eingänge zunächst einmal gleich > dimensioniert. Ob der inv. Eingang über RC-Beschaltung an Masse gelegt > wird oder direkt, hat insofern Bedeutung, dass man beim Layout diesen > "heißen" Massepunkt ganz exakt auf das niedrigste Potenzial legen muss. > Wird das nicht gemacht, kommt es gerade bei der Schaltung mit den > HF-Stufen u.U. zu unerwünschten Verkopplungen. Man weiß ja nicht, wie > das Platinenlayout im Einzelfall in die Praxis umgesetzt worden ist. Von > daher lieber die RC-Beschaltung so lassen. Dann ist der Eingang DC-mäßig > nur noch von der Innenbeschaltung des IC selbst abhängig aber AC-mäßig > auf Nullpotenzial der Signalquelle gelegt. Da fließt dann kein > vagabundierender Gleichstrom mehr wild herum. Danke! Das werde ich dann so machen - zwar sollte ich wegen des SMD-Gehäuses eigentlich superkurze, schöne Massewege hinbekommen, aber die Schaltung wird in Verbindung mit diesem DC-DC-Boost-Konverter betrieben: Beitrag "Platinenlayout for DC-DC-Wandler mit Filtern" Ich muss also nicht nur mit HF aus dem Transceiver selbst umgehen, sondern auch Resten aus dem Schaltregler. Also lieber drei Bauteile mehr und einen stabileren Betrieb. Dein Ansatz ist ein schönes Beispiel, dass bei HF eine einfache Leitung gegen Masse eben doch in der Praxis nicht so einfach ist wie auf einem Schaltplan ;-) 73 de Martin
Hallo Gustav, mit Deinen Anregungen und den anderen hier aus dem Forum habe ich den Schaltplan nun noch einmal überarbeitet. Insbesondere habe ich den invertierenden Eingang ebenso wie den nichtinvertierenden mit einem RC-Tiefpass geblockt und den invertierenden kapazitiv auf Masse gelegt. Ich denke, dass dein Vorschlag eine gute Idee in meiner Anwendung ist, weil der Verstärker, der Transceiver und der Schaltregler über Kabel im Gehäuse verdrahtet sind und ich zwar auf der Platine eine gute Masseführung hinbekomme, aber eben nur bedingt in der Einsatzschaltung. Außerdem habe ich ja noch Reste der Schaltfrequenz von 1.3 MHz (s.o.) im Gehäuse. Also - anbei der finale Plan. Kleine Änderungen: 1. Zur DC-Blockung (C6) habe ich 470nF statt 100 nF genommen, weil mein Trimpot mit 10 k niederohmiger ist als das in Deiner Schaltung. Aus Symmetriegründen dann auch 470 nF für C17. 2. Die Cut-Off-Frequenz für die Tiefpässe habe ich mit 1 nF statt 680 pF nochmal gesenkt, weil mich eh nur Morsetöne von 250 - 2000 Hz interessieren und das von den Bauteilekosten keinen Unterschied macht. Mit 680 Ohm komme ich dann auf 234 kHZ als Frequenz für -3 dB. 3. Für den Gain lasse ich C9 und R3 im Layout; dann kann ich hier notfalls noch nachjustieren, wenn ich die Pads auf der Platine vorsehe. Noch nicht ganz sicher bin ich, ob mir C6 und C3 etwas bringen. C6 ist Deiner Schaltung entnommen und sorgt noch mal für eine Abblockung von DC (aber wo sollte die hier herkommen?). C3 war ein früherer Vorschlag hier im Thread, um HF-Reste abzublocken. Kostet 10 Cent und bringt vielleicht etwas. Gegen die Zusatzbauteile (C3, C6, R1, C7, C17, R9, C18) könnte man natürlich auch argumentieren, dass sie das Layout verschlechtern und über ihre Anschlüsse und Leiterbahnen parasitäre Effekte verursachen, die ihren Nutzen in Frage stellen. Da das aber alles 0603 in SMD wird, halte ich den Nutzen für größer als das Risiko. Nochmals vielen Dank für alle Tipps! Martin
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