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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Bitte gegenlesen: Verlustleistungsrechnung SOT-23 MOSFET


Autor: Conny G. (conny_g)
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Hi Leute,

habe schon eine Weile keinen MOSFET mehr ausgerechnet.
Konzipiere gerade an einer kleinen Schaltung, die kurzfristig per Input 
von einem Touch-Schalter (AT42QT1011 Chip) über ein T-Flip-Flop einen 
MOSFET und damit einen LED-Streifen schaltet.
Später soll eine weiterentwickelte Version so einen Streifen auch dimmen 
können und vielleicht als Eagle Baustein herhalten.

Der LED-Streifen oder die LEDs sollen mit 12-24V betrieben werden können 
und es sollen "einige Meter" im Falle eines Streifens bzw. "wenige 
Ampere" in anderen Fällen geliefert werden können.

Es soll eine SMD-Platine werden und ein kleiner SOT-23 MOSFET. Das ist 
nun keine harte Vorgabe, würde die Platine aber kompakter machen und 
deshalb rechne ich gerade die Grenzen eines kleinen MOSFET aus.

Kandidat ist ein IRLML 0030, weil ich den da habe:
http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A200/D...

SOT-23
V_ds_max 30V
R_ds_max 60 mOhm bei V_gs 4V
Rthja 100 K/W bzw. P_diss_max 1.3W bei einem Standardfootprint von 
SOT-23
(hätte ich so aus einer Appnote von Infineon herausgelesen
https://www.infineon.com/dgdl/an-994.pdf?fileId=55...)

Die 60mOhm sind nach Diagramm Nr. 12 auf Seite 6 des DB ermittelt für 
R_gs = 4V, der Mosfet wird mit 5V angesteuert werden.

Nun rechne ich gerade aus, wieviel Strom & Schaltfrequenz der mit 1,3W 
leisten könnte.

Ich kam nun bei 24V, 3,5A und 1.000Hz auf eine Verlustleistung von grob 
1,15W, das wäre im Limit und mein Vorhaben würde damit klappen.

So rechne ich:

1) Die statischen Verluste (angenommen Duty Cycle 99%):
P_statisch = R_ds_on x I_ds * I_ds = 0,06Ohm x 3,5A x 3,5A = 0,735W

2) Die Schaltverluste
1.000 Hz PWM-Frequenz, Rechnung für einen Zyclus, also für 1/1000stel 
Sekunde:
Die Schaltzeiten (rise time, fall time) lt. Datenblatt sind 5ns 
(aufgerundet).
Ich nehme die Leistung unter der Kurve als ein rechtwinkliges Dreieck 
an, und das Ganze x2 wg. Rise und Fall.
Also 2x 1/2 x Zeitanteil x P_max = t_risefall/Zykluszeit x 24V x 3,5A = 
5ns/1ms * 84W = 0.00042 W pro Zyklus/Takt.
Das x1000 für 1.000Hz ergibt 0,42W Schaltverluste.

Das ergäbe dann zusammen die 1,155W Gesamtverluste.
Die ganze Rechnung habe ich natürlich in Excel, aber ich wollte mal den 
Rechenweg mit Euch prüfen, da die meisten Rechenwege im Netz das 
komplexer aufziehen.

Der MOSFET könnte bei 100 K/W maximal 1,3W, ich würde diese 12% als 
Reserve sehen, ja wahrscheinlich sogar bei 1W aufhören um genug Puffer 
zu haben.

Bei 3A könnte ich genau 5m meines Streifens ansteuern und hätte 0,9W 
Verlustleistung.

Passt das so?

: Verschoben durch Moderator
Autor: Peter (Gast)
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Deine Rechnung stimmt prinzipiell.

Kannst du die Umgebungstemperatur konstant auf 25°C halten? Wenn nicht, 
verringert sich die maximale Verlustleistung P_diss_max von 1.3W auf 
einen geringeren Wert.

Autor: Gerd E. (robberknight)
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Conny G. schrieb:
> Rthja 100 K/W bzw. P_diss_max 1.3W bei einem Standardfootprint von
> SOT-23

Das scheint mir arg grenzwertig.

Sagen wir Du hast 35°C Raumtemperatur (Sommer) und das Ding ist in nem 
Gehäuse drin, in welchem es nochmal 15°C wärmer ist (Sonne, Abwärme). 
Dann hast Du 50°C im Ruhezustand.

Wenn Du jetzt 1W in Deinem SOT-23-FET verheizt, wird der 150°C "warm". 
Das ist zwar grade eben noch innerhalb der Abs. Max. Ratings, aber ein 
langes Leben ist bei dieser Behandlung von dem FET nicht zu erwarten.

Ich würde da eher bei 0,5W die Obergrenze ziehen.

Autor: Andreas S. (igel1)
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> Die Schaltzeiten (rise time, fall time) lt. Datenblatt sind 5ns
> (aufgerundet).

Diese Schaltzeiten erreichst Du nur, wenn Du die Gateladung wirklich mit 
einem heftigen Stromstoß (ca. 0,5 - 1A) in das Gate hinein bzw. aus dem 
Gate herauspumpst.

Im Datenblatt ist Rg=6,8 Ohm laut Tabelle auf Seite 2.
Abb. 10a verdeutlicht dann den Versuchsaufbau, unter dessen Bedingungen 
diese Zeiten erreicht werden.

Solltest Du den MOSFET so heftig ansteuern, dann könnte es 
funktionieren.
Sollte der MOSFET aber nur mit einem schwachbrüstigen FlipFlop 
angesteuert werden, liegst Du vermutlich ein x-faches über den 5ns.

Und dann könnte der MOSFET ganz schön ins Schwitzen kommen - jedenfalls 
mehr, als Dir lieb ist ...

Viele Grüße

Igel1

Autor: Joe F. (easylife)
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Warum muss man einen sot23 fet so quälen? gerade bei privatprojekten ist 
man doch an langlebigkeit interessiert und kann es sich leisten die 
bauteile kräftig überzudimensionieren (+100..300%).
am ende wird sowas dann doch in der regel irgendwo fest installiert, und 
man ärgert sich schwarz die abgehängte decke öffnen zu müssen um den 
f***ing abgerauchten fet zu erneuern.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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300mW würde ich dem max. geben. Bei einem Gerät mit 70 Grad 
Innentemperatur die Hälfte.

: Bearbeitet durch User
Autor: Conny G. (conny_g)
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Herzlichen Dank für Euer Feedback!

Peter schrieb:
> Kannst du die Umgebungstemperatur konstant auf 25°C halten? Wenn nicht,
> verringert sich die maximale Verlustleistung P_diss_max von 1.3W auf
> einen geringeren Wert.

Guter Punkt. Außen 30 Grad und im Gehäuse wird das schwierig. Sollte man 
von wenigstens 40 Grad ausgehen.

Gerd E. schrieb:
> Ich würde da eher bei 0,5W die Obergrenze ziehen.

Das wären 2A. Das auch noch ok, 3 Meter LED-Streifen.

Andreas S. schrieb:
> Sollte der MOSFET aber nur mit einem schwachbrüstigen FlipFlop
> angesteuert werden, liegst Du vermutlich ein x-faches über den 5ns.

Auch ein valider Punkt mit der Schaltzeit. Ich würde ihn in der 
PWM-Variante dann zwar nicht mit dem Flip-Flop ansteuern (kann nur 
1mA!), sondern mit einem AVR, aber trotzdem ist der Strom dann noch 
recht begrenzt.

Joe F. schrieb:
> Warum muss man einen sot23 fet so quälen? gerade bei privatprojekten ist
> man doch an langlebigkeit interessiert und kann es sich leisten die
> bauteile kräftig überzudimensionieren (+100..300%).

Muss man nicht unbedingt (ihn quälen), ich wollte einfach mal sehen wie 
kompakt die Platine werden kann und das Ganze mit dem SOT-23 
durchspielen.
Jetzt ist die Grenze klar und ich tendiere dazu für die PWM-Version den 
MOSFET eins größer zu nehmen, DPAK oder so.

Abdul K. schrieb:
> 300mW würde ich dem max. geben. Bei einem Gerät mit 70 Grad
> Innentemperatur die Hälfte.

Ja, nach allem gesagten macht das Sinn, wenn es um Haltbarkeit geht.

Vielen Dank, da habt ihr mir sehr geholfen.

Autor: Possetitjel (Gast)
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Abdul K. schrieb:

> 300mW würde ich dem max. geben. Bei einem Gerät mit 70 Grad
> Innentemperatur die Hälfte.

Ja.
Die 100K/W aus dem DaBla kommen mir deutlich zu gut vor
(ein Quadratzoll Kühlfläche); wenn man dichter packt, wirds
den armen Bipos zu warm.
Bei anderen Transistoren im SOT23 sind über 200K/W genannt,
das klingt realistischer.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Der IRLR2905Z als D-Pak wäre doch eine etwas bessere Alternative:
http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A100/I...

D-Pak
V_ds 55V
R_ds_on 22 mOhm bei V_gs = 4,5V
Rthja 50 K/W bei 1-Inch-Kühlfläche bzw. P_diss_max 110W

Hier ist zwar die Schaltzeit deutlich größer und zwar 3-4x so lang (on 
14ns, off 24ns) wodurch mehr Schaltverluste entstehen, aber das Gehäuse 
verträgt sehr viel mehr und ich kann besser ableiten als bei SOT-23.

Auch ist die Gate Charge mehr (23-35nC vs. <15) umso wichtiger wäre es 
dann den mit Treiber anzusteuern.

Den mal bei 3,5A in mein Excel eingesetzt ergibt:

0,30W statische Verluste
1,70W Schaltverluste
2,00W Gesamt

Bei 50 K/W (1'' Footprint) ergäbe das +100K oder 150 bei 50 Grad im 
Gehäuse.
Die Junction kann auch bis 175 Grad (vorher 150 Grad).

Hier ist also deutlich mehr Spielraum drin.

Die I-Pak Variante davon hätte ich auch da. Wobei ich mich grade frage, 
ob die auch die 50 K/W schafft.
Im Datenblatt steht nichts dagegen. In der Appnote ist I-Pak nicht 
dabei, zählt nicht als SMD. Ist dann wohl klassische Kühlkörpermontage 
mit Clip/Feder.
Ja, weitere Recherche ergibt genau das.

Sehe ich das richtig, dass der I-Pak / TO-251AA mit Kühlkörper noch 
deutlich mehr kann als der D-Pak?

Also wenn ich jetzt den nehmen würde
http://www.fischerelektronik.de/web_fischer/de_DE/...
in 50mm Länge, dann hätte der Kühlkörper 20 K/W und damit bekomme ich 
deutlich mehr Wärme weg als beim D-Pak auf der Platine.
Selbst in 25mm Breite liegt der noch bei 35 K/W.

Autor: Possetitjel (Gast)
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Conny G. schrieb:

> Die Schaltzeiten (rise time, fall time) lt. Datenblatt
> sind 5ns (aufgerundet).

Das ist zwar nicht realistisch, aber egal erstmal.

> Ich nehme die Leistung unter der Kurve als ein rechtwinkliges
> Dreieck an,

Stimmt auch nicht. Egal.

> Also 2x 1/2 x Zeitanteil x P_max
> = t_risefall/Zykluszeit x 24V x 3,5A = 5ns/1ms * 84W
> = 0.00042 W pro Zyklus/Takt.

Hier hätte man stutzig werden müssen. Bin ich aber nicht;
ist niemand :)

("Watt pro Takt" gibt keinen Sinn. Das ist genauso falsch
wie "Kilowatt pro Stunde".
"Joule pro Takt" wäre korrekt; das kommt aber bei der
Rechnung nicht heraus -- und das hat seinen guten Grund.)

> Das x1000 für 1.000Hz ergibt 0,42W Schaltverluste.

Hier wird es falsch.

Nochmal auf Anfang: Der FET schaltet lt. Annahme 5ns lang,
dann leitet er; dann schaltet er wieder 5ns lang, dann
leitet er nicht.
Dieser ganze Zyklus dauert bei 1000Hz genau 1ms; von 1ms
schaltet der FET also 10ns lang, und 999.99µs lang leitet
oder sperrt er.

Als Wärme umgesetzt werden im FET also
0.010µs/1000µs*84W = 840W / 10^6 = 0.84mW
Das ist das Doppelte der Zahl von oben, weil wir Ein- und
Ausschalten berücksichtigt haben.

Nun passiert das aber 1000 Mal je Sekunde. Der FET ist also
insgesamt 1000*10ns = 10µs im Umschaltzustand.
In einer Sekunde werden somit
10µs/1s*84W = 0.01ms/1000ms*84W = 0.84mW (!!)
umgesetzt.

Das ist genau dieselbe Zahl wie oben! Warum?

Wenn man mit Leistungen rechnet, ist es völlig egal, ob man
einen Zyklus, tausend Zyklen oder 33 Milliarden Zyklen
betrachtet. Leistung ist Leistung.

Die Zahlen sind deshalb so unrealistisch gut, weil natürlich
5ns Schaltzeit nicht sinnvoll zu erreichen sind.

Der Fehler war SEHR geschickt verborgen; ich erwarte daher
mindestens ein Lob des Bataillonskommandeurs und drei Tage
Sonderurlaub.

Autor: Possetitjel (Gast)
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Conny G. schrieb:

> Hier ist zwar die Schaltzeit deutlich größer und zwar 3-4x
> so lang (on 14ns, off 24ns)

Nein.

Du darfst nicht mit der Verzögerungszeit rechnen ("delay"),
sondern musst die Anstiegs-/Abfallzeiten ("rise"/"fall")
nehmen.

Das sind zusammen 163ns (aufgerundet 0.2µs).

Selbst bei 1µs Schaltzeit je Zyklus, 1ms je Zyklus und
84W Pmax fallen am FET nur 1µs/1ms*84W = 84mW ab.

Völlig lächerlich.

Deine Zahlen sind so gut, weil Du relativ selten schaltest.
1000Hz sind (in diesem Zusammenhang) relativ wenig.

Dazu kommt noch, dass die 84W nicht realistisch sind;
angemessen wären (schätzungsweise) etwa 10W.

Autor: Andreas S. (igel1)
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Possetitjel schrieb:

> Der Fehler war SEHR geschickt verborgen; ich erwarte daher
> mindestens ein Lob des Bataillonskommandeurs und drei Tage
> Sonderurlaub.

Auch wenn ich nicht der Bataillonskommandant bin:
Ist genehmigt!

Du hast ihn Dir definitiv verdient!
Ich habe Deinen Sonderurlaub hier direkt an das Posting angehängt.

Viele Grüße

Igel1

Autor: Conny G. (conny_g)
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Possetitjel schrieb:
> Als Wärme umgesetzt werden im FET also
> 0.010µs/1000µs*84W = 840W / 10^6 = 0.84mW
> Das ist das Doppelte der Zahl von oben, weil wir Ein- und
> Ausschalten berücksichtigt haben.

Du rechnest aber ganz genauso.
Und am Ende unterscheidet meine Zahl und Deine Zahl das "Dreieck" für 
die Verlustleistung bei jedem Ein-/Ausschaltvorgang.
Du rechnest so als wäre die Verlustleistung während des Schaltvorgangs 
konstant, das stimmt aber nicht, der MOSFET fährt dabei durch den 
Linearbereich, d.h. sein Widerstand nimmt während des Einschaltens 
kontinuierlich ab und beim Ausschalten umgekehrt.
Deshalb muss ich das "Rechteck", das ich integriert habe /2 rechnen und 
damit habe ich 2x 1/2 = 1. Und damit 0.42mW.

Possetitjel schrieb:
> ("Watt pro Takt" gibt keinen Sinn. Das ist genauso falsch
> wie "Kilowatt pro Stunde".
> "Joule pro Takt" wäre korrekt; das kommt aber bei der
> Rechnung nicht heraus -- und das hat seinen guten Grund.)

Ich habe es richtig gerechnet, aber falsch bezeichnet. Du rechnest ja 
auch 1000x die Verlustleistung pro Schaltvorgang.

Possetitjel schrieb:
> Die Zahlen sind deshalb so unrealistisch gut, weil natürlich
> 5ns Schaltzeit nicht sinnvoll zu erreichen sind.

Ja, das hatten wir ja besprochen, dass die 5ns nur mit Treiber und nur 
unter optimalen Bedingungen erreichbar sind.
Und ja, da bin ich wohl spät nachts gestern in der Zeile verrutscht.

Jetzt ist mir aber noch unklar, wie Du auf den Faktor 1000 kleinere Zahl 
kommst.

Ah, jetzt:

Conny G. schrieb:
> Also 2x 1/2 x Zeitanteil x P_max = t_risefall/Zykluszeit x 24V x 3,5A =
> 5ns/1ms * 84W = 0.00042 W pro Zyklus/Takt.

Ich habe in die Periode, die geschaltet wird anteilig der 1ms gerechnet, 
das war der Fehler. Das müsste /1s sein.

Ok, aber damit hab ja dann kein Problem mit meinen 3.5A, wenn ich mit 
0.73W + 0.00042W = 0.073W rauskomme.
Dann gehen sogar 4,5A, das reicht mir völlig aus.

Bleibt jetzt noch die Frage, ob ich für eine µs Schaltzeit einen Treiber 
brauche oder ich da mit einem AVR auskäme.

Also....
Total Gate Charge 2.6nC. Strom 20mA.
2.6 x 10E-9 / (20 x 10E-3) s = 0.13 x 10E-6 s = 0.1µs

Damit passt das?

Autor: Gerd E. (robberknight)
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Conny G. schrieb:
> Bleibt jetzt noch die Frage, ob ich für eine µs Schaltzeit einen Treiber
> brauche oder ich da mit einem AVR auskäme.
[...]
> Total Gate Charge 2.6nC.

Rein aus Erfahrung: ja, geht.

Wenn Du es aber genau rechnen wolltest:

> Strom 20mA.

So einfach ist das leider nicht. Weder der AVR, noch normale 
Logikgatter, haben da eine Konstantstromquelle eingebaut, die den Strom 
auf x mA limitiert. Du hast eine gewisse Ausgangsimpedanz, die lässt 
aber deutlich mehr Strom zu als dem IC guttut.

Wenn Du also ständig den maximalen Strom fließen lässt (-> Kurzschluss 
nach Masse oder Versorgung), geht der IC kaputt.

In der Praxis hält der Ausgang für einen sehr kurzen Moment diesen Strom 
aber aus. Das Laden eines Gates ist ja das Laden eines Kondensators. Da 
fließt also nur ganz am Anfang der maximal mögliche Strom und er lässt 
dann nach. Daher ist das bis zu einer gewissen Gate Charge ohne Probleme 
machbar, auch mit PWM.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Gerd E. schrieb:
> Das Laden eines Gates ist ja das Laden eines Kondensators.

Jaaa, klar, daran hatte ich gerade nicht gedacht. Zeitkonstante, 
Hyperbel, 65% nach 1T und so.
Deshalb hat man ja gerne die Gate-Widerstände dran um den maximalen 
Strom etwas zu begrenzen.
Aber die Größenordnung stimmt, jedenfalls < 1µs.

Wobei die 4,5A nur erreichbar sind, wenn man die 1,3W bzw. 100K/W aus 
dem Datenblatt annimmt und das hatten wir ja schon rausdiskutiert, dass 
das nicht realistisch ist.
Wenn ich die Hälfte mögliche Verlustleistung annehme, dann komme ich auf 
rund 3A, das genügt vollkommen.

Autor: Conny G. (conny_g)
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So wird V1 aussehen, erstmal nur mit Touch-Panel an Flipflop geschaltet, 
ohne PWM. Habe dem SOT-23 MOSFET kleine Kühl"flügel" verpasst, werde ihn 
mal mit elektronischer Last testen, wie er sich so verhält.
Gerade die Maße von Platine, Bauteilen und Gehäuse abgeglichen und beim 
Gehäuse finalisiert. Das Unterteil druckt gerade.
Jetzt wird das Platinenlayout nochmal kritisch durchgeschaut (grad schon 
2 Sachen gesehen) und dann der erste Prototyp belichtet, geätzt, 
bestückt.

: Bearbeitet durch User
Autor: jz23 (Gast)
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Bei den ganzen Rechnereien mit Dreiecken uvm.: Es gibt auch LTSpice ;-) 
Da gibts zwar keinen 0030, aber den 0040, also ist die Abschätzung 
einfach nur ein wenig konservativer (Größerer Rdson). Bei dem IRLR2905 
siehts ähnlich aus, der IRLR2908 ist aber auch hier zum simulieren 
geeignet (Auch hier ein bisschen konservativer).
Als Schätzung für einen AVR-Port nehm ich meist um die 50 Ohm 
Innenwiderstand, ca. 100mA ist zumindest im statischen Betrieb das 
Maximum, was man ziehen kann.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Wenn der FET leistungsmäßig zur Last paßt, kann man die Verluste durch 
die Gate-Ansteuerung vernachlässigen.

Autor: Peter (Gast)
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Conny G. schrieb:
> So wird V1 aussehen
Da passt ja locker ein größeres Package des FETs drauf. Oder zwei 
parallel, um RDSon zu halbieren.

Autor: Gerd E. (robberknight)
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Conny G. schrieb:
> Das Unterteil druckt gerade.

Ich hoffe aus flammhemmendem Filament.

Autor: Peter (Gast)
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Die Eingänge des zweien FlipFlops in IC1 sollten auf definierte Pegel 
gelegt werden.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Gerd E. schrieb:
> Conny G. schrieb:
>> Das Unterteil druckt gerade.
>
> Ich hoffe aus flammhemmendem Filament.

Bei 24V? Trotzdem ist PLA meines Wissens nicht brennbar.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Peter schrieb:
> Conny G. schrieb:
>> So wird V1 aussehen
> Da passt ja locker ein größeres Package des FETs drauf. Oder zwei
> parallel, um RDSon zu halbieren.

Ja, natürlich, wenn ich die 3A überschreiten möchte. Aber aktuell nicht 
nötig.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Peter schrieb:
> Die Eingänge des zweien FlipFlops in IC1 sollten auf definierte Pegel
> gelegt werden.

Das macht Sinn, mach ich.

Autor: Gerd E. (robberknight)
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Conny G. schrieb:
>> Ich hoffe aus flammhemmendem Filament.
>
> Bei 24V?

Na klar. Auch da kann z.B. ein Keramikkondensator niederohmig werden und 
sich in der Folge bis zum Brennen erhitzen.

Ich hatte selbst schon schwarze Platinen mit Kerko-Resten auf dem Tisch. 
Hier ein Video von vor ein paar Tagen dazu:

Youtube-Video "EEVblog #1035 - Flaming DIY Power Supply!"

> Trotzdem ist PLA meines Wissens nicht brennbar.

doch, es brennt von selbst weiter wenn es einmal angezündet wurde. Siehe 
z.B.
Youtube-Video "Putting it to the Flame: PET+ vs ABS vs PLA"

Autor: Conny G. (conny_g)
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Gerd E. schrieb:
>> Trotzdem ist PLA meines Wissens nicht brennbar.
>
> doch, es brennt von selbst weiter wenn es einmal angezündet wurde. Siehe
> z.B.
> Youtube-Video "Putting it to the Flame: PET+ vs ABS vs PLA"

Überzeugt.
Allerdings brennt es immerhin eher wie Kerzenwachs (langsam), während 
ABS brennt wie der Docht selbst.
Endzündung bei 380 Grad, das ist doch ganz schön hoch. ABS bei 207 Grad.
Eine Dimension besser als ABS, wenn auch nicht unbrennbar.

Autor: Gerd E. (robberknight)
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Conny G. schrieb:
> Allerdings brennt es immerhin eher wie Kerzenwachs (langsam),

Na dann lass das brennende, flüssige Zeug mal auf Deine Gardine oder den 
Teppich laufen...

> Endzündung bei 380 Grad, das ist doch ganz schön hoch.

Hast Du die Bilder von den Kondensator-Resten in dem oberen von mir 
verlinkten Video gesehen? Das hat das FR4 der Platine delaminiert, 
obwohl das nur nen paar Sekunden waren bis die Verbindung unterbrochen 
wurde. An der Stelle waren das weit über 380 Grad.

Stell Dir vor es bleiben leitfähige Rückstände dort und das erhitzt sich 
unbeobachtet weiter. Dann kriegt auch das Gehäuse die Temperatur ab, 
nicht nur die Platine.

Autor: Joe F. (easylife)
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Conny G. schrieb:
> Peter schrieb:
>> Die Eingänge des zweien FlipFlops in IC1 sollten auf definierte Pegel
>> gelegt werden.
>
> Das macht Sinn, mach ich.

Und auch Set und Reset...

Autor: Conny G. (conny_g)
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Joe F. schrieb:
> Conny G. schrieb:
>> Peter schrieb:
>>> Die Eingänge des zweien FlipFlops in IC1 sollten auf definierte Pegel
>>> gelegt werden.
>>
>> Das macht Sinn, mach ich.
>
> Und auch Set und Reset...

Das habe ich jetzt mal gemacht und noch 2 Vias rein, die fehlten.
Und auch einen Pulldown an den Touch-Eingang.
Ich finde aktuell keinen Fehler mehr, aber man sieht dann irgendwann 
auch nix mehr...

Autor: Peter (Gast)
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Conny G. schrieb:
> Joe F. schrieb:
>> Conny G. schrieb:
>>> Peter schrieb:
>>>> Die Eingänge des zweien FlipFlops in IC1 sollten auf definierte Pegel
>>>> gelegt werden.
>>>
>>> Das macht Sinn, mach ich.
>>
>> Und auch Set und Reset...
>
> Das habe ich jetzt mal gemacht

R2 ist nicht notwendig, kannst direkt auf Ground.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Peter schrieb:
> R2 ist nicht notwendig, kannst direkt auf Ground.

Schadet er?

Ich habe beim Nachlesen von CMOS-Beschaltungen gelesen, dass man sonst 
"Standby-Ströme" pro Eingang haben kann - wenn man jetzt 1 mA als hoch 
einstuft. Aber "für nix" ist das hoch, finde ich und dann stört mich 
das.
Deshalb habe ich mich für den 10k Pulldown entschieden.
Wenn er nicht schadet, aber den Strom auf Bruchteile von mA senkt, dann 
wäre mir das ein akzeptables Investment. Die Schaltung bleibt immerhin 
laufend am Netz und ich kann dann auf jedes "unproduktive" mA 
verzichten.
Da müsste ich doch den Break-Even für ein paar Cent an R innerhalb eines 
Jahres raus haben ;-)
1mA dauerhaft wäre 0,024W bei 24V (der Linearregler verbrennt den Rest 
über den 5V), also 210 Wh / 0.2 kWh pro Jahr oder 6 Cent pro Jahr. Pro 
Eingang und das sind ja mehrere. Das bezahlt den Widerstand locker :-)

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Da fließt kein nennenswerter Strom. Solche Widerstände gabs bei 
TTL-Technik (gegen Plus) bzw. als Testeingänge. Meß doch einfach mal den 
Spannungsabfall an dem R.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Abdul K. schrieb:
> Da fließt kein nennenswerter Strom. Solche Widerstände gabs bei
> TTL-Technik (gegen Plus) bzw. als Testeingänge. Meß doch einfach mal den
> Spannungsabfall an dem R.

Ok, macht Sinn. Geht bei V2 raus, Prototypen-Platine ist schon in 
Arbeit.

Autor: Conny G. (conny_g)
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So, Platinchen ist fertig, jetzt wird getestet.

Leider 2 Fehler gemacht beim Platine erstellen:

1) eine alte halbe Platine genommen, die schon ein paar Monate rumliegt 
und vorher schonmal durch den Prozess lief. Dadurch lief 
Belichtung/Entwicklung/Ätzen nicht mehr so ganz rund es man sieht die 
Artifakte (Flecken), die an Kupfer übrig blieben und ich musste unten 3 
Kurzschlüsse aufkratzen.

2) Und dann den Isolationsabstand der Pads/Leiterbahnen unten hab ich 
mit 8mil zu klein gemacht, musste deshalb bei 3 Vias die Massefläche um 
0,5mm wegfräsen, damit es keinen Kurzschluss gibt, wenn ich die 
Duko-Nieten montiere.

Ansonsten hätten die Via-Pads etwas grösser sein dürfen, der minimale 
Versatz Top/Bottom von ca. 0.2mm ging gerade noch so ok, hätte aber 
keine 0.1/0.2mm mehr sein dürfen, sonst hätte das Bohrloch das Pad 
verlassen.

Das Gehäuse passt mit dem 1. Versuch. Es geht etwas streng zu, aber ohne 
Gewalt. Und der Ring im Loch in der Platine könnte etwas schmaler sein, 
ein 4mm Bohrloch ist schon gross und das musste ich noch etwas 
auffeilen. Das ist aber sowieso nur 1 Wurst à 0.4mm, das ginge nur noch 
mit kleinerer Düse kleiner.
Oder man nähme 2.5mm/2mm Schrauben und Design schon vom Schraubenloch 
kleiner, da habe ich aber keine schönen da.

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Autor: Conny G. (conny_g)
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Das T-Flip Flop toggled, passt.

Jedoch schaltet der MOSFET nicht ab.
Das erinnert mich an ein Problem mit dem BS170, das ich mal hatte: der 
ist beim Einlöten wg statischer Aufladung oder Strom vom ungeerdeten 
Lötkolben gestorben.

Wie empfindlich sind denn die SOT-23 MOSFETs?

: Bearbeitet durch User
Autor: Conny G. (conny_g)
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Ja, ist so, die sind auch sehr empfindlich:

Beitrag "Gründe für MOSFET-Defekte"

Allerdings habe ich die direkt aus der Verpackung (Rollenabschnitt) mit 
der Pinzette auf Ihr Creme-Bett gesetzt.
Ich war aber nicht geerdet, könnte das das nächste Mal - beim Tausch - 
mal machen.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
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Dem Schaltbild nach hast du einen PMOS eingebaut. Da müßte aber ein NMOS 
hin.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Abdul K. schrieb:
> Dem Schaltbild nach hast du einen PMOS eingebaut. Da müßte aber ein NMOS
> hin.

Heilige Sch..., jaaa! Was hab ich denn da gemacht!?
Das kommt davon, wenn man Elektronik meist abends bis spät nachts 
betreibt...

Die Schaltung enthält einen pMOS, layoutet und eingebaut hab ich einen 
nMOS.
Und damit sind Drain und Source vertauscht.

Oh Mann, ist das doof, peinlich. :-))

Autor: Lothar Miller (lkmiller) (Moderator) Benutzerseite
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Conny G. schrieb:
> Habe dem SOT-23 MOSFET kleine Kühl"flügel" verpasst, werde ihn mal mit
> elektronischer Last testen, wie er sich so verhält.
Wenn da Probleme auftreten können, du aber sooooo viiiieeeel Platz hast, 
warum machst du nicht einfach einen FET rein, der der Aufgabe garantiert 
gewachsen ist?

Autor: Conny G. (conny_g)
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Lothar M. schrieb:
> Conny G. schrieb:
>> Habe dem SOT-23 MOSFET kleine Kühl"flügel" verpasst, werde ihn mal mit
>> elektronischer Last testen, wie er sich so verhält.
> Wenn da Probleme auftreten können, du aber sooooo viiiieeeel Platz hast,
> warum machst du nicht einfach einen FET rein, der der Aufgabe garantiert
> gewachsen ist?

Nächste Runde, V2. Für die verallgemeinerte Variante mit PWM und Funk.

Diesmal war der konkrete Einsatzzweck der Betrieb von 2 Metern 
LED-Streifen, die mit einem Touchschalter geschaltet werden.
2 Meter des Streifens brauchen 24V / 1.3A, das dürfte auch für den IRLML 
0030 noch kein Problem sein.

Sollte mal simpel und klein werden, damit ich nicht lange rumkonzipieren 
muss (war eh schon wieder zu lange).
Das ist bei mir - bei wenigen Stunden pro Woche - immer der größte 
Blocker für Projekte:
Feature Creep, Komplexität und daraus folgende Konzeptionszeit.
Habe da einige angefangene Projekte in der Pipeline, die noch im Konzept 
feststecken.
Deshalb mal ganz agil als kleinstmögliches, funktionierendes Produkt für 
die ersten 2 Einsatzzwecke.

Durch diese Runde sind mir auch die Limits eines SOT23 FET klar 
geworden, das ist auch eine gute Erkenntnis.
Bisher hab ich immer ganz brutal IRLU024N oder IRLZ34N eingesetzt, das 
wollte ich diesmal absichtlich nicht machen.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Redesign mit dem richtigen FET und den o.g. Mängeln korrigiert.
Und gleich noch die 5V Stromversorgung um 180 Grad gedreht.
Neue Runde Platinenproduktion.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Kaum verwendet man eine neue Platine wird es gleich perfekt.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Habe ein komisches Problem mit dem Spannungsregler, falls ihr mal kucken 
möchtet:
Beitrag "TPS70950 Regler fackelt ab"

Autor: Conny G. (conny_g)
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Ich habe den SOT-23 FET heute mal ein paar Minuten mit 24V / 3A laufen 
lassen, das wären ja I^2 x R = 3 x 3 x 0,06 = 0,5W Verlustleistung.
Konnte keine relevante Erwärmung erfühlen, das Infrarotthermometer 
zeigte 40 Grad an.
Das wären dann kaum 20 Grad Erwärmung oder 40 K/W.

Laut der Appnote 994
https://www.infineon.com/dgdl/an-994.pdf?fileId=55...

kann aber z.B. ein Sot-223 (ähnlichster Footprint aller angebotenen in 
der Appnote) mit dem „modified minimum“ schon auf 50 K/W kommen und mit 
1 inch sogar auf 27 K/W.
Meine „Flügel“ liegen ja irgendwo dazwischen und sind mit je 5 Vias noch 
auf GND bzw dieselbe Fläche unten verbunden.
D.h. Ich bin eigentlich eher Richtung 1 inch unterwegs als „modified 
minimum“ und die 40 K/W können tatsächlich stimmen.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Interessantes Dokument von Infineon
https://www.infineon.com/dgdl/smdpack.pdf?fileId=d...

Bei SOT223 halbiert sich R_tj_a von 164 K/W auf 81 K/W und sinkt weiter 
auf 68 K/W, wenn man dem GND Tab 300 bzw 600qmm Kupferfläche gibt.
(Seite 32)

Autor: Peter Dannegger (peda)
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Ich benutze auch gerne LFPAK (SOT669) für hohe Ströme, z.B. 
PSMN016-100YS.

Autor: Conny G. (conny_g)
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Peter D. schrieb:
> Ich benutze auch gerne LFPAK (SOT669) für hohe Ströme, z.B.
> PSMN016-100YS.

Der sieht sehr gut aus, vielen Dank für den Tipp!
Ist auch bei 5V Vgs noch benutzbar.

Autor: Gerd E. (robberknight)
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Conny G. schrieb:
> Peter D. schrieb:
>> PSMN016-100YS.
>
> Ist auch bei 5V Vgs noch benutzbar.

Dafür ist er nicht spezifiziert und die typical-Kurve ist nur am Rand 
des voll durchgeschalteten Zustands. Grenzwertig. Wird wohl meist 
funktionieren, aber wirklich sicher ist es nicht.

Wenn Du Dir eh einen neuen aussuchst, würde ich einen echten 
Logic-Level-Typ wählen. Dann bist Du auf der sicheren Seite.

Autor: Peter Dannegger (peda)
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Z.B. BUK9Y21-40E

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