Moin zusammen, ich war mit meinem MPPT Laderegler (buck converter) im EMV-Labor und hatte leider zu hohe Werte für die Abstrahlung (alle anderen Tests waren OK). Angehängt die Messergebnisse (Sollwert Quasi-Peak nach EN 55014-1: 42-35 dBuV/m von 30-230 MHz und 42 dBuV/m von 230-1000 MHz). Habe nach möglichen Ursachen im Platinen-Layout gesucht, die ich ebenfalls in angehängtem Dokument (mppt_emv_analyse.pdf) beschrieben habe. Es wird wohl am Leistungsteil liegen, denn wenn der ausgeschaltet ist, ist alles ruhig. Es wäre großartig, wenn ihr mir ein paar Tipps geben könnt, wie das Layout verbessert werden kann. Aus Kostengründen würde ich gern bei der 2-lagigen Platine bleiben. Ist ein Open Hardware Projekt, deshalb gibt es bei Bedarf auch weitere Daten bei Github: https://github.com/LibreSolar/MPPT-Charger_20A Viele Grüße Martin
Bei der Frequenz tippe ich, dass du die Schaltflanke der Transistoren siehst. Mit 3,3 Ohm an der Gate ist der Vorwiderstand recht klein. Kannst du diesen etwas vergrößern, ohne, dass die Verlustleistung deutlich steigt?
Angehängte Dateien:
-
200MHzSpitze.jpg
28 KB
Martin J. schrieb: > Es wird wohl am Leistungsteil liegen, denn wenn der ausgeschaltet > ist, ist alles ruhig. Dann würde ich mal in diesem Bereich suchen. 200MHz sind etwa 3 Windungen Draht. Stell mal nich ein paar Fotos rein von der Rückseite.
Und das ist die Software die während des Tests darauf lief? https://github.com/LibreSolar/MPPT-Charger_Software
Kevin K. schrieb: > Bei der Frequenz tippe ich, dass du die Schaltflanke der Transistoren > siehst. Mit 3,3 Ohm an der Gate ist der Vorwiderstand recht klein. > Kannst du diesen etwas vergrößern, ohne, dass die Verlustleistung > deutlich steigt? War auch meine erste Vermutung und habe noch direkt im EMV-Labor R10 auf 5.1 Ohm vergrößert, womit das Einschalten des HS FETs verlangsamt wird. Hat quasi keinen Unterschied gemacht. Ich hatte gehofft, dass ich zu Hause mit dem Spectrum Analyzer und den Hameg HZ540 Nahfeldsonden die Ergebnisse einigermaßen reproduzieren kann und dann ein bisschen experimentieren kann. Allerdings haben meine Messungen leider nicht im Entferntesten etwas mit der Messung aus dem EMV-Labor zu tun. Kann nicht mal genau die gleichen Frequenzen identifizieren...
Martin J. schrieb: > Ich hatte gehofft, dass ich zu Hause mit dem Spectrum Analyzer und den > Hameg HZ540 Nahfeldsonden die Ergebnisse einigermaßen reproduzieren kann > und dann ein bisschen experimentieren kann. Allerdings haben meine > Messungen leider nicht im Entferntesten etwas mit der Messung aus dem > EMV-Labor zu tun. Kann nicht mal genau die gleichen Frequenzen > identifizieren... Das ist mir schon genauso ergangen. In diesem Falle kann es sein, dass die angeschlossenen Leitungen im Labor andere Längen / Eigenresonanzen aufwiesen als beim Test zu Hause. Zuerst mußt Du im Labor den worst-case-Fall bestimmen, das ist normalerweise der Fall maximaler Last. Bei Dir also eher 20A statt 3A. Und es ist zu klären, ob Dein Wandler EMV-mäßig als Class-A oder Class-B Gerät zu behandeln ist. Bei Frequenzen um die 100MHz hast Du eine Chance durch Verdrosselung sämtlicher KabelAnschlüsse mit passenden Ferriten das Ganze zu bändigen. Und da dies mit hoher Wahrscheinlichkeit eine Gleichtaktstörung ist, wäre es am besten, alle Leitungen zusammen durch einen gemeinsamen Ferrit zu ziehen. So etwas kann man auch schon im Labor untersuchen mit Klappferriten auf den verschienden Zuleitungen (möglichst nah am Prüfling aufsetzen). Besser wäre es natürlich, die Störung an der Ursache zu beheben. Anreger können hart schaltende MOSFETs sein, aber auch, und das wird leicht übersehen, hart kommutierende Gleichrichter Dioden im kontinuierlichen Betrieb des Schaltwandlers. Du kannst mal versuchen, im Layout Strukturen zu finden, wo die Eigenresonanz aus Leitungsinduktivität und Parallelkapazität des abgeschalteten MOSFETS/Gleichrichters in die Gegend von 100MHz fällt. Suchen würde ich so etwas mit dem Specki und einer H-Feld-Sonde. Hab jetzt nicht die Muße, mir Dein Projekt mit KiCAD zu betrachten, deshalb wäre ein Schaltplan hilfreich. Sofern der Wandler diskontiniuierlich bei kleiner Leistung und kontinuierlich bei größer Leistung arbeitet, wäre es mal interessant ob im Übergangsbereich sich die EMV-Signatur merkbar ändert. Und falls ja, dann ist der (Synchron-)Gleichrichter näher zu betrachten.
:
Bearbeitet durch User
Martin J. schrieb: > Kevin K. schrieb: >> Bei der Frequenz tippe ich, dass du die Schaltflanke der Transistoren >> siehst. Mit 3,3 Ohm an der Gate ist der Vorwiderstand recht klein. >> Kannst du diesen etwas vergrößern, ohne, dass die Verlustleistung >> deutlich steigt? > > War auch meine erste Vermutung und habe noch direkt im EMV-Labor R10 auf > 5.1 Ohm vergrößert, womit das Einschalten des HS FETs verlangsamt wird. > Hat quasi keinen Unterschied gemacht. > Versuch mal eher so 47 Ohm
> Das ist mir schon genauso ergangen.
In diesem Falle kann es sein, dass die angeschlossenen Leitungen im
Labor andere Längen / Eigenresonanzen aufwiesen als beim Test zu Hause.
Eigenresonanzen von und mit Kabeln ... Uuiiiii. Da fehlt dann noch
Einiges. Auf Kabeln duerfen solche Signale erst gar nicht drauf sein.
Also ein paar Ferrite, Caps, und Gleichtaktdrossen reinschmeissen. Die
muessen natuerlich fuer den verseuchten Frequenzbereich passen. Also
nicht die kHz, sondern die MHz.
Allerdings, wenn man die kHz an der Quelle wegmacht, sind auch die MHz
weg. Also schaltende FET slewrate-limiten. Heisst langsamer schalten
lassen, mit mehr Gate Vorwiderstand.
Mist, da war das Editieren zu langsam: Verbaue auf möglichst kurzem Wege am Ausgang noch Keramikkondensatoren wie z.B. 1x 100 nF, 1x 1 µF und 5x 10 µF. Der 820 µF-Elko ist im Bereich der Schaltflanken kaum wirksam. Am Eingang kannst du vergleichbar noch verschiedene kerkos zufügen. Google mal nach "power distribution network".
oszi40 schrieb: > Dann würde ich mal in diesem Bereich suchen. 200MHz sind etwa 3 > Windungen Draht. Stell mal nich ein paar Fotos rein von der Rückseite. Anbei ein Foto der Rückseite hinter den Klemmen. Das Layout des bottom layers ist im PDF auf Seite 3 dargestellt. Was meinst du mit 3 Windungen Draht? Hannes B. schrieb: > Und das ist die Software die während des Tests darauf lief? > https://github.com/LibreSolar/MPPT-Charger_Software Ja genau. Schaltfrequenz ist übrigens 70 kHz, falls das die Frage war. Mark S. schrieb: > Zuerst mußt Du im Labor den worst-case-Fall bestimmen, das ist > normalerweise der Fall maximaler Last. Bei Dir also eher 20A statt 3A. > Und es ist zu klären, ob Dein Wandler EMV-mäßig als Class-A oder Class-B > Gerät zu behandeln ist. Ja, aber eine 3A Last ließ sich noch ganz gut passiv mit einem Widerstand darstellen. Wenn es da schon viel zu viel ist, wird es bei 20A sicherlich nicht besser, habe ich mir gedacht. > Bei Frequenzen um die 100MHz hast Du eine Chance durch Verdrosselung > sämtlicher KabelAnschlüsse mit passenden Ferriten das Ganze zu bändigen. > Und da dies mit hoher Wahrscheinlichkeit eine Gleichtaktstörung ist, > wäre es am besten, alle Leitungen zusammen durch einen gemeinsamen > Ferrit zu ziehen. > So etwas kann man auch schon im Labor untersuchen mit Klappferriten auf > den verschienden Zuleitungen (möglichst nah am Prüfling aufsetzen). Klappferrite kommen eigentlich nicht in Frage, da man beliebige Batterien und Solarzellen anschließen können soll. Den will ich nicht mit fertigem Kabel + Ferrit ausliefern. > Besser wäre es natürlich, die Störung an der Ursache zu beheben. Anreger > können hart schaltende MOSFETs sein, aber auch, und das wird leicht > übersehen, hart kommutierende Gleichrichter Dioden im kontinuierlichen > Betrieb des Schaltwandlers. Könnte da eine Schottky-Diode parallel zur Body-Diode des LS MOSFET helfen für die Phase, in der der LS MOSFET noch nicht durchgeschaltet ist? > Du kannst mal versuchen, im Layout Strukturen zu finden, wo die > Eigenresonanz aus Leitungsinduktivität und Parallelkapazität des > abgeschalteten MOSFETS/Gleichrichters in die Gegend von 100MHz fällt. > > Suchen würde ich so etwas mit dem Specki und einer H-Feld-Sonde. Warum 100 MHz? > Hab jetzt nicht die Muße, mir Dein Projekt mit KiCAD zu betrachten, > deshalb wäre ein Schaltplan hilfreich. > Sofern der Wandler diskontiniuierlich bei kleiner Leistung und > kontinuierlich bei größer Leistung arbeitet, wäre es mal interessant ob > im Übergangsbereich sich die EMV-Signatur merkbar ändert. Und falls ja, > dann ist der (Synchron-)Gleichrichter näher zu betrachten. Sehr interessante Idee. Bleibe allerdings bisher auch bei niedrigen Lasten im Synchron-Betrieb. Die Stromrichtungs-Umkehr in der Drossel bein niedrigen Lasten dürfte egal sein, oder? Der Schaltplan ist übrigens im ersten Beitrag angehängt. (PDF öffnen und nicht nur die Vorschau)
Angehängte Dateien:
-
mppt_back.jpg
110 KB
Oops, Foto der Rückseite vergessen. Noch ein Nachtrag zur Software: Der MPPT-Algorithmus war während des Tests ausgeschaltet und der PWM Duty Cycle fix vorgegeben. Die Leitungsgebundenen Störungen am Ausgang waren eigentlich in Ordnung. Max. 56 dBuV bis ca. 1 MHz. (erlaubt: >60 dBuV am DC power port) Stephan C. schrieb: > Wozu ist denn der MOSFET Q2 da? Das ist der effizientere Ersatz für die sonst übliche reverse blocking diode in Solar-Ladereglern. Verhindert, dass in der Nacht die Batterie über das angeschlossene Solar-Panel entladen wird.
Vorab: wie wird das Ganze am Ende verbaut? Alles in eein Stahlgehäuse, weiß man nicht, ...? > Mark S. schrieb: >> Zuerst mußt Du im Labor den worst-case-Fall bestimmen, das ist >> normalerweise der Fall maximaler Last. Bei Dir also eher 20A statt 3A. >> Und es ist zu klären, ob Dein Wandler EMV-mäßig als Class-A oder Class-B >> Gerät zu behandeln ist. > > Ja, aber eine 3A Last ließ sich noch ganz gut passiv mit einem > Widerstand darstellen. Wenn es da schon viel zu viel ist, wird es bei > 20A sicherlich nicht besser, habe ich mir gedacht. ja, du möchtest aber bei 20 A konform sein. Daher solltest du auch von Anfang an wissen, wie sich dein Aufbau bei 20 A verhält und nicht es bei 3 A konform bekommen um dann bei 20 A durchzufallen und wieder komplett neu anzufangen.
>Es wäre großartig, wenn ihr mir ein paar Tipps geben könnt, wie das
Layout verbessert werden kann. Aus Kostengründen würde ich gern bei der
2-lagigen Platine bleiben.
Kostengruenden ? Welche Kostengruende ? 5 Mal den EMV Test machen zu
muessen ? Fuer dieses Geld gibt es einige Leiterplatten.
Mir scheinen saemtliche ueblichen Filtermassnahmen zu fehlen.
Filtergeschichten benoetigen grad nochmals soviel Platz und Kosten wie
das urspruengliche Design.
Interessante fände ich die Messung bei ausgeschaltetem Microcontroller und Display. Dann könnte man sehen, ob der Leistungsteil als Verstärker für jene Störungen fungiert.
Martin J. schrieb: > Moin zusammen, > > ich war mit meinem MPPT Laderegler (buck converter) im EMV-Labor und > hatte leider zu hohe Werte für die Abstrahlung (alle anderen Tests waren > OK). > > Angehängt die Messergebnisse (Sollwert Quasi-Peak nach EN 55014-1: 42-35 > dBuV/m von 30-230 MHz und 42 dBuV/m von 230-1000 MHz). > > Habe nach möglichen Ursachen im Platinen-Layout gesucht, die ich > ebenfalls in angehängtem Dokument (mppt_emv_analyse.pdf) beschrieben > habe. Es wird wohl am Leistungsteil liegen, denn wenn der ausgeschaltet > ist, ist alles ruhig. > > Es wäre großartig, wenn ihr mir ein paar Tipps geben könnt, wie das > Layout verbessert werden kann. Aus Kostengründen würde ich gern bei der > 2-lagigen Platine bleiben. Ich würd den ganzen "Schaltzirkus" mit Ferriten hf-mäßig nach draußen abkoppeln, die Elkos sind in dem Bereich eh schon blind und Kerkos aleine schaffen das auch nicht. Bei der Leistung brauchst Du einerseits schnelle Schaltflanken damit die FETs kühl bleiben. Andrerseits schwingt Dir da irgendwas ganz heftig herum, angeregt durch die steilen Flanken. Du mußt auch darauf achten, das die Elkogehäuse selber kapazitiv weiterkoppeln. Also weg mit denen vom Switchingnode, ein Ferrit zwischen die Elkos und den FETs - und diesen Knoten FET/Ferrit mit Kerkos abkoppeln. Die Elkos sehen die Schaltfrequenzen eh nicht. die Kopplung zw. Switchingnode und Ausgang der Speicherdossel ist auch kapazitiv verkoppelt - und es sind keine Kerkos da, die den ausgang massiv nach GND entkoppeln. C5 ist komplett verloren und spielt für die hf keinerlei Rolle. Die ganze Schräge von R7 zum OpenHardwaresymbol gehört mit Kerkos zugepflastert. Bei R7 beginnst du mit 1n/50V und beim Openhardwaresymbol endest Du mit 10u/50V. Obacht vor dem Spannungsderating der Kerkos! Zwischen dieser Kerkoabteilung und C5 setzt Du einen Ferrit. Und dann nochmals 10u/50v-Kerkos und dann der Elko. Abgesehen davon sitzt C5 an der vollkommen falschen Stelle, Du hast so keine Kontrolle über den Strom in der Brücke. Und dadurch, das R6 den -Pol der Batterie von GND abhebt wird das dann lustig wenn da was herumgeklemmt wird. R5 gehört zwischen Q4/S und GND. diese Spannung läßt sich mit einem invertierenden Verstärker (der interessante Bereich des Messsignals ist ja negativ gegenüber GND) sehr bequem in den 3V3-Bereich heben und 70kHz sind zb. mit einem OPA365 nun wirklich kein Bandbreiteproblem, selbst bei einer ansprechenden Verstärkung. Von Q1/D unmittelbar(!) auf Q4/S einen Kerko, 100n/50V oder so, je mehr desto besser, 1206 oder ähnlich Das mit dem 2 Lagen-Layout: sportlich sportlich. Die Mehrkosten eines 4-Lagen-Layouts sind nicht so dramatisch und helfen sehr, die Schleifen klein und kompakt zu halten GND ist... nun ja... gelinde gesagt furchtbar. Wo bist Du daheim? Wenn in AT/OÖ oder SBG/Flachgau melde dich mal... MiWi
Martin J. schrieb: > Allerdings haben meine > Messungen leider nicht im Entferntesten etwas mit der Messung aus dem > EMV-Labor zu tun. Kann nicht mal genau die gleichen Frequenzen > identifizieren... Um ähnliche Verhältnisse zu erzeugen, solltest Du auch die gleichen Kabelanordnungen und Längen haben. Dann abblocken und Ferrit. Vom Design her gibt es sicher noch einiges zu optimieren, aber erst mal mit wenig Aufwand abblocken ...
Martin J. schrieb: > Stephan C. schrieb: >> Wozu ist denn der MOSFET Q2 da? > > Das ist der effizientere Ersatz für die sonst übliche reverse blocking > diode in Solar-Ladereglern. Verhindert, dass in der Nacht die Batterie > über das angeschlossene Solar-Panel entladen wird. Ist das so üblich? Da wird dir ja auch in jedem Schaltvorgang die Masse weggeschaltet. Sind C8, C3 und C4 auch 50V Typen? Im Datenblatt zum LM5107 auf Seite 12 ist eine Beispielschaltung und da ist kein Snubber, sondern nur ein Boostkondensator zwischen dem Switch-Node und dem HB-Pin. Außerdem ist noch jeweils ein Kondensator zwischen dem Ausgang und der Drain/Source der MOSFETs. An dem Versorgungspin hängt dort auch nur ein 470nF Kondensator.
:
Bearbeitet durch User
Martin J. schrieb: > Warum 100 MHz? Hatte da nur mal so grob hingeschaut - gemeint sind natürlich die beiden Maxima bei 153/223MHz.
Martin J. schrieb: > Die Stromrichtungs-Umkehr in der Drossel > bein niedrigen Lasten dürfte egal sein, oder? Genau darum ging es mir - hier findet ein Sprung in der Betriebsart statt. Im kontinuierlichen Betrieb wird der Gleichrichter "zwangskommutiert", d.h. hart abgeschaltet. Die hierbei entstehenden Störungen hängen stark vom Abschaltverhalten des Gleichrichters (hard/soft recovery) ab.
@MiWi: Wie kann ich denn an den vorgeschlagenen Stellen überall Ferrite einbauen? Gibt es die mit 20A? Die größten SMD-Ferrite bei Würth können "sehr hohe Ströme" von 6A. In den kommerziell erhältlichen MPPTs, die ich mal auseinandergebaut habe, habe ich keinen einzigen Ferrit gesehen. > Von Q1/D unmittelbar(!) auf Q4/S einen Kerko, 100n/50V oder so, je mehr > desto besser, 1206 oder ähnlich Da sind doch unmittelbar zwei 1210er 4.7u Kerkos (100V übrigens, da bis zu 55V Eingangsspannung). Hatte in den Datenblätten bei Murata gesehen, dass der ESR von kleineren Kerkos (auch bei höheren Frequenzen) schlechter war als der des verwendeten GRJ32DC72A475KE11L, deshalb sollten sie eigentlich keine weitere Verbesserung bringen. > Wo bist Du daheim? Wenn in AT/OÖ oder SBG/Flachgau melde dich mal... Wohne leider sehr weit weg... Norddeutschland. Aber danke! Stephan C. schrieb: > Martin J. schrieb: >> Stephan C. schrieb: >>> Wozu ist denn der MOSFET Q2 da? >> >> Das ist der effizientere Ersatz für die sonst übliche reverse blocking >> diode in Solar-Ladereglern. Verhindert, dass in der Nacht die Batterie >> über das angeschlossene Solar-Panel entladen wird. > > Ist das so üblich? Da wird dir ja auch in jedem Schaltvorgang die Masse > weggeschaltet. Nein, denn der Pull-down ist so schwach, dass die Gate-Kapazität reicht, um ihn bei 70 kHz an zu lassen. Geht erst aus, wenn die H-Brücke aufhört zu schalten. > Sind C8, C3 und C4 auch 50V Typen? Nein, 100V. Deswegen sind die auch nicht so ganz preiswert mit großen Kapazitäten. > Im Datenblatt zum LM5107 auf Seite 12 ist eine Beispielschaltung und da > ist kein Snubber, sondern nur ein Boostkondensator zwischen dem > Switch-Node und dem HB-Pin. Außerdem ist noch jeweils ein Kondensator > zwischen dem Ausgang und der Drain/Source der MOSFETs. An dem > Versorgungspin hängt dort auch nur ein 470nF Kondensator. Oops, hatte bei mir auf der Festplatte noch ein viel älteres Datenblatt ohne die Beispielschaltung. Mehr Kapazität am Versorgungspin sollte aber wohl nicht schaden. Der Widerstand am Boostkondensator soll gerade dazu da sein, beim Einschalten die Flankensteilheit zu verringern, siehe folgende AppNote: http://www.ti.com/lit/an/slyt465/slyt465.pdf
Ein etwas exotischerer Grund kann die Verpolung (bitte nicht lachen) der Induktivitäten sein: Wenn die außenseitigen Windungen am Switch Node anliegen, kann diese Seite quasi zu "strahlen" beginnen. Deshalb gibt es da bei einigen Herstellern auch Markierungen an den Drosseln. Diese Seite sollte (zumindest bei Würth) an die schaltende Seite angeschlossen werden. Zusätzlich noch die Frage, ob die Drossel geschirmt oder ungeschirmt ist. Das oben Gesagte gilt übrigens nicht nur für die große Drossel, sondern auch für den kleinen 10V-Konverter. Dazu übrigens auch Würth-Lehrvideos (das ab Minute 30): https://www.youtube.com/watch?v=TyatuncljbQ https://www.youtube.com/watch?v=PSU0SVDIFbA
Martin J. schrieb: > Allerdings haben meine > Messungen leider nicht im Entferntesten etwas mit der Messung aus dem > EMV-Labor zu tun. Kann nicht mal genau die gleichen Frequenzen > identifizieren... Die Frequenz der Störungen hängt auch vom Duty-Cycle ab, nicht nur von der Schaltfrequenz.
:
Bearbeitet durch User
Wenn es hilft, kannst Du das Teil gerne mal bei mir in die open TEM Cell legen. Da bekommen wir zwar keine kalibrierten Absolutwerte heraus, für einen Überblick, ob eine Maßnahme gewirkt hat reicht es meist. Standort HH-Hammerbrook.
Beitrag #5410647 wurde vom Autor gelöscht.
Julian B. schrieb: > Die Frequenz der Störungen hängt auch vom Duty-Cycle ab, > nicht nur von der Schaltfrequenz. Bitte: Wie genau (oder zumindest ungefähr)? Rein aus Interesse.
Bei der Fourier-Analyse von einem symmetrischen Rechtecksignal kommt was anderes heraus, als bei einem unsymmetrischen, und damit auch andere Oberwellen. Deswegen kann auch das Rastverhältnis einen Einfluss haben.
Theoretisch wohl richtig, praktisch aber wenig hilfreich. Bei Störungen oberhalb 100MHz interessieren eher die Flankensteilheiten dU/dt und vor allem di/dt.
Angehängte Dateien:
-
Unbenannt.PNG
32 KB
mecanicnomam schrieb: > Bitte: Wie genau (oder zumindest ungefähr)? Rein aus Interesse. Ich vermute, er meint dass sich die Gewichtung der ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz ändert, nicht dass neue Frequenzen erscheinen. Zur Veranschaulichung ein Plot im Anhang, das Spektrum eines Rechteckssignals mit 1ns Flankensteilheit mit vier verschiedenen Duty Cycles. Wie du siehst sind die Störungen in den höherren Frequenzen umso höher, je niedriger der DC ist. Für die andere Richtung (DC gegen 1) gilt natürlich das selbe.
bla schrieb: > Ich vermute, er meint dass sich die Gewichtung der ganzzahligen > Vielfachen der Grundfrequenz ändert, nicht dass neue Frequenzen > erscheinen. Genau das. Und wenn beim EMV Test der Duty-Cycle anders ist, weil zum Beispiel der Akku voller oder leerer ist, ändert sich aus das Ergebnis. Als Abhilfe könnte man den Dyty-Cycle fixieren, um vergleichbare Ergebnisse zu haben.
Martin J. schrieb: > Angehängt die Messergebnisse (Sollwert Quasi-Peak nach EN 55014-1: 42-35 > dBuV/m von 30-230 MHz und 42 dBuV/m von 230-1000 MHz). Ich weiß ja nicht, ob die EN 55014-1 die richtige Norm für das Produkt ist. Wenn du aber diese Norm heranziehst, ist es vielleicht sinnvoll nicht die Feldstärke sondern die Störleistung zu messen. Dieses alternative Messverfahren ist zulässig, wenn dein Gerät nicht batterieversorgt ist und ergibt häufig günstigere Ergebnisse. Wichtig ist dann allerdings, dass du in der Konformitätserklärung angibst, dass du dieses Messverfahren verwendet hast. Im Rahmen einer Marktüberwachung des Gerätes wird dann das selbe Verfahren verwendet. Martin J. schrieb: > Ich hatte gehofft, dass ich zu Hause mit dem Spectrum Analyzer und den > Hameg HZ540 Nahfeldsonden die Ergebnisse einigermaßen reproduzieren kann > und dann ein bisschen experimentieren kann. Allerdings haben meine > Messungen leider nicht im Entferntesten etwas mit der Messung aus dem > EMV-Labor zu tun. Kann nicht mal genau die gleichen Frequenzen > identifizieren... Das liegt daran, dass die Abstrahlung vermutlich über die angeschlossenen Leitungen erfolgt. Daher solltest du eben auf diesen messen. Dies geht z.B. mit einer Stromzange. Eine andere Möglichkeit ist Messung mit einem Tastkopf oder mit einer CDN. Wie ein Tastkopf oder eine CDN aufgebaut ist, kann dir dein EMV-Labor aufzeichnen, denn die haben die Normen, in die die Teile beschrieben sind. Wenn du eine Stromzange oder einen Tastkopf verwendest, solltest du die weiterführenden Leitungen entkoppeln, um reproduzierbare Ergebnisse zu erhalten. Die Entkopplung kann z.B. durch viel Klappferrite erfolgen. Mit der CDN und der Stromzange kannst du nur die asymmetrischen Störanteile messen, was aber meist ausreichend ist. Schaffst du dir so eine Messmöglichkeit, kannst du relativ zu den im EMV-Labor gemachten Messungen die Störungen reduzieren. Zu den Messdiagrammen in deinem Ausgangsbeitrag habe ich noch ein paar Fragen. Was stellen die blauen und die violetten Kurven da, den Peak- und den Average-Wert oder den Quasipeak- und den Average-Wert oder etwas ganz anderes? Die Nachmessungen sind doch sicherlich der Quasipeakwert? Du kannst mal versuchen, ob parallel zu C7, C8 und C27 je ein keramischer Kondensator von 10 nF eine Verbesserung bringt. Eventuell ist es besser, die Kondensatoren direkt an die Anschlussklemmen zu löten. Vermutlich wird das aber nicht ausreichen, um unter den Grenzwert zu kommen. Gruß Uwe
Schon mal daran gedacht die Schaltung in ein Metallgehäuse einzusperren? Das sollte bei Schaltnetzteilen eigentlich eine Selbstverständlichkeit sein. Dann kann man nämlich die Leitungen die da rein und raus gehen gut verblocken.
Schon mal daran gedacht, die Versorgung des MOSET Drivers von 10V auf 5V zu reduzieren? Rdson erhöht sich nur leicht von 1,8 auf 2,2 mOhm (25°C), aber Qg geht von 41 auf 22 nC -> niedrigere Umladeströme.
:
Bearbeitet durch User
Vielen Dank erst einmal für die vielen hilfreichen Hinweise. Ich arbeite gerade an einem verbesserten Layout des Leistungsteils und werde es hier nochmal posten in den nächsten Tagen. Noch eine generelle Frage zum Verständnis: Es wurde erwähnt, dass die Ursache wahrscheinlich Gleichtaktstörungen sind wegen der höheren Frequenzen. Kann mir jemand erklären, warum das so ist? Das Gerät lag während des Tests auf einem Holz-Tisch in einem voll absorbierenden Raum. Angeschlossen war nur das Netzteil (vorher mit Last geprüft, hat keine nennenswerten Stör-Emissionen) und ein Last-Widerstand direkt an der Ausgangs-Seite des Ladereglers. Worüber können die Gleichtaktstörungen ausgekoppelt werden? Wo ist der Rückleiter? Bisher hat das Gerät übrigens ein Kunststoffgehäuse. Ein Metallgehäuse würde sicherlich helfen, wie schon vorgeschlagen. Bernd K. schrieb: > Schon mal daran gedacht, die Versorgung des MOSET Drivers > von 10V auf 5V zu reduzieren? > > Rdson erhöht sich nur leicht von 1,8 auf 2,2 mOhm (25°C), > aber Qg geht von 41 auf 22 nC -> niedrigere Umladeströme. Ja, hatte ich auch mal überlegt. Allerdings habe ich keinen Halbbrücken-Treiber-IC gefunden, der VCC bis 5V kann. Meistens ist unter recommended operating condition min. 8V angegeben. Kennst du einen Treiber-IC? Uwe M. schrieb: > Zu den Messdiagrammen in deinem Ausgangsbeitrag habe ich noch ein paar > Fragen. Was stellen die blauen und die violetten Kurven da, den Peak- > und den Average-Wert oder den Quasipeak- und den Average-Wert oder etwas > ganz anderes? Die Nachmessungen sind doch sicherlich der Quasipeakwert? Die Kurven sind Quasipeak (blau) und Peak (violett).
Martin J. schrieb: > Es wurde erwähnt, dass die Ursache wahrscheinlich Gleichtaktstörungen > sind wegen der höheren Frequenzen. Kann mir jemand erklären, warum das > so ist? Anm.: Mit "Leitungsbündel" meine ich hier ein einzelnes angeschlossenes Kabel, mit einer oder mehreren Adern. Bei den hier kritischen Frequenzen kann man i.a. davon ausgehen, dass zwischen den einzelnen Adern eines angeschlossenen Leitungsbündels keine nennenswerten Spannungsunterschiede herschen, sie sind also hf-technisch parallel geschaltet. Somit kann jedes Leitungsbündel wie eine einzelne Leitung betrachtet werden. Von daher haben wir hier eine Gleichtaktstörung. Nun fließt durch dieses Kabelbündel aber ein hochfrequenter Störstrom ab. Dieser Gesamtstrom wird auch als Mantelstrom bezeichnet, man kann ihn mit einer Stromzange messen. Dummerweise kann das angeschlossen Kabel zur Antenne werden: Bei 100MHz haben wir eine Wellenlänge von 3m, demnach bilden 75cm Leitung einen Lambda/4 Strahler für 100MHz - d.h. optimale Abstrahlung der Störungen in diesem Bereich. Und damit wären wir bei Hochfrequenz/Antennentechnik angelangt. Für optimale Abstrahlung braucht die Antenne entweder ein "Gegengewicht" ("Erde") oder einen weiteren lambda/4-Strahler, wodurch ein Dipol entsteht. Bei mehreren Anschlüssen des Prüflings wirken die angeschlossenen verschiedenen Kabel(-bündel) in irgendwelchen Frequenzbereichen immer als Antenne oder auch Gegengewicht. Um diesen Effekt zu minimieren, sollten sämtliche Leitungen zwischen Prüfling und der Außenwelt räumlich möglichst eng beieinander geführt werden - sofern dies mit dem typischen Anwender-Szenario vereinbar ist. Wieweit dies ein praktisches Problem darstellt, läßt sich schnell mit Klappferriten über den entsprechenden Kabeln ermitteln. Wenn hierbei eine Verbesserung erzielt wird, hat die entsprechende Leitung abgestrahlt.
Martin J. schrieb: > Ja, hatte ich auch mal überlegt. Allerdings habe ich keinen > Halbbrücken-Treiber-IC gefunden, der VCC bis 5V kann. Meistens ist unter > recommended operating condition min. 8V angegeben. Kennst du einen > Treiber-IC? Vor kurzem hatte ich da ein modernes Teilchen gebookmarkt: http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=ucc21520&fileType=pdf Kann von 3 - 18V ist aber nicht ganz billig. Interessant finde ich die ausführlichen Hinweise und Beispiele und das Layout Example
Angehängte Dateien:
-
EMV_Wunderheilung.jpg
12 KB
Mark S. schrieb: > Wenn hierbei eine Verbesserung erzielt wird, > hat die entsprechende Leitung abgestrahlt. Manchmal wirkt Ferrit Wunder?
Ich war mittlerweile mit 3 Boost-Konvertern (Solar) im EMV-Labor und jedesmal war die Abstrahlung über die Anschlussleitungen das Problem. Geholfen hat jedesmal eine stromkompensierte Drossel am Ausgang.
Hallo, ich würde mich mal bei Würth umschauen. http://katalog.we-online.de/de/pbs/browse/emc_components/ferrites_for_pcb_assembly In den Application Notes geht Würth auch speziell auf Schaltnetzteile und deren EMV ein. http://www.we-online.de/web/de/electronic_components/produkte_pb/application_notes/Application_Notes.php Für jeden Bead gibt es ein aussagekräftiges Datenblatt und Online - Diagramme. U.a. bietet Würth für LTspice Libs an. Was will man mehr. mfg Klaus
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.