Forum: HF, Funk und Felder Testsender/Generator für 40MHz-Band


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von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Oder ist das wieder zu groß?

Ich hatte meine Tests und Messungen mit 10 µH gemacht, und das hat 
offenbar so schlecht nicht funktioniert.

Oh, nun sind wir schon auf der zweiten Seite im Thread. ;-)

: Bearbeitet durch Moderator
von Randy B. (rbrecker)


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Was mir auch noch auffiel: als ich den Koppen-C zum MMIC testweise 
wieder entfernt hatte, was das Signal dort am Ausgang des TP ziemlich 
frei von Oberwellen. Deswegen meinte ich vorhin, dass da ggf. eine 
Rückwirkung im SPiel sei.

von Randy B. (rbrecker)


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Jörg W. schrieb:
> Oh, nun sind wir schon auf der zweiten Seite im Thread. ;-)

Ups ... naja, irgendwie habe ich da noch zu viele Fragen.

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Deswegen meinte ich vorhin, dass da ggf. eine Rückwirkung im SPiel sei.

Ja, schon möglich.

von Bernd (Gast)


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Jörg W. schrieb:
> Naja, das angehängt + bei Mini-Circuits steht für RoHS-konforme
> Bauteile.
Man lernt jeden Tag was Neues. Ich weiß schon, warum ich hier 
mitmache...

Randy B. schrieb:
> Wie würde man denn da vernünftig messen?
Alle Baugruppen auf 50 Ohm auslegen und auf Einzelplatinen unterbringen. 
Dann kann man schön trennen und gut mit Spektrumanalysator und/oder 
Netzwerkanalysator dran messen.

Bei 'nur' 40 MHz kannst du natürlich auch noch direkt mit dem 
10:1-Tastkopf und einem Oszilloskop messen. Aber bei der ersten 
Oberwelle solltest du schon die Bandbreiten von Oszi und Tastkopf im 
Blick haben.

von Randy B. (rbrecker)


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Am Ausgang des Übertragers habe habe ich ein sauberes Signal mit -24dBm 
mit etwas 3. Oberwelle. Habe den folgenden TP mal gegen einen 3.Ord. BW 
TP ausgetauscht. Am Ausgang des TP ist die 3.Oberwelle auch weg. Sieht 
wirklich gut aus.
Sobald ich den MMIC mit 10nF ankoppele, wird eingangseitig(!) die 2. 
Oberwelle stark sichtbar. Ein 470Ohm in Reihe mit dem 10nF macht das 
schön erkennbar. Irgendwo im Eingang des MMIC wird die 2.Oberwelle 
eingestreut.

Die Abblockung des MMIC habe ich deutlich verstärkt. Bringt kaum 
Unterschied.

Bei einer Versorgung mit 5V und 10Ohm im Bias-T zieht der MMIC 70mA. 
Gehe ich auf 7V Versorgung komme ich auf 100mA. Bzgl. der Oberwellen 
kein Unterschied.

Ich verstehe jedoch immer noch nicht, warum der Ausgang des MMIC 
gleichspannungsmäßig auf ca. 4,5 V liegt. Wenn ich mal Klasse-A zugrunde 
lege, dann hat er ja nur noch 0,5V bevor Clipping anfängt. Oder habe ich 
das ganz falsch verstanden?

von Randy B. (rbrecker)


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Bernd schrieb:
> Alle Baugruppen auf 50 Ohm auslegen und auf Einzelplatinen unterbringen.

Vielleicht sollte ich es einmal mit einem käuflichen Verstärker 
probieren ;-)

Dann würde ich das Signal nach dem Übertrager abnehmen und in der 
HF-Verstärker einspeisen. Auf Banggood und co. findet man ja solche 
Platinchen, wo dann auch scheinbar ein MMIC drauf sitzt.

Kann mir da jemand was bewährtes mit kleiner Leistung empfehlen?

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:

> Sobald ich den MMIC mit 10nF ankoppele, wird eingangseitig(!) die 2.
> Oberwelle stark sichtbar.

Ja, eingangsseitig kannst du das eigentlich dann nicht mehr messen, ohne 
halt komplette Fehllasten zu produzieren.

> Ein 470Ohm in Reihe mit dem 10nF macht das
> schön erkennbar.

Na gut, das Argument kaufe ich. :)

> Die Abblockung des MMIC habe ich deutlich verstärkt. Bringt kaum
> Unterschied.

Im Moment bin ich etwas ratlos, warum das passieren sollte. Vieleicht 
hat Mario ja noch 'ne Idee.

Ich habe gerade keinen benutzbaren AD985x-Aufbau rumliegen, mit dem ich 
es selbst probieren könnte.

> Ich verstehe jedoch immer noch nicht, warum der Ausgang des MMIC
> gleichspannungsmäßig auf ca. 4,5 V liegt. Wenn ich mal Klasse-A zugrunde
> lege, dann hat er ja nur noch 0,5V bevor Clipping anfängt. Oder habe ich
> das ganz falsch verstanden?

Da die Drossel als HF-Widerstand wirkt, sollte der mittlere 
Gleichsspannungspegel mit HF-Ansteuerung nach unten gehen. Aber wie 
geschrieben, den kann man kaum noch sinnvoll messen (außer vielleicht 
mit einem Oszilloskop mit 100+ MHz Grenzfrequenz).

von Bernd (Gast)


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Randy B. schrieb:
> Auf Banggood und co. findet man ja solche
> Platinchen, wo dann auch scheinbar ein MMIC drauf sitzt.
So einen 2,50€-Verstärker mit TQP3M9009 hatte ich mal durchgemessen. 
Gain und Noise Figure passten soweit nach Datenblatt, aber unter 100 MHz 
ging der auch nicht so richtig. Auf die Abschirmung sollte man achten, 
auch wenn man dann nicht mehr sieht, was drinsteckt.

Wenn ich dich richtig verstanden habe, geht es dir doch nur um die 40 
MHz, oder? Da würde doch ein klassischer schmalbandiger 
1-Transistor-AFU-Verstärker aus dem ARRL-Handbuch viel besser passen, 
als so ein GHz-Monster, welches dir jede Einstreuung und Rückkopplung 
auch mit verstärkt.

Welche Ausgangsleistung willst du eigentlich erreichen?
Theoretisch könnte auch ein OPV mit entsprechend GBW als Verstärker 
funktionieren. Mit einem THS4211 könnte man z.B. eine Verstärkung von 25 
erreichen.

von Randy B. (rbrecker)


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Jörg W. schrieb:
> Da die Drossel als HF-Widerstand wirkt, sollte der mittlere
> Gleichsspannungspegel mit HF-Ansteuerung nach unten gehen.

Und genau das leuchtet mir nicht ein: m.E. sollte doch dann auch 
symmetrisch um den Gleichspannungspegel ausgesteuert werden. Der Eingang 
ist ja intern im MMIC schon vorgespannt und ich koppele nur AC ein. War 
sollte dann am Ausgang eine DC-Komponente auftauchen, die den Mittelwert 
des Ausgangs kleiner werden lässt.
Jedenfall leuchtet mir das aus dem Ersatzschaltbild mit dem Darlington 
nicht ein.

Bernd schrieb:
> Wenn ich dich richtig verstanden habe, geht es dir doch nur um die 40
> MHz, oder? Da würde doch ein klassischer schmalbandiger
> 1-Transistor-AFU-Verstärker aus dem ARRL-Handbuch viel besser passen,
> als so ein GHz-Monster, welches dir jede Einstreuung und Rückkopplung
> auch mit verstärkt.

Ja, nur 40MHz.
Wir waren hier auf den MMIC gekommen, weil ich oben gesagt hatte, ich 
möchte keine Übertrager oder Schwingkreisinduktivitäten wickeln. Also 
Bauteile von der Stange sozusagen. Das war aber vielleicht einfach auch 
meiner Unwissenheit geschuldet.

Nach meinen gerade gemachten Erfahrungen ist das wohl keine schlechte 
Idee, auch das in Erwägung zu ziehen. Die Frage ist für mich natürlich: 
wo finde ich gute / sichere Vorschläge?

Vielleicht habe ich auch einfach nur die falschen passiven Bauelemente? 
Den weder bei den Cs noch bei den Ls habe ich mangels Know-How auf keine 
besonderen Parameter geachtet.

Bernd schrieb:
> Mit einem THS4211 könnte man z.B. eine Verstärkung von 25
> erreichen.

Ja, die GBW bei dem ist ja 1000MHz. Aber handele ich mir damit nicht die 
gleichen Probleme ein wie mit dem MMIC?

Vielen Dank für Eure Mühen!

: Bearbeitet durch User
von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Bernd schrieb:
> Da würde doch ein klassischer schmalbandiger 1-Transistor-AFU-Verstärker
> aus dem ARRL-Handbuch viel besser passen

Der wird die Verstärkung nicht bringen. Daher ja die Idee mit dem MMIC.

von Randy B. (rbrecker)


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Bernd schrieb:
> Welche Ausgangsleistung willst du eigentlich erreichen?

Die Info war ich noch schuldig geblieben: ich mal so 100mW angepeilt.

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Die Info war ich noch schuldig geblieben: ich mal so 100mW angepeilt.

Wobei das alle außer dir als unnötig viel erachten. ;-) Mit einer 
Größenordnung weniger bist du sehr sicher gut bedient, nur mit 
irgendwelchen -20 dBm, die du derzeit hast, reißt man halt nicht 
unbedingt die Welt ein.

von Mario H. (rf-messkopf) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Jörg W. schrieb:
>> Da die Drossel als HF-Widerstand wirkt, sollte der mittlere
>> Gleichsspannungspegel mit HF-Ansteuerung nach unten gehen.
>
> Und genau das leuchtet mir nicht ein: m.E. sollte doch dann auch
> symmetrisch um den Gleichspannungspegel ausgesteuert werden. Der Eingang
> ist ja intern im MMIC schon vorgespannt und ich koppele nur AC ein. War
> sollte dann am Ausgang eine DC-Komponente auftauchen, die den Mittelwert
> des Ausgangs kleiner werden lässt.
> Jedenfall leuchtet mir das aus dem Ersatzschaltbild mit dem Darlington
> nicht ein.

Siehe das Bild im Anhang (aus [1]). Das setzt natürlich ideale 
Verhältnisse voraus: Induktivität unendlich mit DC-Widerstand von Null, 
Koppelkondensator mit unendlicher Kapazität, und der Transistor als 
ideale Stromquelle (Ausgangskennlinien haben Steigung Null). Wenn man 
die Maschen-und Knotengleichungen hinschreibt und ineinander einsetzt, 
und die genannten Annahmen verwendet, bekommt man für die 
Kollektorspannung
D.h. bei Vollaussteuerung mit
kann man die Schaltung am Lastwiderstand von +Vcc bis -Vcc aussteuern.


[1] A. Grebennikov: RF and Microwave Power Amplifier Design. New York: 
McGraw-Hill (2005).

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Mario H. schrieb:
> Siehe das Bild im Anhang (aus [1]).

Danke. Ich hätte das jetzt nicht so schnell hinzaubern können. ;-)

von Randy B. (rbrecker)


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Mario H. schrieb:
> Siehe das Bild im Anhang (aus [1]). Das setzt natürlich ideale
> Verhältnisse voraus: Induktivität unendlich mit DC-Widerstand von Null,
> Koppelkondensator mit unendlicher Kapazität, und der Transistor als
> ideale Stromquelle (Ausgangskennlinien haben Steigung Null).


Vielen Dank.
Ich hätte wohl einfach nochmal den alten Tietze-Schenk herausholen 
sollen. Irgendwie bin ich immer noch zusehr in der NF-Welt verhaftet ... 
das muss sich ändern ;-)

Deswegen mal die Frage: gibt es ein aktuelles Buch über "praktische" 
HF-Schaltungstechnik? Oder ist die oben erwähnte Monographie 
Gebrennikov das Standardwerk?

Beitrag #6685953 wurde von einem Moderator gelöscht.
von Randy B. (rbrecker)


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Anbei mal das Ergebnis eines Versuchs einer Klasse-E: Si5351 direkt auf 
2N7000 mit 350nH am Drain und 47pF nach Gnd, dann TP 3.Ordnung. Der FET 
zieht 20mA bei 8V.

Jetzt kommen wieder die Fragen.

1) Der SI5351 macht ja am Clk-Ausgang nur max. 3,3V, wenn überhaupt (ich 
kann das mit meinem PicoScope 5443 nicht so recht messen). Das ist etwas 
knapp für den 2N7000. Was kann ich da als Gatetreiber verwenden? Ich 
hatte noch einen 74LCV1G157 rumliegen, was aber die Situation eher 
verschlimmbessert hat. Andere Leute benutzen die AHCT Serie? Sinnvoll?

2) Welchen anderen FET-Typ kann man da verwenden. Bin auf den IRF510 / 
IRF540 gestoßen, wird viel eingesetzt. Würde das statt im 80m/40m Band 
auch hier im 7mBand Sinn machen? Oder ein andere Typ.

3) 2 Stück 2N7000 parallel bringt eine Verschlechterung der Leistung: 
liegt wohl am nicht vorhandenen Treiber, das schafft der SI5351 nicht 
mehr.

4) Ich habe den Verdacht, dass meine SMD Grabbelbox-Induktivitäten 
(Herkunft unbekannt) für den TP Mist sind. Die Dämpfung der 3. Oberwelle 
ist nicht so doll.

Ja, die Drain-Induktivität für den 2N7000 habe ich doch tatsächlich 
gewickelt entgegen den Projektspezifikation: ich habe einen kleine 
Ringkern gefunden, auf den ich ein paar Windungen Cu-Lack aufgewickelt 
habe, bis das LCR-Meter einen brauchbaren Wert (s.o.) anzeigte.

(Nachtrag: die Klasse-E macht somit ca. 20dB)

Vielen Dank!

: Bearbeitet durch User
von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Anbei mal das Ergebnis eines Versuchs einer Klasse-E:

Würde ich an deiner Stelle nicht machen.

Klasse E funktioniert nur sinnvoll mit einem gut definierten 
Lastwiderstand. Das kannst du für deine Antenne schätzungsweise nicht 
hinbekommen.

> Si5351 direkt auf
> 2N7000 mit 350nH am Drain und 47pF nach Gnd, dann TP 3.Ordnung.

TP 3. Ordnung ist für Klasse E zu wenig.

Ich habe Klasse E (OK, für bissel mehr Leistung :) mal für 7 MHz 
aufgebaut. Funktioniert, aber sowie die Last bisschen schief ist, ist es 
mit der schönen Klasse-E-Effizienz Essig, dann wird der Transistor heiß.

Bleib bei Klasse A, die ist einfacher zu beherrschen. ;-) (Und wenn du 
die Oberwellen für eine Klasse A nicht in den Griff bekommst, hast du 
bei C oder E gar keine Chance.)

von Randy B. (rbrecker)


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Jörg W. schrieb:
> Klasse E funktioniert nur sinnvoll mit einem gut definierten
> Lastwiderstand. Das kannst du für deine Antenne schätzungsweise nicht
> hinbekommen.

Ok, das ist starkes Argument.

von Randy B. (rbrecker)


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So, einen habe ich noch ;-)

Ich war eigentlich der Meinung, dass meine Quellimpedanz nach dem 4:1 
Übertrager aus den 200Ohm am AD9851 dann 50 Ohm am Eingang des TP macht. 
Jetzt habe ich den TP auf 200Ohm Eingangsimpedanz ausgelegt. Das hat 
viel gebracht ... ganz klar ist es mir nicht.

Da ich mir nicht erklären konnte, worum der GVA84 die Harnmonichen wiedr 
erzeugt hat, habe ich ihn jetzt mal mit 100µH Drossel und variabler 
Betriebsspannung betrieben, weil ich dachte, er macht ggf. Clipping.

Mit 7V Versorgungsspannung, was dann ca. 6V an der Drossel bei 120mA 
macht, habe ich das angehängte Spektrum am Ausgang.

Nun bin ich fast am Ziel, denke ich.

Ich habe noch etwas gelesen und erfahren, dass die Resonanz der Drossel 
etwa bei der Betriebsfrequenz liegen sollte, und die Resonanzen der 
anderen Filter-Ls wesentlich darüber.
Ich vermute, man sollte hier Luftspulen (SMD) nehmen? Die haben auch die 
hächste Güte (ca. 40).

Zusammen mit einem verbesserten PCB sollte das hoffentlich wieder etwas 
bringen.

Vielleicht habt Ihr noch Ratschläge?

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:

> Nun bin ich fast am Ziel, denke ich.

Ja, das sieht jetzt ganz gut aus, finde ich.

> Ich habe noch etwas gelesen und erfahren, dass die Resonanz der Drossel
> etwa bei der Betriebsfrequenz liegen sollte, und die Resonanzen der
> anderen Filter-Ls wesentlich darüber.

Naja, kann man machen, muss man nicht. Wenn man breitbandig sein will, 
geht das sowieso nicht.

> Ich vermute, man sollte hier Luftspulen (SMD) nehmen?

Für 40 MHz brauchst du auch schon ein bisschen Induktivität, das geht 
zumindest in kleiner Baugröße nicht ohne Ferritkern ab. (10 µH als 
Luftspule ist schon bissel größer.)

Wenn man irgendwo im GHz-Bereich ist und die Induktivitäten kleiner als 
1 µH werden, dann werden das wirklich "Luft"spulen. Die 
Anführungszeichen deshalb, weil sie in Wirklichkeit auf irgendeinen 
Plastikkörper gewickelt werden.

von Mario H. (rf-messkopf) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Ich war eigentlich der Meinung, dass meine Quellimpedanz nach dem 4:1
> Übertrager aus den 200Ohm am AD9851 dann 50 Ohm am Eingang des TP macht.
> Jetzt habe ich den TP auf 200Ohm Eingangsimpedanz ausgelegt. Das hat
> viel gebracht ... ganz klar ist es mir nicht.

Ich habe mir mal Deinen in 
Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" 
angehängten Schaltplan angesehen. Dabei fällt auf:

1. Die beiden Widerstände am Trafo Tr1 nach Masse sollten 100Ω sein, 
damit das Filter am Eingang 50Ω sieht. So wie in dem in 
Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" 
angehängten Schaltplan.

2. Ist der Trafo richtig herum eingebaut? Laut Datenblatt vom ADT4-1T+ 
sind Pins 1 und 3 die Primärwicklung, Pins 4 und 6 die Sekundärwicklung, 
und Pin 5 der Abgriff der Sekundärwicklung. Der Pin 2 ist N.C. Im 
Schaltplan ist er also falsch herum eingezeichnet. Die Sekundärseite 
muss Richtung DAC zeigen.

Dein Filter L1, L2, C11, C12, C13 habe ich nachgerechnet. Mit 50Ω 
Abschlüssen kommt man auf eine Grenzfrequenz von ca. 50 MHz, das sollte 
also passen.

> Da ich mir nicht erklären konnte, worum der GVA84 die Harnmonichen wiedr
> erzeugt hat, habe ich ihn jetzt mal mit 100µH Drossel und variabler
> Betriebsspannung betrieben, weil ich dachte, er macht ggf. Clipping.

An L5 im Schaltplan steht BLM31AF700SN1L. Das ist ein Ferrit von Murata, 
und keine Induktivität. Hattest Du da wirklich ein Ferrit anstatt einer 
Drossel sitzen?

> Mit 7V Versorgungsspannung, was dann ca. 6V an der Drossel bei 120mA
> macht, habe ich das angehängte Spektrum am Ausgang.

D.h. die Drossel hat einen Gleichstromwiderstand von ca. 8Ω. Das kostet 
natürlich schon etwas Aussteuerbereich.

von Randy B. (rbrecker)


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Mario H. schrieb:

> 1. Die beiden Widerstände am Trafo Tr1 nach Masse sollten 100Ω sein,
> damit das Filter am Eingang 50Ω sieht. So wie in dem in
> Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band"
> angehängten Schaltplan.

Oh ja, stimmt. So wie in der Appnote von TI

> 2. Ist der Trafo richtig herum eingebaut? Laut Datenblatt vom ADT4-1T+
> sind Pins 1 und 3 die Primärwicklung, Pins 4 und 6 die Sekundärwicklung,
> und Pin 5 der Abgriff der Sekundärwicklung. Der Pin 2 ist N.C. Im
> Schaltplan ist er also falsch herum eingezeichnet. Die Sekundärseite
> muss Richtung DAC zeigen.

Ja, das ist er: Sek-Seite des Trafos Richtung DAC mit Mittelanzapfung, 
Primär-Seite des Trafos Richtung Filter.

Ich bin mir immer unsicher, was die Hersteller (Mini-Circuits) als 
Trafo-Verhältnis angeben. Wenn ich das bei Mini-Circuits richtig 
interpretiere, ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und 
16:1 Wicklungsverhältnis. Aber so genau steht das im DB nicht. Ich gehe 
aber davon aus, dass das in der HF Technik so üblich ist.

>> Da ich mir nicht erklären konnte, worum der GVA84 die Harnmonichen wiedr
>> erzeugt hat, habe ich ihn jetzt mal mit 100µH Drossel und variabler
>> Betriebsspannung betrieben, weil ich dachte, er macht ggf. Clipping.
>
> An L5 im Schaltplan steht BLM31AF700SN1L. Das ist ein Ferrit von Murata,
> und keine Induktivität. Hattest Du da wirklich ein Ferrit anstatt einer
> Drossel sitzen?

Ist in echt eine Drossel. Ich war nur etwas faul, in Target-3001 ein 
neues Bauteil anzulegen. Das ist ein Unart von mir, wenn es das Bauteil 
mir der passenden Bauform nicht in die Bibliothek gibt.

>> Mit 7V Versorgungsspannung, was dann ca. 6V an der Drossel bei 120mA
>> macht, habe ich das angehängte Spektrum am Ausgang.
>
> D.h. die Drossel hat einen Gleichstromwiderstand von ca. 8Ω. Das kostet
> natürlich schon etwas Aussteuerbereich.

Vielleicht schaffe ich die letzten 10dBm auch noch. Ich weiß, dass es 
unnötig ist. Aber ich bin jetzt im Bereich des sportlichen Ehrgeiz 
angekommen.

Der GVA84 ist ja mit max. 20dBm Pout angegeben. Dazu müsste ich ihn 
wahrscheinlich dann mehr aussteuern. Der AD9851 kann das aber nicht 
liefern.
Mein Überlegung wäre nun, da noch eine einfache Transistorstufe 
dazwischen zu schalten. Ist das aus Eurer Sicht Blödsinn oder machbar? 
Ich habe zwar viele NF-Transistoren (BJT) hier herumliegen (BC547, 
BC182, 2N2222), die sind aber wohl weniger geeignet. Welchen Typ könnte 
man dafür verwenden?

Vielen Dank für Eure Unterstützung!

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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40 MHz machen diese sicher schon noch (fT liegt bei mindestens 150 MHz 
für einen BC547). Musst halt gucken, dass du dir nicht mehr Oberwellen 
einhandelst.

Ich würd's nicht machen, die 10+ dBm genügen für deine Tests allemal. 
Mit 10 dBm auf 2,4 GHz überbrücken wir schon mal einen Kilometer, wenn 
die Antennen freie Sicht haben.

von Wilhelm S. (wilhelmdk4tj)


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Hallo zusammen,

ich habe die ganze Zeit fleissig mitgelesen.

> ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und
> 16:1 Wicklungsverhältnis
Leider verkehrt gedacht Impedanz 4:1 -> Windungszahl 2:1

Frage an Randy: bist du jetzt mit den rund 10dBm zufrieden?
Falls nicht, dann höre doch mit dem Gebastel auf, das wolltest du doch 
auch gar nicht. Sieh dich für 'mehr Dampf' mat beim freundlichen 
Chinesen um. Da gibt es Breitband-PAs, ein paar Watt für kleines Geld. 
Deine 10mW sind da als Ansteuerung schon zuviel. Suche mal nach 'RF PA 
V2.0'. Dann hast du deinem 'Bums', den du ja haben wolltest.

73
Wilhelm

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Wilhelm S. schrieb:
> Falls nicht, dann höre doch mit dem Gebastel auf, das wolltest du doch
> auch gar nicht.

Wir haben sein Interesse an HF geweckt, hat doch auch was Gutes. :-)

Ich würde aber für den Anwendungszweck auch bei 10 dBm aufhören, genügt 
einfach.

von Wilhelm S. (wilhelmdk4tj)


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Hallo zusammen,

> Ich würde aber für den Anwendungszweck auch bei 10 dBm aufhören...

Das hatte ich ganz oben doch vor längerer Zeit geschrieben; Randy hat 
sich doch nur nach hartnäckigstem Nachfragen aus der Nase ziehen lassen, 
dass er mehr wolle..

73
Wilhelm

von Randy B. (rbrecker)


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Wilhelm S. schrieb:
>> ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und
>> 16:1 Wicklungsverhältnis
> Leider verkehrt gedacht Impedanz 4:1 -> Windungszahl 2:1

Wo Du Recht hast, hast Du Recht ;-)

Wilhelm S. schrieb:
> Frage an Randy: bist du jetzt mit den rund 10dBm zufrieden?

Nein.

Jörg W. schrieb:
> Wir haben sein Interesse an HF geweckt, hat doch auch was Gutes. :-)

Genau.

Der Ehrgeiz, der nun geweckt ist, ist es, diese 100mW zu bekommen, und 
zwar in der gleichen "Schachtel" wie die damaligen anolgen RC HF-Module 
(Graupner, etc.). Die Gehäuse kann man sich schick 3d-drucken.

Deswegen auch kein China-Doppel-MMIC-Modul.

von Mario H. (rf-messkopf) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Ich bin mir immer unsicher, was die Hersteller (Mini-Circuits) als
> Trafo-Verhältnis angeben. Wenn ich das bei Mini-Circuits richtig
> interpretiere, ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und
> 16:1 Wicklungsverhältnis. Aber so genau steht das im DB nicht.

Im Kopf der Tabelle "Transformer Electrical Specifications" steht "Ω 
RATIO (Secondary/Primary)", und in der entsprechenden Zeile "4". Das ist 
dankenswerterweise eindeutig, aber dennoch leicht zu überlesen. :-)

Das Windungsverhältnis ist dann allerdings 2, wie schon angemerkt wurde.

von Randy B. (rbrecker)


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Mario H. schrieb:
> Im Kopf der Tabelle "Transformer Electrical Specifications" steht "Ω
> RATIO (Secondary/Primary)"

Oh ja. Sorry for the noise ... ich war immer auf der Suche nach 
"impedance ratio" o.ä.

von Randy B. (rbrecker)


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Heute ist alles wieder anders: irgendwie fehlen mir ein paar dBm am 
Ausgang. Deswegen habe ich einen Zwischenverstärker aufgebaut, leider 
hatte ich nichts anderes als einen BC547C. Der bringt mir 7-8dB.

Damit habe ich -23 dBm aus dem Übertrager, -14dBm nach dem 
Zwischenverstärker, +4-5dBm aus dem GVA84.

Mein Ehrgeiz ist ja nun geweckt, und ich möchte die 20dBm am Ausgang 
haben, was bei 7-8V Versorgung schon schwierig wird. Eigentlich sehe ich 
nur Chancen mit einem MMIC, der mit 8V klar kommt, oder eben einen 
selektiven Verstärker für 40MHz (was mit dann auf die Füße fällt, wenn 
ich mal 35MHz haben möchte), oder Klasse-E (Jörg möchte mir das 
ausreden), wobei ich da noch nichts geeignetes zum Thema Mosfet-Treiber 
gefunden habe.

Ich habe jetzt keine Ahnung, in welche Richtung ich weiter gehen sollte.

: Bearbeitet durch User
von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> oder Klasse-E

Warum glaubst du nur, dass dir die Klasse E so viel mehr bringt? Also 
mehr Probleme schon :), vor allem im Rekonstruktionsfilter mehr Aufwand, 
einen etwas besseren Wirkungsgrad – wenn man es schafft, den richtig 
aufzubauen.

Wenn du unbedingnt was anderes als Klasse A (mit ihrem natürlich miesen 
Wirkungsgrad) haben willst, dann schau dich nach Gegentakt-B (braucht 
halt Trafos) oder Klasse C um. Aber mit BC547 wirst du da nicht 
glücklich werden. Habe vor Jahren diverse Experimente von kleinen 
Kurzwellen-PAs gemacht, wirklich sinnvoll funktionierten eigentlich nur 
die Transistoren, die auch für sowas gedacht waren.

Heutzutage würde ich vielleicht mit sowas experimentieren:

https://www.box73.de/product_info.php?products_id=2738

Die alten CB-Funk-PA-Transistoren, die es vor ein, zwei Jahrzehnten 
preiswert gab, sind mittlerweile alle verschwunden.

: Bearbeitet durch Moderator
von Randy B. (rbrecker)


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Jörg W. schrieb:
> Warum glaubst du nur, dass dir die Klasse E so viel mehr bringt?

Der gesamte Aufbau erscheint mir ggf. simpler: statt des AD9851 reicht 
ein billiger Si5315 (falls der mal wieder lieferbar ist). Irgendwie 
erscheint mir der Rest auch einfacher - nun, das liegt wohl daran, dass 
ich immer mehr merke, wie wenig Ahnung von HF-Technik habe. Obwohl ich 
jetzt schon viel gelernt habe ;-) Dank Dir und Mario.

Jörg W. schrieb:
> Aber mit BC547 wirst du da nicht glücklich werden.

Ja, das war schon klar. Ich habe es jetzt einfach mal ausprobiert.

Meine "ideale" Vorstellung wäre eigentlich eine Hintereinanderschaltung 
aus zwei MMICs, wobei der letzte sicher die 8V benötigen würde, und am 
Ende ggf. noch ein Dämpfungsglied wegen der Stabantenne.

Nur habe ich bisher keine MMICs gefunden, die bis 8V gehen und auch 
sonst passen.

Wenn ich das richtig sehe, machen das die China-Module ja auch.

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:

> Der gesamte Aufbau erscheint mir ggf. simpler: statt des AD9851 reicht
> ein billiger Si5315 (falls der mal wieder lieferbar ist).

Kannst du doch auch so benutzen.

> Irgendwie
> erscheint mir der Rest auch einfacher

Ich weiß nicht, wie du da drauf kommst. :-)

Gegenüberstellung: Klasse C verstärkt eine Halbwelle analog, die andere 
dagegen gar nicht. Die muss am Ausgang aus dem Rekonstruktionsfilter 
kommen (d.h. deren Energie wird in der positiven Halbwelle im 
Reko-Filter gespeichert und in der negativen entnommen).

Bei Klasse E übersteuerst du den Verstärker so weit, dass er nur noch 
schaltet.

Der wirklich einzige Vorteil von Klasse E gegenüber C ist ein 
theoretisch besserer Wirkungsgrad. Nur: den musst du erstmal erreichen.

Erkauft wird das mit einem im Vergleich zu Klasse C höherem Aufwand im 
Reko-Filter.

http://norcalqrp.org/files/Class_E_Amplifiers.pdf

Irgendwie magisch mehr Verstärkung bekommst du nicht (eher weniger, denn 
du musst den Transistor ja in den Schalterbetrieb bringen), und aus der 
gleichen Betriebsspannung bekommst du auch erstmal nicht per se mehr 
Leistung.

> Meine "ideale" Vorstellung wäre eigentlich eine Hintereinanderschaltung
> aus zwei MMICs, wobei der letzte sicher die 8V benötigen würde, und am
> Ende ggf. noch ein Dämpfungsglied wegen der Stabantenne.

Dein GVA84 sollte doch die angepeilten 20 dBm schaffen, oder? Kannst ja 
(bei sauberem Aufbau – sonst Schwingneigung) auch zwei davon 
hintereinander setzen, dazwischen noch Platz für ein Pi-Dämpfungsglied, 
mit dem du die Leistung so einstellst, dass der zweite MMIC noch nicht 
übersteuert wird.

von Randy B. (rbrecker)


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Jörg W. schrieb:
> Gegenüberstellung: Klasse C verstärkt eine Halbwelle analog, die andere
> dagegen gar nicht. Die muss am Ausgang aus dem Rekonstruktionsfilter
> kommen (d.h. deren Energie wird in der positiven Halbwelle im
> Reko-Filter gespeichert und in der negativen entnommen).
>
> Bei Klasse E übersteuerst du den Verstärker so weit, dass er nur noch
> schaltet.

Ich denke, wenn man einen 2N7000 oder BS170 bei 40MHz betreibt, dann 
kann man wohl praktisch eh nicht mehr als einen Klasse-C Betrieb 
erreichen, weil man ihn mit den üblichen Treibertechniken (74ACT...) 
nicht wirklich schnell schalten kann. De-facto wird man ihn wohl 
tatsächlich beim "durchschalten" im linearen Bereich betreiben, weil man 
das Gate mit dem Treiber nicht so schnell umladen kann. Und wenn man 
einen leistungsfähigeren wie IRF510 verwenden möchte, verlagert man das 
Problem in den Treiber. Ein MCP1415/16 geht bei 40MHz ja auch nicht 
mehr.

Jörg W. schrieb:
>> Meine "ideale" Vorstellung wäre eigentlich eine Hintereinanderschaltung
>> aus zwei MMICs, wobei der letzte sicher die 8V benötigen würde, und am
>> Ende ggf. noch ein Dämpfungsglied wegen der Stabantenne.
>
> Dein GVA84 sollte doch die angepeilten 20 dBm schaffen, oder? Kannst ja
> (bei sauberem Aufbau – sonst Schwingneigung) auch zwei davon
> hintereinander setzen, dazwischen noch Platz für ein Pi-Dämpfungsglied,
> mit dem du die Leistung so einstellst, dass der zweite MMIC noch nicht
> übersteuert wird.

Ich werde mir mal eine Testplatine machen, damit ich dann etwas 
experimentieren kann ohne zu viele Schmutzeffekte zu haben. Da die 
LDMosFets ja auch im SOT89 daher kommen, könnte man auch mal mit einem 
MMIC zusammen mit einem MosFet als Klasse-A (so etwas wie ein PD84001) 
und 7-8V experimentieren.

von Wilhelm S. (wilhelmdk4tj)


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Hallo zusammen,
keine Zeit, muss kochen ;-)
darum nur in Kürze:

> leistungsfähigeren wie IRF510 verwenden

Vergiss diese ganze Geschichte mit den IRFs; alles jenseits 14MHz ist 
m.e. aus den Fingern gesogen, ... nur bergab, bei Vollmond und 
Rückenwind. Es mag gängige Konzepte geben, aber mit viel Gefummel und 
nicht mit Ringkernen aus der Krabbelkiste.
Dazu 5-8V, so laut kann ich gar nicht lachen, sri.

Wie Jörg schon schrieb:

https://www.box73.de/product_info.php?products_id=2738

Das halte ich auch für sinnvoll.

Tschüss bis morgen, hier wird im Hintergrund schon geschrieen...

von Randy B. (rbrecker)


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Wilhelm S. schrieb:
> Vergiss diese ganze Geschichte mit den IRFs;

Ja, mit den IRFs ganz sicher. Das ist ein Gebiet (Motorsteuerungen) mit 
dem ich mich einigermaßen auskenne, daher war meine Hoffnung, dass ich 
FETs und vor allem auch Gate-Treiber finden würde, mit denen man so 
etwas aufbauen könnte. Scheint es aber im normalen Preissegment nicht zu 
geben. Schade eigentlich, irgendwie hätte ich das ganz cool gefunden ...

Wilhelm S. schrieb:
> Wie Jörg schon schrieb:
>
> https://www.box73.de/product_info.php?products_id=2738
>
> Das halte ich auch für sinnvoll.

Wie gesagt: ich werde mir jetzt erst einmal eine Testplatine machen, 
auch mit den entsprechenden Vias natürlich, so wie man das in den 
AppNotes liest, auf der ich einen zweistufigen Aufbau testen kann.

Allerdings scheint der RD01MUS2 auch schon fast wieder antiquarisch zu 
sein. Etwas neuer sind wohl die PD84001 et.al.

Wilhelm S. schrieb:
> Tschüss bis morgen, hier wird im Hintergrund schon geschrieen...

Na dann: guten Hunger ;-)

P.S.: Eine Frage: ich bin sehr unsicher, welche Art von 
SMD-Induktivitäten ich für die Filter nehmen soll. Es gibt ja 
drahtgewickelt, Schicht, Ferrit, oder Eisenkern. Was meint ihr? Und auch 
für die Bias-T-Drosseln?

: Bearbeitet durch User
von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:

> P.S.: Eine Frage: ich bin sehr unsicher, welche Art von
> SMD-Induktivitäten ich für die Filter nehmen soll. Es gibt ja
> drahtgewickelt, Schicht, Ferrit, oder Eisenkern. Was meint ihr? Und auch
> für die Bias-T-Drosseln?

Für die Bias-T-Drossel brauchst du ja auf jeden Fall recht große 
Induktivitätswerte, da kommst du um Ferrit nicht drumrum.

Weiß ja nicht, was du so ausgerechnet hast, wenn du mit 
Nicht-Ferrit-Induktivitäten (also letztlich Draht auf Plastikkörper) 
hinkommst für das Filter, dann nimm das. Ansonsten halt dort auch 
Ferrit. Selbst auf einen kleinen Pulvereisen-Ringkern wickeln geht 
natürlich auch (ist dann halt kein SMD), aber dann brauchst du ein 
ausreichend gutes Induktivitäts-Messgerät. So'n 08/15-Bauteiltester tut 
es für diese Wertebereiche nicht mehr. Nur auf Windungszahlen würde ich 
mich nicht unbedingt verlassen.

von Randy B. (rbrecker)


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Habe mittlerweile auch das Schaltbild der China-PA gefunden:

https://yo5pbg.files.wordpress.com/2019/10/img_20191028_205315901.jpg

Daran werde ich mich mal entlang hangeln ;-)

Danke nochmals für den Hinweis!

von hfwerker (Gast)


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Randy B. schrieb:
> Habe mittlerweile auch das Schaltbild der China-PA gefunden:

An dem Schaltbild stimmt was nicht: im statischen Zustand kann
der FET (abgesehen von den Ohmschen Widerständen der Drosseln
L2 und L3) einen Kurzschluss der Versorgungsspannung erzeugen.
Irgendwo muss da noch eine Strombegrenzung rein ....

von Randy B. (rbrecker)


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hfwerker schrieb:
> Irgendwo muss da noch eine Strombegrenzung rein ....

Warum? Man stellt den Ruhestrom mit Ugs ein (was wohl an dem Exemplar 
des Autors nicht ganz stimmte) und den Rest erledigt der negative 
Temperaturkoeffizient.

Oder sehe ich das mal wieder falsch?

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> Oder sehe ich das mal wieder falsch?

Wird schon passen, ist halt extrem exemplarabhängig.

Aber kein Filter danach geht natürlich gar nicht. So linear kann ein 
einzelner Transistor nicht sein, dass er keine Oberwellen produziert.

von Randy B. (rbrecker)


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Ja, Filter kommt natürlich rein.

Ich habe jetzt spaßeshalber die Endstufe mal geordert, kostet ja kaum 
mehr als ein MMIC ;-)

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Als Basis zum Experimentieren wird sie schon irgendwie taugen.

"Nicht ist so schlecht, dass es nicht zumindest noch als schlechtes 
Beispiel taugen kann." :-) (Autor unbekannt)

von Mario H. (rf-messkopf) Benutzerseite


Angehängte Dateien:

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Randy B. schrieb:
> Oder sehe ich das mal wieder falsch?

Grundsätzlich passt das schon, der FET ist ja im Abschnürbereich am 
Ausgang eine Stromquelle.

> und den Rest erledigt der negative Temperaturkoeffizient.

Das kann allerdings schief gehen. Wie bei jedem FET hängt der 
Temperaturkoeffizient der Transkonduktanz vom Arbeitspunkt ab. Siehe das 
angehängte Bild (aus [1]) für einen p-Kanal JFET, aber im Prinzip gilt 
das auch für MOSFET.

Die Kennlinie im Abschnürbereich ist ja durch
gegeben, wobei K der Steilheitskoeffizient und U_A die Early-Spannung 
ist (in erster Näherung kann man U_DS/U_A = 0 annehmen). Der relative 
Temperaturkoeffizient des Drainstroms ist dann
Die Temperaturkoeffizienten von K und U_th sind negativ (d.h. dK/dT, 
dU_th/dT < 0), so dass das Vorzeichen von dI_D/dT von U_GS abhängt.

Für LDMOS-Transistoren im A-Betrieb landet man gern in einem Bereich, in 
dem der Drainstrom einen positiven Temperaturkoeffizienten hat. Für den 
PD85004 kommt man auf eine Variabilität des Drainstroms von ca. 
0,75mA/K. Siehe hier:
https://www.qsl.net/in3otd/ham_radio/PD85004_PP_PA/PD85004_PP_PA.html,
oder hier:
https://www.mariohellmich.de/projects/rf-amp_med-pwr/rf-amp_med-pwr.html.

Es kann also sein, dass Du eine Regelung des Drainstroms vorsehen musst. 
Das kann man so machen wie hier: 
https://www.mariohellmich.de/projects/rf-amp_med-pwr/files/rf-amp_schema.pdf, 
wobei der Shunt R1 etwas Aussteuerbereich kostet. Vielleicht geht das 
für 100 mW auch einfacher. Was Du sicher nicht brauchst, sind die in dem 
Schaltplan gezeigten mehrstufigen Anpassnetzwerke am Ein- und Ausgang, 
da Du nur bei einer Frequenz anpassen musst.

[1] A. D. Evans (Ed.): Designing with Field-Effect Transistors. 
Siliconix Inc. New York: McGraw-Hill (1981).

von Randy B. (rbrecker)


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Vielen Dank für die super ausführliche Antwort!

Dazu - heute morgen leider in aller Kürze - zwei Fragen:

1) In dem DB vom PD84002 etwa finde ich gar keine Angabe über die 
Temperaturabhängigkeit Id(Ugs)? Nur die alles zusammenfassende 
Bemerkung: excellent thermal stability. In diesem Paper

https://www.ee.co.za/wp-content/uploads/legacy/26-29.pdf

wird auch bemerkt, dass bei hohen Id der Temperaturkoeffizient dId/dK 
wieder negativ wird. Das steht jetzt im Widerspruch zu Deiner Annahme.

2) Du verwendest ein Stromquelle, die proportional zum Gleichanteil von 
Id ist, um Ugs zu regeln. Da der R1 ja recht groß ist: würde es nicht 
ausreichen, R1 in die Source-Leitung zu platzieren und mit konstanter 
Ugs zu arbeiten? (Sourceschaltung mit Stromgegenkoppelung)

Danke für diesen schönen Gedankenaustausch hier!

von Mario H. (rf-messkopf) Benutzerseite


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Randy B. schrieb:
> 1) In dem DB vom PD84002 etwa finde ich gar keine Angabe über die
> Temperaturabhängigkeit Id(Ugs)? Nur die alles zusammenfassende
> Bemerkung: excellent thermal stability.

Das Datenblatt gewinnt sicher keinen Preis für Ausführlichkeit. Das gilt 
leider für ziemlich alle Datenblätter für neuere 
HF-Leistungstransistoren von ST.

> In diesem Paper
>
> https://www.ee.co.za/wp-content/uploads/legacy/26-29.pdf
>
> wird auch bemerkt, dass bei hohen Id der Temperaturkoeffizient dId/dK
> wieder negativ wird. Das steht jetzt im Widerspruch zu Deiner Annahme.

Das gilt grundsätzlich für alle FET, wie bereits gesagt -- siehe die 
angehängte Abbildung in 
Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band", die dieses 
Phänomen illustriert: Für einen selbstsperrenden N-Kanal-MOSFETs z.B. 
wird ab einem bestimmten U_GS der Temperaturkoeffizient dI_D/dT negativ.

Die LDMOS-Transistoren, zumindest die kleineren, will man man 
normalerweise in einem Arbeitspunkt betreiben, in dem dI_D/dT positiv 
ist, so dass man damit irgendwie umgehen muss. Bei konstantem U_GS kann 
es einem dann passieren, dass der Drainstrom wegläuft.

Für einen 100mW-Verstärker mit PD84002 reicht vielleicht schon eine 
thermisch gekoppelte Diode zur Temperaturkompensation. Du kannst das ja 
einfach mal ausprobieren: erst mit konstanter U_GS, und schauen, was 
passiert, und dann weitere Maßnahmen testen.

> 2) Du verwendest ein Stromquelle, die proportional zum Gleichanteil von
> Id ist, um Ugs zu regeln. Da der R1 ja recht groß ist: würde es nicht
> ausreichen, R1 in die Source-Leitung zu platzieren und mit konstanter
> Ugs zu arbeiten? (Sourceschaltung mit Stromgegenkoppelung)

Theoretisch schon. Man möchte aber bei einen HF- oder 
Mikrowellentransistor den Source möglichst breitbandig und 
niederimpedant auf Masse legen. Eine Stromgegenkopplung mit Widerstand 
würde dem zuwider laufen. Man müsste dann den Source wechselstrommäßig 
auf Masse legen, und bei mehreren hundert MHz wird sich ein Kondensator 
parallel zum Stromgegenkopplungswiderstand merklich auswirken. Außerdem 
erschwert das ein vernünftiges Layout, und auch die Wärmeabfuhr lässt 
sich schwerer bewerkstelligen.

von Jörg W. (dl8dtl) (Moderator) Benutzerseite


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Mario H. schrieb:
> Man müsste dann den Source wechselstrommäßig auf Masse legen, und bei
> mehreren hundert MHz wird sich ein Kondensator parallel zum
> Stromgegenkopplungswiderstand merklich auswirken.

Das Problem hat er zwar mit seinen 40 MHz nicht so, aber es wäre 
natürlich trotzdem alles andere als ideal, das prima auf der Kühlfahne 
rausgeführte Source dann doch nicht auf GND zu haben.

von Randy B. (rbrecker)


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Mario H. schrieb:
> Randy B. schrieb:
>> 1) In dem DB vom PD84002 etwa finde ich gar keine Angabe über die
>> Temperaturabhängigkeit Id(Ugs)? Nur die alles zusammenfassende
>> Bemerkung: excellent thermal stability.
>
> Das Datenblatt gewinnt sicher keinen Preis für Ausführlichkeit. Das gilt
> leider für ziemlich alle Datenblätter für neuere
> HF-Leistungstransistoren von ST.

Ja, das ist echt schade.

> Für einen 100mW-Verstärker mit PD84002 reicht vielleicht schon eine
> thermisch gekoppelte Diode zur Temperaturkompensation. Du kannst das ja
> einfach mal ausprobieren: erst mit konstanter U_GS, und schauen, was
> passiert, und dann weitere Maßnahmen testen.

Da ich ja eh einen µC dabei habe, werde ich das dann per DAC steuern.

>> 2) Du verwendest ein Stromquelle, die proportional zum Gleichanteil von
>> Id ist, um Ugs zu regeln. Da der R1 ja recht groß ist: würde es nicht
>> ausreichen, R1 in die Source-Leitung zu platzieren und mit konstanter
>> Ugs zu arbeiten? (Sourceschaltung mit Stromgegenkoppelung)
>
> Theoretisch schon. Man möchte aber bei einen HF- oder
> Mikrowellentransistor den Source möglichst breitbandig und
> niederimpedant auf Masse legen.

Natürlich, so langsam sollte ich das ja mal kapiert haben ;-)

Ok, dann werde ich mal High-Side per Shunt den Strom messen. Das kann 
erstmal der µC gleich mit machen. Dann komme ich auch mit einem 
kleineren Shunt aus (1-2 Ohm).

Vielen Dank nochmals.

von Randy B. (rbrecker)


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Jörg W. schrieb:
> Das Problem hat er zwar mit seinen 40 MHz nicht so, aber es wäre
> natürlich trotzdem alles andere als ideal, das prima auf der Kühlfahne
> rausgeführte Source dann doch nicht auf GND zu haben.

Ja, danke nochmals für die vielen guten Hinweise!

von Randy B. (rbrecker)


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Ich bin zwar mit meinen Experimenten noch nicht wirklich weiter 
gekommen, doch es ergab sich mal wieder eine Frage:

mit dem verwendeten MMIC will ich ja gar keinen Breitbandverstärker 
aufbauen, sondern im Grunde übernimmt der MMIC ja die Funktion eines 
HF-Transistors mit hoher Verstärkung. Wäre es dann nicht sinnvoller, 
ganz klassisch statt der HF-Drossel einen abgestimmten 
LC-Parallelschwingkreis einzusetzen?

von Randy B. (rbrecker)


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Um das Thema dann auch mal rund abzuschließen:

Ich habe den Sender nun mit einem Si5351 und 74LVC1G157 mit LC-Filter 
sowie einer Class-A Endstufe mit AFT05 MosFet mit Ruhestromregelung und 
LC-Ausgangsfilter realisiert. So komme ich auf +27dBm (500mW) und die 
erste Oberwelle hat -67dB Dämpfung, alle weiteren sind nicht zu sehen.

Nun sind alle meine Anforderungen erfüllt.

Danke an alle Hinweisgeber, vor allem die Hinweise für ein HF-taugliches 
PCB-Design!

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