Hallo zusammen, ich möchte einen Testsender/Generator für das 40MHz-Band aufbauen. Die Anforderungen sind: 1) weitestgehend Single-Chip-Lösung (ggf. bis auf Oberwellenfilter, s.a. 2) 2) möglichst Oberwellenarm 3) digital ansteuerbar (Frequenzwahl) per SPI/I2C 4) Möglichkeit einen Frequenz-Hub (ca. +- 4KHz) zu erreichen. Das muss nicht linear sein, sondern einfach nur gewissermaßen die Frequenz umtasten. 5) Frequenzhub (s. 4) soll digital gesteuert werden, und zwar sollen schnelle Frequenzwechsel (alle 10ms) möglich sein 6) 3,3V/5V Betrieb Es gibt ja den ADF4351 oder den Si5351. Ersterer hat ein blödes Gehäuse für den Selbstbau und der Si5351 produziert nur Rechtecksignale. Die obigen Anforderungen kann man zusammenfassen als: digital ansteuerbarer Testgenerator für RC-Übertragung im 40MHz Band. Vielleicht bin ich total auf dem Holzweg und es gibt etwas anderes, was besser geeignet ist. Danke für Hinweise!
:
Verschoben durch Moderator
Mein Vorschlag: Si5351 + Tiefpassfilter. Im neuesten Funkamateur ist eine Bauanleitung mit Literaturhinweisen für eine WSPR-Bake. Mal danach googeln.
Randy B. schrieb: > Es gibt ja den ADF4351 oder den Si5351. Ersterer hat ein blödes Gehäuse > für den Selbstbau und der Si5351 produziert nur Rechtecksignale. Bei 40 MHz produziert der ADF4351 auch nur Rechtecksignale. Die Oberwellen kann man zwar wegfiltern, aber auch dann ist das Signal nicht sonderlich gut. Grüße von petawatt
Ich hätte für den Frequenzbereich einen DDS-Bausatz von ELV, den ich vor Jahren bei Conrad gekauft habe. AD9835, der geht nur bis 50 MHz, da ist das Signal bei 40 MHz nicht mehr ganz so sauber. Außerdem nur 10 Bit DAC. Conrad hätte z.B. Bestell-Nr.: 1874708 bis 60 MHz von Joy-it für 129€. Eine Oktave unter der Nyquist-Frequenz haben alle DDS eine Amplitudenmodulation durch die Spiegelfrequenz oberhalb Nyquist. Die kann ein Tiefpass nicht so einfach wegfiltern wie die nächste Harmonische. Billiger wäre eine China-Platine, aber da muss man die Ansteuerung noch dazu kaufen oder bauen.
:
Bearbeitet durch User
Randy B. schrieb: > 5) Frequenzhub (s. 4) soll digital gesteuert werden, und zwar sollen > schnelle Frequenzwechsel (alle 10ms) möglich sein Die feine Unterscheidung: Soll das Signal Modulation bis DC haben oder reicht Modulation rein dynamisch oberhalb DC. Randy B. schrieb: > 3) digital ansteuerbar (Frequenzwahl) per SPI/I2C Einfrequente Lösung oder feste Frequenzschritte oder feine Frequenzauflösung? Welchen Frequenzbereich überstreichen?
HF Bastler schrieb: > Randy B. schrieb: >> 5) Frequenzhub (s. 4) soll digital gesteuert werden, und zwar sollen >> schnelle Frequenzwechsel (alle 10ms) möglich sein > > Die feine Unterscheidung: > > Soll das Signal Modulation bis DC haben oder reicht Modulation > rein dynamisch oberhalb DC. Modulation mit Frequenzhub +-5KHz max. > > Randy B. schrieb: >> 3) digital ansteuerbar (Frequenzwahl) per SPI/I2C > > Einfrequente Lösung oder feste Frequenzschritte oder feine > Frequenzauflösung? Welchen Frequenzbereich überstreichen? Frequenzwahl im 10KHz Raster, einmalig per SPI/I2C, danach im Betrieb fest.
Bei DDS-Signalerzeugung hängt die Qualität stark vom Verhältnis der sample rate zur Ausgangsfrequenz ab. Wenn nicht ganzzahlig, dann ist jitter unvermeidlich. Sieht man gut beim Feeltech 6900 (Joy-it). Grüße von petawatt
LM7001 ist eine zuverlässige preiswerte PLL bis etwa 120 Mhz mit SPI Interface. Ref. Oszillator ist mit dabei, Programmierung ist einfach und ist gut geeignet für z.B. UKW Sender.
:
Bearbeitet durch User
Randy B. schrieb: > Frequenzwahl im 10KHz Raster, einmalig per SPI/I2C, danach im Betrieb > fest. Dese Spec fehlt immer noch: HF Bastler schrieb: > Welchen Frequenzbereich überstreichen?
HF Bastler schrieb: > HF Bastler schrieb: >> Welchen Frequenzbereich überstreichen? 40,665 ... 40,985 im 10KHz Raster
Horst S. schrieb: > aber auch dann ist das Signal nicht sonderlich gut. Was soll denn das? Was heisst da "nicht sonderlich gut"? Das funktioniert für seinen Einsatzzweck sogar ausgezeichnet. Es sei denn ich habe da was übersehen, das würde ich dann gerne von dir selbst persönlich sehen bzw hören. Allerdings darf der TO weiterhin von seiner Ein-Chip-Lösung träumen. Längere Zeit vermutlich ....
HF Bastler schrieb: > Horst S. schrieb: >> aber auch dann ist das Signal nicht sonderlich gut. > > Was soll denn das? Was heisst da "nicht sonderlich gut"? Über den ADF4351 ist hier im Forum und im Netz viel geschrieben worden. Einfach mal suchen. Das IC wurde schließlich nicht als Sinusgenerator unterhalb von 2200 MHz entwickelt. Besonders im FRAC-Modus sieht man im Spektrum Nebenlinien, die man nicht wegfiltern kann. Kommt halt auf deine Ansprüche an. Grüße von petawatt
Horst S. schrieb: > Besonders im FRAC-Modus sieht man im > Spektrum Nebenlinien, die man nicht wegfiltern kann. Da hast du offensichtlich nichts verstanden. Bzw du verstehst in keiner Weise wie so ein Synthesizer funktioniert. Aber du möchtest hier unbedingt mit labern. Kurz beschrieben: der TO bräuchte für seine Zwecke überhaupt keine Fraktionalsysnthese, könnte trotzdem den ADF4351 für seine Zwecke verwenden ohne eine einzige Fraktional-Nebenlinie zu erzeugen.
HF Bastler schrieb: > Aber du > möchtest hier unbedingt mit labern. Endschuldigung mein Herr, aber es heißt "mitlabern". Aber dieses Wort kommt normalerweise nur bei der gesellschaftlichen Unterschicht vor und sollte nicht benutzt werden!
Ok, fange gerade an, mir die DBer der vorgeschlagenen Alternativen anzusehen. Beim AD9835 / AD98xx steht "bis 50MHz". Bedeutet das interner Takt, oder dass er ein Sinus bis zu einer Frequenz von 50MHz erzeugen kann? Dann habe ich einen QTP Vorschlag mit dem Si5351 gefunden mit einem 3-Stufigen LC-Filter am Ausgang. Gut, kann man auch machen ... Wie schon gesagt, suche ich etwas, mit möglichst wenig externen Beschaltung. Noch eine Frage zur Frequenzmodulation: es soll ca alle 2,5ms ein Frequenzumschaltung auf f+df oder f-df mit df = 4KHz gemacht werden. Das müsste dann ja per SPI oder I2C erfolgen. Ist das möglich. Oder benötigen diese Generatoren irgendwelche Totzeiten?
Was das Umschalten der Frequenz betrifft, sind DDS basierte Lösungen auf jeden Fall schneller als eine PLL, insbesondere wenn es um ein-chip PLL Lösungen mit integrierten VCO Banken geht, die bei jedem Frequenzwechsel noch interne Kalibrierungsvorgänge, VCO Auswahl etc. durchführen müssen. Dies führt zwangsläufig zu totzeiten oder unerwünschten Transienten beim Frequenzwechsel. Wenn der Frequenzhub klein genug ist, kann man bei den PLL ICs jedoch die VCO Umschaltung z.T bypassen, was aber einen gewissen Mehraufwand bei der Inbetriebnahme bedeutet, da diese infos nicht immer offiziell zugänglich sind.
Oh da hatte ich was falsch in Erinnerung, mein ELV-DDS reicht nur bis 20 MHz, der AD9835 kann nur 50 MHz clock, also maximal 25 MHz "Sinus", der da trotz Tiefpass sehr verbogen aussehen dürfte. Dann muss es doch einer der teureren Typen sein, die echten Sinus liefern. Burkhard Kainka hat in seinem SDR-Buch verschiedene Oszillatoren verglichen, hier nur ein paar kurze Texte von seiner Website: http://www.b-kainka.de/sdrusb.html http://www.b-kainka.de/Weblog/Logbuch070222.html http://www.b-kainka.de/Weblog/Logbuch070215.html http://www.b-kainka.de/Weblog/Logbuch070212.html
:
Bearbeitet durch User
Christoph db1uq K. schrieb: > der AD9835 kann nur 50 MHz clock, also maximal 25 MHz "Sinus" Stimmt nicht ganz: prinzipiell kannst du bei einer DDS ja auch Aliase rausfiltern. Für einen Breitbandgenerator ist das natürlich nicht praktikabel, aber schmalbandig (wie hier) könnte das durchaus sogar funktionieren: DDS mit 50 MHz takten und auf 10 MHz einstellen, dann den 40er Alias schmalbandig aussieben. (Die Frequenzeinstellung ist natürlich dann gegenläufig, aber das kann man ja im steuernden Controller abstrahieren.)
Bin jetzt beim AD9851 angekommen. Sieht ja ganz passend aus, der Preis ist natürlich ... Aber in CN gibt es ja fertige Boards damit. Um es nochmal zu sagen: das ganze soll ein Testsender für RC-Übertragung (Funkfernsteuerung) werden für alte 40MHz-Empfänger. Hat jemand so etwas schon mal gebaut hier im Forum?
Horst S. schrieb: > Rechtecksignale. Die > Oberwellen kann man zwar wegfiltern Wenn du es sagst, wird Er kommen...
Randy B. schrieb: > Bin jetzt beim AD9851 angekommen. Sieht ja ganz passend aus, der Preis > ist natürlich ... Aber in CN gibt es ja fertige Boards damit. > > Um es nochmal zu sagen: das ganze soll ein Testsender für RC-Übertragung > (Funkfernsteuerung) werden für alte 40MHz-Empfänger. Hat jemand so etwas > schon mal gebaut hier im Forum? Ach gottchen.... Für sowas ist doch jeder einfache "Modulator" geeignet. Ich habe einige Sender gebaut, doch eher für 27MHz. Muss es denn unbedingt das ganze Band sein? Wenn nicht, da inzwischen fast alle auf 2,4GHz umgestiegen sind, sollten doch 40MHz Sender billig zu haben sein. Damit bist Du zumindest eher auf der rechtlichen Seite. ;-) Eine Einchip-lösung wird neuerdings immer als erstes erträumt, das so ein Chip Perepherie braucht, merkt man erst danach.... Old-Papa
Old P. schrieb: > Für sowas ist doch jeder einfache "Modulator" geeignet. Auch mit per SPI/I2C wählbarer Frequenz? Dann gibt mir bitte einen Tipp. Danke!
Old P. schrieb: > Für sowas ist doch jeder einfache "Modulator" geeignet. So so, Frequenz modulieren mit einem "einfachen Modulator". Old Papa, ich würde mir das patentieren lassen. Ich hol' schon mal den Lorbeer-Kranz für dich. Oder wäre die goldene Zitrone besser passend?
Wie "schnell" sind denn die Fernsteuersignale? Die alten Quarzfunkgeräte wurden mit Kapazitätsdioden moduliert, im einfachsten Fall am Quarz, oder per Phasenmodulation danach. Für PLL-Geräte wurde es etwas komplizierter, für Packet-Radio 9k6 wurden Referenzquarz und VCO-Abstimmspannung gleichzeitig moduliert, die geeigneten Pegel einzustellen war eine komplizierte Abgleicharbeit. Vielleicht sind die 129 € von Conrad doch die einfachste Lösung, der geht tatsächlich mit Sinus bis 60 MHz https://www.conrad.de/de/p/joy-it-jds6600-funktionsgenerator-netzbetrieben-0-hz-60-mhz-2-kanal-sinus-dreieck-rechteck-puls-rauschen-1874708.html ABer der Modulationsbetrieb sieht anscheinend keine FM vor, da gibt es nur Sweep, Puls und Burst. Auch die Funktion der Ext.Input-Buchse habe ich nicht entdeckt.
:
Bearbeitet durch User
Christoph db1uq K. schrieb: > Vielleicht sind die 129 € von Conrad doch die einfachste Lösung, der > geht tatsächlich mit Sinus bis 60 MHz Der bei Conrad erhältliche Feeltech FY6600 (joy-it) ist veraltet und wurde durch den FY6900 ersetzt: https://www.ebay.de/itm/FY6900-60M-DDS-Arbitrary-Funktionsgenerator-Waveform-Generator-Frequenzmesser/153753061024?hash=item23cc6586a0:g:7cQAAOSwzF1dibVv Das Gerät ist für den Heimgebrauch und den Preis von 110€ nicht schlecht. Das manual gibt es bei Feeltech. Über den externen Modulationseingang kann FM-Modulation mit bis zu 2kHz durchgeführt werden. Bin gerade auswärts und kann das nicht testen. Das manual ist an vielen Stellen etwas ungenau, und man muss immer mit Überaschungen rechnen. Hab bisher aber nur die Sweep-Funktion genutzt. Ermöglicht mir die Darstellung einer Filterkurve auf dem Spektrumanalyser. Mein NWT4000 ist für Messungen unterhalb von 35 MHz nicht geeignet. Siehe auch Beitrag "Wobbeln mit HP8591E und ADF4351" Grüße von petawatt
Horst S. schrieb: > Bin gerade auswärts und kann das nicht testen. Auf den FY6900 bin ich auch schon gestoßen. Wäre schön, wenn Du das mal testen könntest. Die Modulation muss mit einem Rechtecksignal mit im Mittel 750 Hz erfolgen. Hub dabei ca. 4KHz. Danke.
Randy B. schrieb: > Wäre schön, wenn Du das mal testen könntest. Frühestens nächste Woche wenn ich die Zeit finde.
Randy B. schrieb: > Die Modulation muss mit einem Rechtecksignal mit im Mittel 750 Hz > erfolgen. Hub dabei ca. 4KHz. Der Frequenzhub von 4 kHz wird vermutlich nicht das Problem sein. Finde bei FM-Modulation aber für den VCO-Eingang eine Grenzfrequenz von 500 Hz bzw. 2000 Hz. Für Rechtecksignale reicht das nicht. Grüße von petawatt
Horst S. schrieb: > Finde > bei FM-Modulation aber für den VCO-Eingang eine Grenzfrequenz von 500 Hz > bzw. 2000 Hz. Ist das aus der Anleitung zu dem FY6900? Warum zwei Grenzfrequenzen?
Randy B. schrieb: > Ist das aus der Anleitung zu dem FY6900? > > Warum zwei Grenzfrequenzen? Ja. Manual Seiten 11, 27, 44
HF Bastler schrieb: > Old P. schrieb: >> Für sowas ist doch jeder einfache "Modulator" geeignet. > > So so, Frequenz modulieren mit einem "einfachen Modulator". > > Old Papa, ich würde mir das patentieren lassen. > > Ich hol' schon mal den Lorbeer-Kranz für dich. > Oder wäre die goldene Zitrone besser passend? Ja, das hat man schon zu Röhrenzeiten gekonnt. Natürlich nicht per irgendwelchen Computergedöhns, sondern analog oder mit Impulsen. Eine stino RC für 40MHz macht das auch nur mit Impulsen. Und "Modulator" habe ich extra geschrieben, um nicht "Sender" zu sagen..... Old-Papa
Old P. schrieb: > Und "Modulator" habe ich extra geschrieben, um nicht "Sender" zu > sagen..... Wir sind doch hier nicht im Kindergarten (und auch nicht im CB-Jargon mit "Echomike" und "Brenner"), sondern im HF-Forum. Wenn du dich da nicht brauchbar exakt ausdrückst, dann wirst du da missverstanden. Ein Modulator ist was anderes als ein kompletter Sender.
Jörg W. schrieb: > > Wenn du dich da nicht brauchbar exakt ausdrückst, dann wirst du da > missverstanden. Ein Modulator ist was anderes als ein kompletter Sender. Das stimmt schon und sicher weißt Du auch, dass ich das auch weiß ;-) Doch ein Schreiber im HF-Forum bedeutet keinesfalls eine Fachkraft, wie man an den vielen "wie kann ich Babyfone verstärken" und ähnlichem Zeugs lesen kann. Ich staune sowieso, dass nicht gleich die Paragraphenhampeln Schnappatmung bekommen haben ;-) Old-Papa
Old P. schrieb: > Ja, das hat man schon zu Röhrenzeiten gekonnt. > Natürlich nicht per irgendwelchen Computergedöhns, sondern analog oder > mit Impulsen. Eine stino RC für 40MHz macht das auch nur mit Impulsen. > Und "Modulator" habe ich extra geschrieben, um nicht "Sender" zu > sagen..... Das hilft in diesem Zusammenhang leider gar nichts denn der TO setzt ein Frequenzraster von 10KHz voraus, was zwingend eine Quarz-Stabilisierung erforderlich macht. Und eine Quarz-Referenz mit einem "einfachen Modulator" zu modulieren so dass ein Frequenzhub von +-4KHz erreicht wird, gelingt nicht. Jedenfalls nicht bei 40MHz Trägerfrequenz. Daher ist diese Aussage ("jeder einfache") totaler Käse: Old P. schrieb: > Für sowas ist doch jeder einfache "Modulator" geeignet.
HF Bastler schrieb: > Das hilft in diesem Zusammenhang leider gar nichts denn der TO > setzt ein Frequenzraster von 10KHz voraus, was zwingend eine > Quarz-Stabilisierung erforderlich macht. Nö, er will einen RC-Empfänger testen, da würde selbst eine Ferstfrequenz reichen. Er möchte natürlich eine EWMS haben, möglichst in einem Chip, so wünscht man sich sowas heute ;-) > Und eine Quarz-Referenz > mit einem "einfachen Modulator" zu modulieren so dass ein > Frequenzhub von +-4KHz erreicht wird, gelingt nicht. Jedenfalls > nicht bei 40MHz Trägerfrequenz. Ich glaube doch, macht jedes alte (noch quarzbestückte) FM-Handfunkgerät (ok, nur +-2kHz) aber das Prinzip geht. Und ja, Es braucht schon einen besseren Modulator (aka Sender) Das macht man alles nicht aus der Hüfte, doch wenn man möchte geht es. Old-Papa
passender DDS kann das perfekt nicht grad die kleinen mit 50 Mhz Clock aber alles ab AD9851, besser AD9854 oder auch noch besser ab AD995x geht z.b. eBay-Artikelnummer:152712012446 viel billiger wirds auch bei Eigenbau nicht
Hallo, Randy B. schrieb: > Auf den FY6900 bin ich auch schon gestoßen. > > Wäre schön, wenn Du das mal testen könntest. frag doch mal in "https://www.eevblog.com/forum/buysellwanted/re-feelelec-new-arrival-fy-6900-signal-generator/"; nach, ob jemand das testen mag. MfG egonotto
Old P. schrieb: > Ja, das hat man schon zu Röhrenzeiten gekonnt. > Natürlich nicht per irgendwelchen Computergedöhns, sondern analog oder > mit Impulsen. Eine stino RC für 40MHz macht das auch nur mit Impulsen. So, dann sag doch mal etwas genauer, wie Du meine oben genannten Anforderungen nun umsetzen würdest.
Old P. schrieb: > Ich glaube doch, macht jedes alte (noch quarzbestückte) FM-Handfunkgerät > (ok, nur +-2kHz) aber das Prinzip geht. Die Quarzgräber haben das aber allesamt über eine anschließende Frequenzvervielfachung gemacht. Da kommt man mit deutlich weniger Ziehbereich am Quarz hin.
Jörg W. schrieb: > > Die Quarzgräber haben das aber allesamt über eine anschließende > Frequenzvervielfachung gemacht. Da kommt man mit deutlich weniger > Ziehbereich am Quarz hin. Das WIE ist ja erstmal egal, es wurde ja behauptet, es ginge überhaupt nicht. Und nein, ich werde soein Ding nicht konstruieren, zumal ich ja die geforderten Einchips nicht habe. Old-Papa
Old P. schrieb: > Das WIE ist ja erstmal egal Für deine etwas vollmundigen Behauptungen nicht so ganz. ;-) Sicher kann man das auch ohne "Computergedöhns" machen – schließlich ließen sich auch mit Röhren Computer bauen. Nur: abgesehen von einem Museum, meinst du wirklich, dass sich jemand sowas heute noch antun möchte? Genauso ist das hier: mit aktueller Technik geht das halt viel einfacher also mit dem Dampfradio.
Jörg W. schrieb: > > Genauso ist das hier: mit aktueller Technik geht das halt viel einfacher > also mit dem Dampfradio. Das stimmt natürlich. Und mitunter sollte ich noch groß IRONIE unter manche Texte schreiben, dachte aber, dass sieht man auch so... Ich hatte ja oben auch vorgeschlagen einfach einen billigen gebrauchten 40MHz RC-Sender zu kaufen, damit kann man auch prima Empfänger testen (was er ja als Anwendung wollte) und ist viele Probleme los. Und Ja, ich habe mehrere "Messsender" (HF-Generatoren) zur Hand, nehm für sowas zum ersten Test aber auch einfach den passenden Sender. Wer nach einer "Einchiplösung" fragt, stellt sich HF-Basteln wohl so wie Arduino-Gedöhns vor, das geht dann wohl eher in die Hose.
Old P. schrieb: > Ich hatte ja oben auch vorgeschlagen einfach einen billigen gebrauchten > 40MHz RC-Sender zu kaufen, damit kann man auch prima Empfänger testen > (was er ja als Anwendung wollte) und ist viele Probleme los. Erfüllt aber nicht meine Anforderungsliste. Old P. schrieb: > Wer nach einer "Einchiplösung" fragt, stellt sich HF-Basteln wohl so wie > Arduino-Gedöhns vor, das geht dann wohl eher in die Hose. s.o., da steht weitestgehend.
Old P. schrieb: > damit kann man auch prima Empfänger testen (was er ja als Anwendung > wollte) Wobei die Frage ist: gibt's da nicht auch mehrere Kanäle? Dann brauchst du noch für jeden Kanal einen Quarz. Wenn du die Empfängerempfindlichkeit testen willst, brauchst du außerdem noch einen HF-Ausgang und einen Abschwächer … dann bist du schnell wieder beim gewünschten einfachen Messsender.
Randy B. schrieb: > Erfüllt aber nicht meine Anforderungsliste. Bei einer PLL kann man sich perfekt mit Modulation in die Schleife "einklinken", und eine PLL erlaubt es dir die CW- Frequenz im Raster deiner Erfordernisse einzustellen. Aber mit Ein-Chip-Lösung wird das so natürlich nix.
HF Bastler schrieb: > Bei einer PLL kann man sich perfekt mit Modulation in die > Schleife "einklinken", und eine PLL erlaubt es dir die CW- > Frequenz im Raster deiner Erfordernisse einzustellen. Wird das dann einfacher als der angedachte AD9851? Wie mache ich die Frequenzumschaltung der Kanäle? Quarze umschalten? ...
HF Bastler schrieb: > Aber mit Ein-Chip-Lösung wird das so natürlich nix. Überlege gerade: ein FPGA könnte doch als Ein-Chip-Lösung herhalten. Darin lässt sich ganz praktikabel die DDS implementieren, und einen Softcore zum Ansteuern dazu – schon ist alles "ein Chip". Naja, OK, einen externen Flash braucht man noch … Ob das Sinn hat? Eher nicht.
Jörg W. schrieb: > > Wobei die Frage ist: gibt's da nicht auch mehrere Kanäle? Dann brauchst > du noch für jeden Kanal einen Quarz. Wenn du die > Empfängerempfindlichkeit testen willst, brauchst du außerdem noch einen > HF-Ausgang und einen Abschwächer … dann bist du schnell wieder beim > gewünschten einfachen Messsender. Das ganz sicher, doch auch ganz sicher nicht bei einem Chip ;-) Und zum wirklichen Empfindlichkeitstest braucht man noch "etwas" mehr Geraffel in seinem "HF-Zoo". Aber wem sage ich das... ;) Old-Papa
Old P. schrieb: > Das ganz sicher, doch auch ganz sicher nicht bei einem Chip ;-) > Und zum wirklichen Empfindlichkeitstest braucht man noch "etwas" mehr > Geraffel in seinem "HF-Zoo". Aber wem sage ich das... ;) Bla, bla, bla ...
Angehängte Dateien:
-
DSC01642_1.jpg
480 KB
Im Anhang ´mal das Foto eines Testaufbaus mit dem AD9851. Eine zweite komplette Platine verwende ich als Hauptoszillator in einem KW-Empfänger. Funktioniert sehr gut.
Randy B. schrieb: > Bla, bla, bla ... Danke sehr, das trifft die Sache ganz gut. Randy B. schrieb: > Wie mache ich die > Frequenzumschaltung der Kanäle? Quarze umschalten? ... Bei einer PLL braucht man nur eine feste Frequenz, meist ein Quarzoszillator. Und daraus zaubert man dann viele verschiedene Frequenzen die genau so stabil sind wie der eine Quarz.
Ich habe es jetzt mit einem DDS-Generator FY-6900 testweise ausprobiert: geht wunderbar. Ein 8-Kanal cppm-Signal wird mit +-2KHz Frequenzhub vom Empfänger einwandfrei auf allen Kanälen dekodiert. Ein Test mit einem China-Board AD9851 steht noch aus.
Horst S. schrieb: > Randy B. schrieb: >> Wäre schön, wenn Du das mal testen könntest. > > Frühestens nächste Woche wenn ich die Zeit finde. Randy B. schrieb: > Ich habe es jetzt mit einem DDS-Generator FY-6900 testweise ausprobiert: > geht wunderbar. Ein 8-Kanal cppm-Signal wird mit +-2KHz Frequenzhub vom > Empfänger einwandfrei auf allen Kanälen dekodiert. War ja noch eine Antwort schuldig. Aber du hast die Aufgabe ja schon selbst gelöst. Im manual des FY6900 ist das Kapitel "Modulation" sehr kurz ausgefallen. Mit dem Spek. war aber eine saubere Einstellung des Frequenzhubs möglich (0 - 5 Volt am VCO). Wollte eigentlich den zeitlichen Verlauf der Änderung der Hochfrequenz als Antwort auf einen Spannungssprung am VCO-Eingang ermitteln. Mit meinem Oszilloskop ist aber die Auswertung auf HF-Ebene nicht möglich. Für die saubere Interpretation des Spektrums bei einer frequenzvariablen Rechteckspannung 0 - 5V am VCO fehlt mir die Erfahrung. Hab dann eine Sinusspannung mit 5Vss und einem DC-Offset von 2,5 V auf den VCO-Eingang gelegt. Als Empfänger hab ich für 40 MHz nur einen 15€ RTL2832 USB-Stick. Man kann ein Sinussignal bis zu grob 8...10 kHz höhren. Das ist natürlich stark subjektiv. Auf dem Oszilloskop wird das NF-Signal am Laptop nur mit einer überlagerten Störspannung dargestellt. Ein Frequenzgang konnte so nicht ermittelt werden. Hab den Versuch dann abgebrochen. Grüße von petawatt
Si571 vielleicht? Es muß der mit der 1 sein, der hat einen Modulationseingang.
Abdul K. schrieb: > Si571 vielleicht? Es muß der mit der 1 sein, der hat einen > Modulationseingang. Ist bei Digikey >100€
Bei box73.de (Funkamateur-Shop) 52 Euro. Immer noch teuer genug …
Da gibts bestimmt auch noch ähnliche Typen bei silabs, die billiger sind. Wäre zumindest ganz nah an einer Einchip-Lösung. Es verwundert mich, daß es dafür anscheinend keinen Standardchip aus Fernost gibt.
So, jetzt muss ich diesen Thread nochmal ausgraben. Mittlerweile habe ich mit einem AD9851 ein kleinen "Testsender" für 40MHz inkl. µC aufgebaut. Damit kann ich die gewünschten RC-Signale sehr gut erzeugen. Im Prinzip ist alles genauso aufgebaut, wie in der AppNote angegeben. Gesteuert wird der AD9851 im parallelen Modus. Damit kann ich die Kanalfrequenz (RC-Kanäle 50 - 90 im 40MHz-Band) gut erzeugen inkl. der "Freq.-Umtastung" +-2KHz. Soweit, so gut. Die HF-Leistung ist natürlich recht gering, mehr als 10m kann ich damit nicht überbrücken. Ist ja auch für den ursprünglichen Einsatzzweck absolut ok. Jetzt kommt natürlich wieder eine Frage eines HF-Ahnungslosen: im Zeitalter der GHz-OpAmps müsste es doch möglich sein, die Ausgangsleistung damit zu erhöhen. Ich stelle mir einen HF-LeistungsOpAmp als "Endstufe" vor. Ok, wird wohl nicht so einfach sein, wie im NF-Bereich einfach einen LM-3886 zu nehmen ;-) Die alten OMs werden mich natürlich auslachen. Doch, das Ausgangssignal nach dem LC-Filter nach dem AD9851 scheint ja ganz passabel zu sein. Daher die Frage: könnte man das jetzt nicht einfach mit einem Leistungs-OpAmp verstärken? Ziel wäre vielleicht so 500mW HF. Ihr merkt schon, ich suche etwas, was möglichst ohne Ringkerne / Übertrager auskommt. Die Induktivitäten in dem LC-Filter am Ausgang des AD9851 sind ja SMD-0805, also für mich unproblematisch - da muss ich nichts wickeln oder so. Wäre super, wenn ich da einige Tipps bekommen könnte, wie auch schon oben für die ursprüngliche Idee.
Randy B. schrieb: > Daher die Frage: könnte man das jetzt nicht einfach mit einem > Leistungs-OpAmp verstärken? Das Problem: HF-Technik arbeitet üblicherweise mit definierten Lasten, meist 50 Ω. Dein Filter bringt seine Filterkurve auch nur, wenn es damit abgeschlossen wird. "Opamp" ist eine andere Technologie, die arbeitet typisch mit niedriger Quellimpedanz, sodass die angeschlossene Last kaum ins Gewicht fällt. Lastunabhängige Breitbandverstärker waren für analoge Videosignale recht üblich, könnte sein, dass heutzutage auch schnelle Opamps in den von dir gewünschten Frequenzbereich gehen. Aber: Breitband brauchst du ja gar nicht so sehr, wenn es dir auf ein 40-MHz-Signal ankommt. Was du aber brauchst ist eine ausreichende Oberwellenfreiheit, um niemanden anders zu stören. Von daher wäre ja ein Selektivverstärker sowieso keine schlechte Wahl. > Ziel wäre vielleicht so 500mW HF. 500 mW an 50 Ω sind 5 Veff, oder 14 Vss. Das wäre also die Minimalbetriebsspannung, die man für diese Leistung braucht, wenn man … > Ihr merkt > schon, ich suche etwas, was möglichst ohne Ringkerne / Übertrager > auskommt. … keinerlei transformatorische Bauelemente benutzen möchte. Ob das nun ein Ringkernübertrager oder eine Transformation mit LC-Gliedern ist, ist erstmal nicht so entscheidend, letztere sind allerdings lastabhängig (damit kannst du dann nicht einfach „irgendeine“ Antenne anklemmen), Ringkernübertrager sind in der Beziehung recht gutmütig. Und mal ehrlich: ein paar Windungen Kupferlackdraht auf einen Ringkern bekommst auch du problemlos hin. ;-)
Jörg W. schrieb: > Und mal ehrlich: ein paar Windungen Kupferlackdraht auf einen Ringkern > bekommst auch du problemlos hin. ;-) Ok, wenn ich diesen Pfad gehe: da ich wie gesagt keinerlei Erfahrung mit der schwarzen Magie von HF habe, wäre ich sehr(!) dankbar über recht genaue Schaltungsvorschläge. Ggf. etwas Umdimensionieren für eine andere Mittelfrequenz könnte ich wohl noch selber.
Hallo zusammen, halllo Randy. Prima, dass du das mit einem AD9851 China-Board hinbekommen hast. Ja, die Ausgangsleistung ist etwas mickrig.., aber erkläre mir bitte, wozu du 500mW Ausgangsleistung für einen 'Mess-sender, -generator' brauchst? Selbst die schönsten Teile von HP, R&S, Marconi und wem auch immer machen als Standard max. +13dBm -> 20mW. Mit OPAMP dahinter wird das nichts. Sieh dich mal in der Abteilung HF Breitbandverstärker um; z.B MSA1105 oder ähnliche, ERA...??? Problemlos aufzubauen, einen vernünftigen Tiefpass dahinter und fertig. Deinen Aufbau wirst du mit Sicherheit nicht so HF-mässig dicht bekommen, wie die Profis; jedes unnötig zuviel erzeugte Milliwatt wird dir auf die Füsse bzw. störend in deinen RX fallen. 73 Wilhelm
OPVs sind nicht das richtige dafür, die sind eher für ADC Geschichten etc. Für HF gibt es seit 30 Jahren ca. sog. MMIC Verstärker auch "gain blocks" genannt. Das sind komplette HF Verstärker verfügbar bis >90Ghz und ca. 1W. Da gibts es Zehntausende Typen, einfach mal bei Mouser suchen. https://www.mouser.at/datasheet/2/249/maom_s_a0010058580_1-2274399.pdf Hier bräuchtest du noch einen kleinen Übertrager für In und Out, gibt es auch von MACOM. Es gibt auch genug mit direkt unsymetrisch 50R, aber 500mW sind schon eher viel für so single chip Geschichten bei so niedriger Frequenz, da könnte man sich ja einmal bei AFU KW Endstufen umsehen, Stichwort QRP. Generell halte ich 500mW für Quatsch, das sind doch selbst Original nur 10-100mW? Warum eigentlich 40Mhz? 2.4Ghz sind dermaßen billig und haben so viele Vorteile. mfg
Die 3. Oberwelle von 40 MHz faellt peinlicherweise in den Flugfunkbereich, in dem es immer viele und aufmerksame Ohren gibt. Die ausserdem auch noch voellig spassbefreit sind. Ich wuerde es mir mehr als dreimal ueberlegen, ohne passende Messtechnik wie Specki, da mit einem Watt herumzubraten.
F. M. schrieb: > Für HF gibt es seit 30 Jahren ca. sog. MMIC Verstärker auch "gain > blocks" genannt. Sowas halte ich aber für riskanter als den Aufbau einer klassischen kleinen Kurzwellen-PA. Wenn man die nicht richtig abblockt, handelt man sich vermutlich recht schnell Schwingungen irgendwo im VHF- oder UHF-Bereich ein.
Ok, eine Kurzwellen PA. Hat den jemand eine bewährte Schaltung parat? Ggf. mit Hinweisen zum Umdimensionieren. Es gibt soooo viele QRP-Vorschläge, dass es für mich als nicht-HFler echt schwierig ist, da die Spreu vom Weizen zu trennen. Ich habe mir das mal in den gängigen HF-Stufen der alten RC-Sender angesehen: da ist ein Eingangskreis, ein PNP in Kollektorschaltung(?) und Ausgangkreis mit Antennenauskoppelung. Wahrscheinlich ist so etwas gemeint? Sorry für die dummen Fragen: ich kann Software, ich kann digital, aber kein HF ;-)
Die Frage wäre, was du als Transistoren auftreiben kannst. Leider ist die große CB-Funk-Zeit vorbei, die hatte seinerzeit eine nette Palette an preiswerten Endstufen-Transistoren beschert für den QRP-Bereich. Was hast du denn nun genau als Generatorleistung (vom DDS) und welche Last möchtest du treiben? Ich könnte mal versuchen, ein Beispiel aufzubauen. Ach: ich lese im Eingangsposting was von 3,3 / 5 V. 12 V kommt nicht in Frage? Das würde es deutlich vereinfachen.
:
Bearbeitet durch Moderator
Jörg W. schrieb: > ch: ich lese im Eingangsposting was von 3,3 / 5 V. 12 V kommt nicht in > Frage? Das würde es deutlich vereinfachen. Ungeregelt habe ich noch 7-8,4V zur Verfügung. Jörg W. schrieb: > Die Frage wäre, was du als Transistoren auftreiben kannst. Alles, was Digikey auf lieferbar hat. Jörg W. schrieb: > Was hast du denn nun genau als Generatorleistung (vom DDS) Nach dem LC-Tiefpass sind es noch ca. 0,2Vss. Jörg W. schrieb: > welche > Last möchtest du treiben? die typische Stabantenne, falls Dir das als Anhaltspunkt reicht. Aber genauer kann ich es nicht bezeichnen. ich glaube, die alten RC-HF-Endstufen hatten so um 100mW Sendeleistung? Kann das sein? Jörg W. schrieb: > Ich könnte mal versuchen, ein Beispiel > aufzubauen. Oh, das wäre natürlich ideal. Da wäre ich sehr dankbar. Ich brauche einfach mal einen sehr konkreten Startpunkt. Dann kann ich mich da besser einarbeiten.
https://www.mikrocontroller.net/articles/Allgemeinzuteilung#Funkfernsteuerungen_f.C3.BCr_Modellfunk 100 mW ERP scheinen zulässig zu sein, also 100 mW HF an einem Dipol. Bei der Stabantenne ist immer wieder das Hauptproblem, dass sie nur dann halbwegs definiert ist, wenn sie auf einer Massefläche von λ/2 Durchmesser steht. Bei 40 MHz wären das also stolze 3,7 m. Wenn du die nicht hast, ist die Impedanz arg undefiniert (und das Abstrahlverhalten auch). Eventuell könnte man die Rückwirkung auf die PA dadurch abfedern, dass man mehr Leistung produziert und dann ein 6-dB-Dämpfungsglied nachsetzt. Da werden dann aber 3/4 der mühsam erzeugten Leistung wieder verheizt … 0,2 Vss sind 70 mVeff oder (an 50 Ω) -10 dBm. Das ist nicht gerade viel. Wenn du 20 dBm Ausgangsleistung raus bekommen willst, brauchst du 30 dB Verstärkung. Das halbwegs schwingungssicher aufzubauen, könnte schon einiges an Schirmung brauchen. Da tendiere ich doch fast zu einem MMIC.
Im Elektor habe ich eine Schaltung für einen Testgenerator gefunden: file:///home/lmeier/Downloads/d03a026.pdf Könnte man den AD8321 als PGA als Zwischenverstärker benutzen? Macht das Sinn? Und den Rest mit einer Transistorendstufe? Oder ist das Blödsinn? Vorteil wäre eine einstellbare Verstärkung. Da ich ja eh einen µC einsetze, kommt das sozusagen "kostenfrei".
Randy B. schrieb: > Könnte man den AD8321 als PGA als Zwischenverstärker benutzen? Macht das > Sinn? Kann sein, mit solchen Teilen hatte ich noch nichts zu tun. Ich habe hier ein paar CATV-Transistoren rumliegen, aber mit denen habe ich auch noch nicht viel gemacht. Ich würde jetzt erstmal eher auf MMIC + Transistor setzen, aber MMICs habe ich ein paar rumliegen.
Angehängte Dateien:
-
MSA0685-aufbau.jpg
200 KB -
MSA0685-spektrum.jpg
150 KB
Hmm. Bin von der Idee mit dem MMIC gerade nicht mehr so begeistert. Habe ein (älteres) MSA0685 aus der Kiste geklaubt, das kommt noch moderat mit den 5 V zurecht (ungefähre Spannung bei empfohlenen 16 mA Betriebsstrom liegt bei 3,5 V) und habe das mal quick'ndirty "Manhattan style" aufgebaut. Eingangspegel -16 dBm, Ausgangspegel -1 dBm, liegt im Rahmen. (Typisch wären laut Datenblatt 20 dB Verstärkung.) Aber das Spektrum lässt einem die Hände überm Kopf zusammen schlagen. Das ist 'ne Oberwellenschleuder schlechthin. Klar muss man nach der PA sowieso nochmal Oberwellen filtern, aber nach Möglichkeit halt nur die, die die PA selbst produziert und nicht noch einen ganzen Schwung, den sie schon am Eingang aufgedrückt bekommen hat.
Jörg W. schrieb: > Aber das Spektrum lässt einem die Hände überm Kopf Ein Filter dahinter wäre schon nützlich. Allerdings braucht kein Mensch für einen "Testgenerator" 100mW. Das reicht ja >1km ja nach Standort.
oszi40 schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Aber das Spektrum lässt einem die Hände überm Kopf > > Ein Filter dahinter wäre schon nützlich. Am besten einen Hochpass: ohne einen solchen schlägt die Grundwelle noch so stark durch. >:-} SCNR ... > Allerdings braucht kein Mensch > für einen "Testgenerator" 100mW. Das vielleicht nicht, aber -16 dBm ist natürlich, wenn man tatsächlich auf ein paar Meter testen will, schon recht wenig. So +10 … +13 dBm wären sicher sinnvoll. Außerdem ist anzunehmen, dass bei den üblichen Antennengrößen und -formen hier der „Gewinn“ wohl auch eher bei -3 dBd oder schlechter liegt, also selbst mit 100 mW HF wäre man von den laut Allgemeinzuteilung zulässigen 100 mW ERP noch entfernt.
Jörg W. schrieb: > Hmm. Bin von der Idee mit dem MMIC gerade nicht mehr so begeistert. > [...] > Habe ein (älteres) MSA0685 aus der Kiste geklaubt > [...] > Aber das Spektrum lässt einem die Hände überm Kopf zusammen schlagen. Na ja, P1dB = 2 dBm auf den Ausgang bezogen. Dafür ist der nicht gemacht, und bei 0 dBm schon voll am Anschlag. Und er ist, wie Du schon sagst, alt. Es gibt aber für 5V-Betrieb durchaus MMICs, die einen P1dB um die 20 dBm haben, wie z.B. LHA-23LN+ oder GVA-84+. Letzterer ist lt. Datenblatt netterweise auch unbedingt stabil, was den Betrieb an einer schlecht definierten Last erleichtert. Für den LHA-23LN+ steht nichts im Datenblatt, aber man kann die S-Parameter bei Mini-Circuits herunterladen und das ausrechnen. Die Dinger haben aber ordentlich Bandbreite bis in den GHz-Bereich und brauchen einen entsprechenden Aufbau, damit sie stabil laufen. Und filtern wird man wohl trotzdem müssen, wenn man damit auf Sendung gehen will, auch wenn das Filter einfacher ausfallen kann. Ich würde mal in Richtung eines geeigneten Transistors schauen (evtl. LDMOS), und damit einen selektiven Verstärker aufbauen. Eventuell kann man das ausgangsseitige Anpassnetzwerk so mit Tiefpasscharakteristik auslegen, dass man dadurch schon eine ausreichende Oberwellenunterdrückung bekommt.
Angehängte Dateien:
-
AD9850brd.jpg
46 KB
Mit dem Stichwort MMIC habe ich mich auch etwas umgesehen. Und bin auf den BGA2800 gestoßen. Oder auch SMA-3103 ... oder BGU7031 ... Wäre es einen Test wert, den zusammen mit einem LC-Pi-TP am Ausgang zu verwenden? Bislang verwende ich ein China-Testboard mit dem AD9851. Das Schaltbild davon habe ich mal als (sorry: leider schlechtes) Bild angehängt. Dort sieht man aber zumindest mal den TP nach dem AD9851. Danke für alle Hinweise.
Jörg W. schrieb: > Hmm. Bin von der Idee mit dem MMIC gerade nicht mehr so begeistert. Oh ja, dass das Spektrum nicht so toll ist, erkenne auch ich. Aber man müsste ja eh noch einen TP nachschalten.
Mario H. schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Hmm. Bin von der Idee mit dem MMIC gerade nicht mehr so begeistert. >> [...] >> Habe ein (älteres) MSA0685 aus der Kiste geklaubt >> [...] >> Aber das Spektrum lässt einem die Hände überm Kopf zusammen schlagen. > > Na ja, P1dB = 2 dBm auf den Ausgang bezogen. Dafür ist der nicht > gemacht, und bei 0 dBm schon voll am Anschlag. Stimmt. > Es gibt aber für 5V-Betrieb durchaus MMICs, die einen P1dB um die 20 dBm > haben, wie z.B. LHA-23LN+ oder GVA-84+. Hab' ich nur gerade nicht rumliegen. Nochmal nachgeschaut, MGA-31389 habe ich noch da, der könnte in der gleichen Region liegen. Den werde ich heute Abend da mal reinlöten. > Die Dinger haben aber ordentlich Bandbreite bis in den GHz-Bereich und > brauchen einen entsprechenden Aufbau, damit sie stabil laufen. Daher ja "Manhattan". > Und > filtern wird man wohl trotzdem müssen, wenn man damit auf Sendung gehen > will, auch wenn das Filter einfacher ausfallen kann. Ja klar, ich dachte halt nur dran, nach den 20 dB Verstärkung des MMIC dann die eigentliche PA zu setzen, um auf insgesamt etwa 30 dB zu kommen. Nach dieser muss man dann sowieso filtern. > Ich würde mal in Richtung eines geeigneten Transistors schauen (evtl. > LDMOS), und damit einen selektiven Verstärker aufbauen. Ein einzelner Transistor schafft aber nicht so viel Verstärkung, man müsste mindestens zwei nehmen.
Mir kommt gerade die alte Idee wiedre in den Sinn mit einer Klasse-E Endstufe, so wie ich das schon in einigen QRP-Projekten gesehen habe. Hatte ich schon ganz wieder vergessen (s.o.). Vielleicht ist das sogar der bessere Weg, wenn ich etas mehr Leistung haben möchte. Dann nehme ich ein SI5351 und stelle die beiden von mir benötigten Frequenzen ein: f1 = Mittenfrequenz eines RC-kanals f2 = f1 + 2KHz. Die kann ich ja gemächlich per I2C im SI5351 einstellen (2 teilerfremde Frequenzen sollen ja möglich sein). Beide taste ich einfach um und gebe das ganze auf eine Klasse-E Endstufe mit entsprechendem FET und Ausgangs-PI-LC-Filter. So findet man das in: https://www.qrp-labs.com/images/qcx/assembly_A4-Rev-5e.pdf Das erscheint mir fast "einfacher". Was meinen die Experten? Einziges Problem: das Ding ist nicht lieferbar bei digikey ...
:
Bearbeitet durch User
Randy B. schrieb: > Mir kommt gerade die Idee mit einer Klasse-E Endstufe Würde ich nicht machen. Bring erstmal eine Klasse A richtig zum Laufen, bevor du dich an sowas ranwagst. ;-) Im Ernst: ich habe mir einen Klasse-E-Sender aufgebaut, allerdings "nur" für 7 MHz. Die Filterung, um das Oberwellenspektrum normenkonform zu bekommen, ist nicht ganz trivial und ohne Spektrumanalysator eigentlich kaum verifizierbar. Außerdem ist das aufgrund der Technologie alles recht stark lastabhängig – was du ja gerade gar nicht gebrauchen kannst. So eine große Leistung brauchst du nicht, bleib besser bei einer möglichst einfachen PA, also wirklich Klasse A. Dass die paar Milliwatt verheizt, spielt für deinen Anwendungsfall nicht so die große Rolle, dafür ist so eine "gestandene Technik" einfacher zu beherrschen, und auch das Oberwellenfilter nicht so kritisch. (Bei Klasse C oder E ist es in erster Linie das Oberwellenfilter, was da überhaupt einen Sinus draus macht.) Klasse E ist gut, wenn man wirklich die Effizienz benötigt, weil der Strom eben mal nicht aus der berühmten Steckdose kommt, sondern man die Energie mit sich herumschleppen muss.
Hallo zusammen. Meine Gedanken, auf die es ja zum Teil hinzulaufen scheint, hatte ich ja schon weiter oben angeführt. Noch immer ist die Frage nach einer vernünftigen Ausgangsleistung des Generators nicht geklärt. Hier wird zumindest von ..zig mW bis zu hunderten von mWs und PAs gesprochen. Erkläre mir bitte du Randy, warum du meinst, 500mW für einen Empfängerabgleich zu brauchen! Die Realität: z.B. 10mW aus einem Generator an einem beliebigen Draht durch die Bude machen an einem Empfänger (40MHz) mit entsprechender Teleskopantenne soviel Radau, dass du die NF ganz klein drehst. Aus so einem China AD9850-51 kommt ca. 1/2mW raus; wünschenwert ca. 10mW entspricht ca. 13dB Verstärkung. Das der MSA0685 nicht das geeignete Teil ist, hat Jörg uns ja gezeigt. 1dB Kompression +2dBm. Mein Vorschlag MSA1185 scheitert an +Ub_min > 8V. Auch eine zusätzliche Transistorstufe ist mit 5V wohl kaum zufrieden. Das ist ein Dilemma, aber ohne Volts keine Watts. Dazu ist zu bedenken: SMD Teile brauchen einen präzisen Aufbau, sonst sterben sie den Hitzetod. So ein MSA... Teil ist doch deutlich robuster. Wie einfach ist doch dagegen so ein 'Manhattan'-Aufbau. Der Tiefpass dahinter ist ja Kinderkram; den erledigen wir dann hier im Forum zwischen Suppe und Kartoffeln.. ;-) Ich bin gespannt, wie es weiter geht... 73 Wilhelm
Wilhelm, lass mich mal schauen, was der MGA-31389 so bringt. Vielleicht genügt der ja mitsamt passendem Tiefpass komplett für alles. Ich würde Randy auch einen simplen "Manhattan"-Aufbau nahelegen. Das Einzige, worauf man achten muss, sind stabile Anschlüsse. Wenn man da so einen SMD-C hochkant draufstellt und einen Draht anlötet, kann man mit diesem ziemlich schnell die Metallkappe runterreißen. Eventuell lassen sich ja am Rand der "Manhattan"-Platine ein paar passende Kupferinseln als Anschlusspads (Stützflächen) frei fräsen. Kann ich auf meinem Stück PCB mal beispielhaft probieren.
Jörg W. schrieb: > Wilhelm, lass mich mal schauen, was der MGA-31389 so bringt. Hmm, nach Durchsicht des Datenblatts könnte es sein, dass der bei so niedrigen Frequenzen zu wenig verstärkt. :/
Jörg W. schrieb: > Ich würde Randy auch einen simplen "Manhattan"-Aufbau nahelegen Warum ist das bei so niedriger Frequenz wie 40MHz eigentlich so wichtig? Wenn ich mir so manches QRP-Platinenlayout ansehe oder auch, wie so ein 40-Jahre altes Graupner RC-Sendermodul aufgebaut ist, dann sehe ich davon nichts. Da werden die Leiterbahnen mit Edding-Design zwar sicher sinnvoll, aber nicht so stringent geroutet. Ich mache heute Abend mal ein Foto davon. Ansonsten besteht bei diesen Teilen die HF-Endstufe aus einem PNP (tatsächlich wohl ein sehr spezieller Typ) und dahinter ein LC-TP . Das war es. Allerdings haben wir da natürlich das "Problem", dass dieser TP aus 2 - 3 (je nach Modell) Induktivitäten besteht, die abgeglichen werden wollen. Nur, wenn sich mir die 2,4GHz-Module ansehe, dann sitzen da ein paar Festinduktivitäten drauf und es wird nichts abgeglichen. Aber, wie gesagt, ich habe von HF keine Ahnung. Wobei 40MHz und mehr natürlich heute auf jeder µC-Platine vorkommt. Jedenfalls scheint es mir so zu sein, dass meine Frage nicht ganz so dämlich ist - puh ;-) Zumindest purzelt die Antwort nicht so schnell unten raus ... Ich bin gespannt, ob ich das mit Eurer Hilfe noch irgendwie hinkriege. Danke schonmal soweit. Auch das Jörg einen Versuchsaufbau gemacht hat: Klasse!!! Systemtheorie dürft Ihr voraussetzen, aber keinerlei Erfahrung in praktischer HF-Umsetzung. Schaun ma mo
Randy B. schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Ich würde Randy auch einen simplen "Manhattan"-Aufbau nahelegen > > Warum ist das bei so niedriger Frequenz wie 40MHz eigentlich so wichtig? Weil das so einem MMIC völlig egal ist, ob du das nur mit 40 MHz ansteuern willst oder mit 2 GHz. ;-) Es ist was anderes, ob du irgendwelche Bauteile benutzt, die ein paar GHz noch mitmachen oder ob sie bei 100 MHz schon „abknicken“. Bei sowas wie einem 2SC1945 bist du daher nicht so kritisch. Allerdings ist "Manhattan" allgemein eine nette Variante für Versuchsaufbauten im HF-Bereich, auch bei Kurzwelle. > Aber, wie gesagt, ich habe von HF keine Ahnung. Wobei 40MHz und mehr > natürlich heute auf jeder µC-Platine vorkommt. Die will aber keiner gezielt abstrahlen und dabei dann auch noch sicherstellen, dass die Oberwellen davon maximal unterdrückt werden.
Ist denn da im 40Mhz_RC_Band nicht AM angesagt gewesen? Ich habe hier so'n Robbe 6x6 Amphibienfahrzeug aus den 90ern stehen. Da ist die Funke im 40Mhz verbaut, allerdings AM. Hmm - ich frag' ja auch nur... Der "spezielle PNP" ist nicht zufällig ein 2N5160? Davon hab ich noch zweie, dreie liegen. Ansonsten wird es ja wohl keine große Kunst sein, 100 oder 200mWatt auf 40Mhz zu erzeugen, oder? Interessanter ist für mich die Frage, ob's tatsächlich FM ist oder eben doch AM ist. Gruß Axel
Jörg W. schrieb: > Weil das so einem MMIC völlig egal ist, ob du das nur mit 40 MHz > ansteuern willst oder mit 2 GHz. ;-) Dann ist natürlich die nä. Frage: warum kommt dann nicht eher einer in Frage, dessen Grenzfrequenz niedriger ist?
Jörg W. schrieb: >> Wilhelm, lass mich mal schauen, was der MGA-31389 so bringt. > > Hmm, nach Durchsicht des Datenblatts könnte es sein, dass der bei so > niedrigen Frequenzen zu wenig verstärkt. :/ Ich müsste noch Exemplare des besagten GVA-84+ da haben. Vielleicht finde ich im Keller noch ein altes Platinchen, auf das ich den setzten und vermessen kann. Ich schaue mal nach... Randy B. schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Ich würde Randy auch einen simplen "Manhattan"-Aufbau nahelegen > > Warum ist das bei so niedriger Frequenz wie 40MHz eigentlich so wichtig? Es kommt nicht (nur) auf die Frequenz des Nutzsignals an, sondern auf die Bandbreite des Systems. Diese MMIC-Verstärker haben Bandbreiten im GHz-Bereich und ordentlich Gewinn. Daran muss sich der Aufbau orientieren, damit die Sache nicht schwingt. Andere Dinge wie flacher Frequenzgang, etc., sind in Deinem Fall zum Glück nicht so wichtig.
Axel R. schrieb: > Ansonsten wird es ja wohl keine große Kunst sein, 100 oder 200mWatt auf > 40Mhz zu erzeugen, oder? Du weißt doch, Grundregel der HF-Technik: Oszillatoren schwingen nie, Verstärker dagegen immer. ;-)
Randy B. schrieb: > warum kommt dann nicht eher einer in Frage, dessen Grenzfrequenz > niedriger ist? Weil dir keiner einen MMIC für 40 MHz baut. Die Dinger werden gebaut für Mobilfunk, Kabelverteilsysteme und dergleichen, alles im UHF-Bereich.
Mario H. schrieb: > Andere Dinge wie flacher > Frequenzgang, etc., sind in Deinem Fall zum Glück nicht so wichtig. Genau. Im Grunde ist es ja fast ein Monofrequenz Sender
Mario H. schrieb: > Andere Dinge wie flacher > Frequenzgang, etc., sind in Deinem Fall zum Glück nicht so wichtig. Genau. Im Grunde ist es ja fast ein Monofrequenz Sender Jörg W. schrieb: > Weil dir keiner einen MMIC für 40 MHz baut Naja, ne 10er Potenz hätte ja gereicht ;-)
Hallo zusammen, warum weigert ihr euch beständig, endlich mal einen genauen Wert über die nötige, gewünschte Ausgangsleistung dieses Teiles anzugeben? ;-) Für die ca. 10-20mW und 20dB Verstärkung reicht bei 40MHz ja selbst so ein ultimativer Breitbandverstäker ala W7ZOI. BFR96 oder 2N5109 o.ä. ..fertig. Aber Randy möchte ja nicht basteln. @ Randy Das Tiefpassfilter ist Kinderkram! 5-polig Tschebyscheff und fertig. Ich muss mal ein bisschen rechnen, ob man bei ca. 45MHz das besser noch mit Ringkernen oder schon mit Luftspulen realisiert. Mach dir keine Gedanken, zur Not bau ich es dir. Aber SMD schlag dir aus dem Kopf, das soll doch ordentlich werden. > die Leiterbahnen mit Edding-Design... Das ist nicht das Schlechteste. Sieht besch.. aus, aber mit genügend Massefläche drumrum ist das eine tolle Sache. Ich erinnere mich an einen selbstgebauten 2m Transceiver eines Freundes Anfang 70er Jahre; 9MHz ZF, PLL-VFO, SSB und FM, alles mit Edding und Manhattan. Der VFO war von SEMCO, der Rest alles selbstgestrickt. @ Axel R. > Der "spezielle PNP" ist nicht zufällig ein 2N5160? > Davon hab ich noch zweie, dreie liegen. Nein, kann ich mir eigentlich nicht vorstellen; so etwas kam nicht in Consumer PAs vor. Aber..., wenn du kein Gerät hast, wo sie als Ersatzteil benötigt werden, halte sie in höchsten Ehren. Wenn du mal pleite bist, preise sie bei EBay an. 1 BitCoin ist Dreck dagegen, so begehrt sind sie. ;-) 73 Wilhelm
Wilhelm S. schrieb: > warum weigert ihr euch beständig, endlich mal einen genauen Wert über > die nötige, gewünschte Ausgangsleistung dieses Teiles anzugeben? ;-) Ich kann es wirklich nicht genau sagen. Ich möchte so ein Original-Modul nachbilden. Es soll den Status eines Testsenders verlassen. Ich denke die zugelassene Leistung für RC in 40MHz ist 100mW-HF. Heute Abend kann ich mal Vss am Fußpunkt der Stabantenne messen, wenn das was hilft. Letztendlich müsste man ja genau das, bzw. höchstens das erreichen. Und nochmal ganz genau, das aus dem AD9851 nach dem TP heraus kommt. Natürlich weiß, dass das selbst dann illegal ist, wenn ich die Spezifikation über/unterbiete. Einfach weil die Zulassung fehlt. Da bitte ich aber: lasst das meine Sorge sein. Mir geht es ja um den Reiz, das mit modernen Mittel nachzubauen. Ich dachte ja, den schwierigen Teil hätte ich mit der Signalerzeugung schon hinter mir. Obwohl der ja nun total einfach war mit DDS. Mir hatte ja die Frequenzumtastung im DDS Sorgen bereitet. Aber das geht mit 6 Takten mit 20MHz ruck-zuck. Anscheinend kommt nun das Schwierige mit der Endstufe. Wilhelm S. schrieb: > Aber SMD schlag dir aus dem Kopf, das > soll doch ordentlich werden. Warum? Die meisten Bauteile heute sind eh SMD. Und baue allen meinen sonstigen Bastelkram auch nur noch in SMD.
Wilhelm S. schrieb: > Aber SMD schlag dir aus dem Kopf, das soll doch ordentlich werden. Warum? SMD-Bauteile haben insbesondere den Vorteil, dass die Cs eine recht geringe Eigeninduktivität haben. Eine genaue Leistung kann dir schlicht niemand sagen, Wilhelm. Ich denke, wir sind uns alle einig, dass die mal in den Raum gestellten 500 mW sowieso viel zu viel waren und dass man eigentlich auch keine 100 mW braucht. Aber wenn der AD9851 wirklich nur -16 dBm bringt, dann sollte man da wohl schon wenigstens um die 20 dB nachsetzen, wenn man ein paar Meter Reichweite haben will.
Randy B. schrieb: > Heute Abend kann ich mal Vss am Fußpunkt der Stabantenne messen, wenn > das was hilft. Wer HF misst, misst Mist. :-) Hauptproblem: HF lässt sich in aller Regel nicht "hochohmig" messen, dein Spannungsmesser belastet also die Messstelle. Damit ändert sich aber (gerade an einer irgendwie nicht optimal angepassten Stabantenne) alles mögliche.
Jörg W. schrieb: > Randy B. schrieb: >> Heute Abend kann ich mal Vss am Fußpunkt der Stabantenne messen, wenn >> das was hilft. > > Wer HF misst, misst Mist. :-) Genau. > > Hauptproblem: HF lässt sich in aller Regel nicht "hochohmig" messen, > dein Spannungsmesser belastet also die Messstelle. Damit ändert sich > aber (gerade an einer irgendwie nicht optimal angepassten Stabantenne) > alles mögliche. Meine Idee war mit dem Oskar die Fußpunkt-Vss bei unterschiedlichen Lagen zu messen, damit man wenigstens eine rudimentäre Vorstellung bekommt. Ich denke, der Oskar Pico5000 ist hichohmig genug, oder?
Randy B. schrieb: > Ich denke, der Oskar Pico5000 ist hichohmig genug, oder? Wieviel pF Eingangskapazität hat er? Welchem Blindwiederstand entspricht das?
Lt DB 13pF. Macht bei 40MHz etwa 300Ohm. Naja, ok, schon eine Belastung bei 50Ohm Quellenwiderstand.
Randy B. schrieb: > Naja, ok, schon eine Belastung bei 50Ohm Quellenwiderstand. Und erst recht, wenn deine viel zu kurze Antenne selbst bei irgendwo 600 Ω rauskommt. Man könnte versuchen, einen Spitzenspannungsmesser mit einer Greinacher-Schaltung und zwei Schottky-Dioden aufzubauen. Wenn die HF-Spannung deutlich über der Flussspannung liegt, sollte das als „Schätzeisen“ genügen. Die belastet natürlich die Quelle auch erstmal, bis der Kondensator am Ausgang geladen worden ist, aber danach könnte sich die Last in Grenzen halten, die die Messung nicht allzu stark verfälscht. Sowas habe ich vor Jahrzehnten als HF-Messkopf für mein (analoges) Multimeter bekommen.
Angehängte Dateien:
-
AD_Open.png
80 KB -
AD_TP_Out.png
81 KB -
AD_TP.png
80 KB -
fft_ad_open.png
69 KB -
fft_ad_tp.png
69 KB -
fft_tp_out.png
69 KB -
gr_ant.png
80 KB -
gr_fft_ant.png
63 KB
Ich habe jetzt mal laienhaft gemessen: AD_Open: der zweite, nicht beschaltete Ausgang des AD9851 AD_TP: der erste Ausgang des AD, Eingang des TP AD_TP_Out: Ausgang des TP fft_ad_open: fft vom offenen Ausgang fft_ad_tp: fft vom Eingang TP fft_tp_out: fft Ausgang TP gr_ant: Antennenfußpunkt Graupner 40MHz Modul gr_fft_ant: fft Graupner Die Stromaufnahme des Graupner ist 100mA bei 10V. Nun, die FFTs sind ja zu wenig nutze, da sie ja noch nichtmal die erste Oberwelle anzeigen. Mmh, bessere Messmöglichkeiten habe ich nicht. Zumindest bekommt man mal ein Gefühl für den Pegel. Vielleicht hilft Euch das?
:
Bearbeitet durch User
Angehängte Dateien:
-
mga31389-aufbau.jpg
240 KB -
mga31389-spektrum.jpg
140 KB
Randy B. schrieb: > gr_ant: Antennenfußpunkt Graupner 40MHz Modul Das wäre so ungefähr 1 Veff an der Antenne. Wenn die Antenne wirklich 50 Ω hätte, entspräche das 20 mW (13 dBm), vermutlich ist sie allerdings hochohmiger. Der MGA-31389 ist im unteren Frequenzbereich noch besser, als das Datenblatt erwarten ließ. Wiederum mit -16 dBm eingespeist, bringt er +6 dBm am Ausgang, also 22 dB Verstärkung. Damit man die Oberwellen sieht, musste ich die Videobandbreite des Speckis schon mal runterdrehen*), was du unten in der Mitte bei 100 MHz herumzappeln siehst, sind bereits die örtlichen Rundfunksender, die in den Aufbau herein pfeifen. Die erste und zweite Oberwelle liegen also etwa bei vergleichbaren Signalstärken zu diesen Rundfunksendern ;-), die erste bei so -55 dBc, die zweite bei -65 dBc. Da müsste man jetzt nur noch geringfügig filtern, dann ist man völlig auf der sicheren Seite. Der MMIC wurde mit den datenblattmäßigen 75 mA betrieben, die Spannung am MMIC lag dabei bei etwa 5 V. Die Versorgungsspannung ein wenig höher, MMICs verhalten sich ein bisschen wie Dioden und brauchen definierte Ströme, bei denen sich dann „irgendeine“ Spannung einstellt. Bei mir waren jetzt 7,5 Ω davor, weil ich die gerade in der Grabbelkiste gefunden hatte, Netzteilspannung dann so ca. 5,6 V. Ich gehe mal davon aus, dass die erzeugten +6 dBm für deinen Zweck völlig ausreichen werden, damit sollte der Aufwand jetzt allmählich überschaubar sein. :) Die Halbleiterwelt ist schnelllebig, der MGA-31389 mittlerweile schon wieder aus der Produktion raus. Ich gehe aber davon aus, dass vergleichbare aktuelle MMICs ähnlich sein werden. Vielleicht baut ja Mario noch einen Test mit seinem GVA-84+ auf. *) Geringere Videobandbreite bedeutet, dass die Kurve über mehr Werte gemittelt wird, sodass die Rauschanteile in der Anzeige zurück gehen.
:
Bearbeitet durch Moderator
ps: Zur Anpassung auf eine hochohmigere Antenne könnte man dann am Ende noch einen kleinen Ringkern-Übertrager (ein sogenannter Un-un) anschließen, so vielleicht 1:2 Windungszahlenverhältnis.
Habe gerade mal in der EN 300220 nachgesehen, im Prinzip könntest du damit sogar „auf Sendung“ gehen. Die zulässigen Nebenaussendungen im Bereich unterhalb 1 GHz sind gestaffelt nach den klassischen (Hör- und Fernseh-)Rundfunkbändern und dem Rest. In den Rundfunkbändern darf man nur -54 dBm produzieren (da liegt die erste Oberwelle derzeit knapp drüber), im Rest ist das Limit aber -36 dBm (da ist alles sicher drunter). Bei 40 MHz fällt aber zum Glück keine der beiden relevanten Oberwellen in ein Rundfunkband (das wäre erst oberhalb 43,7 MHz der Fall). Ein simpler Tiefpass aus 100 pF + 220 nH + 100 pF würde simuliert nochmal 15 dB Dämpfung für die erste und 26 dB für die zweite Oberwelle bringen. Nun ja, schaden kann es nicht. :)
:
Bearbeitet durch Moderator
Angehängte Dateien:
-
final-spektrum.jpg
150 KB -
final-1.jpg
160 KB -
final-2.jpg
200 KB -
final-3.jpg
200 KB -
final-4.jpg
230 KB
OK, Tiefpass noch schnell aufgebaut. Bringt für die erste Oberwelle deutlich weniger als simuliert (eher so 5 dB), aber da sie ja nicht in ein Rundfunkband fällt, würde ich mich damit zufrieden geben. Die zweite Oberwelle ist schon nicht mehr erkennbar. Da „Manhattan“ immer irgendwas von „Kunstwerk“ hat, noch ein paar Fotos vom Aufbau.
Angehängte Dateien:
-
aufbau.jpg
100 KB -
60mhz_13dbm_filtered-at-input.png
17 KB
Jörg W. schrieb: > Vielleicht baut ja > Mario noch einen Test mit seinem GVA-84+ auf. Habe ich soeben gemacht. Aufbau siehe Foto. Ich habe einen alten Platinenrest recycelt, und mit zwei Buchsen versehen. Auf der Platine sind ansonsten noch eine 100 nH/0603-Induktivität, und daran angeschlossen zwei Kondensatoren (100 nF/0805 und 1nF/0603) nach Masse zur lokalen Abblockung. Die Versorgungsspannung wird über den ZFBT-4R2GW Bias Tee eingekoppelt. Die Schaltung zieht 93 mA bei 5 V. Gemessen habe ich bei 60 MHz und nicht bei 40 MHz. Hintergrund ist, dass der Oberwellenanteil eines normalen Signalgenerators schon zu hoch ist, um das Ergebnis nicht nennenswert zu beeinflussen. Daher sitzt am Ausgang des speisenden Signalgenerators ein Mini-Circuits SLP-90+-Tiefpassfilter mit 90 MHz Grenzfrequenz, der dessen Oberwellenanteil dämpft. Für 40 MHz hatte ich kein passendes Filter zur Hand, bzw. hätte erst eins bauen müssen. Bei 13 dBm am Ausgang findet man einen Oberwellenabstand von 34 dB. Das sieht also schon sehr passabel aus. Bei 20 dBm am Ausgang hat man immer noch um die 9,5 dBm Oberwellenabstand am Ausgang. Den Gewinn habe ich nicht genau gemessen, er ist aber bei 60 MHz auf jeden Fall größer als 22 dB, wenn ich den Signalgenerator eingestellten Pegel zugrundelege. Um das genau zu messen müsste ich das ganze dämpfende Zeug herausnormieren (Filter, DC-Block, Bias Tee, mehrere Adapter, billige flexible Kabel, etc.), oder das Ding an den VNA anschließen. Ich denke, 24 dB Gewinn sind nicht unplausibel. Der Pegel von 13 dBm ist der übliche maximal einstellbare Pegel bei Signalgeneratoren (vulgo Messsender), sollte daher eigentlich für einen solchen ausreichen. Wenn der TO tatsächlich 100 mW oder mehr haben will, müsste man noch eine Transistorstufe nachschalten.
Mario H. schrieb: > Hintergrund ist, dass der Oberwellenanteil eines normalen > Signalgenerators schon zu hoch ist, um das Ergebnis nicht nennenswert zu > beeinflussen. Stimmt, das hatte ich jetzt gar nicht berücksichtigt. Das ist bei mir ähnlich, ich glaube, der Generator bringt es auf -45 oder -50 dBc. Das heißt, die erste Oberwelle, die man noch sieht, kommt zum größten Teil aus dem Generator. Wobei natürlich die Frage ist, ob der AD9851 hier besser oder schlechter ist … Ansonsten sieht deine Messung auch gut aus. Ich hatte mich jetzt auf die von Randy genannten 70 µV (-16 dBm) bezogen und daher nur bis +5 dBm ausgesteuert, das dürfte den besseren Oberwellenabstand in meiner Messung erklären.
Angehängte Dateien:
Jörg W. schrieb: > Ansonsten sieht deine Messung auch gut aus. Ich hatte mich jetzt auf die > von Randy genannten 70 µV (-16 dBm) bezogen und daher nur bis +5 dBm > ausgesteuert, das dürfte den besseren Oberwellenabstand in meiner > Messung erklären. Da die Sachen noch laufen, habe ich mal bis 6 dBm ausgesteuert (d.h. ca. -16 dBm am Eingang). Das gibt dann 44 dB Oberwellenabstand. Du bist trotzdem immer noch etwas besser mit Deinem MMIC.
Angehängte Dateien:
Mario H. schrieb: > Du bist trotzdem immer noch etwas besser mit Deinem MMIC. Kleiner Nachtrag: Ich habe mal die Induktivität mit der Zange abgezwickt. Der GVA-84+ wird jetzt nur noch über das Bias Tee versorgt, ohne irgendwelche Abblockung auf der Platine. Nun bekomme ich fast 53 dB Oberwellenabstand bei Aussteuerung bis 6 dBm, und etwas mehr Gewinn. Auch auf solche Dinge kommt es an, schon bei diesen moderaten Frequenzen.
Ok, jetzt fange ich mal an zu lesen, was Ihr da tolles gemacht habt. Jörg W. schrieb: > Der MMIC wurde mit den datenblattmäßigen 75 mA betrieben, die Spannung > am MMIC lag dabei bei etwa 5 V. Die Versorgungsspannung ein wenig höher, > MMICs verhalten sich ein bisschen wie Dioden und brauchen definierte > Ströme, bei denen sich dann „irgendeine“ Spannung einstellt. Bei mir > waren jetzt 7,5 Ω davor, weil ich die gerade in der Grabbelkiste > gefunden hatte, Netzteilspannung dann so ca. 5,6 V. Erste dumme Frage: die Versorgung wird ja bei diesen MMIC, wenn ich das richtig verstanden habe, über eine Induktivität zusammen mit einem DC-Entkoppelkondensator eingespeist. Das bezeichnez man als "Bias-T"? Du sprichst jetzt von 7,5Ohm. Ist das der Realteil? Welchen Induktivitätswert hast Du verwendet? Jörg W. schrieb: > Die Halbleiterwelt ist schnelllebig, der MGA-31389 mittlerweile schon > wieder aus der Produktion raus. Ich gehe aber davon aus, dass > vergleichbare aktuelle MMICs ähnlich sein werden. Vielleicht baut ja > Mario noch einen Test mit seinem GVA-84+ auf Ja, den MGA-31389 scheint es nicht mehr zu geben. Bei Digikey wird als Ersatz dafür der ADL5536 angegeben (ganz gut teuer). Wäre der geeignet? Beim Durchblättern fiel mir auch der BGA3018 auf. Etwas weniger Gewinn. Wäre der auch geeignet? Vielleicht habe ich schlecht gegoogelt: wo bekommt man den GVA-84+? Mario H. schrieb: > abe ich soeben gemacht. Aufbau siehe Foto. Ich habe einen alten > Platinenrest recycelt, und mit zwei Buchsen versehen. Auf der Platine > sind ansonsten noch eine 100 nH/0603-Induktivität, und daran > angeschlossen zwei Kondensatoren (100 nF/0805 und 1nF/0603) nach Masse > zur lokalen Abblockung. Die Versorgungsspannung wird über den ZFBT-4R2GW > Bias Tee eingekoppelt. Die Schaltung zieht 93 mA bei 5 V. Auch Dir nochmal besten Dank! Der ZFBT-4R2GW ist ein fertiger Bias-Tee? Wozu dann noch die andere Induktivität? Ich hatte es so verstanden, das Dein Bias-Tee aus 100nH/100nF am Ausgang besteht. Das habe ich wohl falsch verstanden. Gut, dann werde ich mal sehen, wo ich die o.g. MMICs ggf. bekommen kann. Und dann muss ich mir noch einen Spektr.-Analyzer ausleihen.
Angehängte Dateien:
Randy B. schrieb: > Erste dumme Frage: die Versorgung wird ja bei diesen MMIC, wenn ich das > richtig verstanden habe, über eine Induktivität zusammen mit einem > DC-Entkoppelkondensator eingespeist. Das bezeichnez man als "Bias-T"? Ja. "Bias" = Vorspannung oder auch Ruhestrom Wenn du das so zeichnest:
1 | | | |
2 | o---------*------| |------o |
3 | | | | |
4 | ) |
5 | ) |
6 | ) |
7 | | |
8 | o |
erkennst du die T-Form, die dem Ding seinen englischen Namen gab. > Du sprichst jetzt von 7,5Ohm. Ist das der Realteil? Welchen > Induktivitätswert hast Du verwendet? Die 7,5 Ω dienten bei mir dem Einstellen des Arbeitspunkt-Stroms. Kannst du dir wie den Vorwiderstand einer LED vorstellen. (Das verwendete Lab-Netzteil kann die Strombegrenzung nicht stufenlos einstellen.) > Ja, den MGA-31389 scheint es nicht mehr zu geben. Bei Digikey wird als > Ersatz dafür der ADL5536 angegeben (ganz gut teuer). Wäre der geeignet? Weiß nicht … an deiner Stelle würde ich bei Marios GVA-84+ bleiben, denn der ist nun schon getestet. Den solltest du bei Municom (Minicircuits-Vertreter) bekommen. box73.de hat leider nur den GVA-81 im Programm, der hat weniger Verstärkung. Du könntest natürlich bei denen anfragen, ob sie den 84er vielleicht auch mit ins Programm aufnehmen wollen – sie haben schon einige Minicircuits-Bauteile dabei. Ich habe meinen kompletten Schaltplan jetzt mal schnell aufgezeichnet, siehe Anhang. Die Werte der Cs sind teilweise mal einfach so „nach Nase“, wie sie aus meiner SMD-Grabbelbox rauspurzelten (mit kurzem Überschlag, ob der Wert so sinnvoll wäre). Die 10-µH-Indukitivität kann man ja auf den Fotos sogar erkennen. ;-)
:
Bearbeitet durch Moderator
Mario H. schrieb: > Kleiner Nachtrag: Ich habe mal die Induktivität mit der Zange > abgezwickt. Der GVA-84+ wird jetzt nur noch über das Bias Tee versorgt, > ohne irgendwelche Abblockung auf der Platine. Nun bekomme ich fast 53 dB > Oberwellenabstand bei Aussteuerung bis 6 dBm, und etwas mehr Gewinn. Cool, hätte nicht gedacht, dass das so viel ausmacht.
Randy B. schrieb: > Erste dumme Frage: die Versorgung wird ja bei diesen MMIC, wenn ich das > richtig verstanden habe, über eine Induktivität zusammen mit einem > DC-Entkoppelkondensator eingespeist. Das bezeichnez man als "Bias-T"? So ist es. > Ja, den MGA-31389 scheint es nicht mehr zu geben. Bei Digikey wird als > Ersatz dafür der ADL5536 angegeben (ganz gut teuer). Wäre der geeignet? Der sieht soweit geeignet aus. Mit etwas schlechteren Daten als der GVA-84+. > Beim Durchblättern fiel mir auch der BGA3018 auf. Etwas weniger Gewinn. > Wäre der auch geeignet?? Der benötigt mehr Spannung und ist für CATV-Anwendungen, d.h. 75 Ohm. > Vielleicht habe ich schlecht gegoogelt: wo bekommt man den GVA-84+? Mouser hat den gelistet, aber scheint ihn momentan nicht zu verkaufen. Ich habe den direkt von Mini-Circuits geordert. Ansonsten gäbe es noch Ebay, mit dem üblichen Risiko, an Fälschungen zu geraten. Ich kann Dir aber gern ein paar Exemplare abtreten. > Der ZFBT-4R2GW ist ein fertiger Bias-Tee? Ja. Gute und vor allem breitbandige Bias-Tees ohne unerwünschte Resonanzen, etc., herzustellen ist gar nicht so einfach. Daher nimmt man gern solche fertigen Teile für Tests. Das muss Dich bei Deinen 40 MHz aber weniger interessieren, da ist das recht entspannt. > Wozu dann noch die andere Induktivität? Ich hatte es so verstanden, das > Dein Bias-Tee aus 100nH/100nF am Ausgang besteht. Das habe ich wohl > falsch verstanden. Die waren noch auf dem Platinenrest. Scheinen aber mehr Schaden als Nutzen anzurichten, wie die letzte Messung zeigt.
Jetzt mal unter uns: kann man da nicht zwei Stufen hintereinander schalten? Mit jeweils moderatem gain? man könnte zwischen die beiden Stufen gleich noch TP-Filter usw. "zwischen machen"? ist doch nun egal, ob das nun ein SOT89 oder zweie sind. Muss man nicht die volle Verstärkung ausreizen... Oder sind mehrere Stufen iwie "doof" zu handlen? Wegen zu befürchtenden Rückwirkungen?
Jörg W. schrieb: >> Du sprichst jetzt von 7,5Ohm. Ist das der Realteil? Welchen >> Induktivitätswert hast Du verwendet? > > Die 7,5 Ω dienten bei mir dem Einstellen des Arbeitspunkt-Stroms. Kannst > du dir wie den Vorwiderstand einer LED vorstellen. Wobei die meisten MMIC-Verstärker "internal biasing" haben, d.h. die werden mit einer definierten Spannung über ein Bias-Tee versorgt, und kümmern sich selbst um den Strom. So auch der GVA-84+.
Mario H. schrieb: > Wobei die meisten MMIC-Verstärker "internal biasing" haben, d.h. die > werden mit einer definierten Spannung über ein Bias-Tee versorgt, und > kümmern sich selbst um den Strom. So auch der GVA-84+. Ok, guter Hinweis. Danke!
Mario H. schrieb: > Der benötigt mehr Spannung und ist für CATV-Anwendungen, d.h. 75 Ohm. Ja, das habe ich gesehen. Die Spannung (7-8V) hätte ich sogar. 75Ohm, ok. Meine Antenne ist ja eh undefiniert, weil Stabantenne ...
Mario H. schrieb: > Ich kann Dir > aber gern ein paar Exemplare abtreten. Komme ich ggf. darauf zurück. Aber bevor ich mir nicht eine SA ausgeliehen habe, komme ich eh nicht weiter. Ggf. wäre ein Rigol DSA815 in Reichweite. Sowas reicht doch aus, oder? Tastköpfe?
Jörg W. schrieb: > erkennst du die T-Form, die dem Ding seinen englischen Namen gab. Ja klar, soweit hatte ich auch schon gedacht. Aber Rückfrage schadet ja nicht, und gibt mir als noob Sicherheit. Jörg W. schrieb: > Den solltest du bei Municom (Minicircuits-Vertreter) bekommen. mmh, irgendwie nicht ... Jörg W. schrieb: > Ich habe meinen kompletten Schaltplan jetzt mal schnell aufgezeichnet, > siehe Anhang. Die Werte der Cs sind teilweise mal einfach so „nach > Nase“, wie sie aus meiner SMD-Grabbelbox rauspurzelten (mit kurzem > Überschlag, ob der Wert so sinnvoll wäre). Die 10-µH-Indukitivität kann > man ja auf den Fotos sogar erkennen. ;-) Allerbesten Dank! Das ist dann ja so, wie in den verschiedenen AppNotes, die ich gelesen hatte. Danke!
Randy B. schrieb: > Sowas reicht doch aus, oder? Ja, denke schon. > Tastköpfe? Ein Specki hat einen 50-Ω-Eingang, da hängst du direkt deine treibende Schaltung dran. Immer schön vom höchsten Referenzpegel beginnen zu messen, dann ist auch der maximale Abschwächer drin (meist 60 dB). Wenn du das "lauteste" Signal gefunden hast, kannst du den Referenzpegel so weit herunter nehmen, dass das Signal gerade so nicht "oben anstößt".
Randy B. schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Den solltest du bei Municom (Minicircuits-Vertreter) bekommen. > > mmh, irgendwie nicht ... Anrufen.
Randy B. schrieb: > 75Ohm, ok. Meine Antenne ist ja eh undefiniert, weil Stabantenne ... Noch ein Hinweis am Rande: Ein solcher Verstärker muss nicht notwendig mit Quellen und Lasten fernab von 50 Ohm stabil laufen. Erst recht nicht, wenn er breitbandig ist und viel Gewinn hat. Wenn er das doch tut, nennt man das unbedingt stabil. Dadurch zeichnet sich z.B. der GVA-84+ lt. Datenblatt aus. Nachgemessen habe ich aber nicht. Die meisten Datenblätter schweigen sich dazu leider aus. Wenn man S-Parameter bekommt oder messen kann, kann man das ausrechnen (Stichwort Stabilitätskreise, Rollet-Faktor und µ-Parameter). Axel R. schrieb: > Oder sind mehrere Stufen iwie "doof" zu handlen? Wegen zu befürchtenden > Rückwirkungen? Das bekommt man schon hin. Allerdings genehmigt sich so eine Stufe mit einem MMIC um die 100 mA. > Muss man nicht die volle Verstärkung ausreizen... Das Problem ist nicht die "Verstärkung auszureizen", sondern dass man mit dem Signalpegel am Ausgang in die Nähe des Limits kommt. Die Stufe produziert dann Oberwellen, die man in den Griff bekommen muss.
Mario H. schrieb: > Das Problem ist nicht die "Verstärkung auszureizen", sondern dass man > mit dem Signalpegel am Ausgang in die Nähe des Limits kommt. Die Stufe > produziert dann Oberwellen, die man in den Griff bekommen muss. Dazu steht ja auch P1DBm im Datenblatt.
Mario H. schrieb: > Wenn er das doch > tut, nennt man das unbedingt stabil. Ja, darauf hatte ich bei der Durchsicht der DBer auch Augenmerk. Danke!
Mario H. schrieb: > Dadurch zeichnet sich z.B. der GVA-84+ lt. Datenblatt aus. Das allein ist für Randys Anwendungsfall eigentlich schon ein gutes Argument, genau diesen zu benutzen.
Jörg W. schrieb: > Habe gerade mal in der EN 300220 nachgesehen, im Prinzip könntest du > damit sogar „auf Sendung“ gehen. Aber das heißt doch nicht, dass so etwas zulassungsfrei ist, oder? Selbst wenn die Specs eingehalten werden, muss doch ein Zulassung erfolgen. Zumindest war das früher bei den RC-Anlagen der Fall. Den Prüfbericht hatte man vom Hersteller und musste das nur vorlegen.
Eine "Zulassung" gibt es nicht, sondern eine Konformitätserklärung. Die muss der "Inverkehrbringer" ausstellen. Andererseits: inwiefern ein Einzelgerät, das du nur selbst für Tests einsetzt, überhaupt bereits ein "Inverkehrbringen" darstellt, ist nicht völlig klar. In der Allgemeinzuteilung wiederum steht, dass beim Auftreten von Störungen nach den einschlägigen Normen bewertet wird (hier also die EN 300220). Das heißt im Gegenzug, solange du keinen störst, wird das sehr wahrscheinlich auch keinen stören. ;-) Aber das sollte man halt nicht blauäugig sehen, sondern nachzumessen und sich ausreichend Sicherheitsreserve einzuplanen, ist allemal eine gute Basis. Wenn du so ein Gerät natürlich für andere bauen willst, dann würde am Gang zum Testlabor kein (sinnvoller) Weg vorbei gehen.
:
Bearbeitet durch Moderator
Jörg W. schrieb: > Andererseits: inwiefern ein Einzelgerät, das du nur selbst für Tests > einsetzt, überhaupt bereits ein "Inverkehrbringen" darstellt, ist nicht > völlig klar. Der Einsatz als Einzelgerät ist sicher kein "Inverkehrbringen". Jedoch kann man auch damit "Schaden" anrichten. Und dann ist es ein Versicherungsfall, in dem man nachweisen muss, dass die Specs eingehalten wurden. Deswegen will ich das auch nachmessen! Jörg W. schrieb: > Wenn du so ein Gerät natürlich für andere bauen willst, dann würde am > Gang zum Testlabor kein (sinnvoller) Weg vorbei gehen. Nein, das sicher nicht. Da käme ja noch viel mehr auf einen zu an Verordnungen.
Jörg W. schrieb: > Mario H. schrieb: >> Dadurch zeichnet sich z.B. der GVA-84+ lt. Datenblatt aus. > > Das allein ist für Randys Anwendungsfall eigentlich schon ein gutes > Argument, genau diesen zu benutzen. Ja. Man muss nur aufpassen, dass man es sich mit dem Aufbau nicht versaubeutelt. Für Stabilität ist insbesondere die Rückwirkung vom Ausgang auf den Eingang entscheidend. D.h. Mikrostreifen- oder GCPWG-Schaltung mit durchgehender Massefläche erleichtert das Leben.
Wenn du es ganz genau machen willst, kannst du am Ende auch noch eine gestrahlte Messung machen: deine für den Betrieb vorgesehene Antenne dran, am Specki eine Breitbandantenne (die allerdings hier schon unhandlich groß wird) und damit schauen, dass deine Sendeantenne nicht gerade versehentlich den Oberwellenabstand verschlimmbessert. Randy B. schrieb: > Und dann ist es ein Versicherungsfall Naja, dafür müsstest du schon heftigen Schaden anrichten. ;-) Wenn dein Aufbau die gleichen Werte bringt wie der von Mario und mir, ist das in keiner Weise zu erwarten (natürlich solltest du dich auch an die übrigen Bedingungen der Allgemeinzuteilung halten, insbesondere die zugeteilten Frequenzen – die sind auf 40 MHz ja nicht lückenlos).
Mario H. schrieb: > D.h. Mikrostreifen- oder > GCPWG-Schaltung Was ist das genau? Meine HF-Basteleien als Bub (schon 40 Jahre her) habe ich immer auf doppelseitig kaschiertem Pertinax gemacht. Die Leiterbahnen auf der Oberseite geätzt, ggf. gebohrt mit Aura, die Unterseite war Masse durchgehend.
Randy B. schrieb: > Was ist das genau? Mikrostreifenleitung: Leiterbahn auf der Oberseite eines Substrats, durchgehende leitende Fläche auf der anderen Seite: https://de.wikipedia.org/wiki/Streifenleitung. GCPWG: Grounded Coplanar Waveguide: Oben und unten auf dem Substrat Masseflächen; die Leiterbahn durchschneidet die Fläche auf einer Seite und hat links und rechts Aussparungen definierter Breite. Mit beiden Geometrien kann man definierte Impedanzverhältnisse herstellen, und bekommt außerdem Sachen wie Übersprechen ganz gut in den Griff. Die in Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" gezeigte Platine ist GCPWG. Schau dir mal das UKW-Rundfunkband in Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" an. Das ist bei mir bei -70 dBm, trotz starker Sender in der Nähe. Bei Jörg schlägt das bei Manhattan-Aufbau mit fast -50 dBm zu (Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band"). Macht schon einen Unterschied.
Welche Ordnung sollte der Ausgangs-TP haben? 3. oder 5. Ord.? Und welche Grenzfrequenz? Je tiefer desto besser? Oder gibt es noch andere Kriterien.
Mario H. schrieb: > Bei Jörg schlägt das bei Manhattan-Aufbau mit fast -50 dBm zu Offenbar übrigens auf der Eingangsseite des MMIC; nach dem Einfügen des Tiefpasses waren sie nicht mehr zu sehen. Es sind also wirklich die paar Millimeter Draht hier am Eingang: Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" die so viel Signal von den Rundfunksendern eingefangen haben. ;-) (Das SMA-Zuleitungskabel vom Generator hätte ich nicht in Verdacht, war schon was besseres als nur RG-58.) Randy B. schrieb: > Welche Ordnung sollte der Ausgangs-TP haben? 3. oder 5. Ord.? > Und welche Grenzfrequenz? Angesichts dessen, dass du nicht in eins der Rundfunkbänder gerätst: übertreib das nicht. Du siehst, schon mit diesem simplen Tiefpass bei mir bist du für die EN300220 gut im sicheren Bereich. Da du eh keine definierte Lastimpedanz hast (die ändert sich massiv mit den Erdverhältnissen etc.), bringt das nicht viel, hier zu großen Aufwand zu spendieren.
Ok, die nä. Fragen: Wie würdet Ihr das Signal am Ausgang des AD9851 filtern? In der AppNote steht ein 70MHz/7.Ord elliptisches Filter mit 200Ohm Eingangs-/Ausgangsimpedanz. Das ist auch so auf dem China-Board, dass ich mal für die ersten Tests besorgt hatte, drauf. Im DB steht auch, dass der DAC 120KOhm Ausgangsimpedanz hat. Kann das sein? In meinem Leichtsinn hätte ich jetzt einfach ein 5.Ordnung TP mit 200Ohm Eingangsimpedanz (wie in der AppNote, aber warum?) und 50Ohm Ausgangsimpedanz (zum Eingang des MMIC) genommen.
Randy B. schrieb: > In der AppNote steht ein 70MHz/7.Ord elliptisches Filter mit 200Ohm > Eingangs-/Ausgangsimpedanz. Das ist auch so auf dem China-Board, dass > ich mal für die ersten Tests besorgt hatte, drauf. Dann nimm das doch. ;-) > Im DB steht auch, dass der DAC 120KOhm Ausgangsimpedanz hat. Kann das > sein? Die DAC-Ausgänge sind Stromquellen, daher hochohmig. Wenn man maximalen Pegel rausbekommen will, kann man die in einen Balun symmetrisch reingeben und am Ausgang ein unsymmetrisches Signal entnehmen. Alternativ kann man einen Zweig wohl auf einen 50-Ω-Abschluss legen und damit dessen Leistung „vernichten“. Ich würde da an deiner Stelle nicht zu viel experimentieren. Bau was nach, was schon irgendwo erprobt ist.
Randy B. schrieb: > Im DB steht auch, dass der DAC 120KOhm Ausgangsimpedanz hat. Kann das > sein? Der DAC hat Stromausgänge, die sind hochohmig. > In meinem Leichtsinn hätte ich jetzt einfach ein 5.Ordnung TP mit 200Ohm > Eingangsimpedanz (wie in der AppNote, aber warum?) und 50Ohm > Ausgangsimpedanz (zum Eingang des MMIC) genommen. Darüber müsste ich auch erstmal nachdenken. Du musst am Ende ja an 50 Ohm anpassen. Ich würde überlegen, so wie in Figure 9 im Datenblatt vorzugehen. Wobei mir jetzt auf Anhieb auch nicht klar ist, was die Quellimpedanz hinter dem 1:1-Übertrager ist. Für einen AD9951 hatte ich das mal so gemacht (Seite 3): https://www.mariohellmich.de/projects/sig-gen/files/sig-gen_schema.pdf Da musste ich am Ende aber nicht an 50 Ohm anpassen, sondern hatte einen hochohmigen Eingang. Das Filter sieht rechts und links 220 Ohm. Der DAC-Strom, der Übertrager und die Impedanzen sind so berechnet, dass sich der erwünschte Pegel am ausgangsseitigen 220 Ohm-Widerstand ergibt. Vorsicht: Der AD9951 hat Stromsenkenausgänge, der AD8951 dagegen Stromquellen.
Jörg W. schrieb: >> In der AppNote steht ein 70MHz/7.Ord elliptisches Filter mit 200Ohm >> Eingangs-/Ausgangsimpedanz. Das ist auch so auf dem China-Board, dass >> ich mal für die ersten Tests besorgt hatte, drauf. > > Dann nimm das doch. ;-) Ok. Ich wollte nur verstehen, warum die das so machen ... Jörg W. schrieb: > Die DAC-Ausgänge sind Stromquellen, daher hochohmig. Grrr,ja, logisch! Mario H. schrieb: > Darüber müsste ich auch erstmal nachdenken. Du musst am Ende ja an 50 > Ohm anpassen. Ich würde überlegen, so wie in Figure 9 im Datenblatt > vorzugehen. Wobei mir jetzt auf Anhieb auch nicht klar ist, was die > Quellimpedanz hinter dem 1:1-Übertrager ist. Ja. Man gewinnt damit den Faktor 2, oder? Mario H. schrieb: > Da musste ich am Ende aber nicht an 50 Ohm anpassen, hatte einen > hochohmigen Eingang. Das Filter sieht rechts und links 220 Ohm. Der > DAC-Strom, der Übertrager und die Impedanzen sind so berechnet, dass > sich der erwünschte Pegel am ausgangsseitigen 220 Ohm-Widerstand ergibt. Ok, danke!
Randy B. schrieb: > Mario H. schrieb: >> Darüber müsste ich auch erstmal nachdenken. Du musst am Ende ja an 50 >> Ohm anpassen. Ich würde überlegen, so wie in Figure 9 im Datenblatt >> vorzugehen. Wobei mir jetzt auf Anhieb auch nicht klar ist, was die >> Quellimpedanz hinter dem 1:1-Übertrager ist. > > Ja. Man gewinnt damit den Faktor 2, oder? Man kann das so wie in meiner Schaltung machen, mit 4:1-Übertrager, umgemodelt auf 50 Ohm. Mann muss den Mittelabgriff und die Widerstände nur gegen Masse schalten, wenn der DAC Stromquellen anstatt Senken hat. Schau mal hier (Abschnitt 2.3): https://www.ti.com/lit/an/slaa399/slaa399.pdf?ts=1618875066789 Alternativ auch mit 1:1-Übertrager, z.B. so wie im Abschnitt 2.2. Ich habe jetzt nicht nachgerechnet, was für einen Pegel man für welche Schaltung maximal mit den AD9851 erreichen kann. Das kommt ja auch darauf an, wie man den Full Scale Current einstellt. Außerdem musst Du bei der Wahl der Schaltung und des Full Scale Currents darauf achten, den Bereich der Compliance Voltage der Stromquellen nicht zu verlassen. TI schreibt außerdem dazu: "Although the 4:1 impedance transformer gives a 2x or 6-dB larger signal, the 1:1 impedance transformer generally results in slightly better distortion". Letzteres ist ja durchaus ein Punkt in Deiner Anwendung. Das Filter käme dann hinter den Übertrager, und dann der MMIC-Verstärker. Die Schaltung in Figure 9 des Datenblatts vom AD9851 verstehe ich nicht wirklich. Damit ist das Filter doch eingangsseitig nicht vernünftig terminiert, oder übersehe ich etwas?
Mario H. schrieb: > Damit ist das Filter doch eingangsseitig nicht vernünftig terminiert, > oder übersehe ich etwas? Irgendwie ist mir das mit den Stromquellenausgängen immer ein Rätsel geblieben. Wenn du dir Bild 22 ansiehst, da gehen sie wohl davon aus, dass man durch Parallelschaltung eines 50-Ω-Widerstands auch eine Ausgangsimpedanz von 50 Ω hat (was ja zur Stromquelle als Charakteristik passen würde). Aber wie ist das, wenn man diese nun Gegentakt betreibt? Hmm. :-)
Jörg W. schrieb: > Wenn du dir Bild 22 ansiehst, da gehen sie wohl davon aus, > dass man durch Parallelschaltung eines 50-Ω-Widerstands auch eine > Ausgangsimpedanz von 50 Ω hat (was ja zur Stromquelle als Charakteristik > passen würde). Mit den 50 Ohm nach Masse bekommt man eine Quelle mit 50 Ohm Innenwiderstand. Das ist schon richtig. > Aber wie ist das, wenn man diese nun Gegentakt betreibt? Wie man das impedanzrichtig nach single-ended konvertiert, steht in recht einfachen Worten und mit viel Hand-waiving in der Appnote von TI, die ich oben verlinkt habe. Es gibt auch eine Appnote, wo das alles haarklein vorgerechnet ist. Ich glaube auch von TI. Da müsste ich nachher mal meine Sammlung durchsuchen. Die Figure 9 aus dem Datenblatt ergibt für mich wenig Sinn.
Mario H. schrieb: > Wie man das impedanzrichtig nach single-ended konvertiert, steht in > recht einfachen Worten und mit viel Hand-waiving in der Appnote von TI, > die ich oben verlinkt habe. Warum nehmen die dort in Fig. 4 nicht einfach je eine 25Ohm nach Gnd, statt die 50Ohm plus die 100Ohm zwischen den Gegentakt-Stromausgängen?
Randy B. schrieb: > Warum nehmen die dort in Fig. 4 nicht einfach je eine 25Ohm nach Gnd, > statt die 50Ohm plus die 100Ohm zwischen den Gegentakt-Stromausgängen? Für differentielle Ströme (dort ist von "ac signals" die Rede) wäre das äquivalent zur gezeigten Schaltung. Weitere äquivalente Möglichkeit: 50 Ohm zwischen den Stromausgängen, und die beiden Widerstände nach Masse weglassen. Allerdings sehen Gleichtaktströme den Widerstand zwischen den beiden Ausgängen nicht. Warum die gezeigte Mischform am besten sein soll, weiß ich nicht. Müsste man mal überlegen, was das für die Gleichtaktunterdrückung oder sonstige parasitäre Effekte bedeutet.
Randy B. schrieb: > Nun, die FFTs sind ja zu wenig nutze, da sie ja noch nichtmal die erste > Oberwelle anzeigen. Ich weiß ja nicht, welche Variante des Picoscope 5000 du hast, aber selbst 200MHz Bandbreite ist da recht knapp. Aber ein 'einfacher' Spekki der bis 500 MHz geht, sollte ausreichen für die Beurteilung der Oberwellen. Bernd
Bernd schrieb: > Ich weiß ja nicht, welche Variante des Picoscope 5000 du hast, aber > selbst 200MHz Bandbreite ist da recht knapp. Ist das 5443D mit 100MHz Bandbreite. Das reicht dafür nicht. Am WE kann ich mir mal ein Rigol DSA815 ausleihen.
Ich denke, ich werde auch noch die Variante Si5351 testen: für f1 und f2 = f1 + df zwei der drei Generatoren aufsetzen und µC-gesteuert umschalten, danach TP, danach Verstärker, danach TP. Aber zuerst mache ich einen Test mit AD9851 + Endstufe. Dann sehen wir weiter. Und nocheinmal: vielen Dank für Eure tolle Hilfe und Geduld mit einem noob.
Angehängte Dateien:
Anstatt MMIC u.ä. lassen sich auch digitale Gatter als "Verstärker" missbrauchen. Ein Bsp. (Pout > 50mW) ist angehängt. Als Ansteuerung kann entweder ein Si5351 herhalten oder, über einen zusätzlichen LVDS-Receiver bzw. Komparator, auch ein DDS Baustein.
argos schrieb: > Anstatt MMIC u.ä. lassen sich auch digitale Gatter als "Verstärker" > missbrauchen. Würde ich nicht machen. Dort den nötigen Oberwellenabstand hinzubekommen, mag zwar in der Simulation gehen, macht aber in der Praxis deutlich mehr Aufwand, als dass es die „Einsparung“ im Vergleich zum MMIC ganz schnell aufwiegt. Als Gegenbeweis würde ich nur einen praktischen Aufbau einschließlich Spekki-Messung akzeptieren. ;-)
Jörg W. schrieb: > Als Gegenbeweis würde ich nur einen praktischen Aufbau einschließlich > Spekki-Messung akzeptieren. ;-) Cool, soll ich schon mal Bier und Chips holen ;-)
Randy B. schrieb: > Am WE kann ich mir mal ein Rigol DSA815 ausleihen. Hast du denn bis dahin schon was aufgebaut?
Jörg W. schrieb: > Als Gegenbeweis würde ich nur einen praktischen Aufbau einschließlich > Spekki-Messung akzeptieren. ;-) Paar Oberwellen von 40 Mhz zu unterdrücken ist nun wirklich keine grosse Geschichte. Bisserl Abschirmung und Spannungs- Entkopplung/Filterung und schon geht das .... Wir reden hier ja nicht von 120 dB
Jörg W. schrieb: > Hast du denn bis dahin schon was aufgebaut? Zum Glück kann ich den länger ausleihen. Als erstes schaue ich mal, was mein AD9851-Testaufbau so wegschleudert ;-) Dann habe ich noch eine China-DDS-Generator. Den würde ich auch mal gerne vermessen. Eine MMIC habe ich bis zum WE wohl noch nicht - ich habe aber mal nach Deinem Tipp Kontakt zu Municom aufgenommen und GVA-84+ Samples bei MiniCircuits angefordert.
HF Flüsterer schrieb: > Paar Oberwellen von 40 Mhz zu unterdrücken ist nun wirklich > keine grosse Geschichte. „Im Prinzip nicht“ Die Praxis lässt sich meist nicht so von Prinzipien beeindrucken. Siehe Marios Aufbau oben, bei dem das Weglassen einer Induktivität einen 10 dB besseren Oberwellenabstand gebracht hat. > Bisserl Abschirmung und Spannungs- > Entkopplung/Filterung und schon geht das .... Die Abschirmung interessiert hier wohl am wenigsten. > Wir reden hier ja nicht von 120 dB Über 50 dB aber schon, die man aus einem satten Rechteck gewinnen möchte. Das noch mit relativ undefinierter Last (kein sauberer 50-Ω-Abschluss). Randy B. schrieb: > Als erstes schaue ich mal, was mein AD9851-Testaufbau so wegschleudert > ;-) Auf jeden Fall eine gute Idee.
Konnte heute den SA schon in Empfang nehmen. Leider waren jetzt keine Kabel dabei 8-( Deswegen habe ich mal zwei Messungen gemacht, wobei der Testgenerator und der SA über einen "Prüfleitungsübertrager" miteinander gekoppelt sind. Sprich zwei nichtabgeschirmte Prüfleitungen umeinander verdrillt ;-) 10.bmp ist die "Umgebungsmessung" bei ausgeschaltetem Testsender/µC. 11.bmp eingeschaltet. Zieht man die Umgebungsmessung ab, so ist das doch ganz ok, oder?
Angehängte Dateien:
-
zusammengefuehrt.jpg
98 KB
Naja, dann mach das doch auch ;)) Randy B. schrieb: > Zieht man die Umgebungsmessung ab, so ist das doch ganz ok, oder? habs mal aus Spaß quasi übereinander gelegt
Angehängte Dateien:
-
delta.png
180 KB
Randy B. schrieb: > Zieht man die Umgebungsmessung ab, so ist das doch ganz ok, oder? Habe die Bilder mal überlagert. (Das nächste Mal besser als PNG anhängen – aus den BMPs hat die Forensoftware nun JPEG gemacht.) Etwas verwunderlich ist der Peak bei 90 MHz, der ist höher als die 80 MHz (erste Oberwelle). Arbeitet dein DDS zufällig mit 130 MHz Takt? Die Aussendungen bei 30 und 50 MHz bekommst du halt nicht mit einem Tiefpass los, das sind DDS-Artefakte oder anderer "Dreck". Die 90 MHz dagegen sollte ein Tiefpass schon wegdrücken können, aber dann doch besser ein 5poliger als ein 3poliger. Vielleicht auch wirklich einen zwischen DDS und MMIC, dort hast du zumindest stabile Impedanzverhältnisse auf beiden Seiten. Dann muss der Tiefpass vor der Antenne nur noch das filtern, was der MMIC zusätzlich produziert.
Axel R. schrieb: > Naja, dann mach das doch auch ;)) Das kann der SA bestimmt auch, nur ich damit noch nicht ;-) Jörg W. schrieb: > Habe die Bilder mal überlagert. (Das nächste Mal besser als PNG anhängen > – aus den BMPs hat die Forensoftware nun JPEG gemacht.) Ok, bmp kommt halt aus dem SA raus. Kann ich natürlich in ein png konvertieren. Jörg W. schrieb: > Etwas verwunderlich ist der Peak bei 90 MHz, der ist höher als die 80 > MHz (erste Oberwelle). Arbeitet dein DDS zufällig mit 130 MHz Takt? Der DDS bekommt 30MHz aus einem externen Oszillator und macht selbst intern daraus 180Mhz.
Randy B. schrieb: > Der DDS bekommt 30MHz aus einem externen Oszillator und macht selbst > intern daraus 180Mhz. Da passt der 90-MHz-Peak irgendwie nicht dazu. Der nächste Alias wäre hier eigentlich 140 MHz. Den kann man zwar ganz rechts auch sehen, aber der ist schon ganz gut weggefiltert.
Jörg W. schrieb: > Da passt der 90-MHz-Peak irgendwie nicht dazu. Doch, ist doch ein Rechteck, das ist die 3. Harmonische.
Randy B. schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Da passt der 90-MHz-Peak irgendwie nicht dazu. > > Doch, ist doch ein Rechteck, das ist die 3. Harmonische. von 40 MHz?
Jörg W. schrieb: > Randy B. schrieb: >> Der DDS bekommt 30MHz aus einem externen Oszillator und macht selbst >> intern daraus 180Mhz. > > Da passt der 90-MHz-Peak irgendwie nicht dazu. 30Mhz. Der sitzt zwar auf der Platine, hat aber 2cm Leitung und nicht nahc den o.g. Grundsätzden :-(
:
Bearbeitet durch User
Achso, klar, die Oberwelle des Basistakts, den hatte ich vergessen. Nun, die wird ja dann hoffentlich nur von der Platine irgendwie abstrahlen, nicht über das Ausgangssignal. Das erklärt natürlich auch den Peak bei 30 MHz, aber nicht den bei 50.
Jörg W. schrieb: > Das erklärt natürlich auch den Peak bei 30 MHz, aber nicht den bei 50. Ich denke, mit genaueren Aussagen muss ich warten, bis ich vernünftiges Kabel habe. BTW: das Ausgangsfilter nach(!) dem MMIC: kann ich da Induktivitäten in SMD-0805 nehmen bzw. worauf muss ich dort achten. Denn die HF-Leistung (die <= 100mW) muss da ja durch. Also, wie ist die praktische Bauteileausführung? Bin wie immer um jeden Tipp dankbar.
Randy B. schrieb: > BTW: das Ausgangsfilter nach(!) dem MMIC: kann ich da Induktivitäten in > SMD-0805 nehmen bzw. worauf muss ich dort achten. Bei mir hier war das auch eine solche. Kann man auf den Fotos schlecht erkennen. ;-) > Denn die HF-Leistung > (die <= 100mW) muss da ja durch. Davon abgesehen, dass wir am Ende eher über 10 mW reden (die für dich völlig ausreichend sein werden), auch 100 mW sind kein Problem dafür. Die willst du ja nicht in der Induktivität verheizen, sondern zur Antennenbuchse bringen.
Randy B. schrieb: > Hier das originale Grauoner 40MHz Sendemodul Pah. Dagegen ist dein DDS ja ein absolut sauberes Signal. :-)
Die Frage ist, ob der Mischer bei -15dBm nicht schon selbst Oberwellen und Mischprodukte produziert. Du solltest das ganze bei 60db ATT Einstellung messen.
Petra schrieb: > Die Frage ist, ob der Mischer bei -15dBm nicht schon selbst Oberwellen > und Mischprodukte produziert. Welcher Mischer? Du meinst im Graupner HF-Modul? Petra schrieb: > Du solltest das ganze bei 60db ATT Einstellung messen. Was soll das bringen, mit 60db Abschwächung zu messen?
Randy B. schrieb: > Petra schrieb: >> Die Frage ist, ob der Mischer bei -15dBm nicht schon selbst Oberwellen >> und Mischprodukte produziert. > > Welcher Mischer? Du meinst im Graupner HF-Modul? Nein, der im Spekki. Aber ich gehe davon aus, dass der Spekki selbst "weiß, was er tut" – und dass du sein Wissen nicht vorsätzlich boykottiert hast, indem du eigenmächtig eine andere Konstellation erzwungen hast. Konkret: wenn du +20 dBm Referenzpegel einstellst und der Spekki sich dafür 30 dB Eingangsabschwächung auswählt, dann ist sein Hersteller der Meinung, dass der Mischer die -10 dBm auch ordentlich verkraftet, ohne nennenswerte eigene Nebenprodukte zu erzeugen. > Was soll das bringen, mit 60db Abschwächung zu messen? Wenn der Mischer weniger ausgesteuert wird, produziert er auch weniger Nebenprodukte. Du kannst ja spaßeshalber mal sehen, ob du mehr Abschwächung rein bekommst ohne dass sich dabei der Referenzpegel ändert (d.h. du setzt dich über die automatische Kopplung zwischen Referenzpegel und Abschwächung hinweg, die der Spekki sonst macht) und dabei beobachten, ob die Oberwellen dadurch weniger werden.
Mario H. schrieb: > Für einen AD9951 hatte ich das mal so gemacht (Seite 3): Frage dazu: ist symmetrische Ansteuerung des Übertragers machst Du, damit die Kennlinie des Übertragers symmetrisch durchfahren wird? Also die Kernmagnetisierung in beide Ausrichtungen gleich erfolgt, um auch hier nichtlinearitäten zu vermeiden? Bei einer unsymmetrischen Ansteuerung ohne die Mittenanzapfung wäre das ja nicht der Fall, oder?
Randy B. schrieb: > Frage dazu: ist symmetrische Ansteuerung des Übertragers machst Du, > damit die Kennlinie des Übertragers symmetrisch durchfahren wird? Also > die Kernmagnetisierung in beide Ausrichtungen gleich erfolgt, um auch > hier nichtlinearitäten zu vermeiden? Nichtlinearitäten spielen in der Anwendung keine so große Rolle (bei Dir ja schon). Die Schaltung mit dem 4:1-Übertrager und die Impedanzen habe ich gewählt, um auf günstige Pegel hinter dem Filter zu kommen, und um Gleichtaktstörungen zu unterdrücken. Letzteres ist ganz allgemein ein Vorteil symmetrischer Ausgänge, also sollte man ihn mitnehmen, wenn man kann. Außerdem wird durch symmetrische Aussteuerung des DACs die Linearität verbessert. Beide Effekte bekommt man nicht, wenn man den Ausgang unsymmetrisch verwendet, ob mit oder ohne Übertrager. Es mag auch sein, dass es der Linearität zugute kommt, wenn der Gleichanteil der Magnetisierung im Kern des Übertragers Null ist und dieser damit weniger verzerrt. Keine Ahnung, wie viel das ausmacht. > Bei einer unsymmetrischen Ansteuerung ohne die Mittenanzapfung wäre das > ja nicht der Fall, oder? Ja, aber das ist nicht der wesentliche Vorteil, sondern die Gleichtaktunterdrückung und die symmetrische Aussteuerung des DACs. Der Mittelabgriff bewirkt außerdem, dass darüber der DC-Anteil der Ausgangsströme fließt, und nicht über die Widerstände nach Masse bzw. VCC. Damit ist im Idealfall (DC-Widerstand des Übertragers Null) der DC-Anteil Spannung an den DAC-Ausgängen Null, und man läuft weniger Gefahr, dass die DC+AC-Spannung am Ausgang den Compliance-Voltage-Bereich der Stromquelle verlässt. Mario H. schrieb: > Es gibt auch eine Appnote, wo das alles haarklein vorgerechnet ist. Ich > glaube auch von TI. Da müsste ich nachher mal meine Sammlung > durchsuchen. Die habe ich mittlerweile wiedergefunden, sie ist von Analog Devices: https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/AN_912.pdf
Mario H. schrieb: > Nichtlinearitäten spielen in der Anwendung keine so große Rolle (bei > Dir ja schon). Die Schaltung mit dem 4:1-Übertrager und die Impedanzen > habe ich gewählt, um auf günstige Pegel hinter dem Filter zu kommen, und > um Gleichtaktstörungen zu unterdrücken. > > Letzteres ist ganz allgemein ein Vorteil symmetrischer Ausgänge, also > sollte man ihn mitnehmen, wenn man kann. Ja, meine eigene HiFi-Technik arbeitet daher ebenfalls symmetrisch. Wobei bei Dir Gleichtaktstörungen eigentlich nur aus dem DAC bzw. seiner Versorgung kommen könnten, oder? Mario H. schrieb: > Ja, aber das ist nicht der wesentliche Vorteil, sondern die > Gleichtaktunterdrückung und die symmetrische Aussteuerung des DACs. Der > Mittelabgriff bewirkt außerdem, dass darüber der DC-Anteil der > Ausgangsströme fließt, und nicht über die Widerstände nach Masse bzw. > VCC. Damit ist im Idealfall (DC-Widerstand des Übertragers Null) der > DC-Anteil Spannung an den DAC-Ausgängen Null, und man läuft weniger > Gefahr, dass die DC+AC-Spannung am Ausgang den > Compliance-Voltage-Bereich der Stromquelle verlässt. Das verstehe ich nicht: die Rs und die Wicklung sind in jedem Fall parallel, auch bei unsymmetrischer Schaltung. Damit (R=0 des Übertragers) ist auch hier im DC-Fall der Spannungsabfall null.
Angehängte Dateien:
-
current-dac-balun.png
16 KB
Randy B. schrieb: > Wobei bei Dir Gleichtaktstörungen eigentlich nur aus dem DAC bzw. seiner > Versorgung kommen könnten, oder? Unter anderem. Und Einflüsse, die die Ursache in Unterschieden der DAC-Ausgänge (DC imbalance) haben. Siehe die verlinkte Analog-Appnote, Abschnitt "Reduction of even harmonics". > Das verstehe ich nicht: die Rs und die Wicklung sind in jedem Fall > parallel, auch bei unsymmetrischer Schaltung. Damit (R=0 des > Übertragers) ist auch hier im DC-Fall der Spannungsabfall null. Wenn Du mit unsymmetrischer Schaltung meinst, die Trafowicklung einseitig einen Ausgang zu schalten und das andere Ende der Wicklung an Masse (und evtl. noch einen Widerstand parallel zur Wicklung), so bewirkt natürlich auch hier der Gleichanteil des DAC-Stroms eine Ausgangsspannung von Null (ideale Verhältnisse vorausgesetzt). Man verliert aber die genannten Vorteile einer symmetrischen Schaltung. Was ich nur meinte ist, dass wenn man in der angehängten Schaltung den Mittelagbriff weg lässt, der Gleichanteil des DAC-Stroms über den 100Ω-Widerstand fließt und einen DC-Spannungsabfall von 100Ω·I_DC bewirkt. Das kann die Spannung am Ausgang aus dem Compliance-Bereich schieben. Bei vielen DACs mit Stromquellenausgängen ist der Compliance-Bereich symmetrisch um 0V (bzw. um VDD bei Stromsenkenausgängen). Deswegen hätte man gern, dass der DC-Anteil keinen Spannungsabfall macht.
Beitrag #6675523 wurde vom Autor gelöscht.
Mario H. schrieb: > as ich nur meinte ist, dass wenn man in der angehängten Schaltung den > Mittelagbriff weg lässt, der Gleichanteil des DAC-Stroms über den > 100Ω-Widerstand fließt und einen DC-Spannungsabfall von 100Ω·I_DC > bewirkt. Ach so meinst Du das ;-) Danke.
Mario H. schrieb: > Die habe ich mittlerweile wiedergefunden, sie ist von Analog Devices: > > https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/AN_912.pdf > Danke, werde ich mir zu Gemüte führen.
Angehängte Dateien:
Wer misst, misst Mist. Das gilt wohl für mich besonders. ich kann mir das nicht so ganz erklären: 40.png: Am Ausgang des AD9851, mit 200Ohm abgeschlossen. Beide Ausgänge des AD9851 gehen (symmetrisch) auf eine 4:1-Übertrager. 41.png: Ausgang des Übertragers / Eingang 5.Ord Cheby TP /43MHz 42.png: Ausgang des TP / Eingang des GVA84 43.png: Ausgang des GVA84 / Eingang 5.Ordn. Cheby TP / 43MHz 44.png: Ausgang des TP / Antenne Mit jeder Stufe wird es schlechter !?! Das ganze ist halbwegs vernünfig auf einer Platine aufgebaut: ddso.png / ddsu.png Schaltbild (mittlerweile etwas verstruwwelt): dds.png Die Werte im Schaltbild passen nicht, ich habe mit RF-Tools einen Cheby TP 50Ohm in/out 43MHz errechnet:82pF/240nH/150pF/240nH/82pF Vielleicht kann mir jemand etwas Hilfestellung geben, nachdem der Lachflash vorüber ist (bin ja HF noob). Danke!
Randy B. schrieb: > 42.png: Ausgang des TP / Eingang des GVA84 Fehlangepasst, da du sowohl mit dem Spekki als auch dem MMIC belastest. > 44.png: Ausgang des TP / Antenne Fehlt ;-) > Das ganze ist halbwegs vernünfig auf einer Platine aufgebaut: Hättste doch mal das Layout vorher hier gezeigt. Da fehlen insbesondere eine Tüte voller GND-Vias drauf, was ich so erkennen kann.
Randy B. schrieb: > Wer misst, misst Mist. Mir fällt gelegentlich erst nach der Messung ein Detail auf, was das ganze Messergebnis hinfällig werden lässt. Nicht verzagen, man lernt immer was dabei. Und wenn es nur ist, wie man es nicht machen sollte. > 40.png: Am Ausgang des AD9851, mit 200Ohm abgeschlossen. Der Spekki hat doch ein 50 Ohm Eingang, oder? Wie hast Du den denn hier angeschlossen? > 42.png: Ausgang des TP / Eingang des GVA84 Ich finde nur Datenblätter zum GVA84+, welcher eine wahnsinnige Bandbreite hat und bis 7 GHz verstärkt. Dein Signal hat hier einen deutlichen Peak bei 80 MHz. Da ist schon irgendwas verzerrt. Ob das durch den Filter kommt oder eine Fehlanpassung am Eingang des Verstärkers kann ich nicht sagen. > 43.png: Ausgang des GVA84 / Eingang 5.Ordn. Cheby TP / 43MHz Dein Verstärker bringt 14 dB. Erwarten würde man 24 dB: https://www.minicircuits.com/pages/s-params/GVA-84+_VIEW.pdf https://eu.mouser.com/datasheet/2/1030/GVA-84_2b-1700472.pdf > Schaltbild (mittlerweile etwas verstruwwelt): Wie groß sind die Koppelkondensatoren am GVA84? Da sind gar keine Einheiten dran. Und wo ist der Masseanschluß vom GVA? Passt die Stromaufnahme?
Bernd schrieb: >> Eingang des GVA84 > > Ich finde nur Datenblätter zum GVA84+ Naja, das angehängt + bei Mini-Circuits steht für RoHS-konforme Bauteile. Das ist nicht so wirklich wichtig, das mit zu benennen. ;-)
Angehängte Dateien:
-
44.png
22 KB
Jörg W. schrieb: > Randy B. schrieb: > >> 42.png: Ausgang des TP / Eingang des GVA84 > > Fehlangepasst, da du sowohl mit dem Spekki als auch dem MMIC belastest. Ja, das stimmt. Doch wie müsste man denn da messen? Mit hochohmigem Soannungsteiler und großer Verstärkung am Specki? > >> 44.png: Ausgang des TP / Antenne > > Fehlt ;-) Oh man, diese Forensoftware ... > >> Das ganze ist halbwegs vernünfig auf einer Platine aufgebaut: > > Hättste doch mal das Layout vorher hier gezeigt. Da fehlen insbesondere > eine Tüte voller GND-Vias drauf, was ich so erkennen kann. Ok, ich hatte die Masserückseite gewissermäßen nur als Abschirmung betrachtet.
Bernd schrieb: > Der Spekki hat doch ein 50 Ohm Eingang, oder? Wie hast Du den denn hier > angeschlossen? Ja, sicher ist da eine Fehlanpassung. Wie würde man denn da vernünftig messen?
Bernd schrieb: > Wie groß sind die Koppelkondensatoren am GVA84? 10nF > Da sind gar keine Einheiten dran. > Und wo ist der Masseanschluß vom GVA? Ja, der ist etwas schlecht zu sehen im Schaltbild, ist aber da. Passt die Stromaufnahme? Nun, ich habe mit den 10Ohm ca. 100mA. Mir fiel aber auf, dass der Gleichspannungspegel ohne Input am Ausgang des GVA ca. 4V beträgt. Das erscheint mir zu hoch, weil nicht symmetrisch. Sollte ich den Strom verkleinern / Bias Widerstand vergrößern. Das könnte der Grund für die Verzerrungen sein, und die Rückwirkung auf den Eingang. Denn intern wird der erster Transistor doch auch darüber vorgespannt, oder?
Randy B. schrieb: > Passt die Stromaufnahme? > > Nun, ich habe mit den 10Ohm ca. 100mA. Das Datenblatt meint:
1 | Device Operating Voltage 4.8 5.0 5.2 V |
2 | Device Operating Current 85 108 130 mA |
Passt also. > Mir fiel aber auf, dass der Gleichspannungspegel ohne Input am Ausgang > des GVA ca. 4V beträgt. Das wiederum ist schon etwas wenig. Mit welcher Spannung gehst du denn vor dem Widerstand da ran? Mario hatte mich ja oben korrigiert, dass moderne MMICs nicht unbedingt mehr einen Strombegrenzungswiderstand brauchen. Randy B. schrieb: > Ok, ich hatte die Masserückseite gewissermäßen nur als Abschirmung > betrachtet. Nein, das ist Gigahertz-Technik, auch wenn du nur 40 MHz raus haben möchtest. Da kommt es auf jedes Nanohenry an Induktivität an, und ein Nanohenry entspricht grob überschlagen einem Millimeter an gestreckter Leiterbahn. Aus diesem Grunde muss man GND möglichst großflächig vernetzt aufbauen, damit es möglichst wenig induktiv wirkt. Das ist letztlich auch in meinem "Manhattan"-Aufbau da oben ein Nebeneffekt: man hat unter der Schaltung eine große, kaum zergliederte (in meinem Falle nur zwei Inseln für Eingang und Ausgang des SOT89-Gehäuses) Massefläche.
Parallel zu dem AD9851 habe ich auch mal mit dem Si5351 herumgespielt. Weil mir aus dem DB nicht klar wird, wann sich die Änderungen an den Registern auf die erzeugte Frequenz auswirken, habe ich erst einmal ganz einfach meine beiden benötigten Frequenzen an Clk0 und Clk1 dauerhaft erzeugt und schalte bei Ausgänge mit einem 74AHV157 2zu1-Multiplexer um. Das Signal sieht an dessen Ausgang recht bescheiden aus, jedoch funktioniert auch das im Prinzip. Frage: sind die Register beim SI5351 gepuffert und kann man "gezielt" durch ein I2C Kommando umschalten? Oder was passiert eigentlich, wenn man die 2x8-Bytes für die PLLA und den MS0 schreibt? Ok, der MS bleibt bei der geringen df sicher konstant und es wird sich wohl auch nur ein Byte an der Konfig der PLL ändern...
Jörg W. schrieb: > Das wiederum ist schon etwas wenig. Sollte das nicht eher bei 2,5V liegen, damit symmetrisch ausgesteuert werden kann?
Randy B. schrieb: > Jörg W. schrieb: > >> Mit welcher Spannung gehst du denn vor dem Widerstand da ran? > > 5V Dann solltest du den Vorwiderstand auch ganz überbrücken können, und es müsste sich ein Strom im genannten Bereich einstellen.
Jörg W. schrieb: > Nein, das ist Gigahertz-Technik, auch wenn du nur 40 MHz raus haben > möchtest. Da kommt es auf jedes Nanohenry an Induktivität an, und ein > Nanohenry entspricht grob überschlagen einem Millimeter an gestreckter > Leiterbahn. Aus diesem Grunde muss man GND möglichst großflächig > vernetzt aufbauen, damit es möglichst wenig induktiv wirkt. Ok. Bei der Platine habe ich oben und unten großflächig Gnd, aber wohl zu wenig Vias.
Randy B. schrieb: > Sollte das nicht eher bei 2,5V liegen, damit symmetrisch ausgesteuert > werden kann? Dafür ist die Drossel zuständig. Du schriebst ja "ohne Ansteuerung". (Mit Ansteuersignal würde ich keinem üblichen Multimeter mehr zutrauen, eine saubere Anzeige zustande zu bringen. Ein ganz altes analoges, passives könnte das können.)
Jörg W. schrieb: > Dafür ist die Drossel zuständig. Du schriebst ja "ohne Ansteuerung". Das verstehe ich nicht: der Wechselspannungsanteil überlagert sich doch. Die Drossel ist HF-mäßig ja nicht da, jedoch komme ich doch in keinem Fall über Vb hinaus. Denn die Drossel arbeitet ja nicht mit irgendwelchen Cs als Schwingkeis.
Randy B. schrieb: > Bei der Platine habe ich oben und unten großflächig Gnd, aber wohl zu > wenig Vias. Ja, insbesondere direkt um das MMIC herum braucht es möglichst viele. Du kannst natürlich versuchen, ein paar Vias mit der Hand zu bauen und Drähte reinzufädeln um zu sehen, ob das die Situation bessert. Deine 120 pF als Abblockung sind bei 40 MHz auch ein bisschen zu knapp, Blindwiderstand bei Betriebsfrequenz 33 Ω. Ich würde da mindestens noch so 3,3 nF (oder auch gleich 10 nF) parallel schalten. Lässt sich bei SMD ja einfach "Huckepack" machen.
Jörg W. schrieb: > Ja, insbesondere direkt um das MMIC herum braucht es möglichst viele. Du > kannst natürlich versuchen, ein paar Vias mit der Hand zu bauen und > Drähte reinzufädeln um zu sehen, ob das die Situation bessert. Ok, das würde machbar sein. Werde ich auch noch probieren. Jörg W. schrieb: > Deine 120 pF als Abblockung sind bei 40 MHz auch ein bisschen zu knapp, > Blindwiderstand bei Betriebsfrequenz 33 Ω. Ich würde da mindestens noch > so 3,3 nF (oder auch gleich 10 nF) parallel schalten. Lässt sich bei SMD > ja einfach "Huckepack" machen. Ach, bitte um Entschuldigung, die Werte im Schaltbild sind nicht korrekt. Das sind auch 10nF bei R-+-L und nochmal 100nF an R-+-Vb
Randy B. schrieb: > Die Drossel ist HF-mäßig ja nicht da Doch, die Drossel muss so dimensioniert sein, dass sie bei Betriebsfrequenz einen ausreichend hohen Blindwiderstand hat. Die von dir verwendete hat bei 40 MHz ein |Z| von 55 Ω. Etwas höher wäre besser (größer als die 50 Ω Last). Der HF-Strom soll ja zur Last fließen.
Jörg W. schrieb: > Randy B. schrieb: >> Die Drossel ist HF-mäßig ja nicht da > > Doch, die Drossel muss so dimensioniert sein, dass sie bei > Betriebsfrequenz einen ausreichend hohen Blindwiderstand hat. Mmh, so meinte ich das etwas salopp. Ich hätte noch 10µH rumliegen, dann wäre Z=2,5K. Oder ist das wieder zu groß? Die hattest Du oben auch mal eingezeichnet.
Randy B. schrieb: > Oder ist das wieder zu groß? Ich hatte meine Tests und Messungen mit 10 µH gemacht, und das hat offenbar so schlecht nicht funktioniert. Oh, nun sind wir schon auf der zweiten Seite im Thread. ;-)
:
Bearbeitet durch Moderator
Was mir auch noch auffiel: als ich den Koppen-C zum MMIC testweise wieder entfernt hatte, was das Signal dort am Ausgang des TP ziemlich frei von Oberwellen. Deswegen meinte ich vorhin, dass da ggf. eine Rückwirkung im SPiel sei.
Jörg W. schrieb: > Oh, nun sind wir schon auf der zweiten Seite im Thread. ;-) Ups ... naja, irgendwie habe ich da noch zu viele Fragen.
Randy B. schrieb: > Deswegen meinte ich vorhin, dass da ggf. eine Rückwirkung im SPiel sei. Ja, schon möglich.
Jörg W. schrieb: > Naja, das angehängt + bei Mini-Circuits steht für RoHS-konforme > Bauteile. Man lernt jeden Tag was Neues. Ich weiß schon, warum ich hier mitmache... Randy B. schrieb: > Wie würde man denn da vernünftig messen? Alle Baugruppen auf 50 Ohm auslegen und auf Einzelplatinen unterbringen. Dann kann man schön trennen und gut mit Spektrumanalysator und/oder Netzwerkanalysator dran messen. Bei 'nur' 40 MHz kannst du natürlich auch noch direkt mit dem 10:1-Tastkopf und einem Oszilloskop messen. Aber bei der ersten Oberwelle solltest du schon die Bandbreiten von Oszi und Tastkopf im Blick haben.
Am Ausgang des Übertragers habe habe ich ein sauberes Signal mit -24dBm mit etwas 3. Oberwelle. Habe den folgenden TP mal gegen einen 3.Ord. BW TP ausgetauscht. Am Ausgang des TP ist die 3.Oberwelle auch weg. Sieht wirklich gut aus. Sobald ich den MMIC mit 10nF ankoppele, wird eingangseitig(!) die 2. Oberwelle stark sichtbar. Ein 470Ohm in Reihe mit dem 10nF macht das schön erkennbar. Irgendwo im Eingang des MMIC wird die 2.Oberwelle eingestreut. Die Abblockung des MMIC habe ich deutlich verstärkt. Bringt kaum Unterschied. Bei einer Versorgung mit 5V und 10Ohm im Bias-T zieht der MMIC 70mA. Gehe ich auf 7V Versorgung komme ich auf 100mA. Bzgl. der Oberwellen kein Unterschied. Ich verstehe jedoch immer noch nicht, warum der Ausgang des MMIC gleichspannungsmäßig auf ca. 4,5 V liegt. Wenn ich mal Klasse-A zugrunde lege, dann hat er ja nur noch 0,5V bevor Clipping anfängt. Oder habe ich das ganz falsch verstanden?
Bernd schrieb: > Alle Baugruppen auf 50 Ohm auslegen und auf Einzelplatinen unterbringen. Vielleicht sollte ich es einmal mit einem käuflichen Verstärker probieren ;-) Dann würde ich das Signal nach dem Übertrager abnehmen und in der HF-Verstärker einspeisen. Auf Banggood und co. findet man ja solche Platinchen, wo dann auch scheinbar ein MMIC drauf sitzt. Kann mir da jemand was bewährtes mit kleiner Leistung empfehlen?
Randy B. schrieb: > Sobald ich den MMIC mit 10nF ankoppele, wird eingangseitig(!) die 2. > Oberwelle stark sichtbar. Ja, eingangsseitig kannst du das eigentlich dann nicht mehr messen, ohne halt komplette Fehllasten zu produzieren. > Ein 470Ohm in Reihe mit dem 10nF macht das > schön erkennbar. Na gut, das Argument kaufe ich. :) > Die Abblockung des MMIC habe ich deutlich verstärkt. Bringt kaum > Unterschied. Im Moment bin ich etwas ratlos, warum das passieren sollte. Vieleicht hat Mario ja noch 'ne Idee. Ich habe gerade keinen benutzbaren AD985x-Aufbau rumliegen, mit dem ich es selbst probieren könnte. > Ich verstehe jedoch immer noch nicht, warum der Ausgang des MMIC > gleichspannungsmäßig auf ca. 4,5 V liegt. Wenn ich mal Klasse-A zugrunde > lege, dann hat er ja nur noch 0,5V bevor Clipping anfängt. Oder habe ich > das ganz falsch verstanden? Da die Drossel als HF-Widerstand wirkt, sollte der mittlere Gleichsspannungspegel mit HF-Ansteuerung nach unten gehen. Aber wie geschrieben, den kann man kaum noch sinnvoll messen (außer vielleicht mit einem Oszilloskop mit 100+ MHz Grenzfrequenz).
Randy B. schrieb: > Auf Banggood und co. findet man ja solche > Platinchen, wo dann auch scheinbar ein MMIC drauf sitzt. So einen 2,50€-Verstärker mit TQP3M9009 hatte ich mal durchgemessen. Gain und Noise Figure passten soweit nach Datenblatt, aber unter 100 MHz ging der auch nicht so richtig. Auf die Abschirmung sollte man achten, auch wenn man dann nicht mehr sieht, was drinsteckt. Wenn ich dich richtig verstanden habe, geht es dir doch nur um die 40 MHz, oder? Da würde doch ein klassischer schmalbandiger 1-Transistor-AFU-Verstärker aus dem ARRL-Handbuch viel besser passen, als so ein GHz-Monster, welches dir jede Einstreuung und Rückkopplung auch mit verstärkt. Welche Ausgangsleistung willst du eigentlich erreichen? Theoretisch könnte auch ein OPV mit entsprechend GBW als Verstärker funktionieren. Mit einem THS4211 könnte man z.B. eine Verstärkung von 25 erreichen.
Jörg W. schrieb: > Da die Drossel als HF-Widerstand wirkt, sollte der mittlere > Gleichsspannungspegel mit HF-Ansteuerung nach unten gehen. Und genau das leuchtet mir nicht ein: m.E. sollte doch dann auch symmetrisch um den Gleichspannungspegel ausgesteuert werden. Der Eingang ist ja intern im MMIC schon vorgespannt und ich koppele nur AC ein. War sollte dann am Ausgang eine DC-Komponente auftauchen, die den Mittelwert des Ausgangs kleiner werden lässt. Jedenfall leuchtet mir das aus dem Ersatzschaltbild mit dem Darlington nicht ein. Bernd schrieb: > Wenn ich dich richtig verstanden habe, geht es dir doch nur um die 40 > MHz, oder? Da würde doch ein klassischer schmalbandiger > 1-Transistor-AFU-Verstärker aus dem ARRL-Handbuch viel besser passen, > als so ein GHz-Monster, welches dir jede Einstreuung und Rückkopplung > auch mit verstärkt. Ja, nur 40MHz. Wir waren hier auf den MMIC gekommen, weil ich oben gesagt hatte, ich möchte keine Übertrager oder Schwingkreisinduktivitäten wickeln. Also Bauteile von der Stange sozusagen. Das war aber vielleicht einfach auch meiner Unwissenheit geschuldet. Nach meinen gerade gemachten Erfahrungen ist das wohl keine schlechte Idee, auch das in Erwägung zu ziehen. Die Frage ist für mich natürlich: wo finde ich gute / sichere Vorschläge? Vielleicht habe ich auch einfach nur die falschen passiven Bauelemente? Den weder bei den Cs noch bei den Ls habe ich mangels Know-How auf keine besonderen Parameter geachtet. Bernd schrieb: > Mit einem THS4211 könnte man z.B. eine Verstärkung von 25 > erreichen. Ja, die GBW bei dem ist ja 1000MHz. Aber handele ich mir damit nicht die gleichen Probleme ein wie mit dem MMIC? Vielen Dank für Eure Mühen!
:
Bearbeitet durch User
Bernd schrieb: > Da würde doch ein klassischer schmalbandiger 1-Transistor-AFU-Verstärker > aus dem ARRL-Handbuch viel besser passen Der wird die Verstärkung nicht bringen. Daher ja die Idee mit dem MMIC.
Bernd schrieb: > Welche Ausgangsleistung willst du eigentlich erreichen? Die Info war ich noch schuldig geblieben: ich mal so 100mW angepeilt.
Randy B. schrieb: > Die Info war ich noch schuldig geblieben: ich mal so 100mW angepeilt. Wobei das alle außer dir als unnötig viel erachten. ;-) Mit einer Größenordnung weniger bist du sehr sicher gut bedient, nur mit irgendwelchen -20 dBm, die du derzeit hast, reißt man halt nicht unbedingt die Welt ein.
Angehängte Dateien:
-
class-a.png
31 KB
Randy B. schrieb: > Jörg W. schrieb: >> Da die Drossel als HF-Widerstand wirkt, sollte der mittlere >> Gleichsspannungspegel mit HF-Ansteuerung nach unten gehen. > > Und genau das leuchtet mir nicht ein: m.E. sollte doch dann auch > symmetrisch um den Gleichspannungspegel ausgesteuert werden. Der Eingang > ist ja intern im MMIC schon vorgespannt und ich koppele nur AC ein. War > sollte dann am Ausgang eine DC-Komponente auftauchen, die den Mittelwert > des Ausgangs kleiner werden lässt. > Jedenfall leuchtet mir das aus dem Ersatzschaltbild mit dem Darlington > nicht ein. Siehe das Bild im Anhang (aus [1]). Das setzt natürlich ideale Verhältnisse voraus: Induktivität unendlich mit DC-Widerstand von Null, Koppelkondensator mit unendlicher Kapazität, und der Transistor als ideale Stromquelle (Ausgangskennlinien haben Steigung Null). Wenn man die Maschen-und Knotengleichungen hinschreibt und ineinander einsetzt, und die genannten Annahmen verwendet, bekommt man für die Kollektorspannung
D.h. bei Vollaussteuerung mit
kann man die Schaltung am Lastwiderstand von +Vcc bis -Vcc aussteuern. [1] A. Grebennikov: RF and Microwave Power Amplifier Design. New York: McGraw-Hill (2005).
Mario H. schrieb: > Siehe das Bild im Anhang (aus [1]). Danke. Ich hätte das jetzt nicht so schnell hinzaubern können. ;-)
Mario H. schrieb: > Siehe das Bild im Anhang (aus [1]). Das setzt natürlich ideale > Verhältnisse voraus: Induktivität unendlich mit DC-Widerstand von Null, > Koppelkondensator mit unendlicher Kapazität, und der Transistor als > ideale Stromquelle (Ausgangskennlinien haben Steigung Null). Vielen Dank. Ich hätte wohl einfach nochmal den alten Tietze-Schenk herausholen sollen. Irgendwie bin ich immer noch zusehr in der NF-Welt verhaftet ... das muss sich ändern ;-) Deswegen mal die Frage: gibt es ein aktuelles Buch über "praktische" HF-Schaltungstechnik? Oder ist die oben erwähnte Monographie Gebrennikov das Standardwerk?
Beitrag #6685953 wurde von einem Moderator gelöscht.
Angehängte Dateien:
-
50.png
22 KB
Anbei mal das Ergebnis eines Versuchs einer Klasse-E: Si5351 direkt auf 2N7000 mit 350nH am Drain und 47pF nach Gnd, dann TP 3.Ordnung. Der FET zieht 20mA bei 8V. Jetzt kommen wieder die Fragen. 1) Der SI5351 macht ja am Clk-Ausgang nur max. 3,3V, wenn überhaupt (ich kann das mit meinem PicoScope 5443 nicht so recht messen). Das ist etwas knapp für den 2N7000. Was kann ich da als Gatetreiber verwenden? Ich hatte noch einen 74LCV1G157 rumliegen, was aber die Situation eher verschlimmbessert hat. Andere Leute benutzen die AHCT Serie? Sinnvoll? 2) Welchen anderen FET-Typ kann man da verwenden. Bin auf den IRF510 / IRF540 gestoßen, wird viel eingesetzt. Würde das statt im 80m/40m Band auch hier im 7mBand Sinn machen? Oder ein andere Typ. 3) 2 Stück 2N7000 parallel bringt eine Verschlechterung der Leistung: liegt wohl am nicht vorhandenen Treiber, das schafft der SI5351 nicht mehr. 4) Ich habe den Verdacht, dass meine SMD Grabbelbox-Induktivitäten (Herkunft unbekannt) für den TP Mist sind. Die Dämpfung der 3. Oberwelle ist nicht so doll. Ja, die Drain-Induktivität für den 2N7000 habe ich doch tatsächlich gewickelt entgegen den Projektspezifikation: ich habe einen kleine Ringkern gefunden, auf den ich ein paar Windungen Cu-Lack aufgewickelt habe, bis das LCR-Meter einen brauchbaren Wert (s.o.) anzeigte. (Nachtrag: die Klasse-E macht somit ca. 20dB) Vielen Dank!
:
Bearbeitet durch User
Randy B. schrieb: > Anbei mal das Ergebnis eines Versuchs einer Klasse-E: Würde ich an deiner Stelle nicht machen. Klasse E funktioniert nur sinnvoll mit einem gut definierten Lastwiderstand. Das kannst du für deine Antenne schätzungsweise nicht hinbekommen. > Si5351 direkt auf > 2N7000 mit 350nH am Drain und 47pF nach Gnd, dann TP 3.Ordnung. TP 3. Ordnung ist für Klasse E zu wenig. Ich habe Klasse E (OK, für bissel mehr Leistung :) mal für 7 MHz aufgebaut. Funktioniert, aber sowie die Last bisschen schief ist, ist es mit der schönen Klasse-E-Effizienz Essig, dann wird der Transistor heiß. Bleib bei Klasse A, die ist einfacher zu beherrschen. ;-) (Und wenn du die Oberwellen für eine Klasse A nicht in den Griff bekommst, hast du bei C oder E gar keine Chance.)
Jörg W. schrieb: > Klasse E funktioniert nur sinnvoll mit einem gut definierten > Lastwiderstand. Das kannst du für deine Antenne schätzungsweise nicht > hinbekommen. Ok, das ist starkes Argument.
Angehängte Dateien:
-
60.png
21 KB
So, einen habe ich noch ;-) Ich war eigentlich der Meinung, dass meine Quellimpedanz nach dem 4:1 Übertrager aus den 200Ohm am AD9851 dann 50 Ohm am Eingang des TP macht. Jetzt habe ich den TP auf 200Ohm Eingangsimpedanz ausgelegt. Das hat viel gebracht ... ganz klar ist es mir nicht. Da ich mir nicht erklären konnte, worum der GVA84 die Harnmonichen wiedr erzeugt hat, habe ich ihn jetzt mal mit 100µH Drossel und variabler Betriebsspannung betrieben, weil ich dachte, er macht ggf. Clipping. Mit 7V Versorgungsspannung, was dann ca. 6V an der Drossel bei 120mA macht, habe ich das angehängte Spektrum am Ausgang. Nun bin ich fast am Ziel, denke ich. Ich habe noch etwas gelesen und erfahren, dass die Resonanz der Drossel etwa bei der Betriebsfrequenz liegen sollte, und die Resonanzen der anderen Filter-Ls wesentlich darüber. Ich vermute, man sollte hier Luftspulen (SMD) nehmen? Die haben auch die hächste Güte (ca. 40). Zusammen mit einem verbesserten PCB sollte das hoffentlich wieder etwas bringen. Vielleicht habt Ihr noch Ratschläge?
Randy B. schrieb: > Nun bin ich fast am Ziel, denke ich. Ja, das sieht jetzt ganz gut aus, finde ich. > Ich habe noch etwas gelesen und erfahren, dass die Resonanz der Drossel > etwa bei der Betriebsfrequenz liegen sollte, und die Resonanzen der > anderen Filter-Ls wesentlich darüber. Naja, kann man machen, muss man nicht. Wenn man breitbandig sein will, geht das sowieso nicht. > Ich vermute, man sollte hier Luftspulen (SMD) nehmen? Für 40 MHz brauchst du auch schon ein bisschen Induktivität, das geht zumindest in kleiner Baugröße nicht ohne Ferritkern ab. (10 µH als Luftspule ist schon bissel größer.) Wenn man irgendwo im GHz-Bereich ist und die Induktivitäten kleiner als 1 µH werden, dann werden das wirklich "Luft"spulen. Die Anführungszeichen deshalb, weil sie in Wirklichkeit auf irgendeinen Plastikkörper gewickelt werden.
Randy B. schrieb: > Ich war eigentlich der Meinung, dass meine Quellimpedanz nach dem 4:1 > Übertrager aus den 200Ohm am AD9851 dann 50 Ohm am Eingang des TP macht. > Jetzt habe ich den TP auf 200Ohm Eingangsimpedanz ausgelegt. Das hat > viel gebracht ... ganz klar ist es mir nicht. Ich habe mir mal Deinen in Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" angehängten Schaltplan angesehen. Dabei fällt auf: 1. Die beiden Widerstände am Trafo Tr1 nach Masse sollten 100Ω sein, damit das Filter am Eingang 50Ω sieht. So wie in dem in Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" angehängten Schaltplan. 2. Ist der Trafo richtig herum eingebaut? Laut Datenblatt vom ADT4-1T+ sind Pins 1 und 3 die Primärwicklung, Pins 4 und 6 die Sekundärwicklung, und Pin 5 der Abgriff der Sekundärwicklung. Der Pin 2 ist N.C. Im Schaltplan ist er also falsch herum eingezeichnet. Die Sekundärseite muss Richtung DAC zeigen. Dein Filter L1, L2, C11, C12, C13 habe ich nachgerechnet. Mit 50Ω Abschlüssen kommt man auf eine Grenzfrequenz von ca. 50 MHz, das sollte also passen. > Da ich mir nicht erklären konnte, worum der GVA84 die Harnmonichen wiedr > erzeugt hat, habe ich ihn jetzt mal mit 100µH Drossel und variabler > Betriebsspannung betrieben, weil ich dachte, er macht ggf. Clipping. An L5 im Schaltplan steht BLM31AF700SN1L. Das ist ein Ferrit von Murata, und keine Induktivität. Hattest Du da wirklich ein Ferrit anstatt einer Drossel sitzen? > Mit 7V Versorgungsspannung, was dann ca. 6V an der Drossel bei 120mA > macht, habe ich das angehängte Spektrum am Ausgang. D.h. die Drossel hat einen Gleichstromwiderstand von ca. 8Ω. Das kostet natürlich schon etwas Aussteuerbereich.
Mario H. schrieb: > 1. Die beiden Widerstände am Trafo Tr1 nach Masse sollten 100Ω sein, > damit das Filter am Eingang 50Ω sieht. So wie in dem in > Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band" > angehängten Schaltplan. Oh ja, stimmt. So wie in der Appnote von TI > 2. Ist der Trafo richtig herum eingebaut? Laut Datenblatt vom ADT4-1T+ > sind Pins 1 und 3 die Primärwicklung, Pins 4 und 6 die Sekundärwicklung, > und Pin 5 der Abgriff der Sekundärwicklung. Der Pin 2 ist N.C. Im > Schaltplan ist er also falsch herum eingezeichnet. Die Sekundärseite > muss Richtung DAC zeigen. Ja, das ist er: Sek-Seite des Trafos Richtung DAC mit Mittelanzapfung, Primär-Seite des Trafos Richtung Filter. Ich bin mir immer unsicher, was die Hersteller (Mini-Circuits) als Trafo-Verhältnis angeben. Wenn ich das bei Mini-Circuits richtig interpretiere, ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und 16:1 Wicklungsverhältnis. Aber so genau steht das im DB nicht. Ich gehe aber davon aus, dass das in der HF Technik so üblich ist. >> Da ich mir nicht erklären konnte, worum der GVA84 die Harnmonichen wiedr >> erzeugt hat, habe ich ihn jetzt mal mit 100µH Drossel und variabler >> Betriebsspannung betrieben, weil ich dachte, er macht ggf. Clipping. > > An L5 im Schaltplan steht BLM31AF700SN1L. Das ist ein Ferrit von Murata, > und keine Induktivität. Hattest Du da wirklich ein Ferrit anstatt einer > Drossel sitzen? Ist in echt eine Drossel. Ich war nur etwas faul, in Target-3001 ein neues Bauteil anzulegen. Das ist ein Unart von mir, wenn es das Bauteil mir der passenden Bauform nicht in die Bibliothek gibt. >> Mit 7V Versorgungsspannung, was dann ca. 6V an der Drossel bei 120mA >> macht, habe ich das angehängte Spektrum am Ausgang. > > D.h. die Drossel hat einen Gleichstromwiderstand von ca. 8Ω. Das kostet > natürlich schon etwas Aussteuerbereich. Vielleicht schaffe ich die letzten 10dBm auch noch. Ich weiß, dass es unnötig ist. Aber ich bin jetzt im Bereich des sportlichen Ehrgeiz angekommen. Der GVA84 ist ja mit max. 20dBm Pout angegeben. Dazu müsste ich ihn wahrscheinlich dann mehr aussteuern. Der AD9851 kann das aber nicht liefern. Mein Überlegung wäre nun, da noch eine einfache Transistorstufe dazwischen zu schalten. Ist das aus Eurer Sicht Blödsinn oder machbar? Ich habe zwar viele NF-Transistoren (BJT) hier herumliegen (BC547, BC182, 2N2222), die sind aber wohl weniger geeignet. Welchen Typ könnte man dafür verwenden? Vielen Dank für Eure Unterstützung!
40 MHz machen diese sicher schon noch (fT liegt bei mindestens 150 MHz für einen BC547). Musst halt gucken, dass du dir nicht mehr Oberwellen einhandelst. Ich würd's nicht machen, die 10+ dBm genügen für deine Tests allemal. Mit 10 dBm auf 2,4 GHz überbrücken wir schon mal einen Kilometer, wenn die Antennen freie Sicht haben.
Hallo zusammen, ich habe die ganze Zeit fleissig mitgelesen. > ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und > 16:1 Wicklungsverhältnis Leider verkehrt gedacht Impedanz 4:1 -> Windungszahl 2:1 Frage an Randy: bist du jetzt mit den rund 10dBm zufrieden? Falls nicht, dann höre doch mit dem Gebastel auf, das wolltest du doch auch gar nicht. Sieh dich für 'mehr Dampf' mat beim freundlichen Chinesen um. Da gibt es Breitband-PAs, ein paar Watt für kleines Geld. Deine 10mW sind da als Ansteuerung schon zuviel. Suche mal nach 'RF PA V2.0'. Dann hast du deinem 'Bums', den du ja haben wolltest. 73 Wilhelm
Wilhelm S. schrieb: > Falls nicht, dann höre doch mit dem Gebastel auf, das wolltest du doch > auch gar nicht. Wir haben sein Interesse an HF geweckt, hat doch auch was Gutes. :-) Ich würde aber für den Anwendungszweck auch bei 10 dBm aufhören, genügt einfach.
Hallo zusammen,
> Ich würde aber für den Anwendungszweck auch bei 10 dBm aufhören...
Das hatte ich ganz oben doch vor längerer Zeit geschrieben; Randy hat
sich doch nur nach hartnäckigstem Nachfragen aus der Nase ziehen lassen,
dass er mehr wolle..
73
Wilhelm
Wilhelm S. schrieb: >> ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und >> 16:1 Wicklungsverhältnis > Leider verkehrt gedacht Impedanz 4:1 -> Windungszahl 2:1 Wo Du Recht hast, hast Du Recht ;-) Wilhelm S. schrieb: > Frage an Randy: bist du jetzt mit den rund 10dBm zufrieden? Nein. Jörg W. schrieb: > Wir haben sein Interesse an HF geweckt, hat doch auch was Gutes. :-) Genau. Der Ehrgeiz, der nun geweckt ist, ist es, diese 100mW zu bekommen, und zwar in der gleichen "Schachtel" wie die damaligen anolgen RC HF-Module (Graupner, etc.). Die Gehäuse kann man sich schick 3d-drucken. Deswegen auch kein China-Doppel-MMIC-Modul.
Randy B. schrieb: > Ich bin mir immer unsicher, was die Hersteller (Mini-Circuits) als > Trafo-Verhältnis angeben. Wenn ich das bei Mini-Circuits richtig > interpretiere, ist der ADT4-1 ein Trafo mit 4:1 Impedanzverhältnis und > 16:1 Wicklungsverhältnis. Aber so genau steht das im DB nicht. Im Kopf der Tabelle "Transformer Electrical Specifications" steht "Ω RATIO (Secondary/Primary)", und in der entsprechenden Zeile "4". Das ist dankenswerterweise eindeutig, aber dennoch leicht zu überlesen. :-) Das Windungsverhältnis ist dann allerdings 2, wie schon angemerkt wurde.
Mario H. schrieb: > Im Kopf der Tabelle "Transformer Electrical Specifications" steht "Ω > RATIO (Secondary/Primary)" Oh ja. Sorry for the noise ... ich war immer auf der Suche nach "impedance ratio" o.ä.
Heute ist alles wieder anders: irgendwie fehlen mir ein paar dBm am Ausgang. Deswegen habe ich einen Zwischenverstärker aufgebaut, leider hatte ich nichts anderes als einen BC547C. Der bringt mir 7-8dB. Damit habe ich -23 dBm aus dem Übertrager, -14dBm nach dem Zwischenverstärker, +4-5dBm aus dem GVA84. Mein Ehrgeiz ist ja nun geweckt, und ich möchte die 20dBm am Ausgang haben, was bei 7-8V Versorgung schon schwierig wird. Eigentlich sehe ich nur Chancen mit einem MMIC, der mit 8V klar kommt, oder eben einen selektiven Verstärker für 40MHz (was mit dann auf die Füße fällt, wenn ich mal 35MHz haben möchte), oder Klasse-E (Jörg möchte mir das ausreden), wobei ich da noch nichts geeignetes zum Thema Mosfet-Treiber gefunden habe. Ich habe jetzt keine Ahnung, in welche Richtung ich weiter gehen sollte.
:
Bearbeitet durch User
Randy B. schrieb: > oder Klasse-E Warum glaubst du nur, dass dir die Klasse E so viel mehr bringt? Also mehr Probleme schon :), vor allem im Rekonstruktionsfilter mehr Aufwand, einen etwas besseren Wirkungsgrad – wenn man es schafft, den richtig aufzubauen. Wenn du unbedingnt was anderes als Klasse A (mit ihrem natürlich miesen Wirkungsgrad) haben willst, dann schau dich nach Gegentakt-B (braucht halt Trafos) oder Klasse C um. Aber mit BC547 wirst du da nicht glücklich werden. Habe vor Jahren diverse Experimente von kleinen Kurzwellen-PAs gemacht, wirklich sinnvoll funktionierten eigentlich nur die Transistoren, die auch für sowas gedacht waren. Heutzutage würde ich vielleicht mit sowas experimentieren: https://www.box73.de/product_info.php?products_id=2738 Die alten CB-Funk-PA-Transistoren, die es vor ein, zwei Jahrzehnten preiswert gab, sind mittlerweile alle verschwunden.
:
Bearbeitet durch Moderator
Jörg W. schrieb: > Warum glaubst du nur, dass dir die Klasse E so viel mehr bringt? Der gesamte Aufbau erscheint mir ggf. simpler: statt des AD9851 reicht ein billiger Si5315 (falls der mal wieder lieferbar ist). Irgendwie erscheint mir der Rest auch einfacher - nun, das liegt wohl daran, dass ich immer mehr merke, wie wenig Ahnung von HF-Technik habe. Obwohl ich jetzt schon viel gelernt habe ;-) Dank Dir und Mario. Jörg W. schrieb: > Aber mit BC547 wirst du da nicht glücklich werden. Ja, das war schon klar. Ich habe es jetzt einfach mal ausprobiert. Meine "ideale" Vorstellung wäre eigentlich eine Hintereinanderschaltung aus zwei MMICs, wobei der letzte sicher die 8V benötigen würde, und am Ende ggf. noch ein Dämpfungsglied wegen der Stabantenne. Nur habe ich bisher keine MMICs gefunden, die bis 8V gehen und auch sonst passen. Wenn ich das richtig sehe, machen das die China-Module ja auch.
Randy B. schrieb: > Der gesamte Aufbau erscheint mir ggf. simpler: statt des AD9851 reicht > ein billiger Si5315 (falls der mal wieder lieferbar ist). Kannst du doch auch so benutzen. > Irgendwie > erscheint mir der Rest auch einfacher Ich weiß nicht, wie du da drauf kommst. :-) Gegenüberstellung: Klasse C verstärkt eine Halbwelle analog, die andere dagegen gar nicht. Die muss am Ausgang aus dem Rekonstruktionsfilter kommen (d.h. deren Energie wird in der positiven Halbwelle im Reko-Filter gespeichert und in der negativen entnommen). Bei Klasse E übersteuerst du den Verstärker so weit, dass er nur noch schaltet. Der wirklich einzige Vorteil von Klasse E gegenüber C ist ein theoretisch besserer Wirkungsgrad. Nur: den musst du erstmal erreichen. Erkauft wird das mit einem im Vergleich zu Klasse C höherem Aufwand im Reko-Filter. http://norcalqrp.org/files/Class_E_Amplifiers.pdf Irgendwie magisch mehr Verstärkung bekommst du nicht (eher weniger, denn du musst den Transistor ja in den Schalterbetrieb bringen), und aus der gleichen Betriebsspannung bekommst du auch erstmal nicht per se mehr Leistung. > Meine "ideale" Vorstellung wäre eigentlich eine Hintereinanderschaltung > aus zwei MMICs, wobei der letzte sicher die 8V benötigen würde, und am > Ende ggf. noch ein Dämpfungsglied wegen der Stabantenne. Dein GVA84 sollte doch die angepeilten 20 dBm schaffen, oder? Kannst ja (bei sauberem Aufbau – sonst Schwingneigung) auch zwei davon hintereinander setzen, dazwischen noch Platz für ein Pi-Dämpfungsglied, mit dem du die Leistung so einstellst, dass der zweite MMIC noch nicht übersteuert wird.
Jörg W. schrieb: > Gegenüberstellung: Klasse C verstärkt eine Halbwelle analog, die andere > dagegen gar nicht. Die muss am Ausgang aus dem Rekonstruktionsfilter > kommen (d.h. deren Energie wird in der positiven Halbwelle im > Reko-Filter gespeichert und in der negativen entnommen). > > Bei Klasse E übersteuerst du den Verstärker so weit, dass er nur noch > schaltet. Ich denke, wenn man einen 2N7000 oder BS170 bei 40MHz betreibt, dann kann man wohl praktisch eh nicht mehr als einen Klasse-C Betrieb erreichen, weil man ihn mit den üblichen Treibertechniken (74ACT...) nicht wirklich schnell schalten kann. De-facto wird man ihn wohl tatsächlich beim "durchschalten" im linearen Bereich betreiben, weil man das Gate mit dem Treiber nicht so schnell umladen kann. Und wenn man einen leistungsfähigeren wie IRF510 verwenden möchte, verlagert man das Problem in den Treiber. Ein MCP1415/16 geht bei 40MHz ja auch nicht mehr. Jörg W. schrieb: >> Meine "ideale" Vorstellung wäre eigentlich eine Hintereinanderschaltung >> aus zwei MMICs, wobei der letzte sicher die 8V benötigen würde, und am >> Ende ggf. noch ein Dämpfungsglied wegen der Stabantenne. > > Dein GVA84 sollte doch die angepeilten 20 dBm schaffen, oder? Kannst ja > (bei sauberem Aufbau – sonst Schwingneigung) auch zwei davon > hintereinander setzen, dazwischen noch Platz für ein Pi-Dämpfungsglied, > mit dem du die Leistung so einstellst, dass der zweite MMIC noch nicht > übersteuert wird. Ich werde mir mal eine Testplatine machen, damit ich dann etwas experimentieren kann ohne zu viele Schmutzeffekte zu haben. Da die LDMosFets ja auch im SOT89 daher kommen, könnte man auch mal mit einem MMIC zusammen mit einem MosFet als Klasse-A (so etwas wie ein PD84001) und 7-8V experimentieren.
Hallo zusammen, keine Zeit, muss kochen ;-) darum nur in Kürze: > leistungsfähigeren wie IRF510 verwenden Vergiss diese ganze Geschichte mit den IRFs; alles jenseits 14MHz ist m.e. aus den Fingern gesogen, ... nur bergab, bei Vollmond und Rückenwind. Es mag gängige Konzepte geben, aber mit viel Gefummel und nicht mit Ringkernen aus der Krabbelkiste. Dazu 5-8V, so laut kann ich gar nicht lachen, sri. Wie Jörg schon schrieb: https://www.box73.de/product_info.php?products_id=2738 Das halte ich auch für sinnvoll. Tschüss bis morgen, hier wird im Hintergrund schon geschrieen...
Wilhelm S. schrieb: > Vergiss diese ganze Geschichte mit den IRFs; Ja, mit den IRFs ganz sicher. Das ist ein Gebiet (Motorsteuerungen) mit dem ich mich einigermaßen auskenne, daher war meine Hoffnung, dass ich FETs und vor allem auch Gate-Treiber finden würde, mit denen man so etwas aufbauen könnte. Scheint es aber im normalen Preissegment nicht zu geben. Schade eigentlich, irgendwie hätte ich das ganz cool gefunden ... Wilhelm S. schrieb: > Wie Jörg schon schrieb: > > https://www.box73.de/product_info.php?products_id=2738 > > Das halte ich auch für sinnvoll. Wie gesagt: ich werde mir jetzt erst einmal eine Testplatine machen, auch mit den entsprechenden Vias natürlich, so wie man das in den AppNotes liest, auf der ich einen zweistufigen Aufbau testen kann. Allerdings scheint der RD01MUS2 auch schon fast wieder antiquarisch zu sein. Etwas neuer sind wohl die PD84001 et.al. Wilhelm S. schrieb: > Tschüss bis morgen, hier wird im Hintergrund schon geschrieen... Na dann: guten Hunger ;-) P.S.: Eine Frage: ich bin sehr unsicher, welche Art von SMD-Induktivitäten ich für die Filter nehmen soll. Es gibt ja drahtgewickelt, Schicht, Ferrit, oder Eisenkern. Was meint ihr? Und auch für die Bias-T-Drosseln?
:
Bearbeitet durch User
Randy B. schrieb: > P.S.: Eine Frage: ich bin sehr unsicher, welche Art von > SMD-Induktivitäten ich für die Filter nehmen soll. Es gibt ja > drahtgewickelt, Schicht, Ferrit, oder Eisenkern. Was meint ihr? Und auch > für die Bias-T-Drosseln? Für die Bias-T-Drossel brauchst du ja auf jeden Fall recht große Induktivitätswerte, da kommst du um Ferrit nicht drumrum. Weiß ja nicht, was du so ausgerechnet hast, wenn du mit Nicht-Ferrit-Induktivitäten (also letztlich Draht auf Plastikkörper) hinkommst für das Filter, dann nimm das. Ansonsten halt dort auch Ferrit. Selbst auf einen kleinen Pulvereisen-Ringkern wickeln geht natürlich auch (ist dann halt kein SMD), aber dann brauchst du ein ausreichend gutes Induktivitäts-Messgerät. So'n 08/15-Bauteiltester tut es für diese Wertebereiche nicht mehr. Nur auf Windungszahlen würde ich mich nicht unbedingt verlassen.
Habe mittlerweile auch das Schaltbild der China-PA gefunden: https://yo5pbg.files.wordpress.com/2019/10/img_20191028_205315901.jpg Daran werde ich mich mal entlang hangeln ;-) Danke nochmals für den Hinweis!
Randy B. schrieb: > Habe mittlerweile auch das Schaltbild der China-PA gefunden: An dem Schaltbild stimmt was nicht: im statischen Zustand kann der FET (abgesehen von den Ohmschen Widerständen der Drosseln L2 und L3) einen Kurzschluss der Versorgungsspannung erzeugen. Irgendwo muss da noch eine Strombegrenzung rein ....
hfwerker schrieb: > Irgendwo muss da noch eine Strombegrenzung rein .... Warum? Man stellt den Ruhestrom mit Ugs ein (was wohl an dem Exemplar des Autors nicht ganz stimmte) und den Rest erledigt der negative Temperaturkoeffizient. Oder sehe ich das mal wieder falsch?
Randy B. schrieb: > Oder sehe ich das mal wieder falsch? Wird schon passen, ist halt extrem exemplarabhängig. Aber kein Filter danach geht natürlich gar nicht. So linear kann ein einzelner Transistor nicht sein, dass er keine Oberwellen produziert.
Ja, Filter kommt natürlich rein. Ich habe jetzt spaßeshalber die Endstufe mal geordert, kostet ja kaum mehr als ein MMIC ;-)
Als Basis zum Experimentieren wird sie schon irgendwie taugen. "Nicht ist so schlecht, dass es nicht zumindest noch als schlechtes Beispiel taugen kann." :-) (Autor unbekannt)
Angehängte Dateien:
-
jfet_transfer.jpg
39 KB
Randy B. schrieb: > Oder sehe ich das mal wieder falsch? Grundsätzlich passt das schon, der FET ist ja im Abschnürbereich am Ausgang eine Stromquelle. > und den Rest erledigt der negative Temperaturkoeffizient. Das kann allerdings schief gehen. Wie bei jedem FET hängt der Temperaturkoeffizient der Transkonduktanz vom Arbeitspunkt ab. Siehe das angehängte Bild (aus [1]) für einen p-Kanal JFET, aber im Prinzip gilt das auch für MOSFET. Die Kennlinie im Abschnürbereich ist ja durch
gegeben, wobei K der Steilheitskoeffizient und U_A die Early-Spannung ist (in erster Näherung kann man U_DS/U_A = 0 annehmen). Der relative Temperaturkoeffizient des Drainstroms ist dann
Die Temperaturkoeffizienten von K und U_th sind negativ (d.h. dK/dT, dU_th/dT < 0), so dass das Vorzeichen von dI_D/dT von U_GS abhängt. Für LDMOS-Transistoren im A-Betrieb landet man gern in einem Bereich, in dem der Drainstrom einen positiven Temperaturkoeffizienten hat. Für den PD85004 kommt man auf eine Variabilität des Drainstroms von ca. 0,75mA/K. Siehe hier: https://www.qsl.net/in3otd/ham_radio/PD85004_PP_PA/PD85004_PP_PA.html, oder hier: https://www.mariohellmich.de/projects/rf-amp_med-pwr/rf-amp_med-pwr.html. Es kann also sein, dass Du eine Regelung des Drainstroms vorsehen musst. Das kann man so machen wie hier: https://www.mariohellmich.de/projects/rf-amp_med-pwr/files/rf-amp_schema.pdf, wobei der Shunt R1 etwas Aussteuerbereich kostet. Vielleicht geht das für 100 mW auch einfacher. Was Du sicher nicht brauchst, sind die in dem Schaltplan gezeigten mehrstufigen Anpassnetzwerke am Ein- und Ausgang, da Du nur bei einer Frequenz anpassen musst. [1] A. D. Evans (Ed.): Designing with Field-Effect Transistors. Siliconix Inc. New York: McGraw-Hill (1981).
Vielen Dank für die super ausführliche Antwort! Dazu - heute morgen leider in aller Kürze - zwei Fragen: 1) In dem DB vom PD84002 etwa finde ich gar keine Angabe über die Temperaturabhängigkeit Id(Ugs)? Nur die alles zusammenfassende Bemerkung: excellent thermal stability. In diesem Paper https://www.ee.co.za/wp-content/uploads/legacy/26-29.pdf wird auch bemerkt, dass bei hohen Id der Temperaturkoeffizient dId/dK wieder negativ wird. Das steht jetzt im Widerspruch zu Deiner Annahme. 2) Du verwendest ein Stromquelle, die proportional zum Gleichanteil von Id ist, um Ugs zu regeln. Da der R1 ja recht groß ist: würde es nicht ausreichen, R1 in die Source-Leitung zu platzieren und mit konstanter Ugs zu arbeiten? (Sourceschaltung mit Stromgegenkoppelung) Danke für diesen schönen Gedankenaustausch hier!
Randy B. schrieb: > 1) In dem DB vom PD84002 etwa finde ich gar keine Angabe über die > Temperaturabhängigkeit Id(Ugs)? Nur die alles zusammenfassende > Bemerkung: excellent thermal stability. Das Datenblatt gewinnt sicher keinen Preis für Ausführlichkeit. Das gilt leider für ziemlich alle Datenblätter für neuere HF-Leistungstransistoren von ST. > In diesem Paper > > https://www.ee.co.za/wp-content/uploads/legacy/26-29.pdf > > wird auch bemerkt, dass bei hohen Id der Temperaturkoeffizient dId/dK > wieder negativ wird. Das steht jetzt im Widerspruch zu Deiner Annahme. Das gilt grundsätzlich für alle FET, wie bereits gesagt -- siehe die angehängte Abbildung in Beitrag "Re: Testsender/Generator für 40MHz-Band", die dieses Phänomen illustriert: Für einen selbstsperrenden N-Kanal-MOSFETs z.B. wird ab einem bestimmten U_GS der Temperaturkoeffizient dI_D/dT negativ. Die LDMOS-Transistoren, zumindest die kleineren, will man man normalerweise in einem Arbeitspunkt betreiben, in dem dI_D/dT positiv ist, so dass man damit irgendwie umgehen muss. Bei konstantem U_GS kann es einem dann passieren, dass der Drainstrom wegläuft. Für einen 100mW-Verstärker mit PD84002 reicht vielleicht schon eine thermisch gekoppelte Diode zur Temperaturkompensation. Du kannst das ja einfach mal ausprobieren: erst mit konstanter U_GS, und schauen, was passiert, und dann weitere Maßnahmen testen. > 2) Du verwendest ein Stromquelle, die proportional zum Gleichanteil von > Id ist, um Ugs zu regeln. Da der R1 ja recht groß ist: würde es nicht > ausreichen, R1 in die Source-Leitung zu platzieren und mit konstanter > Ugs zu arbeiten? (Sourceschaltung mit Stromgegenkoppelung) Theoretisch schon. Man möchte aber bei einen HF- oder Mikrowellentransistor den Source möglichst breitbandig und niederimpedant auf Masse legen. Eine Stromgegenkopplung mit Widerstand würde dem zuwider laufen. Man müsste dann den Source wechselstrommäßig auf Masse legen, und bei mehreren hundert MHz wird sich ein Kondensator parallel zum Stromgegenkopplungswiderstand merklich auswirken. Außerdem erschwert das ein vernünftiges Layout, und auch die Wärmeabfuhr lässt sich schwerer bewerkstelligen.
Mario H. schrieb: > Man müsste dann den Source wechselstrommäßig auf Masse legen, und bei > mehreren hundert MHz wird sich ein Kondensator parallel zum > Stromgegenkopplungswiderstand merklich auswirken. Das Problem hat er zwar mit seinen 40 MHz nicht so, aber es wäre natürlich trotzdem alles andere als ideal, das prima auf der Kühlfahne rausgeführte Source dann doch nicht auf GND zu haben.
Mario H. schrieb: > Randy B. schrieb: >> 1) In dem DB vom PD84002 etwa finde ich gar keine Angabe über die >> Temperaturabhängigkeit Id(Ugs)? Nur die alles zusammenfassende >> Bemerkung: excellent thermal stability. > > Das Datenblatt gewinnt sicher keinen Preis für Ausführlichkeit. Das gilt > leider für ziemlich alle Datenblätter für neuere > HF-Leistungstransistoren von ST. Ja, das ist echt schade. > Für einen 100mW-Verstärker mit PD84002 reicht vielleicht schon eine > thermisch gekoppelte Diode zur Temperaturkompensation. Du kannst das ja > einfach mal ausprobieren: erst mit konstanter U_GS, und schauen, was > passiert, und dann weitere Maßnahmen testen. Da ich ja eh einen µC dabei habe, werde ich das dann per DAC steuern. >> 2) Du verwendest ein Stromquelle, die proportional zum Gleichanteil von >> Id ist, um Ugs zu regeln. Da der R1 ja recht groß ist: würde es nicht >> ausreichen, R1 in die Source-Leitung zu platzieren und mit konstanter >> Ugs zu arbeiten? (Sourceschaltung mit Stromgegenkoppelung) > > Theoretisch schon. Man möchte aber bei einen HF- oder > Mikrowellentransistor den Source möglichst breitbandig und > niederimpedant auf Masse legen. Natürlich, so langsam sollte ich das ja mal kapiert haben ;-) Ok, dann werde ich mal High-Side per Shunt den Strom messen. Das kann erstmal der µC gleich mit machen. Dann komme ich auch mit einem kleineren Shunt aus (1-2 Ohm). Vielen Dank nochmals.
Jörg W. schrieb: > Das Problem hat er zwar mit seinen 40 MHz nicht so, aber es wäre > natürlich trotzdem alles andere als ideal, das prima auf der Kühlfahne > rausgeführte Source dann doch nicht auf GND zu haben. Ja, danke nochmals für die vielen guten Hinweise!
Ich bin zwar mit meinen Experimenten noch nicht wirklich weiter gekommen, doch es ergab sich mal wieder eine Frage: mit dem verwendeten MMIC will ich ja gar keinen Breitbandverstärker aufbauen, sondern im Grunde übernimmt der MMIC ja die Funktion eines HF-Transistors mit hoher Verstärkung. Wäre es dann nicht sinnvoller, ganz klassisch statt der HF-Drossel einen abgestimmten LC-Parallelschwingkreis einzusetzen?
Um das Thema dann auch mal rund abzuschließen: Ich habe den Sender nun mit einem Si5351 und 74LVC1G157 mit LC-Filter sowie einer Class-A Endstufe mit AFT05 MosFet mit Ruhestromregelung und LC-Ausgangsfilter realisiert. So komme ich auf +27dBm (500mW) und die erste Oberwelle hat -67dB Dämpfung, alle weiteren sind nicht zu sehen. Nun sind alle meine Anforderungen erfüllt. Danke an alle Hinweisgeber, vor allem die Hinweise für ein HF-taugliches PCB-Design!
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschalten
Bitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.