Moin, ich habe eine Frage an die Fachleute: Woher "weiß" das (oder die) RC-Glied(er) im Phasenschieber-Oszillator, wie groß die Phasenverschiebung sein soll? Ich habe in diesem Thema Beitrag "RC Oszillator" schon gelesen und auch Herrn Mancini von TI "befragt" (https://www.ti.com/lit/an/slyt164/slyt164.pdf?ts=1595893946176&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F), aber DER Punkt ist mir nicht klar. Im handelsüblichen Phasenschieber werden 3 RC-Glieder mit je 60° Verschiebung benötigt, in der gepufferten Version ebenso (klar), aber z.B. im Bubba-Oszillator mit vier RC-Gliedern ist die Verschiebung bei gleicher Bauteil-Dimension auf einmal nur noch 45° je Glied? Ich bin verwirrt... :-/ Bitte, wenn möglich, Erklärungen ohne komplexe Mathe... ;-) Michael
Michael M. schrieb: > Woher "weiß" das (oder die) RC-Glied(er) im ... Das RC-Glied hatte zuvor die Gelegenheit genutzt, die allwissende Weißwurscht nach dem aktuell geforderten Phasenwinkel zu befragen und gibt die Anordnung an seine Mitstreiter weiter. > Im handelsüblichen Phasenschieber werden 3 RC-Glieder mit je 60° > Verschiebung benötigt, in der gepufferten Version ebenso (klar), aber > z.B. im Bubba-Oszillator mit vier RC-Gliedern ist die Verschiebung bei > gleicher Bauteil-Dimension auf einmal nur noch 45° je Glied? Man muß es andersherum betrachten: 180 Grad Phasenverschiebung stellt bereits das Verstärkungselement bereit. Die restlichen 180 Grad, die zur Schwingbedingung notwendig sind, verteilen sich auf die sinnvoll angeordneten passiven Bauteile, die den Signalweg schließen. Mehr als 90 Grad können die RC-Glieder nicht bieten, auch die Weißwurscht würde dies niemals verlangen, aber weniger geht schon. So kann sich die restliche 180 Grad Phasenverschiebung also auf drei, vier oder mehr RC-Glieder verteilen, wobei um so mehr Dämpfung auftritt, je mehr Glieder eingebaut werden. Diese Dämpfung muß das Verstärkungsglied wieder ausgleichen zu 1 insgesamt. Dann und nur dann schwingt die Anordnung. Bei >1 auch, aber nicht mehr sinusförmig. > Bitte, wenn möglich, Erklärungen ohne komplexe Mathe... ;-) Bittesehr, war das komplex genug? MfG
Sobald die Rückkopplungsbedingung erfüllt ist, schwingt der Oszillator auf der zugehörigen Frequenz. Dazu muss die Gesamtdämpfung des Netzwerks aus RC-Gliedern gerade so überwunden werden (genügend Verstärkung), und die Phasenverschiebung 180 Grad erreichen. Nicht die RC-Glieder "wissen", auf welche Phasenverschiebung sie sich einzustellen haben (machen sie nicht), sondern die passende Frequenz stellt sich ein. Die, bei der die Gesamtverschiebung 180 Grad erreicht. Wie gefordert, ganz ohne Mathe :-)
Stell dir vor daß der Verstärker ein Grundrauschen hat das alle möglichen Frequenzen enthält. Alle Frequenzen bei denen die Phasenverschiebung sich nicht über alle RC-Glieder zusammen zu 180 Grad addiert kommen sozusagen unpassend durch den Kreis und können sich nicht Phasenrichtig zum Anfangssignal addieren. Die eine Frequenz bei der Phasenverschiebung genau 180 Grad hat kommt genau passend zum Verstärker zurück damit sie (nach dessen Invertierung) phasenrichtig addieren kann. Wenn sich auf jedem Rundweg die Amplitude phasenrichtig addiert baut sich deine Schwingung auf.
Hallo, dane für eure zielführenden Antworten. Das habe ich nun soweit verstanden (dass da kein kleines grünes Männchen drin sitzt und dem RC sagt .."jetzt musst du schieben"...) :-) . Mancini / TI sagt , dass sich die Verteilung der Verstärkung insgesamt positiv auswirkt, vor allem aber, dass sie quasi keinen negativen Einfluss auf f-osc hat. Da stellt sich schon die nächste Frage: Sinuserzeugung mit hoher Reinheit (minimalem Klirrfaktor, sehr gute Phasenreinheit) erfordert grundsätzlich eine Stabilisierung bzw. Regelung der erzeugten Amplitude. Es werden (bekannt) Dioden, aktive Gleichrichter + FET oder Optokoppler und (HP) Glühlampen als PTC eingesetzt. Es wundert mich, dass beim Bubba-O. dieses Thema plötzlich keins mehr ist. Zum Start benötigt jeder dieser Oszillatoren einen kleinen Überschuss an Verstärkung, was kurz danach zum unkontrollierten Anwachsen der Amplitude führt. Klirren ist dann unvermeidbar; es wird zwar nach jedem TP anteilsmäßig weniger, aber warum verhindert man das nicht von vorn herein? Gerade der gepufferte Phasenschieber und der Bubba bieten doch insgesamt sehr große Stabilität. Ich konnte darauf bis jetzt keine Antwort finden. Michael
Michael M. schrieb: > Zum Start benötigt jeder dieser Oszillatoren einen kleinen > Überschuss an Verstärkung, was kurz danach zum unkontrollierten > Anwachsen der Amplitude führt. Klirren ist dann unvermeidbar; es wird > zwar nach jedem TP anteilsmäßig weniger, aber warum verhindert man das > nicht von vorn herein? Jedes Halbleiter hat eine nichtlineare Kennlinie. Das heist , die Steilheit ändert sich mit der Aussteuerung. Bei einen Oszillator aus 3 oder 4 RC Gliedern und einen Transistor verhält sich das folgendermasen. Die Amplitude wird sich auf den Wert einstellen, bei der die Kreisverstärkung auf Grund seiner gekrümmten Transistorkennlinie 1 wird. Der Klirrfaktor wird dabei schon im einstelligen Bereich sein. Alle anderen Schaltungen benötigen eine wie auch immer geartete Regelung oder Begrenzung der Verstärkung. Ralph Berres
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Ralph B. schrieb: > ....Alle anderen Schaltungen benötigen eine wie auch immer geartete > Regelung oder Begrenzung der Verstärkung... Guten Morgen Rslph, danke für die Anmerkung. Sowie OPAs in's Spiel kommen, sind diese in der Lage, die Amplitude bis an die Rails zu fahren. Und eine "harte" Begrenzung hat ja dann sofort ungradzahlige Oberwellen -also Klirr- zur Folge. Ich habe wenig Gefallen daran, diesen Klirr zunächst zuzulassen, um ihn dann mit den 3 oder 4 TP "unvollkommen" wieder wegzufiltern. Beim Wienbrücken-O. macht man sehr viel Aufstände um die Ampl.-Regelung. Beim gepufferten Phasenschieber (wozu ja auch der Bubba zählt) ist das komischerweise kein Thema mehr, nicht einmal mit nur einem Wort erwähnt. ^^ Michael EDIT: Ich erhebe gar nicht den Anspruch auf 120 dB Neben-/Oberwellenabstand, aber mit 60 dB könnt ich schon gut leben. ;-)
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Michael M. schrieb: > Sowie OPAs in's Spiel kommen Meinst du vielleicht OTA oder OpAmp? Vielleicht solltest du nicht mit irgendwelche Buchstabenkombinationen protzen, wenn du dir so unsicher bist.
Hallo, oft werden z.B. zum Bubba-Oszillator Prinzipschaltbilder angegeben, die keine Amplitudenstabilisierung enthalten. Baut man ein solches auf, wird die Amplitude maximal werden, bis sie durch die Grenzen der OPVs zur Betriebsspannung hin begrenzt werden. Möchte man niedrigen Klirrfaktor bei z.B. 1Vss, kommmt man um eine Amplitudenregelung nicht herum. Begrenzungen nur mit Dioden bringen eine Delle in den Verlauf hinein. MfG
Michael M. schrieb: > Beim > Wienbrücken-O. macht man sehr viel Aufstände um die Ampl.-Regelung. hallo Michael beim Wienbrückenoszillator reicht schon ein kleines Glühlämpchen als Kaltleiter im Gegenkopplungszweig welches nur ganz ganz schwach glimmen muss. damit kann man deine geforderten 0,1% Klirrfaktor schon erreichen. Allerdings haben Amplitudenregelungen generell den Nachteil, das sie eine Einschwingzeit haben. Diese muss um so länger sein, je kleiner die gewünschte Ausgangsfrequenz ist. Auch State-Vario Oszillatoren benötigen eine Amplitudenregelung. Extrem klirrarme Signale ohne diese Nachteile lassen sich mit DDS Synthesizer erzeugen. He mehr Bits die DA Wandler haben desto klirrärmer. Ralph Berres
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my2ct schrieb: > Meinst du vielleicht OTA oder OpAmp?... Ich bin mir dessen sicher, dass ich einen OPA (Operational Amplifier) oder auch "OPV" meine und KEINEN OTA. ;-) Christian S. schrieb: > oft werden z.B. zum Bubba-Oszillator Prinzipschaltbilder angegeben, die > keine Amplitudenstabilisierung enthalten. Baut man ein solches auf, wird > die Amplitude maximal werden, bis sie durch die Grenzen der OPVs zur > Betriebsspannung hin begrenzt werden. Möchte man niedrigen Klirrfaktor > bei z.B. 1Vss, kommmt man um eine Amplitudenregelung nicht herum. Mich wundert nur, dass in den Veröffentlichungen (von Sinus-Generatoren) keiner dieses Thema erwähnt. Dass eine A.-Regelung vonnöten ist, ist mir schon sehr klar. Ralph B. schrieb: > beim Wienbrückenoszillator reicht schon ein kleines Glühlämpchen als > Kaltleiter welches nur ganz ganz schwach glimmen muss. > > damit kann man deine geforderten 0,1% Klirrfaktor schon erreichen... Über die Glühlämpchen-Methode (so genial sie ist bzw. damals war) bin ich schon ein wenig hinaus. Die anderen Regel-Möglichkeiten sind jedoch zweifellos auch "nicht ohne" wegen der Nichtlinearitäten. Der gepufferte Ph.-Schieber erscheint mir aufgrund der 3 oder 4 aufeinanderfolgenden TPe am besten geeignet. Michael
Michael M. schrieb: > Der gepufferte Ph.-Schieber erscheint mir aufgrund der 3 oder 4 > aufeinanderfolgenden TPe am besten geeignet. hat aber den höchsten Klirrfaktor. der wird sich so bei 1-5% einstellen.
Ralph B. schrieb: > hat aber den höchsten Klirrfaktor. der wird sich so bei 1-5% einstellen. Ohne Regelung oder mit einer solchen? Hier: https://sound-au.com/articles/sinewave.htm wird von einem ca. Zehntel gesprochen, allerdings bezogen auf eine Nicht geregelte Schaltung UND Simulation. Wenn dann eine A.-Regelung integriert würde, müsste der Kirrfaktor ja entsprechend sinken. Michael
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Michael M. schrieb: > Ohne Regelung oder mit einer solchen? Der Phasenschieberoszillator mit 3 oder 4 Phasenschieberstufen und einen Transistor wird ohne Regelung einen Klirrfaktor von ca 1-5% haben. Als begrenzendes Element ist die Basis-Emitterdiode- Aber der Trick im Gegenkopplungszweig statt der Glühlampe 2 Dioden in Antiparallelschaltung zu verwenden könnte auch funktionieren, wenn man dieser Diodenparallelschaltung einen Widerstand in Reihe schaltet, so das der Begrenzungsknick ein wenig abgerundet wird. Mit dem Widerstand müsste sich die Höhe der Ausgangsspannung einstellen lassen und eventuell ein Klirrfaktorminimum. Ralph Berres
Die RC-Glieder bei den Varianten mit OPA-Spannungsfolger haben ja auch eine Tiefpasswirkung, die die Oberwellen reduziert. Bei der vierstufigen Variante (sound-au.com, Bild 5.6.4) wäre wahrscheinlich der Klirr noch kleiner, wenn man an C4 nochmals einen Spannungsfolger anschließt und da das Ausgangssignal abnimmt.
Ralph B. schrieb: > Der Phasenschieberoszillator mit 3 oder 4 Phasenschieberstufen und einen > Transistor wird ohne Regelung einen Klirrfaktor von ca 1-5% haben. Die 1-Transistor-Version ist eh aus der Diskussion... Es kommt NUR die gepufferte Version in Frage. > ...Mit dem Widerstand > müsste sich die Höhe der Ausgangsspannung einstellen lassen und > eventuell ein Klirrfaktorminimum.... Wenn man/ich eine Klirrfaktormessbrücke hätte... Ich müsste mir dazu dann erst einmal was basteln, so in Richtung Notchfilter + Verstärker. Michael
HildeK schrieb: > Bei der vierstufigen > Variante (sound-au.com, Bild 5.6.4) wäre wahrscheinlich der Klirr noch > kleiner, wenn man an C4 nochmals einen Spannungsfolger anschließt und da > das Ausgangssignal abnimmt. Danke HildeK, das beschreibt (nicht nur) er ja auch im Text.
Michael M. schrieb: > Wenn man/ich eine Klirrfaktormessbrücke hätte... Ich müsste mir dazu > dann erst einmal was basteln, so in Richtung Notchfilter + Verstärker. hier hilft auch eine gute ( externe ) Soundkarte und ein pasendes FFT Programm. Ralph Berres
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@Michael M. Habe mir genau dies letzte Woche aufgebaut: 1kHz Wien- Oszillator mit Glühlämpchen (Amplitude einstellbar), Notch- Filter (trimmbar), +40dB Verstärker Habe mir den Wien- Oszillator gebaut um Audio-Klirrmessungen machen zu könnnen. Wollte natürlich den Oszillator vorab selbst messen. Die erste Oberschwingung war aber so gering, dass sie mit meinem Messgerät (Digilent Electronics Explorer) nicht vernünftig messbar war (10bit ADC, bei Oversampling und Averaging). Der Notch- Filter filtert die 1kHz Grundwelle um etwa 50dB (einstellbar), der anschließende Verstärker hebt das komplette Signal nochmals um 40dB an. So komme ich auf etwa -80dB von Grund- zu Oberschwingung. Bilder vom Aufbau gibts auch. Links Wien- Oszillator mit Glühlämpchen, rechts Notch- Filter, unten 40dB Verstärker.
Daniel S. schrieb: > Habe mir genau dies letzte Woche aufgebaut: Ja, Daniel, genauso müsste das dann prinzipiell aussehen. Ich benötige für das Projekt nur eine einzige Frequenz (77.500), da ich ausschließlich diesen Oszillator (TCVCO) "sauber und stabil" zum Spielen bringen muss. Es bleibt mir wohl nichts anderes übrig als solch eine Notchfilter-Schaltung als Hilfe zu realisieren. Eventuell kann ich auf den zusätzlichen Verstärker verzichten und mein schönes HP400-Millivoltmeter zum Einsatz bringen; das kann im empfindlichsten Bereich 100 uV Vollausschlag. Das ist zwar dann nicht selektiv, aber sicher ist schon eine qualitative Aussage möglich, oder was meint ihr? @ Ralph: Externe Soundkarte wird möglicherweise bei der Frequenz ausscheiden. Meine EMU 0204 macht -denke ich- bei 100kHz Schluss. :-( Und erst darüber wird es dann interessant. Da könnte ich allenfalls mit einem SDR weitermachen, das ich nicht habe.... Es wartet viel Arbeit auf mich :) Michael
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Michael M. schrieb: > Im handelsüblichen Phasenschieber werden 3 RC-Glieder mit je 60° > Verschiebung benötigt Es müssen insgesamt 180° sein. Dieser Betrag kann auch aus 50+60+70° zusammengesetzt sein.
Michael M. schrieb: > Externe Soundkarte wird möglicherweise bei der Frequenz ausscheiden. > Meine EMU 0204 macht -denke ich- bei 100kHz Schluss. :-( > Und erst darüber wird es dann interessant. Da könnte ich allenfalls mit > einem SDR weitermachen, das ich nicht habe.... Hallo Michael Ich bin nicht von ausgegangen das du ein 77,5KHz Signal mit einen Oberwellenabstand von 60db und mehr haben willst. Wienbrückenoszillatoren setzt man eigentlich mehr im Audiofrequenzband ein. Und da kann gerade der Emu 204 bis 96KHz messen und auch FFT bis zu dieser Frequenz. mit seinen 24 Bit AD-Wandler erreicht er dann locker einen Dynamikbereich von 100db. die 24Bit 192KHz funktionieren aber nur in Verbindung mit dem Asiotreiber. Die Windows Soundkartentreiber können nur 16Bit 48Khz Ralph Berres
Michael M. schrieb: > Woher "weiß" das (oder die) RC-Glied(er) im Phasenschieber-Oszillator, > wie groß die Phasenverschiebung sein soll? das kann befohlen werden, gute RC-Glieder wissen das! frei nach Frankenfeld -> die Ballistik https://www.youtube.com/watch?v=qZwqKA3ZNC0
Ralph B. schrieb: > Wienbrückenoszillatoren setzt man eigentlich mehr im Audiofrequenzband > ein. Ja, deswegen weniger Wienbrücke und "mehr" Phasenschieber, denen nachgesagt wird, dass sie bis ca. 200 kHz grad noch gehen... > Und da kann gerade der Emu 204 bis 96KHz messen Ja, ist mir bewusst. Ich hatte deswegen extra vorher auch noch mal nachgesehen, wie weit sie (nach oben) einsetzbar ist. ________ Lothar M. schrieb: > Es müssen insgesamt 180° sein. > Dieser Betrag kann auch aus 50+60+70° zusammengesetzt sein. Hallo Lothar, das >könnte< man mit verschiedenen Zeitkonstanten natürlich machen, jedoch ist in deiner angehängten Simu die Katastrophe bereits leider deutlich zu sehen. Mal abgesehen davon, dass der nicht gepufferte Oszillator im Vergleich um Längen hintendran rangiert. ;-) Michael
Lothar M. schrieb: > Michael M. schrieb: >> Im handelsüblichen Phasenschieber werden 3 RC-Glieder >> mit je 60° Verschiebung benötigt > > Es müssen insgesamt 180° sein. > Dieser Betrag kann auch aus 50+60+70° zusammengesetzt > sein. Hat es einen speziellen Grund, dass Du ausgerechnet eine HOCHPASS-Struktur verwendest?
Joachim B. schrieb: > das kann befohlen werden, gute RC-Glieder wissen das! ..und wehe, die Tiefpässe fangen das Rotieren an, dann kommt Herr Magnus mit seiner nach ihm benannten Kraft in's Spiel und die ganzen Schwingungen gehen zurück in den Ausgang des OPV. 8-(
Egon D. schrieb: > Hat es einen speziellen Grund, dass Du ausgerechnet > eine HOCHPASS-Struktur verwendest? Stimmt, Egon, und das bei unter 1 kHz...
Michael M. schrieb: > Mich wundert nur, dass in den Veröffentlichungen (von Sinus-Generatoren) > keiner dieses Thema erwähnt. Weil es im INet immer mehr Veröffentlichungen von Menschen gibt, die keine Ahnung haben. :-(
Joachim B. schrieb: >> Woher "weiß" das (oder die) RC-Glied(er) im Phasenschieber-Oszillator, >> wie groß die Phasenverschiebung sein soll? > > gute RC-Glieder wissen das! ...oder sie fragen im "RC-Forum" nach.
Harald W. schrieb: > Weil es im INet immer mehr Veröffentlichungen von Menschen gibt, > die keine Ahnung haben. :-( Ich denke, die Ursache liegt hier woanders. Die Erzeugung von hoch-spektralreinem Sinus (> -120 dB) ist ein Spezialgebiet von HighEnd-HiFi. Neben der Forderung nach spektraler Reinheit ist genauso wichtig, eine >variable< Frequenz erzeugen zu können. Mit einer Wienbrücke o.ä. (2 parallel zu verändernde Bauteile, 2xR oder 2xC) ist das noch gut realisierbar. Beim Phasenschieber (3 oder gar 4 RC-Glieder, um die Frequenz zu beeinflussen) bekommt man echte Probleme. Deswegen ist das Phasenschieber-Konzept uninteressant. Spätestens dann kommt alternativ der DDS mit XYZ-Bit-Auflösung in's Spiel, der jedoch ungleich höheren HW-Aufwand erfordert. Natürlich kann man dem dann leicht eine unglaubliche Funktionsvielfalt entlocken... Michael
Michael M. schrieb: > Die Erzeugung von hoch-spektralreinem Sinus (> -120 dB) ist ein > Spezialgebiet von HighEnd-HiFi. Neben der Forderung nach spektraler > Reinheit ist genauso wichtig, eine >variable< Frequenz erzeugen zu > können. Michael M. schrieb: > Spätestens dann kommt alternativ der DDS mit XYZ-Bit-Auflösung in's > Spiel, der jedoch ungleich höheren HW-Aufwand erfordert. Für 120db Oberwellenabstand benötigt man mindestens einen 20 Bit DA Wandler. Die handelsüblichen DDS Synthesizerchips von Analog Devices haben aber in der Regel 12 Bit oder die besseren 14 Bit DA Wandler an Bord. Mit 12 Bitwähren 72db mit 14 Bit 84db Oberwellenabstand realisierbar. Deswegen sind diese ultraklirrarmen Generatoren für analoge Signale meistens als State-Vario Generatoren aufgebaut. Selbstverständlich mit einer aktiven Amplitudenregelung. Der State-Vario-Oszillator hat gegenüber der Wienbrücke den Vorteil, das der in einen Bereich überstreichbarer Frequenzbereich viel größer ist als bei der Wienbrücke. Der State-Vario-Oszillator besteht aus 2 hintereinandergeschaltete Integratoren und einen Invertierenden Verstärker. Wenn die beiden Integratoren nicht exakt gleich laufen, ändert sich zunächst mal die Frequenz, bis die 180° Phasenverschiebung wieder getroffen wird. Die eventuell eintretende Amplitudenänderung ist mit 6db/ Oktave relativ gering und wird durch die ALC in der invertierenden Verstärkerstufe ohne Probleme ausgeregelt. Der Tektronix SG5010 Generator ist so ein ultraklirrarmer Generator mit ca 100db Oberwellenabstand bis 100KHz. Bei Rohde&Schwarz ist der analoge Ausgang des Audioanalyzers UPD soviel ich weis auch ein Vario-State Oszillator. DDS Synthesizer findet man gerne als Modulationsgeneratoren in den Signalgeneratoren. Doch besitzen die meist einen 10Bit oder 12 Bit DA-Wandler. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Mit 12 Bit währen 72db mit 14 Bit 84db Oberwellenabstand > realisierbar. Das ist arg pessimistisch gerechnet. Die Quantisierungsverzerrungen gehen ja nicht 1:1 in eine bestimmte Oberwelle; je nach Nutzfrequenz und DDS-Takt geht auch ein erheblicher Teil in das Rauschen, das außerhalb des Nutzbandes liegt. Voraussetzung bleibt natürlich, dass man anständig filtert (was mir häufig nicht gegeben scheint). > Der State-Vario-Oszillator hat gegenüber der Wienbrücke > den Vorteil, das der in einen Bereich überstreichbarer > Frequenzbereich viel größer ist als bei der Wienbrücke. Wien-Brücke war lukrativ zu Zeiten, als Doppeldrehkos Massenware waren. Rein elektronische Abstimmung ist mit Wien-Brücken nicht so einfach.
Egon D. schrieb: >> Mit 12 Bit währen 72db mit 14 Bit 84db Oberwellenabstand >> realisierbar. > > Das ist arg pessimistisch gerechnet. Das ist aber leider die Realität, welche ich bisher messtechnisch nachweisen konnte. Egon D. schrieb: > Die Quantisierungsverzerrungen gehen ja nicht 1:1 in > eine bestimmte Oberwelle; je nach Nutzfrequenz und > DDS-Takt geht auch ein erheblicher Teil in das Rauschen, > das außerhalb des Nutzbandes liegt. Es geht aber in das Frequenzband ein, welches noch nicht vom Tiefpassfilter beeinflusst wird. Der DDS Takt ist ja oft nur drei mal höher als die Grenzfrequenz des Tiefpasses. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Egon D. schrieb: >>> Mit 12 Bit währen 72db mit 14 Bit 84db Oberwellenabstand >>> realisierbar. >> >> Das ist arg pessimistisch gerechnet. > > Das ist aber leider die Realität, welche ich bisher > messtechnisch nachweisen konnte. Naja, das bezieht sich schätzungsweise auf fertige Geräte, die Du auf dem Tisch gehabt hast. Ich hatte Michael so verstanden, dass Selbstbau für ihn durchaus in Frage kommt. > Egon D. schrieb: >> Die Quantisierungsverzerrungen gehen ja nicht 1:1 in >> eine bestimmte Oberwelle; je nach Nutzfrequenz und >> DDS-Takt geht auch ein erheblicher Teil in das Rauschen, >> das außerhalb des Nutzbandes liegt. > > Es geht aber in das Frequenzband ein, welches noch nicht > vom Tiefpassfilter beeinflusst wird. Der DDS Takt ist > ja oft nur drei mal höher als die Grenzfrequenz des > Tiefpasses. Klar -- aber wenn er nur 77.5 kHz braucht, kann er ja einen Tiefpass mit entsprechend niedriger Grenzfrequenz nachschalten. Das ist ja nicht verboten. Ein DDS-Takt von 39.68 MHz gibt mit einem Phasenincrement von 1/512tel exakte 77.5 kHz; die sind nebenwellenfrei, weil der Teiler glatt aufgeht. Selbst wenn der AD9835 nur 60dB Störabstand schafft, kann man noch zwei Bandfilter -- oder meinetwegen auch einen Tiefpass -- nachschalten. Besser als ein Phasenschieber- oszillator ist es ziemlich sicher. Oder noch rustikaler: Passender Quarz -- Teilerkette -- Bandfilter. Mit drei Zweikreis-Bandfiltern müsste locker 100dB Sperrdämpfung machbar sein.
Egon D. schrieb: > Naja, das bezieht sich schätzungsweise auf fertige > Geräte, die Du auf dem Tisch gehabt hast. Das ist richtig. Ich bezog mich auf fertige Messgeräte renomierter Hersteller. Die kochen zwar auch nur mit Wasser, aber es ist schon nicht irgend ein Wasser -:) Egon D. schrieb: > Klar -- aber wenn er nur 77.5 kHz braucht, kann er ja > einen Tiefpass mit entsprechend niedriger Grenzfrequenz > nachschalten. Das ist ja nicht verboten. Klar das habe ich vergessen. Hier würde ich aber direkt einen Quarzoszillator einsetzen. Ein 77,5KHz Quarz hat eine Güte von ca 100000. Der ist zwar teuer, erspart aber eine Menge Hardwareaufwand. Egon D. schrieb: > Ein DDS-Takt von 39.68 MHz gibt mit einem Phasenincrement > von 1/512tel exakte 77.5 kHz; die sind nebenwellenfrei, > weil der Teiler glatt aufgeht. > Selbst wenn der AD9835 nur 60dB Störabstand schafft, kann > man noch zwei Bandfilter -- oder meinetwegen auch einen > Tiefpass -- nachschalten. Kann man so machen. Für eine einzige Frequenz würde ich den Aufwand nicht treiben. Egon D. schrieb: > Besser als ein Phasenschieber- > oszillator ist es ziemlich sicher. Der ist sicherlich die denkbar schlechteste Lösung, die man sich aussuchen kann. Egon D. schrieb: > Oder noch rustikaler: Passender Quarz -- Teilerkette -- > Bandfilter. Mit drei Zweikreis-Bandfiltern müsste locker > 100dB Sperrdämpfung machbar sein. so würde ich das machen, wenn ich so eine Anforderung hätte. Ich frage mich nur die ganze Zeit, Wozu benötigt man einen 77,5KHz Oszillator mit einen Klirrfaktor von 0,001% ? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Egon D. schrieb: >> Klar -- aber wenn er nur 77.5 kHz braucht, kann er ja >> einen Tiefpass mit entsprechend niedriger Grenzfrequenz >> nachschalten. Das ist ja nicht verboten. > > Klar das habe ich vergessen. Hier würde ich aber direkt > einen Quarzoszillator einsetzen. Ein 77,5KHz Quarz hat > eine Güte von ca 100000. Hmpf. Du hast natürlich Recht: Ein 77.5kHz-Quarzoszillator ist NOCH einfacher. :)
Ralph B. schrieb: > Ich frage mich nur die ganze Zeit, Wozu benötigt man einen 77,5KHz > Oszillator mit einen Klirrfaktor von 0,001% ? Nun muss ich mal eingreifen... ;-) 0,001% habe ich nicht genannt und auch nicht vor. Ich hatte "60dB genügen gut" gesagt. Das sind doch 0,1%, oder irre ich?? Bitte um Korrektur, falls ja. Stabil soll er gefälligst sein und sich nicht aus der Ruhe bringen lassen. ;-) > Der ist zwar teuer, erspart aber eine Menge Hardwareaufwand. Noch einen 77,5kHz-Quarz habe ich nicht mehr vorrätig, nur drei. Und die gehen in die Empfänger-Filter... :( Das würde das Projekt vom Preis her echt aufblähen. Und einen 2. Ofen dazu ... Ich weiß, dass ein Quarz von ich aus schon mal etliches stabiler ist. Egon D. schrieb: > aber wenn er nur 77.5 kHz braucht, kann er ja > einen Tiefpass mit entsprechend niedriger Grenzfrequenz > nachschalten. Das ist ja nicht verboten. Natürlich :D , das ist alles erlaubt. Er bekommt natürlich sowas, bevor es in den Diplexer und Mischer weiter geht. Michael
Michael M. schrieb: > 0,001% habe ich nicht genannt und auch nicht vor. > Ich hatte "60dB genügen gut" gesagt. Und damit bist du doch mit Quarz und Teiler und "ordentlichem" Tiefpass garantiert dabei. Schau mal was die Onlinerechner bei TP höherer Ordnung ausgeben. State-Variable-Filter ist auch immer eine gute Wahl, auch als Oszillator. Da kann eigentlich nichts schief gehen...die Spezialisten, die 120dB aus dem Ärmel schütteln, kannst du hier getrost vergessen. Die Frageformulierung verdeckt übrigens elegant die Eigenschaft "beliebiger" Systeme, eine Eigenresonanz zu haben! Und wenn das System in irgend einer Form angeregt wird (werden kann), dann hat es eben seine ureigene "Resonanzfrequenz". Das mit dem Wort "wissen" zu umschreiben, ist daher knapp daneben. Auch der Stein weiß, wo unten ist...also wohin er fallen muß :-) Gruß Rainer
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So, ich wollte das jetzt mal eben "live" wissen und erleben.. :-) Also habe ich den Bubba-Osz. gerade mal im Manhattan-Style aufgebaut und bin positiv überrascht.. ;-) Stinknormale Bauteile: TL084, Styro-Cs (1 nF 2,5%), Kohle-Rs (2,06k 5%) Betriebsspannung = +/-12 V Verstärkung liegt bei ca. 4,4 (noch nicht gemessen, weil ein TrimPot mit im Feedback ist) Frequenz gerechnet = 77,18 kHz, gemessen ca. >67,2 kHz noch keine Temp-Co, offen über Cu-Groundplane Stabilität liegt momentan bei +/- 3-4 * exp(-5); er nimmt jeden kleinsten Luftzug wahr... ^^ und geht (s. Bild) einseitig etwas in die Begrenzung. Anschwingen erfolgt ohne merkbare Verzögerung. Bei +/-8 V reißt die Schwingfreude dann ab, er startet aber bei wenigen mV höher sofort wieder. Dann gibt's da oben noch das Bild mit Ch 1 (oben) direkt am Verstärker-Ausgang, 20 Vss Ch 2 (unten) hinter dem 4. TP (Verst.-Eingang), ca. 6 Vss Ich werde morgen -wenn Zeit- das C/R-Verhältnis noch mal ändern; dann ist die Last an den OPV-Ausgängen nicht so groß und die TK-Probleme (hauptsächlich der Styros) sind nicht so gravierend. Insgesamt finde ich das (bei den Randbedingungen) nicht übel bzw. sogar recht erfreulich. Ich hatte mit schlimmeren Ergebnissen gerechnet. Michael
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sag mal wozu benötigst du überhaupt einen 77,5KHz Oszillator? Ralph Berres
Egon D. schrieb: > Hat es einen speziellen Grund, dass Du ausgerechnet eine > HOCHPASS-Struktur verwendest? Nein, das "normale" Design war halt schon in meinen LTSpice-Ordner... ;-)
Michael M. schrieb: > So, ich wollte das jetzt mal eben "live" wissen und erleben.. :-) > Also habe ich den Bubba-Osz. gerade mal im Manhattan-Style aufgebaut > und bin positiv überrascht.. ;-) Mir sagte der Begriff "Bubba" gar nichts, also habe ich mal gegoogelt. Und was soll ich sagen: ich bin unterwältigt. Das ist doch nur ein stinknormaler Phasenschieber-Oszillator. Ja, ok mit 4 RC-Gliedern statt mit 3. Und mit Puffern dazwischen. Aber ohne Amplitudenstabilisierung und deswegen mit dem erwartbar grottigen Klirrfaktor. Der einzige echte Vorteil dieses Designs ist, daß man 4 Signale mit relativ genauen je 45° Phasenverschiebung abnehmen kann. Sogar niederohmig - sofern man es richtig macht und nicht wie in dem vergurkten Schaltplan in der TI-Appnote. Den anscheinend fast die ganze Welt genauso falsch abgezeichnet (bzw. kopiert) hat. Zumindest habe ich mit der Google Bildersuche auf der ersten Seite nur einen Schaltplan gesehen, der den Sinus-Ausgang an der richtigen Stelle eingezeichnet hatte. Der offensichtliche Nachteil ist, daß man für eine Einstellung der Frequenz entweder 4 Bauteile simultan ändern muß (die 4 Widerstände oder die 4 Kondensatoren im Phasenschieber-Netzwerk). Oder, wenn man die Sparvariante fährt und nur einen oder 2 verändert, dann verliert man die schöne 45° Phasenbeziehung. Wenn man dem Bubba eine Amplitudenregelung spendieren würde und das Signal nach dem letzten Buffer entnimmt (was gewöhnlich als "Cosinus" Ausgang bezeichnet ist) dann könnte man zumindest einen ganz vernünftigen Klirrfaktor erreichen. > Stinknormale Bauteile: TL084, Styro-Cs (1 nF 2,5%), Kohle-Rs (2,06k 5%) ... > Ich werde morgen -wenn Zeit- das C/R-Verhältnis noch mal ändern; dann > ist die Last an den OPV-Ausgängen nicht so groß und die TK-Probleme > (hauptsächlich der Styros) sind nicht so gravierend. Wenn du wirklich Kohleschichtwiderstände verbaut hast, dann sind die das Problem. Nicht die Kondensatoren.
mir erschließt sich immer noch nicht wozu er in seinen DCF77 Frequenznormal einen 77,5KHz Oszillator benötigt. Der stopft ihm doch garantiert seinen Empfänger völlig zu. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > mir erschließt sich immer noch nicht ... Mir auch nicht. Wobei ich auch nichts von "seinem DCF77 Frequenznormal" gelesen habe. Falls das etwas mit DCF77 zu tun hat (wovon man fast sicher ausgehen kann) dann wären Genauigkeit und Konstanz der Frequenz sowieso viel wichtiger als das letzte % Klirrfaktor. Und deswegen würde man so ein Signal auch digital erzeugen, mit einem Quarz als Zeitbasis. Bei 77.5kHz kann man auch schon relativ problemlos mit LC-Kreisen filtern, ohne ein extra Zimmer für die Spule anbauen zu müssen.
Ralph B. schrieb: > sag mal wozu benötigst du überhaupt einen 77,5KHz Oszillator? Guten Morgen Ralph. ich benötige ihn als "Schwungrad" in der DCF-Disziplinierung, Beitrag "DCF-Disziplinierung eines OCXO - Re-Design (Rev. II)". Das ist der Teil, den Jochen Jirmann in seinem Digital-Design in der cq-DL (meines Wissens bis jetzt leider (noch)) nicht veröffentlicht hat. Da es in einer anderen Veröffentlichung (https://www.robkalmeijer.nl/techniek/electronica/radiotechniek/hambladen/cq-dl/1988/page153/index.html leider komplett an der exakten Auswertung samt nachvollziehbarem Zahlenmaterial fehlt, habe ich mir meine eigenen Gedanken dazu gemacht. Wie gefällt dir das erste Ergebnis mt dem Bubba-Oszillator, mal ganz grundsätzlich betrachtet? Michael
Axel S. schrieb: > Falls das etwas mit DCF77 zu tun hat (wovon man fast > sicher ausgehen kann) dann wären Genauigkeit und Konstanz der Frequenz > sowieso viel wichtiger als das letzte % Klirrfaktor. Hallo Axel, ich versuche ja gerade DEN Weg zu finden, um ihn zu einem konstanten Signal "zu überreden". Bereits gesagt: Ich suche nicht das letzte % Klirrfaktor; Ich brauche und will nachher auch gar kein Rechtecksignal, weil es im nächsten Schritt in einen DBM geht. Wenn die sich die Begrenzung mit einer sanften Amplitdenregelung beseitigen lässt, wird er sicherlich (auch) noch ein wenig stabiler. Dies und dann die Temp-Komp. in den Griff zu bekommen ist der nächstfolgende Akt. Der Probeaufbau und dessen Ergebnis ist >zumindest< schon mal wenigstens genausogut wie mein alter analoger Wavetek Funktionsgenrator. Der hatte auch keine bessere Stabilität, auch nach kompl. Justierung/Kalibrierung. Wenn sich das ganze "Forschen" mit/um Bubba und RC-Osz. als ergebnislos herausstellen sollte, habe ich zumindest meinen Erfahrungsschatz erweitert. Und Spaß macht(e) das auch noch.. :-) Michael
Ralph B. schrieb: > Der stopft ihm doch garantiert seinen Empfänger völlig zu. Bist du sicher, dass ich das Teil nicht genügend abgeschirmt bekomme? Ich baue da ja keine Antenne dran und Induktivitäten sind auch nicht im Spiel, die als solche wirken könnten. Michael
Moin, Axel S. schrieb: > Mir sagte der Begriff "Bubba" gar nichts, also habe ich mal gegoogelt. > Und was soll ich sagen: ich bin unterwältigt. Same here. Vielleicht sollte ich einen Hubba-Bubba Oszillator "erfinden" mit 7..8 Phasenschiebern verteilt auf 2 4fach OpAmps. Da wird dann der Sinus noch "schoener"... Zur Sinnhaftigkeit in dem Vorhaben hier sag' ich mal lieber nix. Gruss WK
Dergute W. schrieb: > Vielleicht sollte ich einen Hubba-Bubba Oszillator "erfinden" mit 7..8 > Phasenschiebern verteilt auf 2 4fach OpAmps. Da wird dann der Sinus noch > "schoener"... Sicher wird er nach 8 TP-Filtern schöner, aber auch rauschiger, denn das Rauschen der OPVs wird dann zum Problem.
Axel S. schrieb: > Wenn du wirklich Kohleschichtwiderstände verbaut hast, dann sind die > das Problem. Nicht die Kondensatoren. Ja, werde ich in Betracht ziehen, danke. Ich hatte offengestanden gegen Mitternacht keine Muße mehr auf 1206er-Metallfilm... > ....Den anscheinend fast die ganze > Welt genauso falsch abgezeichnet (bzw. kopiert) hat.... Den Kopierern muss man allerdings zugute halten, dass sie in ihren Beschreibungen darauf hinweisen, wo der geringste Klirr rauskommt. ;-) Michael
Michael M. schrieb: >> Der stopft ihm doch garantiert seinen Empfänger völlig zu. > Bist du sicher, dass ich das Teil nicht genügend abgeschirmt bekomme? > Ich baue da ja keine Antenne dran und Induktivitäten sind auch nicht im > Spiel, die als solche wirken könnten. da bin ich mir ganz sicher. Es ist immer eine schlechte Idee einen Oszillator genau auf der Empfangsfrequenz oder auf einer ZF zu betreiben. Ich habe bei meinem Frequenznormal das 77,5KHz Signal aus der letzten Stufe auf eine BNC Buchse nach vorne geführt. Das hätte ich mir auch sparen können. Wenn ich da nur einen Drahtstummel von 1cm reinstecke fängt der ganze Empfänger sofort an zu schwingen, obwohl cie Ferritantenne 2 Räume weiter in ca 10m Entfernung plaziert ist. Ralph Berres
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Michael M. schrieb: > Ralph B. schrieb: >> sag mal wozu benötigst du überhaupt einen 77,5KHz Oszillator? > > ich benötige ihn als "Schwungrad" in der DCF-Disziplinierung, > Beitrag "DCF-Disziplinierung eines OCXO - Re-Design (Rev. II)". Michael M. schrieb: > ich versuche ja gerade DEN Weg zu finden, um ihn zu einem konstanten > Signal "zu überreden" Je mehr ich davon lese, desto weniger sinnvoll erscheint mir das ganze Unterfangen. Das geht schon mit der Idee des "Schwungrades" los. Wenn man einen OCXO mit dem DCF-Signal disziplinieren will, dann ist der OCXO doch der lokale Oszillator. Was will man dann mit einem zusätzlichen, locker Faktor 10.000 weniger stabilen RC-Oszillator als weiterem LO? Das Konzept ist entweder so genial, daß ich es nicht erkenne, oder vollkommen gaga. Und selbst wenn wir das einfach mal akzeptieren, dann eignet sich der Bubba doch eher wenig als VCO. und gar nicht als LO. Die Frequenzstabilität ist einfach viel zu schlecht. Bei 77kHz wird auch die Phasenverschiebung der OPV bereits einen Einfluß haben. Und die dürfte auch einen TempCo haben. Last not least: der ganze Zirkus wird nur deswegen veranstaltet, weil sich der TO zu alt fühlt, um die angemessene und zeitgemäße digitale PLL in einem <spuck>"Teufelsdreck!" µC zu implementieren? LOL. Ich fühle mich ja auch manchmal alt. Aber zu alt für neue Technik werde ich hoffentlich nie sein.
Ralph B. schrieb: > Es ist immer eine schlechte Idee einen Oszillator genau auf der > Empfangsfrequenz oder auf einer ZF zu betreiben. Prinzipiell meine absolute Zustimmung. Ich frage mich nur, wie z.B. Jochen Jirmann diese Thematik gelöst hat. Großes Geheimnis? Er beschreibt ausdrücklich einen disziplinierten Oszillator, der auf 77k5 "mitläuft", siehe cq-DL 10/2000, Seite 722 Bild-Nr. 3. Der andere Verfasser des sogen. MNO = Mitnahme-O. (cq-DL 1988 ??) schweigt sich ebenso darüber aus...
Axel S. schrieb: > Je mehr ich davon lese, desto weniger sinnvoll erscheint mir das ganze > Unterfangen. Das geht schon mit der Idee des "Schwungrades" los. Wenn > man einen OCXO mit dem DCF-Signal disziplinieren will, dann ist der > OCXO doch der lokale Oszillator. Was will man dann mit einem > zusätzlichen, locker Faktor 10.000 weniger stabilen RC-Oszillator als > weiterem LO? Das Konzept ist entweder so genial, daß ich es nicht > erkenne, oder vollkommen gaga. Ich stelle mir die Frage: Warum hat ein Mensch wie Jochen J. (der sicher weiß, was er sagt) das in seinem Konzept reaalisiert und wie? Irgendwelche Gründe muss es ja haben. Nach Egon Ds. Hinweisen (die den Kernpunkt genau trafen) bezüglich einem ungestörtem DCF-Signal (frei von Fading, lokalen Störern) war dieses Schwungrad-Konzept "der rettende Anker". Ich hatte aus plausiblen Gründen (fehlender Be-/Nachweis) die "MNO"-Lösung sowieso verworfen. > Bei 77kHz wird auch die > Phasenverschiebung der OPV bereits einen Einfluß haben. Und die > dürfte auch einen TempCo haben. Der TempCo der OPVs liegt wohl gut/weit unter dem der externen Bauteil, vermute ich. > ...der ganze Zirkus wird nur deswegen veranstaltet, weil sich > der TO zu alt fühlt, um die angemessene und zeitgemäße digitale PLL > in einem <spuck>"Teufelsdreck!" µC zu implementieren? LOL. Ich hatte hier im eigentlichen DCF-Thema (Beitrag "Re: DCF-Disziplinierung eines OCXO - Re-Design (Rev. II)") bereits was dazu gesagt... Michael EDIT: Heute Abend werde ich wieder löten und sehen, ob sich da deutlich bessere Ergebnisse erzielen lassen.
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Michael M. schrieb: > Da stellt sich schon die nächste Frage: > Sinuserzeugung mit hoher Reinheit (minimalem Klirrfaktor, sehr gute > Phasenreinheit) erfordert grundsätzlich eine Stabilisierung bzw. > Regelung der erzeugten Amplitude. Es werden (bekannt) Dioden, aktive > Gleichrichter + FET oder Optokoppler und (HP) Glühlampen als PTC > eingesetzt. > > Es wundert mich, dass beim Bubba-O.dieses Thema plötzlich keins mehr > ist. Hi Michael......ich antworte spät, vielleicht ja noch nicht zu spät... Das Problem bei jedem Phasenschieber-Osz. (ganz besonders beim Zweifach-Integrator-Osz.) hinsichtlich der Amplitudenstabilisierung besteht darin, dass es "eigentlich" nicht ausreicht, die Verstärkung zu kontrollieren, da diese Oszillatoren ja nun phasensensitiv sind. Das heißt: jede Verstärkungsbegrenzung (-änderung) hat auch Einfluss auf die Phase und damit auf die Oszillatorfrequenz. Das ist z.B. bei allen Bandpass-Oszilloren (WIEN)ganz anders. Die Phase der Schleifenverstärkung ist da unabhängig von der Verstärkung. Das ist der Grund für die "Zurückhaltung" der Autoren beim Thema "Amplitude". Ganz drastisch beim Integrator-Osz. - es gibt -zig Veröffentlichungen zum Quadratur-Oszillator - in KEINER EINZIGEN wird das Thema Amplitude auch nur angesprochen...alle nutzen die Begrenzung durch die Betriebsspannung, die aber zum Glück kaum sichtbar ist. Das ist ein Phänomen, das auch nicht erwähnt - geschweige denn erläutert wird. (Ich habe das mal untersucht und eine Erklärung gefunden, die noch nirgendwo angesprochen ist.) Aber ein anderer Punkt: Kennst Du den auf dem GIC (2 OPVs) basierenden Oszillator? Sehr gute Qualität - auch ohne externe Stbilisierung. Abgleichbar in der Frequenz mit EINEM geerdeten Widerstand - ohne Beeinflussung der Schwingbedingung. Der GIC (General Impedance Converter) wird in der Filtertechnik als die beste Variante hinsichtlich des Einflusses realer OPV-Eigenschaften auf die gewünschten Frequenzeigenschaften angesehen.
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Michael M. schrieb: > Axel S. schrieb: >> Je mehr ich davon lese, desto weniger sinnvoll erscheint mir das ganze >> Unterfangen. ... >> Das Konzept ist entweder so genial, daß ich es nicht >> erkenne, oder vollkommen gaga. > Ich stelle mir die Frage: Warum hat ein Mensch wie Jochen J. (der > sicher weiß, was er sagt) das in seinem Konzept reaalisiert und wie? Tja. Jetzt hättest du die Gelegenheit gehabt, Argumente vorzubringen. "... wird schon wissen, was er tut" ist kein Argument. Ich möchte wissen, nicht glauben. > Irgendwelche Gründe muss es ja haben. Vielleicht ist es ja gar nicht das gleiche Konzept? Denn selbstverständlich kann man versuchen, einen freilaufenden 77.5kHz Oszillator mit dem Signal des DCF77 zu synchronisieren. Es ist nur nicht sonderlich sinnvoll, den LO als RC-Oszillator aufzubauen. Denn der LO soll ja die Kurzzeitstabilität einbringen (und Resilienz gegen Ausfall der Referenz). Dafür ist ein RC-Oszillator eine ganz schlechte Wahl. Ein OCXO hingegen eine ganz vorzügliche.
Lutz V. schrieb: > Kennst Du den auf dem GIC (2 OPVs) basierenden > Oszillator? Sehr gute Qualität - auch ohne externe Stbilisierung. > Abgleichbar in der Frequenz mit EINEM geerdeten Widerstand - ohne > Beeinflussung der Schwingbedingung. Hallo Lutz, danke für deinen Beitrag (Dank geht auch an die vielen anderen Mitschreiber, die sich alle um sehr sachliche Agumentation mühen). Mit nur einem Widerstand hört sich sicherlich interessant an.. :-) Ich hatte vom auf Gyratoren basierende Prinzip bereits gelesen/gefunden. Das ist jedoch totales Neuland für mich, wo ich mich erst einmal einarbeiten muss/müsste. Deswegen suchte ich zuerst nach "einfachen" Standardlösungen. Also, vielleicht zu einem späteren Zeitpunkt... ;-) __ Axel S. schrieb: > Tja. Jetzt hättest du die Gelegenheit gehabt, Argumente vorzubringen. > "... wird schon wissen, was er tut" ist kein Argument. Ich möchte > wissen, nicht glauben. Ich hatte im vorigen Beitrag bereits einen Link gegeben; wenn dir die Argumente nicht reichen, kann ich dir leider nicht weiterhelfen. Ich frage bei solchen Dingen nur einfach nach, weil ich den Hintergrund nicht kenne, jedoch gerne wüsste. Es könnte ja sein, dass ein Mitleser mehr darüber weiß; sicher ist das nicht, aber immerhin eine Chance.... Im Übrigen: Jochen Jirmann traue ich ein >sehr sehr weites Stück< über den Weg und habe überhaupt keinen Grund, seine Veröffentlichungen und Ausführungen (negativ) zu kritisieren oder anzuzweifeln. Ja, ich bin überzeugt, er >weiß< was er tut, schreibt und sagt (als Prof. seines Faches). Solchen Menschen, die ihr Wissen und Können uneigennützig anderen zugängig machen, bin ich unwahrscheinlich dankbar. Ohne sie wäre ich heute ein ganzes Stück unschlauer. ;-) So einfach ist das mit dem Dazulernen... (wer nicht fragt, bekommt auch keine Antworten). Meine Kenntnisse sind ganz sicher nur als Hobby-Niveau einzustufen. Beruflich war ich (meist) anders orientiert. Jedoch trau ich mir schon zu, relativ "einfache" Schaltungen zu verstehen und auch zu dimensionieren. Auch wenn ich mal irgendetwas dabei übersehe. Wenn mir Infos fehlen, versuche ich sie zu finden; das Netz bietet ja genügend Möglichkeiten. Wo ich an Grenzen stoße, frage ich eben nach UND profitiere auch von den qulaifizierten Antworten, die da kommen. Allerdings nehme ich mir die Freiheit, diese oder jene Erfahrungen selber machen zu wollen und zu müssen. Auch das ist Lernprozess (und bestimmt kein Masochismus :-D).... "Bausatzbastelei" ist echt nicht mein Ding. VERSTEHEN will ich es, was ich da zusammenlöte.... Deswegen auch die Aversion gegen die Tausendfüßler, womit man sich 100% beschäftigen muss, wenn man verstehen will, was in dem Käferchen wirklich passiert. Die Zeit ist mir zu schade (auch, weil ich nicht mehr 25 bin)... ;-) Michael
Axel S. schrieb: > Denn > selbstverständlich kann man versuchen, einen freilaufenden 77.5kHz > Oszillator mit dem Signal des DCF77 zu synchronisieren. Es ist nur nicht > sonderlich sinnvoll, den LO als RC-Oszillator aufzubauen. Denn der LO > soll ja die Kurzzeitstabilität einbringen (und Resilienz gegen Ausfall > der Referenz). Dafür ist ein RC-Oszillator eine ganz schlechte Wahl. Ein > OCXO hingegen eine ganz vorzügliche. Der OCXO ist mit seiner Kurzzeit-Stabilität Voraussetzung, klar. Auch klar: Ich muss ihn in geeigneten Zeitabständen führen. Sollgröße dafür liefert DCF, jedoch nur SOLANGE DCF einwandfrei und in geeigneter Weise empfangen werden kann. Sowie z.B. ein Senderausfall oder örtliche Störungen vorliegen, funktioniert das nicht (mehr). Siehe Argumente von Egon D. im ersten DCF-Thema. Für diesen Fall ist der VCO da, der mit seiner Anbindung an DCF mindestens minütlich ein weitgehend exaktes Referenzsignal (per PLL) liefert. Wenn DCF fehlt oder Störungen vorliegen, kann der Ph.-Vergleich mit dem OCXO zumindest noch auf der Basis der Korrekturwerte erfolgen, die eine, vielleicht ein paar (oder mehr) Minuten zurückliegen. Der OCXO wird aufgrund seiner Stabilitätseigenschsften das im Zweifel sogar mehrere und etliche Stunden ohne große Probleme "überstehen", z.B. nachts, wenn der DCF-Empfang absolut Nonsense ist (meine Interpretation, wegen der im Mittel >10-fach größeren Ph.-Abweichung). Ich "warte" die nächsten Ergebnisse von heute Abend ab; sie werden mir den Weg zeigen und, ob ich noch in einen zusätzlichen OCXO als DCF-"Begleiter" investieren muss. Wie Ralph B. schon sagte, werden die Probleme nicht weniger. Die Aussage ist für mich gültig, aber ich würde schon gerne wissen, ob und wie man das lösen kann. DA kam Jochen J. in's Spiel, der offenbar genau diesen DCF-geführten Schwungrad-Osz. in einem Schaltungkonzept eingebaut hat. Und dann eben die sich daraus ergebenden Fragen... Michael
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Axel S. schrieb: > Je mehr ich davon lese, desto weniger sinnvoll > erscheint mir das ganze Unterfangen. Das geht schon > mit der Idee des "Schwungrades" los. Wenn man einen > OCXO mit dem DCF-Signal disziplinieren will, dann > ist der OCXO doch der lokale Oszillator. Hmm. Ja. > Was will man dann mit einem zusätzlichen, locker > Faktor 10.000 weniger stabilen RC-Oszillator als > weiterem LO? Nun ja, natürlich kann man direkt eine einschleifige PLL mit dem DCF77-Empfangssignal als Referenz und dem OCXO als Lokaloszillator aufbauen. Dann bekommt man aber ein ernsthaftes Problem, sobald -- egal, aus welchem Grund -- die Phasendifferenz über +-90° anwächst. Also schafft man erstmal eine unterlagerte PLL, die den Hilfsoszillator auf das Empfangssignal synchronisiert. Man gewinnt als Vorteil, dass dieses Hilfsoszillatorsignal -- im Gegensatz zum Empfangssignal -- als störungsfrei vorausgesetzt werden darf. Integration über längere Zeiten (z.B. 24h) ist jetzt leicht mittels digitaler Zähler möglich. > Das Konzept ist entweder so genial, daß ich es nicht > erkenne, oder vollkommen gaga. Weder -- noch, würde ich sagen, sondern schlicht die berühmte "normative Kraft des Faktischen". Allerdings würde ich den Hilfsoszillator deutlich hochwertiger aufbauen, als Michael das vorhat.
Egon D. schrieb: > Also schafft man erstmal eine unterlagerte PLL, die den > Hilfsoszillator auf das Empfangssignal synchronisiert. > Man gewinnt als Vorteil, dass dieses Hilfsoszillatorsignal > -- im Gegensatz zum Empfangssignal -- als störungsfrei > vorausgesetzt werden darf. verstehe ich das richtig das du mit Hilfe einer PLL einen 77,5KHz Oszillator an das Empfangssignal anbienden willst? Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Egon D. schrieb: >> Also schafft man erstmal eine unterlagerte PLL, die den >> Hilfsoszillator auf das Empfangssignal synchronisiert. >> Man gewinnt als Vorteil, dass dieses Hilfsoszillatorsignal >> -- im Gegensatz zum Empfangssignal -- als störungsfrei >> vorausgesetzt werden darf. > > verstehe ich das richtig das du mit Hilfe einer PLL einen > 77,5KHz Oszillator an das Empfangssignal anbienden willst? So verstehe ich das Konzept, ja.
Den Oszillator samt PLL müsstest du aber schon extrem gut abschirmen, damit er nicht direkt in den Empfängereingang streut. Auserdem gibt es ungewollte und unkontrolliertr Mitzieheffekte, Dann kommen die Probleme mit dem trägernahen Seitenbandrauschen. Du hast sicherlich schon mal beobachtet, das bei einen HF Spektrumanalyzer der bis wenige KHz oder sogar bis wenige Hz runtergeht, die Empfindlichkeit des SAs extrem zurückgeht, bzw. der Rauschteppich bei in der Nähe von Null extrem zunimmt. Das hat auch was mit dem Seitenbandrauschen des Oszillators zu tun, aber auch mit der ZF Bandbreite. Das dürfte kaum beherrchbar sein. Ralph Berres
Ralph B. schrieb: > Den Oszillator samt PLL müsstest du aber schon extrem gut > abschirmen, damit er nicht direkt in den Empfängereingang > streut. Hmm. Berechtigter Einwand. Ich weiss ja nicht, was Michael plant, aber ich würde den Oszillator sowieso auf einer anderen Frequenz schwingen lassen und herunterteilen. Ein VCO für 3.1MHz würde sich anbieten; das teilt man direkt auf der PLL-Baugruppe durch 40, um die 77'500Hz zu erzeugen. Abschirmen muss man die PLL natürlich trotzdem. Zur Weiterverarbeitung gibt man das durch 31 geteilte Signal aus, das sind dann gerade 100kHz. Das sollte weit genug vom Empfangssignal wegliegen. > Auserdem gibt es ungewollte und unkontrolliertr > Mitzieheffekte, Naja, das würde ich für beherrschbar halten. Eine abgesetzte Antenne mit ferngespeistem Vorverstärker ist ja für ein Frequenznormal kein unanständiger Luxus... > Das dürfte kaum beherrchbar sein. Deine Einwände sind berechtigt, aber ich bin da nicht ganz so pessimistisch.
Axel S. schrieb: > ...selbstverständlich kann man versuchen, einen freilaufenden 77.5kHz > Oszillator mit dem Signal des DCF77 zu synchronisieren. Genau das ist der zu beschreitende Weg. Allerdings hat er eine Grenze gefunden, denn: > Es ist nur nicht > sonderlich sinnvoll, den LO als RC-Oszillator aufzubauen... ...was mir die abschließenden Tests nun auch deutlich gezeigt haben. Ein RC-Phasenschieber (Bubba) wird offenbar nur unter SEHR großem (hier nicht rechtzufertigenden) Aufwand eine Stabilität von evtl. 1*exp(-6) oder besser erreichen. Ich habe gestern Abend noch einige Änderungen probiert (Metallschicht-R, leider nur mit TK 300ppm verfügbar; TP-Bauteile größerer Impedanz, damit der OPV nicht so stark belastet wird (war suboptimal von mir); einfache Begrenzung des Verstärkers: antiparallele Dioden im Gegenkopplungszweig). Das Ergebnis war ernüchternd, teils sogar schlechter. - Die Stabilität wurde kein Deut besser. - Egal, an welchem TP ich gemessen habe, hatte ich mit nur wenigen pF Belastung (Tastkopf) eine F-Beeinflussung von sogar 1*exp(-4) :-( - Die Begrenzerdioden mochte er überhaupt nicht. Trotz mehreren 100k Serienwiderstand (Vorschlag von Ralph) brach die Osz.-Spannung sofort auf ca. ein Zehntel ein. Besser als im o. gezeigten Oszi-Bild wurde es leider nicht. Der Klirr hinter dem 4. TP mag durchaus zufriedenstellend sein, aber die geforderte Stabilität lässt sich mit einfachen Mitteln keinesfalls erreichen. :-( Herauszufinden, ob ein einfacher RC-Osz. mit Hausmacher-Mitteln geeignet ist oder nicht, war ja das (Teil)ziel des anderen Projekts. Erfahrungswert für mich, wieder was gelernt (Praxis)! Ich sehe damit >dieses< Thema als abgeschlossen. Die weiteren Beiträge (Egon D. und Ralph B.) werde ich gleich im eigentlichen DCF-Thema** beantworten, wo sie besser hingehören. ** Beitrag "DCF-Disziplinierung eines OCXO - Re-Design (Rev. II)" Danke auf jeden Fall für eure Beteiligung, Gedanken und Mühen. Michael
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