Hallo, neulich gab es hier diesen Beitrag: Beitrag "Passiver IQ-Demodulator für Direktmischempfänger" Ich habe einen einfachen selbstgebauten Kurzwellen-DC-Empfänger mit einem NE612. Könnte ich die Ausgänge von dem NE612 (Pin4 und 5) an so ein 'Audio Phase Shift Network' wie im Anhang anschließen, um das ungewollte Seitenband zu unterdrücken? Wenn das so funktioniert, wie kann man zwischen LSB und USB umschalten?
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Mal nach der "Phasenmethode " googlen. Aber es gibt auch digitale verfahren um ein Seitenband zu unterdrücken. Habe gerade spontan den Einfall ,man könnte zb. auf 12 khz ZF mischen und das ganze mit einer Soundkarte plus Decodier-Software hörbar machen. Aber gut du möchtest ja einen DC-Rx...Ich persönlich habe immer versucht die beiden Seitenbänder als Vorteil einzustufen. Ich habe immer damit CW gemacht und wenn ein Seitenband gestört gewesen ist habe ich das andere genommen was meist besser war.;-)https://youtu.be/msYezue7yf4https://youtu.be/msYezue7yf4
Ps ,den Link kannst vergessen , der wurde versehentlich eingefügt nachdem ich wieder mal die Scrollrad Taste ungewollt betätigt habe. Der Link ist tot.War kurz vorher auf you*** und habe Musik-Clips aus alten Tagen gesucht.
LarsTh schrieb: > Ich habe einen einfachen selbstgebauten > Kurzwellen-DC-Empfänger mit einem NE612. > Könnte ich die Ausgänge von dem NE612 (Pin4 und 5) > an so ein 'Audio Phase Shift Network' wie im Anhang > anschließen, um das ungewollte Seitenband zu > unterdrücken? Nein. Das gezeigte Gingell-Netzwerk ist für die SENDESEITE notwendig; es macht aus dem (breitbandigen) Sprachsignal die beiden 90° phasenverschobenen Komponenten. > Wenn das so funktioniert, wie kann man zwischen LSB > und USB umschalten? Du brauchst m.E. für Deinen Empfänger ZWEI Mischer und einen Quadraturoszillator; je nach gewünschter Frequenz ist die einfachste Möglichkeit, den LO auf der vierfachen Frequenz schwingen zu lassen und mit zwei 74[A|H]C74 herunterzuteilen. Der Teiler läuft als Graycode-Zähler und liefert das I/Q-Signal vom LO. Dann folgen halt zwei Mischer; Ausgangssignale addieren gibt das eine Seitenband, subtrahieren das andere. ZF-Filter ist auch noch ganz sinnvoll :) Soweit die Theorie; gebaut habe ich das auch noch nicht.
Egon D. schrieb: > Das gezeigte Gingell-Netzwerk ist für die SENDESEITE > notwendig; No! Im Empfänger brauchst Du nach den Mischern genauso ein Phasen-Netzwerk. Warum gugelst Du nicht ein bisschen ?
eric schrieb: > Egon D. schrieb: >> Das gezeigte Gingell-Netzwerk ist für die SENDESEITE >> notwendig; > > No! Im Empfänger brauchst Du nach den Mischern genauso > ein Phasen-Netzwerk. Ich bin gespannt auf Deine Erklärung. > Warum gugelst Du nicht ein bisschen ? Weil 1. ich selber denke und 2. dies hier ein Diskussionsforum ist. Sollte ich beim Denken einen Fehler machen (was leider öfter vorkommt, als mir liebt ist), dann bin ich für verständliche Erklärungen und Argumente dankbar.
Man braucht immer zwei mal 90 Grad Phasenschiebung. Die eine macht ein I/Q-Mischer mit 90 Grad verschobenem LO, die andere kann auch so ein "Polyphasen-Netzwerk" liefern. Am Ende muss für das unerwünschte Seitenband immer 180 Grad entstehen. Die Umschaltung macht man durch Addition oder Subtraktion der beiden Signale. Das gilt im Prinzip für Sender und Empfänger. https://www.analog.com/en/search.html?q=I%2FQ zum Senden läuft das Mikrofonsignal z.B. durch ein Polyphasen-Netzwerk und geht dann auf einen I/Q-Modulator. Zum Empfang erst ein I/Q-Demodulator dann das Netzwerk. AD hat sogar I/Q-Mischer mit integriertem LO, das verringert den Schaltungsaufwand noch weiter.
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Hab kürzlich die Phasenschieberei mit diskreten Allpässen simuliert. Es geht zwar mit RC-Hoch- und Tiefpässen. Allerdings ist dann der unterdrückte Bereich nur ~100Hz breit, weil bei einem Kanal die Amplitude nach oben ansteigt, beim anderen abfällt. Allpässe haben dagegen einen nahezu linearen Frequenzgang. Für CW reichen zwei Allpässe pro Kanal, für SSB sollte man noch einen dritten dranhängen.
Der NE612 gibt an 4 und 5 das Empfangssignal um 180° verschoben aus. Wenn ich es richtig verstanden habe, benötigt man aber vor dem Polyphasen-Netzwerk einen Demodulator mit zwei Mischern. Beide Mischer müssen mit einem LO-Signal angesteuert werden, das um 180° Phasenverschoben ist. Also wie hier: https://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/3/3a/Prinzip_QAM_demodulation.svg
Christoph db1uq K. schrieb: > AD hat sogar I/Q-Mischer mit integriertem LO, das verringert den > Schaltungsaufwand noch weiter. Das sind dann wohl diese hier. https://www.analog.com/en/parametricsearch/10763#/ Schade, dass es mit dem NE612 so nicht funktioniert. Der Aufwand wäre minimal gewesen.
Die analoge Phasenmethode ist eigentlich nur noch von archäologischem Wert. Sie wurde in der Anfangszeit der SSB-Technik verwendet, als ausreichend selektive Seitenband(Quarz)-Filter noch extrem teuer waren. Die beiden Mischer müssen mit 90° phasenverschoben angesteuert werden. Das Audio-Netzwerk erzeugt dann ebenfalls eine 90° Phasenverschiebung. Durch Umschalten ergeben sich dann 0° oder 180° in der Addition. Der Nachteil dieser (analogen) Methode ist eine relativ niedrige SB-Unterdrückung von 35 bis max. 45db, allerdings durch Drift kaum lange einzuhalten (die Phasenverhältnisse mussten sehr oft nachjustiert werden). Die Polyphsen-Netzwerke sind da etwas stabiler und erlauben im Idealfall SB-Unterdrückungen bis 60db. Heute gibt es sehr gute SSB Quarzfilter für wenig Geld mit weitaus besseren Eigenschaften, entweder kommerziell oder selbstgebaut. Anbei noch zwei kommerzielle Audio-Netzwerke für 300-3000Hz, die damals sehr populär waren.
HST schrieb: > Die beiden Mischer müssen mit 90° phasenverschoben angesteuert werden. > Das Audio-Netzwerk erzeugt dann ebenfalls eine 90° Phasenverschiebung. > Durch Umschalten ergeben sich dann 0° oder 180° in der Addition. Danke, jetzt verstehe ich. > Heute gibt es sehr gute SSB Quarzfilter Aber nicht bei Direktmischern. > Die Polyphsen-Netzwerke sind da etwas stabiler und erlauben im > Idealfall SB-Unterdrückungen bis 60db. Mir hätte das gereicht :) B e r n d W. schrieb: > Hab kürzlich die Phasenschieberei mit diskreten Allpässen simuliert. Es > geht zwar mit RC-Hoch- und Tiefpässen. Allerdings ist dann der > unterdrückte Bereich nur ~100Hz breit, weil bei einem Kanal die > Amplitude nach oben ansteigt, beim anderen abfällt. Allpässe haben > dagegen einen nahezu linearen Frequenzgang. Für CW reichen zwei Allpässe > pro Kanal, für SSB sollte man noch einen dritten dranhängen. Ein interessanter Schaltplan, ich verstehe es aber leider nicht.
herbert schrieb: > Habe gerade spontan den Einfall ,man könnte zb. auf 12 khz ZF mischen Ach? So wird das nix, du kriegst in jedem Falle das ungeliebte andere Seitenband gratis dazu. Es ist in diesem Falle einfach nur um 24 kHz entfernt. W.S.
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Allpass.jpg
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2_Allpaesse.jpg
45 KB
> Ein interessanter Schaltplan, ich verstehe es aber leider nicht.
Ein Allpass hat die Eigenschaft, bei konstanter Amplitude die Phase
kontinuierlich um 180° zu drehen. Es ist offensichtlich, daß bei tiefen
Frequenzen der Widerstand und bei hohen Frequenzen der Kondensator
dominiert.
Nehmen wir also 2 Allpässe mit geeigneten, unterschiedlichen
Zeitkonstanten und speisen den 1. Allpass mit einem Signal mit der Phase
0°/180°, den zweiten mit der Phase 90°/270°. Dort, wo sich die
Phasenverläufe im grünen Kreis berühren, haben die Signale identische
Amplitude und Phase. Diese beiden Signale können voneinander subtrahiert
werden, wobei sie sich in dieserm kleinen Bereich gegenseitig
auslöschen. Die absolute Phase ist dabei unwichtig, es zählt die
Phasendifferenz zwischen den Signalen.
Der Sinn des Phasennetzwerks im Eingangspost besteht darin, den Bereich
mit sich deckender Phase auf den notwendigen Bereich zu verbreitern. Für
SSB wäre z.B. der Bereich von 100Hz bis 3kHz ausreichend.
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LarsTh schrieb: > Aber nicht bei Direktmischern. Dem Mischer ist es egal, ob die ZF 0Hz (Audio) oder einige MHz beträgt. Ein gut aufgebauter Direktmisch-RX ermöglicht sicher einen guten Empfang mit wenig Aufwand, allerdings eben mit beiden Seitenbändern. Macht viel Spaß als sehr brauchbares Einsteigergerät. Wenn man aber nur ein Seitenband haben möchte, wird es leider deutlich komplizierter: - 2 Mischer mit exakt 90° Phasendifferenz der LO-Signale. - 2 Audio-Tiefpässe/Diplexer mit identischem Phasen- und Amplitudengang - 2 Audio-Verstärker, ebenfalls mit identischem Phasen/Amplitudengang - NF-Polyphasen-Netzwerk. Ein solcher RX hat normalerweise auch keine AGC. Es ist mit analogen Mitteln nicht möglich, eine exakte 90°-Phasen-verschiebung des LO über einen größeren Frequenzbereich zu erzielen (1 Grad Abweichung bedeutet schon eine SB-Unterdrückung von weniger als 40db). Kann man aber durch eine digitale Lösung mit 2 D-FlipFlops annähernd erreichen (LO-Frequenz = 4x fe). Verglichen damit ist ein klassischer Einfachsuper mit einer MHz-ZF und regelbarem ZF-Verstärker trotz zusätzlichem Produktdetektor eine etwas einfachere Angelegenheit. Aber zum Spaß, suche mal nach "Tayloe-Mixer", eine Schaltung z.B. mit 74AC74 (90°) und FST3253 (Mixer) für den RX-Eingang. Oder das: http://www.arrl.org/files/file/Technology/tis/info/pdf/020708qex013.pdf
Es gibt ja auch noch die digitale Methode für Breitband-90Grad-Phasenschieber. Die klassische Lösung ist ein "Hilbert"-FIR-Filter, z.B. 128 "Taps" also Multiplikationen und Additionen, und der andere Zweig einfach eine Zeitverzögerung des Signals um die halbe FIR-Länge, als 64 Stufen. Das ganze natürlich in mindestens 16-Bit-Arithmetik. Wenn man allerdings den Zeitbedarf berechnet, wird das mindestens eine Aufgabe für einen ARM, oder man erledigt es gleich im PC. Für das Sprachband bis 3 kHz muss ich laut Nyquist mindestens mit 6kHz ADC-samplen, besser also 8-10 kS/s. Aber 10000 mal 128 Multiplikationen sind 1,28 Millionen pro Sekunde. Ein Arduino kann das sicher nicht mehr. Es gibt aber noch die "nahezu phasenlinearen IIR-Filter" mit denen sich mit weit geringerem Aufwand der Phasenschieber bauen lässt. Ich habe das vor 10 Jahren hier mal als Artikel reingestellt: https://www.mikrocontroller.net/articles/Hilbert-Transformator_(Phasenschieber)_mit_ATmega Das würde gerade noch in einen Arduino passen, oder als multipliziererlose Version in ein CPLD.
W.S. schrieb: > So wird das nix, du kriegst in jedem Falle das ungeliebte andere > Seitenband gratis dazu. Es ist in diesem Falle einfach nur um 24 kHz > entfernt. Das ist mir schon klar Seitenbänder gibt es beim mischen immer. Ich dachte dabei eher an die Fähigkeiten von Decodiersoftware aber da müsste ich mich noch reinlesen ,was die kann und was nicht.
Wer mal erfahren will ,was es so alles für Methoden in Sachen DC-RX gibt Sollte mal schauen , dass er sich den "Schmöker" "Geradeaus- und Direktmischempfeänger" von Michael Arnoldt aus dem Elektor Verlag reinziehen. Unterthema :Klassische Technik - modern konzipiert.So wird das nix, du kriegst in jedem Falle das ungeliebte andere
Die Phasenmethode ist seit zwei Jahren wieder interessant geworden um SSB über QO-100 zu benutzen. Das Mikrofonsignal kann über Phasenschieber und IQ-Modulator direkt auf 2,4 GHz in ein SSB-Signal verwandelt werden. Spiegelfrequenzen gibt es nicht, ein einfacher Bandpass am Ausgang reicht aus. Die Referenzfrequenz muss sehr temperaturstabil sein, ein gewöhnlicher Quarzoszillator reicht nicht aus, Das geht nur mit Thermostatquarz oder den üblichen Referenzquellen DCF77, GPS oder Rubidium. Die Frequenzeinstellung sollte mindestens in 100 Hz Schritten möglich sein. Eine normale Integer-PLL ist zu grob einstellbar, eine Fractional-n-PLL oder eine Kombination aus PLL und DDS sind nötig. Man kann den Phasenschieber mit einfachen Mitteln überprüfen: Ein Sinusgenerator am Eingang und ein XY-Oszillaokop an den Ausgängen. Das muss beim Durchstimmen über den gesamten NF-Bereich einen perfekten Kreis ergeben.
Christoph db1uq K. schrieb: > Es gibt ja auch noch die digitale Methode für > Breitband-90Grad-Phasenschieber. > Die klassische Lösung ist ein "Hilbert"-FIR-Filter... ... > Für das Sprachband bis 3 kHz muss ich laut Nyquist mindestens mit 6kHz > ADC-samplen, besser also 8-10 kS/s. Ach nö, das ist zwar nett gedacht, reicht aber nicht wirklich. Um Alias zu vemeiden, muß man entweder vor dem ADC auf rein analoge Weise jeweils einen Tiefpaß anordnen, der umso schärfer sein muß, je niedriger die Samplefrequenz an die Grenze lt. Abtasttheorem heranrückt. Für 0..3kHz mit nur 6 kHz Samplefrequenz müßte dieser schon rechtwinklig sein wie eine Betonwand. Geht nicht. Aber auch dann, wenn man etwas abrückt, und mit 8..10 kHz wandelt, wird es nicht wesentlich besser. Grund: die analogen Tiefpässe vor dem ADC müssen ja auch toleranzarm aufgebaut werden und das wird eben wieder aufwendig. Als Alternative gibt es die Audio-Sigma-Delta Wandler, die funktionsbedingt recht scharfe Tiefpässe ab Nyquist-Grenze darstellen. Aber die laufen erst bei 44 kHz oder mehr so richtig, was dann eben ein digitales Dezimieren und Filtern erfordert. Obendrein sollte man im Auge behalten, daß man neben dem Filtern auch noch Phasendrehen muß. Das kann man in einem Rutsch erledigen, fertige Filterkernel kann man sich mit den Programmen von Iowa Hills ausrechnen lassen - bloß wie man sie sich SELBER ausrechnet, kann ich dir noch immer nicht vorturnen. Mir ist auch ein bissel die Lust daran vergangen, ich habe hier einen konstanten Störnebel bis weit über 13 MHz, wo alles an Nutzsignalen darin untergeht - mit Ausnahme einiger weniger noch immer sendenden Mittelwellen-Rundfunksendern. Naja, und mit einem AVR und so wird das alles nix. Da braucht es was dickeres. W.S.
W.S. schrieb: > Naja, und mit einem AVR und so wird das alles nix. Da braucht es was > dickeres. Hallo Wolfgang, da muss ich Dir widersprechen: Im µSDX schafft das sogar ein 8- Bit ATMEGA 328 (20 MHz Takt). Siehe https://www.qrpforum.de/forum/index.php?thread/13202-%C2%B5sdx-ein-mikro-sota-ssb-cw-sdr-transceiver-mit-arduino/&pageNo=1
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DH1AKF W. schrieb: > Hallo Wolfgang, da muss ich Dir widersprechen: Im µSDX schafft das sogar > ein 8- Bit ATMEGA 328 (20 MHz Takt). > Siehe... Ja, hab's gesehen - das ganze erscheint mir als eine Art besonderer Mutwilligkeit. Mit einem 20 MHz Achtbitter muß man sowohl die Abtastfrequenz arg herunterschrauben, da ist nix mit 48 kHz, dann braucht es auch noch eine deftige Reduzierung der Filtergröße und womöglich auch nicht mal mit 16 Bit (sättigende Arithmetik ist beim AVR m.W. nicht dabei), kurzum es erscheint mir, als ob jemand den Linux-Kernel auf den ATtiny portieren will. Und zum Schluß der Tayloe auf Basisband, der eine analoge Filterung auf HF voraussetzt, damit er nicht auch 3f, 5f usw. empfängt. Ist ja alles recht nett zu lesen, aber bleiben wir lieber auf dem Teppich. Ich frag mich bei sowas allerdings "wozu?" Sind die Erfinder so in einen speziellen Chip vernarrt, daß sie lieber die Durchführung bis auf's Blut quälen, als daß sie zu einem geeigneteren Chip greifen? Mich erinnert das an die Zweit-Auflage des FA-NWT. Anstatt diesmal einen µC zu nehmen, der von sich aus USB kann, wurde per FTDI der serielle Flaschenhals ins Gerät verlegt. Und anstatt die Amplitude des AD9951 ordentlich zu regeln, wurde der DAC-Strom-Anschluß als Abschwächer in 0.1 dB Schritten verwendet. Nullkommaein dB! W.S.
Den µSDX sieht man hier in Aktion: https://www.youtube.com/watch?v=qQI9Y6VXzl8 Ab 5:20 wird CW empfangen. Klingt zwar etwas "digitalkratzig", aber es funktioniert. Kommt das Kratzen von der zu schwachen Rechenleistung des uCs oder vom DSS-Chip? (ein STM32 wäre wahrscheinlich besser gewesen, aber immerhin!!! - Vielleicht rückt eine Version mit einem "stärkeren" uC ja auch noch nach...) Ansonsten finde ich das Projekt Top bei dem niedrigen Materialpreis mit dem verfügbaren Funktionsumfang. Optimal für QRP-ler in Wald und Gelände.
Wie gesagt, damals vor 10 Jahren waren die ARM noch nicht so verbreitet wie AVR, heute sehe ich den Versuch nur als "proof of concept". Ein SSB-Sender für QO-100 würde nach dem Mikrofonverstärker einen ARM als Phasenschieber benutzen, dann käme ein I/Q-Aufwärtsmischer mit feinstufigem LO und eine Endstufe. Der ARM erledigt nebenbei noch die Bedienung, Drehgeber, Textdisplay und PLL-Ansteuerung. Das alles sollte weniger als eine Europakarte groß machbar sein. Für den Empfänger sind die Anforderungen an Seitenbandunterdrückung und Spiegelfrequenzen nicht so hoch wie für den Sender. Wenn das Gebrabbel vom falschen Seitenband um 30 dB gegenüber dem richtigen unterdrückt ist, sollte es nicht mehr stören. Für den Sender hätte man schon gern 50-60 dB. Die Phasenmethode sorgt beim Empfang übrigens für eine Verdopplung von Nyquist. Einfaches Beispiel: der Funcubedongle enthält einen Tuner mit I/Q-Abwärtsmischer und einen USB-Stereo-Soundchip mit nur 96 kS/s Abtastung. Nach Nyquist wäre nur ein 48 kHz breiter Bereich zu empfangen, tatsächlich sind es aber 96 kHz. Die I/Q-Demodulation im PC stellt sozusagen das untere und obere Seitenband als Spektrum nebeneinander dar. In der Mitte (null Hertz-Linie) ist ein blinder Fleck, den sie Software noch wegbügelt. Das haben alle SDR nach dem Verfahren gemeinsam, z.B. der RTL-SDR.
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Um nochmal auf die Eingangsfrage zurückzukommen, hier zwei alte Veröffentlichungen zu Polyphasennetzwerken: ISBN 0672210193 von 1974 Autor Edward M. Noll, W3FQJ Der eigentliche Phasenschieber scheint ein rundes IC zu sein, "B+W 2Q4", ob es dazu noch irgendwo Unterlagen gibt, oder war das kundenspezifisch? http://www.ce-multiphase.com/img/phase-shift-network.pdf https://forums.qrz.com/index.php?threads/allpass-network-shifts-90-degrees.227745/ tatsächlich - das Web vergisst nie... und ein Sonderheft der Elrad von 1980, Artikel von J.R.Hey G3TDZ. Dazu gab es auch eine Schaltung mit Platinenlayout. Die Diodenringmischer waren diskret aufgebaut mit Germaniumdioden AA119 und Übertragern aus zwei Ferritperlen. Das ganze auf 10,7 MHz.
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im Elrad-Artikel wird ein Michael John Gingell zum Polyphasen-Netzwerk genannt https://patents.google.com/patent/US3559042A/en mit dem Namen komme ich noch zu einer ausführlichen LTSPICE-Simulation, leider nur auf docplayer und yumpu zu lesen: https://www.yumpu.com/de/document/read/40471517/simulation-lif5000-1-dl7mwn hier wird ein Vortrag von Jochen Jirmann DB1NV erwähnt, leider ohne Veröffentlichungsdatum. Nach einigem Suchen: Amateurfunktagung München 11./12. 3.2006, Skript S. 99-110, das habe ich hier. Der übliche SDR-Abtastmischer mit DDS, 74AC74 und 74HC4066 liefert die vier Phasenlagen, die auf das Netzwerk gehen.
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