Hallo zusammen, habe die Tage versucht, eine Vollbrücke für ca. 60V und 20A zu entwerfen. Weil ich keine Erfahrung bzgl. des Leiterplattenentwurfs besitze, hoffe ich auf Hilfe aus diesem Forum. Anbei habe ich Bilder von Schaltplan und PCB angefügt. In der ersten Iteration stell ich also die Frage, welche No-Gos ich hier eingebaut habe, die unbedingt korrigiert werden müssen. Die zwei übrigen Netzlinien im PCB werde ich über Kabel beim Bestücken verbinden. Gleiches gilt für den Anschluss des ACS Stromsensors. Bzgl. der Stromtragfähigkeit des Leistungsteil hoffe ich, dass eine ausreichenden Schichtdicke die 20A ermöglicht (>= 105um). Ich freue mich auf Eure Antworten :)
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Hallo, vorab eine Frage: mit welcher Frequenz soll die Brücke schalten? (Hintergrund: - kleine Frequenz/ einfaches statisches umschalten: IR2183 als Treiber ungünstig) - höhere Frequenz: Gatekondensatoren müssen C3/C4/c6/C7 weg) Maik
Danke für Deine Antwort. Würde die gerne mit bis zu 50 kHz betreiben. Wenn die Thermik das nicht zulässt, dann auch mit 20 kHz. Die Kondensatoren sind da, um den Einfluss der Miller-Kapazität beim Schalten zu kompensieren (vgl. Parasitic Turn-on of Power MOSFET – How to avoid it? von Infineon ). Belasten diese den Treiber zu stark oder wird die Zeitkonstante am Gate nur zu groß? Die vorgesehenen Mehrschicht Keramik-Kondensatoren haben eine geringe Selbstentladung, sodass die Bootstrap-Schaltung bei oben genannten Frequenzen funktioniert.
Ok, das wird ein sehr sehr weiter weg für dich. Du mußt dir ein Buch/Webseite suchen, die eine Mosfet-Vollbrücke erklären, inkl. der Schaltungsbeschreibung und wieso/warum etwas gemacht wird. (Ich habe gerade keine Empehlung zur Hand). Als Stichpunkte: - Pulsfrequenz 50kHz ist machbar --> das wird aber sehr warm - Treiber IR2183 wird prinzipiell gehen - Gatekondensatoren weg, das ist in https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475 nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken Kondensatoren am Gate bekämpfst - Mosfet Vishay IRF510: können keinen 20A-Strom ab. Du brauchst Mosfets, die >=100A Nennstrom haben - ich habe den Sinn der ganzen Dioden D2/D3/D4/D5 nicht erfaßt - selber ausgedacht oder irgendwo gesehen? - es fehlt ein richtiger Zwischenkreiskondensator zwischen plus/minus der Mosfetbrücke, bestehend aus einem (oder mehr) dicken Elko + parallel schnelle Keramikkondensatoren/Folienkondensatoren. Der eine 1000uF am rechten Rand wird den Strom nicht können (der Elko wird im worst-case mit der PWM-Frequenz von 50kHz mit 20A geladen/entladen) - In die Zuleitung zur Last und in die Mosfet-Zweige nach Masse: Widerstände zur Strommessung einbauen, damit du bei ersten Versuchen auch Strom+Spannung messen kannst (Verluste der Widerstände beachten) - Dioden D1+D6: schnelle Dioden (Schottky) nehmen, keine 1N4xxx - da ist bestimmt noch sehr viel mehr, Layout hat noch gar keinen Blick abbekommen Du solltest das Ziel evtl. niedriger hängen. Für Inbetriebnahme unbedingt notwendige Ausrüstung: - dickes Netzteil mit einstellbarer Strombegrenzung. Wenn du Tests direkt mit einer Batteriestromversorgung machst, fliegt gleich alles hoch. - Oszilloskop für Inbetriebnahme
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Hallo Maik, vielen Dank dafür, dass du dir die Zeit nimmst mir zu helfen. Das freut mich sehr. Ich habe nach einem entsprechenden Buch gesucht. Bisher allerdings nur welche gefunden, in dem die Schaltung prinzipiell erklärt wird. Falls ich ein detaillierteres finde oder gar eine wiss. Arbeit zu einem entsprechendem Design, liefere ich die Info nach. Maik F. schrieb: > - Pulsfrequenz 50kHz ist machbar --> das wird aber sehr warm Wie gesagt, wenn’s gar nicht geht, dann halt langsamer. Ist ja nur ein Bastelprojekt … Maik F. schrieb: > - Treiber IR2183 wird prinzipiell gehen Na wenigstens etwas 😊 Maik F. schrieb: > - Gatekondensatoren weg, das ist in > https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475 > nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken > Kondensatoren am Gate bekämpfst Die Kondensatoren am Gate wurden auch noch einmal in „Toshiba (2018). MOSFET Gate Drive Circuit. Application Note.“ auf S. 20 beschrieben. Zudem habe ich im persönlichen Gespräch zweimal gesagt bekommen, dass dies mitunter als „quick and dirty“ Variante angewendet wird, wenn der Anschluss an den Gate-Treiber eine zu hohe Impedanz aufweist. Dass sich Schaltverluste durch den längeren Schaltvorgang erhöhen und auch der Treiber-IC stärker belastet wird, nehme ich erstmal in Kauf. Deshalb würde ich zumindest die Pads zunächst beibehalten und später mal nachmessen. Die R und C Bauteile am Gate kann ich dann immer noch variieren oder weglassen. Maik F. schrieb: > - Gatekondensatoren weg, das ist in > https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475 > nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken > Kondensatoren am Gate bekämpfst Das ich den so überdimensionieren muss ist überraschend. Ist das eine Faustformel oder sprichst du hier aus Erfahrung? Existiert eine Überschlagsgleichung der Schalt- und Durchlassverluste für MOSFETs mit der du gute Erfahrung gemacht hast? Maik F. schrieb: > - ich habe den Sinn der ganzen Dioden D2/D3/D4/D5 nicht erfaßt - selber > ausgedacht oder irgendwo gesehen? Die zusätzlichen Dioden habe ich aus zwei Gründen vorgesehen: 1. Die body-Dioden besitzen eine sehr große Sperrschichtkapazität. Deshalb ist die Sperrverzugszeit sehr groß und es kommt zu einem Brückenkurzschluss (das habe ich irgendwo gelesen, mit Leuten besprochen und in LTSpice simuliert). Die Schottky-Diode parallel zur body Diode ersetzt die body-Diode als Freilaufdiode. Sie besitzt eine wesentlich kleinere Sperrschichtkapazität. Dadurch ist die Dauer des Brückenkurzschlusses wesentlich kleiner und die deshalb auftretende Stromspitze um ein Vielfaches reduziert. Ich vermute, dass in vielen Schaltungen die man über Google findet, diese Stromspitze in Kauf genommen wird und die Zwischenkreiskondensatoren dann an diese Belastung angepasst werden. Eine Überdimensionierung der MOSFETs muss bei diesen Stromspitzen sicher auch durchgeführt werden. Ich will diese Stromspitzen allerdings nicht haben. Weil ich in der Leistungsklasse keine Schottky-Dioden gefunden habe, die eine deutlich kleinere Flussspannung besitzen als die body-Dioden, wird die body-Diode durch eine Diode in Reihe blockiert, damit diese sicher nicht einschaltet (z. B. aufgrund des Temperaturdrifts der Flussspannung der body-Diode). 2. Ein Teil der Verluste wird in der externen Diode umgesetzt und der MOSFET weniger belastet. Maik F. schrieb: > - es fehlt ein richtiger Zwischenkreiskondensator zwischen plus/minus > der Mosfetbrücke, bestehend aus einem (oder mehr) dicken Elko + parallel > schnelle Keramikkondensatoren/Folienkondensatoren. Der eine 1000uF am > rechten Rand wird den Strom nicht können (der Elko wird im worst-case > mit der PWM-Frequenz von 50kHz mit 20A geladen/entladen) Das mit dem Zwischenkreiskondensator fällt mir gerade schwer, weil ich gar keinen Lastzyklus definiert habe. Da setze ich mich nochmal ran. Danke für den Hinweis. Maik F. schrieb: > - In die Zuleitung zur Last und in die Mosfet-Zweige nach Masse: > Widerstände zur Strommessung einbauen, damit du bei ersten Versuchen > auch Strom+Spannung messen kannst (Verluste der Widerstände beachten) Danke für den Tipp bzgl. des Messshunts. Den werde ich einbauen! Maik F. schrieb: > - Dioden D1+D6: schnelle Dioden (Schottky) nehmen, keine 1N4xxx Geht klar! Danke. Maik F. schrieb: > Du solltest das Ziel evtl. niedriger hängen. Beziehst du dich auf das ganze Projekt an sich oder die gewünschte Schaltfrequenz, Leistungsbereich, etc?
Clemens schrieb: > Maik F. schrieb: >> - Gatekondensatoren weg, das ist in >> > https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475 >> nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken >> Kondensatoren am Gate bekämpfst > > Das ich den so überdimensionieren muss ist überraschend. Ist das eine > Faustformel oder sprichst du hier aus Erfahrung? Existiert eine > Überschlagsgleichung der Schalt- und Durchlassverluste für MOSFETs mit > der du gute Erfahrung gemacht hast? Hier gings um dieses Zitat: Maik F. schrieb: > - Mosfet Vishay IRF510: können keinen 20A-Strom ab. Du brauchst Mosfets, > die >=100A Nennstrom haben
kurze Anmerkungen: >Beziehst du dich auf das ganze Projekt an sich oder die gewünschte >Schaltfrequenz, Leistungsbereich, etc? Bastelprojekt ist erstmal gut, wenn du das durchziehst, solltest du auch zu deinem Erkenntnisgewinn kommen. Mit "Du solltest das Ziel evtl. niedriger hängen" meinte ich die generellen Parameter, ganz speziell Spannung+Strom. 60V/20A wären 1,2kW Leistung, das ist kein Anfängerprojekt. - Zwischenkreiskondensator: Elko aussuchen nach Ripple-Strom, worst-case ist halt 20A. Vermutlich mehrere parallel. Überschlag zum Anfangen 4x3300uF/100V. Parallel kleine schnelle Kondensatoren direkt an der Mosfet-Brücke. - Mosfet: Für den Anfang (Bastelprojekt) einfach ordentlich dicke Typen aussuchen. Das verschlechtert zwar die Schalteigenschaften, aber dann läuft die PWM halt erstmal nur mit 10kHz. Reserven haben ist immer gut. Überschlagsrechnung Verluste: Durchlaßverluste = Rdson (siehe Datenblatt, worst case bei >100°C nehmen) * Imax*Imax Schaltverluste: U*I_max*0,5*Schaltzeit*frequenz minimale Schaltzeit siehe Dtaenblatt, du willst aber viel langsamer schalten (um alle möglichen Probleme zu vermeiden) und nimmst dann mehr Verluste in Kauf. - Kondensatoren am Gate: >als „quick and dirty“ Variante angewendet wird, wenn der >Anschluss an den Gate-Treiber eine zu hohe Impedanz aufweist Ja, dafür geht das als Notlösung. Und sich den Platz dafür freihalten (und erstmal nicht bestücken) ist eine sehr gute Vorgehensweise. Aber als Normalfall sind diese Kondensatoren nicht zu sehen! - Empfehlung Dioden: Laß die Dioden erstmal weg. Sie machen das Layout schwieriger und die Schaltung sollte auch ohne sie funktionieren. Komplizierter machen kannst du im 2.Versuch. Das Argument mit der Verlustverteilung zieht nicht richtig, die Mosfets müssen so&so an einen Kühlkörper geschraubt werden, da bekommen sie ihre Verlustwärme schon weg. Und wenn die Mosfets doch nicht ausreichen, dann werden statt der Diodengeschichte mehrere Mosfets parallel geschaltet (die dabei anstehenden Probleme kannst du in Version 3...7 deines Projektes lösen).
Wenn Du die unbedingt einbauen willst, dann gehören die aber in den Drain-Kreis.
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Danke Maik, für deine detaillierte Antwort und sogar die Angabe von konkreten Werten! Gerne würde ich auf die Dioden verzichten, weil sie die Bauteilanzahl erhöhen. Sie sind nicht billig und auch das wird wie von Maik beschrieben kompliziert. Ich möchte hiermit darstellen, weshalb ich sie für so wichtig halte. Anbei befindet sich eine Darstellung simulierter MOSFET-Halbbrücken. Meine Annahme ist, dass der nachfolgend beschriebene Effekt auch in den Halbbrücken der Vollbrücke auftritt. Die Diagramme in der angehängten Abbildung zeigen den Strom durch den Knoten am Drain-Anschluss des jeweiligen Low-Side MOSFETs einer Halbbrücke. Ohne zusätzliche Dioden und Kondensator zw. Gate und Source ist eine extreme Stromspitze zu sehen. Das Hinzufügen der Kondensatoren am Gate verringert diese Stromspitze (möglicherweise weil der Schaltvorgang verlangsamt und damit das du/dt verringert wird und/oder aus den in ,,Parasitic Turn-on of Power MOSFET – How to avoid it? von Infineon" genannten Gründen?). Ohne Gate-Kondensatoren und mit Dioden ist die Stromspitze noch weiter reduziert, ohne dass der Schaltvorgang merklich verlängert wird. Der vorausgegangenen Diskussion entnehme ich nun, dass u.a. die zwei Möglichkeiten bestehen: 1. Die Stromspitze in Kauf nehmen und geeignete MOSFETs und Kondensatoren vorsehen, die die durch die Stromspitzen auftretende zusätzliche Belastung gut aushalten. Diese sind dadurch bzgl. der Bemessungsgrößen der Vollbrücke überdimensioniert. 2. Zusätzliche Beschaltung vorsehen, die den Bauteilaufwand erhöht und die Schaltung komplizierter macht. Habe ich das so grundsätzlich richtig verstanden? Wenn ja, wie muss ich so eine Stromspitze bzgl. Ptot berücksichtigen. Wird der MOSFET anhand der zu erwartenden Maximalbelastung, also der Höhe der Stromspitze, ausgewählt? Der schreckliche Sven schrieb: > Wenn Du die unbedingt einbauen willst, > dann gehören die aber in den Drain-Kreis. Wegen der dadurch auftretenden parasitären Induktivitäten am Gate? Ja, diese zu vermeiden ist das erste was man bzgl. des Schaltungsentwurfes liest. Hier besteht das Dilemma, dass ich nur passenden Dual-Schottky-Dioden mit gemeinsamer Kathode gefunden habe. Wenn ich die einzeln kaufe, dann verdoppelt sich gleich der benötigte Bauraum ... Aber gut, dass müsste ich dann hinnehmen. Danke für den Hinweis.
Zum vorausgegangenen Post: Leider bringe ich hier wieder andere Bauteile in die Diskussion ein. Die MOSFETs in meinem ersten Post habe ich eingefügt, weil ich kein Bauteilmodell der ursprünglich geplanten IRFB5615 parat hatte und nur den Footprint des packages haben wollte. In der Diskussion hat Maik mittlerweile gezeigt, dass diese für das Vorhaben ebenfalls unterdimensioniert. Ich denke, dass der Effekt mit den Stromspitzen auch bei größeren MOSFETs auftritt. Hier vllt. sogar stärker, weil die Sperrverzugsladung größer ist.
>IRFB5615 immer noch zu klein. Geh mal auf die RS/Farnell-webseite und mit den Suchfiltern suche nach n-Kanal/U_ds=100V Gehäuse TO220 Id>=100A. Da fällt z.B. der IRFB4110 raus. Rdson=9mOhm (worst case), Schaltzeit <100ns, könnte zum rumspielen gut gehen. Oder ein Mosfet im Gehäuse TO220FP, hätte den Vorteil der isolation. Speziell für Anfägerprojekt: eine Stelle weniger, an der man versehentlich Kurzschlüsse bauen kann Deine Simulation: schön, aber nur Theorie. Real wird diese Spitze nicht so hoch ausfallen. Vor allem kannst du dich ja an die Realität annähern: Du fängst mit Arbeitspunkten von 10V/1A an und steigerst dann nach&nach Strom+Spannung. Du merkst dann ja, wo es warm wird. Und dann überlegt man, warum und weshalb . Schaltgeschwindigkeit der Mosfets: einstellen mit den Gatewiderständen. Mehr Gatewiderstand --> langsameres schalten --> mehr Verluste, aber dafür weniger Probleme mit "parasitic Miller switch-on" und auch dein befürchteter Querstrom tritt so nicht auf (weil der obere Mosfet gar nicht schnell genug diese 220A liefern kann). An dieser Stelle kannst du mit der Simulation tatsächlich rumspielen. Ermittele einen Gatewiderstand, der zusammen mit einem real passenden Mosfet eine Schaltgeschwindigkeit von 200..400ns ergibt. Nicht langsamer, dein mosfet-treiber hat 500ns-Totzeit-verriegelung, da muß man auf jeden Fall drunter bleiben. Und mit diesen schön langsam schaltenden Mosfets fängt man dann an, die Schaltung aufzubauen. Und dann mit dem Oszi messen: U_gs + U_ds + I_D + Temperatur Mosfet + Temperatur alles andere Und dann langsam U/I steigern und/oder Gatewiderstände ändern und oder Zwischenkreiskondensatoren dazubauen. (Immer nur eine Änderung pro Versuch). >Wird der MOSFET anhand der zu erwartenden Maximalbelastung, >also der Höhe der Stromspitze, ausgewählt? Jein. Auswahlkriterien: - Spannungsfestigkeit sehr wichtig - wenn Spannung zu hoch, dann Mosfet kaputt. Und Überspannungen können sehr schnell auftreten. Modelliere mal 10nH in die Drain-Zuleitung vom mosfet rein und guck dir U_ds an. Da sollte im Schaltmoment ein Spike > 60V auftreten. Dafür muß der Mosfet genug reserve haben. - Stromspitze: der mosfet kann kurze Stromspitzen problemlos ab, das geht nur auf die Temperatur. Dazu gibt es das SOA-Diagramm im Datenblatt (wieviel Strom für wie lange) - Strom: Nennstrom muß passen mit viel Reserve. Größerer Mosfet hat kleineren Rdson--> weniger Durchlaßverluste. Die Schaltgeschwindigkeit wird schlechter, aber wie oben geschrieben solltest du sowieso erstmal mit langsamerem Schaltvorgang anfangen --> da bringt ein schnellerer Mosfet, den man in der Geschwindigkeit gar nicht ausnutzt, nichts. Daher die Empfehlung (für deinen Fall): je dicker, je besser Wenn die Brücke irgendwann funktioniert und optimiert werden soll, dann kann man auch über schnellere Schaltvorgänge und die dafü nötigen schnelleren Mosfets nachdenken. Ist jetzt zu früh.
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Hallo Maik, ich habe versucht, die von Dir angesprochenen Punkte in einem neuen Schaltplan zu berücksichtigen. Sieht der jetzt etwas vernünfiger aus? Weil ich die Anschlussimpedanz der Spannungsversorgung nicht kenne, habe ich die Kapazität der Elkos nach https://www.mikrocontroller.net/articles/Zwischenkreiskapazit%C3%A4t für eine Belastung des Zwischenkreises mit festgelegte Zeitdauer gewählt (20A@1ms). Die Kapazität der Folien- und Kermaik-Kondensatoren ist anhand des Spannungsrippels infolge der Belastung mit PWM-Frequenz ausgelegt, wie es in https://www.ecicaps.com/wp-content/uploads/IEMDC_2009_11310_Final_Rev_4.pdf beschrieben wird. Dazu habe ich mir eine minimale Induktivität der Last festgelegt (100uH). Ergibt das Sinn, die Belastungen derart getrennt zu betrachten? Maik F. schrieb: > - Spannungsfestigkeit sehr wichtig - wenn Spannung zu hoch, dann Mosfet > kaputt. Und Überspannungen können sehr schnell auftreten. Modelliere mal > 10nH in die Drain-Zuleitung vom mosfet rein und guck dir U_ds an. Da > sollte im Schaltmoment ein Spike > 60V auftreten. Dafür muß der Mosfet > genug reserve haben. Die Simulation unter Berücksichtigung der parasitären Induktivität bei Udc=60V treibt die Drain-Source-Spannung des High-Side-Mosfet in das Limit von UDSmax=100V. Erst wenn ich die Spannung auf uDc=15V reduziere, wird das Limit nicht erreicht. Ist der Verlauf für uDc=15V plausibel? Und ist es in Realität auch so, dass die Spannung über dem Mosfet im Schaltvorgang mehr als das 5-fache der Zwischenkreisspannung erreicht?
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