Hallo zusammen,
habe die Tage versucht, eine Vollbrücke für ca. 60V und 20A zu
entwerfen.
Weil ich keine Erfahrung bzgl. des Leiterplattenentwurfs besitze, hoffe
ich auf Hilfe aus diesem Forum.
Anbei habe ich Bilder von Schaltplan und PCB angefügt.
In der ersten Iteration stell ich also die Frage, welche No-Gos ich hier
eingebaut habe, die unbedingt korrigiert werden müssen.
Die zwei übrigen Netzlinien im PCB werde ich über Kabel beim Bestücken
verbinden. Gleiches gilt für den Anschluss des ACS Stromsensors. Bzgl.
der Stromtragfähigkeit des Leistungsteil hoffe ich, dass eine
ausreichenden Schichtdicke die 20A ermöglicht (>= 105um).
Ich freue mich auf Eure Antworten :)
Hallo, vorab eine Frage: mit welcher Frequenz soll die Brücke schalten?
(Hintergrund:
- kleine Frequenz/ einfaches statisches umschalten: IR2183 als Treiber
ungünstig)
- höhere Frequenz: Gatekondensatoren müssen C3/C4/c6/C7 weg)
Maik
Danke für Deine Antwort.
Würde die gerne mit bis zu 50 kHz betreiben. Wenn die Thermik das nicht
zulässt, dann auch mit 20 kHz.
Die Kondensatoren sind da, um den Einfluss der Miller-Kapazität beim
Schalten zu kompensieren (vgl. Parasitic Turn-on of Power
MOSFET – How to avoid it? von Infineon ). Belasten diese den Treiber zu
stark oder wird die Zeitkonstante am Gate nur zu groß?
Die vorgesehenen Mehrschicht Keramik-Kondensatoren haben eine geringe
Selbstentladung, sodass die Bootstrap-Schaltung bei oben genannten
Frequenzen funktioniert.
Ok, das wird ein sehr sehr weiter weg für dich.
Du mußt dir ein Buch/Webseite suchen, die eine Mosfet-Vollbrücke
erklären, inkl. der Schaltungsbeschreibung und wieso/warum etwas gemacht
wird. (Ich habe gerade keine Empehlung zur Hand).
Als Stichpunkte:
- Pulsfrequenz 50kHz ist machbar --> das wird aber sehr warm
- Treiber IR2183 wird prinzipiell gehen
- Gatekondensatoren weg, das ist in
https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475
nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken
Kondensatoren am Gate bekämpfst
- Mosfet Vishay IRF510: können keinen 20A-Strom ab. Du brauchst Mosfets,
die >=100A Nennstrom haben
- ich habe den Sinn der ganzen Dioden D2/D3/D4/D5 nicht erfaßt - selber
ausgedacht oder irgendwo gesehen?
- es fehlt ein richtiger Zwischenkreiskondensator zwischen plus/minus
der Mosfetbrücke, bestehend aus einem (oder mehr) dicken Elko + parallel
schnelle Keramikkondensatoren/Folienkondensatoren. Der eine 1000uF am
rechten Rand wird den Strom nicht können (der Elko wird im worst-case
mit der PWM-Frequenz von 50kHz mit 20A geladen/entladen)
- In die Zuleitung zur Last und in die Mosfet-Zweige nach Masse:
Widerstände zur Strommessung einbauen, damit du bei ersten Versuchen
auch Strom+Spannung messen kannst (Verluste der Widerstände beachten)
- Dioden D1+D6: schnelle Dioden (Schottky) nehmen, keine 1N4xxx
- da ist bestimmt noch sehr viel mehr, Layout hat noch gar keinen Blick
abbekommen
Du solltest das Ziel evtl. niedriger hängen.
Für Inbetriebnahme unbedingt notwendige Ausrüstung:
- dickes Netzteil mit einstellbarer Strombegrenzung. Wenn du Tests
direkt mit einer Batteriestromversorgung machst, fliegt gleich alles
hoch.
- Oszilloskop für Inbetriebnahme
Hallo Maik,
vielen Dank dafür, dass du dir die Zeit nimmst mir zu helfen. Das freut
mich sehr.
Ich habe nach einem entsprechenden Buch gesucht. Bisher allerdings nur
welche gefunden, in dem die Schaltung prinzipiell erklärt wird. Falls
ich ein detaillierteres finde oder gar eine wiss. Arbeit zu einem
entsprechendem Design, liefere ich die Info nach.
Maik F. schrieb:> - Pulsfrequenz 50kHz ist machbar --> das wird aber sehr warm
Wie gesagt, wenn’s gar nicht geht, dann halt langsamer. Ist ja nur ein
Bastelprojekt …
Maik F. schrieb:> - Treiber IR2183 wird prinzipiell gehen
Na wenigstens etwas 😊
Maik F. schrieb:> - Gatekondensatoren weg, das ist in> https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475> nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken> Kondensatoren am Gate bekämpfst
Die Kondensatoren am Gate wurden auch noch einmal in „Toshiba (2018).
MOSFET Gate Drive Circuit. Application Note.“ auf S. 20 beschrieben.
Zudem habe ich im persönlichen Gespräch zweimal gesagt bekommen, dass
dies mitunter als „quick and dirty“ Variante angewendet wird, wenn der
Anschluss an den Gate-Treiber eine zu hohe Impedanz aufweist. Dass sich
Schaltverluste durch den längeren Schaltvorgang erhöhen und auch der
Treiber-IC stärker belastet wird, nehme ich erstmal in Kauf. Deshalb
würde ich zumindest die Pads zunächst beibehalten und später mal
nachmessen. Die R und C Bauteile am Gate kann ich dann immer noch
variieren oder weglassen.
Maik F. schrieb:> - Gatekondensatoren weg, das ist in> https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475> nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken> Kondensatoren am Gate bekämpfst
Das ich den so überdimensionieren muss ist überraschend. Ist das eine
Faustformel oder sprichst du hier aus Erfahrung? Existiert eine
Überschlagsgleichung der Schalt- und Durchlassverluste für MOSFETs mit
der du gute Erfahrung gemacht hast?
Maik F. schrieb:> - ich habe den Sinn der ganzen Dioden D2/D3/D4/D5 nicht erfaßt - selber> ausgedacht oder irgendwo gesehen?
Die zusätzlichen Dioden habe ich aus zwei Gründen vorgesehen:
1. Die body-Dioden besitzen eine sehr große Sperrschichtkapazität.
Deshalb ist die Sperrverzugszeit sehr groß und es kommt zu einem
Brückenkurzschluss (das habe ich irgendwo gelesen, mit Leuten besprochen
und in LTSpice simuliert). Die Schottky-Diode parallel zur body Diode
ersetzt die body-Diode als Freilaufdiode. Sie besitzt eine wesentlich
kleinere Sperrschichtkapazität. Dadurch ist die Dauer des
Brückenkurzschlusses wesentlich kleiner und die deshalb auftretende
Stromspitze um ein Vielfaches reduziert. Ich vermute, dass in vielen
Schaltungen die man über Google findet, diese Stromspitze in Kauf
genommen wird und die Zwischenkreiskondensatoren dann an diese Belastung
angepasst werden. Eine Überdimensionierung der MOSFETs muss bei diesen
Stromspitzen sicher auch durchgeführt werden. Ich will diese
Stromspitzen allerdings nicht haben.
Weil ich in der Leistungsklasse keine Schottky-Dioden gefunden habe, die
eine deutlich kleinere Flussspannung besitzen als die body-Dioden, wird
die body-Diode durch eine Diode in Reihe blockiert, damit diese sicher
nicht einschaltet (z. B. aufgrund des Temperaturdrifts der Flussspannung
der body-Diode).
2. Ein Teil der Verluste wird in der externen Diode umgesetzt und der
MOSFET weniger belastet.
Maik F. schrieb:> - es fehlt ein richtiger Zwischenkreiskondensator zwischen plus/minus> der Mosfetbrücke, bestehend aus einem (oder mehr) dicken Elko + parallel> schnelle Keramikkondensatoren/Folienkondensatoren. Der eine 1000uF am> rechten Rand wird den Strom nicht können (der Elko wird im worst-case> mit der PWM-Frequenz von 50kHz mit 20A geladen/entladen)
Das mit dem Zwischenkreiskondensator fällt mir gerade schwer, weil ich
gar keinen Lastzyklus definiert habe. Da setze ich mich nochmal ran.
Danke für den Hinweis.
Maik F. schrieb:> - In die Zuleitung zur Last und in die Mosfet-Zweige nach Masse:> Widerstände zur Strommessung einbauen, damit du bei ersten Versuchen> auch Strom+Spannung messen kannst (Verluste der Widerstände beachten)
Danke für den Tipp bzgl. des Messshunts. Den werde ich einbauen!
Maik F. schrieb:> - Dioden D1+D6: schnelle Dioden (Schottky) nehmen, keine 1N4xxx
Geht klar! Danke.
Maik F. schrieb:> Du solltest das Ziel evtl. niedriger hängen.
Beziehst du dich auf das ganze Projekt an sich oder die gewünschte
Schaltfrequenz, Leistungsbereich, etc?
Clemens schrieb:> Maik F. schrieb:>> - Gatekondensatoren weg, das ist in>>> https://www.infineon.com/dgdl/Parasitic_Turn-on_of_Power_MOSFET.pdf?fileId=db3a30431ed1d7b2011eee756cee5475>> nicht so gemeint, daß du parasitäres Einschalten mit dicken>> Kondensatoren am Gate bekämpfst>> Das ich den so überdimensionieren muss ist überraschend. Ist das eine> Faustformel oder sprichst du hier aus Erfahrung? Existiert eine> Überschlagsgleichung der Schalt- und Durchlassverluste für MOSFETs mit> der du gute Erfahrung gemacht hast?
Hier gings um dieses Zitat:
Maik F. schrieb:> - Mosfet Vishay IRF510: können keinen 20A-Strom ab. Du brauchst Mosfets,> die >=100A Nennstrom haben
kurze Anmerkungen:
>Beziehst du dich auf das ganze Projekt an sich oder die gewünschte>Schaltfrequenz, Leistungsbereich, etc?
Bastelprojekt ist erstmal gut, wenn du das durchziehst, solltest du auch
zu deinem Erkenntnisgewinn kommen. Mit "Du solltest das Ziel evtl.
niedriger hängen" meinte ich die generellen Parameter, ganz speziell
Spannung+Strom. 60V/20A wären 1,2kW Leistung, das ist kein
Anfängerprojekt.
- Zwischenkreiskondensator: Elko aussuchen nach Ripple-Strom, worst-case
ist halt 20A. Vermutlich mehrere parallel. Überschlag zum Anfangen
4x3300uF/100V. Parallel kleine schnelle Kondensatoren direkt an der
Mosfet-Brücke.
- Mosfet: Für den Anfang (Bastelprojekt) einfach ordentlich dicke Typen
aussuchen. Das verschlechtert zwar die Schalteigenschaften, aber dann
läuft die PWM halt erstmal nur mit 10kHz. Reserven haben ist immer gut.
Überschlagsrechnung Verluste:
Durchlaßverluste = Rdson (siehe Datenblatt, worst case bei >100°C
nehmen) * Imax*Imax
Schaltverluste: U*I_max*0,5*Schaltzeit*frequenz
minimale Schaltzeit siehe Dtaenblatt, du willst aber viel langsamer
schalten (um alle möglichen Probleme zu vermeiden) und nimmst dann mehr
Verluste in Kauf.
- Kondensatoren am Gate:
>als „quick and dirty“ Variante angewendet wird, wenn der>Anschluss an den Gate-Treiber eine zu hohe Impedanz aufweist
Ja, dafür geht das als Notlösung. Und sich den Platz dafür freihalten
(und erstmal nicht bestücken) ist eine sehr gute Vorgehensweise. Aber
als Normalfall sind diese Kondensatoren nicht zu sehen!
- Empfehlung Dioden:
Laß die Dioden erstmal weg. Sie machen das Layout schwieriger und die
Schaltung sollte auch ohne sie funktionieren. Komplizierter machen
kannst du im 2.Versuch.
Das Argument mit der Verlustverteilung zieht nicht richtig, die Mosfets
müssen so&so an einen Kühlkörper geschraubt werden, da bekommen sie ihre
Verlustwärme schon weg. Und wenn die Mosfets doch nicht ausreichen, dann
werden statt der Diodengeschichte mehrere Mosfets parallel geschaltet
(die dabei anstehenden Probleme kannst du in Version 3...7 deines
Projektes lösen).
Danke Maik,
für deine detaillierte Antwort und sogar die Angabe von konkreten
Werten!
Gerne würde ich auf die Dioden verzichten, weil sie die Bauteilanzahl
erhöhen. Sie sind nicht billig und auch das wird wie von Maik
beschrieben kompliziert.
Ich möchte hiermit darstellen, weshalb ich sie für so wichtig halte.
Anbei befindet sich eine Darstellung simulierter MOSFET-Halbbrücken.
Meine Annahme ist, dass der nachfolgend beschriebene Effekt auch in den
Halbbrücken der Vollbrücke auftritt.
Die Diagramme in der angehängten Abbildung zeigen den Strom durch den
Knoten am Drain-Anschluss des jeweiligen Low-Side MOSFETs einer
Halbbrücke. Ohne zusätzliche Dioden und Kondensator zw. Gate und Source
ist eine extreme Stromspitze zu sehen. Das Hinzufügen der Kondensatoren
am Gate verringert diese Stromspitze (möglicherweise weil der
Schaltvorgang verlangsamt und damit das du/dt verringert wird und/oder
aus den in ,,Parasitic Turn-on of Power
MOSFET – How to avoid it? von Infineon" genannten Gründen?).
Ohne Gate-Kondensatoren und mit Dioden ist die Stromspitze noch weiter
reduziert, ohne dass der Schaltvorgang merklich verlängert wird.
Der vorausgegangenen Diskussion entnehme ich nun, dass u.a. die zwei
Möglichkeiten bestehen:
1. Die Stromspitze in Kauf nehmen und geeignete MOSFETs und
Kondensatoren vorsehen, die die durch die Stromspitzen auftretende
zusätzliche Belastung gut aushalten. Diese sind dadurch bzgl. der
Bemessungsgrößen der Vollbrücke überdimensioniert.
2. Zusätzliche Beschaltung vorsehen, die den Bauteilaufwand erhöht und
die Schaltung komplizierter macht.
Habe ich das so grundsätzlich richtig verstanden?
Wenn ja, wie muss ich so eine Stromspitze bzgl. Ptot berücksichtigen.
Wird der MOSFET anhand der zu erwartenden Maximalbelastung, also der
Höhe der Stromspitze, ausgewählt?
Der schreckliche Sven schrieb:> Wenn Du die unbedingt einbauen willst,> dann gehören die aber in den Drain-Kreis.
Wegen der dadurch auftretenden parasitären Induktivitäten am Gate? Ja,
diese zu vermeiden ist das erste was man bzgl. des Schaltungsentwurfes
liest. Hier besteht das Dilemma, dass ich nur passenden
Dual-Schottky-Dioden mit gemeinsamer Kathode gefunden habe. Wenn ich die
einzeln kaufe, dann verdoppelt sich gleich der benötigte Bauraum ...
Aber gut, dass müsste ich dann hinnehmen. Danke für den Hinweis.
Zum vorausgegangenen Post:
Leider bringe ich hier wieder andere Bauteile in die Diskussion ein. Die
MOSFETs in meinem ersten Post habe ich eingefügt, weil ich kein
Bauteilmodell der ursprünglich geplanten IRFB5615 parat hatte und nur
den Footprint des packages haben wollte.
In der Diskussion hat Maik mittlerweile gezeigt, dass diese für das
Vorhaben ebenfalls unterdimensioniert. Ich denke, dass der Effekt mit
den Stromspitzen auch bei größeren MOSFETs auftritt. Hier vllt. sogar
stärker, weil die Sperrverzugsladung größer ist.
>IRFB5615
immer noch zu klein. Geh mal auf die RS/Farnell-webseite und mit den
Suchfiltern suche nach n-Kanal/U_ds=100V Gehäuse TO220 Id>=100A.
Da fällt z.B. der IRFB4110 raus. Rdson=9mOhm (worst case), Schaltzeit
<100ns, könnte zum rumspielen gut gehen.
Oder ein Mosfet im Gehäuse TO220FP, hätte den Vorteil der isolation.
Speziell für Anfägerprojekt: eine Stelle weniger, an der man
versehentlich Kurzschlüsse bauen kann
Deine Simulation:
schön, aber nur Theorie. Real wird diese Spitze nicht so hoch ausfallen.
Vor allem kannst du dich ja an die Realität annähern: Du fängst mit
Arbeitspunkten von 10V/1A an und steigerst dann nach&nach
Strom+Spannung. Du merkst dann ja, wo es warm wird. Und dann überlegt
man, warum und weshalb
.
Schaltgeschwindigkeit der Mosfets:
einstellen mit den Gatewiderständen. Mehr Gatewiderstand --> langsameres
schalten --> mehr Verluste, aber dafür weniger Probleme mit "parasitic
Miller switch-on" und auch dein befürchteter Querstrom tritt so nicht
auf (weil der obere Mosfet gar nicht schnell genug diese 220A liefern
kann).
An dieser Stelle kannst du mit der Simulation tatsächlich rumspielen.
Ermittele einen Gatewiderstand, der zusammen mit einem real passenden
Mosfet eine Schaltgeschwindigkeit von 200..400ns ergibt. Nicht
langsamer, dein mosfet-treiber hat 500ns-Totzeit-verriegelung, da muß
man auf jeden Fall drunter bleiben. Und mit diesen schön langsam
schaltenden Mosfets fängt man dann an, die Schaltung aufzubauen. Und
dann mit dem Oszi messen:
U_gs + U_ds + I_D + Temperatur Mosfet + Temperatur alles andere
Und dann langsam U/I steigern und/oder Gatewiderstände ändern und oder
Zwischenkreiskondensatoren dazubauen. (Immer nur eine Änderung pro
Versuch).
>Wird der MOSFET anhand der zu erwartenden Maximalbelastung,>also der Höhe der Stromspitze, ausgewählt?
Jein. Auswahlkriterien:
- Spannungsfestigkeit sehr wichtig - wenn Spannung zu hoch, dann Mosfet
kaputt. Und Überspannungen können sehr schnell auftreten. Modelliere mal
10nH in die Drain-Zuleitung vom mosfet rein und guck dir U_ds an. Da
sollte im Schaltmoment ein Spike > 60V auftreten. Dafür muß der Mosfet
genug reserve haben.
- Stromspitze: der mosfet kann kurze Stromspitzen problemlos ab, das
geht nur auf die Temperatur. Dazu gibt es das SOA-Diagramm im Datenblatt
(wieviel Strom für wie lange)
- Strom: Nennstrom muß passen mit viel Reserve. Größerer Mosfet hat
kleineren Rdson--> weniger Durchlaßverluste. Die Schaltgeschwindigkeit
wird schlechter, aber wie oben geschrieben solltest du sowieso erstmal
mit langsamerem Schaltvorgang anfangen --> da bringt ein schnellerer
Mosfet, den man in der Geschwindigkeit gar nicht ausnutzt, nichts. Daher
die Empfehlung (für deinen Fall): je dicker, je besser
Wenn die Brücke irgendwann funktioniert und optimiert werden soll, dann
kann man auch über schnellere Schaltvorgänge und die dafü nötigen
schnelleren Mosfets nachdenken. Ist jetzt zu früh.
Hallo Maik,
ich habe versucht, die von Dir angesprochenen Punkte in einem neuen
Schaltplan zu berücksichtigen. Sieht der jetzt etwas vernünfiger aus?
Weil ich die Anschlussimpedanz der Spannungsversorgung nicht kenne, habe
ich die Kapazität der Elkos nach
https://www.mikrocontroller.net/articles/Zwischenkreiskapazit%C3%A4t für
eine Belastung des Zwischenkreises mit festgelegte Zeitdauer gewählt
(20A@1ms). Die Kapazität der Folien- und Kermaik-Kondensatoren ist
anhand des Spannungsrippels infolge der Belastung mit PWM-Frequenz
ausgelegt, wie es in
https://www.ecicaps.com/wp-content/uploads/IEMDC_2009_11310_Final_Rev_4.pdf
beschrieben wird. Dazu habe ich mir eine minimale Induktivität der Last
festgelegt (100uH). Ergibt das Sinn, die Belastungen derart getrennt zu
betrachten?
Maik F. schrieb:> - Spannungsfestigkeit sehr wichtig - wenn Spannung zu hoch, dann Mosfet> kaputt. Und Überspannungen können sehr schnell auftreten. Modelliere mal> 10nH in die Drain-Zuleitung vom mosfet rein und guck dir U_ds an. Da> sollte im Schaltmoment ein Spike > 60V auftreten. Dafür muß der Mosfet> genug reserve haben.
Die Simulation unter Berücksichtigung der parasitären Induktivität bei
Udc=60V treibt die Drain-Source-Spannung des High-Side-Mosfet in das
Limit von UDSmax=100V. Erst wenn ich die Spannung auf uDc=15V reduziere,
wird das Limit nicht erreicht.
Ist der Verlauf für uDc=15V plausibel? Und ist es in Realität auch so,
dass die Spannung über dem Mosfet im Schaltvorgang mehr als das 5-fache
der Zwischenkreisspannung erreicht?
